JP2601206B2 - スペクトル拡散通信方式及び受信装置 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式及び受信装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散通信方式
及び受信装置に係り、特にユーザ毎に固有の周波数拡散
符号を割り当ててランダムアクセスを行う符号分割多重
通信網のスペクトル拡散通信方式及びそれに用いる受信
装置に関する。
及び受信装置に係り、特にユーザ毎に固有の周波数拡散
符号を割り当ててランダムアクセスを行う符号分割多重
通信網のスペクトル拡散通信方式及びそれに用いる受信
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散通信方式は、多数の端末
（ユーザ）毎に固有の周波数拡散符号を割り当てて、同
一の周波数帯域を用いて通信を行い、符号間の低相互相
関性を利用して信号選択を行う符号分割多重通信網（Ｃ
ＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ Ａｃｃｅｓｓ）を構築する通信方式であり、その特
徴はランダムアクセスが可能なことである。従って、こ
のスペクトル拡散通信方式は、例えば特開平１−２８８
０２３号公報に記載されているような構内無線通信など
に広く使われている。
（ユーザ）毎に固有の周波数拡散符号を割り当てて、同
一の周波数帯域を用いて通信を行い、符号間の低相互相
関性を利用して信号選択を行う符号分割多重通信網（Ｃ
ＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ Ａｃｃｅｓｓ）を構築する通信方式であり、その特
徴はランダムアクセスが可能なことである。従って、こ
のスペクトル拡散通信方式は、例えば特開平１−２８８
０２３号公報に記載されているような構内無線通信など
に広く使われている。
【０００３】図２は従来のスペクトル拡散通信方式の一
例の構成図を示す。同図に示すように、送信側はチップ
クロック発生器１１、拡散符号発生器１２、乗算器１
３、データ変調器１４、送信装置１５及び送信アンテナ
１６などから構成され、また、受信側は受信アンテナ１
７、受信装置１８、ミキサ１９−１〜１９−３、帯域フ
ィルタ（ＢＰＦ）２０−１〜２０−３、２乗検波器２１
−１と２１−２、加算器２２、低域フィルタ（ＬＰＦ）
２３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４、拡散符号発生器
２５、遅延器２６と２７、及びデータ復調器２８より構
成されている。
例の構成図を示す。同図に示すように、送信側はチップ
クロック発生器１１、拡散符号発生器１２、乗算器１
３、データ変調器１４、送信装置１５及び送信アンテナ
１６などから構成され、また、受信側は受信アンテナ１
７、受信装置１８、ミキサ１９−１〜１９−３、帯域フ
ィルタ（ＢＰＦ）２０−１〜２０−３、２乗検波器２１
−１と２１−２、加算器２２、低域フィルタ（ＬＰＦ）
２３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４、拡散符号発生器
２５、遅延器２６と２７、及びデータ復調器２８より構
成されている。
【０００４】拡散符号発生器１２及び２５がそれぞれ発
生する拡散符号としては通常、疑似ランダム（ＰＮ：Ｐ
ｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）符号が用いられる。図３はこ
のＰＮ符号を発生する拡散符号発生器１２及び２５の一
例の構成を示す。拡散符号発生器（ＰＮ符号発生器）１
２及び２５は、図３に示すように、Ｌ段のシフトレジス
タ３０、（Ｌ−１）個の重み回路３１及び加算器３２と
からなる。
生する拡散符号としては通常、疑似ランダム（ＰＮ：Ｐ
ｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）符号が用いられる。図３はこ
のＰＮ符号を発生する拡散符号発生器１２及び２５の一
例の構成を示す。拡散符号発生器（ＰＮ符号発生器）１
２及び２５は、図３に示すように、Ｌ段のシフトレジス
タ３０、（Ｌ−１）個の重み回路３１及び加算器３２と
からなる。
【０００５】通常用いられるのは２進符号であり、重み
回路３１は入力２進符号に対して”１”を乗算してその
まま通過させるか、又は”０”を乗算して通過を阻止す
る（すなわち、接続無し）とする。また、加算器３２は
２進加算を行う回路であり、排他的論理和回路で構成さ
れる。
回路３１は入力２進符号に対して”１”を乗算してその
まま通過させるか、又は”０”を乗算して通過を阻止す
る（すなわち、接続無し）とする。また、加算器３２は
２進加算を行う回路であり、排他的論理和回路で構成さ
れる。
【０００６】次に、図３の拡散符号発生器（ＰＮ符号発
生器）１２及び２５の動作について説明する。Ｌ段シフ
トレジスタ３０のＬ個のタップ出力から並列に出力され
た出力信号ｐｎ−１、ｐｎ−２、ｐｎ−３、．．．、ｐ
ｎ−Ｌ＋１及びｐｎ−Ｌのうち、初段から（Ｌ−１）段
のタップ出力信号ｐｎ−１〜ｐｎ−Ｌ＋１はそれぞれ対
応する重み回路３１で重み係数ｇ１〜ｇＬ−１を乗じら
れた加算器３２に供給されると共に、最終段のタップ出
力信号ｐｎ−１は直接に加算器３２に供給される。
生器）１２及び２５の動作について説明する。Ｌ段シフ
トレジスタ３０のＬ個のタップ出力から並列に出力され
た出力信号ｐｎ−１、ｐｎ−２、ｐｎ−３、．．．、ｐ
ｎ−Ｌ＋１及びｐｎ−Ｌのうち、初段から（Ｌ−１）段
のタップ出力信号ｐｎ−１〜ｐｎ−Ｌ＋１はそれぞれ対
応する重み回路３１で重み係数ｇ１〜ｇＬ−１を乗じら
れた加算器３２に供給されると共に、最終段のタップ出
力信号ｐｎ−１は直接に加算器３２に供給される。
【０００７】加算器３２は入力信号をそれぞれ２進加算
して、次式で表される加算結果ｐｎをシフトレジスタ３
０の初段に帰還入力する。シフトレジスタ３０はチップ
クロックに基づいて初段入力を右方向へシフトする。
して、次式で表される加算結果ｐｎをシフトレジスタ３
