JP3245048B2 - スペクトル拡散通信装置 - Google Patents
スペクトル拡散通信装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スペクトル拡散
信号を送受信するスペクトル拡散通信装置に関するもの
である。
信号を送受信するスペクトル拡散通信装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】近年、雑音に強く秘匿性に優れたスペク
トル拡散（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ、以下、Ｓ
Ｓと略称する）通信方式が注目され始め、これに伴いそ
の送受信装置の開発が進められている。一般に、ＳＳ通
信方式において、送信信号となるＳＳ信号は、予め定め
られているビットレートの高い所定の符号系列を情報信
号で一次変調し、その後、その変調した信号で搬送波を
二次変調することにより広い周波数帯域のスペクトル拡
散信号として生成するものである。この場合、上述の符
号系列には、例えば、擬似雑音（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎ
ｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ、以下、ＰＮと略称する）符号系
列、或いはゴールド（Ｇｏｌｄ）符号系列等があり、Ｓ
Ｓ変調には直接変調方式（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎ
ｓｅ、以下、ＤＳ方式と略称する）、或いは周波数ホッ
ピング方式（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ）等
がある。
トル拡散（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ、以下、Ｓ
Ｓと略称する）通信方式が注目され始め、これに伴いそ
の送受信装置の開発が進められている。一般に、ＳＳ通
信方式において、送信信号となるＳＳ信号は、予め定め
られているビットレートの高い所定の符号系列を情報信
号で一次変調し、その後、その変調した信号で搬送波を
二次変調することにより広い周波数帯域のスペクトル拡
散信号として生成するものである。この場合、上述の符
号系列には、例えば、擬似雑音（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎ
ｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ、以下、ＰＮと略称する）符号系
列、或いはゴールド（Ｇｏｌｄ）符号系列等があり、Ｓ
Ｓ変調には直接変調方式（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎ
ｓｅ、以下、ＤＳ方式と略称する）、或いは周波数ホッ
ピング方式（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ）等
がある。
【０００３】このようなＳＳ通信方式において、例えば
ＰＮ符号系列を用いてＤＳ方式によりＳＳ変調を行った
場合に、受信器においてそのＳＳ信号を復調するための
復調装置は、送信器でＳＳ変調するときに用いたＰＮ符
号と同じＰＮ符号を用い、受信したＳＳ信号がこのＰＮ
符号パターンと一致したときに情報ビット信号として取
り出すように構成されている。そして、ＰＮ符号は多数
のチップ（情報のビットと区別するためにチップと呼
ぶ）により構成されているので、異なるＰＮ符号間では
相関関係が非常に小さくなり、従って、受信信号に変調
時と同一のＰＮ符号を乗ずることにより、相関のある送
信信号の成分のみを抽出することができるものである。
ＰＮ符号系列を用いてＤＳ方式によりＳＳ変調を行った
場合に、受信器においてそのＳＳ信号を復調するための
復調装置は、送信器でＳＳ変調するときに用いたＰＮ符
号と同じＰＮ符号を用い、受信したＳＳ信号がこのＰＮ
符号パターンと一致したときに情報ビット信号として取
り出すように構成されている。そして、ＰＮ符号は多数
のチップ（情報のビットと区別するためにチップと呼
ぶ）により構成されているので、異なるＰＮ符号間では
相関関係が非常に小さくなり、従って、受信信号に変調
時と同一のＰＮ符号を乗ずることにより、相関のある送
信信号の成分のみを抽出することができるものである。
【０００４】このように所定の符号系列によりＳＳ変調
がかけられたＳＳ信号は、通常の通信方式における周波
数帯域に比べてかなり広い範囲の周波数帯域となるの
で、一般的な狭い範囲の周波数領域における干渉や妨害
の雑音信号に強くなると共に、電力スペクトル密度が低
くなって信号秘匿性に優れるので、傍受されにくくなる
等の利点がある。また、ＰＮ符号等の所定の符号系列を
用いてＳＳ変調およびＳＳ復調を行う方式であるので、
通常の通信方式のように、混信を避けるための周波数の
割り当てという概念がなくなり、通信局の増加に伴う割
り当て周波数不足の問題が解消されるという利点があ
り、このような特徴を利用して軍事通信用、或いは衛星
通信用等の用途に応用されている。
がかけられたＳＳ信号は、通常の通信方式における周波
数帯域に比べてかなり広い範囲の周波数帯域となるの
で、一般的な狭い範囲の周波数領域における干渉や妨害
の雑音信号に強くなると共に、電力スペクトル密度が低
くなって信号秘匿性に優れるので、傍受されにくくなる
等の利点がある。また、ＰＮ符号等の所定の符号系列を
用いてＳＳ変調およびＳＳ復調を行う方式であるので、
通常の通信方式のように、混信を避けるための周波数の
割り当てという概念がなくなり、通信局の増加に伴う割
り当て周波数不足の問題が解消されるという利点があ
り、このような特徴を利用して軍事通信用、或いは衛星
通信用等の用途に応用されている。
【０００５】最近ではこのようなスペクトル拡散通信に
おいても、通信需要の増大により、データ伝送速度を向
上させることが要望されている。ところが、単位時間当
たりのチップ伝達量としてのチップ率を大きくしたり、
或いはＰＮ符号長を短くすることでは次のような不具合
があるために実現が困難であった。即ち、チップ率を大
とする場合には、ＳＳ信号の占有帯域幅が広くなるた
め、占有帯域幅が厳しく制限される無線通信においては
適用することができず、また、ＰＮ符号長を短くすると
符号の性能が劣化するためデータ伝送精度が低下する不
具合があるからである。そこで、データ伝送量を大とす
るために、上述のような２相位相変調方式（ＢＰＳＫ
（Ｂｉｎａｒｙ−ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎ
ｇ））により生成したＳＳ信号に対して、多相位相変
調、例えば４相位相変調方式（ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ
ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ））により生成
したＳＳ信号を用いて送受信を行うことにより情報デー
タの伝送量を拡大することが考えられている。
おいても、通信需要の増大により、データ伝送速度を向
上させることが要望されている。ところが、単位時間当
たりのチップ伝達量としてのチップ率を大きくしたり、
或いはＰＮ符号長を短くすることでは次のような不具合
があるために実現が困難であった。即ち、チップ率を大
とする場合には、ＳＳ信号の占有帯域幅が広くなるた
め、占有帯域幅が厳しく制限される無線通信においては
適用することができず、また、ＰＮ符号長を短くすると
符号の性能が劣化するためデータ伝送精度が低下する不
具合があるからである。そこで、データ伝送量を大とす
るために、上述のような２相位相変調方式（ＢＰＳＫ
（Ｂｉｎａｒｙ−ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎ
ｇ））により生成したＳＳ信号に対して、多相位相変
調、例えば４相位相変調方式（ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ
ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ））により生成
したＳＳ信号を用いて送受信を行うことにより情報デー
タの伝送量を拡大することが考えられている。
【０００６】この場合、例えば、４相位相変調方式によ
るＳＳ信号は、一般的には、図１０，図１１に示すよう
な構成により生成される。図１０は、例えば特開平５−
１６７５５９号公報に示された従来のスペクトル拡散通
信装置の送信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、１，２は第１および第２のディジタル入力信号Ｘ
１，Ｘ２の入力端子、３はＰＮ符号発生器、４は第１の
ディジタル入力信号Ｘ１とＰＮ符号との排他的諭理和を
とるＥＸ−ＯＲ回路、５は第２のディジタル入力信号Ｘ
２とＰＮ符号との排他的諭理和をとるＥＸ−ＯＲ回路で
ある。６は発振器８により生成された送信搬送波とＥＸ
−ＯＲ回路４からの信号とを乗算する乗算器、７は発振
器８により生成された送信搬送波をπ／２移相器９によ
ってπ／２移相された送信搬送波とＥＸ−ＯＲ回路５か
らの信号とを乗算する乗算器、１０は乗算器６と乗算器
７の出力を合成し、４相位相変調されたＳＳ信号を送信
端子１１から送信する合成器である。
るＳＳ信号は、一般的には、図１０，図１１に示すよう
な構成により生成される。図１０は、例えば特開平５−
１６７５５９号公報に示された従来のスペクトル拡散通
信装置の送信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、１，２は第１および第２のディジタル入力信号Ｘ
１，Ｘ２の入力端子、３はＰＮ符号発生器、４は第１の
ディジタル入力信号Ｘ１とＰＮ符号との排他的諭理和を
とるＥＸ−ＯＲ回路、５は第２のディジタル入力信号Ｘ
２とＰＮ符号との排他的諭理和をとるＥＸ−ＯＲ回路で
ある。６は発振器８により生成された送信搬送波とＥＸ
−ＯＲ回路４からの信号とを乗算する乗算器、７は発振
器８により生成された送信搬送波をπ／２移相器９によ
ってπ／２移相された送信搬送波とＥＸ−ＯＲ回路５か
らの信号とを乗算する乗算器、１０は乗算器６と乗算器
７の出力を合成し、４相位相変調されたＳＳ信号を送信
端子１１から送信する合成器である。
【０００７】また、図１１は従来のスペクトル拡散通信
装置の受信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、２１は送信機より送信されたＳＳ信号を受信する受
信端子、２２は電圧制御発振器である発振器２４により
生成された再生搬送波とＳＳ信号とを乗算する乗算器、
２３は発振器２４により生成された再生搬送波をπ／２
移相器２５によってπ／２移相された再生搬送波とＳＳ
信号とを乗算する乗算器、２６，２７は乗算器２２，２
３から出力された信号の低域成分のみを通過させる低域
通過フィルタ（以下、ＬＰＦと略称する）である。２
８，２９はＬＰＦ２６，２７から出力されたアナログ信
号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、３０はＰ
Ｎ符号発生器、３１，３２はＡ／Ｄ変換器２８，２９か
ら出力されたディジタル信号とＰＮ符号との相関値を出
力するディジタル・マッチド・フィルタ（以下、ＤＭＦ
と略称する）、３３はＤＭＦ３１，３２から出力された
相関値に応じて４相位相復調処理して搬送波およびクロ
ックを再生し、その再生された搬送波に応じて再生搬送
波周波数制御信号を生成し、発振器２４を同期検波する
と共に、データ判定処理によって第１のディジタル出力
信号Ｙ１および第２のディジタル出力信号Ｙ２を出力端
子３４，３５から出力する４相位相復調回路である。
装置の受信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、２１は送信機より送信されたＳＳ信号を受信する受
信端子、２２は電圧制御発振器である発振器２４により
生成された再生搬送波とＳＳ信号とを乗算する乗算器、
２３は発振器２４により生成された再生搬送波をπ／２
移相器２５によってπ／２移相された再生搬送波とＳＳ
信号とを乗算する乗算器、２６，２７は乗算器２２，２
３から出力された信号の低域成分のみを通過させる低域
通過フィルタ（以下、ＬＰＦと略称する）である。２
８，２９はＬＰＦ２６，２７から出力されたアナログ信
号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、３０はＰ
Ｎ符号発生器、３１，３２はＡ／Ｄ変換器２８，２９か
ら出力されたディジタル信号とＰＮ符号との相関値を出
力するディジタル・マッチド・フィルタ（以下、ＤＭＦ
と略称する）、３３はＤＭＦ３１，３２から出力された
相関値に応じて４相位相復調処理して搬送波およびクロ
ックを再生し、その再生された搬送波に応じて再生搬送
波周波数制御信号を生成し、発振器２４を同期検波する
と共に、データ判定処理によって第１のディジタル出力
信号Ｙ１および第２のディジタル出力信号Ｙ２を出力端
子３４，３５から出力する４相位相復調回路である。
【０００８】次に動作について説明する。図１０に示し
た送信機において、第１のディジタル入力信号Ｘ１とＰ
Ｎ符号発生器３からのＰＮ符号との排他的諭理和をＥＸ
−ＯＲ回路４にてとり、次に乗算器６にて送信搬送波を
生成する発振器８の出力と掛け合わされる。また、第２
のディジタル入力信号Ｘ２とＰＮ符号との排他的諭理和
をＥＸ−ＯＲ回路５にてとり、次に乗算器７にて送信搬
送波を生成する発振器８の出力をπ／２移相器９でπ／
２移相した信号と掛け合わされる。乗算器６と乗算器７
との出力は合成器１０にて合成され、４相位相変調され
たＳＳ信号として送信端子１１から送信される。
た送信機において、第１のディジタル入力信号Ｘ１とＰ
Ｎ符号発生器３からのＰＮ符号との排他的諭理和をＥＸ
−ＯＲ回路４にてとり、次に乗算器６にて送信搬送波を
生成する発振器８の出力と掛け合わされる。また、第２
のディジタル入力信号Ｘ２とＰＮ符号との排他的諭理和
をＥＸ−ＯＲ回路５にてとり、次に乗算器７にて送信搬
送波を生成する発振器８の出力をπ／２移相器９でπ／
２移相した信号と掛け合わされる。乗算器６と乗算器７
との出力は合成器１０にて合成され、４相位相変調され
たＳＳ信号として送信端子１１から送信される。
【０００９】また、図１１に示した受信機において、受
信端子２１から受信されたＳＳ信号は２分配され、一方
は発振器２４が出力する再生搬送波と乗算器２２にて掛
け合わされ、次に高調波成分を取り除くためＬＰＦ２６
を通り、Ａ／Ｄ変換器２８にてアナログ信号からディジ
タル信号（同相成分）に変換される。また、ＳＳ信号の
他方は発振器２４の出力をπ／２移相器２５にてπ／２
移相した信号と乗算器２３にて掛け合わされ、同様にＬ
ＰＦ２７を通り、Ａ／Ｄ変換器２９にてディジタル信号
（直交成分）に変換される。
信端子２１から受信されたＳＳ信号は２分配され、一方
は発振器２４が出力する再生搬送波と乗算器２２にて掛
け合わされ、次に高調波成分を取り除くためＬＰＦ２６
を通り、Ａ／Ｄ変換器２８にてアナログ信号からディジ
タル信号（同相成分）に変換される。また、ＳＳ信号の
他方は発振器２４の出力をπ／２移相器２５にてπ／２
移相した信号と乗算器２３にて掛け合わされ、同様にＬ
ＰＦ２７を通り、Ａ／Ｄ変換器２９にてディジタル信号
（直交成分）に変換される。
【００１０】次にＤＭＦ３１にて、ディジタル信号とＰ
Ｎ符号発生器３０からのＰＮ符号とのディジタル的な信
号の相関が求められる。またＤＭＦ３２にて、同様にデ
ィジタル信号とＰＮ符号とのディジタル的な信号の相関
が求められる。ＤＭＦ３１およびＤＭＦ３２から出力さ
れた相関値は４相位相復調回路３３に入力され、ディジ
タル信号処理により４相位相復調処理を行って搬送波お
よびクロックを再生する。また、その搬送波の再生処理
の結果に応じて再生搬送波周波数制御信号を生成し、発
振器２４を同期検波処理してその発振器２４の周波数を
制御する。さらに、データ判定処理によって第１のディ
ジタル出力信号Ｙ１と第２のディジタル出力信号Ｙ２を
出力端子３４，３５から出力する。
Ｎ符号発生器３０からのＰＮ符号とのディジタル的な信
号の相関が求められる。またＤＭＦ３２にて、同様にデ
ィジタル信号とＰＮ符号とのディジタル的な信号の相関
が求められる。ＤＭＦ３１およびＤＭＦ３２から出力さ
れた相関値は４相位相復調回路３３に入力され、ディジ
タル信号処理により４相位相復調処理を行って搬送波お
よびクロックを再生する。また、その搬送波の再生処理
の結果に応じて再生搬送波周波数制御信号を生成し、発
振器２４を同期検波処理してその発振器２４の周波数を
制御する。さらに、データ判定処理によって第１のディ
ジタル出力信号Ｙ１と第２のディジタル出力信号Ｙ２を
出力端子３４，３５から出力する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトル拡散
通信装置は以上のように構成されているので、４相位相
変調方式を採用した場合に、受信機側では４相位相復調
するために４相位相復調回路３３を用いていた。しかし
ながら、この４相位相復調回路３３は回路が複雑であ
り、また、２相位相変調回路に比べ再生搬送波のスリッ
プ頻度が高くなるなどの課題があった。
通信装置は以上のように構成されているので、４相位相
変調方式を採用した場合に、受信機側では４相位相復調
するために４相位相復調回路３３を用いていた。しかし
ながら、この４相位相復調回路３３は回路が複雑であ
り、また、２相位相変調回路に比べ再生搬送波のスリッ
プ頻度が高くなるなどの課題があった。
【００１２】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、簡単な回路により復調を実現する
と共に、再生搬送波のスリップ特性を改善するスペクト
ル拡散通信装置を得ることを目的とする。
めになされたもので、簡単な回路により復調を実現する
と共に、再生搬送波のスリップ特性を改善するスペクト
ル拡散通信装置を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
るスペクトル拡散通信装置は、受信機に、受信された８
相位相変調信号に発振器から出力された再生搬送波をπ
／４移相した直交成分を掛け合わせる第３の乗算器と、
その第３の乗算器から出力された信号の低域成分のみを
通過させる第３の低域通過フィルタと、その第３の低域
通過フィルタから出力された信号をＡ／Ｄ変換したディ
ジタル信号と第３の擬似雑音符号との排他的論理和をと
る第２の排他的論理和回路と、その第２の排他的論理和
回路から出力された信号を第３の擬似雑音符号長分積分
し、データ判定処理によって第３のディジタル出力信号
を出力する第２の積分データ判定回路とを備えたもので
ある。
るスペクトル拡散通信装置は、受信機に、受信された８
相位相変調信号に発振器から出力された再生搬送波をπ
／４移相した直交成分を掛け合わせる第３の乗算器と、
その第３の乗算器から出力された信号の低域成分のみを
通過させる第３の低域通過フィルタと、その第３の低域
通過フィルタから出力された信号をＡ／Ｄ変換したディ
ジタル信号と第３の擬似雑音符号との排他的論理和をと
る第２の排他的論理和回路と、その第２の排他的論理和
回路から出力された信号を第３の擬似雑音符号長分積分
し、データ判定処理によって第３のディジタル出力信号
を出力する第２の積分データ判定回路とを備えたもので
ある。
【００１４】請求項２記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、相関値検出器を、第１および第２の低域通
過フィルタから出力されたアナログ信号をディジタル信
号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、それら
第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されたディジタ
ル信号と第１の擬似雑音符号との相関値を出力する第１
および第２のディジタル・マッチド・フィルタとしたも
のである。
通信装置は、相関値検出器を、第１および第２の低域通
過フィルタから出力されたアナログ信号をディジタル信
号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、それら
第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されたディジタ
ル信号と第１の擬似雑音符号との相関値を出力する第１
および第２のディジタル・マッチド・フィルタとしたも
のである。
【００１５】請求項３記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、第１の擬似雑音符号を遅延させて第２およ
び第３の擬似雑音符号を出力する遅延回路を備えたもの
である。
通信装置は、第１の擬似雑音符号を遅延させて第２およ
び第３の擬似雑音符号を出力する遅延回路を備えたもの
である。
【００１６】請求項４記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、相関値検出器を、第１および第２の低域通
過フィルタから出力されたアナログ信号をディジタル信
号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、それら
第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されたディジタ
ル信号と第１の擬似雑音符号との排他的論理和をとる第
３および第４の排他的論理和回路と、それら第３および
第４の排他的論理和回路から出力された信号を積分し相
関値を出力する第１および第２の積分回路としたもので
ある。
通信装置は、相関値検出器を、第１および第２の低域通
過フィルタから出力されたアナログ信号をディジタル信
号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、それら
第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されたディジタ
ル信号と第１の擬似雑音符号との排他的論理和をとる第
３および第４の排他的論理和回路と、それら第３および
第４の排他的論理和回路から出力された信号を積分し相
関値を出力する第１および第２の積分回路としたもので
ある。
【００１７】請求項５記載の発明に係るスペクトル拡散
通信装置は、相関値検出を、第１および第２の低域通過
フィルタから出力された信号と第１の擬似雑音符号との
相関値を出力する第１および第２のチャージ・カップル
ド・デバイスとしたものである。
通信装置は、相関値検出を、第１および第２の低域通過
フィルタから出力された信号と第１の擬似雑音符号との
相関値を出力する第１および第２のチャージ・カップル
ド・デバイスとしたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１． 図１はこの発明の実施の形態１によるスペクトル拡散通
信装置の送信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、１，２は第１および第２のディジタル入力信号Ｘ
１，Ｘ２の入力端子、４は第１のディジタル入力信号Ｘ
１とＰＮ符号発生器３から生成されたＰＮ符号（第１の
擬似雑音符号）との排他的諭理和をとるＥＸ−ＯＲ回
路、５は第２のディジタル入力信号Ｘ２とＰＮ符号発生
器１２から生成されたＰＮ符号（第２の擬似雑音符号）
との排他的諭理和をとるＥＸ−ＯＲ回路である。６は発
振器８により生成された送信搬送波とＥＸ−ＯＲ回路４
からの信号とを乗算する乗算器、７は発振器８により生
成された送信搬送波をπ／２移相器９によってπ／２移
相された送信搬送波とＥＸ−ＯＲ回路５からの信号とを
乗算する乗算器、１０は乗算器６，７の出力を合成し、
４相位相変調されたＳＳ信号を送信端子１１から送信す
る合成器である。
説明する。 実施の形態１． 図１はこの発明の実施の形態１によるスペクトル拡散通
信装置の送信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、１，２は第１および第２のディジタル入力信号Ｘ
１，Ｘ２の入力端子、４は第１のディジタル入力信号Ｘ
１とＰＮ符号発生器３から生成されたＰＮ符号（第１の
擬似雑音符号）との排他的諭理和をとるＥＸ−ＯＲ回
路、５は第２のディジタル入力信号Ｘ２とＰＮ符号発生
器１２から生成されたＰＮ符号（第２の擬似雑音符号）
との排他的諭理和をとるＥＸ−ＯＲ回路である。６は発
振器８により生成された送信搬送波とＥＸ−ＯＲ回路４
からの信号とを乗算する乗算器、７は発振器８により生
成された送信搬送波をπ／２移相器９によってπ／２移
相された送信搬送波とＥＸ−ＯＲ回路５からの信号とを
乗算する乗算器、１０は乗算器６，７の出力を合成し、
４相位相変調されたＳＳ信号を送信端子１１から送信す
る合成器である。
【００１９】また、図２はこの発明の実施の形態１によ
るスペクトル拡散通信装置の受信機を示すブロック構成
図であり、図において、２１は送信機より送信されたＳ
Ｓ信号を受信する受信端子、２２は電圧制御発振器であ
る発振器２４により生成された再生搬送波とＳＳ信号と
を乗算する乗算器（第１の乗算器）、２３は発振器２４
により生成された再生搬送波をπ／２移相器２５によっ
てπ／２移相された再生搬送波とＳＳ信号とを乗算する
乗算器（第２の乗算器）、２６，２７は乗算器２２，２
３から出力された信号の低域成分のみを通過させるＬＰ
Ｆ（第１および第２の低域通過フィルタ）である。
るスペクトル拡散通信装置の受信機を示すブロック構成
図であり、図において、２１は送信機より送信されたＳ
Ｓ信号を受信する受信端子、２２は電圧制御発振器であ
る発振器２４により生成された再生搬送波とＳＳ信号と
を乗算する乗算器（第１の乗算器）、２３は発振器２４
により生成された再生搬送波をπ／２移相器２５によっ
てπ／２移相された再生搬送波とＳＳ信号とを乗算する
乗算器（第２の乗算器）、２６，２７は乗算器２２，２
３から出力された信号の低域成分のみを通過させるＬＰ
Ｆ（第１および第２の低域通過フィルタ）である。
【００２０】２８，２９はＬＰＦ２６，２７から出力さ
れたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換器（第１および第２のＡ／Ｄ変換器）、３０，３６は
ＰＮ符号発生器、３１，３２はＡ／Ｄ変換器２８，２９
から出力されたディジタル信号とＰＮ符号発生器３０か
ら生成されたＰＮ符号（第１の擬似雑音符号）との相関
値を出力するＤＭＦ（第１および第２のディジタル・マ
ッチド・フィルタ）であり、Ａ／Ｄ変換器２８，２９、
ＰＮ符号発生器３０およびＤＭＦ３１，３２により相関
値検出器を構成する。３３ａはＤＭＦ３１，３２から出
力された相関値に応じて２相位相復調処理して搬送波お
よびクロックを再生し、その再生された搬送波に応じて
再生搬送波周波数制御信号を生成し、発振器２４を同期
検波すると共に、データ判定処理によって第１のディジ
タル出力信号Ｙ１を出力端子３４から出力する２相位相
復調回路である。 ３７はＡ／Ｄ変換器２９から出力さ
れたディジタル信号とＰＮ符号発生器３６から生成され
たＰＮ符号（第２の擬似雑音符号）との排他的論理和を
とるＥＸ−ＯＲ回路（第１の排他的論理和回路）、３８
はＥＸ−ＯＲ回路３７から出力された信号をＰＮ符号長
分積分し、データ判定処理によって第２のディジタル出
力信号Ｙ２を出力端子３５から出力する積分データ判定
回路（第１の積分データ判定回路）である。
れたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換器（第１および第２のＡ／Ｄ変換器）、３０，３６は
ＰＮ符号発生器、３１，３２はＡ／Ｄ変換器２８，２９
から出力されたディジタル信号とＰＮ符号発生器３０か
ら生成されたＰＮ符号（第１の擬似雑音符号）との相関
値を出力するＤＭＦ（第１および第２のディジタル・マ
ッチド・フィルタ）であり、Ａ／Ｄ変換器２８，２９、
ＰＮ符号発生器３０およびＤＭＦ３１，３２により相関
値検出器を構成する。３３ａはＤＭＦ３１，３２から出
力された相関値に応じて２相位相復調処理して搬送波お
よびクロックを再生し、その再生された搬送波に応じて
再生搬送波周波数制御信号を生成し、発振器２４を同期
検波すると共に、データ判定処理によって第１のディジ
タル出力信号Ｙ１を出力端子３４から出力する２相位相
復調回路である。 ３７はＡ／Ｄ変換器２９から出力さ
れたディジタル信号とＰＮ符号発生器３６から生成され
たＰＮ符号（第２の擬似雑音符号）との排他的論理和を
とるＥＸ−ＯＲ回路（第１の排他的論理和回路）、３８
はＥＸ−ＯＲ回路３７から出力された信号をＰＮ符号長
分積分し、データ判定処理によって第２のディジタル出
力信号Ｙ２を出力端子３５から出力する積分データ判定
回路（第１の積分データ判定回路）である。
【００２１】次に動作について説明する。図１に示した
送信機において、第１のディジタル入力信号Ｘ１とＰＮ
符号発生器３からのＰＮ符号との排他的諭理和をＥＸ−
ＯＲ回路４にてとり、次に乗算器６にて送信搬送波を生
成する発振器８の出力と掛け合わされる。また、第２の
ディジタル入力信号Ｘ２とＰＮ符号発生器１２からのＰ
Ｎ符号との排他的諭理和をＥＸ−ＯＲ回路５にてとり、
次に乗算器７にて送信搬送波を生成する発振器８の出力
をπ／２移相器９でπ／２移相した信号と掛け合わされ
る。乗算器６と乗算器７との出力は合成器１０にて合成
され、４相位相変調されたＳＳ信号として送信端子１１
から送信される。
送信機において、第１のディジタル入力信号Ｘ１とＰＮ
符号発生器３からのＰＮ符号との排他的諭理和をＥＸ−
ＯＲ回路４にてとり、次に乗算器６にて送信搬送波を生
成する発振器８の出力と掛け合わされる。また、第２の
ディジタル入力信号Ｘ２とＰＮ符号発生器１２からのＰ
Ｎ符号との排他的諭理和をＥＸ−ＯＲ回路５にてとり、
次に乗算器７にて送信搬送波を生成する発振器８の出力
をπ／２移相器９でπ／２移相した信号と掛け合わされ
る。乗算器６と乗算器７との出力は合成器１０にて合成
され、４相位相変調されたＳＳ信号として送信端子１１
から送信される。
【００２２】また、図２に示した受信機において、受信
端子２１から受信されたＳＳ信号は２分配され、一方は
発振器２４が出力する再生搬送波と乗算器２２にて掛け
合わされ、次に高調波成分を取り除くためＬＰＦ２６を
通り、Ａ／Ｄ変換器２８にてアナログ信号からディジタ
ル信号（同相成分）に変換される。また、ＳＳ信号の他
方は発振器２４の出力をπ／２移相器２５にてπ／２移
相した信号と乗算器２３にて掛け合わされ、同様にＬＰ
Ｆ２７を通り、Ａ／Ｄ変換器２９にてディジタル信号
（直交成分）に変換される。
端子２１から受信されたＳＳ信号は２分配され、一方は
発振器２４が出力する再生搬送波と乗算器２２にて掛け
合わされ、次に高調波成分を取り除くためＬＰＦ２６を
通り、Ａ／Ｄ変換器２８にてアナログ信号からディジタ
ル信号（同相成分）に変換される。また、ＳＳ信号の他
方は発振器２４の出力をπ／２移相器２５にてπ／２移
相した信号と乗算器２３にて掛け合わされ、同様にＬＰ
Ｆ２７を通り、Ａ／Ｄ変換器２９にてディジタル信号
（直交成分）に変換される。
【００２３】次にＤＭＦ３１にて、ディジタル信号とＰ
Ｎ符号発生器３０からのＰＮ符号とのディジタル的な信
号の相関が求められる。またＤＭＦ３２にて、同様にデ
ィジタル信号とＰＮ符号とのディジタル的な信号の相関
が求められる。ＤＭＦ３１およびＤＭＦ３２から出力さ
れた相関値は２相位相復調回路３３ａに入力され、ディ
ジタル信号処理により２相位相復調処理を行って搬送波
およびクロックを再生する。また、その搬送波の再生処
理の結果に応じて再生搬送波周波数制御信号を生成し、
発振器２４を同期検波処理してその発振器２４の周波数
を制御する。さらに、データ判定処理によって第１のデ
ィジタル出力信号Ｙ１を出力端子３４から出力する。
Ｎ符号発生器３０からのＰＮ符号とのディジタル的な信
号の相関が求められる。またＤＭＦ３２にて、同様にデ
ィジタル信号とＰＮ符号とのディジタル的な信号の相関
が求められる。ＤＭＦ３１およびＤＭＦ３２から出力さ
れた相関値は２相位相復調回路３３ａに入力され、ディ
ジタル信号処理により２相位相復調処理を行って搬送波
およびクロックを再生する。また、その搬送波の再生処
理の結果に応じて再生搬送波周波数制御信号を生成し、
発振器２４を同期検波処理してその発振器２４の周波数
を制御する。さらに、データ判定処理によって第１のデ
ィジタル出力信号Ｙ１を出力端子３４から出力する。
【００２４】また、ディジタル信号とＰＮ符号発生器３
６からのＰＮ符号との排他的諭理和をＥＸ−ＯＲ回路３
７にてとり、積分データ判定回路３８にてＥＸ−ＯＲ回
路３７から出力された信号をＰＮ符号長分積分し、デー
タ判定処理によって第２のディジタル出力信号Ｙ２を出
力端子３５から出力する。
６からのＰＮ符号との排他的諭理和をＥＸ−ＯＲ回路３
７にてとり、積分データ判定回路３８にてＥＸ−ＯＲ回
路３７から出力された信号をＰＮ符号長分積分し、デー
タ判定処理によって第２のディジタル出力信号Ｙ２を出
力端子３５から出力する。
【００２５】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、従来のように回路が複雑で再生搬送波のスリップ頻
度が高い４相位相復調回路３３を用いることなく、２相
位相復調回路３３ａを用いて４相位相復調するように構
成したので、回路が簡単になると共に、再生搬送波のス
リップ頻度を低くすることができる効果がある。また、
ＤＭＦ３１，３２にて相関値を検出するように構成した
ので、同期引込を速くすることができ、処理速度を速め
ることができる効果がある。
ば、従来のように回路が複雑で再生搬送波のスリップ頻
度が高い４相位相復調回路３３を用いることなく、２相
位相復調回路３３ａを用いて４相位相復調するように構
成したので、回路が簡単になると共に、再生搬送波のス
リップ頻度を低くすることができる効果がある。また、
ＤＭＦ３１，３２にて相関値を検出するように構成した
ので、同期引込を速くすることができ、処理速度を速め
ることができる効果がある。
【００２６】実施の形態２．図３はこの発明の実施の形
態２によるスペクトル拡散通信装置の送信機を示すブロ
ック構成図であり、図において、１３は第３のディジタ
ル入力信号Ｘ３の入力端子、１５は第３のディジタル入
力信号Ｘ３とＰＮ符号発生器１４から生成されたＰＮ符
号（第３の擬似雑音符号）との排他的諭理和をとるＥＸ
−ＯＲ回路、１６は発振器８により生成された送信搬送
波をπ／４移相器１７によってπ／４移相された送信搬
送波とＥＸ−ＯＲ回路１５からの信号とを乗算する乗算
器、１８は乗算器６，７，１６の出力を合成し、８相位
相変調されたＳＳ信号を送信端子１１から送信する合成
器である。
態２によるスペクトル拡散通信装置の送信機を示すブロ
ック構成図であり、図において、１３は第３のディジタ
ル入力信号Ｘ３の入力端子、１５は第３のディジタル入
力信号Ｘ３とＰＮ符号発生器１４から生成されたＰＮ符
号（第３の擬似雑音符号）との排他的諭理和をとるＥＸ
−ＯＲ回路、１６は発振器８により生成された送信搬送
波をπ／４移相器１７によってπ／４移相された送信搬
送波とＥＸ−ＯＲ回路１５からの信号とを乗算する乗算
器、１８は乗算器６，７，１６の出力を合成し、８相位
相変調されたＳＳ信号を送信端子１１から送信する合成
器である。
【００２７】また、図４はこの発明の実施の形態２によ
るスペクトル拡散通信装置の受信機を示すブロック構成
図であり、図において、３９は発振器２４により生成さ
れた再生搬送波をπ／４移相器４０によってπ／４移相
された再生搬送波とＳＳ信号とを乗算する乗算器（第３
の乗算器）、４１は乗算器３９から出力された信号の低
域成分のみを通過させるＬＰＦ（第３の低域通過フィル
タ）である。４２はＬＰＦ４１から出力されたアナログ
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、４４は
Ａ／Ｄ変換器４２から出力されたディジタル信号とＰＮ
符号発生器４３から生成されたＰＮ符号（第３の擬似雑
音符号）との排他的論理和をとるＥＸ−ＯＲ回路（第２
の排他的論理和回路）、４５はＥＸ−ＯＲ回路４４から
出力された信号をＰＮ符号長分積分し、データ判定処理
によって第３のディジタル出力信号Ｙ３を出力端子４６
から出力する積分データ判定回路（第２の積分データ判
定回路）である。なお、その他の構成については、図１
および図２に示した実施の形態１と同様である。
るスペクトル拡散通信装置の受信機を示すブロック構成
図であり、図において、３９は発振器２４により生成さ
れた再生搬送波をπ／４移相器４０によってπ／４移相
された再生搬送波とＳＳ信号とを乗算する乗算器（第３
の乗算器）、４１は乗算器３９から出力された信号の低
域成分のみを通過させるＬＰＦ（第３の低域通過フィル
タ）である。４２はＬＰＦ４１から出力されたアナログ
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、４４は
Ａ／Ｄ変換器４２から出力されたディジタル信号とＰＮ
符号発生器４３から生成されたＰＮ符号（第３の擬似雑
音符号）との排他的論理和をとるＥＸ−ＯＲ回路（第２
の排他的論理和回路）、４５はＥＸ−ＯＲ回路４４から
出力された信号をＰＮ符号長分積分し、データ判定処理
によって第３のディジタル出力信号Ｙ３を出力端子４６
から出力する積分データ判定回路（第２の積分データ判
定回路）である。なお、その他の構成については、図１
および図２に示した実施の形態１と同様である。
【００２８】次に動作について説明する。図３に示した
送信機において、第３のディジタル入力信号Ｘ３とＰＮ
符号発生器１４からのＰＮ符号との排他的諭理和をＥＸ
−ＯＲ回路１５にてとり、次に乗算器１６にて送信搬送
波を生成する発振器８の出力をπ／４移相器１７でπ／
４移相した信号と掛け合わされる。乗算器６，７，１６
の出力は合成器１８にて合成され、８相位相変調された
ＳＳ信号として送信端子１１から送信される。
送信機において、第３のディジタル入力信号Ｘ３とＰＮ
符号発生器１４からのＰＮ符号との排他的諭理和をＥＸ
−ＯＲ回路１５にてとり、次に乗算器１６にて送信搬送
波を生成する発振器８の出力をπ／４移相器１７でπ／
４移相した信号と掛け合わされる。乗算器６，７，１６
の出力は合成器１８にて合成され、８相位相変調された
ＳＳ信号として送信端子１１から送信される。
【００２９】また、図４に示した受信機において、受信
端子２１から受信されたＳＳ信号は、発振器２４の出力
をπ／４移相器４０にてπ／４移相した信号と乗算器３
９にて掛け合わされ、ＬＰＦ４１を通り、Ａ／Ｄ変換器
４２にてディジタル信号に変換される。そのディジタル
信号とＰＮ符号発生器４３からのＰＮ符号との排他的諭
理和をＥＸ−ＯＲ回路４４にてとり、積分データ判定回
路４５にてＥＸ−ＯＲ回路４４から出力された信号をＰ
Ｎ符号長分積分し、データ判定処理によって第３のディ
ジタル出力信号Ｙ３を出力端子４６から出力する。
端子２１から受信されたＳＳ信号は、発振器２４の出力
をπ／４移相器４０にてπ／４移相した信号と乗算器３
９にて掛け合わされ、ＬＰＦ４１を通り、Ａ／Ｄ変換器
４２にてディジタル信号に変換される。そのディジタル
信号とＰＮ符号発生器４３からのＰＮ符号との排他的諭
理和をＥＸ−ＯＲ回路４４にてとり、積分データ判定回
路４５にてＥＸ−ＯＲ回路４４から出力された信号をＰ
Ｎ符号長分積分し、データ判定処理によって第３のディ
ジタル出力信号Ｙ３を出力端子４６から出力する。
【００３０】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、８相位相変調方式においても２相位相復調回路３３
ａを用いて８相位相復調するので、回路が簡単になると
共に、再生搬送波のスリップ頻度を低くすることができ
る効果がある。
ば、８相位相変調方式においても２相位相復調回路３３
ａを用いて８相位相復調するので、回路が簡単になると
共に、再生搬送波のスリップ頻度を低くすることができ
る効果がある。
【００３１】実施の形態３． 図５はこの発明の実施の形態３によるスペクトル拡散通
信装置の送信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、１９はＰＮ符号発生器３から生成されたＰＮ符号
（第１の擬似雑音符号）を遅延させ、ＰＮ符号（第２の
擬似雑音符号）とする遅延回路である。また、図６はこ
の発明の実施の形態３によるスペクトル拡散通信装置の
受信機を示すブロック構成図であり、図において、４７
はＰＮ符号発生器３０から生成されたＰＮ符号（第１の
擬似雑音符号）を遅延させ、ＰＮ符号（第２の擬似雑音
符号）とする遅延回路である。なお、その他の構成につ
いては、図１および図２に示した実施の形態１と同様で
ある。
信装置の送信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、１９はＰＮ符号発生器３から生成されたＰＮ符号
（第１の擬似雑音符号）を遅延させ、ＰＮ符号（第２の
擬似雑音符号）とする遅延回路である。また、図６はこ
の発明の実施の形態３によるスペクトル拡散通信装置の
受信機を示すブロック構成図であり、図において、４７
はＰＮ符号発生器３０から生成されたＰＮ符号（第１の
擬似雑音符号）を遅延させ、ＰＮ符号（第２の擬似雑音
符号）とする遅延回路である。なお、その他の構成につ
いては、図１および図２に示した実施の形態１と同様で
ある。
【００３２】以上のように、この実施の形態３によれ
ば、遅延回路１９，４７で第１の擬似雑音符号を遅延さ
せ第２の擬似雑音符号を生成するように構成したので、
第１の擬似雑音符号と第２の擬似雑音符号との干渉が抑
制される効果がある。また、上記遅延回路は、８相位相
変調方式に用いても同様の効果が得られる。
ば、遅延回路１９，４７で第１の擬似雑音符号を遅延さ
せ第２の擬似雑音符号を生成するように構成したので、
第１の擬似雑音符号と第２の擬似雑音符号との干渉が抑
制される効果がある。また、上記遅延回路は、８相位相
変調方式に用いても同様の効果が得られる。
【００３３】実施の形態４． 図７はこの発明の実施の形態４によるスペクトル拡散通
信装置の受信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、４８はＡ／Ｄ変換器２８から出力されたディジタル
信号とＰＮ符号発生器３０から生成されたＰＮ符号との
排他的論理和をとるＥＸ−ＯＲ回路（第３の排他的論理
和回路）、４９はＡ／Ｄ変換器２９から出力されたディ
ジタル信号とＰＮ符号発生器３０から生成されたＰＮ符
号との排他的論理和をとるＥＸ−ＯＲ回路（第４の排他
的論理和回路）、５０，５１はＥＸ−ＯＲ回路４８，４
９から出力された信号を積分し、相関値を出力する積分
回路（第１，第２の積分回路）であり、Ａ／Ｄ変換器２
８，２９、ＰＮ符号発生器３０、ＥＸ−ＯＲ回路４８，
４９および積分回路５０，５１により相関値検出器を構
成する。なお、その他の構成については、図１および図
２に示した実施の形態１と同様である。
信装置の受信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、４８はＡ／Ｄ変換器２８から出力されたディジタル
信号とＰＮ符号発生器３０から生成されたＰＮ符号との
排他的論理和をとるＥＸ−ＯＲ回路（第３の排他的論理
和回路）、４９はＡ／Ｄ変換器２９から出力されたディ
ジタル信号とＰＮ符号発生器３０から生成されたＰＮ符
号との排他的論理和をとるＥＸ−ＯＲ回路（第４の排他
的論理和回路）、５０，５１はＥＸ−ＯＲ回路４８，４
９から出力された信号を積分し、相関値を出力する積分
回路（第１，第２の積分回路）であり、Ａ／Ｄ変換器２
８，２９、ＰＮ符号発生器３０、ＥＸ−ＯＲ回路４８，
４９および積分回路５０，５１により相関値検出器を構
成する。なお、その他の構成については、図１および図
２に示した実施の形態１と同様である。
【００３４】以上のように、この実施の形態４によれ
ば、ＥＸ−ＯＲ回路４８，４９に積分回路５０，５１を
直列に接続した回路により相関値を検出するように構成
したので、相関値検出回路を簡単にすることができる効
果がある。
ば、ＥＸ−ＯＲ回路４８，４９に積分回路５０，５１を
直列に接続した回路により相関値を検出するように構成
したので、相関値検出回路を簡単にすることができる効
果がある。
【００３５】実施の形態５． 図８はこの発明の実施の形態５によるスペクトル拡散通
信装置の受信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、５２，５３はＬＰＦ２６，２７から出力された信号
とＰＮ符号発生器３０から生成されたＰＮ符号との相関
値を出力するＣＣＤ（第１および第２のチャージ・カッ
プルド・デバイス）、５４，５５はそれら相関値である
アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
であり、ＰＮ符号発生器３０、ＣＣＤ５２，５３および
Ａ／Ｄ変換器５４，５５により相関値検出器を構成す
る。なお、その他の構成については、図１および図２に
示した実施の形態１と同様である。
信装置の受信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、５２，５３はＬＰＦ２６，２７から出力された信号
とＰＮ符号発生器３０から生成されたＰＮ符号との相関
値を出力するＣＣＤ（第１および第２のチャージ・カッ
プルド・デバイス）、５４，５５はそれら相関値である
アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
であり、ＰＮ符号発生器３０、ＣＣＤ５２，５３および
Ａ／Ｄ変換器５４，５５により相関値検出器を構成す
る。なお、その他の構成については、図１および図２に
示した実施の形態１と同様である。
【００３６】以上のように、この実施の形態５によれ
ば、ＣＣＤ５２，５３によって相関値を検出するように
構成したので、同期引込を速くすることができ、処理速
度を速めることができる効果がある。
ば、ＣＣＤ５２，５３によって相関値を検出するように
構成したので、同期引込を速くすることができ、処理速
度を速めることができる効果がある。
【００３７】実施の形態６． 図９はこの発明の実施の形態６によるスペクトル拡散通
信装置の受信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、３３ｂはＤＭＦ３１，３２から出力された相関値に
応じて２相位相復調処理して位相周波数情報を出力する
と共に、データ判定処理によって第１のディジタル出力
信号Ｙ１を出力端子３４から出力する２相位相復調回
路、５６は発振器、５７はＡ／Ｄ変換器２８によりＡ／
Ｄ変換したディジタル信号とＰＮ符号発生器３６から生
