JP2000077980A - 自動周波数制御装置および自動周波数制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 雑音や干渉波の影響を抑えて（ＳＮＲを向上
させて）周波数誤差を高精度に検出し、低ＳＮＲで動作
するシステムにおいても、確実に、その周波数誤差を引
き込むことができるようにする。 【解決手段】 受信信号のシンボル間の差動をとってそ
のシンボル間の位相差情報を含む差動信号を生成する差
動信号生成部３と、この差動信号生成部で生成された差
動信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数誤差を検
出する周波数誤差検出部４と、この周波数誤差検出部４
で検出された周波数誤差に応じて発振器用の制御信号を
生成する制御信号生成部５とをそなえるとともに、周波
数誤差検出部４の前段に、入力信号を平均化する平均化
手段６を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（目次） 発明の属する技術分野 従来の技術（図２０，図２１） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 発明の実施の形態（図１〜図１９） 発明の効果

【０００２】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線端末の受信系
において、発振器からの周波数信号により所定の周波数
に変換されたのち復調された受信信号から周波数誤差を
検出し、その周波数誤差が無くなるように上記の発振器
の発振周波数を制御するのに用いて好適な、自動周波数
制御装置および自動周波数制御方法に関する。

【０００３】

【従来の技術】図２０は携帯電話などの無線端末の要部
の構成を示すブロック図であるが、この図２０に示すよ
うに、一般に、無線端末は、アンテナ１００，受信系２
００，送信系３００をそなえて構成されており、アンテ
ナ共用器４００により受信系２００及び送信系３００が
１つのアンテナ１００を共有するように構成されてい
る。

【０００４】そして、受信系２００に着目すると、この
受信系２００は、無線受信部２０１，ミキサ２０２，電
圧制御型発振器（ＶＣＯ）２０３，ベースバンド信号処
理部２０４及び自動周波数制御装置（ＡＦＣ:Automatic
Frequency Controller)２０５などをそなえて構成され
ている。ここで、無線受信部２０１は、アンテナ１００
及びアンテナ共用器４００を通じて受信された無線受信
信号（ＲＦ信号）をＩＦ（中間周波数）信号にダウンコ
ンバート（周波数変換）する等の受信処理を行なうもの
であり、ミキサ（周波数変換部）２０２は、この無線受
信部２０１において得られたＩＦ信号とＶＣＯ２０３か
らの所定の周波数をもった周波数信号とをミキシングす
ることによりＩＦ信号をベースバンド（ＢＢ）信号にダ
ウンコバートするものである。

【０００５】また、ベースバンド信号処理部２０４は、
上記のミキサ２０２によって得られたＢＢ信号に対して
直交検波，Ａ／Ｄ変換等の復調処理を施してディジタル
復調信号Ｉ，Ｑを得、得られたディジタル復調信号Ｉ，
Ｑ（以下、単に「信号Ｉ，Ｑ」ということがある）に基
づいて所望の信号処理を施して音声や文字等の情報を復
元するもので、復元した情報は端末のスピーカやディス
プレイ等に出力されるようになっている。

【０００６】そして、ＡＦＣ２０５は、上述のごとくＶ
ＣＯ２０３からの周波数信号により所定の周波数に変換
されたのち復調された受信信号（ディジタル復調信号
Ｉ，Ｑ）から周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無
くなるようにＶＣＯ２０３の発振周波数を制御（フィー
ドバック制御）するものである。なお、このＡＦＣ２０
５は、無線受信部２０１での周波数変換に用いられる発
振器（図示省略）の発振周波数を制御しうるようにもな
っている（図２０中の一点鎖線参照）。

【０００７】図２１はこのＡＦＣ２０５の構成例を示す
ブロック図で、この図２１に示すＡＦＣ２０５は、変調
除去部２０６，複素差動信号生成部２０７，複素信号位
相変換部２１０，乗算器２１１及び積分器２１２をそな
えて構成されている。ここで、変調除去部２０６は、入
力信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）についてパイロッ
ト信号（送受信側で既知のデータ）を用いる又は４逓倍
する等により変調成分を除去するものである。なお、
「変調成分を除去する」とは、Ｉ軸及びＱ軸の位相平面
上で表される信号Ｉ，Ｑのベクトル〔信号点（シンボ
ル）〕を位相平面の或る象限に集めることに相当する。

【０００８】また、複素差動信号生成部２０７は、この
変調除去部２０６によって変調成分を除去された信号
（シンボル）の複素共役信号と、遅延素子（Ｄ）２０７
で遅延させた前回受信した信号とを乗算器２０９にて乗
算することにより、シンボル間の差動をとって位相差情
報を含む複素差動信号（以下、単に「複素信号」又は
「差動信号」という）を生成するものである。

【０００９】さらに、複素信号位相変換部２１０は、上
記の複素差動信号生成部２０７で生成された複素信号に
ついてアークタンジェント(arctan)をとることにより位
相差情報を抽出するものであり、乗算器２１１は、この
複素信号位相変換部２１０で得られた位相差情報に所定
の重み付け係数（ｗ１）を乗算することにより、その位
相差情報を周波数誤差情報に変換するものである。つま
り、これらの複素信号位相変換部２１０及び乗算器２１
１は、差動信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数
誤差を検出する周波数誤差検出部として機能するように
なっている。

【００１０】そして、積分器（制御信号生成部）２１２
は、上記の乗算器２１１で得られた周波数誤差情報と遅
延素子２１３で遅延された前回検出の周波数誤差情報と
を、順次、加算器２１４にて加算することにより周波数
誤差情報を積分し、得られた積分情報をＶＣＯ２１３用
の制御信号（積分情報に応じた電圧信号）として出力す
るものである。なお、このように積分器２１２にて周波
数誤差情報を積分するのは、上記の制御信号の電圧値を
検出された周波数誤差情報に応じた電圧値に徐々に近づ
けてゆくためである。

【００１１】上述のごとく構成されたＡＦＣ２０５で
は、変調除去部２０６にて入力信号の変調成分が除去さ
れたのち、複素差動信号生成部２０７にて入力信号（シ
ンボル間）の差動がとられて複素信号が生成される。そ
して、この複素信号から複素信号位相変換部２１０にて
位相差情報が抽出され、この位相差情報が乗算器２１１
を通じて周波数誤差に変換され、この周波数誤差に応じ
た制御信号が積分器２１２を通じて生成されてＶＣＯ２
０３へ出力される。

【００１２】これにより、上記周波数誤差がゼロとなる
ようにＶＣＯ２０３の発振周波数が補正されて（このよ
うな補正を「周波数誤差の引き込み」と呼ぶ）、ベース
バンド信号処理部２０４での復調処理の精度が向上す
る。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
たようなＡＦＣ２０５では、雑音や干渉波の影響が大き
くなると、周波数の引き込み時間が長くなったり、場合
によっては、引き込むことができなくなったりしてしま
う。特に、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)
のような強力な誤り訂正処理が行なわれる低ＳＮＲ（信
号対雑音電力比）で動作するシステムにおいては、他の
システムに比べて雑音や干渉波による影響が大きくＡＦ
Ｃ２０５も低ＳＮＲ状態で動作することになるので、上
記のような課題が顕著となる。

