DE69924197T2

DE69924197T2 - Linearer Raum-Zeit Mehrbenutzerdetektor

Info

Publication number: DE69924197T2
Application number: DE69924197T
Authority: DE
Inventors: Howard C. Huang; Constantinos Basil Papadias; Laurence Eugene Mailaender
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1998-08-04
Filing date: 1999-07-26
Publication date: 2006-03-23
Anticipated expiration: 2019-07-27
Also published as: BR9902994A; CN1247417A; AU4245199A; EP0978951B1; JP3553426B2; CA2279471A1; DE69924197D1; KR20000016990A; CA2279471C; JP2000115028A; KR100317518B1; EP0978951A3; US6301293B1; EP0978951A2; CN1278496C

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Systeme mit Direktsequenz-Codemultiplexzugriff (DS-CDMA-Systeme), die einem Mehrwegschwund und Mehrfachszugriffsstörung (MAI) unterliegen, und insbesondere auf Signalerfassungsverfahren zur Verwendung in solchen Systemen.
Hintergrund der Erfindung
In drahtlosen CDMA-Systemen, wie z. B. jenen, die für mobile drahtlose Standards der nächsten Generation vorgeschlagen werden, sind die Hauptbehinderungen auf der Bitübertragungsschicht der Mehrwegschwund und die Mehrfachzugriffsstörung, die durch Gleichkanalbenutzer verursacht werden, die zum gewünschten Benutzer nicht orthogonal sind. Der Rake-Empfänger, der in R. Price und P. E. Green, "A Communication Technique for Multipath Channels", Proceedings of the IRE, Band 46, S. 555–570, März 1958, beschrieben ist, versucht, den Mehrwegschwund durch kohärentes Kombinieren von auflösbaren Mehrwegrekonstruktionen des gewünschten Signals zu bekämpfen. Die in S. Verdú, "Multiuser Detection", Cambridge University Press, New York, 1998, beschriebene Mehrbenutzererfassung wendet sich dem Problem der MAI durch aktives Berücksichtigen ihrer Anwesenheit, wenn der gewünschte Benutzer erfasst wird, zu.
In jüngerer Zeit bestand ein zunehmendes Interesse an der Verwendung einer Gruppenevrarbeitung zum weiteren Verbessern der Empfängerleistung. Diese Verfahren haben sich auf die Verwendung von mehreren Antennen am Basisstationsempfänger konzentriert, um eine Antennenverstärkung und/oder Diversityverstärkung zu schaffen und die Möglichkeit einer räumlichen Verarbeitung zu ermöglichen. Durch Kombinieren dieser Raum-Domänen-Verfahren mit Zeit-Domänen-Verfahren wie Rake-Erfassung und Mehrbenutzererfassung berechtigen die resultierenden Raum-Zeit-Detektoren zu den besten Hoffnungen auf die Verbesserung der Kapazität von CDMA-Systemen im Vergleich zu herkömmlichen Nur-Zeit-Domänen-Detektoren. Siehe beispielsweise A. Paulraj und Co. Papadias, "Space-Time Processing for Wireless Communications", IEEE Signal Processing Magazine, Band 14, Nr. 6, S. 49–83, Nov. 1997. Die erste Generation von Raum-Zeit-CDMA-Detektoren verwendete eine Gruppenverar beitung mit entweder Rake-Erfassung oder Mehrbenutzererfassung. Siehe jeweils A. Naguib und A. Paulraj, "Performance of Wireless CDMA with M-ary Orthogonal Modulation and Cell Site Antenna Arrays", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band 14, Nr. 9, S. 1770–1783, Dez. 1996, oder S. Miller und S. Schwartz, "Integrated Spatial-Temporal Detectors for Asynchronous Gaussian Multiple-Access Channels", IEEE Transactions on Communications, Band 43, Nr. 2/3/4, S. 396–411, Feb./März/Apr. 1995. Spätere Raum-Zeit-CDMA-Detektoren kombinierten alle drei Verarbeitungsverfahren. Siehe: H. Huang; S. Schwartz, S. Verdú, "Combined Multipath and Spatial Resolution for Multiuser Detection: Potentials and Problems", Proceedings of the IEEE International Symposium on Information Theory, S. 380, 1995; oder M. Nagatsuka und R. Kohno, "A Spatially and Temporally Optimal Multi-User Receiver Using an Array Antenna for DS/CDMA", IEICE Transactions on Communications, Band E78-B, Nr. 11, S. 1489–1497, Nov. 1995.
Obwohl die vorangehenden Systeme zufriedenstellend arbeiten, können Verbesserungen vorgenommen werden, insbesondere an den Raum-Zeit-Detektoren, die alle drei Verarbeitungsverfahren kombinieren. Obwohl der Detektor im Nagatsuka- und Kohno-Dokument in der Hinsicht maximaler Wahrscheinlichkeit optimal ist, ist seine Rechenkomplexität bezüglich der Anzahl von Benutzern exponential. Daher ist er zu komplex für praktische Systeme zu implementieren. Im Dokument von Huang, Schwartz und Verdú wird ein Kompromiss zwischen der Leistung und Komplexität eingegangen, aber dieser Detektor wurde nicht adaptiv implementiert, da er ein Zero-Forcing-Kriterium verwendete. Adaptive Implementierungen ermöglichen, dass Empfänger unbekannte Störungsquellen berücksichtigen, wobei folglich die Detektorleistung verbessert wird und die Systemkapazität erhöht wird. Ein Basisstationsempfänger könnte beispielsweise eine Störung von benachbarten Zellen oder von einer eingebetteten Mikrozelle berücksichtigen, während ein Handgerätempfänger eine Störung von Signalen berücksichtigen könnte, die er nicht explizit demoduliert.
Zvonar Z: 'Combined Multiuser Detection and Diversity Reception for Wireless CDMA Systems' IEEE Transactions on Vehicular Technology, IEEE INC. New York, US, Band 45, Nr. 1, 1. Februar 1996 (01.02.1996), Seiten 205–211, richtet sich auf Mehrbenutzerempfänger, die explizit Antennen-Diversity, RAKE-Mehrweg-Diversity und Mehrweg-Dekorrelationserfassung kombinieren. Sowohl kohärenter Empfang mit Maximalverhältniskombination als auch differentiell kohärenter Empfang mit verstärkungsgleicher Kombination werden analysiert. Die Ergebnisse demonstrieren eine signifikante Steigerung der Aufwärtsstrecken-Kapazität gegenüber dem herkömmlichen Rake-Empfänger auf Kosten der Komplexität. Im Fall einer begrenzten Empfängerkomplexität, wobei die Anzahl von Korrelatoren geringer ist als die Anzahl von auflösbaren Wegen am RAKE-Vorrechner, wird gezeigt, dass die Antennen-Diversity bei der Verringerung der restlichen Mehrfachzugriffsstörung wirksam ist.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 1 geschaffen. Die Erfindung schafft ferner eine Vorrichtung nach Anspruch 8. Die Erfindung schafft weiterhin einen Empfänger nach Anspruch 9.
