DE60033393T2

DE60033393T2 - Automatische verstärkungssteuerung für verbesserte dekodierung von mehrträgersignalen

Info

Publication number: DE60033393T2
Application number: DE60033393T
Authority: DE
Inventors: Shimman San Diego PATEL; Thomas San Diego WILBORN
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1999-06-11
Filing date: 2000-06-12
Publication date: 2007-11-29
Anticipated expiration: 2020-06-13
Also published as: HK1044647B; JP2003522440A; ES2282119T3; CN1168257C; ATE354222T1; EP1190522B1; WO2000077971A1; US6480528B1; HK1044647A1; CN1355973A; AU5484300A; DE60033393D1; EP1190522A1

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kommunikationen und im besonderen auf Techniken, die eine verbesserte Decodierungsperformance eines Multiträgersignals vorsehen.
Digitale Kommunikation wird für viele Anwendungen weit gehend verwendet einschließlich digitalem Video, zellularen Telefonen und anderen. Beispiele für digitale Kommunikationssysteme zur Verwendung in zellularen Telefonen beinhalten Zeitmultiplexvielfachzugriff-(time division multiple access = TDMA), Frequenzmultiplexvielfachzugriff-(frequency division multiple access = FDMA) und Codemultiplexvielfachzugriff-(code division multiple access = CDMA)Kommunikationssysteme. Diese Vielfachzugriffsysteme unterstützen die simultane Übertragung von mehreren Kanälen, die bei Bedarf und je nach Verfügbarkeit den Benutzern zugewiesen werden.
CDMA verwendet Spreizspektrumtechniken, die signifikante Vorteile gegenüber anderen Modulationstechniken bieten, die von anderen Vielfachzugriffkommunikationssystemen verwendet werden. In CDMA-Systemen werden Daten für jeden Kommunikationskanal (das heißt einem bestimmten Benutzer zugewiesen) codiert und über das gesamte Frequenzband gespreizt. Die inhärente Breitbandnatur des CDMA-Signals bietet Frequenz-Vielseitigkeit, so dass das selektive Fading nur einen Teil der CDMA-Signalbandbreite betrifft. Raum- oder Pfad-Vielseitigkeit wird erreicht, indem Vielfachsignalpfade durch simultane Übertragung von zwei oder mehr Basisstationen an eine mobile Einheit vorgesehen werden. Weiterhin kann Pfad-Vielseitigkeit erreicht werden durch Ausnutzen der Multipfadumgebung durch Spreizspektrumverarbeitung, in der Signale, die mit verschiedenen Ausbreitungszeiten ankommen, getrennt empfangen und verarbeitet und später kombiniert werden.
CDMA-Systeme werden typischerweise so entworfen, dass sie dem "TIA/EIA/IS-95-A Mobilstation-Basisstations-Kompatibilitätsstandard für Dual modus-Breitband-Spreizspektrum-Zellularsystem" entsprechen, im weiteren bezeichnet als "besitzt den IS-95-A-Standard". Dieser Standard definiert die Anzahl der Kanäle, die für jedes CDMA-Signal verfügbar sind, und die CDMA-Signalbandbreite. Zum Beispiel beinhaltet ein CDMA-Signal, dass dem IS-95-A-Standard entspricht (das heißt ein "Standard"-CDMA-Signal), bis zu 64 orthogonale Walsh-Kanäle und hat eine Bandbreite von 1,2288 MHz.
Um ein größeres Datenübertragungsvermögen zu erreichen, kann ein Breitband-CDMA-Signal oder mehrere Standard-CDMA-Signale verwendet werden. Ein solches Signal ist ein Multiträger-(multi carrier = MC)-Signal, das definiert ist durch den "TR-45 Physikalischen Layerstandard für CDMA 2000 Spreizspektrum Systeme", bezeichnet als der IS-95-C-Standard. Das Multiträgersignal beinhaltet drei Standard-CDMA-Signale, um die maximal dreifache Datenübertragungsfähigkeit des Standard-CDMA-Signals zu liefern.
Das CDMA-Signal wird codiert und zur Übertragung in einer verrauschten Übertragungsumgebung moduliert. Gemäß dem IS-95-A-Standard beinhaltet die Modulation "das Abdecken" jedes Kommunikationskanals mit einem eindeutigen Walsh-Code, der diesem Kanal entspricht, und "das Spreizen" des abgedeckten Kanals mit einer Pseudorauschen-(pseudo-noise = PN)-Sequenz, die gegenüber der bestimmten übertragenden Basisstation eindeutig ist. Die Walsh-Abdeckung sieht Orthogonalität zwischen den Kanälen vor und das PN-Spreizen spreizt die abgedeckten Kanäle über die gesamte CDMA-Signalbandbreite. Somit ist jedes CDMA-Signal eine Kombination von vielen einzelnen abgedeckten und gespreizten Kanälen (zum Beispiel bis zu 64 für IS-95-A-Systeme).
Das CDMA-Signal wird empfangen und von einem Empfänger verarbeitet. In vielen Empfängerauslegungen wird das empfangene HF-Signal aufbereitet und von einer analogen Schaltung gefiltert und von einem Analog-zu-Digital-Wandler (analog-to-digital converter = ADC) abgetastet und quantisiert. Das empfangene HF-Signal beinhaltet das erwünschte Signal (zum Beispiel eines oder mehrere CDMA-Signale) zusammen mit den unerwünschten Signalen. Typischerweise werden eine oder mehrere Filterstufen vorgesehen, um die unerwünschten Signale zu entfernen. Eine der Filterstufen ist typischerweise ein analoger Filter, der eine Bandbreite besitzt, die auf die Bandbreite des Signals abgestimmt ist, das demoduliert wird (zum Beispiel ungefähr 1,26 MHz für ein IS-95-A-kompatibles CDMA-Signal).
Das US Patent Nr. 5,844,512 beschreibt eine autoranging Vorrichtung für einen ADC, der einen Skalierungsprozessor beinhaltet, der digitale Signale skaliert, die von dem ADC basierend auf Skalierungsbereichen ausgegeben werden, die in einer Suchtabelle gespeichert sind, um zusätzliche Verstärkung auszugleichen. Abgestimmtes Filtern wird konventionell durchgeführt, um einen optimalen (oder fast optimalen) Betrag von Rauschen aus dem empfangenen Signal vor dem Abtasten und Quantisieren durch den ADC zu entfernen. Typischerweise wird die Amplitude des Signals, das an die ADC-Eingabe (das heißt das erwünschte Signal plus Rauschen) geliefert wird, so aufrechterhalten, dass der ADC einen minimalen (oder fast minimalen) Sättigungsbetrag plus Quantisierungsrauschen einführt. Das Filtern durch einen Filter, die eine überhöhte Bandbreite besitzt, resultiert in der Einbeziehung von mehr Rauschen als optimal ist. Das zusätzlich Rauschen kann verlangen, dass ein ADC mit größerem dynamischen Bereich dieselbe Sättigung plus Quantisierungsrauschen erreicht. Umgekehrt resultiert das Filtern durch einen Filter mit einer engen Bandbreite in dem Entfernen von mehr gewünschten Signalen als optimal.
Es gibt mehrere Gründe, warum es nicht geeignet ist, abgestimmtes Filtern vor dem Abtasten durch den ADC durchzuführen. Das Eingangssignal kann zum Beispiel eine Anzahl von modulierten Signalen enthalten und es kann wünschenswert sein, alle modulierten Signale abzutasten, wobei eine minimale Anzahl von ADCs verwendet wird (das heißt, um Kosten und die Schaltungskomplexität zu reduzieren). Als weiteres Beispiel kann das Eingangssignal eine variable Bandbreite besitzen (das heißt für ein System mit variabler Datenrate) und es kann effizienter sein, einen Filter zu verwenden, der eine Bandbreite besitzt, die auf die größte Bandbreite abgestimmt ist. Für jedes dieser Beispiele können mehrere analoge abgestimmte Filter für jede Signalbandbreite von Interesse verwendet werden. Diese Hypothese mit "brachialer Gewalt" erhöht jedoch die Schaltungskomplexität und die Kosten.