０の初段に帰還入力する。シフトレジスタ３０はチップ
クロックに基づいて初段入力を右方向へシフトする。
【０００８】
【数１】 ただし、ｇL＝１、また加算は２進加算である。従っ
て、 ０＋０＝０，０＋１＝１，１＋０＝１，１＋１＝０ （２）
て、 ０＋０＝０，０＋１＝１，１＋０＝１，１＋１＝０ （２）
【０００９】
【数２】 初期値として ｐ０＝１ （７ａ） ｐ−１＝ｐ−２＝ｐ−３＝・・・＝ｐ−Ｌ＝０ （７ｂ） に設定すると、次式が得られる。
【００１０】
【数３】 （８）式中、分母の減算が加算に変わるのは、加算が２
進加算であるからである（ａ−ｂ＝ａ＋ｂ（ｍｏｄ
２））。
進加算であるからである（ａ−ｂ＝ａ＋ｂ（ｍｏｄ
２））。
【００１１】ＰＮ符号として最も広く用いられているも
のとして、最長符号系列（ｍ系列：ｍａｘｉｍｕｍ ｌ
ｅｎｇｔｈ ｃｏｄｅ）がある。一般に、Ｌ段のｍ系列
は（８）式の特性多項式
のとして、最長符号系列（ｍ系列：ｍａｘｉｍｕｍ ｌ
ｅｎｇｔｈ ｃｏｄｅ）がある。一般に、Ｌ段のｍ系列
は（８）式の特性多項式
【００１２】
【数４】 が原始多項式であれば、ｍ系列となる。そのような多項
式をｍ系列の生成多項式というが、それは既に多くの表
形式に与えられている。例えば、Ｌ段のＰＮ符号の数
は、φ（２Ｌ−１）／Ｌ個ある。ただし、φ（ｘ）はオ
イラーの関数と呼ばれ、（２ｒ−１）が素数ならばφ
（２Ｌ−１）＝２ｒ−２が成立する。
式をｍ系列の生成多項式というが、それは既に多くの表
形式に与えられている。例えば、Ｌ段のＰＮ符号の数
は、φ（２Ｌ−１）／Ｌ個ある。ただし、φ（ｘ）はオ
イラーの関数と呼ばれ、（２ｒ−１）が素数ならばφ
（２Ｌ−１）＝２ｒ−２が成立する。
【００１３】Ｌが大きくなると、ｍ系列の数も急激に大
きくなるので、十分大きな段数のｍ系列を用いることに
より、極めて多数のユーザに固有の拡散符号を割り当て
ることができる。
きくなるので、十分大きな段数のｍ系列を用いることに
より、極めて多数のユーザに固有の拡散符号を割り当て
ることができる。
【００１４】ｍ系列の特徴は、その鋭い自己相関性にあ
る。すなわち、今ｍ系列｛ｐｎ｝がある時にその自己相
関係数Ｒｐｐ（ｍ）は次式で表される。
る。すなわち、今ｍ系列｛ｐｎ｝がある時にその自己相
関係数Ｒｐｐ（ｍ）は次式で表される。
【００１５】
【数５】 ただし、（１０）式中、Ｎはｍ系列の長さであり、Ｌ段
ｍ系列の場合は次式で表される。
ｍ系列の場合は次式で表される。
【００１６】 Ｎ＝２Ｌ−１ （１１） また、同じ符号長でも異なる生成多項式を用いて発生す
る別のｍ系列｛ｑｎ｝に対しての相互相関係数Ｒ
ｐｑ（ｍ）は次式で表される。
る別のｍ系列｛ｑｎ｝に対しての相互相関係数Ｒ
ｐｑ（ｍ）は次式で表される。
【００１７】
【数６】 すなわち、ｍ系列は生成多項式の異なるものの間では相
関係数は１／Ｎであり、（１０）式よりｍ系列の段数Ｌ
に対してＮは急激に大きくなるので、異なるｍ系列の相
互相関は極めて小さい。更に、（１０）式よりわかるよ
うに、同じｍ系列どうしでも１チップ以上タイミングが
異なれば、同様に自己相関は極めて小さなものとなる。
関係数は１／Ｎであり、（１０）式よりｍ系列の段数Ｌ
に対してＮは急激に大きくなるので、異なるｍ系列の相
互相関は極めて小さい。更に、（１０）式よりわかるよ
うに、同じｍ系列どうしでも１チップ以上タイミングが
異なれば、同様に自己相関は極めて小さなものとなる。
【００１８】上記のｍ系列の鋭い自己相関性こそ符号分
割多重通信の基礎であるが、同時に受信部において受信
信号に対して、正確なタイミング制御が必要となる理由
でもある。このタイミング制御としては図２に示すＤＬ
Ｌ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）が用いられ
る。すなわち、ＶＣＯ２４、拡散符号発生器２５、遅延
器２６及び２７、ミキサ１９−１及び１９−３、ＢＰＦ
２０−１及び２０−３、２乗検波器２１−１及び２１−
２、加算器２２並びにＬＰＦ２３からなる閉ループが上
記のＤＬＬを構成している。
割多重通信の基礎であるが、同時に受信部において受信
信号に対して、正確なタイミング制御が必要となる理由
でもある。このタイミング制御としては図２に示すＤＬ
Ｌ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）が用いられ
る。すなわち、ＶＣＯ２４、拡散符号発生器２５、遅延
器２６及び２７、ミキサ１９−１及び１９−３、ＢＰＦ
２０−１及び２０−３、２乗検波器２１−１及び２１−
２、加算器２２並びにＬＰＦ２３からなる閉ループが上
記のＤＬＬを構成している。
【００１９】次に、図２の従来方式の動作について説明
する。チップクロック発生器１１の出力チップクロック
に同期して拡散符号発生器１２より発生された上記のＰ
Ｎ符号は乗算器１３に供給され、ここでデータ変調器１
４により所定の変調方式で変調されたデータと乗算され
る。乗算器１３より取り出された変調データは、送信装
置１５により所定の送信周波数帯域の送信信号に変換さ
れた後、送信アンテナ１６を介して無線送信される。
する。チップクロック発生器１１の出力チップクロック
に同期して拡散符号発生器１２より発生された上記のＰ
Ｎ符号は乗算器１３に供給され、ここでデータ変調器１
４により所定の変調方式で変調されたデータと乗算され
る。乗算器１３より取り出された変調データは、送信装
置１５により所定の送信周波数帯域の送信信号に変換さ
れた後、送信アンテナ１６を介して無線送信される。
【００２０】この送信信号は受信アンテナ１７により受
信され、受信装置１８により低雑音増幅されると共に所
定の中間周波数帯への周波数変換などが行われた後、ミ
キサ１９−１、１９−２及び１９−３にそれぞれ供給さ
れ、ここで遅延器２７、遅延器２６及び拡散符号発生器
２５の各出力ＰＮ符号と乗算される。遅延器２６は拡散
符号発生器２５の出力ＰＮ符号を時間Ｔ／２遅延し、遅
延器２７は遅延器２６の出力ＰＮ符号を更に時間Ｔ／２
遅延する。
信され、受信装置１８により低雑音増幅されると共に所
定の中間周波数帯への周波数変換などが行われた後、ミ
