JP2003522440A - マルチキャリア信号の改良されたデコーディング用の自動利得制御 - Google Patents

マルチキャリア信号の改良されたデコーディング用の自動利得制御

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JP2003522440A
JP2003522440A JP2001504107A JP2001504107A JP2003522440A JP 2003522440 A JP2003522440 A JP 2003522440A JP 2001504107 A JP2001504107 A JP 2001504107A JP 2001504107 A JP2001504107 A JP 2001504107A JP 2003522440 A JP2003522440 A JP 2003522440A
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ペイテル、シムマン
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【解決手段】 回路が入力信号を有し、この入力信号は所要信号の帯域幅よりも大きい帯域幅を有する第１のフィルタでフィルタされる。フィルタされた信号はサンプリングされて離散時間サンプルが生成され、これは離散時間整合フィルタでフィルタされる。フィルタされたサンプルはスケーリング係数でスケーリングされ、量子化される。量子化サンプルの振幅に関係する数が計測され、スケーリング係数が測定量にしたがって調整される。量子化サンプルをさらに処理して、デコーダに提供することができる。所要の信号は直角位相変調信号とすることができる。スケーリング係数の調整は自動利得制御（ＡＧＣ）ループにより実行することができ、ＡＧＣループは量子化サンプルの測定信号電力を予め定められた値と比較して、エラー値を発生させる。ＡＧＣループはエラー値をフィルタしてスケーリング係数を発生させる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は通信に関係し、特にマルチキャリア信号の改良されたデコーディング
性能を提供する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル通信は、デジタルビデオ、セルラ電話、その他のものを含む多くの応
用に対して広く使用されている。セルラ電話中で使用するためのデジタル通信シ
ステムの例には、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ
）、およびコード分割多元接続（ＣＤＭＡ）の通信システムが含まれる。これら
の多元接続システムは複数チャネルの同時送信をサポートし、複数のチャネルは
要求があり次第、そして利用可能であればユーザに割り当てられる。
【０００３】 ＣＤＭＡはスペクトル拡散技術を利用し、これは他の多元接続通信システムに
より使用される他の変調技術に対して顕著な利点を提供する。ＣＤＭＡシステム
では、各通信チャネルに対する（すなわち特定のユーザに割り当てられた）デー
タはコード化されて、全周波数帯域にわたって拡散される。ＣＤＭＡ信号の固有
なワイドバンド性質は周波数ダイバーシティを提供するので、選択性フェーディ
ングＣＤＭＡ信号帯域幅の一部にのみ影響を与える。空間またはパスダイバーシ
ティは２つ以上の基地局から移動ユニットへの同時性送信を通して複数の信号パ
スを提供することにより達成される。さらに、パスダイバーシティはスペクトル
拡散処理を通してマルチパス環境を活用することにより得ることができ、この場
合異なる伝搬遅延で到着する信号が個々に受信されて処理され、その後に結合さ
れる。
【０００４】 ＣＤＭＡシステムは一般的に、以後ＩＳ−９５−Ａ標準規格として言及される
“ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５−Ａ デュアルモードワイドバンドスペクトル拡
散セルラシステム用の移動局−基地局互換性標準規格”に準拠するように設計さ
れている。この標準規格は各ＣＤＭＡ信号に利用可能なチャネル数およびＣＤＭ
Ａ信号帯域幅を規定している。例えば、ＩＳ−９５−Ａ標準規格に準拠するＣＤ
ＭＡ信号（すなわち“標準”ＣＤＭＡ信号）は６４までの直交ウォルシュチャネ
ルを含み、１．２２８８ＭＨｚの帯域幅を持つ。
【０００５】 より大きなデータ送信能力を達成するために、ワイドバンドＣＤＭＡ信号また
は複数の標準ＣＤＭＡ信号を使用することができる。このような信号の１つはマ
ルチキャリア（ＭＣ）信号であり、これは“ＣＤＭＡ２０００スペクトル拡散シ
ステム用のＴＲ−４５物理層標準規格”により規定されており、この標準規格は
ＩＳ−９５−Ｃ標準規格として言及され、参照によりここに組み込まれている。
マルチキャリア信号には３つの標準ＣＤＭＡ信号が含まれ、標準ＣＤＭＡ信号の
データ送信能力の３倍までの能力を提供する。
【０００６】 ＣＤＭＡ信号はノイズのある送信環境で送信するためにエンコードされ変調さ
れる。ＩＳ−９５−Ａ標準規格にしたがうと、変調にはそのチャネルに対応する
特有なウォルシュコードで各通信チャネルを“カバー”すること、カバーされた
チャネルを特定の送信基地局に特有な疑似雑音（ＰＮ）シーケンスで“拡散”す
ることが含まれている。ウォルシュカバーリングはチャネル間に直交性を提供し
、ＰＮ拡散はカバーされたチャネルを全ＣＤＭＡ信号帯域幅に拡散する。したが
って、各ＣＤＭＡ信号は多くの個々にカバーされて拡散されたチャネルの組み合
わせ（例えば、ＩＳ−９５−Ａシステムに対して６４まで）である。
【０００７】 ＣＤＭＡ信号は受信機により受信され処理される。多くの受信機設計では、受
信ＲＦ信号はアナログ回路により調整およびフィルタされ、アナログデジタルコ
ンバータ（ＡＤＣ）によりサンプリングおよび量子化される。受信ＲＦ信号には
所要信号（例えば１つ以上のＣＤＭＡ信号）とともに不要信号が含まれている。
一般的に、フィルタ処理の１つ以上のステージが提供されて不要信号が除去され
る。フィルタステージの１つは一般的に復調されている信号の帯域幅（例えば１
つのＩＳ−９５−Ａ準拠ＣＤＭＡ信号に対して約１．２６ＭＨｚ）に整合する帯
域幅を持つアナログフィルタである。
【０００８】 整合フィルタ処理は、ＡＤＣによりサンプリングおよび量子化される前に、受