Gemäß dem IS-95-A-Standard wird Faltungsdecodierung verwendet, um die Fähigkeit zur Fehlerkorrektur des empfangenen Datenbits vorzusehen. Nach der Filterung durch einen abgestimmten Filter, dem Abtasten und Quantisieren durch einen ADC und der Demodulation durch einen Demodulator werden die demodulierten Datenabtastungen bei dem Empfänger an eine Dekodierungsschaltung geliefert. Typischerweise wird ein Decodierer verwendet, um eine Dekodierung gemäß maximaler Wahrscheinlichkeit der faltungscodierten Daten durchzuführen. Für die beste Performance benötigt der Decodierer, dass das Eingangssignal (oder soft decision Abtastungen) bestimmte Bedingungen erfüllen. Im besonderen kann gezeigt werden, dass der Decodierer im optimalen oder fast optimalen Bereich arbeitet, wenn das Eingangssignal für den Decodierer mit dem Gesamtrauschen in dem Signalband skaliert wird. Wenn jedoch der Filter vor dem ADC nicht auf die Signalbandbreite abgestimmt ist, ist das Signal, das an den Decodierer geliefert wird, nicht optimal und die Decodierungsperformance verschlechtert sich.
Zusammenfassung der Erfindung
Die Erfindung sieht Techniken vor, die zur verbesserten Codierungsperformance eines Multiträgersignals verwendet werden können. Gemäß der Erfindung wird das Multiträgersignal am Anfang durch einen analogen Filter gefiltert, der eine Bandbreite besitzt, die genauso groß oder größer ist als die Bandbreite des Signals oder der Signale, die demoduliert und die codiert werden. Der analoge Filter kann somit eine größere Bandbreite besitzen als ein Optimal- bzw. Matched-Filter (im Folgenden abgestimmter Filter genannt). Das gefilterte Signal wird dann abgetastet (das heißt durch einen ADC). Für jedes Signal, das verarbeitet wird, werden danach die Abtastungen mit einem abgestimmten Filter mit diskreter Zeit (discrete time matched filter) gefiltert, skaliert, quantisiert und an den Decodierer geliefert. Eine AGC-Schleife wird verwendet, um einen geeigneten Signalpegel in dem Quantisierer aufrecht zu erhalten. Somit werden das abgestimmte Filtern und die Verstärkungssteuerung nach der anfänglichen Abtastungsstufe durchgeführt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung sieht ein Verfahren für die Verarbeitung eines erwünschten Signals zur Dekodierung (das heißt durch einen Decodierer) vor. Gemäß dem Verfahren wird ein Eingangssignal, das das erwünschtes Signal und zusätzliche Signale beinhaltet, empfangen und mit einem ersten Filter gefiltert, der eine Bandbreite besitzt, die größer als die Bandbreite des erwünschten Signals. Das gefilterte Signal wird dann abgetastet, um diskrete Zeitabtastungen zu erzeugen, die weiterhin mit einem diskreten zeitabgestimmten Filter gefiltert werden, um gefilterte Abtastungen zu erzeugen. Die gefilterten Abtastungen werden dann mit einem Skalierungsfaktor skaliert und quantisiert. Eine Größe bezogen auf die Amplitude der quantisierten Abtastungen (das heißt Leistung) wird gemessen und der Skalierungsfaktor wird gemäß der gemessenen Größe angepasst. Die quantisierten Abtastungen können dann weiterhin verarbeitet (das heißt demoduliert) und an einen Decodierer geliefert werden. Das erwünschte Signal kann ein quadraturmoduliertes Signal sein, in dessen Fall abgestimmtes Filtern, Skalieren, Quantisierung auf den In-Phasen- und Quadraturkomponenten des erwünschten Signals durchgeführt werden.
Die Anpassung des Skalierungsfaktors kann durchgeführt werden durch eine automatische Verstärkungssteuerungs-(automatic gain control = AGC)Schleife, die die gemessene Größe (zum Beispiel die Signalleistung der quantisierten Abtastungen) mit einem vorbestimmten Wert vergleicht, um Fehlerwerte zu erzeugen. Die AGC-Schleife filtert dann die Fehlerwerte, um den Skalierungsfaktor zu erzeugen. In einem Ausführungsbeispiel kann die Schleifenfilterung durchgeführt werden, indem ein Akkumulierelement verwendet wird.
Ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung sieht ein Verfahren für die Verarbeitung eines Multiträgersignals zur Dekodierung vor. Das Multiträ gersignal beinhaltet zwei oder mehrere Spreizspektrumsignale, wobei jedes der Spreizspektrumsignale auf einem jeweiligen Unterträger des Multiträgersignals zentriert ist. Gemäß dem Verfahren wird das Multiträgersignal mit einem ersten Filter gefiltert, der eine Bandbreite besitzt, die größer ist als die Bandbreite irgendeines Spreizspektrumsignals. Das gefilterte Signale wird dann abgetastet, um diskrete Zeitabtastungen zu erzeugen. Eines oder mehrere der Spreizspektrumsignale, die durch den ersten Filter empfangen wurden, werden dann verarbeitet. Die Verarbeitung jedes einzelnen Spreizspektrumsignals beinhaltet das Filtern der diskreten Zeitabtastungen mit einem diskreten Zeitfilter, um gefilterte Abtastungen vorzusehen. Der diskrete Zeitfilter hat eine Bandbreite, die auf eine Bandbreite des bestimmten Spreizspektrumsignals abgestimmt ist, das verarbeitet wird. Die gefilterten Abtastungen werden dann mit einem Skalierungsfaktor skaliert und die skalierten Abtastungen werden quantisiert. Eine Größe bezogen auf die Amplituden der quantisierten Abtastungen (das heißt Leistung) wird gemessen und der Skalierungsfaktor wird gemäß der gemessenen Größe angepasst. Der Skalierungsfaktor kann durch eine AGC-Schleife angepasst werden, die die gemessene Größe mit einem AGC-Einstellwert vergleicht, um Fehlerwerte zu erzeugen, und die Fehlerwerte filtert, um den Skalierungsfaktor zu erzeugen. Wieder kann eine Quadraturverarbeitung durchgeführt werden, wenn die Spreizspektrumsignale quadraturmodulierte Signale sind.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung sieht einen Empfänger für die Verarbeitung eines erwünschten Signals in Vorbereitung für eine Dekodierung vor. Der Empfänger beinhaltet einen analogen Filter, einen Abtaster, einen abgestimmten Filter, einen Skalierer, einen Quantisierer und eine Verstärkungssteuerungsschaltung. Der analoge Filter empfängt ein Eingangssignal, dass das erwünschte Signal und zusätzliche Signale enthält. Der analoge Filter hat eine Bandbreite, die größer ist als die Bandbreite des erwünschten Signals und wird zum Anti-Aliasing verwendet. Der Abtaster koppelt an den analogen Filter und ist so konfiguriert, dass er das gefilterte Signal abtastet, um diskrete Zeitabtastungen vorzusehen. Der angepasste Filter koppelt an den Abtaster und ist so konfiguriert, dass er das angepasste Filtern der diskreten Zeitabtastungen vorsieht. Der Skalierer koppelt an den angepassten Filter und ist so konfiguriert, dass er die gefilterten Abtastungen mit einem Skalierungsfaktor skaliert, um skalierte Abtastungen vorzusehen. Der Quantisierer koppelt an den Skalierer und ist so konfiguriert, dass er die skalierten Abtastungen quantisiert, um quantisierte Abtastungen vorzusehen, die eine vorbestimmte Anzahl von Auflösungsbits besitzen. Die Verstärkungssteuerungsschaltung koppelt an den Skalierer und an den Quantisierer und ist so konfiguriert, dass sie die quantisierten Abtastungen von dem Quantisierer empfängt und den Skalierungsfaktor für den Skalierer erzeugt.
