DE102011050607B4

DE102011050607B4 - Empfänger

Info

Publication number: DE102011050607B4
Application number: DE102011050607.1A
Authority: DE
Inventors: Edgar Bolinth; Herbert DAWID; Thorsten Clevorn
Original assignee: Intel Deutschland GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2010-05-26
Filing date: 2011-05-24
Publication date: 2016-02-18
Anticipated expiration: 2031-05-25
Also published as: CN102263712B; DE102011123005B3; DE102011050607A1; CN102263712A; US8428537B2; US20110294451A1

Abstract

Empfänger, umfassend:
einen Eingang, der dazu ausgelegt ist, Daten eines Pilotkanals zu empfangen, dem eine Trägerfrequenz zugeordnet ist;
eine erste Einheit, die dazu ausgelegt ist, eine Größe bereitzustellen, wobei die Größe von einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten und einer Frequenzverschiebung der empfangenen Daten bezüglich der Trägerfrequenz abhängig ist;
eine zweite Einheit, die dazu ausgelegt ist, die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit einzustellen, wobei die Einstellung von der Größe abhängig ist;
eine dritte Einheit, die dazu ausgelegt ist, einen Phasenunterschied bereitzustellen, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist; und
ein Filter, das eine Rückkopplungsschleife umfasst, in der eine Phasenverfolgung der empfangenen Daten ausgeführt wird, wobei die Phasenverfolgung von der Größe und dem Phasenunterschied abhängig ist.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf das Einstellen der Bandbreite einer in einem Empfänger enthaltenen Kanalschätzeinheit und/oder eine Phasenverfolgung (phase tracking) über die Kanalschätzeinheit.
In Hochfrequenz-Kommunikationssystemen gesendete Signale können sich über verschiedene Ausbreitungswege von einem Sender zu einem Empfänger ausbreiten. Der Sender und der Empfänger können sich während der Signalübertragung relativ zueinander bewegen. Außerdem können die in dem Sender und/oder dem Empfänger enthaltenen Oszillatoren für die Aufwärts- und Abwärtsumsetzung der Trägerfrequenz von einem spezifizierten Zielwert abweichen. Dies kann zu einer Frequenzverbreiterung und/oder einer Frequenzverschiebung der Sendesignale führen.
Die Druckschrift US 7 012 955 B2 offenbart einen Empfänger mit einem Kanalschätzfilter, dessen Bandbreite von einer Größe beeinflusst wird. Die Größe basiert auf Korrelationsergebnissen, welche von der Phasenverschiebung aufeinanderfolgender Kanalschätzwerte abhängen. Zur Berechnung der Korrelationsergebnisse verwendete Multiplizierer bilden jeweils das Produkt aus einem Schätzwert und dem konjugiert Komplexen eines zurückliegenden Schätzwerts, weshalb das Argument der Phasendrehung zwischen diesen beiden Werten entspricht. Da solche Phasendrehungen sowohl durch eine Frequenzverschiebung als auch eine Frequenzverbreiterung hervorgerufen werden können, hängt die Größe ebenfalls sowohl von einer Frequenzverschiebung als auch von einer Frequenzverbreiterung ab.
Die Druckschrift US 7 428 262 B2 offenbart einen Empfänger mit einem Kanalschätzfilter, dessen Bandbreite auf der Basis einer Dopplerverbreiterung und eines Signal-Rausch-Verhältnisses eingestellt wird.
Die Druckschrift US 2003/0 231 728 A1 offenbart eine Phasenverfolgung zur Kompensation einer Trägerfrequenzverschiebung, die mit Hilfe einer groben Schätzung des Frequenzfehlers initialisiert wird. Bei der groben Schätzung des Frequenzfehlers wird ein Phasenunterschied verwendet, der von der Abweichung der Frequenz empfangener Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist.
Die beigefügten Zeichnungen sind enthalten, um ein weiteres Verständnis der Ausführungsformen zu schaffen, wobei sie in diese Beschreibung aufgenommen sind und einen Teil dieser Beschreibung bilden. Die Zeichnungen veranschaulichen Ausführungsformen und dienen zusammen mit der Beschreibung dazu, die Prinzipien der Ausführungsformen zu erklären. Andere Ausführungsformen und viele der beabsichtigten Vorteile der Ausführungsformen werden leicht erkannt, da sie durch Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung besser verstanden werden.
1 veranschaulicht schematisch ein Hochfrequenz-Kommunikationssystem 100.
2 veranschaulicht schematisch ein IIR(Infinite Impulse Response)-Filter 200.
3A veranschaulicht schematisch ein Rauschspektrum, ein verbreitertes Linienspektrum und ein Durchlassband (pass band) eines IIR-Filters.
3B veranschaulicht schematisch ein Rauschspektrum, ein frequenzverschobenes Linienspektrum und ein Durchlassband eines IIR-Filters.
4 veranschaulicht schematisch einen Empfänger 400 als eine beispielhafte Ausführungsform.
5 veranschaulicht schematisch einen Empfänger 500 als eine weitere beispielhafte Ausführungsform.
6 veranschaulicht schematisch einen Empfänger 600 als eine weitere beispielhafte Ausführungsform.
7 veranschaulicht schematisch ein Verfahren 700 als eine beispielhafte Ausführungsform.
8 veranschaulicht schematisch ein Verfahren 800 als eine weitere beispielhafte Ausführungsform.
9 veranschaulicht schematisch einen Empfänger 900 als eine weitere beispielhafte Ausführungsform.
10A veranschaulicht schematisch ein Rauschspektrum, ein verbreitertes Linienspektrum und ein Durchlassband eines Filters.
10B veranschaulicht schematisch ein Rauschspektrum, ein frequenzverschobenes Linienspektrum und ein Durchlassband eines Filters.
11A veranschaulicht schematisch einen Filtergewinn (filter gain) eines Filters, das frequenzverbreiterte Signale filtert.
11B veranschaulicht schematisch einen Filtergewinn eines weiteren Filters, das frequenzverbreiterte Signale filtert.
11C veranschaulicht schematisch einen Filtergewinn eines weiteren Filters, das frequenzverbreiterte Signale filtert.
12A veranschaulicht schematisch einen Filtergewinn eines Filters, das ein frequenzverschobenes Signal filtert.
12B veranschaulicht schematisch einen Filtergewinn eines weiteren Filters, das ein frequenzverschobenes Signal filtert.
12C veranschaulicht schematisch einen Filtergewinn eines weiteren Filters, das ein frequenzverschobenes Signal filtert.
Im Folgenden werden die Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Bezugszeichen im Allgemeinen verwendet werden, um überall auf gleiche Elemente Bezug zu nehmen. In der folgenden Beschreibung sind zum Zweck der Erklärung zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein vollkommenes Verständnis von einem oder mehreren Aspekten der Ausführungsformen zu schaffen. Es kann jedoch für einen Fachmann auf dem Gebiet offensichtlich sein, dass ein oder mehrere Aspekte der Ausführungsformen mit einem geringeren Grad dieser spezifischen Einzelheiten praktiziert werden können. Die folgende Beschreibung ist deshalb nicht in einem einschränkenden Sinn zu nehmen, wobei der Schutzumfang durch die beigefügten Ansprüche definiert ist.
Während ein spezielles Merkmal oder ein spezieller Aspekt der Erfindung bezüglich nur einer von mehreren Implementierungen offenbart sein kann, kann außerdem ein derartiges Merkmal oder ein derartiger Aspekt mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Implementierungen kombiniert werden, wie es für irgendeine gegebene oder spezielle Anwendung gewünscht oder vorteilhaft sein kann. Ferner sollen zu dem Ausmaß, in dem die Begriffe ”enthalten”, ”besitzen”, ”mit” oder andere Varianten davon entweder in der ausführlichen Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, derartige Begriffe auf eine Art einschließend sein, die zu dem Begriff ”umfassen” ähnlich ist. Die Begriffe ”gekoppelt” und ”verbunden” und deren Ableitungen können verwendet worden sein. Es sollte selbstverständlich sein, dass diese Begriffe verwendet worden sein können, um anzugeben, dass zwei Elemente zusammenarbeiten oder miteinander in Wechselwirkung treten, ungeachtet dessen, ob sie sich in direktem physikalischen oder elektrischen Kontakt befinden oder ob sie sich nicht in direktem Kontakt miteinander befinden. Ferner sollte es selbstverständlich sein, dass die Ausführungsformen der Erfindung in diskreten Schaltungen, teilweise integrierten Schaltungen oder vollständig integrierten Schaltungen oder Programmiermitteln implementiert sein können. Außerdem ist der Begriff ”beispielhaft” lediglich als ein Beispiel anstatt als das Beste oder Optimale gemeint.
