JP2778398B2 - ディジタル相関器 - Google Patents
ディジタル相関器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直接拡散変調方式のスペ
クトラム拡散通信方式等の受信部に用いられるディジタ
ル相関器に関するものである。
クトラム拡散通信方式等の受信部に用いられるディジタ
ル相関器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、スペクトラム拡散通信方式の通信
はＬＳＩなどの発達により、軍事や衛星通信のみなら
ず、産業・民生用機器にも応用されつつある。特にアメ
リカなどではセルラー方式の移動通信にもその使用が検
討されるなど、急速に注目をされている。中でも拡散信
号と呼ばれる拡散符号によりデータを拡散する直接拡散
変調方法は、ＬＳＩ化など構成のしやすさや相関のとれ
た時間を調べることにより測距ができることなどから各
研究機関で開発が進められている。
はＬＳＩなどの発達により、軍事や衛星通信のみなら
ず、産業・民生用機器にも応用されつつある。特にアメ
リカなどではセルラー方式の移動通信にもその使用が検
討されるなど、急速に注目をされている。中でも拡散信
号と呼ばれる拡散符号によりデータを拡散する直接拡散
変調方法は、ＬＳＩ化など構成のしやすさや相関のとれ
た時間を調べることにより測距ができることなどから各
研究機関で開発が進められている。
【０００３】以下、従来の直接拡散変調方式のスペクト
ラム拡散通信の通信方法を簡単に説明する。
ラム拡散通信の通信方法を簡単に説明する。
【０００４】図９（ａ）（ｂ）は従来のスペクトラム拡
散通信装置のそれぞれ拡散、逆拡散回路のブロック図で
ある。
散通信装置のそれぞれ拡散、逆拡散回路のブロック図で
ある。
【０００５】同図において、９０１、９０２、９０９は
２入力を乗算する乗算器、９０３、９１４は拡散符号を
発生する拡散符号発生器、９０４、９１０は乗算器９０
２または９０９にて無線周波数、または中間周波数に変
換するための局部発振信号を出力する局部発振器、９０
５は無線周波数を増幅して送信するパワーアンプ、９０
６、９０７はそれぞれ送信及び受信のアンテナ、９０８
は受信した無線周波数から所用の帯域を選択し、必要な
信号レベルにするための受信フロント・エンド回路、９
１１は乗算器９０９によりベースバンドに変換された信
号をディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変
換器（以下Ａ／Ｄ変換器と記す）、９１３は相関器９１
２の相関出力信号から同期を捕捉するための同期回路、
９１５は同期回路９１３で得られた情報をもとにＡ／Ｄ
変換器９１１や拡散符号発生器９１４等のタイミングク
ロックを発生するクロック発生器である。
２入力を乗算する乗算器、９０３、９１４は拡散符号を
発生する拡散符号発生器、９０４、９１０は乗算器９０
２または９０９にて無線周波数、または中間周波数に変
換するための局部発振信号を出力する局部発振器、９０
５は無線周波数を増幅して送信するパワーアンプ、９０
６、９０７はそれぞれ送信及び受信のアンテナ、９０８
は受信した無線周波数から所用の帯域を選択し、必要な
信号レベルにするための受信フロント・エンド回路、９
１１は乗算器９０９によりベースバンドに変換された信
号をディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変
換器（以下Ａ／Ｄ変換器と記す）、９１３は相関器９１
２の相関出力信号から同期を捕捉するための同期回路、
９１５は同期回路９１３で得られた情報をもとにＡ／Ｄ
変換器９１１や拡散符号発生器９１４等のタイミングク
ロックを発生するクロック発生器である。
【０００６】上記構成において、同図（ａ）は送信側の
拡散部分であり、送信しようとするデータ信号は乗算器
９０１の左方から入力される。前記データ信号は拡散符
号発生器９０３により発生された拡散信号と乗算器９０
１にて乗算をされ、乗算器９０１の出力では信号のスペ
クトラムが拡散信号の周波数に拡散されている。ここ
で、拡散信号としては疑似雑音系列（ＰＮ符号）やＧＯ
ＬＤ符号などが多く用いられ、この拡散信号により送信
データのスペクトラムが拡散されることになる。また、
データ信号の拡散は逆拡散や回路構成の容易さから、デ
ータ信号周波数の２n倍や偶数倍で行われる場合もあ