Diese Erfindung erfasst DS-CDMA-Signale unter Verwendung eines Rake-Empfängers, einer Gruppenverarbeitung und einer Mehrbenutzererfassung. In Kombination mit der Gruppenverarbeitung wird der Rake-Empfänger häufig Raum-Zeit-Rake-Empfänger genannt. Die Erfindung verwendet ein Kriterium eines minimalen mittleren quadratischen Fehlers (MMSE) im Mehrbenutzer-Detektor. Dieses Kriterium ermöglicht eine relativ einfache Implementierung in Form eines linearen Detektors und ermöglicht auch eine adaptive Implementierung. Adaptive Implementierungen sind in praktischen Situationen nützlich, in denen begrenzte Kenntnis der verschiedenen empfangenen Signale besteht. Wie vorstehend erörtert, kann sowohl die Aufwärtsstrecken- als auch die Abwärtsstreckenkapazität unter Verwendung von adaptiven Detektoren verbessert werden, die eine unbekannte Störung berücksichtigen.
Für impulsamplitudenmodulierte (PAM) Datensignale schaffen zwei Ausführungsformen der Erfindung Optionen zum Eingehen eines Kompromisses zwischen der Leistung und der Komplexität der adaptiven Implementierung. Die erste Ausführungsform funktioniert besser, wenn eine vollkommene Kenntnis der Signalparameter des Benutzers besteht. Andererseits erfordert sie eine explizitere Kanalinformation für die adaptive Implementierung. Es wird angenommen, dass der Empfänger aus P ≥ 1 Antennen besteht und das empfangene Signal aus K DS-CDMA-Datensignalen mit jeweils L verzögerten/gewichteten Mehrwegrekonstruktionen besteht. An jeder Antenne wird eine Gruppe von Filtern auf die KL Streucodes mit ihren Mehrweg-Zeitverzögerungen abgegli chen. Die Filterausgangssignale werden gemäß dem komplex Konjugierten der abgeschätzten Parameter des Kanals (Mehrweg- und Gruppenparameter) gewichtet und kombiniert, um einen K-Vektor zu bilden, wobei jede Komponente einem der K Codes entspricht. Der Realteil jeder Komponente wird genommen. Abschätzungen der Mehrwegverzögerungen und der Kanalparameter können beispielsweise aus einem Übungs- oder Leitsignal erhalten werden. Der herkömmliche Raum-Zeit-Rake-Empfänger würde jede Vektorkomponente zu einer Entscheidungsvorrichtung zum Abschätzen des entsprechenden PAM-Datensymbols des Benutzers weiterleiten. Wenn jedoch die Signale des Benutzers in der Raum-Zeit-Domäne nicht orthogonal sind, werden die Vektorkomponenten mit einer Mehrfachzugriffsstörung von den anderen Benutzern verunreinigt. Diese Erfindung schlägt die Verwendung eines linearen Kombinators vor den Entscheidungsvorrichtungen vor, um die Mehrfachzugriffsstörung zu unterdrücken. Dieser lineare Kombinator wird durch eine reale K-Mal-K-Matrix W_A dargestellt, die den realen K-Vektor multipliziert. Die Matrix minimiert den mittleren quadratischen Fehler zwischen ihrem Produkt mit dem realen K-Vektor und dem K-Vektor von Datensymbolen. Da die Matrix das Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers (MMSE) verwendet, können gut bekannte adaptive Algorithmen verwendet werden, um ihn adaptiv zu erhalten. Jede Komponente der K-Vektor-Endausgabe entspricht einem der K Codes und wird entweder zu einem Entscheidungsdoppelbegrenzer oder einem Decodierer zur Weiterverarbeitung weitergeleitet.
Die zweite Ausführungsform weist eine unwesentlich geringere Leistung auf, wenn die Kanalparameter exakt bekannt sind. Unter praktischen Bedingungen eines Kanalfehlabgleichs funktioniert jedoch die zweite Ausführungsform häufig besser. Hinsichtlich der adaptiven Implementierung erfordert diese Ausführungsform weniger Information (wenn sie nicht explizite Kanalabschätzungen erfordert), aber sie kann langsamer anzupassen sein. Wie bei der ersten Ausführungsform besteht der Vorrechner der zweiten Ausführungsform wieder aus einer Gruppe von KL abgeglichenen Filtern für jede der P Antennen, gefolgt von Gewichtung und Kombination. Im Gegensatz zur ersten Ausführungsform ist jedoch die Reihenfolge des realen Operators und des linearen Kombinators (K-Mal-K-Matrix-Multiplikation) ausgetauscht. Dabei können die Gewichtung, Kombination und der lineare Kombinator durch eine einzelne komplexe K-Mal-KLP-Matrix W_B dargestellt werden. Die Realteile der Komponenten im resultierenden K-Vektor werden entweder zu einer Entscheidungsvorrichtung oder zu einem Decodierer zur Weiterverarbeitung weitergeleitet. In der adaptiven Implementierung können adaptive Algorithmen verwendet werden, um die Matrix W_B zu erhalten; daher sind Kanalabschätzungen nicht explizit erforderlich.
Für Quadratur-PAM- (QAM) Datensignale sind reale Operatoren im Detektor nicht erforderlich, da die Signalkonstellation zweidimensional ist. In diesem Fall würde eine Veränderung an der zweiten Ausführungsform verwendet werden, die nicht die realen Operatoren verwendet, sondern dem linearen Kombinator direkt mit der geeigneten Entscheidungsvorrichtung oder dem Decodierer folgt.
Obwohl die MMSE-Erfassungsverfahren an und für sich leistungsstark sind, kann ihre Leistung unter Verwendung derselben mit anderen Mehrbenutzer-Erfassungsverfahren wie z. B. Störungsauslöschung weiter verbessert werden, wobei die Störung, anstatt dass sie wegprojiziert wird, wie es bei linearen Mehrbenutzer-Detektoren durchgeführt wird, explizit vom empfangenen Signal subtrahiert wird. Die Störungsauslöschung kann vor oder nach dem linearen MMSE-Kombinator stattfinden.
Beide Ausführungsformen des MMSE-Detektors können für praktische Systeme, die zusätzlich zu den Datenübertragungskanälen zusätzliche Kanäle verwenden, die als Leistsignale dienen können, verallgemeinert werden. Die MMSE-Detektoren können auch in Systemen arbeiten, in denen Signale mit unterschiedlichen Streufaktoren übertragen werden.
