JP2726178B2 - スぺクトル拡散復調器の同期判定回路 - Google Patents
スぺクトル拡散復調器の同期判定回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はスペクトル拡散復調器
の同期判定回路に関し、特に低い信号電力対雑音電力比
（以下Ｃ／Ｎと称す）においても確実にロックオン判定
を行うことができるスペクトル拡散復調器の同期判定回
路に関するものである。
の同期判定回路に関し、特に低い信号電力対雑音電力比
（以下Ｃ／Ｎと称す）においても確実にロックオン判定
を行うことができるスペクトル拡散復調器の同期判定回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来のスペクトル拡散復調器の同
期判定回路を示すブロック図であり、図において、１は
ＰＮ符号により変調された入力ベースバンド信号を入力
する入力端子、１０は入力端子１から入力された入力ベ
ースバンド信号の上記変調用ＰＮ符号と同一の擬似的な
ランダム符号系列を持つ復調用ＰＮ符号を出力するＰＮ
符号発生器、６はＰＮ符号発生器１０を初期化するＰＮ
符号発生器制御器であり、ディジタル・マッチド・フィ
ルタ回路（以下ＤＭＦと称す）あるいはチャージ・カッ
プルド・デバイス（以下ＣＣＤと称す）などを用いた拡
散符号捕捉回路１４により、このＰＮ符号発生器制御器
６自身も初期化されている。９は入力信号とＰＮ符号と
を掛け合わす、即ち逆拡散を行うミキサ、１１はミキサ
９の出力を積分（足し算）するローパスフィルタ（以下
ＬＰＦと称す）、１２は入力信号とＰＮ符号との相関を
とった後の信号における振幅を自乗することにより、こ
の信号の電力を求めデータ変調による影響をとり除く自
乗器、１３は同期，非同期を判定するためのしきい値を
設定するしきい値設定器、５はデータ変調による影響を
とり除いた信号と，しきい値設定器１３のしきい値とを
比較する比較器、７は入力信号とＰＮ符号との位相が一
致した信号を出力する同期判定出力である。
期判定回路を示すブロック図であり、図において、１は
ＰＮ符号により変調された入力ベースバンド信号を入力
する入力端子、１０は入力端子１から入力された入力ベ
ースバンド信号の上記変調用ＰＮ符号と同一の擬似的な
ランダム符号系列を持つ復調用ＰＮ符号を出力するＰＮ
符号発生器、６はＰＮ符号発生器１０を初期化するＰＮ
符号発生器制御器であり、ディジタル・マッチド・フィ
ルタ回路（以下ＤＭＦと称す）あるいはチャージ・カッ
プルド・デバイス（以下ＣＣＤと称す）などを用いた拡
散符号捕捉回路１４により、このＰＮ符号発生器制御器
６自身も初期化されている。９は入力信号とＰＮ符号と
を掛け合わす、即ち逆拡散を行うミキサ、１１はミキサ
９の出力を積分（足し算）するローパスフィルタ（以下
ＬＰＦと称す）、１２は入力信号とＰＮ符号との相関を
とった後の信号における振幅を自乗することにより、こ
の信号の電力を求めデータ変調による影響をとり除く自
乗器、１３は同期，非同期を判定するためのしきい値を
設定するしきい値設定器、５はデータ変調による影響を
とり除いた信号と，しきい値設定器１３のしきい値とを
比較する比較器、７は入力信号とＰＮ符号との位相が一
致した信号を出力する同期判定出力である。
【０００３】次に動作について説明する。ＰＮ符号によ
り変調された図４に示す入力ベースバンド信号が入力端
子１から入力される。次にこの信号はミキサ９によって
ＰＮ符号発生器１０の出力と掛け合わされて逆拡散が行
われる。この逆拡散によって、ＰＮ符号によるスペクト
ルを拡散する前のデータが得られる。
り変調された図４に示す入力ベースバンド信号が入力端
子１から入力される。次にこの信号はミキサ９によって
ＰＮ符号発生器１０の出力と掛け合わされて逆拡散が行
われる。この逆拡散によって、ＰＮ符号によるスペクト
ルを拡散する前のデータが得られる。
【０００４】ＰＮ符号の性質を利用して入力信号のＣ／
Ｎが無限大の場合、即ちミキサ９に入力する入力信号と
復調用のＰＮ符号との位相が一致しているとき、ミキサ
９の出力データの振幅Ａは図６に示すようにピーク値Ａ
0 となり、不一致のときは“０”となる。この性質によ
りミキサ９の出力データの振幅Ａを判定することにより
位相の一致，不一致を判定することができ、実際にはデ
ータの変調により極性が変化するためＬＰＦ１１を通
し、次いで自乗器１２により振幅Ａを自乗することによ
り、信号の電力を求め、データ変調による影響を除いて
から比較器５によってしきい値設定器１３の値と比較し
て同期判定を行う。
Ｎが無限大の場合、即ちミキサ９に入力する入力信号と
復調用のＰＮ符号との位相が一致しているとき、ミキサ
９の出力データの振幅Ａは図６に示すようにピーク値Ａ
0 となり、不一致のときは“０”となる。この性質によ
りミキサ９の出力データの振幅Ａを判定することにより
位相の一致，不一致を判定することができ、実際にはデ