る。
拡散部分であり、送信しようとするデータ信号は乗算器
９０１の左方から入力される。前記データ信号は拡散符
号発生器９０３により発生された拡散信号と乗算器９０
１にて乗算をされ、乗算器９０１の出力では信号のスペ
クトラムが拡散信号の周波数に拡散されている。ここ
で、拡散信号としては疑似雑音系列（ＰＮ符号）やＧＯ
ＬＤ符号などが多く用いられ、この拡散信号により送信
データのスペクトラムが拡散されることになる。また、
データ信号の拡散は逆拡散や回路構成の容易さから、デ
ータ信号周波数の２n倍や偶数倍で行われる場合もあ
る。
【０００７】次に、乗算器９０１で拡散された信号は乗
算器９０２により局部発振器９０４の周波数と混合され
てパワーアンプ９０５で増幅された後、アンテナ９０６
から送信される。
算器９０２により局部発振器９０４の周波数と混合され
てパワーアンプ９０５で増幅された後、アンテナ９０６
から送信される。
【０００８】一方、同図（ｂ）の受信側では前記の逆の
手順で逆拡散を行い、元の信号を復調する。まず最初に
アンテナ９０７からの受信信号を受信フロント・エンド
９０８で所用の帯域で必要なレベルにした信号と、送信
側局部発振周波数と同一の周波数の局部発振器９１０か
らの局部発振信号を乗算器９０９で乗算し、拡散符号に
より拡散された状態のベースバンド信号を得る。次にそ
の信号をＡ／Ｄ変換器９１１でディジタル化し、送信側
と同一の拡散信号を発生させる拡散符号発生器９１４か
らの信号とで相関器９１２において相関値を得る。
手順で逆拡散を行い、元の信号を復調する。まず最初に
アンテナ９０７からの受信信号を受信フロント・エンド
９０８で所用の帯域で必要なレベルにした信号と、送信
側局部発振周波数と同一の周波数の局部発振器９１０か
らの局部発振信号を乗算器９０９で乗算し、拡散符号に
より拡散された状態のベースバンド信号を得る。次にそ
の信号をＡ／Ｄ変換器９１１でディジタル化し、送信側
と同一の拡散信号を発生させる拡散符号発生器９１４か
らの信号とで相関器９１２において相関値を得る。
【０００９】次に、この相関器９１２の出力により同期
回路９１３は同期捕捉状態を監視し、前記拡散信号発生
器９１４とクロック発生器９１５を制御し、相関器９１
２にフィードバックする。この過程でループを作り、安
定に相関出力を得て同期を確保するように動作する。
回路９１３は同期捕捉状態を監視し、前記拡散信号発生
器９１４とクロック発生器９１５を制御し、相関器９１
２にフィードバックする。この過程でループを作り、安
定に相関出力を得て同期を確保するように動作する。
【００１０】図１０は従来用いられてきた相関器の詳細
ブロック図を示すもので、同図は具体的にディジタル・
マッチド・フィルタを用いた相関器である。同図におい
て、１０１はシフトレジスタで、Ａ／Ｄ変換された信号
をサンプリング・クロック毎にシフトし、１拡散周期だ
けの容量を持つ。１０２は拡散符号と前記シフトレジス
タに入力された信号との積をとる演算回路、１０３は演
算回路１０２での結果の総和をとる加算器である。
ブロック図を示すもので、同図は具体的にディジタル・
マッチド・フィルタを用いた相関器である。同図におい
て、１０１はシフトレジスタで、Ａ／Ｄ変換された信号
をサンプリング・クロック毎にシフトし、１拡散周期だ
けの容量を持つ。１０２は拡散符号と前記シフトレジス
タに入力された信号との積をとる演算回路、１０３は演
算回路１０２での結果の総和をとる加算器である。
【００１１】以上のような構成において、ベースバンド
信号に変換された受信信号はＡ／Ｄ変換された後、シフ
トレジスタ１０１に入力される。シフトレジスタ１０１
に入力された信号ｒ０〜（ｎ−１）は拡散符号信号列ｒ
ｅｆ０〜（ｎ−１）の信号とそれぞれ演算回路１０２で
積算され、加算器１０３の結果により相関値が求められ
る。送信データ１ビットが拡散符号信号１周期で拡散さ
れているいる信号系で同期がとれている場合、この相関
値の大小を比較する事により、例えばその最大値と、最
小値とでデータが複合できる事になる。また、この相関
値を２乗し、その値が最大値を保つようにクロック周波
数を調節する事もできる。シフトレジスタの段数として
は対応する拡散符号と同数か、あるいはクロック補正の
ためその整数倍が選択される事が多い。
信号に変換された受信信号はＡ／Ｄ変換された後、シフ
トレジスタ１０１に入力される。シフトレジスタ１０１
に入力された信号ｒ０〜（ｎ−１）は拡散符号信号列ｒ
ｅｆ０〜（ｎ−１）の信号とそれぞれ演算回路１０２で
積算され、加算器１０３の結果により相関値が求められ
る。送信データ１ビットが拡散符号信号１周期で拡散さ
れているいる信号系で同期がとれている場合、この相関
値の大小を比較する事により、例えばその最大値と、最
小値とでデータが複合できる事になる。また、この相関
値を２乗し、その値が最大値を保つようにクロック周波
数を調節する事もできる。シフトレジスタの段数として
は対応する拡散符号と同数か、あるいはクロック補正の
ためその整数倍が選択される事が多い。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の相関器の構成では、シフトレジスタ、乗算器、加算
器等、非常に多くのゲート数を要し、回路規模が大きく
なるとともに消費電力も大きくなるという課題を有して
いた。特に拡散信号の１ビットを復数回サンプリングす
るタイプの相関器は、加算器１０３の動作周波数も高く
なるため、その実現性にも関わる課題となっている。
来の相関器の構成では、シフトレジスタ、乗算器、加算
器等、非常に多くのゲート数を要し、回路規模が大きく
なるとともに消費電力も大きくなるという課題を有して
いた。特に拡散信号の１ビットを復数回サンプリングす
るタイプの相関器は、加算器１０３の動作周波数も高く
なるため、その実現性にも関わる課題となっている。
【００１３】本発明は上記従来技術の課題を解決するも
ので、回路規模を縮小し、動作周波数も高める事が可能
になるとともに、消費電力の軽減をも実現するディジタ
ル相関器を提供する事を目的とするものである。
ので、回路規模を縮小し、動作周波数も高める事が可能
になるとともに、消費電力の軽減をも実現するディジタ
ル相関器を提供する事を目的とするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、入力信号、またはＡ／Ｄ変換後のベースバ
ンド帯域の受信信号を、拡散符号信号を用いて受信信号
の極性を非反転・反転を制御し、あるいはそれと等化な
処理を施し、それぞれある一定の期間積分し、その値を
２乗する構成にしている。また、位相平面上にマッピン
グされるような変調方式に対しては各軸毎の該相関値を
求め、それらを加算する事により求める。
に本発明は、入力信号、またはＡ／Ｄ変換後のベースバ
ンド帯域の受信信号を、拡散符号信号を用いて受信信号
の極性を非反転・反転を制御し、あるいはそれと等化な
処理を施し、それぞれある一定の期間積分し、その値を
２乗する構成にしている。また、位相平面上にマッピン
グされるような変調方式に対しては各軸毎の該相関値を
求め、それらを加算する事により求める。
【００１５】
【作用】本発明は上記構成によって、１回のサンプリン
グ（Ａ／Ｄ変換）につき信号のを加算、あるいは減算、
を１回だけ実行する積分方式のため、簡単な回路構成で
実現でき、動作周波数の高速化と消費電流の低減を可能
にする事ができる。また、本発明を用いて拡散符号の１
ビット間に復数回サンプリングを行うような相関器にお
いての適用は非常に効果が大きくなる。
グ（Ａ／Ｄ変換）につき信号のを加算、あるいは減算、
を１回だけ実行する積分方式のため、簡単な回路構成で
実現でき、動作周波数の高速化と消費電流の低減を可能
にする事ができる。また、本発明を用いて拡散符号の１
ビット間に復数回サンプリングを行うような相関器にお
いての適用は非常に効果が大きくなる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例について、説明する。
なお、以下の実施例では拡散符号信号は「＋１」と「−
１」とで表され、また、Ａ／Ｄ変換は入力のアナログ信
号の中心を「０」として「＋」側と「−」側とにディジ
タル化することとする。
なお、以下の実施例では拡散符号信号は「＋１」と「−
１」とで表され、また、Ａ／Ｄ変換は入力のアナログ信
号の中心を「０」として「＋」側と「−」側とにディジ
タル化することとする。
【００１７】（実施例１）以下、本発明の第１の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００１８】図１は本発明の第１の実施例におけるディ
ジタル相関器の構成であり、図２はその動作を説明する
ためのタイミング図である。
ジタル相関器の構成であり、図２はその動作を説明する
ためのタイミング図である。
