JP2002290254A - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン受信機Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
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- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B2001/70706—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation using a code tracking loop, e.g. a delay locked loop
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低雑音増幅器の利得をステップ的に変化させ
ても、この利得切り替えの際に受信信号のビット誤り率
（ＢＥＲ）を劣化させない。 【解決手段】 複素乗算部３０には、低雑音増幅器３の
利得を切り替えた際の位相のシフト量Δが予め設定され
ている。複素乗算部３０は、低雑音増幅器３の利得が利
得切り替え信号１０１により切り替えられるのに応じ
て、Ａ／Ｄ変換器７１、７２からのベースバンド信号の
位相を予め設定されたシフト量Δだけ補正する。低雑音
増幅器３の利得切り替え時に生じる低雑音増幅器３の位
相変化を補正することによりベースバンドＩ、Ｑ信号の
位相状態を利得切り替え前の状態に保持することがで
き、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）の劣化を回避で
きる。
ても、この利得切り替えの際に受信信号のビット誤り率
（ＢＥＲ）を劣化させない。 【解決手段】 複素乗算部３０には、低雑音増幅器３の
利得を切り替えた際の位相のシフト量Δが予め設定され
ている。複素乗算部３０は、低雑音増幅器３の利得が利
得切り替え信号１０１により切り替えられるのに応じ
て、Ａ／Ｄ変換器７１、７２からのベースバンド信号の
位相を予め設定されたシフト量Δだけ補正する。低雑音
増幅器３の利得切り替え時に生じる低雑音増幅器３の位
相変化を補正することによりベースバンドＩ、Ｑ信号の
位相状態を利得切り替え前の状態に保持することがで
き、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）の劣化を回避で
きる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、搬送波周波数の受
信信号を直接ベースバンド周波数へ変換して受信動作を
行うダイレクトコンバージョン受信機に関する。
信信号を直接ベースバンド周波数へ変換して受信動作を
行うダイレクトコンバージョン受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】ダイレクトコンバージョン受信機は搬送
波周波数を中間周波数を介さずに直接ベースバンド周波
数へ変換して受信動作を行うため、中間周波数（ＩＦ）
フィルタが不要となる。そのため部品点数の削減が図れ
る、集積化が容易である等の理由により、実用化が検討
されてきた。さらに、イメージ周波数が存在しないこと
から周波数設計が容易となり複数システムの受信を可能
とするマルチモード携帯電話受信機への適用の検討が、
近年、盛んに行われている。
波周波数を中間周波数を介さずに直接ベースバンド周波
数へ変換して受信動作を行うため、中間周波数（ＩＦ）
フィルタが不要となる。そのため部品点数の削減が図れ
る、集積化が容易である等の理由により、実用化が検討
されてきた。さらに、イメージ周波数が存在しないこと
から周波数設計が容易となり複数システムの受信を可能
とするマルチモード携帯電話受信機への適用の検討が、
近年、盛んに行われている。
【０００３】このようなダイレクトコンバージョン受信
機の従来の構成を図５に示す。この従来のダイレクトコ
ンバージョン受信機は、図５に示されるように、アンテ
ナ１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２と、低雑音増
幅器（ＬＮＡ）３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４
と、直交ミキサ５１、５２と、可変利得増幅器６１、６
２と、Ａ／Ｄ変換器７１、７２と、位相器８と、局部発
振器９と、逆拡散／復調部１０と、ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ
ｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ：擬似雑音符号）系列捕捉部
１１と、ＰＮ系列トラッキング部１２と、デジタル信号
処理部（ＤＳＰ）１２０とを備えている。
機の従来の構成を図５に示す。この従来のダイレクトコ
ンバージョン受信機は、図５に示されるように、アンテ
ナ１と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２と、低雑音増
幅器（ＬＮＡ）３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４
と、直交ミキサ５１、５２と、可変利得増幅器６１、６
２と、Ａ／Ｄ変換器７１、７２と、位相器８と、局部発
振器９と、逆拡散／復調部１０と、ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ
ｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ：擬似雑音符号）系列捕捉部
１１と、ＰＮ系列トラッキング部１２と、デジタル信号
処理部（ＤＳＰ）１２０とを備えている。
【０００４】なお、以下の説明では、受信信号の変調方
式としては、Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ ｂａｎｄ−ＣＤ
ＭＡ）端末の受信方式である同期検波ＱＰＳＫ（Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ：直交ＰＳＫ）の場合について説明する。
式としては、Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ ｂａｎｄ−ＣＤ
ＭＡ）端末の受信方式である同期検波ＱＰＳＫ（Ｑｕａ
ｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎ
ｇ：直交ＰＳＫ）の場合について説明する。
【０００５】バンドパスフィルタ２、４は、受信した搬
送周波数成分の信号のみを通過させるためのフィルタで
ある。低雑音増幅器３は、バンドパスフィルタ２を通過
した信号を、利得切り替え信号１０１に応じて切り替え
た利得により増幅して出力している。例えば、低雑音増
幅器３の利得を１５ｄＢと−３ｄＢの２値の間で切り替
える場合、低雑音増幅器３の利得は、利得切り替え信号
１０１に応じて１５ｄＢと−３ｄＢとの間で切り替わ
る。
送周波数成分の信号のみを通過させるためのフィルタで
ある。低雑音増幅器３は、バンドパスフィルタ２を通過
した信号を、利得切り替え信号１０１に応じて切り替え
た利得により増幅して出力している。例えば、低雑音増
幅器３の利得を１５ｄＢと−３ｄＢの２値の間で切り替
える場合、低雑音増幅器３の利得は、利得切り替え信号
１０１に応じて１５ｄＢと−３ｄＢとの間で切り替わ
る。
【０００６】局部発振器９は、逆拡散／復調部１０によ
り周波数が制御された信号を生成して出力している。位
相器８は、局部発振器９により生成された信号の位相を
制御し、位相が９０度異なる２つの信号を生成してい
る。直交ミキサ５１、５２は、位相器８により生成され
た位相が９０度異なる２つの信号と、バンドパスフィル
タ４からの信号との乗算をそれぞれ行うことにより、低
雑音増幅器３の出力を、同相（Ｉ）成分および直交
（Ｑ）成分のベースバンド信号へそれぞれ変換してい
る。Ａ／Ｄ変換器７１、７２は、直交ミキサ５１、５２
からの出力をデジタル信号へそれぞれ変換する処理を行
っている。
り周波数が制御された信号を生成して出力している。位
相器８は、局部発振器９により生成された信号の位相を
制御し、位相が９０度異なる２つの信号を生成してい
る。直交ミキサ５１、５２は、位相器８により生成され
た位相が９０度異なる２つの信号と、バンドパスフィル
タ４からの信号との乗算をそれぞれ行うことにより、低
雑音増幅器３の出力を、同相（Ｉ）成分および直交
（Ｑ）成分のベースバンド信号へそれぞれ変換してい
る。Ａ／Ｄ変換器７１、７２は、直交ミキサ５１、５２
からの出力をデジタル信号へそれぞれ変換する処理を行
っている。
【０００７】逆拡散／復調部１０は、Ａ／Ｄ変換器７
１、７２によりデジタル信号に変換された信号に対し
て、逆拡散および復調の処理を行っている。ＰＮ系列捕
捉部１１は、Ａ／Ｄ変換器７１、７２によりデジタル信
号に変換されたベースバンド信号に含まれるＰＮ符号
と、受信機内のＰＮ符号との位相差を１チップ以内に揃
えるための処理を行っている。ＰＮ系列トラッキング部
１２は、ＰＮ系列捕捉部１１による処理により、１チッ
プ以内となった受信信号におけるＰＮ符号と受信機内の
ＰＮ符号との位相差をゼロとする処理を行っている。
１、７２によりデジタル信号に変換された信号に対し
て、逆拡散および復調の処理を行っている。ＰＮ系列捕
捉部１１は、Ａ／Ｄ変換器７１、７２によりデジタル信
号に変換されたベースバンド信号に含まれるＰＮ符号
と、受信機内のＰＮ符号との位相差を１チップ以内に揃
えるための処理を行っている。ＰＮ系列トラッキング部
１２は、ＰＮ系列捕捉部１１による処理により、１チッ
プ以内となった受信信号におけるＰＮ符号と受信機内の
ＰＮ符号との位相差をゼロとする処理を行っている。
【０００８】ＤＳＰ１２０は、逆拡散／復調部１０から
出力されたデジタル信号の処理を行うとともに、アンテ
ナ１により受信される信号のレベルが変化した場合で
も、Ａ／Ｄ変換器７１、７２に入力されるＩ成分、Ｑ成
分のベースバンド信号のレベルが適切なレベルとなるよ
うに、低雑音増幅器３の利得を離散的（ステップ的）に
切り替えるための利得切り替え信号１０１および可変利
得増幅器６１、６２の利得を制御するための利得制御信
号１０２を出力する。
出力されたデジタル信号の処理を行うとともに、アンテ
ナ１により受信される信号のレベルが変化した場合で
も、Ａ／Ｄ変換器７１、７２に入力されるＩ成分、Ｑ成
分のベースバンド信号のレベルが適切なレベルとなるよ
うに、低雑音増幅器３の利得を離散的（ステップ的）に
切り替えるための利得切り替え信号１０１および可変利
得増幅器６１、６２の利得を制御するための利得制御信
号１０２を出力する。
【０００９】つまり、アンテナ１により受信された信号
は、低雑音増幅器３の利得および可変利得増幅器６１、
６２の利得を合計した利得（トータルゲイン）により増
幅されてＡ／Ｄ変換器７１、７２に入力されるため、Ｄ
ＳＰ１２０は、この２つの増幅器３、６１、６２の利得
をそれぞれ制御することによりＡ／Ｄ変換器７１、７２
に入力されるＩ成分、Ｑ成分のベースバンド信号のレベ
ルが適切なレベルとなるような制御を行っている。
は、低雑音増幅器３の利得および可変利得増幅器６１、
６２の利得を合計した利得（トータルゲイン）により増
幅されてＡ／Ｄ変換器７１、７２に入力されるため、Ｄ
ＳＰ１２０は、この２つの増幅器３、６１、６２の利得
をそれぞれ制御することによりＡ／Ｄ変換器７１、７２
に入力されるＩ成分、Ｑ成分のベースバンド信号のレベ
ルが適切なレベルとなるような制御を行っている。
【００１０】次に、ＤＳＰ１２０は、何を基準にして低
雑音増幅器３および可変利得増幅器６１、６２のトータ
ルゲインを調整しているかについて説明する。Ａ／Ｄ変
換器７１、７２の入力レベルがＡ／Ｄ変換処理すること
ができる上限レベルを越えてしまうと逆拡散／復調部１
０ではデータの逆拡散／復調を行うことができなくな
り、結果として逆拡散／復調部１０から出力されるデー
タのＢＥＲ（ビット誤り率）が悪化してしまう。そのた
め、ＤＳＰ１２０は、逆拡散／復調部１０に入力される
Ａ／Ｄ変換器７１、７２の出力レベル（Ｉ2＋Ｑ2）1/2
を監視していて、この値が所定のレベルに達しない場合
には低雑音増幅器３および可変利得増幅器６１、６２の
トータルゲインを調節してＡ／Ｄ変換器７１、７２に入
力される信号のレベルの調整を行っている。
雑音増幅器３および可変利得増幅器６１、６２のトータ
ルゲインを調整しているかについて説明する。Ａ／Ｄ変
換器７１、７２の入力レベルがＡ／Ｄ変換処理すること
ができる上限レベルを越えてしまうと逆拡散／復調部１
０ではデータの逆拡散／復調を行うことができなくな
り、結果として逆拡散／復調部１０から出力されるデー
タのＢＥＲ（ビット誤り率）が悪化してしまう。そのた
め、ＤＳＰ１２０は、逆拡散／復調部１０に入力される
Ａ／Ｄ変換器７１、７２の出力レベル（Ｉ2＋Ｑ2）1/2
を監視していて、この値が所定のレベルに達しない場合
には低雑音増幅器３および可変利得増幅器６１、６２の
トータルゲインを調節してＡ／Ｄ変換器７１、７２に入
力される信号のレベルの調整を行っている。
【００１１】次に、この従来のダイレクトコンバージョ
ン受信機の動作について説明する。
ン受信機の動作について説明する。
【００１２】アンテナ１から入力された無線変調信号は
バンドパスフィルタ２、低雑音増幅器３、バンドパスフ
ィルタ４、直交ミキサ５１、５２を経て同相成分（Ｉ）
および直交成分（Ｑ）のベースバンド信号に変換され
る。
バンドパスフィルタ２、低雑音増幅器３、バンドパスフ
ィルタ４、直交ミキサ５１、５２を経て同相成分（Ｉ）
および直交成分（Ｑ）のベースバンド信号に変換され
る。
【００１３】ここで、直交ミキサ５１、５２に入力され
る信号を以下の式（１）のように表現する。
る信号を以下の式（１）のように表現する。
【００１４】 ｓ（ｔ）＝Ａ1ｃ（ｔ＋τ1）ｂ1（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ）＋ Ａ1ｃ（ｔ＋τ1）ｂ2（ｔ）sin（２πｆcｔ＋θ）…（１） ここで、Ａ1は定数、ｃ（ｔ）はＰＮ符号、ｂ1（ｔ）、
ｂ2（ｔ）＝±１はデータ、ｆcは搬送波周波数（キャリ
ア周波数）、θはキャリア位相である。
ｂ2（ｔ）＝±１はデータ、ｆcは搬送波周波数（キャリ
ア周波数）、θはキャリア位相である。
【００１５】ここで搬送波周波数ｆcおよび位相θは予
め分かっているものとして、局部発振器９においてcos
（２πｆcｔ＋θ）の信号を生成させる。位相器８で
は、この信号から、cos（２πｆcｔ＋θ）、ｓin（２π
ｆcｔ＋θ）という２つの信号を生成する。次に、直交
ミキサ５１、５２では、位相器８により生成されたこの
２つの信号と、式（１）に表現される信号とを乗算する
ことにより直交変換を行い、 Ｉ（ｔ）＝ｓ（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ）＝Ａ2ｃ（ｔ＋τ1）ｂ1（ｔ） …（２） Ｑ（ｔ）＝ｓ（ｔ）sin（２πｆcｔ＋θ）＝Ａ2ｃ（ｔ＋τ1）ｂ2（ｔ） …（３） により表現されるベースバンド信号が得られる（Ａ2；
定数）。
め分かっているものとして、局部発振器９においてcos
（２πｆcｔ＋θ）の信号を生成させる。位相器８で
は、この信号から、cos（２πｆcｔ＋θ）、ｓin（２π
ｆcｔ＋θ）という２つの信号を生成する。次に、直交
ミキサ５１、５２では、位相器８により生成されたこの
２つの信号と、式（１）に表現される信号とを乗算する
ことにより直交変換を行い、 Ｉ（ｔ）＝ｓ（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ）＝Ａ2ｃ（ｔ＋τ1）ｂ1（ｔ） …（２） Ｑ（ｔ）＝ｓ（ｔ）sin（２πｆcｔ＋θ）＝Ａ2ｃ（ｔ＋τ1）ｂ2（ｔ） …（３） により表現されるベースバンド信号が得られる（Ａ2；
定数）。
【００１６】この式（２）、（３）により表現されるベ
ースバンド信号は可変利得増幅器６１、６２で増幅され
た後、Ａ／Ｄ変換器７１、７２に入力されデジタル信号
に変換される。通常このデジタル信号は６〜８ビットの
信号である。
ースバンド信号は可変利得増幅器６１、６２で増幅され
た後、Ａ／Ｄ変換器７１、７２に入力されデジタル信号
に変換される。通常このデジタル信号は６〜８ビットの
信号である。
【００１７】ここで、このダイレクトコンバージョン受
信機がＣＤＭＡ受信機の場合には、このＡ／Ｄ変換器７
１、７２からの出力を用いて受信ＰＮ系列に同期したＰ
Ｎ系列を発生する。ここで、一般に、ＣＤＭＡ受信機で
は、データを拡散する際に使用されるＰＮ符号系列は予
め分かっているが、受信信号の符号位相を知ることがで
きない。
信機がＣＤＭＡ受信機の場合には、このＡ／Ｄ変換器７
１、７２からの出力を用いて受信ＰＮ系列に同期したＰ
Ｎ系列を発生する。ここで、一般に、ＣＤＭＡ受信機で
は、データを拡散する際に使用されるＰＮ符号系列は予
め分かっているが、受信信号の符号位相を知ることがで
きない。
【００１８】通常、ＰＮ系列の同期は次の２段階を経て
行われる； １）ＰＮ系列捕捉（PN Signal Acquisition） ２）ＰＮ系列トラッキング(PN Signal Tracking) 第１の段階では、ＰＮ符号系列捕捉部１１により、Ａ／
Ｄ変換器７１、７２によりデジタル信号に変換されたベ
ースバンド信号に含まれるＰＮ符号と受信機内のＰＮ符
号との位相差を１チップ以下に揃える。
行われる； １）ＰＮ系列捕捉（PN Signal Acquisition） ２）ＰＮ系列トラッキング(PN Signal Tracking) 第１の段階では、ＰＮ符号系列捕捉部１１により、Ａ／
Ｄ変換器７１、７２によりデジタル信号に変換されたベ
ースバンド信号に含まれるＰＮ符号と受信機内のＰＮ符
号との位相差を１チップ以下に揃える。
【００１９】ＰＮ系列捕捉部１１は受信機内でローカル
ＰＮ系列ｃ（ｔ＋τ）、ただし、│τ−τ1│＜αＴ
c（Ｔc；チップ周期、α；定数）を発生するものであ
る。
ＰＮ系列ｃ（ｔ＋τ）、ただし、│τ−τ1│＜αＴ
c（Ｔc；チップ周期、α；定数）を発生するものであ
る。
【００２０】すなわち、ＰＮ系列捕捉部１１は位相立つ
を予め定めた複数の位相値について、入力ＰＮ系列と最
も相関の高い値を与えるローカルＰＮ系列位相τを探し
出す。
を予め定めた複数の位相値について、入力ＰＮ系列と最
も相関の高い値を与えるローカルＰＮ系列位相τを探し
出す。
【００２１】ローカルＰＮ系列と入力ＰＮ系列の位相差
が１チップ以内になると第２段階としてＰＮ系列トラッ
キング部１２が動作し位相差をゼロ（τ＝τ1）にす
る。
が１チップ以内になると第２段階としてＰＮ系列トラッ
キング部１２が動作し位相差をゼロ（τ＝τ1）にす
る。
【００２２】この結果得られたローカルＰＮ系列ｃ（ｔ
＋τ1）を用いて逆拡散すると、 Ｉ’（ｔ）＝Ａ3ｂ1（ｔ）…（４） Ｑ’（ｔ）＝Ａ3ｂ2（ｔ）…（５） （Ａ3；定数）が得られる。これによりデータｂ1（ｔ＋
τ1）、ｂ2（ｔ＋τ1）の復調ができることになる。
＋τ1）を用いて逆拡散すると、 Ｉ’（ｔ）＝Ａ3ｂ1（ｔ）…（４） Ｑ’（ｔ）＝Ａ3ｂ2（ｔ）…（５） （Ａ3；定数）が得られる。これによりデータｂ1（ｔ＋
τ1）、ｂ2（ｔ＋τ1）の復調ができることになる。
【００２３】以上の説明では搬送波周波数ｆc、位相θ
は予め分かっているものであることを前提としていた
が、実際には、ｆc、θの近似値ｆc’、θ’をまず発生
させ、逆拡散して得られる信号 Ｉ’（ｔ）＝Ａ3ｂ1（ｔ）＋ＯI（ｆc’−ｆ、θ’−θ）…（６） Ｑ’（ｔ）＝Ａ3ｂ2（ｔ）＋ＯQ（ｆc’−ｆ、θ’−θ）…（７） を用いてＯI（ｆc’−ｆ、θ’−θ）、ＯQ（ｆc’−
ｆ、θ’−θ）の値が最小となるように局部発振器９の
周波数、位相を制御する。
は予め分かっているものであることを前提としていた
が、実際には、ｆc、θの近似値ｆc’、θ’をまず発生
させ、逆拡散して得られる信号 Ｉ’（ｔ）＝Ａ3ｂ1（ｔ）＋ＯI（ｆc’−ｆ、θ’−θ）…（６） Ｑ’（ｔ）＝Ａ3ｂ2（ｔ）＋ＯQ（ｆc’−ｆ、θ’−θ）…（７） を用いてＯI（ｆc’−ｆ、θ’−θ）、ＯQ（ｆc’−
ｆ、θ’−θ）の値が最小となるように局部発振器９の
周波数、位相を制御する。
【００２４】ここで、ＯI（ｆc’−ｆ、θ’−θ）、Ｏ
Q（ｆc’−ｆ、θ’−θ）は微小残さ分である。
Q（ｆc’−ｆ、θ’−θ）は微小残さ分である。
【００２５】以上、ＣＤＭＡ方式の復調機能を説明した
が、以下の説明では受信した搬送周波数の信号から元の
データを復調するまでの課程を「同期復調過程」と呼ぶ
ことにする。
が、以下の説明では受信した搬送周波数の信号から元の
データを復調するまでの課程を「同期復調過程」と呼ぶ
ことにする。
【００２６】ところで、ダイレクトコンバージョン受信
機では、ＲＦ帯の周波数である搬送波周波数の受信信号
は、中間周波数を介さず直接ベースバンド周波数に変換
される。この場合、可変利得増幅器６１、６２だけで、
受信信号を増幅する利得を変化させたのでは、受信機の
受信可能電力の範囲（ダイナミックレンジ）を大きな値
とすることができない。そのため、ダイレクトコンバー
ジョン受信機を携帯電話システムに適用した場合、ダイ
ナミックレンジが不足となる。
機では、ＲＦ帯の周波数である搬送波周波数の受信信号
は、中間周波数を介さず直接ベースバンド周波数に変換
される。この場合、可変利得増幅器６１、６２だけで、
受信信号を増幅する利得を変化させたのでは、受信機の
受信可能電力の範囲（ダイナミックレンジ）を大きな値
とすることができない。そのため、ダイレクトコンバー
ジョン受信機を携帯電話システムに適用した場合、ダイ
ナミックレンジが不足となる。
【００２７】そのため、一般にダイレクトコンバージョ
ン受信機では、扱うことの出来る受信信号のダイナミッ
クレンジを確保するために、低雑音増幅器３の利得を離
散的（ステップ的）に切り替えることが行われる。
ン受信機では、扱うことの出来る受信信号のダイナミッ
クレンジを確保するために、低雑音増幅器３の利得を離
散的（ステップ的）に切り替えることが行われる。
【００２８】例えば、低雑音増幅器３の利得を、１５ｄ
Ｂと−３ｄＢという２値の間で切り替える場合を用いて
説明する。低雑音増幅器３は、ＤＳＰ２０からの利得切
り替え信号１０１に基づいて利得の切り替えを行う。
Ｂと−３ｄＢという２値の間で切り替える場合を用いて
説明する。低雑音増幅器３は、ＤＳＰ２０からの利得切
り替え信号１０１に基づいて利得の切り替えを行う。
【００２９】しかし、低雑音増幅器３の利得を１５ｄＢ
から−３ｄＢへ切り替えると低雑音増幅器３の通過位相
も変化する。
から−３ｄＢへ切り替えると低雑音増幅器３の通過位相
も変化する。
【００３０】つまり、低雑音増幅器３の利得切り替えを
行うと、式（１）は ｓ1（ｔ）＝Ａ1ｃ（ｔ＋τ1）ｂ1（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ＋Δ）＋ Ａ1ｃ（ｔ＋τ1）ｂ2（ｔ）sin（２πｆcｔ＋θ＋Δ）…（８） となる。ただし、Δ：低雑音増幅器３の利得切り替え時
の通過位相のシフト量（通過位相量の差）である。
行うと、式（１）は ｓ1（ｔ）＝Ａ1ｃ（ｔ＋τ1）ｂ1（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ＋Δ）＋ Ａ1ｃ（ｔ＋τ1）ｂ2（ｔ）sin（２πｆcｔ＋θ＋Δ）…（８） となる。ただし、Δ：低雑音増幅器３の利得切り替え時
の通過位相のシフト量（通過位相量の差）である。
【００３１】このとき、直交ミキサ５１、５２の出力
は、 Ｉ1（ｔ）＝ｓ1（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ）＝Ａ2Ｉ（ｔ）cos（Δ）＋Ａ2 Ｑ（ｔ）sin（Δ）…（９） Ｑ1（ｔ）＝ｓ1（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ）＝Ａ2Ｑ（ｔ）sin（Δ）＋Ａ2 Ｑ（ｔ）sin（Δ）…（１０） となる。
は、 Ｉ1（ｔ）＝ｓ1（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ）＝Ａ2Ｉ（ｔ）cos（Δ）＋Ａ2 Ｑ（ｔ）sin（Δ）…（９） Ｑ1（ｔ）＝ｓ1（ｔ）cos（２πｆcｔ＋θ）＝Ａ2Ｑ（ｔ）sin（Δ）＋Ａ2 Ｑ（ｔ）sin（Δ）…（１０） となる。
【００３２】式（９）、（１０）を用いて、複素表現す
ると下記の式（１１）が得られる。
ると下記の式（１１）が得られる。
【００３３】 Ｉ1（ｔ）＋ｊＱ1（ｔ）＝（Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ））exp（−ｊΔ）…（ １１） ここで、exp（ ）は、指数関数を示している。
【００３４】式（１１）は低雑音増幅器３の利得を切り
替えるとＩＱ位相空間ダイヤグラムにおいてＩＱ座標が
−Δだけ回転することを示している。低雑音増幅器３の
利得を切り替える前後のＩＱ位相空間ダイヤグラムを図
６に示す。つまり、低雑音増幅器３の利得を切り替える
と、低雑音増幅器３の位相も同時に変化してしまうた
め、ベースバンドＩ、Ｑ信号も通過位相が離散的に変動
し受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化してしま
う。そして、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）を維持
するために、上述の「同期復調過程」を再びやり直さな
ければならないが、この期間は復調が正常に行われずＢ
ＥＲが劣化してしまう。
替えるとＩＱ位相空間ダイヤグラムにおいてＩＱ座標が
−Δだけ回転することを示している。低雑音増幅器３の
利得を切り替える前後のＩＱ位相空間ダイヤグラムを図
６に示す。つまり、低雑音増幅器３の利得を切り替える
と、低雑音増幅器３の位相も同時に変化してしまうた
め、ベースバンドＩ、Ｑ信号も通過位相が離散的に変動
し受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化してしま
う。そして、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）を維持
するために、上述の「同期復調過程」を再びやり直さな
ければならないが、この期間は復調が正常に行われずＢ
ＥＲが劣化してしまう。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のダイレ
クトコンバージョン受信機では、低雑音増幅器の利得を
ステップ的に切り替えると、ベースバンド信号の位相も
変化してしまい、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が
劣化するという問題を有していた。
クトコンバージョン受信機では、低雑音増幅器の利得を
ステップ的に切り替えると、ベースバンド信号の位相も
変化してしまい、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が
劣化するという問題を有していた。
【００３６】本発明の目的は、前置低雑音増幅器の利得
をステップ的に変化させても、この利得切り替えの際に
受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化することがな
いダイレクトコンバージョン受信機を提供することであ
る。
をステップ的に変化させても、この利得切り替えの際に
受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化することがな
いダイレクトコンバージョン受信機を提供することであ
る。
【００３７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のダイレクトコンバージョン受信機は、搬送
波周波数を直接ベースバンド周波数へ変換して受信動作
を行うダイレクトコンバージョン受信機であって、受信
した搬送周波数成分の信号を、外部からの指示に基づい
て切り替えた利得により増幅する低雑音増幅器と、前記
低雑音増幅器の出力を、同相（Ｉ）成分および直交
（Ｑ）成分のベースバンド信号へそれぞれ変換するため
の２つの直交ミキサと、前記各直交ミキサからの出力を
デジタル信号へそれぞれ変換する２つのＡ／Ｄ変換器
と、前記低雑音増幅器の利得を切り替えた際に発生する
搬送波信号の通過位相のシフト量が予め設定されてい
て、前記２つのＡ／Ｄ変換器から出力された同相（Ｉ）
成分および直交（Ｑ）成分のベースバンド信号に対し
て、前記低雑音増幅器の利得が切り替えられるのと同期
して前記通過位相のシフト量を打ち消すような位相補正
を行う位相補正手段と、前記位相補正手段により補正さ
れた後のデジタル信号を処理するデジタル信号処理部
と、を備えている。
に、本発明のダイレクトコンバージョン受信機は、搬送
波周波数を直接ベースバンド周波数へ変換して受信動作
を行うダイレクトコンバージョン受信機であって、受信
した搬送周波数成分の信号を、外部からの指示に基づい
て切り替えた利得により増幅する低雑音増幅器と、前記
低雑音増幅器の出力を、同相（Ｉ）成分および直交
（Ｑ）成分のベースバンド信号へそれぞれ変換するため
の２つの直交ミキサと、前記各直交ミキサからの出力を
デジタル信号へそれぞれ変換する２つのＡ／Ｄ変換器
と、前記低雑音増幅器の利得を切り替えた際に発生する
搬送波信号の通過位相のシフト量が予め設定されてい
て、前記２つのＡ／Ｄ変換器から出力された同相（Ｉ）
成分および直交（Ｑ）成分のベースバンド信号に対し
て、前記低雑音増幅器の利得が切り替えられるのと同期
して前記通過位相のシフト量を打ち消すような位相補正
を行う位相補正手段と、前記位相補正手段により補正さ
れた後のデジタル信号を処理するデジタル信号処理部
と、を備えている。
【００３８】本発明によれば、低雑音増幅器の利得が切
り替えられ、低雑音増幅器の通過位相が変化した場合で
あっても、位相補正手段により通過位相がシフトした量
を打ち消すような位相補正が行われるため、ベースバン
ド信号の位相状態を利得切り替え前の状態に保持するこ
とができる。従って、受信信号の同期復調過程を再度実
行し直さなくてすみ、低雑音増幅器の利得を切り替えた
際でも、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化する
ことがない。
り替えられ、低雑音増幅器の通過位相が変化した場合で
あっても、位相補正手段により通過位相がシフトした量
を打ち消すような位相補正が行われるため、ベースバン
ド信号の位相状態を利得切り替え前の状態に保持するこ
とができる。従って、受信信号の同期復調過程を再度実
行し直さなくてすみ、低雑音増幅器の利得を切り替えた
際でも、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化する
ことがない。
【００３９】また、本発明の他のダイレクトコンバージ
ョン受信機では、前記位相補正手段を、前記通過位相の
シフト量の余弦値が予め設定されていて、前記低雑音増
幅器が切り替えられた利得に応じた余弦値の値を選択し
て、補正量Ψの位相補正を行うための信号cosΨとして
出力する第１の補正信号記憶手段と、前記通過位相のシ
フト量Δの正弦値sinΔが予め設定されていて、前記低
雑音増幅器が切り替えられた利得に応じた余弦値を選択
して、補正量Ψの位相補正を行うための信号sinΨとし
て出力する第２の補正信号記憶手段と、入力された同相
（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、前記第１の補正信号記憶
手段から出力された信号cosΨとの間の乗算を行う第１
の乗算器と、入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）
と、前記第２の補正信号記憶手段から出力された信号si
nΨとの間の乗算を行う第２の乗算器と、入力された同
相（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、前記第２の補正信号記
憶手段から出力された信号sinΨとの間の乗算を行う第
３の乗算器、入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）
と、前記第１の補正信号記憶手段から出力された信号co
sΨとの間の乗算を行う第４の乗算器と、前記第１の乗
算器により生成された信号ｘ（ｔ）cosΨから、前記第
２の乗算器により生成された信号ｙ（ｔ）sinΨを減算
して、補正後の同相（Ｉ）成分の信号｛ｘ（ｔ）cosΨ
−ｙ（ｔ）sinΨ｝として出力する減算器と、前記第３
の乗算器により生成された信号ｘ（ｔ）sinΨと、前記
第４の乗算器により生成された信号ｙ（ｔ）cosΨとを
加算して、補正後の直交（Ｑ）成分の信号｛ｘ（ｔ）si
nΨ＋ｙ（ｔ）conΨ｝として出力する加算器とから構成
されている複素乗算回路とするようにしてもよい。
ョン受信機では、前記位相補正手段を、前記通過位相の
シフト量の余弦値が予め設定されていて、前記低雑音増
幅器が切り替えられた利得に応じた余弦値の値を選択し
て、補正量Ψの位相補正を行うための信号cosΨとして
出力する第１の補正信号記憶手段と、前記通過位相のシ
フト量Δの正弦値sinΔが予め設定されていて、前記低
雑音増幅器が切り替えられた利得に応じた余弦値を選択
して、補正量Ψの位相補正を行うための信号sinΨとし
て出力する第２の補正信号記憶手段と、入力された同相
（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、前記第１の補正信号記憶
手段から出力された信号cosΨとの間の乗算を行う第１
の乗算器と、入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）
と、前記第２の補正信号記憶手段から出力された信号si
nΨとの間の乗算を行う第２の乗算器と、入力された同
相（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、前記第２の補正信号記
憶手段から出力された信号sinΨとの間の乗算を行う第
３の乗算器、入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）
と、前記第１の補正信号記憶手段から出力された信号co
sΨとの間の乗算を行う第４の乗算器と、前記第１の乗
算器により生成された信号ｘ（ｔ）cosΨから、前記第
２の乗算器により生成された信号ｙ（ｔ）sinΨを減算
して、補正後の同相（Ｉ）成分の信号｛ｘ（ｔ）cosΨ
−ｙ（ｔ）sinΨ｝として出力する減算器と、前記第３
の乗算器により生成された信号ｘ（ｔ）sinΨと、前記
第４の乗算器により生成された信号ｙ（ｔ）cosΨとを
加算して、補正後の直交（Ｑ）成分の信号｛ｘ（ｔ）si
nΨ＋ｙ（ｔ）conΨ｝として出力する加算器とから構成
されている複素乗算回路とするようにしてもよい。
【００４０】さらに、本発明の他のダイレクトコンバー
ジョン受信機では、前記デジタル信号処理部においてベ
ースバンド信号を復調するための復調方式が、同期検波
方式でもよいし非同期検波方式であってもよい。
ジョン受信機では、前記デジタル信号処理部においてベ
ースバンド信号を復調するための復調方式が、同期検波
方式でもよいし非同期検波方式であってもよい。
【００４１】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００４２】（第１の実施形態）図１は本発明第１の実
施形態のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す
ブロック図である。図１において、図５中の構成要素と
同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略する
ものとする。
施形態のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示す
ブロック図である。図１において、図５中の構成要素と
同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省略する
ものとする。
【００４３】本実施形態のダイレクトコンバージョン受
信機は、図１に示すように、ベースバンドＩ、Ｑ経路に
設けられたＡ／Ｄ変換器７１、７２と逆拡散／復調部１
０との間に複素乗算部３０を新たに設け、ＤＳＰ１２０
がＤＳＰ２０に置き換えられたことのみが図５に示した
従来のダイレクトコンバージョン受信機と異なってい
る。
信機は、図１に示すように、ベースバンドＩ、Ｑ経路に
設けられたＡ／Ｄ変換器７１、７２と逆拡散／復調部１
０との間に複素乗算部３０を新たに設け、ＤＳＰ１２０
がＤＳＰ２０に置き換えられたことのみが図５に示した
従来のダイレクトコンバージョン受信機と異なってい
る。
【００４４】尚、本実施形態では、低雑音増幅器３の利
得を１５ｄｂから−３ｄｂに切り換えた際に発生する通
過位相のシフト量Δは予め測定されていて、複素乗算部
３０にはこの通過位相のシフト量Δが予め設定されてい
る。そして、複素乗算部３０は、低雑音増幅器３の利得
が切り替えられるのと同期して通過位相のシフト量Δを
打ち消すような位相補正を行う位相補正手段として動作
する。これによりベースバンドＩ、Ｑ信号の位相状態を
利得切り替え前の状態に保持して、受信信号のビット誤
り率（ＢＥＲ）の劣化を回避する。
得を１５ｄｂから−３ｄｂに切り換えた際に発生する通
過位相のシフト量Δは予め測定されていて、複素乗算部
３０にはこの通過位相のシフト量Δが予め設定されてい
る。そして、複素乗算部３０は、低雑音増幅器３の利得
が切り替えられるのと同期して通過位相のシフト量Δを
打ち消すような位相補正を行う位相補正手段として動作
する。これによりベースバンドＩ、Ｑ信号の位相状態を
利得切り替え前の状態に保持して、受信信号のビット誤
り率（ＢＥＲ）の劣化を回避する。
【００４５】本実施形態におけるＤＳＰ２０は、図５に
示した従来のダイレクトコンバージョン受信機における
ＤＳＰ１２０と比較して、複素乗算部制御信号１０３が
出力されている点のみが異なっている。そして、ＤＳＰ
２０は、利得切り替え信号１０１により低雑音増幅器３
の利得を切り替えるタイミングと同じタイミングによ
り、複素乗算部制御信号１０３を切り替えて、複素乗算
部３０による位相補正を行うか否かの制御を行ってい
る。
示した従来のダイレクトコンバージョン受信機における
ＤＳＰ１２０と比較して、複素乗算部制御信号１０３が
出力されている点のみが異なっている。そして、ＤＳＰ
２０は、利得切り替え信号１０１により低雑音増幅器３
の利得を切り替えるタイミングと同じタイミングによ
り、複素乗算部制御信号１０３を切り替えて、複素乗算
部３０による位相補正を行うか否かの制御を行ってい
る。
【００４６】複素乗算部３０は、図２に示すように、乗
算器３１〜３４と、減算器３５と、加算器３６と、補正
信号レジスタ３７、３８とから構成されている。
算器３１〜３４と、減算器３５と、加算器３６と、補正