ータの変調により極性が変化するためＬＰＦ１１を通
し、次いで自乗器１２により振幅Ａを自乗することによ
り、信号の電力を求め、データ変調による影響を除いて
から比較器５によってしきい値設定器１３の値と比較し
て同期判定を行う。
【０００５】Ｃ／Ｎが無限大であれば、しきい値設定器
１３の設定値は“０”とピーク値Ａ0 2の間であれば何で
もよい。しかし通常Ｃ／Ｎは無限大とはなっていないた
め、位相が不一致のときでもミキサ９の出力はＣ／Ｎに
応じた雑音レベルを出力する。また位相が一致したとき
もＣ／Ｎに応じた入力ベースバンド信号の雑音レベルに
より出力データ振幅Ａはピーク値Ａ0 よりも小さくな
る。このため、同期判定を確実に行うためには入力ベー
スバンド信号のＣ／Ｎに応じて、しきい値設定器１３の
設定値を変化させる必要がある。
１３の設定値は“０”とピーク値Ａ0 2の間であれば何で
もよい。しかし通常Ｃ／Ｎは無限大とはなっていないた
め、位相が不一致のときでもミキサ９の出力はＣ／Ｎに
応じた雑音レベルを出力する。また位相が一致したとき
もＣ／Ｎに応じた入力ベースバンド信号の雑音レベルに
より出力データ振幅Ａはピーク値Ａ0 よりも小さくな
る。このため、同期判定を確実に行うためには入力ベー
スバンド信号のＣ／Ｎに応じて、しきい値設定器１３の
設定値を変化させる必要がある。
【０００６】次に、上記同期判定回路の逆拡散について
より詳細に説明する。まず拡散符号捕捉回路１４の上記
ＤＭＦの構成及び動作について説明する。図５は上記Ｄ
ＭＦのブロック構成を示すブロック回路図であり、図に
おいて、入力ベースバンド信号、即ち受信ＰＮ符号のデ
ィジタル値を順次シフトする複数のシフトレジスタと，
該複数のシフトレジスタの各段出力と，別途設けられた
ローカルＰＮコード発生器（図示せず）より出力され
る、変調用のＰＮコードと同一の復調用のローカルＰＮ
コードとの相関をとって加算する回路とから構成されて
いる。図６はＰＮコードの周期（２n −１チップ）毎に
振幅がピークとなる上記ＤＭＦの出力波形を示す図であ
り、図において、１チップとはＰＮ符号の１データ長を
示す。図７は上記ＤＭＦに入力される入力コードとロー
カルＰＮコードとの位相を示す説明図である。また図８
は入力コードとＰＮ符号発生器との位相が一致したと
き，あるいは不一致のときの相関値を示す説明図であ
る。
より詳細に説明する。まず拡散符号捕捉回路１４の上記
ＤＭＦの構成及び動作について説明する。図５は上記Ｄ
ＭＦのブロック構成を示すブロック回路図であり、図に
おいて、入力ベースバンド信号、即ち受信ＰＮ符号のデ
ィジタル値を順次シフトする複数のシフトレジスタと，
該複数のシフトレジスタの各段出力と，別途設けられた
ローカルＰＮコード発生器（図示せず）より出力され
る、変調用のＰＮコードと同一の復調用のローカルＰＮ
コードとの相関をとって加算する回路とから構成されて
いる。図６はＰＮコードの周期（２n −１チップ）毎に
振幅がピークとなる上記ＤＭＦの出力波形を示す図であ
り、図において、１チップとはＰＮ符号の１データ長を
示す。図７は上記ＤＭＦに入力される入力コードとロー
カルＰＮコードとの位相を示す説明図である。また図８
は入力コードとＰＮ符号発生器との位相が一致したと
き，あるいは不一致のときの相関値を示す説明図であ
る。
【０００７】次にこの逆拡散の動作について説明する。
まず、ローカルＰＮコード発生器により変調用のＰＮコ
ードと同一の復調用のローカルＰＮコードを発生させ、
ＤＭＦのシフトレジスタに記憶される。このローカルＰ
Ｎコードは最初入力されると固定される。
まず、ローカルＰＮコード発生器により変調用のＰＮコ
ードと同一の復調用のローカルＰＮコードを発生させ、
ＤＭＦのシフトレジスタに記憶される。このローカルＰ
Ｎコードは最初入力されると固定される。
【０００８】入力ベースバンド信号、即ち受信ＰＮ符号
のディジタル値を複数のシフトレジスタにより順次シフ
トしていき、上記固定されたローカルＰＮコードとの相
関値を求める。その際、図６に示すようなＰＮコードの
周期（２n−１チップ）毎に振幅（相関値）がピークと
なる波形が得られる。
のディジタル値を複数のシフトレジスタにより順次シフ
トしていき、上記固定されたローカルＰＮコードとの相
関値を求める。その際、図６に示すようなＰＮコードの
周期（２n−１チップ）毎に振幅（相関値）がピークと
なる波形が得られる。
【０００９】例えば図７に示すように２n −１のコード
長（周期）において、ｎ＝３，２3 −１＝７、即ち入力
ベースバンド信号の周期を“７”としローカルＰＮコー
ド発生器から出力するローカルＰＮコードとの位相差が
“３”とすると、この位相差を揃えるために上記ＰＮ符
号発生器制御器６のシフトレジスタに入力コードと同じ
タイミングで初期値として“３”をセットする。
長（周期）において、ｎ＝３，２3 −１＝７、即ち入力
ベースバンド信号の周期を“７”としローカルＰＮコー
