DE102011054614A1

DE102011054614A1 - Empfängerschaltung und Verfahren zum Betreiben einer Empfängerschaltung

Info

Publication number: DE102011054614A1
Application number: DE201110054614
Authority: DE
Inventors: Andreas Senst; Manfred Zimmermann; Clemens Buchacher; Peter Nöst
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2011-10-19
Filing date: 2011-10-19
Publication date: 2013-04-25
Also published as: US20130101070A1; US8983000B2; CN103067122B; CN103067122A

Abstract

Eine Empfängerschaltung beinhaltet eine Einheit zur Bestimmung von Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von einem Abtastzeitfehler eines empfangenen Signals und einem Phasenfehler des empfangenen Signals sowie ein Filter zum Filtern eines von dem empfangenen Signal abhängigen Signals in Abhängigkeit von den Filterkoeffizienten.

Description

Die Erfindung liegt auf dem Gebiet des Mobilfunks. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Empfängerschaltung und ein Verfahren zum Betreiben einer Empfängerschaltung.
In Mobilfunksystemen können Signale über unterschiedliche Übertragungspfade von einem Sender zu einem Empfänger übertragen werden und sich hinsichtlich ihrer Laufzeiten und Phasen unterscheiden. Die übertragenen Signale werden im Empfänger abgetastet, wobei Abtastzeitfehler auftreten können.
Empfänger, deren Komponenten sowie Verfahren zum Betreiben der Komponenten werden laufend hinsichtlich ihrer Leistung und Qualität verbessert. Insbesondere kann es wünschenswert sein, in Empfangsschaltungen durchgeführte Filterungen vom Empfangssignalen zu verbessern. Aus diesen und weiteren Gründen besteht ein Bedarf an der vorliegenden Erfindung.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Empfängerschaltung und ein Verfahren zum Betreiben einer Empfängerschaltung mit verbesserter Qualität bereitzustellen. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von Unteransprüchen.
1 zeigt schematisch eine Empfängerschaltung 100 als eine beispielhafte Ausführungsform.
2 zeigt schematisch eine Empfängerschaltung 200 als eine beispielhafte Ausführungsform.
3 zeigt schematisch eine Empfängerschaltung 300 als eine beispielhafte Ausführungsform.
4 zeigt schematisch ein Verfahren 400 als eine beispielhafte Ausführungsform.
Im Folgenden werden Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben, wobei identische Bezugszeichen auf gleiche oder ähnliche Komponenten Bezug nehmen. In der nachfolgenden Beschreibung können zahlreiche spezifische Einzelheiten dargestellt sein, um ein besseres Verständnis der Ausführungsformen bereitzustellen. Für den Fachmann kann jedoch erkennbar sein, dass ein oder mehrere Aspekte der Ausführungsformen auch ohne diese spezifischen Einzelheiten in die Praxis umgesetzt werden können. Die folgende Beschreibung ist deshalb nicht in einem einschränkenden Sinn zu sehen. Der Schutzumfang soll durch die beigefügten Patentansprüche definiert sein.
Die verschiedenen Aspekte der Erfindung können durch unterschiedliche Ausführungsformen ausgeführt sein. Im Folgenden sind zur Veranschaulichung einige dieser Ausführungsformen dargestellt und beschrieben. Natürlich sind die in diesem Zusammenhang beschriebenen Aspekte und/oder Ausführungsformen lediglich beispielhaft. Weitere Aspekte und/oder Ausführungsformen können ebenfalls verwendet werden und/oder an den beschriebenen Ausführungsformen können strukturelle und funktionale Modifikationen vorgenommen werden, ohne vom Umfang der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Bestimmte Merkmale können eventuell nur im Zusammenhang mit einer Ausführungsform beschrieben sein. Natürlich können derartige Merkmale auch mit Merkmalen oder Aspekten der anderen Ausführungsformen kombiniert werden, je nachdem, ob es hinsichtlich dem zugrunde liegenden Aspekt wünschenswert oder vorteilhaft erscheint.
Im Folgenden sollen Begriffe wie ”beinhalten”, ”besitzen”, ”mit” o. ä. im Sinne des Begriffes ”umfassen” verstanden werden, d. h. keine abschließende Aufzählung enthaltener Komponenten kennzeichnen. Darüber hinaus können die Begriffe ”gekoppelt”, ”elektronisch gekoppelt”, ”verbunden” oder ”elektronisch verbunden” verwendet werden. Diese Begriffe sollen spezifizieren, dass zwei Elemente zusammenarbeiten oder miteinander in Wechselwirkung treten, ungeachtet dessen, ob sie sich in direktem physikalischen oder elektrischen Kontakt befinden oder ob sie sich nicht in direktem Kontakt miteinander befinden. Natürlich können weitere Komponenten zwischen den zwei Elementen angeordnet sein. Die Ausführungsformen der Erfindung können in Form von diskreten Schaltungen und/oder teilweise integrierten Schaltungen und/oder vollständig integrierten Schaltungen und/oder Programmiermitteln implementiert sein.