キサ１９−１、１９−２及び１９−３にそれぞれ供給さ
れ、ここで遅延器２７、遅延器２６及び拡散符号発生器
２５の各出力ＰＮ符号と乗算される。遅延器２６は拡散
符号発生器２５の出力ＰＮ符号を時間Ｔ／２遅延し、遅
延器２７は遅延器２６の出力ＰＮ符号を更に時間Ｔ／２
遅延する。
【００２１】ミキサ１９−１、１９−２及び１９−３の
各出力信号はＢＰＦ２０−１、２０−２及び２０−３に
それぞれ供給されて、所定の周波数成分のみ濾波され
る。ＢＰＦ２０−１及び２０−３の各出力信号は２乗検
波器２１−１及び２１−２により２乗検波された後、加
算器２２で加算され、その加算出力信号がＬＰＦ２３に
より高周波成分を除去されて制御電圧としてＶＣＯ２４
に印加され、その出力発振周波数を制御する。
各出力信号はＢＰＦ２０−１、２０−２及び２０−３に
それぞれ供給されて、所定の周波数成分のみ濾波され
る。ＢＰＦ２０−１及び２０−３の各出力信号は２乗検
波器２１−１及び２１−２により２乗検波された後、加
算器２２で加算され、その加算出力信号がＬＰＦ２３に
より高周波成分を除去されて制御電圧としてＶＣＯ２４
に印加され、その出力発振周波数を制御する。
【００２２】ＶＣＯ２４の出力発振周波信号は拡散符号
発生器２５にチップクロックとして供給される。このよ
うなＤＬＬの動作により、タイミング誤差が０となるよ
うに同期が行われる。これにより、ＢＰＦ２０−２の出
力信号は最大とされ、データ復調器２８で高Ｓ／Ｎ比の
復調データに復調される。
発生器２５にチップクロックとして供給される。このよ
うなＤＬＬの動作により、タイミング誤差が０となるよ
うに同期が行われる。これにより、ＢＰＦ２０−２の出
力信号は最大とされ、データ復調器２８で高Ｓ／Ｎ比の
復調データに復調される。
【００２３】ここで、上記のＤＬＬのタイミング誤差補
償動作について、更に図４と共に説明する。タイミング
誤差が０のときには、相関検出回路であるＢＰＦ２０−
２の出力に最大レベルの出力信号が現れる。タイミング
誤差が０でない時には、誤差の絶対値に応じてＢＰＦ２
０−２の出力信号レベル（相関値）が小さくなるが、図
４（Ａ）に示すように、タイミング誤差Ｔｅが１チップ
時間Ｔを越えると、ｍ系列の自己相関特性により無相関
となる。
償動作について、更に図４と共に説明する。タイミング
誤差が０のときには、相関検出回路であるＢＰＦ２０−
２の出力に最大レベルの出力信号が現れる。タイミング
誤差が０でない時には、誤差の絶対値に応じてＢＰＦ２
０−２の出力信号レベル（相関値）が小さくなるが、図
４（Ａ）に示すように、タイミング誤差Ｔｅが１チップ
時間Ｔを越えると、ｍ系列の自己相関特性により無相関
となる。
【００２４】一方、別の相関検出回路であるＢＰＦ２０
−１及び２０−３の入力信号は、遅延器２７及び２６に
よりＢＰＦ２０−２の入力信号に対して相対的にそれぞ
れ１／２チップ（時間Ｔ／２）だけ遅れ進みがあるた
め、同じタイミング誤差に対してＢＰＦ２０−１及び２
０−３の出力信号は、それぞれ図４（Ｂ）及び（Ｃ）に
示すように、ＢＰＦ２０−２の出力信号に対して各々１
／２チップずつ反対方向にずれた特性を示す。
−１及び２０−３の入力信号は、遅延器２７及び２６に
よりＢＰＦ２０−２の入力信号に対して相対的にそれぞ
れ１／２チップ（時間Ｔ／２）だけ遅れ進みがあるた
め、同じタイミング誤差に対してＢＰＦ２０−１及び２
０−３の出力信号は、それぞれ図４（Ｂ）及び（Ｃ）に
示すように、ＢＰＦ２０−２の出力信号に対して各々１
／２チップずつ反対方向にずれた特性を示す。
【００２５】そこで、ＢＰＦ２０−１及び２０−３の各
出力信号を２乗検波器２１−１及び２１−２を介して加
算器２２に供給して両者の差をとると、図４（Ｄ）に示
すＳ字型タイミング誤差検出特性が得られる。この加算
器２２の出力信号はタイミング誤差検出信号としてＬＰ
Ｆ２３を介してＶＣＯ２４に制御電圧として印加され
る。このようにして、ＤＬＬは図４（Ｄ）に示すＳ字型
タイミング誤差検出特性のＩで示す同期点に収束するよ
うに、すなわちタイミング誤差が０となるように同期を
行う。
出力信号を２乗検波器２１−１及び２１−２を介して加
算器２２に供給して両者の差をとると、図４（Ｄ）に示
すＳ字型タイミング誤差検出特性が得られる。この加算
器２２の出力信号はタイミング誤差検出信号としてＬＰ
Ｆ２３を介してＶＣＯ２４に制御電圧として印加され
る。このようにして、ＤＬＬは図４（Ｄ）に示すＳ字型
タイミング誤差検出特性のＩで示す同期点に収束するよ
うに、すなわちタイミング誤差が０となるように同期を
行う。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
方式では同期に時間がかかるという問題がある。すなわ
ち、ｍ系列の自己相関関数の鋭いピークに受信信号のｍ
系列の位相が一致することにより、初期捕捉ができ正常
な受信ができるのであるが、最初は受信信号のｍ系列の
位相は全くわからず、またｍ系列の自己相関関数の鋭い
ピークはその一周期に１回しかないため、従来方式の受
信信号の初期捕捉においては、最悪Ｎ通りのタイミング
に対して相関検出を繰り返していくことが必要となる。
従って、従来方式では、ｍ系列の自己相関性が鋭いた
め、タイミング誤差が１チップ以内に入ってこないと相
関出力が得られない。
方式では同期に時間がかかるという問題がある。すなわ
ち、ｍ系列の自己相関関数の鋭いピークに受信信号のｍ
系列の位相が一致することにより、初期捕捉ができ正常
な受信ができるのであるが、最初は受信信号のｍ系列の
位相は全くわからず、またｍ系列の自己相関関数の鋭い
ピークはその一周期に１回しかないため、従来方式の受
信信号の初期捕捉においては、最悪Ｎ通りのタイミング
に対して相関検出を繰り返していくことが必要となる。
従って、従来方式では、ｍ系列の自己相関性が鋭いた
め、タイミング誤差が１チップ以内に入ってこないと相
関出力が得られない。
【００２７】しかし、多数の端末間でスペクトル拡散通
信を行うためには通信符号の数（符号長）を大きくする
必要があり、そのためｍ系列の一周期Ｎ（＝２Ｌ−１）
は、通常１００〜１００００という非常に大きな数であ
る。このため、従来方式では受信信号の初期捕捉に長大
な時間がかかる。
信を行うためには通信符号の数（符号長）を大きくする
必要があり、そのためｍ系列の一周期Ｎ（＝２Ｌ−１）
は、通常１００〜１００００という非常に大きな数であ
る。このため、従来方式では受信信号の初期捕捉に長大
な時間がかかる。
【００２８】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
極めて大きな符号長のｍ系列に対して高速同期を確立で
きるスペクトル拡散通信方式及び受信装置を提供するこ
とを目的とする。
極めて大きな符号長のｍ系列に対して高速同期を確立で
きるスペクトル拡散通信方式及び受信装置を提供するこ
とを目的とする。
【００２９】また、本発明の他の目的は、高品質なスペ
クトル拡散通信を行い得るスペクトル拡散通信方式及び
受信装置を提供することにある。
クトル拡散通信を行い得るスペクトル拡散通信方式及び
受信装置を提供することにある。
【００３０】また、本発明の他の目的は、極めて多数の
通信端末間での符号分割通信を行い得るスペクトル拡散
通信方式及び受信装置を提供することにある。
通信端末間での符号分割通信を行い得るスペクトル拡散
通信方式及び受信装置を提供することにある。
【００３１】更に、本発明の他の目的は、伝送すべき情
報信号をアナログ信号、ディジタル信号のいずれでも可
能とし得るスペクトル拡散通信方式及び受信装置を提供
することにある。
報信号をアナログ信号、ディジタル信号のいずれでも可
能とし得るスペクトル拡散通信方式及び受信装置を提供
することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明のスペクトル拡散通信方式では、複数の端末
に各々固有のスペクトル拡散符号を割り当てる符号分割
多重通信システムの送信側で帰還路に所定の特性多項式
を含む発生器からの割り当てたスペクトル拡散符号と伝
送すべき情報信号とを乗算して得られたスペクトル拡散
変調波を送信し、受信側でスペクトル拡散変調波を復調
後前記情報信号を再生するスペクトル拡散通信方式にお
いて、送信されたスペクトル拡散変調波を受信して、位
相が互いにπ／２異なる局部発振信号を用いてベースバ
ンド帯の第１及び第２の受信信号に変換する受信手段
と、第１及び第２の受信信号をそれぞれ並列に標本化及
びＡ／Ｄ変換して第１及び第２のディジタル信号を得る
標本化及びＡ／Ｄ変換手段と、第１及び第２のディジタ
ル信号を入力信号として受け、第１及び第２のディジタ
ル信号をそれぞれ実部及び虚数部とする複素信号の位相
を検出する位相検出器と、位相検出器の出力信号を入力
信号として受け、送信側のスペクトル拡散符号を発生す
る発生器の特性多項式に対応するフィルタリングを行
う、有限時間応答フィルタ構成の逆拡散回路と、逆拡散
回路の出力信号の平均化を行うディジタルフィルタとを
受信側に有する構成としたものである。
め、本発明のスペクトル拡散通信方式では、複数の端末
に各々固有のスペクトル拡散符号を割り当てる符号分割
多重通信システムの送信側で帰還路に所定の特性多項式
を含む発生器からの割り当てたスペクトル拡散符号と伝
送すべき情報信号とを乗算して得られたスペクトル拡散
変調波を送信し、受信側でスペクトル拡散変調波を復調
後前記情報信号を再生するスペクトル拡散通信方式にお
いて、送信されたスペクトル拡散変調波を受信して、位
相が互いにπ／２異なる局部発振信号を用いてベースバ
ンド帯の第１及び第２の受信信号に変換する受信手段
と、第１及び第２の受信信号をそれぞれ並列に標本化及
びＡ／Ｄ変換して第１及び第２のディジタル信号を得る
標本化及びＡ／Ｄ変換手段と、第１及び第２のディジタ
ル信号を入力信号として受け、第１及び第２のディジタ
ル信号をそれぞれ実部及び虚数部とする複素信号の位相
を検出する位相検出器と、位相検出器の出力信号を入力
信号として受け、送信側のスペクトル拡散符号を発生す
る発生器の特性多項式に対応するフィルタリングを行
う、有限時間応答フィルタ構成の逆拡散回路と、逆拡散
回路の出力信号の平均化を行うディジタルフィルタとを
受信側に有する構成としたものである。
【００３３】また、本発明の受信装置は、受信回路部、
第１及び第２の周波数変換手段、標本化及びＡ／Ｄ変換
手段、位相検出器、タップ付き遅延回路、複数の重み回
路、加算器及びディジタルフィルタより構成したもので
ある。
第１及び第２の周波数変換手段、標本化及びＡ／Ｄ変換
手段、位相検出器、タップ付き遅延回路、複数の重み回
路、加算器及びディジタルフィルタより構成したもので
ある。
【００３４】ここで、上記の受信回路部は、帰還路に所
定の特性多項式を含む発生器からのＰＮ符号と伝送すべ
き情報信号とを乗算して得られたスペクトル拡散変調波
が、高周波数帯に変換されて無線送信された送信信号を
受信し、所定周波数の中間周波信号に変換する。第１及
び第２の周波数変換手段は、中間周波信号に周波数が等
しく、位相が互いにπ／２異なる第１及び第２の局部発
振信号により中間周波信号を周波数変換してベースバン
ド帯の第１及び第２の受信信号を並列出力する。標本化
及びＡ／Ｄ変換手段は、第１及び第２の受信信号をそれ
ぞれ並列に標本化及びＡ／Ｄ変換して第１及び第２のデ
ィジタル信号を得る。
定の特性多項式を含む発生器からのＰＮ符号と伝送すべ
き情報信号とを乗算して得られたスペクトル拡散変調波
が、高周波数帯に変換されて無線送信された送信信号を
受信し、所定周波数の中間周波信号に変換する。第１及
び第２の周波数変換手段は、中間周波信号に周波数が等
しく、位相が互いにπ／２異なる第１及び第２の局部発
振信号により中間周波信号を周波数変換してベースバン
ド帯の第１及び第２の受信信号を並列出力する。標本化
及びＡ／Ｄ変換手段は、第１及び第２の受信信号をそれ
ぞれ並列に標本化及びＡ／Ｄ変換して第１及び第２のデ
ィジタル信号を得る。
【００３５】位相検出器は、第１及び第２のディジタル
信号を入力信号として受け、第１及び第２のディジタル
信号をそれぞれ実部及び虚数部とする複素信号の位相を
検出する。タップ付き遅延回路は、位相検出器の出力信
号を入力信号として受け、ＰＮ符号のチップ速度に等し
い遅延量単位の遅延を行う。複数の重み回路は、遅延回
路の各出力信号に指定されたスペクトル拡散符号に対応
する重み係数を乗じる。加算器は、複数の重み回路の出
力信号及び位相検出器の出力信号とをそれぞれ加算して
前記特性多項式に相当するフィルタリングを行った信号
を出力する。ディジタルフィルタは、加算器の出力信号
に対して平均化を行う。
信号を入力信号として受け、第１及び第２のディジタル
信号をそれぞれ実部及び虚数部とする複素信号の位相を
検出する。タップ付き遅延回路は、位相検出器の出力信
号を入力信号として受け、ＰＮ符号のチップ速度に等し
い遅延量単位の遅延を行う。複数の重み回路は、遅延回
路の各出力信号に指定されたスペクトル拡散符号に対応
する重み係数を乗じる。加算器は、複数の重み回路の出
力信号及び位相検出器の出力信号とをそれぞれ加算して
前記特性多項式に相当するフィルタリングを行った信号
を出力する。ディジタルフィルタは、加算器の出力信号
に対して平均化を行う。
【００３６】
【作用】本発明通信方式では、送信側のスペクトル拡散
符号を発生する発生器の特性多項式に対応するフィルタ
リングを行う、有限時間応答フィルタ構成の逆拡散回路
により、また本発明受信装置ではタップ付き遅延回路、
複数の重み回路及び加算器よりなる回路により前記特性
多項式に相当するフィルタリングを行った信号を出力す
るようにしたため、従来のディジタル・ディレイ・ルー
プ（ＤＬＬ）回路のような閉ループ回路を用いなくとも
伝送すべき情報信号の再生ができる。
符号を発生する発生器の特性多項式に対応するフィルタ
リングを行う、有限時間応答フィルタ構成の逆拡散回路
により、また本発明受信装置ではタップ付き遅延回路、
複数の重み回路及び加算器よりなる回路により前記特性
多項式に相当するフィルタリングを行った信号を出力す
るようにしたため、従来のディジタル・ディレイ・ルー
プ（ＤＬＬ）回路のような閉ループ回路を用いなくとも
伝送すべき情報信号の再生ができる。
【００３７】また、本発明の受信装置では、ディジタル
フィルタの出力信号を入力信号として受け、データ復調
を行うデータ復調器を更に有することにより、データ通
信を行うことができる。
フィルタの出力信号を入力信号として受け、データ復調
を行うデータ復調器を更に有することにより、データ通
信を行うことができる。
【００３８】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明になるスペクトル拡散通信方式の一実施例の
構成図を示す。同図に示すように、本実施例は受信アン
テナ４１、受信装置４２、ミキサ４３−１及び４３−
２、局部発振器４４、π／２移相器４５、ＬＰＦ４６−
１及び４６−２、標本化及びＡ／Ｄ変換器４７−１及び
４７−２、標本化タイミング発生器４８、位相検出器４
９、逆拡散回路５０、ＬＰＦ５４並びにデータ復調器５
５から構成されている。
１は本発明になるスペクトル拡散通信方式の一実施例の
構成図を示す。同図に示すように、本実施例は受信アン
テナ４１、受信装置４２、ミキサ４３−１及び４３−
２、局部発振器４４、π／２移相器４５、ＬＰＦ４６−
１及び４６−２、標本化及びＡ／Ｄ変換器４７−１及び
４７−２、標本化タイミング発生器４８、位相検出器４
９、逆拡散回路５０、ＬＰＦ５４並びにデータ復調器５
５から構成されている。
【００３９】局部発振器４４は受信装置４２の出力中間
周波信号と同一周波数の正弦波を発振出力する。ミキサ
４３−１及び４３−２はそれぞれ入力中間周波信号をベ
ースバンド帯の信号に周波数変換する。標本化及びＡ／
Ｄ変換器４７−１及び４７−２は、ミキサ４３−１及び
４３−２の出力ベースバンド信号を並列に高速標本化
し、各々２進数に変換する。位相検出器４９は入力受信
信号の位相を検出する。
周波信号と同一周波数の正弦波を発振出力する。ミキサ
４３−１及び４３−２はそれぞれ入力中間周波信号をベ
ースバンド帯の信号に周波数変換する。標本化及びＡ／
Ｄ変換器４７−１及び４７−２は、ミキサ４３−１及び
４３−２の出力ベースバンド信号を並列に高速標本化
し、各々２進数に変換する。位相検出器４９は入力受信
信号の位相を検出する。
【００４０】逆拡散回路５０は受信アンテナ４１で受信
するスペクトル拡散変調信号の変調の際に用いた拡散符
号のチップ速度に等しい複数（Ｌ個）の遅延器５１と、
スペクトル拡散符号に対応する重みを乗ずる（Ｌ−１）
個の重み回路５２と、重み回路５２の出力信号及び位相
検出器４９の出力信号とをそれぞれ加算する加算器５３
とから構成され、送信側のスペクトル拡散符号を発生す
る発生器の特性多項式１＋Ｇ（ｚ）に対応するフィルタ
リングを行う。
するスペクトル拡散変調信号の変調の際に用いた拡散符
号のチップ速度に等しい複数（Ｌ個）の遅延器５１と、
スペクトル拡散符号に対応する重みを乗ずる（Ｌ−１）
個の重み回路５２と、重み回路５２の出力信号及び位相
検出器４９の出力信号とをそれぞれ加算する加算器５３
とから構成され、送信側のスペクトル拡散符号を発生す
る発生器の特性多項式１＋Ｇ（ｚ）に対応するフィルタ
リングを行う。
【００４１】ＬＰＦ５４は逆拡散回路５０の出力信号の
平均化を行うディジタルフィルタである。データ復調器
５５は送信された情報信号を再生する。本実施例は図１
からわかるように、ＤＬＬを用いていない点に特徴があ
る。
平均化を行うディジタルフィルタである。データ復調器
５５は送信された情報信号を再生する。本実施例は図１
からわかるように、ＤＬＬを用いていない点に特徴があ
る。
【００４２】次に、本実施例の動作について説明する。
受信アンテナ４１により受信される送信信号は、図２の
送信側により生成された高周波数帯のスペクトル拡散変
調信号であり、受信装置４２に供給されて低雑音増幅さ
れると共に、中間周波数帯の信号に周波数変換される。
この受信装置４２の出力受信信号ｖｉ（ｔ）は多数Ｍの
信号が相加されているため、次式で表される。
受信アンテナ４１により受信される送信信号は、図２の
送信側により生成された高周波数帯のスペクトル拡散変
調信号であり、受信装置４２に供給されて低雑音増幅さ
れると共に、中間周波数帯の信号に周波数変換される。
この受信装置４２の出力受信信号ｖｉ（ｔ）は多数Ｍの
信号が相加されているため、次式で表される。
【００４３】
【数７】 上記の受信信号ｖｉ（ｔ）はミキサ４３−１に供給され
て局部発振器４４よりの局部発振周波数と乗算される一
方、ミキサ４３−２に供給されてπ／２移相器４５によ
りπ／２移相された局部発振器４４よりの局部発振信号
と乗算される。ここで、局部発振器４４の出力局部発振
周波数を ｖＣ（ｔ）＝ｃｏｓω０ｔ （１４） としたとき、π／２移相器４５の出力信号ｖＳ（ｔ）は
次式で表されるようにする。
て局部発振器４４よりの局部発振周波数と乗算される一
方、ミキサ４３−２に供給されてπ／２移相器４５によ
りπ／２移相された局部発振器４４よりの局部発振信号
と乗算される。ここで、局部発振器４４の出力局部発振
周波数を ｖＣ（ｔ）＝ｃｏｓω０ｔ （１４） としたとき、π／２移相器４５の出力信号ｖＳ（ｔ）は
次式で表されるようにする。
【００４４】 ｖＳ（ｔ）＝−ｓｉｎω０ｔ （１５） ミキサ４２−１及び４２−２の各出力信号中には、入力
信号と局部発振周波数との差の周波数成分と和の周波数
成分とが存在するが、ＬＰＦ４６−１及び４６−２によ
り差の周波数成分のみが周波数選択されて標本化及びＡ
／Ｄ変換器４７−１及び４７−２にそれぞれ供給され
る。
信号と局部発振周波数との差の周波数成分と和の周波数
成分とが存在するが、ＬＰＦ４６−１及び４６−２によ
り差の周波数成分のみが周波数選択されて標本化及びＡ
／Ｄ変換器４７−１及び４７−２にそれぞれ供給され
る。
【００４５】標本化及びＡ／Ｄ変換器４７−１及び４７
−２は標本化タイミング発生器４８よりの標本化タイミ
ング信号に基づいて、入力信号の標本化及びＡ／Ｄ変換
を行う。この標本化タイミング信号は、標本化定理によ
り前記チップ速度よりも高くする必要があり、通常はチ
ップ速度の２倍〜４倍程度に設定される。この標本化及
びＡ／Ｄ変換器４７−１及び４７−２からは、それぞれ
次式で表されるディジタル信号ｖｒ（ｔ）及びｖ
ｉ（ｔ）が出力される。
−２は標本化タイミング発生器４８よりの標本化タイミ
ング信号に基づいて、入力信号の標本化及びＡ／Ｄ変換
を行う。この標本化タイミング信号は、標本化定理によ
り前記チップ速度よりも高くする必要があり、通常はチ
ップ速度の２倍〜４倍程度に設定される。この標本化及
びＡ／Ｄ変換器４７−１及び４７−２からは、それぞれ
次式で表されるディジタル信号ｖｒ（ｔ）及びｖ
ｉ（ｔ）が出力される。
【００４６】
【数８】 （１５）式及び（１６）式からわかるように、ｖ
ｒ（ｔ）及びｖｉ（ｔ）はそれぞれ受信信号の実部と虚
数部である。
ｒ（ｔ）及びｖｉ（ｔ）はそれぞれ受信信号の実部と虚
数部である。
【００４７】位相検出器４９は上記のディジタル信号ｖ
ｒ（ｔ）及びｖｉ（ｔ）が端子ｘ及びｙに供給され、次
式で表される位相φを検出して出力する。
ｒ（ｔ）及びｖｉ（ｔ）が端子ｘ及びｙに供給され、次
式で表される位相φを検出して出力する。
【００４８】 φ＝ａｒｃｔａｎ（ｖｉ（ｔ）／ｖｒ（ｔ）） （１８） この位相検出器４９による位相検出の意味は次のように
複素信号形式で考えると分かりやすい。
複素信号形式で考えると分かりやすい。
【００４９】
【数９】 すなわち、位相φを検出することは、ａｍ／Ａなる重み
の加わった各波の総和を検出することにほかならない。
ここで、位相検出器４９の出力はｋビットの２の補数２
進表示で表現する。すると、位相とそのディジタル表現
の間の関係は、位相の演算がモジュロ（ｍｏｄｕｌｏ）
２πで行われるのに対し、ｋビット２進数演算はｍｏｄ
ｕｌｏ ２ｋで行われ、位相の加算演算が自然に２進演
算で実行される。
の加わった各波の総和を検出することにほかならない。
ここで、位相検出器４９の出力はｋビットの２の補数２
進表示で表現する。すると、位相とそのディジタル表現
の間の関係は、位相の演算がモジュロ（ｍｏｄｕｌｏ）
２πで行われるのに対し、ｋビット２進数演算はｍｏｄ
ｕｌｏ ２ｋで行われ、位相の加算演算が自然に２進演
算で実行される。
【００５０】例えば、３ビット２の補数表示の場合の位
相と２進数との関係は表１のようになる。
相と２進数との関係は表１のようになる。
【００５１】
【表１】 従って、位相の加算演算は次のように２進演算で実行で
きる。
きる。
【００５２】 （π／２）−（π／２）＝０１０＋１１０＝０００＝０ （π／２）−（π／４）＝０１０＋１１１＝００１＝π
／４ （π／２）＋（π／２）＝０１０＋０１０＝１００＝−
π＝π（ｍｏｄ２π） 上記の位相検出器４９の出力位相検出信号φは逆拡散回
路５０内の縦続接続されたそれぞれ遅延時間ＴのＬ個の
遅延器５１に供給される一方、加算器５３に供給され
る。Ｌ個の遅延器５１から取り出された各遅延位相検出
信号はそれぞれ（Ｌ−１）個の重み回路５２により重み
係数ｇ1〜ｇL-1を別々に乗じられた後、加算器５３に供
給される。加算器５３の出力信号は遅延器５１に帰還入
力されることなく、そのまま出力される。
／４ （π／２）＋（π／２）＝０１０＋０１０＝１００＝−
π＝π（ｍｏｄ２π） 上記の位相検出器４９の出力位相検出信号φは逆拡散回
路５０内の縦続接続されたそれぞれ遅延時間ＴのＬ個の
遅延器５１に供給される一方、加算器５３に供給され
る。Ｌ個の遅延器５１から取り出された各遅延位相検出
信号はそれぞれ（Ｌ−１）個の重み回路５２により重み
係数ｇ1〜ｇL-1を別々に乗じられた後、加算器５３に供
給される。加算器５３の出力信号は遅延器５１に帰還入
力されることなく、そのまま出力される。
【００５３】なお、最終段のＬ個目の遅延器５１の出力
信号は重み回路５２を介さずに直接に加算器５３に入力
されているが、これは重み係数ｇL＝１（固定）の重み
回路５２を介して入力された場合と等価である。
信号は重み回路５２を介さずに直接に加算器５３に入力
されているが、これは重み係数ｇL＝１（固定）の重み
回路５２を介して入力された場合と等価である。
【００５４】かかる開ループ構成の逆拡散回路５０は有
限時間応答（ＦＩＲ：ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅ Ｒ
ｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであり、その重み回路５２の
設定により、ＦＩＲフィルタとしての応答が、選択すべ
き変調信号に合わせて１＋Ｇ（ｚ）とされる。すなわ
ち、逆拡散回路５０の伝達特性をＨ（ｚ）とすると、次
式が成立する。
限時間応答（ＦＩＲ：ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅ Ｒ
ｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであり、その重み回路５２の
設定により、ＦＩＲフィルタとしての応答が、選択すべ
き変調信号に合わせて１＋Ｇ（ｚ）とされる。すなわ
ち、逆拡散回路５０の伝達特性をＨ（ｚ）とすると、次
式が成立する。
【００５５】
【数１０】 ただし、前述したように（２１）式中、ｇL＝１であ
る。従って、逆拡散回路５０の出力信号Ｙ（ｚ）は次式
で表される。
る。従って、逆拡散回路５０の出力信号Ｙ（ｚ）は次式
で表される。
【００５６】
【数１１】 ここで、φ（ｎ）を求める必要があるが、（２０）式の
標本化系列を次式に書き改めることができる。
標本化系列を次式に書き改めることができる。
【００５７】
【数１２】 ただし、 Ｗｍ＝ａｍ／Ａ （２６） （２５）式をベキ級数展開して両辺を比較すると、第一
近似として次式が得られる。
近似として次式が得られる。
【００５８】
【数１３】 特に全チャネルの振幅がほぼ等しい場合には、次式が成
立する。
立する。
【００５９】
【数１４】 ここで、（２９）式の第１項が希望波を示し、第２項は
（２８）式の総和から（２９）式の第１項を除いた総和
を示し、干渉波である。ｐ（ｎ）は（１）式により生成
多項式１＋Ｇ（ｚ）で生成される符号で、０か１の２値
符号であるが、π倍されることにより自然に位相を表
す。
（２８）式の総和から（２９）式の第１項を除いた総和
を示し、干渉波である。ｐ（ｎ）は（１）式により生成
多項式１＋Ｇ（ｚ）で生成される符号で、０か１の２値
符号であるが、π倍されることにより自然に位相を表
す。
【００６０】
【数１５】 （３１）式の右辺第１項は、受信フィルタＨ（ｚ）によ
り逆拡散された信号であり、右辺第２項は生成多項式が
異なるため以前と同じく拡散されたままの他の変調信号
（干渉波）を示す。
り逆拡散された信号であり、右辺第２項は生成多項式が
異なるため以前と同じく拡散されたままの他の変調信号
（干渉波）を示す。
【００６１】逆拡散回路５０により逆拡散されて取り出
された信号は、ＬＰＦ５４に供給され、ここで拡散され
たままの信号成分がほぼ抑圧され、逆拡散された信号成
分が濾波される。ＬＰＦ５４による抑圧比は、ＬＰＦ５
４の通過帯域幅と拡散変調信号の帯域幅の比によって決
まり、これを拡散比又は処理利得という。
された信号は、ＬＰＦ５４に供給され、ここで拡散され
たままの信号成分がほぼ抑圧され、逆拡散された信号成
分が濾波される。ＬＰＦ５４による抑圧比は、ＬＰＦ５
４の通過帯域幅と拡散変調信号の帯域幅の比によって決
まり、これを拡散比又は処理利得という。
【００６２】逆拡散後の希望信号のＳ／Ｎ比を大きくす
るには、処理利得を大きくすれば良い。データ通信を行
う場合には、ＬＰＦ５４の出力信号をデータ復調器５５
に供給することにより、情報データを再生する。アナロ
グ通信を行う場合には、ＬＰＦ５４の出力信号が再生受
信信号となる。
るには、処理利得を大きくすれば良い。データ通信を行
う場合には、ＬＰＦ５４の出力信号をデータ復調器５５
に供給することにより、情報データを再生する。アナロ
グ通信を行う場合には、ＬＰＦ５４の出力信号が再生受
信信号となる。
【００６３】このように、本実施例によれば、閉ループ
構成のＤＤＬでなく開ループ構成の逆拡散回路５０によ
り逆拡散された信号を得るようにしたため、大きな拡散
符号を用いても受信同期を迅速にできる。
構成のＤＤＬでなく開ループ構成の逆拡散回路５０によ
り逆拡散された信号を得るようにしたため、大きな拡散
符号を用いても受信同期を迅速にできる。
【００６４】また、符号長を大きくできることから、大
きな拡散比を実現できるため、異なるチャネル間の干渉
抑圧比を大きくすることができると共に、極めて多数の
通信端末に相異なる拡散符号を割り当てて多数の通信端
末間の符号分割通信ができる。
きな拡散比を実現できるため、異なるチャネル間の干渉
抑圧比を大きくすることができると共に、極めて多数の
通信端末に相異なる拡散符号を割り当てて多数の通信端
末間の符号分割通信ができる。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明通信方式及
び受信装置によれば、従来のディジタル・ディレイ・ル
ープ（ＤＬＬ）回路のような閉ループ回路を用いなくと
も伝送すべき情報信号の再生ができるため、次の効果を
奏する。
び受信装置によれば、従来のディジタル・ディレイ・ル
ープ（ＤＬＬ）回路のような閉ループ回路を用いなくと
も伝送すべき情報信号の再生ができるため、次の効果を
奏する。
【００６６】（１）大きな符号長の拡散符号を用いても
受信同期の迅速なスペクトル拡散通信ができる。
受信同期の迅速なスペクトル拡散通信ができる。
【００６７】（２）符号長を大きくできるため、大きな
拡散比を実現することができ、異なるチャネル間の干渉
抑圧比を大きくすることができ、よって高品質なスペク
トル拡散通信ができる。
拡散比を実現することができ、異なるチャネル間の干渉
抑圧比を大きくすることができ、よって高品質なスペク
トル拡散通信ができる。
【００６８】（３）符号長を大きくできるため、極めて
多数の通信端末に相異なる拡散符号を割り当てて多数の
端末間の符号分割通信ができる。
多数の通信端末に相異なる拡散符号を割り当てて多数の
端末間の符号分割通信ができる。
【００６９】（４）スペクトル逆拡散は非同期動作であ
るため、伝送すべき情報信号はデータでもアナログ信号
でも良く、また、ディジタルフィルタの出力信号を入力
信号として受け、データ復調を行うデータ復調器を更に
有することにより、データ通信を行うことができるた