信信号から最適（あるいは最適に近い）量の雑音を除去するように一般的に実行
される。典型的に、ＡＤＣ入力に提供される信号（すなわち所要信号プラス雑音
）の振幅は、ＡＤＣが飽和プラス量子化雑音の最小（あるいは最小に近い）量を
導入するように維持される。過度の帯域幅を持つフィルタによるフィルタ処理は
最適よりもさらに多い雑音を含むことになる。付加的な雑音は、同じ飽和プラス
量子化雑音に到達するためにさらに大きなダイナミックレンジを必要とする。逆
に、狭い帯域幅を持つフィルタによるフィルタ処理は最適よりも所要信号をさら
に多く除去することになる。
【０００９】 ＡＤＣによるサンプリング前に整合フィルタ処理を実行することが実用的でな
かった理由がいくつかある。例えば、入力信号には多数の変調信号が含まれ、（
費用および回路の複雑さを減少させるために）最小数のＡＤＣを使用してすべて
の変調信号をサンプリングすることが望ましい。他の例として、入力信号は（す
なわち可変データレートシステムに対して）可変帯域幅を持っているかもしれず
、最大の帯域幅に整合した帯域幅を持つフィルタを利用することがさらに効率的
である。これらの例のそれぞれに対して、対象とする各信号帯域幅に対して、複
数のアナログ整合フィルタを使用することができる。しかしながら、この“力ず
く”のアプローチは回路の複雑さおよび費用を増加させる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ＩＳ−９５−Ａ標準規格にしたがうと、畳み込みエンコーディングが使用され
て受信データビットのエラー訂正能力が提供される。受信機において、整合フィ
ルタによるフィルタ処理、ＡＤＣによるサンプリングおよび量子化、ならびに復
調器による復調後に、復調データサンプルがデコーディング回路に提供される。
一般的に、デコーダを使用して畳み込みエンコードデータの最尤デコーディング
が実行される。最適性能に対して、デコーダは、入力信号（あるいは軟判定サン
プル）がある条件に当てはまることを要求する。特に、デコーダに対する入力信
号が信号帯域の総雑音によりスケーリングされるときに、最適あるいはほぼ最適
でデコーダが動作することを示すことができる。しかしながら、ＡＤＣ前のフィ
ルタが信号帯域幅に整合されないとき、デコーダに提供される信号は最適に至ら
ず、デコーディング性能は低下する。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明はマルチキャリア信号の改良されたデコーディング性能のために使用す
ることができる技術を提供する。本発明にしたがうと、マルチキャリア信号は復
調されデコーディングされている信号の帯域幅と等しいまたはより広い帯域幅を
持つアナログフィルタにより最初フィルタされる。したがってアナログフィルタ
は整合フィルタのものよりも広い。（すなわちＡＤＣにより）フィルタ信号はそ
の後サンプリングされる。処理されている各信号に対して、サンプルは離散時間
整合フィルタでフィルタされ、スケーリングされ、量子化され、デコーダに提供
される。ＡＧＣループを使用して量子化器への適切な信号レベルが維持される。
したがって、整合フィルタ処理および利得制御は最初のサンプリングステージ後
に実行される。
【００１２】 本発明の実施形態は（すなわちデコーダによる）デコーディングのために所要
信号を処理する方法を提供する。この方法にしたがうと、所要信号と付加的な信
号を含む入力信号が、所要信号の帯域幅よりも大きい帯域幅を持つ第１のフィル
タで受信されフィルタされる。フィルタ信号がその後サンプリングされて離散時
間サンプルが発生される。離散時間サンプルは離散時間整合フィルタでさらにフ
ィルタされてフィルタサンプルが発生される。フィルタサンプルはスケーリング
係数でスケーリングされて、量子化される。量子化サンプル（すなわち電力）の
振幅に関係する量が測定され、スケーリング係数が測定量にしたがって調整され
る。量子化サンプルはさらに処理（すなわち復調）してデコーダに提供すること
ができる。所要信号は直角位相変調信号とすることができ、このケースでは、整
合フィルタ処理、スケーリング、量子化が所要信号の同位相成分および直角位相
成分において実行される。
【００１３】 スケーリング係数の調整は自動利得制御（ＡＧＣ）ループにより実行すること
ができ、このＡＧＣループは測定量（例えば量子化サンプルの信号電力）を予め
定められた値と比較して、エラー値を発生させる。ＡＧＣループはエラー値をフ
ィルタして、スケーリング係数を発生させる。ある実施形態では、ループフィル
タ処理はアキュムレータを使用して実行することができる。
【００１４】 本発明の他の実施形態はデコーディングのためにマルチキャリア信号を処理す
る方法を提供する。マルチキャリア信号には２つ以上のスペクトル拡散信号が含
まれている。この方法にしたがうと、マルチキャリア信号はスペクトル拡散信号
の任意の１つの帯域幅よりも大きい帯域幅を持つ第１のフィルタでフィルタされ
る。フィルタ信号はサンプリングされ、離散時間サンプルが発生される。第１の
フィルタを通して受信された１つ以上のスペクトル拡散信号がその後処理される
。各スペクトル拡散信号の処理には離散時間フィルタで離散時間サンプルをフィ
ルタしてフィルタサンプルを提供することが含まれている。離散時間フィルタは
処理されている特定のスペクトル拡散信号の帯域幅と整合する帯域幅を持つ。フ
ィルタサンプルはスケーリング係数でスケーリングされ、スケーリングサンプル
は量子化される。量子化サンプル（すなわち電力）の振幅に関係する量が測定さ
れ、スケーリング係数が測定量にしたがって調整される。スケーリング係数はＡ
ＧＣループにより調整することができ、このＡＧＣループは測定量をＡＧＣ設定
値と比較して、エラー値を発生させ、エラー値をフィルタしてスケーリング係数
を発生させる。再度説明すると、直角位相処理はスペクトル拡散信号が直角位相
変調信号である場合に実行することができる。
【００１５】 本発明のさらに別の実施形態はデコーディングの準備のために所要信号を処理
する受信機を提供する。受信機にはアナログフィルタ、サンプラー、整合フィル
タ、スケーラ、量子化器、および利得制御回路が含まれている。アナログフィル
タは所要信号と付加的な信号を含む入力信号を受信する。アナログフィルタは所
要信号の帯域幅よりも大きい帯域幅を持ち、アンチエイリアシングのために使用
される。サンプラーはアナログフィルタに結合し、フィルタ信号をサンプリング
して離散時間サンプルを提供するように構成されている。整合フィルタはサンプ
ラーに結合し、離散時間サンプルの整合フィルタ処理を提供するように構成され
ている。スケーラは整合フィルタに結合し、スケーリング係数でフィルタサンプ
ルをスケーリングして、スケーリングサンプルを提供するように構成されている
。量子化器はスケーラに結合し、スケーリングサンプルを量子化して予め定めら
れたビット数の分解能を持つ量子化サンプルを提供するように構成されている。
利得制御回路はスケーラと量子化器に結合し、量子化器から量子化サンプルを受
信し、スケーラのためにスケーリング係数を発生させるように構成されている。
【００１６】 利得制御回路は検出器とループフィルタで構成することができる。検出器は量
子化器に結合し、量子化サンプルの振幅に関係する量を検出して、検出量を示す
データを発生させるように構成されている。ループフィルタは検出器に結合し、
データを受信し、データにしたがってスケーリング係数を調整するように構成さ
れている。
【００１７】 本発明の性質および利点をさらに理解するために、添付した図面を考慮に入れ
て後続する詳細な説明に対して参照を行うべきである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１はマルチキャリア（ＭＣ）信号のパイロットを示しており、これにはそれ
ぞれｆ1、ｆ2、ｆ3の周波数を中心とし、ＢＷ1、ＢＷ2、ＢＷ3の予め定められた
帯域幅を占有する３つの変調信号が含まれている。この３つの変調信号はＢＷRX の総帯域幅を占有する。各変調信号はその自己のキャリア信号で発生され、した
がって変調信号はマルチキャリア信号の“サブキャリア”としても呼ばれる。３
つの変調信号中のデータは複数の送信源から、あるいは単一の送信源からのもの
とすることができる。３つの変調信号を使用して、例えば通信システムのデータ
送信容量を増加させてもよい。
【００１９】 実施形態では、マルチキャリア信号はＩＳ−９５−Ｃ標準規格により規定され
るマルチキャリアモード中の送信信号に対応する。この実施形態では、各変調信
号は約１．２６ＭＨｚの帯域幅を有するＣＤＭＡスペクトル拡散信号に対応する
。構成の容易のため、ＣＤＭＡ信号は周波数で等しく間隔を空けることができる
（すなわち、Δｆ＝ｆ3−ｆ2＝ｆ2−ｆ1）。利用可能な信号スペクトルの効率的
な利用のために、ＣＤＭＡ信号はほぼ信号帯域幅、すなわちΔｆ≒ＢＷだけ間隔
を空けることができる。ここでＢＷは１つのＣＤＭＡ信号の帯域幅である。
【００２０】 図２は図１に示されているマルチキャリア信号を処理する受信機２００の実施
形態の簡単化されたブロック図を示している。送信信号はアンテナ２１２により
受信され、デュプレクサ２１４を通してルーティングされ、フロントエンドユニ
ット２１６に提供される。フロントエンドユニット２１６は受信信号を調整し、
フィルタし、ダウンコンバートして、（すなわち適切にダウンコンバートされた
周波数における）処理された信号を整合フィルタユニット２２０ａ、２２０ｂお
よび２２０ｃに提供する。各整合フィルタユニット２２０には可変利得増幅器（
ＶＧＡ）２２４と直列に結合された整合フィルタ２２２が含まれている。フィル
タ２２２は１つの変調信号に対して整合フィルタ処理を行い、フィルタが作用す
る特定の信号の帯域幅に整合する帯域幅を持っている。ＶＧＡ２２４はフィルタ
された信号の調整可能な利得を提供し、ＡＧＣ回路２４０からの利得制御信号に
より制御される。各ＶＧＡ２２４からの増幅された信号は各ＡＤＣ２３０に提供
され、このＡＤＣ２３０は信号を量子化して、量子化データサンプルを発生させ
る。（図２に示されていないが）量子化データサンプルはさらに復調されて、デ
コードされる。量子化データサンプルはＡＧＣ回路２４０にも提供される。
【００２１】 図２に示されている受信機アーキテクチャにはいくつかの欠点が含まれている
。第１に、この受信機アーキテクチャは３つのアナログ整合フィルタと３つの利
得制御ループを使用する。典型的に、アナログフィルタは、離散時間フィルタよ
りも、構成するのにさらに高価であり、付加的なボードエリアを必要とし、回路
の複雑さを増加させ、回路の信頼性を減少させる。固定帯域幅アナログフィルタ
も柔軟性に欠け、変化する帯域幅の信号に対する整合フィルタとして使用するこ
とができない。第２に、この受信機アーキテクチャは３つのＡＤＣ（すなわちデ
ジタル直角位相復調用の３対のＡＤＣ）を使用し、これは単一サブキャリア設計
に対するＡＤＣ数の３倍である。
【００２２】 図３は図１に示されているマルチキャリア信号を処理する他の受信機３００の
実施形態の簡単化されたブロック図を示している。送信信号はアンテナ３１２に
より受信され、デュプレクサ３１４を通してルーティングされ、フロントエンド
ユニット３２０に提供される。フロントエンドユニット３２０には、ミキサ３２
２，フィルタ３２４、および可変利得増幅器（ＶＧＡ）３２６が含まれている。
ミキサ３２２は受信信号を無線周波数（ＲＦ）から中間周波数（ＩＦ）あるいは
ベースバンドにダウンコンバートする。フィルタ３２４はダウンコンバート信号
をフィルタし、ＶＧＡ３２６はフィルタ信号を増幅する。
【００２３】 図３では、ミキサ３２２はアンテナからアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ
）への受信信号パスにおけるすべての周波数変換ステージを表し、フィルタ３２
４は受信信号パスにおける全体的なフィルタ処理を表し、ＶＧＡ３２６は受信信
号パスにおける全体的な（そして可変の）利得を表している。ほとんどの受信機
設計では、周波数ダウンコンバート、フィルタ処理、および増幅の複数のステー
ジが典型的に提供される。フィルタ処理および低雑音増幅が周波数ダウンコンバ
ート前に通常実行される。フィルタ３２４は復調されている信号の帯域幅に関係
する帯域幅を持つ。特定の実施形態では、図１に示されるマルチキャリア信号に
対して、フィルタ３２４はマルチキャリア信号の帯域幅すなわちＢＷRXに整合す
る帯域幅を持つ。しかしながら、より広い帯域幅を持つフィルタも使用すること
ができる。
【００２４】 フロントエンド３２０はさまざまな設計で実現することができる。周波数ダウ
ンコンバート、フィルタ処理および増幅は受信信号パス全体を通してさまざまな
方法で配置することができる。フィルタ３２４はベースバンドまたはＩＦを中心
とすることができる。フロントエンド３２０の特定の設計は１９９７年１２月９
日に出願された、シグマデルタアナログデジタルコンバータを備えた受信機と題
する米国特許出願第０８／９８７，３０６号、および１９９７年１２月９日に出
願された、プログラマブル線形受信機と題する米国特許出願第０８／９８７，３
０５号に開示されており、これらすべて本発明の譲受人に譲渡され、参照により
ここに組み込まれている。
【００２５】 フロントエンド３２０からの増幅された信号はＡＤＣ３３０に提供され、この
ＡＤＣ３３０は信号をサンプリングして離散時間データサンプルを発生させる。
離散時間データサンプルはＡＧＣ回路３４０、ミキサ３５２ａおよび３５２ｂ、
ならびにフィルタ３５４ｂに提供される。
【００２６】 簡単にするために、１つのＡＤＣ３３０のみが図３に示されている。ＱＰＳＫ
（直角位相シフトキーイング）、ＯＱＰＳＫ（オフセット直角位相シフトキーイ
ング）、およびＰＳＫ（位相シフトキーイング）のような多くのデジタル変調フ
ォーマットに対して、直角位相復調が実行される。これらの変調フォーマットに
対して、受信信号が同位相成分および直角位相成分に復調される。多くの受信機
設計において、直角位相復調はアナログ回路を使用して実行され、アナログベー
スバンドのＩおよびＱ信号が発生され、これらは独立したＩおよびＱのＡＤＣで
量子化される。他の受信機設計では、受信信号がＩＦにおいて１つのバンドパス
ＡＤＣを使用して量子化され、直角位相復調はデジタル的に実行される。
【００２７】 ＡＧＣ回路３４０はＶＧＡ３２６の利得を調整して、ＡＤＣ３３０に提供され
る信号を適切な信号レベルに維持する。この信号レベルはＡＤＣからの量子化プ
ラス飽和雑音の量を最小にするように選択される。例えば、信号レベルが小さい
場合には、（所要信号に対して）より多量の量子化雑音が発生される。逆に、信
号レベルが大きい場合には、（その典型的に有限なダイナミックレンジにより）
ＡＤＣによるクリッピングために、（所要信号に対して）より多量の飽和雑音が
発生される。最適な信号レベルは信号対総雑音比を最大にする。ＣＤＭＡ信号に
対して、４ビットＡＤＣを使用するときに、ＩおよびＱのベースバンド信号の２
乗平均（ＲＭＳ）信号レベルがそれぞれフルスケールの３／８すなわち±３ＬＳ
Ｂにそれぞれ設定された場合に、最適あるいは最適に近い性能を得ることができ
ることが示されている。大きな（あるいは無限の）ダイナミックレンジを有する
ＡＤＣに対して、ＡＧＣ回路３４０は必要とされないかもしれない。
【００２８】 ＡＧＣ回路３４０内では、離散時間データサンプルが受信信号強度インジケー
タ（ＲＳＳＩ）３４２に提供され、このＲＳＳＩ３４２はデータサンプルの電力
を検出する。直角位相変調信号に対して、受信電力レベル（ＩO）はＡＤＣから
のサンプルの電力に関係付けられ、これはＩO∝ＩO,ADC＝ＩADC 2＋ＱADC 2として
計算することができる。ここでＩADCはＩのＡＤＣからのデータサンプルであり
、ＱADCはＱのＡＤＣからのデータサンプルである。検出された電力は合計器３
４４に提供され、これは検出された電力をＡＤＣ設定レベルと比較して、エラー
信号を発生させる。ＡＤＣ設定レベルはＡＤＣ３３０に提供される信号レベルを
決定し、結果的にＡＤＣ３３０からのサンプルの電力を決定する。特定の実施形
態では、ＡＤＣ３３０は４ビット分解能を持ち、ＡＤＣ設定レベルは単一のＣＤ
ＭＡ信号、あるいは３つのＣＤＭＡ信号を含むマルチキャリア信号のいずれかに
対して、ＩO,ADC＝ＩADC 2＋ＱADC 2に設定される。合計器３４４からのエラー信
号はループフィルタ３４６に提供され、これはエラー信号をフィルタしてＶＧＡ
３２６に対する制御信号を発生させる。ある実施形態では、ループフィルタ３４
６はＫA／ｓの伝達関数を有する積分器として構成することができる。ここでＫA は積分器の利得である。ＫAは係数の１つであり、これはＡＧＣループ帯域幅を
決定する。
【００２９】 ある実施形態では、図１に示されているマルチキャリア信号に対して、ｆ2を
中心とする変調信号がベースバンドにダウンコンバートされるように、ミキサ３
２２が受信信号をダウンコンバートする。ＡＤＣ３３０からの離散時間データサ
ンプルは、（ベースバンドにダウンコンバートされた）ｆ2を中心とする信号、
（−Δｆにダウンコンバートされた）ｆ1を中心とする変調信号、（＋Δｆにダ
ウンコンバートされた）ｆ3を中心とする変調信号を含む。−Δｆおよび＋Δｆ
を中心とする変調信号は後続するデジタルダウンコンバートステップにおいてミ
キサ３５２ａおよび３５２ｂによりさらにベースバンドにダウンコンバートされ
る。例えば、ミキサ３５２ａおよび３５２ｂはそれぞれ−Δｆおよび＋Δｆを中
心とするデータサンプルをデジタルデローテーションを使用してベースバンドに
ダウンコンバートすることができる。ミキサ３５２ａおよび３５２ｂからのベー
スバンドデータサンプルはそれぞれフィルタ３５４ａおよび３５４ｃに提供され
る。
【００３０】 フィルタ３５４ａ、３５４ｂおよび３５４ｃはそれぞれの入力信号の帯域幅に
整合した帯域幅を有する整合フィルタである。例えば、フィルタ３５４ａはｆ1
をもともと中心とする第１の変調信号に整合し、フィルタ３５４ｂはｆ2をもと
もと中心とする第２の変調信号に整合し、フィルタ３５４ｃはｆ3をもともと中
心とする第３の変調信号に整合する。フィルタ３５４は、有限インパルス応答フ
ィルタ（ＦＩＲ）、無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲ）、多相フィルタ、技
術的に知られている他のフィルタ態様として構成することができる。フィルタさ
れたデータサンプルはデシメートされて、サンプルレートを減少させる。直角位
相復調に対して、フィルタ３５４ａ、３５４ｂおよび３５４ｃのそれぞれはＩデ
ータサンプルに対して１つのフィルタ、Ｑデータサンプルに対して別のフィルタ
を含んでいる。
【００３１】 フィルタ３５４ａないし３５４ｃからのフィルタされたサンプルはＡＧＣユニ
ット３５６ａないし３５６ｃにそれぞれ提供され、これらは改良されたデコーデ
ィング性能のためにデータサンプルを再スケーリングおよび量子化する。ＡＧＣ
ユニット３５６ａないし３５６ｃからの量子化データサンプルは復調器ユニット
３５８ａないし３５８ｃにそれぞれ提供され、これらはデータサンプルを復調す
る。ＡＧＣユニット３５６および復調器ユニット３５８は以下でさらに詳細に説
明する。復調されたサンプルはマルチプレクサ（ＭＵＸ）３６０を通してマルチ
プレクスされ、サンプルをデコードするデコーダ３７０に提供される。ある実施
形態では、デコーダ３７０にはデコーダが含まれている。
【００３２】 図４は１つの信号パス（すなわち、処理されてデコードされるべき１つの変調
信号）に対する１つのＡＧＣユニット３５６の実施形態の図を示している。フィ
ルタされたデータサンプルはスケーラ４１２に提供され、このスケーラ４１２は
ループフィルタ４２０から提供されるスケーリング係数でデータサンプルをスケ
ーリングする。スケーリングされたデータサンプルは量子化器４１４に提供され
、この量子化器４１４はデータサンプルを量子化して、量子化サンプルを丸め処
理する。特定の実施形態では、フィルタされたデータサンプルは１１ビットの分
解能を持ち、量子化器４１４は各量子化サンプルを４ビットに丸め処理する。量
子化器４１４からの出力はＡＧＣユニット３５６からの量子化データサンプルを
含む。
【００３３】 図４に示されているように、ＡＧＣユニット３５６には１つのスケーラ４１２
と１つの量子化器４１４が含まれている。直角位相復調器に対して、１組のスケ
ーラおよび量子化器がＩデータサンプルに対して提供され、他の組のスケーラお
よび量子化器がＱデータサンプルに対して提供される。ＩおよびＱのスケーラに
対するスケーリング係数は同一とすることができる。代わりに、スケーリング係
数は同じ平均振幅を有するが、（すなわち、フィルタされたデータサンプルのデ
ローテーションを可能にするために）直角位相関係にあってもよい。
【００３４】 （すなわちＩおよびＱの量子化器の両方からの）量子化データサンプルはＲＳ
ＳＩ４１６に提供され、このＲＳＳＩ４１６はデータサンプルの電力を検出する
。直角位相復調に対して、復調されている信号に対する電力は量子化器からのサ
ンプルの電力に関係付けられている。量子化器からのサンプルの電力はＩOQi＝
ＩQi 2＋ＱQi 2として計算することができる。ここでＩQiはｉ番目の信号パスにお
けるＩ量子化器からの量子化データサンプルであり、ＱQiはｉ番目の信号パスに
おけるＱ量子化器からの量子化データサンプルである。量子化器からの検出され
た電力（ＩOQi）は合計器４１８に提供され、これは検出された電力を処理され
ている特定の信号に対するＡＧＣ設定レベルと比較する。ＡＧＣ設定レベルはデ
コーダ３７０に提供される量子化データサンプルの電力（および信号レベル）を
決定する。特定の実施形態では、ＡＧＣ設定レベルはＣＤＭＡ信号に対してＩOQ i ＝１８に設定される。合計器４１８はエラー信号を発生させ、これはループフ
ィルタ４２０に提供される。ループフィルタ４２０はエラー信号をフィルタして
、スケーラ４１２のためにスケーリング係数を発生させる。ある実施形態では、
ループフィルタ４２０はＫBi／ｓの伝達関数を有する積分器として実現される。
ここで、ＫBiはｉ番目の信号パスにおける積分器の利得である。この実施形態で
は、積分器はアキュムレータで構成することができる。
【００３５】 図５はＣＤＭＡ信号に対する復調器ユニット３５８の実施形態の図を示してい
る。各ＡＧＣユニット３５６からの量子化データサンプルは各復調器ユニット３
５８に提供される。ＣＤＭＡ信号に対して、復調器ユニット３５８内では、量子
化データサンプルが乗算器５１２に提供される。この乗算器５１２は特定のＣＤ
ＭＡ信号に対して送信機で使用されたＰＮシーケンスに一致するＰＮシーケンス
でサンプルを逆拡散する。逆拡散されたサンプルはデカバラー５１４に提供され
る。このデカバラー５１４は復調されているチャネルに対応するウォルシュコー
ドでサンプルをデカバーする。特に、デカバラー５１４内では、逆拡散サンプル
は乗算器５１６に提供される。この乗算器５１６は復調されているチャネルのウ
ォルシュコードに対応するウォルシュシンボルシーケンスでサンプルを乗算する
。乗算器５１６からの結果的な積はアキュムレータ（ＡＣＣ）５１８に提供され
る。このアキュムレータ５１８はウォルシュシンボルシーケンスの長さ（例えば
ＣＤＭＡに対して６４シンボル）に対して積を合計する。デカバーされたサンプ
ルは内積回路５２０に提供される。この内積回路５２０はサンプルとデカバーさ
れたパイロット信号の内積を実行して、コヒーレントな復調を実行する。
【００３６】 ＣＤＭＡ受信機は一般的にキャリア追跡ループを使用して、復調されているＣ
ＤＭＡ信号に対するパイロット（またはキャリア）信号を追跡する。リカバーさ
れたパイロット信号には受信信号の信号強度の情報が含まれる。リカバーされた
パイロット信号にはコヒーレント検出のために（内積により）使用される位相情
報も含まれる。ＰＮ逆拡散処理、ウォルシュデカバー処理、およびコヒーレント
復調は１９９２年４月７日に発行された、“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおい
て信号波形を発生させるシステムおよび方法”と題する米国特許第５，１０３，
４５９号にさらに説明されており、この米国特許は参照によりここに組み込まれ
ている。
【００３７】 図３を参照すると、ＡＤＣ３３０からのデータサンプルの電力はＡＧＣ回路３
４０により予め定められた電力レベルすなわちＩO,ADC＝βに設定される。図１
に示されているマルチキャリア信号に対して、３つの変調信号がＩO1、ＩO2、Ｉ O3 の電力を有する。ＩOはフィルタ３２４の帯域幅内の総信号プラス雑音電力を
表している。同様に、ＩO1、ＩO2、ＩO3はそれぞれフィルタ３５４ａ、３５４ｂ
、３５４ｃの帯域幅内の総信号プラス雑音電力を表している。一般的に以下の近
似を行うことができる。 ＩO＝ＩO1＋ＩO2＋ＩO3
【００３８】 デコーダは受信データサンプルの最尤デコーディングを実行する。最尤原理か
ら、エラーの確率を最小にする仮定が以下の式を解く。
【数１】
【００３９】 ここで、ｍは送信されたエンコードビットの１つの仮定に対応するベクトルで
あり、ｘは受信された軟判定（すなわちデコーダに提供される４ビットデータサ
ンプル）である。時間ｎにおいて、ｘの予測値すなわちＥ［Ｘn］が‘０’が送
信された場合にμn（そして‘１’が送信された場合に−μn）であり、Ｘnにお
ける雑音がσnの標準偏差を有する付加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であると
仮定されると、以下のことを示すことができる。
【数２】
【００４０】 ここで、ａn,mは仮定ｍのｎ番目の要素であり、＋１または−１のいずれかの
値を持つ。
【００４１】 式（１）および（２）を組み合わせて以下のように最尤仮定に対する等価解を
解くことができる。
【数３】
【００４２】 式（３）において、μnＸnは所要信号の電力を表し、σn2は所要信号帯域内の
雑音の電力を表している。最尤原理および先の式の偏差は１９９０年に発刊され
た“情報のデジタル送信”と題する書籍のページ１７０−１７５においてＲ．Ｂ
ｌａｈｕｔ氏によりさらに詳細に説明されており、この書籍は参照によりここに
組み込まれている。
【００４３】 図３に示されている受信機構成に対して、ＡＧＣユニット３５６がバイパスさ
れると、式（３）中の項は以下のように近似することができる。
【数４】
【００４４】 ここでＥnpは時間ｎにおけるパイロット信号の値であり、Ｅndは時間ｎにおけ
るデータサンプルの値であり、ＩOはフィルタ３２４を通して受信される総電力
であり、Ｋp、ＫdおよびＫσはハードウェア係数である。ＣＤＭＡスペクトル拡
散信号に対して、受信信号にはすべてのウォルシュチャネルに対する信号が含ま
れている。
【００４５】 ＣＤＭＡシステムに対して、雑音（σn2）は総インバインド受信信号プラス雑
音の電力、すなわちＩOとしてとして近似することができる。式（４）ないし（
６）における近似を式（３）に代入すると、デコーダは以下のものを使用して最
良仮定ｍを解く。
【数５】
【００４６】 式（７）において、平方根下における予測パイロット信号（Ｅnp）と予測デー
タサンプル（Ｅnd）の乗算は復調器ユニット３５６内の内積５２０により実行さ
れる。平方根の前の符号は内積後の符号により決定される。ＩOによる除算はＡ
ＧＣ回路３４０により達成される。式（７）はＡＧＣユニット３５６なしでデコ
ーダにより解かれた仮定を表している。
【００４７】 式（７）において、平方根下の数は復調されている所要信号を示している。シ
ングルキャリアおよびマルチキャリアモードの両方に対して、平方根下の数を導
出する内積は所要の変調信号（すなわちサブキャリア）内から得られるエネルギ
を使用して形成される。しかしながら、式（７）で着目されるように、ＡＧＣユ
ニット３５６なしで、デコーダに提供される信号はＡＤＣから提供される総電力
（ＩO）によりスケーリングされる。マルチキャリア信号に対して、ＩOには３つ
すべての変調信号から信号プラス雑音の総電力が含まれている。
【００４８】 式（３）において先に着目したように、改良されたデコーディング性能のため
に、デコーダに提供されるデータサンプルは所要信号帯域内の雑音電力（すなわ
ちＩOi、ここでｉはデコードされている特定の変調信号であり、ｉ＝１、２また
は３の値を持つ）だけによりスケーリングされるべきである。各変調信号に対す
る雑音電力（ＩO1、ＩO2、ＩO3）は総雑音（ＩO）のスケーリング係数（Ｋσ2）
倍として近似することができる。Ｋσ2はデコーディングされている特定の信号
の帯域幅（ＢＷ1、ＢＷ2、ＢＷ3）、総マルチキャリア信号の帯域幅（ＢＷRX）
、スペクトルの特性に基づいて決定してもよい。図１に示されているマルチキャ
リア信号に対して、３つの変調信号は等しい帯域幅および同じ受信電力レベルを
持ち、各変調信号に対する雑音電力は総測定雑音電力の１／３、すなわちＩOi＝
ＩO／３として近似することができる。
【００４９】 ３だけ総雑音電力をスケーリングすることにより所要信号帯域中の雑音電力を
推定することは多くの環境において正確でない。例えば、３つの変調信号は異な
る電力レベルで送受信することができる（すなわちＩO1≠ＩO2≠ＩO3）。さらに
、各変調信号は異なってロードしてもよい（すなわち、１つのＣＤＭＡ信号中に
１０の通話と他のＣＤＭＡ信号中に１の通話）。さらに、マルチキャリア信号は
レイリーフェージングを経験するかもしれず、これは異なる周波数における信号
を異なる量だけ減衰させる。これらおよび他の理由のために、ＩOは３つすべて
の変調信号に対する総電力であるのに対し、ビットｘnのエネルギは１つの変調
信号のみから導出されるので、ビットｘnにおける雑音電力（σn2）はＫσ2ＩO
として正確に近似することができない。
【００５０】 ビットｘni上の雑音の標準偏差（σni）に対するより良い近似はビットｘniが
抽出された変調信号中の総電力、すなわち以下の式である。
【数６】
【００５１】 式（８）における近似は改良されたデコーディング性能を提供する。この近似
を行うために、ＡＧＣユニットを使用して、デコーディングされている特定の変
調信号に対する近似された雑音電力によりフィルタデータサンプルを適切にスケ
ーリングする。
【００５２】 図３に戻って参照すると、ＡＧＣ回路３４０はＡＤＣ３３０に提供される信号
（すなわちマルチキャリア）のレベルを調整して、量子化および飽和雑音を最小
にする。ＡＤＣ３３０からの電力レベルはマルチキャリア信号の総電力、すなわ
ちＩOによりスケーリングされる。フィルタ３５４はＡＤＣ３３０からのデータ
サンプルの整合フィルタ処理を実行して、所要信号帯域内の信号および雑音のみ
（あるいはほとんど）を提供する。他の変調信号からの帯域を外れた信号および
雑音はフィルタアウトされる。
【００５３】 図４を参照すると、ＡＧＣユニット３５６はスケーリング係数でフィルタされ
たデータサンプルをスケーリングし、スケーリングされたデータサンプルを量子
化し、スケーリング係数を調整して、量子化データサンプルの電力が特定のＡＧ
Ｃ設定レベルまたは設定点（例えばＩOi＝ＡＧＣ設定点）に設定される。したが
って、ＡＧＣユニット３５６からの量子化データサンプルは（１／ＩOi）のスケ
ーリング係数により有効にスケーリングされる。
【００５４】 図３の受信機アーキテクチャはサンプリング、離散時間整合フィルタ処理、離
散時間ＡＧＣを実行して、デコーダ用のデータサンプルを発生させる。サンプリ
ングはＡＤＣ３３０により実行される。ＡＤＣ３３０に提供される信号の信号レ
ベルが低く（過度の量子化雑音となる）あるいは高く（過度の飽和雑音となる）
設定され過ぎないことを確実にするために注意が払われる。適切な信号レベルは
システムシミュレーションにより、あるいは経験的な測定により決定することが
できる。
【００５５】 離散時間整合フィルタ処理はフィルタ３５４により実行される。ＡＧＣユニッ
ト３５６による離散時間自動利得制御にはスケーリングおよび量子化して、適切
な信号レベルで必要なビット数を有するデータサンプルをデコーダに提供するこ
とが含まれる。図３に示されている受信機アーキテクチャでは、復調器ユニット
３５８は予め定められた信号利得を提供する。したがって、ＡＧＣユニット３５
６のデータ利得は、復調器ユニットからの予め定められた利得で、データサンプ
ルが適切なレベルでデコーダに提供されるように設定される。
【００５６】 さまざまな修正を図３に示されている特定の受信機アーキテクチャに行うこと
ができる。１つの設計では、ＡＤＣ３３０は受信信号のバンドパスサンプリング
を実行するように構成することができる。この設計では、復調されている各信号
に対して、バンドパスデータサンプルが１対のＩおよびＱミキサに提供され、こ
れらのミキサはデジタル直角位相ダウンコンバートを実行する。この設計では、
整合フィルタはデジタルダウンコンバートの前または後に配置することができ、
デジタルダウンコンバート前に配置される場合にはバンドパスフィルタとして構
成することができ、デジタルダウンコンバート後に配置される場合にはローパス
フィルタとして構成することができる。整合フィルタがデジタルダウンコンバー
ト前に配置される場合には、ミキサはＡＧＣユニット３５６内のスケーラと組み
合わせる（あるいはスケーラで実行する）ことができる。スケーラに提供される
スケーリング係数はデータサンプルのスケーリングおよびデローテーションの両
方を提供する。他の受信機設計および修正が可能であり、これも本発明の範囲内
のことである。
【００５７】 本発明はデジタル変調フォーマット（例えばＱＰＳＫ、ＦＳＫ、ＰＳＫおよび
他のもの）、アナログ変調フォーマット（例えばＡＭおよびＦＭ）、および他の
ものを含む任意の変調フォーマットに対して使用することができる。例えば、図
１の各変調信号はＣＤＭＡスペクトル拡散信号を含むことができる。しかしなが
ら、変調信号は異なる変調フォーマットを使用して変調することができる。明ら
かにするために、本発明はＣＤＭＡ信号の文脈の中で説明した。
【００５８】 本発明は改良されたデコーディング性能のために信号レベルを調整する文脈の
中で説明した。しかしながら、本発明を使用して、（マルチレベルの）復調、信
号検出などのような、特定の信号レベルを要求する任意の処理のために信号レベ
ルを調整することができる。したがって、本発明はデコーダとの使用にのみ限定
されない。
【００５９】 先に説明した信号処理はさまざまな方法で実現することができる。例えば、処
理は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、
制御装置、マイクロプロセッサ、あるいはここで説明した機能を実行するように
設計された他の回路により実行することができる。さらに、信号処理はプロセッ
サ上で実行されるソフトウェアコード、あるいはハードウェアおよびソフトウェ
アコードの組み合わせにより実行することができる。
【００６０】 特定の実施形態の先の説明は当業者が本発明を作りおよび使用できるように提
供されている。さらに、これらの実施形態に対するさまざまな修正は当業者に容
易に明らかになり、ここに規定されている一般的な原理は発明能力を使用するこ
となく他の実施形態に適用してもよい。したがって、本発明はここに示されてい
る実施形態に制限されることを意図しているものではなく、ここに開示されてい
る原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲にしたがうべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は３つの変調信号を含むマルチキャリア（ＭＣ）信号のパイロットを示し
ている。
【図２】 図２は図１に示されているマルチキャリア信号を処理する受信機の実施形態の
簡単化されたブロック図である。
【図３】 図３は図１に示されているマルチキャリア信号を処理する別の受信機の実施形
態の簡単化されたブロック図である。
【図４】 図４はＡＧＣユニットの実施形態の図を示している。
【図５】 図５はＣＤＭＡ信号用の復調ユニットの実施形態の図を示している。
【手続補正書】
【提出日】平成１４年６月１９日（２００２．６．１９）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ， ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ， ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ， ＺＷ (72)発明者 ウィルボーン、トーマス アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92124 サン・ディエゴ、エスコバー・ド ライブ 10765 Ｆターム(参考） 5J100 JA01 LA01 LA11 MA01 QA01 SA02 5K022 EE02 EE32 5K041 AA04 BB08 EE01 EE31 FF32 JJ11 JJ14 JJ18

Claims (29)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 デコーディングのために所要信号を処理する方法において、 所要の信号および付加的な信号を含む入力信号を受信し、 所要信号の帯域幅よりも大きい帯域幅を有する第１のフィルタで受信信号をフ
    ィルタし、 フィルタ信号をサンプリングして、離散時間サンプルを発生させ、 離散時間整合フィルタで離散時間サンプルをフィルタし、 スケーリング係数でフィルタサンプルをスケーリングし、 スケーリングサンプルを量子化し、 量子化サンプルの振幅に関係する量を測定し、 測定量にしたがってスケーリング係数を調整する方法。
  2. 【請求項２】 デコーダで量子化サンプルをデコーディングすることをさら
    に含む請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】 量子化サンプルを復調し、 デコーダで復調サンプルをデコーディングすることをさらに含む請求項１記載
    の方法。
  4. 【請求項４】 測定量は量子化サンプルの電力を計算することにより決定さ
    れる請求項１記載の方法。
  5. 【請求項５】 調整することは、 測定量を予め定められた値に対して比較してエラー値を発生させ、 エラー値に基づいてスケーリング係数を発生させることを含む請求項１記載の
    方法。
  6. 【請求項６】 発生させることはエラー値をフィルタすることを含み、 スケーリング係数はフィルタエラー値に基づいて発生される請求項５記載の方
    法。
  7. 【請求項７】 エラー値をフィルタすることは積分器で実行される請求項６
    記載の方法。
  8. 【請求項８】 量子化サンプルは４ビットの分解能を持つ請求項１記載の方
    法。
  9. 【請求項９】 スケーリング係数は、量子化サンプルの平均電力が予め定め
    られたレベルに維持されるように調整される請求項１記載の方法。
  10. 【請求項１０】 量子化サンプルの振幅は改良されたデコーディング性能の
    ために設定される請求項２記載の方法。
  11. 【請求項１１】 所要信号はＣＤＭＡ信号である請求項１記載の方法。
  12. 【請求項１２】 所要信号は直角位相変調信号である請求項１記載の方法。
  13. 【請求項１３】 離散時間サンプルをフィルタすることは１組の離散時間整
    合フィルタで実行され、１つの整合フィルタは所要信号の同位相成分用であり、
    他の整合フィルタは所要信号の直角位相成分用である請求項１２記載の方法。
  14. 【請求項１４】 スケーリングすることは１対のスケーリング係数で実行さ
    れ、１つのスケーリング係数は同位相成分用の整合フィルタからのフィルタサン
    プル用であり、他のスケーリング係数は直角位相成分用の整合フィルタからのフ
    ィルタサンプル用である請求項１３記載の方法。
  15. 【請求項１５】 １対のスケーリング係数のそれぞれはフィルタサンプルの
    デローテーションを許容するように直角位相であるスケーリング係数を含む請求
    項１４記載の方法。
  16. 【請求項１６】 スケーリング係数は、量子化サンプルの飽和および量子化
    雑音を減少させるように調整される請求項１記載の方法。
  17. 【請求項１７】 デシメーション係数によりフィルタサンプルをデシメート
    することをさらに含む請求項１記載の方法。
  18. 【請求項１８】 付加的な信号には所要信号のものに類似する帯域幅を持つ
    少なくとも１つの他の信号が含まれている請求項１記載の方法。
  19. 【請求項１９】 ２つ以上のスペクトル拡散信号を含んでいるマルチキャリ
    ア信号をデコーディングのために処理する方法において、 スペクトル拡散信号の任意の１つの帯域幅よりも大きい帯域幅を持つ第１のフ
    ィルでマルチキャリア信号をフィルタし、 フィルタ信号を量子化して離散時間サンプルを発生させ、 第１のフィルタを通して受信した１つ以上のスペクトル拡散信号を処理し、 各スペクトル拡散信号の処理には、 離散時間フィルタで離散時間サンプルをフィルタしてフィルタサンプルを提供
    し、 スケーリング係数でフィルタサンプルをスケーリングし、 スケーリングサンプルを量子化し、 量子化サンプルの振幅に関係する量を測定し、 測定量にしたがってスケーリング係数を調整することが含まれており、 離散時間フィルタは処理されている特定のスペクトル拡散信号の帯域幅に整合
    する帯域幅を持つ方法。
  20. 【請求項２０】 調整は自動利得制御（ＡＧＣ）ループにより実行され、Ａ
    ＧＣループは測定量をＡＧＣ設定値と比較してエラー値を発生させ、ＡＧＣルー
    プはエラー値をフィルタしてスケーリング係数を発生させる請求項１９記載の方
    法。
  21. 【請求項２１】 スペクトル拡散信号は直角位相変調信号であり、フィルタ
    すること、量子化、測定は、処理されている各スペクトル拡散信号の同位相成分
    および直角位相成分で実行される請求項１９記載の方法。
  22. 【請求項２２】 処理にはデコーダで量子化サンプルをデコーディングする
    ことがさらに含まれている請求項１９記載の方法。
  23. 【請求項２３】 所要信号を処理する受信機において、 所要信号と付加的な信号を含む入力信号を受信するように構成され、所要信号
    の帯域幅よりも大きい帯域幅を持つアナログフィルタと、 アナログフィルタに結合され、フィルタ信号をサンプリングして離散時間サン
    プルを提供するように構成されたサンプラーと、 サンプラーに結合され、離散時間サンプルをフィルタしてフィルタサンプルを
    提供するように構成された整合フィルタと、 整合フィルタに結合され、スケーリング係数でフィルタサンプルをスケーリン
    グしてスケーリングサンプルを提供するように構成されたスケーラと、 スケーラに結合され、スケーリングサンプルを量子化して、予め定められたビ
    ット数の分解能を持つ量子化サンプルを提供するように構成された量子化器と、 スケーラと量子化器に結合され、量子化器からの量子化サンプルを受信して、
    スケーラ用のスケーリング係数を発生させるように構成された利得制御回路とを
    具備する受信機。
  24. 【請求項２４】 所要信号はＣＤＭＡ信号である請求項２３記載の受信機。
  25. 【請求項２５】 量子化器に結合されたデコーダをさらに具備する請求項２
    ３記載の受信機。
  26. 【請求項２６】 量子化器に結合された復調器と、 復調器に結合されたデコーダとをさらに具備する請求項２３記載の受信機。
  27. 【請求項２７】 利得制御回路は、 量子化器に結合され、量子化サンプルの振幅に関係する量を検出し、検出量を
    示すデータを提供するように構成された検出器と、 検出器に結合され、データを受信してデータにしたがってスケーリング係数を
    調整するように構成されたループフィルタとを含む請求項２３記載の受信機。
  28. 【請求項２８】 ループフィルタは、 データと設定値を受信してエラー値を発生させるように構成された合計器と、 合計器に結合され、エラー値をフィルタしてスケーリング係数を発生させるよ
    うに構成されたフィルタとを含む請求項２７記載の受信機。
  29. 【請求項２９】 ループフィルタ内のフィルタはアキュムレータで構成され
    ている請求項２８記載の受信機。
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