In den folgenden Absätzen werden einige technische Begrifflichkeiten und Konzepte erläutert, welche zum besseren Verständnis der sich daran anschließenden Beschreibung der in den Figuren dargestellten Ausführungsformen dienen sollen.
Die hierin beschriebenen Vorrichtungen und Verfahren können für unterschiedliche drahtlose Kommunikationsnetze verwendet werden, wie z. B. für CDMA-(Code Division Multiple Access), TDMA-(Time Division Multiple Access), FDMA-(Frequency Division Multiple Access), OFDMA-(Orthogonal FDMA-) und SC-FDMA-(Single Carrier-FDMA-)Netze. Ein CDMA-Netz kann eine Funktechnologie, wie z. B. Universal Terrestrial Radio Access (UTRA), cdma2000 usw., implementieren. UTRA enthält Breitband-CDMA (W-CDMA) und andere CDMA-Varianten, cdma2000 deckt die IS-2000-, IS-95- und IS-856-Standards ab. Ein TDMA-Netz kann eine Funktechnologie, wie z. B. Global System for Mobile Communications (GSM) und dessen Ableitungen, wie z. B. EDGE (Enhanced Data Rate for GSM Evolution), EGPRS (Enhanced General Packet Radio Service) usw., implementieren. Ein OFDMA-Netz kann eine Funktechnologie, wie z. B. Evolved-UTRA (E-UTRA), Ultra Mobile Broadband (UMB), IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, Flash-OFDM.RTM usw. implementieren. UTRA und E-UTRA sind Teil des Universal Mobile Telecommunication System (UMTS). Ferner können die hierin beschriebenen Vorrichtungen und Verfahren im Rahmen des Long Term Evolution (LTE) Mobilfunkstandards verwendet werden.
Ferner können die hierin beschriebenen Vorrichtungen und Verfahren HSDPA (High Speed Downlink Packet Access) unterstützen. Momentane Anwendungen von HSDPA können Downlink Datenraten von 1.8, 3.6, 7.2 und 14.0 Mbit/s bereitstellen. Weitere Erhöhungen der Datenrate können mit HSDPA+ erreicht werden, welches Datenraten bis zu 42 Mbit/s und 84 Mbit/s bereitstellen kann. HSDPA unterstützende mobile Endgeräte werden je nach Datenrate, Modulationsschema und weiteren Größen in unterschiedliche Kategorien eingeteilt. Hohe Datenraten liegen beispielsweise bei den Kategorien cat10 und cat14 vor. Bei solchen Kategorien ist für einen fehlerfreien Empfang eine genaue zeitliche Synchronisation des Empfängers auf den Chiptakt des empfangenen Signals erforderlich. Zum Empfang von 21 Mbit/s ist beispielsweise eine Genauigkeit von Bruchteilen eines UMTS-Chips erforderlich, wobei 38400 Chips einer Dauer von 10 Millisekunden (ms) entsprechen.
In Funkkommunikationssystemen kann ein Sender, der ein oder mehrere Funkkommunikationssignale über einen oder mehrere Funkkommunikationskanäle sendet, vorhanden sein. Insbesondere kann der Sender eine Basisstation oder eine Sendevorrichtung sein, die in einer Vorrichtung eines Benutzers, wie z. B. einem mobilen Funk-Sender/Empfänger, einer handgehaltenen Funkvorrichtung oder einer ähnlichen Vorrichtung, enthalten ist. Die durch die Sender gesendeten Funkkommunikationssignale können durch Empfänger, wie z. B. eine Empfangsvorrichtung in einem mobilen Funk-Sender/Empfänger, einer handgehaltenen Funkvorrichtung oder einer ähnlichen Vorrichtung, empfangen werden. Die hierin beschriebenen Empfängerschaltungen können insbesondere in solchen Empfängern enthalten sein. Die besagten Funkkommunikationssignale können beispielsweise über physikalische Funkkommunikationskanäle, wie z. B. primäre gemeinsame Pilotkanäle (primary common pilot channels), sekundäre gemeinsame Pilotkanäle (secondary common pilot channels), dedizierte physikalische Kanäle (dedicated physical channels), dedizierte physikalische Steuerkanäle (dedicated physical control channels) oder ähnliche Kanäle übertragen werden.
Von einem Sender gesendete Signale können unterschiedlichen Übertragungspfaden folgen, um einen Empfänger zu erreichen. Dieses Phänomen kann einen Multipfadkanal schaffen, der eine Mehrzahl von Übertragungspfaden mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen hat. Jedem der besagten Übertragungspfaden kann eine Verzögerungszeit zugeordnet werden. Betrachtet man die Energie der an einem Empfänger empfangenen Signale, so liegen an den Verzögerungszeiten der über die unterschiedlichen Übertragungspfade übertragenen Signale Energiespitzen vor. Die Amplitude einer Energiespitze ist hierbei ein Maß für die Energie, welche über den zugehörigen Übertragungspfad übertragen wurde. Eine solche Energieverteilung ist beispielsweise unter dem Begriff Leistungsverzögerungsprofil (Power Delay Profile) bekannt und kann von einer sogenannten Pfadsucheinheit (Path Searcher) oder einer Verzögerungsprofil-Schätzeinheit (Delay Profile Estimator) ermittelt werden. Im Empfänger kann die Verzögerungszeit eines empfangenen Signals korrigiert werden. Die Korrektur der Verzögerungszeit kann hierbei insbesondere größer oder gleich einem halben Chiptakt sein.
Neben den erwähnten Verzögerungszeiten kann ein von einem Sender gesendetes (komplexwertiges) Signal in Abhängigkeit vom Übertragungskanal eine Phasendrehung bzw. einen Phasenfehler erfahren. Werden beispielsweise Symbole eines Pilotkanals am Empfänger nicht mit einer vom Sender ausgesendeten Phase von 45° empfangen, sondern mit einer abweichenden Phase von 50°, so beträgt der Phasenfehler 5°.
In einem Empfänger kann eine Signalverarbeitung in einem Zwischenfrequenzband oder dem Basisband digital vorgenommen werden, wobei ein empfangenes analoges Signal abgetastet und quantisiert werden muss. Dieser Vorgang wird als Analog-Digital-Umsetzung bezeichnet. Die Abtastfrequenz muss hierbei ausreichend groß gewählt werden, um die Nyquist-Bedingung zu erfüllen. Beispielsweise kann die Abtastrate der doppelten Chiprate entsprechen. Der optimale Abtastzeitpunkt wird durch den Zeitpunkt maximaler Energie einer empfangenen Informationseinheit (Bit bzw. Chip) bestimmt. Dieser optimale Abtastzeitpunkt ist beim Abtastvorgang jedoch nicht bekannt. Dies hat zur Folge, dass das abgetastete wertediskrete Empfangssignal in der Regel einen Abtastzeitfehler (Abweichung des verwendeten Abtastzeitpunkts vom optimalen Abtastzeitpunkt) aufweist. Der Abtastzeitfehler kann also beispielsweise einer zeitlichen Verschiebung zwischen einem Extremum eines Signalpulses des empfangenen Signals und einem Abtastzeitpunkt dieses Signalpulses entsprechen oder eine solche zeitliche Verschiebung beinhalten. Der Abtastzeitfehler kann insbesondere kleiner als ein halber Chiptakt sein.
Die Ermittlung des Abtastzeitfehlers des wertediskreten Empfangssignals kann beispielsweise mittels eines Korrelators erfolgen. Der Korrelator nimmt das in zweifacher Überabtastung abgetastete wertediskrete Empfangssignal entgegen, korreliert es mit einer im Empfänger bekannten Sequenz und vergleicht über eine bestimmte Zeitdauer die Signalenergien der frühen und der späten Abtastungen. Anhand dieses Vergleichs ermittelt der Korrelator ein Abtastzeitfehlersignal, welches die Abweichung des Abtastzeitpunktes vom optimalen Abtastzeitpunkt angibt (wenn beispielsweise die Signalenergie der frühen Abtastungen dieselbe Größe wie die Signalenergie der späten Abtastungen aufweist, liegt der optimale Abtastzeitpunkt genau in der Mitte der Abtastzeitpunkte für die frühen und die späten Abtastungen).
In den folgenden Absätzen werden einige beispielhafte Ausführungsformen beschrieben. Die in diesem Zusammenhang gemachten Angaben können auf entsprechende Verfahren zum Betreiben derartiger Empfängerschaltungen übertragen werden.
1 zeigt eine Empfängerschaltung 100 mit einer Einheit 1 zur Bestimmung von Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von einem Abtastzeitfehler eines empfangenen Signals und einem Phasenfehler des empfangenen Signals. Ferner beinhaltet die Empfängerschaltung 100 ein Filter 2 zum Filtern eines von dem empfangenen Signal abhängigen Signals in Abhängigkeit von den Filterkoeffizienten. Die Empfängerschaltung 100 kann weitere Komponenten beinhalten, welche aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht explizit dargestellt sind. Ähnliche Empfängerschaltungen mit zusätzlichen Komponenten sind in den 2 und 3 dargestellt.
Bei dem Filter 2 kann es sich beispielsweise um ein Interpolationsfilter, insbesondere ein FIR (Finite Impulse Response) Filter mit komplexen Koeffizienten handeln. Aufgrund der Verwendung komplexer Koeffizienten kann sowohl eine zeitliche Korrektur eines Abtastzeitfehlers als auch eine Korrektur eines Phasenfehlers eines zu filternden Signals durchgeführt werden.
2 zeigt eine Empfängerschaltung 200 mit einem Eingang 3 und einem Ausgang 4 sowie dazwischen angeordneten Komponenten. Natürlich kann die Empfängerschaltung 200 weitere Komponenten besitzen. Beispielsweise kann die Empfängerschaltung 200 in einer Ausführungsform direkt nach dem Eingang 3 einen Signalempfangsweg mit einer durch die Antenne und Bandfilter gespeiste Verstärkerkette und eine Abwärtsmischungseinheit zum Abwärtsmischen des Empfangssignals in eine Zwischenfrequenz oder in das Basisband sowie einen ADC (Analog-to-Digital Converter – Analog-Digitalwandler) beinhalten mit nachfolgendem digitalen Kanalfilter.
Die Empfängerschaltung 200 beinhaltet eine Einheit 5, welche ein von der Empfängerschaltung 200 am Eingang 3 empfangenes Signal entgegennimmt und ein Leistungsverzögerungsprofil für dieses Signal ermittelt. Bei dem in die Einheit 5 eingespeisten Signal kann es sich beispielsweise um ein mit einer zweifachen Chiprate getaktetes und IQ(In-Phase/Quadrature)moduliertes digitales Signal handeln. Die ermittelte Verzögerungszeit des empfangenen Signals kann von der Einheit 5 dazu verwendet werden, das empfangene Signal in Abhängigkeit von der Verzögerungszeit zeitlich zu verschieben. Zu diesem Zweck kann die Einheit 5 ein oder mehrere Verzögerungsglieder beinhalten. Die Verschiebung kann hierbei größer oder gleich einem halben Chiptakt sein. Insbesondere kann die zeitliche Verschiebung einem ganzzahligen Vielfachen eines halben Chips entsprechen. Wird für das empfangene Signal also beispielsweise eine Verzögerungszeit von 3.3 Halbchips ermittelt, so kann das Signal von der Einheit 5 um drei Halbchips verschoben werden.
Das zeitlich verschobene Signal wird von der Einheit 5 an einen Korrelator 6 und ein Interpolationsfilter 7 weitergegeben. Neben dem zeitlich verschobenen Signal kann der Korrelator 6 einen Verwürfelungscode (scrambling code) von einer Einheit 8 zur Erzeugung von Verwürfelungscodes empfangen. Der Korrelator 6 ist dazu ausgelegt, eine Kanalimpulsantwort in Abhängigkeit von dem empfangenen Signal zu bestimmen. Hierzu kann beispielsweise eine Korrelation einer in dem empfangenen Signal enthaltene Trainingssequenz mit einer der Empfängerschaltung 200 bekannten Referenztrainingssequenz durchgeführt werden. Die Kanalschätzwerte bzw. Samples der Kanalschätzung gibt der Korrelator 6 an ein Filter 9 weiter, welches dazu ausgelegt ist, die Kanalschätzwerte über ein beliebiges Zeitintervall zeitlich zu mitteln.
Die zeitlich gemittelten Samples der Kanalschätzung werden von dem Filter 9 an eine Einheit 10 zur Bestimmung eines Abtastzeitfehlers τ des empfangenen Signals weitergegeben. Der Abtastzeitfehler τ kann mit Hilfe der Gleichung
ermittelt werdenin welcher das Symbol
den Realteil seines komplexen Arguments bezeichnet. Des weiteren entsprechen die Größe z(s) einem Sample der Kanalschätzung zu einem Zeitpunkt s, die Größe r(s) einem Referenzpuls bzw. einer Musterfunktion (z. B. einem Raised Cosine Referenzpuls) zu einem Zeitpunkt s und die Größe dr(s) einer Ableitung des Referenzpulses nach dem Abtastzeitfehler τ, also
. Die Summen in der Gleichung (1) laufen über die mit s gekennzeichneten Samples der Kanalschätzung. Werden beispielsweise drei Samples verwendet, können die Summen über die Werten s = –1, 0, 1 laufen, wobei z(0) dem stärksten Sample (Haupttap) entspricht.
Die Gleichung (1) kann iterativ gelöst werden, wobei die Iteration mit einem beliebigen Wert für den Abtastzeitfehler τ gestartet werden kann. Beispielsweise kann ein Startwert für τ verwendet werden, welcher bei der Lösung der Gleichung (1) für einen vorhergehenden Zeitpunkt, beispielsweise einem vorhergehenden Slot, ermittelt wurde. Für den gewählten Startwert werden dann beide Seiten der Gleichung (1) berechnet und abhängig davon, welche Seite der Gleichung den größeren Wert annimmt, wird der Wert für den Abtastzeitfehler τ im nächsten Iterationsschritt vergrößert oder verkleinert. Die Iterationsschritte können solange wiederholt werden, bis die beiden Seiten der Gleichung gleich sind bzw. weniger als einen vorgegebenen (von Null verschiedenen) Schwellwert voneinander abweichen. Durch den so ermittelten Abtastzeitfehler τ wird die Gleichung (1) gelöst.
Neben einer Berechnung eines Abtastzeitfehlers τ kann die Einheit 10 ferner dazu ausgelegt sein, einen Phasenfehler Δφ des empfangenen Signals zu bestimmen. Hierfür kann beispielsweise zunächst eine Korrelation zwischen den bereits bei der Ermittlung des Abtastzeitfehlers τ verwendeten Kanalschätzwerten mit einer um den zuvor durch die Lösung der Gleichung (1) ermittelten Abtastzeitfehler τ verschobenen Musterfunktion (z. B. einem Raised Cosine Referenzpuls) gemäß der Gleichung
durchgeführt werden. Der Phasenfehler Δφ kann dann aus der Gleichung Δφ = arg(C) (3) ermittelt werden.
Die von der Einheit 10 bestimmten Werte für den Abtastzeitfehler τ und den Phasenfehler Δφ werden an eine Einheit 11 weitergegeben, welche dazu ausgelegt ist, Filterkoeffizienten für das Interpolationsfilter 7 in Abhängigkeit von τ und Δφ zu bestimmen. Neben den Werten für τ und Δφ können natürlich auch weitere Größen durch die Einheit 10 ermittelt und an die Einheit 11 weitergegeben werden. Beispielsweise kann auch der Betrag der Größe C (vgl. Gleichung (2)) an die Einheit 11 übergeben werden. Dieser Betrag kann einen Schätzwert für die auf dem Übertragungskanal erfahrene Verstärkung des empfangenen Signals darstellen.
Eine beispielhafte Bestimmung von Filterkoeffizienten durch die Einheit 11 in Abhängigkeit von einem Abtastzeitfehler τ und einem Phasenfehler Δφ ist im Folgenden beschrieben. Beinhaltet oder entspricht das Interpolationsfilter 7 beispielsweise einem FIR-Filter (oder einem Lagrange Delay Filter) der Länge 11 (11-Tap Filter), so können mit dem folgenden Code für das Programm MATLAB zunächst 11 reellwertige Filterkoeffizienten (Taps) b(0) bis b(10) bestimmt werden. In besagtem Code bezeichnet die Größe ”filterorder” die Anzahl der Filterkoeffizienten des Filters, wobei zu beachten ist, dass die im Code enthaltenen ”for”-Schleifen über die 11 Werte 0 bis 10 laufen. Die Größe ”Delay” entspricht dem Abtastzeitfehler τ aus der Gleichung (1).
Mit einem auf den reellwertigen Filterkoeffizienten b(0) bis b(10) basierenden FIR-Filter kann der Abtastzeitfehler τ eines empfangenen Signals korrigiert werden. Durch eine zusätzliche Drehung der reellwertigen Koeffizienten b um den Phasenfehler Δφ der Gleichung (3), d. h. mittels der Gleichung b_c = b·e^–iΔφ (4) können komplexwertige Filterkoeffizienten b_c(0) bis b_c(10) ermittelt werden. Mit einem auf diesen komplexwertigen Koeffizienten basierenden FIR-Filter kann eine gemeinsame Korrektur eines Abtastzeitfehlers und eines Phasenfehlers vorgenommen werden.
Mit dem beschriebenen beispielhaften 11-Tap Filter können insbesondere zeitliche Verzögerungen eines Signals um einen Wert zwischen 0 Halbchips und 10 Halbchips erzielt werden. Beispielsweise kann das Filter symmetrisch betrieben werden, so dass in Mittelstellung des Filters nur der mittlere Tap des Filters von Null verschieden sein sollte. Beim beschriebenen 11-Tap Filter würde demnach der fünfte Tap b(5) dem mittleren Tap entsprechen. Ist nur der fünfte Tap b(5) von Null verschieden, verzögert das Filter ein Eingangssignal um 5 Halbchips, d. h. der Verzögerungs-Stellbereich des Filters ist zentriert um 5 Halbchips. Das beschriebene 11-Tap Filter weist im Stellbereich von [4.5...5.5] den geringsten Gruppenlaufzeit- und Amplitudenfehler auf und ist bevorzugt in diesem Stellbereich zur Realisierung von variablen Verzögerungen zu verwenden.
Die beschriebene Bestimmung der Filterkoeffizienten durch die Einheit 11 kann beispielsweise während des Betriebes der Empfängerschaltung 200 durch eine Recheneinheit (nicht dargestellt) adaptiv erfolgen. Alternativ oder gleichzeitig kann die Empfängerschaltung 200 auch einen Speicher (nicht dargestellt) zum Speichern von Filterkoeffizienten besitzen, wobei die Filterkoeffizienten während des Betriebs der Empfängerschaltung 200 aus dem Speicher ausgelesen und dem Interpolationsfilter 7 bereitgestellt werden können. Beispielsweise können Samples der Filterkoeffizienten für eine beliebige Verzögerung, beispielsweise in 0.01-Chip-Schritten, in Tabellenform in der Empfängerschaltung 200 abgelegt sein.
Die Empfängerschaltung 200 kann eine weitere Einheit (nicht dargestellt) beinhalten, welche entscheidet, ob eine Signalfilterung durch das Interpolationsfilter 7 oder eine Signalverarbeitung durch eine zum Interpolationsfilter 7 alternative Komponente, beispielsweise durch einen auf einem Linear Minimum Mean Squared Error (LMMSE) Prinzip basierenden FIR Equalizer, durchgeführt wird. Die Entscheidung kann hierbei zum Beispiel von einem von dem empfangenen Signal abhängigen Signal-Rausch-Verhältnis abhängen. Im Falle eines rauscharmen Additive White Gaussian Noise (AWGN) Kanals kann eine Verwendung des Interpolationsfilters 7 beispielsweise vorteilhafter als die Verwendung eines auf einem LMMSE Prinzip basierenden FIR Equalizers sein. Die besagte Entscheidung kann ferner abhängen von einer von dem empfangenen Signal abhängigen Kanalkodierrate und/oder einem Vergleich einer von dem empfangenen Signal abhängigen Kanalimpulsantwort mit einer Kanalimpulsantwort eines AWGN Kanals.
Das interpolierte Signal wird von dem Interpolationsfilter 7, beispielsweise in Form eines IQ(In-phase/Quadrature)modulierten digitalen Signals an den Ausgang 4 der Empfängerschaltung 200 weitergegeben. Natürlich können weitere Komponenten zwischen dem Interpolationsfilter 7 und dem Ausgang 4 der Empfängerschaltung 200 angeordnet sein, beispielsweise eine Einheit zum Entspreizen eines von dem Interpolationsfilter 7 ausgegebenen Signals, falls dieses Signal vorher mit einem Spreizcode gespreizt wurde.
3 zeigt eine Empfängerschaltung 300 mit Komponenten, welche bereits in Verbindung mit der Empfängerschaltung 200 beschrieben wurden. Die diesbezüglich gemachten Aussagen können auch auf die entsprechenden Komponenten der 3 angewandt werden.
Die Empfängerschaltung 300 empfängt an einem Eingang 3 ein Signal und leitet dieses an eine Einheit 5 weiter. Das in die Einheit 5 eingegebene Signal kann um eine ganzzahlige Anzahl von Halbchips zeitlich verschoben werden. Die zeitliche Verschiebung ist in der 3 durch eine Variable I-CONTROL gekennzeichnet, die der Einheit 5 von einer Einheit 12 über einen Rückkopplungspfad zur Verfügung gestellt wird. Beträgt der Wert I-CONTROL beispielsweise drei, so wird das in die Einheit 5 eingegebene Signal um drei Halbchips verschoben. Das zeitlich verschobene Signal wird an ein Interpolationsfilter 7 weitergeleitet, welches Filterkoeffizienten von einer Einheit 11 erhält. Das vom Interpolationsfilter 7 gefilterte Signal wird sowohl an den Ausgang 4 der Empfängerschaltung 300 als auch an einen Korrelator 6 weitergegeben. Das gefilterte Signal wird mit Hilfe einer Einheit 8, dem Korrelator 6, einem (optionalen) Filter 9 und einer Einheit 10 auf die bereits in Verbindung mit der 2 beschriebenen Weise verarbeitet, so dass an einem Ausgang der Einheit 10 ein Abtastzeitfehler τ und ein Phasenfehler Δφ bereit gestellt werden können.
Der von der Einheit 10 bestimmte Abtastzeitfehler τ wird von einem Addierer 13 um einen Wert dt setpoint korrigiert. Bei dem Korrekturwert dt setpoint handelt es sich um eine am Ausgang des Interpolationsfilter 7 gewünschte Gesamtverzögerung relativ zur internen Zeitbasis der Empfängerschaltung 300. Die Gesamtverzögerung umfasst hierbei jeweils die durch den Übertragungskanal bewirkte Signalverzögerung und eine durch ein Frontend bewirkte Signalverzögerung und die durch die Einheit 5 bewirkte Signalverzögerung und die durch das Interpolationsfilter 7 bewirkte Signalverzögerung. Während des Betriebs der Empfängerschaltung 300 kann der Wert dt setpoint insbesondere Null sein. In diesem Fall ist das Signal am Ausgang des Interpolationsfilters 7 synchron zur internen Zeitbasis der Empfängerschaltung 300.
Die Einheit 12 kann zwei Untereinheiten 12.1 und 12.2 beinhalten. Der um den Korrekturwert dt setpoint korrigierte Wert wird an die erste Untereinheit 12.1 weitergegeben, welche beispielsweise als Loopfilter in Form eines einfachen digitalen Integrators ausgeführt sein kann. Die erste Untereinheit 12.1 ist dazu ausgelegt, einen Wert bereitzustellen und an die zweite Untereinheit 12.2 weiterzugeben, welcher der Gesamtverzögerung entspricht, d. h. der Verzögerung um welche das Eingangssignal insgesamt von der Einheit 5 und dem Interpolationsfilter 7 verzögert werden soll.
Den von der Einheit 12.1 bereitgestellten Wert teilt die zweite Untereinheit 12.2, welche auch als ”delay wrapper” bezeichnet werden kann, in den ganzzahligen Wert I-CONTROL und einen verbleibenden nicht ganzzahligen Wert auf (jeweils in Halbchips). Der ganzzahlige Wert I-CONTROL wird an die Einheit 5 weitergegeben, welche das Eingangssignal um einen entsprechenden Wert in Halbchips zeitlich verschiebt. Der nicht ganzzahlige Anteil entspricht dem für den oben angegebenen MATLAB Code benötigten Wert ”Delay” und wird an die Einheit 11 zur Berechnung der Filterkoeffizienten weitergegeben. Durch die Einheit 11 können, wie bereits im Zusammenhang mit der 2 beschrieben, Koeffizienten des Interpolationsfilters 7 bestimmt und an denselben weitergegeben werden.
Im Gegensatz zur Empfängerschaltung 200 weist die Empfängerschaltung 300 einen geschlossenen Regelkreis auf, dessen Verhalten so ausgelegt werden kann, dass der Regelkreis stabil auf einen konstanten Sollwert für dt setpoint regelt. Der Wert für dt setpoint kann hierbei insbesondere bei Null liegen. Die Stabilität des Regelkreis kann beispielsweise durch die Dimensionierung des Loopfilters 12.1 gewährleistet werden. Falls dieser in Form eines einfachen digitalen Integrators ausgeführt ist, kann bei der Dimensionierung des Proportionalitätsfaktors des Integrators auch eine Mittelungszeit des Filters 9 berücksichtigt werden.
4 zeigt ein Verfahren 400, welches in Verbindung mit jeder der Empfängerschaltungen 100, 200 und 300 gelesen werden, aber nicht darauf beschränkt ist. In einem ersten Verfahrensschritt 14 werden Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von einem Abtastzeitfehler eines empfangenen Signals und einem Phasenfehler des empfangenen Signals bestimmt (vgl. z. B. 1, Einheit 1). In einem zweiten Verfahrensschritt 15 wird ein von dem empfangenen Signal abhängiges Signal in Abhängigkeit von den Filterkoeffizienten gefiltert (vgl. z. B. 1, Einheit 2).
Neben den oben beschriebenen Empfängerschaltungen und Verfahren zum Betreiben der Empfängerschaltungen existieren natürlich weitere Möglichkeiten, ein empfangenes Signal bezüglich auftretender Fehler zu korrigieren. Wie bereits oben erwähnt, kann hierfür beispielsweise ein auf einem LMMSE Prinzip basierender FIR Equalizer verwendet werden. Für diesen Fall ist anzumerken, dass für eine sinnvolle Korrektur mittels eines solchen Entzerrers beispielsweise etwa 40 Kanalwerte geschätzt werden müssen. Wie aus den vorhergehenden Absätzen hervorgeht, reichen im Gegensatz hierzu für einen sinnvollen Einsatz der beschriebenen Interpolationsfilters weniger Kanalschätzwerte aus, beispielsweise drei.
Obwohl in der vorhergehenden Beschreibung spezifische Ausführungsformen beschrieben wurden, ist klar, dass eine Vielzahl alternativer und/oder äquivalenter Implementierungen für die gezeigten und beschriebenen spezifischen Ausführungsformen angewandt werden können, ohne von dem Konzept der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die vorliegende Erfindung soll alle Anpassungen oder Variationen der hierin erörterten spezifischen Ausführungsformen abdecken.

Claims

Empfängerschaltung (100, 200, 300), umfassend: eine Einheit (1, 11) zur Bestimmung von Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von einem Abtastzeitfehler eines empfangenen Signals und einem Phasenfehler des empfangenen Signals; und ein Filter (2, 7) zum Filtern eines von dem empfangenen Signal abhängigen Signals in Abhängigkeit von den Filterkoeffizienten.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach Anspruch 1, wobei das Filter (2, 7) dazu ausgelegt ist, ein zu filterndes Signal in Abhängigkeit von dem Abtastzeitfehler zeitlich zu verschieben und eine Phase des zu filternden Signals in Abhängigkeit von dem Phasenfehler zu drehen.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Abtastzeitfehler eine zeitliche Verschiebung zwischen einem Extremum eines Signalpulses des empfangenen Signals und einem Abtastzeitpunkt des Signalpulses umfasst.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Abtastzeitfehler kleiner als ein halber Chiptakt ist.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine Einheit (6) zur Bestimmung einer Kanalimpulsantwort in Abhängigkeit von dem empfangenen Signal; und eine Einheit zur Bestimmung des Abtastzeitfehlers (10) in Abhängigkeit von der Kanalimpulsantwort und einer Musterfunktion.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Phasenfehler von einem Übertragungspfad des empfangenen Signals abhängt.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine Einheit (6) zur Bestimmung einer Kanalimpulsantwort in Abhängigkeit von dem empfangenen Signal; und eine Einheit (10) zur Bestimmung des Phasenfehlers in Abhängigkeit von der Kanalimpulsantwort und einer Musterfunktion.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach Anspruch 5 oder 7, wobei die Einheit (6) zur Bestimmung der Kanalimpulsantwort dem Filter (2, 7) vorgeschaltet ist.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach Anspruch 5 oder 7, wobei das Filter (2, 7) der Einheit (6) zur Bestimmung der Kanalimpulsantwort vorgeschaltet ist.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine Einheit (5) zur Bestimmung einer Verzögerungszeit des empfangenen Signals; und eine Einheit (5) zum zeitlichen Verschieben eines von dem empfangenen Signal abhängigen Signals in Abhängigkeit von der Verzögerungszeit.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach Anspruch 10, wobei die Verzögerungszeit größer oder gleich einem halben Chiptakt ist.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der Ansprüche 10 oder 11, wobei die Einheit (5) zum zeitlichen Verschieben der Einheit (6) zur Bestimmung der Kanalimpulsantwort vorgeschaltet ist.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der Ansprüche 10 bis 12, ferner umfassend: ein Rückkopplungspfad, der ein von dem Abtastzeitfehler abhängiges Signal für die Einheit (5) zum zeitlichen Verschieben bereitstellt.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine Einheit zum Entscheiden, ob ein Filtern durch das Filter (2, 7) durchgeführt wird, wobei die Entscheidung abhängt von einem von dem empfangenen Signal abhängigen Signal-Rausch-Verhältnis und/oder einer von dem empfangenen Signal abhängigen Kanalkodierrate und/oder einem Vergleich einer von dem empfangenen Signal abhängigen Kanalimpulsantwort mit einer Kanalimpulsantwort eines AWGN Kanals.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine Einheit zum Entscheiden, ob die von dem Abtastzeitfehler und dem Phasenfehler abhängigen Filterkoeffizienten oder Filterkoeffizienten für einen Entzerrer bestimmt werden, wobei die Entscheidung abhängt von einem von dem empfangenen Signal abhängigen Signal-Rausch-Verhältnis und/oder einer von dem empfangenen Signal abhängigen Kanalkodierrate und/oder einem Vergleich einer von dem empfangenen Signal abhängigen Kanalimpulsantwort mit einer Kanalimpulsantwort eines AWGN Kanals.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Filter (2, 7) ein Interpolationsfilter in Form eines FIR Filters umfasst.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: einen Speicher zum Speichern der Filterkoeffizienten, wobei die Filterkoeffizienten während des Betriebs der Empfängerschaltung aus dem Speicher ausgelesen und dem Filter (2, 7) bereitgestellt werden.
Empfängerschaltung (100, 200, 300) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend: eine Recheneinheit zur Berechnung der Filterkoeffizienten, wobei Filterkoeffizienten während des Betriebs der Empfängerschaltung berechnet werden.
Verfahren (400) zum Betreiben einer Empfängerschaltung (100, 200, 300), umfassend: Bestimmen von Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von einem Abtastzeitfehler eines empfangenen Signals und einem Phasenfehler des empfangenen Signals; und Filtern eines von dem empfangenen Signal abhängigen Signals in Abhängigkeit von den Filterkoeffizienten.