JPH11251960A - 直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出方法及び装置 - Google Patents
直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出方法及び装置Info
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- JPH11251960A JPH11251960A JP6777098A JP6777098A JPH11251960A JP H11251960 A JPH11251960 A JP H11251960A JP 6777098 A JP6777098 A JP 6777098A JP 6777098 A JP6777098 A JP 6777098A JP H11251960 A JPH11251960 A JP H11251960A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パス検出において累加算処理に用いるメモリ
規模を削減し、デジタル処理化を容易にする。 【解決手段】 受信信号から得たＩ相出力とＱ相出力を
相関器１１、１２で逆拡散し、これらＩ相逆拡散出力と
Ｑ相逆拡散出力とを絶対値和や二乗値和等してそのレベ
ルをレベル検出器１３、１４で求め、これらレベルの和
を第１加算器１５で生成する。第１加算器１５からの和
出力と第１しきい値作成回路１６からの第１しきい値と
を第１比較器１７で比較して比較結果を２値で出力し、
メモリ１９及び第２加算器１８を有した累加算器で比較
結果の２値出力を累加算し、この累加算出力と第２しき
い値作成回路２１からの第２しきい値とを第２比較器２
０で比較して、比較結果をパス出現信号として出力す
る。すなわち、第１比較器で処理信号を２値化するた
め、その後の累加算処理を容量が小さいメモリによって
実現でき、また、Ａ／Ｄ変換をせずとも比較処理以降を
デジタル処理化できる。
規模を削減し、デジタル処理化を容易にする。 【解決手段】 受信信号から得たＩ相出力とＱ相出力を
相関器１１、１２で逆拡散し、これらＩ相逆拡散出力と
Ｑ相逆拡散出力とを絶対値和や二乗値和等してそのレベ
ルをレベル検出器１３、１４で求め、これらレベルの和
を第１加算器１５で生成する。第１加算器１５からの和
出力と第１しきい値作成回路１６からの第１しきい値と
を第１比較器１７で比較して比較結果を２値で出力し、
メモリ１９及び第２加算器１８を有した累加算器で比較
結果の２値出力を累加算し、この累加算出力と第２しき
い値作成回路２１からの第２しきい値とを第２比較器２
０で比較して、比較結果をパス出現信号として出力す
る。すなわち、第１比較器で処理信号を２値化するた
め、その後の累加算処理を容量が小さいメモリによって
実現でき、また、Ａ／Ｄ変換をせずとも比較処理以降を
デジタル処理化できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直接拡散符号分割
多重接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ：Direct Sequence -Code De
vision Multiple Access）を用いる直接スペクトラム拡
散通信方式に関し、特に、その受信機におけるパス検出
に関する。
多重接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ：Direct Sequence -Code De
vision Multiple Access）を用いる直接スペクトラム拡
散通信方式に関し、特に、その受信機におけるパス検出
に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般にスペクトラム拡散通信方式におけ
る無線受信機では、相関器で受信信号と拡散符号との相
関を検出し、その相関ピークのみを用いて復調が行われ
るため、１拡散符号周期中、相関ピークが出現する点だ
けのタイミングを得る必要がある。しかしながら、相関
器からの出力は雑音に埋もれており、パス検出は極めて
困難である。また、開空間の伝送路で生ずる直接到来波
（直接パス）以外に遅延パスも復調の特性向上に寄与す
るため、遅延パスの出現タイミングの検出も必要であ
る。直接パスや遅延パスの集合からなるマルチパスを分
離した後に同相化して合成する受信機としてＲＡＫＥ
（熊手）受信機が知られているが、このようなマルチパ
ス分離処理のためにもパス検出が不可欠である。
る無線受信機では、相関器で受信信号と拡散符号との相
関を検出し、その相関ピークのみを用いて復調が行われ
るため、１拡散符号周期中、相関ピークが出現する点だ
けのタイミングを得る必要がある。しかしながら、相関
器からの出力は雑音に埋もれており、パス検出は極めて
困難である。また、開空間の伝送路で生ずる直接到来波
（直接パス）以外に遅延パスも復調の特性向上に寄与す
るため、遅延パスの出現タイミングの検出も必要であ
る。直接パスや遅延パスの集合からなるマルチパスを分
離した後に同相化して合成する受信機としてＲＡＫＥ
（熊手）受信機が知られているが、このようなマルチパ
ス分離処理のためにもパス検出が不可欠である。
【０００３】ここで、パス検出に用いられる従来のパス
検出装置の一構成例を、図１１を参照して説明する。図
１１中、１０１と１０２はそれぞれ受信信号と受信機が
待つ拡散符号との相関を得る相関器であり、相関器１０
１は受信信号を直交検波して得たＩ相出力と受信機に設
定された拡散符号との相関による逆拡散出力を生成し、
相関器１０２は受信信号を直交検波して得たＱ相出力と
受信機に設定された拡散符号との相関による逆拡散出力
を生成する。
検出装置の一構成例を、図１１を参照して説明する。図
１１中、１０１と１０２はそれぞれ受信信号と受信機が
待つ拡散符号との相関を得る相関器であり、相関器１０
１は受信信号を直交検波して得たＩ相出力と受信機に設
定された拡散符号との相関による逆拡散出力を生成し、
相関器１０２は受信信号を直交検波して得たＱ相出力と
受信機に設定された拡散符号との相関による逆拡散出力
を生成する。
【０００４】これら相関器１０１、１０２は、例えば、
整合フィルタ（ＭＦ：Matched Filter）で構成されてお
り、それぞれ図１２に示すような回路構成となってい
る。すなわち、所定のサンプル数の遅延素子１２０を直
列に接続したレジスタと、拡散符号を発生する拡散符号
生成器１２１と、各遅延素子１２０の出力と拡散符号と
を乗算する乗算器１２２と、各乗算器１２２からの出力
を総和する加算器１２３とを有し、受信信号と拡散符号
との相関演算を各サンプル毎に逐次行っている。すなわ
ち、図１１に示すパス検出装置において、受信信号中の
拡散符号と拡散符号生成器１２１から出力される拡散符
号との位相が合致すれば、相関器１０１、１０２では、
拡散符号特有の鋭い自己相関ピークが検出される。な
お、伝送路において遅延パスが発生した場合には、この
自己相関ピークが遅延パスが持つ遅延時間だけ時間シフ
トして相関器１０１、１０２の出力に現れる。
整合フィルタ（ＭＦ：Matched Filter）で構成されてお
り、それぞれ図１２に示すような回路構成となってい
る。すなわち、所定のサンプル数の遅延素子１２０を直
列に接続したレジスタと、拡散符号を発生する拡散符号
生成器１２１と、各遅延素子１２０の出力と拡散符号と
を乗算する乗算器１２２と、各乗算器１２２からの出力
を総和する加算器１２３とを有し、受信信号と拡散符号
との相関演算を各サンプル毎に逐次行っている。すなわ
ち、図１１に示すパス検出装置において、受信信号中の
拡散符号と拡散符号生成器１２１から出力される拡散符
号との位相が合致すれば、相関器１０１、１０２では、
拡散符号特有の鋭い自己相関ピークが検出される。な
