JPH07250008A - スペクトル拡散通信用データ復調回路 - Google Patents
スペクトル拡散通信用データ復調回路Info
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- JPH07250008A JPH07250008A JP3870294A JP3870294A JPH07250008A JP H07250008 A JPH07250008 A JP H07250008A JP 3870294 A JP3870294 A JP 3870294A JP 3870294 A JP3870294 A JP 3870294A JP H07250008 A JPH07250008 A JP H07250008A
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- phase
- axis
- data
- data demodulation
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
- H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/01—Reducing phase shift
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 検波後残留する搬送波オフセットの影響を除
去し、タイミングの異なるパイロット信号が与える干渉
を除去し、復調特性を改善させる。 【構成】 同相軸受信信号および直交軸受信信号は、そ
れぞれの受信タイミングで動作しているデータ復調回路
６００，６１０に入力される。位相差情報抽出手段１０
は入力信号より位相差情報を抽出する。遅延手段５０，
５１は、抽出される位相差情報と平均位相回転量が等し
くなるように受信信号を遅延させる。周波数・位相補償
手段６０は、抽出された位相差情報を用いて搬送波オフ
セットの影響を除去する。キャンセラ付きデータ復調手
段９０は、干渉量算出手段出力より与えられるタイミン
グの異なるパイロット信号の干渉ＩDFを除去する。
去し、タイミングの異なるパイロット信号が与える干渉
を除去し、復調特性を改善させる。 【構成】 同相軸受信信号および直交軸受信信号は、そ
れぞれの受信タイミングで動作しているデータ復調回路
６００，６１０に入力される。位相差情報抽出手段１０
は入力信号より位相差情報を抽出する。遅延手段５０，
５１は、抽出される位相差情報と平均位相回転量が等し
くなるように受信信号を遅延させる。周波数・位相補償
手段６０は、抽出された位相差情報を用いて搬送波オフ
セットの影響を除去する。キャンセラ付きデータ復調手
段９０は、干渉量算出手段出力より与えられるタイミン
グの異なるパイロット信号の干渉ＩDFを除去する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路、特に基地局（セルサイト）から送信され
るデータ変調のかかっていないパイロット信号を用いて
検波後残留する搬送波オフセットの影響を除去するデー
タ復調回路、さらにはタイミングの異なるパイロット信
号が与える干渉を除去するデータ復調回路、及びこれら
のデータ復調回路を複数用いてダイバーシチ受信する、
データ復調回路に関する。
ータ復調回路、特に基地局（セルサイト）から送信され
るデータ変調のかかっていないパイロット信号を用いて
検波後残留する搬送波オフセットの影響を除去するデー
タ復調回路、さらにはタイミングの異なるパイロット信
号が与える干渉を除去するデータ復調回路、及びこれら
のデータ復調回路を複数用いてダイバーシチ受信する、
データ復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】直接拡散（ＤＳ）方式のスペクトル拡散
通信方式（以下、ＳＳ方式という）は、耐干渉性、耐選
択性フェージング性、多元接続性等の利点を有し、自動
車電話、携帯電話、コードレス電話、無線ＬＡＮ等の移
動体通信のための通信方式の１つとして開発が行われて
いる。以下に述べる説明において、シンボルとはデータ
変調形式で決まる情報アルファベットの１つを意味す
る。情報変調方式がＢＰＳＫ（２相ＰＳＫ）の時はシン
ボルとデータは同義と考えて良い。
通信方式（以下、ＳＳ方式という）は、耐干渉性、耐選
択性フェージング性、多元接続性等の利点を有し、自動
車電話、携帯電話、コードレス電話、無線ＬＡＮ等の移
動体通信のための通信方式の１つとして開発が行われて
いる。以下に述べる説明において、シンボルとはデータ
変調形式で決まる情報アルファベットの１つを意味す
る。情報変調方式がＢＰＳＫ（２相ＰＳＫ）の時はシン
ボルとデータは同義と考えて良い。
【０００３】図３１にはＵＳＰ（米国特許）５１０３４
５９号に開示されたＣＤＭＡセルラー電話システムの移
動機の概略構成が示されている。この移動機ＣＤＭＡ電
話システムはアンテナ１を含んでおり、ディプレクサ２
を介してアナログレシーバ３及びパワーアンプ４に接続
される。アンテナ１は基地局（セルサイト）からのＳＳ
信号を受信し、ディプレクサ２を介してアナログレシー
バ３に受信信号を供給する。アナログレシーバ３はダウ
ンコンバータを含んでおり、供給された受信信号をベー
スバンド信号に変換し更にＡ／Ｄコンバータでディジタ
ル信号に変換する。ディジタル信号に変換されたベース
バンド信号はサーチャーレシーバ５、ディジタルデータ
レシーバ（データ復調回路）６，７に供給される。
５９号に開示されたＣＤＭＡセルラー電話システムの移
動機の概略構成が示されている。この移動機ＣＤＭＡ電
話システムはアンテナ１を含んでおり、ディプレクサ２
を介してアナログレシーバ３及びパワーアンプ４に接続
される。アンテナ１は基地局（セルサイト）からのＳＳ
信号を受信し、ディプレクサ２を介してアナログレシー
バ３に受信信号を供給する。アナログレシーバ３はダウ
ンコンバータを含んでおり、供給された受信信号をベー
スバンド信号に変換し更にＡ／Ｄコンバータでディジタ
ル信号に変換する。ディジタル信号に変換されたベース
バンド信号はサーチャーレシーバ５、ディジタルデータ
レシーバ（データ復調回路）６，７に供給される。
【０００４】複数のパスを通ってＳＳ信号が受信装置で
受信された場合、パス毎に受信タイミングの差が生じる
ことになる。データ復調回路６，７はどのパスの信号を
トラックし、受信するかを選択することができる。図３
１に示すように２つのデータ復調回路がある場合には２
つの別々のパスがパラレルにトラックされることにな
る。
受信された場合、パス毎に受信タイミングの差が生じる
ことになる。データ復調回路６，７はどのパスの信号を
トラックし、受信するかを選択することができる。図３
１に示すように２つのデータ復調回路がある場合には２
つの別々のパスがパラレルにトラックされることにな
る。
【０００５】一方、サーチャーレシーバ５はコントロー
ルプロセッサ８からの制御信号に基づき、セルサイトか
らの受信マルチパス信号（複数のパスを通って受信され
る信号）にそれぞれ含まれるパイロット信号を検出すべ
く、受信パイロット信号の基準タイミング近傍の時間領
域をスキャンする。そして、サーチャーレシーバ５は受
信パイロット信号の強度を互いに比較し、コントロール
プロセッサ８に強度信号を出力して、最も強度の強い信
号等を指示する。
ルプロセッサ８からの制御信号に基づき、セルサイトか
らの受信マルチパス信号（複数のパスを通って受信され
る信号）にそれぞれ含まれるパイロット信号を検出すべ
く、受信パイロット信号の基準タイミング近傍の時間領
域をスキャンする。そして、サーチャーレシーバ５は受
信パイロット信号の強度を互いに比較し、コントロール
プロセッサ８に強度信号を出力して、最も強度の強い信
号等を指示する。
【０００６】そして、コントロールプロセッサ８はデー
タ復調回路６，７に制御信号を供給し、それぞれのデー
タ復調回路に異なった最強信号等を処理させる。
タ復調回路６，７に制御信号を供給し、それぞれのデー
タ復調回路に異なった最強信号等を処理させる。
【０００７】データ復調回路６，７の機能は受信信号と
送信側で使用されたＰＮ符号との相関をとることであ
る。図３２は同じくＵＳＰ５１０３４５９号に開示され
たデータ復調回路の詳細である。データ復調回路６，７
はそれぞれ同相軸用及び直交軸用のＰＮ符号ＰＮI
（ｔ），ＰＮQ （ｔ）を受信パス信号に対応させて生成
するＰＮ発生器５１６，５１８を含む。データ復調回路
６，７はセルサイトにとってこの移動機と通信するのに
適当なＷａｌｓｈ関数を発生させるＷａｌｓｈ関数発生
器５２０をも含む。Ｗａｌｓｈ関数発生器５２０はコン
トロールプロセッサからのセレクト信号に応じて割り当
てられたＷａｌｓｈ関数に対応する符号系列を生成す
る。セレクト信号はセルサイトによって移動機ユニット
にコールセットアップメッセージの一部として送信され
る。ＰＮ発生器５１６，５１８出力のＰＮ符号ＰＮI
（ｔ），ＰＮQ （ｔ）はそれぞれＥＸ−ＯＲゲート５２
２，５２４への入力となる。Ｗａｌｓｈ関数発生器５２
０はその出力をＥＸ−ＯＲゲート５２２，５２４に供給
し、ゲートにおいてＥＸ−ＯＲが演算されて、系列ＰＮ
I ’（ｔ），ＰＮQ ’（ｔ）を出力する。
送信側で使用されたＰＮ符号との相関をとることであ
る。図３２は同じくＵＳＰ５１０３４５９号に開示され
たデータ復調回路の詳細である。データ復調回路６，７
はそれぞれ同相軸用及び直交軸用のＰＮ符号ＰＮI
（ｔ），ＰＮQ （ｔ）を受信パス信号に対応させて生成
するＰＮ発生器５１６，５１８を含む。データ復調回路
６，７はセルサイトにとってこの移動機と通信するのに
適当なＷａｌｓｈ関数を発生させるＷａｌｓｈ関数発生
器５２０をも含む。Ｗａｌｓｈ関数発生器５２０はコン
トロールプロセッサからのセレクト信号に応じて割り当
てられたＷａｌｓｈ関数に対応する符号系列を生成す
る。セレクト信号はセルサイトによって移動機ユニット
にコールセットアップメッセージの一部として送信され
る。ＰＮ発生器５１６，５１８出力のＰＮ符号ＰＮI
（ｔ），ＰＮQ （ｔ）はそれぞれＥＸ−ＯＲゲート５２
２，５２４への入力となる。Ｗａｌｓｈ関数発生器５２
０はその出力をＥＸ−ＯＲゲート５２２，５２４に供給
し、ゲートにおいてＥＸ−ＯＲが演算されて、系列ＰＮ
I ’（ｔ），ＰＮQ ’（ｔ）を出力する。
【０００８】系列ＰＮI ’（ｔ），ＰＮQ ’（ｔ）はＰ
Ｎ ＱＰＳＫ相関器５２６へ入力されて処理され、出力
Ｉ，Ｑはそれぞれ対応するアキュムレータ５２８，５３
０に導かれる。アキュムレータ５２８，５３０は１シン
ボル時間に渡り入力信号を積分（累積加算）する。その
結果、ＰＮ ＱＰＳＫ相関器５２６とアキュムレータに
より同相軸受信信号、直交軸受信信号との相関が演算さ
れる。アキュムレータ出力は位相回転器５３２へ入力さ
れる。位相回転器５３２にはコントロールプロセッサ８
からのパイロット信号の位相も入力される。受信シンボ
ルの位相はパイロット信号の位相に従って回転される。
パイロット信号の位相はサーチャーレシーバとコントロ
ールプロセッサによって決定される。位相回転器５３２
の出力は同相軸データであり、コンバイナ・デコーダ回
路９に供給される。コンバイナ・デコーダ回路９にはダ
イバーシチコンバイナ回路とＦＥＣデコーダ回路が含ま
れている。ダイバーシチコンバイナ回路は、２つの受信
シンボルのタイミングを同時になるように調整し、２つ
のシンボルをそれぞれの相対的な信号強度に対応した値
で乗算した後、それらを同時に加算する。この操作によ
り最大比合成ダイバーシチ受信動作が行われる。なお、
ＣＤＭＡセルラシステムにおけるダイバーシチ受信方式
についてはＰＣＴ／ＵＳ９０／０６４１７に開示されて
いる。
Ｎ ＱＰＳＫ相関器５２６へ入力されて処理され、出力
Ｉ，Ｑはそれぞれ対応するアキュムレータ５２８，５３
０に導かれる。アキュムレータ５２８，５３０は１シン
ボル時間に渡り入力信号を積分（累積加算）する。その
結果、ＰＮ ＱＰＳＫ相関器５２６とアキュムレータに
より同相軸受信信号、直交軸受信信号との相関が演算さ
れる。アキュムレータ出力は位相回転器５３２へ入力さ
れる。位相回転器５３２にはコントロールプロセッサ８
からのパイロット信号の位相も入力される。受信シンボ
ルの位相はパイロット信号の位相に従って回転される。
パイロット信号の位相はサーチャーレシーバとコントロ
ールプロセッサによって決定される。位相回転器５３２
の出力は同相軸データであり、コンバイナ・デコーダ回
路９に供給される。コンバイナ・デコーダ回路９にはダ
イバーシチコンバイナ回路とＦＥＣデコーダ回路が含ま
れている。ダイバーシチコンバイナ回路は、２つの受信
シンボルのタイミングを同時になるように調整し、２つ
のシンボルをそれぞれの相対的な信号強度に対応した値
で乗算した後、それらを同時に加算する。この操作によ
り最大比合成ダイバーシチ受信動作が行われる。なお、
ＣＤＭＡセルラシステムにおけるダイバーシチ受信方式
についてはＰＣＴ／ＵＳ９０／０６４１７に開示されて
いる。
【０００９】従来の受信装置は以上のように、受信信号
をダウンコンバート（検波）しディジタル信号に変換す
るアナログレシーバが、全てのパス信号について共通に
処理される構成となっている。ただし、各受信パス信号
は互いに独立な搬送波位相を有している。単一のパス信
号に対しては、例えば、コスタスループ等の搬送波再生
回路により、アナログレシーバ３において、受信信号の
位相を制御する方法が、Ｊ．Ｋ．ＨＯＬＭＥＳ著、ＣＯ
ＨＥＲＥＮＴ ＳＰＲＥＡＤ ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＳＹ
ＳＴＥＭＳ，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎ社刊に
示されている。しかしながら、アナログレシーバを共有
する場合、複数の受信パス信号の位相を同時に制御する
ことは困難である。従って、各データ復調器への入力信
号には、必然的に受信パスの搬送波とダウンコンバート
（検波）に用いられる局部搬送波間の位相差（検波後の
残留位相差）が含まれることになる。
をダウンコンバート（検波）しディジタル信号に変換す
るアナログレシーバが、全てのパス信号について共通に
処理される構成となっている。ただし、各受信パス信号
は互いに独立な搬送波位相を有している。単一のパス信
号に対しては、例えば、コスタスループ等の搬送波再生
回路により、アナログレシーバ３において、受信信号の
位相を制御する方法が、Ｊ．Ｋ．ＨＯＬＭＥＳ著、ＣＯ
ＨＥＲＥＮＴ ＳＰＲＥＡＤ ＳＰＥＣＴＲＵＭ ＳＹ
ＳＴＥＭＳ，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎ社刊に
示されている。しかしながら、アナログレシーバを共有
する場合、複数の受信パス信号の位相を同時に制御する
ことは困難である。従って、各データ復調器への入力信
号には、必然的に受信パスの搬送波とダウンコンバート
（検波）に用いられる局部搬送波間の位相差（検波後の
残留位相差）が含まれることになる。
【００１０】即ち、ＵＳＰ５１０３４５９号に開示され
た通信方式と同様に、データ変調並びにユーザ識別のた
めのＷａｌｓｈ関数による変調がＢＰＳＫ（２相ＰＳ
Ｋ）、拡散変調がＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）の場合、送信
信号の複素包絡線Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝Ｗ（ｔ）［ＰＮI （ｔ）＋ｊＰＮQ （ｔ）］ ＝Ｗ（ｔ）ＰＮI ＋ｊＷ（ｔ）ＰＮQ （ｔ） ＝ＳI （ｔ）＋ｊＳQ （ｔ） で与えられる。ここで、Ｗ（ｔ）は各ユーザへの送信信
号、及びパイロット信号が多重化された多重化信号であ
り、ｉ番目のユーザへの変調データをｄi （ｔ），Ｗａ
ｌｓｈ関数をＷi （ｔ）、電力配分に関する定数をαi
とし、多重化数をＮとすれば、 Ｗ（ｔ）＝Σαi ｄi （ｔ）Ｗi （ｔ） （但しΣはｉ＝０〜Ｎの加算、ｉ＝０はパイロット信号
に対応） となる。
た通信方式と同様に、データ変調並びにユーザ識別のた
めのＷａｌｓｈ関数による変調がＢＰＳＫ（２相ＰＳ
Ｋ）、拡散変調がＱＰＳＫ（４相ＰＳＫ）の場合、送信
信号の複素包絡線Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ）＝Ｗ（ｔ）［ＰＮI （ｔ）＋ｊＰＮQ （ｔ）］ ＝Ｗ（ｔ）ＰＮI ＋ｊＷ（ｔ）ＰＮQ （ｔ） ＝ＳI （ｔ）＋ｊＳQ （ｔ） で与えられる。ここで、Ｗ（ｔ）は各ユーザへの送信信
号、及びパイロット信号が多重化された多重化信号であ
り、ｉ番目のユーザへの変調データをｄi （ｔ），Ｗａ
ｌｓｈ関数をＷi （ｔ）、電力配分に関する定数をαi
とし、多重化数をＮとすれば、 Ｗ（ｔ）＝Σαi ｄi （ｔ）Ｗi （ｔ） （但しΣはｉ＝０〜Ｎの加算、ｉ＝０はパイロット信号
に対応） となる。
【００１１】次に、受信パス信号の受信振幅をρ、受信
パス信号の搬送波とダウンコンバートに用いられる局部
搬送波間の位相差（検波後の残留位相差）をθとすれ
ば、アナログレシーバ出力に含まれる復調すべき受信パ
ス信号の複素包絡線ＲＸ（ｔ）は、 ＲＸ（ｔ）＝ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ ＝ρＷ（ｔ）［ＰＮI （ｔ）＋ｊＰＮQ （ｔ）］ ＊［ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ］ ＝ρＷ（ｔ）［｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ ＋ｊ｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝］ ＝ＲＸI （ｔ）＋ｊＲＸQ （ｔ） となる。即ち、同相軸受信信号ＲＸI （ｔ）はＲＸ
（ｔ）の実数成分、即ち、 ＲＸI （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ であり、直交軸受信信号ＲＸQ （ｔ）はＲＸ（ｔ）の虚
数成分、即ち、 ＲＸQ （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝ である。この同相軸受信信号及び直交軸受信信号がＰＮ
ＱＰＳＫ相関器への入力信号となる。
パス信号の搬送波とダウンコンバートに用いられる局部
搬送波間の位相差（検波後の残留位相差）をθとすれ
ば、アナログレシーバ出力に含まれる復調すべき受信パ
ス信号の複素包絡線ＲＸ（ｔ）は、 ＲＸ（ｔ）＝ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ ＝ρＷ（ｔ）［ＰＮI （ｔ）＋ｊＰＮQ （ｔ）］ ＊［ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ］ ＝ρＷ（ｔ）［｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ ＋ｊ｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝］ ＝ＲＸI （ｔ）＋ｊＲＸQ （ｔ） となる。即ち、同相軸受信信号ＲＸI （ｔ）はＲＸ
（ｔ）の実数成分、即ち、 ＲＸI （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ であり、直交軸受信信号ＲＸQ （ｔ）はＲＸ（ｔ）の虚
数成分、即ち、 ＲＸQ （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝ である。この同相軸受信信号及び直交軸受信信号がＰＮ
ＱＰＳＫ相関器への入力信号となる。
【００１２】図３２では、位相回転器５３２により位相
差の影響を除去している。ＵＳＰ５１０３４５９号は位
相回転器の基準位相となるパイロット信号位相の決定方
法について詳細に開示していないが、サーチャーレシー
バにおいてもパイロット信号に関するＰＮ ＱＰＳＫ相
関器とアキュムレータを有しており、これよりｔａｎ-1
（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）演算を行い位相を決定すると考
えられる。また、位相回転操作は位相補償項ｅｘｐ（−
ｊθ）＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθの乗積操作と考えられ
る。この場合には、θを求めるためのｔａｎ-1演算、及
び得られたθから再度ｃｏｓθ，ｓｉｎθを求めること
が必要な位相回転操作という複雑な処理が必要となる。
さらに、サーチャーレシーバは、複数の受信パス信号を
スキャンするため、単一の受信パス信号から位相を決定
する場合に比べ、スキャンする時間領域に応じて、雑音
の影響を軽減するための平均化時間が短くなり、基準位
相が雑音の影響を受け易くなるという課題があった（即
ち、雑音はランダムであるため平均化時間を長くするこ
とにより影響が軽減されるが、平均化時間が短いと軽減
効果があまり期待できない）。一方、雑音の影響を十分
に軽減するために平均化時間を長くすると全時間領域の
スキャン結果を得るまでの所要時間が長くなり、その間
に移動機の移動に伴う回線状態の変化により正しい位相
差が得られなくなる場合がある。
差の影響を除去している。ＵＳＰ５１０３４５９号は位
相回転器の基準位相となるパイロット信号位相の決定方
法について詳細に開示していないが、サーチャーレシー
バにおいてもパイロット信号に関するＰＮ ＱＰＳＫ相
関器とアキュムレータを有しており、これよりｔａｎ-1
（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）演算を行い位相を決定すると考
えられる。また、位相回転操作は位相補償項ｅｘｐ（−
ｊθ）＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθの乗積操作と考えられ
る。この場合には、θを求めるためのｔａｎ-1演算、及
び得られたθから再度ｃｏｓθ，ｓｉｎθを求めること
が必要な位相回転操作という複雑な処理が必要となる。
さらに、サーチャーレシーバは、複数の受信パス信号を
スキャンするため、単一の受信パス信号から位相を決定
する場合に比べ、スキャンする時間領域に応じて、雑音
の影響を軽減するための平均化時間が短くなり、基準位
相が雑音の影響を受け易くなるという課題があった（即
ち、雑音はランダムであるため平均化時間を長くするこ
とにより影響が軽減されるが、平均化時間が短いと軽減
効果があまり期待できない）。一方、雑音の影響を十分
に軽減するために平均化時間を長くすると全時間領域の
スキャン結果を得るまでの所要時間が長くなり、その間
に移動機の移動に伴う回線状態の変化により正しい位相
差が得られなくなる場合がある。
【００１３】これに対し、特願平５−１４９３６９で
は、データ復調回路内において、データ復調回路が復調
する特定の受信パス信号に含まれるパイロット信号を相
関処理して位相差情報を抽出し、これにより位相差の影
響を補償するデータ復調回路を開示している。図３３は
特願平５−１４９３６９に開示された、データ復調回路
の位相差情報の抽出部及び位相補償部を示している。図
３３において２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄは平均化
部であり、入力信号に対しての時間平均操作を行う部分
である。同相軸受信信号及び直交軸受信信号に対して同
図に示された処理を行うことにより、平均化部出力とし
て、位相差情報に関する成分ραO ｃｏｓθまたは、ρ