ド発生器から出力するローカルＰＮコードとの位相差が
“３”とすると、この位相差を揃えるために上記ＰＮ符
号発生器制御器６のシフトレジスタに入力コードと同じ
タイミングで初期値として“３”をセットする。
【００１０】このようにして得られた、入力ベースバン
ド信号と同期のとれたＤＭＦの出力に基づいて、ｎ段の
シフトレジスタと，モジュロ２加算器からなるフィード
バックロジックとから構成される、ＰＮ符号発生器１０
が出力する擬似的なランダム符号系列をＰＮ符号発生器
制御器６は初期化する。即ち、変調用のＰＮコードと同
期したＰＮコードを出力するように制御する。
ド信号と同期のとれたＤＭＦの出力に基づいて、ｎ段の
シフトレジスタと，モジュロ２加算器からなるフィード
バックロジックとから構成される、ＰＮ符号発生器１０
が出力する擬似的なランダム符号系列をＰＮ符号発生器
制御器６は初期化する。即ち、変調用のＰＮコードと同
期したＰＮコードを出力するように制御する。
【００１１】次に図８に示すように、ミキサ９にて行わ
れる逆拡散、即ちＰＮ符号発生器１０のコード及び入力
ベースバンド信号のＰＮコードのデータ値である“１”
を“＋１”，“０”を“−１”として個々それぞれをミ
キサ９により掛け合わせる。ＰＮ符号発生器１０の出力
と入力ベースバンド信号との位相が一致しておれば、そ
の結果ミキサ９の出力値は全て“１”となり、ＬＰＦ１
１によりこのミキサ９の出力値を積分（足し算）する
と、ＬＰＦ１１の出力値（相関値）は“７”となる。
れる逆拡散、即ちＰＮ符号発生器１０のコード及び入力
ベースバンド信号のＰＮコードのデータ値である“１”
を“＋１”，“０”を“−１”として個々それぞれをミ
キサ９により掛け合わせる。ＰＮ符号発生器１０の出力
と入力ベースバンド信号との位相が一致しておれば、そ
の結果ミキサ９の出力値は全て“１”となり、ＬＰＦ１
１によりこのミキサ９の出力値を積分（足し算）する
と、ＬＰＦ１１の出力値（相関値）は“７”となる。
【００１２】またＰＮ符号発生器１０の出力と入力ベー
スバンド信号との位相が不一致であれば、ＬＰＦ１１の
出力値は“０”に近くなり、同図の場合ではＬＰＦ１１
の出力値（相関値）は“−１”となる。
スバンド信号との位相が不一致であれば、ＬＰＦ１１の
出力値は“０”に近くなり、同図の場合ではＬＰＦ１１
の出力値（相関値）は“−１”となる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトル拡散
復調器の同期判定回路は以上のように構成されているの
で、入力ベースバンド信号のＣ／Ｎを判定する必要があ
り、また低いＣ／Ｎでは同期判定のしきい値を最適にす
るのが困難であるという問題点があった。
復調器の同期判定回路は以上のように構成されているの
で、入力ベースバンド信号のＣ／Ｎを判定する必要があ
り、また低いＣ／Ｎでは同期判定のしきい値を最適にす
るのが困難であるという問題点があった。
【００１４】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、入力ベースバンド信号のＣ／Ｎ
を判定する必要がなく、かつ低いＣ／Ｎでも確実に判定
できる同期判定回路を得ることを目的とする。
ためになされたもので、入力ベースバンド信号のＣ／Ｎ
を判定する必要がなく、かつ低いＣ／Ｎでも確実に判定
できる同期判定回路を得ることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１のス
ペクトル拡散復調器の同期判定回路は、変調用拡散符号
により変調された受信スペクトル拡散通信波を復調する
ための同期判定を行うスペクトル拡散復調器の同期判定
回路において、上記変調用拡散符号と同一の擬似的なラ
ンダム符号系列を持つ復調用拡散符号を発生する拡散符
号発生手段と，上記受信スペクトル拡散通信波と上記復
調用の拡散符号との相関値を求める相関手段と，該相関
手段の出力の最大値を検出する最大値検出手段とからな
る拡散符号捕捉手段と、上記所定の最大値の検出タイミ
ングにより初期化され、その後一定のタイミングで制御
信号を出力する制御手段と、上記初期化の後、該制御手
段から出力される制御信号のタイミングと上記最大値検
出手段から出力される最大値検出信号のタイミングとを
比較することにより上記変調用拡散符号と上記復調用拡
散符号とが同期しているか否かを判定する比較手段とを
備えるようにしたものである。また、この発明の請求項
２のスペクトル拡散復調器の同期判定回路は、請求項１
のスペクトル拡散復調器の同期判定回路において、上記
相関手段として、ディジタル・マッチド・フィルタを用
いるようにしたものである。 さらに、この発明の請求項
３のスペクトル拡散復調器の同期判定回路は、請求項１
のスペクトル拡散復調器の同期判定回路において、上記
相関手段として、チャージ・カップルド・デバイスを用
いるようにしたものである。
