JP3165233B2 - スペクトル拡散通信用復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、拡散符号としての所定
のＰＮ符号を情報信号で変調すると共にその変調された
信号でさらに搬送波を変調することにより生成する４相
以上のオフセット多相位相変調されたスペクトル拡散信
号を入力信号とし、この入力信号に基づいて前記情報信
号を復調するスペクトル拡散通信用復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、雑音に強く秘匿性に優れたスペク
トル拡散（Spread Spectrum ，以下ＳＳと略称する）通
信方式が注目され始め、これに伴ないその送受信装置の
開発が進められている。

【０００３】一般に、ＳＳ通信方式において、送信信号
となるＳＳ信号は、予め決められているビットレートの
高い所定の符号系列を情報信号で一次変調し、この後、
その変調した信号で搬送波を二次変調することにより広
い周波数帯域のスペクトル拡散信号として生成するもの
である。

【０００４】この場合、上述の符号系列には、例えば、
擬似雑音（Pseudo Random Noise ，以下ＰＮと略称す
る）符号系列或はＧｏｌｄ符号系列等があり、ＳＳ変調
には直接変調方式（Direct Sequense ，以下ＤＳ方式と
略称する）或は周波数ホッピング方式（Frequency Hopp
ing ，ＦＨ方式）等がある。

【０００５】このようなＳＳ通信方式において、例えば
ＰＮ符号系列を用いてＤＳ方式によりＳＳ変調を行なっ
た場合に、受信器においてそのＳＳ信号を復調するため
の復調装置は、送信器でＳＳ変調するときに用いたＰＮ
符号と同じＰＮ符号を用い、受信したＳＳ信号がこのＰ
Ｎ符号パターンと一致したときに情報ビット信号として
取り出すように構成されている。

【０００６】そして、ＰＮ符号は多数のチップ（情報の
ビットと区別するためにチップと呼ぶ）により構成して
いるので、異なるＰＮ符号間では相関関係が非常に小さ
くなり、従って、受信信号に変調時と同一のＰＮ符号を
乗ずることにより、相関のある送信信号の成分のみを抽
出することができるものである。

【０００７】このように所定の符号によりＳＳ変調がか
けられたＳＳ信号は、通常の通信方式における周波数帯
域に比べてかなり広い範囲の周波数帯域となるので、一
般的な狭い範囲の周波数領域における干渉や妨害の雑音
信号に強くなると共に、電力スペクトル密度が低くなっ
て信号秘匿性に優れるので、傍受されにくくなる等の利
点がある。

【０００８】また、ＰＮ符号等の所定の符号を用いてＳ
Ｓ変調およびＳＳ復調を行なう方式であるので、通常の
通信方式のように、混信を避けるための周波数の割当て
という概念がなくなり、通信局の増加に伴なう割当て周
波数不足の問題が解消されるという利点があり、このよ
うな特長を利用して軍事通信用或は衛星通信用等の用途
に応用されている。

【０００９】最近ではこのようなスペクトル拡散通信に
おいても、通信需要の増大により、データ伝送速度を向
上させることが要望されている。ところが、単位時間当
たりのチップ伝達量としてのチップ率を大きくしたり、
或はＰＮ符号長を短くすることでは次のような不具合が
あるために実現が困難であった。

【００１０】即ち、チップ率を大とする場合には、ＳＳ
信号の占有帯域幅が広くなるため、占有帯域幅が厳しく
制限される無線通信においては適用することができず、
また、ＰＮ符号長を短くすると符号の性能が劣化するた
めデータ伝送精度が低下する不具合があるからである。

【００１１】そこで、データ伝送量を大とするために、
上述のような２相位相変調方式（ＢＰＳＫ（Binary-pha
se-shift keying ）方式）により生成したＳＳ信号に対
して、多相位相変調例えば４相位相変調方式（ＱＰＳＫ
（Quadriphase-shift keying）方式）により生成したＳ
Ｓ信号を用いて送受信を行なうことにより情報データの
伝送量を拡大することが考えられている。

【００１２】この場合、例えば、オフセット４相位相変
調方式（ＯＱＰＳＫ（ Offset ＱＰＳＫ）方式）による
ＳＳ信号は、一般的には、図４に機能ブロックで示すよ
うな構成により生成される。