【００１４】本発明は、このような課題に鑑み創案され
たもので、雑音や干渉波の影響を抑えて（ＳＮＲを向上
させて）周波数誤差を高精度に検出し、低ＳＮＲで動作
するシステムにおいても、確実に、周波数誤差を引き込
むことのできる、自動周波数制御装置および自動周波数
制御方法を提供することを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】このため、本発明の自動
周波数制御装置は、無線端末の受信系において、発振器
からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち
復調された受信信号から周波数誤差を検出し、その周波
数誤差が無くなるように上記発振器の発振周波数を制御
するものであって、上記受信信号のシンボル間の差動を
とってそのシンボル間の位相差情報を含む差動信号を生
成する差動信号生成部と、この差動信号生成部で生成さ
れた差動信号に含まれる位相差情報に基づいて周波数誤
差を検出する周波数誤差検出部と、この周波数誤差検出
部で検出された周波数誤差に応じて上記発振器用の制御
信号を生成する制御信号生成部とをそなえるとともに、
上記の周波数誤差検出部の前段に、入力信号を平均化す
る平均化手段が設けられたことを特徴としている（請求
項１）。

【００１６】ここで、上記の平均化手段は、上記の差動
信号生成部と周波数誤差検出部との間に設けられて上記
差動信号生成部で生成された差動信号を入力信号として
平均化を行なう差動信号平均化部として構成されていて
もよいし（請求項２）、上記差動信号生成部の前段に設
けられて上記の受信信号を入力信号として平均化を行な
う受信信号平均化部として構成されていてもよく（請求
項３）、さらに、これらの差動信号平均化部と受信信号
平均化部とからなっていてもよい（請求項４）。

【００１７】また、本自動周波数制御装置（以下、単に
「制御装置」という）には、上記の差動信号生成部にお
いて差動をとるシンボルの間隔を制御する差動シンボル
間隔制御部が設けられていてもよい（請求項５，８）。
ここで、この差動シンボル間隔制御部は、上記の受信信
号についての初期同期状態からの時間経過に応じて、上
記の差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔
が大きくなるように制御してもよいし（請求項６，
９）、上記の周波数誤差検出部で検出された周波数誤差
に応じて、差動信号生成部において差動をとるシンボル
の間隔を制御してもよい（請求項７，１０）。

【００１８】なお、上記の差動シンボル間隔制御部は、
上記の差動信号生成部において差動をとるシンボルの間
隔を所定間隔以上に制御するまでは上記の受信信号平均
化部による平均化を行なわせないように構成するのがよ
い（請求項１１）。さらに、本制御装置は、上記の受信
系に、受信信号のシンボル間に対してチャネル推定を行
ないそのチャネル推定結果に基づいて各シンボルの位相
差情報を補正する補正系が複数設けられている場合に、
上記の差動信号生成部が、これらの補正系で位相差情報
の補正を施された各シンボルを合成した後のシンボル間
の差動をとるように構成されていてもよい（請求項１
２）。

【００１９】また、上記の差動信号生成部は、上記の受
信信号にパイロット信号が利用されている場合にパイロ
ット信号のシンボル間の差動をとることにより上記の差
動信号を生成するように構成されていてもよい（請求項
１３）。さらに、本制御装置には、上記の周波数誤差検
出部へ入力される差動信号の振幅が大きくなるように制
御する振幅制御部が設けられていてもよい（請求項１
４）。

【００２０】次に、本発明の自動周波数制御方法は、無
線端末の受信系において、発振器からの周波数信号によ
り所定の周波数に変換されたのち復調された受信信号か
ら周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるよう
に発振器の発振周波数を制御する方法であって、上記の
受信信号のシンボル間の差動をとってシンボル間の位相
差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成ステップ
と、この差動信号生成ステップで生成された差動信号に
含まれる位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する検
出ステップと、この検出ステップで検出された周波数誤
差に応じて発振器用の制御信号を生成する制御信号生成
ステップとを有するとともに、上記の検出ステップの前
段において入力信号を平均化する平均化ステップが設け
られていることを特徴としている（請求項１５）。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。図１は本発明の一実施形態として
の自動周波数制御装置（ＡＦＣ）の構成を示すブロック
図で、この図１に示すＡＦＣ１も、図２０により前述し
たＡＦＣ２０５と同様に、ＶＣＯ２０３（図２０参照）
からの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち
復調された受信信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）から
周波数誤差を検出し、その周波数誤差が無くなるように
ＶＣＯ２０３の発振周波数を制御（フィードバック制
御）するものであるが、本実施形態では、変調除去部
２，複素差動信号生成部３，周波数誤差検出部４及び制
御信号生成部５をそなえるほか、周波数誤差検出部４の
前段に平均化部６が設けられた構成となっている。

【００２２】ここで、上記の変調除去部２は、本実施形
態でも、入力信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）につい
てパイロット信号（送受信側で既知のデータ）を用いる
又は４逓倍する等により変調成分を除去するものであ
り、複素差動信号生成部３は、この変調除去部２によっ
て変調成分を除去された信号（シンボル）の複素共役信
号と、遅延素子（Ｄ）３１で遅延させた前回受信した信
号とを乗算器３２にて乗算することにより、シンボル間
の差動をとって位相差情報（以下、単に「位相差」とい
うことがある）を含む複素差動信号（以下、単に「複素
信号」といったり「差動信号」といったりすることがあ
る）を生成するものである。

【００２３】さらに、周波数誤差検出部４は、上記の複
素差動信号生成部３で生成された複素信号に含まれる位
相差情報に基づいて周波数誤差を検出するもので、前記
複素信号のアークタンジェント(arctan)を複素信号位相
変換部４１にてとることにより位相差情報を抽出し、そ
の位相差情報に所定の重み付け係数（ｗ１）を乗算器４
２にて乗算することにより、位相差情報をそれに応じた
周波数誤差情報に変換するようになっている。

【００２４】また、積分器（制御信号生成部）５は、こ
の周波数誤差検出部４（乗算器４２）で得られた周波数
誤差情報と遅延素子５１で遅延された前回検出の周波数
誤差情報とを、順次、加算器５２にて加算することによ
り周波数誤差情報を積分し、得られた積分情報をＶＣＯ
２１３用の制御信号（積分情報に応じた電圧信号）とし
て出力するものである。なお、この場合も、このように
積分器５にて周波数誤差情報を積分するのは、上記の制
御信号の電圧値を検出された周波数誤差情報に応じた電
圧値に徐々に近づけてゆくためである。

