DE60027199T2

DE60027199T2 - Störsignalunterdrückung in cdma-systemen

Info

Publication number: DE60027199T2
Application number: DE60027199T
Authority: DE
Inventors: Sofiène Montreal AFFES; Henrik Hansen; Paul Côte Saint-Luc MERMELSTEIN
Original assignee: Institut National de La Recherche Scientifique INRS
Current assignee: Institut National de La Recherche Scientifique INRS
Priority date: 1999-12-23
Filing date: 2000-12-22
Publication date: 2007-02-08
Anticipated expiration: 2020-12-23
Also published as: JP4666865B2; EP1240731A1; AU2335201A; JP2003519456A; EP1240731B1; DE60027199D1; WO2001048944A1

Description

TECHNISCHES GEBIET:
Die Erfindung bezieht sich auf Kommunikationssysteme mit Mehrfachzugang mittels Code-Teilung (Code-Division Multiple Access, CDMA), die terrestrische oder Satellitensysteme sein können, und insbesondere auf die Störungs- bzw. Interferenzunterdrückung in CDMA-Kommunikationssystemen.
TECHNISCHER HINTERGRUND:
Kommunikationssysteme mit Mehrfachzugang mittels Code-Teilung sind wohl bekannt. Wegen einer allgemeinen Diskussion solcher Systeme wird der Leser auf eine Veröffentlichung mit dem Titel „Multiuser Detection for CDMA Systems" von Duel-Hallen, Holtzmann und Zvonar, IEEE Personal Communications, Seiten 46–58, April 1995, verwiesen.
In CDMA-Systemen verwenden die Signale von unterschiedlichen Benutzern alle dieselbe Bandbreite, so daß das Signal jedes Benutzers für die anderen Benutzer Rauschen oder Interferenz darstellt. Auf der Sendeseite bzw. im Uplink (Übertragung von den Mobiltelefonen) ist die Interferenz hauptsächlich die von anderen übertragenden Mobiltelefonen. Die Leistungssteuerung versucht, die empfangenen Leistungen auf Werten zu halten, die die von den verschiedenen Mobiltelefonen beobachtete Interferenz auszugleichen, aber in vielen Fällen kann sie mit übermäßiger Interferenz nicht befriedigend zurecht kommen. Wenn Mobiltelefone mit unterschiedlichen Übertragungsraten innerhalb derselben Zellen unterstützt werden, stellen die Mobiltelefone mit hohen Raten starke Interferenz für die Mobiltelefone mit niedrigen Raten dar. Auf der Empfangsseite bzw. im Downlink (Übertragung zu den Mobiltelefonen) können sowohl Übertragungen von Basisstationen anderer Zellen als auch starke Interferenzen von derselben Basisstation auf andere Mobiltelefone zu starken Interferenzen mit dem beabsichtigten Signal führen. Leistungssteuerung im Downlink kann ungenau sein oder vollständig fehlen. In all diesen so genannten Nah-Fern-Problemfällen kann die Übertragungsqualität verbessert werden oder die übertragene Leistung reduziert werden, indem die Interferenz reduziert wird. Umgekehrt kann für dieselbe Übertragungsqualität die Anzahl von unterstützten Rufen innerhalb der Zelle gesteigert werden, was zu einem verbesserten Nutzungsspektrum führt.
Die Leistungssteuerung wird augenblicklich verwendet, um das Nah-Fern-Problem zu minimieren, allerdings mit begrenztem Erfolg. Es erfordert eine große Anzahl von Leistungssteuerungsanpassungen, typischerweise 800 mal pro Sekunde, um falsche Leistungsanpassung zwischen den Benutzern mit niedriger Rate und mit hoher Rate zu reduzieren. Es ist wünschenswert, die Anzahl von Kommunikationsvorgängen, die von solchen Leistungssteuerungssystemen veranlaßt werden, zu reduzieren, da sie Overhead darstellen und die Gesamtübertragungseffizienz reduzieren. Nichtsdestoweniger wird erwartet, daß zukünftige CDMA- Anwendungen noch genauere Leistungssteuerung mit der doppelten Anzahl von Aktualisierungen benötigen, und dennoch das Nah-Fern-Problem nicht vollständig eliminiert wird. Es ist vorzuziehen, die Interferenzunterdrückung zu verbessern, ohne die Anzahl von Übertragungen durch das Leistungssteuerungssystem zu erhöhen.
Mehrbenutzer-Detektoren erzielen Interferenzunterdrückung, um mögliche Vorteile für CDMA-Systeme wie Verbesserung der Kapazität und geringere Präzisionsanforderungen für die Leistungssteuerung zu bieten. Jedoch kann keiner dieser Detektoren kosteneffektiv mit ausreichend signifikanten Leistungsvorteilen gegenüber aktuellen Systemen gebaut werden. Zum Beispiel ist die Komplexität des optimalen maximalen Wahrscheinlichkeitssequenzdetektors (Maximum Likelihood Sequence Detector, MLSD) exponentiell in der Anzahl von auszulöschenden Interferenzsignalen, was seine Implementierung über-kompliziert macht. Alternative suboptimale Detektoren unterteilen sich in zwei Gruppen: lineare und subtraktive. Die linearen Detektoren umfassen Dekorrelatoren wie von K. S. Schneider, „Optimum detection of code division multiplexed signals", IEEE Trans. on Aerospace and Electronic Systems, Vol. 15, Seiten 181–185, Januar 1979 und R. Kohno, M. Hatori und H. Imai, „Cancellation techniques of co-channel interference in asynchronous spread spectrum multiple access systems", Electronics and Communications in Japan, Vol. 66-A, Nr. 5, Seiten 20–29, 1983, offenbart. Ein Nachteil solcher Dekorrelatoren ist, daß sie Rauschverstärkung verursachen.
Z. Xie, R. T. Short und C. K. Rushforth, „A family of suboptimum detectors for coherent multiuser communications", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 8, Nr. 4, Seiten 683–690, Mai 1990, offenbarten den linearen Detektor mit minimalen mittleren Fehlerquadrat (Minimum Mean Square Error, MMSE), aber solche Detektoren sind empfindlich gegenüber Kanal- und Leistungsabschätzungfehlern. In beiden Fällen erscheint die Verarbeitungslast noch immer Implementierungsschwierigkeiten darzustellen.
Subtraktive Interferenzauslöschungsdetektoren treten in Form von aufeinander folgenden Interferenzauslöschern (Successive Interference Cancellers, SIC) auf, wie von R. Kohno et al., „Combination of an adaptive array antenna and a canceller of interference for direct-sequence spread-spectrum multiple-access system", IEE Journal on Seleceted Areas in Communications, Vol. 8, Nr. 4, Seiten 675–682, Mai 1990 offenbart, und in Form von parallelen Interferenzauslöschern (Parallel Interference Cancellers, PIC) auf, wie von M. K. Varanasi und B. Aazhang, „Multistage detection in asynchronous code-division multiple-access communications", IEEE Trans. On Communications, Vol. 38, Nr. 4, Seiten 509–519, April 1990 und R. Kohno et al., „Combination of an adaptive array antenna and a canceller of interference for direct-sequence spread-spectrum multiple-access system", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol 8, Nr. 4, Seiten 675–682, Mai 1990, beschrieben. Sowohl SIC-Detektoren als auch PIC-Detektoren erfordern mehrstufige Verarbeitung, und die erreichte Interferenzauslöschung ist durch den Umfang von tolerierter Verzögerungen oder Komplexität begrenzt. Diese Detektoren sind auch sehr empfindlich gegenüber Kanal-, Leistungs- und Datenabschätzungsfehlern.
Eine spezielle subtraktive Technik wurde von Shimon Moshavi in einem Artikel mit dem Titel „Multi-User Detection for DS-CDMA Communications", IEEE Communications Magazine, Seiten 124–136, Oktober 1996, beschrieben. 5 von Moshavi's Artikel zeigt ein subtraktives Interferenzauslöschungs-(SIC)-Schema, bei dem das Signal für einen bestimmten Benutzer in der üblichen Weise mittels eines passenden Filters extrahiert wird und dann wieder mittels desselben Spreizungscodes für diesen bestimmten Benutzer, d. h. des zum Kodieren des Signals beim entfernten Sender verwendeten Spreizungscodes gespreizt wird. Das wieder gespreizte Signale wird dann von dem von der Antenne empfangenen Signal subtrahiert, und das resultierende Signale wird auf den nächsten Entspreizer des Benutzers angewandt. Dieser Vorgang wird für jeden aufeinanderfolgenden Entspreizer wiederholt. Moshavi offenbart eine parallele Version, die ähnliche Prinzipien verwendet.
Ein Nachteil dieses Ansatzes ist seine Empfindlichkeit gegenüber Daten- und Leistungsschätzungen, d. h. deren Genauigkeit und das Vorzeichen der Daten. Eine falsche Entscheidung führt dazu, daß die Interferenzkomponente addiert statt subtrahiert wird, was den völlig falschen Effekt hat.
Wegen weiterer Informationen über diese Techniken wird der Leser an einen Artikel von P. Patel und J. Holtzmann mit dem Titel „Analysis of a Simple Successive Interference Cancellation Scheme in a DS/CDMA System", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 12, Nr. 5, Seiten 796–808, Juni 1994, verwiesen.
In einem Artikel mit dem Titel „A New Receiver Structure for Asynchronous CDMA: STAR – The Spatio-Temporal Array-Receiver", IEEE Transaction on Selected Areas in Communications, Vol. 16, Nr. 8, Oktober 1998, offenbaren S. Affes und P. Mermelstein (zwei der aktuellen Erfinder) eine Technik zum Verbessern des Empfangs trotz Nah/Fern-Effekten und Mehrbenutzer-Interferenz. Im Gegensatz zu bekannten Systemen, denen das wieder gespreizte Signal an den Eingang des Entspreizers des zu korrigierenden Kanals geliefert wird, behandelte das von Affes und Mermelstein vorgeschlagene System alle Benutzersignale gemeinsam und verarbeitete sie als ein kombiniertes Rauschsignal. Wenn die Komponenten des von den unterschiedlichen Benutzern empfangenen Signals unkorreliert wären und alle gleiche Leistung oder ungefähr gleiche Leistung hätten, wäre dieser Prozeß optimal. In der Praxis gibt es jedoch erhebliche Unterschiede zwischen den Leistungsstufen, auf denen die Signale der verschiedenen Benutzer an der Basisstationsantenne empfangen werden. Dasselbe gilt für den Downlink. Zum Beispiel kann ein Datenbenutzer viel mehr Leistung erzeugen als eine Sprachbenutzer, einfach wegen des dichteren Informationsinhalts des Datensignals. Ebenso führt unvollständige Leistungssteuerung zu Leistungsunterschieden, d. h. Kanalschwankungen können zu empfangenen Leistungen führen, die von ihren beabsichtigten Werten abweichen trotz der äußersten Anstrengungen des Leistungssteuerungsprozesses, diese auszugleichen.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG:
Die vorliegende Erfindung befasst sich mit dem Bedarf an verbesserter Interferenzunterdrückung, ohne daß die Anzahl der Übertragungen durch das Leistungssteuerungsystem erhöht wird, und stellt zu diesen Zweck einen Empfänger für ein CDMA-Kommunikationssystem bereit, das Interferenz-Subspace-Rejection einsetzt, um im Wesentlichen eine Null-Reaktion auf Interferenzkomponenten von ausgewählten Benutzerstationen zu erreichen. Außerdem stellt der Empfänger vorzugsweise eine Einheits-Reaktion für einen Verteilkanal bereit, über den ein „erwünschtes" Signal eines entsprechenden Benutzers empfangen wurde.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Empfänger bereitgestellt, der für eine Basisstation eines CDMA-Kommunikationssystems geeignet ist und mindestens eine Basisstation (11) mit einem Sender und einem Empfänger aufweist, und eine Mehrzahl (U) von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^U ) einschließlich einer Mehrzahl (U') von Benutzerstationen, die von dieser mindestens einen Basisstation bedient werden, wobei jede Benutzerstation einen Sender und einen Empfänger zur Kommunikation mit dieser mindestens einen Basisstation über einen entsprechenden Kanal aus einer Mehrzahl von Kanälen (14¹ , ..., 14^U ) hat, wobei der Empfänger der Basisstation zum Empfang eines Signals (X(t)) Komponenten aufweist, die von den Sendern der Mehrzahl von Benutzerstation übertragenen, gespreizten Signalen entsprechen, wobei jedes der gespreizten Signale eine Reihe von Symbolen aufweist, die mittels eines für die entsprechende Benutzerstation eindeutigen Spreizungscodes gespreizt sind, wobei der Empfänger der Basisstation aufweist:
eine Mehrzahl (U') von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI , 20^d ), jedes zum Ableiten von Abschätzungen der Reihenfolge von Symbolen einer entsprechenden Benutzerstation aus den aufeinander folgenden Frames des empfangenen Signals (X(t)),
Mittel zur Vorverarbeitung (18) zum Ableiten einer Reihe von Beobachtungsmatrizen (Y_n) aus dem empfangenen Signal (X(t)), jede zur Verwendung durch jedes der Empfängermodule (20) in einem Frame, um eine Abschätzung eines Symbols der entsprechenden Reihe von Symbolen abzuleiten, und
Mittel (19, 44; 44/1, 44/2) zum Ableiten einer Mehrzahl von Beobachtungsvektoren (Y _n; Y _n-1; Z 1 / n ... Z NI / n; Z d / n) aus jeder Beobachtungsmartrix und Anwenden jedes der Beobachtungsvektoren auf ein entsprechendes der Mehrzahl von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI , 20^d ), wobei jedes Empfängermodul aufweist;
Mittel zur Kanalidentifikation (28) zum Ableiten einer Kanalvektorabschätzung (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n; Ŷ d / 0,n; Ŷ i / 0,n-1) aus einem der Beobachtungsvektoren basierend auf Parameterabschätzungen des Kanals zwischen dem Empfänger der Basisstation und dem entsprechenden Sender der Benutzerstation;
Mittel zur Signal- bzw. Strahlformung (27¹ , ..., 27^NI , 27^d ; 47^d ) mit Mittel zur Koeffizientenabstimmung (50) zum Erstellen eines Satzes von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von der Kanalvektorabschätzung und Mittel zum Kombinieren (51, 52) zum Verwenden der Gewichtungskoeffizienten zum Gewichten entsprechender Elemente eines entsprechenden Beobachtungsvektors und Kombinieren der gewichteten Elemente, um eine Signalkomponentenabschätzung bereitzustellen (ŝ 1 / n, ..., ŝ U / n); und
Mittel zur Symbolabschätzung (29¹ , ..., 29^U , 30¹ , ..., 30^U ) zum Ableiten einer Abschätzung (b ^ 1 / n, ..., b ^ U / n) eines von einer entsprechenden Benutzerstation (10¹ , ..., 10^U ) übertragenen Symbols (b 1 / n, ..., b U / n) aus der Signalkomponentenabschätzung,
wobei der Empfänger ferner Mittel (42, 43) aufweist, die auf Symbolabschätzungen
und auf Kanalabschätzungen (H 1 / n, ..., H NI / n; H i / n-1) reagieren, die mindestens die Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) für Kanäle (14¹ , ..., 14^NI ) einer ersten Gruppe (I) der Mehrzahl von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^NI ) aufweisen, um mindestens eine Randbedingungsmatrix (Ĉ_n) bereitzustellen, die den Interferenz-Teilraum von Komponenten des empfangenen Signals repräsentiert, der der vorab bestimmten Gruppe entspricht, und in jeder von einem oder mehreren Empfängermodulen (20A^d ) einer zweiten Gruppe (D) der Mehrzahl von Empfängermodulen erzeugen die Mittel zur Koeffizientenabstimmung (50A^d ) den Satz von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit sowohl von der Randbedingungsmatrix (Ĉ_n) als auch von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ d / n) zum Abstimmen eines oder mehrerer Empfängermodule (20A^d ) jeweils in Richtung einer im Wesentlichen Null-Reaktion auf diesen Teil des empfangenen Signals (X(t)) entsprechend diesem Interferenz-Teilraum.
Ausführungsformen der Erfindung können einen von mehreren alternativen Modi zum Implementieren von Interferenz-Teilraum-Zurückweisung bzw. Interferenz-Subspace-Rejection (ISR) einsetzen, d. h. zum Charakterisieren und Aufbauen der Randbedingungsmatrix. In einer ersten Ausführungsform erzeugt jedes Empfängermodul in der ersten Gruppe unter Verwendung eines ersten Modus von geeignet ausgewiesenem ISR-TR sein erneut gespreiztes Signal, indem es die Amplitude und das Vorzeichen des Symbols und die Kanalcharakteristiken berücksichtigt. Die erneut gespreizten Signale von allen Empfängermodulen der ersten Gruppe werden summiert, um eine Gesamtrealisierung zu erzeugen, die an alle Empfängermodule der zweiten Gruppe geliefert wird.
Wenn jedes Empfängermodul der zweiten Gruppe Entscheidungsrückkopplung verwendet, weist es ferner Verzögerungsmechanismen auf, um jeden Frame/Block des Beobachtungsvektors vor seiner Anwendung auf den Strahlformer zu verzögern.
Während in den ISR-TR-Ausführungsformen nur eine Null-Randbedingung auf die Summe angewandt wird, werden in einer zweiten Ausführungsform, die einen zweiten Modus von geeignet ausgewiesenem ISR-R verwendet, geschätzte Realisierungen aller zur Interferenz Beitragenden verwendet, und eine Null-Randbedingung wird auf jeden Interferenzvektor angewandt. In dieser zweiten Ausführungsform weisen die von dem Spreizer gespreizten Symbole in jedem Empfängermodul des ersten Satzes geschätzte Realisierungen der Symbole des Ausgabesignals auf. Außerdem werden die Randbedingungswellenformen nicht vor Bildung der Randbedingungsmatrix summiert. Somit schätzt das Empfängermodul den Beitrag zur Interferenz von jedem nicht erwünschten (interferierenden) Benutzer separat ab und löscht ihn durch eine geeignete Null-Randbedingung in dem Raum-Zeit-Strahlformer mit mehreren Quellen. In den meisten Fällen erfordert die Abschätzung der Interferenz Abschätzungen der vergangenen, gegenwärtigen und zukünftigen Datensymbole, die von den zur Interferenz Beitragenden übermittelt werden, wobei der Empfänger eine maximale Verzögerung von einem Symbol- und einem Verarbeitungszyklus für die Benutzer mit niedriger Rate oder niedriger Leistung und höchstens eine einzige Null-Randbedingung je interferierendem Benutzer erfordert.
In einer dritten Ausführung von der Erfindung, die einen dritten Modus von geeignet ausgewiesenem ISR-D verwendet, d. h. der bzw. die Beobachtungsvektor/-matrix wird über Unterkanäle/Finger des Ausbreitungspfades zerlegt, und der Strahlformer löscht Interferenz in jedem der Unterkanäle eine nach der anderen. In den meisten Fällen ist die maximale Anzahl von Randbedingungen pro interferierendem Benutzer gleich der Anzahl von Unterkanälen, d. h. die Anzahl von Antennenelementen M multipliziert mit der Anzahl von Pfaden P.
In einer vierten Ausführungsformen unter Verwendung eines vierten Modus von geeignet gewähltem ISR-H, da sie Null-Reaktionen beim Strahlformen mittels hypothetischer Realisierung der Interferenz ohne jegliche Verzögerung implementiert, weist jedes Empfängermodul der ersten Gruppe ferner Mittel zum Liefern möglicher Werte der aktuellen Symbole des Ausgabekanals an den Spreizer auf, und der Spreizer liefert eine entsprechende Mehrzahl von erneut gespreizten Signalen an jedes der Empfängermodule der zweiten Gruppe. In jedem Empfängermodul der zweiten Gruppe entspreizt der Entspreizer die Mehrzahl der erneut gespreizten Signale und liefert entsprechend entspreizte Vektoren an den Strahlformer. Diese Ausführungsform unterdrückt jede Empfindlichkeit gegenüber Datenschätzfehlern und erfordert in den meisten Fällen ein Maximum von drei Null-Randbedingungen je interferierendem Benutzer.
In einer fünften Ausführungsform unter Verwendung eines fünften Modus von geeignet gewähltem ISR-RH, da sie die vergangenen und gegenwärtigen Interferenzsymbolabschätzungen in jedem Empfängermodul der ersten Gruppe verwendet, spreizt der Spreizer die Symbole des Ausgabesignals selbst, und in jedem Empfängermodule der zweiten Gruppe implementiert der Strahlformer dann Null-Reaktionen über den reduzierten Möglichkeiten/Hypothesen der Interferenzrealisierung. Die Anwendung der Ausgabe des ersten Entspreizers auf den Strahlformer berücksichtigt in geeigneter Weise die Zeit, die zur Abschätzung des Symbols des Interferierenden benötigt wird. In den meisten Fällen wird der Strahlformer ein Maximum von zwei Null-Randbedingungen je interferierendem Benutzer vorsehen.
In jeder der vorstehenden Ausführungsformen der Erfindung kann die Kanalidentifizierungseinheit den Satz von Kanalvektor-Abschätzungen in Abhängigkeit von den extrahierten, entspreizten Datenvektoren und der Abschätzung der Benutzersignal-Komponente erzeugen.
Für jeden der oben identifizierten Modi können die Empfängermodule eine von zwei Vorgehensweisen einsetzen. Einerseits kann das Empfängermodul den Beobachtungsvektor nach Korrelation auf die Kanalidentifizierungseinheit anwenden, die Beobachtungsmatrix selbst jedoch direkt an den Strahlformer liefern, d. h. ohne sie zu entspreizen. Die Randbedingungsmatrix würde dann ohne Entspreizung an den Strahlformer geliefert.
Alternativ könnte jedes Empfängermodul den Beobachtungsvektor nach Korrelation sowohl an die Kanalidentifizierungseinheit als auch an den Strahlformer liefern. In diesem Fall würde das Empfängermodul auch die Randbedingungsmatrix entspreizen, bevor es sie auf den Strahlformer anwendet.
Wenn die Empfangsantenne eine Mehrzahl von Antennenelementen aufweist, kann die Strahlformer-Einheit einen Raum-Zeit-Prozessor wie einen Filter aufweisen, der durch die abgeschätzten Interferenzsignale abgestimmte Koeffizienten hat.
Die Empfängermodule können einen ersten Satz, der in der Lage ist, eine Randbedingungswellenform zur Randbedingungsmatrix beizutragen, und einen zweiten Satz, der einen Strahlformer hat, der in der Lage ist, die Randbedingungsmatrix zum Abstimmen der speziellen Null-Reaktion und der Einheits-Reaktion zu verwenden, aufweisen. In bevorzugten Ausführungsformen sind zumindest einige der Mehrzahl von Empfängermodulen Mitglieder sowohl des ersten als auch des zweiten Satzes, d. h. sie haben Mechanismen zum Beitragen einer Randbedingungswellenform und einen Strahlformer, der zum Verwenden der Randbedingungsmatrix in der Lage ist.
In der Praxis tragen Empfängermodule, die den stärkeren Benutzersignalen zugeordnet sind, üblicherweise eine Randbedingungswellenform bei, und die Strahlformer-Einheiten der Empfängermodule, die anderen Benutzersignalen zugeordnet sind, sind in der Lage, sie zu benutzen.
Die Empfängermodulen können einen MRC-Strahlformer und einen ISR-Strahlformer aufweisen und angepaßt sein, mehrstufig zu arbeiten, d. h. für jede Symbolperiode des Frame eine Mehrzahl von Iterationen auszuführen. In der ersten Iteration empfängt der Randbedingungssatz-Generator die „vergangenen" und „zukünftigen" Abschätzungen von dem MRC-Strahlformer und die vergangene Symbolabschätzung, d. h. von dem vorhergehenden Frame, und verarbeitet sie, um eine neue Symbol-Abschätzung für die erste Iteration zu erzeugen. In den nachfolgenden Iterationen der aktuellen Symbolperiode oder des aktuellen Frame verwendet der Randbedingungssatz-Generator „zukünftige" Abschätzung von dem MRC-Strahlformer, die vorhergehende Abschätzung von dem ISR-Strahlformer und die in der früheren Iteration erzeugte Symbolabschätzung. Der Zyklus wiederholt sich, bis die gesamte Anzahl von Iterationen ausgeführt wurde, woraufhin die Ausgabe von dem Empfängermodul das gewünschte, geschätzte Symbol für den aktuellen Frame ist, das dann in ähnlichen Iterationen für den nächsten Frame benutzt wird.
Das ISR-Empfängermodul, das sowohl einen MRC-Strahlformer als auch einen ISR-Strahlformer aufweist, kann Mechanismen (101Q^d ) zum Extrahieren eines interferenzreduzierten Beobachtungsvektors aus dem ISR-Strahlformer (47Q^d ) und zu Umformen desselben aufweisen, um eine Interferenz-reduzierte Beobachtungsmatrix zum Entspreizen durch den Entspreizer zu erzeugen. Die Kanalidentifizierungseinheit verwendet dann den entspreizten, Interferenz-reduzierten Beobachtungsvektor, um Interferenz-reduzierte Kanalvektor-Abschätzungen zu bilden, und liefert sie an den verbleibenden MRC-Strahlformer zur Verwendung beim Anpassen ihrer Koeffizienten.
Der ISR-Strahlformer kann Blöcke oder Frames des Beobachtungsvektors bearbeiten, die durch Verketten eines aktuellen Satzes von Daten mit einem oder mehreren in vorangegangenen Frames oder Datenblöcken erweitert sind.
Die verschiedenen Empfängermodule können unterschiedliche Framegrößen verwenden.
Um Signale von einem Multicode-Signale übertragenden Benutzer zu empfangen, kann das ISR-Empfängermodul eine Mehrzahl von ISR-Strahlformern und Entspreizern aufweisen, wobei jeder auf einem der mehrfachen Codes operiert. Die Kanalidentifizierungseinheit erzeugt dann eine Kanalvektor-Abschätzung, die allen Mehrfachcodes gemeinsam ist, spreizt diese Kanalvektor-Abschätzung mit jedem der verschiedenen Mehrfachcodes und liefert die resultierende Mehrzahl von gespreizten Kanalvektor-Abschätzungen an die jeweilige Instanz der Mehrzahl von ISR-Strahlformern.
Die Kanalidentifizierungseinheit des Mehrfach-Code-ISR-Empfängermoduls kann seinen Beobachtungsvektor nach Korrelation von einem Entspreizer (19^d,d ) erhalten, der einen zusammengesetzten Code verwendet, der jeden der Mehrfachcodes gewichtet mit der entsprechenden Symbolabschätzung von einer entsprechenden Instanz einer entsprechenden Mehrzahl von Entscheidungsregel-Einheiten aufweist. Der Entspreizer verwendet den zusammengesetzten Code, um die Beobachtungsmatrix zu entspreizen und den entsprechenden, zusammengesetzten Beobachtungsvektor nach Korrelation an die Kanalidentifizierungseinheit zu liefern. Die Kanalidentifizierungseinheit verwendet diesen Vektor, um die Kanalvektor-Abschätzung zu erzeugen und sie mittels der verschiedenen Mehrfachcodes zu erzeugen, um den gespreizten Kanalvektor-Abschätzungen zu spreizen.
Die ISR-Empfängermodule können einen Entspreizer 19S^d,1 , ..., 19
mittels einer Mehrzahl von Codes aufweisen, die Segmente eines für diesen Benutzer spezifizierten Hauptcodes aufweisen. Jedes Segment entspricht einem Symbol und einer Symboldauer in einem großen Block von Daten, wobei die Anzahl von Daten durch die Datenrate bestimmt wird, d. h. die Anzahl von Symbolen in einem Block dieses Benutzers. Jedes Empfängermodul kann eine unterschiedliche Anzahl von Segmenten haben, die ihm gemäß der Datenrate des entsprechenden Benutzers zugewiesenen ist.
Ausführungsformen der Erfindung können für die Verwendung in einer Benutzer/Mobil-Station, die zum Empfang benutzergebundener, von einer Mehrzahl von Basisstationen übertragener Signale in der Lage ist, angepaßt sein, wobei der Empfänger dann eine Auswahl von Empfängermodulen aufweist, wobei jedes einer anderen Basisstationen entspricht und für das Extrahieren einer vorher ausgewählten Anzahl von benutzergebundenen Signalen ausgelegt ist. Wenn die bestimmte Benutzer/Mobil-Station in der vorher ausgewählten Anzahl enthalten ist, kann das Empfängermodul eine ähnliche Struktur wie der oben erwähnte Mehrfachcode-Empfänger aufweisen, wobei die Mehrzahl von Entspreizern dafür ausgelegt ist, die Beobachtungsmatrix mittels entsprechender Codes aus einem Satz von Codes zu entspreizen, die folgendermaßen festgelegt sind: (1) eine vorab ausgewählte Anzahl NB von Basisstationen, von denen das Mobiltelefon Signale empfängt und die zur Auslöschung ausgewählt wurden – repräsentiert durch den Index n', der von 1 bis NB variiert; (2) eine vorab ausgewählte Anzahl (1 bis NI) von je Basisstation zur Auslöschung vorab ausgewählter Interferierern (3) die Datenraten der ausgewählten Interferierern.
Somit wird gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung ein Benutzerstations-Empfänger für ein CDMA-Kommunikationssystem bereitgestellt, das eine Mehrzahl (NB) von Basisstationen (11) und eine Vielzahl (U) von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^U ) aufweist, wobei sich mindestens eine Mehrzahl (U') von Benutzerstationen in einer Zelle befinden, die einer der besagten Basisstationen zugeordnet ist, und von dieser bedient werden, wobei besagte Basisstation eine Mehrzahl von Sendermodulen zum Spreizen von Benutzersignalen zum jeweiligen Senden an die Mehrzahl (U') von Benutzerstationen und einen Empfänger zum Empfangen der von der Mehrzahl (U') von Benutzerstationen gesendeten, gespreizten Benutzersignalen hat, wobei die Benutzerstationen jeweils einen Empfänger zum Empfang der entsprechenden gespreizten Benutzersignale, die von der Basisstation gesendet werden, haben, wobei besagter Mehrzahl (U') von Benutzerstationen jeweils ein eindeutiger Spreizungscode zur Verwendung durch die Benutzerstation und das entsprechende Sendermodul der Basisstation zum Spreizen der Benutzersignale dieses Benutzers zum Senden zugewiesen ist,
wobei die gespreizten Benutzersignale, die von den Sendermodulen der Basisstation an eine bestimmte der Mehrzahl (U') von Benutzerstationen übertragen werden, über eine entsprechende Mehrzahl von Kanälen (14¹ , ..., 14^U' ) gesendet werden,
wobei der Empfänger einer bestimmten der besagten Mehrzahl (U') von Benutzerstationen ein Signal (X(t)) empfängt, das Komponenten aufweist, die den gespreizten Benutzersignalen für diese bestimmte Benutzerstation und gespreizten Benutzersignalen, die von anderen Sendermodulen der genannten Mehrzahl (NB) von Basisstationen für andere Benutzer übermittelt werden, entsprechen, wobei jedes dieser gespreizten Benutzersignale eine Reihe von Symbolen aufweist, die mittels des der jeweiligen Benutzerstation zugewiesenen Spreizungscodes gespreizt sind,
wobei dieser Empfänger der Benutzerstation aufweist:
eine Mehrzahl (NB) von Empfängermodulen (20^n' ), jedes zum Ableiten von Abschätzungen der Sätze besagter Reihen von Symbolen von einer entsprechenden Basisstation aus aufeinander folgenden Frames des empfangenen Signals (X(t)),
Mittel zur Vorverarbeitung (18), um aus dem empfangenen Signal (X(t)) eine Reihe von Beobachtungsmatrizen (Y_n) abzuleiten, jede zur Verwendung durch jedes der Empfängermodule (20^n' ) in einem besagten Frame zum Ableiten von Abschätzungen der Sätze besagter Symbole, und
Mittel (19, 44), um aus jeder Beobachtungsmatrix eine Mehrzahl von Sätzen von Beobachtungsvektoren
abzuleiten und jeden Satz von Beobachtungsvektoren auf ein entsprechendes der Mehrzahl von Empfängermodulen (20^n' ) anzuwenden;
wobei jedes Empfängermodul aufweist:
Mittel zur Kanalidentifizierung (28T^n' ), um aus der entsprechenden Instanz der Sätze von Beobachtungsvektoren basierend auf Parameterabschätzungen des Kanals zwischen der entsprechenden Basisstation und besagter Benutzerstation einen Satz von Abschätzungen der gespreizten Kanalvektoren
abzuleiten;
Strahlformer-Mittel
mit Mitteln zur Koeffizientenabstimmung zum Erstellen von Sätzen gewichteter Koeffizienten in Abhängigkeit von Sätzen von Abschätzungen der jeweiligen Kanalvektoren und Mittel zum Kombinieren, um jeden der Sätze von gewichteten Koeffizienten zum Gewichten der jeweiligen Elemente eines jeweiligen Beobachtungsvektors zu verwenden und die gewichteten Elemente zu kombinieren, um einen entsprechenden Satz von Signalkomponentenabschätzungen
zu erstellen, und
Mittel zur Symbolabschätzung
um aus dem Satz von Signalkomponentenabschätzungen einen Satz von Abschätzungen
der Symbole abzuleiten, die durch das entsprechende Sendermodul gespreizt und von der Basisstation übertragen werden;
wobei besagter Empfänger der Benutzerstation ferner Mechanismen (42, 43) aufweist, die auf die genannten Symbolabschätzungen
und Kanalabschätzungen (H v' / n) von jedem der Mehrheit (NB) von Empfängermodulen reagieren, und diese Kanalabschätzungen mindestens Kanalvektorabschätzungen (Ĥ v' / n) für Kanäle (14^n' ) zwischen dem Empfänger der Benutzerstation und den genannten Basisstationen aufweisen, um mindestens eine Randbedingungsmatrix (Ĉ_n) zu liefern, die den Interferenz-Teilraum von Komponenten des empfangenen Signals repräsentiert, das diesen gespreizten Signalen entspricht, und in jedem der besagten Empfängermodulen (20^n' ) die Mechanismen zur Koeffizientenabstimmung die genannten Sätze von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit sowohl von der Randbedingungmatrix (Ĉ_n) als auch von den Kanalvektorabschätzungen erzeugen, um diese Empfängermodule (20^n' ) in Richtung einer im Wesentlichen Null-Reaktion auf den Teil des empfangenen Signals (X(t)) abzustimmen, das besagtem Interferenz-Teilraum entspricht.