成されたＰＮ符号との排他的論理和をとるＥＸ−ＯＲ回
路（第５の排他的論理和回路）、５８，５９はＥＸ−Ｏ
Ｒ回路５７，３７から出力された信号をＰＮ符号長分積
分する積分回路（第３，第４の積分回路）、６０はそれ
ら積分回路５８，５９から出力された信号を２相位相復
調回路３３ｂから出力された位相周波数情報に基づいて
位相回転させ、第２のディジタル出力信号Ｙ２を出力端
子３５から出力する位相回転回路である。なお、その他
の構成については、図１および図２に示した実施の形態
１と同様である。
信装置の受信機を示すブロック構成図であり、図におい
て、３３ｂはＤＭＦ３１，３２から出力された相関値に
応じて２相位相復調処理して位相周波数情報を出力する
と共に、データ判定処理によって第１のディジタル出力
信号Ｙ１を出力端子３４から出力する２相位相復調回
路、５６は発振器、５７はＡ／Ｄ変換器２８によりＡ／
Ｄ変換したディジタル信号とＰＮ符号発生器３６から生
成されたＰＮ符号との排他的論理和をとるＥＸ−ＯＲ回
路（第５の排他的論理和回路）、５８，５９はＥＸ−Ｏ
Ｒ回路５７，３７から出力された信号をＰＮ符号長分積
分する積分回路（第３，第４の積分回路）、６０はそれ
ら積分回路５８，５９から出力された信号を２相位相復
調回路３３ｂから出力された位相周波数情報に基づいて
位相回転させ、第２のディジタル出力信号Ｙ２を出力端
子３５から出力する位相回転回路である。なお、その他
の構成については、図１および図２に示した実施の形態
１と同様である。
【００３８】以上のように、この実施の形態６によれ
ば、実施の形態１から実施の形態５では２相位相復調回
路として、同期検波方式を用いたものを示したが、準同
期検波方式を用いることができると共に、搬送波再生処
理が全ディジタル化されることにより、回路動作の安定
化を図ることができる効果がある。
ば、実施の形態１から実施の形態５では２相位相復調回
路として、同期検波方式を用いたものを示したが、準同
期検波方式を用いることができると共に、搬送波再生処
理が全ディジタル化されることにより、回路動作の安定
化を図ることができる効果がある。
【００３９】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、２相位相復調回路を用いて８相位相復調するよう
に構成したので、８相位相変調方式においても回路が複
雑で再生搬送波のスリップ頻度が高い４相位相復調回路
を用いることなく、回路が簡単になると共に、再生搬送
波のスリップ頻度を低くすることができる効果がある。
れば、２相位相復調回路を用いて８相位相復調するよう
に構成したので、８相位相変調方式においても回路が複
雑で再生搬送波のスリップ頻度が高い４相位相復調回路
を用いることなく、回路が簡単になると共に、再生搬送
波のスリップ頻度を低くすることができる効果がある。
【００４０】請求項２記載の発明によれば、相関値検出
器を第１および第２のディジタル・マッチド・フィルタ
とするように構成したので、同期引込を速くすることが
でき、処理速度を速めることができる効果がある。
器を第１および第２のディジタル・マッチド・フィルタ
とするように構成したので、同期引込を速くすることが
でき、処理速度を速めることができる効果がある。
【００４１】請求項３記載の発明によれば、遅延回路に
より第１の擬似雑音符号を遅延させて第２および第３の
擬似雑音符号を生成するように構成したので、第１の擬
似雑音符号と第２の擬似雑音符号との干渉が抑制される
効果がある。
より第１の擬似雑音符号を遅延させて第２および第３の
擬似雑音符号を生成するように構成したので、第１の擬
似雑音符号と第２の擬似雑音符号との干渉が抑制される
効果がある。
【００４２】請求項４記載の発明によれば、第３および
第４の排他的論理和回路に第１および第２の積分器を直
列に接続した回路により相関値を検出するように構成し
たので、相関値検出回路を簡単にすることができる効果
がある。
第４の排他的論理和回路に第１および第２の積分器を直
列に接続した回路により相関値を検出するように構成し
たので、相関値検出回路を簡単にすることができる効果
がある。
【００４３】請求項５記載の発明によれば、第１および
第２のチャージ・カップルド・デバイスにより相関値を
検出するように構成したので、同期引込を速くすること
ができ、処理速度を速めることができる効果がある。
第２のチャージ・カップルド・デバイスにより相関値を
検出するように構成したので、同期引込を速くすること
ができ、処理速度を速めることができる効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１によるスペクトル拡
散通信装置の送信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の送信機を示すブロック構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１によるスペクトル拡
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
【図３】 この発明の実施の形態２によるスペクトル拡
散通信装置の送信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の送信機を示すブロック構成図である。
【図４】 この発明の実施の形態２によるスペクトル拡
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
【図５】 この発明の実施の形態３によるスペクトル拡
散通信装置の送信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の送信機を示すブロック構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態３によるスペクトル拡
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態４によるスペクトル拡
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
【図８】 この発明の実施の形態５によるスペクトル拡
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
【図９】 この発明の実施の形態６によるスペクトル拡
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
散通信装置の受信機を示すブロック構成図である。
【図１０】 従来のスペクトル拡散通信装置の送信機を
示すブロック構成図である。
示すブロック構成図である。
【図１１】 従来のスペクトル拡散通信装置の受信機を
示すブロック構成図である。
示すブロック構成図である。
１９，４７ 遅延回路、２２ 乗算器（第１の乗算
器）、２３ 乗算器（第２の乗算器）、２４，５６ 発
振器、２６ ＬＰＦ（第１の低域通過フィルタ）、２７
ＬＰＦ（第２の低域通過フィルタ）、２８ Ａ／Ｄ変
換器（第１のＡ／Ｄ変換器）、２９ Ａ／Ｄ変換器（第
２のＡ／Ｄ変換器）、３１ ＤＭＦ（第１のディジタル
・マッチド・フィルタ）、３２ ＤＭＦ（第２のディジ
タル・マッチド・フィルタ）、３３ａ，３３ｂ ２相位
相復調回路、３７ ＥＸ−ＯＲ回路（第１の排他的論理
和回路）、３８ 積分データ判定回路（第１の積分デー
タ判定回路）、３９ 乗算器（第３の乗算器）、４１
ＬＰＦ（第３の低域通過フィルタ）、４４ ＥＸ−ＯＲ
回路（第２の排他的論理和回路）、４５ 積分データ判
定回路（第２の積分データ判定回路）、４８ ＥＸ−Ｏ
Ｒ回路（第３の排他的論理和回路）、４９ ＥＸ−ＯＲ
回路（第４の排他的論理和回路）、５０ 積分回路（第
１の積分回路）、５１ 積分回路（第２の積分回路）、
５２ ＣＣＤ（第１のチャージ・カップルド・デバイ