αO ｓｉｎθを出力する。ここで、αO はパイロット信
号の電力配分に関する定数である。また、各平均化部の
１シンボル時間相当以上の時間平均操作により、乗算器
１１，１２，１３，１４出力に含まれるＰＮI とＰＮQ
の相互相関の影響は十分小さくなる。
は、データ復調回路内において、データ復調回路が復調
する特定の受信パス信号に含まれるパイロット信号を相
関処理して位相差情報を抽出し、これにより位相差の影
響を補償するデータ復調回路を開示している。図３３は
特願平５−１４９３６９に開示された、データ復調回路
の位相差情報の抽出部及び位相補償部を示している。図
３３において２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄは平均化
部であり、入力信号に対しての時間平均操作を行う部分
である。同相軸受信信号及び直交軸受信信号に対して同
図に示された処理を行うことにより、平均化部出力とし
て、位相差情報に関する成分ραO ｃｏｓθまたは、ρ
αO ｓｉｎθを出力する。ここで、αO はパイロット信
号の電力配分に関する定数である。また、各平均化部の
１シンボル時間相当以上の時間平均操作により、乗算器
１１，１２，１３，１４出力に含まれるＰＮI とＰＮQ
の相互相関の影響は十分小さくなる。
【００１４】ここで、前述したように位相差が存在する
場合の受信信号は、ＲＸ（ｔ）＝ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊ
θ］であるので、ＲＸ（ｔ）に位相補償項ｅｘｐ［−ｊ
θ］を乗算することにより位相差の影響を除去できる。
即ち、 ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ｅｘｐ［−ｊθ］＝ρＳ（ｔ） ＝ρＳI （ｔ）＋ｊρＳQ （ｔ） となる。ここで、受信信号を同相軸受信信号と直交軸受
信信号に分けてから位相補償項を乗算すると、 ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ｅｘｐ［−ｊθ］ ＝［ＲＸI （ｔ）＋ｊＲＸQ （ｔ）］＊ｅｘｐ［−ｊθ］ ＝［ＲＸI （ｔ）＋ｊＲＸQ （ｔ）］＊［ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθ］ ＝［ＲＸI （ｔ）ｃｏｓθ＋ＲＸQ （ｔ）ｓｉｎθ］ ＋ ｊ［ＲＸQ （ｔ）ｃｏｓθ−ＲＸI （ｔ）ｓｉｎθ］ となる。
場合の受信信号は、ＲＸ（ｔ）＝ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊ
θ］であるので、ＲＸ（ｔ）に位相補償項ｅｘｐ［−ｊ
θ］を乗算することにより位相差の影響を除去できる。
即ち、 ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ｅｘｐ［−ｊθ］＝ρＳ（ｔ） ＝ρＳI （ｔ）＋ｊρＳQ （ｔ） となる。ここで、受信信号を同相軸受信信号と直交軸受
信信号に分けてから位相補償項を乗算すると、 ρＳ（ｔ）ｅｘｐ［ｊθ］ｅｘｐ［−ｊθ］ ＝［ＲＸI （ｔ）＋ｊＲＸQ （ｔ）］＊ｅｘｐ［−ｊθ］ ＝［ＲＸI （ｔ）＋ｊＲＸQ （ｔ）］＊［ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθ］ ＝［ＲＸI （ｔ）ｃｏｓθ＋ＲＸQ （ｔ）ｓｉｎθ］ ＋ ｊ［ＲＸQ （ｔ）ｃｏｓθ−ＲＸI （ｔ）ｓｉｎθ］ となる。
【００１５】即ち、上式の右辺に着目すると、第１項は
同相軸受信信号にｃｏｓθを乗算した項と、直交軸受信
信号にｓｉｎθを乗算した項の和になっており、第２項
は同相軸受信信号に−ｓｉｎθを乗算した項と直交軸受
信信号にｃｏｓθを乗算した項の和となっている。一
方、平均化部ｍｅａｎ２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ
からの出力はそれぞれ、ραO ｃｏｓθ，−ραO ｓｉ
ｎθ，ραO ｓｉｎθ，ραO ｃｏｓθである。従っ
て、図３３に示されるような組み合わせで、平均化部ｍ
ｅａｎ２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄの出力とＲＸ
I ，ＲＸQ とを乗算し、乗算結果を加減算することによ
り、係数ραO を除けば、上式と同等な信号処理が実現
することになる。
同相軸受信信号にｃｏｓθを乗算した項と、直交軸受信
信号にｓｉｎθを乗算した項の和になっており、第２項
は同相軸受信信号に−ｓｉｎθを乗算した項と直交軸受
信信号にｃｏｓθを乗算した項の和となっている。一
方、平均化部ｍｅａｎ２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ
からの出力はそれぞれ、ραO ｃｏｓθ，−ραO ｓｉ
ｎθ，ραO ｓｉｎθ，ραO ｃｏｓθである。従っ
て、図３３に示されるような組み合わせで、平均化部ｍ
ｅａｎ２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄの出力とＲＸ
I ，ＲＸQ とを乗算し、乗算結果を加減算することによ
り、係数ραO を除けば、上式と同等な信号処理が実現
することになる。
【００１６】図３３ではｃｏｓθに関する成分が平均化
部ｍｅａｎ２０ａ，２０ｄにｓｉｎθに関する成分が平
均化部ｍｅａｎ２０ｂ，２０ｃにそれぞれ２つ得られ
る。図３４は同じく特願平５−１４９３６９で開示され
たデータ復調回路の位相補償部であり、ｃｏｓθ，ｓｉ
ｎθに関する成分を抽出するための乗算器、平均化部を
それぞれ１つにし、回路の簡略化を図っている。
部ｍｅａｎ２０ａ，２０ｄにｓｉｎθに関する成分が平
均化部ｍｅａｎ２０ｂ，２０ｃにそれぞれ２つ得られ
る。図３４は同じく特願平５−１４９３６９で開示され
たデータ復調回路の位相補償部であり、ｃｏｓθ，ｓｉ
ｎθに関する成分を抽出するための乗算器、平均化部を
それぞれ１つにし、回路の簡略化を図っている。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】このように図３２の構
成では、ｔａｎ-1演算、位相回転操作等の複雑な処理を
必要とし、あるいは、複数の受信パイロット信号をスキ
ャンするサーチャーレシーバによるパイロット位相を用
いるために基準位相が雑音の影響を受け易いという課題
があった。また、図３３の構成はこれらの課題を解決を
図っているものの依然として、冗長な回路構成となって
いた。図３４は図３３の冗長性を取り除く工夫がなされ
ているものの、受信信号中に含まれる得られる位相差情
報に関する成分を半分しか用いていないため、雑音の影
響を受け易いという課題が残されている。
成では、ｔａｎ-1演算、位相回転操作等の複雑な処理を
必要とし、あるいは、複数の受信パイロット信号をスキ
ャンするサーチャーレシーバによるパイロット位相を用
いるために基準位相が雑音の影響を受け易いという課題
があった。また、図３３の構成はこれらの課題を解決を
図っているものの依然として、冗長な回路構成となって
いた。図３４は図３３の冗長性を取り除く工夫がなされ
ているものの、受信信号中に含まれる得られる位相差情
報に関する成分を半分しか用いていないため、雑音の影
響を受け易いという課題が残されている。
【００１８】また、ダイバーシチ受信を行う場合、複数
のデータ復調回路を用いるため、各々のデータ復調回路
の構成、あるいは、処理が複雑になると、受信機全体と
しての複雑度が一層増大するという課題が残されてい
る。さらに、データ復調回路の位相補償手段の雑音によ
る影響が大きくなると、データ復調回路の復調特性が劣
化する。そこで、各々のデータ復調回路の復調特性を改
善しダイバーシチ受信による復調特性を一層改善させる
という課題も残されている。更に最大比合成によるダイ
バーシチ受信の性能を最大限に引き出すためには、各デ
ータ復調回路出力の位相を正確に合わせ、信号強度に対
応した値で重み付けする必要があるが、サーチャーレシ
ーバによるパイロット信号位相、パイロット信号レベル
を用いると、雑音の影響が大きいため、ダイバーシチ受
信の性能を十分に引き出せないという課題も残されてい
る。ここで位相を合わせるとは位相補償を精度よく行う
ことを意味する。
のデータ復調回路を用いるため、各々のデータ復調回路
の構成、あるいは、処理が複雑になると、受信機全体と
しての複雑度が一層増大するという課題が残されてい
る。さらに、データ復調回路の位相補償手段の雑音によ
る影響が大きくなると、データ復調回路の復調特性が劣
化する。そこで、各々のデータ復調回路の復調特性を改
善しダイバーシチ受信による復調特性を一層改善させる
という課題も残されている。更に最大比合成によるダイ
バーシチ受信の性能を最大限に引き出すためには、各デ
ータ復調回路出力の位相を正確に合わせ、信号強度に対
応した値で重み付けする必要があるが、サーチャーレシ
ーバによるパイロット信号位相、パイロット信号レベル
を用いると、雑音の影響が大きいため、ダイバーシチ受
信の性能を十分に引き出せないという課題も残されてい
る。ここで位相を合わせるとは位相補償を精度よく行う
ことを意味する。
【００１９】また、基地局送信装置で使用される送信搬
送周波数と移動機がダウンコンバート（検波）に用いら
れる局部発振器出力周波数間には一般に周波数偏差が存
在する。前述した検波後残留する位相差θは、時間的変
動がないと見なせるような位相差であるが、周波数偏差
が存在する場合には、受信パス信号の搬送波とダウンコ
ンバート（検波）に用いられる局部発振器出力間の偏差
は、 φ＝δωｔ＋θ の形で示されることになる。ここで、δω＝２πδｆで
あり、δｆが周波数偏差である。以後、上式で示される
φを搬送波オフセットと呼ぶことにする。雑音はランダ
ムな振る舞いをするため、平均化部の平均化時間を長く
すると雑音による影響は低減されるものの、δωによる
時間変動のために、搬送波オフセット補償（周波数・位
相補償）ができなくなる。時間ｔを小さくすれば、δω
の影響が小さくなるが、反面、平均化時間が短くなり、
平均化による雑音の低減効果が小さくなる。従って、従
来の位相補償手段では、雑音による影響が大きくなると
いう課題が残されている。
送周波数と移動機がダウンコンバート（検波）に用いら
れる局部発振器出力周波数間には一般に周波数偏差が存
在する。前述した検波後残留する位相差θは、時間的変
動がないと見なせるような位相差であるが、周波数偏差
が存在する場合には、受信パス信号の搬送波とダウンコ
ンバート（検波）に用いられる局部発振器出力間の偏差
は、 φ＝δωｔ＋θ の形で示されることになる。ここで、δω＝２πδｆで
あり、δｆが周波数偏差である。以後、上式で示される
φを搬送波オフセットと呼ぶことにする。雑音はランダ
ムな振る舞いをするため、平均化部の平均化時間を長く
すると雑音による影響は低減されるものの、δωによる
時間変動のために、搬送波オフセット補償（周波数・位
相補償）ができなくなる。時間ｔを小さくすれば、δω
の影響が小さくなるが、反面、平均化時間が短くなり、
平均化による雑音の低減効果が小さくなる。従って、従
来の位相補償手段では、雑音による影響が大きくなると
いう課題が残されている。
【００２０】また、データ復調回路の位相補償手段の雑
音による影響が大きくなると、データ復調回路の復調特
性が劣化する。そこで、各々のデータ復調回路の復調特
性を改善し、ダイバーシチ受信による復調特性を一層改
善する課題も残されている。同じく、各データ復調回路
出力の位相を合わせ、ダイバーシチ受信の性能を十分に
引き出すという課題も残されている。
音による影響が大きくなると、データ復調回路の復調特
性が劣化する。そこで、各々のデータ復調回路の復調特
性を改善し、ダイバーシチ受信による復調特性を一層改
善する課題も残されている。同じく、各データ復調回路
出力の位相を合わせ、ダイバーシチ受信の性能を十分に
引き出すという課題も残されている。
【００２１】搬送波オフセットに対する補償手段として
は、例えば、高橋、武石、大西等の報告（電子情報通信
学会１９９３年春期全国大会Ａ−２０４）がある（但
し、変調方式はＵＳＰ５１０３４５９号とは異なる）。
これは、逆拡散シンボル毎にｔａｎ-1演算を行い、シン
ボル単位の位相及び位相の差分を求め、位相の差分を平
均化して周波数オフセットに相当する位相回転量を求
め、シンボル単位で求めた位相に相当する位相回転量を
減じた結果の平均をとり、固定位相差を求める方法であ
る。即ち、第ｎ番目の逆拡散シンボルより得られた位相
をφ（ｎ）、シンボル時間をＴとし、δφ＝δωＴ、平
均化数をＮとすれば、 φ（ｎ）＝ｔａｎ-1［ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝／ｃｏｓ｛φ
（ｎ）｝］ δφ＝（１／Ｎ）Σ［φ（ｎ＋１）−φ（ｎ）］ θ＝（１／Ｎ）Σ［φ（ｎ）−ｎδφ］ （但しΣは、ｎ＝１〜Ｎの加算） の処理によりδφ，θを求め、逆拡散シンボル（図３２
ではアキュムレータ５２８，５３０出力に相当する）に
ｅｘｐ（−ｊφ）乗算操作を行っている。しかしなが
ら、ｔａｎ-1演算及び位相回転操作が必要となり、処理
が複雑になるという課題は依然として残っている。
は、例えば、高橋、武石、大西等の報告（電子情報通信
学会１９９３年春期全国大会Ａ−２０４）がある（但
し、変調方式はＵＳＰ５１０３４５９号とは異なる）。
これは、逆拡散シンボル毎にｔａｎ-1演算を行い、シン
ボル単位の位相及び位相の差分を求め、位相の差分を平
均化して周波数オフセットに相当する位相回転量を求
め、シンボル単位で求めた位相に相当する位相回転量を
減じた結果の平均をとり、固定位相差を求める方法であ
る。即ち、第ｎ番目の逆拡散シンボルより得られた位相
をφ（ｎ）、シンボル時間をＴとし、δφ＝δωＴ、平
均化数をＮとすれば、 φ（ｎ）＝ｔａｎ-1［ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝／ｃｏｓ｛φ
（ｎ）｝］ δφ＝（１／Ｎ）Σ［φ（ｎ＋１）−φ（ｎ）］ θ＝（１／Ｎ）Σ［φ（ｎ）−ｎδφ］ （但しΣは、ｎ＝１〜Ｎの加算） の処理によりδφ，θを求め、逆拡散シンボル（図３２
ではアキュムレータ５２８，５３０出力に相当する）に
ｅｘｐ（−ｊφ）乗算操作を行っている。しかしなが
ら、ｔａｎ-1演算及び位相回転操作が必要となり、処理
が複雑になるという課題は依然として残っている。
【００２２】また、ダイバーシチ受信を行う場合、複数
のデータ復調回路を用いるため、各々のデータ復調回路
の処理が複雑になると、受信機全体としての複雑度が一
層増大するという課題が残されていた。
のデータ復調回路を用いるため、各々のデータ復調回路
の処理が複雑になると、受信機全体としての複雑度が一
層増大するという課題が残されていた。
【００２３】さらに、ＵＳＰ５１０３４５９号に開示さ
れた通信方式を用いる場合、受信マルチパス信号が互い
に干渉要因となり、受信特性が劣化するという課題があ
る。即ち、セルサイトから送信された信号が複数のパス
を通って受信される場合には、各受信パス信号の受信タ
イミングに差が生じる。Ｓ（ｔ）は、Ｗａｌｓｈ関数に
よる直交多重化信号であるが、直交多重化信号の直交性
は、受信タイミングが同一である場合にのみ成立し、受
信タイミングが異なる場合には、干渉成分となり、復調
特性が劣化する。従って、干渉成分によるデータ復調回
路の復調特性の劣化を改善するという課題が残されてい
る。
れた通信方式を用いる場合、受信マルチパス信号が互い
に干渉要因となり、受信特性が劣化するという課題があ
る。即ち、セルサイトから送信された信号が複数のパス
を通って受信される場合には、各受信パス信号の受信タ
イミングに差が生じる。Ｓ（ｔ）は、Ｗａｌｓｈ関数に
よる直交多重化信号であるが、直交多重化信号の直交性
は、受信タイミングが同一である場合にのみ成立し、受
信タイミングが異なる場合には、干渉成分となり、復調
特性が劣化する。従って、干渉成分によるデータ復調回
路の復調特性の劣化を改善するという課題が残されてい
る。
【００２４】また、干渉成分による各々のデータ復調回
路の復調特性の劣化を低減し、ダイバーシチ受信による
復調特性を一層改善する課題も残されている。
路の復調特性の劣化を低減し、ダイバーシチ受信による
復調特性を一層改善する課題も残されている。
【００２５】本発明は上記従来技術の有する課題に鑑み
なされたものであり、その目的は、より簡易な構成で、
検波後残留する搬送波オフセットの影響を除去し、復調
特性を改善させることが可能なスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路を提供することあるいは、タイミングの異
なるパイロット信号が与える干渉を除去し、復調特性を
改善させることが可能なスペクトル拡散通信用データ復
調回路を提供することあるいは、これらのデータ復調回
路を用いてダイバーシチ受信することにより簡易な構成
で復調特性の一層の改善が可能なスペクトル拡散通信用
データ復調回路を提供することにある。
なされたものであり、その目的は、より簡易な構成で、
検波後残留する搬送波オフセットの影響を除去し、復調
特性を改善させることが可能なスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路を提供することあるいは、タイミングの異
なるパイロット信号が与える干渉を除去し、復調特性を
改善させることが可能なスペクトル拡散通信用データ復
調回路を提供することあるいは、これらのデータ復調回
路を用いてダイバーシチ受信することにより簡易な構成
で復調特性の一層の改善が可能なスペクトル拡散通信用
データ復調回路を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載のスペクトル拡散通信用データ復調回
路は、同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号により、直
接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散さ
れた信号を受信し、この受信信号よりデータを復調する
スペクトル拡散通信用データ復調回路において、同相軸
の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送信側で
用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合
わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相差に関
する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、前記位相差
情報抽出手段にて得られた位相差情報を用いて、同相軸
の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の影
響を補償する位相補償手段と、前記位相補償手段出力よ
り、送信データを復調するデータ復調手段と、を有する
ことを特徴とする。
に、請求項１記載のスペクトル拡散通信用データ復調回
路は、同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号により、直
接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散さ
れた信号を受信し、この受信信号よりデータを復調する
スペクトル拡散通信用データ復調回路において、同相軸
の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送信側で
用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合
わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相差に関
する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、前記位相差
情報抽出手段にて得られた位相差情報を用いて、同相軸
の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる位相差の影
響を補償する位相補償手段と、前記位相補償手段出力よ
り、送信データを復調するデータ復調手段と、を有する
ことを特徴とする。
【００２７】上記目的を達成するために、請求項２記載
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項１記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整手段出力を加
算する加算手段と、前記加算手段出力から送信データを
判定するデータ判定手段と、を有することを特徴とす
る。
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項１記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整手段出力を加
算する加算手段と、前記加算手段出力から送信データを
判定するデータ判定手段と、を有することを特徴とす
る。
【００２８】上記目的を達成するために、請求項３記載
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段により抽出された位相差情報により、
前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信号及び
直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行う周波
数・位相補償手段と、前記周波数・位相補償手段出力よ
り、送信データを復調するデータ復調手段と、を有する
ことを特徴とする。
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段により抽出された位相差情報により、
前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信号及び
直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行う周波
数・位相補償手段と、前記周波数・位相補償手段出力よ
り、送信データを復調するデータ復調手段と、を有する
ことを特徴とする。
【００２９】上記目的を達成するために、請求項４記載
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項３記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整手段出力を加
算する加算手段と、前記加算手段出力から送信データを
判定するデータ判定手段と、を有することを特徴とす
る。
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項３記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整手段出力を加
算する加算手段と、前記加算手段出力から送信データを
判定するデータ判定手段と、を有することを特徴とす
る。
【００３０】上記目的を達成するために、請求項５記載
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段によって得られた位相差情報のレベル
を制御するレベル制御手段と、前記レベル制御手段によ
りレベル制御された位相差情報を用いて、前記時間遅延
された同相軸受信信号及び直交軸受信信号に対して、周
波数・位相補償を行う周波数・位相補償手段と、前記周
波数・位相補償手段出力より、送信データを復調するデ
ータ復調手段と、を有することを特徴とする。
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段によって得られた位相差情報のレベル
を制御するレベル制御手段と、前記レベル制御手段によ
りレベル制御された位相差情報を用いて、前記時間遅延
された同相軸受信信号及び直交軸受信信号に対して、周
波数・位相補償を行う周波数・位相補償手段と、前記周
波数・位相補償手段出力より、送信データを復調するデ
ータ復調手段と、を有することを特徴とする。
【００３１】上記目的を達成するために、請求項６記載
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項５記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整された複数の
データ復調回路出力のレベルを調整するレベル調整手段
と、前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、前
記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定手
段と、を有することを特徴とする。
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項５記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整された複数の
データ復調回路出力のレベルを調整するレベル調整手段
と、前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、前
記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定手
段と、を有することを特徴とする。
【００３２】上記目的を達成するために、請求項７記載
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段により抽出された位相差情報により、
前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信号及び
直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行う周波
数・位相補償手段と、タイミングの異なるパイロット信
号が周波数・位相補償手段出力に与える干渉量を計算す
る干渉量算出手段と、周波数・位相補償手段出力より送
信データを復調する際に干渉量算出手段により算出され
た干渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデー
タ復調手段と、を有することを特徴とする。
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段により抽出された位相差情報により、
前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信号及び
直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行う周波
数・位相補償手段と、タイミングの異なるパイロット信
号が周波数・位相補償手段出力に与える干渉量を計算す
る干渉量算出手段と、周波数・位相補償手段出力より送
信データを復調する際に干渉量算出手段により算出され
た干渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデー
タ復調手段と、を有することを特徴とする。
【００３３】上記目的を達成するために、請求項８記載
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項７記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整手段出力を加
算する加算手段と、前記加算手段出力から送信データを
判定するデータ判定手段と、を有することを特徴とす
る。
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項７記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整手段出力を加
算する加算手段と、前記加算手段出力から送信データを
判定するデータ判定手段と、を有することを特徴とす
る。
【００３４】上記目的を達成するために、請求項９記載
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段により抽出された位相差情報により、
前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信号及び
直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行う周波
数・位相補償手段と、位相差情報抽出手段により抽出さ
れた位相差情報のレベルを検出するレベル検出手段と、
タイミングの異なるパイロット信号が周波数・位相補償
手段出力に与える干渉量を計算し、前記レベル検出手段
により検出されたレベルにより前記計算結果を制御し、
前記制御結果に応じて干渉量を選択して出力する選択的
干渉量算出手段と、周波数・位相補償手段出力より送信
データを復調する際に前記選択的干渉量算出手段により
算出された干渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ
付きデータ復調手段と、を有することを特徴とする。
のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の拡
散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同相
軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段により抽出された位相差情報により、
前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信号及び
直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行う周波
数・位相補償手段と、位相差情報抽出手段により抽出さ
れた位相差情報のレベルを検出するレベル検出手段と、
タイミングの異なるパイロット信号が周波数・位相補償
手段出力に与える干渉量を計算し、前記レベル検出手段
により検出されたレベルにより前記計算結果を制御し、
前記制御結果に応じて干渉量を選択して出力する選択的
干渉量算出手段と、周波数・位相補償手段出力より送信
データを復調する際に前記選択的干渉量算出手段により
算出された干渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ
付きデータ復調手段と、を有することを特徴とする。
【００３５】上記目的を達成するために、請求項１０記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項９記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整手段出力を加
算する加算手段と、前記加算手段出力から送信データを
判定するデータ判定手段と、を有することを特徴とす
る。
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項９記載のスペクトル拡散通
信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通信
用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させるタ
イミング調整手段と、前記タイミング調整手段出力を加
算する加算手段と、前記加算手段出力から送信データを
判定するデータ判定手段と、を有することを特徴とす
る。
【００３６】上記目的を達成するために、請求項１１記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段によって得られた位相差情報のレベル
を制御するレベル制御手段と、前記位相差情報抽出手段
により抽出された位相差情報により、前記遅延手段によ
り時間遅延された同相軸受信信号及び直交軸受信信号に
対して、周波数・位相補償を行う周波数・位相補償手段
と、タイミングの異なるパイロット信号がレベル制御さ
れた周波数位相補償手段出力に与える干渉量を計算する
干渉量算出手段と、周波数・位相補償手段出力より送信
データを復調する際に干渉量算出手段により算出された
干渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデータ
復調手段と、を有することを特徴とする。
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段によって得られた位相差情報のレベル
を制御するレベル制御手段と、前記位相差情報抽出手段
により抽出された位相差情報により、前記遅延手段によ
り時間遅延された同相軸受信信号及び直交軸受信信号に
対して、周波数・位相補償を行う周波数・位相補償手段
と、タイミングの異なるパイロット信号がレベル制御さ
れた周波数位相補償手段出力に与える干渉量を計算する
干渉量算出手段と、周波数・位相補償手段出力より送信
データを復調する際に干渉量算出手段により算出された
干渉量を減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデータ
復調手段と、を有することを特徴とする。
【００３７】上記目的を達成するために、請求項１２記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項１１記載のスペクトル拡散
通信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通
信用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させる
タイミング調整手段と、前記タイミング調整された複数
のデータ復調回路出力のレベルを調整するレベル調整手
段と、前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、
前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とする。
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項１１記載のスペクトル拡散
通信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通
信用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させる
タイミング調整手段と、前記タイミング調整された複数
のデータ復調回路出力のレベルを調整するレベル調整手
段と、前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、
前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とする。
【００３８】上記目的を達成するために、請求項１３記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段によって得られた位相差情報のレベル
を制御するレベル制御手段と、前記位相差情報抽出手段
により抽出された位相差情報により、前記遅延手段によ
り時間遅延された同相軸受信信号及び直交軸受信信号に
対して、周波数・位相補償を行う周波数・位相補償手段
と、タイミングの異なるパイロット信号が周波数・位相
補償手段出力に与える干渉量を計算し、前記レベル制御
手段の制御量算出過程で得られる検出レベルにより前記
計算結果を制御し、前記制御結果に応じて干渉量を選択
して出力する選択的干渉量算出手段と、周波数・位相補
償手段出力より送信データを復調する際に前記選択的干
渉量算出手段により算出された干渉量を減じてデータ復
調を行うキャンセラ付きデータ復調手段と、を有するこ
とを特徴とする。
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、同相軸の受信信号及び
直交軸の受信信号それぞれに、送信側で用いられた拡散
符号を乗算し、乗算結果を所定の組み合わせで加減算
し、加減算結果を平均化して、位相差に関する情報を抽
出する位相差情報抽出手段と、同相軸受信信号及び直交
軸受信信号を一定の時間遅延させる遅延手段と、前記位
相差情報抽出手段によって得られた位相差情報のレベル
を制御するレベル制御手段と、前記位相差情報抽出手段
により抽出された位相差情報により、前記遅延手段によ
り時間遅延された同相軸受信信号及び直交軸受信信号に
対して、周波数・位相補償を行う周波数・位相補償手段
と、タイミングの異なるパイロット信号が周波数・位相
補償手段出力に与える干渉量を計算し、前記レベル制御
手段の制御量算出過程で得られる検出レベルにより前記
計算結果を制御し、前記制御結果に応じて干渉量を選択
して出力する選択的干渉量算出手段と、周波数・位相補
償手段出力より送信データを復調する際に前記選択的干
渉量算出手段により算出された干渉量を減じてデータ復
調を行うキャンセラ付きデータ復調手段と、を有するこ
とを特徴とする。
【００３９】上記目的を達成するために、請求項１４記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項１３記載のスペクトル拡散
通信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通
信用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させる
タイミング調整手段と、前記タイミング調整された複数
のデータ復調回路出力のレベルを調整するレベル調整手
段と、前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、
前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とする。
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路は、同相軸の
拡散符号と直交軸の拡散符号により、直接拡散方式で同
相軸及び直交軸に対しスペクトル拡散された信号を受信
し、この受信信号よりデータを復調するスペクトル拡散
通信用データ復調回路において、それぞれ異なるタイミ
ングで動作する複数の請求項１３記載のスペクトル拡散
通信用データ復調回路と、前記複数のスペクトル拡散通
信用データ復調回路出力の受信タイミングを一致させる
タイミング調整手段と、前記タイミング調整された複数
のデータ復調回路出力のレベルを調整するレベル調整手
段と、前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、
前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とする。
【００４０】
【作用】このように、請求項１のスペクトル拡散通信用
データ復調回路は、同相軸受信信号及び直交軸受信信号
に同相軸用拡散符号及び直交軸拡散符号をそれぞれ乗算
し、乗算結果を加減算した後平均化が行われるように作
用する。
データ復調回路は、同相軸受信信号及び直交軸受信信号
に同相軸用拡散符号及び直交軸拡散符号をそれぞれ乗算
し、乗算結果を加減算した後平均化が行われるように作
用する。
【００４１】また、請求項２のスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路は、請求項１記載の複数のデータ復調回路
出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように
作用する。
ータ復調回路は、請求項１記載の複数のデータ復調回路
出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように
作用する。
【００４２】また、請求項３のスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路は、一定時間遅延させた受信信号に対し、
周波数・位相補償を行うので、相対的な周波数偏差によ
る位相回転量が同一となるように作用する。
ータ復調回路は、一定時間遅延させた受信信号に対し、
周波数・位相補償を行うので、相対的な周波数偏差によ
る位相回転量が同一となるように作用する。
【００４３】また、請求項４のスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路は、請求項３記載の複数のデータ復調回路
出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように
作用する。
ータ復調回路は、請求項３記載の複数のデータ復調回路
出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように
作用する。
【００４４】また、請求項５のスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路は、レベル制御手段を設けることにより、
レベルが一定のまま周波数・位相補償が行われるように
作用する。
ータ復調回路は、レベル制御手段を設けることにより、
レベルが一定のまま周波数・位相補償が行われるように
作用する。
【００４５】また、請求項６のスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路は、請求項５記載の複数のデータ復調回路
出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように
作用する。
ータ復調回路は、請求項５記載の複数のデータ復調回路
出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように
作用する。
【００４６】また、請求項７のスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路は、干渉量算出手段と、キャンセラ付きデ
ータ復調手段により、パイロット信号による干渉量がキ
ャンセルされるように作用する。
ータ復調回路は、干渉量算出手段と、キャンセラ付きデ
ータ復調手段により、パイロット信号による干渉量がキ
ャンセルされるように作用する。
【００４７】また、請求項８のスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路は、請求項７記載の複数のデータ復調回路
出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように
作用する。
ータ復調回路は、請求項７記載の複数のデータ復調回路
出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うように
作用する。
【００４８】また、請求項９のスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路は、選択的干渉量算出手段により、検出さ
れたレベルに応じてキャンセル動作を制御するように作
用する。
ータ復調回路は、選択的干渉量算出手段により、検出さ
れたレベルに応じてキャンセル動作を制御するように作
用する。
【００４９】また、請求項１０のスペクトル拡散通信用
データ復調回路は、請求項９記載の複数のデータ復調回
路出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うよう
に作用する。
データ復調回路は、請求項９記載の複数のデータ復調回
路出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うよう
に作用する。
【００５０】また、請求項１１のスペクトル拡散通信用
データ復調回路は、干渉量算出手段によりレベル制御さ
れた周波数・位相補償手段出力に含まれる干渉量が算出
され、キャンセラ付きデータ復調手段により、パイロッ
ト信号による干渉量がキャンセルされるように作用す
る。
データ復調回路は、干渉量算出手段によりレベル制御さ
れた周波数・位相補償手段出力に含まれる干渉量が算出
され、キャンセラ付きデータ復調手段により、パイロッ
ト信号による干渉量がキャンセルされるように作用す
る。
【００５１】また、請求項１２のスペクトル拡散通信用
データ復調回路は、請求項１１記載の複数のデータ復調
回路出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うよ
うに作用する。
データ復調回路は、請求項１１記載の複数のデータ復調
回路出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うよ
うに作用する。
【００５２】また、請求項１３のスペクトル拡散通信用
データ復調回路は、選択的干渉量算出手段により検出さ
れたレベルに応じて、レベル制御された周波数・位相補
償手段出力に含まれるパイロット信号による干渉量のキ
ャンセル動作を制御するように作用する。
データ復調回路は、選択的干渉量算出手段により検出さ
れたレベルに応じて、レベル制御された周波数・位相補
償手段出力に含まれるパイロット信号による干渉量のキ
ャンセル動作を制御するように作用する。
【００５３】また、請求項１４のスペクトル拡散通信用
データ復調回路は、請求項１３記載の複数のデータ復調
回路出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うよ
うに作用する。
データ復調回路は、請求項１３記載の複数のデータ復調
回路出力に対して最大比合成ダイバーシチ受信を行うよ
うに作用する。
【００５４】
【実施例】以下、図面を用いながら本発明に係るスペク
トル拡散通信用データ復調回路の実施例を示す。
トル拡散通信用データ復調回路の実施例を示す。
【００５５】実施例１．図１は請求項１に係るデータ復
調回路の構成図である。図１において同相軸受信信号Ｒ
ＸI 及び直交軸受信信号ＲＸQ は同相軸の拡散符号ＰＮ
I 及び直交軸の拡散符号ＰＮQ とともに位相差情報抽出
手段１０に入力され、平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａ
ｎＳ２５より位相差に関する情報が抽出される。位相補
償手段３０は、抽出された位相差情報を用いて、検波
後、ＲＸI （ｔ），ＲＸQ （ｔ）に残留する位相差の影
響を補償し、位相補償された同相軸成分、直交軸成分を
出力する。データ復調手段４０では、同相軸成分、直交
軸成分にそれぞれ同相軸の拡散符号ＰＮI 、直交軸の拡
散符号ＰＮQ を乗算し、それぞれの乗算結果を加算器４
３にて加算し、加算器４３出力と移動機に割り当てられ
たＷａｌｓｈ関数とを乗算し、乗算結果をアキュムレー
タ４５において１シンボル時間アキュムレートする。
尚、明細書全体に渡ってアキュムレータ４５出力は、デ
ータ判定手段に導かれデータ判定されるかあるいは、ダ
イバーシチコンバイナ回路に導かれダイバーシチ受信後
データ判定手段に導かれる。
調回路の構成図である。図１において同相軸受信信号Ｒ
ＸI 及び直交軸受信信号ＲＸQ は同相軸の拡散符号ＰＮ
I 及び直交軸の拡散符号ＰＮQ とともに位相差情報抽出
手段１０に入力され、平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａ
ｎＳ２５より位相差に関する情報が抽出される。位相補
償手段３０は、抽出された位相差情報を用いて、検波
後、ＲＸI （ｔ），ＲＸQ （ｔ）に残留する位相差の影
響を補償し、位相補償された同相軸成分、直交軸成分を
出力する。データ復調手段４０では、同相軸成分、直交
軸成分にそれぞれ同相軸の拡散符号ＰＮI 、直交軸の拡
散符号ＰＮQ を乗算し、それぞれの乗算結果を加算器４
３にて加算し、加算器４３出力と移動機に割り当てられ
たＷａｌｓｈ関数とを乗算し、乗算結果をアキュムレー
タ４５において１シンボル時間アキュムレートする。
尚、明細書全体に渡ってアキュムレータ４５出力は、デ
ータ判定手段に導かれデータ判定されるかあるいは、ダ
イバーシチコンバイナ回路に導かれダイバーシチ受信後
データ判定手段に導かれる。
【００５６】以下、図１のより詳細な動作を説明する。
ただし、請求項１の発明は課題のうち検波後残留する位
相差θを簡易な構成で特性よく補償することにあるの
で、ここでは、δωが十分小さい場合（φ＝θ）につい
て説明する。また、同相軸受信信号及び直交軸受信信号
には複数受信パス信号が含まれているが、データ復調回
路がトラックし受信しているパス信号についてのみ考え
る。なお、異なるタイミングの受信パス信号が与える干
渉は、復調時は（アキュムレータ出力において）、ガウ
ス雑音的な振る舞いをすることが報告されている（著
者：ＡＬＬＥＮ ＳＡＬＭＡＳＩ，ＫＬＥＩＮ Ｓ．Ｇ
ＩＬＨＯＵＳＥＮ，文献名：ＯＮ ＴＨＥＳＹＳＴＥＭ
ＤＥＳＩＧＮ ＡＳＰＥＣＴＳ ＯＦ ＣＯＤＥ Ｄ
ＩＶＩＳＩＯＮ ＭＵＬＴＩＰＬＥ ＡＣＣＥＳＳ（Ｃ
ＤＭＡ）ＡＰＰＬＩＥＤ ＴＯ ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＥ
ＬＬＵＬＡＲ ＡＮＤ ＰＥＲＳＯＮＡＬ ＣＯＭＭＵ
ＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＮＥＴＷＯＲＫＳ，４１ｓｔ Ｉ
ＥＥＥ ＶＥＨＩＣＵＬＡＲＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ Ｃ
ＯＮＦＥＲＥＮＣＥ）。
ただし、請求項１の発明は課題のうち検波後残留する位
相差θを簡易な構成で特性よく補償することにあるの
で、ここでは、δωが十分小さい場合（φ＝θ）につい
て説明する。また、同相軸受信信号及び直交軸受信信号
には複数受信パス信号が含まれているが、データ復調回
路がトラックし受信しているパス信号についてのみ考え
る。なお、異なるタイミングの受信パス信号が与える干
渉は、復調時は（アキュムレータ出力において）、ガウ
ス雑音的な振る舞いをすることが報告されている（著
者：ＡＬＬＥＮ ＳＡＬＭＡＳＩ，ＫＬＥＩＮ Ｓ．Ｇ
ＩＬＨＯＵＳＥＮ，文献名：ＯＮ ＴＨＥＳＹＳＴＥＭ
ＤＥＳＩＧＮ ＡＳＰＥＣＴＳ ＯＦ ＣＯＤＥ Ｄ
ＩＶＩＳＩＯＮ ＭＵＬＴＩＰＬＥ ＡＣＣＥＳＳ（Ｃ
ＤＭＡ）ＡＰＰＬＩＥＤ ＴＯ ＤＩＧＩＴＡＬ ＣＥ
ＬＬＵＬＡＲ ＡＮＤ ＰＥＲＳＯＮＡＬ ＣＯＭＭＵ
ＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＮＥＴＷＯＲＫＳ，４１ｓｔ Ｉ
ＥＥＥ ＶＥＨＩＣＵＬＡＲＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ Ｃ
ＯＮＦＥＲＥＮＣＥ）。
【００５７】従来の技術で説明したように、同相軸受信
信号ＲＸI （ｔ）、直交軸受信信号ＲＸQ （ｔ）は、そ
れぞれ、 ＲＸI （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ ＲＸQ （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝ である。乗算器１１，１３出力はそれぞれＲＸI （ｔ）
ＰＮI （ｔ），ＲＸQ （ｔ）ＰＮQ となる。従って加算
器１５出力は、ＰＮI 2（ｔ）＝ＰＮQ 2（ｔ）＝１である
から、 ＲＸI （ｔ）ＰＮI （ｔ）＋ＲＸQ （ｔ）ＰＮQ （ｔ） ＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮI （ｔ） ＋ ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮQ （ｔ） ＝２ρＷ（ｔ）ｃｏｓθ となる。同様に乗算器１２，１４出力はそれぞれ、−Ｒ
ＸI （ｔ）ＰＮQ （ｔ），ＲＸQ （ｔ）ＰＮI となる。
従って加算器１６出力は、 ＲＸQ （ｔ）ＰＮI （ｔ）−ＲＸI （ｔ）ＰＮQ （ｔ） ＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮI （ｔ） − ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮQ （ｔ） ＝２ρＷ（ｔ）ｓｉｎθ となる。加算器１５，１６出力はそれぞれ平均化部ｍｅ
ａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５に入力される。なお、従来
の図３３，３４に比べ、加算器により平均化部へ入力す
る前にｃｏｓθが抽出される成分とｓｉｎθが抽出され
る成分が、それぞれコヒーレント（ベクトル的に同一方
向）に加算された後に平均化部に入力される。一方、そ
れぞれの加算器に入力される雑音はそれぞれ互いに独立
であるため、ランダムに加算される。従って、同一の平
均化時間でも、より雑音の影響の少ない位相差情報が抽
出できる。
信号ＲＸI （ｔ）、直交軸受信信号ＲＸQ （ｔ）は、そ
れぞれ、 ＲＸI （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ ＲＸQ （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝ である。乗算器１１，１３出力はそれぞれＲＸI （ｔ）
ＰＮI （ｔ），ＲＸQ （ｔ）ＰＮQ となる。従って加算
器１５出力は、ＰＮI 2（ｔ）＝ＰＮQ 2（ｔ）＝１である
から、 ＲＸI （ｔ）ＰＮI （ｔ）＋ＲＸQ （ｔ）ＰＮQ （ｔ） ＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮI （ｔ） ＋ ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮQ （ｔ） ＝２ρＷ（ｔ）ｃｏｓθ となる。同様に乗算器１２，１４出力はそれぞれ、−Ｒ
ＸI （ｔ）ＰＮQ （ｔ），ＲＸQ （ｔ）ＰＮI となる。
従って加算器１６出力は、 ＲＸQ （ｔ）ＰＮI （ｔ）−ＲＸI （ｔ）ＰＮQ （ｔ） ＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓθ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮI （ｔ） − ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓθ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎθ｝ＰＮQ （ｔ） ＝２ρＷ（ｔ）ｓｉｎθ となる。加算器１５，１６出力はそれぞれ平均化部ｍｅ
ａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５に入力される。なお、従来
の図３３，３４に比べ、加算器により平均化部へ入力す
る前にｃｏｓθが抽出される成分とｓｉｎθが抽出され
る成分が、それぞれコヒーレント（ベクトル的に同一方
向）に加算された後に平均化部に入力される。一方、そ
れぞれの加算器に入力される雑音はそれぞれ互いに独立
であるため、ランダムに加算される。従って、同一の平
均化時間でも、より雑音の影響の少ない位相差情報が抽
出できる。
【００５８】図２は平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎ
Ｓ２５の詳細構成を示す図である。加算器１５あるいは
１６出力は平均化部ｍｅａｎＣ２０あるいはｍｅａｎＳ
２５内のアキュムレータ２１に入力され１シンボル時間
Ｔに渡り積分（累積加算）される。ｍｅａｎＣ２０の場
合は、 ∫２ρＷ（ｔ）ｃｏｓθｄｔ＝２ρ∫Σαi ｄi （ｔ）Ｗi （ｔ）ｃｏｓθｄｔ （∫は１シンボル時間に渡る積分） となる。積分時間がシンボル時間Ｔである場合、Ｗａｌ
ｓｈ関数の直交性により、ＷO （ｔ）［＝１］以外の積
分結果はゼロとなる。そして、ｉ＝０はパイロット信号
に割り当てられたＷａｌｓｈ関数であり、パイロット信
号は無変調（ｄO＝１）であるため、ｍｅａｎＣ２０の
出力は、２ＴραO ｃｏｓθとなる。同様にｍｅａｎＳ
２５の出力は、２ＴραO ｓｉｎθとなる。
Ｓ２５の詳細構成を示す図である。加算器１５あるいは
１６出力は平均化部ｍｅａｎＣ２０あるいはｍｅａｎＳ
２５内のアキュムレータ２１に入力され１シンボル時間
Ｔに渡り積分（累積加算）される。ｍｅａｎＣ２０の場
合は、 ∫２ρＷ（ｔ）ｃｏｓθｄｔ＝２ρ∫Σαi ｄi （ｔ）Ｗi （ｔ）ｃｏｓθｄｔ （∫は１シンボル時間に渡る積分） となる。積分時間がシンボル時間Ｔである場合、Ｗａｌ
ｓｈ関数の直交性により、ＷO （ｔ）［＝１］以外の積
分結果はゼロとなる。そして、ｉ＝０はパイロット信号
に割り当てられたＷａｌｓｈ関数であり、パイロット信
号は無変調（ｄO＝１）であるため、ｍｅａｎＣ２０の
出力は、２ＴραO ｃｏｓθとなる。同様にｍｅａｎＳ
２５の出力は、２ＴραO ｓｉｎθとなる。
【００５９】なお、アキュムレータ２１出力には、他の
マルチパス信号あるいは、熱雑音等に起因する雑音成分
も含まれているため、アキュムレータ出力をシフトレジ
スタ２３ａ，２３ｂに導き、その内容を加算器２４で加
算して、平均化を行い、雑音の影響を軽減する。シフト
レジスタはＴ間隔で入力されるアキュムレータ出力を順
次シフトしてゆく。本実施例では、シフトレジスタの段
数を２段とした場合について示すが、これは、信号強
度、移動機の移動に伴う受信信号の位相変動等に応じて
最適に設定されるものである。また、アキュムレータ２
１とシフトレジスタ２３ａ間に挿入されている乗算器は
正規化を行うための重み付け回路であり、例えば、加算
器２４への入力数をｍ（レジスタ段数＝ｍ−１）とした
場合には、係数として、１／（２Ｔ・ｍ）が設定され
る。そして、雑音の影響が軽減された加算器２４出力が
平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５の出力ραO
ｃｏｓθ，ραO ｓｉｎθであり、位相差情報抽出手段
の出力である。
マルチパス信号あるいは、熱雑音等に起因する雑音成分
も含まれているため、アキュムレータ出力をシフトレジ
スタ２３ａ，２３ｂに導き、その内容を加算器２４で加
算して、平均化を行い、雑音の影響を軽減する。シフト
レジスタはＴ間隔で入力されるアキュムレータ出力を順
次シフトしてゆく。本実施例では、シフトレジスタの段
数を２段とした場合について示すが、これは、信号強
度、移動機の移動に伴う受信信号の位相変動等に応じて
最適に設定されるものである。また、アキュムレータ２
１とシフトレジスタ２３ａ間に挿入されている乗算器は
正規化を行うための重み付け回路であり、例えば、加算
器２４への入力数をｍ（レジスタ段数＝ｍ−１）とした
場合には、係数として、１／（２Ｔ・ｍ）が設定され
る。そして、雑音の影響が軽減された加算器２４出力が
平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５の出力ραO
ｃｏｓθ，ραO ｓｉｎθであり、位相差情報抽出手段
の出力である。
【００６０】位相差情報抽出手段により抽出された位相
差情報を用いて、受信信号に含まれる検波後の残留位相
の影響を補償する動作は、図３３、図３４の従来例と同
様であり、［００１４］ないし［００１５］で説明した
ように、加算器３５は、ρＳ I （ｔ）に係数ραO が加
算されたρ2 αO ＳI （ｔ）を出力し、同様に加算器３
６はρ2 αO ＳQ （ｔ）を出力する。加算器３５，３６
出力は位相差の影響が除去された同相軸成分及び直交軸
成分であり、位相補償手段出力として、データ復調手段
に入力される。
差情報を用いて、受信信号に含まれる検波後の残留位相
の影響を補償する動作は、図３３、図３４の従来例と同
様であり、［００１４］ないし［００１５］で説明した
ように、加算器３５は、ρＳ I （ｔ）に係数ραO が加
算されたρ2 αO ＳI （ｔ）を出力し、同様に加算器３
６はρ2 αO ＳQ （ｔ）を出力する。加算器３５，３６
出力は位相差の影響が除去された同相軸成分及び直交軸
成分であり、位相補償手段出力として、データ復調手段
に入力される。
【００６１】データ復調手段では、同相軸成分にＰＮI
（ｔ）が乗算され、直交軸成分にＰＮQ （ｔ）が乗算さ
れ、加算器４３で乗算結果が加算されて以下の出力を得
る。 ρ2 αO ＳI （ｔ）ＰＮI （ｔ）＋ρ2 αO ＳQ （ｔ）ＰＮQ （ｔ） ＝ρ2 αO ［ＳI （ｔ）ＰＮI （ｔ）＋ＳQ （ｔ）ＰＮQ （ｔ）］ ＝ρ2 αO Ｗ（ｔ）［ＰＮI 2 （ｔ）＋ＰＮQ 2 （ｔ）］ ＝２ρ2 αO Ｗ（ｔ） そして、乗算器４４は、加算器４３出力と移動機に割り
当てられたＷａｌｓｈ関数Ｗi （ｔ）と乗算し、 ２ρ2 αO Ｗ（ｔ）Ｗi （ｔ） ＝２ρ2 αO Ｗi （ｔ）Σαi ｄi （ｔ）Ｗi （ｔ） をアキュムレータ４５へ出力する。アキュムレータ４５
では乗算器４４出力を累積加算する。アキュムレータ出
力は、Ｗａｌｓｈ関数の直交性により多重化信号中αi
ｄi （ｔ）Ｗi （ｔ）のみが抽出され、データ復調手段
出力として、２ρ2 αO αi ｄi （ｔ）を得る。
（ｔ）が乗算され、直交軸成分にＰＮQ （ｔ）が乗算さ
れ、加算器４３で乗算結果が加算されて以下の出力を得
る。 ρ2 αO ＳI （ｔ）ＰＮI （ｔ）＋ρ2 αO ＳQ （ｔ）ＰＮQ （ｔ） ＝ρ2 αO ［ＳI （ｔ）ＰＮI （ｔ）＋ＳQ （ｔ）ＰＮQ （ｔ）］ ＝ρ2 αO Ｗ（ｔ）［ＰＮI 2 （ｔ）＋ＰＮQ 2 （ｔ）］ ＝２ρ2 αO Ｗ（ｔ） そして、乗算器４４は、加算器４３出力と移動機に割り
当てられたＷａｌｓｈ関数Ｗi （ｔ）と乗算し、 ２ρ2 αO Ｗ（ｔ）Ｗi （ｔ） ＝２ρ2 αO Ｗi （ｔ）Σαi ｄi （ｔ）Ｗi （ｔ） をアキュムレータ４５へ出力する。アキュムレータ４５
では乗算器４４出力を累積加算する。アキュムレータ出
力は、Ｗａｌｓｈ関数の直交性により多重化信号中αi
ｄi （ｔ）Ｗi （ｔ）のみが抽出され、データ復調手段
出力として、２ρ2 αO αi ｄi （ｔ）を得る。
【００６２】なお、ここでは乗算器２２による正規化を
アキュムレータとシフトレジスタの間で行う方法につい
て開示したが、正規化はアキュムレータ入力で行って
も、加算器出力で行っても、あるいは複数の場所に分け
て行ってもよい。正規化は、ディジタルデータの量子化
ビット数、あるいはシフトレジスタの段数等に応じて、
量子化誤差の影響が最小となる場所等の最も好ましい場
所で行えばよい。
アキュムレータとシフトレジスタの間で行う方法につい
て開示したが、正規化はアキュムレータ入力で行って
も、加算器出力で行っても、あるいは複数の場所に分け
て行ってもよい。正規化は、ディジタルデータの量子化
ビット数、あるいはシフトレジスタの段数等に応じて、
量子化誤差の影響が最小となる場所等の最も好ましい場
所で行えばよい。
【００６３】実施例２．図３は請求項２に係るデータ復
調回路の構成図である。６００は第１のデータ復調回路
であり、６１０は第２のデータ復調回路である。６０
０，６１０の動作は実施例１と同一であるが、６００は
第１の受信パス信号に対して動作し、６１０は第２の受
信パス信号に対して動作する。ＰＮI1，ＰＮQ1，Ｗi1は
それぞれ第１の受信パス信号の拡散符号、Ｗａｌｓｈ関
数であり、ＰＮI2，ＰＮQ2，Ｗi2はそれぞれ第２の受信
パス信号の拡散符号、Ｗａｌｓｈ関数である。第１、第
２の受信パス信号が同一の基地局から送信された信号に
対しては拡散符号、Ｗａｌｓｈ関数とも全く同一であ
り、タイミングのみが異なる。移動機と基地局の位置関
係によっては、複数の基地局から同一の移動機に対し信
号が同時に送信される場合があるが、そのような場合に
は、ＰＮI1，ＰＮQ1，Ｗi1は第１の基地局で使用された
拡散符号とＷａｌｓｈ関数、ＰＮI2，ＰＮQ2，Ｗi2は第
２の基地局で使用された拡散符号とＷａｌｓｈ関数とな
る。これらの関係はその他の実施例についても同様であ
る。
調回路の構成図である。６００は第１のデータ復調回路
であり、６１０は第２のデータ復調回路である。６０
０，６１０の動作は実施例１と同一であるが、６００は
第１の受信パス信号に対して動作し、６１０は第２の受
信パス信号に対して動作する。ＰＮI1，ＰＮQ1，Ｗi1は
それぞれ第１の受信パス信号の拡散符号、Ｗａｌｓｈ関
数であり、ＰＮI2，ＰＮQ2，Ｗi2はそれぞれ第２の受信
パス信号の拡散符号、Ｗａｌｓｈ関数である。第１、第
２の受信パス信号が同一の基地局から送信された信号に
対しては拡散符号、Ｗａｌｓｈ関数とも全く同一であ
り、タイミングのみが異なる。移動機と基地局の位置関
係によっては、複数の基地局から同一の移動機に対し信
号が同時に送信される場合があるが、そのような場合に
は、ＰＮI1，ＰＮQ1，Ｗi1は第１の基地局で使用された
拡散符号とＷａｌｓｈ関数、ＰＮI2，ＰＮQ2，Ｗi2は第
２の基地局で使用された拡散符号とＷａｌｓｈ関数とな
る。これらの関係はその他の実施例についても同様であ
る。
【００６４】データ復調回路６００出力Ｄ1 、データ復
調回路６１０出力Ｄ2 は図４に示されるダイバーシチコ
ンバイナ回路に入力される。ダイバーシチコンバイナ回
路では、遅延手段６０１，６０２により、Ｄ1 とＤ2 の
タイミングが同一となるようにタイミング調整される。
それぞれの遅延時間Ｔ1 ，Ｔ2 は、同一受信装置内のサ
ーチャーレシーバ５あるいはデータ復調回路６００，６
１０及びコントロールプロセッサ８等により決定され
る。遅延回路出力は加算器６０３において加算後、デー
タ判定手段６０４に導かれてデータ判定される。このダ
イバーシチコンバイナ回路では、データ復調回路６０
０，６１０の位相補償手段１０において、位相補償され
る際に係数ρ1 αO ，ρ2 αO が同時に乗算される。こ
こで、ρ1 ，ρ2 はそれぞれ第１、第２の受信パス信号
の受信振幅である。即ち最大比合成ダイバーシチ受信動
作を行う際に必要な受信レベルに応じた重み付けが既に
行われているため、ダイバーシチコンバイナ回路では、
タイミング調整後の出力を加算するのみでよく、回路が
非常に簡略化される。また、位相補償、振幅に対応した
重み付けも各データ復調回路で復調すべき受信パス信号
に含まれる単一のパイロット信号のみの平均化結果を用
いているため、平均化部のシフトレジスタの段数が最適
に設定されている場合には、最大比合成に必要な位相補
償、レベルに対する重み付けも最適に行なわれているた
め、サーチャーレシーバからの雑音の影響が大きい位相
情報、振幅情報を用いる場合に比べ、雑音の影響が十分
に軽減された最大比合成ダイバーシチ受信が実現され、
好適なダイバーシチ受信の効果が得られデータ復調特性
が大きく改善される。
調回路６１０出力Ｄ2 は図４に示されるダイバーシチコ
ンバイナ回路に入力される。ダイバーシチコンバイナ回
路では、遅延手段６０１，６０２により、Ｄ1 とＤ2 の
タイミングが同一となるようにタイミング調整される。
それぞれの遅延時間Ｔ1 ，Ｔ2 は、同一受信装置内のサ
ーチャーレシーバ５あるいはデータ復調回路６００，６
１０及びコントロールプロセッサ８等により決定され
る。遅延回路出力は加算器６０３において加算後、デー
タ判定手段６０４に導かれてデータ判定される。このダ
イバーシチコンバイナ回路では、データ復調回路６０
０，６１０の位相補償手段１０において、位相補償され
る際に係数ρ1 αO ，ρ2 αO が同時に乗算される。こ
こで、ρ1 ，ρ2 はそれぞれ第１、第２の受信パス信号
の受信振幅である。即ち最大比合成ダイバーシチ受信動
作を行う際に必要な受信レベルに応じた重み付けが既に
行われているため、ダイバーシチコンバイナ回路では、
タイミング調整後の出力を加算するのみでよく、回路が
非常に簡略化される。また、位相補償、振幅に対応した
重み付けも各データ復調回路で復調すべき受信パス信号
に含まれる単一のパイロット信号のみの平均化結果を用
いているため、平均化部のシフトレジスタの段数が最適
に設定されている場合には、最大比合成に必要な位相補
償、レベルに対する重み付けも最適に行なわれているた
め、サーチャーレシーバからの雑音の影響が大きい位相
情報、振幅情報を用いる場合に比べ、雑音の影響が十分
に軽減された最大比合成ダイバーシチ受信が実現され、
好適なダイバーシチ受信の効果が得られデータ復調特性
が大きく改善される。
【００６５】実施例３．図５は請求項３に係るデータ復
調回路の構成図である。実施例１と異なる点は遅延手段
５０，５１が付加された点である。位相差情報抽出手段
１０、データ復調手段４０は請求項１と同一である。周
波数・位相補償手段６０の構成は位相補償手段３０の構
成と全く同一であるが、周波数偏差についての補償も可
能となるため、名称を異にしている。請求項３の発明
は、課題のうち簡易な構成で検波後残留する搬送波オフ
セットの影響を特性よく除去することにある。以下、図
５の原理について説明する。
調回路の構成図である。実施例１と異なる点は遅延手段
５０，５１が付加された点である。位相差情報抽出手段
１０、データ復調手段４０は請求項１と同一である。周
波数・位相補償手段６０の構成は位相補償手段３０の構
成と全く同一であるが、周波数偏差についての補償も可
能となるため、名称を異にしている。請求項３の発明
は、課題のうち簡易な構成で検波後残留する搬送波オフ
セットの影響を特性よく除去することにある。以下、図
５の原理について説明する。
【００６６】搬送波オフセットが存在する場合、同相軸
受信信号及び直交軸受信信号はそれぞれ、以下のように
なる。 ＲＸI （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓφ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎφ｝ ＲＸQ （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓφ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎφ｝ ここでφ＝δωｔ＋θは時間関数である。図３０に示す
ように、第ｎ番目のシンボルが時間（ｎ−１／２）Ｔか
ら（ｎ＋１／２）Ｔに渡って存在する場合、第ｎ番目の
シンボルの平均位相角φ（ｎ）は、 φ（ｎ）＝δωｎＴ＋θ＝ｎ（δωＴ）＋θ＝ｎδφ＋θ となる。図２において、アキュムレータ２１出力を加算
器２４による平均化を行わず直接出力した場合でも、ア
キュムレータは演算時間Ｔを要するため、ＲＸ
I（ｔ），ＲＸQ （ｔ）に含まれる搬送波オフセットφ
（ｎ＋１）との間にδφだけの位相差が生じることにな
る。加算器２４は雑音の影響を軽減するためのものであ
るが、２段のシフトレジスタを用いて平均化を行う場合
には、φ（ｎ），φ（ｎ−１），φ（ｎ−２）の位相の
平均を行うため、ＲＸI （ｔ），ＲＸQ （ｔ）に含まれ
る残留搬送波オフセットφ（ｎ＋１）との位相差がさら
に増大する傾向にある。しかしながら、位相差情報抽出
手段から抽出される位相差情報で、ＲＸI （ｔ），ＲＸ
Q （ｔ）ではなく、ＲＸI （ｔ），ＲＸQ （ｔ）を２シ
ンボル時間遅延させた同相軸受信信号、直交軸受信信号
を位相補償すれば、２シンボル前の残留搬送波オフセッ
トはφ（ｎ−１）であるから、加算器２４出力から得ら
れる搬送波オフセットに一致するはずである。即ち、遅
延手段５０，５１の遅延時間Ｔｄ＝２Ｔとすれば、周波
数偏差による位相回転δφが存在する場合でも、搬送波
オフセットの影響を除去することができる。本実施例で
は、周波数偏差に対してもｔａｎ-1演算を必要とせず、
単に遅延手段を設けるのみであるので、構成が容易であ
り、処理量も少ない。なお、遅延手段はシフトレジスタ
等から構成されるが、少なくともチップ時間単位でシフ
トされる必要があり、チップ時間間隔と遅延時間とに応
じた段数を要する。
受信信号及び直交軸受信信号はそれぞれ、以下のように
なる。 ＲＸI （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮI （ｔ）ｃｏｓφ−ＰＮQ （ｔ）ｓｉｎφ｝ ＲＸQ （ｔ）＝ρＷ（ｔ）｛ＰＮQ （ｔ）ｃｏｓφ＋ＰＮI （ｔ）ｓｉｎφ｝ ここでφ＝δωｔ＋θは時間関数である。図３０に示す
ように、第ｎ番目のシンボルが時間（ｎ−１／２）Ｔか
ら（ｎ＋１／２）Ｔに渡って存在する場合、第ｎ番目の
シンボルの平均位相角φ（ｎ）は、 φ（ｎ）＝δωｎＴ＋θ＝ｎ（δωＴ）＋θ＝ｎδφ＋θ となる。図２において、アキュムレータ２１出力を加算
器２４による平均化を行わず直接出力した場合でも、ア
キュムレータは演算時間Ｔを要するため、ＲＸ
I（ｔ），ＲＸQ （ｔ）に含まれる搬送波オフセットφ
（ｎ＋１）との間にδφだけの位相差が生じることにな
る。加算器２４は雑音の影響を軽減するためのものであ
るが、２段のシフトレジスタを用いて平均化を行う場合
には、φ（ｎ），φ（ｎ−１），φ（ｎ−２）の位相の
平均を行うため、ＲＸI （ｔ），ＲＸQ （ｔ）に含まれ
る残留搬送波オフセットφ（ｎ＋１）との位相差がさら
に増大する傾向にある。しかしながら、位相差情報抽出
手段から抽出される位相差情報で、ＲＸI （ｔ），ＲＸ
Q （ｔ）ではなく、ＲＸI （ｔ），ＲＸQ （ｔ）を２シ
ンボル時間遅延させた同相軸受信信号、直交軸受信信号
を位相補償すれば、２シンボル前の残留搬送波オフセッ
トはφ（ｎ−１）であるから、加算器２４出力から得ら
れる搬送波オフセットに一致するはずである。即ち、遅
延手段５０，５１の遅延時間Ｔｄ＝２Ｔとすれば、周波
数偏差による位相回転δφが存在する場合でも、搬送波
オフセットの影響を除去することができる。本実施例で
は、周波数偏差に対してもｔａｎ-1演算を必要とせず、
単に遅延手段を設けるのみであるので、構成が容易であ
り、処理量も少ない。なお、遅延手段はシフトレジスタ
等から構成されるが、少なくともチップ時間単位でシフ
トされる必要があり、チップ時間間隔と遅延時間とに応
じた段数を要する。
【００６７】以下に図５の動作について説明する。シフ
トレジスタ２３の段数が２段の場合、 ｃｏｓ｛φ（ｎ）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ［｛φ（ｎ）＋φ（ｎ−２）｝／２］ ＊ｃｏｓ［｛φ（ｎ）−φ（ｎ−２）｝／２］ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ） ＊ｃｏｓ［（ｎ−１）δφ＋θ］ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ）＊ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝［１＋２ｃｏｓ（δφ）］ なる関係を用いれば、ｍｅａｎＣ２０における加算器２
４の出力は、 ραO （１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝ 同様にして、 ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｓｉｎ［｛φ（ｎ）＋φ（ｎ−２）｝／２］ ＊ｃｏｓ［｛φ（ｎ）−φ（ｎ−２）｝／２］ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ） ＊ｓｉｎ［（ｎ−１）δφ＋θ］ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ）＊ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝［１＋２ｃｏｓ（δφ）］ なる関係を用いれば、ｍｅａｎＳ２５における加算器２
４の出力は、 ραO （１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝ となる。従って、遅延手段５０及び５１の遅延時間Ｔｄ
を２Ｔ（２シンボル時間）とすれば、検波後の残留搬送
波オフセット量がφ（ｎ−１）で一致するため、実施例
１の場合と同様に、係数ραO （１／３）［１＋２ｃｏ
ｓ（δφ）］を除き、搬送波オフセットの影響を周波数
・位相補償手段において除去することができる。
トレジスタ２３の段数が２段の場合、 ｃｏｓ｛φ（ｎ）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ）｝＋ｃｏｓ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ［｛φ（ｎ）＋φ（ｎ−２）｝／２］ ＊ｃｏｓ［｛φ（ｎ）−φ（ｎ−２）｝／２］ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ） ＊ｃｏｓ［（ｎ−１）δφ＋θ］ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ）＊ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝ ＝ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝［１＋２ｃｏｓ（δφ）］ なる関係を用いれば、ｍｅａｎＣ２０における加算器２
４の出力は、 ραO （１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝ 同様にして、 ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ）｝＋ｓｉｎ｛φ（ｎ−２）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｓｉｎ［｛φ（ｎ）＋φ（ｎ−２）｝／２］ ＊ｃｏｓ［｛φ（ｎ）−φ（ｎ−２）｝／２］ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ） ＊ｓｉｎ［（ｎ−１）δφ＋θ］ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝＋２ｃｏｓ（δφ）＊ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝ ＝ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝［１＋２ｃｏｓ（δφ）］ なる関係を用いれば、ｍｅａｎＳ２５における加算器２
４の出力は、 ραO （１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｓｉｎ｛φ（ｎ−１）｝ となる。従って、遅延手段５０及び５１の遅延時間Ｔｄ
を２Ｔ（２シンボル時間）とすれば、検波後の残留搬送
波オフセット量がφ（ｎ−１）で一致するため、実施例
１の場合と同様に、係数ραO （１／３）［１＋２ｃｏ
ｓ（δφ）］を除き、搬送波オフセットの影響を周波数
・位相補償手段において除去することができる。
【００６８】ここで、係数のうち（１／３）［１＋２ｃ
ｏｓ（δφ）］は、δφに依存する平均化操作に伴う損
失と考えられる。δφ＝０の時（φ＝θ）の時は、係数
はραO （損失無し）であり、搬送波オフセットが位相
差θのみの時は、実施例１の場合と全く同一の効果が得
られる。δφの増大に伴い係数の値は減少し、δφ＝±
２π／３の時は、係数が０となり、位相差情報が抽出さ
れないことになる。従って、シフトレジスタを２段とし
た場合、δφ（シンボル当たりの位相回転量）＝２π／
３ｒａｄが残留搬送波オフセットの補償限界となる。
ｏｓ（δφ）］は、δφに依存する平均化操作に伴う損
失と考えられる。δφ＝０の時（φ＝θ）の時は、係数
はραO （損失無し）であり、搬送波オフセットが位相
差θのみの時は、実施例１の場合と全く同一の効果が得
られる。δφの増大に伴い係数の値は減少し、δφ＝±
２π／３の時は、係数が０となり、位相差情報が抽出さ
れないことになる。従って、シフトレジスタを２段とし
た場合、δφ（シンボル当たりの位相回転量）＝２π／
３ｒａｄが残留搬送波オフセットの補償限界となる。
【００６９】補償限界はシフトレジスタの段数により変
化する。例えば、シフトレジスタの段数が４（加算器で
の加算数が５）の場合には、ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎ
Ｓ２５の出力は、それぞれ ραO （１／５）［１＋２ｃｏｓ（２δφ）＋２ｃｏｓ
（δφ）］ｃｏｓ｛φ（ｎ−３）｝ ραO （１／５）［１＋２ｃｏｓ（２δφ）＋２ｃｏｓ
（δφ）］ｓｉｎ｛φ（ｎ−３）｝ となる。それに伴い、遅延手段５０，５１の遅延時間Ｔ
ｄは４Ｔに設定する必要がある。この場合、平均化数の
増大に伴い、雑音の影響はより軽減される。ただし、補
償限界となるδφは０．４πｒａｄであり、補償できる
最高周波数オフセット量が低下する。一方シフトレジス
タの段数が１の場合には、ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ
２５の出力はそれぞれ、 ραO （１／２）２ｃｏｓ（δφ／２）ｃｏｓ｛φ（ｎ
−１／２）｝ ραO （１／２）２ｃｏｓ（δφ／２）ｓｉｎ｛φ（ｎ
−１／２）｝ となる。この場合は、遅延手段５０，５１の遅延時間Ｔ
ｄは、１．５Ｔに設定する必要がある。この場合平均化
数の減少に伴い、雑音の影響が増大するが、補償限界と
なるδφはπとなり、補償可能な最高周波数オフセット
量が増大する。なお、位相差情報抽出手段１０の出力の
導出は、シフトレジスタの段数２の時と同様に、三角関
数の和の公式を用いることにより得られる。
化する。例えば、シフトレジスタの段数が４（加算器で
の加算数が５）の場合には、ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎ
Ｓ２５の出力は、それぞれ ραO （１／５）［１＋２ｃｏｓ（２δφ）＋２ｃｏｓ
（δφ）］ｃｏｓ｛φ（ｎ−３）｝ ραO （１／５）［１＋２ｃｏｓ（２δφ）＋２ｃｏｓ
（δφ）］ｓｉｎ｛φ（ｎ−３）｝ となる。それに伴い、遅延手段５０，５１の遅延時間Ｔ
ｄは４Ｔに設定する必要がある。この場合、平均化数の
増大に伴い、雑音の影響はより軽減される。ただし、補
償限界となるδφは０．４πｒａｄであり、補償できる
最高周波数オフセット量が低下する。一方シフトレジス
タの段数が１の場合には、ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ
２５の出力はそれぞれ、 ραO （１／２）２ｃｏｓ（δφ／２）ｃｏｓ｛φ（ｎ
−１／２）｝ ραO （１／２）２ｃｏｓ（δφ／２）ｓｉｎ｛φ（ｎ
−１／２）｝ となる。この場合は、遅延手段５０，５１の遅延時間Ｔ
ｄは、１．５Ｔに設定する必要がある。この場合平均化
数の減少に伴い、雑音の影響が増大するが、補償限界と
なるδφはπとなり、補償可能な最高周波数オフセット
量が増大する。なお、位相差情報抽出手段１０の出力の
導出は、シフトレジスタの段数２の時と同様に、三角関
数の和の公式を用いることにより得られる。
【００７０】上記の説明においては補償限界を位相差情
報抽出手段１０の出力が０となるδφとして言及した
が、補償限界に近づくにつれ、位相差情報抽出手段１０
出力は徐々に減少してゆく。更に、搬送波オフセットが
大きくなると平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５
内のアキュムレータ２１出力（相関値）も低下してく
る。この低下量は例えば電子情報通信学会論文誌、Ｖｏ
ｌ．Ｊ６９−Ｂ Ｎｏ．１１ｐｐ．１５４０〜１５４７
で報告されている。一方、アキュムレータ２１出力に含
まれる雑音成分は搬送波オフセットとは独立であるか
ら、平均化操作に伴う損失、アキュムレータ出力の低下
により、雑音の影響が徐々に増大してゆく。移動機にお
いては、以上のことに注意して、シフトレジスタの段数
を決定する必要がある。これには、損失の度合とアキュ
ムレータ出力（相関値）の低下と、シフトレジスタの段
数の増加に伴う雑音の影響の低減効果及び、搬送波オフ
セットの補償限界等を加味しながら、実システムに合う
ように決定されるのが好ましい。
報抽出手段１０の出力が０となるδφとして言及した
が、補償限界に近づくにつれ、位相差情報抽出手段１０
出力は徐々に減少してゆく。更に、搬送波オフセットが
大きくなると平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５
内のアキュムレータ２１出力（相関値）も低下してく
る。この低下量は例えば電子情報通信学会論文誌、Ｖｏ
ｌ．Ｊ６９−Ｂ Ｎｏ．１１ｐｐ．１５４０〜１５４７
で報告されている。一方、アキュムレータ２１出力に含
まれる雑音成分は搬送波オフセットとは独立であるか
ら、平均化操作に伴う損失、アキュムレータ出力の低下
により、雑音の影響が徐々に増大してゆく。移動機にお
いては、以上のことに注意して、シフトレジスタの段数
を決定する必要がある。これには、損失の度合とアキュ
ムレータ出力（相関値）の低下と、シフトレジスタの段
数の増加に伴う雑音の影響の低減効果及び、搬送波オフ
セットの補償限界等を加味しながら、実システムに合う
ように決定されるのが好ましい。
【００７１】実施例４．図６は請求項４に係るデータ復
調回路の構成図である。６２０，６３０はそれぞれ第
１、第２のデータ復調回路であり、その動作は実施例３
と同一である。データ復調回路６２０，６３０はそれぞ
れ遅延手段５０，５１を有しているため、図４に示され
るダイバーシチコンバイナ回路に入力することにより、
実施例２の効果に加えて、周波数偏差がある場合におい
ても同様な効果を得ることができ、簡易な構成で搬送波
オフセットの影響を排除し、かつ、好適な最大比合成ダ
イバーシチの動作が実現できる。
調回路の構成図である。６２０，６３０はそれぞれ第
１、第２のデータ復調回路であり、その動作は実施例３
と同一である。データ復調回路６２０，６３０はそれぞ
れ遅延手段５０，５１を有しているため、図４に示され
るダイバーシチコンバイナ回路に入力することにより、
実施例２の効果に加えて、周波数偏差がある場合におい
ても同様な効果を得ることができ、簡易な構成で搬送波
オフセットの影響を排除し、かつ、好適な最大比合成ダ
イバーシチの動作が実現できる。
【００７２】実施例５．図７は請求項５に係るデータ復
調回路の構成図である。実施例３と異なる点は、位相差
情報抽出手段１０と周波数・位相補償手段６０の間にレ
ベル制御手段７０が挿入されている点である。その他の
構成要素は、実施例３と同一である。実施例３におい
て、シフトレジスタの段数が２の場合の平均化部ｍｅａ
ｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５出力は、それぞれ、 ραO （１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｃｏｓ
｛φ（ｎ−１）｝ ραO （１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｓｉｎ
｛φ（ｎ−１）｝ となることを説明した。これらのうち、真の位相差情報
は、ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝及び、ｓｉｎ｛φ（ｎ−
１）｝であり、係数の部分は、周波数・位相補償手段出
力において、同相軸成分及び直交軸成分に乗算される形
となる。ＲＸI ，ＲＸQ はＡ／Ｄコンバータによりディ
ジタル信号に変換されたディジタルデータであるため、
ディジタルデータを表すビット数に適合するようにアナ
ログ部において、ＡＧＣ等の操作が行われた後Ａ／Ｄ変
換されている。従って、ビット数に余り余裕のないよう
な場合には、搬送波オフセット補償を行う際に係数の乗
算により振幅まで変換されると量子化誤差の影響を大き
く受ける場合がある。特に、移動機の場合には、ハード
ウェア規模削減、あるいは低消費電力化等の観点からビ
ット数は必要最小限で設計されているのが普通である。
従って、実施例５で開示するデータ復調回路は、搬送波
オフセットに対する補償については実施例３と同等な効
果が得られ、かつ、補償時に振幅変換がなされないよう
に構成されたデータ復調回路である。
調回路の構成図である。実施例３と異なる点は、位相差
情報抽出手段１０と周波数・位相補償手段６０の間にレ
ベル制御手段７０が挿入されている点である。その他の
構成要素は、実施例３と同一である。実施例３におい
て、シフトレジスタの段数が２の場合の平均化部ｍｅａ
ｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５出力は、それぞれ、 ραO （１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｃｏｓ
｛φ（ｎ−１）｝ ραO （１／３）［１＋２ｃｏｓ（δφ）］＊ｓｉｎ
｛φ（ｎ−１）｝ となることを説明した。これらのうち、真の位相差情報
は、ｃｏｓ｛φ（ｎ−１）｝及び、ｓｉｎ｛φ（ｎ−
１）｝であり、係数の部分は、周波数・位相補償手段出
力において、同相軸成分及び直交軸成分に乗算される形
となる。ＲＸI ，ＲＸQ はＡ／Ｄコンバータによりディ
ジタル信号に変換されたディジタルデータであるため、
ディジタルデータを表すビット数に適合するようにアナ
ログ部において、ＡＧＣ等の操作が行われた後Ａ／Ｄ変
換されている。従って、ビット数に余り余裕のないよう
な場合には、搬送波オフセット補償を行う際に係数の乗
算により振幅まで変換されると量子化誤差の影響を大き
く受ける場合がある。特に、移動機の場合には、ハード
ウェア規模削減、あるいは低消費電力化等の観点からビ
ット数は必要最小限で設計されているのが普通である。
従って、実施例５で開示するデータ復調回路は、搬送波
オフセットに対する補償については実施例３と同等な効
果が得られ、かつ、補償時に振幅変換がなされないよう
に構成されたデータ復調回路である。
【００７３】レベル制御手段７０は上記のビット数が少
ない場合に対応できるように挿入されたものであり、位
相差情報抽出手段出力から制御量算出部８０において制
御量を算出し、乗算器７１，７２で位相差情報抽出手段
出力に制御量を乗算して常にレベルを一定に制御するも
のである。図８に制御量算出部８０の詳細構成を示す。
位相差情報抽出手段出力はそれぞれ２乗器８１，８２に
入力され２乗器８１，８２及び加算器８３で２乗和が計
算される。平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５の
出力において、位相差情報であるｃｏｓ，ｓｉｎ項に係
る係数は同一であるので、２乗和をとることにより、加
算器出力として係数の２乗値が得られる。次にルート算
出手段８４において係数の２乗値に対してルートがとら
れ、ここで、係数の大きさが得られる。なお、ルート算
出手段出力はレベルモニタとしても利用可能である。そ
して、逆数回路８５において係数の大きさの逆数を求め
ることにより、制御量が算出される。制御量算出部出力
は、係数の大きさの逆数となっているため、乗算器７
１，７２で位相差情報抽出手段出力と乗算することによ
り、係数の影響が取り除かれた位相差情報が周波数・位
相補償手段に出力される。
ない場合に対応できるように挿入されたものであり、位
相差情報抽出手段出力から制御量算出部８０において制
御量を算出し、乗算器７１，７２で位相差情報抽出手段
出力に制御量を乗算して常にレベルを一定に制御するも
のである。図８に制御量算出部８０の詳細構成を示す。
位相差情報抽出手段出力はそれぞれ２乗器８１，８２に
入力され２乗器８１，８２及び加算器８３で２乗和が計
算される。平均化部ｍｅａｎＣ２０，ｍｅａｎＳ２５の
出力において、位相差情報であるｃｏｓ，ｓｉｎ項に係
る係数は同一であるので、２乗和をとることにより、加
算器出力として係数の２乗値が得られる。次にルート算
出手段８４において係数の２乗値に対してルートがとら
れ、ここで、係数の大きさが得られる。なお、ルート算
出手段出力はレベルモニタとしても利用可能である。そ
して、逆数回路８５において係数の大きさの逆数を求め
ることにより、制御量が算出される。制御量算出部出力
は、係数の大きさの逆数となっているため、乗算器７
１，７２で位相差情報抽出手段出力と乗算することによ
り、係数の影響が取り除かれた位相差情報が周波数・位
相補償手段に出力される。
【００７４】実施例６．図９は請求項５に係るデータ復
調回路の他の実施例である。実施例５との違いは、遅延
手段５０，５１を有していない点である。これは、δφ
が十分小さく、搬送波オフセットが位相オフセットθと
見なせる場合の装置構成である。δφが十分小さい場合
とは、例えば、局部発振器の精度が十分よい場合、ある
いは、別の手段によりδφが補正される場合等が想定さ
れ、遅延手段を必要とせず、回路規模の縮小化が図れ
る。
調回路の他の実施例である。実施例５との違いは、遅延
手段５０，５１を有していない点である。これは、δφ
が十分小さく、搬送波オフセットが位相オフセットθと
見なせる場合の装置構成である。δφが十分小さい場合
とは、例えば、局部発振器の精度が十分よい場合、ある
いは、別の手段によりδφが補正される場合等が想定さ
れ、遅延手段を必要とせず、回路規模の縮小化が図れ
る。
【００７５】実施例７．図１０は請求項６に係るデータ
復調回路の構成図である。６４０，６５０はそれぞれ第
１、第２のデータ復調回路であり、その動作は実施例５
と同一である。データ復調回路６４０，６５０はそれぞ
れレベル調整手段７０を有しているため、周波数位相補
正手段６０において、振幅が変化しない構成となってい
るため、量子化ビット数が少ない場合にも有効に動作す
る。ただし、最大比合成ダイバーシチ動作を実現するた
めには、ダイバーシチコンバイナ回路において、振幅に
比例した係数を乗算する必要がある。図２７は６４０，
６５０出力から最大比合成ダイバーシチ受信を実現する
ダイバーシチコンバイナ回路を示している。図４と異な
る点は、タイミングを調整する遅延手段７７１，７７２
と加算器７７５の間に振幅に比例した係数を乗算するた
めの乗算器７７３，７７４が設けられている点である。
振幅に比例した係数は、図８に示される制御量算出部の
ルート算出手段８４から得られるため、新たな手段、処
理の追加を行うことなく容易に最大比合成ダイバーシチ
動作が実現される。なお、遅延手段７７１と乗算器７７
３の前後関係は逆で合ってもよい。同様に遅延手段７７
２と乗算器７７４の前後関係も逆であってもよい。
復調回路の構成図である。６４０，６５０はそれぞれ第
１、第２のデータ復調回路であり、その動作は実施例５
と同一である。データ復調回路６４０，６５０はそれぞ
れレベル調整手段７０を有しているため、周波数位相補
正手段６０において、振幅が変化しない構成となってい
るため、量子化ビット数が少ない場合にも有効に動作す
る。ただし、最大比合成ダイバーシチ動作を実現するた
めには、ダイバーシチコンバイナ回路において、振幅に
比例した係数を乗算する必要がある。図２７は６４０，
６５０出力から最大比合成ダイバーシチ受信を実現する
ダイバーシチコンバイナ回路を示している。図４と異な
る点は、タイミングを調整する遅延手段７７１，７７２
と加算器７７５の間に振幅に比例した係数を乗算するた
めの乗算器７７３，７７４が設けられている点である。
振幅に比例した係数は、図８に示される制御量算出部の
ルート算出手段８４から得られるため、新たな手段、処
理の追加を行うことなく容易に最大比合成ダイバーシチ
動作が実現される。なお、遅延手段７７１と乗算器７７
３の前後関係は逆で合ってもよい。同様に遅延手段７７
２と乗算器７７４の前後関係も逆であってもよい。
【００７６】実施例８．図１１は請求項６に係るデータ
復調回路の他の実施例を示すである。実施例７との違い
は、遅延手段５０，５１を有していない点である。これ
は、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オフセ
ットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十分小
さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よい場
合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合等
が想定され、遅延手段を必要とせず、回路規模の縮小化
が図れる。
復調回路の他の実施例を示すである。実施例７との違い
は、遅延手段５０，５１を有していない点である。これ
は、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オフセ
ットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十分小
さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よい場
合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合等
が想定され、遅延手段を必要とせず、回路規模の縮小化
が図れる。
【００７７】実施例９．図１２は請求項７に係るデータ
復調回路の構成図である。実施例１ないし８では、受信
パス信号のみに着目してきたが、実際には、タイミング
の異なるパス信号あるいは、他の基地局より送信された
信号等も存在する。これらは、ランダムな雑音と見なさ
れ、データ復調特性を劣化させるものであるが、復調時
の雑音量を計算するのは膨大な演算を要し処理的に困難
である。しかしながら、移動機は受信パス信号中に含ま
れるパイロット信号を常にモニタし続けているため、少
なくともレベルの大きなパイロット信号の受信タイミン
グ、位相等の情報が得られている。請求項７の発明は、
課題のうち、パイロット信号の受信タイミング、位相等
の情報から、タイミングの異なるパイロット信号が与え
る干渉量を計算し、データ復調手段の中で除去する復調
回路を提供することにある。図１２は実施例３の図５と
比べ、干渉量算出手段を有する点とデータ復調手段が干
渉量を除去するキャンセラ９１を有するキャンセラ付き
データ復調手段である点が異なる。その他の位相差情報
抽出手段１０、周波数・位相補償手段６０、遅延手段５
０，５１は実施例３と同一構成である。まず、タイミン
グの異なるパイロット信号が与える干渉について説明す
る。
復調回路の構成図である。実施例１ないし８では、受信
パス信号のみに着目してきたが、実際には、タイミング
の異なるパス信号あるいは、他の基地局より送信された
信号等も存在する。これらは、ランダムな雑音と見なさ
れ、データ復調特性を劣化させるものであるが、復調時
の雑音量を計算するのは膨大な演算を要し処理的に困難
である。しかしながら、移動機は受信パス信号中に含ま
れるパイロット信号を常にモニタし続けているため、少
なくともレベルの大きなパイロット信号の受信タイミン
グ、位相等の情報が得られている。請求項７の発明は、
課題のうち、パイロット信号の受信タイミング、位相等
の情報から、タイミングの異なるパイロット信号が与え
る干渉量を計算し、データ復調手段の中で除去する復調
回路を提供することにある。図１２は実施例３の図５と
比べ、干渉量算出手段を有する点とデータ復調手段が干
渉量を除去するキャンセラ９１を有するキャンセラ付き
データ復調手段である点が異なる。その他の位相差情報
抽出手段１０、周波数・位相補償手段６０、遅延手段５
０，５１は実施例３と同一構成である。まず、タイミン
グの異なるパイロット信号が与える干渉について説明す
る。
【００７８】いま、受信機に２つの異なるタイミングを
有するパス信号が受信される場合を考える。タイミング
の早い信号を先行波、遅い信号を遅延波と呼ぶことにす
る。データ復調回路に入力される信号の複素包絡線ＲＸ
（ｔ）は、 ＲＸ（ｔ）＝ρ1 Ｓ（ｔ）ｅｘｐ（ｊφ1 ）＋ρ2 Ｓ
（ｔ＋τ）ｅｘｐ（ｊφ2 ） となる。ここで、ρ1 ，φ1 はそれぞれ先行波の受信振
幅、搬送波オフセットであり、ρ2 ，φ2 はそれぞれ遅
延波の受信振幅、搬送波オフセットである。また、τは
先行波と遅延波のタイミング差を示す。図１２が先行波
に対して動作しているとすれば、周波数・位相補償手段
１０出力は実施例３で説明したようにＲＸ（ｔ）に対し
て、ＲＸ（ｔ）＊ρ1 α0 ｅｘｐ（−ｊφ1 ）なる操作
を行い、その結果、周波数・位相補償手段出力は、 ρ1 2α0 Ｓ（ｔ）＋ρ1 α0 ρ2 Ｓ（ｔ＋τ）ｅｘｐ［ｊ（φ2 −φ1 ）］ となる。ここで、上式第１項が希望成分であり、第２項
がタイミングの異なるパス信号による干渉要因である。
以下、希望成分については、実施例１で説明したので、
干渉要因となる第２項の振る舞いについて説明する。
有するパス信号が受信される場合を考える。タイミング
の早い信号を先行波、遅い信号を遅延波と呼ぶことにす
る。データ復調回路に入力される信号の複素包絡線ＲＸ
（ｔ）は、 ＲＸ（ｔ）＝ρ1 Ｓ（ｔ）ｅｘｐ（ｊφ1 ）＋ρ2 Ｓ
（ｔ＋τ）ｅｘｐ（ｊφ2 ） となる。ここで、ρ1 ，φ1 はそれぞれ先行波の受信振
幅、搬送波オフセットであり、ρ2 ，φ2 はそれぞれ遅
延波の受信振幅、搬送波オフセットである。また、τは
先行波と遅延波のタイミング差を示す。図１２が先行波
に対して動作しているとすれば、周波数・位相補償手段
１０出力は実施例３で説明したようにＲＸ（ｔ）に対し
て、ＲＸ（ｔ）＊ρ1 α0 ｅｘｐ（−ｊφ1 ）なる操作
を行い、その結果、周波数・位相補償手段出力は、 ρ1 2α0 Ｓ（ｔ）＋ρ1 α0 ρ2 Ｓ（ｔ＋τ）ｅｘｐ［ｊ（φ2 −φ1 ）］ となる。ここで、上式第１項が希望成分であり、第２項
がタイミングの異なるパス信号による干渉要因である。
以下、希望成分については、実施例１で説明したので、
干渉要因となる第２項の振る舞いについて説明する。
【００７９】第２項を整理すると、 ρ1 α0 ρ2 Ｓ（ｔ＋τ）ｅｘｐ［ｊ（φ2 −φ1 ）］ ＝ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）［ ｛ＰＮI （ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ −ＰＮQ （ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝ ＋ｊ｛ＰＮQ （ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ ＋ＰＮI （ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝］ となる。上式において、実数成分が乗算器４１入力であ
り、虚数成分が乗算器４２入力である。また、Δφ＝φ
2 −φ1 である。キャンセラ付きデータ復調手段におい
て、干渉要因に関し、乗算器４１は、乗算器入力に対し
ＰＮI （ｔ）を乗算し、出力は ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮI （ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ −ＰＮQ （ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI （ｔ） ＝ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 となる。同様に、乗算器４２出力は、 ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮQ （ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ ＋ＰＮI （ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ （ｔ） ＝ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮQ2ｃｏｓΔφ＋ＰＮI2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 となる。以後、Ｗi （ｔ）＝Ｗi1，Ｗi （ｔ＋τ）＝Ｗ
i2，ＰＮI1＝ＰＮI （ｔ），ＰＮQ1＝ＰＮQ （ｔ），Ｐ
ＮI2＝ＰＮI （ｔ＋τ），ＰＮQ2＝ＰＮQ （ｔ＋τ）の
ように表記するものとする。パイロット信号は無変調で
あり、ここで、Ｗ（ｔ＋τ）に含まれるパイロット信号
ＷO2は、ａｌｌ １であり、また、電力配分係数はαO
であるため、乗算器４１，４２出力中の干渉要因中、遅
延波パイロット信号に起因する干渉成分は、それぞれ、 ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 となり、加算器４３出力における干渉要因中、遅延波パ
イロット信号による干渉量ＩDF1 は両式の和となり、 ＩDF1 ＝ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ＋ ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 となる。同様にして、遅延波に対して動作するデータ復
調回路における、加算器４３出力に含まれる干渉要因の
うち先行波パイロット信号による干渉量ＩDF2 も求める
ことができる。 ＩDF2 ＝ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ＋ ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮQ2ｃｏｓΔφ＋ＰＮI2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 =IDF1
り、虚数成分が乗算器４２入力である。また、Δφ＝φ
2 −φ1 である。キャンセラ付きデータ復調手段におい
て、干渉要因に関し、乗算器４１は、乗算器入力に対し
ＰＮI （ｔ）を乗算し、出力は ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮI （ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ −ＰＮQ （ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI （ｔ） ＝ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 となる。同様に、乗算器４２出力は、 ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮQ （ｔ＋τ）ｃｏｓΔφ ＋ＰＮI （ｔ＋τ）ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ （ｔ） ＝ρ1 α0 ρ2 Ｗ（ｔ＋τ）｛ＰＮQ2ｃｏｓΔφ＋ＰＮI2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 となる。以後、Ｗi （ｔ）＝Ｗi1，Ｗi （ｔ＋τ）＝Ｗ
i2，ＰＮI1＝ＰＮI （ｔ），ＰＮQ1＝ＰＮQ （ｔ），Ｐ
ＮI2＝ＰＮI （ｔ＋τ），ＰＮQ2＝ＰＮQ （ｔ＋τ）の
ように表記するものとする。パイロット信号は無変調で
あり、ここで、Ｗ（ｔ＋τ）に含まれるパイロット信号
ＷO2は、ａｌｌ １であり、また、電力配分係数はαO
であるため、乗算器４１，４２出力中の干渉要因中、遅
延波パイロット信号に起因する干渉成分は、それぞれ、 ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 となり、加算器４３出力における干渉要因中、遅延波パ
イロット信号による干渉量ＩDF1 は両式の和となり、 ＩDF1 ＝ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ＋ ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 となる。同様にして、遅延波に対して動作するデータ復
調回路における、加算器４３出力に含まれる干渉要因の
うち先行波パイロット信号による干渉量ＩDF2 も求める
ことができる。 ＩDF2 ＝ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ＋ ρ1 α0 ρ2 αO ｛ＰＮQ2ｃｏｓΔφ＋ＰＮI2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 =IDF1
【００８０】即ち、移動機内部で、ＩDF（＝ＩDF1 ＝Ｉ
DF2 ）を算出できれば、先行波に対して動作するデータ
復調回路の加算器４３出力からＩDFを減算することによ
り、遅延波パイロット信号干渉を除去することができ、
遅延波に対して動作するデータ復調回路の加算器４３出
力からＩDFを減算することにより先行波パイロット信号
干渉除去することができ、復調特性の改善が図れる。と
ころで、ρ1 α0 ｃｏｓφ1 ，ρ1 α0 ｓｉｎφ1 は、
それぞれ、先行波に対して動作するデータ復調回路にお
ける位相差情報抽出手段１０よりのｍｅａｎＣ２０，ｍ
ｅａｎＳ２５より得られ、ρ2 αO ｃｏｓφ2 ，ρ2 α
O ｓｉｎφ2は遅延波に対して動作するデータ復調回路
における位相差情報抽出手段１０よりのｍｅａｎＣ２
０，ｍｅａｎＳ２５より得られる。なお、ここでは、実
施例３で説明した搬送波オフセットによる平均化操作に
伴う損失は十分小さい場合について述べている。また、
図中には直接示されていないが、ＰＮI1，ＰＮQ1は先行
波に対して動作するデータ復調回路のタイミング再生系
より与えられＰＮI2，ＰＮQ2は遅延波に対して動作する
データ復調回路のタイミング再生系より与えられる。
DF2 ）を算出できれば、先行波に対して動作するデータ
復調回路の加算器４３出力からＩDFを減算することによ
り、遅延波パイロット信号干渉を除去することができ、
遅延波に対して動作するデータ復調回路の加算器４３出
力からＩDFを減算することにより先行波パイロット信号
干渉除去することができ、復調特性の改善が図れる。と
ころで、ρ1 α0 ｃｏｓφ1 ，ρ1 α0 ｓｉｎφ1 は、
それぞれ、先行波に対して動作するデータ復調回路にお
ける位相差情報抽出手段１０よりのｍｅａｎＣ２０，ｍ
ｅａｎＳ２５より得られ、ρ2 αO ｃｏｓφ2 ，ρ2 α
O ｓｉｎφ2は遅延波に対して動作するデータ復調回路
における位相差情報抽出手段１０よりのｍｅａｎＣ２
０，ｍｅａｎＳ２５より得られる。なお、ここでは、実
施例３で説明した搬送波オフセットによる平均化操作に
伴う損失は十分小さい場合について述べている。また、
図中には直接示されていないが、ＰＮI1，ＰＮQ1は先行
波に対して動作するデータ復調回路のタイミング再生系
より与えられＰＮI2，ＰＮQ2は遅延波に対して動作する
データ復調回路のタイミング再生系より与えられる。
【００８１】以上から、図１３に示す干渉量算出手段に
よりＩDFを求めることが可能となる。なお、図１３は、
前記した各々の成分からＩDFを求めるための数学的操作
を図示したものであり、ソフトウェアによって計算され
ても同等の効果を有する。
よりＩDFを求めることが可能となる。なお、図１３は、
前記した各々の成分からＩDFを求めるための数学的操作
を図示したものであり、ソフトウェアによって計算され
ても同等の効果を有する。
【００８２】実施例１０．図１４は請求項７に係るデー
タ復調回路の他の実施例を示している。実施例９との違
いは、遅延手段５０，５１を有していない点である。こ
れは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オフ
セットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十分
小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よい
場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合
等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
タ復調回路の他の実施例を示している。実施例９との違
いは、遅延手段５０，５１を有していない点である。こ
れは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オフ
セットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十分
小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よい
場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合
等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
【００８３】実施例１１．図１５は請求項８に係るデー
タ復調回路の構成図である。６８０が先行波に対して動
作する第１のデータ復調回路、６９０が遅延波に対して
動作する第２のデータ復調回路である。６８０，６９０
のデータ復調回路の動作は実施例９と同一である。即
ち、図１３のρ1 α0 ｃｏｓφ1 ，ρ1 α0 ｓｉｎφ1
は６８０の位相差情報抽出手段より与えられ、同じくρ
2 α0 ｃｏｓφ2 ，ρ2 α0 ｓｉｎφ2 は６９０の位相
差情報抽出手段より与えられる。同様にＰＮI1，ＰＮQ1
は６８０のタイミング再生系より与えられ、ＰＮI2，Ｐ
ＮQ2は６９０のタイミング再生系より与えられる。デー
タ復調回路６８０，６９０出力Ｄ1 ，Ｄ2 ではそれぞれ
のパイロット信号干渉がキャンセルされているため、図
４のダイバーシチコンバイナ回路を用いることにより、
簡易な構成で、実施例４よりもタイミングの異なる受信
パス信号中に含まれるパイロット信号の電力に応じて復
調特性が更に改善される。
タ復調回路の構成図である。６８０が先行波に対して動
作する第１のデータ復調回路、６９０が遅延波に対して
動作する第２のデータ復調回路である。６８０，６９０
のデータ復調回路の動作は実施例９と同一である。即
ち、図１３のρ1 α0 ｃｏｓφ1 ，ρ1 α0 ｓｉｎφ1
は６８０の位相差情報抽出手段より与えられ、同じくρ
2 α0 ｃｏｓφ2 ，ρ2 α0 ｓｉｎφ2 は６９０の位相
差情報抽出手段より与えられる。同様にＰＮI1，ＰＮQ1
は６８０のタイミング再生系より与えられ、ＰＮI2，Ｐ
ＮQ2は６９０のタイミング再生系より与えられる。デー
タ復調回路６８０，６９０出力Ｄ1 ，Ｄ2 ではそれぞれ
のパイロット信号干渉がキャンセルされているため、図
４のダイバーシチコンバイナ回路を用いることにより、
簡易な構成で、実施例４よりもタイミングの異なる受信
パス信号中に含まれるパイロット信号の電力に応じて復
調特性が更に改善される。
【００８４】実施例１２．図１６は請求項８に係るデー
タ復調回路の他の実施例を示している。実施例１１との
違いは、遅延手段５０，５１を有していない点である。
これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オ
フセットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十
分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よ
い場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場
合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
タ復調回路の他の実施例を示している。実施例１１との
違いは、遅延手段５０，５１を有していない点である。
これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オ
フセットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十
分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よ
い場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場
合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
【００８５】実施例１３．図１７は請求項９に係るデー
タ復調回路の構成図である。実施例９の図１２との違い
は、位相差情報抽出手段１０と周波数・位相補償手段６
０の間にレベル検出手段１４０が挿入されている点であ
る。また、本実施例における干渉量算出手段は図１９の
構成となり、実施例９の図１３と比べ、制御部１６０及
びセレクタ２００が付加されている点が異なる。干渉除
去は、位相差情報抽出手段１０の出力において雑音の影
響が十分に軽減されている場合には、その目的を達成す
るが、信号レベルが低い等の場合には、雑音の影響が大
きくなり、位相差情報抽出手段１０出力にも雑音の影響
が大きくなってくる。そのような場合に、干渉量算出手
段によって得られた干渉量も雑音の影響を大きく受けて
おり、図１７の加算器９１においてＩDFを減算するとか
えって受信特性が劣化する場合がある。
タ復調回路の構成図である。実施例９の図１２との違い
は、位相差情報抽出手段１０と周波数・位相補償手段６
０の間にレベル検出手段１４０が挿入されている点であ
る。また、本実施例における干渉量算出手段は図１９の
構成となり、実施例９の図１３と比べ、制御部１６０及
びセレクタ２００が付加されている点が異なる。干渉除
去は、位相差情報抽出手段１０の出力において雑音の影
響が十分に軽減されている場合には、その目的を達成す
るが、信号レベルが低い等の場合には、雑音の影響が大
きくなり、位相差情報抽出手段１０出力にも雑音の影響
が大きくなってくる。そのような場合に、干渉量算出手
段によって得られた干渉量も雑音の影響を大きく受けて
おり、図１７の加算器９１においてＩDFを減算するとか
えって受信特性が劣化する場合がある。
【００８６】このような受信特性の劣化を防ぐために、
レベル検出手段１４０において、検出されたレベルを図
１９の制御部１６０に入力する。そして、先行波に対し
て動作するデータ復調回路、及び遅延波に対して動作す
るデータ復調回路の検出レベルρ1 α0 ，ρ2 α0 のい
ずれかが、制御部に同時に入力されるスレシホルドレベ
ル（ＬO ）以下になった場合、制御部は１７０，１８
０，１９０の各乗算、加減算部分にｃｏｎｔｒｏｌ信号
を出力し、演算を停止させる。演算が停止されると、消
費電力が低減される。同時にセレクタ２００にはｓｅｌ
ｅｃｔ信号が出力され、その場合、干渉量算出手段は、
ＩDF＝０を出力する。ＩDF＝０が加算器９１に入力され
る場合には、実効的にキャンセル動作が停止し、特性劣
化の防止が可能となる。図１８にレベル検出部１５０の
詳細構成を示す。レベル検出のみであるので、２乗和と
ルート算出手段のみで構成される。
レベル検出手段１４０において、検出されたレベルを図
１９の制御部１６０に入力する。そして、先行波に対し
て動作するデータ復調回路、及び遅延波に対して動作す
るデータ復調回路の検出レベルρ1 α0 ，ρ2 α0 のい
ずれかが、制御部に同時に入力されるスレシホルドレベ
ル（ＬO ）以下になった場合、制御部は１７０，１８
０，１９０の各乗算、加減算部分にｃｏｎｔｒｏｌ信号
を出力し、演算を停止させる。演算が停止されると、消
費電力が低減される。同時にセレクタ２００にはｓｅｌ
ｅｃｔ信号が出力され、その場合、干渉量算出手段は、
ＩDF＝０を出力する。ＩDF＝０が加算器９１に入力され
る場合には、実効的にキャンセル動作が停止し、特性劣
化の防止が可能となる。図１８にレベル検出部１５０の
詳細構成を示す。レベル検出のみであるので、２乗和と
ルート算出手段のみで構成される。
【００８７】実施例１４．図２０は請求項９に係るデー
タ復調回路の他の実施例を示している。実施例１３との
違いは、遅延手段５０，５１を有していない点である。
これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オ
フセットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十
分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よ
い場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場
合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
タ復調回路の他の実施例を示している。実施例１３との
違いは、遅延手段５０，５１を有していない点である。
これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オ
フセットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十
分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よ
い場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場
合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
【００８８】実施例１５．図２１は請求項１０に係るデ
ータ復調回路の構成図である。７２０が先行波に対して
動作するデータ復調回路、７３０が遅延波に対して動作
するデータ復調回路であり、それぞれの動作は実施例１
３と同一である。即ち、図１９のρ1 α0ｃｏｓφ1 ，
ρ1 α0 ｓｉｎφ1 は７２０の位相差情報抽出手段より
与えられ、同じくρ2 α0 ｃｏｓφ2 ，ρ2 α0 ｓｉｎ
φ2 は７３０の位相差情報抽出手段より与えられる。同
様にＰＮI1，ＰＮQ1は７２０のタイミング再生系より与
えられ、ＰＮI2，ＰＮQ2は７３０のタイミング再生系よ
り与えられる。また、ρ1 α0 ，ρ2 α0 はそれぞれ７
２０，７３０のレベル検出手段より与えられる。なお、
スレシホルドレベルＬO は、受信Ｓ／Ｎ比あるいは、α
O の大きさ等から、干渉除去が無効になる値を加味しな
がら適宜決定される。データ復調回路７２０，７３０の
出力は、図４のダイバーシチコンバイナ回路に入力さ
れ、実施例１１の図１５の動作に付け加え、いずれかの
受信パス信号のレベルが小さいときは、キャンセル動作
を停止して、キャンセル動作が逆にデータ復調特性の劣
化を引き起こすような動作を防止する。
ータ復調回路の構成図である。７２０が先行波に対して
動作するデータ復調回路、７３０が遅延波に対して動作
するデータ復調回路であり、それぞれの動作は実施例１
３と同一である。即ち、図１９のρ1 α0ｃｏｓφ1 ，
ρ1 α0 ｓｉｎφ1 は７２０の位相差情報抽出手段より
与えられ、同じくρ2 α0 ｃｏｓφ2 ，ρ2 α0 ｓｉｎ
φ2 は７３０の位相差情報抽出手段より与えられる。同
様にＰＮI1，ＰＮQ1は７２０のタイミング再生系より与
えられ、ＰＮI2，ＰＮQ2は７３０のタイミング再生系よ
り与えられる。また、ρ1 α0 ，ρ2 α0 はそれぞれ７
２０，７３０のレベル検出手段より与えられる。なお、
スレシホルドレベルＬO は、受信Ｓ／Ｎ比あるいは、α
O の大きさ等から、干渉除去が無効になる値を加味しな
がら適宜決定される。データ復調回路７２０，７３０の
出力は、図４のダイバーシチコンバイナ回路に入力さ
れ、実施例１１の図１５の動作に付け加え、いずれかの
受信パス信号のレベルが小さいときは、キャンセル動作
を停止して、キャンセル動作が逆にデータ復調特性の劣
化を引き起こすような動作を防止する。
【００８９】実施例１６．図２２は請求項１０に係るデ
ータ復調回路の他の実施例を示している。実施例１５と
の違いは、遅延手段５０，５１を有していない点であ
る。これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位
相オフセットθと見なせる場合の装置構成である。δφ
が十分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十
分よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正され
る場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
ータ復調回路の他の実施例を示している。実施例１５と
の違いは、遅延手段５０，５１を有していない点であ
る。これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位
相オフセットθと見なせる場合の装置構成である。δφ
が十分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十
分よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正され
る場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
【００９０】実施例１７．図２３は請求項１１に係るデ
ータ復調回路の構成図である。実施例５の図７で示した
構成に対して、図２４に示される干渉量算出手段を用い
てキャンセラ付きデータ復調手段９０の加算器９１で干
渉量ＩDF1 、またはＩDF2 を除去する構成となってい
る。図２３が先行波に対して動作する場合には、ＩDF1
が入力され、遅延波に対して動作する場合には、ＩDF2
が入力される。即ち、データ復調回路がレベル制御手段
を有する場合には、レベル制御手段を有しない実施例９
の図１２と比べて、遅延ＩDF1 ，ＩDF2 が異なった値と
なるが、レベル制御手段出力がＲＸ（ｔ）に対して、そ
れぞれρ1 α0 ｅｘｐ（−ｊφ1 ），ρ2 αO ｅｘｐ
（−ｊφ2 ）ではなく、ｅｘｐ（−ｊφ1 ），ｅｘｐ
（−ｊφ2 ）であることに注意すれば、実施例９で示し
た方法から容易に求めることができ、 ＩDF1 ＝ρ2 α0 ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ＋ ρ2 α0 ｛ＰＮQ2ｃｏｓΔφ＋ＰＮI2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 ＩDF2 ＝ρ1 α0 ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ＋ ρ1 α0 ｛ＰＮQ2ｃｏｓΔφ＋ＰＮI2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 となる。従って、図２４に示す干渉量算出手段によりＩ
DF1 ，DF2 を求めることが可能となる。なお、図２４
は、前記した、各々の成分からＩDF1 ，ＩDF2 を求める
ための数学的操作を図示したものであり、ソフトウェア
によって計算されても同等の効果を有する。
ータ復調回路の構成図である。実施例５の図７で示した
構成に対して、図２４に示される干渉量算出手段を用い
てキャンセラ付きデータ復調手段９０の加算器９１で干
渉量ＩDF1 、またはＩDF2 を除去する構成となってい
る。図２３が先行波に対して動作する場合には、ＩDF1
が入力され、遅延波に対して動作する場合には、ＩDF2
が入力される。即ち、データ復調回路がレベル制御手段
を有する場合には、レベル制御手段を有しない実施例９
の図１２と比べて、遅延ＩDF1 ，ＩDF2 が異なった値と
なるが、レベル制御手段出力がＲＸ（ｔ）に対して、そ
れぞれρ1 α0 ｅｘｐ（−ｊφ1 ），ρ2 αO ｅｘｐ
（−ｊφ2 ）ではなく、ｅｘｐ（−ｊφ1 ），ｅｘｐ
（−ｊφ2 ）であることに注意すれば、実施例９で示し
た方法から容易に求めることができ、 ＩDF1 ＝ρ2 α0 ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ＋ ρ2 α0 ｛ＰＮQ2ｃｏｓΔφ＋ＰＮI2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 ＩDF2 ＝ρ1 α0 ｛ＰＮI2ｃｏｓΔφ−ＰＮQ2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮI1 ＋ ρ1 α0 ｛ＰＮQ2ｃｏｓΔφ＋ＰＮI2ｓｉｎΔφ｝＊ＰＮQ2 となる。従って、図２４に示す干渉量算出手段によりＩ
DF1 ，DF2 を求めることが可能となる。なお、図２４
は、前記した、各々の成分からＩDF1 ，ＩDF2 を求める
ための数学的操作を図示したものであり、ソフトウェア
によって計算されても同等の効果を有する。
【００９１】実施例１８．図２５は請求項１１に係るデ
ータ復調回路の他の実施例を示している。実施例１７と
の違いは、遅延手段５０，５１を有していない点であ
る。これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位
相オフセットθと見なせる場合の装置構成である。δφ
が十分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十
分よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正され
る場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
ータ復調回路の他の実施例を示している。実施例１７と
の違いは、遅延手段５０，５１を有していない点であ
る。これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位
相オフセットθと見なせる場合の装置構成である。δφ
が十分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十
分よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正され
る場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
【００９２】実施例１９．図２６は請求項１２に係るデ
ータ復調回路の構成図である。７６０が先行波に対して
動作するデータ復調回路、７７０が遅延波に対して動作
するデータ復調回路であり、動作は実施例１７と同一で
ある。即ち、図２４のｃｏｓφ1 ，ｓｉｎφ1 は７６０
のレベル制御手段より与えられ、同じくｃｏｓφ2 ，ｓ
ｉｎφ2 は７７０のレベル制御手段より与えられる。同
様にＰＮI1，ＰＮQ1は７６０のタイミング再生系より与
えられ、ＰＮI2，ＰＮQ2は７７０のタイミング再生系よ
り与えられる。また、ρ1 α0 ，ρ2 α0 はそれぞれ７
６０，７７０のレベル制御手段内の制御量算出部より与
えられる。制御量算出部の構成は図８に示される。デー
タ復調回路７６０，７７０の出力は、図２７に示すダイ
バーシチコンバイナに入力され、最大比合成ダイバーシ
チ受信動作が実現される。このように、図２３ないし図
２６の構成により、レベル制御された周波数・位相補償
手段を用いる場合にも、タイミングの異なるパイロット
信号が与える干渉量を求め、キャンセラ付きデータ復調
手段内においてキャンセルし、復調特性を改善すること
が可能となり、量子化ビット数が少ない場合にも、搬送
波オフセット、タイミングの異なるパイロット信号干渉
に対して有効に動作し、好適な最大比合成ダイバーシチ
受信の動作を実現する。
ータ復調回路の構成図である。７６０が先行波に対して
動作するデータ復調回路、７７０が遅延波に対して動作
するデータ復調回路であり、動作は実施例１７と同一で
ある。即ち、図２４のｃｏｓφ1 ，ｓｉｎφ1 は７６０
のレベル制御手段より与えられ、同じくｃｏｓφ2 ，ｓ
ｉｎφ2 は７７０のレベル制御手段より与えられる。同
様にＰＮI1，ＰＮQ1は７６０のタイミング再生系より与
えられ、ＰＮI2，ＰＮQ2は７７０のタイミング再生系よ
り与えられる。また、ρ1 α0 ，ρ2 α0 はそれぞれ７
６０，７７０のレベル制御手段内の制御量算出部より与
えられる。制御量算出部の構成は図８に示される。デー
タ復調回路７６０，７７０の出力は、図２７に示すダイ
バーシチコンバイナに入力され、最大比合成ダイバーシ
チ受信動作が実現される。このように、図２３ないし図
２６の構成により、レベル制御された周波数・位相補償
手段を用いる場合にも、タイミングの異なるパイロット
信号が与える干渉量を求め、キャンセラ付きデータ復調
手段内においてキャンセルし、復調特性を改善すること
が可能となり、量子化ビット数が少ない場合にも、搬送
波オフセット、タイミングの異なるパイロット信号干渉
に対して有効に動作し、好適な最大比合成ダイバーシチ
受信の動作を実現する。
【００９３】実施例２０．図２８は請求項１２に係るデ
ータ復調回路の他の実施例を示す図である。実施例１９
との違いは、遅延手段５０，５１を有していない点であ
る。これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位
相オフセットθと見なせる場合の装置構成である。δφ
が十分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十
分よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正され
る場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
ータ復調回路の他の実施例を示す図である。実施例１９
との違いは、遅延手段５０，５１を有していない点であ
る。これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位
相オフセットθと見なせる場合の装置構成である。δφ
が十分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十
分よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正され
る場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
【００９４】実施例２１．図２３は請求項１３に係るデ
ータ復調回路の構成図である。実施例１７と実施例２１
の関係は、実施例９と実施例１３の関係に類似する。即
ち、実施例２１は実施例１９のレベル制御手段において
得られたレベルに応じて、キャンセル動作が受信特性を
逆に劣化させるような場合に実効的にキャンセル動作を
停止し、特性劣化の防止が可能となるデータ復調回路を
与えることが目的である。従って、図２９に示される干
渉量算出手段が用いられる。図２９の干渉量算出手段は
図２４の干渉量算出手段に、制御部１６０、セレクタ２
３０が付加されたものであり、制御部１６０において、
レベル制御手段内の制御量算出部より与えられる検出レ
ベルρ1 α0 ，ρ2 α0 から、いずれかの検出レベル
が、スレシホルドレベル（ＬO ）以下になった場合にｃ
ｏｎｔｒｏｌ信号を乗算加減算部分１７０，１８０，１
９０，２２０に出力し、演算を停止させる。同時に制御
部１６０はセレクタ２３０に対してｓｅｌｅｃｔ信号を
出力し、その場合、ＩDF1 ，ＩDF2 は０が出力され、実
効的にキャンセル動作が停止され、特性劣化の防止が図
れる。なお、スレシホルドレベルＬO は、受信Ｓ／Ｎ比
あるいは、αO の大きさ等から、干渉除去が無効になる
値を加味しながら適宜決定される。
ータ復調回路の構成図である。実施例１７と実施例２１
の関係は、実施例９と実施例１３の関係に類似する。即
ち、実施例２１は実施例１９のレベル制御手段において
得られたレベルに応じて、キャンセル動作が受信特性を
逆に劣化させるような場合に実効的にキャンセル動作を
停止し、特性劣化の防止が可能となるデータ復調回路を
与えることが目的である。従って、図２９に示される干
渉量算出手段が用いられる。図２９の干渉量算出手段は
図２４の干渉量算出手段に、制御部１６０、セレクタ２
３０が付加されたものであり、制御部１６０において、
レベル制御手段内の制御量算出部より与えられる検出レ
ベルρ1 α0 ，ρ2 α0 から、いずれかの検出レベル
が、スレシホルドレベル（ＬO ）以下になった場合にｃ
ｏｎｔｒｏｌ信号を乗算加減算部分１７０，１８０，１
９０，２２０に出力し、演算を停止させる。同時に制御
部１６０はセレクタ２３０に対してｓｅｌｅｃｔ信号を
出力し、その場合、ＩDF1 ，ＩDF2 は０が出力され、実
効的にキャンセル動作が停止され、特性劣化の防止が図
れる。なお、スレシホルドレベルＬO は、受信Ｓ／Ｎ比
あるいは、αO の大きさ等から、干渉除去が無効になる
値を加味しながら適宜決定される。
【００９５】実施例２２．図２５及び図２９は請求項１
３に係るデータ復調回路他の実施例を示す。実施例２１
との違いは、遅延手段５０，５１を有していない点であ
る。これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位
相オフセットθと見なせる場合の装置構成である。δφ
が十分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十
分よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正され
る場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
３に係るデータ復調回路他の実施例を示す。実施例２１
との違いは、遅延手段５０，５１を有していない点であ
る。これは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位
相オフセットθと見なせる場合の装置構成である。δφ
が十分小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十
分よい場合、あるいは、別の手段によりδφが補正され
る場合等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
【００９６】実施例２３．図２６は請求項１４に係るデ
ータ復調回路の構成図である。但し、第１のデータ復調
回路７６０及び第２のデータ復調回路７７０に用いられ
る干渉量算出手段の構成は図２９の構成であり、データ
復調回路７６０，７７０の動作は実施例２１と同一であ
り、データ復調回路７６０，７７０出力を、図２７に示
すダイバーシチコンバイナ回路に入力することにより、
ビット数が少ない場合でも、搬送波オフセットの影響を
取り除き、かつ、タイミングの異なるパイロット信号が
与える干渉の影響もキャンセルし、更に、受信パス信号
のレベルが低い場合には、キャンセル動作を停止して、
キャンセルによる特性劣化をも防止する。
ータ復調回路の構成図である。但し、第１のデータ復調
回路７６０及び第２のデータ復調回路７７０に用いられ
る干渉量算出手段の構成は図２９の構成であり、データ
復調回路７６０，７７０の動作は実施例２１と同一であ
り、データ復調回路７６０，７７０出力を、図２７に示
すダイバーシチコンバイナ回路に入力することにより、
ビット数が少ない場合でも、搬送波オフセットの影響を
取り除き、かつ、タイミングの異なるパイロット信号が
与える干渉の影響もキャンセルし、更に、受信パス信号
のレベルが低い場合には、キャンセル動作を停止して、
キャンセルによる特性劣化をも防止する。
【００９７】実施例２４．図２８は請求項１４に係るデ
ータ復調回路の他の実施例でもある。実施例２３との違
いは、遅延手段５０，５１を有していない点である。こ
れは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オフ
セットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十分
小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よい
場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合
等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
ータ復調回路の他の実施例でもある。実施例２３との違
いは、遅延手段５０，５１を有していない点である。こ
れは、δφが十分小さく、搬送波オフセットが位相オフ
セットθと見なせる場合の装置構成である。δφが十分
小さい場合とは、例えば、局部発振器の精度が十分よい
場合、あるいは、別の手段によりδφが補正される場合
等が想定され、回路規模の縮小化が図れる。
【００９８】なお、上記実施例においては、受信パスは
先行波と遅延波の２つのみについて説明したが、強度の
大きいパスが３つ以上ある場合にも同様な構成により、
干渉量が算出でき、パイロット信号干渉の影響を除去す
ることができる。即ち、第１パス信号に対して動作する
データ復調回路に対しては、第２パス信号に含まれるパ
イロット信号が与える干渉量及び第３パスに含まれるパ
イロット信号が与える干渉量を上記実施例に開示した方
法と同様にして、個別に干渉量算出手段によって計算
し、第１パス信号に対して動作する復調回路の加算器９
１に入力することにより、干渉を除去することが可能で
ある。第２パス信号及び第３パス信号に対して動作する
データ復調回路についても同様である。また、データ復
調回路の総和が制限されている場合に、データ復調回路
が割り当てられていない受信パス信号に対して、拡散符
号のタイミング再生手段（実施例５ないし実施例１
２）、位相差情報抽出手段１０（実施例５ないし実施例
１２）、レベル検出手段１４０（実施例７ないし実施例
８）、レベル制御手段７０（実施例９ないし実施例１
２）を設けることにより、干渉量算出に必要な成分を求
めることができるので、それぞれの実施例に対応した干
渉量算出手段を用いて、データ復調回路が割り当てられ
ていない、受信パス信号に含まれるパイロット信号が与
える干渉量を求め、加算器１９に入力することにより、
干渉を除去することも可能である。また、明細書におい
ては同相軸および直交軸の両方の軸に対してスペクトル
拡散された信号（ＱＰＳＫのスペクトル拡散信号）のデ
ータ復調回路について開示したが、スペクトル拡散が同
相軸のみ（ＢＰＳＫのスペクトル拡散信号）の場合に
も、直交軸用拡散符号に関する処理系を省くことによ
り、同等な効果を有するデータ復調回路が得られる。こ
の時の動作については、明細書で開示した内容中、ＰＮ
Q ，ＰＮQ1，ＰＮQ2を全てゼロと考えれば容易に理解で
きる。
先行波と遅延波の２つのみについて説明したが、強度の
大きいパスが３つ以上ある場合にも同様な構成により、
干渉量が算出でき、パイロット信号干渉の影響を除去す
ることができる。即ち、第１パス信号に対して動作する
データ復調回路に対しては、第２パス信号に含まれるパ
イロット信号が与える干渉量及び第３パスに含まれるパ
イロット信号が与える干渉量を上記実施例に開示した方
法と同様にして、個別に干渉量算出手段によって計算
し、第１パス信号に対して動作する復調回路の加算器９
１に入力することにより、干渉を除去することが可能で
ある。第２パス信号及び第３パス信号に対して動作する
データ復調回路についても同様である。また、データ復
調回路の総和が制限されている場合に、データ復調回路
が割り当てられていない受信パス信号に対して、拡散符
号のタイミング再生手段（実施例５ないし実施例１
２）、位相差情報抽出手段１０（実施例５ないし実施例
１２）、レベル検出手段１４０（実施例７ないし実施例
８）、レベル制御手段７０（実施例９ないし実施例１
２）を設けることにより、干渉量算出に必要な成分を求
めることができるので、それぞれの実施例に対応した干
渉量算出手段を用いて、データ復調回路が割り当てられ
ていない、受信パス信号に含まれるパイロット信号が与
える干渉量を求め、加算器１９に入力することにより、
干渉を除去することも可能である。また、明細書におい
ては同相軸および直交軸の両方の軸に対してスペクトル
拡散された信号（ＱＰＳＫのスペクトル拡散信号）のデ
ータ復調回路について開示したが、スペクトル拡散が同
相軸のみ（ＢＰＳＫのスペクトル拡散信号）の場合に
も、直交軸用拡散符号に関する処理系を省くことによ
り、同等な効果を有するデータ復調回路が得られる。こ
の時の動作については、明細書で開示した内容中、ＰＮ
Q ，ＰＮQ1，ＰＮQ2を全てゼロと考えれば容易に理解で
きる。
【００９９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るスペ
クトル拡散通信用データ復調回路によれば、同相軸受信
信号及び直交軸受信信号に同相軸用拡散符号及び直交軸
用拡散符号をそれぞれ乗算し、乗算結果を加減算した後
平均化が行われるように作用し、簡易な構成で、雑音の
影響を受けにくい位相差情報が抽出できる。また、一定
時間遅延させた受信信号に対し、周波数・位相補償を行
うので、相対的な周波数偏差による位相回転量が同一と
なるように作用し、ｔａｎ-1演算、位相回転操作等の複
雑な処理を必要とせず、遅延手段のみで周波数偏差によ
る影響も除去できる。更に、レベル制御手段により一定
レベルで周波数・位相補償が行われるように作用するの
で、量子化ビット数が制限される場合に効果的に動作す
る。また、干渉量算出手段とキャンセラ付きデータ復調
手段により、パイロット信号による干渉量が除去される
ように作用するので、復調特性が改善する。また、検出
レベルの大きさに応じて干渉量算出手段の動作が制御さ
れるように作用するので、レベルが小さいときに、干渉
除去による特性劣化を防止することができる。更には、
これらのデータ復調回路を複数用いて、ダイバーシチコ
ンバイナ回路により最大比合成ダイバーシチ受信を行う
ため、簡易な構成で、上記効果を含んだ特性の良い最大
比ダイバーシチ受信動作を実現できるといった効果を有
する。
クトル拡散通信用データ復調回路によれば、同相軸受信
信号及び直交軸受信信号に同相軸用拡散符号及び直交軸
用拡散符号をそれぞれ乗算し、乗算結果を加減算した後
平均化が行われるように作用し、簡易な構成で、雑音の
影響を受けにくい位相差情報が抽出できる。また、一定
時間遅延させた受信信号に対し、周波数・位相補償を行
うので、相対的な周波数偏差による位相回転量が同一と
なるように作用し、ｔａｎ-1演算、位相回転操作等の複
雑な処理を必要とせず、遅延手段のみで周波数偏差によ
る影響も除去できる。更に、レベル制御手段により一定
レベルで周波数・位相補償が行われるように作用するの
で、量子化ビット数が制限される場合に効果的に動作す
る。また、干渉量算出手段とキャンセラ付きデータ復調
手段により、パイロット信号による干渉量が除去される
ように作用するので、復調特性が改善する。また、検出
レベルの大きさに応じて干渉量算出手段の動作が制御さ
れるように作用するので、レベルが小さいときに、干渉
除去による特性劣化を防止することができる。更には、
これらのデータ復調回路を複数用いて、ダイバーシチコ
ンバイナ回路により最大比合成ダイバーシチ受信を行う
ため、簡易な構成で、上記効果を含んだ特性の良い最大
比ダイバーシチ受信動作を実現できるといった効果を有
する。
【図１】請求項１の実施例におけるデータ復調回路の構
成図である。
成図である。
【図２】実施例における平均化部の構成図である。
【図３】請求項２の実施例におけるデータ復調回路の構
成図である。
成図である。
【図４】請求項２，４，８，１０の実施例におけるダイ
バーシチコンバイナ回路の構成図である。
バーシチコンバイナ回路の構成図である。
【図５】請求項３の実施例におけるデータ復調回路の構
成図である。
成図である。
【図６】請求項４の実施例におけるデータ復調回路の構
成図である。
成図である。
【図７】請求項５の実施例におけるデータ復調回路の構
成図である。
成図である。
【図８】実施例における制御量算出部の構成図である。
【図９】請求項５の他の実施例におけるデータ復調回路
の構成図である。
の構成図である。
【図１０】請求項６の実施例におけるデータ復調回路の
構成図である。
構成図である。
【図１１】請求項６の他の実施例におけるデータ復調回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図１２】請求項７の実施例におけるデータ復調回路の
構成図である。
構成図である。
【図１３】実施例における干渉量算出部の構成図であ
る。
る。
【図１４】請求項７の他の実施例におけるデータ復調回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図１５】請求項８の実施例におけるデータ復調回路の
構成図である。
構成図である。
【図１６】請求項８の他の実施例におけるデータ復調回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図１７】請求項９の実施例におけるデータ復調回路の
構成図である。
構成図である。
【図１８】実施例におけるレベル検出部の構成図であ
る。
る。
【図１９】実施例における干渉量算出部の構成図であ
る。
る。
【図２０】請求項９の他の実施例におけるデータ復調回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図２１】請求項１０の実施例におけるデータ復調回路
の構成図である。
の構成図である。
【図２２】請求項１０の他の実施例におけるデータ復調
回路の構成図である。
回路の構成図である。
【図２３】請求項１１、請求項１３の実施例におけるデ
ータ復調回路の構成図である。
ータ復調回路の構成図である。
【図２４】請求項１１，１２の実施例における干渉量算
出部の構成図である。
出部の構成図である。
【図２５】請求項１１、請求項１３の他の実施例におけ
るデータ復調回路の構成図である。
るデータ復調回路の構成図である。
【図２６】請求項１２、請求項１４の実施例におけるデ
ータ復調回路の構成図である。
ータ復調回路の構成図である。
【図２７】請求項６，１２，１４の実施例におけるダイ
バーシチコンバイナ回路の構成図である。
バーシチコンバイナ回路の構成図である。
【図２８】請求項１２、請求項１４の他の実施例におけ
るデータ復調回路の構成図である。
るデータ復調回路の構成図である。
【図２９】請求項１３，１４の実施例における干渉量算
出部の構成図である。
出部の構成図である。
【図３０】本実施例におけるシンボルタイミングを説明
するための図である。
するための図である。
【図３１】従来の送受信装置の構成ブロック図である。
【図３２】従来装置におけるデータ復調回路の構成図で
ある。
ある。
【図３３】他の従来装置における位相差情報抽出部及び
位相補償回路の構成図である。
位相補償回路の構成図である。
【図３４】他の従来装置における位相差情報抽出部及び
位相補償回路の構成図である。
位相補償回路の構成図である。
１０ 位相差情報抽出手段 ２０，２５ 平均化部 ３０ 位相補償手段 ４０ データ復調手段 ５０，５１ 遅延手段 ６０ 周波数・位相補償手段 ７０ レベル制御手段 ８０ 制御量算出部 ９０ キャンセラ付きデータ復調手段 １１０，１２０，１３０，１７０，１８０，１９０，２
２０ 乗算加減算部 １４０ レベル検出手段 １５０ レベル検出部 １６０ 制御部 ２００，２１０，２３０ セレクタ ６００，６１０，６２０，６３０，６４０，６５０，６
６０，６７０，６８０，６９０，７００，７１０，７２
０，７３０，７４０，７５０，７６０，７７０，７８
０，７９０ データ復調回路
２０ 乗算加減算部 １４０ レベル検出手段 １５０ レベル検出部 １６０ 制御部 ２００，２１０，２３０ セレクタ ６００，６１０，６２０，６３０，６４０，６５０，６
６０，６７０，６８０，６９０，７００，７１０，７２
０，７３０，７４０，７５０，７６０，７７０，７８
０，７９０ データ復調回路
Claims (14)
- 【請求項１】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 前記位相差情報抽出手段にて得られた位相差情報を用い
て、同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号に含まれる
位相差の影響を補償する位相補償手段と、 前記位相補償手段出力より、送信データを復調するデー
タ復調手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用データ
復調回路。 - 【請求項２】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 それぞれ異なるタイミングで動作する複数の請求項１記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路と、 前記複数のスペクトル拡散通信用データ復調回路出力の
受信タイミングを一致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信
用データ復調回路。 - 【請求項３】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 同相軸受信信号及び直交軸受信信号を一定の時間遅延さ
せる遅延手段と、 前記位相差情報抽出手段により抽出された位相差情報に
より、前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信
号及び直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行
う周波数・位相補償手段と、 前記周波数・位相補償手段出力より、送信データを復調
するデータ復調手段と、を有することを特徴とするスペ
クトル拡散通信用データ復調回路。 - 【請求項４】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 それぞれ異なるタイミングで動作する複数の請求項３記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路と、 前記複数のスペクトル拡散通信用データ復調回路出力の
受信タイミングを一致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信
用データ復調回路。 - 【請求項５】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 同相軸受信信号及び直交軸受信信号を一定の時間遅延さ
せる遅延手段と、 前記位相差情報抽出手段によって得られた位相差情報の
レベルを制御するレベル制御手段と、 前記レベル制御手段によりレベル制御された位相差情報
を用いて、前記時間遅延された同相軸受信信号及び直交
軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行う周波数・
位相補償手段と、 前記周波数・位相補償手段出力より、送信データを復調
するデータ復調手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用データ
復調回路。 - 【請求項６】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 それぞれ異なるタイミングで動作する複数の請求項５記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路と、 前記複数のスペクトル拡散通信用データ復調回路出力の
受信タイミングを一致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整された複数のデータ復調回路出力の
レベルを調整するレベル調整手段と、 前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信
用データ復調回路。 - 【請求項７】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 同相軸受信信号及び直交軸受信信号を一定の時間遅延さ
せる遅延手段と、 前記位相差情報抽出手段により抽出された位相差情報に
より、前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信
号及び直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行
う周波数・位相補償手段と、 タイミングの異なるパイロット信号が周波数・位相補償
手段出力に与える干渉量を計算する干渉量算出手段と、 周波数・位相補償手段出力より送信データを復調する際
に干渉量算出手段により算出された干渉量を減じてデー
タ復調を行うキャンセラ付きデータ復調手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用データ
復調回路。 - 【請求項８】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 それぞれ異なるタイミングで動作する複数の請求項７記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路と、 前記複数のスペクトル拡散通信用データ復調回路出力の
受信タイミングを一致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用データ
復調回路。 - 【請求項９】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号に
より、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペクト
ル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータを
復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 同相軸受信信号及び直交軸受信信号を一定の時間遅延さ
せる遅延手段と、 前記位相差情報抽出手段により抽出された位相差情報に
より、前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信
号及び直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行
う周波数・位相補償手段と、 位相差情報抽出手段により抽出された位相差情報のレベ
ルを検出するレベル検出手段と、 タイミングの異なるパイロット信号が周波数・位相補償
手段出力に与える干渉量を計算し、前記レベル検出手段
により検出されたレベルにより前記計算結果を制御し、
前記制御結果に応じて干渉量を選択して出力する選択的
干渉量算出手段と、 周波数・位相補償手段出力より送信データを復調する際
に前記選択的干渉量算出手段により算出された干渉量を
減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデータ復調手段
と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路。 - 【請求項１０】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号
により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペク
トル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータ
を復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 それぞれ異なるタイミングで動作する複数の請求項９記
載のスペクトル拡散通信用データ復調回路と、 前記複数のスペクトル拡散通信用データ復調回路出力の
受信タイミングを一致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用データ
復調回路。 - 【請求項１１】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号
により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペク
トル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータ
を復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 同相軸受信信号及び直交軸受信信号を一定の時間遅延さ
せる遅延手段と、 前記位相差情報抽出手段によって得られた位相差情報の
レベルを制御するレベル制御手段と、 前記位相差情報抽出手段により抽出された位相差情報に
より、前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信
号及び直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行
う周波数・位相補償手段と、 タイミングの異なるパイロット信号がレベル制御された
周波数位相補償手段出力に与える干渉量を計算する干渉
量算出手段と、 周波数・位相補償手段出力より送信データを復調する際
に干渉量算出手段により算出された干渉量を減じてデー
タ復調を行うキャンセラ付きデータ復調手段と、を有す
ることを特徴とするスペクトル拡散通信用データ復調回
路。 - 【請求項１２】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号
により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペク
トル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータ
を復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 それぞれ異なるタイミングで動作する複数の請求項１１
記載のスペクトル拡散通信用データ復調回路と、 前記複数のスペクトル拡散通信用データ復調回路出力の
受信タイミングを一致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整された複数のデータ復調回路出力の
レベルを調整するレベル調整手段と、 前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信
用データ復調回路。 - 【請求項１３】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号
により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペク
トル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータ
を復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 同相軸の受信信号及び直交軸の受信信号それぞれに、送
信側で用いられた拡散符号を乗算し、乗算結果を所定の
組み合わせで加減算し、加減算結果を平均化して、位相
差に関する情報を抽出する位相差情報抽出手段と、 同相軸受信信号及び直交軸受信信号を一定の時間遅延さ
せる遅延手段と、 前記位相差情報抽出手段によって得られた位相差情報の
レベルを制御するレベル制御手段と、 前記位相差情報抽出手段により抽出された位相差情報に
より、前記遅延手段により時間遅延された同相軸受信信
号及び直交軸受信信号に対して、周波数・位相補償を行
う周波数・位相補償手段と、 タイミングの異なるパイロット信号が周波数・位相補償
手段出力に与える干渉量を計算し、前記レベル制御手段
の制御量算出過程で得られる検出レベルにより前記計算
結果を制御し、前記制御結果に応じて干渉量を選択して
出力する選択的干渉量算出手段と、 周波数・位相補償手段出力より送信データを復調する際
に前記選択的干渉量算出手段により算出された干渉量を
減じてデータ復調を行うキャンセラ付きデータ復調手段
と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用デ
ータ復調回路。 - 【請求項１４】 同相軸の拡散符号と直交軸の拡散符号
により、直接拡散方式で同相軸及び直交軸に対しスペク
トル拡散された信号を受信し、この受信信号よりデータ
を復調するスペクトル拡散通信用データ復調回路におい
て、 それぞれ異なるタイミングで動作する複数の請求項１３
記載のスペクトル拡散通信用データ復調回路と、 前記複数のスペクトル拡散通信用データ復調回路出力の
受信タイミングを一致させるタイミング調整手段と、 前記タイミング調整された複数のデータ復調回路出力の
レベルを調整するレベル調整手段と、 前記レベル調整手段出力を加算する加算手段と、 前記加算手段出力から送信データを判定するデータ判定
手段と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信
用データ復調回路。
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