Die Verstärkungssteuerungsschaltung kann mit einem Detektor und einem Schleifenfilter implementiert sein. Der Detektor koppelt an de Quantisierer und ist so konfiguriert, dass er eine Größe bezogen auf die Amplitude der quantisierten Abtastungen erfasst, um Daten zu erzeugen, die die erfasste Größe anzeigen. Der Schleifenfilter koppelt an den Detektor und ist so konfiguriert, dass er die Daten empfängt und den Skalierungsfaktor gemäß den Daten anpasst.
Für ein weitergehendes Verständnis der Natur und der Vorteile der Erfindung soll hiermit auf die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen Bezug genommen werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt einen Graph eines Multiträger-(MC)Signals, das drei modulierte Signale enthält;
2 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Empfängers zur Verarbeitung des Multiträgersignals, das in 1 gezeigt wird;
3 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines anderen Empfängers zur Verarbeitung des Multiträgersignals, das in 1 gezeigt wird;
4 zeigt in Diagramm eines Ausführungsbeispiels einer AGC-Einheit und
5 zeigt ein Diagramm eines Ausführungsbeispiels einer Demodulationseinheit für ein CDMA-Signal.
Beschreibung der speziellen Ausführungsbeispiele
1 zeigt einen Graph eines Multiträger-(MC)Signals, das drei modulierte Signale enthält, die auf den Frequenzen f₁, f₂ und f₃ zentriert sind und jeweils die vorbestimmten Bandbreiten BW₁, BW₂ und BW₃ besetzen. Die drei modulierten Signale besetzen eine gesamte Bandbreite BW_RX. Jedes modulierte Signale wird mit seinem eigenen Trägersignal erzeugt und das modulierte Signale wird somit auch als ein "Unterträger" des Multiträgersignals bezeichnet. Die Daten in den drei modulierten Signalen können von mehreren Übertragungsquellen oder von einer einzelnen Quelle kommen. Drei modulierte Signale können zum Beispiel verwendet werden, um die Datenübertragungsfähigkeit des Kommunikationssystems zu erhöhen.
In einem Ausführungsbeispiel entspricht das Multiträgersignal einem übertragenen Signal in einem Multiträgermodus, der durch den IS-95-C-Standard definiert ist. In diesem Ausführungsbeispiel entspricht jedes modulierte Signale einem CDMA-Spreizspektrumsignal, das eine Bandbreite von ungefähr 1,26 MHz besitzt. Für eine einfache Implementierung können die CDMA-Signale im Frequenzraum gleich weit voneinander entfernt sein (das heißt Δf = f₃ – f₂ = f₂ – f₁). Für eine effiziente Nutzung des verfügbaren Signalspektrums können die CDMA-Signale im Frequenzraum ungefähr so weit voneinander entfernt sein wie die Signalbandbreite, oder Δf = BW, wobei BW die Bandbreite eines CDMA-Signals ist.
2 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Empfängers 200 zur Verarbeitung des Multiträgersignals, das in 1 gezeigt wird. Das übertragene Signale empfangen durch eine Antenne 212, wird durch einen Duplexer 214 geleitet und an eine Frontendeinheit bzw. Vorderendeinheit 216 geliefert. Die Vorderendeinheit 216 konditioniert, filtert und konvertiert das empfangene Signal abwärts und liefert die verarbeiteten Signale (das heißt die korrekt abwärtskonvertierten Frequenzen) an die angepassten Filtereinheiten 220a, 220b und 220c. Jede angepasste Filtereinheit 220 beinhaltet einen angepassten Filter 222, der mit einem Verstärker mit variabler Verstärkung (variable gain amplifier = VGA) 224 in Reihe geschaltet ist. Der Filter 222 sieht angepasstes Filtern für ein moduliertes Signal vor und hat eine Bandbreite, die an die Bandbreite des bestimmten Signals angepasst ist, auf dem er arbeitet. VGA 224 sieht eine anpassbare Verstärkung des gefilterten Signals vor und wird durch ein Verstärkungssteuerungssignal von einer AGC-Schaltung 240 gesteuert. Das verstärkte Signal von jedem VGA 224 wird an einen jeweiligen ADC 230 geliefert, der das Signal quantisiert, um quantisierte Datenabtastungen zu erzeugen. Die quantisierten Datenabtastungen werden weiterhin demoduliert und decodiert (nicht gezeigt in 2). Die quantisierten Datenabtastungen werden auch an die AGC-Schaltung 240 geliefert.
Die Empfängerarchitektur, die in 2 gezeigt wird, beinhaltet mehrere Nachteile. Erstens benützt diese Empfängerarchitektur drei analoge abgestimmte Filter und drei Verstärkungssteuerungsschleifen. Typischerweise sind analoge Filter teurer zu implementieren, benötigen zusätzliche Platinenfläche, erhöhen die Schaltungskomplexität und vermindern die Schaltungsverlässlichkeit verglichen mit diskreten Zeitfiltern. Analoge Filter mit fester Bandbreite sind auch unflexibel und können nicht als angepasste Filter für Signale mit variierender Bandbreite verwendet werden. Zweitens benützt diese Empfängerarchitektur drei ADCs (oder drei Paare von ADCs für digitale Quadraturdemodulation), was dem dreifachen der Anzahl von ADCs für eine einzelne Unterträgerauslegung entspricht.
3 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines anderen Empfängers 300 zur Verarbeitung des Multiträgersignals, das in 1 gezeigt wird. Das übertragenen Signal wird von einer Antenne 312 empfangen, durch einen Duplexer 314 geleitet und an eine Vorderendeinheit 320 geliefert. Die Vorderendeinheit 320 beinhaltet ein Mischer 322, einen Filter 324 und einen Verstärker mit variabler Verstärkung (VGA) 326.
Der Mischer 322 konvertiert das empfangene Signal herab von Hochfrequenz (HF) zu einer mittleren Frequenz (IF) oder zum Basisband. Der Filter 324 filtert das herabkonvertierte Signal und VGA 326 verstärkt das gefilterte Signal.
In 3 ist der Mischer 322 repräsentativ für alle Frequenzkonversionsstufen in dem Empfangssignalpfad von der Antenne zu dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC), der Filter 324 ist repräsentativ für das gesamte Filtern in dem Empfangssignalpfad und VGA 326 ist repräsentativ für die gesamte (und variable) Verstärkung in dem Empfangssignalpfad. In den meisten Empfängerauslegungen werden typischerweise mehrere Stufen der Frequenz-Abwärtskonvertierung, Filterung und Verstärkung vorgesehen. Filterung und Verstärkung mit geringem Rauschen werden gewöhnlich vor der Frequenz-Abwärtskonvertierung durchgeführt. Der Filter 324 hat eine Bandbreite, die auf die Bandbreite des Signals bezogen ist, das demoduliert wird. In einem bestimmten Ausführungsbeispiel hat der Filter 324 für das Multiträgersignal, das in 1 gezeigt wird, eine Bandbreite, die mit der Bandbreite des Multiträgersignals oder mit BW_RX abgestimmt ist. Es kann jedoch auch ein Filter mit einer größeren Bandbreite verwendet werden.
Die Vorderendeinheit 320 kann mit verschiedenen Auslegungen implementiert werden. Die Frequenz-Abwärtskonvertierung, Filterung und Verstärkung können auf verschiedene Arten über den Empfangssignalpfad verteilt werden. Der Filter 324 kann auf das Basisband oder auf IF zentriert werden. Eine bestimmte Auslegung der Vorderendeinheit 320 ist offenbart in den US Patenten Nummer 6,005,506 und 6,498,926, wobei beide Patente dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen sind.
Das verstärkte Signal von der Vorderendeinheit 320 wird geliefert an einen ADC 330, der das Signal abtastet, um zeitlich diskrete Datenabtastungen zu erzeugen. Die zeitlich diskreten Datenabtastungen werden an eine AGC-Schaltung 340, Mischer 352a und 352b und einen Filter 354b geliefert.
Zur Übersichtlichkeit wird in 3 nur ein ADC 330 gezeigt. Für viele digitale Modulationsformate wie QPSK (Quadraturphasenumtastung bzw Quadratur-Phase-Shift Keying), OQPSK (Offset-Quadraturphasenumtastung) und PSK (Phasenumtastung) wird Quadraturdemodulation ausgeführt. Für diese Modulationsformate wird das empfangene Signal in eine In-Phasen-Komponente und eine Quadraturkomponente demoduliert. In vielen Empfängerauslegungen wird die Quadraturdemodulation durchgeführt, indem analoge Schaltungen verwendet werden, um die analogen Basisband-I und -Q-Signale zu erzeugen, die mit unterschiedlichen I- und Q-ADCs quantisiert werden. In anderen Empfängerauslegungen wird das empfangene Signal bei IF quantisiert, indem ein Bandpass-ADC verwendet wird, und die Quadraturdemodulation wird digital durchgeführt.
Die AGC-Schaltung 340 passt die Verstärkung des VGA 326 an, um das Signal aufrechtzuerhalten, das an den ADC 330 mit einem geeigneten Signalpegel geliefert wird. Dieser Signalpegel wird so ausgewählt, dass der Betrag an Quantisierung plus Sättigungsrauschen von dem ADC minimiert wird. Wenn zum Beispiel der Signalpegel klein ist, wird ein größerer Betrag an Quantisierungsrauschen (relativ zu dem erwünschten Signal) erzeugt. Umgekehrt wird, wenn der Signalpegel groß ist, ein großer Betrag an Sättigungsrauschen erzeugt (wieder relativ zu dem erwünschten Signal) aufgrund von Abschneiden durch den ADC (aufgrund seines typischerweise endlichen dynamischen Bereichs). Der optimale Signalpegel maximiert das Signal-zu-Gesamtrauschen-Verhältnis. Für ein CDMA-Signal kann gezeigt werden, dass optimale oder fast optimale Performance erreicht werden kann, wenn der Effektivwert (root-mean-square = RMS) der Signalpegel der I- und Q-Basisbandssignale jeweils auf 3/8 des maximalen Betrags oder +/– 3 LSBs eingestellt ist, wenn 4-Bit-ADC verwendet wird. Für einen ADC, die einen großen (oder unendlichen) dynamischen Bereich sitzt, wird die AGC-Schaltung 340 eventuell nicht benötigt.
Innerhalb der AGC-Schaltung 340 werden die zeitlich diskreten Datenabtastungen an einen Empfangssignalstärkenindikator (received signal strength indicator = RSSI) 342 geliefert, der die Leistung der Datenabtastungen erfasst. Für quadraturdemodulierte Signale steht der Empfangsleistungspegel (I₀) in Beziehung mit der Leistung der Abtastungen von den ADCs, was errechnet werden kann mit I0 ∞ I0,ADC = I2ADC + Q2ADC , wobei I_ADC die Datenabtastungen von dem I-ADC und Q_ADC die Datenabtastungen von dem Q-ADC sind. Die erfasste Leistung wird an einen Summierer 344 geliefert, der die erfasste Leistung mit einem ADC-Einstellpegel vergleicht, um ein Fehlersignal zu erzeugen. Der ADC-Einstellpegel bestimmt den Signalpegel, der an ADC 330 geliefert wurde, und folglich die Leistung der Abtastungen von ADC 330. In einem bestimmten Ausführungsbeispiel hat ADC 330 vier Auflösungsbits und der ADC-Einstellpegel wird für entweder ein einzelnes CDMA-Signal oder ein Multiträgersignal, das drei CDMA-Signale umfasst, auf I0,ADC = I2ADC + Q2ADC = 18 eingestellt. Das Fehlersignal vom Summierer 344 wird an einen Schleifenfilter 346 geliefert, der das Fehlersignal filtert, um ein Steuersignal für VGA 326 zu erzeugen. In einem Ausführungsbeispiel wird der Schleifenfilter 346 als ein Integrator implementiert, der eine Transferfunktion von K_A/s besitzt, wobei K_A die Verstärkung des Integrators ist. K_A ist einer der Faktoren, die die AGC-Schleifenbandbreite bestimmen.
In einem Ausführungsbeispiel für das Multiträgersignal, das in 1 gezeigt wird, konvertiert der Mischer 322 das empfangene Signal abwärts, so dass das modulierte Signal, das bei f₂ zentriert ist, auf das Basisband herabkonvertiert wird. Die zeitlich diskreten Datenabtastungen von ADC 330 umfassen dann das Signal, das bei f₂ zentriert ist (welches auf das Basisband herabkonvertiert wurde), das modulierte Signal, das bei f₁ zentriert ist (das auf –Δf herabkonvertiert wurde) und das modulierte Signal, das bei f₃ zentriert ist (das auf +Δf herabkonvertiert wurde). Die modulierten Signale, die bei –Δf und +Δf zentriert sind, werden weiterhin durch die Mischer 352a und 352b in einem nachfolgenden digitalen Herabkonvertierungsschritt auf das Basisband herabkonvertiert. Die Mischer 352a und 352b können zum Beispiel die Datenabtastungen, die bei jeweils –Δf und +Δf zentriert sind, auf das Basisband herabkonvertieren, indem sie digitale Derotation verwenden. Die Basisband datenabtastungen von den Mischern 352a und 352b werden dann jeweils an die Filter 354a und 354c geliefert.
Die Filter 354a, 354b und 354c sind angepasste Filter, die Bandbreiten besitzen, die auf die Bandbreite ihrer jeweiligen Eingangssignale abgestimmt sind. Der Filter 354a zum Beispiel ist angepasst auf das erste modulierte Signal, das ursprünglich bei f₁ zentriert ist, der Filter 354b ist angepasst auf das zweite modulierte Signal, das ursprünglich bei f₂ zentriert ist, und der Filter 354c ist angepasst auf das dritte modulierte Signal, das ursprünglich bei f₃ zentriert ist. Die Filter 354 können als Filter mit endlicher Impulsantwort (finite impulse response filter = FIR), als Filter unendlicher Impulsantwort (infinite impulse response filter = IIR), als ein Polyphasenfilter oder mit anderen Filtertopologien nach dem Stand der Technik implementiert werden. Die gefilterten Datenabtastungen können in ihrer Zahl auch verringert werden, um die Abtastrate zu vermindern. Für Quadraturdemodulation beinhaltet jeder der Filter 354a, 354b und 354c einen Filter für die I-Datenabtastungen und einen anderen Filter für die Q-Datenabtastungen.
Die gefilterten Abtastungen von den Filtern 354a bis 354c werden jeweils an die AGC-Einheiten 356a bis 356c geliefert, die die Datenabtastungen für eine verbesserte Decodierungsperformance neu skalieren und quantisieren. Die quantisierten Datenabtastungen von den AGC-Einheiten 356a bis 356c werden jeweils an die Demodulatoreinheiten 358a bis 358c geliefert, die die Datenabtastungen demodulieren. Die AGC-Einheiten 356 und Demodulatoreinheiten 358 werden im folgenden detaillierter beschrieben. Die demodulierten Abtastungen werden durch einen Multiplexer (Mux) 360 gemultiplext und an einen Decodierer 370 geliefert, der die Abtastungen decodiert. In einem Ausführungsbeispiel beinhaltet der Decodierer 370 einen Decodierer.
4 zeigt ein Diagramm eines Ausführungsbeispiels einer AGC-Einheit 356 für einen Signalpfad (das heißt ein moduliertes Signal, das verarbeitet und decodiert werden soll). Die gefilterten Datenabtastungen werden an einen Skalierer 412 geliefert, der die Datenabtastungen mit einem Skalierung koeffizient skaliert, der von einem Schleifenfilter 420 geliefert wurde. Die skalierten Datenabtastungen werden an einen Quantisierer 414 geliefert, der die Datenabtastungen quantisiert und die quantisierten Abtastungen rundet. In einem bestimmten Ausführungsbeispiel haben die gefilterten Datenabtastungen 11 Auflösungsbits und der 414 rundet jede quantisierte Abtastungen auf vier Bits. Die Ausgabe des Quantisierers 414 umfasst die quantisierten Datenabtastungen von der AGC-Einheit 356.
Wie in 4 gezeigt, beinhaltet die AGC-Einheit 356 einen Skalierer 412 und einem Quantisierer 414. Für einen Quadraturdemodulator wird ein Satz bestehend aus Skalierer und Quantisierer für die I-Datenabtastungen und ein anderer Satz bestehend aus Skalierer und Quantisierer für die Q-Datenabtastungen vorgesehen. Die Skalierungkoeffizienten für die I- und Q-Skalierer können identisch sein. Alternativ können die Skalierungkoeffizienten dieselbe Durchschnittsamplitude besitzen aber in Quadratur sein (das heißt, um die Derotation der gefilterten Datenabtastungen zu gestatten).
Die quantisierten Datenabtastungen (das heißt von sowohl I- als auch Q-Quantisierern) werden an einen RSSI 416 geliefert, der die Leistung der Datenabtastungen erfasst. Für die Quadraturdemodulation wird die Leistung für das Signal, das demoduliert wird, auf die Leistung der Abtastungen von dem Quantisierer bezogen, was errechnet werden kann als I0Qi = I2Qi + Q2Qi , wobei I_Qi die quantisierten Datenabtastungen von dem I-Quantisierer in dem i-ten Signalpfad und Q_Qi die quantisierten Datenabtastungen von dem Q-Quantisierer in dem i-ten Signalpfad sind. Die erfasste Leistung von dem Quantisierer (I_0Qi) wird an den Summierer 418 geliefert, der die erfasste Leistung mit einem AGC-Einstellpegel für das bestimmte zu verarbeitende Signal vergleicht. Der AGC-Einstellpegel bestimmt die Leistung (und den Signalpegel) der quantisierten Datenabtastungen, die an den Decodierer 370 geliefert werden. In einem bestimmten Ausführungsbeispiel ist der AGC-Einstellpegel eingestellt auf I_0Qi = 18 für ein CDMA-Signal. Der Summierer 418 erzeugt ein Fehlersignal, das an einen Schleifenfilter 420 geliefert wird. Der Schleifenfilter 420 filtert das Fehlersignal, um den Skalierungkoeffizient für den Skalierer 412 zu erzeugen. In einem Ausführungsbeispiel ist der Schleifenfilter 420 als ein Integrator implementiert, der eine Transferfunktion von K_Bi/s besitzt, wobei K_Bi die Verstärkung des Integrators in dem i-ten Signalpfad ist. In diesem Ausführungsbeispiel kann der Integrator mit einem Akkumulierelement implementiert werden.
5 zeigt ein Diagramm eines Ausführungsbeispiels der Demodulationseinheit 358 für ein CDMA-Signal. Die quantisierten Datenabtastungen von jeder AGC-Einheit 356 werden an eine jeweilige Demodulationseinheit 358 geliefert. Für ein CDMA-Signal innerhalb der Demodulationseinheit 358 werden die quantisierten Datenabtastungen an einen Multiplizierer 512 geliefert, der die Abtastungen mit einer PN-Sequenz entspreizt, die auf die PN-Sequenz abgestimmt ist, die bei dem Sender für dieses bestimmte CDMA-Signal verwendet wird. Die entspreizten Abtastungen werden an eine Freilegereinheit (decoverer) 514 geliefert, die die Abtastungen mit einem Walsh-Code gemäß dem Kanal, der demoduliert wird, freilegt. Im besonderen werden die entspreizten Abtastungen innerhalb der Freilegereinheit 514 an einen Multiplizierer 516 geliefert, der die Abtastungen mit einer Walsh-Symbolsequenz gemäß dem Walsh-Code des Kanals, der demoduliert wird, multipliziert. Die resultierenden Produkte des Multiplizierers 516 werden an ein Akkumulierelement (ACC) 518 geliefert, der die Produkte über die Länge der Walsh-Symbolsequenz aufsummiert (zum Beispiel 64 Symbole für CDMA). Die freigelegten Abtastungen werden an eine Skalarproduktschaltung 520 geliefert, die ein Skalarprodukt der Abtastungen mit dem wiederhergestellten Pilotsignal ausführt, um eine kohärente Demodulation durchzuführen.
Die CDMA-Empfänger verwenden typischerweise eine trägerverfolgende Schleife, um das Pilotsignal (oder Trägersignal) für das CDMA-Signal, das demoduliert wird, zu verfolgen. Das wiederhergestellte Pilotsignal beinhaltet Information über die Signalstärke des empfangenen Signals. Das wiederhergestellte Pilotsignal beinhaltet auch eine Phaseninformation, die für eine kohärente Erfassung verwendet wird (durch das Skalarprodukt). Die PN-Entspreizung, Walsh-Freilegung und die kohärente Demodulation werden wei terhin in dem US-Patent 5,103,459 mit dem Titel "System and Method for Generating Signal Waveforms in a CDMA Cellular Telephone System" beschrieben, erteilt am 7.4.1992.
Bezugnehmend auf 3 wird die Leistung der Datenabtastungen von dem ADC 330 durch die AGC-Schaltung 340 auf einen vorbestimmten Leistungspegel oder I_0,ADC = β eingestellt. Für das Multiträgersignal, das in 1 gezeigt wird, besitzen die drei modulierten Signale die Leistung von I₀₁, I₀₂ und I₀₃. I₀ stellt das Gesamtsignal plus Rauschleistung innerhalb der Bandbreite des Filters 324 dar. In ähnlicher Weise repräsentieren I₀₁, I₀₂ und I₀₃ das Gesamtsignal plus Rauschleistung innerhalb der Bandbreite der jeweiligen Filter 354a, 354b und 354c. Typischerweise kann die folgende Näherung gemacht werden: I0 = I01 + I02 + I03.
Ein Decodierer führt eine Dekodierung der empfangenen Datenabtastungen bezüglich maximaler Wahrscheinlichkeit durch. Hervorgehend aus dem Prinzip der maximalen Wahrscheinlichkeit löst die Hypothese, der die Fehlerwahrscheinlichkeit minimiert, die folgende Gleichung: m:pdf(x|m) = maxl{pdf(x|l)}, Gl.(1)wobei m der Vektor ist, der eine Hypothese der übertragenen kodierten Bits entspricht und x die empfangenen Soft-Decisions- (das heißt die 4-Bit-Datenabtastungen, die an den Decodierer geliefert werden) darstellt. Wenn zur Zeit n angenommen wird, dass der Erwartungswert von x oder E[x_n], μ_n ist, vorausgesetzt, dass eine "0" übertragen wurde (und –μ_n, vorausgesetzt, dass eine "1" übertragen wurde), und angenommen, dass das Rauschen auf x_n zusätzliches weißes Gauß-Rauschen (additive white Gaussian noise = AWGN) mit einer Standardabweichung von σ_n ist, so kann folgendes gezeigt werden:
wobei a_n,m das n-te Element der Hypothese m ist und entweder den Wert +1 oder –1 hat.
Die Gleichungen (1) und (2) können miteinander kombiniert werden, um die folgende Hypothese bezüglich maximaler Wahrscheinlichkeit nach einer äquivalenten Lösung zu lösen:
In Gleichung (3) repräsentiert μ_nx_n die Leistung des erwünschten Signals und σ2n repräsentiert die Leistung des Rauschens innerhalb des erwünschten Signalbandes. Das Prinzip maximaler Wahrscheinlichkeit und die Ableitungen der obigen Gleichungen werden von R. Blahut detaillierter beschrieben auf den Seiten 170–175 eines Buch mit dem Titel "Digital Transmission of Information", veröffentlicht im Jahr 1990.
Für die Implementierung des Empfängers, die in 3 gezeigt wird, mit den überbrückten AGC-Einheiten 356 kann gemäß Gleichung (3) folgende Näherung gemacht werden:
wobei E p / n der Wert des Pilotsignals zur Zeit n ist, E p / n der Wert der Datenabtastungen zur Zeit n ist, I₀ die Gesamtleistung ist, die durch den Filter 324 empfangen wird und K_P, K_d und K_σ Hardwarefaktoren sind. Für ein CDMA-Spreizspektrumsignal beinhaltet das empfangene Signal die Signale für alle Walsh-Kanäle.
Für CDMA-Systeme kann das Rauschen (σ 2 / n) als die Leistung des gesamten bandinternen empfangenen Signals plus Rauschen oder I₀ genähert werden. Indem man die Näherungen in den Gleichungen (4) bis (6) in die Gleichung (3) einsetzt, löst der Decodierer nach derie besten Hypothese m unter Verwendung von dem folgenden auf:
In Gleichung (7) wird die Multiplikation des erwarteten Pilotsignals (E p / n) und der erwarteten Datenabtastung (Edn ) unter der Wurzel über das Skalarprodukt 520 innerhalb der Demodulationseinheit 356 durchgeführt. Das Vorzeichen vor der Wurzel wird bestimmt durch das Vorzeichen nach dem Skalarprodukt. Und die Divisionen durch I₀ wird durch die AGC-Schaltung 340 erreicht. Die Gleichung (7) stellt die Hypothese dar, der durch den Decodierer ohne die AGC-Einheit 356 gelöst wird.
In Gleichung (7) zeigt die Größe unter der Wurzel das erwünschte Signal an, das demoduliert wird. Für sowohl Einzelträgermodi als auch Multiträgermodi wird das Skalarprodukt zur Ableitung der Größe unter der Wurzel gebildet, indem die Energien verwendet werden, die innerhalb des erwünschten modulierten Signals (oder Unterträgers) erhalten werden. Wie jedoch in Gleichung (7) vermerkt ist, wird ohne die AGC-Einheit 356 das Signal, das an den Decodierer geliefert wird, durch die Gesamtleistung (I₀) skaliert, die von dem ADC geliefert wird. Für ein Multiträgersignal beinhaltet I₀ die Gesamtleistung des Signals plus Rauschen von allen drei modulierten Signalen.
Wie oben in Gleichung (3) vermerkt, sollten die Datenabtastungen, die an den Decodierer geliefert werden, für eine verbesserte Decodierungsperformance nur durch die Rauschleistung innerhalb des erwünschten Signalbandes skaliert werden (oder durch I_0i, wobei i das bestimmte modulierte Signal ist, das decodiert wird und einen Wert von i = 1, 2 oder 3 hat). Die Rauschleistung für jedes modulierte Signal (I_o1, I_o2 oder I₀₃) kann genähert werden als das Produkt aus dem Gesamtrauschen (I₀) und dem Skalierungsfaktor (K2σ ). K 2 / σ kann basierend auf der Bandbreite des bestimmten Signals, das decodiert wird (BW₁, BW₂, BW₃), der Bandbreite des gesamten Multiträgersignals (BW_RX) und den Charakteristiken des Spektrums bestimmt werden. Für das Multiträgersignal, das in 1 gezeigt wird, wo die drei modulierten Signale gleiche Bandbreiten und denselben Empfangsleistungspegel haben, kann ihre Rauschleistung für jedes modulierte Signal genährt werden als 1/3 der gesamten gemessenen Rauschleistung oder I_0i = I₀/3.
Die Abschätzung der Rauschleistung in dem erwünschten Signalband durch die Skalierung der gesamten Rauschleistung mit 3 ist nicht unter allen Umständen genau. Die drei modulierten Signale können zum Beispiel bei unterschiedlichen Leistungspegeln gesendet und empfangen werden (das heißt I₀₁ ≠ I₀₂ ≠ I₀₃). Weiterhin kann jedes modulierte Signal unterschiedlich geladen werden (das heißt 10 Anrufe in einem CDMA-Signal und einen Anruf in einem anderen CDMA-Signal). Zusätzlich kann das Multiträgersignal einen Rayleigh-Fade erfahren, der Signale unterschiedlicher Frequenzen um unterschiedliche Beträge abschwächt. Aus diesen und anderen Gründen kann die Rauschleistung (σ 2 / n) auf dem Bit x_n nicht korrekt als K2σ I0 genähert werden, da I₀ die Gesamtleistung für alle drei modulierten Signale ist, wobei die Energie von Bit x_n von nur einem modulierten Signal abgeleitet wird.
Eine bessere Näherung der Standardabweichung des Rauschens (σ_ni) auf dem Bit x_ni ist die Gesamtleistung in dem modulierten Signal, dem das Bit x_ni entnommen wurde, oder
Die Näherung in Gleichung (8) sieht eine verbesserte Decodierungsperformance vor. Um diese Näherung zu erreichen, wird eine AGC-Einheit verwendet, um die gefilterten Datenabtastungen korrekt durch die genäherte Rauschleistung für das bestimmte modulierte Signal, das decodiert wird, zu skalieren.
Nochmal bezugnehmend auf 3 passt die AGC-Schaltung 340 den Pegel des Signals (das heißt Multiträger), das an den ADC 330 geliefert wurden, an, um Quantisierungsrauschen und Sättigungsrauschen zu minimieren. Der Leistungspegel von ADC 330 wird durch die Gesamtleistung des Multiträ gersignals oder I₀ skaliert. Der Filter 354 führt eine angepasste Filterung der Datenabtastungen von ADC 330 durch, um nur (oder hauptsächlich) das Signal und das Rauschen innerhalb des erwünschten Signalbandes vorzusehen. Das bandexterne Signal und Rauschen von anderen modulierten Signalen wird herausgefiltert.
Bezugnehmend auf 4 skaliert die AGC-Einheit 356 die gefilterten Datenabtastungen mit einem Skalierungkoeffizient, quantisiert die skalierten Datenabtastungen und passt den Skalierungkoeffizient so an, dass die Leistung der quantisierten Datenabtastungen auf einem bestimmten AGC-Einstellpegel oder Einstellpunkt (zum Beispiel I_0i = AGC-Einstellpunkt) eingestellt wird. Somit werden die quantisierten Datenabtastungen von der AGC-Einheit 356 tatsächlich mit einem Skalierungsfaktor von (1/I_0i) skaliert.
Die Empfängerbauweise in 3 führt die Abtastung, diskretes zeitabgestimmtes Filtern und zeitlich diskretes AGC durch, um die Datenabtastungen für den Decodierer zu erzeugen. Die Abtastung wird durch den ADC 330 durchgeführt. Es wird sorgfältig sichergestellt, dass der Signalpegel des Signals, das an den ADC 330 gesendet wird, nicht zu gering (was zu einem überhöhten Quantisierungsrauschen führt) oder zu hoch eingestellt ist, (was zu einem überhöhten Sättigungsrauschen führt). Der korrekte Signalpegel kann durch Systemsimulation oder empirische Messungen bestimmt werden.
Das abgestimmte Filtern mit diskreter Zeit wird durch den Filter 354 durchgeführt. Die zeitlich diskrete automatische Verstärkungssteuerung durch die AGC-Einheit 356 beinhaltet Skalierung und Quantisierung, um den Decodierer mit Datenabtastungen, die den korrekten Signalpegel und die erforderliche Anzahl von Bits besitzen, zu versorgen. In der Empfängerbauweise, die in 3 gezeigt wird, sieht die Demodulationseinheit 358 eine vorbestimmte Signalverstärkung vor. Dementsprechend wird die Datenverstärkung der AGC-Einheit 356 so eingestellt, dass Datenabtastungen mit der vorbestimmten Verstärkung von der Demodulationseinheit mit dem korrekten Pegel an den Decodierer geliefert werden.
Zahlreiche Modifikationen können für die bestimmte Empfängerbauweise, die in 3 gezeigt wird, durchgeführt werden. In einer Auslegung kann der ADC 330 so konfiguriert werden, dass er die Bandpassabtastung des empfangenen Signals durchführt. In dieser Auslegung werden die Bandpassdatenabtastungen für jedes Signal, das demoduliert wird, an ein Paar von I- und Q-Mischern geliefert, die eine digitale Quadraturabwärtskonvertierung vornehmen. In dieser Auslegung können die angepassten Filter vor oder nach der digitalen Abwärtskonvertierung angeordnet sein und sind als Bandpassfilter implementiert, wenn sie vor der digitalen Abwärtskonvertierung angeordnet sind, und als Tiefpassfilter, wenn sie nach der digitalen Abwärtskonvertierung angeordnet sind. Wenn die angepassten Filter vor der digitalen Abwärtskonvertierung angeordnet sind, kann der Mischer mit dem Skalierer kombiniert werden (oder von diesem ausgeführt werden) innerhalb der AGC-Einheit 356. Die Skalierungsfaktoren, die an den Skalierer geliefert werden, würden dann sowohl die Skalierung als auch die Derotation der Datenabtastungen vorsehen. Andere Empfängerauslegungen oder Modifikationen sind möglich und befinden sich innerhalb des Rahmens der Erfindung.
Die Erfindung kann verwendet werden für jedes Modulationsformat inklusive digitale Modulationsformate (zum Beispiel QPSK, FSK, PSK und andere), analoge Modulationsformate (zum Beispiel AM und FM) und andere. Jedes der modulierten Signale in 1 zum Beispiel kann ein CDMA-Spreizspektrumsignal umfassen. Die modulierten Signale können jedoch auch unter Verwendung anderer Modulationsformate moduliert werden. Aus Gründen der Klarheit wurde die Erfindung im Kontext von CDMA-Signalen beschrieben.
Die Erfindung wurde in dem Kontext der Anpassung des Signalpegels für eine verbesserte Decodierungsperformance beschrieben. Die Erfindung kann jedoch dazu verwendet werden, den Signalpegel für jeden Vorgang anzupassen, der einen bestimmten Signalpegel erfordert, wie (Multipegel-)De modulation, Signalerfassung usw. Somit ist die Erfindung nicht auf die ausschließliche Verwendung mit einem Decodierer beschränkt.
Die oben beschriebene Signalverarbeitung kann auf verschiedene Weise implementiert werden. Die Verarbeitung kann zum Beispiel durchgeführt werden durch eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (application specific integrated circuit = ASIC), einen digitalen Signalprozessor (digital signal processor = DSP), einem Kontroller, einen Mikroprozessor oder durch andere Schaltungen, die entworfen wurden, um die hier beschriebenen Funktionen durchzuführen. Des Weiteren kann die Signalverarbeitung durchgeführt werden durch Software-Codes, der aus einem Prozessor ausgeführt wird, oder durch eine Kombination von Hardware und Software-Codes.
Die obige Beschreibung der bestimmten Ausführungsbeispiele wird vorgesehen, um jede fachkundige Person in die Lage zu versetzen, die vorliegende Erfindung herzustellen oder zu verwenden. Die zahlreichen Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele sind für den Fachmann offensichtlich und die allgemeinen Prinzipien, die definiert wurden, können für andere Ausführungsbeispiele ohne die Verwendung von erfinderischen Fähigkeiten angewandt werden. Somit wird nicht beabsichtigt, die vorliegende Erfindung auf die hier gezeigten Ausführungsbeispiele zu beschränken, sie soll aber mit dem weitesten Umfang, wie er durch die Ansprüche definiert wird, im Einklang sein.

Claims

Ein Verfahren zum Verarbeiten eines Multi- bzw. Mehrträgersignals zur Decodierung, wobei das Multiträgersignal zwei oder mehr Spreizspektrumssignale beinhaltet, und wobei jedes der Spreizspektrumssignale auf einem jeweiligen Unterträger des Multiträgersignals zentriert ist, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Filtern des Multiträgersignals mit einem ersten Filter (324), der eine Bandbreite besitzt, die größer ist, als eine Bandbreite eines jeden der Spreizspektrumssignale; und Abtasten (330) des gefilterten Signals, um Diskret-Zeit-Abtastungen bzw. diskrete Zeitabtastungen zu generieren; Filtern der diskreten Zeitabtastungen mit einem jeweiligen diskreten Zeitfilter (354) bzw. Diskret-Zeit-Filter um gefilterte Abtastungen vorzusehen, wobei jeder diskreten Zeitfilter (354) eine Bandbreite besitzt, passend zu einer Bandbreite des bestimmten Spreizspektrumssignals, das verarbeitet wird, Skalieren, mit einem jeweiligen Skalierelement (412), der gefilterten Abtastung mit einem Skalierfaktor, Quantisieren der skalierten Abtastungen mit einem jeweiligen Quantisierer (414); Messen mit einer jeweiligen Verstärkungssteuerungsschaltung (356) einer Größe, die in Beziehung steht mit einer Amplitude der quantisierten Abtastungen; und Anpassen des Skalierfaktors gemäß der gemessenen Größe.
Verfahren nach Anspruch 1, das Folgendes aufweist: Verstärken des gefilterten Signals von dem ersten Filter mit einem Verstärker mit variabler Verstärkung, auf dem im Folgenden als VGA (Variable Gain Amplifier) Bezug genommen wird (326); und Anpassen der Verstärkung des VGA (326) um die abgetasteten Signale auf einem geeigneten Signalpegel zu halten.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Anpassen der Verstärkung des VGA (326) Folgendes aufweist: Detektieren der Leistung der diskreten Zeitabtastungen bei einem Empfangssignalstärkenindikatorelement (342); Vergleichen (344) der detektierten Leistung mit einem Einstellpegel um ein Fehlersignal zu generieren; und Filtern (346) des Fehlersignals um ein Steuersignal für den VGA (326) zu generieren.
Verfahren einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Anpassen des Skalierfaktors ausgeführt wird von einer automatischen Verstärkungssteuerungsschleife, auf die im Folgenden als AGC-Schleife (automatic gain control-loop) Bezug genommen wird, wobei die AGC-Schleife die gemessene Größe mit einem AGC-Einstellwert vergleicht (418), um Fehlerwerte zu generieren, wobei die AGC-Schleife dann die Fehlerwerte filtert (420), um den Skalierungsfaktor zu generieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Spreizspektrumssignale quadraturmodulierte Signale sind, und wobei das Filtern (354), Skalieren (412), Quantisieren (414) und Messen (416) auf einer In-Phasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente eines jeden Spreizspektrumssignals, das verarbeitet wird, ausgeführt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Verfahren weiterhin Folgendes beinhaltet: Decodieren der quantisierten Abtastungen mit einem Decodierer (370).
Verfahren nach Anspruch 6, das weiterhin das Demodulieren (358) der quantisierten Abtastungen aufweist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Kombinieren der demodulierten quantisierten Abtastungen mit einem Multiplexer (360) vor dem Decodieren mit dem Decodierer (370).
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, wobei die gemessene Größe bestimmt wird durch Berechnen (416) einer Leistung der quantisierten Abtastungen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Anpassen des Skalierungsfaktors Folgendes aufweist: Vergleichen (418) der gemessenen Größe mit einem vorbestimmten Wert um Fehlerwerte zu generieren; und Generieren (420) des Skalierungsfaktors basierend auf den Fehlerwerten.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Generieren (420) das Filtern der Fehlerwerte beinhaltet, wobei der Skalierungsfaktor generiert wird, basierend auf den gefilterten Fehlerwerten.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Filtern der Fehlerwerte ausgeführt wird in einem Integrierelement.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die quantisierten Abtastungen eine Auflösung von vier Bits besitzen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Skalierungsfaktor angepasst ist, so dass eine durchschnittliche Leistung der quantisierten Abtastungen auf einem vorbestimmten Pegel gehalten wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, wobei die Amplitude der quantisierten Abtastungen eingestellt wird, zu einer verbesserten Decodierungsperformance.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Multiträgersignal ein CDMA Signal ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Multiträgersignal ein quadraturmoduliertes Signal ist.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die Filterung der diskreten Zeitabtastungen ausgeführt wird, mit einem Satz von diskreten zeitabgestimmten Filtern (354), wobei ein abgestimmter bzw. matched Filter (354) für eine In-Phasen-Komponenten des gewünschten Signals dient und ein weiterer abgestimmter Filter (354) für eine Quadratur-Komponente des gewünschten Signals dient.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei die Skalierung (412) ausgeführt wird mit Paaren von Skalierungsfaktoren, wobei ein Skalierungsfaktor für die gefilterten Abtastungen von dem abgestimmten Filter (354) für die In-Phasen-Komponente dient und ein weiterer Skalierungsfaktor für die gefilterten Abtastungen von dem abgestimmten Filter (354) für die Quadratur-Komponente dient.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei jedes Paar von Skalierungsfaktoren, Skalierungsfaktoren beinhaltet, die in Quadratur vorliegen, um eine Derotation der gefilterten Abtastungen zu ermöglichen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Skalierungsfaktor angepasst wird, um Sättigungs- und Quantisierungsrauschen in den quantisierten Abtastungen zu reduzieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, das weiterhin Folgendes aufweist: Dezimieren der gefilterten Abtastungen, um einen Dezimierungsfaktor.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei mindestens zwei der Spreizspektrumssignale eine Bandbreite haben, die ähnlich ist.
Ein Gerät bzw. Vorrichtung zum Verarbeiten eines Multiträgersignals zum Decodieren, wobei das Multiträgersignal zwei oder mehr Spreizspektrumssignale beinhaltet, wobei ein jedes der Spreizspektrumssignale bei einem jeweiligen Unterträger des Multiträgersignals zentriert ist, wobei das Gerät Folgendes aufweist: einen ersten Filter (324) zum Filtern des Multiträgersignals, und zwar mit einer Bandbreite größer als eine Bandbreite eines jeden der Spreizspektrumssignale; und ein Abtastungselement (330) zum Abtasten des verstärkten Signals, um diskrete Zeitabtastungen zu generieren; einen jeweiligen diskreten Zeitfilter (354) zum Filtern der diskreten Zeitabtastungen, um gefilterte Abtastungen vorzusehen, wobei ein diskreter Zeitfilter eine Bandbreite besitzt, abgestimmt mit der Bandbreite des bestimmten Spreizspektrumssignals, das verarbeitet wird, ein jeweiliges Skalierelement (412) zum Skalieren der gefilterten Abtastungen, mit einem Skalierfaktor, ein jeweiliges Quantisierungselement (414) zum Quantisieren der skalierten Abtastungen, und eine jeweiligen Verstärkungssteuerungsschaltung (356) zum Messen (416) einer Größe, die in Beziehung steht mit einer Amplitude der quantisierten Abtastungen und zum Anpassen des Skalierungsfaktors gemäß der gemessenen Größe.
Gerät bzw. Vorrichtung nach Anspruch 24, das Folgendes aufweist: einen Verstärker (326) mit variabler Verstärkung, worauf im Folgenden als VGA Bezug genommen wird, zum Verstärken des gefilterten Signals von dem ersten Filter; und Mittel zum Anpassen der Verstärkung des VGA (326), um die abgetasteten Signale auf einem geeigneten Signalpegel zu halten.
Gerät nach Anspruch 25, wobei die Mittel zum Anpassen der Verstärkung des VGA (326) Folgendes aufweisen: ein Empfangssignalstärkenindikatorelement (342) zum Detektieren der Leistung der diskreten Zeitabtastungen; Mittel (344) zum Vergleichen der detektierten Leistung mit einem Einstellpegel, um ein Fehlersignal zu generieren; und Schleifenfilter (346) zum Filtern des Fehlersignals, um ein Steuersignal für den VGA (326) zu generieren.
Gerät nach einem der Ansprüche 24 bis 26, wobei die Verstärkungssteuerungsschaltung (356) eine Verstärkungsteuerungsschleife, worauf im Folgenden als AGC-Schleife Bezug genommen wird, ist, wobei die AGC-Schleife die gemessene Größe mit einem AGC-Einstellwert vergleicht (418) um Fehlerwerte zu generieren, wobei die AGC-Schleife dann die Fehlerwerte filtert (420) um den Skalierungsfaktor zu generieren.
Gerät nach einem der Ansprüche 24 bis 26, wobei die Spreizspektrumssignale quadraturmodulierte Signale sind, und wobei die Filterung (354), Skalierung (412), Quantisierung (414) und Messung (416) ausgeführt wird auf einer In-Phasen-Komponente und einer Quadratur-Komponente eines jeden Spreizspektrumssignals, das verarbeitet wird.
Gerät nach einem der Ansprüche 24 bis 26, wobei das Gerät weiterhin einen Decodierer (370) beinhaltet, der an den Quantisierer (414) gekoppelt ist, zum Decodieren der quantisierten Abtastungen.
Gerät nach einem der Ansprüche 24 bis 26, das weiterhin Folgendes aufweist: einen Demodulator (358) gekoppelt an den Quantisierer (414); und einen Decodierer (370) gekoppelt an den Demodulator (358).
Gerät nach Anspruch 30, wobei der Decodierer (370) gekoppelt ist an den Demodulator (358) über einen Multiplexer (360), wobei der Multi plexer (360) die demodulierten quantisierten Abtastungen vor der Decodierung durch den Decodierer (370) kombiniert.
Gerät nach einem der Ansprüche 24 bis 26, wobei die Verstärkungssteuerungsschaltung (356) Folgendes beinhaltet: einen Detektor (416) gekoppelt an den Quantisierer (414), wobei der Detektor (416) konfiguriert ist zum Detektieren einer Größe, die in Beziehung steht mit einer Amplitude der quantisierten Abtastungen und zum Vorsehen von Daten anzeigend für die detektierte Größe; und einen Schleifenfilter (418, 420) gekoppelt an den Detektor (416), wobei der Schleifenfilter (418, 420) konfiguriert ist, um die Daten zu empfangen und den Skalierungsfaktor gemäß den Daten anzupassen.
Gerät nach Anspruch 32, wobei der Schleifenfilter (418, 420) Folgendes beinhaltet: einen Summierer (418) konfiguriert zum Empfangen der Daten und eines Einstellwertes und zum Generieren von Fehlerwerten; und einen Filter (420) gekoppelt an den Summierer (418) wobei der Filter (420) konfiguriert ist zum Filtern der Fehlerwerte zum Generieren des Skalierungsfaktors.
Gerät nach Anspruch 33, wobei der Filter (420) innerhalb des Schleifenfilters (418, 420) implementiert ist als ein Akkumulierelement.
Gerät nach einem der Ansprüche 24 bis 34, wobei das Gerät ein Empfänger (300) ist.