JPH08181634A - スペクトル拡散通信方式およびその受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 回路規模を小さくし、かつ搬送波再生をする
ことなくデータ転送を行うスペクトル拡散通信方式を提
供する。 【構成】 スペクトル拡散通信システムの送信側から転
送されてきたデータを受信すると、乗算器１は、その受
信データに水晶発振器２が出力する周期波を乗算する。
乗算器１の出力データを、ローパスフィルタ３でフィル
タリングした後、リミッタ４において２値化する。乗算
器５および遅延回路６は、その２値化データを差動復号
する。相関回路８は、その復号されたデータとＰＮ符号
発生回路７が生成したＰＮ符号との相関をとり、相関が
とれたタイミングでのデータを転送されてきたデータと
して出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、搬送波再生を行うこと
なく受信データの復調を行えるスペクトル拡散通信方式
およびその受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散通信は、情報を伝送する
のに必要な周波数帯域に対して、遙かに大きな帯域に拡
散させた信号を利用して通信を行う方式である。このス
ペクトル拡散通信方式は、その拡散方法のちがいによ
り、ＤＳ（直接拡散）方式、周波数ホッピング方式、時
間ホッピング方式等が知られている。以下では、ＤＳ方
式について説明する。

【０００３】ＤＳ方式では、送信側において、送信デー
タにＰＮ（Pseudo Noise：疑似雑音）符号を乗じること
によってその送信データを拡散変調し、広帯域のスペク
トル拡散信号を得る。ＰＮ符号は、送信データ速度と比
べて極めて速い２値データであり、このＰＮ符号によっ
て拡散された送信データのスペクトル幅は、ＰＮ符号の
帯域幅となる。なお、上記変調は、通常、ＰＳＫ変調と
ともに行われる。

【０００４】受信側では、送信側において変調されたデ
ータに対して、送信側で使用したＰＮ符号と同じＰＮ符
号を乗じることによって逆拡散処理を行い、元の送信デ
ータを取り出す。このとき、受信データに対して乗算す
るＰＮ符号の位相は、送信側で使用したＰＮ符号と同じ
位相である必要があり、この位相合わせのための同期処
理が行われる。

【０００５】図１０は、上記スペクトル拡散通信システ
ムの受信側における同期検波回路を示す回路ブロック図
である。ＲＦ／ＩＦ回路１０１は、ＲＦ帯域の搬送波に
乗せられて転送されてきたデータをＩＦ帯域のデータに
変換する。乗算器１０２ａはＲＦ／ＩＦ回路１０１から
の出力データに後述する手段で再生される搬送波を乗ず
る。乗算器１０２ａから出力されたデータは、ローパス
フィルタ１０３ａを通過した後、相関回路１０４ａに入
力される。相関回路１０４ａは、入力データにＰＮ符号
発生回路１０５ａが生成するＰＮ符号を乗じ、それらの
相関がとれたタイミングのデータを再生データとして出
力する。なお、各部１０２ｂ〜１０５ｂは、上記各部１
０２ａ〜１０５ａと同様の動作を行う。

【０００６】乗算器１０６は、相関回路１０４ａ及び１
０４ｂの出力（ローパスフィルタ１０３ａおよび１０３
ｂの出力としてもよい）を乗算する。搬送波再生回路１
０７は、ＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator ：電
圧制御発振器）を有し、乗算器１０６の出力電圧に応じ
た周波数のサイン波（再生搬送波）を出力する。搬送波
再生回路１０７が出力する再生搬送波は、乗算器１０２
ｂには直接入力され、乗算器１０２ａには、π／２位相
差回路１０８を介して入力される。

【０００７】このように、上記同期検波回路では、受信
データから搬送波を再生し、その再生搬送波を用いて受
信信号をベースバンドに変換し、その後送信側と受信側
でのＰＮ符号の位相同期を行い、受信側においてデータ
を取り出す。

【０００８】上記スペクトル拡散通信システムの受信側
においてデータを取り出す他の構成としては、図１１に
示す遅延検波回路が知られている。乗算器１１１は、搬
送波に乗せられて転送されてきたデータと、遅延回路１
１２の出力とを乗算する。遅延回路１１２は、上記搬送
波に乗せられて転送されてきたデータを所定値（送信側
において差動符号化するときに用いた遅延値と同じ値で
あり、たとえば、ＰＮ符号の１チップ）だけ遅延させ
る。乗算器１１１の出力は、ローパスフィルタ１１３を
通過した後、相関回路１１４に入力される。相関回路１
１４は、入力データにＰＮ符号発生回路１１５が生成す
るＰＮ符号を乗じ、それらの相関がとれたタイミングの
データを再生データとして出力する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１０に示
す同期検波回路では、搬送波再生回路１０７を用いて受
信データから搬送波を再生する構成であるが、搬送波再
生回路１０７はＶＣＯ等を含み、アナログ処理を行う回
路が多いため、その回路規模が大きいという欠点があ
る。

【００１０】また、搬送波再生回路１０７が再生する搬
送波の周波数は、実際の搬送波の周波数（ここでは、Ｒ
Ｆ／ＩＦ回路１０１によって変換された後の搬送波周波
数）に一致するように非常に高い再生精度が要求され
る。すなわち、実際の搬送波周波数と上記再生された搬
送波の周波数との間に差異が生じると、相関回路１０４
において正確な相関タイミングを検出することができ
ず、その結果、データ再生ができなくなってしまう。し
かしながら、搬送波の周波数が高くなるにつれて、搬送
波再生は困難になり、また、高い精度を得るために使用
される電子部品は一般に高価であるためコストが上昇し
てしまうという問題がある。

【００１１】一方、図１１に示す遅延検波回路では、そ
の大部分の処理がアナログ的に行われるので、上記同期
検波回路と同様に、回路規模が大きいという欠点があ
る。また、遅延回路１１２のディレイ値は、たとえば、
ＰＮ符号の１チップであるが、このディレイ値には非常
に高い精度が要求される。すなわち、このディレイ値の
誤差が大きくなると、相関回路１１４において正確な相
関タイミングを検出することができず、その結果、デー
タ再生ができなくなってしまう。しかしながら、要求さ
れるディレイ値の精度は、ＰＮ符号の帯域にもよるが、
ナノ秒のオーダーであり、その調整は困難である。ま
た、高い精度を得るために使用される電子部品は一般に
高価であるためコストが上昇してしまうという問題があ
る。

【００１２】本発明は、上記課題を解決するものであ
り、回路規模を小さくし、かつ搬送波再生をすることな
くデータ転送を行うスペクトル拡散通信方式およびその
受信装置を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に記載
の受信装置は、データ転送に際して所定パターンのＰＮ
符号を用いるスペクトル拡散通信方式を前提とし、以下
の各手段を有する。発振手段（例えば、図１の水晶発振
器２）は、所定の周波数の周期波を出力する。乗算手段
（例えば、図１の乗算器１）は、上記発振手段が出力す
る周期波と受信データとを乗算する。２値化手段（例え
ば、図１のリミッタ４）は、上記乗算手段の出力を２値
化する。相関手段（例えば、図１のＰＮ符号発生回路７
および相関回路８）は、上記２値化手段の出力と上記Ｐ
Ｎ符号との相関をとる。

【００１４】本発明の受信装置は、送信側において差動
符号化を行う場合には、請求項２に記載のように、遅延
回路を用いて上記２値化手段の出力を差動復号化する復
号化手段（例えば、図１の乗算器５及び遅延回路６）を
設けるようにしてもよい。

【００１５】また、上記請求項１または２の受信装置の
構成を前提とし、上記相関手段において相関がとれたタ
イミングで該相関手段に入力されているデータを積分
し、その積分値に従ってデジタル値を判定するデータ判
定手段（例えば、図５(a) の相関部２１、データ保持回
路２２、積分器２３およびリミッタ２４）、または、上
記相関手段において相関がとれたタイミングで該相関手
段に入力されているデータ内の０値のチップ数および１
値のチップ数に従ってデジタル値を判定するデータ判定
手段（例えば、図５(b) の相関部２１、データ保持回路
２２および“１”検出回路２５）をさらに設けてもよ
い。

【００１６】本発明の請求項５に記載のスペクトル拡散
通信方式は、データ転送に際して所定パターンのＰＮ符
号を用い、送信装置と受信装置との間ではデータを所定
周波数の搬送波に乗せて転送する方式を前提とする。そ
して、上記受信装置は、所定の周波数の周期波を出力す
る発振手段、該発振手段が出力する周期波と上記送信装
置から送信されたデータとを乗算する乗算手段、該乗算
手段の出力を２値化する２値化手段、該２値化手段の出
力と上記ＰＮ符号との相関をとる相関手段、および該相
関手段において相関がとれたタイミングで該相関手段に
入力されているデータに基づいてデジタル値を判定する
データ判定手段とを有する構成であり、上記ＰＮ符号の
周波数を、上記搬送波の周波数と上記周期波の周波数と
の差の４倍以上とする。

【００１７】本発明の請求項６に記載のスペクトル拡散
通信方式は、データ転送に際して所定パターンのＰＮ符
号を用い、送信側において差動符号化を行い、受信側に
おいて差動復号化を行う方式を前提とする。そして、上
記差動符号化および復号化は上記ＰＮ符号の１チップの
Ｎ（Ｎは自然数）倍を遅延値として行う。

【００１８】

【作用】本発明の受信装置は、受信データから再生する
搬送波の代わりに、発振手段が生成する周期波を利用す
るので、搬送波再生が不要となる。ここで、該周期波の
周波数と実際の搬送波の周波数とが一致しない場合に
は、転送データを再生するときにＰＮ符号のチップ単位
でのエラーが発生する可能性があるので、そのエラーを
回避するためにデータ判定手段を設ける。データ判定手
段は、ＰＮ符号によって逆拡散されたデータを、例えば
積分し、その積分値に従って再生すべきデータのデジタ
ル値（すなわち“０”または“１”）を決定するので、
上記周期波の周波数と実際の搬送波の周波数との差異周
波数に比べてＰＮ符号の周波数を十分大きく設定すれ
ば、当該データビットに割り当てられている複数のチッ
プに対してチップ誤りの数は少なくなり、正確に転送デ
ータを再生することができる。

【００１９】また、２値化手段を用いてデータをデジタ
ル化するので、以降、デジタル処理を行うことができ、
アナログ的な厳しい精度要求がなくなる。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。図１は、本発明のスペクトル拡散通信
システムの一実施例の受信装置の要部ブロック図であ
る。乗算器１は、搬送波に乗せられて送信装置側から転
送されてきたデータと、水晶発振器２の出力信号とを乗
算する。この搬送波の周波数は、たとえば２．４ＧＨｚ
である。水晶発振器２は、上記搬送波と同じ周波数、す
なわち、２．４ＧＨｚの固定周波数の周期波を出力す
る。ローパスフィルタ３は、ベースバンド付近の帯域の
信号のみを通過させるフィルタであり、乗算器１の出力
信号をフィルタリングする。リミッタ４は、ＰＮ符号の
１チップ単位でローパスフィルタ３の出力値を監視し、
その値と予め設定してあるリミット値との大小関係に従
ってデータを２値化（デジタル化）する。すなわち、リ
ミッタ４は、１ビットＡ／Ｄ変換処理を行う。

【００２１】乗算器５は、リミッタ４の出力信号と遅延
回路６の出力信号とを乗算する。遅延回路６は、リミッ
タ４の出力信号を遅延させて乗算器５に入力させる。乗
算器５および遅延回路６は、送信装置で差動符号化され
たデータに対する復号化処理を行う。したがって、遅延
回路６の遅延値は、送信装置において差動符号化すると
きに用いられる遅延値と同じ値であり、この実施例で
は、ＰＮ符号の１チップである。

【００２２】ここで、図２(a) に送信装置の差動符号化
回路を、図２(b) に受信装置の差動復号化回路の回路図
を示す。差動符号化回路は、図２(a) に示すように、入
力信号がイクスクルーシブＮＯＲ回路１１の一方の入力
端子に入力され、イクスクルーシブＮＯＲ回路１１の他
方の入力端子には、イクスクルーシブＮＯＲ回路１１の
出力信号を遅延回路１２で遅延させた信号が入力される
構成である。一方、差動復号化回路は、図２(b) に示す
ように、入力信号がイクスクルーシブＮＯＲ回路１５の
一方の入力端子に入力され、イクスクルーシブＮＯＲ回
路１５の他方の入力端子には、上記入力信号を遅延回路
１６で遅延させた信号が入力される構成である。なお、
イクスクルーシブＮＯＲ回路１５および遅延回路１６
は、それぞれ、図１の乗算器５および遅延回路６に対応
する。なお、上記イクスクルーシブＮＯＲ回路１１およ
び１５を、それぞれイクスクルーシブＯＲ回路で置換え
る構成としてもよい。

【００２３】図２において、遅延回路１１および遅延回
路１６の遅延値は、互いに同じ値であればよく、例え
ば、ＰＮ符号の１チップのＮ（Ｎは自然数）倍とする。
なお、この実施例では、遅延回路１１および遅延回路１
６の遅延値はＰＮ符号の１チップである。

【００２４】図１に戻る。ＰＮ符号発生回路７は、送信
装置において乗算されるＰＮ符号と同じパターンのＰＮ
符号を相関回路８に供給する。相関回路８は、マッチド
フィルタを有し、乗算器５からの出力信号を順次入力さ
せたときに、その出力がピーク値となる（相関検出）タ
イミングによって送信装置と受信装置でのＰＮ符号の位
相同期を検出する。そして、そのタイミングにおける乗
算器５からの出力信号にＰＮ符号を乗算したデータを再
生データとして出力する。尚、ここでは、乗算器５の出
力信号とＰＮ符号とを乗算したものを再生データとする
と記載したが、後述するデータ判定処理を行うようにし
てもよい。

【００２５】次に、本実施例のスペクトル拡散通信方式
の動作を説明する。図３は送信装置の動作を説明する図
であり、図４は受信装置の動作を説明する図である。図
３(a) は、転送すべき１ビットのデータ（オリジナルデ
ータ）が“１”であることを示している。この実施例で
は、ＰＮ符号を用いてデータを拡散するときに、各ビッ
トのデータに対して１０チップを割り当てる。

【００２６】上記オリジナルデータにＰＮ符号を乗算す
ると、図３(b) に示すように、拡散変調された状態とな
る。続いて、このＰＮ符号によって拡散されたデータ
を、図２(a) に示す差動符号化回路を用いて符号化す
る。この符号化された状態のデータを図３(c) に示す。
そして、図３(c) に示す状態のデータを、２．４ＧＨｚ
の搬送波に乗せて受信装置に対して送信する。

【００２７】受信装置では、２．４ＧＨｚの搬送波に乗
せられて送信装置から転送されてきたデータを受信する
と、乗算器１において、その受信データに水晶発振器２
が生成する周期波（搬送波）を乗算することによって、
その受信データをベースバンド付近に周波数変換する。
この周期波は、送信装置において生成される搬送波とは
独立して水晶発振器２が生成するものである。このた
め、実際の搬送波の周波数と、この周期波の周波数とは
完全には一致しない場合がある。

【００２８】この２つの周波数が一致しない場合には、
受信データにこの周期波を乗算しても、図４(a) に示す
ような搬送波オフセットが残ってしまう。搬送波オフセ
ットの周波数は、実際の搬送波の周波数と水晶発振器２
が生成する周期波の周波数との差異である。図４(a) に
示す例では、当該データビットの左から３チップ目と４
チップ目の間でオフセット値が正から負に反転してい
る。したがって、乗算器１において、受信データに上記
周期波を乗算したときの出力データは、搬送波オフセッ
トが図４(a) の状態であったとすると、図４(b) に示す
状態となる。

【００２９】乗算器１の出力データは、ローパスフィル
タ３においてノイズ等が除去された後に、リミッタ４に
よって２値化（デジタル化）される。この２値化された
データは、図４(c) に示す状態となる。同図のデータパ
ターンは、図３(c) と比較すると、当該データビットの
左から４チップ目〜１０チップ目の値が、搬送波オフセ
ットによって反転させられた状態となっている。

【００３０】続いて、リミッタ４の出力データを図２
(b) に示す差動復号化回路を用いて復号化すると、図４
(d) に示す状態となる。この復号化されたデータパター
ンと、図３(b) とを比較すると、搬送波オフセットが当
該データビットの左から３チップ目と４チップ目の間で
反転しているので、当該データビットの左から３チップ
目の値が誤っている（“０”が“１”になっている）。

【００３１】相関回路８は、上記復号化データを受信し
て１チップごとにＰＮ符号との相関をとり、その出力が
ピーク値となる（相関検出）タイミングを監視する。こ
のピーク値の検出は、例えばマッチドフィルタを用いて
行われる。そして、このピークを検出したタイミングで
の上記復号化データにＰＮ符号を乗算することによって
逆拡散変調したデータを出力する。この逆拡散変調され
たデータは、図４(e)に示す状態である。

【００３２】相関回路８の出力データは、搬送波オフセ
ットの周波数が０（搬送波オフセットがない）であると
すると、図３(a) に示すオリジナルデータと同じになる
はずである。しかしながら、図４(a) に示すような搬送
波オフセットがあるので、相関回路８の出力データは、
オリジナルデータとは一致せず、チップ誤りが発生す
る。ここで、相関回路８の出力データのチップ誤りの個
数は、当該データビットにおいて、搬送波オフセットの
値が正と負の間で反転する回数と同じである。すなわ
ち、図４(a) に示すように、当該データビットにおいて
搬送波オフセットの値が１度反転する場合には、相関回
路８の出力データは、オリジナルデータに対して１チッ
プだけ誤りデータとなる。

【００３３】ＰＮ符号を乗算することによって逆拡散変
調されたデータは、上述のように、チップ誤りを含んで
いる可能性があるので、データ判定処理を行う。以下、
図５を参照しながら、データ判定部の処理を説明する。
なお、データ判定部は、例えば、図１の相関回路８の内
部に設ける。

【００３４】図５(a) は、データ判定部の一実施例の構
成を示す回路ブロック図である。相関部２１は、ＰＮ符
号と受信データとの相関を監視するとともに、それらを
乗算した値をチップ毎に各データ保持回路２２−１〜２
２−１０に格納する。データ保持回路２２−１〜２２−
１０は、たとえば、それぞれフリップ・フロップ回路か
らなり、転送データの１ビットに対して割り当てるＰＮ
符号のチップ数と同じ個数だけ設ける。そして、ＰＮ符
号と受信データとの相関が検出されたタイミングで、各
データ保持回路２２−１〜２２−１０に格納されている
データを積分回路２３へ転送する。

【００３５】積分回路２３は、その転送されてきたデー
タを積分し、その積分値をリミッタ２４へ通知する。リ
ミッタ２４には、予め所定のリミット値が設定されてお
り、上記積分値と該リミット値との大小関係をチェック
する。そして、上記積分値の方が大きい場合には、当該
データビットの値を“１”とみなし、送信装置からの転
送データを再生した値として“１”を出力する。一方、
上記積分値の方が小さい場合には、当該データビットの
値を“０”とみなし、再生データとして“０”を出力す
る。