Der erfindungsgemäße CDMA-Signaldetektor kann relativ zu einem herkömmlichen Signaldetektor, der keine Mehrbenutzererfassung verwendet oder der eine Mehrbenutzererfassung verwendet, aber eine unbekannte Störung nicht adaptiv mildert, eine signifikant verbesserte Leistung schaffen.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die vorangehenden und weitere Merkmale der Erfindung können besser ersichtlich werden, wenn die nachfolgende Beschreibung zusammen mit den Zeichnungen gelesen wird, in denen:
1 einen Einzelbenutzer-Raum-Zeit-Rake-Empfänger des Standes der Tech nik zeigt, der eine Mehrelement-Gruppenantenne, eine Bank von N-Chip-Filtern an jeder Antenne und einen Kanalgewichter und -kombinator verwendet;
2 die allgemeine Ausführungsform der Erfindung zeigt;
3 eine erste Ausführungsform (Detektor A) des Mehrbenutzer-Raum-Zeit-MMSE-Detektors zeigt;
4 eine zweite Ausführungsform (Detektor B) des Mehrbenutzer-Raum-Zeit-MMSE-Detektors zeigt;
5 eine adaptive Implementierung der zweiten Ausführungsform zeigt;
6 eine Störungsauslöschung zeigt, die vor dem linearen Kombinator der ersten Ausführungsform angeordnet ist;
7 eine Störungsauslöschung zeigt, die vor dem linearen Kombinator der zweiten Ausführungsform angeordnet ist; und
8 eine Störungsauslöschung nach dem linearen Kombinator des erfindungsgemäßen Mehrbenutzer-Raum-Zeit-MMSE-Detektors zeigt.
Allgemeine Beschreibung
Es wird ein System für K Benutzer betrachtet, wobei der k-te Benutzer (k = 1 ... K) seine Datensequenz b_k(t) mit einer N-Chip-Streusequenz s_k(t) moduliert. Für den Detektor A wird die Datensequenz impulsamplitudenmoduliert (PAM); für den Detektor B kann die Datensequenz entweder PAM oder Quadratur-PAM (QAM) sein. Das übertragene Signal erfährt einen frequenzselektiven Schwund im Kanal und kommt am Empfänger als L zeitlich auflösbare Mehrwegkomponenten mit komplexen Schwundkanalkoeffizienten c_k,l(t)..c_k,l(t) an. Es wird angenommen, dass der Empfänger eine lineare Gruppe mit P Elementen ist. Wenn jede auflösbare Mehrwegkomponente als planare Wellenfront mit einem Winkel θ_k,l(t) bezüglich einer linearen Gruppe ankommt und wenn der Feldabstand ausreichend eng (z. B. λ/2) ist, so dass eine perfekte Korrelation unter den Gruppenelementen für eine gegebene Wellenfront besteht, dann ist die Phasenverschiebung des p-ten Elements bezüglich des ersten h_k,l,p(t) = exp(π(p–1)sinθ_k,l(t)). Das empfangene Signal an der p-ten Antenne für eine gegebene Symbolperiode (wobei eine Intersymbolstörung ignoriert wird) ist:
wobei A_k die Amplitude für den Benutzer k ist, τ_k,l die Verzögerung für den l-ten Mehrweg des k-ten Benutzers ist und n_p(t) der additive Gauß-Rauschprozess ist, der Störung außerhalb der Zelle und Hintergrundrauschen berücksichtigt. Wir machen nun die folgenden Annahmen, um die Analyse zu vereinfachen.

(a) Die Signale werden bitsynchron empfangen.
(b) Die Zeitstreuung ist im Vergleich zur Symbolperiode klein, so dass die Intersymbolstörung ignoriert werden kann; und
(c) Die Phasenverschiebungen und Kanalkoeffizienten sind über eine Symbolperiode konstant.

Die erste Annahme wird später fallen gelassen. Unter diesen Annahmen ist das Chip-Ausgangssignal des abgeglichenen Filters für das empfangene Signal in Gleichung (1) ein komplexer N-Vektor

wobei s_k,j der Chip-N-Vektor des abgeglichenen Filters entsprechend s_k(t – τ_k,l) ist und n_p der komplexe N-Vektor entsprechend dem Gauß-Rauschen ist. Die Streucodes werden normiert, so dass sie Einheitsenergie aufweisen: ‖s_k,l‖ = 1. Es wird angenommen, dass die Streucodes zufällig sind. Adaptive Implementierungen dieser MMSE-Detektoren erfordern jedoch die Verwendung von kurzen Streucodes, die sich nach einigen Symbolperioden wiederholen. Die folgende Bezeichnung wird nachstehend verwendet:

h_k,l = [h_k,l,1...h_k,l,P]^T	komplexer P-Vektor von Gruppenkoeffizienten
H = [h_1,1...h_1,L..h_K,1...h_K,L]	komplexe P×KL-Matrix
H^D = diag(h_1,1...h_lL...h_K,1...h_K,L)	komplexe KLP×KL-Gruppenmatrix

c_k = [c_k,1...c_k,L]^T	komplexer L-Vektor von Kanalkoeffizienten
C = diag(c₁...c_K)	komplexe KL×K Kanalmatrix

A = diag(A₁...A_K)	reale K×K-Amplitudenmatrix
b = [b₁...b_K]^T	realer K-Vektor von Datenbits
I_u	u×u-Identitätsmatrix
1_u	u-Vektor von Einsen
O_uu	u×u-Matrix von Nullen
O_u	u-Vektor von Nullen

Die entsprechenden abgeschätzten Werte für die Gruppen- und Kanalkoeffizienten werden mit dem Symbol "^" über dem Symbol für den Wert dargestellt.
Der Rauschvektor ist ein komplexer Gauß-Vektor mit einem Mittelwert von Null, dessen Verteilung hinsichtlich seiner (komponentenweisen) Real- und Imaginärteile geschrieben werden kann:
wobei wir die realen und imaginären Operationen für Matrizes und Vektoren als Re(X) = (X + X*)/2 und Im(X) = (X – X*)/2 definieren, wobei * das komplex Konjugierte bedeutet. Daher sind Re(n) und Im(n) Gauß-Zufallsvektoren mit einem Mittelwert von Null, deren Komponenten eine Varianz σ² aufweisen und zueinander unkorreliert sind.
Herkömmlicher (Raum-Zeit-Rake) Empfänger (1)
Im Zusammenhang mit diesem Gruppen-Mehrwegkanal ist der Einbenutzer-Detektor des Standes der Technik ein Korrelator, der auf das zusammengesetzte Gruppen-Mehrweg-Streucode-Signal des gewünschten Benutzers abgeglichen ist. Dieser Detektor berücksichtigt nicht die Anwesenheit von Störungen; es ist jedoch der Detektor mit maximaler Wahrscheinlichkeit, wenn keine Störungen vorhanden sind oder wenn sie zum gewünschten Benutzer im Grup pen-Code-Raum orthogonal sind. Wie in 1 gezeigt, besteht der Detektor aus einer Gruppe von Korrelatoren 10 an jeder Antenne, die auf die KL Mehrweg-Streucodes s_1,1...s_1,L...s_K,1...s_K,L abgeglichen sind. Die Schreibweise 〈s_k,l,·〉 in den am weitesten links liegenden Kästchen von 1 gibt an, dass das Skalarprodukt zwischen s_k,l (dem Streucode des k-ten Benutzers entsprechend der l-ten Mehrwegverzögerung) und dem Eingangsvektor in das Kästchen genommen wird. Der Punkt in der Schreibweise 〈s_k,l,·〉 stellt die Eingabe dar. Die Zeitablaufabschätzungen werden unter Verwendung eines separaten Zeitablaufabschätzungsalgorithmus erhalten. Die Ausgabe des oberen linken Kästchens (das der ersten Komponente des Vektors z₁) entspricht, ist (s_1,1,r₁) = s H / 1,1r₁, wobei der obere Index H die hermitische Transponierung (Nehmen des komplex Konjugierten jedes Elements, dann Nehmen der Transponierung des resultierenden Vektors) eines komplexen Vektors bedeutet. Die Ausgangssignal des abgeglichenen Filters für zumindest eine Teilmenge der mehreren Signale, eine Vielzahl der Mehrwegkomponenten dieser Signale und eine Vielzahl von Empfängerantennen sind in der Zeichnung bei (z₁...z_P) angegeben.
Bei Bezugsziffer 11 werden die Korrelatorausgangssignale mit dem komplex Konjugierten ihrer entsprechenden Kanalabschätzung gewichtet. Insbesondere wird das Korrelatorausgangssignal bei der p-ten Antenne für den l-ten Mehrweg des Benutzers k mit dem komplex Konjugierten der Abschätzung des entsprechenden Kanalkoeffizienten (Gruppen/Mehrweg-Koeffizienten) h_k,l,p ^CC_k,l gewichtet. Diese Abschätzungen werden unter Verwendung eines separaten Kanalabschätzungsalgorithmus erhalten. An jeder Antenne werden die L Komponenten für den k-ten Benutzer addiert (12) und dann werden die resultierenden P Komponenten für den k-ten Benutzer addiert 13_k (k = 1 ...K. Jede Komponente wird dann entweder zu einer Entscheidungsvorrichtung oder zu einem Decodierer weitergeleitet. Für PAM-Datensignale gibt die Entscheidungsvorrichtung für den k-ten Benutzer (14_k, k = 1...K) als ihr Ausgangssignal das Symbol aus, das im Sinne des euklidischen Abstand am nächsten zum Realteil einer k-ten Vektorkomponente liegt. Für QAM-Datensignale ist der reale Operator nicht erforderlich.
Aus 1 kann der KLP-Vektor z = [z T / 1 ...z T / p]^T am Ausgang der abgeglichenen Filter geschrieben werden als: z = ~RRHDCAb + ns (2) wobei wir die KLPxKLP-Matrix R = R ⨂ I_P und die KLPxKL-Matrix definieren, die Kronecker-Produktoperation zwischen zwei Matrizes bedeutet und der komplexe Rauschvektor ein komplexer Gauß-Zufallsvektor mit der folgenden Verteilung ist
Unter Verwendung der Tatsache, dass ( ^HH^D ^CC)^H ~RRH^DC = ^CC^H [( ^HH^HH) ∘ R]C (wobei ° das komponentenweise Produkt zwischen zwei Matrizes gleicher Größe bedeutet), kann der K-Vektor am Ausgang der Kanalkombinatoren und am Eingang in die Entscheidungsvorrichtungen 14₁ – 14_K exakt geschrieben werden als:
wobei H die komplex konjugierte Transponierung bedeutet, ° das komponentenweise Produkt von zwei Matrizes gleicher Größe darstellt und M ≡ Re{ ^CC^H [( ^HH^HH)∘ R]C}. Der Rauschvektor ist rein real und weist die folgende Verteilung auf:
wobei ^MM ≡ ^CC^H[( ^HH^H ^HH) ∘ R] ^CC. Wenn die Daten BPSK-moduliert sind, ist die Bitentscheidung für den Benutzer k einfach die harte Grenze der k-ten Komponente von Re{y_Umw.};
b_k = sgn(Re{{y_Umw.,k}). Die entsprechende Bitfehlerrate P Umw. / k des herkömmlichen Rake-Empfängers ist:
wobei X_(k,k) das (k,k)-te Element der Matrix X ist. Die Leistungsvergleiche unter den verschiedenen Detektoren werden hinsichtlich BPSK-modulierter Daten gegeben, aber sie können auch für beliebige QAM-modulierte Daten im Allgemeinen durchgeführt werden.
Allgemeiner linearer Raum-Zeit-Mehrbenutzer-Rake-Empfänger (2)
Der vorstehend beschriebene Raum-Zeit-Rake-Empfänger des Standes der Technik ist insofern ein Einbenutzer-Empfänger, als die Demodulation für einen gegebenen Benutzer eine Information nur von diesem Benutzer verwendet. Da er nicht die Anwesenheit einer Störung durch andere Benutzer berücksichtigt, leidet seine Leistung. 2 zeigt einen allgemeinen Mehrbenutzer-Raum-Zeit-Rake-Empfänger. Er berücksichtigt die Mehrfachzugriffsstörung unter Verwendung eines linearen Kombinators. Zwei Versionen dieses Detektors sind gegeben. Die erste, die als Detektor A bekannt ist, verwendet die realen Operatoren vor dem linearen Kombinator. In diesem Fall besteht die Bezugsziffer 20 in 2 aus einer Gruppe von realen Operatoren, gefolgt von einem linearen Kombinator, und jede der Komponenten 14₁...14_K ist ein Doppelbegrenzer, der das nächste abgeschätzte Symbol zu seinem Eingang bestimmt. Die zweite, Detektor B, verwendet einen linearen Kombinator, der durch eine komplexe Matrix dargestellt wird, gefolgt von den realen Operatoren. In diesem Fall besteht die Bezugsziffer 20 nur aus dem linearen Kombinator und die Entscheidungsvorrichtungen bestehen aus einem realen Operator und einem Doppelbegrenzer. Trotz der Ähnlichkeiten führen die linearen Kombinatoren für die Detektoren A und B zu unterschiedlichen Leistungen und adaptiven Implementierungen. Wir beschreiben nun die zwei Detektorausführungsformen gründlicher.
Linearer Raum-Zeit-Mehrbenutzer-Detektor A (3)
Ein Satz von ausreichender Statistik für die K Benutzer ist in Gleichung (3) als K-Vektor Re{y_Umw.} gegeben. das Ziel des linearen MMSE-Detektors besteht darin, einen linearen K×K-Kombinator auf diesen Vektor anzuwenden, so dass der mittlere quadratische Fehler zwischen seinem resultierenden Vektor und dem Datenvektor b minimiert wird. Mit anderen Worten, die reale K×K-Matrix W_A wird aufgefunden, so dass WA = arg min{E|‖W Re{yUmw.} – b‖2|} (5)
Dieser Detektor trifft im Wesentlichen das zweckmäßige Gleichgewicht beim Bekämpfen sowohl des restlichen Gauß-Rauschens, das sich durch n^Umw. zeigt, als auch die Mehrfachzugriffsstörung, die sich durch die Terme abseits der Diagonale von Re{ ^CC^H[( ^HH^HH)∘ R]C} zeigt. Es kann gezeigt werden, dass die Lösung folgende ist: WA = E[b(Re{yUmw.})H){E[Re{yUmw.}ReH{yUmw.})–1 = AM(MA2MH + σ2 ^MM )–1 (6)
3 zeigt ein Blockdiagramm des Detektors A gemäß der Erfindung. Er enthält P Antennen und eine Gruppe von abgeglichenen Filtern 10. Das Kästchen 31 stellt einen linearen Kombinator dar, der durch die durch Gleichung (6) gegebene K-Mal-K-Matrix W_A definiert ist. Die Matrix kann folgendermaßen in Worte umgesetzt werden: es handelt sich um das Produkt von 3 Termen: (a) die diagonale Amplitudenmatrix (A); (b) die äquivalente Gruppe/Kanal/Code-Korrelationsmatrix (M); und die zur Matrix (MA²MH + σ² M ) inverse Matrix, die aus dem Produkt der Gruppe/Kanal/Code-Korrelationsmatrix (M), dem Quadrat der Amplitudenmatrix (A²) und dem hermitischen Konjugat der Gruppe/Kanal/Code-Korrelationsmatrix (M²), summiert mit der abgeschätzten Gruppe/Kanal/Code-Korrelationsmatrix (M), welche mit der Hintergrundrauschvarianz (σ²) gewichtet wird, besteht. Diese Matrix minimiert das Kriterium des mittleren quadratischen Fehlers, das in Gleichung (5) gegeben ist, und aufgrund der Konvexität des Ausdrucks des mittleren quadratischen Fehlers in (5) stellt die MMSE-Lösung (6) ein globales Minimum dar. Eine Gruppe von Entscheidungsdoppelbegrenzern (32₁ – 32_K ) folgt dem linearen Kombinator.
Ein attraktives Merkmal des MMSE-Detektors besteht darin, dass er unter Verwendung von gut bekannten adaptiven Algorithmen (33) adaptiv implementiert werden kann, wie z. B. kleinste mittlere Quadrate oder rekursive kleinste Quadrate. Unter Verwendung eines Übungssignals (beispielsweise den Benutzerdatenbits) können diese Verfahren verwendet werden, um W_A adaptiv zu erhalten. Die adaptive Implementierung ist eine Option, wenn die direkte Berechnung von W_A als zu komplex erachtet wird. Man beachte, dass die adaptive Implementierung die Kenntnis der Streucodes der K Benutzer, der Mehrwegver zögerungen und der Kanalparameter erfordert.
Unter der Annahme, dass die Gruppen- und Kanalabschätzungen exakt C = C; ^HH = H sind, können wir den Ausdruck für W_A in (6) umschreiben als: WA = A–1[Re{CH[(HHH)∘R]C} + σ2A–2]–1 und ein weiteres attraktives Merkmal besteht darin, dass sich der MMSE-Detektor dem Dekorrelationsdetektor (Zero-Forcing-Detektor) (bis zu einem Skalarfaktor) nähert, wenn sich das restliche Gauß-Rauschen Null nähert:
Mit anderen Worten, aus (3) haben wir, dass:
und die Mehrfachzugriffsstörung wird auf Null gebracht. In der Implementierung des Dekorrelationsdetektors A (DD-A) ersetzen wir W_A, die durch Gleichung (6) gegeben ist, gegen W_A = A^–1Re^–1{M}. Wir nehmen an, dass C^H[(H^HH)°R]C positiv definit und daher invertierbar ist; und es folgt, dass Re{C^H[(H^HH)°R)C} auch invertierbar ist.
Wir wollen nun die Bitfehlerrate dieses ersten MMSE-Detektors (MMSE A) berechnen.
Der K-Vektor an den Doppelbegrenzereingängen ist:
wobei
Daher ist die Bitfehlerrate für den k-ten Benutzer unter Verwendung des MMSE-A-Detektors:
Es soll W_A = A^–1(Re{C^H[(H^HH}∘ R]C})^–1 gelten, und unter der Annahme von perfekten Kanalabschätzungen ist die Bitfehlerrate für DD-A:
Ein Nachteil dieses MMSE-Detektors besteht darin, dass die Abschätzung der Kanal- und Gruppenkoeffizienten nicht in den adaptiven Algorithmus zum Erhalten von W_A integriert werden kann. Die Abschätzungen müssen explizit unter Verwendung eines gewissen anderen Mittels (wie eines Übungs- oder Leitsignals) erhalten werden. Dies führt uns zur Frage "ist es möglich, einen adaptiven MMSE zu entwerfen, der keine vorherige Kenntnis der Gruppen- und Kanalparameter erfordert?" Die Antwort ist "ja", wie wir im folgenden Abschnitt sehen werden.
Linearer Raum-Zeit-Mehrbenutzer-Detektor B (4)
Das Ziel dieses Unterabschnitts besteht darin, einen MMSE-Detektor abzuleiten, der adaptiv implementiert werden kann und der nicht explizite Gruppen- und Kanalabschätzungen erfordert. (Er erfordert jedoch immer noch Zeitab laufabschätzungen für die Mehrwegverzögerungen.) 4 zeigt die Grundstruktur des Detektors B, der die Stellen der realen Operatoren und des linearen Kombinators des Detektors A austauscht. Nach diesem Austausch kann die resultierende Kaskade der Gruppenkombination, Mehrwegkombination und des linearen Kombinators zu einer einzelnen komplexen K×KLP-Matrixmultiplikation zusammengefasst werden, die W_B genannt wird, wie in 5 gezeigt. Insbesondere definieren wir diese Matrix unter Verwendung des MMSE-Kriteriums als:
und aus (4) folgt, dass W_B = E(bz^H)[E(zz^H)]^–1
wobei G≡H^DC die Gruppe/Kanal-Matrix ist. 5 zeigt ein Blockdiagramm des MMSE-B-Detektors gemäß der Erfindung. Er enthält P Antennen und eine Gruppe von abgeglichenen Filtern 10. Das Kästchen 50 stellt einen linearen Kombinator dar, der durch die K Mal-KLP-Matrix W_B definiert ist, die durch Gleichung (10) gegeben ist. Diese Matrix minimiert das Kriterium des mittleren quadratischen Fehlers, das vorstehend durch
gegeben ist. Die letzte Zeile von Gleichung (10) gibt an, dass die Matrix das Produkt von 3 Termen ist: (a) der diagonalen Amplitudenmatrix (A); (b) der Gruppe/Kanal-Kombinatormatrix H^DC, die zum Gruppe/Kanal-Kombinator im herkömmlichen Detektor äquivalent ist, aber die tatsächlichen Parameter und nicht ihre Abschätzungen verwendet; und (c) der zur Matrix R GA²G^H + σ²I_KLP inversen Matrix. Die inverse Matrix besteht aus dem Produkt der Korrelationsmatrix (R), die gemäß Gleichung (2) definiert ist, der Gruppe/Kanal-Kombinatormatrix G, dem Quadrat der Amplitudenmatrix (A²) und dem hermitischen Konjugat der Gruppe/Kanal-Kombinatormatrix, summiert mit der KLP-Mal-KLP-Identitätsmatrix, gewichtet mit der Hintergrundrauschvarianz (σ²). Wenn die Daten PAM sind, folgt eine Gruppe von realen Operatoren (30₁ – 30_K ) und Entschei dungsdoppelbegrenzern (32₁ – 32_K ) dem linearen Kombinator. Wenn die Daten QAM sind, sind ansonsten nur die komplexen Entscheidungsdoppelbegrenzer (14₁ – 14_K ) erforderlich. Für PAM-Daten sind die Detektoren A und B, obwohl sie eine ähnliche Struktur aufweisen, aufgrund der unterschiedlichen Anordnung des realen Operators nicht äquivalent.
Um die Bitfehlerrate des Detektors B für BPSK-Daten zu berechnen, ist der K-Vektor an den Doppelbegrenzereingängen Re{yB} = Re(WBz) = Re(WB ~RRHDC)Ab + nB wobei nB ~ η(0K, σ2WΒ ~RRWHB ).
Daher ist die Bitfehlerrate für den k-ten Benutzer unter Verwendung des MMSE-B-Detektors:
Durch Verketten der P empfangenen N-Vektoren zu einem einzelnen NP-Vektor r = [r T / 1 , r T / 2 ... r P / T]^T können wir die Operationen der abgeglichenen Filtergruppe mit dem linearen Kombinator W_B kombinieren, um eine einzelne K-Mal-NP-Matrix zu erzeugen, die r multipliziert. Wie in 6 gezeigt, kann die Detektorstruktur für den k-ten Benutzer auf die k-te Zeile dieser K-Mal-NP-Matrix 60, gefolgt vom realen Operator 62 und vom Entscheidungsdoppelbegrenzer 63, verringert werden. Daher kann der MMSE-B-Detektor mit einer einfachen Abgriff-Gewicht-Filterarchitektur implementiert werden. Sein entsprechender Dekorrelationsdetektor (nachstehend beschrieben), der MMSE-A-Detektor und der DD-A-Detektor können ebenso mit dieser Architektur implementiert werden. Wie der MMSE-A-Detektor kann diese Version des MMSE-B-Detektors adaptiv unter Verwendung von gut bekannten adaptiven Algorithmen (61) implemen tiert werden. MMSE-B hat jedoch den Vorteil, dass er nicht die Gruppen- und Kanalabschätzungen erfordert. Der Kompromiss besteht darin, dass die Anpassung langsamer sein kann, da mehr Abgriffe einzustellen sind.
Obwohl direkte analytische Vergleiche zwischen den zwei Detektoren schwierig sind, zeigen wir, dass unter perfekten Kanal- und Gruppenabschätzungen die Leistung von MMSE-A gleichmäßig gegenüber jener von MMSE-B überlegen ist, dass sich das Grundrauschen Null nähert. Zuerst zeigen wir, dass der entsprechende Dekorrelationsdetektor für MMSE-B, DD-B, einfach W_B gegen A^–1[(H^DC)^HR H^DC]^–1(H^DC)^H austauscht. (Es wird daran erinnert, dass wir bereits die Annahme gemacht haben, dass (H^DC)^HR H^DC = C^H[(H^HH)°R]C invertierbar ist.)
Vorschlag 1:
Beweis: Durch Multiplizieren beider Seiten mit R H^DCA²(H^DC)^H + σ²I_KLP erhalten wir
Aus der Tatsache, dass (H^DC)^HR H^DC = C^H[(H^HH)°R]C und der Tatsache, dass die Gruppen- und Mehrwegkombinatoren in MMSE-A durch (H^DD)^H dargestellt werden können, ist der DD-B die Gruppe von abgeglichenen Filtern, gefolgt von den Kombinatoren, gefolgt vom Dekorrelator (C^H[(H^HH)°R]C)^–1, gefolgt von den realen Operatoren und gefolgt von den Doppelbegrenzern. Der DD-A ist fast identisch, außer dass die Reihenfolge des Dekonelators und der realen Operatoren vertauscht ist und der Dekorrelator (Re{C^H[(H^HH)°R)C})^–1 ist.
Durch Austauschen von W_B gegen U_B = A^–1[(H^DC)^HR H^DC]^–1(H^DC)^H in (11) ist die Bitfehlerrate von DD-B:
Wir würden nun zeigen wollen, dass DD-A eine gleichmäßig niedrigere Bitfehlerrate aufweist als DD-B.
Vorschlag 2: P DD-A / k(σ) ≤ P DD-A / k(σ)
Beweis (für den die Erfinder Emre Telatar von Lucent Technologies' Math Sciences Center für seinen rechtzeitigen und eleganten Einblick danken möchten)
Es wird M ≡ C^H[(H^HH)°R]C definiert, das hermitisch ist und als positiv definit angenommen wird. Es folgt, dass [Re(M)]^–1 auch positiv definit ist, und es reicht aus zu zeigen, dass das k-te diagonale Element von [Re(M)]^–1 größer als oder gleich dem k-ten diagonalen Element von M ^–1 ist. (Man beachte, dass, da M hermitisch ist, sein Inverses auch hermitisch ist, daher sind die diagonalen Elemente des Inversen real.) y wird als real gewählt und x = [Re(M)]^–1y wird gesetzt, und man beachte, dass x real ist. Somit gilt x^T M x = x^TRe(M)x = y[Re(M)]^–1 und auch x^Ty = y^T[Re(M)]^–1y. Unter Verwendung einer Verallgemeinerung der Bergstrom-Ungleichung, die angibt, dass für ein beliebiges reales x, reales y und positives definites M, x^TM ×y^T(M)^–1y ≥ (x^Ty)², wir haben, dass yT[Re(M)]–1yyT(M)–1y ≥ (yT[Re(M)]–1y)2 YT(M)–1 y ≥ yT[Re(M)]–1y, und das Ergebnis folgt unter Verwendung des k-ten Einheitsvektors für y. Trotz dieser Beziehung stellt sich heraus, dass die Leistung von DD-A und DD-B tatsächlich ziemlich ähnlich ist. Bedeutender wurde gezeigt, dass die Leistung von MMSE-B besser sein kann als von MMSE-A für den praktischen Fall von ungenauen Gruppen- und Kanalabschätzungen.
Erweiterungen von MMSE-Detektoren auf den asynchronen Mehrratenfall
Bisher haben wir einen bitsynchronen Betrieb dieser linearen Mehrbenutzer-Detektoren angenommen. Wir zeigen nun, wie ihr Betrieb auf den bitasynchronen Fall erweitert werden kann. Zuerst betrachten wir den Betrieb eines Dekorrelationsdetektors in einer synchronen Einratenumgebung. Eine ähnliche Argumentation gilt für MMSE-Detektoren; für pädagogische Zwecke konzentrieren wir uns jedoch auf den Dekorrelationsdetektor. Es wird angenommen, dass zwei Benutzer mit jeweiligen Streucodes s₁(t) und s₂(t) vorhanden sind. Die nachstehende Tabelle A zeigt die Beziehung zwischen den zwei Codes in der Zeit, wobei die dünnen vertikalen Linien Symbolgrenzen darstellen. Das empfangene Signal ist r(t) = A₁s₁(t)b₁ + A₂s₂(t)b₂ + n(t), wobei A_k die Amplitude des k-ten Benutzers ist, b_k das Datenbit des k-ten Benutzers ist n(t) das additive Gauß-Rauschen ist.
Tabelle – A: synchrones Einratensystem mit 2 Benutzern
Tabelle – B: asynchrones Einratensystem mit 2 Benutzern
Tabelle – C: asynchrones Mehrratensystem mit 2 Benutzern
Wenn der Benutzer 1 der gewünschte Benutzer ist, ist sein Dekorrelationsdetektor für ein gegebenes Symbolintervall das abgeglichene Filter für den Code s₁(t), projiziert in den Nullraum von s₂(t). Für den in Tabelle – B gezeigten asynchronen Einratenfall wird der Dekorrelationsdetektor für den Benutzer 1 in den Nullraum projiziert, der von den linearen Kombinationen von Codes des Benutzers 2 überspannt wird, die während dieses Symbolintervalls überlappen. Wenn s₂ ^R(t) der Teil von s₂(t) sein soll, der mit s₁(t) überlappt, und s₂ ^L(t – T) der Teil von s₂(t – T) sein soll, der mit s₁(t) überlappt, dann wird unter der Annahme einer BPSK-Datenmodulation der Nullraum von s₂ ^R(t) + s₂ ^L(t – T) und s₂ ^R(t) – s₂ ^L(t – T) überspannt. Diese Idee kann auf den in Tabelle – C gezeigten asynchronen Mehrratenfall erweitert werden. Unter Verwendung von ähnlichen Funktionsdefinitionen liegt der Dekorrelator für den Benutzer 1 im Nullraum, der von s₂ ^R(t) + s₂(t – T) + s_2L(t – 2T), S₂ ^R(t) + S₂(t – T) – s₂ ^L(t – 2T), s₂ ^R(t) – s₂(t – T) + s₂ ^L(t – 2T) und s₂ ^R(t) – s₂(t – T) – s₂ ^L(t – 2T) überspannt wird. Wenn die Disparität zwischen den Datenraten zunimmt, nimmt die Wirksamkeit eines linearen Mehrbenutzerdetektors ab, da sie auf einen einschränkenderen Untenaum eingeschränkt wird. Die obige Argumentation kann auf MMSE-Detektoren angewendet werden, indem ebenso die geeigneten Unterräume der Störungswellenformen kombiniert werden.
MMSE-Detektoren und Störungsauslöschung
Die hier beschriebenen MMSE-Verfahren können in Verbindung mit einem als Störungsauslöschung bekannten nicht-linearen Mehrbenutzererfassungsverfahren verwendet werden. Während sich die linearen Mehrbenutzer-Detektoren auf Unterraumprojektionen verlassen, um die Störung zu mildern, subtrahieren die Störungsauslöscher die Störung direkt. Zwei Arten von Störungsauslöschung können verwendet werden: Vor-Kombinator, wobei die Auslöschung vor dem linearen Kombinator stattfindet, und Nach-Kombinator, wobei die sie da nach stattfindet. Die Vor-Kombinator-Auslöschung wird zum Auslöschen einer Störung verwendet, die durch den linearen Kombinator nicht berücksichtigt wird. Wir können beispielsweise wählen, ein Signal mit hoher Leistung und hoher Datenrate innerhalb der Zelle auszulöschen, anstatt es mit dem linearen Kombinator zu berücksichtigen. Die Nach-Kombinator-Auslöschung wird andererseits zum Verfeinern der vom linearen Kombinator durchgeführten Symbolabschätzungen verwendet. Unter Verwendung von vorläufigen Symbolabschätzungen vom linearen Mehrbenutzerdetektor werden die Signale rekonstruiert und von den empfangenen Signalen subtrahiert, um verbesserte Signale zu bilden, die für eine zweite Stufe der Symbolabschätzung verwendet werden. In beiden Störungsauslöschungsverfahren kann die Kapazität durch Unterdrücken der Störung potentiell erhöht werden.
7 zeigt ein Blockdiagramm eines Vor-Kombinator-Störungsauslöschers gemäß dem in 3 gezeigten Detektor A. Am k-ten Eingang in den linearen Kombinator W_A besteht aufgrund von Benutzern j = 1...K, j ≠ k, eine Störung, die mit W_A berücksichtigt wird. Es kann jedoch auch eine ansonsten unberücksichtigte Störung bestehen, beispielsweise eine Störung mit hoher Leistung innerhalb der Zelle. Diese Störung könnte vom Eingang in W_A subtrahiert werden, wenn die Streucodes, Mehrwegverzögerungen, Datenbits und Kanalparameter an allen Antennen bekannt sind. In diesem Fall könnte das Basisbandsignal für die Störung rekonstruiert werden und ihr Beitrag zum k-ten Eingang von W_A könnte abgeschätzt werden (durch Leiten des rekonstruierten Signals durch die Verarbeitungskette für den Benutzer k) und am mit 70_k (k = 1...K) bezeichneten Punkt subtrahiert werden. Die Beiträge von anderer Störung für diesen oder einen anderen Eingang können ebenso berechnet und subtrahiert werden.
8 zeigt ein Blockdiagramm eines Vor-Kombinator-Störungsauslöschers gemäß Detektor B von 4. Unter Verwendung desselben Verfahrens, wie vorstehend für den Vor-Kombinator-Störungsauslöscher von Detektor A beschrieben, kann die Störung, die durch W_B nicht berücksichtigt wird, von jedem seiner Eingänge am mit 80 bezeichneten Punkt subtrahiert werden.
9 zeigt ein Blockdiagramm eines Nach-Kombinator-Störungsauslöschungsempfängers gemäß der Erfindung. Dieser Empfänger umfasst P Antennen und weist drei Stufen auf, die mit 90, 91 und 92 bezeichnet sind. Die erste Stufe 90 empfängt Basisbandsignale r_P und führt vorläufige Symbolabschätzungen für alle K Benutzer mit entweder einem MMSE-A-Detektor von 1 oder einem MMSE-B-Detektor von 2 durch. Die zweite Stufe 91 verwendet die vorläufigen Symbolabschätzungen von der ersten Stufe 90 und die Kenntnis der Streucodes der K Benutzer, der Verzögerungen und der Kanalparameter, um die empfangenen Basisbandsignale für jeden der Benutzer zu rekonstruieren. Die zweite Stufe 91 subtrahiert die Mehrfachzugriffsstörung bezüglich eines gewünschten Benutzers k von den empfangenen Signalen r₁...r_P, um die folgenden verbesserten empfangenen Signale für den Benutzer k zu bilden:
Man beachte, dass die Mehrwegstörung bezüglich des Benutzers k auch entfernt werden kann. Wir beschreiben diese Option nicht im einzelnen, da ihre relativen Gewinne im Allgemeinen vernachlässigbar sind, wenn nicht die Anzahl von Benutzern K sehr klein ist. Wenn die vorläufigen Symbolabschätzungen und die Kanalabschätzungen perfekt sind, besteht idealerweise keine Mehrfachzugriffsstörung in den verbesserten empfangenen Signalen. Dies ist jedoch im Allgemeinen in der Praxis nicht der Fall. In der dritten Stufe 82 werden die verbesserten empfangenen Signale mit einem herkömmlichen Raum-Zeit-Empfänger, der in 1 gezeigt ist, verarbeitet, um die Endsymbolabschätzungen ^bb (IC) / k für die K Benutzer zu erzeugen.
Die vorstehend beschriebene Nach-Kombinator-Störungsauslöschungsprozedur kann für mehrere Iterationen durch unbestimmtes Wiederholen der Stufen 91 und 92 fortgeführt werden. Leistungsgewinne aufgrund der wiederholten Iterationen verschwinden nach den ersten zwei oder drei Iterationen. Um die Komplexität zu verringern, kann eine Störungsauslöschung beider Arten an einer Teilmenge von Benutzern durchgeführt werden.
Was beschrieben wurde, wird als für die Prinzipien der Erfindung erläuternd erachtet. Insbesondere sollte beachtet werden, dass die Vorrichtung und die Verfahren der Erfindung durch verschiedene Technologien implementiert werden können, beispielsweise durch die Verwendung eines großintegrierten Schaltkreises, anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreise und/oder Uni versal- oder Spezialcomputern oder -mikroprozessoren mit gespeichertem Programm, die ein beliebiges einer Vielfalt von maschinenlesbaren Medien verwenden.

Claims

Verfahren zum Erfassen der Datensignale, die entsprechend durch mehrere Direktsequenz-Streuspektrumsignale von K Benutzern moduliert werden, wobei jedes Signal über L auflösbare Mehrwegkomponenten mit P Empfängerantennen empfangen wird, mit den Schritten a) Erzeugen von Ausgangssignalen von abgeglichenen Filtern für zumindest eine Teilmenge der mehreren Signale, mehrere der Mehrwegkomponenten dieser Signale und die mehreren P Empfängerantennen; b) Entwickeln von kohärenten Kanalabschätzungen aus den Ausgangssignalen der abgeglichenen Filter; c) Gewichten und Kombinieren der Ausgangssignale der abgeglichenen Filter unter Verwendung der kohärenten Kanalabschätzungen; gekennzeichnet durch: d) Verwenden eines linearen Kombinators, der eine Funktion einer Korrelationsmatrix, die aus den Signalen der K Benutzer abgeleitet wird, und von Koeffizienten entsprechend den L auflösbaren Mehrwegkomponenten und der P Empfängerantennen ist, zum Abschätzen der jeweiligen Datensymbole für zumindest eine Teilmenge der Streuspektrumsignale, während eine Mehrfachzugriffsstörung unterdrückt wird; und e) Leiten jeder Komponente der K-Vektor-Endausgabe des linearen Kombinators zu einem Entscheidungsdoppelbegrenzer zur Weiterverarbeitung.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die kohärenten Kanalabschätzungen aus den Ausgangssignalen der abgeglichenen Filter entwickelt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die kohärenten Kanalabschätzungen aus einem Übungssignal entwickelt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der lineare Kombinator ein Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers verwendet.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Kriterium des minimalen mittleren quadratischen Fehlers einen linearen Kombinator für den k-ten Benutzer bestimmt, der den erwarteten quadratischen Fehler zwischen dem Kombinatorausgang und dem Datensymbol des k-ten Benutzers minimiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der lineare Kombinator ein Zero-Forcing-Fehlerkriterium verwendet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Datensignale impulsamplitudenmoduliert sind und die Realteile von jedem der kombinierten Ausgangssignale der abgeglichenen Filter vor dem linearen Kombinator extrahiert werden.
Vorrichtung zur Verwendung beim Erfassen jedes Signals, das über L auflösbare Mehrwegkomponenten mit P Empfängerantennen empfangen wird, an einem Empfänger in einem drahtlosen System mit mehreren übertragenen Direktsequenz-Streuspektrumsignalen von K Benutzern, umfassend: a) ein abgeglichenes Filter, das mehrere Ausgangssignale für zumindest eine Teilmenge der mehreren Signale, mehrere Mehrwegkomponenten dieser Signale und mehrere Empfängerantennen (r1...rp) schafft; b) ein Mittel zum Entwickeln von kohärenten Kanalabschätzungen aus den Ausgangssignalen der abgeglichenen Filter; c) ein Mittel zum Gewichten und Kombinieren der Ausgangssignale der abgeglichenen Filter unter Verwendung der kohärenten Kanalabschätzungen; und gekennzeichnet durch: e) einen linearen Kombinator (20, 31, 40), der eine Funktion einer Korrelationsmatrix, die von den Signalen der K Benutzer abgeleitet wird, und von Koeffizienten entsprechend den L auflösbaren Mehrwegkomponenten und der P Empfängerantennen (r1...rp) ist, zum Abschätzen der jeweiligen Datensignale für zumindest eine Teilmenge der Streuspektrumsignale, während eine Mehrfachzugriffsinterferenz unterdrückt wird.
Empfänger, mit: einer Bank von Korrelatoren (10) zum Entstreuen von K codegestreuten Datensignalen s1, s2,...sK, die jeweilige Daten b1, b2,...bK tragen, mit jeweils höchstens L auflösbaren Mehrwegkomponenten, um einen K-Vektor zu bilden, gekennzeichnet durch: ein Mittel zum Anwenden eines linearen Kombinators (20, 31, 40) auf den K-Vektor, um eine Mehrfachzugriffsstörung zu unterdrücken; und ein Mittel zum Verarbeiten (14, 32) des Ausgangssignals des linearen Kombinators, um Abschätzungen von den jeweiligen Datensymbolen zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 9, wobei das Mittel für den linearen Kombinator das Bilden des Produkts von Folgendem umfasst: der diagonalen Amplitudenmatrix (A); der hermitischen Transponierten der Gruppe/Kanal-Matrix (G^H); und der zur Matrix (R GA²G^H + σ²I_KLP) inversen Matrix, wobei R die komplexe Block-Toeplitz-Korrelationsmatrix ist, σ² die Hintergrundrauschvarianz ist und I_KLP die Identitätsmatrix ist, deren Dimension KLP × KLP ist.