JPH0549140B2 - - Google Patents
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- JPH0549140B2 JPH0549140B2 JP61257332A JP25733286A JPH0549140B2 JP H0549140 B2 JPH0549140 B2 JP H0549140B2 JP 61257332 A JP61257332 A JP 61257332A JP 25733286 A JP25733286 A JP 25733286A JP H0549140 B2 JPH0549140 B2 JP H0549140B2
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- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 30
- 239000010931 gold Substances 0.000 claims description 30
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 claims description 30
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 10
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
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- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
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- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/10—Code generation
- H04J13/102—Combining codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
- H04J13/0029—Gold
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はスペクトラム拡散信号の送信機に関す
る。
る。
（従来の技術）
情報信号に広帯域の拡散符号を乗じて送信し、
受信側で逆拡散して狭帯域信号に戻す所謂、スペ
クトラム拡散方式は干渉特性、耐フエージング
性、秘匿性に優れるという長所を有している反
面、狭帯域信号を用いる通信方式に比べ周波数の
利用効率が悪い。
受信側で逆拡散して狭帯域信号に戻す所謂、スペ
クトラム拡散方式は干渉特性、耐フエージング
性、秘匿性に優れるという長所を有している反
面、狭帯域信号を用いる通信方式に比べ周波数の
利用効率が悪い。
これに対し特願昭61−033288号明細書「スペク
トラム拡散通信方式および受信装置」では、拡散
符号（ゴールド符号）発生器のレジスタに送信す
べき情報を初期値として入力することにより、初
期値のビツトパターンに１対１に対応する拡散符
号を発生させて送信し、受信機ではこの信号に対
し整合フイルタの係数を順次時間変化させること
により送信される可能性のある全ての拡散符号の
パタンと相関を検出する。整合フイルタの出力に
ピーク値の出現する時間位置と送信機の拡散符号
発生器のレジスタの初期値とは１対１に対応する
から、この時間位置を検出することによりレジス
タの初期値を情報として伝送すると、伝送情報量
を増加させることができる。
トラム拡散通信方式および受信装置」では、拡散
符号（ゴールド符号）発生器のレジスタに送信す
べき情報を初期値として入力することにより、初
期値のビツトパターンに１対１に対応する拡散符
号を発生させて送信し、受信機ではこの信号に対
し整合フイルタの係数を順次時間変化させること
により送信される可能性のある全ての拡散符号の
パタンと相関を検出する。整合フイルタの出力に
ピーク値の出現する時間位置と送信機の拡散符号
発生器のレジスタの初期値とは１対１に対応する
から、この時間位置を検出することによりレジス
タの初期値を情報として伝送すると、伝送情報量
を増加させることができる。
また情報速度が同一の場合には、従来の拡散符
号を乗じる方法と比べ、この方法は占有帯域が少
なくて済み、その結果SN比が改善される。
号を乗じる方法と比べ、この方法は占有帯域が少
なくて済み、その結果SN比が改善される。
（発明が解決しようとする問題点）
ゴールド符号発生器のＮ段レジスタの異なる初
期値に対応する異なる符号語間の相互相関は、位
相差のある場合のＭ系列符号の自己相関と同一で
あり、−１となるために完全に零ではない。自己
相関は2N−１であるから、符号語間の距離は2Nと
なる。（参考文献アール・ゴールド（R.Gold）
著、「オプテイマル バイナリー シーケンス
フオー スプレツド スペクトラム マルチプレ
クシング」（Optimal Binary Sequences for
Spread Spectrum Multiplexing）、アイ・イ
ー・イー・イー・ トランザクシヨンズ オン
インフオメーシヨンセオリー（IEEE Trans.
Info.Th.）、1967年10月号） このように符号語が完全に直交しないために、
送信側でゴールド符号の“１”を“０”に、“０”
を“１”に反転しても送出できるようにして、相
関値の正負も判定し情報量を増やす場合には、相
関値は2N−１、１、−１、−2N＋１のいずれかの値
をとるために符号間の距離が2N−２に縮まり符号
誤り率が劣化する。
期値に対応する異なる符号語間の相互相関は、位
相差のある場合のＭ系列符号の自己相関と同一で
あり、−１となるために完全に零ではない。自己
相関は2N−１であるから、符号語間の距離は2Nと
なる。（参考文献アール・ゴールド（R.Gold）
著、「オプテイマル バイナリー シーケンス
フオー スプレツド スペクトラム マルチプレ
クシング」（Optimal Binary Sequences for
Spread Spectrum Multiplexing）、アイ・イ
ー・イー・イー・ トランザクシヨンズ オン
インフオメーシヨンセオリー（IEEE Trans.
Info.Th.）、1967年10月号） このように符号語が完全に直交しないために、
送信側でゴールド符号の“１”を“０”に、“０”
を“１”に反転しても送出できるようにして、相
関値の正負も判定し情報量を増やす場合には、相
関値は2N−１、１、−１、−2N＋１のいずれかの値
をとるために符号間の距離が2N−２に縮まり符号
誤り率が劣化する。
またＮ段のゴールド符号発生器から出力される
符号語長は2N−１チツプと奇数であるために装置
の構成上、不都合な場合がある。例えば送信機に
必要な2N−１段のカウンタは、一般に2Nのカウン
タに更に付加的な回路を必要とし構成が複雑にな
る。このように符号長は2Nチツプの方が、回路構
成上都合が良い。
符号語長は2N−１チツプと奇数であるために装置
の構成上、不都合な場合がある。例えば送信機に
必要な2N−１段のカウンタは、一般に2Nのカウン
タに更に付加的な回路を必要とし構成が複雑にな
る。このように符号長は2Nチツプの方が、回路構
成上都合が良い。
本発明の目的はこれらの問題点を解決した、周
波数利用効率の良いスペクトラム拡散信号の送信
機を提供することにある。
波数利用効率の良いスペクトラム拡散信号の送信
機を提供することにある。
（問題を解決するための手段）
第１の本発明の送信機は、
(a) 送信デイジタル信号が供給されるＮ段シフト
レジスタ、 (b) 前記Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とす
る第１のＮ段Ｍ系列発生器と、初期値を一定と
する第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記第１及び
第２のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給される排他
的論理和とから構成されるＮ段ゴールド符号発
生器、 (c) 前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出
力に１チツプ以上の同一パタンを付加する符号
器、 (d) 前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変
換器、 (e) 前記レベル変換器の出力に対して変調をおこ
なう変調器、 とから構成されている。
レジスタ、 (b) 前記Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とす
る第１のＮ段Ｍ系列発生器と、初期値を一定と
する第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記第１及び
第２のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給される排他
的論理和とから構成されるＮ段ゴールド符号発
生器、 (c) 前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出
力に１チツプ以上の同一パタンを付加する符号
器、 (d) 前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変
換器、 (e) 前記レベル変換器の出力に対して変調をおこ
なう変調器、 とから構成されている。
第２の本発明の送信機は、
(a) 送信デイジタル信号が供給される2N段シフ
トレジスタ、 (b) 前記2N段シフトレジスタの内容を初期値と
する第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記
第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給さ
れる排他的論理和とから構成されるＮ段ゴール
ド符号発生器、 (c) 前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出
力に１チツプ以上の同一パタンを付加する符号
器、 (d) 前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変
換器、 (e) 前記レベル変換器の出力に対して変調をおこ
なう変調器、 とから構成されている。
トレジスタ、 (b) 前記2N段シフトレジスタの内容を初期値と
する第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記
第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給さ
れる排他的論理和とから構成されるＮ段ゴール
ド符号発生器、 (c) 前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出
力に１チツプ以上の同一パタンを付加する符号
器、 (d) 前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変
換器、 (e) 前記レベル変換器の出力に対して変調をおこ
なう変調器、 とから構成されている。
（作用）
ゴールド符号は同周期でなおかつ生成多項式の
異なる２つのＭ系列の法２の加算によつて得られ
る系列である。従つてゴールド符号発生器は、２
つのＭ系列発生器とその出力を合成する加算器と
から構成される。送信すべきＮビツトのデイジタ
ル信号を、一方のＭ系列発生器のＮ段レジスタの
初期値として入力する。もう一方のＭ系列発生器
のＮ段レジスタの初期値は一定に保ち、常に同じ
Ｍ系列を発生させる。これらのＭ系列発生器の出
力の法２の加算がゴールド符号である。こうする
と初期値のＮビツトと2N種のゴールド符号とが１
対１に対応する。しかしこのようにして発生した
ゴールド符号の符号語長は2N−１チツプであり、
異なる初期値から発生された異なる符号語間の相
互相関は−１となることが知られている。
異なる２つのＭ系列の法２の加算によつて得られ
る系列である。従つてゴールド符号発生器は、２
つのＭ系列発生器とその出力を合成する加算器と
から構成される。送信すべきＮビツトのデイジタ
ル信号を、一方のＭ系列発生器のＮ段レジスタの
初期値として入力する。もう一方のＭ系列発生器
のＮ段レジスタの初期値は一定に保ち、常に同じ
Ｍ系列を発生させる。これらのＭ系列発生器の出
力の法２の加算がゴールド符号である。こうする
と初期値のＮビツトと2N種のゴールド符号とが１
対１に対応する。しかしこのようにして発生した
ゴールド符号の符号語長は2N−１チツプであり、
異なる初期値から発生された異なる符号語間の相
互相関は−１となることが知られている。
本発明においては、ゴールド符号発生器のＭ周
期分の出力に１チツプ以上の同一パタンを付加し
たものを拡散符号として用いている。
期分の出力に１チツプ以上の同一パタンを付加し
たものを拡散符号として用いている。
例えば１周期の符号語に“１”あるいは“０”
の１チツプの同一パタンを付加したものを拡散符
号として用いると、異なる符号語間の相互相関を
０とすることが可能である。なぜなら加えられた
１チツプは全ての符号語について等しいので相互
相関の値は１だけ増加し、ゴールド符号の相互相
関値−１が０になるからである。このようにして
完全に直交した符号を得ることができる。この符
号を用いれば、送信側でゴールド符号の“１”を
“０”に、“０”を“１”に反転しても送出できる
ようにして、相関値の正負も判定し情報量を増や
す場合にも、符号語間の距離は縮まらず符号誤り
率の劣化はない。
の１チツプの同一パタンを付加したものを拡散符
号として用いると、異なる符号語間の相互相関を
０とすることが可能である。なぜなら加えられた
１チツプは全ての符号語について等しいので相互
相関の値は１だけ増加し、ゴールド符号の相互相
関値−１が０になるからである。このようにして
完全に直交した符号を得ることができる。この符
号を用いれば、送信側でゴールド符号の“１”を
“０”に、“０”を“１”に反転しても送出できる
ようにして、相関値の正負も判定し情報量を増や
す場合にも、符号語間の距離は縮まらず符号誤り
率の劣化はない。
この場合、明らかに符号語長は2Nチツプとなる
ために装置の構成も、2N−１の場合に比べ簡単に
なる。
ために装置の構成も、2N−１の場合に比べ簡単に
なる。
また同様のゴールド符号発生器を利用して、更
に伝送情報量を増すことができる。送信すべき
2Nビツトのデイジタル信号を、Ｎビツトづつに
分割してゴールド符号発生器を構成する２つのＭ
系列発生器のＮ段レジスタの初期値としてそれぞ
れ入力する。これらのＭ系列発生器の出力の法２
の加算に１チツプの同一パタンを付加したものが
送信信号として送信される。このようにすると異
なる初期値から発生される異なる符号どうしは完
全に直交しないが、これらの符号間の相互相関は
2(N+1)/2（Ｎが奇数）、または2(N+2)/2（Ｎが偶数）を
越えない。なぜならこのようにして発生されたゴ
ールド符号の相互相関は、−2(N+1)/2−１〜2(N+1)/2
−１（Ｎが奇数）、または−2(N+2)/2−１〜2(N+2)/2−
１（Ｎが偶数）の範囲内にあることが保証される
ことが前記文献により明らかにされているからで
ある。
に伝送情報量を増すことができる。送信すべき
2Nビツトのデイジタル信号を、Ｎビツトづつに
分割してゴールド符号発生器を構成する２つのＭ
系列発生器のＮ段レジスタの初期値としてそれぞ
れ入力する。これらのＭ系列発生器の出力の法２
の加算に１チツプの同一パタンを付加したものが
送信信号として送信される。このようにすると異
なる初期値から発生される異なる符号どうしは完
全に直交しないが、これらの符号間の相互相関は
2(N+1)/2（Ｎが奇数）、または2(N+2)/2（Ｎが偶数）を
越えない。なぜならこのようにして発生されたゴ
ールド符号の相互相関は、−2(N+1)/2−１〜2(N+1)/2
−１（Ｎが奇数）、または−2(N+2)/2−１〜2(N+2)/2−
１（Ｎが偶数）の範囲内にあることが保証される
ことが前記文献により明らかにされているからで
ある。
（実施例）
次に図面を参照して本発明について詳細に説明
する。第４図は本発明の送信機を用いた通信方式
の概要を示す図である。送信すべき信号系列は入
力端子１００から入力されＮ段のシフトレジスタ
１１０にたくわえられる。次にシフトレジスタ１
１０のＮビツトのデータは拡散符号発生器１２０
の初期値としてロードされる。拡散符号発生器１
２０はこの初期値に基づいて１周期（2Nチツプ）
の信号を変調器１３０へ送信する。変調器１３０
では発振器１４０のキヤリア周波数で拡散符号発
生器１２０の出力を２相位相変調してアンテナ１
５０から送信する。
する。第４図は本発明の送信機を用いた通信方式
の概要を示す図である。送信すべき信号系列は入
力端子１００から入力されＮ段のシフトレジスタ
１１０にたくわえられる。次にシフトレジスタ１
１０のＮビツトのデータは拡散符号発生器１２０
の初期値としてロードされる。拡散符号発生器１
２０はこの初期値に基づいて１周期（2Nチツプ）
の信号を変調器１３０へ送信する。変調器１３０
では発振器１４０のキヤリア周波数で拡散符号発
生器１２０の出力を２相位相変調してアンテナ１
５０から送信する。
受信側ではアンテナ１６０から受信された信号
を同期検波器１７０により同期検波する。直並列
変換回路１８０は同期検波器１７０の出力から１
周期分の符号語を直並列変換して取り出し、１周
期の間保持する。直並列変換回路１８０に保持さ
れた受信信号に対し、整合フイルタ１９０はその
係数を2N種の拡散符号の全ての送信パタンを実現
するように時間的に変化させて、受信信号と拡散
信号との相関を計算する。異なる拡散符号間の相
互相関は完全に零であり直交しているため、整合
フイルタの係数が受信信号に一致した時に最大値
が出力に現れる。つまり整合フイルタの出力が最
大値をとる時間は送信側の拡散符号発生器１２０
のレジスタの初期値によつて一意的に定まる。従
つてこのピークを最大値検出回路２００で検出し
そのときの時間位置を変換回路２１０で拡散符号
発生器の初期値として与えてやればＮビツトの信
号を検出することができる。
を同期検波器１７０により同期検波する。直並列
変換回路１８０は同期検波器１７０の出力から１
周期分の符号語を直並列変換して取り出し、１周
期の間保持する。直並列変換回路１８０に保持さ
れた受信信号に対し、整合フイルタ１９０はその
係数を2N種の拡散符号の全ての送信パタンを実現
するように時間的に変化させて、受信信号と拡散
信号との相関を計算する。異なる拡散符号間の相
互相関は完全に零であり直交しているため、整合
フイルタの係数が受信信号に一致した時に最大値
が出力に現れる。つまり整合フイルタの出力が最
大値をとる時間は送信側の拡散符号発生器１２０
のレジスタの初期値によつて一意的に定まる。従
つてこのピークを最大値検出回路２００で検出し
そのときの時間位置を変換回路２１０で拡散符号
発生器の初期値として与えてやればＮビツトの信
号を検出することができる。
次に第４図の概要における送信機のより具体的
な実施例を述べる。実施例は最も簡単なＮ＝３の
場合について述べる。
な実施例を述べる。実施例は最も簡単なＮ＝３の
場合について述べる。
第１図は第１の本発明の送信機の実施例を示す
図である。本実施例においては７チツプのゴール
ド符号に“０”を付加した８チツプの互いに直交
した拡散符号を発生している。実際には回路構成
を簡単にするために、ゴールド符号に“０”を付
加するのではなく、あらかじめゴールド符号を構
成する二つの異なるＭ系列にそれぞれ“１”を加
えている。こうして得られる符号は、ゴールド符
号に同一パタン“０”を加えた符号に等しく、完
全に直交している。
図である。本実施例においては７チツプのゴール
ド符号に“０”を付加した８チツプの互いに直交
した拡散符号を発生している。実際には回路構成
を簡単にするために、ゴールド符号に“０”を付
加するのではなく、あらかじめゴールド符号を構
成する二つの異なるＭ系列にそれぞれ“１”を加
えている。こうして得られる符号は、ゴールド符
号に同一パタン“０”を加えた符号に等しく、完
全に直交している。
送信信号系列は端子１００′から入力され、送
信信号のクロツク源２０より供給されるクロツク
によつて駆動される３段のシフトレジスタ１０へ
順次入力される。シフトレジスタ１０の内容は送
信信号３ビツトがシフトレジスタ１０に格納され
た後にＭ系列を発生させる４段のシフトレジスタ
１１の初段から３段までの初期値としてカウンタ
３０からの信号に基づいて並例に入力される。同
時にシフトレジスタ１１はカウンタ３０からの信
号により４段目のレジスタに１をセツトする。シ
フトレジスタ１１は排他的論理和３１とともに３
段のＭ系列発生器を構成している。カウンタ３０
はシフトレジスタ１１へ信号を送ると同時に、４
段のシフトレジスタ１２へも信号を送る。シフト
レジスタ１２はこの信号に基づいて全ての内容を
１にセツトする。シフトレジスタ１２は排他的論
理和３２とともにＭ系列発生器を構成している。
この２つのＭ系列発生器は、互いに生成多項式の
異なるＭ系列を発生するようにあらかじめ結線さ
れており、クロツク源２１で駆動されている。ク
ロツク源２１の発振周波数はクロツク源２０の
８／３倍になつている。またカウンタ３０はクロ
ツク源２１からのクロツク信号を８個カウントす
る毎に、レジスタ１１に４段目のレジスタを１に
セツトして残りの３つのレジスタにレジスタ１０
の内容を入力させるセツト信号およびレジスタ１
２にその全てのレジスタの内容を１にセツトする
セツト信号を出す。レジスタ１１およびレジスタ
１２はクロツク源２１で駆動されて先頭の“１”
に続けて互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生
させ排他的論理和３３へ出力する。３段のＭ系列
の周期は７であり先頭の“１”を含めると符号語
長は８となるので、レジスタ１１およびレジスタ
１２からは初期値がレジスタ１０からロードされ
る毎に１周期分の符号語が出力されることにな
る。レジスタ１１およびレジスタ１２から出力さ
れた“１”と互いに生成多項式の異なる１周期分
のＭ系列は、排他的論理和３３により法２の加算
が行われ拡散符号として出力される。排他的論理
和３３から出力された拡散符号はレベル変換器３
４で“１”のときには“１”に対応する電圧に、
“０”ときには“−１”に対応する電圧に変換さ
れた後、発振器２２からのキヤリア信号と乗算器
３５で乗算され、２相位相変調されて出力端子１
０１から出力される。送信データとレジスタ１１
およびレジスタ１２の出力と発生される拡散符号
との関係を第２図に示す。
信信号のクロツク源２０より供給されるクロツク
によつて駆動される３段のシフトレジスタ１０へ
順次入力される。シフトレジスタ１０の内容は送
信信号３ビツトがシフトレジスタ１０に格納され
た後にＭ系列を発生させる４段のシフトレジスタ
１１の初段から３段までの初期値としてカウンタ
３０からの信号に基づいて並例に入力される。同
時にシフトレジスタ１１はカウンタ３０からの信
号により４段目のレジスタに１をセツトする。シ
フトレジスタ１１は排他的論理和３１とともに３
段のＭ系列発生器を構成している。カウンタ３０
はシフトレジスタ１１へ信号を送ると同時に、４
段のシフトレジスタ１２へも信号を送る。シフト
レジスタ１２はこの信号に基づいて全ての内容を
１にセツトする。シフトレジスタ１２は排他的論
理和３２とともにＭ系列発生器を構成している。
この２つのＭ系列発生器は、互いに生成多項式の
異なるＭ系列を発生するようにあらかじめ結線さ
れており、クロツク源２１で駆動されている。ク
ロツク源２１の発振周波数はクロツク源２０の
８／３倍になつている。またカウンタ３０はクロ
ツク源２１からのクロツク信号を８個カウントす
る毎に、レジスタ１１に４段目のレジスタを１に
セツトして残りの３つのレジスタにレジスタ１０
の内容を入力させるセツト信号およびレジスタ１
２にその全てのレジスタの内容を１にセツトする
セツト信号を出す。レジスタ１１およびレジスタ
１２はクロツク源２１で駆動されて先頭の“１”
に続けて互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生
させ排他的論理和３３へ出力する。３段のＭ系列
の周期は７であり先頭の“１”を含めると符号語
長は８となるので、レジスタ１１およびレジスタ
１２からは初期値がレジスタ１０からロードされ
る毎に１周期分の符号語が出力されることにな
る。レジスタ１１およびレジスタ１２から出力さ
れた“１”と互いに生成多項式の異なる１周期分
のＭ系列は、排他的論理和３３により法２の加算
が行われ拡散符号として出力される。排他的論理
和３３から出力された拡散符号はレベル変換器３
４で“１”のときには“１”に対応する電圧に、
“０”ときには“−１”に対応する電圧に変換さ
れた後、発振器２２からのキヤリア信号と乗算器
３５で乗算され、２相位相変調されて出力端子１
０１から出力される。送信データとレジスタ１１
およびレジスタ１２の出力と発生される拡散符号
との関係を第２図に示す。
第３図は第２の本発明の送信機の実施例であ
る。本実施例においては、送信すべき2Nビツト
のデイジタル信号をＮ段ゴールド符号発生器を構
成する２個のＭ系列発生器のＮ段レジスタの初期
値として入力することにより、伝送情報量を第２
図の実施例の送信機を用いた場合の約２倍にでき
るという長所を有している。送信信号系列は端子
２００から入力され、送信信号のクロツク源２２
０によつて駆動される６段のシフトレジスタ２１
０へ順次入力される。シフトレジスタ２１０の内
容は送信信号６ビツトがシフトレジスタ２１０に
格納された後に、３ビツトづつに分割されそれぞ
れＭ系列を発生させる４段のシフトレジスタ２１
１および４段のシフトレジスタ２１２の初段から
３段までの初期値としてカウンタ２３０からの信
号に基づいて並列に入力される。シフトレジスタ
２１１は排他的論理和２３１とともに、またシフ
トレジスタ２１２は排他的論理和２３２とともに
それぞれ３段のＭ系列発生器を構成している。こ
の２つのＭ系列発生器は、互いに生成多項式の異
なるＭ系列を発生するようにあらかじめ結線され
ており、クロツク源２２１で駆動されている。ク
ロツク源２２１の発振周波数はクロツク源２２０
の8/6倍になつている。またカウンタ２３０はク
ロツク源２２１からのクロツク信号を８個カウン
トする毎に、レジスタ２１１およびレジスタ２１
２にそれぞれ４段目のレジスタに１をセツトし、
残りの３つのレジスタにレジスタ２１０の内容を
入力させるセツト信号を出す。レジスタ２１１お
よびレジスタ２１２はクロツク源２２１で駆動さ
れて先頭の“１”に続けて互いに生成多項式の異
なるＭ系列を発生させ排他的論理和２３３へ出力
する。３段のＭ系列の周期は７であり先頭の
“１”を含めると符号語長は８となるので、レジ
スタ２１１およびレジスタ２１２からは初期値が
レジスタ２１０からロードされる毎に１周期分の
符号語が出力されることになる。レジスタ２１１
およびレジスタ２１２から出力された“１”と互
いに生成多項式の異なる１周期分のＭ系列は、排
他的論理和２３３により法２の加算が行われ拡散
符号として出力される。排他的論理和２３３から
出力された拡散符号はレベル変換器２３４で
“１”のときには“１”に対応する電圧に、“０”
のときには“−１”に対応する電圧に変換された
後、発振器２２２からのキヤリア信号と乗算器２
３５で乗算され、２相位相変調されて出力端子２
０１から出力される。このようにして異なる初期
値から発生される異なるゴールド符号の符号間の
相互相関は、2(N+1)/2（Ｎが奇数）、または２（(N+2)/
2
（Ｎが偶数）を越えないことが保証されている。
る。本実施例においては、送信すべき2Nビツト
のデイジタル信号をＮ段ゴールド符号発生器を構
成する２個のＭ系列発生器のＮ段レジスタの初期
値として入力することにより、伝送情報量を第２
図の実施例の送信機を用いた場合の約２倍にでき
るという長所を有している。送信信号系列は端子
２００から入力され、送信信号のクロツク源２２
０によつて駆動される６段のシフトレジスタ２１
０へ順次入力される。シフトレジスタ２１０の内
容は送信信号６ビツトがシフトレジスタ２１０に
格納された後に、３ビツトづつに分割されそれぞ
れＭ系列を発生させる４段のシフトレジスタ２１
１および４段のシフトレジスタ２１２の初段から
３段までの初期値としてカウンタ２３０からの信
号に基づいて並列に入力される。シフトレジスタ
２１１は排他的論理和２３１とともに、またシフ
トレジスタ２１２は排他的論理和２３２とともに
それぞれ３段のＭ系列発生器を構成している。こ
の２つのＭ系列発生器は、互いに生成多項式の異
なるＭ系列を発生するようにあらかじめ結線され
ており、クロツク源２２１で駆動されている。ク
ロツク源２２１の発振周波数はクロツク源２２０
の8/6倍になつている。またカウンタ２３０はク
ロツク源２２１からのクロツク信号を８個カウン
トする毎に、レジスタ２１１およびレジスタ２１
２にそれぞれ４段目のレジスタに１をセツトし、
残りの３つのレジスタにレジスタ２１０の内容を
入力させるセツト信号を出す。レジスタ２１１お
よびレジスタ２１２はクロツク源２２１で駆動さ
れて先頭の“１”に続けて互いに生成多項式の異
なるＭ系列を発生させ排他的論理和２３３へ出力
する。３段のＭ系列の周期は７であり先頭の
“１”を含めると符号語長は８となるので、レジ
スタ２１１およびレジスタ２１２からは初期値が
レジスタ２１０からロードされる毎に１周期分の
符号語が出力されることになる。レジスタ２１１
およびレジスタ２１２から出力された“１”と互
いに生成多項式の異なる１周期分のＭ系列は、排
他的論理和２３３により法２の加算が行われ拡散
符号として出力される。排他的論理和２３３から
出力された拡散符号はレベル変換器２３４で
“１”のときには“１”に対応する電圧に、“０”
のときには“−１”に対応する電圧に変換された
後、発振器２２２からのキヤリア信号と乗算器２
３５で乗算され、２相位相変調されて出力端子２
０１から出力される。このようにして異なる初期
値から発生される異なるゴールド符号の符号間の
相互相関は、2(N+1)/2（Ｎが奇数）、または２（(N+2)/
2
（Ｎが偶数）を越えないことが保証されている。
以上述べた実施例では、１周期のゴールド符号
を含む符号語を送信信号として用いたが、本発明
の通信方式においては１周期以上のゴールド符号
からなる符号語を送信信号として用いることも可
能である。
を含む符号語を送信信号として用いたが、本発明
の通信方式においては１周期以上のゴールド符号
からなる符号語を送信信号として用いることも可
能である。
（発明の効果）
以上述べたように本発明の送信機を用いれば、
従来のスペクトラム拡散方式に比べて伝送情報量
が多く、しかも高品質で装置構成の容易なスペク
トラム拡散通信方式を提供することができる。
従来のスペクトラム拡散方式に比べて伝送情報量
が多く、しかも高品質で装置構成の容易なスペク
トラム拡散通信方式を提供することができる。
第１図は第１の本発明の送信機の実施例を示す
ブロツク図、第２図は本発明の詳細を説明するた
めの図、第３図は第２の本発明の送信機の実施例
を示すブロツク図、第４図は本発明の送信機を用
いた通信方式を説明するための図である。 図中、１０は３段シフトレジスタ、１１，１２
は４段シフトレジスタ、２０，２１はクロツク
源、２２は発振器、３１，３２，３３は排他的論
理和回路、３５は乗算器、２１０は６段シフトレ
ジスタ、２１１，２１２は４段シフトレジスタ、
２２０，２２１はクロツク源、２２２は発振器、
２３１，２３２，２３３は排他的論理和回路、２
３５は乗算器である。
ブロツク図、第２図は本発明の詳細を説明するた
めの図、第３図は第２の本発明の送信機の実施例
を示すブロツク図、第４図は本発明の送信機を用
いた通信方式を説明するための図である。 図中、１０は３段シフトレジスタ、１１，１２
は４段シフトレジスタ、２０，２１はクロツク
源、２２は発振器、３１，３２，３３は排他的論
理和回路、３５は乗算器、２１０は６段シフトレ
ジスタ、２１１，２１２は４段シフトレジスタ、
２２０，２２１はクロツク源、２２２は発振器、
２３１，２３２，２３３は排他的論理和回路、２
３５は乗算器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 下記(a)〜(e)からなることを特徴とするスペク
トラム拡散信号送信機。 (a) 送信デイジタル信号が供給されるＮ段シフト
レジスタ、 (b) 前記Ｎ段シフトレジスタの内容を初期値とす
る第１のＮ段Ｍ系列発生器と、初期値を一定と
する第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記第１及び
第２のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給される排他
的論理和とから構成されるＮ段ゴールド符号発
生器、 (c) 前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出
力に１チツプ以上の同一パタンを付加する符号
器、 (d) 前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変
換器、 (e) 前記レベル変換器の出力に対して変調をおこ
なう変調器。 ２ 下記(a)〜(e)からなることを特徴とするスペク
トラム拡散信号送信機。 (a) 送信デイジタル信号が供給される2N段シフ
トレジスタ、 (b) 前記2N段シフトレジスタの内容を初期値と
する第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器と、前記
第１及び第２のＮ段Ｍ系列発生器出力が供給さ
れる排他的論理和とから構成されるＮ段ゴール
ド符号発生器、 (c) 前記Ｎ段ゴールド符号発生器のＭ周期分の出
力に１チツプ以上の同一パタンを付加する符号
器、 (d) 前記符号器の出力の電圧を変換するレベル変
換器、 (e) 前記レベル変換器の出力に対して変調をおこ
なう変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61257332A JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61257332A JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63110837A JPS63110837A (ja) | 1988-05-16 |
| JPH0549140B2 true JPH0549140B2 (ja) | 1993-07-23 |
Family
ID=17304889
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61257332A Granted JPS63110837A (ja) | 1986-10-28 | 1986-10-28 | スペクトラム拡散信号送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63110837A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007535844A (ja) * | 2004-04-12 | 2007-12-06 | ザ・ディレクティービー・グループ・インコーポレイテッド | 同一チャンネル干渉を最小にするための方法および装置 |
| JP2008504789A (ja) * | 2004-06-28 | 2008-02-14 | ザ・ディレクティービー・グループ・インコーポレイテッド | スクランブリングによって共チャネル干渉を最小化するための方法及び装置 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2577987B2 (ja) * | 1989-02-20 | 1997-02-05 | クラリオン株式会社 | 擬似ランダム雑音符号発生器 |
| JPH08317469A (ja) * | 1995-05-22 | 1996-11-29 | Nippon Denki Ido Tsushin Kk | コードレス構内電話システム |
| JP4701840B2 (ja) * | 2005-06-01 | 2011-06-15 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
| JP2007325071A (ja) * | 2006-06-02 | 2007-12-13 | Netindex Inc | 多重伝送装置、多重伝送装置のタイミング同期回路、および、キャリア位相同期回路、多重伝送方法、並びに、多重伝送方法のタイミング同期方法、および、キャリア位相同期方法 |
-
1986
- 1986-10-28 JP JP61257332A patent/JPS63110837A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007535844A (ja) * | 2004-04-12 | 2007-12-06 | ザ・ディレクティービー・グループ・インコーポレイテッド | 同一チャンネル干渉を最小にするための方法および装置 |
| JP2008504789A (ja) * | 2004-06-28 | 2008-02-14 | ザ・ディレクティービー・グループ・インコーポレイテッド | スクランブリングによって共チャネル干渉を最小化するための方法及び装置 |
| JP4777982B2 (ja) * | 2004-06-28 | 2011-09-21 | ディーティーブイジー・ライセンシング、インコーポレイテッド | スクランブリングによって共チャネル干渉を最小化するための方法及び装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63110837A (ja) | 1988-05-16 |
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