【００３６】図５(b) は、データ判定部の他の構成例の
回路ブロック図である。同図において、相関部２１がＰ
Ｎ符号と受信データとの相関を検出すると、その検出タ
イミングで各データ保持回路２２−１〜２２−１０に格
納されているデータを“１”検出回路２５へ転送する。
“１”検出回路２５は、上記転送されてきたデータの中
に含まれている“１”の個数（“１”を示すチップの
数）を数える。そして、その“１”の個数と、転送デー
タの１ビットに対して割り当てるＰＮ符号のチップ数の
半分の値とを比較する。例えば、上述の例では、転送デ
ータの１ビットに対して１０チップを割り当てているの
で、“１”検出回路２５は、上記転送されてきたデータ
の中に含まれている“１”の個数が５個以上である否か
をチェックする。“１”の個数が５個以上であれば、当
該データビットの値を“１”とみなし、送信装置からの
転送データを再生した値として“１”を出力する。一
方、５個以下であれば、当該データビットの値を“０”
とみなし“０”を出力する。

【００３７】図３および図４に示した例では、図４(e)
に示す状態のデータが“１”検出回路２５に入力され
る。この場合、“１”を示すチップ数が９個であり、
“０”を示すチップ数が１個であるので、当該データビ
ットの値を“１”とみなし、当該データビットの再生デ
ータとして“１”を出力する。このように、チップ誤り
が発生した場合においても、オリジナルデータを正確に
再生することができる。

【００３８】次に、図６〜図８を参照しながら、デジタ
ルマッチドフィルタを用いて、相関検出およびデータ再
生を行う方式を説明する。図６は、デジタルマッチドフ
ィルタ部（ＤＭＦ）３０の入出力を説明する概念図であ
る。デジタルマッチドフィルタ部３０には、乗算器５に
よって乗算されたデータ（rdat）、ＰＮ符号発生回路７
によって生成されたＰＮ符号（PN）、リセット信号（rs
t ）、およびクロック（clk ）が入力される。そして、
デジタルマッチドフィルタ部３０は、相関値（ssokn ）
および再生データ（sdat）を出力する。尚 デジタルマ
ッチドフィルタ部３０は、図１の相関回路８に対応す
る。

【００３９】図７は、デジタルマッチドフィルタ部３０
の回路図である。ここでは、１ビットの転送データに対
して１２８チップを割り当てた構成とし、また、相関検
出の精度を高めるために、２倍オーバーサンプリング方
式を用いた構成とする。

【００４０】フリップフロップ３１−１・・・３１−１
２８（合計１２８個）は、ＰＮ符号発生回路７によって
生成されたＰＮ符号を格納するフリップフロップ群であ
り、フリップフロップ３１−ｉのＱ出力がフリップフロ
ップ３１−ｉ＋１のＤ端子に入力される。そして、フリ
ップフロップ３１−１のＤ端子に供給されるＰＮ符号
は、クロックclk1によって１段ずつシフトされてゆき、
１２８チップからなるＰＮ符号が格納された時点でクロ
ックを停止し、その値を保持する。

【００４１】フリップフロップ３２−１ａ，３２−１ｂ
・・・３２−１２８ａ，３２−１２８ｂ（合計２５６
個）は、データrdatを格納するフリップフロップ群であ
り、各フリップフロップのＱ出力が次フリップフロップ
のＤ端子に入力される。フリップフロップ３２−１ａの
Ｄ端子に供給されるデータrdatは、クロックclk2によっ
て１段ずつシフトされてゆく。このクロックclk2の周波
数は、２倍オーバーサンプリングを行うために、ＰＮ符
号の周波数（チップのクロック周波数）の２倍である。
たとえば、データ転送速度が６４kbpsの場合、０．０６
４×１２８×２＝１６．３８４ＭＨｚとなる。

【００４２】フリップフロップ３２−ｊａ，３２−ｊｂ
のＱ出力は、各イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−ｊ
ａ，３３−ｊｂの一方の端子に入力される。また、フリ
ップフロップ３１−ｉのＱ出力は、各イクスクルーシブ
ＮＯＲ回路３３−ｉの他方の端子に入力される。そし
て、各イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａ，３３−
１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８ｂ（合計２５
６個）の各出力は、加算回路３４に入力される。

【００４３】加算回路３４は、イクスクルーシブＮＯＲ
回路３３−１ａ，３３−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３
３−１２８ｂから出力された論理値を加算する。すなわ
ち、“１”を出力したイクスクルーシブＮＯＲ回路の数
を求める。

【００４４】加算回路３４によって算出された加算値su
m1は、減算回路３５、コンパレータ３６およびセレクタ
３７に入力される。減算回路３５は、sum2 = 256 - sum
1 を実行し、sum2をコンパレータ３６およびセレクタ３
７に対して出力する。

【００４５】コンパレータ３６は、sum1とsum2の大小関
係を調べ、sum1＞sum2であった場合には、“１”を出力
し、sum1≦sum2であった場合には、“０”を出力する。
セレクタ３７は、コンパレータ３６の出力値が“１”で
あった場合にsum1を出力し、コンパレータ３６の出力値
が“０”であった場合にsum2を出力する。

【００４６】フリップフロップ３８は、セレクタ３７の
出力を相関値ssokn として出力し、フリップフロップ３
９は、コンパレータ３６の出力値をsdatとして出力す
る。上記デジタルマッチドフィルタ部において、データ
rdatはクロックclk2に従って順次シフトされてゆき、各
タイミングにおけるデータrdatとＰＮ符号との相関を調
べることによって、データの再生タイミングを検出す
る。以下、相関検出およびデータ再生方法を説明する。

【００４７】まず、あるタイミングにおいて、データrd
atとＰＮ符号とが完全に一致（各チップの値が互いにす
べて等しい）したとする。この場合、フリップフロップ
３１−１に保持されている値と、フリップフロップ３２
−１ａおよび３２−１ｂに保持されている値とは同じな
ので、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａおよび３
３−１ｂの出力は“１”となる。同様にして、イクスク
ルーシブＮＯＲ回路３３−２ａ，３３−２ｂ・・・３３
−１２８ａ，３３−１２８ｂの各出力も“１”となる。
この結果、加算器３４が出力する加算値sum1は、２５６
になる。加算値sum1が２５６のときは、sum2の値は０と
なるので、コンパレータ３６は“１”を出力し、セレク
タ３７は“２５６”を出力する。そして、フリップフロ
ップ３８は、相関値ssokn として“２５６”を出力し、
フリップフロップ３９は、sdatとして“１”を出力す
る。

【００４８】一方、あるタイミングにおいて、データrd
atとＰＮ符号の各チップの値が、互いにすべて異なる場
合を考える。この場合、イクスクルーシブＮＯＲ回路３
３−１ａ，３３−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１
２８ｂの各出力は“０”となる。この結果、加算器３４
が出力する加算値sum1は、０になる。加算値sum1が０の
ときは、sum2の値は２５６となるので、コンパレータ３
６は“０”を出力し、セレクタ３７は“２５６”を出力
する。そして、フリップフロップ３８は、相関値ssokn
として“２５６”を出力し、フリップフロップ３９は、
sdatとして“０”を出力する。

【００４９】上記２つの例は、それぞれ、転送データ
“１”および“０”が、搬送波オフセット等によるチッ
プ単位でのデータ反転を受けることなく転送された場合
において、データを再生すべきタイミングでの出力を示
している。この場合、相関値ssokn が最大（２５６）と
なる。もし、搬送波オフセット等の影響により、チップ
単位でデータ反転が発生した場合には、相関値ssokn は
２５６にはならないが、搬送波オフセットの周波数がＰ
Ｎ符号の周波数に比べて十分に小さければ、相関値ssok
n は２５６に近い値となる。また、搬送波オフセットの
周波数がＰＮ符号の周波数と比べて十分に小さければ、
sdatは、転送データ“１”および“０”を正確に再生す
る。

【００５０】データを再生すべきタイミング以外のタイ
ミングでは、データrdatとＰＮ符号との相関は低い。こ
のため、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−１ａ，３３
−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８ｂの出力は
“１”と“０”とをランダムに含んだものとなる。した
がって、加算器３４が出力する加算値sum1は、“０”と
“２５６”の中間程度の値となる。この結果、相関値ss
okn は、１２８に近い値（最低値は、１２８）となる。

【００５１】このように、相関値ssokn は、データrdat
とＰＮ符号との相関を示す数値であり、この相関値ssok
n を用いて、再生データを取り出すタイミングを決定す
ることができる。すなわち、相関値ssokn が２５６に近
くなったタイミングのデータsdatの値を、送信側から転
送されてきたデータの再生データとする。

【００５２】上記構成とすることにより、データrdatと
ＰＮ符号との相関検出と同時に、再生データを出力する
ことができる。上記図７に示す構成では、フリップフロ
ップ３１−１・・・３１−１２８からの信号と、フリッ
プフロップ３２−１ａ，３２−１ｂ・・・３２−１２８
ａ，３２−１２８ｂ（合計２５６個）からの信号との論
理計算する回路を、イクスクルーシブＮＯＲ回路３３−
１ａ，３３−１ｂ・・・３３−１２８ａ，３３−１２８
ｂで実現しているが、これらをイクスクルーシブＯＲ回
路で構成してもよい。この場合、図７に示す構成に対し
て、加算器３４以降の処理を若干の変更をするだけでよ
い。

【００５３】図８に、デジタルマッチドフィルタ部３０
のタイミングチャートを示す。同図に示すように、出力
がリセットされた後に、クロックの立上りエッジごと
に、相関値ssokn およびデータsdatが出力される。

【００５４】以上説明したように、この実施例のスペク
トル拡散通信方式によれば、その受信装置において、搬
送波再生を行う必要がないので、従来の同期検波回路と
比べてアナログ処理回路が少なくなり、回路全体の規模
を小さくすることができるとともに、ＶＣＯが不要とな
るためコストを低下させることができる。

【００５５】また、受信データに対して、その搬送波と
ほぼ同じ周波数の周期波を乗算するので、ＲＦ／ＩＦ回
路を設けることなく、搬送波の周波数帯域からベースバ
ンド付近への周波数変調を直接行うことができる。

【００５６】さらに、リミッタ４を用いて受信データを
２値化し、それ以降の処理をデジタル処理できるので、
アナログ回路で要求される精度が不要となる。すなわ
ち、例えば、乗算器５および遅延回路６を用いて１チッ
プの差動復号化処理を行うときに、遅延回路６の遅延値
を正確に１チップとする必要はなく、「ほぼ１チップ」
とすることができる。また、水晶発振器２が出力する周
期波の周波数を、「実際の搬送波とほぼ同じ周波数」と
することができる。この場合、それら周波数が完全に一
致しないと、図４(a) に示すような搬送波オフセットが
発生し、送信側でのオリジナルデータに対して受信側で
の再生データにチップ誤りが生じる可能性があるが、デ
ータ判定部を設けたので、転送データを正確に再生でき
る。

【００５７】ただし、ＰＮ符号の周波数と搬送波オフセ
ットの周波数との関係によっては、データを正確に再生
できなくなる。ここで、ＰＮ符号の周波数とは、１秒当
たりのチップ数を意味し、例えば送受信間でのデータ伝
送速度を６４ｋｂｐｓとし、各ビットに対して１２８チ
ップを割り当てるとすると、ＰＮ符号の周波数（チップ
のクロック周波数）は、０．０６４×１２８＝８．１９
２ＭＨｚとなる。この場合、搬送波オフセットの周波
数、すなわち実際の搬送波周波数と水晶発振器２が出力
する周期波の周波数との差異周波数は、２ＭＨｚ程度ま
で許容できる。

【００５８】この理由は以下のとおりである。すなわ
ち、搬送波オフセットの値が反転することによってチッ
プ誤りが発生するが、そのチップ誤りの個数は搬送波オ
フセットの値が反転する回数と同じである。したがっ
て、ＰＮ符号の周波数を搬送波オフセットの周波数の４
倍以上とすると、あるデータビットに対して発生するチ
ップ誤りの個数は、各ビットに対して割り当ててあるチ
ップ数の半分以下となるので、図５に示したデータ判定
部の処理によって、オリジナルデータを正確に再生でき
る。

【００５９】換言すれば、データ伝送速度および各デー
タビットに対して割り当てるチップ数を決めれば、上述
の条件を満たすような搬送波オフセットの周波数につい
て、実際の搬送波に対する誤差の許容範囲が決まる。し
たがって、水晶発振器２が出力する周期波の周波数は
「ほぼ搬送波周波数」であればよく、さほど厳しい精度
が要求されないため、回路の信頼性が向上するととも
に、汎用の安価な部品を用いることができる。

【００６０】また、上述にようなデジタル処理を行う回
路は、１チップＩＣとして実現することができ、軽量・
小型化に加え、組立て作業も容易になる。さらに、従
来、アナログ的に処理していた回路をデジタル式で行え
るようにしたので、耐ノイズ特性が向上する。

【００６１】なお、本発明のスペクトル拡散通信方式
は、２ⁿ 値の位相変調に対して適用することができる。
図９に、本発明の方式を４相位相変調（ＱＰＳＫ）に適
用した場合の受信装置のブロック図を示す。

【００６２】同図において、受信データは、乗算器４１
−ａ及び４１−ｂにおいて、水晶発振器４２が出力する
固定周波数の周期波と乗算される。この周期波の周波数
は、搬送波周波数にほぼ一致する値である。ただし、水
晶発振器４２が出力する周期波は、乗算器４１−ｂには
直接供給され、乗算器４１−ａにはπ／２位相差回路４
３を介して供給される。乗算器４１−ａおよび４１−ｂ
の出力データは、それぞれ複合・相関回路４４−ａおよ
び４４−ｂに入力される。複合・相関回路４４−ａまた
は４４−ｂは、図１のローパスフィルタ３、リミッタ
４、乗算器５、遅延回路６、ＰＮ符号発生回路７および
相関回路８に対応する。この場合、ＰＮ符号発生回路７
は、複合・相関回路４４−ａおよび４４−ｂに対して共
通に１つだけ設けるようにしてもよい。

【００６３】

【発明の効果】本発明によれば、受信装置において、搬
送波再生を行う必要がないので、回路規模を小さくする
ことができるとともに、低コスト化が可能となる。

【００６４】ＰＮ符号によって拡散されたデータからオ
リジナルデータを取出す処理の大部分をデジタル形式で
行うので、さらに回路規模を小型化できる。また、この
ことにより、厳しいアナログ値の精度要求がなくなるの
で、回路動作の信頼性が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスペクトル拡散通信システムの一実施
例の受信装置の要部ブロック図である。