ス）、５３ ＣＣＤ（第２のチャージ・カップルド・デ
バイス）、５７ ＥＸ−ＯＲ回路（第５の排他的論理和
回路）、５８積分回路（第３の積分回路）、５９ 積分
回路（第４の積分回路）、６０ 位相回転回路。
器）、２３ 乗算器（第２の乗算器）、２４，５６ 発
振器、２６ ＬＰＦ（第１の低域通過フィルタ）、２７
ＬＰＦ（第２の低域通過フィルタ）、２８ Ａ／Ｄ変
換器（第１のＡ／Ｄ変換器）、２９ Ａ／Ｄ変換器（第
２のＡ／Ｄ変換器）、３１ ＤＭＦ（第１のディジタル
・マッチド・フィルタ）、３２ ＤＭＦ（第２のディジ
タル・マッチド・フィルタ）、３３ａ，３３ｂ ２相位
相復調回路、３７ ＥＸ−ＯＲ回路（第１の排他的論理
和回路）、３８ 積分データ判定回路（第１の積分デー
タ判定回路）、３９ 乗算器（第３の乗算器）、４１
ＬＰＦ（第３の低域通過フィルタ）、４４ ＥＸ−ＯＲ
回路（第２の排他的論理和回路）、４５ 積分データ判
定回路（第２の積分データ判定回路）、４８ ＥＸ−Ｏ
Ｒ回路（第３の排他的論理和回路）、４９ ＥＸ−ＯＲ
回路（第４の排他的論理和回路）、５０ 積分回路（第
１の積分回路）、５１ 積分回路（第２の積分回路）、
５２ ＣＣＤ（第１のチャージ・カップルド・デバイ
ス）、５３ ＣＣＤ（第２のチャージ・カップルド・デ
バイス）、５７ ＥＸ−ＯＲ回路（第５の排他的論理和
回路）、５８積分回路（第３の積分回路）、５９ 積分
回路（第４の積分回路）、６０ 位相回転回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713 H04L 27/18
Claims (5)
- 【請求項１】 第１の擬似雑音符号により変調された搬
送波信号、第２の擬似雑音符号により変調された搬送波
信号をπ／２移相した信号、および第３の擬似雑音符号
により変調された搬送波信号をπ／４移相した信号を合
成し８相位相変調信号を送信する送信機と、受信された
上記８相位相変調信号に発振器から出力された再生搬送
波の同相成分を掛け合わせる第１の乗算器、受信された
上記８相位相変調信号に上記発振器から出力された再生
搬送波をπ／２移相した直交成分を掛け合わせる第２の
乗算器、受信された上記８相位相変調信号に上記発振器
から出力された再生搬送波をπ／４移相した直交成分を
掛け合わせる第３の乗算器、上記第１，第２および第３
の乗算器からそれぞれ出力された信号の低域成分のみを
通過させる第１，第２および第３の低域通過フィルタ、
それら第１および第２の低域通過フィルタからそれぞれ
出力された信号と上記第１の擬似雑音符号との相関値を
出力する相関値検出器、その相関値検出器から出力され
た相関値に応じて２相位相復調処理して搬送波およびク
ロックを再生しその再生された搬送波に応じて上記発振
器を同期検波すると共に、データ判定処理によって第１
のディジタル出力信号を出力する２相位相復調回路、上
記第２の低域通過フィルタから出力された信号をＡ／Ｄ
変換したディジタル信号と上記第２の擬似雑音符号との
排他的論理和をとる第１の排他的論理和回路、その第１
の排他的論理和回路から出力された信号を上記第２の擬
似雑音符号長分積分し、データ判定処理によって第２の
ディジタル出力信号を出力する第１の積分データ判定回
路、上記第３の低域通過フィルタから出力された信号を
Ａ／Ｄ変換したディジタル信号と上記第３の擬似雑音符
号との排他的論理和をとる第２の排他的論理和回路、そ
の第２の排他的論理和回路から出力された信号を上記第
３の擬似雑音符号長分積分し、データ判定処理によって
第３のディジタル出力信号を出力する第２の積分データ
判定回路から成る受信機とを備えたスペクトル拡散通信
装置。 - 【請求項２】 相関値検出器は、第１および第２の低域
通過フィルタからそれぞれ出力されたアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換
器、それら第１および第２のＡ／Ｄ変換器からそれぞれ
出力されたディジタル信号と第１の擬似雑音符号との相
関値を出力する第１および第２のディジタル・マッチド
・フィルタであることを特徴とする請求項１記載のスペ
クトル拡散通信装置。 - 【請求項３】 第１の擬似雑音符号を遅延させて第２お
よび第３の擬似雑音符号を出力する遅延回路を備えたこ
とを特徴とする請求項１または請求項２記載のスペクト
ル拡散通信装置。 - 【請求項４】 相関値検出器は、第１および第２の低域
通過フィルタからそれぞれ出力されたアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換
器、それら第１および第２のＡ／Ｄ変換器からそれぞれ
出力されたディジタル信号と第１の擬似雑音符号との排
他的論理和をそれぞれとる第３および第４の排他的論理
和回路、それら第３および第４の排他的論理和回路から
それぞれ出力された信号を積分し相関値を出力する第１
および第２の積分回路であることを特徴とする請求項１
または請求項３記載のスペクトル拡散通信装置。 - 【請求項５】 相関値検出器は、第１および第２の低域
通過フィルタから出力された信号と第１の擬似雑音符号
との相関値を出力する第１および第２のチャージ・カッ
プルド・デバイスであることを特徴とする請求項１また
は請求項３記載のスペクトル拡散通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7781696A JP3245048B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | スペクトル拡散通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7781696A JP3245048B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | スペクトル拡散通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09270739A JPH09270739A (ja) | 1997-10-14 |
| JP3245048B2 true JP3245048B2 (ja) | 2002-01-07 |
Family
ID=13644561
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7781696A Expired - Fee Related JP3245048B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | スペクトル拡散通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3245048B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7136400B1 (ja) | 2021-12-23 | 2022-09-13 | 昭和電工マテリアルズ株式会社 | 物性の測定方法、部材の評価方法、電子部品装置の製造方法、電子部品装置用材料の製造方法及び物性測定システム |
-
1996
- 1996-03-29 JP JP7781696A patent/JP3245048B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7136400B1 (ja) | 2021-12-23 | 2022-09-13 | 昭和電工マテリアルズ株式会社 | 物性の測定方法、部材の評価方法、電子部品装置の製造方法、電子部品装置用材料の製造方法及び物性測定システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09270739A (ja) | 1997-10-14 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |