DE60200137T2

DE60200137T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Signalverarbeitung in einem Spreizspektrum Funkkommunikationsempfänger

Info

Publication number: DE60200137T2
Application number: DE60200137T
Authority: DE
Inventors: Alexandre Jard; Hassan El Nahas El Homsi; Moussa Abdi
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 2001-06-06
Filing date: 2002-05-30
Publication date: 2004-09-02
Anticipated expiration: 2022-05-31
Also published as: ATE256938T1; EP1265374A2; US20030043893A1; DE60200137D1; EP1265374B1; US7184465B2; FR2825856B1; EP1265374A3; FR2825856A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Systeme zur Funkkommunikation mit Mobilgeräten unter Verwendung der Techniken des Codemultiplexzugriffs (CDMA, code-division multiple access). Sie befindet sich in den Empfängern, die in den festen Stationen dieser Systeme verwendet werden und eine kohärenten Demodulation von Spreizspektrumsignalen durchführen, die von einer Gruppe von Funkendgeräten kommen.
Die kohärente Demodulation erfordert verschiedene Parameter, die den Ausbreitungskanal zwischen dem Sender und dem Empfänger repräsentieren. Bestimmte dieser Parameter schwanken relativ langsam und können durch statistische Stichprobenverfahren abgeschätzt werden. Das ist z. B. der Fall bei den Verzögerungen, die für die Mehrfachausbreitungspfade in dem klassischen Rechenempfänger (Rake-Empfänger) bestimmt werden. Die den verschiedenen Pfaden eigenen Verzögerungen können mit einer hinreichend niedrigen Frequenz aktualisiert werden, z. B. in der Größenordnung von Hundert Millisekunden. Andere Parameter weisen bedingt durch das Phänomen des Schwunds (Fading) schnelle Schwankungen im Maßstab der Dauer eines Informationssymbols auf. Das ist insbesondere der Fall bei den momentanen Empfangsamplituden der Symbole, die den in Betracht gezogenen Ausbreitungspfaden folgen, die für die kohärente Demodulation notwendig sind. Diese momentanen Amplituden sind komplexe Amplituden, die von der in jedem Moment entlang der Pfade erlittenen Dämpfung und Phasenverschiebung berichten. Im Allgemeinen werden diese komplexen Amplituden ausgehend von a priori bekannten Symbolen abgeschätzt bzw. von Steuersymbolen (Pilotsymbolen), die zwischen den übertragenen Informationssymbolen verschachtelt sind, um die kohärente Demodulation zu ermöglichen.
Man weiß, dass die CDMA-Empfänger dem Nah-Fern-Problem ("nearfar") unterliegen, bei dem die Emission der Mobilgeräte, die sich nahe an einer Basisstation befinden, eine Tendenz hat, diejenige der entfernten Mobilgeräte zu maskieren. Der Grund dafür liegt darin, dass alle diese Mobilgeräte dieselbe Aufwärtsfrequenz zur selben Zeit gemeinsam nutzen, wobei sich die Unterscheidung zwischen ihnen aus der Quasi-Orthogonalität der Spreizcodes ergibt. Techniken zum Steuern der Sendeleistung werden angewendet, um den Einfluss dieses Problems zu begrenzen, aber es bleibt, dass die Basisstation die von den verschiedenen Mobilgeräten gesendeten Signale nicht mit derselben Leistung empfängt, insbesondere wenn die Spreizfaktoren der verschiedenen Kanäle nicht dieselben sind oder wenn ein Mobilgerät sich schnell bewegt, was den Algorithmus der Leistungssteuerung in einen Fehler bringen kann.
Im Allgemeinen setzen die Kanalabschätzungsverfahren voraus, dass das auf dem Kanal vorhandene Rauschen weißes Rauschen ist. Wenn diese Voraussetzung in dem Fall thermischen Rauschens korrekt ist, ist sie es nicht für das Rauschen, das von den anderen Empfängern erzeugt wird. Die Abschätzungsverfahren erzeugen also Fehler, insbesondere empfindlich, wenn die auf einem Kanal empfangene Leistung diejenige dominiert, die auf einem oder mehreren anderen Kanal empfangen wird.
Ein Verfahren zum Abschätzen des Kanals für ein CDMA-System entsprechend dem Oberbegriff der Ansprüche 1 und 6 ist in dem Dokument EP 1 077 551 beschrieben.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Abschätzungen überlagerter CDMA-Kanäle zuverlässiger zu machen, um die Leistungsfähigkeiten der Empfänger zu verbessern.
Die Erfindung schlägt daher ein Verfahren zur Signalverarbeitung in einer Basisstation eines Funkkommunikationssystems mit Codemultiplex-Zugriff vor, bei dem ein erstes Signal, das von der Basisstation empfangen wird, einer Gruppe von Filtern zugeführt wird, welche an Spreizcodes angepasst sind, die Pilotkanälen zugeordnet sind, die von den jeweiligen Funkendgeräten kommen, und Ausgangsvektoren der angepassten Filter verarbeitet werden, um die Parameter, die diese Kanäle repräsentieren, abzuschätzen. Die für einen Kanal, der von einem Funkendgerät kommt, abgeschätzten Parameter umfassen Eigenvektoren, die Ausbreitungspfade zwischen dem Funkendgerät und der Basisstation repräsentieren und jeweils Empfangsamplituden in Entsprechung zu den Pfaden zugeordnet sind. Erfindungsgemäß umfasst die Verarbeitung der Ausgangsvektoren der angepassten Filter eine Abschätzung der Parameter für zumindest einen ersten Kanal auf der Grundlage des Ausgangsvektors eines ersten Filters, das an den dem ersten Kanal zugeordneten Spreizcode angepasst ist, eine Modifizierung des Ausgangsvektors eines zweiten Filters, das an den Spreizcode angepasst ist, der zumindest einem zweiten Kanal zugeordnet ist, wobei der Ausgangsvektor des zweiten angepassten Filters im Mittel weniger energiereich ist als der Ausgangsvektor des ersten angepassten Filters, und eine Abschätzung der Parameter für den zweiten Kanal auf der Grundlage des modifizierten Ausgangsvektors des zweiten angepassten Filters. Die Modifizierung des Ausgangsvektors des zweiten angepassten Filters umfasst zumindest eine Subtraktion eines Vektors, der proportional zu einer Projektion des Ausgangsvektors des zweiten angepassten Filters parallel zu einem Vektor der Form M^H·M₁·v_1,i ist, wobei M₁ und M Matrizen sind, die durch die jeweils dem ersten und dem zweiten Kanal zugeordneten Spreizcodes bestimmt sind, v_1,i einer der für den ersten Kanal abgeschätzten Eigenvektoren ist und (.)^H das konjugiert Transponierte bezeichnet.
Der Eigenvektor v_1,i ist vorzugsweise der für den ersten Kanal abgeschätzte Eigenvektor, der der Amplitude zugeordnet ist, deren Betrag im Mittel am höchsten ist. Man kann auch mehrere Eigenvektoren berücksichtigen, die den Eigenwerten des erhöhten Betrags in der Diagonalisierung der Autokorrelationsmatri zen des Schwunds auf den verschiedenen Kanälen zugeordnet sind.
Man geht daher nach der angepassten Filterung zu einer Korrektur der Impulsantworten vor, die von den relativ schwach empfangenen Kanälen abgeschätzt sind, um die Interferenz zu berücksichtigen, die von einem oder mehreren Pfaden von einem oder mehreren Kanälen bewirkt werden, die mit höherer Leistung empfangen werden.
Diese Korrektur fügt dem Empfänger keine sehr bedeutende Komplexität hinzu, insbesondere wenn kurze Spreizcodes verwendet werden.
Sie kommt darauf zurück, eine Projektion des für den weniger energiereichen Kanal abgeschätzten Vektors der Impulsantwort (am Ausgang des angepassten Filters) auf einen Unterraum durchzuführen, der zu dem Eigenvektor orthogonal ist, der dem stärksten Pfad des mit der größten Leistung empfangenen Kanals zugeordnet ist. Die somit eingeführte Schiefe ist sehr schwach und vermeidet die Abschätzungsfehler durch die eventuelle Gegenwart eines leistungsstarken Interferierers.
Um eventuelle Probleme der Rauschverstärkung zu vermeiden, wenn das weiße Rauschen leistungsstärker als der Interferierer ist, geht man vorzugsweise mit einer Gewichtung der Projektion vor. Der abgezogene Vektor ist dann durch
gegeben, wobei h ^ der Ausgangsvektor des zweiten angepassten Filters ist,
ist, Q der Spreizfaktor auf den Pilotkanälen ist, α_i eine mittlere Empfangsleistung entlang dem Ausbreitungspfad ist, der durch den Eigenvektor v_1,i (dem v_1,i zugeordneten Eigenwert) dargestellt wird und N0 eine Rauschleistung ist, die auf dem zweiten Kanal abgeschätzt wird.
Das Verfahren ist anwendbar, wenn die Signale auf zwei parallelen Wegen bzw. Kanälen zwischen dem Sender und dem Empfänger übertragen werden, z. B. auf zwei Quadraturkanälen, von denen einer die a priori bekannten Pilotsymbole enthält und der andere die unbekannten Informationssymbole. Dieser Fall ist derjenige der Aufwärtsverbindungen in den Zellulärsystemen der dritten Generation vom Typ UMTS (Universal Mobile Telecommunications System).
Jeder der Pilotkanäle ist also zusammen mit einem Quadratur-Datenkanal gebildet, der von dem gleichen Funkendgerät ausgegeben wird. Ein zweites, von der Basisstation in Quadratur der Phase im Hinblick auf das erste Signal empfangenes Signal wird einer zweiten Gruppe von Filtern zugeführt, die an Spreizcodes angepasst sind, die jeweils den von den Funkendgeräten ausgehenden Datenkanälen zugeordnet sind. Es werden zumindest bestimmte der Ausgangsvektoren der angepassten Filter der zweiten Baugruppe modifiziert, und es werden Informationssymbole abgeschätzt, die auf einem von einem Funkendgerät ausgehenden Datenkanal übermittelt werden, indem der modifizierte Ausgangsvektor des zweiten Filters, das an den Spreizcode angepasst ist, der dem Datenkanal zugeordnet ist, einem Rechenempfänger zugeführt wird, der durch die Parameter definiert ist, die für den vom Funkendgerät ausgehenden Pilotkanal abgeschätzt werden. Die Modifizierung des Ausgangsvektors des angepassten Filters der zweiten Gruppe umfasst zumindest eine Subtraktion eines Vektors, der proportional zu einer Projektion des Ausgangsvektors parallel zu einem Vektor der Form M'^H·M₁·v_1,i ist, wobei M' eine Matrize ist, die von dem Spreizcode bestimmt wird, die dem Datenkanal zugeordnet ist.
In anderen Worten wird dieselbe Korrektur durch Projektion auf den Pilotkanälen und auf den Datenkanälen durchgeführt.
Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Signalverarbeitung in einer Basisstation, die zum Durchführen des obigen Verfahrens angepasst ist.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines nicht einschränkenden Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen, von denen
1 ein Blockdiagramm des Empfangsabschnitts einer Basisstation gemäß der Erfindung ist; und
2 und 3 Blockdiagramme von Empfängern sind, die zu der Basisstation von 1 gehören.
Die Erfindung wird nachfolgend beschrieben im Rahmen eines Funkkommunikationssystems mit Spreizspektrum, das eine Technik des Codemultiplexzugriffs (CDMA) verwendet, wofür UMTS ein Beispiel ist. Ein Kanal eines solchen Systems auf einer Trägerfrequenz wird definiert durch einen Spreizcode, der aus diskreten, "Chips" genannten Mustern mit reellen (±1) oder Komplexen (±1±j)/√2 Werten zusammengesetzt ist, die in einer Folge von Chips F_c aufeinander folgen.
In dem Fall der Aufwärtsverbindung (von den Endgeräten zu den Basisstationen) eines UMTS-Netzes im Frequenzduplexbetrieb (FDD) verwendet ein Endgerät zwei Quadraturkanäle, von denen jeder einen Spreizcode mit reellen Werten mit einer binären Phasenmodulation (BPSK, Binary Phase Shift Keying) verwendet, und F_c = 3,84 Mchip/s. Die zwei BPSK-Signale modulieren zwei Funkwellen in Quadratur. Einer dieser zwei Kanäle (I-Kanal) trägt die Daten des Benutzers, und der andere (Q-Kanal) trägt die Steuerinformationen.
Diese Steuerinformationen umfassen Pilotbits, die der Basisstation a priori bekannt sind und es ihr ermöglichen, die Parameter des Ausbreitungskanals abzuschätzen. Im folgenden wird daher auf den I-Kanal als Pilotkanal Bezug genommen.
Die 1 zeigt den Empfangsabschnitt einer Basisstation (Knoten B) eines Netzes vom UMTS-Typ im FDD-Betrieb, das auf den beiden Quadraturkanälen (I und Q) arbeitet. Der I-Kanal (Realteil des komplexen Basisbandsignals) transportiert die Datenbits, während der Q-Kanal (Imaginärteil) die Steuerbits transportiert, insbesondere die Pilotbits, z. B. mit einem Spreizfaktor Q = 256. Für eine genaue Beschreibung dieser Aufwärtskanäle siehe die technische Spezifikation 3G TS 25.211, Version 3.3.0, "Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels (FDD) (Release 1999)" veröffentlicht im Juni 2000 von der 3GPP ("3.-Generation-Partnerschaft-Projekt"), Abschnitt 5.2.1.
Die in 1 dargestellte Basisstation umfasst eine Funkstufe 1, die die analogen Verarbeitungen durchführt, die für das von der Antenne 2 aufgenommene Funksignal erforderlich sind. Die Funkstufe 1 liefert ein komplexes analoges Signal, dessen Realteil und Imaginärteil von Analog-Numerik-Wandlern 3 auf den jeweiligen Bearbeitungskanälen I und Q numerisiert (digitalisiert) werden. Auf jedem Kanal erzeugt ein Filter 4, das an die Formgebung der Impulse durch den Sender angepasst ist, ein numerisches Signal r_I, r_Q in der Folge der Chips der Spreizcodes.
Das resultierende komplexe Signal r = r_I + j·r_Q wird den Empfängern 5 zugeführt, die die Verarbeitungen der Abschätzung der Antworten der k Kanäle und der über diese k Kanäle übertragenen Symbole durchführen.
Die von einem Endgerät zu einer Basisstation gesendeten Signale breiten sich auf Mehrfachpfaden aus und gelangen zu der Ba sisstation mit Signalen, die von anderen Endgeräten mit anderen Spreizcodes übertragen werden.
Man betrachte den Empfang durch die Basisstation von einem unbekannten Informationsbit b auf dem I-Kanal von einem mobilen Endgerät synchron zu einem bekannten Pilotbit (z. B. gleich 1) auf dem Q-Kanal. Die Dauer 1/F_S eines Symbols (Bits) auf dem Kanal ist ein Vielfaches der Dauer des Chips, wobei das Verhältnis zwischen den zweien der Spreizfaktor Q = F_C/F_S des Kanals ist. In dem Beispiel von UMTS ist der Spreizfaktor Q eine Potenz von 2 zwischen 4 und 256.
Andererseits ist mit L die Anzahl der Ausbreitungspfade bezeichnet, die für den Empfänger 5 berücksichtigt sind, und mit W die Länge der Impulsantwort des Kanals, ausgedrückt in einer Anzahl von Chips (z. B. W = 6·Q für eine Antwort über 400 μs).
Der Empfänger 5 verwendet einen klassischen Rechenempfänger bzw. Rake-Empfänger 10 (2 und 3). Das Ausbreitungsprofil des Kanals wird von einem Satz von Eigenvektoren v_i und zugeordneten Eigenwerten λ_i für 0 ≤ i < L definiert, die mit einer relativ großen Periodizität (z. B. in der Größenordnung von hundert Millisekunden) von einem Kanalanalysemodul 11 berechnet werden. Jeder Eigenvektor v_i der Dimension W ist eine Wellenform, die einem Echo in der Impulsantwort des Kanals zugeordnet ist. In einem herkömmlichen Rake-Empfänger stellt jeder Eigenvektor v_i einen Impuls dar, der mit einer zeitlichen Verschiebung versehen ist. In dem Rake-Empfänger 10 ist jeder Eigenvektor v_i mit einer Amplitude a_i verbunden, die von einem Bit zum nächsten schwankt. Die Amplitude a_i, die für jedes Bit von dem Modul 11 berechnet wird, ist eine Zufallsvariable, so dass der mathematische Erwartungswert von |a_i|² gleich dem Eigenwert λ_i sei. Der Rake-Empfänger 10 empfängt einen Eingangsvektor der Dimension W, berechnet das Skalarprodukt dieses Eingangsvektors mit jedem der Eigenvektoren v_i, dann die Summe dieser L mit den Amplituden a_i* gewichteten Skalarprodukte. Diese gewichtete Summe ist eine flexible Abschätzung des übertragenen Bits b.
Auf eine an sich bekannte Weise kann das Kanalanalysemodul 11 wie folgt vorgehen, um die Parameterpaare (v_i, a_i) aus den aufeinander folgenden Eingangsvektoren X der Dimension W abzuschätzen, die aufeinander folgende Abschätzungen der Impulsantwort des betrachteten Kanals darstellen, die mittels der Pilotbits gewonnen werden:

– Berechnung des mathematischen Erwartungswerts K der Matrix X·X^H über eine typische Dauer in der Größenordnung von hundert Millisekunden;
– Diagonalisierung der Matrix K und Auswahl der L Eigenwerte der größten Module λ_i (0 ≤ i < L, mit |λ₀| ≥ |λ₁| ≥ ... ≥ |λ_L–1|) die jeweils den Eigenvektoren v_i zugeordnet sind;
– Projektion des Vektors X auf einen jeden der zurückgehaltenen Eigenvektoren v_i zum Gewinnen der Amplituden a_i. Diese Amplituden können durch eine einfache Projektion (a_i = v_i ^H·X) gewonnen werden oder durch eine gewichtete Projektion, um die Abschätzung nach einem Kriterium des Maximum a posteriori (MAP) zu verwirklichen:
wobei N0 eine Abschätzung der Rauschleistung auf dem Kanal bezeichnet. Auch andere bekannte Abschätzungsverfahren sind geeignet (Verfahren im Sinne der geringsten Quadrate, unter Nulllast, ...);
– Berechnen der Rauschleistung N0, die dem mathematischen Erwartungswert der Energie pro Bit |B|² des Restrauschens
gleich ist.

Unter Berücksichtigung des von einem Empfänger 5 behandelten Endgeräts kann das Signal r, das von der Basisstation mit Bezug auf das betrachtete Bit b empfangen wird, in der Form eines Vektors der Dimension Q + W – 1 geschrieben werden: r = (b·M' + j·M)·h + n (1)wobei

– h ein Vektor der Dimension W ist, der die Impulsantwort des Kanals zwischen dem Endgerät und der Basisstation enthält, gemustert nach der Folge von Chips;
– M und M' Toeplitz-Matrizen mit Q + W – 1 Zeilen und W Spalten sind, wobei die Spalten von den Spreizcodes c = [c(0), c(1), ..., c(Q – 1)] und c' = [c'(0), c'(1), ..., c'(Q – 1)] definiert sind, die von dem Endgerät jeweils auf dem Q-Kanal und auf dem I-Kanal verwendet werden:
– n ein Vektor ist, der Muster des zusätzlichen Rauschens enthält. Dieses Rauschen ist nicht notwendigerweise ein weißes Rauschen, weil es Beiträge von anderen Kanälen enthält, die von anderen Endgeräten ausgegeben werden, die zur gleichen Zeit senden.

Auf dem I-Kanal wird der Realteil r_I dieses Signals r einem angepassten Filter 12 zugeführt, das dem Spreizcode c' entspricht, der die Datenbits des Kanals betrifft. Auf dem Q-Kanal empfängt ein weiteres angepasstes Filter 13, das mit dem Spreizcode c arbeitet, den Imaginärteil r_Q des Signals r und erzeugt eine erst Abschätzung der Impulsantwort des Kanals: h ^ = MH.rI (4)
2 verwendet analoge Bezeichnungen zu denen in 3. Es ist hier ein Index 1 hinzugefügt, um zu bezeichnen, dass der Empfänger von 2 derjenige ist, der den Energiereichsten Kanal verarbeitet. Dieser Kanal wird leicht identifiziert, z. B. indem der der Durchschnitt der Norm der Vektoren h über die Periode der Aktualisierung der Eigenvektoren durch die Module 11 maximiert wird.
In diesem Empfänger 5, der dem Kanal mit der höchsten Leistung zugeordnet ist (2) funktioniert das Kanalanalysemodul 11 auf der Grundlage der Vektoren X = h ^ ₁, die aufeinander folgend von dem angepassten Filter 13 geliefert werden. Es leitet daraus die Eigenvektoren v_1,i und die zugeordneten momentanen Amplituden a_1,i (0 ≤ i < L) ab, die an den Rake-Empfänger 10 geliefert werden. Die Eigenwerte, die den Eigenvektoren v_1,i entsprechen, sind als α_i = λ_1,i bezeichnet.
Der energiereichste Pfad der Antwort des leistungsreichsten Kanals entspricht dem Eigenvektor v_1,0 und dem Eigenwert λ_1,0 = α₀. Dieser Eigenvektor v_1,0 definiert in dem Signalraum eine Richtung, der folgend die Interferenzen imstande sind, die anderen Kanäle zu beeinflussen. Nach der Projektion auf den Untersignalraum, der einem anderen Kanal entspricht, nach der angepassten Filterung ist die Richtung der Interferenz definiert durch den normierten Vektor:
für einen Q-Kanal,
für einen I-Kanal, wobei M₁ die Codematrix in Bezug auf den Pilotkanal ist, der mit der höchsten Leistung empfangen wird, wobei die eventuelle zeitliche Verschachtelung δ (in Anzahl von Chips) zwischen dem betrachteten Kanal und dem leistungsstärksten Kanal berücksichtigt wird:
Die Matrizen 1/Q·M^H·M₁ und 1/Q·M'^H·M₁, die in den Ausdrücken (5) und (6) vorkommen, sind Konstanten, da Kurzcodes verendet werden (Periodizität mit der Zeit eines Bits), was die Berechnungen minimiert. Ansonsten sind die Vektoren J₀ und J'₀ für jedes Bit zu berechnen.
Diese zwei Matrizen werden von den jeweiligen Modulen 15 und 16 in dem Empfänger des in 3 dargestellten Typs berechnet als Funktion der Codes c und c₁ und der Verschachtelung δ für 1/Q·M^H·M₁ (Modul 15) und als Funktion der Codes c' und c₁ und der Verschachtelung δ für 1/Q·M'^H·M₁ (Modul 16). In jedem Empfänger (3) wird der Eigenvektor v_1,0 mit den Matrizen 1/Q·M^H·M₁ und 1/Q·M'^H·M₁ multipliziert, die von den Modulen 15 und 16 erzeugt werden, um jeweils nach den Beziehungen (5) und (6) normierte Vektoren J₀ und J'₀ zu erhalten.
Ein Modul 16 ist in gleicher Weise in dem Empfänger von 2 vorhanden, um die Matrix 1/Q·M¹ ₁ ^H·M₁ als Funktion der Codes c'₁ und c₁ zu berechnen (die Verschachtelung δ ist Null zwischen den Kanälen I und Q, die synchron sind). Diese Matrix dient in gleicher Weise zum Bestimmen einer Richtung eines Interferierers J'₀ für den Datenkanal.
In dem Empfänger nach 3 wird die Richtung der Interferenz J₀ einem Modul 17 zugeführt, die die Abschätzung h ^ der Impulsantwort, die von dem angepassten Filter 13 geliefert wird, auf einen zu J₀ orthogonalen Unterraum projiziert, was einen korrigierten Antwortvektor h^⊥ ergibt. Die Korrektur besteht insbesondere darin, von h ^ einen Vektor abzuziehen, der proportional seiner Projektion in der Richtung J₀ ist. Man kann insbesondere nehmen
wobei die gewichtete Projektionsmatrix
mit einer relativ niedrigen Frequenz aktualisiert wird. Das ist der korrigierte Vektor h^⊥ = X, der dem Kanalanalysemodul 11 zugeführt wird.
Genauso wird in jedem Empfänger die Richtung der Interferenz J'₀ einem Modul 18 zugeführt, das den Ausgangsvektor y ^ des angepassten Filters 12 auf einen zu J'₀ orthogonalen Unterraum projiziert, was einen korrigierten Vektor y^⊥ ergibt. Die Korrektur besteht insbesondere darin, von y einen Vektor abzuziehen, der proportional seiner Projektion in der Richtung J'₀ ist. Man kann insbesondere nehmen
wobei die gewichtete Projektionsmatrix
mit einer relativ niedrigen Frequenz aktualisiert wird. Das ist der korrigierte Vektor y^⊥, der dem Rake-Empfänger 10 zugeführt wird, um das übertragene Informationssymbol abzuschätzen.
In der obigen Beschreibung wird die Projektion der Vektoren h und y ^ auf einen Unterraum durchgeführt, der orthogonal zu einer einzigen Interferenzrichtung J₀ oder J'₀ ist. Es sei angemerkt, dass es möglich ist, die Methode auf mehrere Interferenzrichtungen auszudehnen, die von mehreren Energiepfaden (im Rahmen der Abmessung des Unterraums) definiert sind.
Für p > 1 Pfade zum Beispiel kann man die p Eigenvektoren v_1,0, v_1,1, ... v_1,p–1 nehmen, die den Eigenwerten der größten Module α₀ = λ_1,0, α₁ = λ_1.1, ... αp – 1 = λ_1,p–1 entsprechen, die von dem Analysemodul 11, das die Antwort h ^ _i verarbeitet, identifiziert sind, und die normierten Vektoren bestimmen:
für einen Q-Kanal und
für einen I-Kanal (0 ≤ i < p). Die gewichteten Projektionsmatrizen der Beziehungen (8) und (9) sind dann jeweils ersetzt durch
bzw.
Die p betrachteten Pfade können auch von den Analysemodulen 11 identifiziert werden, die zu den verschiedenen Empfängern gehören.
Das Verfahren ist gleichermaßen anwendbar in dem Fall, in dem die Basisstation mehrere verschiedene Empfangsantennen aufweist, deren Signale kombiniert werden, um die räumliche Diversität zu liefern. In dem Fall von zwei Antennen ist der von dem Hauptinterferierer beschriebene Unterraum (für einen Q-Kanal) erzeugt durch die Matrix:
und die gewichtete Projektionsmatrix der Beziehung (8) wird zu:
wobei p der Korrelationsfaktor zwischen den zwei Antennen ist.

Claims

Verfahren zur Signalverarbeitung in einer Basisstation eines Systems zur Funkkommunikation mit Codemultiplex-Zugriff, bei dem ein erstes Signal (r_Q), das von der Basisstation empfangen wird, einer Gruppe (13) von Filtern zugeführt wird, welche an Spreizcodes angepasst sind, welche Steuerkanälen zugeordnet sind, die von jeweiligen Funkendgeräten kommen, und Ausgangsvektoren (h ^ ₁, h ^) der angepassten Filter verarbeitet werden, zum Abschätzen von Parametern, welche die Kanäle repräsentieren, wobei die für einen Kanal, der von einem Funkendgerät kommt, geschätzten Parameter Eigenvektoren (v_1,i, v_i) umfassen, welche Ausbreitungspfade zwischen dem Funkendgerät und der Basisstation repräsentieren und jeweils Empfangsamplituden (a_1,i, a_i) in Entsprechung zu den Pfaden zugeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Verarbeitung der Ausgangsvektoren der angepassten Filter umfasst: eine Abschätzung der Parameter (v_1,i, a_1,i) für zumindest einen ersten Kanal auf der Grundlage des Ausgangsvektors (h ^ ₁) eines ersten Filters, der an den dem ersten Kanal zugeordneten Spreizcode angepasst ist, eine Modifizierung des Ausgangsvektors (h ^) eines zweiten Filters, das an den Spreizcode angepasst ist, welcher zumindest einem zweiten Kanal zugeordnet ist, wobei der Ausgangsvektor des zweiten angepassten Filters im Mittel weniger energiereich ist als der Ausgangsvektor des ersten angepassten Filters, sowie eine Abschätzung der Parameter (v_i, a_i) für den zweiten Kanal auf der Grundlage des modifizierten Vektors (h ^ ^⊥) des zweiten angepassten Filters; und dass die Modifizierung des Ausgangsvektors des zweiten angepassten Filters mindestens eine Subtraktion eines Vektors umfasst, der proportional zu einer Projektion des Ausgangsvektors des zweiten angepassten Filters parallel zu einem Vektor der Form M^H·M₁.v_1,i ist, wobei M₁ und M Matrizen sind, welche durch die jeweils dem ersten und dem zweiten Kanal zugeordneten Spreizcodes bestimmt sind, v_1,i einer der für den ersten Kanal abgeschätzten Eigenvektoren ist und (.)^H das konjugierte Transponiert bezeichnet.
Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem der Eigenvektor v_1,i der für den ersten Kanal abgeschätzte Eigenvektor ist, welcher mit der Amplitude verknüpft ist, deren Betrag im Mittel am höchsten ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem die Matrizen M₁ und M Toeplitz-Matrizen sind, deren Spalten durch Spreizcodes gegeben sind, die jeweils dem ersten und dem zweiten Kanal zugeordnet sind, wobei ein zeitlicher Versatz zwischen dem ersten und dem zweiten Kanal berücksichtigt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem der subtrahierte Vektor durch die Beziehung
gegeben ist, wobei h ^ der Ausgangsvektor des zweiten angepassten Filters ist,
ist, Q der Spreizfaktor auf den Steuerkanälen ist, α₁ eine mittlere Empfangsleistung entlang dem Ausbreitungspfad ist, welcher durch den Eigenvektor v_1,i dargestellt wird, und NO eine Rauschleistung ist, die auf dem zweiten Kanal abgeschätzt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem jeder der Steuerkanäle gemeinsam mit einem Quadratur-Datenkanal gebildet ist, der von dem gleichen Funkendgerät ausgeht, ein zweites, von der Basisstation bezogen auf das erste Signal (r_Q) mit Phasenquadratur empfangenes Signal (r_I) einer zweiten Gruppe von Filtern (12) zugeführt wird, die an Spreizcodes angepasst sind, die jeweils den von den Funkendgeräten ausgehenden Datenkanälen zugeordnet sind, zumindest bestimmte der Ausgangsvektoren (y ^) der angepassten Filter der zweiten Baugruppe modifiziert werden, Informationssymbole abgeschätzt werden, die auf einem von einem Funkendgerät ausgehenden Datenkanal übermittelt werden, indem der modifizierte Ausgangsvektor (y^⊥)des zweiten Filters, der an den Spreizcode angepasst ist, welcher dem Datenkanal zugeordnet ist, einem Rechen-Empfänger (10) zugeführt wird, der durch die Parameter (v_i, a_i) definiert ist, welche für den vom Funkendgerät ausgehenden Steuerkanal abgeschätzt werden, und die Modifizierung des Ausgangsvektors des angepassten Filters der zweiten Gruppe zumindest eine Subtraktion eines Vektors umfasst, der proportional zu einer Projektion des Ausgangsvektors parallel zu einem Vektor der Form M'^H·M₁·v_1,i ist, wobei M' eine Matrix ist, die von dem Spreizcode bestimmt wird, der dem Datenkanal zugeordnet ist.