【００１３】即ち、図４において、分配回路１は、伝送
すべきデジタル情報信号Ｄが入力されると、これを奇数
番目のビットデータのデジタル情報信号ｄ１と偶数番目
のビットデータのデジタル情報信号ｄ２として区分し、
デジタル情報信号ｄ１を第１のスペクトル拡散変調回路
２に入力し、デジタル情報信号ｄ２を遅延回路３を介し
て第２のスペクトル拡散変調回路４に入力する。

【００１４】ＰＮ符号発生回路５は、スペクトル拡散す
るための所定のＰＮ符号を第１のスペクトル拡散変調回
路２に入力すると共に、遅延回路６を介して第２のスペ
クトル拡散変調回路４に入力する。ＰＮ符号は所定チッ
プ数に対応する時間を１周期Ｔとするもので、遅延回路
３および６は、この周期Ｔを基準として半周期（Ｔ／
２）だけ遅延させた信号を出力するようになっている。

【００１５】第１および第２のスペクトル拡散変調回路
２および４は、それぞれＰＮ符号をデジタル情報信号ｄ
１およびｄ２で変調することによりＳＳ変調信号ｐ１お
よびｐ２として出力するもので、それぞれ、情報変調回
路７および８に入力されるようになっている。

【００１６】搬送波発生回路９は、所定周波数の搬送波
を出力するもので、その出力搬送波を情報変調回路７に
入力すると共に、移相回路１０を介して情報変調回路８
に入力する。この場合、移相回路１０は搬送波の位相を
π／２だけ移相して出力するようになっている。

【００１７】情報変調回路７および８は、それぞれ、搬
送波をＳＳ変調信号ｐ１およびｐ２で情報変調すること
によりＳＳ信号Ｓ１およびＳ２とし、合成回路１１に入
力する。合成回路１１は、入力されたＳＳ信号Ｓ１およ
びＳ２を合成して４相位相変調されたＳＳ信号Ａとして
出力する。

【００１８】次に、ＳＳ信号Ｓ１およびＳ２とデジタル
情報信号Ｄとの関係について説明する。即ち、デジタル
情報信号Ｄは図５（ａ）に示すように、論理信号「１」
或は「０」の二値化されたデジタル信号であり、いま、
例えばデジタル情報信号Ｄを「１１０１１１００１０」
であるとすると、分配回路１においては、そのデジタル
情報信号Ｄの奇数番目のデータと偶数番目のデータとに
分配して順次デジタル情報信号ｄ１およびｄ２として出
力する。

【００１９】これにより、デジタル情報信号ｄ１は「１
０１０１」となり、デジタル情報信号ｄ２は「１１１０
０」というようになり、このとき、１ビットのデジタル
情報は１周期Ｔの時間に相当するように出力される。ま
た、デジタル情報信号ｄ２は遅延回路３により半周期Ｔ
／２だけ遅らせたオフセット信号として演算回路４に与
えられるようになる。

【００２０】演算回路２および４においては、所定チッ
プ数のＰＮ符号をデジタル情報信号ｄ１およびｄ２の各
１ビットの情報で２相位相変調する。続いて、この２位
相変調した信号で搬送波を変調してＳＳ信号Ｓ１および
Ｓ２とするが、それぞれは搬送波に対して位相がπ／２
だけ移相された状態とされＳＳ信号Ａとして合成されて
いる。

【００２１】さて、このようにして４相位相変調された
ＳＳ信号Ａを受信する場合、従来では、例えば、図６に
機能ブロックで示すような復調装置が考えられている。

【００２２】即ち、第１および第２の位相検波回路１２
および１３は、入力されるＳＳ信号ＡをＳＳ信号Ｓ１お
よびＳ２をそれぞれ別々に検波するもので、遅延検波を
行なう。遅延回路１４は、ＳＳ信号Ａが与えられると、
１周期Ｔだけ遅らせた信号を第１の位相検波回路１２に
与えると共に、移相回路１５を介して第２の位相検波回
路１３に与える。