【００１９】図１において、１１は拡散符号信号により
非反転・反転を制御される増幅器、１２はＡ／Ｄ変換
器、１３はＡ／Ｄ変換器１２の出力を設定された期間だ
け加算する積分器、１４は積分器１３の出力を２乗する
２乗器である。
非反転・反転を制御される増幅器、１２はＡ／Ｄ変換
器、１３はＡ／Ｄ変換器１２の出力を設定された期間だ
け加算する積分器、１４は積分器１３の出力を２乗する
２乗器である。
【００２０】上記構成において、以下、図２を用いてそ
の動作を説明する。同図（ａ）は相関がとれたときの
図、（ｂ）は相関がとれていない時を示している。
の動作を説明する。同図（ａ）は相関がとれたときの
図、（ｂ）は相関がとれていない時を示している。
【００２１】同図（ａ）でイは増幅器１１への入力のベ
ースバンド信号、ロは拡散信号であり、ロの拡散符号信
号の極性で、増幅器１１により「＋」の時は非反転、
「−」の時は同図ハのように入力信号を反転させる。こ
の信号を同図ニのタイミングでＡ／Ｄ変換した信号を積
分器１３で一定期間（例えば１シンボル期間とか、１拡
散信号期間等の期間）加算していく。拡散信号との相関
がとれているときは同図ホのように加算出力が大きくな
っていく。一方、同図（ｂ）のヘ、トのように相関がと
れていない、あるいは同期がとれていないときは拡散信
号の符号により反転処理をされた波形は同図チのように
なり、Ａ／Ｄ変換して加算した結果は同図ヌのようにな
り、大きな出力にはならない。またこの図ではデータ信
号が「＋」の場合を示したが、「−」の場合には積分器
の出力は負極性になる。したがってこの積分器１３の出
力を２乗器１４で２乗する事により、拡散信号との相関
が得られることになる。なお積分器１３の出力は相関が
とれたときにはデータの復号に用いることができる。よ
って上記のような処理を施すことにより、簡単な構成で
ディジタル相関器を構成することができる。
ースバンド信号、ロは拡散信号であり、ロの拡散符号信
号の極性で、増幅器１１により「＋」の時は非反転、
「−」の時は同図ハのように入力信号を反転させる。こ
の信号を同図ニのタイミングでＡ／Ｄ変換した信号を積
分器１３で一定期間（例えば１シンボル期間とか、１拡
散信号期間等の期間）加算していく。拡散信号との相関
がとれているときは同図ホのように加算出力が大きくな
っていく。一方、同図（ｂ）のヘ、トのように相関がと
れていない、あるいは同期がとれていないときは拡散信
号の符号により反転処理をされた波形は同図チのように
なり、Ａ／Ｄ変換して加算した結果は同図ヌのようにな
り、大きな出力にはならない。またこの図ではデータ信
号が「＋」の場合を示したが、「−」の場合には積分器
の出力は負極性になる。したがってこの積分器１３の出
力を２乗器１４で２乗する事により、拡散信号との相関
が得られることになる。なお積分器１３の出力は相関が
とれたときにはデータの復号に用いることができる。よ
って上記のような処理を施すことにより、簡単な構成で
ディジタル相関器を構成することができる。
【００２２】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について、図面を参照しながら説明する。
について、図面を参照しながら説明する。
【００２３】図３は本発明の実施例におけるディジタル
相関器の構成であり、図４はこの構成で動作を示すタイ
ミング図である。
相関器の構成であり、図４はこの構成で動作を示すタイ
ミング図である。
【００２４】図３において、１２、１３、１４は第１の
実施例と同様にそれぞれＡ／Ｄ変換器、積分器、２乗器
である。１５はＡ／Ｄ変換器１２の出力を拡散信号の符
号により出力極性を反転させる信号処理回路である。
実施例と同様にそれぞれＡ／Ｄ変換器、積分器、２乗器
である。１５はＡ／Ｄ変換器１２の出力を拡散信号の符
号により出力極性を反転させる信号処理回路である。
【００２５】この構成では入力信号をそのままＡ／Ｄ変
換するため、図４のハのように信号をディジタル化する
が、この出力を信号処理回路１５で拡散信号の符号によ
り非反転・反転処理を行うため、同図ニのようにディジ
タル化されたものと等化になり第１の実施例で説明した
図２（ａ）ニの場合と等しくなる。したがってこの信号
を積分器１３で積分し、２乗器１４で２乗する事によ
り、相関値が得られることになる。
換するため、図４のハのように信号をディジタル化する
が、この出力を信号処理回路１５で拡散信号の符号によ
り非反転・反転処理を行うため、同図ニのようにディジ
タル化されたものと等化になり第１の実施例で説明した
図２（ａ）ニの場合と等しくなる。したがってこの信号
を積分器１３で積分し、２乗器１４で２乗する事によ
り、相関値が得られることになる。
【００２６】この実施例ではアナログ信号の非反転処理
がなくなるため、ディジタル化に有利である。
がなくなるため、ディジタル化に有利である。
【００２７】（実施例３）次に、本発明の第３の実施例
について、図５を参照しながら説明する。同図はＡ／Ｄ
変換器１２と、スイッチ１６（具体的にはレジスタによ
り構成が可能である）をそれぞれ２系統用いた構成で、
非反転信号をＡ／Ｄ変換器１２ａでＡ／Ｄ変換した信号
と、利得１の反転増幅器１１を介した反転信号をＡ／Ｄ
変換器１２ｂでＡ／Ｄ変換した信号とを、拡散符号信号
の極性により制御して、拡散符号の極性が「＋」の時は
スイッチ１６ａをＯＮにして信号を積分器１３で加算積
分し、「−」の時はスイッチ１６ｂをＯＮにして積分器
１３で加算積分し、最終的に積分器１３の出力を２乗器
１４で２乗して相関値を求めるものである。この実施例
も求められた相関値は前実施例と同様となるが、非反転
・反転を増幅器で行うのではなく、スイッチ１６の開閉
を制御する構成であるため、タイミング関係が簡単にな
る。
について、図５を参照しながら説明する。同図はＡ／Ｄ
変換器１２と、スイッチ１６（具体的にはレジスタによ
り構成が可能である）をそれぞれ２系統用いた構成で、
非反転信号をＡ／Ｄ変換器１２ａでＡ／Ｄ変換した信号
と、利得１の反転増幅器１１を介した反転信号をＡ／Ｄ
変換器１２ｂでＡ／Ｄ変換した信号とを、拡散符号信号
の極性により制御して、拡散符号の極性が「＋」の時は
スイッチ１６ａをＯＮにして信号を積分器１３で加算積
分し、「−」の時はスイッチ１６ｂをＯＮにして積分器
１３で加算積分し、最終的に積分器１３の出力を２乗器
１４で２乗して相関値を求めるものである。この実施例
も求められた相関値は前実施例と同様となるが、非反転
・反転を増幅器で行うのではなく、スイッチ１６の開閉
を制御する構成であるため、タイミング関係が簡単にな
る。
【００２８】（実施例４）次に、本発明の第４の実施例
について、図６を参照しながら説明する。同図は積分器
１３を２系統と加算器１７を用いた構成で、拡散符号信
号の極性により、「＋」と「−」時で積分器１３ａ，ｂ
を切り替えてそれぞれの値を加算積分し、最後に加算器
１７により「−」側の値を反転、合計して２乗器１４で
２乗することにより相関値を得るように構成したもので
ある。この構成では反転処理が１積分期間に１回ですむ
ため、前実施例同様、タイミング処理が容易になる。
について、図６を参照しながら説明する。同図は積分器
１３を２系統と加算器１７を用いた構成で、拡散符号信
号の極性により、「＋」と「−」時で積分器１３ａ，ｂ
を切り替えてそれぞれの値を加算積分し、最後に加算器
１７により「−」側の値を反転、合計して２乗器１４で
２乗することにより相関値を得るように構成したもので
ある。この構成では反転処理が１積分期間に１回ですむ
ため、前実施例同様、タイミング処理が容易になる。
【００２９】（実施例５）次に、本発明の第５の実施例
について、図７を参照しながら説明する。同図は第４の
実施例で使用した積分器１３に替えて加減算ができるタ
イプの積分器１９を用いており、拡散信号の符号により
積分器１９自身で加算と減算を切り替えながら積分して
２乗器１４で２乗し、相関値を求めるものである。この
構成では加減算が可能な積分器１９が必要になるもの
の、構成は非常に簡単なものにすることができる。
について、図７を参照しながら説明する。同図は第４の
実施例で使用した積分器１３に替えて加減算ができるタ
イプの積分器１９を用いており、拡散信号の符号により
積分器１９自身で加算と減算を切り替えながら積分して
２乗器１４で２乗し、相関値を求めるものである。この
構成では加減算が可能な積分器１９が必要になるもの
の、構成は非常に簡単なものにすることができる。
【００３０】（実施例６）次に、本発明の第６の実施例
について、図８を参照しながら説明する。同図は直交位
相変調方式（以下、Quadrature Phase Shift Keying：
ＱＰＳＫと記す）のように位相平面上にマッピングされ
た変調方式を用いた直接拡散型のスペクトラム拡散通信
方式の受信回路の一部を示している。同図で８１ｉと８
１ｑはそれぞれＩ・Ｑの直交成分に対する周波数変換
器、８４ｉと８４ｑはそれぞれ低域通過フィルタ（以
下、ＬＰＦと記す）、８５ｉと８５ｑはそれぞれ送信Ｉ
軸の拡散信号に対する受信Ｉ・Ｑでの相関を求めるディ
ジタル相関器、８６ｉと８６ｑはそれぞれ送信Ｑ軸の拡
散信号に対する受信Ｉ・Ｑでの相関を求めるディジタル
相関器であり、８７ｉと８７ｑは受信ＩとＱ軸での送信
Ｉ軸拡散符号信号との相関値の２乗器である。また、８
２は局部発振器８３の信号をπ／２位相をずらすための
位相器、８８は加算器である。
について、図８を参照しながら説明する。同図は直交位
相変調方式（以下、Quadrature Phase Shift Keying：
ＱＰＳＫと記す）のように位相平面上にマッピングされ
た変調方式を用いた直接拡散型のスペクトラム拡散通信
方式の受信回路の一部を示している。同図で８１ｉと８
１ｑはそれぞれＩ・Ｑの直交成分に対する周波数変換
器、８４ｉと８４ｑはそれぞれ低域通過フィルタ（以
下、ＬＰＦと記す）、８５ｉと８５ｑはそれぞれ送信Ｉ
軸の拡散信号に対する受信Ｉ・Ｑでの相関を求めるディ
ジタル相関器、８６ｉと８６ｑはそれぞれ送信Ｑ軸の拡
散信号に対する受信Ｉ・Ｑでの相関を求めるディジタル
相関器であり、８７ｉと８７ｑは受信ＩとＱ軸での送信
Ｉ軸拡散符号信号との相関値の２乗器である。また、８
２は局部発振器８３の信号をπ／２位相をずらすための
位相器、８８は加算器である。
【００３１】上記構成において、まず受信機のフロント
エンド部で受信、必要なレベルに処理された信号はＩ・
Ｑの直交成分のベースバンド信号に変換されるために周
波数変換器８１ｉ・８１ｑに入力される。その後、Ｉ・
Ｑそれぞれのベースバンド信号はＬＰＦ８４ｉ・ｑを通
過後、前実施例のいずれかの方法を用いたディジタル相
関器８５ｉ・ｑ、８６ｉ・ｑのディジタル相関器に入力
される。これらの相関器は、例えば相関器８５ｉは周波
数変換器８１ｉにてデースバンド信号に変換された信号
と、送信のＩ成分信号の拡散信号との相関をとるもので
ある。同図で示すような系の場合、送信の局部発振器
（図９の９０４）の周波数と受信の局部発振器（図９の
９１０）の周波数が正確には一致していない事が多いた
め、位相平面上で信号出力が回転してしまい、Ｉ・Ｑそ
れぞれ１個ずつの相関器では相関器出力が大きくなった
り小さくなったりして安定に出力を得る事ができなくな
る。そこでＩ・Ｑそれぞれのベースバンド信号にそれぞ
れの拡散信号での相関器を設け、送信Ｉ、またはＱに対
する受信側での相関値をＩ・Ｑそれぞれの相関器出力を
２乗して加算する事により得る事ができる。同図では送
信の拡散Ｉ成分に対する相関出力を８５ｉ・ｑの出力を
それぞれ２乗器８７ｉ・ｑで２乗した後、加算器８６を
用いて得ている。同様に送信の拡散Ｑ成分に対する相関
出力を８６ｉ・ｑの出力を用いても得る事ができるし、
これらの両者を用いて平均等の処理をして総合の相関出
力とする事もできる。この相関器として前実施例のいず
れでも用いる事ができ、それによって非常に回路を簡略
化する事が可能になる。
エンド部で受信、必要なレベルに処理された信号はＩ・
Ｑの直交成分のベースバンド信号に変換されるために周
波数変換器８１ｉ・８１ｑに入力される。その後、Ｉ・
Ｑそれぞれのベースバンド信号はＬＰＦ８４ｉ・ｑを通
過後、前実施例のいずれかの方法を用いたディジタル相
関器８５ｉ・ｑ、８６ｉ・ｑのディジタル相関器に入力
される。これらの相関器は、例えば相関器８５ｉは周波
数変換器８１ｉにてデースバンド信号に変換された信号
と、送信のＩ成分信号の拡散信号との相関をとるもので
ある。同図で示すような系の場合、送信の局部発振器
（図９の９０４）の周波数と受信の局部発振器（図９の
９１０）の周波数が正確には一致していない事が多いた
め、位相平面上で信号出力が回転してしまい、Ｉ・Ｑそ
れぞれ１個ずつの相関器では相関器出力が大きくなった
り小さくなったりして安定に出力を得る事ができなくな
る。そこでＩ・Ｑそれぞれのベースバンド信号にそれぞ
れの拡散信号での相関器を設け、送信Ｉ、またはＱに対
する受信側での相関値をＩ・Ｑそれぞれの相関器出力を
２乗して加算する事により得る事ができる。同図では送
信の拡散Ｉ成分に対する相関出力を８５ｉ・ｑの出力を
それぞれ２乗器８７ｉ・ｑで２乗した後、加算器８６を
用いて得ている。同様に送信の拡散Ｑ成分に対する相関
出力を８６ｉ・ｑの出力を用いても得る事ができるし、
これらの両者を用いて平均等の処理をして総合の相関出
力とする事もできる。この相関器として前実施例のいず
れでも用いる事ができ、それによって非常に回路を簡略
化する事が可能になる。
【００３２】なお、以上説明してきた各実施例では説明
のため１拡散信号中のサンプリング数を１０個として図
示したが、その他のサンプリング数（例えば、１とか２
でも）に設定しても同様に相関値が得られる事は言うま
でもない。
のため１拡散信号中のサンプリング数を１０個として図
示したが、その他のサンプリング数（例えば、１とか２
でも）に設定しても同様に相関値が得られる事は言うま
でもない。
【００３３】
【発明の効果】以上のように本発明は、入力信号、また
はＡ／Ｄ変換後のベースバンド帯域の受信信号を、拡散
符号信号を用いて受信信号極性を非反転・反転を制御
し、あるいはそれと等化な信号処理を施し、それぞれあ
る一定の期間積分し、その値を２乗する構成にしてい
る。また、位相平面上にマッピングされるような変調方
式に対しては各軸毎の該相関値を求め、それらを加算す
る事により求める事が可能となる。以上のような構成に
する事により、簡単な回路構成、信号処理でディジタル
相関器を実現する事ができるため、回路規模の低減、回
路動作の高速化、低消費電力化に優れた効果を発揮する
ものである。
はＡ／Ｄ変換後のベースバンド帯域の受信信号を、拡散
符号信号を用いて受信信号極性を非反転・反転を制御
し、あるいはそれと等化な信号処理を施し、それぞれあ
る一定の期間積分し、その値を２乗する構成にしてい
る。また、位相平面上にマッピングされるような変調方
式に対しては各軸毎の該相関値を求め、それらを加算す
る事により求める事が可能となる。以上のような構成に
する事により、簡単な回路構成、信号処理でディジタル
相関器を実現する事ができるため、回路規模の低減、回
路動作の高速化、低消費電力化に優れた効果を発揮する
ものである。
【図１】本発明の第１の実施例におけるディジタル相関
器のブロック結線図
器のブロック結線図
【図２】本発明の第１の実施例の動作を説明するための
タイミング図
タイミング図
【図３】本発明の第２の実施例におけるディジタル相関
器のブロック結線図
器のブロック結線図
【図４】本発明の第２の実施例の動作を説明するための
タイミング図
タイミング図
【図５】本発明の第３の実施例におけるディジタル相関
器のブロック結線図
器のブロック結線図
【図６】本発明の第４の実施例におけるディジタル相関
器のブロック結線図
器のブロック結線図
【図７】本発明の第５の実施例におけるディジタル相関
器のブロック結線図
器のブロック結線図
【図８】本発明のディジタル相関器を用いての、４相位
相変調方式での相関出力を求めるブロック結線図
相変調方式での相関出力を求めるブロック結線図
【図９】従来の拡散・逆拡散回路のブロック結線図
【図１０】従来のディジタル相関器の結線図
１１ 非反転・反転増幅器 １２ Ａ／Ｄ変換器 １３ 積分器 １４、８７ｉ、８７ｑ ２乗器 １５ 信号処理回路 １６ａ、１６ｂ スイッチ １７、８８、１０３ 加算器 ８１ｉ、８１ｑ 周波数変換器 ８４ｉ、８４ｑ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ８５ｉ、８５ｑ、８６ｉ、８６ｑ、９１２ ディジタル
相関器 ８２ 位相器 ８３、９０４、９１０ 局部発振器 ９０１、９０２、９０９ 乗算器 ９０３、９１４ 拡散符号発生器 ９０５ パワーアンプ ９０６、９０７ アンテナ ９０８ 受信フロント・エンド回路 ９１１ アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器） ９１３ 同期回路 ９１５ クロック発生器 １０１ シフトレジスタ １０２ 演算回路
相関器 ８２ 位相器 ８３、９０４、９１０ 局部発振器 ９０１、９０２、９０９ 乗算器 ９０３、９１４ 拡散符号発生器 ９０５ パワーアンプ ９０６、９０７ アンテナ ９０８ 受信フロント・エンド回路 ９１１ アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器） ９１３ 同期回路 ９１５ クロック発生器 １０１ シフトレジスタ １０２ 演算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−226135（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−151924（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (2)
- 【請求項１】 直接拡散型のスペクトラム拡散通信方式
の受信信号をベースバンド信号に変換した後、アナログ
／ディジタル変換する第１、第２のアナログ／ディジタ
ル変換器と、前記第２のアナログ／ディジタル変換器の
前段に設けられた利得１の反転増幅器と、拡散符号信号
の極性に応じて、前記第１、第２のアナログ／ディジタ
ル変換器のどちらか一方の出力を選択する選択手段と、
前記選択手段の出力を加算積分する積分器と、前記積分
器の出力を２乗して、その２乗値の大小により、相関状
態を出力する２乗器とを具備するディジタル相関器。 - 【請求項２】 直接拡散型のスペクトラム拡散通信方式
の受信信号をベースバンド信号に変換した後、アナログ
／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換器と、
拡散符号信号の極性に応じて、加算積分する第１、第２
の積分器と、前記第１、第２の積分器の差を加算する加
算器と、前記加算器の当該差の２乗値の大小により相関
状態を出力する２乗器とを具備するディジタル相関器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3509993A JP2778398B2 (ja) | 1993-02-24 | 1993-02-24 | ディジタル相関器 |
| US08/197,592 US5488629A (en) | 1993-02-17 | 1994-02-17 | Signal processing circuit for spread spectrum communications |
| US08/551,111 US5610939A (en) | 1993-02-17 | 1995-10-31 | Signal processing circuit for spread spectrum communications |
| US08/775,763 US5881099A (en) | 1993-02-17 | 1996-12-31 | Signal processing circuit for spread spectrum communications |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3509993A JP2778398B2 (ja) | 1993-02-24 | 1993-02-24 | ディジタル相関器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06252880A JPH06252880A (ja) | 1994-09-09 |
| JP2778398B2 true JP2778398B2 (ja) | 1998-07-23 |
Family
ID=12432498
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3509993A Expired - Fee Related JP2778398B2 (ja) | 1993-02-17 | 1993-02-24 | ディジタル相関器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2778398B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH082032B2 (ja) * | 1990-01-31 | 1996-01-10 | 双葉電子工業株式会社 | スペクトラム拡散通信用相関器 |
| JP2713654B2 (ja) * | 1990-09-06 | 1998-02-16 | 三菱電機株式会社 | スペクトル拡散信号における同期追従回路とその信号の通信装置 |
-
1993
- 1993-02-24 JP JP3509993A patent/JP2778398B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06252880A (ja) | 1994-09-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |