JP2758920B2

JP2758920B2 - Ｃｓｋ通信装置

Info

Publication number: JP2758920B2
Application number: JP1066356A
Authority: JP
Inventors: 聡一津村; 馨遠藤; 直道高橋
Original assignee: NEC Home Electronics Ltd
Current assignee: NEC Home Electronics Ltd
Priority date: 1989-03-20
Filing date: 1989-03-20
Publication date: 1998-05-28
Anticipated expiration: 2013-05-28
Also published as: JPH02246544A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は、スペクトラム拡散（SS）通信、とくにコ
ード・シフト・キーイング（Code Shift Keying＝CSK）
変調方式における受信側のキャリア検出方法を改良した
CSK通信装置に関する。

［従来の技術］ SS通信方式は衛星通信、移動体通信などの他、電力線
通信にも応用範囲が広まっている。従来のSS通信方式に
ついて、第14図および第15図を参照して説明する。送信
側では、PN（擬似雑音）符号系列発生器１の出力ａを送
信データｂとEX−OR回路２でEX−OR演算後（信号ｃ）、
増幅器３により送信信号として伝送路に送出する。受信
側では、受信信号を増幅器４で増幅後、相関器６で同期
PN符号系列発生器５の出力ｄと相関をとり、相関値（信
号ｅ）を比較器７で所定の閾値と比較し、受信データｆ
を復調する。伝送路としては、無線、有線、その他の伝
送謀体が考えられる。したがって送信信号は直接に伝送
媒体に送出されるばかりでなく、伝送媒体を伝送するの
に適した信号に変換して送られる場合が多い。また電力
線通信では商用電力と分離するインタフェースが必要と
なる。このような信号変換、分離の作用を行なう伝送媒
体との接続部を以下では、受信インタフェース、送信イ
ンタフェースと呼ぶ。

［発明が解決しようとする課題］従来の通信方式は、受信側の同期PN符号系列発生器５
の発生PN系列を、送信側のPN系列と同期させなければな
らず、そのためには先ず同期点をサーチする必要があ
る。伝送路の伝送特性上に問題がないならば同期点で相
関波形にピークが検出される。しかし電力線通信のよう
に伝送特性が極めて不良で、しかも伝送帯域内にディッ
プ・ポイントがあるような線路では、相関波形の劣化が
進み、相関値の正負の関係が逆転し、データの1,0の誤
りとなることがある。また波形の劣化により同期が維持
できない欠点があった。

出願人は、上記の従来のSS通信方式の欠点を克服した
新規なCSK通信方式を提案している。

CSK通信方式では、送信側において、相互相関が低い
２つの同一符号長の２値PN符号系列をそれぞれ一定周期
で発生し、上記一定周期ごとに、送信データの１または
０に応じて上記の２つの異なるPN符号系列のいずれかを
選択して送信信号として送出する。他方、受信側におい
ては、受信信号と、送信側で用いられた２つのPN符号系
列との相関をそれぞれとることにより２つの相関出力を
得法を改良したCSK通信装置に関する。

［発明が解決しようとする課題］従来の通信方式では、受信側の同期PN符号系列発生器
５の発生PN系列を、送信側のPN系列と同期させなければ
ならず、そのためには先ず同期点をサーチする必要があ
る。伝送路の伝送特性上に問題がないならば同期点で相
関波形にピークが検出される。しかし電力線通信のよう
に伝送特性が極めて不良で、しかも伝送帯域内にディッ
プ・ポイントがあるような線路では、相関波形の劣化が
進み、相関値の正負の関係が逆転し、データの1,0の誤
りとなることがある。また波形の劣化により同期が維持
できない欠点があった。

CSK通信方式では、送信側において、相互相関が低い
２つの同一符号長の２値PN符号系列をそれぞれ一定周期
で発生し、上記一定周期ごとに、送信データの１または
０に応じて上記の２つの異なるPN符号系列のいずれかを
選択して送信信号として送出する。他方、受信側におい
ては、受信信号と、送信側で用いられた２つのPN符号系
列との相関をそれぞれとることにより２つの相関出力を
得出力の前記副観測区間における総和とを乗算して得ら
れる第２の積を求め、これら第１の積と第２の積を互い
に大小比較し、第１の積が第２の積よりも大きな場合は
データ０を復調データとし、第２の積が第１の積よりも
大きな場合データ１を復調データとするとともに、前記
第１の積と第２の積を差分演算し、得られた差分の絶対
値が所定の閾値を超えるときにキャリア検出信号を発生
し、所定回数のデータ区間を越えて前記キャリア検出信
号が検出されないときは、同期はずれ状態にあると判定
する受信装置とを具備することを特徴とするものであ
る。

また、本発明は、前記受信装置が、前記データ区間の
ほぼ中央部に前記主観測区間を定め、該中央部を挟む両
側の区間を前記副観測区間に定めることを特徴とするも
のである。

