JPH0265331A - スペクトラム拡散受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、スペクトラム拡散（ＳＳ）通信方式、特にＰ
Ｎ符号を用いる直接拡散方式の受信装置に関する。

〔従来の技術〕

ＳＳ通信方式の受信装置では、内蔵するＰＮ符号発生器
の位相をずらして、受信変ＵＲＰＮ符号との相関をとり
、この相関信号が同期状態で高いピク値を呈することか
ら通常、第７図に示す相関ピーク検出回路で、一定のｖ
ｔｈを超えると同期がとれたものとし、データの復調を
行なう、同期ピークの検出が正しく行なわれるためには
、相関関数が理想的な形からあまりずれていないことが
必要である。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、電力線を利用したＳＳ通信の場合のように、信
号伝送路の周波数特性が平坦でなく、ノイズが大きい線
路では、相関関数の波形が大きくずれ、第７図の相関ピ
ーク検出回路では、正しい同期点よりはずれた点で同期
と判定され正しい同期がとれない、このため、復調デー
タに誤りが生ずる。上記の欠点を除去するためには、何
らかの手段により、相関関数からノイズを除去する必要
がある。

本発明の目的は、受信信号の相関関数の波形処理を行な
い、Ｓ／Ｎを改善した相関関数を得ることにより、誤り
の少ない復調データを得るスペクトラム拡散通信方式の
受信装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のＳＳ受信装置は、特定のＰＮ符号がデータによ
り変調された受信信号とそのＰＮ符号との間の相関をと
る相関器と、該相関器の出力とＰＮ符号の自己相関関数
との間の相関演算をなし、該相関器の出力のノイズを除
去する波形処理手段と、を備え、該波形処理手段を経た
相関出力から同期検出、復調を行なうようにしたもので
ある。

〔作用〕

本発明の受信装置は、第１図に示す基本構成をもつもの
である。受信信号は特定のＰＮ符号をデータで変調した
信号であるが、相関器１でそのＰＮ符号との間の相関を
とり、この相関器出力信号ｌａが波形処理手段を備えた
波形処理回路２で波形処理される。波形処理された相関
信号２ａは相関ピーク検出回路３で、相関ピークが検出
される。

また、相関信号２ａは復調回路４で、復調される。

上記回路では省いているが、同期制御回路は相関ピーク
検出回路３の同期検出信号３ａを入力し、受信装置の同
期制御を行なう。

波形処理手段は、相関器出力信号１ａに含まれるノイズ
がもともと理想的な相関信号に無関係で相関がないこと
を利用して、相関器出力信号１ａとＰＮ符号の自己相関
関数との間の相関演算を行なうように構成される。した
がってこの波形処理手段を経た相関信号２ａはノイズが
抑圧される。

〔実施例〕

第１図に示した基本構成を実現する回路につき、以下図
面を参照して説明する。

Ａ、　波形処理回路 波形処理手段は、種々の回路で実現できる。相関器１の
相関器出力信号１ａがディジタル信号の場合には、第２
図のように、ディジタルフィルタのような構成とする。

ｄなる遅延時間を有する遅延素子２１　ｉｌｌ〜２１　
（ｎｌを直列にしてストリングとなし、各）〜ド信号に
重み係数２２　（０）〜２２（ｎｌを乗する枝路を設け
、各枝路の出力を加算器２３で加算して、出力する。こ
の重み係数２２（０）〜２２　（ｎｌは、数学的に得ら
れるＰＮ符号の自己相関関数のｄなる時間ごとの値とす
る。各遅延素子と各重み係数とは、お互いに対応するよ
うに順序づける。すなわち、自己相関関数の時間に対す
る関係を反転して、２２　（０）〜２２（ｎｌに時間逆
順にすればよい、ここで、遅延時間ｄは、システムクロ
ック（符号クロック）より小さい値をとれば、自己相関
関数がピークになる近傍で細かく相関器出力信号１ａと
の相関が得られるので、波形処理精度が向上する。遅延
素子２１　（１１〜２１（ｎｌの個数も自己相関関数の
有意な範囲をおおうように、適宜定める０次に、相関器
出力信号１ａがアナログ信号である場合には、第２図の
遅延素子のストリングに代えて、タップ付きアナログ遅
延線を用いればよい。

第２図の回路は、２つの信号のたたみこみ積分を行なう
ものであるから、別の実現手段として２つの信号をフー
リエ変換して、フーリエ変換の積として演算できる。す
なわち第３図に示すように、相関器出力信号１ａをフー
リエ変換器２４でフーリエ変換後、自己相関関数のフー
リエ変換値−２５と乗算器２６で演算し、その出力を逆
フーリエ変換器２７で、時間信号に変換すればよい、な
お、入力する相関器出力信号がディジタル信号であれば
、フーリエ変換はディスクリートフーリエ変換となる。

Ｂ、　　　ＰＮ符号および自己相関信号ＳＳ通信方式に
用いられるＰＮ符号としては、一般にＭ系列符号が用い
られる。この符号のスペクトラムは第４図ｆａｌのよう
なスペクトラムをもち、その自己相関関数は同図（ｂｌ
のようになる。したがって波形処理回路２の重み係数２
２　（０）〜２２ｆｎｌは、この波形を適宜の時間間隔
（遅延時間ｄ）でサンプルした数値とする。自己相関関
数の有意な範囲は２ビツトクロフタであるので、この２
ビフトクロツクを含み、それより広い範囲で適切な精度
で波形処理を行なえるように、遅延時間ｄ、および遅延
素子数をきめる。ところで、ＳＳ通信方式を電力線に適
用する場合には、周波数に法規上の制限（１０ＫＨｚ〜
４５０　ＫＨｚ）があるので、送信ＰＮ符号は低域周波
数帯を遮断して送出する。

このため、もっともエネルギーの大きい周波数成分が遮
断されること、また電力線伝送中のノイズはこの領域に
発生頻度が大きい等のことから、Ｓ／Ｎが劣化する問題
がある。そのため電力線伝送方式ではＭ系列をバイフェ
ーズ化したマンチェスタ符号が用いられる。マンチェス
タ符号は、Ｍ系列とクロック信号とのＥＸ−ＯＲとをと
った符号であって、そのスペクトラムは第５図（１１）
のように、スペクトラムの中心が周波数の高い方に移る
。自己相関関数は、同図中）のような波形となる。この
自己相関関数から、重み係数を決める方法はＭ系列符号
と同一である。

Ｃ１相関器 相関器としては、−Ｓには、受信信号と受信装置に内蔵
するＭ系列符号発生器の出力と１ビツトずつ乗算を行な
い、低域通過フィルタを介して高周波を除去する形式の
ものが用いられる。このタイプのものは、受信信号の各
時点について、乗積をとり、低域通過フィルタにより積
分平均化を行なうものであり、本発明でもこのタイプの
ものを用いうろことはいうまでもない、この相関器は低
域通過フィルタのため時間遅れがある。

これに対し、リアルタイムの動作が特に問題になる場合
には、次に示す別のタイプの相関器を使用すればよい、
ディジタル信号人力の場合には、第６図（ａｌに示すよ
うに、ＰＮｒｉ１期のビー・ト数に等しい段数のシフト
レジスタ１１に入力し各段からの枝路に、受信装置の特
定のＰＮ符号の波形の各ビット値Ｐ（０）〜Ｐ　ｆｎ＋
を対応して係数として定め、各段の出力に乗算して、す
べての乗算値を加算器１２で加算する。この対応の仕方
は波形処理回路の重み係数と同じく時間逆順にする。こ
のタイプは１周期の各ビットにつき並列に演算するので
、リアルタイムで相関をとることができる。

アナログ信号の場合には、シフトレジスタ１１をタップ
付き遅延線に置きかえればよい。さらに、アナログ信号
、ディジタル信号の両者に応用できる相関器としては、
受信信号と内蔵するＰＮ符号発生器の出力信号とを入力
し、非線形特性を利用する弾性表面波コンボルバが用い
られる。

Ｄ、　相関ピーク検出回路 第１図に示す相関ピーク検出回路３は相関波形のピーク
を検出し、同期検出信号を出力する。この回路を第７図
に示す、相関信号２ａを絶対値回路３１で絶対値信号と
してから、ＰＮ期間の積分平均値を積分回路３２で求め
、固定のしきい値（Ｖｔｈ）３３と比較器３４で比較す
る。Ｖｔｈ３３を超えたときに同期と判定し、同期検出
信号を出力する。この回路に入力する相関信号２ａは波
形処理回路２を経ているので、ノイズは抑制されている
から、ノイズによる誤差は少ない。

しかし、線路の関係で、相関信号２ａの出力レベルの変
動が大きい場合には、前記回路のように固定的なりｔｈ
３３では誤動作を生ずることがある。このような場合に
は本願出願人による特願昭５９−１８ｇ０４−’７号の
相関ピーク検出回路を用いればよい。この回路は第８図
に示すように、波形処理回路２を経た相関信号２ａを絶
対値回路５１で絶対値信号としてから、第１しきい値発
生回路５２で、積分平均値から振幅適応の第１しきい値
Ｖ、ｔｈを定め、ＰＮ周期ごとに絶対値信号をこのｖ、
ｔｈと比較回路５３で比較し、このｖ、ｔｈを超え、さ
らに経験的に得られる最低の相関ピーク値を識別するた
めに定めた第２しきい値Ｖ２ｔｈと比較回路５４で比較
し、ｖ、ｔｈを絶対値信号が超えていれば同期と検出す
る。ｖ、ｔｈは相関信号２ａのレベルに対応して定めら
れるので、レベル変動による同期検出の誤検出はない。

以上、Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄで各部につき説明したＳＳ受信装
置は、入力信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号として
から入力するようにしてもよいし、アナログ信号そのま
まで入力し、回路の系統の適当な個所で、ディジタル信
号に変換し、最終的にはディジタルデータとして出力す
るようにもできる。

〔発明の効果〕

本発明では、ＰＮ符号を変調した受信信号とＰＮ符号と
の相関をとった相関器の出力信号を波形処理し、出力信
号に含まれるノイズ成分を抑圧することを可能としたも
のである。これによりノイズによる相関ピーク検出の誤
検出をふせぎ、復調データに誤りが生じないようにした
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示す図、第２図は波形処理
回路の１例のブロック図、第３図はフーリエ変換を利用
する波形処理回路のブロック図、第４図はＰＮ符号およ
びその自己相関関数のスペクトラム、第５図はマンチェ
スタ符号およびその自己相関関数のスペクトラム、第６
図は相関器の１例を示す図、第７図、第８図は相関ピー
ク検出回路の例を示す図である。 １−相関器、 ２−・・波形処理回路（波形処理手段）、３−相関ピー
ク検出回路、　　４−復調回路、２１　ｆｔ１〜２１　
ｆｎ）−遅延素子、２２　（０）〜２２　＋ｎｌ−重み
係数、　２３・・加算器、２４・・・フーリエ変換器、 ２５・−・（自己相関関数の）フーリエ変換値、２６−
乗算器、　２７・・・逆フーリエ変換器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　スペクトラム拡散通信方式の受信装置において、特
   定のＰＮ符号がデータにより変調された受信信号とその
   ＰＮ符号との間の相関をとる相関器と、該相関器の出力
   とＰＮ符号の自己相関関数との間の相関演算をなし、該
   相関器の出力のノイズを除去する波形処理手段と、を備
   え、該波形処理手段を経た相関出力から同期検出、復調
   を行なうことを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。 ２　波形処理手段が、相関器出力を一定単位時間の遅延
   素子からなるストリングに導き、ストリングの各ノード
   に対して、重み係数としてＰＮ符号の自己相関関数の前
   記一定単位時間ごとの数値を対応的に定めておいて、各
   ノードの信号値に前記重み係数を乗算し、すべての乗算
   値を加算してなることを特徴とする請求項１記載のスペ
   クトラム拡散受信装置。 ３　請求項２記載のスペクトラム拡散受信装置において
   、波形処理手段が、一定単位時間の遅延素子からなるス
   トリングに代えて、タップ付きアナログ遅延線を用いる
   スペクトラム拡散受信装置。 ４　波形処理手段が、相関器出力をフーリエ変換し、該
   フーリエ変換スペクトラムと、ＰＮ符号の自己相関関数
   のフーリエ変換スペクトラムとを乗算した後、逆フーリ
   エ変換するものであることを特徴とする請求項１記載の
   スペクトラム拡散受信装置。 ５　請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置において
   、ＰＮ符号がＭ系列符号であるスペクトラム拡散受信装
   置。 ６　請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置において
   、ＰＮ符号がＭ系列符号をバイフェーズ化したマンチェ
   スタ符号であるスペクトラム拡散受信装置。 ７　相関器として、受信信号をＰＮ符号の符号長と等し
   い段数のシフトレジスタに導き、各段の信号値に、受信
   装置に特定されたＰＮ符号の各ビット値と、対応的に乗
   算し、すべての乗算値を加算するタイプのものを用いる
   請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置。８　請求項
   ７記載のスペクトラム拡散受信装置において、相関器と
   して、多段のシフトレジスタに代えてタップ付き遅延線
   を用いるスペクトラム拡散受信装置。 ９　相関器として、受信信号と内蔵するＰＮ符号発生器
   の出力信号とを入力し、相互の相関をとる弾性表面波コ
   ンボルバを用いる請求項１記載のスペクトラム拡散受信
   装置。 １０　請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置におい
   て、波形処理手段を経た相関出力の絶対値をとり、一定
   時間積分して平均化処理した値が固定のしきい値を超え
   るか否かにより同期検出と判定することを特徴とするス
   ペクトラム拡散受信装置。 １１　請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置におい
   て、波形処理手段を経た相関出力の絶対値をとり、絶対
   値の積分平均値から定める振幅適応の第１しきい値を定
   め、ＰＮ周期ごとの絶対値と比較し、絶対値がこの第１
   しきい値を超え、しかも経験的に得られる最低の相関ピ
   ーク値を識別するために定めた第２しきい値を超えた場
   合に、同期検出と判定すること特徴とするスペクトラム
   拡散受信装置。