Die verschiedenen zusammengefassten Aspekte können in verschiedenen Formen ausgeführt sein. Die folgende Beschreibung zeigt als Veranschaulichung verschiedene Kombinationen und Konfigurationen, in denen die Aspekte praktiziert werden können. Es ist selbstverständlich, dass die beschriebenen Aspekte und/oder Ausführungsformen lediglich Beispiele sind und dass andere Aspekte und/oder Ausführungsformen verwendet werden können und strukturelle und funktionale Modifikationen vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Die hierin beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen können für verschiedene drahtlose Kommunikationsnetze verwendet werden, wie z. B. für CDMA-(Code Division Multiple Access), TDMA-(Time Division Multiple Access), FDMA-(Frequency Division Multiple Access), OFDMA-(Orthogonal FDMA-) und SC-FDMA-(Single Carrier-FDMA-)Netze. Die Begriffe ”Netz” und ”System” werden oft austauschbar verwendet. Ein CDMA-Netz kann eine Funktechnologie, wie z. B. Universal Terrestrial Radio Access (UTRA), cdma2000 usw., implementieren. UTRA enthält Breitband-CDMA (W-CDMA) und andere CDMA-Varianten, cdma2000 deckt die IS-2000-, IS-95- und IS-856-Standards ab. Ein TDMA-Netz kann eine Funktechnologie, wie z. B. Global System for Mobile Communications (GSM) und dessen Ableitungen, wie z. B. EDGE (Enhanced Data Rate for GSM Evolution), EGPRS (Enhanced General Packet Radio Service) usw., implementieren. Ein OFDMA-Netz kann eine Funktechnologie, wie z. B. Evolved-UTRA (E-UTRA), Ultra Mobile Broadband (UMB), IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, Flash-OFDM.RTM usw. implementieren. UTRA und E-UTRA sind Teil des Universal Mobile Telecommunication System (UMTS). UTRA, E-UTRA und GSM sind in den Dokumenten einer Organisation beschrieben, die ”3rd Generation Partnership Project” (3GPP) genannt wird.
In Funkkommunikationssystemen kann ein Sender, der ein oder mehrere Funkkommunikationssignale in einem oder mehreren Funkkommunikationskanälen sendet, vorhanden sein. Insbesondere kann der Sender eine Basisstation oder eine Sendevorrichtung sein, die in einer Vorrichtung eines Benutzers, wie z. B. einem mobilen Funk-Sender/Empfänger, einer handgehaltenen Funkvorrichtung oder einer ähnlichen Vorrichtung, enthalten ist. Die durch die Sender gesendeten Funkkommunikationssignale können durch Empfänger, wie z. B. eine Empfangsvorrichtung in einem mobilen Funk-Sender/Empfänger, einer handgehaltenen Funkvorrichtung oder einer ähnlichen Vorrichtung, empfangen werden. Insbesondere können die Funkkommunikationssysteme, wie sie hierin offenbart sind, UMTS-Systeme enthalten, die dem 3GPP-Standard für UMTS-Systeme entsprechen können. Die hierin offenbarten Funkkommunikationssignale können in UMTS-Systemen bereitgestellt werden, insbesondere über physikalische Funkkommunikationskanäle, wie z. B. primäre gemeinsame Pilotkanäle (primary common pilot channels), sekundäre gemeinsame Pilotkanäle (secondary common pilot channels), dedizierte physikalische Kanäle (dedicated physical channels), dedizierte physikalische Steuerkanäle (dedicated physical control channels) oder ähnliche Kanäle gemäß dem UMTS-Standard.
Die folgenden Figuren veranschaulichen schematisch Verfahren und Vorrichtungen als beispielhafte Ausführungsformen. Die Veranschaulichung der Vorrichtungen und Verfahren ist qualitativer Art und veranschaulicht nicht notwendigerweise die explizite innere Zusammensetzung der Vorrichtungen, z. B. ihre vollständige innere elektronische Konfiguration. Demgemäß zeigen die folgenden Figuren nicht notwendigerweise alle Komponenten, die für den tatsächlichen Betrieb der veranschaulichten Vorrichtungen erforderlich sind.
1 veranschaulicht schematisch ein Hochfrequenz-Kommunikationssystem 100. Das Kommunikationssystem 100 enthält einen Sender 1 und einen Empfänger 2 in der Form eines RAKE-Empfängers. Der Sender 1 enthält die Multiplizierer 3.1, 3.2, eine Kombiniereinheit 4, eine Umsetzungseinheit 5 und eine Antenne 6. Der Sender 1 kann weitere Komponenten enthalten, die in 1 um der Einfachheit willen nicht gezeigt sind. Der Sender 1 kann z. B. Kodierer, Verschachtelungseinheiten (interleaving units), Verwürfelungseinheiten (scrambling units), Digital-Analog-Umsetzer, digitale Filter, analoge Filter, Verstärker, Mischer und/oder lokale Oszillatoren enthalten.
Der Empfänger 2 enthält eine Antenne 7, eine Umsetzungseinheit 8, eine Einheit 9, die mehrere RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N und 9.2.1 bis 9.2.N enthält, eine Kanalschätzeinheit 10, eine Kombiniereinheit 12 in der Form eines Maximum Ratio Combiner (MRC) und eine Demodulationseinheit 13. Hier entspricht N einer beliebigen Zahl. Um der Einfachheit willen ist jedoch N so gewählt, dass es in 1 einen Wert von vier besitzt. Die Kanalschätzeinheit 10 kann N Kanalschätzfilter 10.1 bis 10.N enthalten (die nicht explizit gezeigt sind), wobei jedes dieser Filter mit einem der RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N verbunden ist. Jedes der Kanalschätzfilter 10.1 bis 10.N kann z. B. in Übereinstimmung mit dem in 2 veranschaulichten Filter implementiert sein. Jeder der RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N und 9.2.1 bis 9.2.N enthält einen Multiplizierer 14 und eine Integrationseinheit (oder Summationseinheit) 15. Die Kombiniereinheit 12 enthält die Multiplizierer 12.1.1 bis 12.1.N und einen Kombinierer 12.2. Ähnlich zum Sender 1 kann der Empfänger 2 weitere Komponenten enthalten, die um der Einfachheit willen nicht explizit veranschaulicht sind. Der Empfänger 2 kann z. B. ferner Dekodierer, Entschachtelungseinheiten, Entwürfelungseinheiten, Demodulationseinheiten, Analog-Digital-Umsetzer, digitale Filter, analoge Filter, Verstärker, Mischer und/oder lokale Oszillatoren enthalten.
Während des Betriebs des Hochfrequenz-Kommunikationssystems 100 werden die Übertragungsdaten in dem Sender 1 verarbeitet. 1 veranschaulicht drei beispielhafte Signalwege. Der erste Signalweg, der den Multiplizierer 3.1 enthält, verarbeitet die Daten eines ersten Benutzers, die über einen physikalischen Kanal, z. B. einen dedizierten physikalischen Kanal, zu übertragen sind, (siehe den DPCH-Benutzer 1). Ein zweiter Signalweg, der den Multiplizierer 3.2 enthält, verarbeitet die Daten, die über einen Pilotkanal zu übertragen sind, z. B. einen gemeinsamen Pilotkanal, (siehe CPICH). Der Sender 1 kann weitere Signalwege enthalten, z. B. Signalwege zum Verarbeiten der Daten für einen weiteren Benutzer, die über einen weiteren physikalischen Kanal zu übertragen sind, (siehe den DPCH-Benutzer 2). Die Multiplizierer 3.1 und 3.2 multiplizieren die Daten, die über den physikalischen Kanal und den Pilotkanal zu übertragen sind, mit einem ersten Spreizcode (siehe z1) bzw. einem zweiten Spreizcode (siehe zc). Selbstverständlich können die Daten in den Signalwegen durch weitere Komponenten verarbeitet werden, die in den vorhergehenden Abschnitten erwähnt worden sind.
Nach der Verarbeitung der Daten in den beschriebenen Signalwegen kombiniert die Kombiniereinheit 4 die verarbeiteten Daten zu einem Signal, das zur Umsetzungseinheit 5 weitergeleitet wird. Die Umsetzungseinheit 5 setzt das Signal aus einem Basisband in ein Hochfrequenzsignal um, das durch die Antenne 6 gesendet wird. Es ist zu beachten, dass der Sender 1 mehrere Antennen verwenden kann und nicht nur auf eine einzige Antenne 6 eingeschränkt sein muss.
Die Hochfrequenzsignale werden über die Luftschnittstelle übertragen und breiten sich von der Antenne 6 des Senders 1 über eine beliebige Anzahl N von Ausbreitungswegen zur Antenne 7 des Empfängers 2 aus. Es ist zu beachten, dass der Wert von N als vier gewählt worden ist, so dass vier beispielhafte Ausbreitungswege in 1 angegeben sind (siehe die Pfeile). Jedem Ausbreitungsweg ist eine Variable τ zugeordnet, die die Zeitverzögerung des über diesen Ausbreitungsweg übertragenen Signals angibt. Der Unterschied (τ₄ – τ₃) repräsentiert z. B. die Zeitverzögerung zwischen dem Empfang des vierten Signals an der Antenne 7 und dem Empfang des dritten Signals an der Antenne 7. Ähnlich zum Sender 1 kann der Empfänger 2 außerdem mehrere Antennen verwenden und ist nicht auf nur eine einzige Antenne 7 eingeschränkt.
Die durch die Antenne 7 empfangenen Hochfrequenzsignale werden durch die Umsetzungseinheit 8 in ein Basisband (oder ein Zwischenband) umgesetzt. Das abwärtsumgesetzte Signal wird dann in N Signale, die durch die RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N verarbeitet werden, und N Signale, die durch die RAKE-Finger 9.2.1 bis 9.2.N verarbeitet werden, aufgespalten. Hier sind die Signalwege, die die RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N enthalten, dazu ausgelegt, die Daten zu verarbeiten, die über den Pilotkanal empfangen werden, während die Signalwege, die die RAKE-Finger 9.2.1 bis 9.2.N enthalten, dazu ausgelegt sind, die Daten zu verarbeiten, die über den physikalischen Kanal empfangen werden.
Weil ein durch die Antenne 6 gesendetes Signal über mehrere Ausbreitungswege übertragen wird, empfängt die Antenne 7 mehrere Bilder (oder Versionen) des übertragenen Signals, wobei jedes Signalbild im Allgemeinen eine andere Wegverzögerung aufweist (siehe die verschiedenen Werte für τ). In der Einheit 9 ist jeder der RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N einem speziellen der Mehrweg-Ausbreitungswege des an der Antenne 7 empfangenen Signals zugeordnet. Das heißt, jeder der RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N empfängt sein eigenes Bild (oder seine eigene Version) des ursprünglich gesendeten Signals. Es ist zu beachten, dass jeder der RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N zeitlich ausgerichtet sein kann, um sein Eingangssignal mit einer zugewiesenen Wegverzögerung zu verarbeiten. Zu diesem Zweck kann jeder der Signalwege (nicht gezeigte) Verzögerungselemente enthalten, um die Signale entsprechend den jeweiligen Verzögerungen zwischen den mehreren Ausbreitungswegen zu verzögern. Das Gleiche gilt für die Signalwege, die die RAKE-Finger 9.2.1 bis 9.2.N enthalten.
Die in den RAKE-Fingern 9.1.1 bis 9.1.N verarbeiteten Signale werden durch die Multiplizierer 14 entspreizt und durch die Integrationseinheiten 15 weiter verarbeitet. Es ist selbstverständlich, dass die RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N und 9.2.1 bis 9.2.N weitere Komponenten enthalten können, die um der Einfachheit willen nicht veranschaulicht sind. Die in den RAKE-Fingern 9.1.1 bis 9.1.N verarbeiteten entspreizten Signale werden zu den Kanalschätzfiltern 10.1 bis 10.N weitergeleitet, die in der Kanalschätzeinheit 10 enthalten sind, so dass jedes Signal durch eines der Filter verarbeitet wird. Jedem der N Kanalschätzfilter 10.1 bis 10.N ist ein Kanalgewicht h_i (i = 1, ..., N) zugeordnet, wie im Folgenden beschrieben wird.
Ein über den i-ten Ausbreitungsweg übertragenes Hochfrequenzsignal, das an der Antenne 7 empfangen und durch den i-ten RAKE-Finger 9.1.i (i = 1, ..., N) entspreizt wird, kann gemäß der Formel y_i = h_is + f_i + n_i = h_is + e_i (1) geschrieben werden. Hier bezeichnet h_i das dem übertragenen Signal zugeordnete Kanalgewicht, s bezeichnet das übertragene Signal, f bezeichnet die Interferenz und n bezeichnet das Rauschen. Die Interferenz f und das Rauschen n können in e (Interferenz plus Rauschen) kombiniert werden.
Die gefilterten Kanalgewichte h_i' werden von den Kanalschätzeinheiten 10.1 bis 10.N zur Kombiniereinheit 12 weitergeleitet. In der Kombiniereinheit 12 werden die Signale des physikalischen Kanals, die in den RAKE-Fingern 9.2.1 bis 9.2.N (ähnlich zu der beschriebenen Verarbeitung in den RAKE-Fingern 9.1.1 bis 9.1.N) verarbeitet worden sind, mit den Kanalgewichten h₁' bis h_N' multipliziert und durch die Kombiniereinheit 12.2 kombiniert. Das kombinierte Signal wird zur Demodulationseinheit 13 weitergeleitet und durch nachgeschaltete (nicht gezeigte) mögliche weitere Komponenten verarbeitet.
2 veranschaulicht schematisch ein IIR-Filter 200, das als ein Kanalschätzfilter im Empfänger 2 der 1 gemäß einer Ausführungsform verwendet werden kann. Das Filter 200 kann für die Filterung der (noch ungefilterten) Kanalkoeffizienten h_i verwendet werden, wie sie gegebenenfalls durch die RAKE-Finger 9.1.1 bis 9.1.N ausgegeben werden. Das Filter 200 enthält die Multiplizierer 16, 17, einen Addierer 18 und ein Verzögerungselement 19. Der Multiplizierer 16 führt eine Multiplikation eines Signals mit einem Faktor α aus, während der Multiplizierer 17 in einer Rückkopplungsschleife eine Multiplikation mit einem Faktor (1 – α) ausführt, wobei 0 < α ≤ 1 gilt. Das Filter 200 empfängt einen (noch ungefilterten) Koeffizienten h und führt eine Filterung in Übereinstimmung mit der Anordnung der 2 aus. Hier entspricht die durch den Multiplizierer 16 ausgeführte Multiplikation mit α und die durch den Multiplizierer 17 ausgeführte Multiplikation mit (1 – α) einer Einstellung der Bandbreite des Filters 200. Ein gefilterter Koeffizient h' wird an einem Ausgang des Filters 200 ausgegeben.
3A veranschaulicht schematisch drei Kurven 20, 21 und 22, wobei die Leistungsdichte S gegen die Frequenz f graphisch dargestellt ist. Die Kurve 20 veranschaulicht die Rausch-/Interferenzleistung. Die Kurve 21 bezieht sich auf ein mit einer (Träger-)Frequenz f₀ über einen Mehrwegekanal von einem Sender zu einem Empfänger übertragenes Signal. Das heißt, das am Empfänger empfangene Signal enthält mehrere Komponenten, wobei jede von ihnen über einen anderen Ausbreitungsweg übertragen und zum selben Zeitpunkt τ_i überlagert worden ist. Es wird ferner angenommen, dass sich der Sender und Empfänger mit einer Relativgeschwindigkeit v bewegen. Die Mehrwegeigenschaft der Übertragung und die Relativbewegung des Senders und des Empfängers führen zu einer Verbreiterung des empfangenen Signalspektrums aufgrund des Doppler-Effekts. In diesem Fall stimmt der Wert der Frequenzverbreiterung mit der Abweichung des Doppler-Spektrums überein. Das Signalspektrum kann einem Jakes-Spektrum entsprechen, das einen Maximalwert von f_max = v / c·f₀ (2) besitzt, wobei c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet. Die Kurve 22 veranschaulicht ein Durchlassband eines IIR-Filters, z. B. des Filters 200 der 2. Das der Kurve 22 zugeordnete Filter lässt Frequenzen durch, die in einem Intervall [–f_IIR; +f_IIR] liegen, und dämpft Frequenzen außerhalb dieses Frequenzbereichs. In 3A ist eine statische Bandbreite des Filters suboptimal, weil das Filter signifikante Teile des empfangenen Signals in den meisten Mehrwegekanal-Szenarien dämpft. Außerdem bestimmt die Filterbandbreite den Betrag der Rausch- und Interferenzverringerung. Folglich ist die Filterbandbreite ein Kompromissparameter zwischen der Verringerung des Rauschens und der Interferenz und der Maximierung der Leistung des durchgelassenen verbreiterten Sendesignals.
3B veranschaulicht schematisch drei Kurven 20, 22 und 23, wobei die Kurven 20 und 22 bereits im Zusammenhang mit 3A beschrieben worden sind. Die Kurve 23 bezieht sich auf ein Signal, das mit einer (Träger-)Frequenz f₀ über einen Einzelweg-Kanal von einem Sender zu einem Empfänger übertragen wird. Abermals wird angenommen, dass sich der Sender und Empfänger mit einer Relativgeschwindigkeit v bewegen. Der Einzelweg-Charakter des Kanals und die Relativbewegung des Senders und des Empfängers führen zu einer Frequenzverschiebung des (diskreten) Signalspektrums aufgrund des Doppler-Effekts. Die Frequenz des verschobenen Signals entspricht f_max nach Gleichung (2). Ähnlich zu 3A ist die Bandbreite des Filters suboptimal, weil die Frequenz des empfangenen Signals außerhalb des Durchlassbandes des Filters liegt. Das heißt, das empfangene Signal wird gedämpft. Es ist zu beachten, dass die veranschaulichte Frequenzverschiebung außerdem durch einen nichtidealen lokalen Oszillator des Senders verursacht werden kann, der eine Frequenz ausgibt, die sich von der gewünschten Trägerfrequenz unterscheidet oder von ihr abweicht. In diesem Fall stimmt der Wert der Frequenzverschiebung mit dem Unterschied oder der Abweichung der gewünschten Trägerfrequenz von der tatsächlich durch den lokalen Oszillator ausgegebenen Frequenz überein. Es wird angegeben, dass der Begriff ”Abweichung” auf eine allgemeinere Art verstanden werden sollte, wobei beabsichtigt ist, dass er geeignet ist, um eine Überlagerung eines verbreiterten Linienspektrums und eines verschobenen Linienspektrums zu beschreiben. Für beide Fälle kann sich der Begriff ”Abweichung” auf den Unterschied bezüglich der mittleren Frequenz des empfangenen Signalspektrums beziehen.
4 veranschaulicht schematisch einen Empfänger 400 als eine beispielhafte Ausführungsform. Der Empfänger 400 enthält einen Eingang 24, um die Daten eines Pilotkanals (siehe den Pfeil) unter Verwendung einer Trägerfrequenz zu empfangen. Der Empfänger 400 enthält ferner eine erste Einheit 25, um eine Größe zu erhalten, wobei die Größe von einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten und einer Frequenzverschiebung der empfangenen Daten bezüglich der Trägerfrequenz abhängig ist. Ferner enthält der Empfänger 400 eine zweite Einheit 26, um die Bandbreite einer (nicht gezeigten) Kanalschätzeinheit einzustellen, wobei die Einstellung von der Größe abhängig ist.
4 veranschaulicht nicht explizit eine ausführliche innere Konfiguration des Empfängers 400. Es ist zu beachten, dass die Einheiten 25 und 26 nicht notwendigerweise einzelnen Komponenten entsprechen, sondern dass sie außerdem eine beliebige Anzahl von einzelnen Komponenten enthalten können. Ferner sind in 4 keine Signalwege für die Verarbeitung der empfangenen Daten veranschaulicht. Dies ist so, weil die am Eingang 24 empfangenen Daten nicht notwendigerweise direkt zur ersten Einheit 25 weitergeleitet werden. Es kann weitere Komponenten geben, die in dem (den) Signalweg(en) zwischen dem Eingang 24 und der ersten Einheit 25 angeordnet sind. Ähnlich wird die durch die erste Einheit 25 erhaltene Größe nicht notwendigerweise direkt zur zweiten Einheit 26 weitergeleitet. Abermals können weitere Komponenten in dem (den) Signalweg(en) zwischen der ersten Einheit 25 und der zweiten Einheit 26 angeordnet sein.
Die Einstellung der (nicht gezeigten) Kanalschätzeinheit oder des (nicht gezeigten) Kanalschätzfilters hängt nicht notwendigerweise ausschließlich von der durch die erste Einheit 25 erhaltenen Größe ab. Es kann z. B. weitere Komponenten geben, die zwischen der zweiten Einheit 26 und der Kanalschätzeinheit angeordnet sind, so dass die Einstellung der Bandbreite von weiteren Größen abhängig sein kann, die ebenfalls durch diese zusätzlichen Komponenten erhalten werden. Es ist ferner zu beachten, dass die durch die erste Einheit 25 erhaltene Größe nicht notwendigerweise einem einzigen Parameter oder einem einzigen Wert entspricht, der gleichzeitig von einer Frequenzverbreiterung und einer Frequenzverschiebung der empfangenen Daten abhängig ist. Die Größe kann z. B. außerdem zwei separate Parameter enthalten, wobei der erste Parameter von einer Frequenzverbreiterung abhängig ist und der zweite Parameter von einer Frequenzverschiebung abhängig ist.
Ein Unterschied zwischen dem Empfänger 400 und einem Empfänger, der das Filter 200 der 2 enthält, ist die Einstellung der Bandbreite des Kanalschätzfilters. Die Einstellung des Filters 200 entspricht einer Multiplikation mit einem Faktor a (siehe die Multiplizierer 16 und 17 in 2), wobei 0 < α ≤ 1 gilt. Der Faktor α hängt nicht von einer Frequenzverbreiterung oder einer Frequenzverschiebung der empfangenen Daten ab. Das heißt, das Filter 200 berücksichtigt keine Frequenzverbreiterungen oder Frequenzverschiebungen (siehe die 3A und 3B), was zu den in den vorhergehenden Abschnitten beschriebenen suboptimalen Filterungsergebnissen führen kann. Im Gegensatz zum Filter 200 schafft der Empfänger 400 eine Einstellung einer Kanalschätzeinheit unter Verwendung einer Größe, die von den Frequenzverbreiterungen und den Frequenzverschiebungen der empfangenen Daten abhängig ist. Aufgrund dessen, dass diese Abhängigkeiten berücksichtigt werden, schafft der Empfänger 400 verbesserte Filterungsergebnisse, wie aus 10A bis 12C offensichtlich wird. Eine ausführlichere und beispielhafte Ausführungsform eines Empfängers in Übereinstimmung mit dem Empfänger 400 ist in 9 gezeigt.
5 veranschaulicht schematisch einen Empfänger 500 als eine weitere beispielhafte Ausführungsform. Der Empfänger 500 enthält einen Eingang 24, um die Daten eines Pilotkanals unter Verwendung einer Trägerfrequenz zu empfangen, und eine erste Einheit 25, um eine Größe zu erhalten, die abhängig von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz ist. Hier kann der Begriff ”Abweichung” beliebigen Unterschieden zwischen der Frequenz der empfangenen Daten und der Trägerfrequenz entsprechen. Die Frequenzabweichung kann z. B. eine Frequenzverbreiterung oder eine Frequenzverschiebung enthalten. Es ist zu beachten, dass der Begriff ”Abweichung” z. B. durch ähnliche Begriffe wie ”Differenz”, ”Diskrepanz”, ”Divergenz” oder ”Variation” ersetzt werden kann. Der Empfänger 500 enthält ferner eine dritte Einheit 27, um einen Phasenunterschied zu erhalten, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist. Die Größe wird verwendet, um die Bandbreite einer (nicht gezeigten) Kanalschätzeinheit einzustellen. Ferner werden der Phasenunterschied und die Größe für eine Phasenverfolgung der empfangenen Daten verwendet.
In einer speziellen Ausführungsform kann der Empfänger 500 ferner eine vierte Einheit enthalten, um ein Signalrauschverhältnis (Signal to Noise Ratio (SNR)) zu erfassen, wobei die Einstellung der Bandbreite und/oder die Phasenverfolgung eingeschaltet werden, falls das Signalrauschverhältnis größer als ein Schwellenwert ist. Für den Fall eines RAKE-Empfängers kann der Schwellenwert für jeden der RAKE-Finger verschieden gewählt werden. Das heißt, für jeden der RAKE-Finger können die Bandbreiteneinstellung und/oder die Phasenverfolgung gemäß den zugeordneten einzelnen Schwellenwerten ein- oder ausgeschaltet werden, die für die Bandbreiteneinstellung und die Phasenverfolgung verschiedene Werte besitzen können. Die Schwellenwerte können z. B. auf einen Wert von 0 dB gesetzt sein, der je RAKE-Finger am Eingang des Kanalschätzfilters gemessen wird.
Die im Zusammenhang mit dem Empfänger 400 der 4 getroffenen Aussagen können außerdem für den Empfänger 500 der 5 gelten und umgekehrt. Insbesondere kann die durch die erste Einheit 25 des Empfängers 500 erhaltene Größe der durch die erste Einheit 25 des Empfängers 400 erhaltenen Größe entsprechen. Abermals ist aus den Gründen, die im Zusammenhang mit 4 erwähnt worden sind, keine ausführliche innere Konfiguration des Empfängers 500 angegeben. Da die erste Einheit 25 eine Größe erhält, die von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist und die für das Einstellen der Bandbreite einer Kanalschätzeinheit verwendet wird, können die erwähnten Vorteile des Empfängers 400 außerdem für den Empfänger 500 vorhanden sein.
Unter Bezugnahme auf 2 wird deutlich, dass das IIR-Filter 200 keine Phasenkorrektur oder Phasenverfolgung bereitstellt. Im Gegensatz dazu erhält die dritte Einheit 27 des Empfängers 500 einen Phasenunterschied, der (in Kombination mit der durch die erste Einheit 25 erhaltenen Größe) für eine Phasenverfolgung der empfangenen Daten verwendet wird. Auf Grund der Einstellung der Bandbreite des Filters und der Phasenverfolgung, wobei die Abweichungen der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz berücksichtigt werden, stellt der Empfänger 500 im Vergleich zum Filter 200 verbesserte Filterungsergebnisse bereit, wie aus 10A bis 12C offensichtlich wird.
6 veranschaulicht schematisch einen Empfänger 600 als eine weitere beispielhafte Ausführungsform. Der Empfänger 600 enthält einen Eingang 24, um die Daten eines Pilotkanals unter Verwendung einer Trägerfrequenz zu empfangen, und eine dritte Einheit 27, um einen Phasenunterschied zu erhalten, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist. Der Empfänger 600 enthält ferner eine (nicht gezeigte) Rückkopplungsschleife, in der die Phasenverfolgung der empfangenen Daten unter Verwendung des erhaltenen Phasenunterschieds ausgeführt wird.
Die im Zusammenhang mit den Empfängern 400 und 500 gemachten Aussagen können außerdem für den Empfänger 600 gelten. Insbesondere kann der durch die dritte Einheit 27 des Empfängers 500 erhaltene Phasenunterschied dem durch die dritte Einheit 27 des Empfängers 600 erhaltenen Phasenunterschied entsprechen. Abermals ist eine ausführliche Beschreibung der inneren Konfiguration des Empfängers 600 nicht angegeben. Da die dritte Einheit 27 einen Phasenunterschied erhält, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist, können die beschriebenen Vorteile des Empfängers 500 außerdem für den Empfänger 600 vorhanden sein.
Unter Bezugnahme auf 2 kann gesehen werden, dass die Rückkopplungsschleife des Filters 200 eine Multiplikation mit einem reellen Wert (1 – α) bereitstellt. Im Gegensatz dazu stellt der Empfänger 600 eine Rückkopplungsschleife bereit, in der die Phasenverfolgung der empfangenen Daten unter Verwendung einer komplexen Phase ausgeführt wird. Aufgrund dieser Phasenverfolgung schafft der Empfänger 600 verbesserte Filterungsergebnisse, wie aus 10A bis 12C deutlich wird.
7 veranschaulicht schematisch ein Verfahren 700 als eine beispielhafte Ausführungsform. Das Verfahren 700 enthält drei Schritte S1 bis S3 und kann im Zusammenhang mit dem Empfänger 400 gemäß einer Ausführungsform gelesen werden. Im ersten Schritt S1 werden die Daten eines Pilotkanals unter Verwendung einer Trägerfrequenz empfangen. Im zweiten Schritt S2 werden die empfangenen Daten verwendet, um eine Größe zu erhalten, wobei die Größe von einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten und einer Frequenzverschiebung der empfangenen Daten bezüglich der Trägerfrequenz abhängig ist. Im dritten Schritt S3 wird die Größe verwendet, um die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit einzustellen. Ein ausführlicheres und beispielhaftes Verfahren gemäß dem Verfahren 700 wird aus 9 und ihrer Beschreibung deutlich.
8 veranschaulicht schematisch ein Verfahren 800 als eine weitere beispielhafte Ausführungsform. Das Verfahren 800 enthält vier Schritte S1 bis S4 und kann im Zusammenhang mit dem Empfänger 500 gemäß einer Ausführungsform gelesen werden. Im ersten Schritt S1 werden die Daten eines Pilotkanals unter Verwendung einer Trägerfrequenz empfangen. Im zweiten Schritt S2 werden die empfangenen Daten verwendet, um eine Größe und einen Phasenunterschied zu erhalten, die beide von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig sind. Im dritten Schritt S3 wird die Größe verwendet, um die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit einzustellen. Im vierten Schritt S4 werden der Phasenunterschied und die Größe für eine Phasenverfolgung der empfangenen Daten verwendet. Ein ausführlicheres und beispielhaftes Verfahren gemäß dem Verfahren 800 wird aus 9 und ihrer Beschreibung deutlich.
9 veranschaulicht schematisch einen Empfänger 900 als eine weitere beispielhafte Ausführungsform. Der Empfänger 900 enthält mehrere Komponenten, die in Hardware oder Firmware implementiert sein können. In einer Ausführungsform sind die Komponenten in Übereinstimmung mit 9 implementiert, wobei die Komponenten, die links oder über einer Linie L angeordnet sind, in Hardware implementiert sind, während die verbleibenden Komponenten in Firmware implementiert sind.
Der Empfänger 900 enthält ein Filter 28, das zwei Multiplizierer 16, 17, einen Addierer 18, ein Verzögerungselement 19 und einen Multiplizierer 29 besitzt, die gemäß 9 angeordnet sind. Das Filter 28 enthält ferner einen Multiplizierer 29, der einer Rückkopplungsschleife nachgeschaltet ist, die den Multiplizierer 17 enthält. Das Filter 28 ist dazu ausgelegt, die (noch ungefilterten) Kanalgewichte h zu filtern und um die gefilterten Kanalgewichte h' auszugeben. Das Filter 28 kann z. B. in dem Kommunikationssystem 100 der 1 verwendet werden.
An einem Punkt A des Empfängers 900 werden die empfangenen Daten eines Pilotkanals in vier Signale aufgespalten, die in vier Signalwegen verarbeitet werden. Der erste Signalweg enthält ein Verzögerungselement 30 und eine Berechnungseinheit 31, um das Quadrat des Betrags |h_i-1|² eines verzögerten Pilotkanalsymbols h_i-1 zu berechnen. Der zweite Signalweg enthält eine Berechnungseinheit 32, um das Quadrat des Betrags |h_i|² eines Pilotkanalsymbols h_i zu berechnen, und einen Multiplizierer 33, um die Ausgaben der Berechnungseinheiten 31 und 32 zu multiplizieren. Der zweite Signalweg enthält ferner ein IIR-Filter 34, das eine Bandbreite α von z. B. 3 / 64 besitzt, das als ein M2-Filter, das einen Wert M₂ ² ausgibt, ausgeführt sein kann, und eine Einheit 35, um die Abtastrate um einen Faktor 10 zu verringern. Es ist zu beachten, dass der Faktor 10 beispielhaft ist und gemäß der Konstruktion des Empfängers 900 geändert werden kann. Der dritte Signalweg enthält eine Berechnungseinheit 36, um einen Wert |h_i|⁴ eines Pilotkanalsymbols h_i zu berechnen, ein IIR-Filter 37 mit einer Bandbreite α von z. B. 3 / 64, das als ein M4-Filter, das einen Wert M4 ausgibt, ausgeführt sein kann, und eine Einheit 38, um die Abtastrate um einen Faktor 10 zu verringern. Hinsichtlich des M2-Filters und des M4-Filters wird auf ”A comparison of SNR estimation techniques for the AWGM channel” von D. R. Pauluzzi und N. Beaulieu, IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, Bd. 48, Nr. 10, Oktober 2000, Bezug genommen, das hiermit in seiner Gesamtheit durch Literaturhinweis einbezogen ist.
Die Ausgaben M₂ ² und M₄ der Einheiten 35 und 38 werden zu einer Berechnungseinheit 39 weitergeleitet, um ein Signalrauschverhältnis SNR_i gemäß der Formel
zu berechnen, wobei der Wert β gemäß der Formel
berechnet wird, wobei
gilt. Das Signalrauschverhältnis SNR_i wird zu einem IIR-Filter 40 mit einer Bandbreite α von z. B. 2 / 64 weitergeleitet. Das Filter 40 gibt ein gefiltertes Signalrauschverhältnis SN ^R_i aus, das zu den Einheiten 41, 42 weitergeleitet wird, deren Funktionalität später erklärt wird.
Der vierte Signalweg enthält mehrere Komponenten, die in mehreren Signalzweigen angeordnet sind, wie in 9 veranschaulicht ist. Der vierte Weg enthält eine Berechnungseinheit 43, um die Summe
über fünf folgende Pilotkanalsymbole h_i zu berechnen, ein Verzögerungselement 44, zwei Einheiten 45, 46, um die Abtastrate um einen Faktor 2 zu verringern, zwei Einheiten 47, 48, um das komplex Konjugierte ihrer Eingaben zu berechnen, zwei Multiplizierer 49, 50, ein Verzögerungselement 51 und einen Multiplexer 52. Der Multiplexer 52 empfängt die Signalausgaben von den Multiplizierern 49 und 50 und gibt ein Signal an die Berechnungseinheit 53 aus. Die Signalausgabe durch den Multiplexer 52 repräsentiert die komplexen Werte und die Berechnungseinheit 53 dazu ausgelegt ist, um den Wert arctan2() (oder atan2()) zu berechnen, wobei der erste bzw. der zweite Eingangswert für die atan2()-Funktion dem Imaginär- bzw. dem Realteil eines vom Multiplexer 52 ausgegebenen komplexen Wertes entspricht.
An einem Punkt B des Empfängers 900 gibt die Berechnungseinheit 53 einen Phasenunterschied Δφ_i aus, der in zwei Signalwegen weiter verarbeitet wird. Ein Signalweg enthält ein IIR-Filter 54 mit einer Bandbreite α von z. B. 1 / 64, das einen Wert E{Δφ ^_i} ausgibt, der zu einer Einheit 55 weitergeleitet wird, um die Abtastrate um einen Faktor 2 zu verringern, und einen Addierer 56, der ein negatives Vorzeichen besitzt. Die Einheit 55 gibt ein Signal an die Berechnungseinheiten 57, 58 aus, deren Funktionalität später erklärt wird. Der Addierer 56 subtrahiert die vom Filter 54 und der Berechnungseinheit 52 ausgegebenen Werte, wobei das Ergebnis zu einer Berechnungseinheit 59 weitergeleitet wird, um den Betrag ihrer Eingabe zu berechnen. Ferner sind die folgenden Komponenten der Einheit 59 nachgeschaltet: ein IIR-Filter 60 mit einer Bandbreite α von z. B. 1 / 64, das einen Wert E{|Δφ ~_i|} ausgibt, eine Einheit 61, um die Abtastrate um einen Faktor 2 zu verringern, und eine Berechnungseinheit 62, deren Funktionalität später erklärt wird.
Ein weiterer Signalweg enthält eine Berechnungseinheit 63, um den Betrag ihrer Eingabe zu berechnen, ein IIR-Filter 64 mit einer Bandbreite α von z. B. 1 / 64 und eine Einheit 65, um die Abtastrate um einen Faktor 2 zu verringern. Der Ausgang der Einheit 65 ist mit den Einheiten 41 und 42 verbunden.
Die Einheiten 41 und 42 empfangen eine erste Eingabe E{|Δφ ^_i|} von der Einheit 65 und eine zweite Eingabe SN ^R_i vom Filter 40. Die Einheit 41 enthält eine erste Abbildung, um ein frequenzverschobenes Linienspektrum und/oder ein Signalrauschverhältnis auf die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit abzubilden, die Daten empfängt, die ein frequenzverschobenes Linienspektrum besitzen. Vorzugsweise enthält die Einheit 41 eine erste Tabelle mit ersten Koeffizienten α_1SCAT, um die optimale Bandbreite einer Kanalschätzeinheit zu charakterisieren, die Daten empfängt, die ein frequenzverschobenes Linienspektrum besitzen. Die Ausbreitung eines Signals über einen Übertragungskanal, der einen Reflektor enthält, kann z. B. zu einem frequenzverschobenen Linienspektrum führen. Die ersten Koeffizienten α_1SCAT können erhalten werden, indem eine derartige Signalübertragung und ein Empfang des übertragenen Signals an einer Kanalschätzeinheit simuliert werden. In Abhängigkeit vom simulierten empfangenen Signal wird die Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die zu einem optimalen Filterungsergebnis führt, bestimmt. Das Ergebnis der Simulation α_1SCAT repräsentiert folglich die optimale Bandbreite für ein Kanalschätzfilter, das ein Signal mit einem frequenzverschobenen Linienspektrum empfängt. Es ist selbstverständlich, dass das Ergebnis der Simulation davon abhängen kann, was tatsächlich als der optimale Wert für die Bandbreite eines Kanalschätzfilters betrachtet wird. Die Bandbreite des Filters kann z. B. als optimal betrachtet werden, falls das Durchlassband des Filters die Linie des verschobenen Spektrums vollständig enthält.
Die Einheit 42 enthält eine zweite Abbildung, um ein verbreitertes Linienspektrum (das außerdem als ein verbreitertes Spektrum bezeichnet wird) und/oder ein Signalrauschverhältnis auf die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit abzubilden, die Daten mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt. Vorzugsweise enthält die Einheit 42 eine zweite Tabelle mit zweiten Koeffizienten α_10SCAT, um eine optimale Bandbreite einer Kanalschätzeinheit zu charakterisieren, die Daten mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt, z. B. ein Jakes-Spektrum. Die Ausbreitung eines Signals über einen Übertragungskanal, der eine beliebige Anzahl von Reflektoren (z. B. zehn) enthält, kann z. B. zu einem verbreiterten Linienspektrum führen. Die zweiten Koeffizienten α_10SCAT können durch das Simulieren einer derartigen Signalübertragung und eines Empfangs des übertragenen Signals an einer Kanalschätzeinheit erhalten werden. Die optimale Bandbreite wird so bestimmt, dass das Ergebnis α_10SCAT der Simulation die optimale Bandbreite für ein Kanalschätzfilter repräsentiert, das ein Signal mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt. Es ist selbstverständlich, dass das Ergebnis der Simulation davon abhängen kann, was tatsächlich als ein optimaler Wert für die Bandbreite eines Kanalschätzfilters betrachtet wird. Die Bandbreite des Filters kann z. B. so gewählt werden, dass das Durchlassband des Filters vollständig alle Frequenzen des verbreiterten Spektrums enthält, die eine Leistungsdichte besitzen, die größer als der Rauschbeitrag ist.
Die Werte α_1SCAT und α_10SCAT werden zur Berechnungseinheit 62 weitergeleitet, die ferner den Eingangswert E{|Δφ ^_i|} von der Einheit 65 empfängt. Die Berechnungseinheit 62 berechnet eine Größe M gemäß der Formel
wobei die Funktion ”MIN” den Minimalwert repräsentiert und die Funktion ”E” den Erwartungswert (d. h. den durchschnittlichen oder mittleren Wert) repräsentiert. Hier gilt 0 ≤ M ≤ 1.
Unter Bezugnahme auf 1 kann in einer Ausführungsform der Wert der Größe M gewählt werden, dass er für alle RAKE-Finger übereinstimmt. Das heißt, es wird nur ein Wert für die Größe M erhalten, wobei alle RAKE-Finger demselben Wert zugewiesen werden. In einer weiteren Ausführungsform können wenigstens zwei RAKE-Finger verschiedenen Werten der Größe M zugewiesen werden. Ein erster RAKE-Finger kann z. B. die von einer ersten Basisstation gesendeten Signale verarbeiten, während ein zweiter RAKE-Finger die von einer zweiten Basisstation gesendeten Signale verarbeiten kann. Es ist selbstverständlich, dass die von verschiedenen Basisstationen empfangenen Signale verschiedene Frequenzverbreiterungen oder verschiedene Frequenzverschiebungen aufweisen können. Diese Tatsache kann dann berücksichtigt werden, indem ein erster Wert der Größe M für den ersten RAKE-Finger erhalten wird und ein zweiter Wert der Größe M für den zweiten RAKE-Finger erhalten wird. In einer noch weiteren Ausführungsform können alle RAKE-Finger, die die von einer ersten Basisstation gesendeten Signale verarbeiten, einem ersten Wert der Größe M zugewiesen werden, während alle RAKE-Finger, die die von einer zweiten Basisstation gesendeten Signale verarbeiten, einem zweiten Wert der Größe M zugewiesen werden können.
Die Berechnungseinheit 62 berechnet einen Wert α' gemäß der Formel α' = M·α_1SCAT + (1 – M)·α_10SCAT. (7)
Der Wert α' wird zum Multiplizierer 16 des Filters 28 weitergeleitet, um die Bandbreite des Filters 28 einzustellen.
Für ein besseres Verständnis wird die Berechnung von α' nun durch zwei beispielhafte Fälle erklärt. Im ersten Fall wird das Pilotsignal so betrachtet, dass es ein frequenzverschobenes Linienspektrum besitzt (siehe die 3B und 10B). Weil dieses Spektrum lediglich eine Spitze enthält, besitzen die Werte von E{|Δφ ^_i|} und E{Δφ ^_i} die gleiche Größe (wobei sie sich lediglich im Vorzeichen unterscheiden können), so dass E{|Δφ ^_i – E{Δφ ^_i}|} = 0 gilt und M gleich eins ist (siehe die Gleichung (6)). Weil (1 – M) Null ist, ist α' gleich α_1SCAT und enthält keinen Beitrag von den α_10SCAT-Werten. Im zweiten Fall wird das Pilotsignal so betrachtet, dass es ein verbreitertes Linienspektrum besitzt (siehe die 3A und 10A). Weil dieses Spektrum symmetrisch um Null verteilt ist, ist der Mittelwert E{Δφ ^_i} gleich Null, was zu E{|Δφ ^_i – E{Δφ ^_i}|} = E{|Δφ ^_i|} führt, wohingegen M gleich Null ist. Folglich ist α' gleich α_10SCAT und enthält keinen Beitrag von den α_1SCAT-Werten.
Es ist selbstverständlich, dass die übertragenen Signale gleichzeitig Frequenzverschiebungen und Frequenzverbreiterungen aufweisen können. Für derartige Fälle sind beide Gewichte M und (1 – M) nicht gleich Null, was zu von Null verschiedenen Beiträgen von α_1SCAT und α_10SCAT zu α' führt. Die Überlagerung eines Jakes-Doppler-Spektrums und eines frequenzverschobenen Spektrums führt z. B. zu einem sogenannten Rice-Spektrum, wohingegen die Größe M die Filterbandbreite entsprechend anpasst. Hier führt die Größe M einen Kompromiss zwischen der Durchlassband-Anpassung an das frequenzverbreiterte Sendesignal über α_10SCAT und der Phasenverfolgungskomponente des frequenzverschobenen Sendesignals über α_1SCAT aus. Außerdem hängt, da die Einstellung der Filterbandbreite ferner für die Rausch- und Interferenzunterdrückung verwendet wird, die Größe M implizit über α_1SCAT und α_10SCAT vom Signalrauschverhältnis ab. Die Größe M ist jedoch nicht auf bestimmte Typen der Doppler-Spektren wie die Jakes-Spektren oder die Rice-Spektren eingeschränkt, sondern sie kann im Allgemeinen verbreiterte Doppler-Spektren und Schmalbandspektren, d. h. linienverschobene Spektren, unterscheiden.
Der Wert α' wird zu der Berechnungseinheit 58 weitergeleitet, die ferner den Wert E{Δφ ^_i} von der Einheit 55 empfängt. Die Berechnungseinheit 58 berechnet einen komplexen Wert S1 gemäß der Formel
wobei j die imaginäre Einheit ist. Der Wert S₁ wird zum Multiplizierer 17 in der Rückkopplungsschleife des Filters 28 weitergeleitet, wohingegen der Exponentialterm für eine Phasenverfolgung verwendet wird und wohingegen der Term (1 – α') Teil der Bandbreitensteuerung ist.
Die Einheit 57 berechnet einen komplexen Wert S2 gemäß der Formel
wobei der Wert ”delay” gewählt werden kann, dass er von der Zeit abhängig ist, die erforderlich ist, um den Wert von E{Δφ ^_i} oder andere im Empfänger 900 berechnete Werte zu erhalten. In einer Ausführungsform entspricht der Wert ”delay” der Zeitverzögerung zwischen den entspreizten Datensymbolen des Pilotkanals und den entspreizten Datensymbolen des physikalischen Kanals. Eine derartige Verzögerungskompensation führt dazu, dass die Datensymbole des physikalischen Kanals in der Kombiniereinheit 25 unter Verwendung kohärenter oder gleichphasiger Datensymbole des Pilotkanals verarbeitet werden. Der Wert S2 wird für die Phasenverschiebung der durch das Verzögerungselement 19 ausgegebenen Daten zum Multiplizierer 29 des Filters 28 weitergeleitet.
Unter Bezugnahme auf 4 kann die Größe, die durch die erste Einheit 25 des Empfängers 400 erhalten wird und die von einer Frequenzverschiebung und einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten des Pilotkanals abhängig ist, z. B. mit der Größe M der Formel (6) identifiziert werden. Der Wert M hängt vom Wert E{Δφ ^_i} ab, der vom Filter 54 ausgegeben wird und von einer Frequenzverschiebung und einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten des Pilotkanals abhängig ist. Demgemäß kann die erste Einheit 25 nach 4 mit einer oder mehreren Komponenten des Empfängers 900 identifiziert werden, die für die Berechnung des Wertes E{|Δφ ^_i|} verwendet werden. Es ist jedoch zu beachten, dass die durch die erste Einheit 25 nach 4 erhaltene Größe außerdem mit dem Wert Δφ_i = Δφ ^_i, der am Punkt B des Empfängers 900 erhalten wird, oder dem Wert α', der von der Berechnungseinheit 62 ausgegeben wird, identifiziert werden kann, weil diese Werte ebenfalls von einer Frequenzverschiebung und einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten des Pilotkanals abhängig sind. Die zweite Einheit 26 nach 4 kann mit dem Multiplizierer 16 und 17 identifiziert werden, der verwendet wird, um die Bandbreite des Filters 28 durch das Multiplizieren der empfangenen Daten mit dem Faktor α' einzustellen. Ähnlich zum Empfänger 400 nach 4 schafft der Empfänger 900 verbesserte Filterungsergebnisse im Vergleich zum Filter 200 nach 2, wie aus 10A bis 12C offensichtlich wird.
Unter Bezugnahme auf 5 kann die Größe, die durch die erste Einheit 25 des Empfängers 500 erhalten wird und die von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist, z. B. mit der Größe α' identifiziert werden. Dies ist so, weil α' von der Abweichung abhängig ist und verwendet wird, um die Bandbreite des Filters 28 einzustellen. Der durch die dritte Einheit 27 nach 5 erhaltene Phasenunterschied kann z. B. mit dem Wert E{Δφ ^_i} identifiziert werden. Dieser Wert wird für die Phasenverfolgung in der Rückkopplungsschleife des Filters 28 verwendet, indem S1 gemäß der Formel (8) in den Multiplizierer 17 eingespeist wird. Die vorhergehenden Anmerkungen können an die entsprechenden Komponenten des Empfängers 600 nach 6 angepasst werden.
10A veranschaulicht schematisch drei Kurven 20, 21 und 66, wobei die Leistungsdichte S gegen die Frequenz f graphisch dargestellt ist. Die Kurven 20 und 21 sind bereits im Zusammenhang mit 3A beschrieben worden. Die Kurve 66 veranschaulicht das Durchlassband eines Filters, das zu den Filtern 400, 500, 600 und 900 ähnlich ist. Weil das Filter nahezu alle im übertragenen Signal enthaltenen Frequenzen durchlässt, kann die Bandbreite des Filters als optimal betrachtet werden. Es werden keine signifikanten Teile des empfangenen Signals gedämpft. Unter Bezugnahme auf die Formeln (6) und (7) ist der Wert von M gleich Null, weil die Kurve 66 symmetrisch um Null verteilt ist. Ferner ist α' gleich α_10SCAT. Ein Vergleich von 3A und 10A zeigt, dass die Filter 400, 500, 600 und 900 im Vergleich zum Filter 200 nach 2 verbesserte Filterungsergebnisse schaffen.
10B veranschaulicht schematisch drei Kurven 20, 23 und 67, wobei die Kurven 20 und 23 bereits im Zusammenhang mit 3B beschrieben worden sind. Die Kurve 67 veranschaulicht das Durchlassband eines Filters, das zu den Filtern 400, 500, 600 und 900 ähnlich ist. Weil das Filter nur die in dem Spektrum des empfangenen Signals enthaltene Frequenz durchlässt, kann die Bandbreite des Filters als optimal betrachtet werden. Abermals werden keine signifikanten Teile des empfangenen Signals gedämpft. Unter Bezugnahme auf die Formeln (6) und (7) ist der Wert von M gleich Eins, weil das Spektrum 23 nur eine Frequenz enthält. Demgemäß ist α' gleich α_1SCAT. Ein Vergleich von 3B und 10B zeigt, dass die Filter 400, 500, 600 und 900 im Vergleich zum Filter 200 nach 2 verbesserte Filterungsergebnisse schaffen.
11A veranschaulicht schematisch einen Filtergewinn eines Filters mit dem negativen normierten mittleren quadratischen Fehler (Normalized Mean Square Error (NMSE)) der Ausgaben des Kanalschätzfilters im logarithmischen Bereich, der gegen den Eingangs-SNR am Eingang des Kanalschätzfilters des empfangenen Signals graphisch dargestellt ist. Eine Halbierungslinie B deutet die Gewinn-Verlust-Trennung der veranschaulichten Kurven an. Das heißt, für den Fall einer Kurve, die über der Halbierungslinie B liegt, zeigt das Filter einen Gewinn, andernfalls einen Verlust. Die mehreren Kurven nach 11A veranschaulichen die Filtergewinne eines Filters, das zu dem Filter 200 nach 2 ähnlich ist und das Signale mit einem verbreiterten Linienspektrum filtert. Jeder dieser Kurven ist eine Relativgeschwindigkeit zwischen dem Sender und dem Empfänger zugeordnet. Die oberste Kurve nach 11A bezieht sich auf eine Relativgeschwindigkeit von 3 km/h, während sich die unterste Kurve auf eine Relativgeschwindigkeit von 450 km/h bezieht. Aus 11A wird deutlich, dass hohe Geschwindigkeiten in Kombination mit hohen Werten des SNR zu einem Filterverlust führen (siehe die zugeordneten Teile der Kurven, die unter der Halbierungslinie B liegen). Für diese Fälle kann der Filtergewinn als suboptimal betrachtet werden.
11B veranschaulicht schematisch den Filtergewinn eines Filters, dessen Bandbreite in Übereinstimmung mit den Empfängern 400, 500, 600 und 900 gesteuert wird. Im Vergleich zu 11B ist der Filtergewinn im Allgemeinen verbessert, weil die Kurven nach oben verschoben sind, so dass die Menge der Kurven, die unter der Halbierungslinie B liegen, verringert ist.
11C veranschaulicht schematisch den Filtergewinn eines Filters, dessen Bandbreite in Übereinstimmung mit den Filtern 400, 500, 600 und 900 gesteuert wird. Ferner wird gemäß diesen Filtern eine Phasenverfolgung ausgeführt. Im Vergleich zu 11A und 11B ist der Filtergewinn verbessert, weil in 11C alle Kurven vollständig über der Halbierungslinie B verlaufen.
12A bis 12C unterscheiden sich von 11A bis 11C hinsichtlich des betrachteten empfangenen Signals. Während in 11A bis 11C angenommen wurde, dass das empfangene Signal ein verbreitertes Linienspektrum besitzt, beziehen sich 12A bis 12C auf ein empfangenes Signal mit einem frequenzverschobenen Linienspektrum. Ähnlich zu 11A bis 11C wird deutlich, dass die Phasenverfolgung und die Steuerung der Bandbreite in Übereinstimmung mit den Filtern 400, 500, 600 und 900 zu verbesserten Filterergebnissen führen.
Obwohl hierin spezifische Ausführungsformen veranschaulicht und beschrieben worden sind, wird es für die Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet klar sein, dass verschiedene alternative und/oder äquivalente Implementierungen für die gezeigten und beschriebenen spezifischen Ausführungsformen ersetzt werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die im Kontext eines UMTS-Empfängers beschriebenen Implementierungen könnten z. B. auf CDMA-Empfänger oder auf Mobilkommunikationsempfänger angewendet werden, die sich auf andere technische Standards, wie z. B. den GSM oder dessen Ableitungen, beziehen oder andere Mehrfachzugriffsschemata, wie z. B. TDMA, FDMA usw., anwenden. Diese Anmeldung soll alle Anpassungen oder Variationen der hierin erörterten spezifischen Ausführungsformen abdecken. Deshalb soll die vorliegende Erfindung nur durch die Ansprüche und ihre Äquivalente beschränkt sein.

Claims

Empfänger, umfassend: einen Eingang, der dazu ausgelegt ist, Daten eines Pilotkanals zu empfangen, dem eine Trägerfrequenz zugeordnet ist; eine erste Einheit, die dazu ausgelegt ist, eine Größe bereitzustellen, wobei die Größe von einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten und einer Frequenzverschiebung der empfangenen Daten bezüglich der Trägerfrequenz abhängig ist; eine zweite Einheit, die dazu ausgelegt ist, die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit einzustellen, wobei die Einstellung von der Größe abhängig ist; eine dritte Einheit, die dazu ausgelegt ist, einen Phasenunterschied bereitzustellen, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist; und ein Filter, das eine Rückkopplungsschleife umfasst, in der eine Phasenverfolgung der empfangenen Daten ausgeführt wird, wobei die Phasenverfolgung von der Größe und dem Phasenunterschied abhängig ist.
Empfänger nach Anspruch 1, ferner umfassend: eine erste Abbildungseinheit, die dazu ausgelegt ist, ein frequenzverschobenes Linienspektrum und/oder ein Signalrauschverhältnis auf die Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem frequenzverschobenen Linienspektrum empfängt, abzubilden; und eine zweite Abbildungseinheit, die dazu ausgelegt ist, ein verbreitertes Linienspektrum und/oder ein Signalrauschverhältnis auf die Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt, abzubilden.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die erste Abbildungseinheit eine erste Tabelle umfasst, die wenigstens einen ersten Koeffizienten umfasst, um eine optimale Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem frequenzverschobenen Linienspektrum empfängt, zu charakterisieren; und die zweite Abbildungseinheit eine zweite Tabelle umfasst, die wenigstens einen zweiten Koeffizienten umfasst, um eine optimale Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt, zu charakterisieren.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine vierte Einheit, die dazu ausgelegt ist, ein Signalrauschverhältnis der empfangenen Daten zu erfassen.
Empfänger nach Anspruch 4, wobei das Signalrauschverhältnis und der Phasenunterschied verwendet werden, um einen ersten Koeffizienten aus der ersten Tabelle und einen zweiten Koeffizienten aus der zweiten Tabelle zu wählen.
Empfänger nach Anspruch 5, wobei die Einstellung der Bandbreite der Kanalschätzeinheit von einer Funktion zum Berechnen eines Filterkoeffizienten abhängig ist, wobei die Funktion von der Größe, dem ersten Koeffizienten und dem zweiten Koeffizienten abhängig ist.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine fünfte Einheit, um eine Phasenverschiebung der empfangenen Daten auszuführen, wobei die fünfte Einheit der Rückkopplungsschleife nachgeschaltet ist und die Phase der Phasenverschiebung von einer Zeitdauer abhängig ist, die benötigt wird, um die Größe und/oder den Phasenunterschied zu erhalten.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: einen Ausgang, der dazu ausgelegt ist, die Kanalkoeffizienten auszugeben, die für die Verarbeitung der Daten eines physikalischen Kanals verwendet werden.
Empfänger nach Anspruch 4, wobei die Einstellung der Bandbreite, die von der Größe und/oder der Phasenverfolgung abhängig ist, eingeschaltet wird, falls das Signalrauschverhältnis größer als ein Schwellenwert ist.
Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Empfänger einen RAKE-Empfänger umfasst, der mehrere RAKE-Finger umfasst, wobei alle RAKE-Finger genau einem Wert der Größe zugeordnet sind oder wenigstens zwei RAKE-Finger verschiedenen Werten der Größe zugeordnet sind.
Empfänger, umfassend: einen Eingang, der dazu ausgelegt ist, Daten eines Pilotkanals zu empfangen, dem eine Trägerfrequenz zugeordnet ist; eine erste Einheit, die dazu ausgelegt ist, eine Größe bereitzustellen, die von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist; eine dritte Einheit, die dazu ausgelegt ist, einen Phasenunterschied bereitzustellen, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist, wobei die Größe verwendet wird, um die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit einzustellen und wobei der Phasenunterschied und die Größe für eine Phasenverfolgung der empfangenen Daten verwendet werden; und ein Filter, das eine Rückkopplungsschleife umfasst, in der die Phasenverfolgung unter Verwendung der Größe und des Phasenunterschieds ausgeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 11, ferner umfassend: eine erste Abbildungseinheit, die dazu ausgelegt ist, um ein frequenzverschobenes Linienspektrum und/oder einen Signalrauschverhältnis auf die Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem frequenzverschobenen Linienspektrum empfängt, abzubilden; und eine zweite Abbildungseinheit, die dazu ausgelegt ist, um ein verbreitertes Linienspektrum und/oder einen Signalrauschverhältnis auf die Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt, abzubilden.
Empfänger nach Anspruch 12, wobei: die erste Abbildungseinheit eine erste Tabelle umfasst, die wenigstens einen ersten Koeffizienten umfasst, um eine optimale Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem frequenzverschobenen Linienspektrum empfängt, zu charakterisieren; und die zweite Abbildungseinheit eine zweite Tabelle umfasst, die wenigstens einen zweiten Koeffizienten umfasst, um eine optimale Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt, zu charakterisieren.
Empfänger nach einem der Ansprüche 11 bis 13, ferner umfassend: eine vierte Einheit, die dazu ausgelegt ist, ein Signalrauschverhältnis der empfangenen Daten zu erfassen.
Empfänger nach Anspruch 14, wobei das Signalrauschverhältnis und der Phasenunterschied verwendet werden, um einen ersten Koeffizienten aus der ersten Tabelle und einen zweiten Koeffizienten aus der zweiten Tabelle zu wählen.
Empfänger, umfassend: einen Eingang, der dazu ausgelegt ist, die Daten eines Pilotkanals zu empfangen, dem eine Trägerfrequenz zugeordnet ist; eine dritte Einheit, die dazu ausgelegt ist, einen Phasenunterschied bereitzustellen, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist; und ein Filter, das eine Rückkopplungsschleife umfasst, in der die Phasenverfolgung der empfangenen Daten unter Verwendung des erhaltenen Phasenunterschieds ausgeführt wird.
Empfänger nach Anspruch 16, ferner umfassend: eine erste Einheit, die dazu ausgelegt ist, eine Größe bereitzustellen, wobei die Größe von einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten und einer Frequenzverschiebung der empfangenen Daten bezüglich der Trägerfrequenz abhängig ist; und eine zweite Einheit, die dazu ausgelegt ist, die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit einzustellen, wobei die Einstellung von der Größe abhängig ist.
Empfänger nach Anspruch 16 oder 17, ferner umfassend: eine erste Abbildungseinheit, die dazu ausgelegt ist, ein frequenzverschobenes Linienspektrum und/oder ein Signalrauschverhältnis auf die Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem frequenzverschobenen Linienspektrum empfängt, abzubilden; und eine zweite Abbildungseinheit, die dazu ausgelegt ist, ein verbreitertes Linienspektrum und/oder einen Signalrauschverhältnis auf die Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt, abzubilden.
Empfänger nach Anspruch 18, wobei: die erste Abbildungseinheit eine erste Tabelle umfasst, die wenigstens einen ersten Koeffizienten umfasst, um eine optimale Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem frequenzverschobenen Linienspektrum empfängt, zu charakterisieren; und die zweite Abbildungseinheit eine zweite Tabelle umfasst, die wenigstens einen zweiten Koeffizienten umfasst, um eine optimale Bandbreite der Kanalschätzeinheit, die Daten mit einem verbreiterten Linienspektrum empfängt, zu charakterisieren.
Empfänger nach Anspruch 19, ferner umfassend: eine vierte Einheit, die dazu ausgelegt ist, ein Signalrauschverhältnis zu erfassen, wobei das Signalrauschverhältnis und der Phasenunterschied verwendet werden, um einen ersten Koeffizienten aus der ersten Tabelle und einen zweiten Koeffizienten aus der zweiten Tabelle zu wählen.
Verfahren, umfassend: Empfangen von Daten eines Pilotkanals, dem eine Trägerfrequenz zugeordnet ist; Verwenden der empfangenen Daten, um eine Größe bereitzustellen, wobei die Größe von einer Frequenzverbreiterung der empfangenen Daten und einer Frequenzverschiebung der empfangenen Daten bezüglich der Trägerfrequenz abhängig ist; Verwenden der Größe, um die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit einzustellen; Bereitstellen eines Phasenunterschieds, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist; und Ausführen einer Phasenverfolgung der empfangenen Daten in einer Rückkopplungsschleife eines Filters, wobei die Phasenverfolgung von der Größe und dem Phasenunterschied abhängig ist.
Verfahren, umfassend: Empfangen von Daten eines Pilotkanals, dem eine Trägerfrequenz zugeordnet ist; Verwenden der empfangenen Daten, um eine Größe und einen Phasenunterschied bereitzustellen, wobei sowohl die Größe als auch der Phasenunterschied von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig sind; Verwenden der Größe, um die Bandbreite einer Kanalschätzeinheit einzustellen; Verwenden des Phasenunterschieds und der Größe für eine Phasenverfolgung der empfangenen Daten; und Ausführen der Phasenverfolgung in einer Rückkopplungsschleife eines Filters unter Verwendung der Größe und des Phasenunterschieds.
Verfahren, umfassend: Empfangen von Daten eines Pilotkanals, dem eine Trägerfrequenz zugeordnet ist; Bereitstellen eines Phasenunterschieds, der von einer Abweichung der Frequenz der empfangenen Daten von der Trägerfrequenz abhängig ist; und Ausführen der Phasenverfolgung der empfangenen Daten in einer Rückkopplungsschleife eines Filters unter Verwendung des erhaltenen Phasenunterschieds.