［作用］本発明によれば、受信信号について送信側で用いたの
と同じ第１及び第２のPN符号系列により相関演算してそ
れぞれ第１及び第２の相関出力を得、該相関出力につい
てそれぞれPN符号系列の発生周期と同幅のデータ区間を
相関ピークが現われる時点を含む主観測区間とそれ以外
の副観測区間とに分けて観測し、第１の相関出力の主観
測区間におけるピーク値と第２の相関出力の副観測区間
における総和とを乗算して得られる第１の積及び第２の
相関出力の主観測区間におけるピーク値と第１の相関出
力の副観測区間における総和とを乗算して得られる第２
の積を求め、これら第１の積と第２の積を互いに大小比
較し、第１の積が第２の積よりも大きな場合はデータ０
を復調データとし、第２の積の第１の積よりも大きな場
合はデータ１を復調データとする。また、第１の積と第
２の積を差分演算し、得られた差分の絶対値が所定の閾
値を超えるときにキャリア検出信号を発生し、所定回数
のデータ区間を越えて前記キャリア検出信号が検出され
ないときは、同期はずれ状態にあると判定する。

［実施例］以下この発明を、PN符号としてマンチェスタ符号Ｍ系
列を用いたCSK通信装置に通用した実施例について詳述
する。

（１）CSK通信装置全体の構成第１図はマンチェスタ符号Ｍ系列を用いたCSK方式の
通信装置の全体構成を示すものであり、送信側の送信装
置と受信側の受信装置とが伝送路又は伝送媒体を介して
結合されている。

送信装置内の変調装置（送信装置）11には、相互相関
が低くかつ同じ符号長をもつマンチェスタ符号Ｍ系列を
同期してそれぞれ発生する２つのマンチェスタ符号Ｍ系
列発生器31,32が設けられ、それらの符号出力は切替回
路33に与えられる。この切替回路33は２進数送信データ
（０又は１）に応じて制御され、たとえば送信データが
０のときには発生器31の符号出力すなわち第１のPN符号
系列が、１のときには発生器32の符号出力すなわち第２
のPN符号系列がそれぞれ選択される。この切替回路33に
よって選択された符号出力信号が送信信号TXOとなる。
切替回路33における切替制御は、発生するマンチェスタ
符号Ｍ系列の周期に同期して行なわれ、２進数の１つの
データ（０又は１）は一周期のマンチェスタ符号Ｍ系列
すなわち第１又は第２のPN符号系列によって表現され
る。

異なる２つのマンチェスタ符号Ｍ系列の切替ないしは
選択が送出すべきデータのコード（１または０）に応じ
て行なわれるので、この変調方式をコード・シフト・キ
ーイング（CSK）という。もちろん、CSKではマンチェス
タＭ系列に限らず他のPN符号系列を用いてもよい。

送信信号TXOは送信インタフェース12Aを介して伝送路
または伝送媒体に送出される。送信インタフェース12A
は［従来の技術］の項で示したように、広い意味での接
続部であって、キャリアの変調または電力線への混合処
理等を行なう部分である。

受信インタフエース12Bも、キャリアの復調、電力線
からの分離、A/D変換等を行なうもので、伝送路または
伝送媒体から入力する信号をディジタル受信信号RXIに
変換して出力する。

受信装置には、２つの相関器21,22、復調装置23、キ
ャリア検出回路24、同期制御回路25等が含まれている。
受信インタフェース12Bから出力されるディジタル受信
信号RXIは２つに分岐してそれぞれ相関器21,22に入力す
る。一方の相関器21には一方のマンチェスタＭ系列発生
器31から発生するマンチェスタ符号Ｍ系列すなわち第１
のPN符号系列が設定されており、この第１のPN符号系列
と受信信号RXIとの相関がとられる。同じように他方の
相関器22には他方のマンチェスタＭ系列発生器32から発
生するマンチェスタ符号Ｍ系列すなわち第２のPN符号系
列が設定されており、この第２のPN符号系列と受信信号
RXIとの相関がとられる。これらの相関器21,22から得ら
れる第１、第２の相関出力は復調装置23に与えられ、こ
の復調装置23において相関値に応じて復調信号０又は１
が割当てられ、受信データRXDとして出力される。すな
わち、相関器21と22の相関出力のうち相関器21の方が大
きな相関ピーク値を示している場合には０の受信データ
を、逆に相関器22の方が大きな相関ピーク値を示してい
る場合には１の受信データをそれぞれ復調データとする
ことができる。

相関出力はまたキャリア検出回路24および同期制御回
路25に入力する。キャリア検出回路24は相関出力に基づ
いてキャリアの有無を検出し、その検出信号を同期制御
回路25に与える。キャリアの有無は、受信信号RXIを受
信しているかどうかを判断するために用いられる。同期
制御回路25は、キャリアが検出されているときに、相関
出力に基づいて、復調およびキャリア検出のためのタイ
ミング信号を作成して復調装置23およびキャリア検出回
路24に与える。

以上のようにしてCSK通信方式では、受信側において
２つの相関出力を比較し、その大小に応じて受信データ
の０又は１を割当てることができるので、受信側のマン
チェスタＭ系列は送信側のそれと厳密に同期をとる必要
がなく、データの復調誤りも生じなくなる。また相関器
の出力として絶対値をとるようにすれば、送信ピーク値
が負となるような特性劣化の伝送路の場合でも誤差にな
らない。さらにマンチェスタ符号Ｍ系列を用いることに
より、受信信号の低域成分を少なくして伝送路との結合
損失を低く抑えることができる。

（２）CSK通信装置の構成例第２図はCSK通信装置11の具体的構成例を示してい
る。またこの回路の各部の出力信号波形が第３図に示さ
れている。

この実施例では、各マンチェスタＭ系列発生器31,32
は３段（ｎ＝３）のシフトレジスタFF₁₁〜FF₁₃，FF₂₁〜
FF₂₃を含み、これらのシフトレジスタはクロック発生器
34から出力されるクロック信号CKのタイミングでデータ
のシフト動作を行なう。これらのシフトレジスタの帰還
回路は互いに異なっている。すなわちシフトレジスタFF
₁₁〜FF₁₃では、第２段と第３段のセルの符号が排他的論
理和回路（EX−OR）31aを経てその入力側に帰還されて
いるのに対して、シフトレジスタFF₂₁〜FF₂₃では第１段
と第３段のセルの符号がEX−OR回路32aを経て帰還され
ている。シフトレジスタとその帰還回路はＭ系列発生器
（PN符号発生器、PN符号＝Pseude Noise Code＝擬似雑
音符号）をそれぞれ構成している。そして、各シフトレ
ジスタの最終段の符号出力とクロック信号CKとの排他的
論理和がそれぞれEX−OR回路37,38でとられることによ
りマンチェスタ符号が作成される。

一方のマンチェスタＭ系列発生器31の特定の位相（オ
ール１）のときに他方のマンチェスタＭ系列発生器32が
常に一定の位相（初期位相）となるように位相同期回路
が設けられている。この位相同期回路はNAND回路36と初
期位相設定器35とを含んでいる。初期位相設定器35はシ
フトレジスタFF₂₁〜FF₂₃の各段に初期符号を設定するた
めのもので、任意の符号（オール０以外の符号）を設定
できる。シフトレジスタFF₁₁〜FF₁₃のすべての段の符号
が１となったときに（この状態はマンチェスタ符号Ｍ系
列の一周期Ｔに１回生起される）NAND回路36からＬレベ
ルの信号が発生し、クロック信号CKの次の立上りの時点
で初期位相設定器35に設定された符号がシフトレジスタ
FF₂₁〜FF₂₃の各段にそれぞれロードされる。

上述のようにマンチェスタＭ系列発生器31,32の出力
すなわちEX−OR回路37,38の出力は切替回路33に与えら
れ、送信データTXDによってマンチェスタ符号Ｍ系列の
一周期（データ区間）Ｔごとに切替動作が行なわれる。
またNAND回路38の出力は送信データ処理部（たとえばマ
イクロプロセッサ）に送信要求信号として与えられる。
送信データ処理部はこの送信要求信号が入力するごとに
送信データTXDの１ビット分（１または０）を出力して
切替回路33に与える。

第４図は変形例を示している。第２図と比較すると、
マンチェスタＭ系列発生器31,32からそれぞれEX−OR回
路37,38が取除かれ、これに代えて切替回路83の出力側
に、切替回路33の出力とクロック信号CKとを入力とする
EX−OR回路39が設けられ、マンチェスタ符号が作成され
る。参照符号31A,32AはそれぞれＭ系列発生器を指し、
それらの出力（シフトレジスタの最終段の符号）が切替
回路33にそれぞれ与えられている。この変形例のものは
EX−OR回路を１個少なくすることができるという利点を
もっている。

なお、第２図の切替回路33の出力側、第４図のEX−OR
回路39の出力側に１クロック・ラッチ回路を設け、送信
信号TXOを波形整形するようにするとよい。

（３）相関器の構成例次に相関器21,22の構成について第５図を参照して詳
しく説明する。

相関器21,22はそれぞれＮ段のレジスタ41a,41bを備
え、これらのレジスタ41a,41bには、変調装置11に含ま
れるマンチェスタＭ系列発生器31,32で発生するマンチ
ェスタ符号Ｍ系列すなわち第１、第２のPN符号系列がそ
れぞれあらかじめ設定されている。ｎ段のシフトレジス
タを用いて発生するＭ系列の符号長は2ⁿ−１ビットであ
る。変調装置11ではＭ系列はマンチェスタ符号化されて
いるから、レジスタ41a,41bの段数ＮはＮ＝２（2ⁿ−
１）である。

一方、受信インタフェース12Bから入力するディジタ
ル受信信号RXIは２分岐され、各相関器21,22に設けられ
たシフトレジスタ42a,42bに入力する。これらのシフト
レジスタ42a,42bもＮ段であり、変調装置11におけるク
ロック信号の２倍の周波数のクロックCKにより駆動され
る。

相関器21において、レジスタ41aに設定された各段の
符号とシフトレジスタ42aの対応する各段に送り込まれ
た受信信号の符号とがそれぞれEX−OR回路43aで比較さ
れる。すべてのEX−OR回路43aの出力信号は加算器44aに
与えられ、加算される。加算器44aの出力信号はレジス
タ41aの各段の符号とシフトレジスタ42aの対応する各段
の符号との一致の度合を表わしており、これが一方の相
関器21の相関出力R_aすなわち第１の相関出力となる。受
信信号RXIはクロック信号CKごとにシフトレジスタ42aを
順次シフトされていくから、相関出力R_aもクロック信号
CKごとにそれに応じて変化する。

他方の相関器22においても同じように、レジスタ41b
に設定された各段の符号とシフトレジスタ42bの対応す
る各段に送り込まれた受信信号の符号とが一致するかど
うかがそれぞれEX−OR回路43bで調べられる。すべてのE
X−OR回路43bの出力信号は加算器44bに与えられ加算さ
れる。加算器44bからはレジスタ41bに設定されたマンチ
ェスタＭ系列すなわち第２のPN符号系列と入力ディジタ
ル受信信号RXIとの相関の程度を表わす相関出力R_bすな
わち第２の相関出力が出力されることになる。

第６図は相関器21の変形例を示している。レジスタ41
aおよびシフトレジスタ42aに代えて段数がＮ×ｍ（ｍは
２以上の正の整数）のレジスタ41Aおよびシフトレジス
タ42Aが設けられている。シフトレジスタ42Aは上記クロ
ック信号CKのｍ倍の周波数のクロック信号CK_mによって
駆動される。EX−OR回路43AもＮ×ｍ個設けられ、レジ
スタ41Aとシフトレジスタ42Aの対応する段の符号が各EX
−OR回路43Aに入力する。加算器44AはすべてのEX−OR回
路43Aの出力信号を加算して相関出力R_aとして出力す
る。このようにレジスタとシフトレジスタの段数をｍ倍
にすることにより相関演算の精度を高めている。相関器
22も同じように変形できるのはいうまでもない。

第７図はさらに他の実施例を示している。ここでは受
信信号RXIが入力するシフトレジスタ42が相関器21と22
とで兼用されている。このようにすることによりシフト
レジスタの数を減らし、構成を簡素化することができ
る。第６図に示すように段数がｍ倍されたシフトレジス
タを、同じように相関器21と22とで兼用することができ
るのはいうまでもない。

（４）復調装置およびキャリア検出回路第８図は復調装置23およびキャリア検出回路24の一構
成例を示すものである。また、第８図における各部の信
号波形が第９図に示されている。この図において、相関
出力R_a，R_bはより分かりやすくするためにアナログ的に
描かれている。

１対の相関器21,22から出力される第１の相関出力R_a
と第２の相関出力R_bとに基づいてデータを復調する原理
についてまず説明する。第９図を参照して、１データ区
間Ｔ（これはマンチェスタＭ系列の一周期に等しい）を
中央のウインドウ部（主観測区間Ｗ部と呼ぶ）とその前
後の部分（これを副観測区間Ｅ部と呼ぶ）とに分ける。
前後のＥ部は等しい間隔に設定されている。もっともＷ
部の前後のＥ部を等しく設定する必要はなく、Ｗ部をデ
ータ区間の中央に設定しなくてもよいが、ここでは０＜
ｄ＜Ｔを満足するｂを用いて、Ｗ部は（Ｔ−ｄ）/2〜（Ｔ＋ｄ）/2の区間、Ｅ部は０〜（Ｔ−ｄ）/2と（Ｔ＋ｄ）/2〜Ｔの区間に定めてある。

データが伝送されてきている場合には、データ区間Ｔ
内において第１の相関出力R_aと第２の相関出力R_bのいず
れか一方に相関ピークが現われる。同期制御回路25にお
いて、この相関ピークが検出され、相関ピークがデータ
区間Ｔの中央にくるように、データ区間の終点を規定す
るデータ区間終了信号EDが作成される。そして、このデ
ータ区間終了信号EDに基づいてＷ部の始点と終点とをそ
れぞれ規定するウインドウ・スタート・パルスWLとウイ
ンドウ・ストップ・パルスWHが同期制御回路25で作成さ
れる。

符号P_aW，P_bW，A_aE，A_bEの意味を次のように定める。

P_aW：第１の相関出力R_aのＷ部におけるピーク値（最大
値） R_bW：第２の相関出力R_bのＷ部におけるピーク値（最大
値） A_aE：第１の相関出力R_aのＥ部における総和（加算値） A_bE：第２の相関出力R_bのＥ部における総和（加算値）復調データ（受信データRXD）は次のようにして生成さ
れる。

P_bW・A_aE＞P_aW・A_bEならばデータは１、 P_bW・A_aE＜P_aW・A_bEならばデータは０。

この場合、理論的にいうとP_bW＞P_aWならばデータは
１、この逆ならばデータは０と判断してもよい。しかし
ながら、雑音が含まれている場合を考慮すると、相関出
力におけるピーク値の比較では復調エラーを生じること
がある。一般に相関ピークをもつ相関出力においてその
ピークの前後レベルは相関ピークをもたない相関出力の
相関レベルよりも小さい。例えば、第２の相関出力R_bに
相関ピークがある場合、その前後の総和A_bEは、相関ピ
ークのない第１の相関出力R_aの総和A_aEよりも小さい。
この性質を利用して、復調エラーができるだけ生じない
ように、互いに別個の相関出力のピーク値と総和の積、
具体的には第２の積P_bW・A_aEと第１の積P_aW・A_bEとの大
小比較を行なって復調データを作成している訳である。
この結果、 P_bW・A_aE−P_aW・A_bE＞０ならばデータは１、 P_bW・A_aE−P_aW・A_bE＜０ならばデータは０、として復調される。

すなわち、第１の相関出力R_aの主観測区間におけるピ
ーク値P_aWと第２の相関出力R_bの副観測区間における総
和A_bEとを乗算して得られる第１の積P_aW・A_bEと、第２
の相関出力R_bの主観測区間におけるピーク値P_bWと第１
の相関出力の副観測区間における総和A_aEとを乗算して
得られる第２の積P_bW・A_aEとを求め、これら第１の積P
_aW・A_bEと第２の積P_bW・A_aEを互いに大小比較し、値が
大きな方の積P_bW・A_aE又はP_aW・A_bEを与えるピーク値P
_bW又はP_aWをもった相関出力R_b，R_aの相関演算に用いたP
N符号系列と送信データとの対応関係に基づき、１又は
０の復調データを生成することができる。

次にキャリア検出の原理について説明する。ここで
は、第２の積と第１の積の差分の絶対値｜P_bW・A_aE−P
_aW・A_bE｜（絶対値であるから、第１の積と第２の積の
差分の絶対値と同じ）が所定の閾値レベルTh_pを越えて
いるときにキャリア検出とする。すなわち、｜P_bW・A_aE−P_aW・A_bE｜＞Th_p であれば、キャリア検出とする。すなわち、キャリアが
あるということは相関出力のいずれか一方に相関ピーク
が現われていることを意味し、当然のことながら、上記
絶対値｜P_bW・A_aE−P_aW・A_bE｜は大きな値を示す。一
方、キャリアが無い場合は、上記絶対値｜P_bW・A_aE−P
_aW・A_bE｜は零に非常に近い値を示すことになる。した
がって、上記判定条件をもってキャリア検出すること
で、データ復調の場合と同じようにノイズ等に影響され
ることなくキャリアの有無を正確に判定することができ
る。

第８図に示す回路はディジタル回路であるからクロッ
ク信号CKまたはCK_mに同期して動作するが、説明の単純
化のためにクロック信号の図示は省略されている。

この回路において、第１の相関出力R_aはラッチ回路51
aで１クロック分ラッチされたのち絶対値回路52aで絶対
値化され、さらに、加算回路55aおよび最大値ホールド
回路54aに与えられる。一方、ウインドウ発生回路53に
はウインドウ・スタート・パルスWLとウインドウ・スト
ップ・パルスWHとが入力しており、この回路53から、Ｗ
部でＨレベルになるウインドウ信号WSが出力される。こ
のウインドウ信号WSは加算回路55aのラッチ回路48と最
大値ホールド回路54aのラッチ回路46にその動作制御信
号として与えられる加算回路55aにおいて、ラッチ回路48はウインドウ信
号WSがＬレベルのＥ部でのみ動作する。ラッチ・タイミ
ングはもちろんクロック信号によって規定される。順次
入力する絶対値化された第１の相関出力R_aがクロック信
号ごとにラッチ回路48から与えられる前回の加算結果と
加算器47で加算され、この加算結果が再びラッチ回路48
にラッチされる。このようにして加算回路55aからは総
和A_aEを表すデータが得られ、乗算器56aに与えられる。

最大値ホールド回路54aのラッチ回路46はウインドウ
信号WSがＨレベルのＷ部でのみ動作する。ラッチ回路46
にラッチされている前回までの最大値と今回入力した第
１の相関出力R_aの絶対値とが比較器45で比較され、今回
の相関出力の方が大きい場合にこの今回の相関出力が新
たな最大値としてラッチ回路48にラッチされる。このよ
うにして、最大値ホールド回路54aからはピーク値P_aWを
表わすデータが得られ、乗算器56bに与えられる。

第２の相関出力R_bについても、同じようにラッチ回路
51b、絶対値回路52b、最大値ホールド回路54bおよび加
算回路55bが設けられている。そして最大値ホールド回
路54bからピーク値P_bWが、加算回路55bから総和A_bEがそ
れぞれ得られ、乗算器56a,56bに与えられる。

乗算器56aでは第２の積P_bW・A_aEを得るための乗算
が、乗算器56bでは第１の積P_aW・A_bEを得るための乗算
がそれぞれ行なわれ、その乗算結果は比較器57および減
算／絶対値回路59にそれぞれ与えられる。

比較器57では第２の積P_bW・A_aEと第１の積P_aW・A_bEの
大小比較が行なわれ、その比較結果に応じて１又は０を
表わす信号が出力され、データ区間終了信号EDのタイミ
ングでラッチ回路58にラッチされ、受信データRXDとし
て出力される。このデータ区間終了信号EDによって加算
回路55a,55b,最大値ホールド回路54a,54bがリセットさ
れる。

他方、減算／絶対値回路59では、第２の積と第１の積
の差分（P_bW・A_aE−P_aW・A_bE）のための減算とその絶対
値化が行なわれ、この演算結果は、次に比較回路60で閾
値Th_pと比較され、Th_pよりも大きければキャリア検出信
号PASが出力される。

（５）同期制御回路の構成例第10図は同期制御回路25の一構成例を示している。同
期制御回路25は、ピーク位置検出回路26A、ピーク位置
判定回路26B、同期確立判定回路28、同期はずれ判定回
路29等を含んでいる。

ピーク位置検出回路26Aは相関出力のピークがデータ
区間Ｔ内のどの位置にあるかを検出するための回路であ
り、第11図に示すようにピーク位置PPは相関出力の最大
値が現われた時点からデータ区間終了信号EDまでの時間
として計測される。この実施例では、２つの相関出力R_a
とR_bの和の絶対値が最大値を示す位置がピーク位置とさ
れている。

２つの相関出力R_aとR_bはそれぞれ加算器61に与えら
れ、加算されたのち絶対値回路64で絶対値化される。こ
の絶対値信号は比較器62の一方の入力端子およびラッチ
回路63に与えられる。先のデータ区間の終了を示す信号
EDがOR回路65Aを経てラッチ・タイミング信号としてラ
ッチ回路63に与えられたときに、絶対値回路64の出力が
初期値としてラッチされる。ラッチ回路63にラッチされ
ている値は比較器62の他の入力として与えられる。した
がってそれ以降は、ラッチ回路63にラッチされている値
と絶対値回路64の出力値とが比較回路62で順次（クロッ
ク信号CKのクロック・パルスごとに）比較され、ラッチ
されている値よりも大きな値の出力が絶対値回路64から
得られたときに、比較器62の出力がOR回路65Aを経てラ
ッチ回路63に与えられるので、絶対値回路64の出力が新
たな値としてラッチ回路63にラッチされる。このように
してラッチ回路63には常に最大値がラッチされていくこ
とになる。

一方、クロック信号CKを計数するカウンタ66は、OR回
路65Bを経て入力するデータ区間終了信号EDまたは比較
器62の比較出力によってリセット（クリア）され、再び
零から計数を開始する。カウンタ66の計数出力は次のデ
ータ区間終了信号EDが与えられたときにラッチ回路67に
ラッチされる。カウンタ66は、データ区間Ｔにおいてピ
ーク値が現われた時点からそのデータ区間Ｔの終了を示
す信号EDが与えられる時点までクロック信号CKを計数す
ることになる。そしてこの計数値がラッチ回路67にラッ
チされ、ピーク位置PPを表わす。

このようにして検出されたピーク位置を表わすデータ
PPは次にピーク位置判定回路26Bに与えられる。この判
定回路26Bは検出されたピーク位置が設定されたＷ部内
にあるかどうかを判定するものである。上述のように、
受信データの復調処理においてもキャリア検出処理にお
いても、相関ピークがＷ部に存在することが必要であ
り、そうでなければ正しい復調処理、キャリア検出処理
はできない。

ピーク位置判定回路26Bには、比較器68,69とAND回路7
0とから構成されるウインドウ・タイプのディジタル比
較回路が設けられている。一方の比較器68にはＷ部のス
タート位置を表わすデータが、他方の比較器69にはＷ部
のストップ（エンド）位置を表わすデータがそれぞれ設
定されており、ピーク位置PPを表わすデータがこれらの
スタート位置とストップ位置の間にある場合にのみ、AN
D回路70からＨレベルのピーク位置判定信号PHが出力さ
れる。

次に、同期確立判定回路28を含む同期制御回路の構成
と動作について第12図を参照して述べる。

２つのレジスタ72と73が設けられている。レジスタ72
にはピーク位置PPを表わすデータが与えられ、このレジ
スタ72には（3/2）Ｔ−PPを表わすデータが設定され
る。Ｔはデータ区間の長さ（時間）を表わすデータであ
る。一方、レジスタ73にはデータＴが設定されている。
セレクタ74は、ピーク位置判定信号PHの状態に応じてこ
れらのレジスタ72,73の設定データのいずれか一方を選
択してディジタル比較器75の一方の入力に与える。

一方、カウンタ71はクロック信号CKを計数してその計
数出力をディジタル比較器75の他方の入力に与える。比
較器75はカウンタ71の計数値がセレクタ74を通して与え
られる設定データに等しくなったときにデータ区間終了
信号（一致信号）EDを発生する。カウンタ71はこの信号
EDによってリセットされ、再び零から計数を開始する。

さて、電源投入時などにおいては相関出力とデータ区
間とは同期していないから、Ｗ部内に相関ピークが存在
しない場合がある。このときピーク位置判定信号PHはＬ
レベルになり、セレクタ74はレジスタ72の設定データを
選択して比較器75に与える。この設定データ（3/2）Ｔ
−PPは、次ピークから次のデータ区間終了信号までの長
さ（時間）がT/2となるように、次のデータ区間終了信
号EDを発生させるためのものである。このようにして、
ピーク位置がＷ部内に位置するようになればピーク位置
判定信号PHがＨレベルになり、セレクタ74はレジスタ73
の設定データＴを選択するので、以降はデータ区間終了
信号EDは周期Ｔで発生することになる。

データ区間のＷ部内にピーク位置が存在する状態が所
定複数Ｘ回連続した場合に同期が確立したという。カウ
ンタ82はANDゲート81を経て入力するＨレベルのピーク
位置判定信号PHによってクロック・イネーブル状態とさ
れ、入力するデータ区間終了信号EDを計数する。このカ
ウンタ82は、信号PHがＬレベルのときにNOT回路84とOR
回路85を経てこのＬレベル信号によってリセットされて
いる。カウンタ82の計数出力はディジタル比較器83に与
えられる。一方、この比較器83には同期が確立したと判
断すべき所定回数Ｘが設定されている。カウンタ82の計
数値がこのＸに達したときに比較器83から一致信号が発
生し、フリップフロップ19がセットされて同期確立信号
DSR（Ｌレベル）が出力される。比較器83の一致信号はO
R回路85を経てカウンタ82をリセットする。また、同期
確立信号DSRによってANDゲート81が閉じられるので、も
はやピーク位置判定信号PHは入力しない。

なお、カウンタ82が信号EDを計数している途中でピー
ク位置判定信号PHが１回でもＬレベルになると、カウン
タ82はリセットされるので、信号PHがＨレベルのときに
Ｘ側の信号EDが連続して入力した場合にのみ同期が確立
されたと判定される。同期が確立したと判定される前に
信号PHがＬレベルになったときには、上述のようにセレ
クタ74がレジスタ72を選択して再びデータ区間終了信号
EDの発生タイミングの調整が行なわれる。

同期はずれ判定回路29はキャリア検出信号PASが所定
複数（Ｙ回）データ区間にわたって連続して出力されて
いないときに同期はずれと判定するものである。

第13図を参照して、一旦同期が確立すると、Ｌレベル
の同期確立信号DSRによってNANDゲート91が開かれる。
キャリアが検出されていればキャリア検出信号PASはＨ
レベルである。キャリアが検出されなくなるとキャリア
検出信号PASは、Ｌレベルになり、NANDゲート91を通っ
て、カウンタ92のクロック・イネーブル端子CEにＨレベ
ルのイネーブル信号を与える。カウンタ92はＨレベルの
キャリア検出信号PASによってNANDゲート91、NOT回路94
およびOR回路95を経て既にリセットされている。カウン
タ92はイネーブル状態になると入力するデータ区間終了
信号EDを計数し、その計数値をディジタル比較器93に与
える。この比較器93には所定数Ｙを表わすデータがあら
かじめ設定されている。したがって、カウンタ92の計数
値がＹに達すると比較器93から一致信号が発生しフリッ
プフロップ19がリセットされ、同期確立信号DSRがＨレ
ベルになる。このＨレベルの信号DSRによってNANDゲー
ト91は閉じられる。また、比較器93の出力信号によっ
て、OR回路95を経てカウンタ92はリセットされる。

カウンタ92が計数動作をしているときにキャリア検出
信号PASがＨレベルになるとカウンタ92はリセットされ
る。すなわち、キャリア検出されない状態がＹ回のデー
タ区間連続した場合にのみ、同期はずれと判定される。

これにより、伝送路等の伝送特性の変動等による一時
的なキャリア不検出と、通信終了によるキャリア不検出
（正しい同期はずれ）とを明確に区別することができ
る。

［発明の効果］以上説明したように、本発明によれば、送信装置は、
互いに異なる同一符号長の第１及び第２のPN符号系列を
それぞれ一定周期で発生し、該一定周期ごとに送信デー
タの０、１に対応して第１、第２のPN符号系列を選択
し、該選択されたPN符号系列によりキャリアを変調して
送信信号として送信し、送信信号を受信した受信装置
は、受信信号について送信側で用いたのと同じ第１及び
第２のPN符号系列により相関演算して第１及び第２の相
関出力を得、該各相関出力についてそれぞれ前記一定周
期と同幅のデータ区間を相関ピークが現われる時点を含
む主観測区間とそれ以外の副観測区間とに分けて観測
し、第１の相関出力の主観測区間におけるピーク値と第
２の相関出力の副観測区間における総和とを乗算して得
られる第１の積及び第２の相関出力の主観測区間におけ
るピーク値と第１の相関出力の副観測区間における総和
とを乗算して得られる第２の積を求め、これら第１の積
と第２の積を互いに大小比較し、第１の積が第２の積よ
りも大きな場合はデータ０を復調データとし、第２の積
が第１の積よりも大きい場合はデータ１を復調データと
する構成としたから、第１、第２の相関出力のピーク値
を単純比較するのではなく、一方の主観測区間のピーク
値と他方の副観測区間における総和との積をもって比較
することで、復調エラーをより押さえ込む方向で相関出
力を比較し、エラーの発生を抑えた安定した復調が可能
であり、さらにまた第１の積と第２の積を差分演算し、
得られた差分の絶対値が所定の閾値を超えるときにキャ
リア検出信号を発生し、所定回数のデータ区間を越えて
前記キャリア検出信号が検出されないときは、同期はず
れ状態にあると判定する構成としたから、第１及び第２
の相関出力のいずれか一方に相関ピークが現われている
ことを意味するキャリア検出信号を、第１の積と第２の
積の差の絶対値をもってより正確に検出することがで
き、これにより例えば復調エラーを招くような雑音を含
む場合や伝送特性が劣悪であるような場合であっても、
雑音に影響されることなくキャリアの有無を判定し、デ
ータ受信中どうかの判定を正しく行なうことができる等
の優れた効果を奏する。

また、本発明は、受信装置が、前記データ区間のほぼ
中央部に主観測区間を定め、該中央部を挟む両側の区間
を副観測区間に定めるようにしたから、安定受信状態に
おいて相関ピークの出現位置をデータ区間ほぼ中央部の
主観測区間に追い込むことで、主観測区間とその両側の
副観測区間の両方で相関出力の大きさを総合比較して復
調するデータの復調精度を安定的に確保することができ
る等の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のCSK通信装置の一実施例の全体構成
を示すブロック図である。第２図は、第１図に示した変調装置の構成例を示す回路
図、第３図はその動作を示すタイム・チャートである。第４図は、第１図に示した変調装置の他の例を示す回路
図である。第５図は、第１図に示した１対の相関器の構成例を示す
回路図、第６図は、その変形例を示す回路図、第７図
は、相関器の他の構成例を示す回路図である。第８図は、第１図に示した復調装置の構成例を示す回路
図、第９図は、その動作を示す波形図である。第10図は、第１図に示した同期制御回路の構成例を示す
回路図、第11図は、ピーク位置検出動作を示す波形図、
第12図は、同期確立判定動作を示す波形図、第13図は、
同期はずれ判定動作を示す波形図である。第14図は、従来のSS通信装置の一例を示す回路図、第15
図はその動作を示すタイム・チャートである。 53……ウインドウ発生回路 54a,54b……最大値ホールド回路 55a,55b……加算回路 56a,56b……乗算回路 59……減算／絶対値回路 60……比較器

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】互いに異なる同一符号長の第１及び第２の
PN符号系列をそれぞれ一定周期で発生し、該一定周期ご
とに送信データの０に対しては前記第１のPN符号系列を
選択するとともに送信データの１に対しては前記第２の
PN符号系列を選択し、該選択されたPN符号系列によりキ
ャリアを変調して送信信号として送信する送信装置と、
前記送信信号を受信し、受信信号について送信側で用い
たのと同じ第１及び第２のPN符号系列により相関演算し
てそれぞれ第１及び第２の相関出力を得、該各相関出力
についてそれぞれ前記一定周期と同幅のデータ区間を相
関ピークが現われる時点を含む主観測区間とそれ以外の
副観測区間とに分けて観測し、第１の相関出力の前記主
観測区間におけるピーク値と第２の相関出力の前記副観
測区間における総和とを乗算して得られる第１の積及び
第２の相関出力の前記主観測区間におけるピーク値と第
１の相関出力の前記副観測区間における総和とを乗算し
て得られる第２の積を求め、これら第１の積と第２の積
を互いに大小比較し、第１の積が第２の積よりも大きな
場合はデータ０を復調データとし、第２の積が第１の積
よりも大きな場合はデータ１を復調データとするととも
に、前記第１の積と第２の積を差分演算し、得られた差
分の絶対値が所定の閾値を超えるときにキャリア検出信
号を発生し、所定回数のデータ区間を越えて前記キャリ
ア検出信号が検出されないときは、同期はずれ状態にあ
ると判定する受信装置とを具備することを特徴とするCS
K通信装置。
【請求項２】前記受信装置は、前記データ区間のほぼ中
央部に前記主観測区間を定め、該中央部を挟む両側の区
間を前記副観測区間に定めることを特徴とする請求項１
記載のCSK通信装置。