JPH0577223B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0577223B2 JPH0577223B2 JP61033288A JP3328886A JPH0577223B2 JP H0577223 B2 JPH0577223 B2 JP H0577223B2 JP 61033288 A JP61033288 A JP 61033288A JP 3328886 A JP3328886 A JP 3328886A JP H0577223 B2 JPH0577223 B2 JP H0577223B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- transmitted
- gold code
- output
- stage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 63
- 239000010931 gold Substances 0.000 claims description 63
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 claims description 63
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 25
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 10
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 4
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はスペクトラム拡散通信方式およびその
受信装置に関する。
受信装置に関する。
（従来の技術）
情報信号に広帯域の拡散符号を乗じて送信し、
受信側で逆拡散して挟帯域信号に戻す所謂、スペ
クトラム拡散方式は公害に強い、秘匿性に優れる
という長所を有している半面、挟帯域信号を用い
る通信方式に比べ周波数の利用効率が悪い。
受信側で逆拡散して挟帯域信号に戻す所謂、スペ
クトラム拡散方式は公害に強い、秘匿性に優れる
という長所を有している半面、挟帯域信号を用い
る通信方式に比べ周波数の利用効率が悪い。
これに対し特願昭56−069020号明細書「スペク
トラム拡散通信方式およびその受信装置」では、
拡散符号（Ｍ系列）発生器のレジスタの初期値と
受信側で逆拡散したときのピーク値の出現する時
間位置とが１対１に対応することを利用して、こ
の時間位置を検出することによりレジスタの初期
値を情報として伝送し、伝送情報量を増加させて
いる。
トラム拡散通信方式およびその受信装置」では、
拡散符号（Ｍ系列）発生器のレジスタの初期値と
受信側で逆拡散したときのピーク値の出現する時
間位置とが１対１に対応することを利用して、こ
の時間位置を検出することによりレジスタの初期
値を情報として伝送し、伝送情報量を増加させて
いる。
また情報速度が同一の場合には、従来の拡散符
号を乗じる方法と比べ、この方法は占有帯域が少
なくて済み、その結果SN比が改善される。
号を乗じる方法と比べ、この方法は占有帯域が少
なくて済み、その結果SN比が改善される。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながらＭ系列発生器のレジスタの初期値
が全て零である場合に、送信信号はＭ系列となら
ないため、受信側の整合フイルタの出力値にピー
クが生じず、正しく判定することができない。こ
のため送信側あるいは受信側で何らかの処理が必
要であり装置が複雑あつた。またレジスタの初期
値に応じて発生されるＭ系列の各符号語は、互に
あるビツト数だけ巡回（サイクリツクシフト）す
れば同一のパターンになる。即ちある位相差で相
互相関が自己相関のピークに等しくなるという特
徴を有する。このため伝送路にマルチパスが生じ
ている場合には、送信した符号語とこの符号語の
位相をずらした符号語が同時に受信されるため、
整合フイルタの出力に複数のピークが現れ判定が
誤り易いという欠点がある。
が全て零である場合に、送信信号はＭ系列となら
ないため、受信側の整合フイルタの出力値にピー
クが生じず、正しく判定することができない。こ
のため送信側あるいは受信側で何らかの処理が必
要であり装置が複雑あつた。またレジスタの初期
値に応じて発生されるＭ系列の各符号語は、互に
あるビツト数だけ巡回（サイクリツクシフト）す
れば同一のパターンになる。即ちある位相差で相
互相関が自己相関のピークに等しくなるという特
徴を有する。このため伝送路にマルチパスが生じ
ている場合には、送信した符号語とこの符号語の
位相をずらした符号語が同時に受信されるため、
整合フイルタの出力に複数のピークが現れ判定が
誤り易いという欠点がある。
本発明の目的はこの問題点を解決した、周波数
利用効率の良いスペクトラム拡散通信方式および
その受信機を提供することにある。
利用効率の良いスペクトラム拡散通信方式および
その受信機を提供することにある。
（問題を解決するための手段）
第１の本発明の通信方式においては、送信すべ
きＮビツトのデイジタル信号を、Ｎ段のゴールド
符号発生器を構成する２つのＮ段シフトレジスタ
のうちの一方のＮ段シフトレジスタの初期値とし
て入力し、前記Ｎ段のゴールド符号発生器の１周
期分以上の出力を送信信号として送信する送信機
と、前記送信器機からの信号を、係数を時間変化
させてゴールド符号の全ての送信パタンを実現す
る整合フイルタに通し、前記整合フイルタの出力
の最大値の出現する時間位置を測定し、前記時間
位置に基づいて送信されたＮビツトのデイジタル
信号を判定する受信機とを用いている。
きＮビツトのデイジタル信号を、Ｎ段のゴールド
符号発生器を構成する２つのＮ段シフトレジスタ
のうちの一方のＮ段シフトレジスタの初期値とし
て入力し、前記Ｎ段のゴールド符号発生器の１周
期分以上の出力を送信信号として送信する送信機
と、前記送信器機からの信号を、係数を時間変化
させてゴールド符号の全ての送信パタンを実現す
る整合フイルタに通し、前記整合フイルタの出力
の最大値の出現する時間位置を測定し、前記時間
位置に基づいて送信されたＮビツトのデイジタル
信号を判定する受信機とを用いている。
第２の本発明の通信方式においては、送信すべ
き2Nビツトのデイジタル信号を、Ｎ段のゴール
ド符号発生器を構成する２つのＮ段シフトレジス
タの両方に初期値として入力し、前記Ｎ段のゴー