信号レジスタ３７、３８とから構成されている。
【００４７】この複素乗算部３０では、同相（Ｉ）成分
の信号ｘ（ｔ）と、直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）を入
力して、位相補正を行い補正後の同相（Ｉ）成分の信
号、補正後の直交（Ｑ）成分の信号として出力するもの
である。
の信号ｘ（ｔ）と、直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）を入
力して、位相補正を行い補正後の同相（Ｉ）成分の信
号、補正後の直交（Ｑ）成分の信号として出力するもの
である。
【００４８】補正信号レジスタ３７は、低雑音増幅器３
の利得を切り換えた際に発生する通過位相のシフト量Δ
の余弦値cosΔが予め設定されていて、複素乗算部制御
信号１０３が位相補正を行わないことを指示している場
合には、cos０＝１となる信号を出力し、複素乗算部制
御信号１０３が位相補正を行うことを指示している場合
にはcosΔとなる信号を出力する。
の利得を切り換えた際に発生する通過位相のシフト量Δ
の余弦値cosΔが予め設定されていて、複素乗算部制御
信号１０３が位相補正を行わないことを指示している場
合には、cos０＝１となる信号を出力し、複素乗算部制
御信号１０３が位相補正を行うことを指示している場合
にはcosΔとなる信号を出力する。
【００４９】補正信号レジスタ３８は、低雑音増幅器３
の利得を切り換えた際に発生する通過位相のシフト量Δ
の正弦値sinΔが予め設定されていて、複素乗算部制御
信号１０３が位相補正を行わないことを指示している場
合には、sin０＝０となる信号を出力し、複素乗算部制
御信号１０３が位相補正を行うことを指示している場合
にはsinΔとなる信号を出力する。
の利得を切り換えた際に発生する通過位相のシフト量Δ
の正弦値sinΔが予め設定されていて、複素乗算部制御
信号１０３が位相補正を行わないことを指示している場
合には、sin０＝０となる信号を出力し、複素乗算部制
御信号１０３が位相補正を行うことを指示している場合
にはsinΔとなる信号を出力する。
【００５０】つまり、補正信号記憶手段である補正信号
レジスタ３７、３８は、複素乗算部制御信号１０３に応
じてΨの値を０またはΔに切り替えて、補正量Ψの位相
補正を行うための信号であるcosΨ、sinΨを出力してい
る。従って、以下の説明では補正信号レジスタ３７、３
８から出力される信号をそれぞれcosΨ、sinΨとして表
現して説明する。
レジスタ３７、３８は、複素乗算部制御信号１０３に応
じてΨの値を０またはΔに切り替えて、補正量Ψの位相
補正を行うための信号であるcosΨ、sinΨを出力してい
る。従って、以下の説明では補正信号レジスタ３７、３
８から出力される信号をそれぞれcosΨ、sinΨとして表
現して説明する。
【００５１】乗算器３１は、入力された同相（Ｉ）成分
の信号ｘ（ｔ）と、補正信号レジスタ３７から出力され
た信号cosΨとの間の乗算を行う。乗算器３２は、入力
された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）と、補正信号レジ
スタ３８から出力された信号sinΨとの間の乗算を行
う。乗算器３３は、入力された同相（Ｉ）成分の信号ｘ
（ｔ）と、補正信号レジスタ３８から出力された信号si
nΨとの間の乗算を行う。乗算器３４は、入力された直
交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）と、補正信号レジスタ３７
から出力された信号cosΨとの間の乗算を行う。
の信号ｘ（ｔ）と、補正信号レジスタ３７から出力され
た信号cosΨとの間の乗算を行う。乗算器３２は、入力
された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）と、補正信号レジ
スタ３８から出力された信号sinΨとの間の乗算を行
う。乗算器３３は、入力された同相（Ｉ）成分の信号ｘ
（ｔ）と、補正信号レジスタ３８から出力された信号si
nΨとの間の乗算を行う。乗算器３４は、入力された直
交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）と、補正信号レジスタ３７
から出力された信号cosΨとの間の乗算を行う。
【００５２】そして、減算器３５は、乗算器３１により
生成された信号ｘ（ｔ）cosΨから、乗算器３２により
生成された信号ｙ（ｔ）sinΨを減算して、補正後の同
相（Ｉ）成分の信号｛ｘ（ｔ）cosΨ−ｙ（ｔ）sinΨ｝
として出力する。加算器３６は、乗算器３３により生成
された信号ｘ（ｔ）sinΨと、乗算器３４により生成さ
れた信号ｙ（ｔ）conΨとを加算して、補正後の直交
（Ｑ）成分の信号｛ｘ（ｔ）sinΨ＋ｙ（ｔ）conΨ｝と
して出力する。
生成された信号ｘ（ｔ）cosΨから、乗算器３２により
生成された信号ｙ（ｔ）sinΨを減算して、補正後の同
相（Ｉ）成分の信号｛ｘ（ｔ）cosΨ−ｙ（ｔ）sinΨ｝
として出力する。加算器３６は、乗算器３３により生成
された信号ｘ（ｔ）sinΨと、乗算器３４により生成さ
れた信号ｙ（ｔ）conΨとを加算して、補正後の直交
（Ｑ）成分の信号｛ｘ（ｔ）sinΨ＋ｙ（ｔ）conΨ｝と
して出力する。
【００５３】上述したように、複素乗算部３０は、ｘ
（ｔ）、ｙ（ｔ）からなる信号を入力すると、ｘ（ｔ）
cosΨ＋ｙ（ｔ）sinΨ、ｙ（ｔ）cosΨ＋ｘ（ｔ）sinΨ
という信号を出力する。これらの信号を複素表現すると
下記の式（１２）が得られる。
（ｔ）、ｙ（ｔ）からなる信号を入力すると、ｘ（ｔ）
cosΨ＋ｙ（ｔ）sinΨ、ｙ（ｔ）cosΨ＋ｘ（ｔ）sinΨ
という信号を出力する。これらの信号を複素表現すると
下記の式（１２）が得られる。
【００５４】 ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）cosΨ＋ｙ（ｔ）sinΨ＋ｊ｛ｙ（ｔ）cosΨ＋ｘ（ｔ）s inΨ｝＝｛ｘ（ｔ）＋ｊｙ（ｔ）｝×exp（ｊΨ）…（１２） 次に、本実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の
動作について図面を参照して詳細に説明する。
動作について図面を参照して詳細に説明する。
【００５５】先ず、低雑音増幅器３の利得が１５ｄｂと
なっている場合について説明する。この場合には、補正
量Ψ＝０となり、補正信号レジスタ３７はcos０＝１と
なる信号を出力し、正補正信号レジスタ３８はsin０＝
０となる信号を出力する。
なっている場合について説明する。この場合には、補正
量Ψ＝０となり、補正信号レジスタ３７はcos０＝１と
なる信号を出力し、正補正信号レジスタ３８はsin０＝
０となる信号を出力する。
【００５６】従って、複素乗算部３０から出力される信
号の複素表現は、式（１２）において、ｘ（ｔ）＝Ｉ
（ｔ）、ｙ（ｔ）＝Ｑ（ｔ）、Ψ＝０を代入すると ｚ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）…（１３） となる。つまり、この場合には複素乗算部３０による位
相補正は行われない。
号の複素表現は、式（１２）において、ｘ（ｔ）＝Ｉ
（ｔ）、ｙ（ｔ）＝Ｑ（ｔ）、Ψ＝０を代入すると ｚ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）…（１３） となる。つまり、この場合には複素乗算部３０による位
相補正は行われない。
【００５７】次に、低雑音増幅器３の利得が−３ｄｂと
なった場合について説明する。この場合には、低雑音増
幅器３では、利得が切り替わったことにより、通過位相
がΔだけシフトし、Ａ／Ｄ変換器７１、７２から出力さ
れる信号は、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）から、それぞれＩ
1（ｔ）、Ｑ1（ｔ）に変化する。また、複素乗算部３０
では、補正信号レジスタ３７、３８は、補正量Ψ＝Δと
し、sin０＝０、cos０＝１となる信号からsinΔ、cosΔ
となる信号をそれぞれ出力するようになる。
なった場合について説明する。この場合には、低雑音増
幅器３では、利得が切り替わったことにより、通過位相
がΔだけシフトし、Ａ／Ｄ変換器７１、７２から出力さ
れる信号は、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）から、それぞれＩ
1（ｔ）、Ｑ1（ｔ）に変化する。また、複素乗算部３０
では、補正信号レジスタ３７、３８は、補正量Ψ＝Δと
し、sin０＝０、cos０＝１となる信号からsinΔ、cosΔ
となる信号をそれぞれ出力するようになる。
【００５８】そこで、式（１２）において、ｘ（ｔ）＝
Ｉ1（ｔ）＝Ｉ（ｔ）exp（−ｊΔ）、ｙ（ｔ）＝Ｑ
1（ｔ）＝Ｑ（ｔ）exp（−ｊΔ）、Ψ＝Δを代入すると ｚ（ｔ） ＝（Ｉ1（ｔ）＋ｊＱ1（ｔ））×exp（ｊΔ） ＝（Ｉ（ｔ）exp（−ｊΔ）＋ｊＱ（ｔ）exp（−ｊΔ））×exp（ｊΔ） ＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）…（１４） となる。
Ｉ1（ｔ）＝Ｉ（ｔ）exp（−ｊΔ）、ｙ（ｔ）＝Ｑ
1（ｔ）＝Ｑ（ｔ）exp（−ｊΔ）、Ψ＝Δを代入すると ｚ（ｔ） ＝（Ｉ1（ｔ）＋ｊＱ1（ｔ））×exp（ｊΔ） ＝（Ｉ（ｔ）exp（−ｊΔ）＋ｊＱ（ｔ）exp（−ｊΔ））×exp（ｊΔ） ＝Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）…（１４） となる。
【００５９】すなわち、低雑音増幅器３の利得の切り替
えに同期して複素乗算部３０の補正量Ψを０からΔに変
化させて位相補正を行えば、複素乗算部３０から出力さ
れるベースバンド信号の位相状態は、式（１３）、（１
４）に示されるように利得を切り替えた前後において同
じ状態となる。つまり、本実施形態のダイレクトコンバ
ージョン受信機によれば、低雑音増幅器３の利得切り替
え時に生じる低雑音増幅器３の位相変化を補正すること
によりベースバンドＩ、Ｑ信号の位相状態を利得切り替
え前の状態に保持することができるので、前述の「同期
復調過程」を実行し直さなくてすむ。従って、低雑音増
幅器３の利得を切り替えた際でも、受信信号のビット誤
り率（ＢＥＲ）が劣化することがない。
えに同期して複素乗算部３０の補正量Ψを０からΔに変
化させて位相補正を行えば、複素乗算部３０から出力さ
れるベースバンド信号の位相状態は、式（１３）、（１
４）に示されるように利得を切り替えた前後において同
じ状態となる。つまり、本実施形態のダイレクトコンバ
ージョン受信機によれば、低雑音増幅器３の利得切り替
え時に生じる低雑音増幅器３の位相変化を補正すること
によりベースバンドＩ、Ｑ信号の位相状態を利得切り替
え前の状態に保持することができるので、前述の「同期
復調過程」を実行し直さなくてすむ。従って、低雑音増
幅器３の利得を切り替えた際でも、受信信号のビット誤
り率（ＢＥＲ）が劣化することがない。
【００６０】本実施形態では、低雑音増幅器３の利得を
切り替えるための利得切り替え信号１０１と、複素乗算
部３０の位相補正を制御するための複素乗算部制御信号
１０３はそれぞれ独立した信号としていたが、低雑音増
幅器３の利得の切り替えおよび複素乗算部３０の制御を
１つの信号で制御するようにすることも可能である。
切り替えるための利得切り替え信号１０１と、複素乗算
部３０の位相補正を制御するための複素乗算部制御信号
１０３はそれぞれ独立した信号としていたが、低雑音増
幅器３の利得の切り替えおよび複素乗算部３０の制御を
１つの信号で制御するようにすることも可能である。
【００６１】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態のダイレクトコンバージョン受信機について説
明する。図３は本発明第２の実施形態のダイレクトコン
バージョン受信機の構成を示すブロック図である。図３
において、図１中の構成要素と同一の構成要素には同一
の符号を付し、説明を省略するものとする。
実施形態のダイレクトコンバージョン受信機について説
明する。図３は本発明第２の実施形態のダイレクトコン
バージョン受信機の構成を示すブロック図である。図３
において、図１中の構成要素と同一の構成要素には同一
の符号を付し、説明を省略するものとする。
【００６２】上記第１の実施形態のダイレクトコンバー
ジョン受信機では、低雑音増幅器３の利得を切り換えた
際に発生する通過位相のシフト量Δを複素乗算部３０に
予め設定するようにしていたが、本実施形態ではこの通
過位相のシフト量ΔをＤＳＰに予め設定しておきＤＳＰ
において補正信号を生成するようにしたものである。
ジョン受信機では、低雑音増幅器３の利得を切り換えた
際に発生する通過位相のシフト量Δを複素乗算部３０に
予め設定するようにしていたが、本実施形態ではこの通
過位相のシフト量ΔをＤＳＰに予め設定しておきＤＳＰ
において補正信号を生成するようにしたものである。
【００６３】本実施形態のダイレクトコンバージョン受
信機は、図３に示すように、図１に示した第１の実施形
態のダイレクトコンバージョン受信機に対して、複素乗
算部３０が複素乗算部４０に置き換えられ、ＤＳＰ２０
がＤＳＰ２１に置き換えられたことのみが異なってい
る。
信機は、図３に示すように、図１に示した第１の実施形
態のダイレクトコンバージョン受信機に対して、複素乗
算部３０が複素乗算部４０に置き換えられ、ＤＳＰ２０
がＤＳＰ２１に置き換えられたことのみが異なってい
る。
【００６４】本実施形態におけるＤＳＰ２１には、低雑
音増幅器３の利得を切り替えた際に発生する搬送波信号
の通過位相のシフト量Δが予め設定されていて、低雑音
増幅器３の利得を１５ｄＢに設定する場合には、cos０
＝１となる信号およびsin０＝０となる信号をそれぞれ
補正信号１０４1、１０４2として出力し、低雑音増幅器
３の利得を−３ｄＢに設定する場合には、cosΔとなる
信号およびsinΔとなる信号をそれぞれ補正信号１０
４1、１０４2として出力する。つまり、ＤＳＰ２１は、
位相補正を行おうとする補正量Ψとした場合に、cosΨ
となる信号を補正信号１０４1として出力し、sinΨとな
る信号を補正信号１０４2として出力する。また、ＤＳ
Ｐ２１は、複素乗算部制御信号１０３の代わりに補正信
号１０４1、１０４2を出力する以外は、第１の実施形態
におけるＤＳＰ２０と同様の動作を行う。
音増幅器３の利得を切り替えた際に発生する搬送波信号
の通過位相のシフト量Δが予め設定されていて、低雑音
増幅器３の利得を１５ｄＢに設定する場合には、cos０
＝１となる信号およびsin０＝０となる信号をそれぞれ
補正信号１０４1、１０４2として出力し、低雑音増幅器
３の利得を−３ｄＢに設定する場合には、cosΔとなる
信号およびsinΔとなる信号をそれぞれ補正信号１０
４1、１０４2として出力する。つまり、ＤＳＰ２１は、
位相補正を行おうとする補正量Ψとした場合に、cosΨ
となる信号を補正信号１０４1として出力し、sinΨとな
る信号を補正信号１０４2として出力する。また、ＤＳ
Ｐ２１は、複素乗算部制御信号１０３の代わりに補正信
号１０４1、１０４2を出力する以外は、第１の実施形態
におけるＤＳＰ２０と同様の動作を行う。
【００６５】また、本実施形態における複素乗算部４０
は、図４に示すように、乗算器３１〜３４と、減算器３
５と、加算器３６とから構成され、図２に示した第１の
実施形態における複素乗算部３０から補正信号レジスタ
３７、３８が削除された構成となっている。
は、図４に示すように、乗算器３１〜３４と、減算器３
５と、加算器３６とから構成され、図２に示した第１の
実施形態における複素乗算部３０から補正信号レジスタ
３７、３８が削除された構成となっている。
【００６６】本実施形態では、乗算器３１は入力された
同相（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、補正信号１０４1と
の間の乗算を行い、乗算器３２は入力された直交（Ｑ）
成分の信号ｙ（ｔ）と補正信号１０４2との間の乗算を
行う。また、乗算器３３は入力された同相（Ｉ）成分の
信号ｘ（ｔ）と、補正信号１０４2との間の乗算を行
い、乗算器３４は入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ
（ｔ）と補正信号１０４1との間の乗算を行う。
同相（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、補正信号１０４1と
の間の乗算を行い、乗算器３２は入力された直交（Ｑ）
成分の信号ｙ（ｔ）と補正信号１０４2との間の乗算を
行う。また、乗算器３３は入力された同相（Ｉ）成分の
信号ｘ（ｔ）と、補正信号１０４2との間の乗算を行
い、乗算器３４は入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ
（ｔ）と補正信号１０４1との間の乗算を行う。
【００６７】本実施形態における複素乗算部４０におい
て位相補正が行われる動作は、上記で説明した第１の実
施形態における複素乗算部３０と同様であるためその説
明は省略する。
て位相補正が行われる動作は、上記で説明した第１の実
施形態における複素乗算部３０と同様であるためその説
明は省略する。
【００６８】そして、本実施形態のダイレクトコンバー
ジョン受信機によれば、上記の第１の実施形態と同様
に、低雑音増幅器３の利得切り替え時に生じる低雑音増
幅器３の位相変化を補正することによりベースバンド
Ｉ、Ｑ信号の位相状態を利得切り替え前の状態に保持す
ることができるので、低雑音増幅器３の利得を切り替え
た際でも、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化す
ることがない。
ジョン受信機によれば、上記の第１の実施形態と同様
に、低雑音増幅器３の利得切り替え時に生じる低雑音増
幅器３の位相変化を補正することによりベースバンド
Ｉ、Ｑ信号の位相状態を利得切り替え前の状態に保持す
ることができるので、低雑音増幅器３の利得を切り替え
た際でも、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化す
ることがない。
【００６９】以上説明した本第１および第２の実施形態
においては、Ｗ−ＣＤＭＡシステムの同期検波ＱＰＳＫ
復調の場合について説明したが、同期検波方式を用いる
通信システム一般に本発明を適用して場合でも同様の効
果を得ることができる。
においては、Ｗ−ＣＤＭＡシステムの同期検波ＱＰＳＫ
復調の場合について説明したが、同期検波方式を用いる
通信システム一般に本発明を適用して場合でも同様の効
果を得ることができる。
【００７０】また、上記第１および第２の実施形態で
は、同期検波方式を用いる通信システムの場合について
説明したが、本発明はこのような場合に限定されるもの
ではなく、非同期検波方式であるπ/４ＱＰＳＫ、ＧＭ
ＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉ
ｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調方式に適
用した場合でも、同様の効果を得ることができる。
は、同期検波方式を用いる通信システムの場合について
説明したが、本発明はこのような場合に限定されるもの
ではなく、非同期検波方式であるπ/４ＱＰＳＫ、ＧＭ
ＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉ
ｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等の変調方式に適
用した場合でも、同様の効果を得ることができる。
【００７１】さらに、上記の第１および第２の実施形態
では低雑音増幅器３の利得を、１５ｄｂと−３ｄｂの２
値の間で切り替える場合を用いて説明したが、本発明は
このような場合に限定されるものではなく、任意の３値
以上の利得間で切り替える場合でも予めそれぞれの利得
に応じた通過位相を測定しておけば同様の効果が得られ
ることは自明である。例えば、上記第１および第２の実
施形態では、位相補正を行う補正量Ψを０またはΔの間
で選択して位相補正を行うようにしていたが、低雑音増
幅器３の利得を切り替えた際に発生する搬送波信号の通
過位相のシフト量がΔ1、Δ2、Δ3、…である場合、低
雑音増幅器３の切り替えた利得に応じて位相補正を行う
補正量Ψを０またはΔ1、Δ2、Δ3、…の間で選択して
位相補正を行うようにすればよい。
では低雑音増幅器３の利得を、１５ｄｂと−３ｄｂの２
値の間で切り替える場合を用いて説明したが、本発明は
このような場合に限定されるものではなく、任意の３値
以上の利得間で切り替える場合でも予めそれぞれの利得
に応じた通過位相を測定しておけば同様の効果が得られ
ることは自明である。例えば、上記第１および第２の実
施形態では、位相補正を行う補正量Ψを０またはΔの間
で選択して位相補正を行うようにしていたが、低雑音増
幅器３の利得を切り替えた際に発生する搬送波信号の通
過位相のシフト量がΔ1、Δ2、Δ3、…である場合、低
雑音増幅器３の切り替えた利得に応じて位相補正を行う
補正量Ψを０またはΔ1、Δ2、Δ3、…の間で選択して
位相補正を行うようにすればよい。
【００７２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
低雑音増幅器の利得切り替え時に生じる低雑音増幅器の
位相変化を補正することによりベースバンドＩ、Ｑ信号
の位相状態を利得切り替え前の状態に保持することがで
き、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）の劣化を回避す
ることができるという効果が得られる。
低雑音増幅器の利得切り替え時に生じる低雑音増幅器の
位相変化を補正することによりベースバンドＩ、Ｑ信号
の位相状態を利得切り替え前の状態に保持することがで
き、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）の劣化を回避す
ることができるという効果が得られる。
【図１】本発明の第１の実施形態のダイレクトコンバー
ジョン受信機の構成を示すブロック図である。
ジョン受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１中の複素乗算部３０の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図３】本発明の第２の実施形態のダイレクトコンバー
ジョン受信機の構成を示すブロック図である。
ジョン受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】図３中の複素乗算部３０の構成を示すブロック
図である。
図である。
【図５】従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】低雑音増幅器３の利得を切り替える前後のＩＱ
位相空間ダイヤグラムを示す図である。
位相空間ダイヤグラムを示す図である。
１ アンテナ ２ バンドパスフィルタ ３ 低雑音増幅器（ＬＮＡ） ４ バンドパスフィルタ ８ 位相器 ９ 局部発振器 １０ 逆拡散／復調部 １１ ＰＮ系列捕捉部 １２ ＰＮ系列トラッキング部 ２０、２１ デジタル信号処理部（ＤＳＰ） ３０ 複素乗算部 ３１〜３４ 乗算器 ３５ 減算器 ３６ 加算器 ３７、３８ 補正信号レジスタ ４０ 複素乗算部 ５１、５２ 直交ミキサ ６１、６２ 可変利得増幅器 ７１、７２ Ａ／Ｄ変換器 １０１ 利得切り替え信号 １０２ 利得制御信号 １０３ 複素乗算部制御信号 １０４1、１０４2 補正信号 １２０ デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
Claims (6)
- 【請求項１】 搬送波周波数を直接ベースバンド周波数
へ変換して受信動作を行うダイレクトコンバージョン受
信機であって、 受信した搬送周波数成分の信号を、外部からの指示に基
づいて切り替えた利得により増幅する低雑音増幅器と、 前記低雑音増幅器の出力を、同相（Ｉ）成分および直交
（Ｑ）成分のベースバンド信号へそれぞれ変換するため
の２つの直交ミキサと、 前記各直交ミキサからの出力をデジタル信号へそれぞれ
変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、 前記低雑音増幅器の利得を切り替えた際に発生する搬送
波信号の通過位相のシフト量が予め設定されていて、前
記２つのＡ／Ｄ変換器から出力された同相（Ｉ）成分お
よび直交（Ｑ）成分のベースバンド信号に対して、前記
低雑音増幅器の利得が切り替えられるのと同期して前記
通過位相のシフト量を打ち消すような位相補正を行う位
相補正手段と、 前記位相補正手段により補正された後のデジタル信号を
処理するデジタル信号処理部と、 を備えているダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項２】 前記位相補正手段が、 前記通過位相のシフト量の余弦値が予め設定されてい
て、前記低雑音増幅器が切り替えられた利得に応じた余
弦値の値を選択して、補正量Ψの位相補正を行うための
信号cosΨとして出力する第１の補正信号記憶手段と、 前記通過位相のシフト量Δの正弦値sinΔが予め設定さ
れていて、前記低雑音増幅器が切り替えられた利得に応
じた余弦値を選択して、補正量Ψの位相補正を行うため
の信号sinΨとして出力する第２の補正信号記憶手段
と、 入力された同相（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、前記第１
の補正信号記憶手段から出力された信号cosΨとの間の
乗算を行う第１の乗算器と、 入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）と、前記第２
の補正信号記憶手段から出力された信号sinΨとの間の
乗算を行う第２の乗算器と、 入力された同相（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、前記第２
の補正信号記憶手段から出力された信号sinΨとの間の
乗算を行う第３の乗算器、 入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）と、前記第１
の補正信号記憶手段から出力された信号cosΨとの間の
乗算を行う第４の乗算器と、 前記第１の乗算器により生成された信号ｘ（ｔ）cosΨ
から、前記第２の乗算器により生成された信号ｙ（ｔ）
sinΨを減算して、補正後の同相（Ｉ）成分の信号｛ｘ
（ｔ）cosΨ−ｙ（ｔ）sinΨ｝として出力する減算器
と、 前記第３の乗算器により生成された信号ｘ（ｔ）sinΨ
と、前記第４の乗算器により生成された信号ｙ（ｔ）co
sΨとを加算して、補正後の直交（Ｑ）成分の信号｛ｘ
（ｔ）sinΨ＋ｙ（ｔ）conΨ｝として出力する加算器と
から構成されている複素乗算回路である、請求項１記載
のダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項３】 搬送波周波数を直接ベースバンド周波数
へ変換して受信動作を行うダイレクトコンバージョン受
信機であって、 受信した搬送周波数成分の信号を、外部からの指示に基
づいて切り替えた利得により増幅する低雑音増幅器と、 前記低雑音増幅器の出力を、同相（Ｉ）成分および直交
（Ｑ）成分のベースバンド信号へそれぞれ変換するため
の２つの直交ミキサと、 前記各直交ミキサからの出力をデジタル信号へそれぞれ
変換する２つのＡ／Ｄ変換器と、 前記２つのＡ／Ｄ変換器から出力された同相（Ｉ）成分
および直交（Ｑ）成分のベースバンド信号に対して、前
記低雑音増幅器の利得を切り替えた際に発生する通過位
相のシフト量を補正する補正量Ψの余弦値である第１の
補正信号cosΨおよび前記通過位相のシフト量を補正す
る補正量Ψの正弦値である第２の補正信号sinΨを用
い、前記低雑音増幅器の利得が切り替えられるのと同期
して前記通過位相のシフト量を打ち消すような位相補正
を行う位相補正手段と、 前記通過位相のシフト量が予め設定されていて、前記低
雑音増幅器が切り替えられた利得に応じた補正量Ψを選
択し、該補正量の余弦値を前記第１の補正信号cosΨと
して出力し、前記補正量の正弦値の値を前記第２の補正
信号sinΨとして出力するとともに前記位相補正手段に
より補正された後のデジタル信号を処理するデジタル信
号処理部と、 を備えているダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項４】 前記位相補正手段が、 入力された同相（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、前記第１
の補正信号cosΨとの間の乗算を行う第１の乗算器と、 入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）と、前記第２
の補正信号sinΨとの間の乗算を行う第２の乗算器と、 入力された同相（Ｉ）成分の信号ｘ（ｔ）と、前記第２
の補正信号sinΨとの間の乗算を行う第３の乗算器、 入力された直交（Ｑ）成分の信号ｙ（ｔ）と、前記第１
