JP2660974B2

JP2660974B2 - スペクトラム拡散受信装置

Info

Publication number: JP2660974B2
Application number: JP63215100A
Authority: JP
Inventors: 聡一津村; 馨遠藤
Original assignee: NEC Home Electronics Ltd
Current assignee: NEC Home Electronics Ltd
Priority date: 1988-08-31
Filing date: 1988-08-31
Publication date: 1997-10-08
Anticipated expiration: 2012-10-08
Also published as: JPH0265331A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、スペクトラム拡散（SS）通信方式、特にPN
符号を用いる直接拡散方式の受信装置に関する。

［従来の技術］ SS通は方式の受信装置では、内蔵するPN符号発生器の
位相をずらして、受信変調PN符号との相関をとり、この
相関信号が同期状態で高いピーク値を呈することから、
通常、第７図に示す相関ピーク検出回路で、一定のVth
を越えると同期がとれたものとし、データの復調を行な
う。同期ピークの検出が正しく行なわれるためには、相
関関数が理想的な形からあまりずれていないことが必要
である。

［発明が解決しようとする課題］しかし、電力線を利用したSS通信の場合のように、信
号伝送路の周波数特性が平坦でなく、ノイズが大きい線
路では、相関関数の波形が大きくずれ、第７図の相関ピ
ーク検出回路では、正しい同期点からはずれた点で同期
と判定されてしまい、正しい同期がとれない。このた
め、復調データに誤りが生ずる。上記の欠点を除去する
ためには、何らかの手段により、相関関数からノイズを
除去する必要がある。

本発明の目的は、受信信号の相関関数の波形処理を行
ない、S/Nを改善した相関関数を得ることにより、誤り
の少ない復調データを得るスペクトラム拡散通信方式の
受信装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］上記目的を達成するため、本発明は、特定のPN符号が
データによりスペクトラム拡散変調された信号を受信
し、受信信号と前記特定のPN符号との相関をとる相関器
と、該相関器の出力と前記特定のPN符号の自己相関関数
とを実質的な畳み込み積分により相関演算し、前記相関
器の出力に含まれるノイズを除去する波形処理手段と、
該波形処理手段の出力から相関ピークを検出して同期検
出を行う相関ピーク検出手段と、前記波形処理手段の出
力を復調する復調手段とを具備することを特徴とするも
のである。

［作用］本発明によれば、特定のPN符号がデータによりスペク
トラム拡散変調された信号を受信し、受信信号と前記特
定のPN符号との相関をとり、さらに波形処理手段が相関
器出力と前記特定のPN符号の自己相関関数とを実質的な
畳み込み積分により相関演算して相関器出力に含まれる
ノイズを除去し、得られた波形処理出力から相関ピーク
を検出して同期検出を行うとともに、波形処理出力を復
調することにより、波形処理によりノイズを抑圧した信
号により正確な同期検出と復調が可能になる。

［実施例］以下、図面を参照して本発明の実施例について説明す
る。第１図は、本発明のスペクトラム拡散受信装置の一
実施例の基本構成を示す図、第２図は、第１図に示した
波形処理回路の一実施例を示すブロック図、第３図は、
第１図に示した波形処理回路の他の実施例を示すブロッ
ク図、第４図（ａ），（ｂ）は、それぞれPN符号とその
自己相関関数のスペクトラムを示す図、第５図（ａ），
（ｂ）は、それぞれマンチェスタ符号とその自己相関関
数のスペクトラムを示す図、第６図は、第１図に示した
相関器の一実施例を示す図、第7,8図は、それぞれ第１
図に示した相関ピーク検出回路の各実施例を示す図であ
る。

第１図に示すスペクトラム拡散受信装置において、受
信信号は特定のPN符号をデータで変調した信号であり、
相関器１は受信信号と該特定のPN符号との間の相関をと
り、この相関器出力信号1aを波形処理手段である波形処
理回路２に供給する。波形処理回路２にて波形処理され
た相関信号2aは、相関ピーク検出回路３においてて相関
ピークを検出される一方、復調回路４にて復調される。
なお、図示しない同期制御回路が、相関ピーク検出回路
３の同期検出信号3aに基づいて受信装置各部の同期制御
を行なう。

波形処理回路２は、相関器出力信号1aに含まれるノイ
ズが元来理想的な相関信号とは無関係であって相関がな
いことを利用し、実質的な畳み込み積分により、相関器
出力信号1aとPN符号の自己相関関数との間の相関演算を
行なう。このため、この波形処理回路２を経た相関信号
2aはノイズが抑圧される。

以下、スペクトラム拡散受信装置各部の構成と動作に
ついて個々に詳述する。

A.波形処理回路波形処理手段は、種々の回路で実現できる。相関器１
の相関器出力信号1aがディジタル信号の場合は、第２図
に示したように、ディジタルフィルタで構成する。単位
時間ｄの遅延を行うｎ個の単位時間遅延素子21（１）〜
21（ｎ）を縦列接続し、各ノード（結節点）から分岐さ
せたｎ＋１個の枝路にそれぞれ重み係数Wo〜Wnを乗算す
る乗算回路22（０）〜22（ｎ）を設け、各乗算回路22
（０）〜22（ｎ）の出力を加算器23で加算して出力す
る。この場合、各重み係数Wo〜Wnは、数学的に得られる
PN符号の自己相関関数の時間ｄごとの値とする。また、
各単位時間遅延素子21（１）〜21（ｎ）と各重み係数Wo
〜Wnは、お互いに対応するように順序付けてある。すな
わち、自己相関関数の時間に対する関係を反転し、Wo〜
Wnに時間逆順に設定してある。

実施例の場合、遅延時間ｄは、システムクロック（符
号クロック）よりも小さな値としてあり、このため自己
相関関数のピーク位置近傍で相関器出力信号1aとの相関
を細かくとることができ、優れた波形処理精度が得られ
る。また、単位時間遅延素子21（１）〜21（ｎ）の個数
ｎも、自己相関関数の有意な範囲を覆うように、必要十
分な数に定めてある。

また、相関器出力信号1aがアナログ信号である場合
は、第２図に示した単位時間遅延素子の縦列接続回路に
代えて、タップ付きアナログ遅延線を用いるとよい。こ
のタップ付きアナログ遅延線は、アナログ遅延線のタッ
プ間隔が符号周期よりも小さな値に設定してあり、自己
相関関数のピーク位置近傍できめ細かな相関演算が可能
であり、またそのタップ数も、自己相関関数の有意な範
囲を覆うよう配慮して設定することで、限られた数のタ
ップを有効活用して的確に波形処理することができる。

第２図に示したディジタル回路は、２つの信号の畳み
込み積分を行なうものであり、従って周波数領域では、
２つの信号をフーリエ変換し、フーリエ変換の積として
演算することと等価であることは理解できよう。すなわ
ち、第３図に示したように、相関器出力信号1aをフーリ
エ変換器24でフーリエ変換し、自己相関関数のフーリエ
変換値（Ｗ）25と乗算器26で演算し、その出力を逆フー
リエ変換器27にて時間信号に戻せばよいのである。な
お、入力する相関器出力信号がディジタル信号の場合
は、フーリエ変換はディスクリートフーリエ変換により
行われる。

B.PN符号および自己相関信号 SS通信方式に用いられるPN符号としては、一般にＭ系
列符号が用いられる。この符号のスペクトラムは、第４
図（ａ）に示すスペクトラムを有し、その自己相関関数
は同図（ｂ）の如くになる。従って、波形処理回路２の
重み係数22（０）〜22（ｎ）は、この波形を適宜の時間
間隔（遅延時間ｄ）でサンプリングした数値とする。自
己相関関数の有意な範囲は２ビットクロックであるの
で、この２ビットクロックを含み、それより広い範囲で
適切な精度で波形処理を行なえるように、遅延時間ｄ及
び遅延素子数を決定する。

なお、SS通信方式を電力線に適用する場合には、周波
数に法規上の制限（10KHz〜450KHz）があるため、送信P
N符号は低域周波数帯を遮断して送出する。このため、
もっともエネルギーの大きい周波数成分が遮断される
点、さらに電力線伝送中のノイズはこの領域における発
生頻度が大きい点から、S/Nが劣化する弊害がある。こ
のため、電力線伝送方式では、Ｍ系列をバイフェーズ化
したマンチェスタ符号を用いることが望ましい。マンチ
ェスタ符号は、Ｍ系列とクロック信号とのEX−OR（排他
的論理和）をとった符号であり、そのスペクトラムは第
５図（ａ）に示したように、スペクトラム中心が周波数
の高い方に遷移する。自己相関関数は、同図（ｂ）に示
した波形となる。ただし、この自己相関関数から、重み
係数を決めるのはＭ系列符号と同一の方法による。

C.相関器相関器としては、一般には、受信信号と受信装置に内
蔵するＭ系列符号発生器の出力と１ビットずつ乗算を行
ない、低減通過フィルタを介して高周波を除去する形式
のものが用いられる。こうした相関演算は、受信信号の
各時点について、乗積をとり、低域通過フィルタにより
積分平均化を行なうことで行われ、実際に採用できるも
のであることは言うまでもない。しかしながら、この種
の相関器は、低域通過フィルタのため時間遅れが避けら
れない。

そこで、リアルタイムの動作が要求される場合は、以
下に示す別種の相関器を使用するとよい。まず、ディジ
タル信号入力の場合は、第６図（ａ）に示すように、PN
周期のビット数に等しい段数のシフトレジスタ11に入力
し、各段からの枝路に、受信装置の特定のPN符号の波形
の各ビット値Ｐ（０）〜Ｐ（ｎ）を対応して係数として
定め、各段の出力に乗算して全ての乗算値を加算器12に
て加算する。この対応の仕方は、波形処理回路２の重み
係数と同じく時間逆順にする。シフトレジスタ11を用い
る相関器は、PN周期の１周期の各ビットにつき並列に演
算するため、リアルタイムで相関をとることができる。

一方また、アナグロ信号入力の場合は、シフトレジス
タ11をタップ付き遅延線に置きかえればよい。また、ア
ナログ信号、ディジタル信号の両者に応用できる相関器
として、受信信号と内蔵するPN符号発生器の出力信号と
を入力し、非線形特性を利用する弾性表面波コンボルバ
を用いることも可能である。

D.相関ピーク検出回路第１図に示す相関ピーク検出回路３は相関波形のピー
クを検出し、同期検出信号を出力する。この回路を、第
７図に示す。相関信号2aを絶対値回路31で絶対値信号と
し、さらにPN期間の積分平均値を積分回路32で求め、固
定のしきい値（Vth）33と比較回路34で比較する。Vth33
を超えたときに同期と判定し、同期検出信号を出力す
る。この回路に入力する相関信号2aは波形処理回路２を
経ているので、ノイズは抑制されており、このためノイ
ズに起因する同期判定誤差は少ない。

また、伝送線路の関係で、相関信号2aの出力レベルが
大きく変動する場合は、前記回路のように固定的なVth3
3では誤動作を生ずる恐れがある。従って、こうした場
合には、本願出願人が先に提案した特開平２−39644号
（特願昭63−188047号）の相関ピーク検出回路を用いる
とよい。この相関ピーク検出回路は、第８図に示したよ
うに、波形処理回路２を経た相関信号23を絶対値回路51
で絶対値信号とし、さらに第１しきい値発生回路52にお
いて、積分平均値から振幅適応の第１しきい値V1thを定
め、PN周期ごとに絶対値信号をこのV1thと第１の比較回
路53で比較する。さらに、絶対値信号を、第２の比較回
路54において経験的に得られる最低の相関ピーク値を識
別するため定めた第２しきい値V2thと比較する。絶対値
信号が、前記第１のしきい値V1thを越え、かつ第２のし
きい値V2thを越える場合は、論理手段であるナンドゲー
トからロウ・アクティブ信号が出力され、同期が検出さ
れる。この場合、第１のしきい値V1thが相関信号2aのレ
ベルに対応して定められるため、レベル変動による同期
検出が不首尾に終わることはない。

なお、上記のごとく、A,B,C,D各部について詳説したS
S受信装置は、入力信号をA/D変換してディジタル信号と
してから入力するようにしてもよいし、アナログ信号そ
のままで入力し、回路の系統の適当な個所で、ディジタ
ル信号に変換し、最終的にはディジタルデータとして出
力するようにもできる。

［発明の効果］以上説明したように、本発明によれば、特定のPN符号
がデータによりスペクトラム拡散変調された信号を受信
し、受信信号と前記特定のPN符号との相関をとり、さら
に波形処理手段が相関器出力と前記特定のPN符号の自己
相関関数とを実質的な畳み込み積分により相関演算して
相関器出力に含まれるノイズを除去し、得られた波形処
理出力から相関ピークを検出して同期検出を行うととも
に、波形処理出力を復調する構成としたから、相関器出
力に含まれるノイズは、元来理想的な相関信号とは無関
係であって相関がないため、実質的な畳み込み積分によ
り相関器出力信号とPN符号の自己相関関数との間の相関
演算を行なうことで、波形処理出力からノイズを排除す
ることができ、ノイズによる相関ピーク検出の誤検出を
防ぎ、復調データに誤りが生じないようにできるため、
波形処理によりノイズを抑圧した相関器出力に基づき、
正確な同期検出と復調が可能になる等の優れた効果を奏
する。

また、本発明は、波形処理手段が、縦列接続した単位
時間遅延素子により前記相関器の出力を多段遅延する遅
延手段と、前記PN符号の自己相関関数の前記単位時間ご
との数値を保持し、前記単位遅延素子の各ノードを通過
する信号に重み係数として乗算する乗算手段と、該乗算
手段による前記各ノードごとの乗算出力の総和をとって
波形処理出力とする加算手段とを具備するため、相関器
出力がディジタル信号である場合は、単位時間遅延素子
の遅延時間を符号クロックよりも小さな値に設定するこ
とで、自己相関関数のピーク位置近傍できめ細かな相関
演算が可能であり、波形処理精度を向上させることがで
き、また単位時間遅延素子の個数も、自己相関関数の有
意な範囲を覆うよう配慮して設定することで、有限個の
単位時間遅延素子を有効活用して的確な波形処理が可能
である等の効果を奏する。

また、波形処理手段を、タップ付きアナログ遅延線
と、前記PN符号の自己相関関数の前記単位時間ごとの数
値を保持し、各タップから分岐させた信号に重み係数と
して乗算する乗算手段と、該乗算手段による各タップご
との乗算出力の総和をとって波形処理出力とする加算手
段とを設けて構成することにより、相関器出力がアナロ
グ信号である場合は、アナログ遅延線のタップ間隔を符
号周期よりも小さな値に設定することで、自己相関関数
のピーク位置近傍できめ細かな相関演算が可能であり、
波形処理精度を向上させることができ、またアナログ遅
延線のタップ数も、自己相関関数の有意な範囲を覆うよ
うに配慮して設定することで、限られた数のタップを有
効活用して的確な波形処理が可能である等の効果を奏す
る。

また、前記波形処理手段を、相関器出力をフーリエ変
換するフーリエ変換手段と、該フーリエ変換手段の出力
に前記PN符号の自己相関関数のフーリエ変換スペクトラ
ムを乗算する乗算手段と、該乗算手段の出力を逆フーリ
エ変換する逆フーリエ変換手段とを設けて構成すること
により、高速フーリエ変換器等を用いた周波数領域にお
ける畳み込み積分により、相関器出力信号とPN符号の自
己相関関数との間の相関演算を精度よくかつ高速に実行
することができる等の効果を奏する。

また、PN符号を、Ｍ系列符号としたことにより、急峻
な自己相関ピークと一様なスペクトラムを有するＭ系列
符号の特長を活かした正確な相関演算が可能であり、ま
たＭ系列符号は、例えば１ビットレジスタを多段縦列接
続してなるシフトレジスタの帰還タップから排他的論理
和をもって初段に帰還させるだけで、ビット「０」と
「１」のバランスの優れた良好なランダム系列を発生さ
せることができ、送信側と受信側で同じ構成のシフトレ
ジスタを用い、なおかつ初期値を同一に設定すること
で、同じPN系列を同時に発生させることができる等の効
果を奏する。

また、PN符号を、Ｍ系列符号をバイフェーズ化したマ
ンチェスタ符号としたことにより、Ｍ系列とクロック信
号との排他的論理和をとることにより、マンチェスタ符
号を発生させることができ、特にSS通信方式を電力線に
適用する場合のように、周波数に法規上の制限（10KHz
〜450KHz）から、送信PN符号を低域周波数帯を遮断して
送出する結果、最もエネルギーの大きい周波数成分が遮
断され、しかも電力線伝送中のノイズがこの領域におけ
る発生頻度が大きいために、S/Nが劣化する弊害が懸念
される場合は、Ｍ系列をバイフェーズ化したマンチェス
タ符号を用いることで、スペクトラム中心を高域側に遷
移させ、S/N劣化を食い止めることができる等の効果を
奏する。

また、相関器を、受信信号をPN符号の符号長と等しい
段数のシフト段を有し、前記受信信号を多段シフトする
シフトレジスタと、該シフトレジスタの各段が保持する
信号値に、受信側で特定したPN符号の各ビット値を対応
的に乗算する乗算手段と、該乗算手段の出力の総和をと
る加算手段とから構成したことにより、スペクトラム拡
散変調された受信信号をPN周期の各ビットに関する並列
演算で相関演算できるため、リアルタイムで信号処理が
可能であり、例えば受信信号とＭ系列とを１ビットずつ
乗算したものを低域濾波する方式のように、低域濾波に
伴う時間遅れを生ずることがないため、高速受信が可能
である等の効果を奏する。

また、相関器を、受信信号をタップ付き遅延線と、該
タップ付き遅延線の各タップから分岐させた信号値に、
受信側で特定したPN符号の各振幅を対応的に乗算する乗
算手段と、該乗算手段の出力の総和をとる加算手段とか
ら構成することにより、スペクトラム拡散変調された受
信信号がアナログ信号である場合に、ディジタル信号処
理用のシフトレジスタをタップ付き遅延線でもって代用
し、リアルタイムで相関演算が可能である等の効果を奏
する。

さらにまた、相関器を、受信信号と内蔵するPN符号発
生器の出力信号とを入力し、相互の相関をとる弾性表面
波コンボルバで構成することにより、非線形特性を利用
して相関をとる弾性表面波コンボルバにより、アナログ
信号又はディジタル信号の別を問わず、相関演算が可能
である等の効果を奏する。

また、相関ピーク検出手段を、波形処理手段の出力の
絶対値をとる絶対値回路と、該絶対値回路の出力を一定
時間積分して平均化する積分回路と、該積分回路の出力
を閾値判別して同期検出する比較器とから構成すること
により、波形処理手段により得られるノイズ除去済みの
相関器出力に基づいて、非常に正確に同期検出を行うこ
とができる等の効果を奏する。

また、相関ピーク検出手段を、波形処理手段の出力の
絶対値をとる絶対値回路と、絶対値回路の積分平均値を
もって振幅適応の第１しきい値を定める第１しきい値発
生回路と、前記絶対値回路の出力をPN周期ごとに前記第
１しきい値を基準に閾値判別する第１の比較回路と、前
記絶対値回路の出力を経験的に得た最低の相関ピーク値
に相当する第２しきい値を基準に閾値判別する第２の比
較回路と、前記第１の比較回路と前記第２の比較回路の
両閾値判別出力の論理積をとって同期検出する論理演算
手段とから構成することにより、相関器出力のレベルに
適応して第１の比較回路の比較基準を可変設定すること
ができ、これによりレベル変動に起因する同期検出の乱
れを防止し、正確な同期検出及び正確な逆拡散が可能で
ある等の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のスペクトラム拡散受信装置の一実施
例の基本構成を示す図、第２図は、第１図に示した波形
処理回路の一実施例を示すブロック図、第３図は、第１
図に示した波形処理回路の他の実施例を示すブロック
図、第４図（ａ），（ｂ）は、それぞれPN符号とその自
己相関関数のスペクトラムを示す図、第５図（ａ），
（ｂ）は、それぞれマンチェスタ符号とその自己相関関
数のスペクトラムを示す図、第６図は、第１図に示した
相関器の一実施例を示す図、第7,8図は、それぞれ第１
図に示した相関ピーク検出回路の各実施例を示す図であ
る。１……相関器２……波形処理回路（波形処理手段）３……相関ピーク検出回路４……復調回路 21（１）〜21（ｎ）……遅延素子 23……加算器 24……フーリエ変換器 25……（自己相関関数の）フーリエ変換値 26……乗算器 27……逆フーリエ変換器

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】特定のPN符号がデータによりスペクトラム
拡散変調された信号を受信し、受信信号と前記特定のPN
符号との相関をとる相関器と、該相関器の出力と前記特
定のPN符号の自己相関関数とを実質的な畳み込み積分に
より相関演算し、前記相関器の出力に含まれるノイズを
除去する波形処理手段と、該波形処理手段の出力から相
関ピークを検出して同期検出を行う相関ピーク検出手段
と、前記波形処理手段の出力を復調する復調手段とを具
備することを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
【請求項２】前記波形処理手段は、縦列接続した単位時
間遅延素子により前記相関器の出力を多段遅延する遅延
手段と、前記PN符号の自己相関関数の前記単位時間ごと
の数値を保持し、前記単位遅延素子の各ノードを通過す
る信号に重み係数として乗算する乗算手段と、該乗算手
段による前記各ノードごとの乗算出力の総和をとって波
形処理出力とする加算手段とを具備することを特徴とす
る請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置。
【請求項３】前記波形処理手段は、タップ付きアナログ
遅延線と、前記PN符号の自己相関関係の前記単位時間ご
との数値を保持し、前記タップから分岐させた信号に重
み係数として乗算する乗算手段と、該乗算手段による前
記各ノードごとの乗算出力の総和をとって波形処理出力
とする加算手段とを具備することを特徴とする請求項１
記載のスペクトラム拡散受信装置。
【請求項４】前記波形処理手段は、相関器出力をフーリ
エ変換するフーリエ変換手段と、該フーリエ変換手段の
出力に前記PN符号の自己相関関数のフーリエ変換スペク
トラムを乗算する乗算手段と、該乗算手段の出力を逆フ
ーリエ変換する逆フーリエ変換手段とを具備することを
特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置。
【請求項５】前記PN符号は、Ｍ系列符号であることを特
徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置。
【請求項６】前記PN符号は、Ｍ系列符号をバイフェーズ
化したマンチェスタ符号であることを特徴とする請求項
１記載のスペクトラム拡散受信装置。
【請求項７】前記相関器は、受信信号をPN符号の符号長
と等しい段数のシフト段を有し、前記受信信号を多段シ
フトするシフトレジスタと、該シフトレジスタの各段が
保持する信号値に、受信側で特定したPN符号の各ビット
値を対応的に乗算する乗算手段と、該乗算手段の出力の
総和をとる加算手段とを具備することを特徴とする請求
項１記載のスペクトラム拡散受信装置。
【請求項８】前記相関器は、受信信号をタップ付き遅延
線と、該タップ付き遅延線の各タップから分岐させた信
号値に、受信側で特定したPN符号の各振幅を対応的に乗
算する乗算手段と、該乗算手段の出力の総和をとる加算
手段とを具備することを特徴とする請求項１記載のスペ
クトラム拡散受信装置。
【請求項９】前記相関器は、受信信号と内蔵するPN符号
発生器の出力信号とを入力し、相互の相関をとる弾性表
面波コンボルバであることを特徴とする請求項１記載の
スペクトラム拡散受信装置。
【請求項１０】前記相関ピーク検出手段は、前記波形処
理手段の出力の絶対値をとる絶対値回路と、該絶対値回
路の出力を一定時間積分して平均化する積分回路と、該
積分回路の出力を閾値判別して同期検出する比較回路と
を具備することを特徴とする請求項１記載のスペクトラ
ム拡散受信装置。
【請求項１１】前記相関ピーク検出手段は、前記波形処
理手段の出力の絶対値をとる絶対値回路と、該絶対値回
路の積分平均値をもって振幅適応の第１しきい値を定め
る第１しきい値発生回路と、前記絶対値回路の出力をPN
周期ごとに前記第１しきい値を基準に閾値判別する第１
の比較回路と、前記絶対値回路の出力を経験的に得た最
低の相関ピーク値に相当する第２しきい値を基準に閾値
判別する第２の比較回路と、前記第１の比較回路と前記
第２の比較回路の両閾値判別出力の論理積をとって同期
検出する論理演算手段とを具備すること特徴とする請求
項１記載のスペクトラム拡散受信装置。