【００２３】位相検波回路１２および１３においては、
ＳＳ信号Ａを遅延検波することにより、ＰＮ符号がデジ
タル情報信号Ｄで変調された状態の信号を出力する。こ
の位相検波回路１２および１３の出力は、それぞれ第１
および第２の識別再生回路１６および１７に入力され
る。

【００２４】第１の識別再生回路１６は、タイミングパ
ルス発生回路１８からＳＳ信号Ａに基づいて生成された
タイミングパルスによりデジタル情報ｄ１の識別再生を
行って出力する。第２の識別再生回路１７は、タイミン
グパルス発生回路１８から遅延回路１９を介して半周期
Ｔ／２だけ遅延されたタイミングパルスを受けてデジタ
ル情報ｄ２の識別再生を行って出力する。

【００２５】合成回路２０は、第１および第２の識別再
生回路１６および１７からの出力信号を合成してデジタ
ル情報信号Ｄに復調して出力するものである。

【００２６】従って、このようなスペクトル拡散信号復
調装置においては、変調装置において行った変調処理の
略逆の処理を行うことによりデジタル情報信号Ｄを復調
しているのである。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような構成のものでは、デジタル情報信号Ｄの伝送量を
倍増することは達成できるが、実際にこのような復調装
置を構成する場合には、ＩＣ（集積回路）等を用いる方
法が一般的であるので、ＳＳ信号の復調のために相関処
理を実行するための大規模な回路が必要となり、また、
ＩＣの処理速度が不十分であることから、全体の構成が
かなり複雑になって大形化すると共に、コストが高くな
る不具合がある。

【００２８】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、簡単且つ安価な構成でデジタル情報信
号の伝送量を増大することができるスペクトル拡散通信
用復調装置を提供するにある。

【００２９】

【課題を解決するための手段】本発明は、拡散符号とし
ての所定のＰＮ符号（擬似雑音符号）を情報信号で変調
すると共にその変調された信号でさらに搬送波を変調す
ることにより前記情報信号が前記ＰＮ符号に対して１／
ｎの位相単位で順次オフセットされた信号として生成す
る２のｎ倍（ｎは２以上の整数とする）相以上のオフセ
ット多相位相変調されたスペクトル拡散信号を入力信号
とし、この入力信号に基づいて前記情報信号を復調する
スペクトル拡散通信用復調装置を対象とするものであ
り、前記ＰＮ符号の１周期分の基準信号が書き込まれた
交差指電極パターンを有する弾性表面波素子からなり前
記スペクトル拡散信号が入力されるとそのスペクトル拡
散信号と該ＰＮ符号との位相が一致する毎に相関ピーク
を出力するマッチドフィルタと、このマッチドフィルタ
からの前記相関ピークの出力を前記ＰＮ符号の１周期分
だけ遅延させる弾性表面波素子からなる遅延回路と、前
記マッチドフィルタからの相関ピークの出力と前記遅延
回路の出力との積を演算する演算回路と、この演算回路
の出力に基づいて前記相関ピークに対応するタイミング
パルスを発生するタイミングパルス発生回路と、前記演
算回路からの出力を前記タイミングパルス発生回路から
のタイミングパルスに合わせて順次正負の判定を行って
前記情報信号を再生する識別再生回路とを具備したとこ
ろに特徴を有する。

【００３０】

【作用】本発明のスペクトル拡散通信用復調装置によれ
ば、マッチドフィルタの交差指電極にはスペクトル拡散
信号を生成したときのＰＮ符号の１周期分の基準信号が
書き込まれているので、入力されるオフセット多相位相
変調されたスペクトル拡散信号の１周期毎に相関ピーク
を出力するようになる。このとき、スペクトル拡散信号
は情報信号がＰＮ符号の１／ｎの位相単位で多相に順次
オフセットされているので、１周期分の信号が入力され
る間に、相数に対応する数だけの相関ピークが順次出力
されることになる。

【００３１】これらの相関ピーク出力は、演算回路にお
いて遅延された相関ピーク出力との積を演算することに
より検波され、識別再生回路に与えられる。このとき、
多相にして変調されいていたスペクトル拡散信号は情報
信号がＰＮ符号の１／ｎの位相単位で順次オフセットさ
れているため、相関ピークが順次デジタル情報の順番で
並べた状態で出力される。識別再生回路においては、合
成された状態で与えられたピーク出力をそのときのタイ
ミングパルスによって識別再生してもとのデジタル情報
信号に復調する。

【００３２】この結果、簡単な回路構成で遅延処理等の
複雑な処理を行なうことなく、多相位相変調されたスペ
クトル拡散信号が自動的にデジタル情報信号に復調され
るようになるので、安価で且つ小形化が図れる。

【００３３】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図１ないし
図５を参照しながら説明する。

【００３４】まず、本実施例における復調装置への入力
信号としてのＳＳ信号Ａは、直接拡散方式を利用したＳ
Ｓ信号で、その主要諸元は表１に示す通りである。ま
た、ここでは、その変調方式としてオフセット４相位相
変調方式（ＯＱＰＳＫ方式）を採用している。

【００３５】

【表１】 また、このようなＯＱＰＳＫ方式のＳＳ信号Ａは、図４
に示したような一般的な構成の変調装置により生成して
おり、伝達すべきデジタル情報信号Ｄ（図５参照）に対
してＳＳ信号Ａを出力するようになっている。尚、図４
に示す変調装置の説明については従来例の項で説明して
いるのでここでは省略する。

【００３６】尚、デジタル情報信号Ｄに関しては、一般
にその単位をビットと呼んでいるが、拡散符号としての
ＰＮ符号についてはチップと呼ぶことが多いので、ここ
でもそれに倣ってチップと呼ぶことにする。

【００３７】次に、本発明に係る復調装置について図１
ないし図３を参照して説明する。

【００３８】全体のブロック構成を示す図１において、
ＳＡＷマッチドフィルタ２１は、弾性表面波素子（ＳＡ
Ｗ素子）によりなるもので、変調時と同じＰＮ符号に応
じた交差指電極パターンが書き込まれているもので、そ
の入力端子側からオフセット４相位相変調（ＯＱＰＳ
Ｋ）されたＳＳ信号Ａが入力される。

【００３９】ＳＡＷマッチドフィルタ２１の出力端子
は、演算回路２２の入力端子に接続されると共に、遅延
回路２３の入力端子に接続されている。遅延回路２３
は、その出力端子が演算回路２２に接続されており、入
力される信号をＰＮ符号の１周期Ｔ分だけ遅延させて出
力するものである。

【００４０】演算回路２２は、遅延回路２３から与えら
れる遅延された信号とＳＡＷマッチドフィルタ２１から
入力される信号との積を演算することにより検波するも
ので、その出力端子は識別再生回路２４およびタイミン
グパルス発生回路２５の各入力端子に接続されている。

【００４１】タイミングパルス発生回路２５は、演算回
路２２から入力される信号に応じて周期Ｔ／２に相当す
るタイミングパルスを発生するもので、その出力端子は
識別再生回路２４に接続されている。識別再生回路２４
は、演算回路２２から与えられる信号に基づいてそのデ
ータに応じた識別を行なうと共に、タイミングパルス発
生回路２５から与えられるタイミングパルスに基づいて
デジタル情報信号Ｄを再生するものである。

【００４２】さて、ＳＡＷマッチドフィルタ２１の外観
を示す図２において、例えば水晶等の単結晶からなる圧
電基板２６の上面にすだれ状をなす交差指電極２７およ
び２８がそれぞれ入力端子および出力端子として形成さ
れている。この場合、出力端子としての交差指電極２８
は、変調に用いたＰＮ符号の１周期分のビットパターン
に一致するように配置形成されている。

【００４３】ところで、一般に、スペクトル拡散通信用
復調装置の性能は、ＳＮ比の改善能力つまり処理利得で
表わされるので、この場合には、復調装置の処理利得は
ＳＡＷマッチドフィルタ２１の圧縮利得で決まることに
なる。従って、この圧縮利得を大きくすれば性能は向上
するが、これに伴なってコストも上昇するため、実際に
はコストを考慮しつつ圧縮利得が大きくなるように設計
されている。

【００４４】即ち、例えばこのＳＡＷマッチドフィルタ
２１においては、高い精度要求を満たすため、上述のよ
うに水晶からなる圧電基板２６を用いている。符号長は
材料の価格や製造歩留り等のコスト面を考慮して８μｓ
ｅｃとしており、このときのＳＡＷマッチドフィルタ２
１の長さは例えば３０ｍｍである。

【００４５】搬送波周波数は、高い周波数になるほど挿
入損失の面で有利となるが、これも製造面から考慮する
と１００〜１５０ＭＨｚに設定するのが好ましく、この
場合には表１にも示したように、１４４ＭＨｚに設定し
ている。チップ率は搬送波周波数の１０％程度が望まし
く、従って１６Ｍチップ／秒としている。この結果、符
号長は１２７チップとなり、圧縮利得は２１ｄＢ，デー
タ伝送速度は１２６ｋビット／秒となる。尚、この場
合、ＰＮ符号は一般的なＭ系列（タップ［７，１］）を
用いている。

【００４６】次に、本実施例の作用について説明する。

【００４７】まず、表１で示したように変調がかけられ
たＳＳ信号Ａ（図３（ａ）参照）がＳＡＷマッチドフィ
ルタ２１に入力されると、ＰＮ符号の１周期Ｔ毎にその
ＰＮ符号の１チップ分に相当する時間幅の相関のピーク
（図３（ｂ）参照）が出力される。つまり、この相関ピ
ークの周期ＴはＰＮ符号のチップ数である１２７チップ
の時間に相当しており、ＳＡＷマッチドフィルタ２１か
らは周期Ｔ毎に時間幅が周期Ｔの１／１２７の極めて狭
いピークとして出力されることになる。また、この相関
ピークの振幅を１とすると、相関ピーク以外の部分での
振幅は、ＰＮ符号のチップ数１２７の逆数すなわち１／
１２７に等しくなる。この結果、ＳＡＷマッチドフィル
タ２１からの相関ピーク出力は、周期Ｔに比して極めて
狭い時間幅で、しかも振幅がピーク値以外の振幅の１２
７倍程度となる。また、この場合、情報変調は、デジタ
ル情報信号Ｄ（周期ｔ＝Ｔ／２）の１ビットに対して、
１周期Ｔ分のＰＮ符号の極性を反転させて行っているの
で、この操作により、ＰＮ符号１周期Ｔ分の搬送波の位
相を０位相またはπ位相にしていると見なせる。そし
て、オフセットされた状態で４相に変調されているの
で、このようなＰＮ符号１周期分の信号が半周期Ｔ／２
だけ遅延された状態で重ねられた状態となっている。し
たがって、電気回路の重ね合わせの定理により、互いに
周期Ｔの半分（Ｔ／２）だけずれた相関ピークが出力さ
れる。そして、これらの相関ピークは、先に述べたよう
に、周期Ｔに対して時間幅が狭く、また振幅も相関ピー
ク以外の部分に比して大きいので、それぞれの相関ピー
クを分離して取り扱うことは容易である。

【００４８】演算回路２２においては、遅延回路２３か
ら与えられる１周期Ｔだけ遅れた前の相関ピークを基準
に、次の周期の相関ピークとの積を演算して遅延検波す
ることによりプラス或はマイナスのピークを得ることが
できる。このとき、前述のように、デジタル情報信号Ｄ
は、デジタル情報信号ｄ１およびｄ２に分割してＰＮ符
号の周期Ｔの半周期（Ｔ／２）だけずれた状態でＳＳ信
号Ａとして合成されているので、これらのピークは、も
とのデジタル情報信号Ｄの値に応じて周期ｔ（＝Ｔ／
２）で順次再生される。

【００４９】そして、このように遅延検波された後の出
力は識別再生回路２４に入力されるが、この識別再生回
路２４においては、タイミングパルス発生回路２５から
タイミングパルスが周期Ｔ／２毎に与えられるので、こ
れに従って演算回路２２からのピーク出力を識別して再
生することにより元のデジタル情報信号Ｄに復調するこ
とができる。

【００５０】尚、発明者は、上記実施例によるＳＳ通信
用復調装置の評価として、次の点について優れた特性が
得られることを確認している。

【００５１】即ち、熱雑音が存在するときのＢＥＲ（ビ
ット誤り率，Bit Error Rate）の測定結果として、理論
値に近い値が得られることを確認した。また、ＣＷ信号
や他のＳＳ信号等の干渉信号に対する対干渉波特性を調
べ、ＤＵ比（必要信号対不要信号比，Desired-to-Undes
ired Signal Ratio ）が−３ｄＢまでエラーフリーであ
ることを確認した。さらに、符号分割多重化が可能であ
ることを確認した。

【００５２】このような本実施例によれば、オフセット
４相位相変調されたＳＳ信号Ａに対して、ＳＡＷマッチ
ドフィルタ２１を用いて相関ピークを検出し、演算回路
２２および識別再生回路２４によりデジタル情報信号Ｄ
の再生を行なうようにしたので、変調装置にて変調処理
を行なう逆の手順を踏んで復調する構成とする必要がな
くなり、従って、簡単且つ安価な構成でオフセット４相
位相変調されたＳＳ信号Ａの復調ができる。

【００５３】尚、上記実施例においては、４相位相変調
されたＳＳ信号Ａを復調する場合について説明したが、
これに限らず、２のｎ倍（ｎは２以上の整数）相以上の
オフセット多相位相変調されたＳＳ信号を復調する場合
に適用することができるものである。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のスペクト
ル拡散通信用復調装置によれば、入力される２のｎ倍
（ｎは２以上の整数）相以上のオフセット多相位相変調
されたスペクトル拡散信号に対して、マッチドフィルタ
により相関ピークを検出すると共に、演算回路および識
別再生回路を介してデジタル情報を復調するようにした
ので、変調時と逆の手順で復調処理を行なう必要がな
く、情報信号がＰＮ符号の１／ｎの位相単位で順次オフ
セットされている状態のスペクトル拡散信号の相関ピー
クが次々と復調されるので、そのまま情報信号として復
調することができるようになり、従って、簡単且つ安価
な構成で復調することができるという優れた効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す機能ブロック構成図

【図２】ＳＡＷマッチドフィルタの外観斜視図

【図３】ＳＳ信号とその相関ピーク出力を示す波形図

【図４】一般的な変調装置の機能ブロック構成図

【図５】デジタル情報信号の説明図

【図６】従来例を示す図１相当図

【符号の説明】

１は分配回路、２，４はスペクトル拡散変調回路、５は
ＰＮ符号発生回路、７，８は情報変調回路、９は搬送波
発生回路、１１は合成回路、２１はＳＡＷマッチドフィ
ルタ（マッチドフィルタ）、２２は演算回路、２３は遅
延回路、２４は識別再生回路、２５はタイミングパルス
発生回路である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H03H 9/44

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 拡散符号としての所定のＰＮ符号（擬似
   雑音符号）を情報信号で変調すると共にその変調された
   信号でさらに搬送波を変調することにより前記情報信号
   が前記ＰＮ符号に対して１／ｎの位相単位で順次オフセ
   ットされた信号として生成する２のｎ倍（ｎは２以上の
   整数とする）相以上のオフセット多相位相変調されたス
   ペクトル拡散信号を入力信号とし、この入力信号に基づ
   いて前記情報信号を復調するものにおいて、 前記ＰＮ符号の１周期分の基準信号が書き込まれた交差
   指電極パターンを有する弾性表面波素子からなり前記ス
   ペクトル拡散信号が入力されるとそのスペクトル拡散信
   号と該ＰＮ符号との位相が一致する毎に相関ピークを出
   力するマッチドフィルタと、 このマッチドフィルタからの前記相関ピークの出力を前
   記ＰＮ符号の１周期分だけ遅延させる弾性表面波素子か
   らなる遅延回路と、 前記マッチドフィルタからの相関ピークの出力と前記遅
   延回路の出力との積を演算する演算回路と、 この演算回路の出力に基づいて前記相関ピークに対応す
   るタイミングパルスを発生するタイミングパルス発生回
   路と、 前記演算回路からの出力を前記タイミングパルス発生回
   路からのタイミングパルスに合わせて順次正負の判定を
   行って前記情報信号を再生する識別再生回路とを具備し
   たことを特徴とするスペクトル拡散通信用復調装置。