の補正信号cosΨとの間の乗算を行う第４の乗算器と、 前記第１の乗算器により生成された信号ｘ（ｔ）cosΨ
から、前記第２の乗算器により生成された信号ｙ（ｔ）
sinΨを減算して、補正後の同相（Ｉ）成分の信号｛ｘ
（ｔ）cosΨ−ｙ（ｔ）sinΨ｝として出力する減算器
と、 前記第３の乗算器により生成された信号ｘ（ｔ）sinΨ
と、前記第４の乗算器により生成された信号ｙ（ｔ）co
sΨとを加算して、補正後の直交（Ｑ）成分の信号｛ｘ
（ｔ）sinΨ＋ｙ（ｔ）conΨ｝として出力する加算器と
から構成されている複素乗算回路である、請求項３記載
のダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項５】 前記デジタル信号処理部においてベース
バンド信号を復調するための復調方式が、同期検波方式
である請求項１から４のいずれか１項記載のダイレクト
コンバージョン受信機。 - 【請求項６】 前記デジタル信号処理部においてベース
バンド信号を復調するための復調方式が、非同期検波方
式である請求項１から４のいずれか１項記載のダイレク
トコンバージョン受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001087938A JP2002290254A (ja) | 2001-03-26 | 2001-03-26 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
| US10/104,022 US20020137488A1 (en) | 2001-03-26 | 2002-03-25 | Direct conversion receiver for performing phase correction upon change of the gain of low-noise amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001087938A JP2002290254A (ja) | 2001-03-26 | 2001-03-26 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002290254A true JP2002290254A (ja) | 2002-10-04 |
Family
ID=18943109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001087938A Pending JP2002290254A (ja) | 2001-03-26 | 2001-03-26 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020137488A1 (ja) |
| JP (1) | JP2002290254A (ja) |
Cited By (4)
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| JP2008166957A (ja) * | 2006-12-27 | 2008-07-17 | Samsung Electronics Co Ltd | 受信装置、及び送信装置 |
| JP2010259013A (ja) * | 2009-04-28 | 2010-11-11 | Panasonic Corp | 受信機 |
| JP2015156641A (ja) * | 2014-02-06 | 2015-08-27 | スティヒティング・イメック・ネーデルラントＳｔｉｃｈｔｉｎｇ ＩＭＥＣ Ｎｅｄｅｒｌａｎｄ | ダイレクトコンバージョン受信機 |
| WO2019008743A1 (ja) * | 2017-07-07 | 2019-01-10 | 株式会社島津製作所 | 電気伝導度検出器及び位相調整値を求めるための方法 |
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| JP2005039765A (ja) * | 2003-06-25 | 2005-02-10 | Renesas Technology Corp | マルチモード型無線端末および無線送受信部 |
| US7929650B2 (en) * | 2005-10-18 | 2011-04-19 | Freescale Semiconductor, Inc. | AGC for narrowband receivers |
| JP6988925B2 (ja) * | 2018-02-09 | 2022-01-05 | 株式会社島津製作所 | 電気伝導度検出器及びバックグランド減算信号の位相調整値を求めるための方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE4430679C1 (de) * | 1994-08-29 | 1995-12-21 | Dataradio Eng & Consult | Verfahren und Vorrichtung zur Entzerrung von Signalpaaren |
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| US5828955A (en) * | 1995-08-30 | 1998-10-27 | Rockwell Semiconductor Systems, Inc. | Near direct conversion receiver and method for equalizing amplitude and phase therein |
| US5828705A (en) * | 1996-02-01 | 1998-10-27 | Kroeger; Brian W. | Carrier tracking technique and apparatus having automatic flywheel/tracking/reacquisition control and extended signal to noise ratio |
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| GB2326038A (en) * | 1997-06-06 | 1998-12-09 | Nokia Mobile Phones Ltd | Signal level balancing in quadrature receiver |
| JP3206550B2 (ja) * | 1998-05-11 | 2001-09-10 | 日本電気株式会社 | 位相同期ループ付き信号推定器 |
| JPH11331291A (ja) * | 1998-05-20 | 1999-11-30 | Nec Corp | 自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調装置 |
| JP3214463B2 (ja) * | 1998-10-21 | 2001-10-02 | 日本電気株式会社 | 無線通信装置 |
| GB2344712B (en) * | 1998-12-12 | 2003-10-08 | Roke Manor Research | Improvements in or relating to receivers |
-
2001
- 2001-03-26 JP JP2001087938A patent/JP2002290254A/ja active Pending
-
2002
- 2002-03-25 US US10/104,022 patent/US20020137488A1/en not_active Abandoned
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|---|---|---|---|---|
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| JP2010259013A (ja) * | 2009-04-28 | 2010-11-11 | Panasonic Corp | 受信機 |
| JP2015156641A (ja) * | 2014-02-06 | 2015-08-27 | スティヒティング・イメック・ネーデルラントＳｔｉｃｈｔｉｎｇ ＩＭＥＣ Ｎｅｄｅｒｌａｎｄ | ダイレクトコンバージョン受信機 |
| WO2019008743A1 (ja) * | 2017-07-07 | 2019-01-10 | 株式会社島津製作所 | 電気伝導度検出器及び位相調整値を求めるための方法 |
| CN110678761A (zh) * | 2017-07-07 | 2020-01-10 | 株式会社岛津制作所 | 导电率检测器以及求相位调整值的方法 |
| JPWO2019008743A1 (ja) * | 2017-07-07 | 2020-05-21 | 株式会社島津製作所 | 電気伝導度検出器及び位相調整値を求めるための方法 |
| US11022587B2 (en) | 2017-07-07 | 2021-06-01 | Shimadzu Corporation | Electric conductivity detector and method for determining phase adjustment value |
| CN110678761B (zh) * | 2017-07-07 | 2022-03-08 | 株式会社岛津制作所 | 导电率检测器以及求相位调整值的方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20020137488A1 (en) | 2002-09-26 |
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