ルド符号発生器の１周期分以上の出力を送信信号
として送信する送信機と、前記送信機からの信号
を、係数を時間変化させてゴールド符号の全ての
送信パタンを実現する整合フイルタに通し、前記
整合フイルタの出力の最大値の出現する時間位置
を測定し、前記時間位置に基づいて送信されたＮ
ビツトのデイジタル信号を判定する受信機とを用
いている。
き2Nビツトのデイジタル信号を、Ｎ段のゴール
ド符号発生器を構成する２つのＮ段シフトレジス
タの両方に初期値として入力し、前記Ｎ段のゴー
ルド符号発生器の１周期分以上の出力を送信信号
として送信する送信機と、前記送信機からの信号
を、係数を時間変化させてゴールド符号の全ての
送信パタンを実現する整合フイルタに通し、前記
整合フイルタの出力の最大値の出現する時間位置
を測定し、前記時間位置に基づいて送信されたＮ
ビツトのデイジタル信号を判定する受信機とを用
いている。
（作用）
本発明においては、拡散符号としてＭ系列の代
りにゴールド符号を用いている。ゴールド符号は
同周期でなおかつ生成多項式の異なる２つのＭ系
列の法２の加算によつて得られる系列である。
りにゴールド符号を用いている。ゴールド符号は
同周期でなおかつ生成多項式の異なる２つのＭ系
列の法２の加算によつて得られる系列である。
従つてゴールド符号発生器は、２つのＭ系列発
生器とその出力を合成する加算器とから構成され
る。送信すべきＮビツトのデイジタル信号を、一
方のＭ系列発生器のＮ段レジスタの初期値として
入力する。もう一方のＭ系列発生器のＮ段レジス
タの初期値は一定に保ち、常に同じＭ系列を発生
させる。これらのＭ系列発生器の出力の法２の加
算が送信信号として送信される。こうすると初期
値のＮビツトが全て零であつてもＭ系列が送信さ
れることになり、初期値のＮビツトと2N種の拡散
符号とが１対１に対応する。しかも異なる初期値
から発生された異なる符号語間の相互相関は無視
できる程度に十分小さくほぼ直交している。この
ことを以下に詳しく説明する。送信すべき信号が
初期値として入力されるＭ系列発生器からは、２
つの異なる初期値に対しては２つの異なるＭ系列
（仮にM1およびM1′とする）が出力される。もう
一方のＭ系列発生器からは常に同一のＭ系列
（M2とする）が出力される。
生器とその出力を合成する加算器とから構成され
る。送信すべきＮビツトのデイジタル信号を、一
方のＭ系列発生器のＮ段レジスタの初期値として
入力する。もう一方のＭ系列発生器のＮ段レジス
タの初期値は一定に保ち、常に同じＭ系列を発生
させる。これらのＭ系列発生器の出力の法２の加
算が送信信号として送信される。こうすると初期
値のＮビツトが全て零であつてもＭ系列が送信さ
れることになり、初期値のＮビツトと2N種の拡散
符号とが１対１に対応する。しかも異なる初期値
から発生された異なる符号語間の相互相関は無視
できる程度に十分小さくほぼ直交している。この
ことを以下に詳しく説明する。送信すべき信号が
初期値として入力されるＭ系列発生器からは、２
つの異なる初期値に対しては２つの異なるＭ系列
（仮にM1およびM1′とする）が出力される。もう
一方のＭ系列発生器からは常に同一のＭ系列
（M2とする）が出力される。
従つて２つの異なる初期値に対して発生される
ゴールド符号は、M1M2およびM1′M2であ
る。これらの符号語には同一のＭ系列M2が含ま
れているため、符号語間の相互相関はM1と
M1′にだけ依存しＭ系列の相互相関と全く同じに
なる。Ｎ段シフトレジスタから発生されるＭ系列
の相互相関は、自己相関のピークの−１／（2N−
１）倍であり十分小さいことが知られている。ま
た初期値が全て零の場合には、Ｍ系列M2が発生
されたこの符号語M2とゴールド符号M1M2と
の相互相関は同様に十分小さいことは明らかであ
る。またこのようにして生成されるゴールド符号
の各符号語の相互相関は、位相差がある場合で
も、2(N+1)/2＋１（Ｎが奇数の場合）、または2(N+2)/2
＋１（Ｎが偶数の場合）を越えないことが保証さ
れている（参考文献アール・ゴールド（R.Gold）
著、「オプテイマルバイナリーシーケンスフオー
スプレツドスペクトラムマルチプレクシング」
（Optimal Binary Sequences for Spread
Spectrum Multiplexing）、アイ・イー・イー・
イートランザクシヨンズオンインフオメーシヨン
セオリー（IEEE Trans.Info.Th.）、1967年、10
月号）。従つて伝送路にマルチパスが生じていて
も、受信側の整合フイルタの出力に現れるピーク
は一つだけであり、正しく判定が行える。
ゴールド符号は、M1M2およびM1′M2であ
る。これらの符号語には同一のＭ系列M2が含ま
れているため、符号語間の相互相関はM1と
M1′にだけ依存しＭ系列の相互相関と全く同じに
なる。Ｎ段シフトレジスタから発生されるＭ系列
の相互相関は、自己相関のピークの−１／（2N−
１）倍であり十分小さいことが知られている。ま
た初期値が全て零の場合には、Ｍ系列M2が発生
されたこの符号語M2とゴールド符号M1M2と
の相互相関は同様に十分小さいことは明らかであ
る。またこのようにして生成されるゴールド符号
の各符号語の相互相関は、位相差がある場合で
も、2(N+1)/2＋１（Ｎが奇数の場合）、または2(N+2)/2
＋１（Ｎが偶数の場合）を越えないことが保証さ
れている（参考文献アール・ゴールド（R.Gold）
著、「オプテイマルバイナリーシーケンスフオー
スプレツドスペクトラムマルチプレクシング」
（Optimal Binary Sequences for Spread
Spectrum Multiplexing）、アイ・イー・イー・
イートランザクシヨンズオンインフオメーシヨン
セオリー（IEEE Trans.Info.Th.）、1967年、10
月号）。従つて伝送路にマルチパスが生じていて
も、受信側の整合フイルタの出力に現れるピーク
は一つだけであり、正しく判定が行える。
受信側ではこの連続するゴールド符号の中から
１周期分だけを直並列変換して取り出して１周期
の間保持する。この保持された信号を入力とする
整合フイルタは、その係数を2N種のゴールド符号
のすべてのパタンを実現するように時間的に変化
させて、受信信号とゴールド符号の全ての組合わ
せとについて相関を計算する。このゴールド符号
の相互相関は十分に小さくほぼ直交しているた
め、受信信号と整合フイルタの係数のゴールド符
号とが一致した場合に最大値が出力に現れる。従
つて整合フイルタの出力に最大値が現れた時間位
置を検出することにより、送信された情報を判定
できる。
１周期分だけを直並列変換して取り出して１周期
の間保持する。この保持された信号を入力とする
整合フイルタは、その係数を2N種のゴールド符号
のすべてのパタンを実現するように時間的に変化
させて、受信信号とゴールド符号の全ての組合わ
せとについて相関を計算する。このゴールド符号
の相互相関は十分に小さくほぼ直交しているた
め、受信信号と整合フイルタの係数のゴールド符
号とが一致した場合に最大値が出力に現れる。従
つて整合フイルタの出力に最大値が現れた時間位
置を検出することにより、送信された情報を判定
できる。
また同様のゴールド符号発生器を利用して、更
に伝送情報量を増すことができる。送信すべき
2Nビツトのデイジタル信号を、Ｎビツトづつに
分割してゴールド符号発生器を構成する２つのＭ
系列発生器のＮ段レジスタの初期値としてそれぞ
れ入力する。これらのＭ系列発生器の出力の法２
の加算が送信信号として送信される。このように
して異なる初期値から発生される異なる符号どう
しは完全に直交しないが、これらの符号間の相互
相関は2(N+1)/2＋１（Ｎが奇数）、または2(N+2)/2＋１
（Ｎが偶数）を越えないことが保証されている
（前述の参考文献）。従つて受信側では、同様にゴ
ールド符号の１周期分を並列に取り出して、整合
フイルタの係数を時間的に変化させて、受信信号
とゴールド符号の全ての組合わせとについて相関
を計算し、整合フイルタの出力に最大値が現れた
時間位置により送信された情報を判定すれば良
い。この方法では、初期値の2Nビツトが全て零
である場合に、送信信号はゴールド符号とならず
拡散が行われない。従つて送信側において初期値
の2Nビツトが全て零とならないような符号処理
を行えば良い。
に伝送情報量を増すことができる。送信すべき
2Nビツトのデイジタル信号を、Ｎビツトづつに
分割してゴールド符号発生器を構成する２つのＭ
系列発生器のＮ段レジスタの初期値としてそれぞ
れ入力する。これらのＭ系列発生器の出力の法２
の加算が送信信号として送信される。このように
して異なる初期値から発生される異なる符号どう
しは完全に直交しないが、これらの符号間の相互
相関は2(N+1)/2＋１（Ｎが奇数）、または2(N+2)/2＋１
（Ｎが偶数）を越えないことが保証されている
（前述の参考文献）。従つて受信側では、同様にゴ
ールド符号の１周期分を並列に取り出して、整合
フイルタの係数を時間的に変化させて、受信信号
とゴールド符号の全ての組合わせとについて相関
を計算し、整合フイルタの出力に最大値が現れた
時間位置により送信された情報を判定すれば良
い。この方法では、初期値の2Nビツトが全て零
である場合に、送信信号はゴールド符号とならず
拡散が行われない。従つて送信側において初期値
の2Nビツトが全て零とならないような符号処理
を行えば良い。
（実施例）
次に図面を参照して本発明について詳細に説明
する。第１図は本発明の通信方式の一実施例を示
す図である。送信すべき信号系列は入力端子１０
０から入力Ｎ段のシフトレジスタ１１０にたくわ
えられる。次にシフトレジスタ１１０のＮビツト
のデータはＮ段のゴールド符号発生器１２０の初
期値としてロードされる。ゴールド符号発生器１
２０はこの初期値に基づいて１周期（2N−１チツ
プ）の信号を変調器１３０へ送信する。変調器１
３０では発振器１４０のキヤリア周波数でゴール
ド符号発生器１２０の出力を２相位相変調してア
ンテナ１５０から送信する。
する。第１図は本発明の通信方式の一実施例を示
す図である。送信すべき信号系列は入力端子１０
０から入力Ｎ段のシフトレジスタ１１０にたくわ
えられる。次にシフトレジスタ１１０のＮビツト
のデータはＮ段のゴールド符号発生器１２０の初
期値としてロードされる。ゴールド符号発生器１
２０はこの初期値に基づいて１周期（2N−１チツ
プ）の信号を変調器１３０へ送信する。変調器１
３０では発振器１４０のキヤリア周波数でゴール
ド符号発生器１２０の出力を２相位相変調してア
ンテナ１５０から送信する。
受信側ではアンテナ１６０から受信された信号
を同期検波器１７０により同期検波する。直並列
変換回路１８０は同期検波器１７０の出力から１
周期分のゴールド符号を直並列変換して取り出
し、１周期の間保持する。直並列変換回路１８０
に保持された受信信号に対し、整合フイルタ１９
０はその係数を2N種のゴールド符号の全ての送信
パタンを実現するように時間的に変化させて、受
信信号とゴールド符号との相関を計算する。異な
るゴールド符号間の相互相関は十分小さくほぼ直
交しているとみなせるため、整合フイルタの係数
が受信信号に一致した時に最大値が出力に現れ
る。つまり整合フイルタの出力が最大値をとる時
間は送信側のゴールド符号発生器１２０のレジス
タの初期値によつて一意的に定まる。従つてこの
ピークを最大値検出回路２００で検出しそのとき
の時間位置を変換回路２１０でゴールド符号発生
器の初期値として与えてやればＮビツトの信号を
検出することができる。
を同期検波器１７０により同期検波する。直並列
変換回路１８０は同期検波器１７０の出力から１
周期分のゴールド符号を直並列変換して取り出
し、１周期の間保持する。直並列変換回路１８０
に保持された受信信号に対し、整合フイルタ１９
０はその係数を2N種のゴールド符号の全ての送信
パタンを実現するように時間的に変化させて、受
信信号とゴールド符号との相関を計算する。異な
るゴールド符号間の相互相関は十分小さくほぼ直
交しているとみなせるため、整合フイルタの係数
が受信信号に一致した時に最大値が出力に現れ
る。つまり整合フイルタの出力が最大値をとる時
間は送信側のゴールド符号発生器１２０のレジス
タの初期値によつて一意的に定まる。従つてこの
ピークを最大値検出回路２００で検出しそのとき
の時間位置を変換回路２１０でゴールド符号発生
器の初期値として与えてやればＮビツトの信号を
検出することができる。
次に第１図の実施例における送信機および受信
機のより具体的な実施例を述べる。実施例は最も
簡単なＮ＝３の場合について述べる。
機のより具体的な実施例を述べる。実施例は最も
簡単なＮ＝３の場合について述べる。
第２図は本発明の送信機の第１の実施例を示す
図である。送信信号系列は端子１００′から入力
され、送信信号のクロツク源２０より供給される
クロツクによつて駆動される３段のシフトレジス
タ１０へ順次入力される。シフトレジスタ１０の
内容は送信信号３ビツトがシフトレジスタ１０に
格納された後にＭ系列を発生させるシフトレジス
タ１１の初期値としてカウンタ３０からの信号に
基づいて並列に入力される。シフトレジスタ１１
は排他的論理和回路３１とともに３段のＭ系列発
生器を構成している。カウンタ３０はシフトレジ
スタ１１へ信号を送ると同時に、シフトレジスタ
１２へも信号を送る。シフトレジスタ１２はこの
信号に基づいて全ての内容を１にセツトする。シ
フトレジスタ１２は排他的論理和回路３２ととも
にＭ系列発生器を構成している。この２つのＭ系
列発生器は、互いに生成多項式の異なるＭ系列を
発生するようにあらかじめ結線されており、クロ
ツク源２１により供給されるクロツクで駆動され
ている。クロツク源２１の発振周波数はクロツク
源２０の7/3倍になつている。
図である。送信信号系列は端子１００′から入力
され、送信信号のクロツク源２０より供給される
クロツクによつて駆動される３段のシフトレジス
タ１０へ順次入力される。シフトレジスタ１０の
内容は送信信号３ビツトがシフトレジスタ１０に
格納された後にＭ系列を発生させるシフトレジス
タ１１の初期値としてカウンタ３０からの信号に
基づいて並列に入力される。シフトレジスタ１１
は排他的論理和回路３１とともに３段のＭ系列発
生器を構成している。カウンタ３０はシフトレジ
スタ１１へ信号を送ると同時に、シフトレジスタ
１２へも信号を送る。シフトレジスタ１２はこの
信号に基づいて全ての内容を１にセツトする。シ
フトレジスタ１２は排他的論理和回路３２ととも
にＭ系列発生器を構成している。この２つのＭ系
列発生器は、互いに生成多項式の異なるＭ系列を
発生するようにあらかじめ結線されており、クロ
ツク源２１により供給されるクロツクで駆動され
ている。クロツク源２１の発振周波数はクロツク
源２０の7/3倍になつている。
またカウンタ３０はクロツク２１からのクロツ
ク信号を７個カウントする毎に、レジスタ１１に
レジスタ１０の内容を入力させるセツト信号およ
びレジスタ１２にその全ての内容を１にセツトす
るセツト信号を出す。レジスタ１１およびレジス
タ１２はクロツク２１で駆動されて互いに生成多
項式の異なるＭ系列を発生させ排他的論理和回路
３３へ出力する。３段のＭ系列の周期は７である
ので、レジスタ１１およびレジスタ１２からは初
期値がレジスタ１０からロードされる毎に１周期
分のＭ系列が出力されることになる。レジスタ１
１およびレジスタ１２から出力された互いに生成
多項式の異なる１周期分のＭ系列は、排他的論理
和回路３３により法２の加算が行われゴールド符
号として出力される。排他的論理和回路３３から
出力されたゴールド符号はレベル変換器３４で
“１”のときには“１”に対応する電圧に、“０”
のときには“−１”に対応する電圧に変換された
後、発振器２２からのキヤリア信号と乗算器３５
で乗算され、２相位相変調されて出力端子１０１
から出力される。送信データとレジスタ１１およ
びレジスタ１２の出力と発生されるゴールド符号
との関係を第５図に示す。
ク信号を７個カウントする毎に、レジスタ１１に
レジスタ１０の内容を入力させるセツト信号およ
びレジスタ１２にその全ての内容を１にセツトす
るセツト信号を出す。レジスタ１１およびレジス
タ１２はクロツク２１で駆動されて互いに生成多
項式の異なるＭ系列を発生させ排他的論理和回路
３３へ出力する。３段のＭ系列の周期は７である
ので、レジスタ１１およびレジスタ１２からは初
期値がレジスタ１０からロードされる毎に１周期
分のＭ系列が出力されることになる。レジスタ１
１およびレジスタ１２から出力された互いに生成
多項式の異なる１周期分のＭ系列は、排他的論理
和回路３３により法２の加算が行われゴールド符
号として出力される。排他的論理和回路３３から
出力されたゴールド符号はレベル変換器３４で
“１”のときには“１”に対応する電圧に、“０”
のときには“−１”に対応する電圧に変換された
後、発振器２２からのキヤリア信号と乗算器３５
で乗算され、２相位相変調されて出力端子１０１
から出力される。送信データとレジスタ１１およ
びレジスタ１２の出力と発生されるゴールド符号
との関係を第５図に示す。
第３図は第２図の送信機に対応する受信機の実
施例である。入力端子１０２で受信された信号は
同期検波器４によりベースバンド信号へ復調され
た後、直並列変換回路５へ入力され、１周期分の
ゴールド符号が直並列変換されて取り出される。
直並列変換回路５は、Ａ／Ｄ（アナログ−デイジ
タル）コンバータ５０と受信信号のチツプ数に一
致した段数を持つ７段シフトレジスタ５１とカウ
ンタ５２と７段の並列レジスタ５３とから構成さ
れている。直並列変換回路５へ入力された信号
は、チツプ周期に同期したクロツク源２３から供
給されるクロツクにより駆動されているＡ／Ｄコ
ンバータ５０によりデイジタル化された後、同じ
くクロツク源２３に駆動されている７段のシフト
レジスタ５１に順次入力されるので、ゴールド符
号の各チツプに対応する電圧がサンプルされて保
持される。カウンタ５２はクロツク源２３よりの
クロツクを７個カウントしてゴールド符号が１周
期分シフトレジスタ５１に入力される毎に、並列
レジスタ５３に信号を出す。並列レジスタ５３
は、カウンタ５２からの信号に基づいてシフトレ
ジスタ５１の各段の内容を並列にたくわえる。こ
の直並列変換された１周期のゴールド符号に対し
て、整合フイルタ６は係数を送信される可能性の
ある８種のゴールド符号に順次変化させて相関を
計算する。
施例である。入力端子１０２で受信された信号は
同期検波器４によりベースバンド信号へ復調され
た後、直並列変換回路５へ入力され、１周期分の
ゴールド符号が直並列変換されて取り出される。
直並列変換回路５は、Ａ／Ｄ（アナログ−デイジ
タル）コンバータ５０と受信信号のチツプ数に一
致した段数を持つ７段シフトレジスタ５１とカウ
ンタ５２と７段の並列レジスタ５３とから構成さ
れている。直並列変換回路５へ入力された信号
は、チツプ周期に同期したクロツク源２３から供
給されるクロツクにより駆動されているＡ／Ｄコ
ンバータ５０によりデイジタル化された後、同じ
くクロツク源２３に駆動されている７段のシフト
レジスタ５１に順次入力されるので、ゴールド符
号の各チツプに対応する電圧がサンプルされて保
持される。カウンタ５２はクロツク源２３よりの
クロツクを７個カウントしてゴールド符号が１周
期分シフトレジスタ５１に入力される毎に、並列
レジスタ５３に信号を出す。並列レジスタ５３
は、カウンタ５２からの信号に基づいてシフトレ
ジスタ５１の各段の内容を並列にたくわえる。こ
の直並列変換された１周期のゴールド符号に対し
て、整合フイルタ６は係数を送信される可能性の
ある８種のゴールド符号に順次変化させて相関を
計算する。
整合フイルタ６は乗算器６０，６１，６２，６
２，６３，６４，６５，６６とカウンタ６７と送
信される可能性のあるゴールド符号のパタンを記
憶したROM６８（Read Only Memory）と加
算合成回路６９とから構成される。ROM６８の
内容の１例を第６図に示す。カウンタ６７は、１
周期分のゴールド符号がレジスタ５３にセツトさ
れる時すなわち、カウンタ５２の出力によりリセ
ツトされ、クロツク源２３の発振周波数の8/7倍
の発振周波数を持つクロツク源２４よりのクロツ
クをカウントしてその値をROM６８のアドレス
として入力する。ROM６８は入力されたアドレ
スに対応するメモリに記憶されたゴールド符号の
パタンをクロツク源２４よりのクロツクを読み出
しパルスとして読み出す。この順次読み出される
ゴールド符号のパタンを乗算器６０，６１，６
２，６３，６４，６５，６６により受信信号と乗
算して、更にその結果を合成加算回路６９におい
て加え合わせることにより相関を計算する。
２，６３，６４，６５，６６とカウンタ６７と送
信される可能性のあるゴールド符号のパタンを記
憶したROM６８（Read Only Memory）と加
算合成回路６９とから構成される。ROM６８の
内容の１例を第６図に示す。カウンタ６７は、１
周期分のゴールド符号がレジスタ５３にセツトさ
れる時すなわち、カウンタ５２の出力によりリセ
ツトされ、クロツク源２３の発振周波数の8/7倍
の発振周波数を持つクロツク源２４よりのクロツ
クをカウントしてその値をROM６８のアドレス
として入力する。ROM６８は入力されたアドレ
スに対応するメモリに記憶されたゴールド符号の
パタンをクロツク源２４よりのクロツクを読み出
しパルスとして読み出す。この順次読み出される
ゴールド符号のパタンを乗算器６０，６１，６
２，６３，６４，６５，６６により受信信号と乗
算して、更にその結果を合成加算回路６９におい
て加え合わせることにより相関を計算する。
送信される可能性のある８種のゴールド符号の
異なる符号間の相互相関は十分小さくこれらの符
号は互いに直交しているとみなせる。ここで例を
用いてこの整合フイルタ６の出力がどのようにな
るかを説明する。例として送信機の入力端子１０
０′から入力されるデータが１、０、１という系
列である場合を考える。この場合の受信信号は−
１、−１、−１、１−１、１−１というゴールド符
号である。カウンタ６７の値、ROM６８の各端
子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇの出力、合成加算
回路６９の出力の関係を第７図に示す。同図より
明らかなように合成加算回路６９の出力は、受信
信号と整合フイルタ６の係数であるROM６８の
出力とが一致した場合に最大値になる。従つて、
この最大値の出現する時間位置を判定することで
送信された系列を復号することができる。
異なる符号間の相互相関は十分小さくこれらの符
号は互いに直交しているとみなせる。ここで例を
用いてこの整合フイルタ６の出力がどのようにな
るかを説明する。例として送信機の入力端子１０
０′から入力されるデータが１、０、１という系
列である場合を考える。この場合の受信信号は−
１、−１、−１、１−１、１−１というゴールド符
号である。カウンタ６７の値、ROM６８の各端
子Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇの出力、合成加算
回路６９の出力の関係を第７図に示す。同図より
明らかなように合成加算回路６９の出力は、受信
信号と整合フイルタ６の係数であるROM６８の
出力とが一致した場合に最大値になる。従つて、
この最大値の出現する時間位置を判定することで
送信された系列を復号することができる。
以下にその過程を示す。まず最大値検出回路７
において、整合フイルタ６の出力が最大値をとつ
た時刻を検出している。最大値はメモリ７０に記
憶されており、最大値検出回路７の入力信号は比
較器７１でメモリ内容と比較され、比較器７１は
入力信号の方がメモリ７０の内容より大きい場合
にのみ書き込みパルスをメモリ７０およびメモリ
８０へ送る。メモリ７０ではこの比較器７１から
の書き込みパルスが来ると、そのときの入力信号
を新たな値として書き込むこの過程でメモリ７０
は最大値が記憶される。この処理はクロツク源２
４により駆動されている。メモリ７０の内容はカ
ウンタ５２からの信号で受信信号とゴールド符号
との新たな相関特性が最大値検出回路７に入力さ
れる毎にリセツトされる。また比較器７１からの
信号はメモリ８０へも供給されている。メモリ８
０は、カウンタ５２の出力によりリセツトされる
カウンタ８２の内容を比較器７１からの信号に基
づいて記憶することにより、入力信号が最大値を
とつたときの時間を記憶する。メモリ８０の内容
もまたカウンタ５２からの信号でリセツトされ
る。メモリ８０の内容はROM８１により送信デ
ータに変換され、カウンタ５２からの信号を読み
出しパルスとして出力され、送信機のクロツク源
２０と同周期のクロツク源２５で駆動される変換
回路９により並列−直列変換されて端子１０３か
ら出力される。ROM８１の内容の一例を第８図
に示した。
において、整合フイルタ６の出力が最大値をとつ
た時刻を検出している。最大値はメモリ７０に記
憶されており、最大値検出回路７の入力信号は比
較器７１でメモリ内容と比較され、比較器７１は
入力信号の方がメモリ７０の内容より大きい場合
にのみ書き込みパルスをメモリ７０およびメモリ
８０へ送る。メモリ７０ではこの比較器７１から
の書き込みパルスが来ると、そのときの入力信号
を新たな値として書き込むこの過程でメモリ７０
は最大値が記憶される。この処理はクロツク源２
４により駆動されている。メモリ７０の内容はカ
ウンタ５２からの信号で受信信号とゴールド符号
との新たな相関特性が最大値検出回路７に入力さ
れる毎にリセツトされる。また比較器７１からの
信号はメモリ８０へも供給されている。メモリ８
０は、カウンタ５２の出力によりリセツトされる
カウンタ８２の内容を比較器７１からの信号に基
づいて記憶することにより、入力信号が最大値を
とつたときの時間を記憶する。メモリ８０の内容
もまたカウンタ５２からの信号でリセツトされ
る。メモリ８０の内容はROM８１により送信デ
ータに変換され、カウンタ５２からの信号を読み
出しパルスとして出力され、送信機のクロツク源
２０と同周期のクロツク源２５で駆動される変換
回路９により並列−直列変換されて端子１０３か
ら出力される。ROM８１の内容の一例を第８図
に示した。
本実施例において、３ビツトの送信データを23
−１＝７チツプにして送信している。従来の直接
拡散方式によるスペクトラム拡散方式においては
23−１＝７チツプで１ビツトのデータを送信して
いるので、本発明の方式においては直接拡散方式
に比べて３倍の情報量を送つていることになる。
一般にゴールド符号発生器の段数をＮ段にすれば
データの伝送量は直接拡散方式に比べてＮ倍にな
る。
−１＝７チツプにして送信している。従来の直接
拡散方式によるスペクトラム拡散方式においては
23−１＝７チツプで１ビツトのデータを送信して
いるので、本発明の方式においては直接拡散方式
に比べて３倍の情報量を送つていることになる。
一般にゴールド符号発生器の段数をＮ段にすれば
データの伝送量は直接拡散方式に比べてＮ倍にな
る。
また本実施例においては相関の最大値を検出す
ることにより送信された系列を復号しているが、
送信信号であるゴールド符号の“１”を“０”
に、また“０”を“１”に反転して送信すれば相
関の最小値を検出することにより送信された系列
の復号が可能である。従つてゴールド符号を反転
するかしないかを情報として用いれば、本実施例
に加えて１ビツト多く伝送することができ、デー
タの伝送量は直接拡散方式のＮ＋１倍になる。更
に直交した搬送波を用いるQPSKによつて変調を
行えば伝送情報量を２倍にすることが可能であ
る。
ることにより送信された系列を復号しているが、
送信信号であるゴールド符号の“１”を“０”
に、また“０”を“１”に反転して送信すれば相
関の最小値を検出することにより送信された系列
の復号が可能である。従つてゴールド符号を反転
するかしないかを情報として用いれば、本実施例
に加えて１ビツト多く伝送することができ、デー
タの伝送量は直接拡散方式のＮ＋１倍になる。更
に直交した搬送波を用いるQPSKによつて変調を
行えば伝送情報量を２倍にすることが可能であ
る。
また本発明の方式においては送信データの全て
が零となつても拡散符号が送信されＭ系列を用い
た従来の方式のような問題を生じない。本発明の
受信装置はROMの内容を変更することによりゴ
ールド符号以外の他の符号、例えばＭ系列に対し
ても使用が可能であり応用の範囲が広い。
が零となつても拡散符号が送信されＭ系列を用い
た従来の方式のような問題を生じない。本発明の
受信装置はROMの内容を変更することによりゴ
ールド符号以外の他の符号、例えばＭ系列に対し
ても使用が可能であり応用の範囲が広い。
第４図は本発明の送信機の第２の実施例を示す
図である。本実施例においては、送信すべき2N
ビツトのデイジタル信号をＮ段ゴールド符号発生
器を構成する２個のＭ系列発生器のＮ段レジスタ
の初期値として入力することにより、伝送情報量
を第２図の実施例の送信機を用いた場合の約２倍
にできるという長所を有している。送信信号系列
端子２００から入力され、送信信号のクロツク源
２２０によつて駆動される６段のシフトレジスタ
２１０へ順次入力される。シフトレジスタ２１０
の内容は送信信号６ビツトがシフトレジスタ２１
０に格納された後に、３ビツトづつに分割されそ
れぞれＭ系列を発生させるシフトレジスタ２１１
およびシフトレジスタ２１２の初期値としてカウ
ンタ２３０からの信号に基づいて並列に入力され
る。シフトレジスタ２１１は排他的論理和回路２
３１とともに、またシフトレジスタ２１２は排他
的論理和回路２３２とともにそれぞれ３段のＭ系
列発生器を構成している。この２つのＭ系列発生
器は、互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生す
るようにあらかじめ結線されており、クロツク源
２２１よりのクロツクで駆動されている。クロツ
ク源２２１の発振周波数はクロツク源２２０の7/
６倍になつている。またカウンタ２３０はクロツ
ク源２２１からのクロツク信号を７個カウントす
る毎に、レジスタ２１１およびレジスタ２１２に
レジスタ２１０の内容を入力させるセツト信号を
出す。レジスタ２１１およびレジスタ２１２はク
ロツク源２２１で駆動されて互いに生成多項式の
異なるＭ系列を発生させ排他的論理和回路２３３
へ出力する。３段のＭ系列の周期は７であるの
で、レジスタ２１１およびレジスタ２１２からは
初期値がレジスタ２１０からロードされる毎に１
周期分のＭ系列が出力されることになる。レジス
タ２１１およびレジスタ２１２から出力された互
いに生成多項す式の異なる１周期分のＭ系列は、
排他的論理和回路２３３により法２の加算が行わ
れゴールド符号として出力される。排他的論理和
回路２３３から出力されたゴールド符号はレベル
変換器２３４で“１”のときに“１”に対応する
電圧に、“０”のときには“−１”に対応する電
圧に変換された後、発振器２２２からのキヤリア
信号と乗算器２３５で乗算され、２相位相変調さ
れて出力端子２０１から出力される。このように
して異なる初期値から発生される異なるゴールド
符号の符号間の相互相関は2(N+1) 2＋1Nが奇数）、
または2(N+2)/2＋１（Ｎが偶数）を越えないことが
保証されている。従つて本実施例の送信機に対す
る受信機は、第３図の実施例と同様の構成のもの
で、１周期分を並列に取り出した受信信号に対し
整合フイルタの係数を時間的に変化させて送信さ
れる可能性のあるゴールド符号の全ての組合わせ
について相関を計算し、整合フイルタの出力に最
大値が現れた時間位置により送信された情報を判
定すれば良い。この場合は送信される可能性のあ
るゴールド符号の数が増すので、これに対応して
第３図のROM６８およびROM８１の内容を書
き換え、クロツク源２４の発振周波数を変更する
必要がある。また初期値の2Nビツトが全て零で
ある場合には、送信信号は拡散符号とならないた
め、このような初期値が生じないように送信側で
何らかの符号処理を行えば良い。
図である。本実施例においては、送信すべき2N
ビツトのデイジタル信号をＮ段ゴールド符号発生
器を構成する２個のＭ系列発生器のＮ段レジスタ
の初期値として入力することにより、伝送情報量
を第２図の実施例の送信機を用いた場合の約２倍
にできるという長所を有している。送信信号系列
端子２００から入力され、送信信号のクロツク源
２２０によつて駆動される６段のシフトレジスタ
２１０へ順次入力される。シフトレジスタ２１０
の内容は送信信号６ビツトがシフトレジスタ２１
０に格納された後に、３ビツトづつに分割されそ
れぞれＭ系列を発生させるシフトレジスタ２１１
およびシフトレジスタ２１２の初期値としてカウ
ンタ２３０からの信号に基づいて並列に入力され
る。シフトレジスタ２１１は排他的論理和回路２
３１とともに、またシフトレジスタ２１２は排他
的論理和回路２３２とともにそれぞれ３段のＭ系
列発生器を構成している。この２つのＭ系列発生
器は、互いに生成多項式の異なるＭ系列を発生す
るようにあらかじめ結線されており、クロツク源
２２１よりのクロツクで駆動されている。クロツ
ク源２２１の発振周波数はクロツク源２２０の7/
６倍になつている。またカウンタ２３０はクロツ
ク源２２１からのクロツク信号を７個カウントす
る毎に、レジスタ２１１およびレジスタ２１２に
レジスタ２１０の内容を入力させるセツト信号を
出す。レジスタ２１１およびレジスタ２１２はク
ロツク源２２１で駆動されて互いに生成多項式の
異なるＭ系列を発生させ排他的論理和回路２３３
へ出力する。３段のＭ系列の周期は７であるの
で、レジスタ２１１およびレジスタ２１２からは
初期値がレジスタ２１０からロードされる毎に１
周期分のＭ系列が出力されることになる。レジス
タ２１１およびレジスタ２１２から出力された互
いに生成多項す式の異なる１周期分のＭ系列は、
排他的論理和回路２３３により法２の加算が行わ
れゴールド符号として出力される。排他的論理和
回路２３３から出力されたゴールド符号はレベル
変換器２３４で“１”のときに“１”に対応する
電圧に、“０”のときには“−１”に対応する電
圧に変換された後、発振器２２２からのキヤリア
信号と乗算器２３５で乗算され、２相位相変調さ
れて出力端子２０１から出力される。このように
して異なる初期値から発生される異なるゴールド
符号の符号間の相互相関は2(N+1) 2＋1Nが奇数）、
または2(N+2)/2＋１（Ｎが偶数）を越えないことが
保証されている。従つて本実施例の送信機に対す
る受信機は、第３図の実施例と同様の構成のもの
で、１周期分を並列に取り出した受信信号に対し
整合フイルタの係数を時間的に変化させて送信さ
れる可能性のあるゴールド符号の全ての組合わせ
について相関を計算し、整合フイルタの出力に最
大値が現れた時間位置により送信された情報を判
定すれば良い。この場合は送信される可能性のあ
るゴールド符号の数が増すので、これに対応して
第３図のROM６８およびROM８１の内容を書
き換え、クロツク源２４の発振周波数を変更する
必要がある。また初期値の2Nビツトが全て零で
ある場合には、送信信号は拡散符号とならないた
め、このような初期値が生じないように送信側で
何らかの符号処理を行えば良い。
このような方法を用いると2N−１チツプで2N
ビツトの情報が送れるので、伝送情報量は一層増
大する。しかし用いられる符号が完全に直交して
いないため雑音の影響による誤りを生じ易くな
る。
ビツトの情報が送れるので、伝送情報量は一層増
大する。しかし用いられる符号が完全に直交して
いないため雑音の影響による誤りを生じ易くな
る。
以上述べた実施例では、１周期のゴールド符号
からなる符号語を送信信号として用いたが、本発
明の通信方式においては１周期以上のゴールド符
号からなる符号語を送信信号として用いることも
可能である。
からなる符号語を送信信号として用いたが、本発
明の通信方式においては１周期以上のゴールド符
号からなる符号語を送信信号として用いることも
可能である。
（発明の効果）
以上述べたように本発明によれば従来のスペク
トラム拡散方式に比べて伝送情報量の多い簡便な
スペクトラム拡散通信方式および受信機を提供す
ることができる。
トラム拡散方式に比べて伝送情報量の多い簡便な
スペクトラム拡散通信方式および受信機を提供す
ることができる。
第１図は本発明の通信方式の一実施例を示すブ
ロツク図、第２図は本発明の送信機の第１の実施
例を示すブロツク図、第３図は、本発明の受信機
の実施例を示すブロツク図、第４図は本発明の送
信機の第２の実施例を示すブロツク図である。第
５図、第６図、第７図、第８図は、本発明の実施
例の詳細を説明するための図である。 図において、４，１７０……同期検波器、５，
１８０……直並列変換回路、６，１９０……整合
フイルタ、８，２００……最大値検出回路、９，
２１０……変換回路、をそれぞれ示す。
ロツク図、第２図は本発明の送信機の第１の実施
例を示すブロツク図、第３図は、本発明の受信機
の実施例を示すブロツク図、第４図は本発明の送
信機の第２の実施例を示すブロツク図である。第
５図、第６図、第７図、第８図は、本発明の実施
例の詳細を説明するための図である。 図において、４，１７０……同期検波器、５，
１８０……直並列変換回路、６，１９０……整合
フイルタ、８，２００……最大値検出回路、９，
２１０……変換回路、をそれぞれ示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信すべきＮビツトのデイジタル信号を、Ｎ
段のゴールド符号発生器を構成する２つのＮ段シ
フトレジスタのうちの一方のＮ段シフトレジスタ
の初期値として入力し、前記Ｎ段のゴールド符号
発生器の１周期分以上の出力を送信信号として送
信する送信機と、前記送信機からの信号を、係数
を時間変化させて、ゴールド符号の全ての送信パ
タンを実現する整合フイルタに通し、前記整合フ
イルタの出力の最大値の出現する時間位置を測定
し、前記時間位置に基づいて送信されたＮビツト
のデイジタル信号を判定する受信機とを用いるこ
とを特徴とする通信方式。 ２ 送信すべき2Nビツトのデイジタル信号を、
Ｎ段のゴールド符号発生器を構成する２つのＮ段
シフトレジスタの両方に初期値として入力し、前
記Ｎ段のゴールド符号発生器の１周期分以上の出
力を送信信号として送信する送信機と、前記送信
機からの信号を、係数を時間変化させてゴールド
符号の全ての送信パタンを実現する整合フイルタ
に通し、前記整合フイルタの出力の最大値の出現
する時間位置を測定し、前記時間位置に基づいて
送信されたＮビツトのデイジタル信号を判定する
受信機とを用いることを特徴とする通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61033288A JPS62190940A (ja) | 1986-02-17 | 1986-02-17 | スペクトラム拡散通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61033288A JPS62190940A (ja) | 1986-02-17 | 1986-02-17 | スペクトラム拡散通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62190940A JPS62190940A (ja) | 1987-08-21 |
| JPH0577223B2 true JPH0577223B2 (ja) | 1993-10-26 |
Family
ID=12382346
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61033288A Granted JPS62190940A (ja) | 1986-02-17 | 1986-02-17 | スペクトラム拡散通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62190940A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008504789A (ja) * | 2004-06-28 | 2008-02-14 | ザ・ディレクティービー・グループ・インコーポレイテッド | スクランブリングによって共チャネル干渉を最小化するための方法及び装置 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0457532A (ja) * | 1990-06-27 | 1992-02-25 | Nec Corp | スペクトラム拡散変調装置 |
| JP3003839B2 (ja) * | 1993-11-08 | 2000-01-31 | エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 | Ｃｄｍａ通信方法および装置 |
| JPH08317469A (ja) * | 1995-05-22 | 1996-11-29 | Nippon Denki Ido Tsushin Kk | コードレス構内電話システム |
| JP3856261B2 (ja) * | 1998-03-18 | 2006-12-13 | ソニー株式会社 | 同期検出装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60177719A (ja) * | 1984-02-23 | 1985-09-11 | Omron Tateisi Electronics Co | ゴ−ルド符号発生器 |
-
1986
- 1986-02-17 JP JP61033288A patent/JPS62190940A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60177719A (ja) * | 1984-02-23 | 1985-09-11 | Omron Tateisi Electronics Co | ゴ−ルド符号発生器 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008504789A (ja) * | 2004-06-28 | 2008-02-14 | ザ・ディレクティービー・グループ・インコーポレイテッド | スクランブリングによって共チャネル干渉を最小化するための方法及び装置 |
| JP4777982B2 (ja) * | 2004-06-28 | 2011-09-21 | ディーティーブイジー・ライセンシング、インコーポレイテッド | スクランブリングによって共チャネル干渉を最小化するための方法及び装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62190940A (ja) | 1987-08-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5463657A (en) | Detection of a multi-sequence spread spectrum signal | |
| US5081645A (en) | Novel spread spectrum codec apparatus and method | |
| US5228055A (en) | Spread spectrum communication device | |
| US6091761A (en) | Despreading method and arrangement in communication system | |
| EP0965188B1 (en) | Method and apparatus for generating complex four-phase sequences for a cdma communication system | |
| US4493080A (en) | Error correcting code decoder | |
| JP3399420B2 (ja) | 固定パターン検出装置 | |
| US9015220B2 (en) | Correlation device | |
| JP3556461B2 (ja) | Ｍ系列の位相シフト係数算出方式 | |
| JP2955576B1 (ja) | ディジタル通信システムとその送信装置および受信装置、ならびにフレーム同期検出回路 | |
| JPH0758669A (ja) | デジタルマッチドフィルタ | |
| JPH0577223B2 (ja) | ||
| JPH0549140B2 (ja) | ||
| JPH07107007A (ja) | 拡散符号生成方式 | |
| JP2003152594A (ja) | 送信装置およびその方法、受信装置およびその方法、通信システムおよびその方法、ならびにプログラム | |
| US7342953B2 (en) | Synchronization detection circuit | |
| JP2896817B2 (ja) | スペクトラム拡散通信装置 | |
| JP2596988B2 (ja) | スペクトラム拡散通信方式および装置 | |
| JPH0888587A (ja) | スペクトラム拡散通信装置 | |
| JP2810359B2 (ja) | スペクトラム拡散通信方式 | |
| EP1170894B1 (en) | Transmitter for spread-spectrum communication | |
| KR950003473B1 (ko) | 부호 분할 다중 접속방식용 부호열 발생방법 | |
| Rice | Sequence generation and detection for high data rate spread spectrum networks | |
| JPH09162846A (ja) | スペクトラム拡散方式による伝送システム | |
| JPH0530094B2 (ja) |