【図２】差動符号化回路および復号化回路の回路図であ
り、(a) は送信装置の差動符号化回路を示し、(b) は受
信装置の差動復号化回路を示す。

【図３】上記実施例の送信装置の動作を説明する図であ
る。

【図４】上記実施例の受信装置の動作を説明する図であ
る。

【図５】上記実施例の受信装置のデータ判定部のブロッ
ク図であり、(a) および(b) はそれぞれ実施形態を示
す。

【図６】デジタルマッチドフィルタ部（ＤＭＦ）入出力
を説明する概念図である。

【図７】デジタルマッチドフィルタ部の回路図である。

【図８】デジタルマッチドフィルタ部のタイミングチャ
ートである。

【図９】本発明のスペクトル拡散通信システムをＱＰＳ
Ｋに適用した場合の受信装置のブロック図である。

【図１０】スペクトル拡散通信システムの受信側におけ
る同期検波回路を示す回路ブロック図である。

【図１１】スペクトル拡散通信システムの受信側におけ
る遅延検波回路を示す回路ブロック図である。

【符号の説明】

１ 乗算器 ２ 水晶発振器 ３ ローパスフィルタ ４ リミッタ ５ 乗算器 ６ 遅延回路 ７ ＰＮ符号発生回路 ８ 相関回路 １１ イクスクルーシブＮＯＲ回路 １２ 遅延回路 １５ イクスクルーシブＮＯＲ回路 １６ 遅延回路 ２１ 相関部 ２２−１〜２２−１０ データ保持回路 ２３ 積分回路 ２４ リミッタ ２５ “１”検出回路 ３０ デジタルマッチドフィルタ部 ４１−ａ，ｂ 乗算回路 ４２ 水晶発振器 ４３ π／２位相差回路 ４４−ａ，ｂ 復号・相関回路

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 データ転送に際して所定パターンのＰＮ
   符号を用いるスペクトル拡散通信方式において、 所定の周波数の周期波を出力する発振手段と、 該発振手段が出力する周期波と受信データとを乗算する
   乗算手段と、 該乗算手段の出力を２値化する２値化手段と、 該２値化手段の出力と上記ＰＮ符号との相関をとる相関
   手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信の受信装
   置。
2. 【請求項２】 データ転送に際して所定パターンのＰＮ
   符号を用いるスペクトル拡散通信方式において、 所定の周波数の周期波を出力する発振手段と、 差動符号化されたデータを受信し、その受信データと上
   記発振手段が出力する周期波とを乗算する乗算手段と、 該乗算手段の出力を２値化する２値化手段と、 遅延回路を用いて上記２値化手段の出力を差動復号化す
   る復号化手段と、 該復号化手段によって復号化されたデータと上記ＰＮ符
   号との相関をとる相関手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信に於ける
   受信装置。
3. 【請求項３】 上記相関手段において相関がとれたタイ
   ミングで該相関手段に入力されているデータを積分し、
   その積分値に従ってデジタル値を判定するデータ判定手
   段をさらに有することを特徴とする請求項１または２に
   記載のスペクトル拡散通信に於ける受信装置。
4. 【請求項４】 上記相関手段において相関がとれたタイ
   ミングで該相関手段に入力されているデータ内の０値の
   チップ数および１値のチップ数に従ってデジタル値を判
   定するデータ判定手段をさらに有することを特徴とする
   請求項１または２に記載のスペクトル拡散通信に於ける
   受信装置。
5. 【請求項５】 データ転送に際して所定パターンのＰＮ
   符号を用い、送信装置と受信装置との間ではデータを所
   定周波数の搬送波に乗せて転送するスペクトル拡散通信
   方式において、 上記受信装置は、所定の周波数の周期波を出力する発振
   手段、該発振手段が出力する周期波と上記送信装置から
   送信されたデータとを乗算する乗算手段、該乗算手段の
   出力を２値化する２値化手段、該２値化手段の出力と上
   記ＰＮ符号との相関をとる相関手段、および該相関手段
   において相関がとれたタイミングで該相関手段に入力さ
   れているデータに基づいてデジタル値を判定するデータ
   判定手段とを有し、 上記ＰＮ符号の周波数を、上記搬送波の周波数と上記周
   期波の周波数との差の４倍以上とすることを特徴とする
   スペクトル拡散通信方式。
6. 【請求項６】 データ転送に際して所定パターンのＰＮ
   符号を用い、送信側において差動符号化を行い、受信側
   において差動復号化を行うスペクトル拡散通信方式にお
   いて、 上記差動符号化および復号化は上記ＰＮ符号の１チップ
   のＮ（Ｎは自然数）倍を遅延値として行うことを特徴と
   するスペクトル拡散通信方式。