Vorrichtung zur Signalverarbeitung in einer Basisstation einer Anlage zur Funkkommunikation mit Codemultiplex-Zugriff, welche aufweist: eine Gruppe von Filtern (13), die an Spreizcodes angepasst sind, die Steuerkanälen zugeordnet sind, die jeweils von Funkendgeräten ausgehen, zum Empfangen eines ersten Signals (r_I), das von der Basisstation empfangen wird, sowie Einrichtungen (11, 17) zum Verarbeiten von Ausgangsvektoren der angepassten Filter zum Abschätzen von Parametern, welche die Kanäle repräsentieren, wobei die für einen vom Funkendgerät ausgehenden Kanal abgeschätzten Parameter Eigenvektoren (v_1,i, v_i) umfassen, welche Ausbreitungspfade zwischen dem Funkendgerät und der Basisstation repräsentieren, die jeweils mit Empfangsamplituden (a_1,i, a_1,i) entlang der Pfade verknüpft sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtungen zur Verarbeitung umfassen: Mittel (11) zum Abschätzen von Parametern (v_1,i, a_1,i) für mindestens einen ersten Kanal auf der Grundlage des Ausgangsvektors (h ^ ₁) eines ersten Filters, welcher an den Spreizcode angepasst ist, der dem ersten Kanal zugeordnet ist, Mittel (17) zum Modifizieren des Ausgangsvektors (h ^) eines zweiten Filters, das an den Spreizcode angepasst ist, welcher mindestens einem zweiten Kanal zugeordnet ist, wobei der Ausgangsvektor des zweiten angepassten Filters im Mittel weniger energiereich ist als der Ausgangsvektor des ersten angepassten Filters, und Mittel (11) zum Abschätzen von Parametern (v_i, a_i) für den zweiten Kanal auf der Grundlage des modifizierten Vektors (h ^ ^⊥) des zweiten angepassten Filters; wobei die Modifiziermittel so angeordnet sind, dass sie von dem Ausgangsvektor des zweiten angepassten Filters mindestens einen Vektor abziehen, der proportional zu einer Projektion des Ausgangsvektors des zweiten angepassten Filters parallel zu einem Vektor der Form M^H·M₁·v_1,i ist, wobei M₁ und M Matrizen sind, welche durch die jeweils dem ersten bzw. zweiten Kanal zugeordneten Spreizcodes bestimmt sind, v_1,i einer der für den ersten Kanal abgeschätzten Eigenvektoren ist, und (.)^H das konjugiert Transponierte bezeichnet.
Vorrichtung nach Anspruch 6, bei welcher der Eigenvektor v_1,i der Eigenvektor ist, der für den ersten Kanal abgeschätzt wurde, welcher mit der Amplitude verknüpft ist, deren Betrag im Mittel am höchsten ist.
Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, bei welcher die Matrizen M₁ und M Toeplitz-Matrizen sind, deren Spalten durch die jeweils dem ersten bzw. dem zweiten Kanal zugeordneten Spreizcodes gegeben sind, wobei ein zeitlicher Versatz zwischen dem ersten und dem zweiten Kanal berücksichtigt wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei welcher der subtrahierte Vektor durch die Beziehung
gegeben ist, wobei h ^ der Ausgangsvektor des zweiten angepassten Filters ist,
ist, Q der Spreizfaktor auf den Steuerkanälen ist, α₁ eine mittlere Empfangsleistung entlang dem Ausbreitungspfad ist, welcher durch den Eigenvektor v_1,i dargestellt wird, und NO eine Rauschleistung ist, die auf dem zweiten Kanal abgeschätzt wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, welche des Weiteren aufweist: eine zweite Gruppe von Filtern (12), die an Spreizcodes angepasst sind, die jeweils Datenkanälen zugeordnet sind, die gemeinsam mit den Steuerkanälen gebildet sind, welche von Funkendgeräten ausgehen, Zum Empfangen eines zweites Signals (r_I), das von der Basisstation bezogen auf das erste Signal (r_Q) mit Phasenquadratur empfangen wird, eine Einrichtung (18) zum Modifizieren von mindestens bestimmten der Ausgangsvektoren (y ^) der angepassten Filter der zweiten Gruppe, und Einrichtungen zum Abschätzen von auf mindestens einem von einem Funkendgerät ausgehenden Datenkanal übertragenen Informationssymbolen, die einen Rechen-Empfänger (10) enthalten, der von den Parametern (v_i, a_i) definiert ist, welche für den von dem Funkendgerät ausgehenden Steuerkanal abgeschätzt wurden, und den modifizierten Ausgangsvektor (y^⊥) des zweiten Filters empfangen, der an den Spreizcode angepasst ist, welcher dem Datenkanal zugeordnet ist; wobei die Einrichtung zum Modifizieren des Ausgangsvektors eines angepassten Filters der zweiten Gruppe Mittel enthält zum Subtrahieren eines Vektors, der proportional zu einer Projektion des Ausgangsvektors parallel zu einem Vektor der Form M' ^H·M₁·v_1,i ist, wobei M' eine Matrix ist, die durch den Spreizcode bestimmt wird, welcher dem Datenkanal zugeordnet ist.