お、伝送路において遅延パスが発生した場合には、この
自己相関ピークが遅延パスが持つ遅延時間だけ時間シフ
トして相関器１０１、１０２の出力に現れる。
【０００５】そして、これらの相関器出力には伝送路で
の位相回転や送信情報信号の位相遷移等による位相変動
があるため、相関器１０１のＩ相出力を二乗器１０３で
二乗し、相関器１０２のＱ相出力を二乗器１０４で二乗
して、これら二乗値を加算器１０５で加算することによ
り、位相変動成分を消去する。そして、この加算器１０
５からの出力を、加算器１０６とメモリ１０７（本例で
は、ディジタルメモリ）とから成る累加算器にて累加算
平均する。すなわち、信号は定常的に存在するが雑音は
非定常的なので、累加算平均することで雑音耐性を向上
させる。ここで、メモリ１０７には、１拡散符号周期
（正確には１拡散符号周期×オーバーサンプリング数）
以上のワード数（１ワードはｘビット、ｘは累加算する
ときにオーバーフローしない値）の容量が必要である。
の位相回転や送信情報信号の位相遷移等による位相変動
があるため、相関器１０１のＩ相出力を二乗器１０３で
二乗し、相関器１０２のＱ相出力を二乗器１０４で二乗
して、これら二乗値を加算器１０５で加算することによ
り、位相変動成分を消去する。そして、この加算器１０
５からの出力を、加算器１０６とメモリ１０７（本例で
は、ディジタルメモリ）とから成る累加算器にて累加算
平均する。すなわち、信号は定常的に存在するが雑音は
非定常的なので、累加算平均することで雑音耐性を向上
させる。ここで、メモリ１０７には、１拡散符号周期
（正確には１拡散符号周期×オーバーサンプリング数）
以上のワード数（１ワードはｘビット、ｘは累加算する
ときにオーバーフローしない値）の容量が必要である。
【０００６】累加算平均された値は最大値検出回路１０
８と最小値検出回路１０９にその都度入力され、最大値
検出回路１０８からは累加算平均値の内の最大値がしき
い値作成回路１１０へ入力され、最小値検出回路１０９
からは累加算平均値の内の最小値がしきい値作成回路１
１０へ入力される。しきい値作成回路１１０では、入力
された最小値と最大値を用いて、例えば最大値と最小値
の中間にしきい値を設定することによりしきい値を作成
して、当該しきい値を比較器１１１へ入力する。そし
て、比較器１１１では、累加算平均された信号値と当該
しきい値とを比較して、しきい値を超える累加算信号が
出現した場合は、それを到来パス出現と認定して検出信
号を出力する。なお、検出されたパス位置は、図１に示
されるようなマルチパス分離回路において、デマルチプ
レクサへのパス出現タイミング（＝ラッチタイミング）
として利用される。
８と最小値検出回路１０９にその都度入力され、最大値
検出回路１０８からは累加算平均値の内の最大値がしき
い値作成回路１１０へ入力され、最小値検出回路１０９
からは累加算平均値の内の最小値がしきい値作成回路１
１０へ入力される。しきい値作成回路１１０では、入力
された最小値と最大値を用いて、例えば最大値と最小値
の中間にしきい値を設定することによりしきい値を作成
して、当該しきい値を比較器１１１へ入力する。そし
て、比較器１１１では、累加算平均された信号値と当該
しきい値とを比較して、しきい値を超える累加算信号が
出現した場合は、それを到来パス出現と認定して検出信
号を出力する。なお、検出されたパス位置は、図１に示
されるようなマルチパス分離回路において、デマルチプ
レクサへのパス出現タイミング（＝ラッチタイミング）
として利用される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た従来のパス検出装置では、メモリ１０７に入力される
レベル値（加算器１０５からの二乗値の和）が多ビット
で表現されるため、メモリ１０７に蓄積記憶する数値の
ビット数はかなり大きくなってメモリ１０７の規模が増
大してしまうという問題があった。また、受信信号の相
関検出をアナログ方式で実現する場合にも、消費電力の
低減化や処理の高速化のためにできるだけデジタル処理
化することが望まれるが、このようなデジタル処理化す
るためにはＡ／Ｄコンバータが必要となって、所期の目
的を十分に達成し得ないばかりか、コストの増大を招い
てしまうという問題があった。
た従来のパス検出装置では、メモリ１０７に入力される
レベル値（加算器１０５からの二乗値の和）が多ビット
で表現されるため、メモリ１０７に蓄積記憶する数値の
ビット数はかなり大きくなってメモリ１０７の規模が増
大してしまうという問題があった。また、受信信号の相
関検出をアナログ方式で実現する場合にも、消費電力の
低減化や処理の高速化のためにできるだけデジタル処理
化することが望まれるが、このようなデジタル処理化す
るためにはＡ／Ｄコンバータが必要となって、所期の目
的を十分に達成し得ないばかりか、コストの増大を招い
てしまうという問題があった。
【０００８】本発明は上記従来の事情に鑑みなされたも
ので、累加算処理に用いるメモリ規模の削減を達成する
パス検出方法及び装置を提供することを目的とする。ま
た、本発明は、デジタル処理化を容易に図ることができ
るパス検出方法及び装置を提供することを目的とする。
ので、累加算処理に用いるメモリ規模の削減を達成する
パス検出方法及び装置を提供することを目的とする。ま
た、本発明は、デジタル処理化を容易に図ることができ
るパス検出方法及び装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に係るパス検出方
法は、直接スペクトラム拡散通信方式の受信機において
実施され、受信信号を直交検波して得たＩ相出力および
Ｑ相出力の各々と受信機に設定された拡散符号との相関
による逆拡散出力を生成し、これらＩ相の逆拡散出力と
Ｑ相の逆拡散出力との絶対値或いは二乗値の和を第１の
しきい値と比較して２値出力を生成し、受信信号の１シ
ンボルに相当する部分の２値出力を複数シンボル時間に
わたって累積し、累積値を第２のしきい値と比較判定す
ることにより１シンボル時間中で当該累積値が第２のし
きい値を越えるポイントをパスの到来ポイントと判定す
る。
法は、直接スペクトラム拡散通信方式の受信機において
実施され、受信信号を直交検波して得たＩ相出力および
Ｑ相出力の各々と受信機に設定された拡散符号との相関
による逆拡散出力を生成し、これらＩ相の逆拡散出力と
Ｑ相の逆拡散出力との絶対値或いは二乗値の和を第１の
しきい値と比較して２値出力を生成し、受信信号の１シ
ンボルに相当する部分の２値出力を複数シンボル時間に
わたって累積し、累積値を第２のしきい値と比較判定す
ることにより１シンボル時間中で当該累積値が第２のし
きい値を越えるポイントをパスの到来ポイントと判定す
る。
【００１０】このように２値出力を累積するようにした
ことにより、累加算処理に必要なメモリ容量を従来の１
ビット／ｘビットとすることができ、また、比較処理に
よって処理対象の信号が２値化されるため、多値Ａ／Ｄ
変換器を用いずとも当該比較処理以降をデジタル処理化
することができる。ここで、本発明に係るパス検出方法
では、第１のしきい値や第２のしきい値は種々な方法で
設定することができるが、例えば、雑音を排除するため
に予め設定された固定値としたり、或いは、雑音を排除
するために雑音量によって変動する値として、混入した
雑音を排除してパス検出の精度を高めるのが好ましい。
ことにより、累加算処理に必要なメモリ容量を従来の１
ビット／ｘビットとすることができ、また、比較処理に
よって処理対象の信号が２値化されるため、多値Ａ／Ｄ
変換器を用いずとも当該比較処理以降をデジタル処理化
することができる。ここで、本発明に係るパス検出方法
では、第１のしきい値や第２のしきい値は種々な方法で
設定することができるが、例えば、雑音を排除するため
に予め設定された固定値としたり、或いは、雑音を排除
するために雑音量によって変動する値として、混入した
雑音を排除してパス検出の精度を高めるのが好ましい。
【００１１】また、本発明に係るパス検出装置は、直接
スペクトラム拡散通信方式の受信機に設けられ、受信信
号を直交検波して得たＩ相出力およびＱ相出力の各々と
受信機に設定された拡散符号との相関によって相関器で
逆拡散出力を生成し、これらＩ相逆拡散出力とＱ相逆拡
散出力とを絶対値和や二乗値和等してそのレベルをレベ
ル検出器で求め、これらＩ相逆拡散出力のレベルとＱ相
逆拡散出力のレベルの和を第１加算器で生成する。そし
て、この第１加算器からの和出力と第１のしきい値とを
第１比較器で比較して比較結果を２値で出力し、記憶領
域が１拡散符号周期以上のメモリ及び第２加算器を有し
た累加算器で第１比較手段からの２値出力を累加算し、
この累加算出力と第２のしきい値とを第２比較器で比較
して、比較結果をパス出現信号として出力する。このよ
うに第１比較器で処理対象の信号を２値化するため、そ
の後の累加算処理を従来に較べて大幅に容量が小さいメ
モリによって実現することができ、また、多値Ａ／Ｄ変
換器を使用しなくとも当該比較処理以降をデジタル処理
化することができる。
スペクトラム拡散通信方式の受信機に設けられ、受信信
号を直交検波して得たＩ相出力およびＱ相出力の各々と
受信機に設定された拡散符号との相関によって相関器で
逆拡散出力を生成し、これらＩ相逆拡散出力とＱ相逆拡
散出力とを絶対値和や二乗値和等してそのレベルをレベ
ル検出器で求め、これらＩ相逆拡散出力のレベルとＱ相
逆拡散出力のレベルの和を第１加算器で生成する。そし
て、この第１加算器からの和出力と第１のしきい値とを
第１比較器で比較して比較結果を２値で出力し、記憶領
域が１拡散符号周期以上のメモリ及び第２加算器を有し
た累加算器で第１比較手段からの２値出力を累加算し、
この累加算出力と第２のしきい値とを第２比較器で比較
して、比較結果をパス出現信号として出力する。このよ
うに第１比較器で処理対象の信号を２値化するため、そ
の後の累加算処理を従来に較べて大幅に容量が小さいメ
モリによって実現することができ、また、多値Ａ／Ｄ変
換器を使用しなくとも当該比較処理以降をデジタル処理
化することができる。
【００１２】ここで、本発明に係るパス検出装置は、種
々な態様で実現することができるが、例えば、第１比較
器は比較結果を正負の符号をもった２値で出力するもの
とし、累加算器は第１比較手段からの２値出力を符号付
きで加算するものとすれば、累加算処理に必要なメモリ
容量を更に削減することができる。また、本発明に係る
パス検出装置では、第１のしきい値や第２のしきい値と
してメモリに予め記憶させた固定値を用いるようにして
もよいが、次のように第１のしきい値や第２のしきい値
を変動させて、パス検出をより効果的且つ精度よく行う
ようにするのが好ましい。
々な態様で実現することができるが、例えば、第１比較
器は比較結果を正負の符号をもった２値で出力するもの
とし、累加算器は第１比較手段からの２値出力を符号付
きで加算するものとすれば、累加算処理に必要なメモリ
容量を更に削減することができる。また、本発明に係る
パス検出装置では、第１のしきい値や第２のしきい値と
してメモリに予め記憶させた固定値を用いるようにして
もよいが、次のように第１のしきい値や第２のしきい値
を変動させて、パス検出をより効果的且つ精度よく行う
ようにするのが好ましい。
【００１３】すなわち、第１加算器で生成された和出力
に基づいて第１のしきい値を生成する第１しきい値作成
器や、累加算器からの出力に基づいて第２のしきい値を
生成する第２しきい値作成器を、パス検出装置に更に備
えることが好ましい。なお、第１しきい値作成器は、例
えば、第１加算器で生成された和出力の平均値を生成す
る低域通過フィルタと、生成された和出力の平均値に所
定のオフセットを加えて第１しきい値を生成する直流オ
フセット加算器とから構成する。また、第２しきい値作
成器は、例えば、累加算器で生成された出力の平均値を
生成する低域通過フィルタと、生成された平均値に所定
のオフセットを加えて第２しきい値を生成する直流オフ
セット加算器とから構成する。
に基づいて第１のしきい値を生成する第１しきい値作成
器や、累加算器からの出力に基づいて第２のしきい値を
生成する第２しきい値作成器を、パス検出装置に更に備
えることが好ましい。なお、第１しきい値作成器は、例
えば、第１加算器で生成された和出力の平均値を生成す
る低域通過フィルタと、生成された和出力の平均値に所
定のオフセットを加えて第１しきい値を生成する直流オ
フセット加算器とから構成する。また、第２しきい値作
成器は、例えば、累加算器で生成された出力の平均値を
生成する低域通過フィルタと、生成された平均値に所定
のオフセットを加えて第２しきい値を生成する直流オフ
セット加算器とから構成する。
【００１４】上記のような本発明によるパス検出処理を
具体例を交えてより詳細に説明すると、次のようであ
る。直交検波されたＩ相及びＱ相（複素平面上での同相
座標系と直交座標系）と受信機が持つ拡散符号との相関
による逆拡散操作により、それぞれの出力は図１０に示
すような拡散符号の相関波形となる。なお、図１０に
は、相関器が時間的に連続であるアナログ方式の場合お
よび時間的に離散的であるディジタル方式の場合をそれ
ぞれ示してあるが、アナログ方式の場合でもサンプルホ
ールド回路を用いて離散的に構成することもできる。
具体例を交えてより詳細に説明すると、次のようであ
る。直交検波されたＩ相及びＱ相（複素平面上での同相
座標系と直交座標系）と受信機が持つ拡散符号との相関
による逆拡散操作により、それぞれの出力は図１０に示
すような拡散符号の相関波形となる。なお、図１０に
は、相関器が時間的に連続であるアナログ方式の場合お
よび時間的に離散的であるディジタル方式の場合をそれ
ぞれ示してあるが、アナログ方式の場合でもサンプルホ
ールド回路を用いて離散的に構成することもできる。
【００１５】そして、相関器出力（ＭＦ出力）のＩ相と
Ｑ相の絶対値もしくは電力値をそれぞれとり、これらの
和を求め、情報信号や伝送路変動による位相変動の影響
を消去とする。この後、第１のしきい値でＭＦ出力和を
２値判定し、その１ビットの比較出力を１シンボル分
（１拡散符号長×オーバーサンプリング数）、サンプル
として出力する。
Ｑ相の絶対値もしくは電力値をそれぞれとり、これらの
和を求め、情報信号や伝送路変動による位相変動の影響
を消去とする。この後、第１のしきい値でＭＦ出力和を
２値判定し、その１ビットの比較出力を１シンボル分
（１拡散符号長×オーバーサンプリング数）、サンプル
として出力する。
【００１６】そして、これらの比較出力は、一定間隔
（最短１シンボル時間）毎に得られるため、その度にメ
モリに記憶されている値と加算し、その結果を再びメモ
リに格納することを繰り返して累加算する。ここで、伝
送路のフェージングの速度に比べシンボルレートが大き
い時には、シンボル時間単位内でのパス（到来波）の出
現位置の変化は極めて緩慢であるため、パスが出現する
位置はシンボル時間毎に大きく変化することはなく、か
つ、ノイズの発生はランダムであるので、複数シンボル
時間にわたってそれぞれのサンプリングポイントで累加
算し平均化することにより、ノイズ抑圧性が高められ
る。
（最短１シンボル時間）毎に得られるため、その度にメ
モリに記憶されている値と加算し、その結果を再びメモ
リに格納することを繰り返して累加算する。ここで、伝
送路のフェージングの速度に比べシンボルレートが大き
い時には、シンボル時間単位内でのパス（到来波）の出
現位置の変化は極めて緩慢であるため、パスが出現する
位置はシンボル時間毎に大きく変化することはなく、か
つ、ノイズの発生はランダムであるので、複数シンボル
時間にわたってそれぞれのサンプリングポイントで累加
算し平均化することにより、ノイズ抑圧性が高められ
る。
【００１７】第１のしきい値の作成方法は幾通りも考え
られるが、図１０に示した例では、中心の大きなピーク
以外を無視できるようなしきい値を作成すればよい。こ
のためには、例えば、固定的にレベル１００の点を第１
のしきい値にしてもよいし、雑音レベルを測定する外部
回路を用いて雑音レベルを測定し、その雑音レベルにマ
ージンを加えた値を第１しきい値としてもよい。このよ
うにして得られた複数シンボル区間の累加算値が、第２
のしきい値を超えたと比較判定されるサンプリングポイ
ントをパス（受信到来波）の到来時間位置と判定する。
例えば、第２しきい値を累加算値の最大値の半分とし、
この第２しきい値のレベルを超えたものはパスとして認
定するとすれば、パスの出現を認識できる。
られるが、図１０に示した例では、中心の大きなピーク
以外を無視できるようなしきい値を作成すればよい。こ
のためには、例えば、固定的にレベル１００の点を第１
のしきい値にしてもよいし、雑音レベルを測定する外部
回路を用いて雑音レベルを測定し、その雑音レベルにマ
ージンを加えた値を第１しきい値としてもよい。このよ
うにして得られた複数シンボル区間の累加算値が、第２
のしきい値を超えたと比較判定されるサンプリングポイ
ントをパス（受信到来波）の到来時間位置と判定する。
例えば、第２しきい値を累加算値の最大値の半分とし、
この第２しきい値のレベルを超えたものはパスとして認
定するとすれば、パスの出現を認識できる。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明に係るパス検出方法及び装
置を、その一実施形態に基づいて具体的に説明する。図
１には直接スペクトラム拡散通信方式の受信機に設けら
れたマルチパス分離回路の構成を示してあり、以下に説
明するパス検出装置は当該マルチパス分離回路のパス検
出回路１として用いられている。同図において、２は受
信拡散符号と受信機が持つ拡散符号との相関を取得する
相関器（ＭＦ）であり、３は相関器２の出力をデマルチ
プレクサ４から与えられたタイミングでラッチするラッ
チ回路であり、このデマルチプレクサ４はパス検出回路
１から得られるシリアル的データ系列であるパスの出現
タイミングをパラレルに分配するして各ラッチ回路３へ
入力する。すなわち、このマルチパス分離回路では、相
関器２出力中で相関ピークが出現した時間におけるピー
ク値のみが必要であり、その他の雑音領域は必要としな
いため、そのピーク点のみをパス検出回路１からのパス
出現タイミングに基づいて抜き出すようにしている。な
お、このマルチパス分離回路は、相関ピークが４本出現
する場合まで対応可能となっている。
置を、その一実施形態に基づいて具体的に説明する。図
１には直接スペクトラム拡散通信方式の受信機に設けら
れたマルチパス分離回路の構成を示してあり、以下に説
明するパス検出装置は当該マルチパス分離回路のパス検
出回路１として用いられている。同図において、２は受
信拡散符号と受信機が持つ拡散符号との相関を取得する
相関器（ＭＦ）であり、３は相関器２の出力をデマルチ
プレクサ４から与えられたタイミングでラッチするラッ
チ回路であり、このデマルチプレクサ４はパス検出回路
１から得られるシリアル的データ系列であるパスの出現
タイミングをパラレルに分配するして各ラッチ回路３へ
入力する。すなわち、このマルチパス分離回路では、相
関器２出力中で相関ピークが出現した時間におけるピー
ク値のみが必要であり、その他の雑音領域は必要としな
いため、そのピーク点のみをパス検出回路１からのパス
出現タイミングに基づいて抜き出すようにしている。な
お、このマルチパス分離回路は、相関ピークが４本出現
する場合まで対応可能となっている。
【００１９】図２には、上記したパス検出回路１の構成
例を示してある。図２中で、１１と１２はそれぞれ受信
信号と受信機が待つ拡散符号との相関を得る相関器であ
り、相関器１１は受信信号を直交検波して得たＩ相出力
と受信機に設定された拡散符号との相関による逆拡散出
力を生成し、相関器１２は受信信号を直交検波して得た
Ｑ相出力と受信機に設定された拡散符号との相関による
逆拡散出力を生成する。これら相関器１１、１２は、例
えば、整合フィルタ（ＭＦ）で構成されており、それぞ
れ図１２に示したと同様な回路構成となっている。な
お、相関器１１、１２はディジタル信号処理とアナログ
信号処理の何れにおいても実現できる。
例を示してある。図２中で、１１と１２はそれぞれ受信
信号と受信機が待つ拡散符号との相関を得る相関器であ
り、相関器１１は受信信号を直交検波して得たＩ相出力
と受信機に設定された拡散符号との相関による逆拡散出
力を生成し、相関器１２は受信信号を直交検波して得た
Ｑ相出力と受信機に設定された拡散符号との相関による
逆拡散出力を生成する。これら相関器１１、１２は、例
えば、整合フィルタ（ＭＦ）で構成されており、それぞ
れ図１２に示したと同様な回路構成となっている。な
お、相関器１１、１２はディジタル信号処理とアナログ
信号処理の何れにおいても実現できる。
【００２０】また、図２中で、１３、１４はそれぞれ相
関器１１、１２の逆拡散出力から位相変動の影響を除去
した振幅値や電力値などのレベル値を得るレベル検出器
であり、１５はＩ相とＱ相のレベルを単純加算する第１
加算器であり、１６は相関器出力和のレベルを調整して
後段の第１比較器１７に与える第１のしきい値を生成す
る第１しきい値作成回路である。なお、図示の例では、
レベル検出器１３、１４は逆拡散出力を絶対値化してい
るが、これら逆拡散出力を二乗してレベル値を得るよう
にしてもよい。また、この例では、第１しきい値作成回
路１６は相関器出力和のレベルに応じた第１のしきい値
を生成しているが、雑音を排除するに適した或る固定値
を第１のしきい値として供給するようにしてもよい。
関器１１、１２の逆拡散出力から位相変動の影響を除去
した振幅値や電力値などのレベル値を得るレベル検出器
であり、１５はＩ相とＱ相のレベルを単純加算する第１
加算器であり、１６は相関器出力和のレベルを調整して
後段の第１比較器１７に与える第１のしきい値を生成す
る第１しきい値作成回路である。なお、図示の例では、
レベル検出器１３、１４は逆拡散出力を絶対値化してい
るが、これら逆拡散出力を二乗してレベル値を得るよう
にしてもよい。また、この例では、第１しきい値作成回
路１６は相関器出力和のレベルに応じた第１のしきい値
を生成しているが、雑音を排除するに適した或る固定値
を第１のしきい値として供給するようにしてもよい。
【００２１】上記した第１比較器１７はＩ相とＱ相のレ
ベルの和と第１のしきい値とを比較して、比較結果を正
負の符号付きの２値（１、−１）として第２加算器１８
へ出力し、第２加算器１８はこの比較結果の２値と累加
算用メモリ１９からの出力とを符号付き加算する。な
お、本発明では、第１比較器１７は単純な２値（０、
１）を出力し、第２加算器１８はこの２値と累加算用メ
モリ１９からの出力とを単純加算するようにしてもよ
い。ここで、メモリ１９少なくとも１拡散符号周期以上
の累加算値を保持する容量を有しており、第２加算器１
８による加算結果を複数シンボル時間にわたって累加算
平均している。すなわち、第２加算器１８からの出力
は、第２比較器２０へ入力するとともに、再びメモり１
９の読み出しアドレスと同じ書き込みアドレスへ再入力
し、第２加算器１８とメモリ１９とにより累加算器を構
成している。
ベルの和と第１のしきい値とを比較して、比較結果を正
負の符号付きの２値（１、−１）として第２加算器１８
へ出力し、第２加算器１８はこの比較結果の２値と累加
算用メモリ１９からの出力とを符号付き加算する。な
お、本発明では、第１比較器１７は単純な２値（０、
１）を出力し、第２加算器１８はこの２値と累加算用メ
モリ１９からの出力とを単純加算するようにしてもよ
い。ここで、メモリ１９少なくとも１拡散符号周期以上
の累加算値を保持する容量を有しており、第２加算器１
８による加算結果を複数シンボル時間にわたって累加算
平均している。すなわち、第２加算器１８からの出力
は、第２比較器２０へ入力するとともに、再びメモり１
９の読み出しアドレスと同じ書き込みアドレスへ再入力
し、第２加算器１８とメモリ１９とにより累加算器を構
成している。
【００２２】第２比較器２０は、第２しきい値作成回路
２１にて作成された第２のしきい値と、前記累加算器か
らの出力とを比較し、この比較によってパスが検出され
たことを２値（１、０）で出力する。すなわち、このパ
ス検出の２値出力が図１に示すパス検出回路１からデマ
ルチプレクサ４へパスの出現タイミング信号として入力
される。ここで、第２しきい値作成回路２１は、システ
ム要求によって種々な構成とすることができ、例えば、
平均レベルの高いパスのみを検出したい場合には第２の
しきい値として高い値の固定値を設定しておけばよく、
また、低レベルのパスをも検出したい場合には後述する
ように累加算器からの出力に基づいた変動値を第２のし
きい値として生成するようにすればよい。
２１にて作成された第２のしきい値と、前記累加算器か
らの出力とを比較し、この比較によってパスが検出され
たことを２値（１、０）で出力する。すなわち、このパ
ス検出の２値出力が図１に示すパス検出回路１からデマ
ルチプレクサ４へパスの出現タイミング信号として入力
される。ここで、第２しきい値作成回路２１は、システ
ム要求によって種々な構成とすることができ、例えば、
平均レベルの高いパスのみを検出したい場合には第２の
しきい値として高い値の固定値を設定しておけばよく、
また、低レベルのパスをも検出したい場合には後述する
ように累加算器からの出力に基づいた変動値を第２のし
きい値として生成するようにすればよい。
【００２３】上記構成のパス検出回路１を、その処理動
作に従って更に詳しく説明する。直交検波されたベース
バンド受信信号のＩ送信号とＱ送信号は、それぞれ相関
器１１と１２に入力されて、上記したように逆拡散され
る。ここで、相関器１１、１２のタップ係数には、受信
機で作成した拡散符号（リファレンスという）が与えら
れており、このリファレンスとの相関によって逆拡散さ
れる。なお、相関器１１、１２にはディジタル式とアナ
ログ式とがあるが、本発明ではどちらも採用することが
できる。
作に従って更に詳しく説明する。直交検波されたベース
バンド受信信号のＩ送信号とＱ送信号は、それぞれ相関
器１１と１２に入力されて、上記したように逆拡散され
る。ここで、相関器１１、１２のタップ係数には、受信
機で作成した拡散符号（リファレンスという）が与えら
れており、このリファレンスとの相関によって逆拡散さ
れる。なお、相関器１１、１２にはディジタル式とアナ
ログ式とがあるが、本発明ではどちらも採用することが
できる。
【００２４】レベル検出器１３、１４及び第１加算器１
５では、相関器１１、１２からの逆拡散出力を、例えば
Ｉ2＋Ｑ2の平方根やＩ2＋Ｑ2を計算することにより振幅
値や電力値へ変換して、受信信号が受ける位相変動の影
響を消去する。図３には第１加算器１５から出力される
逆拡散出力の代表例を示してあり、同図に示すようにレ
ベルの高い相関ピークが得られる。第１しきい値作成回
路１６では、第１加算器１５からの出力を用いて、固定
レベル或いは変動レベルを作成する。変動レベルを作成
する場合には後述するが、固定レベルを作成する場合に
は、例えば、相関器１１、１２が０〜３Ｖのフルレンジ
を有するアナログ相関器の場合であれば、その出力電圧
は、１．５Ｖセンターで動作するため、第１しきい値作
成回路１６では、第１のしきい値として１．７Ｖを出力
する。なお、この場合、第１加算器１５も１．５Ｖセン
ターで動作するアナログ系とすることが望ましい。
５では、相関器１１、１２からの逆拡散出力を、例えば
Ｉ2＋Ｑ2の平方根やＩ2＋Ｑ2を計算することにより振幅
値や電力値へ変換して、受信信号が受ける位相変動の影
響を消去する。図３には第１加算器１５から出力される
逆拡散出力の代表例を示してあり、同図に示すようにレ
ベルの高い相関ピークが得られる。第１しきい値作成回
路１６では、第１加算器１５からの出力を用いて、固定
レベル或いは変動レベルを作成する。変動レベルを作成
する場合には後述するが、固定レベルを作成する場合に
は、例えば、相関器１１、１２が０〜３Ｖのフルレンジ
を有するアナログ相関器の場合であれば、その出力電圧
は、１．５Ｖセンターで動作するため、第１しきい値作
成回路１６では、第１のしきい値として１．７Ｖを出力
する。なお、この場合、第１加算器１５も１．５Ｖセン
ターで動作するアナログ系とすることが望ましい。
【００２５】第１比較器１７では、第１しきい値作成回
路１６より得られた第１のしきい値と、第１加算器１５
からの出力とのレベル比較を行い、この比較結果を符号
付きの２値で出力する。第２加算器１８では、この比較
結果の２値とメモリ１９から出力される累積値とを符号
付き加算する。例えば、第１比較器１７からの出力が１
ならば＋１、０ならば−１として加算する。そして、こ
の加算結果を再びメモり１９の同一アドレスへ入力して
累加算するとともに第２比較器２０へ入力する。
路１６より得られた第１のしきい値と、第１加算器１５
からの出力とのレベル比較を行い、この比較結果を符号
付きの２値で出力する。第２加算器１８では、この比較
結果の２値とメモリ１９から出力される累積値とを符号
付き加算する。例えば、第１比較器１７からの出力が１
ならば＋１、０ならば−１として加算する。そして、こ
の加算結果を再びメモり１９の同一アドレスへ入力して
累加算するとともに第２比較器２０へ入力する。
【００２６】ここで、メモリ１９では、比較結果の２値
出力を複数シンボル時間にわたって、累加算平均してい
る。これは、図３に示した例では相関ピーク値がはっき
り認識できるが、雑音レベルが上昇すると相関ピーク値
が不鮮明となるため、このように複数シンボル時間にわ
たって平均化することによりパスの認識を容易化してい
る。また、第１比較器１７で２値判定するため、第１比
較器１７からの後段はディジタル回路へ容易に置き換え
ることができる。つまり、相関器１１、１２から第１比
較器１７までがアナログ系で構成しても、この第１比較
器１７自体が１ビットのＡ／Ｄ変換器として機能するた
め、第２加算器１８以降はＡ／Ｄ変換器を介することな
くディジタル系で構成することができる。
出力を複数シンボル時間にわたって、累加算平均してい
る。これは、図３に示した例では相関ピーク値がはっき
り認識できるが、雑音レベルが上昇すると相関ピーク値
が不鮮明となるため、このように複数シンボル時間にわ
たって平均化することによりパスの認識を容易化してい
る。また、第１比較器１７で２値判定するため、第１比
較器１７からの後段はディジタル回路へ容易に置き換え
ることができる。つまり、相関器１１、１２から第１比
較器１７までがアナログ系で構成しても、この第１比較
器１７自体が１ビットのＡ／Ｄ変換器として機能するた
め、第２加算器１８以降はＡ／Ｄ変換器を介することな
くディジタル系で構成することができる。
【００２７】上記のようにして累加算平均された出力
は、第２比較器２０へ入力されて、第２しきい値作成回
路２１によって作成される第２のしきい値に基づいて２
値判定される。図４には第２しきい値作成回路２１から
出力される第２のしきい値と第２加算器１８からの累加
算出力との関係を示してあり、例えば累加算出力が第２
しきい値を超えた場合には１、それ以下のときには０と
言ったように、第２比較器２０から２値判定結果がパス
出現タイミング信号として出力される。なお、図４で
は、入力信号として２波マルチパスモデルを想定してい
ることから、図中、中央の先行波と、それに続く遅延波
が検出されている。
は、第２比較器２０へ入力されて、第２しきい値作成回
路２１によって作成される第２のしきい値に基づいて２
値判定される。図４には第２しきい値作成回路２１から
出力される第２のしきい値と第２加算器１８からの累加
算出力との関係を示してあり、例えば累加算出力が第２
しきい値を超えた場合には１、それ以下のときには０と
言ったように、第２比較器２０から２値判定結果がパス
出現タイミング信号として出力される。なお、図４で
は、入力信号として２波マルチパスモデルを想定してい
ることから、図中、中央の先行波と、それに続く遅延波
が検出されている。
【００２８】第２しきい値作成回路２１は、システム要
求によって、その構成を変更することができ、固定値或
いは入力に基づいた変動値として第２のしきい値を生成
するように設定することができる。図４に示したように
第２のしきい値を変動値として生成するためには、第２
しきい値作成回路２１は例えば図５に示すように構成さ
れる。
求によって、その構成を変更することができ、固定値或
いは入力に基づいた変動値として第２のしきい値を生成
するように設定することができる。図４に示したように
第２のしきい値を変動値として生成するためには、第２
しきい値作成回路２１は例えば図５に示すように構成さ
れる。
【００２９】すなわち、図５に示す構成の第２しきい値
作成回路２１では、第２加算器１８からの累加算信号を
比較器２２において、メモリ２３から得られる１サンプ
ル時間前のしきい値と比較し、この比較結果が０、１で
出力される。そして、比較器２２が、例えば、累加算信
号がしきい値よりもレベルが低い場合には比較結果を
０、累加算信号がしきい値よりもレベルが高い場合には
比較結果を１として出力すると、この比較結果を受けて
スイッチ２４が動作して、例えば、０なら＋１を、１な
ら−１を加算器２５にて現在のしきい値に加算し、当該
加算結果をメモリ２３に蓄積する。つまり、広義のＬＰ
Ｆが構成されている。
作成回路２１では、第２加算器１８からの累加算信号を
比較器２２において、メモリ２３から得られる１サンプ
ル時間前のしきい値と比較し、この比較結果が０、１で
出力される。そして、比較器２２が、例えば、累加算信
号がしきい値よりもレベルが低い場合には比較結果を
０、累加算信号がしきい値よりもレベルが高い場合には
比較結果を１として出力すると、この比較結果を受けて
スイッチ２４が動作して、例えば、０なら＋１を、１な
ら−１を加算器２５にて現在のしきい値に加算し、当該
加算結果をメモリ２３に蓄積する。つまり、広義のＬＰ
Ｆが構成されている。
【００３０】このメモリ２３に蓄積されるしきい値は、
累加算平均した逆拡散出力のノイズフロアを検出してい
る（後述する図９中の細い点線を参照）ため、このレベ
ルにＤＣオフセットを与えれば、ノイズフロアよりも大
きい値がパスとして検出されることになる（図９中の太
い点線を参照）。よって、このＤＣオフセットを加算器
２６にて、現在のしきい値に加算した値を第２のしきい
値として第２比較器２０に供給する。なお、オーバーサ
ンプリング数によっては、上記の方式でも、到来パスが
１つしかないのに、検出される値が多く存在する場合が
ある。そのように、連続してパスが検出されるときは、
先頭もしくは後方のみのサンプルをパス検出位置とすれ
ばよい。
累加算平均した逆拡散出力のノイズフロアを検出してい
る（後述する図９中の細い点線を参照）ため、このレベ
ルにＤＣオフセットを与えれば、ノイズフロアよりも大
きい値がパスとして検出されることになる（図９中の太
い点線を参照）。よって、このＤＣオフセットを加算器
２６にて、現在のしきい値に加算した値を第２のしきい
値として第２比較器２０に供給する。なお、オーバーサ
ンプリング数によっては、上記の方式でも、到来パスが
１つしかないのに、検出される値が多く存在する場合が
ある。そのように、連続してパスが検出されるときは、
先頭もしくは後方のみのサンプルをパス検出位置とすれ
ばよい。
【００３１】次に、上記した第１しきい値作成回路１６
において、第１加算器１５からの出力を用いてレベルが
変動する第１のしきい値を作成する場合の構成例を詳し
く説明する。この第１しきい値作成回路１６はＬＰＦ回
路３１とＤＣオフセット加算部４１とから構成されてい
る。ＬＰＦ回路３１は図６に示すように例えば抵抗３２
及びキャパシタス３３にて構成される１次ＬＰＦであ
り、第１加算器１５から得られる逆拡散信号のレベルを
帯域制限している。このＬＰＦ回路３１の目的は、図３
に示したＭＦ出力例に見られるような、ピーク値（６４
番目、９４番目）以外のノイズレベルを測定するためで
ある。したがって、時定数ＲＣは大きいほどＬＰＦ出力
レベルは安定するが、図７に示すように、ＬＰＦ回路３
１からの出力はＭＦ出力に即したレベルとは異なってく
る。
において、第１加算器１５からの出力を用いてレベルが
変動する第１のしきい値を作成する場合の構成例を詳し
く説明する。この第１しきい値作成回路１６はＬＰＦ回
路３１とＤＣオフセット加算部４１とから構成されてい
る。ＬＰＦ回路３１は図６に示すように例えば抵抗３２
及びキャパシタス３３にて構成される１次ＬＰＦであ
り、第１加算器１５から得られる逆拡散信号のレベルを
帯域制限している。このＬＰＦ回路３１の目的は、図３
に示したＭＦ出力例に見られるような、ピーク値（６４
番目、９４番目）以外のノイズレベルを測定するためで
ある。したがって、時定数ＲＣは大きいほどＬＰＦ出力
レベルは安定するが、図７に示すように、ＬＰＦ回路３
１からの出力はＭＦ出力に即したレベルとは異なってく
る。
【００３２】図８には、時定数ＲＣを１シンボル周期と
して、計算機シミュレーションによって得たＬＰＦ回路
３１への入力前と入力後とのスペクトラムを示してあ
る。同図中、濃く示した部分がＬＰＦ回路３１への入力
前、薄く示した部分がＬＰＦ回路３１からの出力であ
る。同図から判るように、１次ＬＰＦのためにレベル減
衰が緩やかとなっている。また、図９には、ＬＰＦ回路
３１からの出力及びＭＦ出力（第１加算器１５からの出
力）の平均化出力を時間で見た場合の信号を示してあ
る。同図から明らかなように、ＬＰＦ出力がＭＦ出力の
時間平均した出力となっていることが分かる。
して、計算機シミュレーションによって得たＬＰＦ回路
３１への入力前と入力後とのスペクトラムを示してあ
る。同図中、濃く示した部分がＬＰＦ回路３１への入力
前、薄く示した部分がＬＰＦ回路３１からの出力であ
る。同図から判るように、１次ＬＰＦのためにレベル減
衰が緩やかとなっている。また、図９には、ＬＰＦ回路
３１からの出力及びＭＦ出力（第１加算器１５からの出
力）の平均化出力を時間で見た場合の信号を示してあ
る。同図から明らかなように、ＬＰＦ出力がＭＦ出力の
時間平均した出力となっていることが分かる。
【００３３】ＤＣオフセット加算部４１は、上記のよう
なＬＰＦ回路３１からの出力にＤＣオフセットを与える
部分である。なお、ＤＣオフセット加算部４１は、図５
に示した第２しきい値作成回路２１のＤＣオフセット加
算器２６と同様な構成とすることができ、ＬＰＦ回路３
１からの出力（入力に基づいた変動値）に所定の固定値
を加算して第２のしきい値として第１比較器１７へ供給
すればよい。すなわち、図９に示すように、ＤＣオフセ
ット加算部４１は上記のＬＰＦ回路３１の出力に適切な
ＤＣオフセットを与え、この値を第１のしきい値（図中
の太い破線）として第１比較器１７へ供給する。したが
って、第１比較器１７では、図９の中央部に示すピーク
の高い２つのパスのみが第１のしきい値を上回り、これ
らピークの検出信号が更に後段の処理を経てパスとして
認定される。
なＬＰＦ回路３１からの出力にＤＣオフセットを与える
部分である。なお、ＤＣオフセット加算部４１は、図５
に示した第２しきい値作成回路２１のＤＣオフセット加
算器２６と同様な構成とすることができ、ＬＰＦ回路３
１からの出力（入力に基づいた変動値）に所定の固定値
を加算して第２のしきい値として第１比較器１７へ供給
すればよい。すなわち、図９に示すように、ＤＣオフセ
ット加算部４１は上記のＬＰＦ回路３１の出力に適切な
ＤＣオフセットを与え、この値を第１のしきい値（図中
の太い破線）として第１比較器１７へ供給する。したが
って、第１比較器１７では、図９の中央部に示すピーク
の高い２つのパスのみが第１のしきい値を上回り、これ
らピークの検出信号が更に後段の処理を経てパスとして
認定される。
【００３４】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
ると、第１比較器から１ビットで比較結果を出力するた
め、従来に較べて累加算用のメモリサイズを大幅に削減
することができ、更に、このように処理信号がビット化
されるため、相関処理をアナログ方式で実現する場合で
も、Ａ／Ｄコンバータを用いることなく後段の処理を容
易にデジタル化して、処理の高速化や消費電力の低減化
を図ることができる。
ると、第１比較器から１ビットで比較結果を出力するた
め、従来に較べて累加算用のメモリサイズを大幅に削減
することができ、更に、このように処理信号がビット化
されるため、相関処理をアナログ方式で実現する場合で
も、Ａ／Ｄコンバータを用いることなく後段の処理を容
易にデジタル化して、処理の高速化や消費電力の低減化
を図ることができる。
【図１】 パス検出回路の応用例としてのマルチパス分
離回路の構成を示す図である。
離回路の構成を示す図である。
【図２】 本発明の一実施例に係るパス検出装置の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図３】 ＭＦ出力の代表例として、伝送路は２波モデ
ル、雑音レベルを示すＥｂ／ＮＯは１００ｄＢの場合に
おけるＭＦ出力を示す図である。
ル、雑音レベルを示すＥｂ／ＮＯは１００ｄＢの場合に
おけるＭＦ出力を示す図である。
【図４】 累加算出力と第２のしきい値との関係を示す
図である。
図である。
【図５】 第２しきい値作成回路の一例の構成を示す図
である。
である。
【図６】 １次ＬＰＦ回路の一例の構成を示す図であ
る。
る。
【図７】 ＬＰＦ回路からの出力例を示す図である。
【図８】 ＬＰＦ回路への入力前とＬＰＦ回路からの出
力とのスペクトラム比較を示す図である。
力とのスペクトラム比較を示す図である。
【図９】 ＭＦ出力及びＬＰＦ回路の出力と第１のしき
い値との関係を示す図である。
い値との関係を示す図である。
【図１０】 ＭＦ出力の一例を示す図である。
【図１１】 従来のパス検出装置の構成を示す図であ
る。
る。
【図１２】 相関器の一構成例を示す図である。
１・・・パス検出装置、 １１、１２・・・相関器、１
３、１４・・・レベル検出器、 １５・・・第１加算
器、１６・・・第１しきい値作成器、 １７・・・第１
比較器、１８・・・第２加算器（累加算器）、 １９・
・・メモリ（累加算器）、２０・・・第２比較器、 ２
１・・・第２しきい値作成器、３１・・・ＬＰＦ回路、
４１・・・ＤＣオフセット加算器、
３、１４・・・レベル検出器、 １５・・・第１加算
器、１６・・・第１しきい値作成器、 １７・・・第１
比較器、１８・・・第２加算器（累加算器）、 １９・
・・メモリ（累加算器）、２０・・・第２比較器、 ２
１・・・第２しきい値作成器、３１・・・ＬＰＦ回路、
４１・・・ＤＣオフセット加算器、
Claims (10)
- 【請求項１】 直接スペクトラム拡散通信方式の受信機
に設けられるパス検出方法において、 受信信号を直交検波して得たＩ相出力およびＱ相出力の
各々と受信機に設定された拡散符号との相関による逆拡
散出力を生成し、 これらＩ相の逆拡散出力とＱ相の逆拡散出力との絶対値
の和を第１のしきい値と比較して２値出力を生成し、 受信信号の１シンボルに相当する部分の２値出力を、複
数シンボル時間にわたって累積し、 累積値を第２のしきい値と比較判定することにより、１
シンボル時間中で当該累積値が第２のしきい値を越える
ポイントをパスの到来ポイントと判定することを特徴と
する直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出方法。 - 【請求項２】 直接スペクトラム拡散通信方式の受信機
に設けられるパス検出方法において、 受信信号を直交検波して得たＩ相出力およびＱ相出力の
各々と受信機に設定された拡散符号との相関による逆拡
散出力を生成し、 これらＩ相の逆拡散出力とＱ相の逆拡散出力との二乗値
の和を第１のしきい値と比較して２値出力を生成し、 受信信号の１シンボルに相当する部分の２値出力を、複
数シンボル時間にわたって累積し、 累積値を第２のしきい値と比較判定することにより、１
シンボル時間中で当該累積値が第２のしきい値を越える
ポイントをパスの到来ポイントと判定することを特徴と
する直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出方法。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載の直接スペ
クトラム拡散通信方式のパス検出方法において、 第１のしきい値と第２のしきい値の少なくともいずれか
一方は、雑音を排除するために予め設定された固定値で
あることを特徴とする直接スペクトラム拡散通信方式の
パス検出方法。 - 【請求項４】 請求項１又は請求項２に記載の直接スペ
クトラム拡散通信方式のパス検出方法において、 第１のしきい値と第２のしきい値の少なくともいずれか
一方は、雑音を排除するために雑音量によって変動する
値であることを特徴とする直接スペクトラム拡散通信方
式のパス検出方法。 - 【請求項５】 直接スペクトラム拡散通信方式の受信機
に設けられるパス検出装置において、 受信信号を直交検波して得たＩ相出力およびＱ相出力の
各々と受信機に設定された拡散符号との相関による逆拡
散出力を生成する相関器と、 相関器から出力されるＩ相逆拡散出力とＱ相逆拡散出力
のレベルを求めるレベル検出器と、 レベル検出器で求められるＩ相逆拡散出力のレベルとＱ
相逆拡散出力のレベルの和を生成する第１加算器と、 第１加算器からの和出力と第１のしきい値とを比較して
比較結果を２値で出力する第１比較器と、 記憶領域が１拡散符号周期以上のメモリ及び第２加算器
を有して、第１比較手段からの２値出力を累加算する累
加算器と、 累加算器からの出力と第２のしきい値とを比較して、比
較結果をパス出現信号として出力する第２比較器と、 を備えたことを特徴とする直接スペクトラム拡散通信方
式のパス検出装置。 - 【請求項６】 請求項５に記載の直接スペクトラム拡散
通信方式のパス検出装置において、 第１比較器は、比較結果を正負の符号をもった２値で出
力し、 累加算器は、第１比較手段からの２値出力を符号付きで
加算することを特徴とする直接スペクトラム拡散通信方
式のパス検出装置。 - 【請求項７】 請求項５又は請求項６に記載の直接スペ
クトラム拡散通信方式のパス検出装置において、 第１加算器で生成された和出力に基づいて第１のしきい
値を生成する第１しきい値作成器を、更に備えたことを
特徴とする直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出装
置。 - 【請求項８】 請求項７に記載の直接スペクトラム拡散
通信方式のパス検出装置において、 第１しきい値作成器は、第１加算器で生成された和出力
の平均値を生成する低域通過フィルタと、生成された和
出力の平均値に所定のオフセットを加えて第１しきい値
を生成する直流オフセット加算器と、を備えていること
を特徴とする直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出
装置。 - 【請求項９】 請求項５乃至請求項８のいずれか１項に
記載の直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出装置に
おいて、 累加算器からの出力に基づいて第２のしきい値を生成す
る第２しきい値作成器を、更に備えたことを特徴とする
直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出装置。 - 【請求項１０】 請求項９に記載の直接スペクトラム拡
散通信方式のパス検出装置において、 第２しきい値作成器は、累加算器で生成された出力の平
均値を生成する低域通過フィルタと、生成された平均値
に所定のオフセットを加えて第２しきい値を生成する直
流オフセット加算器と、を備えていることを特徴とする
直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出装置。
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|---|---|---|---|
| JP6777098A JP3877424B2 (ja) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6777098A JP3877424B2 (ja) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出方法及び装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11251960A true JPH11251960A (ja) | 1999-09-17 |
| JP3877424B2 JP3877424B2 (ja) | 2007-02-07 |
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ID=13354523
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP6777098A Expired - Fee Related JP3877424B2 (ja) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 直接スペクトラム拡散通信方式のパス検出方法及び装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3877424B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001156747A (ja) * | 1999-11-30 | 2001-06-08 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 符号分割多重アクセス受信機および符号分割多重アクセス受信信号のデータ圧縮および展開方法 |
| WO2001094972A1 (fr) * | 2000-06-06 | 2001-12-13 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur gps et reception gps |
| JP2002152087A (ja) * | 2000-11-14 | 2002-05-24 | Hitachi Kokusai Electric Inc | パス検出装置 |
| WO2002056493A1 (fr) * | 2001-01-16 | 2002-07-18 | Kawasaki Microelectronics,Inc. | Recepteur de rake |
| US7042931B2 (en) | 2000-05-18 | 2006-05-09 | Nec Corporation | Path detection method and receiver |
| US7609197B2 (en) | 2000-06-27 | 2009-10-27 | Hitachi, Ltd. | Method for measuring distance and position using spread spectrum signal, and an equipment using the method |
| US7881410B2 (en) | 2005-06-29 | 2011-02-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for detecting user in a communication system |
-
1998
- 1998-03-03 JP JP6777098A patent/JP3877424B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001156747A (ja) * | 1999-11-30 | 2001-06-08 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 符号分割多重アクセス受信機および符号分割多重アクセス受信信号のデータ圧縮および展開方法 |
| US7042931B2 (en) | 2000-05-18 | 2006-05-09 | Nec Corporation | Path detection method and receiver |
| WO2001094972A1 (fr) * | 2000-06-06 | 2001-12-13 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur gps et reception gps |
| US7609197B2 (en) | 2000-06-27 | 2009-10-27 | Hitachi, Ltd. | Method for measuring distance and position using spread spectrum signal, and an equipment using the method |
| US7663532B2 (en) | 2000-06-27 | 2010-02-16 | Hitachi, Ltd. | Method for measuring distance and position using spread spectrum signal, and an equipment using the method |
| US7969347B2 (en) | 2000-06-27 | 2011-06-28 | Hitachi, Ltd. | Method for measuring distance and position using spread spectrum signal, and an equipment using the method |
| JP2002152087A (ja) * | 2000-11-14 | 2002-05-24 | Hitachi Kokusai Electric Inc | パス検出装置 |
| JP4499272B2 (ja) * | 2000-11-14 | 2010-07-07 | 株式会社日立国際電気 | パス検出装置 |
| WO2002056493A1 (fr) * | 2001-01-16 | 2002-07-18 | Kawasaki Microelectronics,Inc. | Recepteur de rake |
| JP2002290281A (ja) * | 2001-01-16 | 2002-10-04 | Kawasaki Steel Corp | Ｒａｋｅ受信装置 |
| US7881410B2 (en) | 2005-06-29 | 2011-02-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for detecting user in a communication system |
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| Publication number | Publication date |
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| JP3877424B2 (ja) | 2007-02-07 |
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