JPH0530094B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明はスペクトラム拡散通信方式およびその
受信装置に関する。 従来の通信方式においては、送信信号をできる
だけ狭い周波数帯域に閉じこめることにより、よ
り多くの情報を伝送しようとしてきた。これに対
して、近年、特に無線通信の分野では、逆に広い
帯域に拡散して送信し、受信側で逆拡散して狭帯
域信号に戻す所謂、スペクトラム拡散方式が検討
されている。このスペクトラム拡散方式は妨害に
強いため主に軍用に研究が為されてきたが、近年
は、同一帯域内で多数のチヤネルを符号分割多重
することにより同時通話する方式も提案されてお
り、一般の移動通信用にも応用が検討されてい
る。この符号分割多重方式は、利用局数の増減に
対して容易に対応できるという長所を有している
反面、同時に通信できる局数が従来の通信方式に
比較して少なく、周波数の利用効率が悪いという
欠点があつた。 本発明の目的は上述の従来のスペクトラム拡散
通信方式の欠点を取り除き、周波数利用効率の良
い、スペクトラム拡散通信方式およびその受信機
を提供することにある。 次に本発明の原理について述べる。 一般にスペクトラム拡散方式、特に直接拡散方
式によるスペクトラム拡散方式においては、拡散
符号をデータ信号に乗算して源信号の占有帯域幅
を拡散し、受信側で再び拡散符号を乗算すること
により逆拡散を行ないデータ信号を復調してい
る。この方式を複数の子局を有する無線ネツトワ
ークに応用した場合には各子局は非同期にデータ
を送信することを前提とする場合が多いため、各
子局は生成多項式の異つた拡散符号を用いるのが
通常のやり方である。ところで、通常用いられる
拡散符号は非常に鋭い自己相関特性を有している
ため、送信側の拡散符号発生器のレジスタの初期
値を変えると、受信側で逆拡散したときのピーク
値の出現する時間位置が変化する。本発明におい
ては、この時間位置を検出することによりレジス
タの初期値を情報として伝送し、伝送情報量を大
幅に増加させている。複数の局が同時に通信して
いる場合には各局は異つた生成多項式で発生され
る拡散符号を用いるため、各局が相互に及ぼす千
渉量は従来の方式と変らない。 次に図面を参照して本発明について詳細に説明
する。第１図は本発明の通信方式の一実施例を示
す図である。なお、第１図の実施例は拡散符号と
して最もよく用いられるＭ系列を採用した場合に
ついての実施例である。送信すべき信号系列は入
力端子１００から入力されＮ段のシフトレジスタ
１１０にたくわえられる。次にシフトレジスタ１
１０のＮビツトのデータは拡散符号発生器である
Ｎ段のＭ系列発生器１２０の初期値としてロード
される。Ｍ系列発生器１２０はこの初期値に基い
て２周期−１コのチツプの信号を変調器１３０へ
送信する。変調器１３０では発振器１４０のキヤ
リア周波数でＭ系列発生器１２０の出力を２相位
相変調してアンテナ１５０から送信する。受信機
では、アンテナ１６０から受信された信号を整合
フイルタ１７０で特定の位相のＭ系列との相関を
検出する。整合フイルタ１７０は2^N−１コのタツ
プ付遅延線とその各タツプ出力に、ある特定のＭ
系列のパタンを重みとして重みづけをし加算する
ことにより、Ｍ系列と受信信号との相関を計算し
ている。 第２図は整合フイルタ１７０の出力波形の例を
示す。第２図ａ，ｂはそれぞれ、ある特定のパタ
ンがレジスタ１１０にロードされたときに出力さ
れる２×（2^N−１）−１チツプが受信されたときの
整合フイルタの出力波形である。 あるＮビツトのパタン、（仮にパタンＡとする）
がＭ系列発生器１２０の初期値として入力された
場合には、整合フイルタ１７０の出力は例えば第
２図のａのようになり、パタンＡと異るＮビツト
のパタン（パタンＢとするあが初期値として入力
された場合には整合フイルタ１７０の出力は第２
図ｂのようになる。第２図ａ，ｂにおいて前半の
2^N−２チツプ分の出力波形はいわゆるＭ系列の相
関特性を示さない。これは、２つの位相の異るＭ
系列が整合フイルタ１７０の各タツプに共存して
いる状態になり各タツプ出力が全体として１つの
Ｍ系列を構成しないからである。これに対して後
半の2^N−１チツプでは各タツプの出力が全体とし
て１つのＭ系列となり、整合フイルタ１７０の出
力はいわめるＭ系列の相関特性を示す。この相関
特性がピーク値をとる時間は送信側のＭ系列発生
器１２０のレジスタ初期値によつて一意的に定ま
る。従つてこのピークを最大値検出回路１８０で
検出しそのときの時間位相を変換回路１９０でＭ
系列発生器の初期値として与えてやればＮビツト
の信号を検出することができる。 次に第１図の実施例における送信機および受信
機のより具体的な実施例を述べる。実施例は最も
簡単なＮ＝３の場合について述べる。 第３図は第１図の実施例の送信機の構成例であ
る。送信信号系列は端子１００′から入力され、
送信信号のクロツク２０によつて駆動される３段
のシフトレジスタ１０へ順次入力される。シフト
レジスタ１０の内容は送信信号３ビツトがシフト
レジスタ１０に格納された後に拡散符号を発生さ
せるシフトレジスタ１１の初期値としてカウンタ
３０からの信号に基いて並列に入力される。シフ
トレジスタ１１は排他的論理和３２とともに３段
のＭ系列発生器を構成している。このＭ系列発生
器はクロツク２１で駆動されておりクロツク２１
の発振周波数はクロツク２０の13/3倍になつてい
る。またカウンタ３０はクロツク２１からのクロ
ツク信号を13個カウントする毎に、レジスタ１１
にレジスタ１０の内容を入力させるセツト信号を
出す。レジスタ１１はクロツク２１で駆動されて
Ｍ系列を発生させレベル変換器３１へと出力す
る。３段のＭ系列の周期は７であるのでレジスタ
１１は初期値がレジスタ１０からロードされる毎
に２周期−１チツプ分のＭ系列が出力されること
になる。レジスタ１１から出力されたＭ系列はレ
ベル変換器３１で“１”のときには“−１”に対
応する電圧に“０”のときには“１”に対応する
電圧に変換された後、発振器２２からのキヤリア
信号と乗算器３３で乗算され、２相位相変調され
て出力端子１０１から出力される。 第４図は本発明の受信機の第１の実施例を示
す。入力端子１０２で受信された信号は整合フイ
ルタ４へ入力され、整合フイルタ４で予め用意さ
れた拡散符号パタンとの相関が計算される。整合
フイルタ４はタツプ付遅延線４０とキヤリア位相
を180゜回転させる位相シフト回路４１，４２，４
３，４４と加算回路４５で構成されている。タツ
プ付遅延線４０のタツプ間隔は間にキヤリア周波
数が整数個入るようになつている。ここで例を用
いて、この整合フイルタ４の出力がどのようにな
るかを説明する。例として送信機の入力端１００
から入力されるデータ信号が１、１、０、１、
０、１という系列である場合を考える。送信機の
シフトレジスタ１１には、まず（１、１、０）が
ロードされ、この初期値に基いて13チツプが送信
される。続いて（１、０、１）がロードされ、ま
た13チツプが送信される。このとき送信機１０１
から送信される系列はキヤリア成分を除いて表現
するとレジスタ１１からの出力が１のときは−
１、０のときは１と表現して−１、−１、１、１、
−１、１、−１、−１、−１、１、１、−１、１、−
１、１、−１、−１、−１、１、１、−１、１、−１、
−１、−１、１となる。受信側において整合フイ
ルタ４は各タツプにそれぞれ（−１、−１、−１、
１、１、−１、１）の重みをつけて合成加算して
いる。受信端１０２に受信される値、各遅延線４
０における各タツプの値および加算合成回路４５
の出力を表１にまとめた。表１より明らかなよう
に、送信機のレジスタ１１に初期値がロードされ
る毎に13チツプが送信されるが受信側では各13チ
ツプのうち７チツプ以上が受信されたときにのみ
遅延回路４０のタツプに現われる系列は完全なＭ
系列となる。従つてタツプ出力は、７チツプ目か
ら13チツプ目のいずれかの時刻に、重みづけの系
数と一致するパタンとなり大きな相関出力が生じ
る。

【表】

【表】 従つて、この整合フイルタ４の出力を観測し
て、ピーク値の出現する時間位置を判定すること
で送信された系列を復号することができる。 以下にその過程を示す。 まず整合フイルタ４６の出力は検波器４６で包
絡線検波されロー・パス・フイルタ４７で高調波
成分が取り除かれる。ロー・パス・フイルタ４７
の出力はゲート回路５で遅延線４０のタツプがＭ
系列になつている時間のみの整合フイルタの相関
出力を取り出す。ゲート回路５においてはロー・
パス・フイルタ４７の出力をＡ／Ｄ（アナログ−
デジタル）コンバータ５０でチツプ周期でデジタ
ル化した後、13チツプでリセツトされるカウンタ
５２の値が７以上13以下のときにのみ信号をゲー
ト５１を介して最大値検出回路である判定回路６
へ送り、他の時間は“０”を判定回路６へ出力す
る。判定回路６は比較器で構成されており、ゲー
ト回路５からの信号がある一定のしきい値を越え
ると、その時刻にパルスが変換回路７へ送られ
る。変換回路７では13チツプをカウントし、リセ
ツトされるカウンタ７０で時間位置を測定してい
る。カウンタ７０はゲート回路５のゲートが開く
直前にリセツトされており、整合フイルタ４から
の相関値が判定回路６に到達している時間には１
から７までをカウントする様になつている。カウ
ンタ７０の値は判定回路６からのパルスが到来す
るとその時の値で停止する。カウンタ７０の値は
13チツプ、すなわちゲート５１の閉じる時刻をカ
ウントするカウンタ８によつて、ゲート５１が閉
じたときの判定回路６で判定した時間位置をカウ
ンタ７０にホールドしその値をアドレスとして
ROM（Read Only Memory）７１から読み出
し、送信信号を復元している。ROM７１の内容
は表２に示すものである。

【表】 ROM７１から読み出されたデータをクロツク
２０と同じ速さのクロツク２４で並列一直列変換
器９で直列データに変換することにより送信信号
系列を得る。 本実施例においては３ビツトの送信データを13
＝２＊（2³−１）−１チツプにして送信し、2³−
１チツプを合成することにより検出している。従
来の直接拡散方式によるスペクトラム拡散通信方
式においては、2³−１チツプを合成する場合には
2³−１チツプで１ビツトのデータを送信している
ので、本発明の方式においては、従来方式に比べ
て約1.5倍の情報量を送つていることになる。一
般に、Ｍ系列発生器の段数をＮ段にすればデータ
の送信量は従来の方式に比べて約Ｎ／２倍にな
る。同時に複数のチヤネルを通信する場合には従
来のスペクトラム拡散方式と同様に異つた生成多
項式から生成されるＭ系列を用いるのでチヤネル
間の干渉量は、従来の方式と同じである。 第５図は第４図の実施例における最大値検出回
路である判定回路６、変換回路７の他の実施例を
示すブロツク図である。 入力端子１０４からは第４図の実施例のゲート
回路５でゲートされた整合フイルタ４の検波され
た相関出力がデイジタルコードで入力される。第
５図の判定回路６′は、入力がある固定しきい値
を越えた時刻ではなく、最大値をとつた時刻を検
出している。最大値はメモリ６０に記憶あれてお
り、入力信号は比較器６１でメモリ内容と比較さ
れ、比較器６１は入力信号の方がメモリ６０の内
容より大きい場合にのみ書き込みパルスをメモリ
６０および７０′へ送る。メモリ６０ではこの比
較器６１からの書き込みパルスが来ると、そのと
きの入力信号を新たな値として書き込むこの過程
でメモリ６０には最大値が記憶される。この処理
は第４図のチツプレートのクロツク２３が端子１
０５から入力され、そのクロツクで駆動されてい
る。また、メモリ６０の内容はカウンタ６２より
13チツプがカウントされるとカウンタ６２からの
信号で13チツプ毎にリセツトされる。また比較器
６１からの信号はメモリ７０′へも供給されてい
る。メモリ７０′はゲート回路５が開く時すなわ
ち、カウンタ５２の出力を端子１０７を介して受
けそれにより、リセツトされるカウンタ７２の内
容を比較器６１からの信号に基いて記憶すること
により、入力信号が最大値をとつたときの時間を
記憶する。メモリ７０′の内容もまた13チツプを
カウントする毎に出力されるカウンタ７３からの
信号でリセツトされる。メモリ７０′の内容は
ROM７１′により送信データに変換され送信機
のクロツク２０と同周期のクロツク２５で並列一
直列変換されて端子１０６から出力される。本例
のような最大値を記憶する方式は雑音の値が信号
値よりも大きくなつた場合にのみ誤りを生じるた
め、信号レベルと零レベルの中央にしきい値を設
ける場合に比べて雑音に対して強くなつている。 なお、第４図および第５図の受信機においては
送信側のレジスタ１１の初期値が全て零であつた
場合に、送信系列がＭ系列とならないため、受信
側の整合フイルタ４の出力値にピークが生じず、
正しく判定をすることができないという欠点があ
る。従つて第４図および第５図の方式で受信機を
構成する場合には、送信機のレジスタ１１の内容
が全て零のパタンは送信しないように送信側で何
らかの符号処理を行なえば良い。 あるいは、送信機のレジスタ１１の初期値が全
て零の場合には、送信信号は無変調のキヤリア成
分となる性質を利用して、キヤリア周波数帯に別
途狭帯域フイルタを設けキヤリア周波数成分の大
きさを判定することで全て零のパタンを判定する
こともできる。 第６図は本発明の受信機の第２の実施例を示す
ブロツク図である。 本実施例においては整合フイルタは２１０，２
１１と２個必要であるがそのかわり、送信側で
は、１度初期値をロードするたびに１周期のＭ系
列を送信すれば良く、伝送できる情報量を前述の
第４図の実施例の受信機を用いた場合の約２倍に
できるという長所を有している。送信機は第３図
の実施例と同様の構成のもので、１度初期値をロ
ードするたびに2³−１＝７チツプのＭ系列１周期
が送信されるものとする。受信端子１０２′で受
信された信号はクロツク２７０を７チツプするカ
ウンタ２８０からの信号でＭ系列が１周期受信さ
れる毎に整合フイルタ２１０と２１１に第１の切
換回路２００により切換えて接続される。また、
接続されていない方の整合フイルタへは信号は入
力されず零が入力されていることになる。整合フ
イルタ２１０および２１１は第４図の整合フイル
タ４のようにＭ系列を重みとして乗算し各タツプ
出力を加算するものであるがタツプ数がＭ系列の
２周期分すなわち７×２＝14タツプとなつてお
り、２周期分のＭ系列と受信信号との相関を計算
することになつている。今、整合フイルタを２１
０，２１１の各タツプの内容の変化を第７図に示
す。 第７図ａは最初の３チツプが受信されたときの
整合フイルタ２１０と２１１の各タツプにあるデ
ータの様子を説明するための図である。第７図で
斜線部はＭ系列がある部分、白い部分は何もデー
タがない部分である。最初の１周期は整合フイル
タ２１０にデータが入力され、次の１周期は整合
フイルタ２１１にデータが入力される。更に次の
１周期は整合フイルタ２１０にデータが入力さ
れ、その次は整合フイルタ２１１に入力されると
いう様に入力は繰り返すものとする。 第７図ｂは最初の３ビツトのデータ信号に対応
する１周期分のＭ系列が整合フイルタ２１０に入
力された状態を説明するための図。この時点で切
換回路２００は入力を整合フイルタ２１０から整
合フイルタ２１１に切換える。同時に第２の切換
回路２２０は整合フイルタ２１０の出力を検波器
２１２で検波したものを出力するようにする。整
合フイルタ２１０に入力されたＭ系列は、各タツ
プ間を順次シフトしていく。整合フイルタ２１
０，２１１はそれぞれ周期７のＭ系列２周期分を
タツプ重みとしているため整合フイルタ２１０上
のデータのある７タツプに対応する重みもまたＭ
系列となつている。データがタツプ上を順次シフ
トして行くと、それにすれて、受信されたＭ系列
と、タツプ係数のＭ系列の順次位相シフトしたも
のと相関が整合フイルタ２１０の出力として得ら
れる。この関係は第４図の実施例において固定の
タツプ系数となつているＭ系列に対して、タツプ
の内容のＭ系列が順次シフトしてゆくのとは逆
に、本実施例ではタツプの内容のＭ系列は固定で
タツプ係数のＭ系列が順次シフトしているが出力
はやはり、タツプ内容のＭ系列とタツプ系数のＭ
系列が一致したときのみ大きな出力が得られ、他
のときは出力はあらわれない。 第７図ｃは２回目の３ビツトに対応するＭ系列
信号が整合フイルタ２１１に入力されるようにな
つてから３チツプが受信された状態を示す。この
ときは、整合フイルタ２１０の相関出力が検波器
２１２で検波され第２の切換回路２２０から出力
されている。 第７図ｄは２周期目の７チツプが受信され終つ
た状態を示す。第７図ｂからｄまでの間に整合フ
イルタ２１０中の最初のデータ信号に基いて送信
されたＭ系列は、整合フイルタ２１０中で全ての
位相のＭ系列との相互相関を計算されておりどこ
かの位置にピーク値を生じている。 第７図ｄの状態に達すると第１の切換回路２０
０は受信信号を再び整合フイルタ２１０に入力
し、第２の切換回路２２０は整合フイルタ２１１
の出力を検波器２１３で検波したものを出力す
る。第７図のどの状態においても、第２切換回路
２２０から出力されている方の整合フイルタ内に
は完全な１周期分のＭ系列がタツプ上にあるため
出力は一般のＭ系列の相関特性を示す。切換回路
２２０の出力は最大値検出回路である比較器２３
０で一定のしきい値を越えたかどうかで相関位置
に受信信号が達したかどうかが判定される。比較
器２３０がしきい値を越えたと判定するとその時
間位置を判定するカウンタ２４０のカウントを停
止させその時の値をホルドさせる。７チツプが受
信された状態でカウンタ２４０のカウント値は
ROM２５０のアドレスとして入力されもとの情
報信号３ビツトを読み出すと同時にリセツトさ
れ、次の時間位置を判定すべくカウントを始め
る。このカウンタ２４０とROM２５０で変換回
路を構成している。ROM２５０の３ビツトのデ
ータは並列、直列変換器２６０で直列データに変
換され、端子１０３′から出力される。このよう
な方法を用いると、Ｎビツトの情報に対して2^N−
１チツプ送れば良いことになる情報量は一層増大
する。また第６図の実施例においても、第５図の
ような最大値検出回路を用いることは可能であ
る。なお本実施例においては拡散符号としてＭ系
列を用いた場合について説明したが、他の拡散符
号、例えばゴールド符号を用いた場合にも、同様
の通信方式で情報伝送量を増加させることができ
る。ゴールド符号発生器の構成はジヤテツク出版
発行の書籍「スペクトラム拡散通信方式」（著者
R.C.DIXON訳者立野敏、片岡志津雄、飯田清）
の第79ページから第82ページに記されているよう
に一対のＭ系列発生器の出力を２を法として加算
する形となつている。このような場合には片方の
Ｍ系列発生器の初期値を固定し、もう一方のＭ系
列発生器のレジスタの初期値として複数の情報ビ
ツトを与えるようにすれば良い。 以上記したように本発明によれば従来のスペク
トラム拡散方式に比べて情報の伝達量のはるかに
多いスペクトラム拡散通信方式および受信機を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の通信方式の一実施例を示すブ
ロツク図である。参照数字１２０は送信機の拡散
符号発生器を示し、また参照数字１７０，１８
０，１９０はそれぞれ受信機の整合フイルタ、最
大値検出回路、変換回路を示す。 第２図ａ，ｂは整合フイルタ１７０の出力波形
の例を示す図である。 第３図は本発明の送信機のより詳細な実施例を示
すブロツク図である。第４図は本発明の受信機の
詳細な実施例を示すブロツク図である。第４図に
おいて参照数字４，５，６，７はそれぞれ整合フ
イルタ、ゲート回路、最大値検出回路、変換回路
を示す。 第５図は第４図の実施例における最大値検出回
路６および変換回路７の他の実施例を示すブロツ
ク図である。参照数字６′および７′はそれぞれ最
大値検出回路、変換回路を示す。 第６図は本発明の受信機の第２の実施例を示す
ブロツク図で、参照数字２００、は第１の切換回
路参照数字２１０，２１１は整合フイルタ、参照
数字２２０，２３０，２４０，２５０は第２の切
換回路、最大値検出回路、カウンタROMを示し
カウンタ２４０とROM２５０は合せて変換回路
を構成している。 第７図は第６図の実施例の整合フイルタ内のデ
ータの動きを説明するための図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 送信すべきＮビツトのデイジタル信号をＮ段
   のＭ−系列発生器の初期値として入力し、前記Ｎ
   段のＭ−系列発生器の出力を１周期以上にわたり
   送信信号として送信する送信機と、前記送信機か
   らの信号を前記Ｍ−系列のパターンに整合した整
   合フイルタに通し、前記整合フイルタの出力の最
   大値の出現する時間位置を測定し、前記時間位置
   に基いて送信されたＮビツトのデイジタル信号を
   判定する受信機とを用いることを特徴とする通信
   装置。 ２ Ｎ段のシフトレジスタを用いて生成されるＭ
   系列符号の少なくとも１周期にわたる符号長の符
   号と受信信号との相互相関を計算する整合フイル
   タと、前記整合フイルタ出力をゲートして１周期
   分だけ取り出すゲート回路と、前記ゲート回路の
   出力の最大値を検出する最大値検出回路と、前記
   最大値検出回路が最大値を検出したと判定した時
   間位相を送信信号系列に変換する変換回路とから
   構成されることを特徴とする受信装置。 ３ ２周期以上のＭ系列に整合した複数の整合フ
   イルタと、受信信号をどの整合フイルタと接続す
   るかを、Ｍ系列符号の周期で切換える切換回路
   と、前記複数の整合フイルタの出力をＭ系列符号
   の周期で切換え選択的に取り出す第２の切換回路
   と、前記第２の切換回路の出力の最大値を検出す
   る最大値検出回路と、前記最大値検出回路が最大
   値を検出したと判定した時間位相を送信信号系列
   に変化する変換回路とから構成されることを特徴
   とする受信装置。