め、多様な応用が可能である。
るため、伝送すべき情報信号はデータでもアナログ信号
でも良く、また、ディジタルフィルタの出力信号を入力
信号として受け、データ復調を行うデータ復調器を更に
有することにより、データ通信を行うことができるた
め、多様な応用が可能である。
【図１】本発明の一実施例の構成図である。
【図２】従来の一例の構成図である。
【図３】拡散符号発生器の一例の構成図である。
【図４】図２のＤＬＬのタイミング誤差検出動作説明用
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
４２ 受信装置 ４３−１、４３−２ ミキサ ４４ 局部発振器 ４５ π／２移相器 ４６−１、４６−２、５４ 低域フィルタ（ＬＰＦ） ４７−１、４７−２ 標本化及びＡ／Ｄ変換器 ４８ 標本化タイミング発生器 ４９ 位相検出器 ５０ 逆拡散回路 ５１ 遅延器 ５２ 重み回路 ５３ 加算器 ５５ データ復調器
Claims (3)
- 【請求項１】 複数の端末に各々固有のスペクトル拡散
符号を割り当てる符号分割多重通信システムの送信側で
帰還路に所定の特性多項式を含む発生器からの割り当て
た該スペクトル拡散符号と伝送すべき情報信号とを乗算
して得られたスペクトル拡散変調波を送信し、受信側で
該スペクトル拡散変調波を復調後前記情報信号を再生す
るスペクトル拡散通信方式において、 前記送信されたスペクトル拡散変調波を受信して、位相
が互いにπ／２異なる局部発振信号を用いてベースバン
ド帯の第１及び第２の受信信号に変換する受信手段と、 該第１及び第２の受信信号をそれぞれ並列に標本化及び
Ａ／Ｄ変換して第１及び第２のディジタル信号を得る標
本化及びＡ／Ｄ変換手段と、 該第１及び第２のディジタル信号を入力信号として受
け、該第１及び第２のディジタル信号をそれぞれ実部及
び虚数部とする複素信号の位相を検出する位相検出器
と、 該位相検出器の出力信号を入力信号として受け、前記送
信側のスペクトル拡散符号を発生する発生器の特性多項
式に対応するフィルタリングを行う、有限時間応答フィ
ルタ構成の逆拡散回路と、 該逆拡散回路の出力信号の平均化を行うディジタルフィ
ルタとを受信側に有することを特徴とするスペクトル拡
散通信方式。 - 【請求項２】 帰還路に所定の特性多項式を含む発生器
からのＰＮ符号と伝送すべき情報信号とを乗算して得ら
れたスペクトル拡散変調波が、高周波数帯に変換されて
無線送信された送信信号を受信し、所定周波数の中間周
波信号に変換する受信回路部と、 該中間周波信号に周波数が等しく、位相が互いにπ／２
異なる第１及び第２の局部発振信号により該中間周波信
号を周波数変換してベースバンド帯の第１及び第２の受
信信号を並列出力する第１及び第２の周波数変換手段
と、 該第１及び第２の受信信号をそれぞれ並列に標本化及び
Ａ／Ｄ変換して第１及び第２のディジタル信号を得る標
本化及びＡ／Ｄ変換手段と、 該第１及び第２のディジタル信号を入力信号として受
け、該第１及び第２のディジタル信号をそれぞれ実部及
び虚数部とする複素信号の位相を検出する位相検出器
と、 該位相検出器の出力信号を入力信号として受け、前記Ｐ
Ｎ符号のチップ速度に等しい遅延量単位のタップ付き遅
延回路と、 該遅延回路の各出力信号に指定されたスペクトル拡散符
号に対応する重み係数を乗じる複数の重み回路と、 該複数の重み回路の出力信号及び該位相検出器の出力信
号とをそれぞれ加算して前記特性多項式に相当するフィ
ルタリングを行った信号を出力する加算器と、 該加算器の出力信号に対して平均化を行うディジタルフ
ィルタとを有することを特徴とする受信装置。 - 【請求項３】 前記ディジタルフィルタの出力信号を入
力信号として受け、データ復調を行うデータ復調器を更
に有することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18438294A JP2601206B2 (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | スペクトル拡散通信方式及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18438294A JP2601206B2 (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | スペクトル拡散通信方式及び受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0851410A JPH0851410A (ja) | 1996-02-20 |
| JP2601206B2 true JP2601206B2 (ja) | 1997-04-16 |
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ID=16152217
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|---|---|---|---|
| JP18438294A Expired - Fee Related JP2601206B2 (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | スペクトル拡散通信方式及び受信装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP2601206B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3825179B2 (ja) | 1998-07-17 | 2006-09-20 | 富士通株式会社 | 相関器 |
-
1994
- 1994-08-05 JP JP18438294A patent/JP2601206B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH0851410A (ja) | 1996-02-20 |
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