【００２５】そして、上記の平均化部（平均化手段）６
は、入力信号と前回の入力信号を遅延素子６１で遅延さ
せた信号とを、順次、加算器６２にて加算してゆくこと
により、入力信号を或る一定期間積分（平均化）するも
ので、この場合は、図１に示すように、複素差動信号生
成部３と周波数誤差検出部４との間に設けられて複素差
動信号生成部３で生成された複素差動信号を入力信号と
して平均化を行なう差動信号平均化部として構成されて
いる。

【００２６】ただし、この差動信号平均化部６での平均
化（積分）は、上記の或る一定期間（後述するように数
シンボル分の平均化が行なわれる）毎にリセットスイッ
チ６３がＯＦＦ制御される（遅延素子６１から加算器６
２への入力を遮断する）ことによって初期化（リセッ
ト）されるようになっている。上述のごとく構成された
本実施形態のＡＦＣ１では、パイロット信号を用いる、
又は受信信号を４逓倍する等して受信信号の変調成分が
変調除去部２にて除去される。例えば図２に示すよう
に、時刻ｔ１に位相平面上でデータ（シンボル）（１，
１）の信号Ａ１〔＝（１＋ｊ）・Ａ・ｅｘｐ（ｊ２πΔ
ｆ・ｔ１＋φ）：Ａは実数，Δｆは周波数誤差，φは信
号位相をそれぞれ表す〕を受信し、時刻ｔ２（ただし、
ｔ２＞ｔ１）に位相平面上でシンボル（−１，−１）の
信号Ｂ１〔＝（−１−ｊ）・Ｂ・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・
ｔ２＋φ）：Ｂは実数〕を受信した場合を考える。

【００２７】この場合、信号Ａ１，Ｂ１は、それぞれ変
調除去部２にてその変調成分が除去されると、図３に示
すように、信号Ａ２〔＝（１＋ｊ）・Ａ・ｅｘｐ（ｊ２
πΔｆ・ｔ１＋φ）〕，信号Ｂ２〔＝（１＋ｊ）・Ａ・
ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ）〕となり、第１象限に
集まる。これにより、第１象限において各信号Ａ２，Ｂ
２に位相差θが発生することになる。

【００２８】次に、このように変調成分を除去された受
信信号（無変調信号）は複素差動信号生成部３に入力さ
れ、複素差動信号生成部３では、現受信信号の複素共役
信号と遅延素子３１で遅延された前回受信した信号とを
乗算器３２にて乗算することにより、受信信号の差動を
とって複素信号を生成する（差動信号生成ステップ）。

【００２９】例えば、上記の信号Ａ２，Ｂ２の場合は、
信号Ａ２の複素共役と信号Ｂ２との積をとることによ
り、図４に示すように、Ｂ・Ａ・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・
（ｔ２−ｔ１））で表される一定の位相差θをもった複
素信号Ｃが得られる。得られた複素信号Ｃは、差動信号
平均化部６によって或る一定期間（数シンボル分）積分
されることによって平均化される（平均化ステップ）。
これにより、受信信号に対する雑音や干渉波の影響が小
さくなり（ＳＮＲが高くなり）、複素信号Ｃは本来の周
波数誤差Δｆに非常に近い位相差θをもった信号とな
る。なお、平均化部６での平均化（積分）は、数シンボ
ル分の平均化が終わる毎にスイッチ６３がＯＦＦ制御さ
れることによって初期化される。

【００３０】次に、上述のごとく平均化された複素信号
Ｃは、周波数誤差検出部４に入力され、周波数誤差検出
部４では、複素信号Ｃのアークタンジェント(arctan)を
複素信号位相変換部４１でとって位相差θ〔＝２πΔｆ
・（ｔ２−ｔ１）〕を抽出し、この位相差θに対して所
定の重み付け係数ｗ１を乗算器４２にて乗算することに
より、位相差θに応じた周波数誤差Δｆを検出する（周
波数誤差検出ステップ）。

【００３１】そして、得られた周波数誤差Δｆは、順
次、積分器５で積分されてゆくことにより、周波数誤差
Δｆに応じた制御信号に変換されて（制御信号生成ステ
ップ）ＶＣＯ２０３へ出力され、これにより、徐々に周
波数誤差Δｆが小さく引き込まれてゆく。以上のよう
に、本実施形態のＡＦＣ１によれば、複素差動信号生成
部３において受信信号のシンボル間の差動をとることに
より得られる差動信号（シンボル間の位相差情報を含
む）から周波数誤差検出部４にて周波数誤差Δｆを検出
する前に、差動信号を差動信号平均化部６にて平均化す
るので、差動信号のＳＮＲを向上させた状態で周波数誤
差Δｆの検出を実施することができる。従って、例えば
ＣＤＭＡシステムのようなＳＮＲの低いシステムにおい
ても、周波数誤差Δｆの検出を高精度に行なって、確実
に、周波数誤差Δｆを引き込むことができる。

【００３２】なお、受信信号にパイロット信号（既知の
データ）が含まれている場合は、後述するように、受信
信号を４逓倍するよりもそのパイロット信号を用いて受
信信号の変調成分を除去してから、複素差動信号生成部
３においてパイロット信号のみの差動をとるようにした
方が、雑音や干渉波の影響を低減してＳＮＲを高くとる
ことができるので、より高精度に周波数誤差Δｆを検出
することができる。

【００３３】・第１変形例の説明 図５は上述したＡＦＣ１の第１変形例を示すブロック図
で、この図５に示すＡＦＣ１Ａは、周波数誤差Δｆが小
さな場合、シンボル毎の位相変化が無視でき、数シンボ
ルの間、同じ位相の信号が続くと考えることができるの
で、複素差動信号生成部３の前段に入力信号を平均化す
る平均化部（平均化手段）７を設け、変調除去部２で変
調成分を除去された受信信号をシンボル毎に遅延素子７
１及び加算器７２によって積分することで、複素差動信
号生成部３でシンボルの差動をとる前に受信信号のシン
ボルを平均化するようになっている。なお、この図５に
おいて図１中に示す符号と同一符号を付した部分はそれ
ぞれ図１により前述した部分と同様である。

【００３４】つまり、本第１変形例のＡＦＣ１Ａは、図
１に示す平均化手段６と同様の平均化手段７が、複素差
動信号生成部３の前段に設けられて受信信号を入力信号
として平均化を行なう受信信号平均化部として構成され
ている。なお、この受信信号平均化部７での平均化も、
数シンボル分の平均化が行なわれる毎にリセットスイッ
チ７３がＯＦＦ制御される（遅延素子７１から加算器７
２への入力を遮断する）ことによって初期化（リセッ
ト）されるようになっている。

【００３５】このような構成により、本第１変形例のＡ
ＦＣ１Ａでは、周波数誤差Δｆが小さな場合、変調除去
部２による変調除去後の受信信号が、受信信号平均化部
７において遅延素子７１及び加算器７２により積分され
て平均化される。これにより、複素差動信号生成部３で
差動をとる前に、受信信号の雑音や干渉波による影響が
低減される。

【００３６】そして、複素差動信号生成部３では、この
ように受信信号平均化部７で平均化された受信信号の差
動をとることにより、位相差情報θを含む複素信号を生
成する。以降、上述した実施形態と同様にして、上述の
ごとく複素差動信号生成部３によって生成された複素信
号から位相差情報θに応じた周波数誤差Δｆが周波数誤
差検出部４において検出され、その周波数誤差Δｆに応
じたＶＣＯ２０３用の制御信号が制御信号生成部５にお
いて生成されて、徐々に周波数誤差Δｆの引き込み操作
が行なわれてゆく。

【００３７】このように、本第１変形例のＡＦＣ１Ａに
よれば、複素差動信号生成部３において受信信号のシン
ボル間の差動をとる前に、受信信号を受信信号平均化部
７にて平均化するので、差動をとる前の受信信号のＳＮ
Ｒを向上させた状態で受信信号の差動をとることができ
る。従って、本第１変形例でも、例えばＣＤＭＡシステ
ムのような低ＳＮＲで動作するシステムにおいても、周
波数誤差Δｆの検出を高精度に行なって、確実に、周波
数誤差Δｆを引き込むことができる。

【００３８】・第２変形例の説明 図６は図１に示すＡＦＣ１の第２変形例を示すブロック
図であるが、この図６に示すＡＦＣ１Ｂは、図１に示す
構成において複素差動信号生成部３の前段に第１変形例
にて上述した受信信号平均化部７が設けられた構成とな
っている。なお、この図６において図１及び図５に示す
符号と同一の符号を付した部分はそれぞれ図１及び図５
により前述した部分と同様である。

【００３９】つまり、本第２変形例のＡＦＣ１Ｂは、複
素差動信号生成部３と周波数誤差検出部４との間に設け
られて複素差動信号生成部３で生成された複素信号を入
力信号として平均化を行なう差動信号平均化部６と、複
素差動信号生成部３の前段に設けられて受信信号を入力
信号として平均化を行なう受信信号平均化部７とで、周
波数誤差検出部４の前段で入力信号を平均化する平均化
手段が形成されている。

【００４０】このような構成により、本第２変形例のＡ
ＦＣ１Ｂでは、変調除去部２による変調除去後の受信信
号の平均化と、複素差動信号生成部３で生成された複素
信号の平均化とが、それぞれ、受信信号平均化部７と差
動信号平均化部６とによって施されるので、受信信号及
び複素信号の両ＳＮＲを向上させた状態で、周波数誤差
Δｆの検出を行なうことができ、より高精度に周波数誤
差Δｆを検出して、確実な周波数誤差Δｆの引き込みを
行なうことができる。

【００４１】・第３変形例の説明 図７は図１に示すＡＦＣ１の第３変形例を示すブロック
図であるが、この図７に示すＡＦＣ１Ｃは、図１に示す
ものに比して、基本的に、差動シンボル間隔制御部８が
設けられている点が異なる。ここで、この差動シンボル
間隔制御部８は、複素差動信号生成部３において差動を
とるシンボルの間隔を制御するもので、例えば、周波数
誤差検出部４で検出された周波数誤差Δｆが所定値以下
になると、その周波数誤差Δｆに応じて、複素差動信号
生成部４において差動をとるシンボルの間隔を制御する
ようになっている。

【００４２】具体的には、受信信号についての初期同期
状態では周波数誤差Δｆが大きく、シンボル速度と周波
数誤差Δｆによっては、数シンボルで位相が３６０度回
転してしまう場合があるため、このような初期同期状態
においては、シンボル毎の差動をとるように複素差動信
号生成部３の遅延量可変型の遅延素子３１′での遅延量
を制御する。

【００４３】一方、周波数誤差Δｆの引き込みが進み、
或る程度小さな周波数誤差Δｆに引き込んだ後、周波数
誤差検出部４で検出された周波数誤差Δｆが所定値以下
になると、シンボル毎に差動をとっていては複素差動信
号生成部３で生成される複素信号に現れる位相差情報θ
が小さな値となってしまい誤差が大きくなるから、周波
数誤差検出部４で検出された周波数誤差Δｆに応じて、
数シンボル離れたシンボル間で差動をとる（差動をとる
シンボル間隔を大きくする）ように遅延素子３１の遅延
量を制御（大きく）する。

【００４４】ただし、この場合、複素信号に現れる位相
差情報θは本来の位相差情報θよりも大きな値になるた
め、これを補正するのに周波数誤差検出部４の乗算器４
２に対する重み付け係数を変更する必要がある。このよ
うに、周波数誤差検出部４で検出された周波数誤差Δｆ
が所定値以下になると、周波数誤差検出部４で検出され
た実際の周波数誤差Δｆに応じて複素差動信号生成部３
において差動をとるシンボル間隔を適応的に制御するこ
とにより、周波数誤差Δｆの引き込み状況に応じて最適
なシンボル間隔を設定することが可能になる。従って、
複素信号に対する雑音や干渉波の影響を常に最小に抑え
ることができるので、小さな周波数誤差Δｆでも高精度
に検出することができる。

【００４５】なお、上記の差動シンボル間隔制御部８
は、上記の初期同期状態から一定時間が経過すると、或
る程度、周波数の引き込みが進み、周波数誤差検出部４
で検出される周波数誤差Δｆが小さくなるので、初期同
期状態からの時間経過に応じて、自動的に（例えば、何
秒かおきに）差動をとるシンボルの間隔を大きくするよ
うに、複素差動信号生成部３の遅延素子３１′の遅延量
を制御（大きく）しても、複素信号への雑音や干渉波に
よる影響を受けにくくすることができるので、この場合
も、小さな周波数誤差Δｆでも高精度に検出することが
できる。

【００４６】また、上記のようなシンボル間隔の制御
は、第１及び第２変形例にて前述したＡＦＣ１Ａ，１Ｂ
に適用してもよい。 ・第４変形例の説明 図８は図１に示すＡＦＣ１の第４変形例を示すブロック
図で、この図８に示すＡＦＣ１Ｄは、ＣＤＭＡシステム
やダイバーシチシステム等のように異なる伝搬路を通じ
て受信される受信信号の合成（ＲＡＫＥ合成）を行なう
無線端末の受信系に適用されることを想定し、複数のフ
ィンガ（又はブランチ：補正系））９−１〜９−ｎ（ｎ
は２以上の整数）において差動をとるシンボルの中心
（シンボル間）に対してチャネル推定を行ないそのチャ
ネル推定値に基づいて各フィンガ９−ｉ（ただし、ｉ＝
１〜ｎ）で扱う受信信号（シンボル）の位相差情報θを
補正し、補正後の各シンボルを複素差動信号生成部３′
において合成してから各シンボルの差動をとるようにな
っている。

【００４７】このため、フィンガ９−ｉは、それぞれ、
図８に示すように、逆拡散部９１，変調除去部９２，チ
ャネル推定部９３，乗算器９４，９５及び遅延素子
（Ｄ）９６を有して構成されており、複素差動信号生成
部３′は、合成部３３，３４及び乗算器３５を有して構
成されている。なお、これらの各構成要素以外の要素は
それぞれ図１に示すものと同様のものである。

【００４８】ここで、フィンガ９−ｉにおいて、逆拡散
部９１は、スペクトラム拡散変調を施されている受信信
号を逆拡散することにより復調するものであり、変調除
去部９２は、前記の変調除去部２と同様に、受信信号の
変調成分を除去するものであり、チャネル推定部９３
は、受信シンボル間の相関に基づいて受信シンボル間の
中心に対するチャネル推定を行なうものである。

【００４９】また、乗算器９４は、このチャネル推定部
９３で推定されたチャネル推定値と変調除去部９２で変
調成分を除去された信号とを乗算することにより、現受
信信号を検波して位相差情報θを補正した信号を生成す
るものであり、乗算器９５は、上記と同じチャネル推定
値の複素共役信号と変調除去部９２による変調除去後の
信号を遅延素子９６で１シンボル分遅延させたものとを
乗算することにより、１シンボル前の受信信号を検波し
て位相差情報θを補正した信号を生成するものである。

【００５０】一方、複素差動信号生成部３′において、
合成部３３は、各フィンガ９−ｉの乗算器９４によって
得られた位相補正後の現受信シンボルを合成するもので
あり、合成部３４は、各フィンガ９−ｉの乗算器９５に
よって得られた位相補正後の１シンボル前の受信シンボ
ルを合成するものであり、乗算器３５は、合成部３３で
合成した信号の複素共役信号と合成部３４で合成した信
号とを乗算することにより、各信号の差動をとって複素
（差動）信号を生成するものである。

【００５１】以下、上述のごとく構成された本第４変形
例のＡＦＣ１Ｄの動作について、上記ｎ＝２の場合を想
定して説明する。まず、例えば図９に示すように、時刻
ｔ１に、フィンガ９−１へシンボル（１，１）の信号Ａ
１１〔＝（１＋ｊ）・Ａ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１
＋φ１）〕が入力されるとともに、フィンガ９−２へシ
ンボル（１，１）の信号Ａ２１〔＝（１＋ｊ）・Ａ２・
ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ２）〕が入力され、時刻
ｔ２（ただし、ｔ２＞ｔ１）に、フィンガ９−１へシン
ボル（−１，−１）の信号Ｂ１１〔＝（−１−ｊ）・Ｂ
１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２＋φ１）〕が入力される
とともに、フィンガ９−２へシンボル（−１，−１）の
信号Ｂ２１〔＝（−１−ｊ）・Ｂ２・ｅｘｐ（ｊ２πΔ
ｆ・ｔ２＋φ２）〕が入力されるとする。ただし、上記
のＡ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２はそれぞれ実数、φ１，φ２
はそれぞれ信号位相を表す。

【００５２】この場合、上記の信号Ａ１１及びＡ２１
と、信号Ｂ１１及び信号Ｂ２１とは、それぞれ、フィン
ガ９−１，９−２の逆拡散部９１において変調成分を除
去されることにより、例えば図１０に示すように、信号
Ａ１２〔＝（１＋ｊ）・Ａ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ
１＋φ１）〕及び信号Ａ２２〔＝（１＋ｊ）・Ａ２・ｅ
ｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１＋φ２）〕と、信号Ｂ１２〔＝
（１＋ｊ）・Ｂ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２＋φ
１）〕及び信号Ｂ２２〔＝（１＋ｊ）・Ｂ２・ｅｘｐ
（ｊ２πΔｆ・ｔ２＋φ２）〕となる。

【００５３】そして、例えば図１１に示すように、フィ
ンガ９−１では、上記の信号Ａ１２及び信号Ｂ１２の相
関から各信号（シンボル）Ａ１２，Ｂ１２間の中心に対
するチャネル推定値Ｓ１〔＝Ｓ１・ｅｘｐ（φ１）：Ｓ
１は実数〕がチャネル推定部９３によって求められ、フ
ィンガ９−２では、上記の信号Ａ２２及び信号Ｂ２２の
相関から各信号Ａ２２，Ｂ２２（シンボル）間の中心に
対するチャネル推定値Ｓ２〔＝Ｓ２・ｅｘｐ（φ２）：
Ｓ２は実数〕がチャネル推定部９３によって求められ
る。

【００５４】このようにして求められたチャネル推定値
Ｓ１（Ｓ２）は、乗算器９４，９５へそれぞれ供給さ
れ、乗算器９４では、チャネル推定値Ｓ１（Ｓ２）と現
受信信号〔時刻ｔ２の信号Ｂ１２（Ｂ２２）〕とを乗算
することにより現受信信号を検波し、乗算器９５では、
チャネル推定値Ｓ１（Ｓ２）と１シンボル前の（遅延素
子９６で遅延させた）受信信号〔時刻ｔ１の信号Ａ１２
（Ａ２２）〕とを乗算することにより１シンボル前の受
信信号を検波する。

【００５５】このようなチャネル推定値Ｓ１，Ｓ２によ
る検波の結果、上記の信号Ａ１２，Ｂ１２，Ａ２２，Ｂ
２２は、それぞれ、例えば図１２に示すような、信号Ａ
１３〔＝（１＋ｊ）・Ａ１・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ
１）〕，信号Ｂ１３〔＝（１＋ｊ）・Ｂ１・ｅｘｐ（ｊ
２πΔｆ・ｔ２），信号Ａ２３〔＝（１＋ｊ）・Ａ２・
ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ１），信号Ｂ２３〔＝（１＋
ｊ）・Ｂ２・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・ｔ２）となる。つま
り、信号Ａ１３と信号Ａ２３とが同相になり、信号Ｂ１
３と信号Ｂ２３とが同相になる（平均化される）。

【００５６】即ち、上記の各フィンガ９−ｉは、前記の
受信信号平均化部７と同等の機能を果たしており、ここ
では、後述するように各フィンガ９−ｉの出力を合成す
ることで、受信信号の平均化の信頼度をより向上させる
ようにしているのである。そして、各フィンガ９−１，
９−２の乗算器９４によって得られた信号Ｂ１３，Ｂ２
３（時刻ｔ２の信号）は複素差動信号生成部３′の合成
部３３で合成され、例えば図１３に示すような信号Ｂ
〔＝（１＋ｊ）・（Ｂ１＋Ｂ２）・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ
・ｔ２）〕となり、各フィンガ９−１，９−２の乗算器
９５によって得られた信号Ａ１３，Ａ２３（時刻ｔ１の
信号）は合成部３４で合成され、図１３に示すような信
号Ａ〔＝（１＋ｊ）・（Ａ１＋Ａ２）・ｅｘｐ（ｊ２π
Δｆ・ｔ１）〕となる。

【００５７】このような合成を行なうことによって受信
信号の雑音や干渉波による影響を大幅に低減することが
でき、この結果、ＳＮＲが大幅に向上する。そして、こ
のようにＳＮＲが向上した状態で、合成後の信号Ｂの複
素共役信号と合成後の信号Ａとが乗算器３５で乗算され
ることにより、図１４に示すように、より実際の位相差
θをもった複素信号Ｃ〔＝（Ａ１＋Ａ２）・（Ｂ１＋Ｂ
２）・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ・（ｔ２−ｔ１））：位相差
θ＝２πΔｆ・（ｔ２−ｔ１）〕が生成される。

【００５８】以降は、前述した実施形態及び各変形例と
同様に、この複素信号Ｃから周波数誤差検出部４におい
て、位相差θ＝２πΔｆ・（ｔ２−ｔ１）が抽出されて
周波数誤差Δｆが検出され、制御信号生成部５におい
て、検出された周波数誤差Δｆに応じた制御信号が生成
されて、周波数誤差Δｆの引き込みが行なわれる。な
お、ｎ＝３以上の場合の動作も上記と同様である。

【００５９】以上のように、本第４変形例のＡＦＣ１Ｄ
によれば、フィンガ９−ｉにおいて、受信信号のシンボ
ル間に対してチャネル推定を行ないそのチャネル推定結
果に基づいて各シンボルの位相差情報θを補正した各シ
ンボルを合成した後で各シンボル間の差動をとるので、
信号に対する雑音や干渉波の影響を低減して、さらにＳ
ＮＲを高くすることができ、これにより、さらに大幅に
周波数誤差Δｆの検出精度が向上している。

【００６０】なお、上記のＡＦＣ１Ｄには、前記のシン
ボル間隔の制御手法を適用してもよい。また、差動信号
平均化部６は省略してもよい。 ・第５変形例の説明 図１５は図１に示すＡＦＣ１の第５変形例を示すブロッ
ク図であるが、この図１５に示すＡＦＣ１Ｅは、図１に
示すものに比して、パイロットスイッチ１０，切り替え
スイッチ１１，第１変形例（図５参照）にて前述した受
信信号平均化部７及び第３変形例（図７参照）にて前述
したものと同様の差動シンボル間隔制御部８′をそなえ
て構成されている点が異なる。

【００６１】ここで、パイロットスイッチ１０は、受信
信号にパイロット信号が用いられている場合に、パイロ
ット信号の受信タイミングで図示しないサーチャ等のタ
イミング制御回路から供給されるタイミング信号でＯＮ
制御されるものである。つまり、このパイロットスイッ
チ１０は、受信信号のうちパイロット信号のみを変調除
去部２へ出力するようになっている。

【００６２】また、受信信号平均化部７は、前述したも
のと同様のものであるが、ここでは、差動シンボル間隔
制御部８′によるシンボル間隔制御が行なわれて、複素
差動信号生成部３において差動をとるシンボル間隔が或
る程度大きくなるまでは、切り替えスイッチ１１が差動
シンボル間隔制御部８′によって通常の信号経路１２側
へ切り替えられることにより、信号経路１２から切り離
された状態に制御されるようになっている。

【００６３】さらに、差動シンボル間隔制御部８′は、
基本的に、図７により前述したものと同様のものである
が、本変形例では、複素差動信号生成部３の遅延素子３
１′での遅延量を制御（大きく）して差動をとるシンボ
ル間隔を或る程度（所定間隔以上に）大きくする（周波
数誤差Δｆが或る程度小さくなる）までは、切り替えス
イッチ１１を信号経路１２側へ切り替えることにより、
平均化部７を信号経路１２から切り離した状態に制御し
て、平均化部７による受信信号の平均化を行なわせない
ようになっている。なお、差動をとるシンボル間隔が所
定間隔以上になれば、切り替えスイッチ１１を平均化部
７側へ切り替えて受信信号の平均化を行なわせる。

【００６４】上述のごとく構成された本第５変形例のＡ
ＦＣ１Ｅでは、周波数誤差Δｆの初期引き込み時には、
差動シンボル間隔制御部８′が、切り替えスイッチ１１
を信号経路１２側へ切り替えることにより、平均化部７
を切り離す。これにより、受信信号（パイロット信号）
は平均化されずに、複素差動信号生成部３へ出力され、
複素差動信号生成部３においてシンボル毎に差動がとら
れ、得られた差動信号から周波数誤差Δｆが周波数誤差
検出部４で検出され、その周波数誤差Δｆに応じたＶＣ
Ｏ２０３用の制御信号が制御信号生成部５によって生成
されて周波数誤差Δｆの引き込みが行なわれる。

【００６５】その後、引き込みが進み、周波数誤差Δｆ
が或る程度小さくなってくると（所定値以下になる
と）、追従動作に入り、差動シンボル間隔制御部８′
は、徐々に複素差動信号生成部３において差動をとるシ
ンボル間隔を大きくして、誤差の影響を低減する。この
とき、シンボル間隔が変更されるので、差動シンボル間
隔制御部８′は、乗算器４２への重み付け係数ｗ１をシ
ンボル間隔の制御に応じて変更することにより、周波数
誤差検出部４に検出した周波数誤差Δｆの補正を行なわ
せる。

【００６６】さらに、この追従動作により、周波数誤差
Δｆの変動がほとんど無くなってくると、シンボル毎の
位相変化が無視でき、数シンボルの間、同じ位相の信号
が続くと考えることができるので、差動シンボル間隔制
御部８′は、切り替えスイッチ１１を平均化部７側へ切
り替えることにより、平均化部７による受信信号の平均
化を行なわせる。

【００６７】このように、上記のＡＦＣ１Ｅは、第３変
形例と同様に、差動シンボル間隔制御部８′によって、
常に、最適なシンボル間隔でシンボル間の差動をとるこ
とができるほか、シンボル毎の位相変化が無視できる場
合に限って、平均化部７によって受信信号の平均化を行
なうので、受信信号の平均化後の平均値の信頼度が大幅
に向上しており、より高精度に周波数誤差Δｆを検出し
て引き込み処理を行なうことができる。

【００６８】また、ここでは、変調除去部２においてパ
イロット信号を用いて変調成分を除去し、複素差動信号
生成部３において、パイロット信号についてのみシンボ
ル間の差動をとることにより差動信号を生成するので、
実際の受信信号を４逓倍して変調成分を除去したのちシ
ンボル間の差動をとる場合に比べて、雑音や干渉波の影
響を小さく抑えることができるので、さらに高精度の周
波数誤差検出を実現できている。

【００６９】・第６変形例の説明 図１６は図１に示すＡＦＣ１の第６変形例を示すブロッ
ク図で、この図１６に示すＡＦＣ１Ｆは、図１に示すも
のに比して、周波数誤差検出部４の前段にビットセレク
タ１３が設けられている点が異なる。ここで、このビッ
トセレクタ（振幅制御部）１３は、複素差動信号生成部
３で得られた複素信号（ディジタル復調信号Ｉ，Ｑ）か
ら位相差情報θを抽出（複素信号位相変換）する際、信
号Ｉ，Ｑの振幅が小さいと量子ビット化により位相差情
報θに大きな誤差が生じてしまうことから、周波数誤差
検出部４へ入力される差動信号（Ｉ，Ｑ）の振幅（成
分）が大きくなるよう制御するものである。

【００７０】具体的には、平均化部６による平均化（積
分）によって差動信号Ｉ，Ｑがそれぞれ図１７（ａ），
図１７（ｂ）に示すように０〜２８の２９ビット構成と
なっている場合、ＭＳＢ（信号の極性ビット）を除くビ
ット以降でビット値＝０が連続しなくなる箇所からそれ
ぞれ７ビットを選択することにより、ＭＳＢを含む先頭
８ビットに０の連続値が多く含まれるために信号Ｉ，Ｑ
の振幅が小さくなることを回避するようになっている。

【００７１】例えば、信号Ｉ，Ｑの値がそれぞれ図１８
（ａ），図１８（ｂ）に示すようになっていたとする
と、ビットセレクタ１３は、信号Ｉ，ＱのＭＳＢを除く
２７ビット目から順にそれぞれＭＳＢとの排他的論理和
（ＸＯＲ）をとってゆくことにより、ビット値＝０が連
続しなくなる箇所を検索し、信号Ｉ，Ｑのいずれか一方
でビット値＝０が連続しなくなった箇所（斜線部参照）
から７ビットを選択する。この選択（振幅制御）アルゴ
リズムを図１９に示す。

【００７２】これにより、周波数誤差検出部４での周波
数誤差Δｆの検出前（複素信号位相変換部４１による複
素位相変換前）に、差動信号Ｉ，Ｑの振幅を大きくする
ことができるので、差動信号Ｉ，Ｑの振幅が小さいため
に検出誤差（位相変換誤差）が生じることを防止するこ
とができ、さらに周波数誤差Δｆの検出精度を向上させ
ることができる。

【００７３】なお、上記のビットセレクタ１３は高速処
理を目的とし、ハードウェアにより構成される。また、
上記のビットセレクタ１３は、前述したＡＦＣ１やＡＦ
Ｃ１Ａ〜１Ｅに適用してもよい。そして、本発明は上述
した実施形態及び各変形例に限定されるものではなく、
本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施する
ことができる。

【００７４】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
受信信号のシンボル間の差動をとることにより得られる
差動信号（シンボル間の位相差情報を含む）から周波数
誤差を検出する前に、入力信号（差動信号又は受信信号
もしくはこれらの両方）を平均化するので、ＳＮＲ（信
号対雑音電力比）を向上させた状態で周波数誤差の検出
を実施することができる。従って、ＳＮＲの低いシステ
ムにおいても、周波数誤差の検出を高精度に行なって、
確実に、周波数誤差を引き込むことができる（請求項１
〜４，１５）。

【００７５】ここで、上記のように受信信号の差動をと
るシンボルの間隔を制御するようにすれば、上記のシン
ボル間隔を適宜に変更することができるので、周波数の
引き込み状況に応じて最適なシンボル間隔を設定するこ
とができ、これにより、周波数誤差の検出精度をさらに
大幅に向上させることが可能になる（請求項５，８）。

【００７６】例えば、上記の受信信号についての初期同
期状態から一定時間が経過すると、或る程度、周波数の
引き込みが進み検出される周波数誤差が小さくなるの
で、時間経過に応じて、差動をとるシンボルの間隔を大
きくするように制御すれば、雑音や干渉波による影響を
受けにくくなるので、小さな周波数誤差でも高精度に検
出することができる（請求項６，９）。また、実際に検
出された周波数誤差に応じて、差動をとるシンボルの間
隔を制御するようにすれば、より高精度に、小さな周波
数誤差でも検出することができる（請求項７，１０）。

【００７７】なお、差動をとるシンボルの間隔を所定間
隔以上に制御するまでは受信信号の平均化を行なわない
ようにすれば、周波数の引き込みが進んでいない状態で
受信信号を平均化することが無いので、受信信号の平均
化自体を精度良く行なうことができ、これにより、さら
に周波数誤差の検出精度を向上させることができる（請
求項１１）。

【００７８】さらに、上記の受信信号のシンボル間に対
してチャネル推定を行ないそのチャネル推定結果に基づ
いて各シンボルの位相差情報を補正した各シンボルを合
成した後で各シンボル間の差動をとるようにすれば、信
号に対する雑音や干渉波の影響を低減することができる
ので、さらにＳＮＲを高くすることができ、これによ
り、さらに大幅に周波数誤差の検出精度を向上させるこ
とができる（請求項１２）。

【００７９】また、上記の受信信号にパイロット信号が
利用されている場合、パイロット信号のシンボル間の差
動をとることにより上記の差動信号を生成するようにす
れば、パイロット信号（既知のデータ）を用いない場合
に比べて、雑音や干渉波の影響を低減することができる
ので、さらにＳＮＲを向上させて周波数誤差の検出精度
を向上させることができる（請求項１３）。

【００８０】さらに、上記の周波数誤差の検出前に差動
信号の振幅が大きくなるように制御すれば、差動信号の
振幅が小さいために検出誤差が生じることを防止するこ
とができるので、さらに周波数誤差の検出精度を向上さ
せることができる（請求項１４）。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態としての自動周波数制御装
置（ＡＦＣ）の構成を示すブロック図である。

【図２】本実施形態のＡＦＣの動作を説明するための信
号ベクトル図である。

【図３】本実施形態のＡＦＣの動作を説明するための信
号ベクトル図である。

【図４】本実施形態のＡＦＣの動作を説明するための信
号ベクトル図である。

【図５】本実施形態のＡＦＣの第１変形例を示すブロッ
ク図である。

【図６】本実施形態のＡＦＣの第２変形例を示すブロッ
ク図である。

【図７】本実施形態のＡＦＣの第３変形例を示すブロッ
ク図である。

【図８】本実施形態のＡＦＣの第４変形例を示すブロッ
ク図である。

【図９】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための信
号ベクトル図である。

【図１０】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための
信号ベクトル図である。

【図１１】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための
信号ベクトル図である。

【図１２】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための
信号ベクトル図である。

【図１３】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための
信号ベクトル図である。

【図１４】第４変形例のＡＦＣの動作を説明するための
信号ベクトル図である。

【図１５】本実施形態のＡＦＣの第５変形例を示すブロ
ック図である。

【図１６】本実施形態のＡＦＣの第６変形例を示すブロ
ック図である。

【図１７】（ａ），（ｂ）はいずれも第６変形例のＡＦ
Ｃにおける周波数誤差検出部への入力信号のビット構成
例を示す図である。

【図１８】（ａ），（ｂ）はいずれも第６変形例のＡＦ
Ｃにおける振幅制御を説明するための図である。

【図１９】第６変形例のＡＦＣにおける振幅制御アルゴ
リズムの一例を示す図である。

【図２０】無線端末の要部の構成を示すブロック図であ
る。

【図２１】ＡＦＣの構成例を示すブロック図である。

【符号の説明】

１，１Ａ〜１Ｆ 自動周波数制御装置（ＡＦＣ） ２，９２ 変調除去部 ３ 複素差動信号生成部 ４ 周波数誤差検出部 ５ 積分器 ６ 差動信号平均化部（平均化手段） ７ 受信信号平均化部（平均化手段） ８，８′ 差動シンボル間隔制御部 ９−１〜９−ｎ フィンガ（ブランチ：補正系） １０ パイロットスイッチ １１ 切り替えスイッチ １２ 信号経路 １３ ビットセレクタ（振幅制御部） ３１，３１′，５１，６１，７１，９６ 遅延素子
（Ｄ） ３２，３５，４２，９４，９５ 乗算器 ３３，３４ 合成部 ４１ 複素信号位相変換部 ５２，６２，７２ 加算器 ６３，７３ リセットスイッチ ９１ 逆拡散部 ９３ チャネル推定部 ２０３ 電圧制御型発振器（ＶＣＯ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 渡辺 智之 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 古川 秀人 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 Ｆターム(参考） 5K061 AA11 BB12 CC14 CC53 CD01 5K070 AA01 BB08 BB12 DD03 EE03 FF01

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 無線端末の受信系において、発振器から
   の周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復調
   された受信信号から周波数誤差を検出し、該周波数誤差
   が無くなるように該発振器の発振周波数を制御する自動
   周波数制御装置であって、 該受信信号のシンボル間の差動をとって該シンボル間の
   位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成部
   と、 該差動信号生成部で生成された該差動信号に含まれる該
   位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波数誤差
   検出部と、 該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じて
   該発振器用の制御信号を生成する制御信号生成部とをそ
   なえるとともに、 該周波数誤差検出部の前段に、入力信号を平均化する平
   均化手段が設けられたことを特徴とする、自動周波数制
   御装置。
2. 【請求項２】 該平均化手段が、 該差動信号生成部と該周波数誤差検出部との間に設けら
   れて該差動信号生成部で生成された該差動信号を該入力
   信号として該平均化を行なう差動信号平均化部として構
   成されていることを特徴とする、請求項１記載の自動周
   波数制御装置。
3. 【請求項３】 該平均化手段が、 該差動信号生成部の前段に設けられて該受信信号を該入
   力信号として該平均化を行なう受信信号平均化部として
   構成されていることを特徴する、請求項１記載の自動周
   波数制御装置。
4. 【請求項４】 該平均化手段が、 該差動信号生成部と該周波数誤差検出部との間に設けら
   れて該差動信号生成部で生成された該差動信号を該入力
   信号として該平均化を行なう差動信号平均化部と、 該差動信号生成部の前段に設けられて該受信信号を該入
   力信号として該平均化を行なう受信信号平均化部とから
   なることを特徴とする、請求項１記載の自動周波数制御
   装置。
5. 【請求項５】 該差動信号生成部において差動をとるシ
   ンボルの間隔を制御する差動シンボル間隔制御部が設け
   られていることを特徴とする、請求項１又は請求項２に
   記載の自動周波数制御装置。
6. 【請求項６】 該差動シンボル間隔制御部が、 該受信信号についての初期同期状態からの時間経過に応
   じて、該差動信号生成部において差動をとるシンボルの
   間隔が大きくなるように制御することを特徴とする、請
   求項５記載の自動周波数制御装置。
7. 【請求項７】 該差動シンボル間隔制御部が、 該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じ
   て、該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間
   隔を制御することを特徴とする、請求項５記載の自動周
   波数制御装置。
8. 【請求項８】 該差動信号生成部において差動をとるシ
   ンボルの間隔を制御する差動シンボル間隔制御部が設け
   られていることを特徴とする、請求項３又は請求項４に
   記載の自動周波数制御装置。
9. 【請求項９】 該差動シンボル間隔制御部が、 該受信信号についての初期同期状態からの時間経過に応
   じて、該差動信号生成部において差動をとるシンボルの
   間隔が大きくなるようにように制御することを特徴とす
   る、請求項８記載の自動周波数制御装置。
10. 【請求項１０】 該差動シンボル間隔制御部が、 該周波数誤差検出部で検出された該周波数誤差に応じ
    て、該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間
    隔を制御することを特徴とする、請求項８記載の自動周
    波数制御装置。
11. 【請求項１１】 該差動シンボル間隔制御部が、 該差動信号生成部において差動をとるシンボルの間隔を
    所定間隔以上に制御するまでは該受信信号平均化部によ
    る該平均化を行なわせないように構成されていることを
    特徴とする、請求項９又は請求項１０に記載の自動周波
    数制御装置。
12. 【請求項１２】 該受信系に、該受信信号のシンボル間
    に対してチャネル推定を行ないそのチャネル推定結果に
    基づいて各シンボルの位相差情報を補正する補正系が複
    数設けられている場合に、 該差動信号生成部が、 該補正系で該位相差情報の補正を施された各シンボルを
    合成した後のシンボル間の差動をとるように構成されて
    いることを特徴とする、請求項１〜１１のいずれか１項
    に記載の自動周波数制御装置。
13. 【請求項１３】 該差動信号生成部が、 該受信信号にパイロット信号が利用されている場合に該
    パイロット信号のみのシンボル間の差動をとることによ
    り該差動信号を生成するように構成されていることを特
    徴とする、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の自動
    周波数制御装置。
14. 【請求項１４】 該周波数誤差検出部へ入力される該差
    動信号の振幅が大きくなるように制御する振幅制御部が
    設けられていることを特徴とする、請求項１〜１３のい
    ずれか１項に記載の自動周波数制御装置。
15. 【請求項１５】 無線端末の受信系において、発振器か
    らの周波数信号により所定の周波数に変換されたのち復
    調された受信信号から周波数誤差を検出し、該周波数誤
    差が無くなるように該発振器の発振周波数を制御する自
    動周波数制御方法であって、 該受信信号のシンボル間の差動をとって該シンボル間の
    位相差情報を含む差動信号を生成する差動信号生成ステ
    ップと、 該差動信号生成ステップで生成された該差動信号に含ま
    れる該位相差情報に基づいて周波数誤差を検出する周波
    数誤差検出ステップと、 該周波数誤差検出ステップで検出された該周波数誤差に
    応じて該発振器用の制御信号を生成する制御信号生成ス
    テップとを有するとともに、 該周波数誤差検出ステップの前段において入力信号を平
    均化する平均化ステップが設けられていることを特徴と
    する、自動周波数制御方法。