ペクトル拡散復調器の同期判定回路は、変調用拡散符号
により変調された受信スペクトル拡散通信波を復調する
ための同期判定を行うスペクトル拡散復調器の同期判定
回路において、上記変調用拡散符号と同一の擬似的なラ
ンダム符号系列を持つ復調用拡散符号を発生する拡散符
号発生手段と，上記受信スペクトル拡散通信波と上記復
調用の拡散符号との相関値を求める相関手段と，該相関
手段の出力の最大値を検出する最大値検出手段とからな
る拡散符号捕捉手段と、上記所定の最大値の検出タイミ
ングにより初期化され、その後一定のタイミングで制御
信号を出力する制御手段と、上記初期化の後、該制御手
段から出力される制御信号のタイミングと上記最大値検
出手段から出力される最大値検出信号のタイミングとを
比較することにより上記変調用拡散符号と上記復調用拡
散符号とが同期しているか否かを判定する比較手段とを
備えるようにしたものである。また、この発明の請求項
２のスペクトル拡散復調器の同期判定回路は、請求項１
のスペクトル拡散復調器の同期判定回路において、上記
相関手段として、ディジタル・マッチド・フィルタを用
いるようにしたものである。 さらに、この発明の請求項
３のスペクトル拡散復調器の同期判定回路は、請求項１
のスペクトル拡散復調器の同期判定回路において、上記
相関手段として、チャージ・カップルド・デバイスを用
いるようにしたものである。
【００１６】
【作用】この発明の請求項１においては、上述のように
構成したので、回路構成が簡略化され、入力ベースバン
ド信号のＣ／Ｎ判定が不要となり、かつ入力ベースバン
ド信号のＣ／Ｎが低い場合でも、確実な同期判定が可能
となる。 また、この発明の請求項２においては、上述の
ように構成したので、相関手段として、多用されるディ
ジタル・マッチド・フィルタを用いて、回路構成が簡略
化され、入力ベースバンド信号のＣ／Ｎ判定が不要とな
り、かつ入力ベースバンド信号のＣ／Ｎが低い場合で
も、確実な同期判定が可能となる装置が実現される。 さ
らに、この発明の請求項３においては、上述のように構
成したので、相関手段として、多用されるチャージ・カ
ップルド・デバイスを用いて、回路構成が簡略化され、
入力ベースバンド信号のＣ／Ｎ判定が不要となり、かつ
入力ベースバンド信号のＣ／Ｎが低い場合でも、確実な
同期判定が可能となる装置が実現される。
構成したので、回路構成が簡略化され、入力ベースバン
ド信号のＣ／Ｎ判定が不要となり、かつ入力ベースバン
ド信号のＣ／Ｎが低い場合でも、確実な同期判定が可能
となる。 また、この発明の請求項２においては、上述の
ように構成したので、相関手段として、多用されるディ
ジタル・マッチド・フィルタを用いて、回路構成が簡略
化され、入力ベースバンド信号のＣ／Ｎ判定が不要とな
り、かつ入力ベースバンド信号のＣ／Ｎが低い場合で
も、確実な同期判定が可能となる装置が実現される。 さ
らに、この発明の請求項３においては、上述のように構
成したので、相関手段として、多用されるチャージ・カ
ップルド・デバイスを用いて、回路構成が簡略化され、
入力ベースバンド信号のＣ／Ｎ判定が不要となり、かつ
入力ベースバンド信号のＣ／Ｎが低い場合でも、確実な
同期判定が可能となる装置が実現される。
【００１７】
【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１は本発明の一実施例によるスペクトル拡散復
調器の同期判定回路のブロック回路構成図であり、図に
おいて、１は入力ベースバンド信号を入力する入力端
子、２は入力ベースバンド信号をディジタル値に変換す
る、アナログ／ディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換器と
称す）、３は入力信号と拡散符号との相関値を検出する
ＤＭＦ、４はＤＭＦ３の相関値出力の最大値を検出する
最大値検出回路、６は最大値検出回路４により求められ
た拡散符号位相タイミングによって初期化される拡散符
号発生器制御器、５は最大値検出回路４の出力する最大
値検出信号と，拡散符号発生器制御器６の出力する拡散
符号位相タイミング出力との時間関係を判定する比較
器、７は比較器５より出力される同期判定出力、１５は
変調用のＰＮ符号と同一の復調用のＰＮ符号を出力する
ローカルＰＮコード発生器である。また図２(a) 〜(d)
は最大値検出回路４の出力波形を示す図である。
する。図１は本発明の一実施例によるスペクトル拡散復
調器の同期判定回路のブロック回路構成図であり、図に
おいて、１は入力ベースバンド信号を入力する入力端
子、２は入力ベースバンド信号をディジタル値に変換す
る、アナログ／ディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換器と
称す）、３は入力信号と拡散符号との相関値を検出する
ＤＭＦ、４はＤＭＦ３の相関値出力の最大値を検出する
最大値検出回路、６は最大値検出回路４により求められ
た拡散符号位相タイミングによって初期化される拡散符
号発生器制御器、５は最大値検出回路４の出力する最大
値検出信号と，拡散符号発生器制御器６の出力する拡散
符号位相タイミング出力との時間関係を判定する比較
器、７は比較器５より出力される同期判定出力、１５は
変調用のＰＮ符号と同一の復調用のＰＮ符号を出力する
ローカルＰＮコード発生器である。また図２(a) 〜(d)
は最大値検出回路４の出力波形を示す図である。
【００１８】次に動作について説明する。入力ベースバ
ンド信号はＡ／Ｄ変換器２によりディジタル信号に変換
され、ＤＭＦ３に入力される。ＤＭＦ３の構成及び動作
については従来例において説明したので、ここでは省略
する。上記ＤＭＦ３では入力信号と拡散符号との相関値
が演算される。この相関値は最大値検出回路４により拡
散符号の一周期にわたって比較され、その最大値が検出
されるが、入力信号のＣ／Ｎが無限大であれば、図２
(a) に示すような波形が得られるが、通常は入力信号の
Ｃ／Ｎが悪いため、図２(b) 及び図２(c) に示すように
雑音が重畳された波形となる。このため図２(d) に示す
ような拡散符号の一周期に同期して相関値を加算した後
の値を使用し、即ち図２(b) 及び図２(c) に示すような
波形を加算し平均化して雑音を除去し信号成分のみを取
り出す。このようにして最大値検出器４の最大値検出の
誤り率を減少させている。この最大値検出タイミング
と，ＤＭＦ３及び最大値検出回路４等による拡散符号捕
捉過程で入力信号の拡散符号の位相と同期するように初
期化された拡散符号発生器制御器６の拡散符号発生器初
期化タイミングとを比較器５により比較する。このタイ
ミングが一致している場合は同期、不一致の場合は非同
期と判定する。
ンド信号はＡ／Ｄ変換器２によりディジタル信号に変換
され、ＤＭＦ３に入力される。ＤＭＦ３の構成及び動作
については従来例において説明したので、ここでは省略
する。上記ＤＭＦ３では入力信号と拡散符号との相関値
が演算される。この相関値は最大値検出回路４により拡
散符号の一周期にわたって比較され、その最大値が検出
されるが、入力信号のＣ／Ｎが無限大であれば、図２
(a) に示すような波形が得られるが、通常は入力信号の
Ｃ／Ｎが悪いため、図２(b) 及び図２(c) に示すように
雑音が重畳された波形となる。このため図２(d) に示す
ような拡散符号の一周期に同期して相関値を加算した後
の値を使用し、即ち図２(b) 及び図２(c) に示すような
波形を加算し平均化して雑音を除去し信号成分のみを取
り出す。このようにして最大値検出器４の最大値検出の
誤り率を減少させている。この最大値検出タイミング
と，ＤＭＦ３及び最大値検出回路４等による拡散符号捕
捉過程で入力信号の拡散符号の位相と同期するように初
期化された拡散符号発生器制御器６の拡散符号発生器初
期化タイミングとを比較器５により比較する。このタイ
ミングが一致している場合は同期、不一致の場合は非同
期と判定する。
【００１９】上記拡散符号捕捉過程についてより詳細に
説明する。上記最大値検出回路４が出力する相関値の最
大値は入力コードとＰＮコードと同期がとれているとさ
れる値のうち最も確率の高い値を示しているが、実際は
上述したように図２(b) 及び図２(c) に示すように雑音
が重畳されており、非同期であるにもかかわらずピーク
値に近い雑音を最大値として誤って検出する場合があ
る。したがって、上記最大値検出回路４の最大値検出タ
イミングを比較器５において再度確認する必要がある。
このため拡散符号発生器制御器６に拡散符号位相タイミ
ングとして上記最大値検出回路４の最大値検出タイミン
グを入力し、拡散符号発生器制御器６を初期化する。即
ち、図１に示すように最大値検出回路４の出力波形とＰ
Ｎ符号発生器制御器６の出力波形との初めのピーク値を
揃える。最大値検出回路４は測定結果による周期をもつ
波形を出力するものであり、ＰＮ符号発生器制御器６は
一定の周期をもつ波形を自走するものである。したがっ
て、上記初期化により初めのピーク値を揃えて２つ目以
降のピーク値の位相ａを比較器５では比較し、入力信号
の変調用のＰＮ符号と復調用のＰＮ符号との同期，非同
期を判定することができる。
説明する。上記最大値検出回路４が出力する相関値の最
大値は入力コードとＰＮコードと同期がとれているとさ
れる値のうち最も確率の高い値を示しているが、実際は
上述したように図２(b) 及び図２(c) に示すように雑音
が重畳されており、非同期であるにもかかわらずピーク
値に近い雑音を最大値として誤って検出する場合があ
る。したがって、上記最大値検出回路４の最大値検出タ
イミングを比較器５において再度確認する必要がある。
このため拡散符号発生器制御器６に拡散符号位相タイミ
ングとして上記最大値検出回路４の最大値検出タイミン
グを入力し、拡散符号発生器制御器６を初期化する。即
ち、図１に示すように最大値検出回路４の出力波形とＰ
Ｎ符号発生器制御器６の出力波形との初めのピーク値を
揃える。最大値検出回路４は測定結果による周期をもつ
波形を出力するものであり、ＰＮ符号発生器制御器６は
一定の周期をもつ波形を自走するものである。したがっ
て、上記初期化により初めのピーク値を揃えて２つ目以
降のピーク値の位相ａを比較器５では比較し、入力信号
の変調用のＰＮ符号と復調用のＰＮ符号との同期，非同
期を判定することができる。
【００２０】なおタイミングのジッタを吸収するためタ
イミング判定の幅を広げる必要がある。また入力ベース
バンド信号のＣ／Ｎが無限大でない場合は最大値検出の
誤り率は“０”とならないため同期，非同期判定には保
護が必要である。
イミング判定の幅を広げる必要がある。また入力ベース
バンド信号のＣ／Ｎが無限大でない場合は最大値検出の
誤り率は“０”とならないため同期，非同期判定には保
護が必要である。
【００２１】このように本実施例では、拡散符号捕捉回
路において、変調用拡散符号と同一の擬似的なランダム
符号系列を持つ復調用拡散符号をローカルＰＮコード発
生器１５により発生し、上記受信スペクトル拡散通信波
と上記復調用拡散符号との相関値をＤＭＦ３を用いて求
め、該ＤＭＦ３から出力される相関値の最大値を最大値
検出器４により検出し、この最大値を検出する最大値検
出タイミングにより拡散符号発生器制御器６を初期化
し、その後、該拡散符号発生器制御器６は一定のタイミ
ングで制御信号を自走出力する。該拡散符号発生器制御
器６の初期化制御信号出力タイミングと上記最大値検出
器４の最大値検出タイミングとを比較器５により比較
し、変調用拡散符号と復調用拡散符号との同期，非同期
を判定するようにしたので、回路が簡略化され、また入
力ベースバンド信号の低いＣ／Ｎ，レベルであっても精
度の高い同期判定を得ることができる。
路において、変調用拡散符号と同一の擬似的なランダム
符号系列を持つ復調用拡散符号をローカルＰＮコード発
生器１５により発生し、上記受信スペクトル拡散通信波
と上記復調用拡散符号との相関値をＤＭＦ３を用いて求
め、該ＤＭＦ３から出力される相関値の最大値を最大値
検出器４により検出し、この最大値を検出する最大値検
出タイミングにより拡散符号発生器制御器６を初期化
し、その後、該拡散符号発生器制御器６は一定のタイミ
ングで制御信号を自走出力する。該拡散符号発生器制御
器６の初期化制御信号出力タイミングと上記最大値検出
器４の最大値検出タイミングとを比較器５により比較
し、変調用拡散符号と復調用拡散符号との同期，非同期
を判定するようにしたので、回路が簡略化され、また入
力ベースバンド信号の低いＣ／Ｎ，レベルであっても精
度の高い同期判定を得ることができる。
【００２２】また上記実施例では相関値出力用にＤＭＦ
３を用いたスペクトル拡散復調器の同期判定を行う場合
を例にとって説明したが、上記相関値出力用にＣＣＤを
用いてもよく、上記実施例と同様の効果を奏する。
３を用いたスペクトル拡散復調器の同期判定を行う場合
を例にとって説明したが、上記相関値出力用にＣＣＤを
用いてもよく、上記実施例と同様の効果を奏する。
【００２３】以下、このような他の実施例を図について
説明する。図２は本発明の他の実施例によるスペクトル
拡散復調器の同期判定回路のブロック回路構成図であ
り、図において、８はＣＣＤを示す。
説明する。図２は本発明の他の実施例によるスペクトル
拡散復調器の同期判定回路のブロック回路構成図であ
り、図において、８はＣＣＤを示す。
【００２４】次に動作について説明する。上記実施例に
おいて、ＤＭＦ３は入力ベースバンドコードのディジタ
ル値とローカルＰＮコードのディジタル値との相関値を
求めたが、ＣＣＤ８の場合は上記各々のディジタル値に
相当する電荷の量により入力コード及びローカルＰＮコ
ードとの相関値を求めるものである。したがって、この
場合は入力ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換する必要はな
いが、最大値検出回路４をアナログ回路で構成する必要
がある。上記ＣＣＤ８以降の動作については上記実施例
と同様であり説明は省略する。
おいて、ＤＭＦ３は入力ベースバンドコードのディジタ
ル値とローカルＰＮコードのディジタル値との相関値を
求めたが、ＣＣＤ８の場合は上記各々のディジタル値に
相当する電荷の量により入力コード及びローカルＰＮコ
ードとの相関値を求めるものである。したがって、この
場合は入力ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換する必要はな
いが、最大値検出回路４をアナログ回路で構成する必要
がある。上記ＣＣＤ８以降の動作については上記実施例
と同様であり説明は省略する。
【００２５】
【発明の効果】以上のように、この発明の請求項１のス
ペクトル拡散復調器の同期判定回路によれば、変調用拡
散符号により変調された受信スペクトル拡散通信波を復
調するための同期判定を行うスペクトル拡散復調器の同
期判定回路において、上記変調用拡散符号と同一の擬似
的なランダム符号系列をもつ復調用拡散符号を発生する
拡散符号発生手段と，上記受信スペクトル拡散通信波と
上記復調用の拡散符号との相関値を求める相関手段と，
該相関手段の出力の最大値を検出する最大値検出手段と
からなる拡散符号捕捉手段と、上記所定の最大値の検出
タイミングにより初期化され、その後一定のタイミング
で制御信号を出力する制御手段と、上記初期化の後、該
制御手段から出力される制御信号のタイミングと上記最
大値検出手段から出力される最大値検出信号のタイミン
グとを比較することにより上記変調用拡散符号と上記復
調用拡散符号とが同期しているか否かを判定する比較手
段とを備えるようにしたので、回路を簡略化でき、また
入力ベースバンド信号のＣ／Ｎが低いレベルであっても
精度の高い同期判定を行うことができる効果がある。ま
た、この発明の請求項２のスペクトル拡散復調器の同期
判定回路によれば、請求項１のスペクトル拡散復調器の
同期判定回路において、上記相関手段として、ディジタ
ル・マッチド・フィルタを用いるようにしたので、多用
されるディジタル・マッチド・フィルタを用いて、回路
を簡略化でき、また入力ベースバンド信号のＣ／Ｎが低
いレベルであっても精度の高い同期判定を行うことがで
きる効果がある。 さらに、この発明の請求項３のスペク
トル拡散復調器の同期判定回路は、請求項１のスペクト
ル拡散復調器の同期判定回路において、上記相関手段と
して、チャージ・カップルド・デバイスを用いるように
したので、多用されるチャージ・カップルド・デバイス
を用いて、回路を簡略化でき、また入力ベースバンド信
号のＣ／Ｎが低いレベルであっても精度の高い同期判定
を行うことができる効果がある。
ペクトル拡散復調器の同期判定回路によれば、変調用拡
散符号により変調された受信スペクトル拡散通信波を復
調するための同期判定を行うスペクトル拡散復調器の同
期判定回路において、上記変調用拡散符号と同一の擬似
的なランダム符号系列をもつ復調用拡散符号を発生する
拡散符号発生手段と，上記受信スペクトル拡散通信波と
上記復調用の拡散符号との相関値を求める相関手段と，
該相関手段の出力の最大値を検出する最大値検出手段と
からなる拡散符号捕捉手段と、上記所定の最大値の検出
タイミングにより初期化され、その後一定のタイミング
で制御信号を出力する制御手段と、上記初期化の後、該
制御手段から出力される制御信号のタイミングと上記最
大値検出手段から出力される最大値検出信号のタイミン
グとを比較することにより上記変調用拡散符号と上記復
調用拡散符号とが同期しているか否かを判定する比較手
段とを備えるようにしたので、回路を簡略化でき、また
入力ベースバンド信号のＣ／Ｎが低いレベルであっても
精度の高い同期判定を行うことができる効果がある。ま
た、この発明の請求項２のスペクトル拡散復調器の同期
判定回路によれば、請求項１のスペクトル拡散復調器の
同期判定回路において、上記相関手段として、ディジタ
ル・マッチド・フィルタを用いるようにしたので、多用
されるディジタル・マッチド・フィルタを用いて、回路
を簡略化でき、また入力ベースバンド信号のＣ／Ｎが低
いレベルであっても精度の高い同期判定を行うことがで
きる効果がある。 さらに、この発明の請求項３のスペク
トル拡散復調器の同期判定回路は、請求項１のスペクト
ル拡散復調器の同期判定回路において、上記相関手段と
して、チャージ・カップルド・デバイスを用いるように
したので、多用されるチャージ・カップルド・デバイス
を用いて、回路を簡略化でき、また入力ベースバンド信
号のＣ／Ｎが低いレベルであっても精度の高い同期判定
を行うことができる効果がある。
【図１】この発明の一実施例によるスペクトル拡散復調
器の同期判定回路を示すブロック回路図である。
器の同期判定回路を示すブロック回路図である。
【図２】この発明の一実施例によるスペクトル拡散復調
器の同期判定回路を構成する最大値検出器の出力を示す
波形図である。
器の同期判定回路を構成する最大値検出器の出力を示す
波形図である。
【図３】この発明の他の実施例によるスペクトル拡散復
調器の同期判定回路を示すブロック回路図である。
調器の同期判定回路を示すブロック回路図である。
【図４】従来のスペクトル拡散復調器の同期判定回路を
示すブロック回路図である。
示すブロック回路図である。
【図５】ＤＭＦのブロック構成を示すブロック回路図で
ある。
ある。
【図６】ＤＭＦから出力されるマッチドパルスの波形を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図７】ＤＭＦにおいて入力コードとローカルＰＮコー
ドとの位相差を示す説明図である。
ドとの位相差を示す説明図である。
【図８】従来のスペクトル拡散復調器の同期判定回路に
おいて入力コードとＰＮコードとの一致，不一致時の相
関値を示す説明図である。
おいて入力コードとＰＮコードとの一致，不一致時の相
関値を示す説明図である。
１ 入力ベースバンド信号 ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ ＤＭＦ ４ 最大値検出器 ５ 比較器 ６ ＰＮ符号発生器制御器 ７ 同期判定出力 ８ ＣＣＤ １４ 拡散符号捕捉回路 １４ａ 拡散符号捕捉回路 １５ ローカルＰＮコード発生器
Claims (3)
- 【請求項１】 変調用拡散符号により変調された受信ス
ペクトル拡散通信波を復調するための同期判定を行うス
ペクトル拡散復調器の同期判定回路において、 上記変調用拡散符号と同一の擬似的なランダム符号系列
をもつ復調用拡散符号を発生する拡散符号発生手段と，
上記受信スペクトル拡散通信波と上記復調用の拡散符号
との相関値を求める相関手段と，該相関手段の出力の最
大値を検出する最大値検出手段とからなる拡散符号捕捉
手段と、 上記所定の最大値の検出タイミングにより初期化され、
その後一定のタイミングで制御信号を出力する制御手段
と、 上記初期化の後、該制御手段から出力される制御信号の
タイミングと上記最大値検出手段から出力される最大値
検出信号のタイミングとを比較することにより上記変調
用拡散符号と上記復調用拡散符号とが同期しているか否
かを判定する比較手段とを備えたことを特徴とするスペ
クトル拡散復調器の同期判定回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のスペクトル拡散復調器の
同期判定回路において、 上記相関手段として、ディジタル・マッチド・フィルタ
を用いたことを特徴とするスペクトル拡散復調器の同期
判定回路。 - 【請求項３】 請求項１記載のスペクトル拡散復調器の
同期判定回路において、 上記相関手段として、チャージ・カップルド・デバイス
を用いたことを特徴とするスペクトル拡散復調器の同期
判定回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22507091A JP2726178B2 (ja) | 1991-08-07 | 1991-08-07 | スぺクトル拡散復調器の同期判定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22507091A JP2726178B2 (ja) | 1991-08-07 | 1991-08-07 | スぺクトル拡散復調器の同期判定回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548571A JPH0548571A (ja) | 1993-02-26 |
| JP2726178B2 true JP2726178B2 (ja) | 1998-03-11 |
Family
ID=16823561
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22507091A Expired - Lifetime JP2726178B2 (ja) | 1991-08-07 | 1991-08-07 | スぺクトル拡散復調器の同期判定回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2726178B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3748805B2 (ja) * | 2001-11-06 | 2006-02-22 | クラリオン株式会社 | Ｇｐｓ受信装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0214634A (ja) * | 1988-06-30 | 1990-01-18 | Mitsubishi Electric Corp | スペクトル拡散通信用拡散コード同期判定回路 |
| JPH0270137A (ja) * | 1988-09-06 | 1990-03-09 | Mitsubishi Electric Corp | 直接拡散復調器 |
| JP2770995B2 (ja) * | 1989-10-24 | 1998-07-02 | キヤノン株式会社 | スペクトラム拡散通信用受信装置 |
| JPH0771021B2 (ja) * | 1989-12-21 | 1995-07-31 | 日本電気株式会社 | 同期回路 |
-
1991
- 1991-08-07 JP JP22507091A patent/JP2726178B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0548571A (ja) | 1993-02-26 |
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