Wenn das für die spezielle Benutzer/Mobil-Station bestimmte Signal nicht eines der vorab ausgewählten Anzahl von Signalen von der entsprechenden Basisstation ist, kann der Empfänger ferner einen ISR-Empfängermodul aufweisen, das Mittel zum Aktualisieren der Koeffizienten des ISR-Strahlformers mittels der Kanalvektorabschätzungen von mindestens einigen der Empfängermodulen besitzt, die solche Kanalvektorabschätzungen für die vorab ausgewählten Signale für dieselbe Basisstation erzeugt haben.
Wenn die Raten der verschiedenen Benutzer der gegenwärtigen Mobilstation nicht bekannt sind, können die Codes eine feste Anzahl von Segmenten N_m aufweisen, die als eine maximale, zu empfangende Datenrate vorab bestimmt ist. Jede langsamere Rate wird effektiv für die Bearbeitung bei einer höheren Rate überabgetastet (oversampled).
Die Komplexität der Mehrfachcode-Ausführungsformen kann reduziert werden, indem die Anzahl von Codes, die von den Entspreizern verwendet werden, reduziert wird. Insbesondere kann die Bank von Entspreizern einen Satz von Codes verwenden, der die Summe der Codes der verschiedenen NI Interferierer repräsentiert, um einen zusammengesetzten Code zu bilden, der die Gesamtanzahl von in den Entspreizern verwendeten Codes reduziert.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird ein STAR-Empfänger bereitgestellt, der einen MRC-Strahlformer aufweist, die auf einem Beobachtungsvektor operiert, der nicht entspreizt wurde.
Natürlich schließt das nicht aus, daß alle Kanäle ihre Interferenzkomponenten in alle anderen Kanälen einspeisen.
Empfänger, die die aktuelle Erfindung beinhalten, können in einem System mit mehrfacher Eingabe und mehrfacher Ausgabe (Multiple-Input, Multiple-Output, MIMO), d. h. mit mehreren Übertragungsantennen und mehreren Empfangsantennen, operieren.
Das Vorstehende und andere Ziele, Eigenschaften, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden, detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung klarer.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein schematisches Diagramm, das einen Teil eines CDMA-Kommunikationssystems darstellt, das eine Mehrzahl von Benutzerstationen, typischerweise Mobiltelefonen, und eine Basisstation mit einer Empfangsantenne aufweist, die ein Array von Antennenelementen aufweist, und Mehrpfad-Kommunikation zwischen einer der Benutzerstationen und dem Array von Antennen darstellt;
2 ist ein vereinfachtes, schematisches Diagramm, das ein Modell des Teils des in 1 dargestellten Systems repräsentiert;
3 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines Spreizer-Teils von einer der Benutzerstationen;
4(a) und 4(b) veranschaulichen die Beziehungen zwischen Kanaleigenschaften, Leistungssteuerung und Signalleistung;
5 ist ein vereinfachtes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers einer Basisstation gemäß dem Stand der Technik;
6 ist ein detailliertes Blockdiagramm einer Vorverarbeitungseinheit des Empfängers;
7 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines Entspreizers des Empfängers;
8 veranschaulicht einige Sätze von Benutzern in einem CDMA-System, die gemäß der Datenrate angeordnet sind;
9 ist ein detailliertes Blockdiagramm, das einige Module eines Empfängers zeigt, der die vorliegende Erfindung beinhaltet, einschließlich einem mit einem Strahlformer, der auf Daten operiert, die nicht entspreizt wurden;
10 ist ein detailliertes, schematisches Diagramm, das einen gemeinsamen Matrix-Generator und einen von einer Mehrzahl von Strahlformern zeigt, die gemeinsam daran angeschlossen sind;
11 ist ein mit 9 korrespondierendes Blockdiagramm, jedoch einschließlich eines Moduls mit einem Strahlformer, der auf Daten operiert, die zuerst entspreizt wurden;
12 ist ein schematisches Diagramm eines benutzerspezifischen Matrix-Generators und eines zugeordneten Strahlformers von einem der Empfängermodule von 11;
13 ist ein detailliertes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers, der vollständige Realisierung der auszulöschenden Interferenz (ISR-TR) verwendet, und ohne Entspreizung der von dem Strahlformer verarbeiteten Daten;
14 veranschaulicht einen Neu- bzw. Wiederspreizer eines der Empfängermodule aus 13;
15 ist ein detailliertes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers, der individuelle Realisierungen der Interferenz (ISR-R) verwendet, und ohne Entspreizung der von dem Strahlformer verarbeiteten Daten;
16 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Empfängers, der jede Realisierung der Interferenz über verschiedene Pfade (ISR-D) in Komponenten zerlegt, und ohne Entspreizung der von dem Strahlformer verarbeiteten Daten;
17 ist ein vereinfachtes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers, der Interferenz-Teilraum-Zurückweisung bzw. Interferenz-Subspace-Rejection basierend auf hypothetischen Werten der Symbole (ISR-H) einsetzt, und ohne Entspreizung der von dem Strahlformer verarbeiteten Daten;
18 veranschaulicht alle möglichen Tripel für die hypothetischen Werte;
19 veranschaulicht Bitsequenzen für die Erzeugung der hypothetischen Werte;
20 ist ein vereinfachtes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers, der Interferenz-Teilraum-Zurückweisung basierend sowohl auf hypothetischen Werten der Symbole als auch auf Realisierungen (ISR-RH) einsetzt, und ohne Entspreizung der von dem Strahlformer verarbeiteten Daten;
21 ist ein vereinfachtes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers ähnlich dem in 13 gezeigten ISR-TR-Empfänger, in dem jedoch der Strahlformer auf Daten operiert, die zuerst entspreizt wurden;
22 ist ein vereinfachtes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers ähnlich dem in 15 gezeigten ISR-R-Empfänger, in dem jedoch der Strahlformer auf Daten operiert, die zuerst entspreizt wurden;
23 ist ein vereinfachtes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers ähnlich dem in 16 gezeigten ISR-D-Empfänger, in dem jedoch der Strahlformer auf Daten operiert, die zuerst entspreizt wurden;
24 ist ein vereinfachtes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers ähnlich dem in 18 gezeigten ISR-H-Empfänger, in dem jedoch der Strahlformer auf Daten operiert, die zuerst entspreizt wurden;
25 stellt in dem Empfänger von 24 erzeugte Bitsequenzen dar;
26 ist ein vereinfachtes, schematisches Blockdiagramm eines Empfängers ähnlich dem in 20 gezeigten ISR-RH-Empfänger, in dem jedoch der Strahlformer auf Daten operiert, die zuerst entspreizt wurden;
27 stellt ein alternatives STAR-Modul dar, das in dem Empfänger von 5 oder anstelle einiger der Empfängermodule in den Empfängern der 13–17, 20–24 und 26 verwendet werden kann;
28 stellt ein Empfängermodul dar, das sowohl zu der Randbedingungsmatrix beiträgt als auch die Randbedingungsmatrix zum Auslöschen von Interferenzen (JOINT-ISR) verwendet;
29 stellt ein mehrstufiges ISR-Empfängermodul dar;
30 stellt sukzessive Implementierung von ISR dar;
31 stellt ein Empfängermodul dar, das ISR zum Verbessern der Kanalidentifikation verwendet;
32 veranschaulicht eine Erweiterung der Framegröße, um Rauschverstärkung bzw. -erhöhung zu reduzieren und asynchrone Operationen und Verarbeitung hoher Datenraten zu erleichtern;
33 stellt eine Implementierung von ISR mit gemischten Spreizungsfaktoren dar;
34 stellt ein Uplink-ISR-Empfängermodul für einen Benutzer dar, der Mehrfach-Code-Signale einsetzt;
35 stellt eine Modifikation des Empfängermoduls von 34 dar;
36 stellt dar, wie eine Mehrfach-Rate als Mehrfach-Code modelliert werden kann;
37 veranschaulicht die Ermittlung der Frame-Größe für Mehrfach-Raten-Signale;
38 stellt das Gruppieren von Mehrfach-Raten-Signalen dar, um einer speziellen Symbolrate eines Benutzers zu entsprechen;
39 stellt ein „Uplink"-Mehrfach-Raten-ISR-Empfängermodul für eine Basisstation dar;
40 stellt eines von einer Mehrzahl von „Downlink"-Mehrfach-Raten-Empfängermodulen für eine Benutzerstation dar, die als eine „virtuelle Basisstation" arbeitet;
41 stellt ein „Downlink"-Mehrfach-Raten-Empfängermodul der Benutzerstation von 40 zum Extrahieren von Signalen für diese Benutzerstation dar;
42 stellt eine Mehrfach-Code-Alternative für das Empfängermodul von 40 dar;
43 stellt eine zweite Alternative für das Empfängermodul von 40 dar;
44 stellt ein ISR-Empfängermodul dar, das Pilotsymbole verwendet;
45 stellt in größerer Detaillierung einen Mehrdeutigkeitsabschätzer des Empfängermoduls von 44 dar;
46 stellt ein alternatives ISR-Empfängermodul dar, das Pilotkanäle verwendet;
47 stellt ein alternatives ISR-Empfängermodul dar, das Symboldekodierung auf einer dazwischen liegenden Stufe einsetzt;
48 veranschaulicht das Modellieren des Downlink als einen Uplink; und
49 stellt einen Transmitter bzw. Sender mit mehrfachen Antennen dar, mit dem Empfänger, die die Erfindung beinhalten, arbeiten können.
BESTE ART(EN) ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
In der folgenden Beschreibung haben identische oder ähnliche Bestandteile in verschiedenen Figuren gleiche Referenznummern, in einigen Fällen mit einem Suffix.
Die Beschreibung bezieht sich auf einige veröffentliche Artikel. Der Einfachheit halber sind die Artikel vollständig in einer numerierten Liste am Ende der Beschreibung zitiert und in der Beschreibung selbst mit dieser Nummer zitiert. Der Leser wird auf diese Artikel zur Referenz verwiesen.
Die 1 und 2 veranschaulichen den Uplink eines typischen asynchronen CDMA-Mobiltelefon-Systems, in dem eine Mehrzahl von Mobilstationen 10¹ ... 10^U mit einer Basisstation 11 kommunizieren, die mit einer Empfangsantenne ausgestattet ist, die mehrere Antennenelemente aufweist 12¹ ... 12^M . Zur Klarheit der Darstellung und um die folgende detaillierte Beschreibung zu vereinfachen, stellen die 1 und 2 nur fünf von einer großen Zahl (U) von Mobilstationen und entsprechende Übertragungskanäle des typischen CDMA-Systems dar, eine für jeden von einer entsprechenden Mehrzahl von Benutzern. Es wird eingeräumt, daß die Mobilstationen 10¹ ... 10^U jeweils weitere Schaltungen zur Verarbeitung der Benutzereingabesignale aufweisen, aber der Einfachheit der Darstellung wegen sind in 2 nur die Spreizer dargestellt. Die anderen Schaltungen sind den Fachleuten auf dem Gebiet bekannt und brauchen hier nicht beschrieben zu werden. Mit Bezug auf 2 weisen die Mobilstationen 10¹ ... 10^U jeweils Spreizer 13¹ ... 13^U auf, die jeweils eine Mehrzahl von digitalen Signalen b 1 / n ... b U / n einer entsprechenden Mehrzahl von Benutzern alle auf dieselbe Bandbreite jeweils unter Verwendung von Speizungscodes c¹(t) ... c^U(t) spreizen. Die Mobilstationen 10¹ ... 10^U übertragen die resultierenden Benutzersignale mittels eines geeigneten Modulationsschemas wie differenzielle binäre Umtastung (Differential Binary Phase Shift Keying, DBPSK) jeweils über Kanäle 14¹ ... 14^U an die Basisstation 11. Jede der Mobilstationen 10¹ ... 10^U empfängt Kommandos von der Basisstation 11, die die gesamte empfangene Leistung überwacht, d. h. das Produkt der übertragenen Leistungen und des Codes dieses Benutzers und der Dämpfung für den zugeordneten Kanal, und verwendet die Informationen, um Leistungssteuerung für die zugehörigen Signale zum Kompensieren der Dämpfung des Kanals auszuüben. Dies ist in 2 durch die Multiplizierer 15¹ ... 15^U dargestellt, die die gespreizten Signale jeweils mit Anpassungsfaktoren ψ¹(t) ... ψ^U(t) multiplizieren. Das Array von M omni-direktionalen Antennenelementen 12¹ ... 12^M an der Basisstation 11 empfängt jeweils die gesamten gespreizten Signale gemeinsam. Die Kanäle 14¹ ... 14^U haben jeweils unterschiedliche Antwortcharakteristiken H¹(t) ... H^U(t) wie in 1 nur für einen der Kanäle, bezeichnet als Kanal 14^u , genauer dargestellt. Daher repräsentiert der Kanal 14^U die Kommunikation über viele, nämlich P, Pfade zwischen der einzelnen Antenne der zugehörigen Mobilstation 10^U und jedem der Antennenelemente 12¹ ... 12^M der Basisstation. Andere Kanäle sind ähnlich mehrpfadig.
Wie zuvor wird angenommen, daß die Basisstation die Spreizungscodes aller Mobilstationen, mit denen sie kommuniziert, kennt. Die Mobilstationen haben ähnliche Konfigurationen, so daß nur eine beschrieben wird. Die Mobilstation 10^u kodiert also zuerst die binäre, umgetastete Bitsequenz (BPSK) ihres Benutzers differenziell bei einer Rate 1/T, wobei T die Bitdauer ist, unter Verwendung von Schaltungen (nicht abgebildet), die Fachleuten auf diesem Gebiet wohlbekannt sind. Wie in 3 dargestellt, spreizt dann ihr Spreizer 13^u die resultierende, differenziell binär umgetastete (DBPSK) Sequenz b u / n (oder b^u(t) in der kontinuierlichen Zeitdomäne wie in 3 dargestellt) durch eine periodische, persönliche Codesequenz c u / l (oder c^u(t) in der kontinuierlichen Zeitdomäne) bei einer Rate 1/T_c, wobei T_c die Chiptaktdauer ist. Der Verarbeitungsgewinn bzw. die Verstärkung aufgrund der Verarbeitung ist durch L = T/T_c gegeben. Der Einfachheit halber wird angenommen, daß kurze Codes mit der Periode von c^u(t) gleich der Bitdauer T verwendet werden, wenngleich das System bei anderen Anwendungen und Annahmen lange Codes verwenden könnte, wie später diskutiert wird. Über eine Periode T kann der Spreizungscode geschrieben werden als:
wobei c u / l = ±1 für l = 0, ..., L – 1, eine Zufallssequenz der Länge L ist und f(t) der Chiptakt ist, wie in 3 dargestellt. Ferner ist in einer mehrpfadigen Fading-Umgebung mit P auflösbaren Pfaden die Verzögerungsspreizung Δτ klein verglichen mit der Bitdauer (d. h. Δτ << T).
Wie in den 4(a) und 4(b) dargestellt wird das gespreizte Signal im Anschluß an die Signalgewichtung mit dem Leistungssteuerungfaktor ψ u / pc(t)² über den Kanal 14^u an die Basisstation 11 übertragen. 4(a) zeigt die „reale" Situation, in der die Kanalcharakteristiken einen normalisierten Wert H^u(T) und einen Normalisierungsfaktor ψ u / ch(t) aufweisen, der der „Amplitude" oder Dämpfung des Kanals entspricht, d. h. sein Quadrat wäre proportional der Leistung dividiert durch die übertragene Leistung. In 4(a) wird die Leistungssteuerung durch einen Multiplizierer 17^u und den Index „pc" repräsentiert. 4(b) zeigt, daß die Kanalcharakteristiken der Einfachheit halber (theoretisch) durch den normalisierten Wert H^u(t) und einen Normalisierungsfaktor ψ u / ch(t) enthalten in einem einzigen Leistungsfaktor y^u(t), der gleich ψ u / pc(t)ψ u / ch(t) ist, repräsentiert werden können. ψ u / pc(t) ist der Faktor, um den das übertragene Signal verstärkt oder gedämpft wird, um die Kanalleistungsverstärkung in ψ u / ch(t) auszugleichen und die empfangene Leistung (ψ^u(t))² auf dem benötigten Niveau zu halten.
In einem solchen CDMA-System bewirkt das Signal jeder der Mobilstationen 10¹ ... 10^U Interferenz für die Signale der anderen Mobilstationen. Aus verschiedenen Gründen erzeugen einige der Mobilstationen mehr Interferenz als andere. Die Komponenten einer dieser „stark interferierenden" Benutzerstationen und ihr zugeordneter Kanal sind in den 1 und 2 durch den Index „i" gekennzeichnet. Komponenten einer der anderen „leistungsschwachen" Benutzerstationen und ihr zugeordneter Kanal sind auch dargestellt und durch den Index „d" gekennzeichnet. Die Signifikanz dieser Gruppierung von „interferierenden" und „leistungsschwachen" Benutzerstationen wird später erklärt.
An der Basisstation 11 werden gespreizte Datenvektorsignale X¹(t) ... X^U(t) von den jeweiligen Antennenelementen 12¹ ... 12^M der Basisstation gleichzeitig empfangen, wie durch den Addierer 16 (2) angegeben, und der resultierende Beobachtungsvektor X(t) wird an den Empfänger geliefert (siehe 5). Die Summe des gespreizten Datenvektors (Signale) X¹(t) ... X^U(t) unterliegt thermischem Rauschen. Dies wird durch die Addition einer Rauschsignalkomponente N_th(t) durch den Addierer 16 veranschaulicht. Das Rauschsignal N_th(t) weist einen Vektor auf, dessen Elemente dem durch die verschiedenen Antennenelemente empfangenen Rauschen entsprechen.
5 veranschaulicht einen Raum-Zeit-Array-Empfänger (Spatio-Temporal Array Receiver, STAR) zum Empfangen des Signals X(t) an der Basisstation 11. Ein solcher Empfänger wurde von zwei der aktuellen Erfinder in Referenz [13] allgemein beschrieben. Der Empfänger weist Mechanismen auf, nämlich eine Vorverarbeitungseinheit 18 und eine Mehrzahl von Entspreizern 19¹ ... 19^U zum Ableiten von Beobachtungsvektoren aus der Beobachtungsmatrix und eine Mehrzahl von Raum-Zeit-Empfänger-(STAR)-Modulen 20¹ ... 20^U , wobei jedes seinen Eingang mit dem Ausgang eines entsprechenden der Entspreizer 19¹ ... 19^U verbunden hat. Wie in 6 gezeigt weist die Vorverarbeitungseinheit 18 ein angepasstes Filter 22, einen Sampler 23 und einen Puffer 24 auf. Das angepasste Filter 22 faltet den Antennenarray-Signalvektor X(t), der ein M × 1 Vektor mit einem abgeglichenen Takt f(T_c – t) ist, um den abgeglichenen Filtersignalvektor Y(t) zu erzeugen, der dann von den Sampler 23 mit dem Chiptakt 1/T_c Element für Element abgetastet wird. Der Sampler 23 liefert die resultierenden M × 1 Vektoren Y_n,1 mit dem Chiptakt an den Puffer 24, der sie puffert, um eine Beobachtungsmatrix Y_n der Dimension M × (2L – 1) zu erzeugen. Man sollte beachten, daß, obwohl die kanadische Patentanmeldung Nr. 2.293.097 und die provisorische US-Patentanmeldung Nr. 60/171.604 der aktuellen Erfinder ein Duplikat dieser Vorverarbeitungseinheit 18 in jedem der Entspreizer 19¹ ... 19^U hat, es vorgezogen wird, solche Duplizierung zu vermeiden und einen einzigen Vorverarbeiter bzw. Vorprozessor 18 zu verwenden, um den empfangenen Antennenarray-Signalvektor X(t) vorzuverarbeiten.
Die Entspreizer 19¹ ... 19^U haben jeweils die gleiche Struktur, so daß nur eine unter Bezug auf 7 im Detail beschrieben wird, die den Entspreizer 19^u darstellt. Der Entspreizer 19^u weist demnach einen Filter 25^u und einen Vektor-Umformer bzw. -Reshaper 26^u auf. Die Beobachtungsmatrix Y_n wird von dem Filter 21^u mittels einer pseudo-zufälligen Zahlensequenz c u / L-1 gefiltert, die der in dem Spreizer 13^u des Senders entspricht, d. h. c u / l, um die Beobachtungsmatrix nach Korrelation Z u / n für den Benutzer u zu erzeugen. Der Vektor-Umformer 26^u verkettet die Spalten der M × L Matrix Z u / n, um einen Beobachtungsvektor Z u / n der Dimension ML × 1 zu bilden. Man sollte beachten, daß der Vektor-Umformer 26^u kein separates physikalisches Element zu sein braucht, sondern ist als solches abgebildet, um eine mathematische Funktion zu repräsentieren. In der Praxis wird die Funktion wahrscheinlich nur durch Zuordnung von Ressourcen wie Speicher festgelegt.
Unter erneutem Bezug auf 5 werden die Beobachtungsvektoren nach Korrelation Z 1 / n ... Z U / n von den Entspreizern 19¹ ... 19^U von den jeweiligen STAR-Modulen 20¹ ... 20^U verarbeitet, um Symbolabschätzungen
1 / n ... b ^ U / n entsprechend den übermittelten Symbolen b 1 / n ... b U / n (siehe 2) und Leistungsabschätzungen (ψ ^ 1 / n)² ... (ψ ^ U / n)² zu erzeugen, die an nachfolgende Stufen (nicht abgebildet) des Empfängers zur Verarbeitung in bekannter Weise geliefert werden.
Die STAR-Module 20¹ ... 20^U weisen jeweils dieselben Elemente auf, so daß die Konstruktion und Funktion nur eines von ihnen, dem STAR-Modul 20^u , jetzt beschrieben wird.
Das STAR-Modul 20^u weist einen Strahlformer 27^u , eine Kanalidentifizierungseinheit 28^u , eine Entscheidungsträgereinheit 29^u und eine Leistungsabschätzungseinheit 30^u auf. Die Kanalidentifizierungseinheit 28^u ist mit dem Eingang bzw. Ausgang des Strahlformers 27^u verbunden, um den Beobachtungsvektor nach Korrelation Z u / n bzw. die Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n zu empfangen. Die Kanalidentifizierungseinheit 28^u repliziert für jeden Frame M × L die Charakteristiken H^u(t) in Raum und Zeit des zugehörigen Übertragungskanals 14^u des Benutzers. Genauer verwendet sie den Beobachtungsvektor nach Korrelation Z u / n und die Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n, um einen Satz von Parameterabschätzungen Ĥ u / n abzuleiten, den sie verwendet, um die Gewichtungskoeffizienten W u / n des Strahlformers 27^u in aufeinander folgenden Symbolperioden zu aktualisieren. Die Symbolperiode entspricht dem Daten-Frame von M × L Elementen.
Der Strahlformer 27^u weist ein das maximale raum-zeitliche Verhältnis kombinierendes Filter (Maximum Ratio Combining, MRC) auf, das den Raum-Zeit-Vektor Z u / n filtert, um die Abschätzung der entspreizten Signalkomponente ŝ u / n zu erzeugen, die er sowohl an die Entscheidungsregeleinheit 29^u als auch an die Leistungsabschätzungeinheit 30^u liefert. Die Entscheidungsregeleinheit 29^u gibt eine binäres Symbol b ^ u / n gemäß dem Vorzeichen der Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n aus. Das binäre Ausgabesignal stellt die Ausgabe der Entscheidungsregeleinheit 30^u dar und ist eine Abschätzung des entsprechenden Benutzersignals b u / n, das von dem Spreizer 13^u der entsprechenden Benutzerstation 10^u gespreizt ist (1 und 2).
Die Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n wird in folgenden Teilen des Empfängers verarbeitet. Zum Beispiel kann sie differenziell dekodiert und möglicherweise entzahnt und dann Datendekodiert werden, wenn die entsprechenden umgekehrten Operationen vor der Übertragung vorgenommen wurden.
Die Leistungsabschätzungseinheit 30^u verwendet die rohe Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n, um eine Abschätzung der Leistung (ψ ^ u / n)² in der Signalkomponente ŝ u / n dieses Benutzers in dem Antennenarray-Signalvektor X(t) abzuleiten, und liefert die Leistungsabschätzung (ψ ^ u / n)² an den nachfolgenden Stufen (nicht abgebildet) des Empfängers zur Ableitung des Leistungsstufenanpassungssignals in bekannter Weise.
Der in 5 abgebildete Empfänger arbeitet zufriedenstellend, wenn es keine starken Interferierer gibt, d. h. wenn angenommen werden kann, daß alle Benutzer mit derselben Modulation und derselben Datenrate übertragen und die Basisstation alle Spreizungscodes der Terminals, mit denen sie kommuniziert, kennt. Auf dieser Basis wird der Betrieb des Empfängers unter Bezug auf den durch den Index u bezeichneten Benutzerkanal beschrieben.
Zum Zeitpunkt t kann der von den Elementen 12¹ ... 12^M des Antennenarray der einen bestimmten in den 1 und 2 abgebildeten Zelle empfangene Antennenarray-Signalvektor X(t) wie folgt geschrieben werden:
wobei U die Gesamtzahl der Mobilstationen ist, deren Signale an der Basisstation 11 von innerhalb oder außerhalb der Zelle empfangen wird, X^u(t) der empfangene Signalvektor der Mobilstation 10^u ist, d. h. des Indexes u, und N^th(t) das thermische Rauschen ist, das an den M Antennenelementen empfangen wird. Der Beitrag X^u(t) der u-ten Mobilstation 10^u zu dem Antennenarray-Signalvektor X(t) ist gegeben durch:
wobei H^u(t) der Kanalantwortvektor des Kanals 14^u zwischen der u-ten Mobilstation 10^u und dem Array von Antennenelementen ist und ⊗ Zeitfaltung bezeichnet. In dem Ausdruck auf der rechten Seite der obigen Gleichung sind die Ausbreitungszeitverzögerungen τ u / p(t) ∈ [0, T] entlang der P Pfade, p = 1, ..., P, (siehe 1), chip-asynchron, G u / p(t) sind die Ausbreitungsvektoren und ε u / p(t)² sind die Leitungsanteile entlang jedes Pfads (d. h. Σ P / p=1ε u / p(t)² = 1) der Gesamtleistung ψ^u(t)², die von der u-ten Mobilstation 10^u empfangen wird. Die empfangenen Leistung ist beeinflußt von Pfadverlust, Rayleigh-Fading und Abschattung. Es wird angenommen, daß G u / p(t), ε u / p(t)² und ψ^u(t)² langsam schwanken und über die Bitdauer T konstant sind.
In der Vorverarbeitungseinheit 18 (siehe 6) wird der Antennenarray-Signalvektor X(t) mit dem abgeglichenen Takt gefiltert, um den Signalvektor des abgeglichenen Filters Y_n(t) für Frame n wie folgt bereitzustellen:
wobei D_f den zeitlichen Träger von f(t) bezeichnet und a ∈ {0,1} für einen möglichen Zeitversatz um T/2 steht, um, falls notwendig, zu verhindern, daß die Frame-Flanken in der Mitte der Verzögerungsspreizung liegen (siehe Referenz [13]). Der Einfachheit halber wird im Folgenden angenommen, daß a = 0 ist. Man beachte, daß für einen Rechteck-Impuls D_f[0, T_c] ist. In der Praxis ist es der zeitliche Träger einer abgeschnittenen, Quadratwurzel-aus-Cosinus-Funktion.
Man sollte beachten, daß sich die obenstehende Beschreibung ohne Beschränkung der Allgemeinheit auf das Basisband bezieht. Sowohl Modulations- als auch die Demodulationsschritte der Trägerfrequenz können in die Operationen der Chiptakt-Formung und des Filterabgleichs der Gleichungen (1) bzw. (3) eingebettet werden.
Somit leitet die Vorverarbeitungseinheit 18 nach Abtastung mit der Chiprate 1/T_c und Rahmenbildung über 2L – 1 Chipabtastungen mit der Bitrate zur Bildung eines Frame die M × (2L – 1) Beobachtungsmatrix nach Filterabgleich ab: Yn = [Yn,0, Yn,1, ..., Yn,2L-2], (4)wobei Y_n,1 = Y_n(IT_c) ist.
In dem Entspreizer 19^u (siehe 7) erhält man den Nach-Korrelationsvektor für den Frame Nummer n für Benutzer Nummer u als:
Zusammenfassen dieses Vektors bzw. Rahmenbildung mit diesem Vektor über L Chipabtastungen mit der Bitrate bildet die Nach-Korrelation-Beobachtungsmatrix: Zun = [Zun,0 , Zun,1 , ..., Zun,L-1 ], (6)
Das Nach-Korrelation-Datenmodell (Post Correlation Data Model, PCM) (siehe Referenz [13]) detailliert die Struktur dieser Matrix wie folgt: Zun = Hun sun + NuPCM,n , (7)wobei Z u / n die raum-zeitliche Beobachtungsmatrix, H u / n die raum-zeitliche Ausbreitungsmatrix, s u / n = b u / nψ u / n die Signalkomponente und N u / PCM,n, die raum-zeitliche Rauschmatrix ist. Gleichung 7 liefert ein momentanes Mischmodell mit der Bitrate, wobei der Signal-Teilraum eindimensional in dem M × L Matrixraum ist. Der Einfachheit halber transformiert der Vektor-Umformer 26^u des Entspreizers 19^u die Matrizen Z u / n, H u / n und N u / PCM,n in (M × L)-dimensionale Vektoren Z u / n, H u / n bzw. Z u / PCM,n durch Verketten ihrer Spalten in einen raum-zeitlichen Spaltenvektor um die folgende schmalbandige Form des PCM-Modells zu erhalten (siehe Referenz [13]): Z un = H un sun + N uPCM,n (8)
Um die Mehrdeutigkeit wegen des multiplikativen Faktors zwischen H u / n und s u / n zu vermeiden, ist die Norm von H u / n fixiert auf √M.
Das PCM-Modell reduziert die Zwischen-Symbol-Interferenz signifikant. Sie stellt ein momentanes Mischmodell einer Schmalband-Quelle in einem eindimensionalen Signalteilraum dar und ermöglicht den Einsatz von Schmalband-Verarbeitungsverfahren mit niedriger Komplexität nach Entspreizen. Die Verarbeitung nach Entspreizen nutzt den Verarbeitungsgewinn aus, um die Interferenz zu reduzieren und ihre Auslöschung in nachfolgenden Schritten zu erleichtern, indem die Abschätzung von Kanalparametern erleichtert wird.
Wie in Referenz [13] diskutiert kann der Raum-Zeit-Array-Empfänger (STAR) verwendet werden, um jeden Benutzer an der Basisstation 11 separat zu erkennen. Zusätzlich zum Verarbeitungsgewinn zum Reduzieren von Interferenz ermöglicht der STAR akkurate Synchronisation und Nachverfolgen von Mehrpfad-Verzögerungen und Komponenten und zeigt inhärente Robustheit gegenüber Interferenz. Der STAR ermöglicht auch kohärentes Kombinieren von Daten.
Es wurde festgestellt, daß dieser Empfänger schnelle und akkurate, zeitvariierende Mehrpfad-Erfassung und -Nachverfolgung ermöglicht. Darüberhinaus verbessert er wesentlich die Anrufkapazität durch das Kombinieren des maximalen Raum-Zeit-Verhältnisses (MRC) in einem kohärenten Erkennungsschema, das ohne Pilotsignal implementiert ist. Zur Klarstellung werden die Schritte des STAR, die für die Implementierung der vorliegenden Erfindung relevant sind, mit Bezug auf das Empfängermodul 20^u von 5 unten kurz beschrieben.
Wie in 5 dargestellt liefert der Entspreizer 19^u den Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z u / n sowohl an die Kanalidentifizierungseinheit 28^u als auch an den MRC-Strahlformer 27^u des STAR-Moduls 20^u . Mittels raum-zeitlichem, abgeglichenem Filtern (W u / n = Ĥ u / n/M)) (d. h. Kombinieren des maximalen Raum-Zeit-Verhältnisses,
liefert das STAR-Modul 20^u Abschätzung der Signalkomponente s u / n, seiner DBPSK-Bitsequenz b u / n und seiner gesamten empfangenen Leistung (ψ u / n)² wie folgt:
b ^un = Sign{ŝun }, (10) (ψun )2 = (1 – α)(ψ ^un-1 )2 + α|ŝun |2, (11)wobei a ein Glättungsfaktor ist. Man sollte beachten, daß mit Ad-Hoc-Modifikationen differenzielle Modulation und quasi-kohärentes, differenzielles Dekodieren bei DMPSK immer noch anwendbar ist. Orthogonale Modulation kann von STAR kohärent sogar ohne einen Piloten erkannt werden (Referenzen [17] und [18]). Mittels des Nachkorrelations-Beobachtungsvektors Z u / n und der neuen Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n von dem Strahlformer 27^u liefert die Kanalidentifikationseinheit 28^u eine Abschätzung Ĥ u / n des Kanals 14^u für die Benutzerstation 10^u . Die Kanalidentifikationseinheit 28^u aktualisiert die Kanalvektorabschätzung Ĥ u / n mittels des Entscheidungsrückkopplungsidentifikations-(Decision Feedback Identification, DFI)-Schemas, durch das die Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n als Referenzsignal in die folgende Eigen-Teilraum-Nachverfolgungsprozedur rückgekoppelt wird: Ĥ un+1 = Ĥ un + μ(Z un – Ĥ un ŝun )ŝun , (12) wobei m eine Anpassungsschrittweite ist. Alternativ könnte das Produkt ψ ^ u / nb ^ u / n anstelle der Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n zurückgekoppelt werden. Man sollte beachten, daß, wenn die Modulation komplex ist, das zweite Auftreten der Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n durch ihre Konjugierte (ŝ u / n)^* ersetzen werden sollte. Dieses DFI-Schema ermöglicht einen kohärente Erkennungsverstärkung von 3 dB bei der Rauschreduktion durch Wiederherstellen des Kanalphasen-Offset innerhalb einer Vorzeichen-Mehrdeutigkeit ohne einen Piloten. Man beachte, daß ein Pilot mit verringerter Leistungen verwendet werden kann, um differenzielles Kodieren und Dekodieren zu vermeiden (Referenz [21]). Die Prozedur, die die Kanalvektorabschätzung Ĥ u / n+1 weiter verbessert, um auch aus der Kenntnis ihrer raum-zeitlichen Struktur (d. h. Manigfaltigkeit) Ĥ u / n+1 zu erhalten, ermöglicht eine schnelle und genaue Abschätzung der Mehrpfad-Zeitverzögerungen τ ^ u / 1,n, ..., τ ^ u / P,n sowohl im Erfassungs- als auch im Nachverfolgungsmodus (beide Versionen dieser Prozedur können in Referenz [13] gefunden werden). Diese verbesserte Abschätzungsgenauigkeit führt zu einer Robustheit gegenüber Kanalabschätzungsfehlern und reduziert die Empfindlichkeit gegenüber Zeitsteuerungsfehlern, wenn STAR im Mehrbenutzer-Betrieb verwendet wird.
Zur weiteren Information über STAR wird der Leser auf die Artikel von Affes und Mermelstein verwiesen, die als Referenzen [13] und [17] bis [21] bezeichnet sind.
Falls, wie in Referenz [13] angenommen, der raum-zeitliche Rauschvektor N u / PCM,n räumlich unkorreliert ist, ist die Leistungssteuerung im Uplink generell in der Lage, die empfangenen Signalleistungen auszugleichen. Jedoch wird die Annahme, daß das Rauschen unkorreliert ist, im Downlink unhaltbar wegen des Pfadverlustes und der Beschattung und wenn die Leistung einzelner Benutzer absichtlich erhöht wird (d. h. „Prioritätsverbindungen", Erfassung, Modulationen höherer Ordnung oder höhere Datenraten im Verkehr mit gemischten Raten). Innerhalb einer bestimmten Zelle kann es Benutzer mit vielen verschiedenen „Stärken" geben, vielleicht wegen unterschiedlicher Datenraten. 8 veranschaulicht als ein Beispiel eine Zelle, in der es vier verschiedene Mengen von Benutzern gibt, die hierarchisch gemäß der Datenraten angeordnet sind. Die erste Menge I weist Benutzer auf, die relativ hohe Datenraten haben, die zweite Menge M1 und die dritte Menge M2 weisen beide Benutzer auf, die Datenraten im mittleren Bereich haben, und die vierte Menge D weist Benutzer auf, die relativ niedrige Datenraten haben. In der Praxis müssen die Empfänger der Benutzer mit hoher Datenrate aus Menge I keine „von außen kommende" bzw. „Outset"-Interferenz von den Benutzern in den Mengen M1, M2 und D auslöschen, doch werden ihre Übertragungen zur Interferenz bei den Empfängermodulen in diesen Mengen beitragen. Benutzer mit mittlerer Datenrate in den Mengen M1 und M2 werden „Outset"-Interferenzen von den Benutzern mit hoher Datenrate in der Menge I auslöschen müssen, aber nicht von den Benutzern in Menge D. Sie werden selbst zur „Outset"-Interferenz für die Benutzer in Menge D Beiträge leisten. Die Empfänger der Benutzer in Menge D müssen „Outset"-Interferenzen von den Sätzen I, M1 und M2 auslöschen.
Es ist für einen Empfänger eines Benutzers innerhalb einer bestimmten Menge auch möglich, „von innen kommende" bzw. „Inset"-Interferenz von einem oder mehreren Benutzern innerhalb derselben Mengen auszulöschen; und selbst zu solcher „Inset"-Interferenz beizutragen. Ausführungsformen der Erfindung, die auf diese „Outset"- und „Inset"-Situationen anwendbar sind, werden anschließend beschrieben. In der Beschreibung wird ein Signal eines bestimmten Nutzers, das als Interferenz behandelt und ausgelöscht wird, als ein „Contributor" betrachtet, und, wenn ein Empfängermodul eines bestimmten Nutzers Informationen empfängt, um es in die Lage zu versetzen, Interferenz eines anderen Benutzers auszulöschen, wird es als ein „Rezipient" betrachtet. Um die Beschreibung der hier beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen zu vereinfachen, wird angenommen, daß alle Benutzer dieselbe Modulation mit derselben Rate einsetzen. Um die Theorie der Funktionsweise zu entwickeln, wird zunächst angenommen, daß es unter den Mobilstationen in der Zelle eine erste Menge I von „starken" Contributor-Benutzern gibt, von denen einer in den 1 und 2 durch den Index „i" gekennzeichnet ist, deren empfangene Signalleistungen relativ hoch sind und es daher wahrscheinlich ist, daß sie mehr Interferenz verursachen, und eine zweite Menge D von Rezipienten-Benutzern mit „niedriger Leistung", von denen einer in den 1 und 2 mit dem Index „d" gekennzeichnet ist, deren empfangene Signalleistungen relativ niedrig sind und deren Empfang sich durch Interferenz von den Signalen von den starken Benutzern verschlechtern kann. Um die Benutzer mit niedriger Leistung adäquat zu empfangen, ist es üblicherweise wünschenswert, die von den Benutzern mit hoher Leistung erzeugte Interferenz im Wesentlichen zu eliminieren. Der Einfachheit halber werden die meisten der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung auf der Basis beschrieben, daß die Benutzer mit hoher Leistung ohne Interferenzunterdrückung adäquat empfangen werden können. Es sollte jedoch eingeräumt werden, daß die „starken" Benutzerstationen miteinander interferieren könnten, in welchem Fall man das untenstehende, farbige Rauschmodell und die für die Benutzer mit niedriger Leistung vorgeschlagene nah-fern-resistente Lösung auch auf jedes interferierende Mobiltelefon anwenden könnte, wie später beschrieben wird.
Wenn das Vorhandensein von NI interferierenden Benutzern angenommen wird, denen die Indizes i = 1 bis NI zugewiesen sind, dann kann der Raum-Zeit-Beobachtungsvektor jedes interferierenden Benutzers (u = i ∈ {1, ..., NI}) aus Gleichung 8 gegeben werden durch: Z in = H in sin + N iPCM,n , (13)wobei von N i / PCM,n immer noch angenommen werden kann, daß es ein unkorrelierter Vektor weißen Rauschens ist, wenn der Verarbeitungsgewinn dieses Benutzers nicht sehr gering ist. Andererseits ist der Raum-Zeit-Beobachtungsvektor aus Sicht irgendeines Benutzers mit niedriger Leistung (u = d
{1, ... NI}):
wobei zusätzlich zu dem unkorrelierten, weißen Rauschvektor N d / PCM,n ein Gesamtinterferenzvektor I d / PCM,n enthalten ist, der einen zufälligen, farbigen raum-zeitlichen Interferenzvektor für jedes interferierende Mobiltelefon summiert, der mit I d,i / PCM,n für i = 1, ..., NI bezeichnet ist. Beim Frame Nummer n resultiert die Realisierung des Vektors I d,i / PCM,n aus taktabgeglichener Filterung, Chipraten-Abtastung, Entspreizung mit c d / l Bitraten-Framebildung und Matrix/Vektor-Umformung des empfangenen Signalvektors Xⁱ(t) von dem i-ten interferierenden Mobiltelefon mittels Gleichungen (3) bis (6).
Der in 5 dargestellte Empfänger würde die Signale von allen Benutzerstationen unabhängig voneinander empfangen. Man sollte beachten, daß es keine Querverbindungen gibt zwischen den Empfängermodulen 20¹ , ..., 20^U , insbesondere zwischen ihren STAR-Modulen 20¹ ... 20^u ... 20^U , zur Unterdrückung der Interferenz von den Signalen der Mobilstationen, die starke Interferierer beisteuern. Während der angepaßte Strahlformer in Gleichung (9) bei unkorreliertem, weißem Rauschen optimal ist, ist er suboptimal beim Empfang der Benutzer mit niedriger Leistung wegen der raum-zeitlichen Korrelation der Interferenzterme. Um die Aufnahme zusätzlicher Benutzer beim Vorhandensein viel stärker interferierender Mobiltelefone in der Zielzelle zu ermöglichen, wird in Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung der Empfänger von 5 erweitert, um viel stärkere Nah-Fern-Resistenz zu erhalten, speziell durch Anpassung des Strahlformers von Gleichung (9), um die Interferenzbeiträge von den interferierenden starken Benutzern zurückzuweisen.
Im allgemeinen Fall ist die von einem Benutzer d in der Menge D erfahrene Gesamtinterferenz I d / PCM,n ein unbekannter zufälliger Vektor, der zu jedem Zeitpunkt in einem Interferenz-Teilraum liegt, der von einer Matrix aufspannt wird, sagen wir C d / PCM,n (d. h. I d / PCM,n ∈ Vec{C d / PCM,n}), deren Dimension von der Anzahl der Interferenzparameter (d. h. Leistung, Daten, Mehrpfad-Komponenten und Verzögerungen) abhängt, die als unbekannt oder a priori abgeschätzt angenommen werden. Wie aus den folgenden Beschreibungen der bevorzugten Ausführungsformen klar wird, kann in der Praxis die Matrix C d / PCM,n, die als die „Randbedingungsmatrix" bezeichnet wird, auf verschiedene Weisen abgeleitet und abgeschätzt werden. Um Nah-Fern-Resistenz zu erzielen, muß der Strahlformer den folgenden theoretischen Randbedingungen genügen:
Die erste Randbedingung stellt eine im wesentlichen störungsfreie Antwort bzw. Reaktion auf die Benutzer mit niedriger Leistung bereit, während die zweite den Interferenz-Teilraum sofort zurückweist und damit die Gesamtinterferenz im Wesentlichen auslöscht. Diese Änderung des Strahlformungsschrittes von STAR wird als Interferenz-Teilraum-Zurückweisung (Interference Subspace Rejection, ISR) bezeichnet.
Wenn eine Abschätzung der Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n zu Verfügung steht (wie später beschrieben), erhält man den ISR-Kombinierer (d. h. den eingeschränkten, raum-zeitlichen Strahlformer) W d / n nach Entspreizen durch:
wobei I_M·L eine M·L × M·L Einheitsmatrix bezeichnet. Zuerst wird der Projektor Π_PCM,n orthogonal zu der Randbedingungsmatrix Ĉ_PCM,n gebildet. Es sollte aus den Gleichungen (16) und (17) beachtet werden, daß die inverse Matrix Q d / PCM,n nicht die direkte Inverse der Randbedingungsmatrix C d / PCM,n ist, sondern Teil der Pseudo-Inversen von C d / PCM,n ist. Im Folgenden wird sie jedoch der Einfachheit halber als die inverse Matrix bezeichnet. Als zweites wird die Abschätzung des Antwortvektors niedriger Leistung Ŷ d / n projiziert und normalisiert.
Während der ISR-Strahlformer den Datenvektor der Benutzer mit niedriger Leistung unter Verwendung der obigen Randbedingungen verarbeiten kann, nachdem er sie entspreizt hat, ist es möglich und vorzuziehen, den Datenvektor zur verarbeiten, ohne ihn zuerst zu entspreizen. In beiden Fällen wird der Datenvektor jedoch zur Verwendung durch die Kanalidentifizierungseinheit immer noch entspreizt. Obwohl es bezogen auf den Rechenaufwand vorteilhafter ist, dies ohne Entspreizen zu tun, werden Ausführungsformen beider Alternativen beschrieben. Zuerst wird jedoch das gespreizte Datenmodell von Gleichung (2) neu formuliert und entwickelt und danach verwendet, um durch ISR-Kombinieren der Daten ohne Entspreizen verschiedene Modi zum Implementieren abzuleiten, die für unterschiedliche komplementäre Situationen geeignet sind.
Datenmodell ohne Entspreizen
Die Beobachtungsmatrix Y_n der Gleichung (4), die die Nachkorrelationsmatrix Z_n der Gleichung (7) durch Entspreizen und Frame-Bildung mit der Bitrate liefert, kann ausgedrückt werden als:
wobei jeder Benutzer u seine aus den Gleichungen (3) und (4) erhaltene Benutzer-Beobachtungsmatrix Y u / n beiträgt, wobei in Gleichung (3) X(t) durch X^u(t) ersetzt wird und das vorverarbeitete thermische Rauschen beiträgt: Npthn = [Npth(nT), Npth(nT + Tc), ..., Npth(nT + (2L – 2))Tc)]. (20)
Unter Verwendung der Tatsache, daß jedes zur Kanalfaltung in Y u / n beitragende Bit-Tripel [b u / n-1, b u / n, b u / n+1] (siehe Gleichung (2a)) zusammengesetzt werden kann als: [bun-1 , bun , bun+1 ] = bun-1 [1, 0, 0] + bun [0, 1, 0] + bun+1 [0, 0, 1], (21)kann die Sequenz b^u(t) über den n-ten Block lokal approximiert werden mittels der kanonischen Erzeugendensequenzen g¹(t), g²(t) und g³(t) in 25 als:
wobei die Indizes I_0,n, I_–1,n, I_+1,n ∈ {1, 2, 3} bei jedem Block permutiert werden, so daß die korrespondierende, kanonische Erzeugendensequenzen lokal mit [0, 1, 0], [1, 0, 0] bzw. [0, 0, 1] koinzidieren. Unter der Annahme langsamer Zeitschwankungen von (t) und H(t) verglichen mit der Symbolzeit, gilt: Yun = sun Yu0,n + sun-1 Yu–1,n + sun+1 Yu+1,n , (23)wobei die kanonischen Benutzer-Beobachtungsmatrizen Y u / k,n durch die Gleichungen (3) und (4) erhalten werden, wobei X(t) in Gleichung (3) jeweils für k = –1, 0, +1 ersetzt wird durch:
Gute Annäherungen von Y_–1,n und Y_+1,n können tatsächlich bei jeder Iteration durch L einfache Rückwärts/Vorwärts-Verschiebungen der Spalten von Y u / 0,n erhalten werden mit Null Spalteneingaben.
Man sollte beachten, daß die kanonischen Erzeugendensequenzen eine genauere Rekonstruktion (z. B. Überlappungs-Addieren) der zeitvariablen Kanäle ermöglicht. Außerdem gilt die resultierende Zerlegung in Gleichung (23) für lange PN-Codes.
Man sollte beachten, daß diese Zerlegung auch für jedes komplex-wertige Symboltripel [b u / n-1, b u / n, b u / n+1] gilt. Mit Ad-hoc-Änderungen gilt der ISR-Ansatz gemäß dieser Erfindung für jede komplexe Modulation (z. B. MPSK, MQAM, sogar analog). Diese neue Signalzerlegung wird ver wendet, um die verschiedenen Implementierungen von ISR abzuleiten, was später beschrieben wird.
Mit Bezug auf den Benutzer niedriger Leistung, dem der Index d zugewiesenen ist, und den NI stark interferierenden Mobiltelefonen, denen die Indices i = 1, ..., NI zugewiesen sind, kann der Beobachtungsvektor, der durch Umformen der Beobachtungsmatrix vor Entspreizen erhalten wird, nun neu geschrieben werden als: Y n = Y d0,n sdn + I dISI,n + In + Nn, (25)wobei der erste kanonische Beobachtungsvektor Y d / 0,n als der „Kanal"-Vektor des Benutzers d mit niedriger Leistung erscheint. Der Gesamtinterferenzvektor vor Entspreizen:
ist die Summe der interferierenden Signalvektoren Y i / n und: I uISI,n = sun-1 Y u–1,n + sun+1 Y u+1,n , 27ist der Intersymbol-Interferenz-(ISI)-Vektor des Benutzers u. In Situationen mit großer Verarbeitungsverstärkung kann der Selbst-ISI-Vektor I d / ISI,n mit dem unkorrelierten, raum-zeitlichen Rauschvektor N _n kombiniert werden, was zu dem folgenden Datenvektor-Modell vor Entspreizen führt: Y n = Y d0,n sdn1 + I n + N n. (28)
Entspreizen des Beobachtungsvektors in der obigen Gleichung mit der Entspreizungssequenz des Benutzers d mit niedriger Leistung liefert das Datenvektor-Modell nach Entspreizen in Gleichung (14). Es ist möglich, eine feinere Zerlegung des Datenmodells abzuleiten, um Implementierungen eines oder mehrerer der Modi des ISR über Verschiedenheiten bzw. Diversitäten zu ermöglichen.
Feinere Zerlegung des Datenmodells über Diversitäten bzw. Mannigfaltigkeiten
Somit kann Gleichung (2a) weiter zerlegt werden über N_f = MP Diversitätszweigen oder -fingern in einer solchen Weise, daß der von der m-ten Antenne empfangene Beobachtungssignalbeitrag X^uf(t) entlang des p-ten Pfades für f = (p – 1)M + m = 1, ..., N_f folgendermaßen separiert werden kann:
Der Beobachtungssignalbeitrag von dem f-ten Finger ist wie folgt definiert: Xuf(t) = ψu(t)Huf(t) ⊗ cu(t)bu(t) = ψu(t)Gufp (t)εup (t)bu(t – τup (t))cu(t – τup (t)) (30)wobei der Ausbreitungsvektor von dem f-ten Finger ist: Gufp (t) = γuf (t)R m. (31)
In der obigen Gleichung ist der Skalawert γ u / f(t) der Kanalkoeffizient über dem f-ten Finger und R _m = [0, ..., 0, 1, 0, ..., 0]^T ist ein M × 1 Vektor mit Null-Komponenten außer für die m-te Stelle. Mit den obigen Definitionen kann man leicht die folgenden Zerlegungen der Kanal- und der Ausbreitungsvektoren prüfen:
Demgemäß kann nach der Vorverarbeitung die Abgleichfilterungs-Beobachtungsmatrix wie folgt zerlegt werden:
wobei jeder Benutzer u seine Benutzer-Beobachtungsmatrizen Y uf / n von den Fingern f = 1, ... N_f beiträgt, die durch die Gleichungen (3) und (4) erhalten werden, wobei in Gleichung (3) X(t) durch X^uf(t) ersetzt wird. Man beachte, daß der komplexe Kanalkoeffizient ϛ u / f(nT) = γ u / f(nT)ε u / p(nT) von der Matrix Y uf / n separiert wird, der ein rein verzögertes Replikat der gespreizten Daten ohne Dämpfung oder Phasenversatz von Finger f enthält. Diese Matrix, die durch die Gleichungen (3) und (4) erhalten wird, wobei X(t) in Gleichung (3) ersetzt wird durch: Xuf(t) = R mδ(t – τp(t)) ⊗ bu(t)cu(t), (35)kann weiter über die kanonischen Erzeugendensequenzen zerlegt werden wie folgt: Yufn = bun Yuf0,n + bun-1 Yuf–1,n + bun+1 Yuf+1,n , (36) wobei die kanonischen Benutzer-Beobachtungsmatrizen Y uf / k,n von Finger f durch die Gleichungen (3) und (4) erhalten werden, wobei X(t) in Gleichung (3) für k = –1, 0, +1, jeweils ersetzt wird durch:
worin δ(t) den Dirac-Impuls bezeichnet. Daher erhält man:
Eine gröbere Zerregelung über die Finger des Gesamtinterferenzvektors vor Entspreizen, die in Gleichung (26) definiert ist, ergibt:
Nach Entspreizen mit der Spreizungssequenz des Benutzers d mit niedriger Leistung ergibt dies:
Ausführungsformen der Erfindung, die die oben stehende Zerlegung der Interferenz verwenden, die als ISR-D-Implementierungen vor und nach Entspreizen bezeichnet werden, werden später unter Bezug auf die 16 und 23 beschrieben.
ISR-Kombinieren vor Entspreizen
Wie zuvor beschrieben wird der Kombinationsschritt von STAR ohne Entspreizen implementiert, indem die Gleichung (9) für den Benutzer mit niedriger Leistung ersetzt wird durch:
wobei der raum-zeitliche Strahlformer W d / n nun ISR ohne Entspreizen implementiert, um I _n durch Erfüllen der folgenden Randbedingungen zurückzuweisen (siehe Gleichung (15)):
und C_n ist die Randbedingungsmatrix ohne Entspreizen, die den Interferenz-Teilraum des Gesamtinterferenz-Vektors I _n aufspannt (d. h. I _n ∈ Vec{C_n}).
Die Randbedingungsmatrix ohne Entspreizen, C_n, ist allen Benutzern mit niedriger Leistung gemein. Daher charakterisiert sie den Interferenz-Teilraum unabhängig von dem Benutzer mit niedriger Leistung. Im Gegensatz dazu wird jede Randbedingungsmatrix nach Entspreizen C d / PCM,n in Gleichung (15) erhalten, indem C_n mit der Spreizungssequenz des entsprechenden Benutzers mit niedriger Leistung entspreizt wird. Daher ist ISR-Kombinieren vor Entspreizen, obwohl dem Strahlformen nach Entspreizen äquivalent, rechnerisch viel vorteilhafter.
Im Gegensatz zu dem früher beschriebenen „Nach-Entspreizung"-Fall erhält man die Abschätzung der Randbedingungsmatrix Ĉ_n, wenn der Datenvektor vor der Verarbeitung durch den ISR-Kombinierer (d. h. den eingeschränkten raum-zeitlichen Strahlformer) W d / n nicht entspreizt wird, durch: Qn = (ĈHn Ĉn)–1, (43) Πn = IM·(2L-1) – ĈnQnĈHn , (44)
wobei I_M·(2L-1) eine M·(2L – 1) × M·(2L – 1) Einheitsmatrix bezeichnet. Wie zuvor kann aus den Gleichungen (43) und (44) erkannt werden, daß die inverse Matrix Q_n nicht die direkte Inverse der Randbedingungsmatrix Ĉ_n ist, sondern Teil der Pseudo-Inversen von Ĉ_n ist. Es sollte auch beachtet werden, daß die obigen Operationen tatsächlich in einer viel einfacheren Art und Weise implementiert werden, die redundante oder einfache Berechnungen in der Datenprojektion und der Normalisierung einsetzen. Wie zuvor wird einmal für alle Benutzer mit niedriger Leistung der Projektor Π_n orthogonal zu der Randbedingungsmatrix Ĉ_n gebildet. Dies wäre bei ISR nach Entspreizen nicht möglich gewesen. Als zweites wird die Abschätzung des Antwortvektors Ŷ d / 0,n niedriger Leistung projiziert und normalisiert. Die Abschätzung Ŷ d / 0,n wird durch Umformen der folgenden Matrix neu konstruiert:
wobei die schnelle Faltung der Kanalmatrixabschätzung reihenweise mit der Spreizungssequenz implementiert wird. Das Symbol ⊗ bezeichnet Überlappung – Addieren über die vergangenen, aktuellen und zukünftigen Blöcke der Spreizungssequenz, die mit einer Kanalmatrix endlicher Größe gefaltet werden soll; daher wird
in Gleichung (46) eingeführt, um den Nettobeitrag von dem aktuellen Sequenzblock zu isolieren. Die Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n d. h. Ĥ d / n, wird von STAR geliefert, wie früher erklärt, und enthält den Gesamtbeitrag des Formungsimpulses Φ(t) abgeglichen mit sich selbst [13]. Wenn die Zeitschwankungen des Kanals langsam sind, können die Kanalkoeffizienten über einige Symbolperioden [20] hinweg als konstant angenommen werden, wodurch die Anzahl der benötigten, rechenintensiven Entspreizungsoperationen reduziert wird (siehe 9).
Man sollte beachten, daß ISR-Kombinieren der Daten, ohne sie zuerst zu entspreizen, die Komplexität signifikant reduziert, obwohl diese ISR-Modi Formulierungen haben, die analog sind gleichgültig, ob ISR mit oder ohne einleitendes Entspreizen des Datenvektors implementiert wird.
Empfänger, die diese unterschiedlichen ISR-Modi implementieren, werden unter Verwendung derselben Referenznummern für die Komponenten, die identisch oder sehr ähnlich denjenigen in dem Empfänger von 5 sind, beschrieben, wobei ein Suffix einen Unterschied anzeigt. Ein generischer ISR-Empfänger, der ohne Entspreizen der Daten auskommt, wird zuerst beschrieben gefolgt von einem, der dies nach Entspreizen der Daten tut. Danach werden einzelne Implementierungen verschiedener ISR-Modi beschrieben.
9 stellt somit einen Empfänger gemäß einer ersten Ausführung von der Erfindung dar, der einen ersten Satz I von Empfängermodulen 20¹ ... 20^NI für „starke Benutzer" aufweist, die ähnlich denjenigen in dem Empfänger von 5 sind, und getrennt durch eine gestrichelte Linie 34 einen zweiten Satz D von Empfängermodulen für Benutzer mit „niedriger Leistung", die von den Empfängermodulen von Satz I abweichen, aber untereinander identisch sind, so daß der Einfachheit halber nur ein STAR-Modul 20A^d mit einem modifizierten Strahlformer 47A^d abgebildet ist. Die Ausgänge der Entscheidungsregeleinheiten 29¹ , ..., 29^NI und der Kanalidentifizierungseinheiten 28¹ , ..., 28^NI von den Satz-I-Modulen sind als an einen Randbedingungssatz-Generator 42A angeschlossen abgebildet, der die entsprechenden Symbolabschätzungen und Kanalvektorabschätzungen verarbeitet, um einen Satz von N_c Randbedingungen C_n = {C 1 / n, ..., C NI / n} zu erzeugen. Der Randbedingungssatz-Generator 42A kann jedoch stattdessen hypothetische Symbolwerte oder eine Kombination von Symbolabschätzungen und hypothetischen Werten benutzen, wie später beschrieben wird. Jede individuelle Randbedingung liegt in demselben Beobachtungsraum wie die Beobachtungsmatrix Y_n von dem Präprozessor 18. Der Randbedingungssatz-Generator 42A liefert den Satz von Randbedingungen C_n an einen Randbedingungsmatrix-Generator 43A, der sie zum Bilden einer Randbedingungsmatrix Ĉ_n und einer inversen Matrix Q_n verwndet, die sie an den Strahlformer 47^d und jeden der entsprechenden Strahlformer in den anderen Empfängermodulen von Satz D liefert. Der tatsächliche Inhalt des Sat zes von Randbedingungen C_n und der Randbedingungsmatrix Ĉ_n hängt von dem speziellen ISR-Modus ab, der implementiert wird, wie später beschrieben wird.
Der Mechanismus zum Ableiten von Beobachtungsvektoren in dem Empfänger von 9 weist einen Vektorumformer 44 auf, der die Beobachtungsmatrix Y_n von der Vorverarbeitungseinheit 18 umformt, um einen Beobachtungsvektor Y _n mit Dimension M(2L – 1) zu bilden, und liefert ihn an den Strahlformer 47A^d und an alle anderen Strahlformer in den anderen Empfängermodulen in Satz D.
Das STAR-Modul 20A^d weist eine Kanalidentifikationseinheit 28A^d , eine Entscheidungsregeleinheit 27A^d und eine Leistungsabschätzungseinheit 30A^d auf, die ähnlich denjenigen der vorher beschriebenen STAR-Module 20¹ ... 20^U sind. Das STAR-Modul 20A^d ist dem Entspreizer 19^d zugeordnet, der auch Teil der Mechanismen zum Ableiten von Beobachtungsvektoren ist. Der Entspreizer 19^d entspreizt die Beobachtungsmatrix Y_n mittels des Entspreizungscodes für Benutzer d und liefert den resultierenden Beobachtungsvektor nach Korrelation Z _n nur an die Kanalidentifikationseinheit 28A^d . Die Entscheidungsregeleinheit 27A^d und die Leistungsabschätzungseinheit 30A^d erzeugen Ausgabesymbolabschätzungen b ^ d / n bzw. Leistungsabschätzungen (ψ ^ d / n)². Der ISR-Strahlformer 47A^d des STAR-Moduls 20A^d erzeugt entsprechende Signalkomponentenabschätzungen ŝ d / n, unterscheidet sich jedoch von den MRC-Strahlformem 27¹ ... 27^NI , weil er auf dem Beobachtungsvektor Y _n operiert, der nicht entspreizt wurde. In einer ähnlichen Weise zu derjenigen, die mit Bezug auf 5 beschrieben wurde, empfängt die Kanalidentifikationseinheit 28A^d den Beobachtungsvektor nach Korrelation Z d / n und die Signalkomponentenabschätzung ŝ d / n und verwendet sie zum Ableiten der Abschätzungen Ŷ d / 0,n des gespreizten Kanalvektors, die sie zum Aktualisieren der Gewichtungskoeffizienten W d / n des Strahlformers 47A^d in nachfolgenden Symbolperioden verwendet. Die Symbolperiode entspricht dem gespreizten Daten-Frame von M(2L – 1) Elementen. Die Koeffizienten des ISR-Strahlformers 47A^d werden als Reaktion auf die Randbedingungsmatrix Ĉ_n und ihrer Inversen Q_n auch aktualisiert, wie später beschrieben wird. Wie in 9 abgebildet werden dieselben Matrizen Ĉ_n und Q_n an alle Empfängermodule in Satz D geliefert, insbesondere an ihre Strahlformer.
Wie in 10 abgebildet weisen die Randbedingungsmatrix-Generatormechanismen 43A eine Bank von Vektorumformern 48A¹ , ...,
und einen Matrixinvertierer 49A auf. Jeder der Vektorumformer 48A¹ , ...,
formt die entsprechende Matrix des Satzes von Randbedingungssatz-Matrizen C 1 / n, ...,
um, um eine Spalte der Randbedingungsmatrix Ĉ_n zu bilden, die von dem Matrixinvertierer 49A verarbeitet wird, um die inverse Matrix Q_n zu bilden. Zur Einfachheit der Beschreibung wird implizit angenommen, daß jede der Spalten von Ĉ_n auf Eins normalisiert wird, wenn sie aus dem Satz von Randbedingungen C_n aufgesammelt wird.
Wie auch in 10 dargestellt wird, kann der Strahlformer 47A^d so betrachtet werden, daß er eine Koeffizientenabstimmungseinheit 50A^d und einen Satz von M(2L – 1) Multiplizierern 51 d / 1 ... 51 d / M(2L-1) aufweist. Die Koeffizientenabstimmungseinheit 50A^d verwendet die Randbedingungsmatrix Ĉ_n, die inverse Matrix Q_n, und die Kanalvektorabschätzungen Ŷ d / 0,n, um die Gewichtungskoeffizienten W d* / 1,n ... W d* / M(2L-1),n gemäß obiger Gleichung (45) anzupassen. Die Multiplizierer 51 d / 1 ... 51 d / M(2L-1) verwenden die Koeffizienten, um die jeweiligen individuellen Elemente Y _1,n ... Y _M(2L-1),n des Beobachtungsvektors Y _n zu gewichten. Die gewichteten Elemente werden von einem Addierer 52^d summiert, um die rohen, gefilterten Symbolabschätzungen ŝ d / n für die Ausgabe des Strahlformers 47A^d zu bilden.
Eine alternative Konfiguration des Empfängers, in der die STAR-Module niedriger Leistung des Satzes D ISR-Strahlformen nach Entspreizen der Beobachtungsmatrix Y_n von dem Präprozessor 18 implementieren, wird nun mit Bezug auf die 11 und 12 beschrieben, die den 9 und 10 entsprechen. Der in 11 abgebildete Empfänger ist ähnlich dem in 9 abgebildeten, indem er eine Vorverarbeitungseinheit 18, die die Beobachtungsmatrix Y_n an die Empfängermodule 20¹ , ..., 20^NI von Satz I liefert, einen Randbedingungssatz-Generator 42B und Randbedingungsmatrix-Generatormechanismen 43B aufweist. Er enthält jedoch nicht den Vektorumformer 44 von 9, und jedes der STAR-Module für Benutzer niedriger Leistung in Satz D hat einem modifizierten Strahlformer. Daher operiert der modifizierte Strahlformer 47B^d auf dem Beobachtungsvektor Z d / n nach Korrelation von der Ausgabe des Entspreizers 19^d , der sowohl an die Kanalidentifikationseinheit 28B^d als auch an den Strahlformer 47B^d geliefert wird. Die Kanalidentifikationseinheit 28B^d erzeugt Kanalvektorabschätzungen Ĥ d / n und liefert sie an den Strahlformer 47B^d , der seine Koeffizienten in Abhängigkeit sowohl von ihnen als auch einer benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n und benutzerspezifischen inversen Matrix Q d / PCM,n aktualisiert. Man sollte beachten, daß die Randbedingungsmatrix-Generatormechanismen 43B benutzerspezifische Randbedingungs- und inverse Matrizen an die anderen Empfängermodule in Satz D liefern.
Unter Bezug auf 12 weisen die gemeinsamen Randbedingungsmatrix-Generatormechanismen 43B eine Bank von benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generatoren auf, einen für jedes der Empfängermodule des Satzes D, wobei jeder einen entsprechenden Spreizungscode der Benutzer des Satzes D verwendet. Da der einzige Unterschied zwischen den benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generatoren ist, daß sie unterschiedliche Spreizungscodes verwenden, ist nur die benutzerspezifische Randbedingungsmatrix 43B^d in 12 dargestellt mit dem zugehörigen Strahlformer 47A^d . Somit weist der benutzerspezifische Randbedingungsmatrix-Generator 43B^d eine Bank von Entspreizern 55B^d,1 , ..., 55
und einen Matrixinvertierer 46B^d auf. Die Entspreizer 55B^d,1 , ..., 55
entspreizen die jeweiligen der N_c Matrizen in dem Satz von Randbedingungen C_n, um eine Spalte der individuellen Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n zu bilden, die implizit auf die Einheitsmatrix normalisiert ist. Der Matrixinvertierer 46B^d verarbeitet die individuelle Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n, um die inverse Matrix Q d / PCM,n zu bilden. Der benutzerspezifische Randbedingungsmatrix-Generator 43B^d liefert die Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n und die inverse Matrix Q d / PCM,n an die Koeffizientenabstimmungseinheit 50B^d des Strahlformers 47B^d . Wie in 12 abgebildet hat der Strahlformer 47B^d ML Multiplizierer 51 d / 1, ... 51 d / ML, die die Gewichtungskoeffizienten
mit den Elementen Z d / 1,n ... Z d / ML,n des Nachkorrelations-Beobachtungsvektors Z d / n multiplizieren. Wie zuvor summiert der Addierer 52^d die gewichteten Elemente, um die Signalkomponentenabschätzung ŝ d / n zu bilden. Die Strahlformer-Koeffizienten sind gemäß Gleichung (18) zeitabhängig.
Jeder dieser alternativen Ansätze, d. h. mit oder ohne Entspreizen des an den Strahlformer gelieferten Datenvektors, kann mit jeder der verschiedenen Arten der Implementierungen des ISR-Strahlformens, d. h. der ISR-Modi, verwendet werden. Man sollte beachten, daß alle Fälle eine Randbedingungsmatrix verwenden, die den ISR-Strahlformer auf eine Einheits-Antwort auf den gewünschten Kanal und eine Null-Antwort auf den Interferenz-Teilraum abstimmt. In jedem Fall unterscheidet sich jedoch die tatsächliche Zusammensetzung der Randbedingungsmatrix.
Spezielle Ausführungsformen der Erfindung, die verschiedene ISR-Modi ohne Entspreizen der Daten implementieren, werden nun unter Bezug auf die 13 bis 20 beschrieben, und im Anschluß werden unter Bezug auf die 21 bis 26 Ausführungsformen beschrieben, die dieselben ISR-Modi nach Entspreizen implementieren.
Interferenz-Teilraum-Zurückweisung über vollständiger Realisation (ISR-TR)
Die in 13 abgebildete Empfängereinheit 13 ist ähnlich der in 9 abgebildeten, indem sie einen Satz I von Empfängermodulen 20¹ , ..., 20^NI zur Verarbeitung von Signalen von NI stark interferierenden Mobilstationen und einen Satz D von Empfängermodulen für Signale von anderen Benutzern „mit niedriger Leistung" aufweist. Die Empfängermodule des Satzes D sind identisch, so daß nur das Empfängermodul 21C^d für Kanal d in 13 abgebildet ist. Wie in dem Empfänger von 9 wird die Beobachtungsmatrix Y_n von dem Präprozessor 18 direkt an jeden der Entspreizer 19¹ ... 19^NI des Satzes I von Empfängermodulen geliefert. Vor Anwendung auf jedes der Empfängermodule des Satzes D wird sie jedoch von einem Verzögerungselement 45 um eine Symbolperiode verzögert und von dem Vektorumformer 44 umgeformt. Der resultierende Beobachtungs vektor Y _n-1 wird an den Strahlformer 47C^d und an jeden der anderen Strahlformer in dem Satz D von Empfängermodulen geliefert (nicht abgebildet). Das STAR-Empfängermodul 20C^d ist dem Entspreizer 19^d zugeordnet und weist zusätzlich zu dem Strahlformer 47C^d die Kanalidentifizierungseinheit 28C^d , die Entscheidungsregeleinheit 29C^d und die Leistungsabschätzungseinheit 30C^d auf, die ähnlich zu den in 9 abgebildeten sind. Der Satz von Kanalabschätzungen H 1 / n, ..., H NI / n, die an den Randbedingungssatz-Generator 42C geliefert werden, weisen Kanalvektorabschätzungen Ĥ 1 / n ... Ĥ NI / n bzw. die Leistungsabschätzungen ψ ^ 1 / 1,n ... ψ ^ NI / n auf.
Der Randbedingungssatz-Generator 42C weist eine Bank von Neuspreizern 57C¹ ... 57C^NI auf, wobei jeder seinen Ausgang mit dem Eingang der jeweiligen Instanz von der entsprechenden Bank von Kanalreplikationseinheiten 59C¹ ... 59C^NI durch eine entsprechende Instanz einer Bank von Multiplizierern 58C¹ ... 58C^NI verbunden hat. Die Neuspreizer 57C¹ ... 57C^NI sind ähnlich, so daß nur einer, der Neuspreizer 57C^u , in 14 dargestellt ist. Der Neuspreizer 57C^u ist ähnlich dem entsprechenden Spreizer 13^u (3), indem er das Symbol b ^ u / n von der entsprechenden Entscheidungsregeleinheit 29C^u mittels einer periodischen, persönlichen Codesequenz c u / l mit einer Rate 1/T_c spreizt, wobei T_c die Chiptaktdauer ist. Er unterscheidet sich jedoch, indem er keinen Umformungsimpulsfilter beinhaltet. Die Effekte der Filterung sowohl bei der Übertragung mit dem Umformungsimpuls (siehe 2 und 3) als auch beim Empfang mit dem angepaßten Umformungsimpuls (siehe 5 und 6) sind als Basisband in der Kanalvektorabschätzung Ĥ u / n oder H u / n, wie in Referenz [13] offenbart, enthalten.
Unter erneutem Bezug auf 13 und als Beispiel Empfängermodul 20C¹ wird die Replikation der Ausbreitungscharakteristiken des Kanals 14¹ durch digitale Filterung in der diskreten Zeitdomäne erreicht, d. h. durch Faltung bei der Chiprate der Kanalvektorabschätzung Ĥ 1 / n mit den erneut gespreizten Daten b ^ 1 / nc 1 / l. Diese Filterungsoperation liefert sofort zerlegte Abschätzungen der Signalbeiträge der Benutzerstation 10¹ zu der Beobachtungsmatrix Y_n. Somit spreizt der Neuspreizer 57C¹ das Symbol b ^ 1 / n von der Entscheidungsregeleinheit 29C¹ erneut, der Multiplizierer 58C¹ skaliert es mit der Gesamtamplitudenabschätzung ψ ^ 1 / n und das Kanalreplikationsfilter 59C¹ filtert das resultierende, erneut gespreizte Symbol mittels der Kanalvektorabschätzung Ĥ 1 / n von der Kanalidentifizierungseinheit 28C¹ . Die Symbolabschätzungen von den anderen STAR-Modulen in dem Satz I werden in einer ähnlichen Weise verarbeitet.
Man sollte beachten, daß die Neuspreizer 57C¹ ... 57C^NI , die Multiplizierer 58C¹ ... 58C^NI und die Kanalreplikationsfilter 59C¹ ... 59C^NI den Elementen 13¹ , 15¹ und 14¹ in dem interferierenden Benutzerkanal von 2 entsprechen. Die Koeffizienten der Kanalreplikationsfiltereinheiten 59C¹ ... 59C^NI werden in aufeinander folgenden Symbolperioden durch die Kanalidentifikationseinheiten 28C¹ ... 28C^NI aktualisiert, indem dieselben, den jeweiligen Übertragungskanälen 14¹ ... 14^NI entsprechenden Koeffizienten Ĥ 1 / n ... Ĥ NI / n verwendet werden, die zum Aktualisieren ihrer jeweiligen MRC-Strahlformer 27C¹ ... 27C^NI verwendet werden. Es wird eingeräumt, daß die erneut gespreizten Signale Ŷ 1 / n-1 ... Ŷ NI / n-1 von den jeweiligen Kanalreplikationsfiltereinheiten 59C¹ ... 59C^NI sowohl von dem Vorzeichen als auch der Amplitude jedes Zeichens abgeleitete Informationen und Information über die Kanalcharakteristiken enthalten und daher Äquivalente der gespreizten Signale des Satzes I von starken Interferierern sind, wie sie von den Antennenelementen 12¹ ... 12^M der Basisstation empfangen werden.
Der Randbedingungssatz-Generator 42C weist auch einen Addierer 60 auf, der an die Ausgänge der Kanalreplikationseinheiten 59C¹ ... 59C^NI angeschlossen ist. Der Addierer 60 summiert die Abschätzungen Ŷ 1 / n-1 ... Ŷ NI / n-1 der individuellen Beiträge von den unterschiedlichen Interferierern, um die Abschätzung Î_n-1 der Gesamtinterferenz von den NI Interferierern in der empfangenen Beobachtungsmatrizen Y_n zu bilden. Die Summe kann Gesamtrealisation (Total Realization, TR) der Interferenz genannt. In dieser Ausführungsform weist der Randbedingungsmatrix-Generator einfach einen einzelnen Vektorumformer 43C auf, der die Gesamtrealisationsmatrix Î_n-1 umformt, um den Vektor Î _n-1 zu bilden, der in dieser Ausführungsform die Randbedingungsmatrix C_n ausmacht. Man sollte beachten, daß sich die inverse Matrix Q_n zu einem Skalar reduziert, weil die Randbedingungsmatrix in Wirklichkeit ein Vektor ist, und unter Annahme impliziter Normalisation gleich 1 ist. Daher wird kein Matrixinvertierer benötigt.
Der erneut geformte Vektor Î_n-1 wird an den ISR-Strahlformer 47C^d des Empfängermoduls 20C^d und an die Strahlformer der anderen Empfängermodule im Satz D geliefert. Der Strahlformer 47C^d verwendet den erneut geformten Vektor Î_n-1 und die Kanalvektorabschätzungen Ŷ d / 0,n-1 zum Aktualisieren seiner Koeffizienten gemäß Gleichung (45), um die Elemente des Beobachtungsvektors Y _n-1 zu gewichten.
Der Strahlformer 47C^d paßt seine Koeffizienten an, so daß er über eine Zeitspanne die entsprechenden Interferenzkomponenten in dem Beobachtungsvektor Y _n-1 von dem Vektorumformer 44 zu Null macht und gleichzeitig für eine Einheits-Antwort auf die Abschätzung des gespreizten Kanalvektors abstimmt, um damit die Abschätzung der rohen Signalkomponenten ŝ c' / n-1 im Wesentlichen ohne Störung zu extrahieren.
ISR-TR stellt die einfachste Weise dar, den Interferenz-Teilraum zu charakterisieren, jedoch die schwierigste zum Erzielen akkurater Ergebnisse; nämlich durch eine komplette Abschätzung der momentanen Realisation des Gesamt-Interferenzvektors Î_n in einem in etwa deterministischen An satz. Die Randbedingungsmatrix ist daher durch eine einzelne Null-Randbedingung (d. h. N_c = 1) definiert als:
wobei jede Abschätzung Ŷ i / n durch Umformen der folgenden Matrix neu konstruiert wird: Ŷin = ψ ^in Ĥin ⊗ b ^in cil . (48)
Für jeden interferierenden Benutzer, dem der Index i = 1, ..., NI zugewiesen wird, verwendet dieser Modus Abschätzungen seiner empfangenen Leistung (ψ ^ i / n)² und seines Kanals Ĥ i / n, die beide über angrenzende Symbole hinweg als konstant angenommen und von STAR verfügbar gemacht werden. Dieser Modus erfordert auch eine Bit-Tripel-Abschätzung [b ^ i / n-1, b ^ i / n, b ^ i / n+1] jedes interferierenden Benutzers (siehe Gleichung (23)). Um Abschätzungen der Vorzeichen der Interferierer-Bits sowohl für die aktuelle als auch die nächste Iteration (d. h. b ^ i / n und b ^ i / n+1) zu erhalten, erfordert der ISR-TR-Modus, daß die Verarbeitung aller Benutzer mit niedriger Leistung um eine Bitdauer bzw. einen Verarbeitungszyklus (pc) verzögert wird. Die Ein-Bit-Verzögerung wird durch das Verzögerungsglied 45 in 13 bereitgestellt.
In dem ISR-TR-Modus und in den anschließend zu beschreibenden alternativen ISR-Modi wird die Interferenz (aufgrund der stärksten Benutzer) zuerst abgeschätzt, dann eliminiert. Man sollte beachten, daß, obwohl dieses Schema eine gewisse Ähnlichkeit zu Interferenzauslöschungsverfahren nach dem Stand der Technik aufweist, die die Interferenz abschätzen und dann subtrahieren, die Subtraktion diese Techniken nach dem Stand der Technik anfällig gegenüber Abschätzungsfehlern macht. Andererseits weist ISR die Interferenz durch Strahlformen zurück, das gegenüber Abschätzungsfehlern über die Leistung der Interferierer robust ist. Als ein Beispiel würde ISR-TR immer noch eine perfekte Null-Randbedingung implementieren, wenn die Leistungsabschätzungen alle um einen identischen multiplikaktiven Faktor verzerrt wären, während die Interferenzauslöscher die falsche Menge von Interferenz abziehen würden. Der nächste Modus macht ISR noch robuster gegenüber Leistungsabschätzungsfehlern.
Der in 13 dargestellte Empfänger kann modifiziert werden, um die zur Erzeugung der Interferenzsignalabschätzungen Ŷ 1 / n-1 ... Ŷ NI / n-1 verwendete Information zu reduzieren, insbesondere durch Weglassen der Amplitude der Benutzersignalabschätzungen und Anpassen des ISR-Strahlformers 47C^d , um mehr (NI) Null-Randbedingungen bereitzustellen. Solch ein modifizierter Empfänger wird nun unter Bezug auf 15 beschrieben.
Interferenz-Teilraum-Zurückweisung über Realisierung (ISR-R)
In dem Empfänger von 15 sind die Empfängermodule in dem Satz I identisch mit denen von 13. Das Empfängermodul 20D^d hat denselben Satz von Komponenten wie das in 13 gezeigte, aber sein Strahlformer 47D^d weicht ab, weil die Randbedingungsmatrix anders ist. Der Randbedingungssatz-Generator 42D weicht von dem in 13 gezeigten in der Art ab, daß er die Multiplizierer 58C¹ ... 58C^NI und den Addierer 60 weglässt. Die Ausgaben von den Leistungsabschätzungseinheiten 30¹ ... 30^NI werden nicht zum Skalieren der erneut gespreizten Signale von den jeweiligen Neuspreizern 57C¹ ... 57C^NI verwendet. Somit werden in dem Empfänger von 15 die Signale b ^ 1 / n ... b ^ NI / n von den jeweiligen STAR-Modulen 20¹ ... 20^NI erneut gespreizt und dann von den jeweiligen Kanalreplikationsfiltereinheiten 59C¹ ... 59C^NI gefiltert, um jeweils benutzerspezifische Beobachtungsmatrizen Ŷ 1 / n-1 ... Ŷ NI / n-1 als den Randbedingungssatz C_n zu erstellen. Im Gegensatz zu dem Empfänger von 13 werden jedoch die erneut gespreizten Matrizen nicht summiert, sondern vielmehr individuell von dem Randbedingungsmatrix-Generator 43D verarbeitet, der eine Bank von Vektorumformern 48D¹ ... 48D^NI und einen Matrixinvertierer 49D aufweist (nicht abgebildet, jedoch ähnlich denen in 10). Die resultierende Randbedingungsmatrix Ĉ_n, die die Spaltenvektoren Ŷ 1 / n-1 ... Ŷ NI / n-1 aufweist, wird zusammen mit der korrespondierenden inversen Matrix Q_n an jedes der Empfängermodule im Satz D geliefert. Wiederum ist nur das Empfängermodul 20D^d abgebildet und entspricht dem in der Ausführungsform von 13. Jeder der Vektoren Ŷ 1 / n-1 ... Ŷ NI / n-1 repräsentiert eine Abschätzung der von der entsprechenden Instanz der starken Interferenzsignale im Satz I verursachten Interferenz hat dieselbe Dimension wie der umgeformte Beobachtungsvektor Y _n-1.
In diesem ISR-R-Modus wird der Interferenz-Teilraum durch normalisierte Abschätzungen der Interferenzvektoren Ŷ i / n charakterisiert. Folglich überspannt er ihre individuellen Realisierungen mit allem möglichen Werten der gesamten empfangenen Leistungen (ψ i / n)². Die Randbedingungsmatrix wird durch NI Null-Randbedingungen definiert (d. h. N_c = NI) als:
wobei jede Abschätzung Ŷ i / n durch Umformung der folgenden Matrix neu konstruiert wird Ŷin = Ĥin ⊗ b ^in cin . (50)
Man sollte beachten, daß bei der Rekonstruktion von Ŷ i / n die Gesamtamplitude des i-ten Interferierers ψ ^ i / n (siehe 15) absichtlich weggelassen wurde; daher sowohl die gegenüber Nah-Fern-Situationen erwartete, höhere Robustheit als auch die vergrößerte Spanne zur Lockerung der Leistungssteuerung.
Interferenz-Teilraum-Zurückweisung über Vielfältigkeit bzw. Diversität (ISR-R)
Der in 16 abgebildete ISR-D-Empfänger gründet auf der Tatsache, daß das Signal von einem bestimmten Benutzer von jedem Antennenelement über eine Mehrzahl von Teilpfaden empfangen wird. Unter Anwendung der Konzepte und der Terminologie von so genannten RAKE-Empfängern wird jeder Teilpfad als einen „Finger" bezeichnet. In den Ausführungsformen der 9, 11, 13 und 15 schätzen die Kanalidentifizierungseinheiten die Parameter für jeden Finger als einen Zwischenschritt zum Absätzen der Parameter des ganzen Kanals ab. In dem in 16 abgebildeten ISR-D-Empfänger liefern die Kanalidentifizierungseinheiten 28E¹ ... 28E^NI wie zuvor die jeweiligen Gesamtkanal-Vektorabschätzungen Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n an die jeweiligen Strahlformer 27¹ ... 27^NI . Darüberhinaus liefern sie die Sätze der Kanalabschätzungen H 1 / n, ..., H NI / n, die eine Teilkanal-Vektorabschätzung für jeden individuellen Teilkanal oder Finger aufweisen, an den Randbedingungssatz-Generator 42E. Der Satz von Kanalabschätzungen H i / n weist die Teilkanalvektorabschätzungen Ĥ i,1 / n, ...,
auf. Der Randbedingungssatz-Generator 42E ist ähnlich dem in 15 gezeigten, indem er eine Bank von Neuspreizern 57¹ ... 57^NI aufweist, unterscheidet sich aber darin, daß die Kanal-Replikationseinheiten 59D¹ ... 59D^NI jeweils durch die Teilkanal-Replikationseinheiten 59E¹ ... 59E^NI ersetzt werden. Die Teilkanal-Replikationseinheiten 59E¹ ... 59E^NI falten die erneut gespreizten Symbole jeweils mit den Teilkanal-Vektorabschätzungen Ĥ 1,1 / n ...
; ...; Ĥ NI,1 / n ...
, um normalisierte Abschätzungen Ŷ 1,1 / n-1 ...
; ...; Ŷ NI,1 / n-1 ...
der Teilkanal-spezifischen Beobachtungsmatrizen zerlegt über die Finger zu produzieren. Daher spannen die Matrizen den Raum ihrer Realisierung mit allen möglichen Werten der gesamten empfangenen Leistungen (ψ i / n)² und komplexen Kanalkoeffizienten ϛ j / f,n auf. Die Abschätzung werden an einen Randbedingungsmatrixgenerator 43E geliefert, der im allgemeinen wie in 10 gezeigt aussieht und dementsprechend die Randbedingungsmatrix erzeugt.
Die Randbedingungsmatrix Ĉ_n ist einfach durch N_fNI Null-Randbedingungen (d. h. N_c = N_f × NI = M × P × NI) definiert als:
Jede Abschätzung Ŷ i,f / n wird durch Umformen der folgenden Matrix neu konstruiert: Ŷi,fn = Ĥi,fn ⊗ b ^in cil . (52)
Man sollte beachten, daß in der Rekonstruktion von Ŷ i,f / n sowohl die Gesamtamplitude des i-ten Interferierers ψ ^ i / n als auch die Kanalkoeffizienten ϛ j / f,n (siehe 1) absichtlich weggelassen sind; daher die relative Robustheit von ISR-D gegenüber Leistungsfehlanpassung wie ISR-R. Anders als andere Modi gewinnt er zusätzlich Robustheit gegenüber Kanalidentifizierungsfehlern und bleibt nur gegenüber verbleibenden, geschätzten Kanalparametern, nämlich den Mehrpfad-Zeitverzögerungen, und Zeichenabschätzungsfehlern empfindlich.
Man sollte beachten, daß in den Empfängern der 13, 15 und 16 Abschätzungsfehler der Bit-Vorzeichen der Interferenz Unterschiede zwischen den abgeschätzten und den theoretischen Randbedingungen hervorrufen können. Obwohl ISR-D-, ISR-R- und ISR-TR-Modi in den meisten Fällen zufriedenstellend sind, ist es möglich, daß die Realisierung fehlerhaft sein könnte, was die Gültigkeit der Interferenzauslöschung betreffen würde. Zusätzlich erfordert die Abschätzung des Zeichens der Interferenz für die Rekonstruktion in dem ISR-D-Modus wie in den ISR-R- und ISR-TR-Modi, daß die Verarbeitung aller Benutzer mit niedriger Leistung um eine Bitdauer, d. h. durch Verzögerungsglied 45, und einen Verarbeitungszyklus (pc) weiter verzögert wird. Um diese Nachteile zu vermeiden, werden alternative ISR-Ansätze zur Implementierung der Randbedingungen von Gleichung (42) vorgesehen und nun beschrieben, beginnend mit ISR-H, das Verarbeitungsverzögerungen vermeidet und gegenüber Datenabschätzungsfehlern völlig robust ist.
Interferenz-Teilraum-Zurückweisung über Hypothesen (ISR-H)
Es ist möglich, einen Satz von Signalen zu verwenden, die alle möglichen oder hypothetischen Werte für die Daten der interferierenden Signale repräsentieren. Jedes der interferierenden Signale stellt einen Vektor in einer bestimmten Domäne dar. Es ist möglich, alle möglichen Vorkommen für die Vektoren vorherzusagen und sie alle in dem ISR-Strahlformer zu verarbeiten und daher gleichsam zu garantieren, daß der reale oder tatsächliche Vektor annulliert worden ist. Wie erwähnt sind die starken Interferierer relativ wenige, so daß es in einem praktischen System möglich ist, alle wahrscheinlichen Positionen der Interferenz-Vektoren zu ermitteln und sie sämtlich zu kompensieren oder zu annullieren. Eine solche alternative Ausführungsform, die Interferenz-Teilraum-Zurückweisung über Hypothesen (ISR-H) genannt wird, weil sie alle Möglichkeiten für die Realisierung verwendet, ist in 17 dargestellt.
Die Komponenten der „Interferierer"-Empfängermodule des Satzes I, nämlich die Entspreizer 19¹ ... 19^NI und die STAR-Module 20¹ ... 20^NI sind im wesentlichen dieselben wie in dem Empfänger von 15 haben somit dieselben Referenznummern. In der Ausführungsform von 17 unterscheidet sich jedoch der Randbedingungssatz-Generator 42F, weil die Symbolabschätzungen b ^ 1 / n ... b ^ NI / n von den Ausgängen der Entscheidungsregeleinheiten 29¹ ... 29^NI nicht an die jeweiligen Neuspreizer 57F¹ ... 57F^NI geliefert werden, sondern nur an andere Schaltungen in dem Empfänger (nicht abgebildet) ausgegeben werden.
Stattdessen erzeugen die Bitfolge-Generatoren 63F¹ ... 63F^NI jeweils die drei Möglichkeiten g 1 / n, g 2 / n, g 3 / n, die alle möglichen abgeschätzten Werte der vorhergehenden, aktuellen und nächsten Bits der abgeschätzten Datensequenzen b ^ 1 / n ... b ^ NI / n einschließlich der eigenen Realisierung (wie später erklärt wird) abdecken, und liefern sie an die jeweiligen Neuspreizer 57F¹ ... 57F^NI , die jeweils jeden Satz der drei Werte mit dem entsprechenden Entspreizungscode erneut spreizen. Die resultierende, erneut gespreizten Abschätzungen werden durch die jeweiligen Kanalreplikationsfilter 59F¹ ... 59F^NI gefiltert, um die Matrixabschätzungen Ŷ 1 / 0,n, Ŷ_–1,n, Ŷ 1 / +1,n; ...; Ŷ NI / 0,n, Ŷ NI / –1,n, Ŷ NI / +1,n als den Randbedingungssatz zu erzeugen. Die Bitsequenz-Generatoren könnten natürlich durch Speichereinheiten ersetzt werden.
Der Randbedingungsmatrix-Generator 43F sieht im allgemeinen wie in 10 abgebildet aus und verarbeitet den Satz von Abschätzungsmatrizen, um die Spaltenvektoren Ŷ 1 / 0,n, Ŷ _–1,n, Ŷ 1 / +1,n; ...; Ŷ NI / 0,n, Ŷ NI / –1,n, Ŷ NI / +1,n der Randbedingungsmatrix Ĉ_n bilden, die er gemeinsam mit der entsprechenden inversen Matrix Q_n an den Strahlformer 47F^d und die Strahlformer der anderen Empfängermodule von Satz D liefert.
Das Empfängermodul 20F^d weist ähnliche Komponenten wie diejenigen des in 16 abgebildeten Empfängermoduls 20E^d auf. Man sollte jedoch beachten, daß das „nächste" Bit nicht bekannt sein muß, weil es hypothetisch angenommen wird, so daß das Verzögerungsglied 45 weggelassen wird.
Wie oben erwähnt tragen die beiden angrenzenden Bits zu dem verarbeiteten Bit des i-ten Interferierers in jedem Bit-Frame zu dem entsprechenden, zurückzuweisenden Interferenzvektor (Symbol) bei. Wie in 18 gezeigt ergibt die Aufzählung aller möglichen Sequenzen von verarbeiteten und angrenzenden Bits 2³ = 8 Tripel, jedes aus drei Bits bestehend. Nur eines dieser Tripel könnte zu irgendeinem Zeitpunkt bei jeder Bit-Iteration als eine mögliche Realisierung auftreten, die die benutzerspezifische Beobachtungsmatrix Ŷ i / n erzeugt. Diese acht Tripel können innerhalb einer Vorzeichenmehrdeutigkeit mit einem der vier Tripel identifiziert werden, die im linken Teil von 18 als (a) ... (d) bezeichnet sind, da die vier Tripel (e) ... (f) ihnen entgegengesetzt sind.
Es versteht sich, daß die Bitsequenz-Generatoren 63¹ ... 63^NI (17) jeweils nur drei Werte g 1 / n, g 2 / n, g 3 / n liefern, da die Dimension das erzeugten Signal-Teilraums 3 ist. Man sollte beachten, daß die Frames der Dauer 3T, die aus diesen Sequenzen zu jedem beliebigen Bitraten- Zeitpunkt genommen werden, die acht möglichen Realisierungen der Bit-Tripel von 18 reproduzieren. Daher kann zu jeder Bit-Iteration die Bitsequenz b 1 / n der interferierenden Mobilstation lokal als Summe der erzeugenden Sequenzen g k / n, k = 1, ..., 3 gewichtet mit den Bit-Vorzeichen b i / n-1, b i / n, b i / n+1 identifiziert werden. Ersetzen von Abschätzung b ^ i / n in Gleichung (50) durch g k / n, k = 1, ..., 3 liefert kanonische Beobachtungsmatrizen, die alle möglichen Realisierungen der empfangenen Signalvektoren von dem i-ten interferierenden Mobiltelefon innerhalb einer Vorzeichenmehrdeutigkeit aufspannen.
In der ISR-H-Ausführungsform von 17 wird der Interferenz-Teilraum durch normalisierte Abschätzungen der kanonischen Interferenzvektoren Ŷ i / k,n charakterisiert. Dementsprechend spannt er ihre individuellen Realisierungen mit allen möglichen Werten der gesamten empfangenen Leistungen (ψ i / n)² und Bit-Tripel ⌊b i / n-1, b i / n, b i / n+1⌋ auf. Die Randbedingungsmatrix wird definiert durch 3NI Null-Randbedingungen (d. h. N_c = 3NI) als:
wobei jede Abschätzung Ŷ i / k,n jeweils für k = –1, 0, +1 durch Umformen der folgenden Gleichung rekonstruiert wird:
Es sollte auch beachtet werden, daß in der obigen Rekonstruktion nur die Kanalvektor-Abschätzungen (die über die angrenzenden Symbole als stationär angenommen werden) für die komplette Interferenz-Zurückweisung benötigt werden unabhängig von irgendeiner eingesetzten 2D-Modulation (siehe 19); daher die erwartete, extremen Robustheit gegenüber Leistungssteuerung und Bit/Symbolfehlern der Interferierer. Die ISR-H-Kombinierer-Koeffizienten sind symbolunabhängig und können weniger häufig berechnet werden, wenn die zeitlichen Schwankungen der Kanäle langsam sind.
Ein Mischen des D-Modus mit dem H-Modus zusammen mit der Zerlegung von Gleichung (38) führt zu ISR-HD (angenommene Diversitäten) mit einer sehr ähnlichen Gestaltung wie die des Dekorrelators. Dieser ISR-HD-Modus erfordert eine relativ große Zahl von Randbedingungen (d. h. 3N_fNI). Daher wird der ISR-HD-Modus zur Zeit als nicht praktikabel betrachtet.
Tatsächlich wäre es wünschenswert, die Anzahl der Randbedingungen zu reduzieren, die von dem oben beschriebenen ISR-H-Empfänger benötigt werden. Dies kann mittels eines Zwischenmodus erfolgen, der in 20 dargestellt ist und in dem die Empfängermodule der beiden Sätze I und D ähnlich denen von 15 sind; die meisten ihrer Komponenten sind identisch und haben dieselben Referenznummern. Im wesentlichen kombiniert der Randbedingungssatz-Generator 42G des Empfängers in 20 die Randbedingungssatz-Generatoren der 15 und 17, indem er abgeschätzte Symbole und hypothetische Werte verwendet. Daher weist er eine Bank von Neuspreizern 57G¹ ... 57G^NI , eine entsprechende Bank von Kanalreplikationseinheiten 59G¹ ... 59G^NI und eine Bank von Symbolgeneratoren 63G¹ ... 63G^NI auf. In diesem Fall liefert jedoch jeder der Symbolgeneratoren 63G¹ ... 63G^NI nur ein einzelnes Symbol an den entsprechenden der Neuspreizer 57G¹ ... 57G^NI , die jeweils tatsächliche Symbolabschätzungen b ^ 1 / n ... b ^ NI / n von den entsprechenden Entscheidungsregeleinheiten 29¹ ... 29^NI empfangen. Es sollte eingeräumt werden, daß, obwohl die Symbolgeneratoren 63G¹ ... 63G^NI jeweils nur ein Symbol für jedes tatsächliche Symbol oder jede Realisierung von der entsprechenden der Entscheidungregeleinheiten 29¹ ... 29^NI liefern, dies genügt, um zwei hypothetische Werte „zukünftiger" Symbole b 1 / n+1 ... b NI / n+1 für jede der Symbolabschätzungen b ^ 1 / n+1 ... b ^ NI / n+1 zu erzeugen, da nur zwei hypothetische Werte der Symbole, nämlich 1 und –1 benötigt werden. Die Neuspreizer 57G¹ ... 57G^NI liefern die gespreizten Tripel an die Kanalreplikationseinheiten 59G¹ ... 59G^NI , die sie mittels der jeweiligen Kanalvektorabschätzungen Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n filtern, um Matrixpaare Ŷ 1 / r,n, Ŷ 1 / +1,n; ... Ŷ NI / r,n, Ŷ NI / +1,n zu erzeugen, und sie an den Randbedingungsmatrixgenerator 43G zu liefern, der im allgemeinen wie in 9 abgebildet konfiguriert ist. Der Randbedingungsmatrixgenerator 43G formt die Matrizen Ŷ 1 / r,n, Ŷ 1 / +1,n; ... Ŷ NI / r,n, Ŷ NI / +1,n um, um Vektoren Ŷ 1 / r,n, Ŷ 1 / +1n; ... Ŷ NI / r,n, Ŷ NI / +1,n zu bilden, die dann als die Spaltenvektoren der Randbedingungsmatrix Ĉ_n verwendet werden. Der Randbedingungsmatrix-Generator 43G liefert die Randbedingungsmatrix Ĉ_n und die entsprechende inverse Matrix Q_n gemeinsam an den Strahlformer 47G^d und die Strahlformer der anderen Empfängermodule in dem Satz D.
Daher verwendet der Strahlformer 47G^d sowohl die zurückliegende Symbolabschätzung b ^ i / n-1 der Interferenzdaten als auch die aktuelle b ^ i / n (verzögert um einen Verarbeitungszyklus, d. h. die Zeit, die zum Ableiten der Interferenzabschätzungen genötigt wird), und das unbekannte Vorzeichen von b ^ i / n+1 reduziert die Anzahl von möglichen Bit-Tripel und die entsprechenden Realisierungen für jeden Interferenzvektor auf 2.
Der Empfänger von 20 weist reduzierte Möglichkeiten der Interferenzvektor-Realisierungen mittels dessen, was zweckmäßigerweise als ISR-RH-Modus für reduzierte Hypothe sen über die nächsten Interferenzbits bezeichnet wird, zurück. Verglichen mit dem Empfänger von 17, der den ISR-H-Modus verwendet, ist er empfindlicher gegenüber Datenabschätzungsfehlern über b ^ i / n-1 und b ^ i / n und benötigt nur 2 Randbedingungen pro Interferierer anstelle von 3.
Mittels der vorhergehenden und aktuellen Bit Abschätzungen der Interferierer kann die Ungewißheit bzgl. des Interferenz-Teilraums reduziert werden und sie kann durch die folgende Matrix von 2NI Null-Randbedingungen (d. h. N_c = 2NI) charakterisiert werden:
wobei: Ŷ ir,n = b ^in Ŷ i0,n + b ^in-1 Ŷ i–1,n (56)und wobei jede Abschätzung Ŷ i / k,n durch Umformen der Matrizen in Gleichung (38) jeweils für k = – 1, 0, +1 rekonstruiert wird. Man sollte beachten, daß dieser Modus eine Verzögerung von einem Verarbeitungszyklus für die Abschätzung der aktuellen Interferenzbits benötigt.
Der ISR-RH-Modus hat den Vorteil, die Anzahl von Null-Randbedingungen im Vergleich zu dem ISR-H-Modus zu reduzieren. Eine größere Anzahl von Null-Randbedingungen erhöht in der Tat die Komplexität, insbesondere wenn die Matrixinversion in Gleichung (43) durchgeführt wird, und kann auch zu gravierender Rauschverstärkung führen, speziell dann, wenn die Verarbeitungsverstärkung L niedrig ist. Mit Zunahme der Anzahl von starken Interferierern NI in einem stark belasteten System nähert sich die Anzahl von Null-Randbedingungen (2NI und 3NI) der Beobachtungsdimension M × (2L – 1) und die Randbedingungsmatrix kann degeneriert werden. Um die Komplexität zu reduzieren, die Stabilität bei der Matrixinversion von Gleichung (43) zu garantieren und die Geräuschverstärkung zu minimieren, wird die Randbedingungsmatrix Ĉ_n in den Gleichungen (43) und (44) durch den ortho-normalen Interferenz-Teilraum vom Rang K ersetzt, der seine Spaltenvektoren wie folgt aufspannt:
um den in Gleichung (31) verwendeten Projektor
zu ergeben, der die Matrixinvertierungsoperation durch Matrix-Orthonormalisierung ersetzt. Der Gram-Schmidt-Orthonormalisierungs-Vorgang wird verwendet, der eine kumulative, im Rang ansteigende Kaskade von „Co-Rang"-1-Projektionen implementiert wie in linearer SIC [28], außer daß die Projektionen dort für direkte Auslöschungen unterschiedlich gebildet werden. Schließlich nutzt ISR nach Orthonormalisierung eine „Co-Rang"-N_c-Projektion, um N_c Null-Randbedingungen in dem Kombinierungsschritt zu implementieren. Diese Projektion könnte als eine kann Kaskade von N_c „Co-Rang"-1-Projektionen implementiert werden. Man sollte beachten, daß eine Orthonormalisierung unnötig wird, wenn wir überprüfen, daß Ĉ_n nahezu orthonormal ist (d. h. Ĉ_n = V ^_n).
In der Praxis kann V ^_n kaum den wirklichen Rang von Ĉ_n widerspiegeln. Es entspricht dem Teilraum von reduziertem Rang K ^ ≤ N_c mit der höchsten auszulöschenden Interferenzenergie. Um die Rauschverstärkung weiter zu minimieren, kann man auch Beobachtungsdimension M × (2L – 1) erhöhen, was später als „X-Option" beschrieben wird, und so weiter.
Eine andere Alternative, die Rauschverstärkung reduziert, schränkt den Strahlformer dahingehend ein, eine Nahe-Null-Antwort gegenüber jeder Null-Randbedingung statt einer exakten Null-Antwort zu implementieren. Diese „Abschwächung" der Null-Antwort läßt mehr Freiheitsgrade zur Reduktion des Umgebungsrauschens (d. h. weniger Verstärkung). Dies kommt üblicherweise der oberen Begrenzung der Amplitude der Strahlformer-Antwort gegenüber jeder Null-Randbedingung gleich, weniger als ein maximaler Schwellwert zu sein. Diese Technik ist wohlbekannt und in der Literatur als ein „robustes Strahlformungs"-Verfahren klassifiziert. Wir können es mit ISR kombinieren, um Rauschverstärkung zu reduzieren.
Abschwächung der Randbedingung beim robusten Strahlformen wird üblicherweise als ein Optimierungsproblem unter Randbedingungen mittels der Lagrange-Multplikator-Technik gelöst. Ohne in mathematische Details solcher Ableitungen zu gehen, liefern wir direkt Intuitions-basierte Lösungen, die ISR-Strahlformen in einer nahtlosen Weise erweitern. Wir erweitern die Gleichungen (43) bis (45) wie folgt: C n = ĈnΛn, (I1) Q n = (C Hn Cn + λIn)–1, (I2) Πn = IM·(2L-1) – C n Q n C Hn , (I3)
wobei Λ_n eine N_c × N_c Diagonalmatrix von positiven Gewichten und λ ein zusätzlicher Gewichtungsfaktor ist.
Die obenstehende erweiterte ISR-Lösung reduziert sich zu derjenigen der Gleichungen (43) bis (45), indem
und λ = 0 gesetzt wird. Sie deckt auch den speziellen Fall von MMSE-(Minimum Mean Square Error, minimales mittleres Fehlerquadrat)-Kombinieren ab, das in der Strahlformungsliteratur auch als MVDR-(Minimum Variance Distortionless Response, störungsfreie Reaktion minimaler Varianz)-Strahlformen bekannt ist. Nach der Modellgleichung (28) ist die MMSE- oder MVDR-Strahlformungslösung gegeben durch:
wobei
die Korrelationsmatrix des Interferenz-plus-Rausch-Vektors I _n + N _n ist. Angenommen, der additive Rauschvektor ist räumlich und zeitlich unkorreliert mit Varianz σ 2 / N, dann ist
gegeben durch:
wobei C_n die Randbedingungsmatrix ist, die entsprechend einem der zuvor beschriebenen ISR-Modi definiert ist, jedoch ohne spaltenweise Normalisierung. Abhängig von den Kanalparametern, die als a priori unbekannt angenommen werden (siehe Diskussion oberhalb von Gleichung (15)), gibt das bedingte statistische Mittel in
Anlaß zu einer speziellen Interferenz-Zerlegung in C_n zusammen mit dem entsprechenden ISR-Modus. Die N_c × N_c Diagonalmatrix Φ_n enthält die Potenzen der unbekannten Signalparameter, anhand deren die Interferenz zerlegt wird.
In dem TR-Modus ist die Charakterisierung der Interferenz quasi-deterministisch mit: Φn = [1].
In dem R-Modus haben wir: Φn = diag[(ψ 1n )2, ..., (ψ NIn )2]während wir in dem D-Modus haben:
wobei sowohl (ψ i / n)² als auch |
|² lokale Mittelwerte über die Zeit von (ψ i / n)² bzw. |
|² sind. Der H-Modus ergibt: Φn = diag[(ψ 1n )2, (ψ 1n )2, (ψ 1n )2, ..., (ψ NIn )2, (ψ NIn )2, (ψ NIn )2].
Mittels des Inversionslemmas kann die Inverse von
geschrieben werden als:
Das MMSE- oder MVDR-Strahlformen kann daher mit der erweiterten ISR-Lösung identifiziert werden mittels: λ = σ ^2N , (18)und:
die momentanen Abschätzungen in der obigen Gleichung können weiter über die Zeit gemittelt oder geglättet werden. Die Spalten der Abschätzung der Randbedingungsmatrix Ĉ_n werden ohne Normalisierung neu konstruiert.
Obwohl die MMSE-Version von ISR als ein Verfahren zur Reduktion von Rauschverstärkung dient, ist es immer noch empfindlich gegenüber Hard-decision-Fehlern für Modi, die Entscheidungsrückkopplung verwenden. Gewichte in einer anderen Weise zu verwenden, ist ein Verfahren zur Reduktion von Empfindlichkeit gegenüber schwer zu entscheidenden Fehlern. Wir merken an, daß die Abschätzung des kombinierten ISR-Signals formuliert werden kann als:
Die letzte Umformulierung hebt hervor, daß Ĉ_n υ _n verstanden werden kann als eine Summe von abgeschätzten Interferenzvektoren, die dem angewandten ISR-Modus entspricht. Zum Beispiel entspricht jede dieser Abschätzungen einem interferierenden Benutzer in ISR-R. Man kann zeigen, daß in dem Fall, daß vorläufige, zum Bilden der i-ten Randbedingung benutzte Entscheidungen falsch sind, die entsprechende Randbedingung manchmal verstärkt anstatt zurückgewiesen wird. Diese Verstärkung wird gemildert, indem der alternative Projektor betrachtet wird: ΠΛ,n = I – CnQnΛnCHn , (I12)wobei Λ_n eine Diagonalmatrix von Gewichten ist. Mittels dieser Projektion wird Gleichungen (I11) modifiziert zu:
Diese Modifikation bedeutet, daß der Interferierer niemals vollständig zurückgewiesen wird, obwohl die vorläufigen Entscheidungen alle richtig sind; jedoch wird der aus falschen Entscheidungen entstehende Nachteil ebenso reduziert. Für ISR-R und ISR-D kann gezeigt werden, daß das optimale Gewicht, das auf den Interferierer i repräsentierende Spalten anzuwenden ist, {Λ_n}_i,i(1 – 2SER(i)) ist, wobei SER(i) die Symbolfehlerrate der vorläufigen, dem Interferierer i zugeordneten Entscheidung ist.
Man sollte beachten, daß jeder der Empfänger der 13, 15, 16, 17 und 20 modifiziert werden könnte, um ISR „nach Entspreizen" der Beobachtungsmatrix Y_n durchzuführen, und zwar tatsächlich im wesentlichen in derselben Weise, in der sich der generische „Nach-Entspreizen"-Empfänger von 11 von dem generischen „Ohne-Entspreizen"-Empfänger von 9 unterscheidet. Solche modifizierten Empfänger werden nun unter Bezug auf die 21 bis 26 beschrieben.
In dem in 21 abgebildeten ISR-TR-Empfänger, der dem in 13 abgebildeten entspricht, verzögert also das Verzögerungsglied 45 die Beobachtungsmatrix Y_n von der Vorverarbeitungseinheit 18 um 1 Bit-Periode und liefert die resultierende, verzögerte Beobachtungsmatrix Y_n-1 gemeinsam an jedes der Empfängermodule für Benutzer niedriger Leistung im Satz D. Nur eines dieser Empfängermodule, 20H^d , ist in 21 abgebildeten, da alle identisch sind. Die Beobachtungsmatrix Y_n-1 wird von dem Entspreizer 19^d entspreizt, und der resultierende Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z d / n-1 wird sowohl an die Kanalidentifikationseinheit 28H^d als auch an den Strahlformer 47H^d geliefert. Die Empfängermodule des Satzes I und der Randbedingungssatz-Generator 42C sind identisch mit denen in dem in 13 abgebildeten Empfänger und liefern die Matrizen Ŷ 1 / n-1 ... Ŷ NI / n-1 an den Addierer 60, der sie addiert, um die Gesamtinterferenzmatrix Î_n-1 zu bilden, die er an jedes der Empfängermodule im Satz D liefert.
Das Empfängermodul 20H^d ist ähnlich dem in 13 abgebildeten, hat jedoch einen zweiten Entspreizer 43H^d , der den Spreizungscode für den Benutzer d verwendet, um die Gesamtinterferenz-Matrix Î_n-1 zum Bilden der benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix als einen einzelnen Spaltenvektor Î d / PCM,n-1 zu entspreizen. Dieser Entspreizer 43H^d stellt in der Tat einen benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generator dar, weil die Randbedingungsmatrix ein Vektor ist und eine inverse Matrix nicht benötigt wird. Auch in diesem Fall liefert die Kanalidentifizierungseinheit 28H^d die Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n-1 an den Strahlformer 47H^d .
Man sollte beachten, daß der entspreizte Datenvektor Z d / n-1 gleich H d / ns d / n + I d / PCM,n + N d / n ist, wobei Ĥ d / n die Kanalreaktion für die Benutzerstation 10^d , s d / n das von der Mobilstation 10^d des Benutzers d übertragene Signal und I d / PCM,n die in dem Signal Z d / n als ein Ergebnis der Interferenz von den Signalen von den anderen Benutzerstationen 10ⁱ in dem Satz I vorhandene Interferenzkomponente ist, wobei I d / PCM,n wie in Gleichung (14) definiert ist. Der Wert N d / PCM,n ist zusätzliches Rauschen, das zum Beispiel sowohl die Summe der Interferenz von allen anderen Benutzern auf dem System zu dieser Zeit als auch thermisches Rauschen aufweisen könnte. „Andere Benutzer" bedeutet andere als die von den Kanälen im Satz I abgedeckten.
Wie zuvor werden die Koeffizienten des Strahlformers 47H^d gemäß Gleichungen (16) bis (18) abgestimmt und die Randbedingungsmatrix ist durch eine einzelne Null-Randbedingung (d. h. N_c = 1) definiert als:
wobei die Abschätzung Î d / PCM,n durch Entspreizen der Matrix Î_n (siehe Gleichungen (47) und (48)) mit der Spreizungssequenz des gewünschten Benutzers niedriger Leistung erhalten wird.
22 zeigt eine ähnliche Modifikation der Empfängermodule für niedriger Leistung (Satz D) des „Ohne-Entspreizung"-ISR-R-Empfängers von 15. In diesem Fall weist die Ausgabe des Randbedingungssatz-Generators 42D wie vor die Matrizen Ŷ 1 / n-1, ... Ŷ NI / n-1 auf. Wie zuvor ist in 22 nur das Empfängermodul 20I^d abgebildet und ist identisch zu dem in 21 abgebildeten, außer daß der zweite Entspreizer 43H^d durch einen benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generator 43J^d von der in 12 gezeigten Art ersetzt ist. Die Kanalidentifizierungseinheit 28J^d liefert wieder den Vektor Ĥ d / n-1 an den Strahlformer 47J^d . Die Bank von Entspreizern in dem benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generator 43J^d entspreizt die jeweiligen Instanzen der Ma trizen Ŷ 1 / n-1 ... Ŷ NI / n-1, um die Vektoren Î d,1 / PCM,n-1, ..., Î d,NI / PCM,n-1 zu bilden, die die Spalten der benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n-1 ausmachen, und der Matrix-Invertierer 46B^d erzeugt die entsprechende inverse Matrix Q d / PCM,n-1. Diese beiden Matrizen werden an den zugehörigen Strahlformer 47J^d geliefert, der sie und die Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n-1 verwendet, um seine Koeffizienten anzupassen, die zum Gewichten der Elemente des Nachkorrelations-Beobachtungsvektors Z d / n-1 verwendet werden. Wie zuvor werden die Koeffizienten gemäß den Gleichungen (16) bis (18) angepaßt und die Randbedingungsmatrix ist durch NI Null-Randbedingungen (d. h. N_c = NI) definiert als:
wobei jede Abschätzung Î d,i / PCM,n durch Entspreizen der Matrix Ŷ i / n von Gleichung (50) mit der Spreizungssequenz des gewünschten Benutzers niedriger Leistung erhalten wird.
23 veranschaulicht die Modifikation, die auf die Empfängermodule für Benutzer niedriger Leistung des ISR-D-Empfängers von 16 angewandt wird. Es gibt demnach keinen gemeinsamen Matrix-Invertierer. Stattdessen hat in dem Empfänger von 23 jedes der Empfängermodule des Satzes D einen benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generator 43K, der die Randbedingungen von dem Randbedingungssatz-Generator 42E empfängt. Wie dargestellt verarbeitet der benutzerspezifische Randbedingungsmatrix-Generator 43K^d die Sätze von Matrizen Ŷ 1,1 / n-1 ...
, ...; Ŷ NI,1 / n-1, ...,
, um den Satz von Vektoren Î d,1,1 / PCM,n-1 ...
; ...; Î d,NI,1 / PCM,n-1, ...,
zu bilden, die die Spalten der benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n-1 ausmachen, und die entsprechende inverse Matrix Q d / PCM,n-1, die er an den Strahlformer 47K^d liefert. Wie zuvor stimmt der Strahlformer 47K^d seine Koeffizienten gemäß den Gleichungen (16) und (18) ab. Die Randbedingungsmatrix ist durch N_fNI Null-Randbedingungen (d. h. N_c = N_f × NI = M × P × NI) definiert als:
wobei jede Abschätzung Î d,i,f / PCM,n durch Entspreizen von Ŷ i,f / n von Gleichung (52) mit der Spreizungssequenz des gewünschten Benutzers niedriger Leistung erhalten wird.
24 veranschaulicht die Anwendung der Modifikation auf den ISR-H-Empfänger von 17. Wiederum wird der gemeinsame Randbedingungsmatrix-Generator (43F) durch einen benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generator 43L^d im Empfängermodul 20L^d und in gleicher Weise in den anderen Empfängermodulen des Satzes D ersetzt. Der Randbedingungssatz-Generator 42L unterscheidet sich von dem Randbedingungssatz-Generator 42F in 17, weil seine Bitsequenz-Generatoren 63L¹ , ..., 63L^NI unterschiedliche Erzeugendensequenzen verwenden. Die Sätze von Matrizen Ŷ 1 / 1,n, Ŷ 1 / 2,n, Ŷ 1 / 3,n; ...; Ŷ NI / 1,n, Ŷ NI / 2,n, Ŷ NI / 3,n von dem Randbedingungssatz-Generator 42F werden von dem benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generator 43L^d verarbeitet, um die Vektoren Î d,1 / 1,n, Î d,1 / 2,n, Î d,1 / 3,n; ...; Î d,NI / 1,n, Î d,NI / 2,n, Î d,NI / 3,n zu bilden, die die Spalten der benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n ausmachen, und der Matrix-Invertierer (nicht abgebildet) erzeugt die entsprechende inverse Matrix Q d / PCM,n. Die Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n und die inverse Matrix Q d / PCM,n werden von dem Strahlformer 47L^d zusammen mit der Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n verwendet, um seine Koeffizienten anzupassen, die zum Gewichten der Elemente des von dem Entspreizer 19^d empfangenen Nachkorrelations-Beobachtungsvektors Z d / n verwendet werden. Wie zuvor werden die Koeffizienten gemäß den Gleichungen (16) und (18) angepaßt, und die Randbedingungsmatrix ist durch 3NI Null-Randbedingungen (d. h. N_c = 3NI) definiert als:
wobei jede Abschätzung Î d,i,k / PCM,n durch Entspreizen der Matrix Ŷ i / k,n mit der Spreizungssequenz des gewünschten Benutzers niedriger Leistung erhalten wird.
In diesem Fall verwendet jeder der Bitsequenz-Generatoren 63L¹ , ..., 63L^NI vier erzeugende Bitsequenzen g ¹(t), g ²(t), g ³(t) and g ⁴(t) wie in 25 dargestellt.
Man sollte beachten, das in jeden Frame der Dauer 3T in 25 ein Bit-Tripel irgendwelcher der vier erzeugenden Sequenzen eine Linearkombination der anderen ist. Daher ist jede der vier möglichen Realisierungen jedes Interferenzvektors eine Linearkombination der anderen und die entsprechende Null-Randbedingung wird implizit durch die drei verbleibenden Null-Randbedingungen implementiert. Die vier Null-Randbedingungen werden durch die ersten drei möglichen Realisierungen beliebig beschränkt.
26 veranschaulicht die Anwendung der Modifikation auf den ISR-RH-Empfänger von 20. Wiederum wird der gemeinsame Randbedingungsmatrix-Generator 43G von 20 durch einen Satz von benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix-Generatoren, 43M^d im Empfängermodul 20M^d und in gleicher Weise in den anderen Empfängermodulen des Satzes D ersetzt. Der in 26 abgebildete Randbedingungssatz-Generator 42M unterscheidet sich leicht von dem in 20 gezeigten (42G), weil jeder seiner Bitsequenz-Generatoren 63M¹ , ..., 63M^NI in dem Empfänger von 26 die Bitsequenz
erzeugt.
Der benutzerspezifische Randbedingungs-Generator 43M^d verarbeitet die Paare von Randbedingungssatz-Matrizen
von den jeweiligen Kanalidentifizierungseinheiten 59M¹ , ..., 59M^NI , um den entsprechenden Satz von Vektoren
zu erzeugen, die die Spalten der benutzerspezifischen Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n ausmachen, und die entsprechende inverse Matrix Q d / PCM,n zu erzeugen. Die Randbedingungsmatrix Ĉ d / PCM,n und die inverse Matrix Q d / PCM,n werden von dem Strahlformer 47M^d zusammen mit der Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n verwendet, um seine Koeffizienten anzupassen, die zum Gewichten der Elemente des von dem Entspreizer 19^d empfangenen Nachkorrelations-Beobachtungsvektors Z d / n verwendet werden. Wie zuvor werden die Koeffizienten gemäß den Gleichungen (16) bis (18) angepaßt, und die Randbedingungsmatrix ist durch 2NI Null-Randbedingungen (d. h. N_c = 2NI definiert als:
wobei jedes Paar von Abschätzungen
und
durch Entspreizen der Matrizen
bzw.
mit der Spreizungssequenz des gewünschten Benutzers niedriger Leistung erhalten wird.
Zwischensymbol-Interferenz-(ISI)-Zurückweisung
In jeder der oben beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung kann es wünschenswert sein, Zwischensymbol-Interferenz in den Empfängermodulen im Satz D zu reduzieren, speziell wenn niedrige Verarbeitungsverstärkungen bzw. -gewinne involviert sind. Wie in dem PCM-Modell angemerkt, in dem Entspreizen ISI für eine große Verarbeitungsverstärkung zu einer vernachlässigbaren Größe reduziert, gilt
Folglich implementiert der raum-zeitliche Strahlformer vor Entspreizen
annähernd die folgenden zusätzlichen Randbedingungen:
Dementsprechend weist er Interferenz zurück und reduziert ISI wesentlich. Vollständige ISI-Zurückweisung kann durch Modifizieren der Empfänger bewirkt werden, um den Satz von Kanalparameter-Abschätzern H d / n für den Randbedingungssatz-Generator 42 zur Verarbeitung parallel mit denen der Empfängermodule in Satz I verfügbar zu machen. Die resultierende zusätzliche Randbedingungsmatrix und inverse Matrix würde auch an den Strahlformer 47^d geliefert und berücksichtigt werden, wenn die Daten verarbeitet werden.
In einem solchen Fall kann die folgende Matrix gebildet werden:
und die folgende 2 × 2-Matrix
invertiert werden, um den eingeschränkten, raum-zeitlichen Strahlformer vor Entspreizen W d / n zu erhalten durch:
Πdn = ΠdISI,n Πn (67)
Der Projektor Π_n wird in der früher beschriebenen Weise gemäß Gleichungen (43) und (44) erzeugt. Der sowohl zu Ĉ d / ISI,n als auch Ĉ_n orthogonale Projektor Π d / n wird gebildet und dann wird der Antwortvektor Ŷ d / 0,n niedriger Leistung projiziert und normalisiert, um den Strahlformer zu bilden, der ISI von dem verarbeiteten Benutzer d und Interferenz von den NI Benutzern im Satz I vollständige zurückweist.
Man sollte beachten, daß dann, wenn die Unterdrückung der starken Interferierer nicht benötigt wird, ISI immer noch von dem folgenden Strahlformer zurückgewiesen werden kann:
wobei der Projektor Π_n in Gleichung (67) auf die Einheitsmatrix gesetzt würde und folglich keine Wirkung hätte. Die ist dasselbe, wie die Matrix Ĉ_n auf die Null-Matrix zu setzen. Wenn der Projektor Π d / ISI,n in der obigen Gleichungen durch eine Einheitsmatrix ersetzt wird (äquivalent zum Setzen der Matrix Ĉ d / ISI,n auf die Null-Matrix), dann wird ein einfacher MRC-Strahlformer vor Entspreizen implementiert. Ein Empfängermodul, das einen solchen MRC-Strahlformer verwendet, ist in 27 dargestellt und könnte verwendet werden, um irgendeinen der Empfängermodule von Nur-„Beitragenden" wie die Empfängermodule 20¹ , ..., 20^NI in 9 und folgenden zu ersetzen. Das in 27 dargestellte Empfängermodul ist ähnlich dem Empfängermodul 20A^d von 9, außer daß der ISR-Strahlformer 47A^d durch einen MRC-Strahlformer 27N^d ersetzt ist, der die folgende Gleichung implementiert:
Es ist auch vorgesehen, daß das Empfängermodul von 27, das den im Folgenden mit W d / MRC,n bezeichneten MRC-Strahlformer verwendet, in einen STAR eingebaut werden könnte, der ISI nicht benutzte, zum Beispiel in den in Referenz [13] beschriebenen STAR.
Pilot-unterstütztes ISR
STAR-ISR führt Blindkanalidentifikation innerhalb eine Vorzeichen-Mehrdeutigkeit (oder quantisierte Phasen-Mehrdeutigkeit für MPSK) durch. Sie vermeidet folglich differenzielle Demodulation und ermöglicht quasi-kohärente Erkennung. Differenzielle Dekodierung ist jedoch immer noch nötig auf Kosten eines gewissen Leistungsverlustes, um die Vorzeichenmehrdeutigkeit aufzulösen. Um völlig kohärente Erkennung zu implementieren und differenzielles Dekodieren zu vermeiden, kann von dem Sender ein Pilotsignal, d. h. eine vorher festgelegte, dem Empfänger bekannte Sequenz von Symbolen (üblicherweise eine konstante „1"-Sequenz) gesendet werden, um den Empfänger in die Lage zu versetzen, die Vorzeichenmehrdeutigkeit aufzulösen. Zwei Pilottypen sind üblich, nämlich 1) ein Pilot-Symbol setzt an zuvor festgelegten Symbolpositionen oder Iterationen n_π Pilot-Symbole in die Datensequenz, wobei die anderen Indices n_δ den Datensymbolen mit einem gewissen Overhead-Verlust zugewiesen werden; 2) ein Pilot-Kanal multiplext die Pilot-Sequenz mit der Datensequenz mittels eines Paares von bestimmten Spreizungscodes c π,u / l und c δ,u / l; wobei ein Bruchteil ξ²/(1 + ξ²) der verfügbaren Leistung dem Piloten, der Rest 1/(1 + ξ²) den Daten mit einem gewissen relativen Leistungsverlust zugeordnet ist.
Pilotsignale werden üblicherweise verwendet, um Kanalidentifikation durchzuführen. STAR-ISR schafft diese Aufgabe ohne einen Piloten und reduziert folglich den Piloten zu einer einfachen Auflösung der Phasen-Mehrdeutigkeit, die aus seinem Blindkanalidentifikationsansatz resultiert. Dieser neue Ansatz beim Verwenden eines Piloten ermöglicht eine signifikante Reduktion des Overhead oder des Leistungsanteils, der dem Piloten zugeordnet wird, wie in den Referenzen [21] und [31] in dem Ein-Benutzer-Kontext von STAR sowohl im Uplink als auch im Downlink offenbart. Einfügen eines Piloten in STAR-ISR gemäß dem neuen Ansatz wird durch die 44 und 46 für ein Pilot-Symbol bzw. für einen Pilot-Kanal dargestellt.
In 44 ist ein Pilot-Symbol-unterstützter ISR-Empfänger für den Benutzer d abgebildet. Der ISR-Strahlformer 47V^d gibt die Signalkomponentenabschätzungen ŝ d / n aus und interagiert mit den Kanalidentifizierungs- und Leistungssteuerungs-Einheiten 28V^d und 30V^d in den zuvor beschriebenen, regulären Schritten. Jedoch isoliert ein zusätzlicher Pilot-/Daten-Demultiplexer 35V^d am Strahlformer-Ausgang die Symbolpositionen n_δ und n_π die den Daten und dem Piloten zugeordnet sind. Es extrahiert folglich an den entsprechenden Indexpositionen zwei unterschiedliche Ströme von Signalkomponentenabschätzungen
bzw.
.
Einerseits werden die Datensignalkomponentenabschätzungen
die innerhalb einer quantisierten Phasenmehrdeutigkeit a^d (d. h. gehört zu der Konstellation) geliefert werden, in die Entscheidungsregeleinheit 29V^d eingespeist, um die entsprechenden Symbolabschätzungen b ^ d / nδ ≅ a^db d / n innerhalb derselben Phasenmehrdeutigkeit a^d abzuschätzen.
Andererseits werden die Pilotsignalkomponentenabschätzungen
die im Wesentlichen die konstante Phasenmehrdeutigkeit innerhalb geringer Fluktuation der empfangenen Leistung (ψ d / n)² enthalten, in einen in 45 abgebildeten Mehrdeutigkeitsabschätzer 31V^d eingespeist. Dieser Abschätzer puffert die Pilotsignalkomponentenabschätzungen über eine vorab festgelegte Anzahl von Symbolen. Sobald der Puffer 33V^d voll ist, mittelt (oder glättet) der Abschätzer die gepufferten Werte, um das Restrauschen wesentlich zu reduzieren und folglich die Abschätzfehler mittels der Mittelungs- oder Glättungseinheit 34V^d zu minimieren. Er speist dann die resultierende, gemittelte Pilotsignalkomponentenabschätzung in eine Entscheidungsregeleinheit 29V/2^d ein, die mit der für die Daten zum Quantisieren und Abschätzen der Phasenmehrdeutigkeit a ^ d / n verwendeten (d. h. 29V^d ) identisch ist. Sobald eine neue Abschätzung vorgenommen wird, wird der Puffer 33V^d geleert und die Phasenmehrdeutigkeitsabschätzung konstant gehalten, bis eine neue Abschätzung abgeleitet wird, wenn der Puffer wieder gefüllt ist.
In dem Pilot-Symbol-unterstützten ISR-Empfänger von 44 konjugiert ein Konjugator 32V^d die Mehrdeutigkeitsabschätzung, und ein Multiplizierer 15V^d multipliziert die resultierende Phasenkonjugierte (a ^ d / n)* mit der Datensymbolabschätzung
zur Kompensation der Phasenmehrdeutigkeit. Die resultierende Symbolabschätzung b d / n = b_n ist frei von Mehrdeutigkeiten und erfordert kein differenzielles Dekodieren mehr.
In 46 ist ein Pilotkanal-unterstützter ISR-Empfänger für den Benutzer d abgebildet. Um diese Struktur besser zu verstehen, ist es notwendig, zunächst das entsprechende Datenmodell einen Schritt weiter zu entwickeln. Wenn man die Tatsache beachtet, daß der Benutzer d ein Paar von Spreizungscodes zum Multiplexen des Piloten und der Daten mit den relativen Leistungen ϛ² bzw. 1 verwendet, läßt sich das Datenmodell schreiben: Ŷ n = Y δ,d0,n sδ,dn + Y π,d0,n sπ,dn + I n + N n = Y δ,d0,n ψdn bdn + Y π,d0,n ψdn ϛ + I n + N n,wobei s δ,d / n und s π,d / n die Daten- bzw. Pilot-Signalkomponenten bezeichnen.
Die empfangenen Pilot- und Daten-Signale können als zwei separate Benutzer angesehen werden, die über denselben physikalischen Kanal empfangen werden (d. h. H d / n gespreizt durch ein Paar von Codes, um zwei gespreizte Kanalversionen Y δ,d / 0,n und Y π,d / 0,n zu liefern).
In 46 gibt ein Daten-ISR-Strahlformer 47V/1^d , der auf den entsprechenden Daten-Spreizungscode abgestimmt ist, die Datensignalkomponentenabschätzungen ŝ δ,d / n aus und interagiert mit den Kanalidentifikations- und den Leistungssteuerungs-Einheiten 28V^d und 30V^d in den zuvor beschriebenen regulären Schritten. Jedoch liefert ein zusätzlicher Pilot-ISR-Strahlformer 47V/2^d , der auf den entsprechenden Pilot-Spreizungscode abgestimmt ist, Pilot-Signalkomponentenabschätzungen ŝ π,d / n. Da der Anteil der Pilotleistung schwächer als die Datenleistung ist, verwendet die Kanalidentifikationseinheit 28V^d eine verläßlichere und stärkere Rückkopplung aus den Datensignalkomponentenabschätzungen. Die Kanalabschätzung wird durch das Paar von Codes gespreizt und die resultierenden Abschätzungen Ŷ δ,d / 0,n und Ŷ π,d / 0,n werden in die Daten- und Pilot-ISR-Strahlformer 47V/1^d bzw. 47V/2^d eingespeist. Der Daten-ISR-Strahlformer 47V/1^d braucht möglicherweise keine Null in Richtung seines eigenen Pilotkanals mit schwacher Leistung zu steuern.
Einerseits werden die Datensignalkomponentenabschätzungen
innerhalb einer quantisierten Phasenmehrdeutigkeit a^d abgeleitet. Sie werden in die Entscheidungsregeleinheit 29V^d eingespeist, um die Datensymbolabschätzungen
innerhalb derselben Phasen mehrdeutigkeit abzuschätzen. Andererseits beinhalten die Pilotsignalkomponentenabschätzungen ŝ π,d / n ≅ a^dψ d / nϛ eine konstante Phasemehrdeutigkeit innerhalb geringer Fluktuation des empfangenen Leistungsanteils ϛ²(ψ d / n)². Daher schätzt der Mehrdeutigkeitsabschätzer 31V^d in derselben Weise, wie oben für den Pilotsymbol-unterstützten ISR beschrieben, die Phasenmehrdeutigkeit a ^ d / n ab und leitet sie an den Konjugator 32V^d weiter, um (a ^ d / n)* zu erhalten, dann an den Multiplizierer 15V^d zur Phasenkompensation der Datensymbolabschätzung
Die resultierende Symbolabschätzung b d / n ≅ b_n ist wiederum frei von Mehrdeutigkeiten und erfordert kein differenzielles Dekodieren mehr.
Gemeinsame ISR-Erkennung
In den vorhergehenden Ausführungsformen der Erfindung wurde ISR auf einen ausgewählten Satz D von Benutzern angewandt, typischerweise Benutzer mit einer niedrigen Datenrate, die ISR bezüglich eines ausgewählten Satzes I von Benutzern mit hoher Datenrate implementieren würden. Auch wenn dieser Ansatz in den meisten Fällen geeignet ist, besonders wenn die Anzahl von Benutzern mit hoher Rate sehr niedrig ist, kann es Fälle geben, in denen die gegenseitige Interferenz, die durch andere Benutzer mit hoher Datenrate verursacht wird, signifikant ist, so daß in diesen Fällen gegenseitiges ISR zwischen den Benutzern mit hoher Datenrate ebenso erwünscht sein kann. Eine solche Situation ist durch die Benutzersätze M1 und M2 in 8 dargestellt. Während in den vorangegangen Ausführungsformen der Erfindung die Empfängermodule des Satzes I kein ISR durchführen, sondern nur Randbedingungssätze zur Verwendung durch die Empfängermodule des Satzes D liefern, ist es demnach vorgesehen, daß einige oder alle der Empfängermodule in den Sätzen M1 und M2 auch Strahlformer haben könnten, die ISR durchführen. Eine solche Ausführungsform mit gemeinsamem ISR (Joint ISR, J-ISR) wird nun unter Bezug auf 28 beschrieben, die nur ein Empfängermodul 20ⁱ als ein Beispiel zeigt. In jeder Symbolperiode empfängt jedes solche Empfängermodul 20ⁱ (i) eine Randbedingungsmatrix Ĉ_n-1 eine inverse Matrix Q_n-1 und verwendet sie bei der Interferenzunterdrückung einschließlich seiner eigenen Interferenzkomponente, und (ii) trägt Randbedingungen zu der Randbedingungsmatrix Ĉ_n und inversen Matrix Q_n bei, die in der nächsten Symbolperiode verwendet werden. Im Falle von ISR-H-Modus-Empfängern, die hypothetische Symbole verwenden, ist es nur eine Sache des Ersetzens der Empfängermodule in dem Satz I durch Empfängermodule 20^d mit ISR-Strahlformer, da die Randbedingungssätze durch die hypothetischen Symbole von den Bitsequenz-Generatoren 63¹ , ..., 63^NI erzeugt werden. Im Gegensatz zu anderen ISR-Modi, die Entscheidungsrückkopplung benötigen, wird in dem ISR-H-Modus-Empfängermodul keine Verarbeitungsverzögerung eines Benutzers benötigt, um einen anderen auszulöschen. Daher kann ISR-H ohne aufeinanderfolgende Interferenzauslöschung oder Mehrschritt-Verarbeitung zum Auslöschen starker Interferierer implementiert werden, was später beschrieben wird.
Mittels der bereits berechneten Ĉ_n und Q_n kann der ISR-Kombinierer für jeden Interferierer einfach erhalten werden durch: Win = ĈnQn R 3·(i-1)+1, (71)wobei R _k = [0, ..., 0, 1, 0, ... 0]^T ein (3NI)-dimensionaler Vektor mit Null-Komponenten außer für die k-te Position ist. Diese Implementierung hat den Vorteil, implizit ISI zwischen den starken Interferierern mit einer einzigen 3NI × 3NI-Matrixinversion zurückzuweisen.
Für die ISR-TR-, ISR-R- und ISR-D-Modi kombiniert jedes Empfängermodul tatsächlich ein Empfängermodul von Satz I mit einem Empfängermodul von Satz D, wobei einige Komponenten als redundant weggelassen werden. Unter erneutem Bezug auf 28, die solch ein kombiniertes Empfängermodul zeigt, liefert der Präprozessor 18 die Beobachtungsmatrix Y_n an ein 1-Bit-Verzögerungsglied 45 und einen ersten Vektorumformer 44/1, der die Beobachtungsmatrix Y_n umformt, um den Beobachtungsvektor Y _n zu bilden. Ein zweiter Vektorumformer 44/2 formt die verzögerte Beobachtungsmatrix Y_n-1 um, um den verzögerten Beobachtungsvektor Y _n-1 zu bilden. Diese Matrizen und Vektoren werden an die Empfängermodule 20Pⁱ und an andere der Empfängermodule geliefert zusammen mit der Randbedingungsmatrix Ĉ_n-1 und der inversen Matrix Q_n-1 von einem gemeinsamen Randbedingungsmatrix-Generator 43P, der die Randbedingungsmatrix C_n-1 und die inverse Matrix Q_n-1 von dem von den Randbedingungssatz-Generator 42P erzeugten Randbedingungssatz C_n-1 erzeugt.
Das Empfängermodul 20Pⁱ weist einen Entspreizer 19ⁱ , eine Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ , die Leistungsabschätzungseinheit 30Pⁱ und eine Entscheidungsregeleinheit 29Pⁱ auf, die alle denen der oben beschriebenen Empfängermodule gleichen. In diesem Fall weist jedoch das Empfängermodul 20Pⁱ zwei Strahlformer, einer ein ISR-Strahlformer 47Pⁱ und der andere ein MRC-Strahlformer 27Pⁱ , und eine zusätzliche Entscheidungsregeleinheit 29P/2ⁱ auf, die mit dem Ausgang des MRC-Strahlformer 27Pⁱ verbunden ist. Der ISR-Strahlformer 47Pⁱ verarbeitet den verzögerten Beobachtungsvektor Y _n-1, um die abgeschätzte Signalkomponentenabschätzung ŝ i / n-1 zu bilden, und liefert sie in der üblichen Weise an die erste Entscheidungsregeleinheit 29Pⁱ , die Leistungsabschätzungseinheit 30Pⁱ und die Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ . Die Entscheidungsregeleinheit 29Pⁱ und die Leistungsabschätzungseinheit 30Pⁱ operieren auf der Signalkomponentenabschätzung ŝ i / n-1, um die entsprechende Symbolabschätzung b ^ i / n-1 und die Leistungsabschätzung ψ ^ i / n-1, abzuleiten und sie an andere Teile des Empfängers in der üblichen Weise zu liefern.
Der Entspreizer 19ⁱ entspreizt die verzögerte Beobachtungsmatrix Y_n-1, um den Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z i / n-1 zu bilden, und liefert ihn nur an die Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ , die den Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z i / n-1 und die Signalkomponentenabschätzung zum Erzeugen sowohl einer gespreizten Kanalvektorabschätzung Ŷ i / 0,n-1 und eines Satzes von Kanalvektorabschätzungen H i / n-1 verwendet. Am Beginn des Verarbeitungszyklus liefert die Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ die gespreizte Kanalvektorabschätzung Ŷ i / 0,n-1 sowohl an den ISR-Strahlformer 47Pⁱ als auch den MRC-Strahlformer 27Pⁱ zur Verwendung beim Aktualisieren ihrer Koeffizienten, und liefert den Satz von Kanalvektorabschätzungen H i / n-1 an den Randbedingungssatz-Generator 42P.
Der MRC-Strahlformer 27Pⁱ verarbeitet den aktuellen Beobachtungsvektor Y _n zum Erzeugen einer „zukünftiger" Signalkomponentenabschätzung ŝ i / MRC,n zur Verwendung durch die zweite Entscheidungsregeleinheit 29P/2ⁱ zum Erzeugen der „zukünftiger" Symbolabschätzung b ^ i / MRC,n, die sie am Beginn des Verarbeitungszyklus an den Randbedingungssatz-Generator 42P liefert. Der Randbedingungssatz-Generator 42P empfängt auch die Symbolabschätzung b ^ i / n-1 von der Entscheidungsregeleinheit 29ⁱ , aber am Ende des Verarbeitungszyklus. Der Randbedingungssatz-Generator 42P puffert das Symbol b ^ i / MRC,n von der Entscheidungsregeleinheit 29P/2ⁱ und die Symbolabschätzung b ^ i / n-1 von der Entscheidungsregeleinheit 29Pⁱ am Ende des Verarbeitungszyklus. Folglich hat er in einer speziellen Symbolperiode n – 1, wenn der Randbedingungssatz-Generator 42P den Randbedingungssatz C_n-1 berechnet, den Satz von Kanalvektorabschätzungen H i / n-1, die „zukünftige" Symbolabschätzung b ^ i / MRC,n, die „gegenwärtige" Symbolabschätzung b ^ i / MRC,n-1 und die „vergangene" Symbolabschätzung
i / n-2 verfügbar, die beiden letzten aus seinem Puffer.
Jedes der anderen Empfängermodulen in dem „gemeinsamen ISR"-Satz liefert seine Äquivalente dieser Signale an den Randbedingungssatz-Generator 42P. Der Randbedingungssatz-Generator 42P verarbeitet sie alle, um den Randbedingungssatz C_n-1 zu bilden, und liefert denselben an den Randbedingungsmatrix-Generator 43P, der die Randbedingungsmatrix Ĉ_n und die inverse Matrix Q_n erzeugt und sie an verschiedene Empfängermodule liefert.
Der Randbedingungssatz-Generator 42P und der Randbedingungsmatrix-Generator 43P sind im allgemeinen konstruiert und operieren in derselben Weise wie der Randbedingungssatz-Generator 42 und der Randbedingungsmatrix-Generator 43 der hier zuvor unter Bezug auf die 9 bis 27 beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung. Daher unterscheiden sie sich gemäß dem ISR-Modus, der implementiert wird.
Wenn der Randbedingungssatz-Generator 42P des Empfängers von 28 für den ISR-D-Modus konfiguriert ist, d. h. wie der in 16 abgebildete Randbedingungssatz-Generator, enthält die an den ISR-Strahlformer 47Pⁱ gelieferte Randbedingungsmatrix Ĉ_n genug Information für den Strahlformer 47Pⁱ , um die Kanalparameter selbst abzuschätzen. Daher leitet er diese Abschätzungen an die Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ weiter zur Verwendung beim Verbessern der Kanalvektorabschätzung und des Satzes von hierdurch erzeugten Kanalvektorabschätzungen.
Ein ISR-RH-Empfängermodul wird eine ähnliche Struktur verwenden, außer daß die Ein-Bit-Verzögerung 45 weggelassen wird und der Randbedingungssatz-Generator 42P die vorherige Symbolabschätzung
i / n-1, die aktuelle MRC-Symbolabschätzung b ^ i / MRC,n und die beiden hypothetischen Werte für das „zukünftige" Symbol b i / n+1 verwendet, um die aktuelle Symbolabschätzung b ^ i / n zu erzeugen. Die Modifikation des in 28 abgebildeten Empfängermoduls zum Implementieren eines solchen „ISR-RH-Modus" ist für einschlägig erfahrene Personen einfach und wird somit hier nicht beschrieben.
Um J-ISR zu implementieren, wird eine allgemeinere Formulierung der Randbedingungsmatrix benötigt. Die allgemeine ISR-Randbedingungsmatrix, die N_c Randbedingungen aufzählt, sieht wie folgt aus:
wobei die j-te Randbedingung Ĉ_n,j gegeben ist durch:
wobei S_j eine Teilmenge der Diversitäten definiert, die die j-te Randbedingung bilden, wenn sie summiert werden. Wie in Tabelle 2 dargestellt, wird von den Sätzen S_j, j = 1, ..., N_c angenommen, daß sie folgenden Einschränkungen genügen:
wobei ∅ die leere Menge ist. Tabelle 1 definiert die Sätze S_j, j = 1, ..., N_c für alle dargestellten ISR-Betriebsarten.
Das wirkliche Zielsignal gehört zu dem Gesamt-Interferenz-Teilraum, wie er durch den von der gemeinsamen Randbedingungsmatrix Ĉ_n aufgespannten Raum definiert wird. Daher wird, um Signalauslöschung des gewünschten Benutzers d durch die Projektion:
zu vermeiden, die Blockungsmatrix Ĉ d / n für das gewünschte Signal eingeführt, gegeben durch:
wobei:
wobei S^d = {(u, f, k) | u = d; f = 1, ..., N_f; k = 0}. Normalerweise ist S^d eine kleine Teilmenge von S, und Ĉ d / n ist sehr nahe an Ĉ_n.
Gemeinsame Abschätzung von Mehrbenutzer-Daten und Kanalverstärkung in ISR-D
Wenn man die Signalbeiträge von den Benutzern mit schwacher Leistung und niedriger Rate vernachlässigt und auf die Signale der NI Interferierer beschränkt, kann Y _n formuliert werden als:
wobei Γ_n ein N_fNI × 1-Vektor ist, der die Kanalkoeffizienten von allen Fingern über alle Benutzer aneinander ausrichtet. Die Abschätzung von Γ _n kann als ein Mehrquellen-Problem betrachtet werden:
Dies macht einen Schritt der ISR-D-Operationen aus und ermöglicht eine gemeinsame Mehrbenutzer-Kanalidentifikation.
Mehrstufen-ISR-Erkennung
Mehrstufige Verarbeitung kann in Kombination mit den Verarbeitungen der oben beschriebenen Ausführungsformen verwendet werden, die das oben beschriebene gemeinsame ISR verwenden, d. h. alle außer den Empfängern, die ISR-H-Modus implementieren. Es sollte eingeräumt werden, daß in jedem der Empfänger, die Entscheidungsrückmelde-Modi von ISR (TR, R, D, RH) verwenden, grobe MRC-Symbolabschätzungen verwendet werden, um Signale für die ISR-Operation neu zu konstruieren. Weil sie auf Signalen beruhen, die die zu unterdrückende Interferenz beinhalten, sind die MRC-Abschätzungen weniger verläßlich als ISR-Abschätzungen, die schlimmere Neukonstruktionsfehler verursachen. Bessere Ergebnisse können durch Verwenden von mehrstufiger Verarbeitung erhalten werden, und in aufeinanderfolgenden Stufen außer der ersten durch Verwenden verbesserter ISR-Abschätzungen zum Neukonstruieren und erneuten Durchführen der ISR-Operation.
Der Betrieb eines Mehrstufen-Verarbeitungs-Empfängermoduls, das mehrere Iterationen durchführt, um eine bestimmte Symbolabschätzung zu erzeugen, ist in 29 dargestellt, die dieselben Komponenten abbildet, nämlich den Randbedingungssatz-Generator 42P, den Randbedingungsmatrix-Generator 43P, den ISR-Strahlformer 47Pⁱ und die Entscheidungsregel-Einheit 29P/1ⁱ , den MRC-Strahlformer 27Pⁱ und die Entscheidungsregel-Einheit 29P/2ⁱ , in einigen aufeinanderfolgenden Symbolperioden, die Iterationen 1, 2, ..., N_s von Frame n, die die Symbolabschätzung b ^ i / n-1 für die Benutzerstation 10ⁱ ergeben. Wenn die Iteration 1 allein steht, würde sie die Operation des Empfängermoduls 20ⁱ aus 28 repräsentieren, bei der der Randbedingungssatz-Generator 42P die grobe Symbolabschätzung b ^ i / MRC,n-1 verwendet, die zuvor von der zweiten Entscheidungsregel-Einheit 29P/2ⁱ (und je nachdem anderen) empfangen und gepuffert wurde. In jeder Iteration innerhalb des Frame bleiben die anderen von dem Randbedingungssatz-Generator 42P verwendeten Variablen dieselben. Diese Variablen weisen zumindest von jedem „Contributor"-Empfängermodul in dem gemeinsamen Verarbeitungssatz die frühere Symbolabschätzung b ^ i / n-2 den Satz von Kanalpa rametern H i / n-1 und die aktuelle MRC-Symbolabschätzung b ^ i / MRC,n auf. In ähnlicher Weise bleiben die gespreizte Kanalvektorabschätzung Ŷ i / 0,n-1 und der verzögerte Beobachtungsvektor Y _n-1 der von dem ISR-Strahlformer 47Pⁱ verwendet wird, gleich.
In Iteration 1 erzeugt der Randbedingungsmatrix-Generator 42P die Randbedingungsmatrix Ĉ_n-1(1) und die inverse Matrix Q_n-1(1) und liefert sie an den Strahlformer 47Pⁱ , der sie und die gespreizte Kanalvektorabschätzung Ŷ i / 0,n-1 verwendet, um seine Koeffizienten zum Gewichten jedes Elementes des verzögerten Beobachtungsvektors Y _n-1 abzustimmen wie zuvor beschrieben, zum Erzeugen einer Signalkomponentenabschätzung, die die Entscheidungsregeleinheit 29P/1ⁱ zum Erzeugen der Symbolabschätzung b ^ i / n-1(1) in Iteration 1 verarbeitet, die dieselbe sein würde wie die von dem Empfänger in 28 erzeugte. Diese Symbolabschätzung b ^ i / n-1(1) ist genauer als die anfängliche grobe MRC-Abschätzung b ^ i / MRC,n-1 so daß sie in Iteration 2 als Eingabe für den Randbedingungssatz-Generator 42Pⁱ verwendet wird, d. h. anstelle der groben MRC-Abschätzung des Strahlformers 27Pⁱ . Als ein Ergebnis erzeugt der Randbedingungsmatrix-Generator 42 wie in Iteration 2 eine genauere Randbedingungsmatrix Ĉ_n-1(2) und inverse Matrix Q_n-1(2). Unter Verwendung dieser verbesserten Matrizen wird der ISR-Strahlformer 47Pⁱ genauer abgestimmt und erzeugt somit eine genauere Symbolabschätzung b ^ i / n-1(2) in Iteration 2. Diese verbesserte Symbolabschätzung wird in Iteration 3 verwendet, und dieser iterative Prozeß wird für eine Gesamtzahl von N_s Iterationen wiederholt. Die Iteration N_s verwendet die Symbolabschätzung b ^ i / n-1(N_s – 1), die von der vorhergehenden Iteration erzeugte wurde, und erzeugt selbst eine Symbolabschätzung b ^ i / n-1(N_s), die die Zielsymbolabschätzung des Frame n ist und folglich als Symbolabschätzung b ^ i / n-1 ausgegeben wird.
Die Symbolabschätzung b ^ i / n-1 wird gepuffert und von dem Randbedingungssatz-Generator 42P bei jeder Iteration des nächsten Frame (n + 1) anstelle der Symbolabschätzung b ^ i / n-2 verwendet. Andere Variable werden geeignet inkrementiert, und in Iteration 1 von Frame n + 1 wird eine neue, grobe Symbolabschätzung
i / MRC,n+1 vom MRC-Strahlformer 27Pⁱ von dem Randbedingungssatz-Generator 42P verwendet. Der iterative Vorgang wird dann wiederholt, wobei die Symbolabschätzung bei jeder Iteration verbessert wird wie zuvor.
Man sollte beachten, daß in 29 die Eingaben für die Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ tiefgestellte Indizes verwenden, die die Tatsache widerspiegeln, daß sie von einer vorigen Iteration erzeugt wurden. Die Indizes wurden in 28 nicht verwendet, weil es nicht angemessen war, den Übergang zwischen zwei Zyklen zu zeigen. Der Übergang war jedoch aus der theoretischen Diskussion klar.
Eine Einschritt-ISR-Operation kann wie folgt verallgemeinert werden:
wobei ŝ d / n(1) die ISR-Abschätzung von der ersten ISR-Stufe ist, ŝ u / MRC,n die MRC-Signalabschätzung ist, und die Randbedingungsmatrizen Ĉ_n(1), Ĉ d / n(1) und Q_n(1) aus den MRC-Abschätzungen in der ersten Stufe gebildet werden. Durch Verallgemeinern der Notation kann die Signalabschätzung in Stufe N nach den folgenden Iterationen abgeleitet werden:
Der Mehrstufenansatz geht zulasten der Komplexität; jedoch kann die Komplexität reduziert werden, weil viele Berechnungen von einer Stufe zur nächsten redundant sind. Zum Beispiel könnte die aufwendige Berechnung υ(j) stattdessen verfolgt werden, weil υ(j) = υ(j – 1), wenn sich die Anzahl von Symbolabschätzungsfehlern von Stufe zu Stufe nicht sehr verändert, was in den meisten Situationen erwartet werden kann.
Man sollte beachten, daß in der Ausführungsform von 29 die Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ die Kanalkoeffizienten nach der letzten Iteration N_s aktualisiert. Daher sind für den nächsten Zyklus die Eingaben für die Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ b ^ i / n-1, Z i / n-1, Ŷ _0,n und H i / n. Es ist jedoch vorgesehen, daß die Kanalkoeffizienten häufiger aktualisiert werden könnten, am besten bei jeder Iteration. Daher würde nach der ersten Iteration die einstweilige Symbolabschätzung b ^ i / n-1(1) verwendet; in einer einstweiligen Signalkomponenten Rückkopplung zur Kanalidentifikationseinheit 28Pⁱ würde nach der zweiten Iteration die einstweilige Symbolabschätzung b ^ i / n-1(2) verwendet und so weiter. Die entsprechenden einstweiligen Kanalabschätzungen für eine gegebene Iteration würden an den Randbedingungssatz-Generator 42P zur Verwendung in der nächsten Iteration geliefert.
ISR unter Verwendung von Mehrstufigkeit mit Zwischen-Kanal-Dekodierung (MICD)
Der TURBO-Kanal-Kodierer hat in jüngster Zeit das Interesse von Forschern als eine neue, effiziente Kodierungsstruktur auf sich gezogen, um Informations-Bitfehler-Raten (IBER) nahe am Shannon-Limit zu erreichen. Im Wesentlichen ist die Stärke des TURBO-Kodierungsschemas die Verkettung zweier Faltungsdekodierer, wobei jeder dieselben Informationsdaten überträgt, wobei jedoch die Daten zeitlich unterschiedlich organisiert werden (unterschiedliche(s) Verschränkung bzw. Interleaving), bevor sie kodiert werden. Aus einem der Datenströme stellt der Dekodierer Wahrscheinlichkeitsabschätzungen bereit, die als eine Art von äußerlicher bzw. extrinsischer Information für die Dekodierung des zweiten Stroms zu verwenden sind.
Die TURBO-Idee wurde jüngst zu TURBO-Mehrbenutzer-Empfängern verallgemeinert. Wie der TURBO-Dekodierer verkettet das TURBO-Mehrbenutzer-Prinzip Erkennungsstufen. Diese Idee läßt sich auf ISR anwenden, und wir nennen diese Erweiterung der ISR-Mehrstufigkeit mit Zwischen-Kanal-Dekodierung ISR-MICD. Im Gegensatz zu Mehrstufen-ISR, ISR-M, führt ISR-MICD Kanal-Dekodierung zwischen Stufen durch, wie in 47 dargestellt.
Zuerst wird MRC-Strahlformen 27Wⁱ wie gewöhnlich in einer vorläufigen Stufe durchgeführt, um grobe Signalabschätzungen (ŝ i / MRC,n) bereitzustellen, aus denen tendenzielle Abschätzungen der übertragenen Daten mittels der Entscheidungsregeleinheit 29W/1ⁱ abgeleitet werden. Die tendenzielle Entscheidung wird in den Randbedingungssatz-Generator 42W eingespeist, der die Signale sowohl des eigentlichen Benutzers als auch aller anderen interferierenden Benutzer rekonstruiert. Der Randbedingungsmatrix-Generator 43W setzt die auf den ISR-Strahlformer 47Wⁱ anzuwendende Randbedingungsmatrix (Ĉ_n-1(1)) zusammen. Der ISR-Strahlformer 47Wⁱ gibt eine verbesserte Signalabschätzung (ŝ i / n-1(1)) aus. Wie üblich wird die ISR-Symbolabschätzung (b ^ i / n-1(1)) mittels der Entscheidungsregeleinheit 29W/1ⁱ berechnet und in den Randbedingungssatz-Generator 42W zur Konstruktion späterer Randbedingungen rückgekoppelt. Wichtiger jedoch ist, daß die ISR-Signalabschätzung für die Zwischenkanal-Dekodierung (horizontaler Zweig in der Figur) weitergegeben wird. Zuerst sammelt der Puffer 90ⁱ N_F Symbole, die einem Code-Frame entsprechen. Der Code-Frame wird an die De-Interleaving-Einheit 91ⁱ weitergegeben, die die Daten mittels einer vorab festgelegten Regel in ihre ursprünglichen Reihenfolge zurückpositioniert bzw. De-Interleaving vornimmt. Die zurückpositionierten Daten werden in der Kanaldekodiereinheit 92ⁱ Viterbi-dekodiert, um einen Block von N_F/R Informationsbits bereitzustellen, wobei R die Rate des Codes ist. Nachdem die Kanaldekodierung durchgeführt wurde, wird die dekodierte Informationsbit-Sequenz als nächstes in der Wiederkodiereinheit 93ⁱ erneut kodiert, dann in der Wiederverschränkungs- bzw. Re-Interleaving-Einheit 94ⁱ erneut verschränkt, um zur verbesserten Kanal-dekodierten Symbolsequenz Block-Interleaving. b ^ i / n zu gelangen. Diese Abschätzung ist üblicherweise viel besser als die ISR-Abschätzung (b ^ i / n-1(1)), die vor dem Kanaldekodierschritt verfügbar ist, weil Redundanz der Dekodierung und Zeit-Diversität aufgrund von Verschränkung bzw. Interleaving ausgenutzt wird. ISR-MICD zieht daher im Gegensatz zu ISR-M Vorteil aus den verbesserten Abschätzungen in der zweiten Stufe. Wie üblich werden Randbedingungen von dem Randbedingungssatz-Generator 42W erzeugt und in den Randbedingungsmatrix-Generator 43W eingespeist, um die verbesserte Randbedingungsmatrix (Ĉ_n-1(2)) zu bilden. Diese Matrix wird dann an den ISR-Strahlformer 47Wⁱ weitergegeben, um die verbesserte Signalabschätzung (ŝ i / n-1(2)) der zweiten ISR-MICD-Stufe bereitzustellen, die in die Entscheidungsregeleinheit 29W/1ⁱ eingespeist wird, um die Datensymbolabschätzung (b ^ i / n-1(2)) der zweiten ISR-MICD-Stufe bereitzustellen. ISR-MICD können durch Wiederholen des gesamten Vorgangs auch in mehr Stufen durchgeführt werden, was zum Wiederholen des durch die unterbrochenen Linien begrenzten Teils des Blockdiagramms führt, wobei ŝ i / n-1(2) zur Kanaldekodierung in der dritten Stufe, ŝ i / n-1(3) in der vierten Stufe, etc. verwendet wird.
Gruppen-ISR-Erkennung
In der Praxis könnte der Empfänger von 28 mit einer der früheren Ausführungsformen kombiniert werden, um einen Empfänger für eine „hierarchische" Situation zu schaffen, d. h. wie hier zuvor unter Bezug auf 8 beschrieben, in der eine erste Gruppe von Empfängermodulen für die schwächsten Signale wie die im Satz D von 8 zum Beispiel nur „Rezipienten" sind, d. h. sie tragen überhaupt nicht zu der Randbedingungsmatrix bei; eine zweite Gruppe von Empfängermodulen für die stärksten Signale wie die Empfängermodule des Satzes I in 8 brauchen keine Interferenz auszulöschen und sind daher nur „Beitragende" bzw. „Kontributoren", d. h. sie tragen nur Randbedingungssätze zu der von den anderen Empfängermodulen verwendeten Randbedingungsmatrix bei; und ein dritter Satz von Empfängermodulen für die Signale mittlerer Stärke wie die Empfängermodule des Satzes M2 von 8 sind sowohl „Rezipienten" als auch „Kontributoren", d. h. sowohl verwenden sie die Randbedingungsmatrix von den Empfängermodulen aus Satz I, um Interferenzen von den stärksten Signalen auszulöschen als auch tragen sie zu der Randbedingungsmatrix bei, die von den Empfängermodulen von Satz D verwendet wird. Im allgemeinen wird dieser Ansatz als „Gruppen-ISR" (G-ISR) bezeichnet, und die Gleichungen für die Randbedingungsmatrizen und inversen Matrizen, die den Satz K_n = {Ĉ_Outset,n, Q_Outset,n, Ĉ_Inset,n, Q_Inset,n} aufweisen, der von den ISR-Strahlformern in den verschiedenen Empfängern verwendet wird, sind wie folgt: QOutset,n = (ĈHOutset,n , ĈOutset,n)–1, (83) ΠOutset,n = IM·(2L-1) – ĈOutset,nQOutset,nĈHOutset,n , (84) ĈInset,n = ΠOutset,nĈInset,n, (85) QInset,n = (ĈInset,nĈInset,n)–1, (86)
Πdn = ΠdInset,n , ΠOutset,n (88)
Man sollte beachten, daß die Normalisierung der Spalten von Ĉ_Inset,n und Ĉ_Outset,n implizit ist.
Ein Empfängermodul für Satz D setzt Π_Inset in Gleichung (88) auf die Einheitsmatrix, was bedeutet, daß nur „outset"-Interferenz ausgelöscht wird. Ansonsten ist die Verarbeitung wie für die anderen Empfänger von Satz D beschrieben.
Ein Empfänger in Satz M1 braucht „outset"-Interferenz nicht auszulöschen, aber muß „inset"-Interferenz löschen. Folglich setzt er Π_Outset in Gleichung (88) auf die Einheitsmatrix, so daß nur „inset"-Interferenz gelöscht wird. Dies entspricht der unter Bezug auf 28 beschriebenen gemeinsamen ISR-Ausführungsform.
Schließlich braucht ein Empfänger in Satz I keine Interferenz zu löschen. Folglich setzt er sowohl Π_Inset als auch Π_Outset auf die Einheitsmatrix, was bedeutet, daß nichts gelöscht wird. Dies entspricht den Empfängermodulen 20¹ , ..., 20^NI von Gruppe I, die unter Bezug auf die 9, 11, 13, 15–17, 20–24 und 26 beschrieben sind.
Sukzessiver versus paralleler ISR-Erkennung
Obwohl die hier zuvor beschriebenen Ausführungsformen der SR-Empfänger eine parallele Implementierung verwenden, kann ISR auch in einer sukzessiven Weise implementiert werden, die mit S-ISR bezeichnet wird, wie in 30 beschrieben. Unter der Annahme einer Implementierung von sukzessivem ISR zwischen NI Interferierern, U Benutzern und angenommen, daß die Benutzer ohne Verlust der Allgemeinheit in der Reihenfolge abfallender Stärke sortiert sind, so daß der Benutzer 1 der stärkste und der Benutzer NI der schwächste Benutzer ist, kann die ISR-Abschätzung für den Fall, daß der Benutzer i in S-ISR verarbeitet wird, berechnet werden als:
wobei Ĉ_i,n nur den Teilraum der Benutzer 1, ..., i – 1 aufspannt, Q i / n die entsprechende Inverse und Ĉ i / i,n die benutzerspezifische Randbedingungsmatrix ist. Es ist klar, daß Ĉ i / i,n nicht länger allen Benutzern gemeinsam ist, was eine aufwendige Matrixinversion für jeden Benutzer nach sich zieht. Bei ISR-TR wird diese Inversion jedoch vermieden, da
Ĉ i / i,n ein Skalar ist, und S-ISR-TR ist eine gute Alternative zu seinem parallelen Gegenstück, ISR-TR. Andere ISR-Modi können aus den gemeinsamen Elementen von Ĉ_i,n von einem Verarbeitungszyklus zum nächsten Vorteil ziehen, indem sie Matrixinversion durch Partitionieren verwenden.
Hybride ISR-Erkennung
Es versteht sich, daß die verschiedenen ISR-Modi gemischt werden können, und zwar geeignet gewählt gemäß der Charakteristiken ihrer Signale oder Übertragungskanäle oder ihrer Datenraten, was zu hybriden ISR-Implementierungen (H-ISR) führt. Zum Beispiel könnten, unter Bezug auf 8, die Sätze I, M1 und M2 die verschiedenen Modi ISR-H, ISR-D bzw. ISR-TR verwenden, und die Empfängermodule in Satz D würden die verschiedenen Modi verwenden, um die „outset"-Interferenz von diesen drei Sätzen zu tilgen. Selbstverständlich könnten alternativ oder zusätzlich verschiedene Modi innerhalb jedes dieser Sätze verwendet werden.
ISR-Projektion zur verbesserten Kanalidentifikation
In allen oben beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung verwenden die Kanalidentifikationseinheiten 28^d in den ISR-Empfängermodulen den Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z i / n zum Erzeugen der gespreizten Kanalvektorabschätzung Ŷ d / 0,n (durch Spreizen von Ĥ d / n). Unglücklicherweise ist die in der Beobachtungsmatrix Y_n vorhandene Interferenz immer noch in dem Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z i / n vorhanden (siehe Gleichung (14)) und, obwohl sie durch Entspreizen in der Leistung reduziert ist, beeinflußt sie die Genauigkeit der gespreizten Kanalvektorabschätzung Ŷ d / 0,n. Wie hier zuvor diskutiert wurde, speziell unter Bezug auf die Gleichungen (83) bis (89), stellt der ISR-Strahlformer 47^d effektiv einen Projektor Π d / n und einen Abstimmungs- und Kombinationsteil
dar, der effektiv einen verbleibenden MSR-Strahlformer
aufweist.
31 stellt eine Modifikation dar, die auf alle hier beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung einschließlich der nachfolgend beschriebenen anwendbar ist, die diese Beziehung ausnutzt, um die Abschätzung des gespreizten Kanalvektors Ŷ d / 0,n (oder der Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n) zu verbessern, indem der Projektor Π d / n zum Unterdrücken der Interferenzkomponente von dem Beobachtungsvektor Y _n verwendet wird. In dem Empfänger von 31 ist der ISR-Strahlformers 47Q^d so abgebildet, daß er einen Projektor 100^d und einen verbleibenden MRC-Strahlformeranteil 27Q^d aufweist. Der Projektor 100^d multipliziert die Projektion Π d / n mit dem Beobachtungsvektor Y _n, um den „bereinigten" Beobachtungsvektor Y Π,d / n zu erzeugen, und liefert ihn an den verbleibenden MRC-Strahlformer 27Q^d , der effektiv einen Tuner und einen Kombinier aufweist, um den „bereinigten" Beobachtungsvektor Y Π,d / n zu bearbeiten und die Signalkomponentenabschätzung ŝ d / n zu erzeugen, aus der die Entscheidungsregeleinheit 29Q^d die Symbolabschätzung b ^ d / n in der üblichen Weise ableitet.
Der „bereinigte" Beobachtungsvektor Y Π,d / n wird durch den Matrixumformer 102Q^d umgeformt, um die „bereinigte" Beobachtungsmatrix Y Π,d / n zu bilden, die der Entspreizer 19^d entspreizt, um den „bereinigten" Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z Π,d / n zur Anwendung auf die Kanalidentifikationseinheit 28Q^d zur Verwendung beim Ableiten der gespreizten Kanalvektorabschätzungen Ŷ d / 0,n zu bilden.
Der neue, „bereinigte" Vektor, der aus der Projektion des Beobachtungsvektors Y _n mit Π d / n resultiert, ist wie folgt definiert:
Der neue Beobachtungsvektor ist frei von den Interferierern und ISI und enthält eine projizierte Version des Kanalvektors Y Π,d / 0,n. Ohne daß es eine Bedingung ist, ist es vernünftig anzunehmen, daß der Projektor Π d / n fast orthogonal zu dem Kanalvektor ist, speziell in Situationen mit hoher Verarbeitungsverstärkung und/oder bei Vorliegen weniger Interferierer, und wir betrachten daher, daß Y Π,d / 0,n ≅ Y d / 0,n gilt. Ansonsten kann eine schräge Projektion gebildet werden, die garantiert, daß Y Π,d / 0,n = Y d / 0,n gilt. Wenn der Entspreizer 19^d Y Π,d / n mit der Spreizungssequenz des gewünschten Benutzers d spreizt, erzeugt er einen Interferenz-freien, projizierten Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z Π,d / n, den die Kanalidentifikationseinheit 28Q^d zum Erzeugen der Kanalvektorabschätzung Ŷ d / 0,n verwendet, zum Verwenden beim Aktualisieren der Koeffizienten des verbleibenden MRC-Strahlformeranteils 27Q^d .
Bezüglich der neuen Beobachtungsvektoren Y Π,d / n und Z Π,d / n vor bzw. nach Entspreizen werden die ISR- und DFI-Schritte in STAR wie folgt modifiziert:
Ĥ dn+1 = Ĥ dn + μ(Z Π,dn – Ĥ dn ŝ dn )ŝdn . (94)
Die Äquivalenz der zwei Ausdrücke der Strahlformer-Koeffizienten in Gleichung (92) aufgrund der nilpotenten Eigenschaft der Projektionen sollte beachtet werden. In ungünstigeren Nah-Fern-Situationen ermöglicht die in 31 dargestellte Modifikation eine verläßlichere Kanalidentifikation als einfaches DFI und steigert somit Nah-Fern-Festigkeit. Falls nötig, wird diese neue DFI-Version als Π-DFI bezeichnet. Es wird erwartet, daß sie für Situationen geeignet ist, in denen die Interferierer mäßig stark sind und wenn die Null-Randbedingungen sie alle abdecken. Zur Einfachheit der Diskussion wird die Projektion der Beobachtung implizit ohne Referenz auf Y d / Π,n, Z d / Π,n oder auf entsprechende Modifikationen in STAR-ISR-Operationen.
Erweitern der Dimensionalität (X-Option)
Wenn die Anzahl von Benutzern hoch wird verglichen mit der Verarbeitungsverstärkung, wird die Dimension des Interferenz-Teilraums vergleichbar mit der Gesamtdimension (M(2L – 1)). Der in Kauf genommene Nachteil ist eine oft verheerende Verstärkung des weißen Rauschens. Anders als ISR-TR, das immer eine einzelne Randbedingung benötigt, können andere DF-Modi, nämlich ISR-R und ISR-D, eine starke Verschlechterung erfahren, weil die Anzahl von Randbedingungen, die diese Modi benötigen, leicht vergleichbar mit der verfügbaren Gesamtdimension werden. Jedoch kann die Dimension durch Verwenden zusätzlicher Daten bei der Beobachtung erhöht werden. Diese Option ermöglicht auch asynchrone Übertragung und die Anwendung von ISR auf Systeme mit gemischtem Spreizungsfaktor (Mixed Spreading Factor, MSF).
Der Beobachtungsvektor Y _n bei angepaßter Filterung wird erzeugt, um zusätzliche vergangene, gespreizte Daten einzuschließen, die bereits verarbeitet wurden. Wenn das Modell erweitert wird, um vergangene, verarbeitete N_X Symbole einzuschließen und zu einer temporären Gesamtdimension N_T = (N_X + 1)L – 1) zu gelangen, wird diese Beobachtung zu:
wobei doppelte Unterstreichung das erweiterte Modell hervorhebt. Man beachte, daß Y u,f / j zeitlich mit Y u,f / j±1 überlappt und nur die ersten ML Abtastungen der vergangenen Frames n – 1, n – 2, ... etc. verwendet werden; es wird jedoch zur Vereinfachung der Notation dieselbe Syntax verwendet.
Als ein Beispiel benötigt die Anwendung der X-Option auf ISR-D, die als ISR-DX bezeichnet werden, die folgende Randbedingungsmatrix:
Die erweiterten Vektoren in Gleichung (96) wurden in derselben Weise behandelt wie diejenigen in Gleichung (95), d. h. durch Verketten rekonstruierter Vektoren aus aufeinanderfolgenden Symbolen in dem erweiterten Frame und durch implizites Verwerten überlappender Dimensionen in den verketteten Vektoren. Klar, daß die Erweiterung des Beobachtungsraumes zusätzliche Freiheitsgrade läßt und zu geringerer Verstärkung des weißen Rauschens führt. Es kann jedoch einen Nachteil nach sich ziehen beim Vorliegen von Fehlern bei der Rekonstruktion.
Auch wenn die X-Option nur im Fall von ISR-D dargestellt wurde, ist ihre Anwendung auf die restlichen DF-Modi einfach. Man sollte beachten, daß die X-Option die Verarbeitung von mehr als einem Symbol bei jedem Frame ermöglicht, während sie immer noch nur eine Matrixinversion benötigt. Die Dauer des Frame sollte jedoch klein sein verglichen mit den Schwankungen des Kanals.
In den oben beschriebenen Ausführungsformen wurde ISR auf ein quasi-synchrones System angewandt, bei dem alle zeitlichen Verzögerungen beschränkt waren auf 0 < τ < L. Obwohl dieses Modell die Situation mit großer Verarbeitungsverstärkung widerspiegelt, bei der der Grenzübergang (L → ∞) es ermöglicht, einen Frame der Länge 2L – 1 Chips zu plazieren, was ein Bit aller Benutzer einschließlich Verzögerungsspreizungen abdeckt. Bei realistischen Verarbeitungsverstärkungen und besonders in der Situation niedriger Verarbeitungsverstärkung tendiert dieses Modell dazu, sich einem synchronen Szenario anzunähern. Das Verwenden der X-Option dient als ein Verfahren, das vollständige, asynchrone Übertragung unterstützt.
Bezugnehmend auf 32 und unter der Annahme, daß die Benutzer des Systems wie üblich eine Verarbeitungsverstärkung L haben, ist das übertragene Signal irgendeines Benutzers zyklisch stationär und eine mögliche Zeitverzögerung des primären Pfades τ_j ist daher 0 < τ_j < L, wobei mögliche Zeitverzögerungen des verbleibenden Pfades sein τ₁ < τ₂ < ... < L + Δτ, wobei Δτ die größtmögliche betrachtete Verzögerungsspreizung ist. Um sicherzustellen, daß der Frame mindestens ein Bit aller Benutzer abdeckt, muß der Frame mindestens L + Δτ in der entspreizten Domäne und daher 2L + Δτ in der gespreizten Domäne überspannen. Die Beobachtung sollte leicht darüber ausgedehnt werden, um Interpolation in der Nähe der Frame-Kanten zu erleichtern.
Mehrfachmodulation (MM), Mehrfach-Code (MC) und gemischter Spreizungsfaktor (MSF) sind Technologien, die möglicherweise Verkehr mit gemischten Raten in Breitband-CDMA eröffnen. Von MSF, was sehr zeitgerecht wurde, wurde gezeigt, daß es MF in Bezug auf Leistungsfähigkeit und Komplexität übertrifft, und es wird auch von UMTS-Mobiltelefon-Systemen der dritten Generation als das Szenario mit gemischten Raten vorgeschlagen. Die Anwendung von ISR auf MSF als das hier betrachtete Szenario mit gemischten Raten wird nun diskutiert.
In MSF erhält man Verkehr mit gemischten Raten, indem unterschiedliche Verarbeitungsverstärkungen zugewiesenen werden, während dieselbe Träger- und Chip-Rate verwendet wird. In einem System mit zwei Gruppen von Benutzern, einer Gruppe mit niedriger Rate (LR) und einer mit hoher Rate (HR), bedeutet dies, daß jedes Mal, wenn ein Benutzer mit LR-Rate 1 Symbol überträgt, ein HR-Benutzer 2r + 1 HR-Symbole überträgt, wobei r = L_l/L_h das Verhältnis der LR-Verarbeitungsverstärkung zu der HR-Verarbeitungsverstärkung ist. Dies ist in 33 mit r = 2 dargestellt.
Daher stellt das Anpassen des ISR-Frame, was den LR-Benutzern oder im allgemeinen den Benutzern mit niedrigster Rate vorbehalten ist, sicher, daß auch mindestens r HR-Symbole überdeckt werden, wenn HR und LR dieselbe Verzögerungsspreizung haben. ISR läßt sich einfach auf dieses Szenario verallgemeinern, indem jeder HR-Benutzer als r LR-Benutzer betrachtet wird. In 33 symbolisieren die grau schattierten HR/LR-Bits die aktuell abzuschätzenden Bits; wohinge gen frühere Bits bereits abgeschätzt wurden (ISR-Bits) und zukünftige Bits unerforscht sind. Man sollte beachten, daß aktuelle HR-Bits so gewählt werden sollten, daß sie am Ende des Frame liegen.
Mehrfach-Code-ISR
Es ist vorgesehen, daß eine Benutzerstation mehrfache Codes, N_m an der Zahl, verwenden könnte, um jeweils einen unterschiedlichen Strom von Symbolen zu übertragen. 24 stellt diese Modifikationen dar, wie sie auf das Empfängermodul 20R^d „ohne Entspreizung" zum Empfangen eines solchen Mehrfachcode-Signals angewandt und ISR-Auslöschung zum Löschen der Interferenz von anderen Benutzern verwendet wird. Das in 34 gezeigte Empfängermodul ist ähnlich dem in 9 gezeigten, außer daß das Empfängermodul von 34 statt eines einzelnen ISR-Strahlformers 47^d eine Bank von ISR-Strahlformern 47R^d,1 , ..., 47
zum Extrahieren von Signalkomponentenabschätzungen ŝ d,1 / n, ...,
hat und sie an eine Bank von Entscheidungsregeleinheiten 29R^d,1 , ..., 29
liefert, die eine entsprechende Mehrzahl von Symbolabschätzungen
d,1 / n, ...,
erstellt. In ähnlicher Weise hat das Empfängermodul 20R^d eine Bank von Entspreizern 19^d,1 , ...,
, von denen jeder einen entsprechenden der mehrfachen Spreizungscodes des entsprechenden Benutzers d zum Entspreizen der Beobachtungsmatrix Y_n von der Vorverarbeitungseinheit 18 verwendet, um einen entsprechenden der Vielzahl von Nachkorrelations-Beobachtungsvektoren Z d,1 / n, ...,
zu erzeugen, die an eine gemeinsame Kanalidentifikationseinheit 28R^d geliefert werden. Es versteht sich, daß sich die Nachkorrelations-Beobachtungsvektoren dieselben Kanalcharakteristiken teilen, d. h. des Kanals 14^d zwischen den Benutzerstation 10^d und dem Antennenarray der Basisstation. Folglich wird nur eine Kanalidentifikationseinheit 28R^d benötigt, die im Wesentlichen die mehrfachen Signalkomponentenabschätzungen ŝ d,1 / n, ...,
und die Nachkorrelations-Beobachtungsvektoren verarbeitet und im Wesentlichen die Ergebnisse mittelt, um eine einzige Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n zu erzeugen, die den physikalischen Kanal 14^d repräsentiert. Die Kanalidentifikationseinheit 28R^d besitzt eine Bank von Spreizern (nicht abgebildet), die die Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n mittels der mehrfachen Spreizungscodes spreizt, um einen Satz von gespreizten Kanalvektorabschätzungen Ŷ d,1 / 0,n, ...,
zu erzeugen, die sie an die jeweiligen ISR-Strahlformer 47R^d,1 , ..., 47
liefert. In ähnlicher Weise ist die Leistungsabschätzungseinheit 30R^d angepaßt, um die mehrfachen Signalkomponentenabschätzungen ŝ d,1 / n, ...
zu empfangen und im Wesentlichen ihre Leistungen mittelt, um die Leistungsabschätzung
d / n zu erzeugen.
Während das Verwenden aller dieser mehrfachen Codes vorteilhafterweise eine genauere Kanalvektorabschätzung ergibt, benötigt sie viele aufwendige Entspreizungsoperationen. Um die Kosten und die Komplexität zu reduzieren, verwendet das Empfängermodul 20M^d möglicherweise nur eine Teilmenge der Spreizungscodes.
Es kann gezeigt werden, daß die mehrfachen Spreizungscodes durch einen einzelnen Spreizungscode ersetzt werden können, der durch Multiplizieren jedes der mehrfachen Spreizungscodes mit der entsprechenden der Symbolabschätzungen b ^ d,1 / n, ...,
und Kombinieren der Ergebnisse gebildet wurde. 35 zeigt ein Empfängermodul, das diese Variation implementiert. Somit weicht das in 35 gezeigte Empfängermodul 20R^d von dem in 34 gezeigten dadurch ab, daß die Bank von Entspreizern 19R^d,1 , ..., 19
durch einen einzelnen Entspreizer 19^d,δ ersetzt ist, der die Symbolabschätzungen b ^ d,1 / n, ...,
empfängt und sie mit den mehrfachen Spreizungscodes multipliziert, um einen zusammengesetzten Spreizungscode zu bilden, den er dann zu Entspreizen der Beobachtungsmatrix Y_n und zum Bilden eines einzelnen Nachkorrelations-Beobachtungsvektors Z d,δ / n verwendet. Die Kanalidentifikationseinheit 28R^d empfängt nicht die Signalkomponentenabschätzungen, sondern sie empfängt stattdessen die Gesamtamplitude ψ ^ d / n von der Leistungsabschätzungseinheit 30R^d . Diese dient als zusammengesetzte Signalkomponentenabschätzung, weil die Verwendung des zusammengesetzten Code äquivalent dem Modulieren einer Konstanten „1" oder einer Konstanten „–1" mit diesem Code ist, wie durch spätere Gleichungen formuliert wird. Die Kanalidentifikationseinheit 28R^d verarbeitet den einzelnen Nachkorrelations-Vektor Z d,δ / n zum Erzeugen einer einzelnen Kanalvektorabschätzung Ĥ d / n und spreizt sie wie zuvor mittels der mehrfachen Spreizungscodes, um die mehrfachen, gespreizten Kanalvektorabschätzungen Ŷ d,1 / 0,n, ...,
zur Verwendung durch die Strahlformer 47R^d,1 , ..., 47
wie zuvor zu bilden.
Die Theorie solcher Mehrfachcode-Operationen wird nun entwickelt. Wenn der Einfachheit halber angenommen wird, daß jeder Benutzer, dem der Index u zugewiesen ist, N_m Ströme von DBPSK-Daten b^u,1(t), ...,
(t) unter Verwendung von N_m Spreizungscodes c^u,1(t), ...,
(t) übermittelt, kann jeder gespreizte Strom als ein separater Benutzer unter einer Gesamtheit von U × N_m Zugangskanälen angesehen werden, denen der Paarindex (u, l) zugewiesenen ist. Das Datenmodell kann dann wie folgt geschrieben werden:
wobei die kanonischen Beobachtungsmatrizen Y u,l,f / k,n für den u-ten Benutzer und den l-ten Code von Finger f durch Gleichungen (3) und (4) erhalten werden, wobei X(t) in Gleichung (3) entsprechend für k = –1, 0, +1 ersetzt wird durch:
In den obigen Gleichungen ist R _m = [0, ..., 0, 1, 0, ..., 0]^T ein M-dimensionaler Vektor mit Null-Komponenten außer für die m-te und δ(t) bezeichnet den Dirac-Impuls. Umformen der Matrizen in Vektoren führt zu:
Die Besonderheit des obigen Mehrfachcode-Modells, in dem sich N_m Codes von jedem Benutzer denselben physikalischen Kanal H u / n und dieselbe empfangene Gesamtleistung (ψ u / n)² teilen, sollte beachtet werden. Die Ausnutzung dieser gemeinsamen Eigenschaften wird später bezüglich der Anpassung der Leistungssteuerungs- und der Kanalidentifikationsprozeduren auf die Mehrfachcode-Konfiguration diskutiert. Der Schritt des ISR-Kombinierens wird nun erläutert.
Wenn wir zunächst das gemeinsame ISR-Kombinieren zwischen der Gruppe von N Interferierern betrachten, lassen sich die gewöhnlichen ISR-Modi, nämlich TR, R, D, H und RH, einfach auf die neue Mehrfachcode-Konfiguration von N_mNI Benutzern anstelle von NI verallgemeinern wie in Tabelle 3 dargestellt. Die Operationen zum ISR-Kombinieren werden wie gewöhnlich mittels der Randbedingungs- und Blockierungs-Matrizen Ĉ_n bzw. Ĉ i',l' / n ausgeführt. Man sollte jedoch beachten, daß eine weitere Dimension von Interferenz-Zerlegung und -Zurückweisung über die Codes von jedem Benutzer entsteht, was zu zwei zusätzlichen ISR-Modi führt. Die neuen Modi, die in Tabelle 3 dargestellt und als MCR und MCD (Mehrfachcode-R und -D) bezeichnet werden, charakterisieren Interferenz von dem ganzen Satz von Codes von jedem Benutzer durch ihre vollständige Realisation bzw. durch die Zerlegung dieser vollständigen Realisation über Diversitäten. Sie kombinieren die R- bzw. D-Modi mit dem TR-Modus durch Summieren der entsprechenden Randbedingungen über alle Mehrfachcodes von jedem Benutzer.
Obwohl diese Modi teilweise TR über Codes implementieren, sind sie immer noch robust gegenüber Leistungsabschätzungsfehlern. In der Tat ermöglicht die Tatsache, daß die empfangene Leistung eines gegebenen Benutzers ein gemeinsamer Parameter ist, der zwischen allen Codes geteilt wird, dessen Elimination aus den Spalten der Randbedingungsmatrizen (siehe Tabelle 3). Die MCR- und MCD-Modi erben die Vorteile der R- bzw. D-Modi. Sie erhöhen ihre Empfindlichkeit ge genüber Datenabschätzungsfehlern relativ im Vergleich mit den Original-Modi, da sie Symbolfehler über Codes anhäufen. Doch reduzieren sie die Anzahl von Randbedingungen um N_m.
Für einen gewünschten Benutzer, dem der Index d zugewiesen ist, wird die Randbedingungsmatrix Ĉ_n verwendet, um den Projektor Π_n zu bilden. Der Empfänger des Datenstroms von einem Benutzercode, dem der Paarindex (d, l) zugewiesen ist, kann einfach die NI interferierenden Mehrfachcode-Benutzer zurückweisen, indem er eine Einheitsreaktion auf Ŷ d,l / 0,n und eine Null-Reaktion auf die Randbedingungsmatrix Ĉ_n mit dem Projektor Π_n steuert. Er kann ferner ISI durch Steuern von Nullen auf Ŷ d,l / –1,n und Ŷ d,l / +1,n zurückweisen. Jedoch steuern die von den anderen Mehrfachcodes empfangenen Signale zur Selbst-ISI bei. Diese Interferenz, die hier als MC-ISI bezeichnet wird, wird implizit unterdrückt, wenn ein interferierender Benutzer empfangen wird. Sie kann auch unterdrückt werden, wenn der gewünschte Benutzer niedriger Leistung durch gemeinsames ISR zwischen den Codes von jedem Mobiltelefon mit irgendeinem der ISR-Modi empfangen wird. Die Mehrfachcode-Randbedingungs- und Blockierungsmatrizen Ĉ d / MC,n bzw. Ĉ d',l' / MC,n, wie in Tabelle 4 gezeigt, werden gebildet und leiten die ISR-Strahlformer-Koeffizienten für den Benutzercode (d, l) abgeleitet wie folgt her:
Πd,ln = Πd,lMC,n Πn, (102)
Der Projektor Π d,l / n, der sowohl zu MC-ISI als auch zu den NI Interferierern orthogonal ist, wird gebildet und dann wird seine Reaktion normalisiert, um eine Einheits-Reaktion auf Ŷ d,l / 0,n zu haben.
Die obige Verarbeitungsorganisation von ISR zwischen den Benutzercodes hoher Leistung oder niedriger Leistung selbst oder zwischen beiden Teilmengen ist ein spezielles Beispiel, das G-ISR gut illustriert. Die Tatsache, daß gemeinsame ISR zwischen den Benutzern hoher Leistung und gemeinsame ISR zwischen den Codes eines bestimmten Benutzers niedriger Leistung jeweils einen unterschiedlichen Modus implementieren kann, ist ein anderes Beispiel, das H-ISR gut illustriert. In dem allgemeineren Fall kann ISR einen zusammengesetzten Modus implementieren, der sich auf einen unterschiedlichen Modus bezüglich jedes Benutzers reduziert. Zum Beispiel kann innerhalb der Gruppe von NI Interferierern jeder Benutzercode, dem der Index (i, l) zugewiesen ist, seine eigenen Mehrfachcode-Randbedingungs- und -Blockierungs-Matrizen Ĉ i / MC,n bzw. Ĉ i,l / MC,n zusammen mit einem benutzerspezifischen Modus bilden (Π_n sollte in Tabelle 4 auf die Einheitsmatrix gesetzt sein). Die Randbedingungs- und -Blockierungs-Matrizen können dann für gemeinsame ISR-Verarbeitung neue gebildet werden, indem die individuellen Randbedingungs- und -Blockierungs-Matrizen zeilenweise in größere Matrizen angeordnet werden wie folgt: Ĉin = ⌊Ĉ1MC,n , ..., ĈNIMC,n ⌋, (104) Ĉi,ln = ⌊Ĉ1MC,n , ..., Ĉi-1MC,n , Ĉi,lMC,n , Ĉi+1MC,n , ..., ĈNIMC,n ⌋ (105)
Dieses Beispiel veranschaulicht die potentielle Flexibilität von ISR beim Entwickeln einer optimalen Interferenzunterdrückungs-Strategie, die die Null-Randbedingungen zwischen den Benutzern auf effizienteste Weise zuordnen würde, um den besten Leistungs-/Komplexitäts-Kompromiß zu erreichen. Man beachte, daß in dem speziellen Fall, in dem der TR-Modus implementiert ist, die Matrizen in den Gleichung (104) und (105) in Wirklichkeit Vektoren sind, die die individuellen Mehrfachcode-Randbedingungsvektoren Ĉ i / MC,n bzw. Ĉ i,l / MC,n summieren.
Nach Ableiten der Strahlformer-Koeffizienten schätzt jeder MC-Benutzer, dem der Index u zugewiesen ist, seine N_m Ströme von Daten für l = 1, ..., N_m wie folgt ab (siehe 34):
b ^u,ln = Sign{ŝu,ln }, (107)und nutzt die Tatsache, daß seine N_m Zugangskanälen sich dieselbe Leistung teilen, und glättet daher die momentane Signalleistung jedes Datenstroms über alle seine Codes wie folgt:
Man beachte, daß die Mehrfachcode-Datenströme mittels MRC abgeschätzt werden können, indem einfach die Randbedingungsmatrizen zu Null-Matrizen gesetzt werden. Diese Option wird als MC-MRC bezeichnet.
Nach Entspreizen des Nachkorrelations-Beobachtungsvektors Y _n mit den N_m Spreizungscodes eines Benutzers, dem der Index u zugewiesen ist, erhält man die folgenden Nachkorrelations-Beobachtungsvektoren für l = 1, ..., N_m wie folgt: Z u,ln = H un ψun bu,ln + N u,lPCM,n = H un su,ln + N u,lPCM,n , (109)
Die Tatsache, daß alle Benutzercodes über den gleichen Kanal propagiert werden, wird in dem folgenden kooperativen Kanalidentifikationsschema ausgenutzt (siehe 34):
welches ein modifiziertes DFI-Schema implementiert, das als kooperatives Mehrfachcode-DFI (MC-CDFI) bezeichnet wird. MC-CDFI läuft darauf hinaus, die Benutzercodes bei der Kanalidentifikation kooperieren zu lassen, indem man ihre Ausbreitungsvektoren separat abschätzt, dann über alle Codes den Mittelwert bildet, um eine bessere Kanalvektorabschätzung bereitzustellen. Man sollte beachten, daß implizite Einbeziehung der π-DFI-Version in das obige MC-CDFI-Schema die Kanalidentifikation weiter verbessert.
Da der STAR einen Datenkanal als einen Piloten ausnutzt, kann er aus einem Maximum der N_m aufwendigen Entspreizungsoperationen Vorteil ziehen. Um ihre Anzahl in der Praxis zu begrenzen, kann MC-CDFI auf eine kleinere Teilmenge der 1 bis N_m Benutzercodes beschränkt werden. Es kann ein Kompromiß zwischen der Verbesserung der Kanalabschätzung und dem Zuwachs der Komplexität gefunden werden.
Eine andere Lösung, die die Anzahl der Entspreizungsoperationen reduziert, rekonstruiert den folgenden datenmodulierten Kumulativ-Code nach ISR-Kombinieren und Symbolabschätzung in den Gleichungen (106) und (107):
Eine einzelne Entspreizungsoperation mit diesem Code führt zu:
Sie hat den Vorteil der weiteren Reduktion des Rauschniveaus um N_m nach Entspreizen, während sie die Signalleistung praktisch auf demselben Niveau hält. Der datenmodulierte Kumulativ-Code kann verwendet werden, um Kanalidentifikation wie folgt zu implementieren:
Diese CDFI-Version wird als δ-CDFI bezeichnet (siehe 35).
Während Mehrfachcode-Operation Benutzerstationen einbezieht, die mittels mehreren Spreizungscodes, aber üblicherweise bei derselben Datenrate übertragen, ist es auch vorgesehen, daß verschiedene Benutzer innerhalb desselben Systems mit verschiedenen Datenraten übertragen können. Es kann gezeigt werden, daß die in 34 und 35 gezeigten Empfängermodule nur geringe Modifikationen benötigen, um Mehrfachraten-Übertragung zu behandeln, da, wie jetzt erklärt wird, Mehrfachcode und Mehrfachraten im Wesentlichen austauschbar sind.
Mehrfachcode Ansatz für Mehrfachraten-ISR
Wenn wir nun herkömmliches MR-CDMA in diesem Kontext erneut betrachten, wurden STAR-ISR-Operationen zuvor bei der Rate 1/T implementiert, wobei T die Symboldauer ist. Wie zuvor unter Bezug auf 32 beschrieben, ermöglicht die „X-Option"-Erweiterungen eine Reduktion der Rauschverstärkung durch Erhöhen der Dimension des Beobachtungsraums und bietet größeren Spielraum für das Verfolgen von Zeitverzögerungen bei asynchronen Übertragungen. Ein komplementärer Ansatz, der den Beobachtungs-Frame in Blöcke zerlegt anstelle ihn mittels vergangener rekonstruierter Daten zu erweitern, wird nun beschrieben.
Diese Blockverarbeitungsversion von STAR-ISR arbeitet immer noch bei einer Rate 1/T auf Daten-Frames, die kaum größer sind als die Verarbeitungsperiode T. jedoch zerlegt sie jeden Datenstrom innerhalb dieses Frame in Datenblöcke der Dauer T_r, wobei T_r ein Zweierpotenz-Bruchteil von T ist. Die Auflösungsrate 1/T_r kann in dem Intervall [1/T_r, 1/T_c] gewählt werden. Somit kann ein Empfängermodul, das Daten-Frames bei einer Verarbeitungsrate 1/T mit einer Auflösungsrate 1/T_r verarbeitet, nur bei Raten, die langsamer oder gleich 1/T_r sind, Datenübertragungen extrahieren oder unterdrücken. Außerdem müssen die Kanalparameter der verarbeiteten Datenübertragungen in dem Intervall T, der Verarbeitungsperiode, fast konstant sein. Diese Periode sollte für asynchrone Übertragungen größer als die Verzögerungsspreizung Δτ gewählt werden, aber kurz genug, um die Kohärenzzeit des Kanals nicht zu überschreiten.
In einer Verarbeitungsperiode kann STAR-ISR gleichzeitig maximal N_m = T/T_r Blöcke (N_m ist eine Zweierpotenz) extrahieren oder unterdrücken. In der n-ten Verarbeitungsperiode der Dauer T ergibt ein Datenstrom b^u(t) N_m Abtastungen b u,1 / n, ...,
, die mit der Auflösungsrate abgetastet wurden. Über diese Verarbeitungsperiode können daher die gespreizten Daten wie folgt entwickelt werden:
wobei
die Indikatorfunktion des Intervalls [(I – 1)T_r, IT_r] ist. Diese Gleichung kann wie folgt umgeschrieben werden:
wobei b^u,1(t), ...,
(t) N_m Datenströme bei einer Rate 1/T gespreizt durch N_m virtuelle, orthogonale Codes c^u,l(t), ...,
(t) repräsentieren (siehe 36).
Mit der obigen, virtuellen Zerlegung kommt man zu einem MC-CDMA-Modell, bei den jeder der verarbeitenden Benutzer als ein Mobiltelefon betrachtet werden kann, das N_m Datenströme über N_m Zugangskanäle multiplext. Dieses Modell stellt eine Äquivalenz zwischen MC-CDMA und MR-CDMA her und stellt ein vereinheitlichendes Rahmenwerk zur gleichzeitigen Verarbeitung beider Schnittstellen zur Verfügung. In diesem vereinheitlichenden Kontext können Codes gleichmäßig oder ungleichmäßig sein. Die Verwendung von ungleichmäßigen Codes stellt eine weitere Verbindung mit hybridem Zeitmultiplex-CDMA (T-CDMA) her; nur sind die Codes dort von einer elementaren Dauer T_r, die entweder Symbole oder Teile von Symbolen einfügt. Ein größeres Rahmenwerk, das MR-CDMA, MC-CDMA und hybrides T-CDMA umfaßt, kann vorgesehen werden, um HDR-Übertragungen für drahtlose Systeme der dritten Generation zu unterstützen.
Durch Verwerten dieses MC-Ansatzes für MR-CDMA wird das Datenmodell von MR-CDMA entwickelt, um eine MR-CDMA-Struktur widerzuspiegeln, und dann eine Block-verarbeitende Version von STAR-ISR abgeleitet, die Abschätzung eines Symbolteils oder einer Symbolsequenz implementiert.
Das Mehrfachcode-Modell von Gleichung (97) läßt sich sofort auf MR-CDMA anwenden. Jedoch aufgrund der Tatsache, daß Codes mit einer Dauer von T_r < T unregelmäßig sind, überlappen sich die Selbst-ISI-Vektoren Ŷ u,l / –1,n und Ŷ u,l / +1,n und der gespreizte Ausbreitungsvektor Ŷ u,l / 0,n eines gegebenen Benutzercode gegenseitig nicht. Wenn Δr eine beliebig ausgedehnte Verzögerungsspreizung bezeichnet (Referenz [20]), um einen vergrößerten Unsicherheitsspielraum für das Nachverfolgen von zeitlich schwankenden Mehrfachpfad-Verzögerungen zu verlassen (d. h. Δr < Δr < T) und, wenn N_r = |Δr/T_r| die maximale Verzögerungsspreizung in T_r-Einheiten bezeichnet, dann tragen möglicherweise nur die letzten N_r Symbole
unter den vergangenen Symbolen in dem vorigen Frame zur Selbst-ISI in dem aktuellen verarbeiteten Frame bei (siehe 37).
In diesem Frame der Dauer 2T – T_c ist der Beitrag der gewünschten Signale von den N_m aktuellen Symbolen in dem ersten Intervall der Dauer T + Δr enthalten, wohingegen das restliche Intervall des Frame nicht-überlappende Interferenz von den letzten N_m – N_r zukünftigen Symbolen in dem nächsten Frame enthält, nämlich
(siehe 37). Der restliche Teil des Frame kann ohne Verlust irgendeines Signalbeitrags von den aktuellen Bits übersprungen werden. Somit kann die Dauer des verarbeiteten Frame auf T + Δr – T_c wie folgt reduziert werden:
wobei L_Δ = |Δr/T_c| die maximale Länge der vergrößerten Verzögerungsspreizung in Chipabtastungen ist. Mit der auf M × (L + L_Δ – 1) reduzierten Datenblockgröße reduziert sich die Beobachtungsmatrix bei angepaßter Filterung zu:
wobei N pth / n die auf dieselbe Dimension reduzierte Rauschmatrix ist. Diese Datenmodellgleichung kann in der folgenden kompakten Vektorform neu geschrieben werden:
wobei λ l / k = 0, wenn k = –1 und l ∈ {1, ..., N_r} oder wenn k = +1 und l ∈ {N_m + N_r + 1, ..., N_m} und ansonsten 1 ist.
Die Randbedingungsmatrizen können in einem MC-Ansatz gebildet werden, um gemeinsame oder benutzerspezifische ISR-Verarbeitung in irgendeinem der in Tabelle 3 bzw. 4 beschriebenen Modi zu implementieren. Im Gegensatz zu herkömmlichem MC-CDMA verwirft der Faktor λ l / k alle nicht-überlappenden Interferenzvektoren in dem bearbeiteten Frame und bringt den ISI-Beitrag zwischen den virtuellen Mehrfachcode-Strömen irgendwie aus dem Gleichgewicht. In den DF-Modi summieren nur die zentralen Ströme jedes Benutzers (d. h. l = N_r + 1, ... N_m – N_r) Symbolbeiträge von den vorherigen, aktuellen und zukünftigen Symbolen; wohingegen die restlichen Ströme Signalbeiträge entweder von den aktuellen und den vorherigen oder von den aktuellen und den zukünftigen Symbolen summieren. In der Tat tragen die 2(N_m – N_r) von der Summation verworfenen ISI-Terme mit Null-Vektoren zu dem verarbeiteten Frame bei. In dem ISR-H-Modus sind die zuvor zur individuellen Unterdrückung dieser Vektoren zugeordneten Spalten aus den Randbedingungsmatrizen eliminiert, wodurch die Anzahl ihrer Spalten auf N_H = N_m + 2N_r Randbedingungen pro Benutzer reduziert wird (siehe Tabellen 3 und 4). ISR-H nähert sich somit ISR-R in der rechnerischen Komplexität, wenn N_r klein ist im Vergleich zu N_m.
Nach Ableitung der Strahlformer-Koeffizienten jedes virtuellen Benutzer-Code, dem der Paarindex (u, l) zugewiesen ist, wird seine Signalkomponente s u,l / n mittels Gleichung (106) abgeschätzt. In diesem Prozeß weist jeder ISR-Kombinierer die verarbeiteten Interferierer zurück unabhängig von ihren exakten Datenrate, die nur höher als die Auflösungsrate zu sein braucht. Diese Eigenschaft findet ihre beste Verwendung, wenn ISR bei einer Mobilstation auf dem Downlink implementiert wird, wobei die Datenraten der unterdrückten Interferierer der gewünschten Mobilstation nicht notwendigerweise bekannt sind. Zum Beispiel ist eine orthogonale, variable, Spreizungsfaktor-(OVSF)-Zuordnung der Walsh-Spreizung nicht länger notwendig. Im Uplink ist der Basisstation jede Übertragungsrate bekannt. Jedoch kann man immer noch aus dieser Eigenschaft Nutzen ziehen, indem gemeinsame und gut integrierte Verarbeitung von gemischtem Datenverkehr bei einer gemeinsamen Auflösungsrate ermöglicht wird.
In der Tat stellt die Abschätzung der Signalkomponenten Sequenzen bereit, die für die Auflösungsrate 1/T_r überabgetastet bzw. oversampled sind. Folglich muß, nachdem ein gegebener Datenstrom bei dieser gemeinsamen Rate zerteilt ist, seine Signalkomponentenabschätzung in einem „Analyse/Synthese"-Verfahren auf seine ursprüngliche Rate wiederhergesellt werden. Um dies zu tun, wird die Datenrate 1/T_u ≤ 1/T_r des Benutzers u definiert und vorübergehend angenommen, daß sie schneller als die Verarbeitungsrate ist (d. h. 1/T_u ≥ 1/T). Folglich kann man aus jedem Frame F_u = T/T_u ≤ N_m aus N_m Signalkomponentenabschätzungen extrahieren, indem die überabgetastete Sequenz s u,l / n über aufeinanderfolgende Blöcke der Größe B_u = N_m/F_u = T_u/T_r für n' = 0, ..., F_u – 1 hinweg wie folgt gemittelt wird:
In dem speziellen Fall, in dem die Datenrate gleich der Verarbeitungsrate ist (d. h. 1/T_u = 1/T), haben die obigen Gleichungen einfachere Ausdrücke mit F_u = 1 und B_u = N_m:
b ^un = Sign{ŝun }, (124) (ψ ^un )2 = (1 – α)(ψ ^un-1 )2 + α|ŝun |2. (125)
Wenn die Datenrate langsamer als die Verarbeitungsrate ist, wird die Signalkomponentenabschätzung ŝ u / n von Gleichung (123) über aufeinanderfolgenden Blöcke der Größe F'_u = T_u/T weiter gemittelt, um die folgende teilabgetastete Sequenz zu ergeben:
Symbol- und Leistungsabschätzungen in den Gleichungen (124) und (125) werden andererseits wie folgt modifiziert:
Man sollte beachten, daß ein höherer Wert für den Glättungsfaktor zur Anpassung an eine langsamere Aktualisierungsrate für die Leistungsabschätzung benötigt wird. Wenn die Schwankungen der Kanalleistung schneller sind als die Datenrate, dann ist es vorzuziehen, die Aktualisierung der Leistungsabschätzung in Gleichung (125) auf der Verarbeitungsrate zu halten. In diesem Fall wird Gleichung (126) wie folgt modifiziert:
um die Schwankungen der Kanalleistung innerhalb jeder Symboldauer zu berücksichtigen.
Es sollte beachtet werden, daß die Mehrfachraten-Datenströme mittels MRC abgeschätzt werden können, indem die Randbedingungsmatrizen einfach zu Null-Matrizen gesetzt werden. Diese Option kann als MR-MRC bezeichnet werden.
Es sollte ferner beachtet werden, daß die Kombination der Gleichungen (106) und (120) zusammen mit Gleichung (128) für Datenraten langsamer als die Bearbeitungsrate sukzessive die Verarbeitungsverstärkung jedes Benutzers in fraktionierten ISR-Kombinationsschritten implementiert.
Im allgemeinen kann das erneute Gruppieren der Symbolbruchteile zurück zu ihrer ursprünglichen Rate bei der Konstruktion der Randbedingungsmatrizen ausgenutzt werden; erstens durch Reduzieren von Rekonstruktionsfehlern aus verbesserter Entscheidungsrückkopplung und zweitens durch Reduktion der Anzahl von Randbedingungen eines gegebenen Benutzers u von N_m bis F_u in den Modi, die Zerlegung über Benutzercodes implementieren (d. h. R, D und H). Für diese Modi reduziert sich der gemeinsame Faktor N_mNI, der in der Gesamtzahl von Randbedingungen N_c vorkommt, zu
durch Neugruppieren der Randbedingungsvektoren über die Benutzercode-Indizes, was ein vollständiges Symbol innerhalb der Grenzen der Bearbeitungsperiode wiederherstellt.
Das Neugruppieren der Randbedingungen von Benutzer u, um sie mit seiner ursprünglichen Übertragungsrate abzustimmen bzw. in Einklang zu bringen, kommt der Neugruppierungen der Codes dieses Benutzers in eine kleinere Teilmenge gleich, was einer Aufteilung seines kompletten Code über Zeitabschnitte, die seine Symbolperioden statt der Ausflösungsperioden überdecken, entspricht. In der Tat kann der Benutzer u durch F_u verkettete Mehrfachcodes anstelle von N_m charakterisiert werden. Insgesamt kann MR-CDMA als ein gemischtes MC-CDMA-System modelliert werden, bei dem jeder Benutzer, dem der Index u zugewiesen ist, seine eigene Anzahl F_u von Mehrfachcodes hat (siehe 38). Daher können die Schritte des ISR-Kombinierens und der Kanalidentifikation in einem Schritt entsprechend der MC-Formulierung des vorigen Abschnitts ausgeführt werden, wobei der Einfachheit halber einfach von 1 bis F_u umnumerierte Benutzercodes verwendet werden. Daher ist, wie in 39 gezeigt, die einzige am Empfängermodul aus 34 notwendige Änderung an der Bank von Entspreizern nötig. In dem in 34 gezeigten Empfängermodul weisen die von den Entspreizern 19^d,1 , ...,
verwendeten Spreizungscodes Segmente des Spreizungscodes von Benutzer d auf, d. h. die Segmente bilden zusammen den Teil des Code, der in einem bestimmten Frame benutzt wird. Die Anzahl der Code-Segmente F_u entspricht der Anzahl von in dem Frame übertragenen Symbolen b u,1 / n, ..., b u,Fu / n. Die Abschätzungen dieser Symbole und die Signalkomponentenabschätzungen ŝ u,1 / n, ...,
sind denen der Gleichungen (120), (121), (123) und (124) innerhalb einer parallelen/seriellen Transformation zugeordnet.
Dies veranschaulicht erneut die Flexibilität, die durch Verwenden von ISR beim Entwickeln von optimalen Strategien zu Interferenzunterdrückung geboten wird, was gut zu MR-CDMA paßt. Es ermöglicht simultane Verarbeitung von Blöcken von Symbolen oder Bruchteilen von Symbolen in einer integrierten Weise bei zwei gemeinsamen Auflösung- und Verarbeitungsraten.
Um Kanalidentifikationsoperationen auszuführen, ist die größenreduzierte M × L_Δ Nachkorrelations-Beobachtungsmatrix des Benutzercode (u, l) wie folgt definiert:
wobei die Spalten dieser Matrix für j = 0, ..., L_Δ – 1 gegeben sind durch:
Diese Korrelation mit dem virtuellen Benutzercode (u, l) kommt dem partiellen Entspreizen durch eine reduzierte Verarbeitungsverstärkung L_r = T_r/T_c = L/N_m unter Verwendung des l-ten Blocks der Länge L_r des Code c u / j. des Benutzers gleich. Man sollte beachten, daß im Gegensatz zu herkömmlichem MC-CDMA die obigen partiellen Entspreizungsoperationen im Hinblick auf Komplexität pro Benutzercode weniger aufwendig sind.
Der größenreduzierte Nachkorrelations-Beobachtungsvektor Z u,l / n, der aus der Vektorumformung von Z u,l / n resultiert, hat denselben Modellausdruck der Gleichung (109), außer daß die Vektoren dort alle die reduzierte Dimension (ML_Δ) × 1 haben. Man sollte beachten, daß die Nachkorrelations-Fensterlänge L_Δ lange genug fixiert wurde, um die Verzögerungsspreizung mit einem vergrößerten Spielraum zur Abschätzung der asynchronen Zeitverzögerung aus dem größenreduzierte Ausbreitungsvektor H u / n zu beinhalten (Referenz [20]). Eine Identifikation mit Nachkorrelations-Fenstern kleiner als L, untersucht in [6], reduziert die Komplexität und es stellt sich heraus, daß sie nahezu gleich gut wie die ursprüngliche Version von STAR mit vollem Fenster (d. h. L_Δ = L) funktioniert.
Kanalidentifikation bei dem MC-CDFI-Schema von Gleichung (110) kann einfach mit den Benutzercode-Nachkorrelations-Vektoren Z u,l / n implementiert werden. Jedoch würde diese Prozedur Symbolbruchteile rückkoppeln, ohne die komplette Verarbeitungsverstärkung vollständig auszunutzen. Stattdessen werden die Vektoren Z u,l / n in derselben Weise neu gruppiert und gemittelt, in der die Abschätzungen der Signalkomponenten in den Gleichungen (120), (123) oder (126) auf ihre ursprüngliche Rate wiederhergestellt werden und man
, Z u / n bzw.
erhält. Daher wird die CDFI-Kanalidentifikations-Prozedur, umbenannt in MR-CDFI, wie folgt implementiert:
wenn die Datenrate schneller als die Verarbeitungsrate ist, oder durch:
in dem speziellen Fall, daß die Datenrate gleich der Verarbeitungsrate ist, oder durch:
wenn die Datenrate langsamer als die Verarbeitungsrate ist. Man beachte, daß Kanalidentifikation bei Datenraten schneller als die Verarbeitungsverstärkung in Gleichung (132) eine ähnliche Struktur wie MC-CDFI hat. Mittelwertbildung über F_u entspreizte Beobachtungen da drinnen kann auf eine kleinere Teilmenge reduziert werden, um im Hinblick auf Komplexität zu gewinnen wie in MC-CDMA. Die Verwendung der in den Gleichungen (111) bis (113) beschriebenen δ-CDFI-Version anstelle von oder in Kombination mit dem oben beschriebenen Schema sind andere Alternativen, die die Größe der Komplexität aufgrund von Entspreizungsoperationen reduzieren.
Durch Neugruppieren der Codes, um sie, wie zuvor diskutiert (siehe 38), an die ursprünglichen Datenübertragungsraten anzupassen, kann Kanalidentifikation einfach gemäß einem gemischten MC-CDMA-Modell neu formuliert werden, bei dem jeder Benutzer durch F_u Mehrfachcodes und F_u entspreizte Vektoren Z u,1 / n, ...,
wie in 39 gezeigt charakterisiert werden kann.
Um die Anzahl der aufwendigen Entspreizungsoperationen weiter zu reduzieren, kann eine langsamere Kanalidentifikation (Referenz [20]) die Kanalkoeffizienten weniger häufig aktualisieren, wenn der Kanal auch über längere Aktualisierungsperioden immer noch sehr schwache Schwankungen zeigen kann. Hohe Mobilität kann jedoch die Implementierung dieses Schema verhindern, und sogar eine schnellere Aktualisierung der Kanalidentifikation kann notwendig sein.
Für Datenraten, die schneller als die Verarbeitungsrate sind, ist das Aktualisieren bei einer Rate, die höher als die Verarbeitungsrate ist, nicht notwendig. Die Verarbeitungsperiode T wird gewählt, um zu garantieren, daß die Kanalparameter über dieses Zeitintervall konstant sind. Für Datenraten langsamer als die Verarbeitungsrate könnte die Kanalaktualisierungsrate mittels Gleichung (133) und partiellem Entspreizen zum Bereitstellen von Z u / n über die Datenrate hinaus bis zur Verarbeitungsrate gesteigert werden. In Gleichung (133) sollte
aus Gleichung (126) anstelle von ŝ u / n rückgekoppelt werden, um aus der gesamten Verarbeitungsverstärkung in dem Prozeß der Entscheidungsrückkopplung Nutzen zu ziehen.
Auch wenn die vorstehenden Ausführungsformen der Erfindung als Empfängermodule für eine Basisstation beschrieben wurden, d. h. als solche, die ISR für den Uplink implementieren, ist die Erfindung gleichermaßen auf für den Downlink anwendbar, d. h. für Empfängermodule der Benutzerstationen.
Downlink-ISR
48 stellt dar, wie der Downlink wie ein Uplink modelliert werden kann, so daß die für den Uplink entwickelten ISR-Techniken eingesetzt werden können. 48 zeigt ein einziges (gewünschter Benutzer) Mobiltelefon 10^d , welches eines von vielen ist, das Signale von allen Basisstationen innerhalb der Reichweite empfängt. Nur die bedienende Basisstation 11v und drei hauptsächlich interferierende Basisstationen 11¹ , ..., 11^v' , ..., 11^NI sind dargestellt. Die Mobilstationen kann zu einem gegebenen Zeitpunkt mit zwei oder drei Basisstationen kommunizieren, so daß zwei der Interferierer solche anderen Stationen sein könnten. Der dicke Pfeil stellt dar, daß nur ein Signal, das gewünschte Benutzersignal d von der Server-Basisstation 11^v , das Signal ist, das empfangen werden soll. Die Server-Basisstation 11^v sendet auch an andere Mobiltelefone, und diese Signale werden auch als interferierende Signale vom Mobiltelefon 10^d empfangen. Auch jede der anderen drei Basisstationen sendet. Auch wenn eines der Signale von jeder der anderen Basisstationen für das Mobiltelefon d bestimmt ist, tragen sie zur Interferenz insofern bei, als der Empfang des Signals 10^d von der bedienenden Server-Basisstation 11^v betroffen ist. Im Wesentlichen sind die Signale #1 bis #NI von BS 11^v (außer d) Interferierer von innerhalb der Zelle und die interferierenden Signale von den anderen Basisstationen sind Interferierer von außerhalb der Zelle.
Basisstationen rangieren von #1 bis #NB. BS 11^v ist eine generische von ihnen. BS 11^v ist eine spezielle der NB Stationen, ist die bedienende Basisstation.
Es gibt andere Signale von anderen Basisstationen, einige von ihnen sind als gestrichelte Linien dargestellt, und andere auch als gestrichelte Linien dargestellte Signale von den vollständig dargestellten Basisstationen, da 48 nur die stärksten Signale darstellt, die von jeder Basisstation übertragen werden. D. h. es gibt mehr als NI Mobilstationen in Zelle v, aber ihre Übertragungen sind schwächer. Jene Mobiltelefonen, die nahe an der Basisstation sind, benötigen schwache Übertragungen, während jene, die fern von der Basisstation sind, mehr Leistung benötigen, und die Leistungssteuerung der Basisstation steigert die Übertragungsleistung, um dies zu erreichen. Ebenso könnten die Datenraten schwanken und somit die Leistungsstufen beeinflussen. Folglich sind viele Signale in 48 nicht dargestellt. Sie werden ignoriert, weil sie relativ schwach sind. Natürlich sind sie Teil des in 2 dargestellten Rauschsignals.
Jede Basisstation kann mehrere Codes übertragen, so daß ihr Signal eine Mehrfachcode-Struktur hat. Weil diese Signale über dieselbe Antenne übertragen werden, sind sie ähnlich einem Mehrfachcode-Signal. Daher empfängt die Mobilstationen 10^d die Signale #1 ... d ... NI über Kanal v von der Basisstation 11^v , so daß diese Signale ein Mehrfachcode-Signal zu sein scheinen. Dasselbe gilt für Signale, die von anderen Basisstationen zur Verarbeitung empfangen werden.
Der vergrößerte Ausschnitt zeigt das Signal, das an eine Mobilstation i von ihrer bedienenden Basisstation v' übertragen wird, aber als Interferenz von dem Mobiltelefon 10^d empfangen wird. Es könnte ein Mehrfachraten- und/oder Mehrfachcode-Signal sein, da es eine Summation verschiedener Signale ist, die zum Beispiel verschiedene Codes und möglicherweise verschiedene Raten verwenden, wie mit Bezug auf die 40 bis 42 beschrieben, obwohl ihre Entspreizer alle Interferierer behandeln, während wir hier nur einen auswählen. Das zusammengesetzte Signal weist Komponenten auf, die von der Basisstation v' an den Benutzer i mittels Codes, die von 1 bis F_i rangieren, übertragen werden, d. h. von der ersten Komponente #(v', i, 1) bis zu einer letzten Komponente (v', i, F_i). Somit ist das Modell einer Mehrfachcode-Struktur, das für den Uplink entwickelt wurde, genauso auf den Downlink beim Mobiltelefonempfänger anwendbar.
Um ISR-Zurückweisung zu implementieren, muß die Benutzer/Mobilstation die Gruppe von zu unterdrückenden Benutzern (d. h. die Interferierer) identifizieren. Wenn wir vorübergehend annehmen, daß die Unterdrückung auf Benutzer innerhalb der Zelle, die von der Basisstation v bedient wird, beschränkt ist und daß die Anzahl von unterdrückten Interferierern auf NI beschränkt ist, um die Anzahl von Empfängern zu limitieren, die an der gewünschten Basisstation benötigt werden, um jeden der unterdrückten Benutzer zu erkennen, um die am besten zu unterdrückenden Benutzer zu identifizieren, kann die Benutzerstation die Zugangskanäle der Basisstation v untersuchen, indem sie nach den NI stärksten Übertragungen sucht. Ein anderes Schema würde es erfordern, daß die stärksten, in der Zelle liegenden, interferierenden Mobiltelefone kooperieren, indem sie auf die ersten NI Kanäle (d. h. u = i ∈ {1, ..., NI}) der Basisstation v zugreifen.
Sobald die NI Unterdrückungskanäle identifiziert sind, kann die gewünschte Benutzerstation als eine „virtuelle Basisstation" operieren, die von NI „Mobiltelefonen", d. h. Basisstationsendemodulen, auf einem „virtuellen Uplink" empfängt. Wenn der gewünschte Benutzer nicht unter den NI Interferierern ist, wird eine zusätzliche Benutzerstation betrachtet. In ähnlicher Weise können NI Kanäle für die Übertragung von den benachbarten Basisstationen identifiziert werden. Dementsprechend wird die Betrachtung den Basisstationen gewidmet, denen der Index v' ∈ {1, ..., NB} zugewiesen ist, was ohne Verlust der Allgemeinheit die gewünschte Basisstation mit Index v' = v beinhaltet. Diese Formulierung ermöglicht es der Benutzerstation, STAR-ISR in Blockverarbeitung mit speziellen Anpassungen des ISR-Kombinierens und der Kanalidentifikation und den Downlink anzuwenden.
Im Wesentlichen würde jede „virtuelle Basisstation"-Benutzerstation mit einem Satz von Empfängermodulen ausgestattet sein, ähnlich den Empfängermodulen 20¹ , ..., 20^U , eines zum Extrahieren einer Symbolabschätzung mittels des Spreizungscode von dieser Benutzerstation und die anderen mittels der Spreizungscodes der anderen Benutzer, um aktuelle oder hypothetisierte Symbolabschätzungen für die Signale dieser anderen Benutzer zu verarbeiten. Der Empfänger würde den üblichen Randbedingungensatz-Generator und Randbedingungsmatrix-Generator haben und ISR in der zuvor beschriebenen Weise gemäß dem betroffenen Modus auslöschen.
Es sollte jedoch eingeräumt werden, daß die von einer Basisstation ausgehenden Signale für andere Benutzer Mehrfachcode- oder Mehrfachraten-Signalen ähnlich sind. Folglich wäre es zumindest für einige der Benutzerstations-Empfängermodule vorzuziehen, die Mehrfachcode- oder Mehrfachraten-Ausführungsformen der Erfindung mit Bezug auf die 34 und 39 zu implementieren. Anders als der Basisstationsempfänger würden die Empfängermodule der Benutzerstation üblicherweise die Datenraten der anderen Benutzer in dem System nicht kennen. In einigen Fällen würde es machbar sein, die Datenraten aus dem empfangenen Signal abzuschätzen. Wenn das nicht machbar oder gewünscht wäre, müßten jedoch die mit Bezug auf die 34 und 39 beschriebenen Mehrfachraten- oder Mehrfachcode-Empfängermodule möglicherweise geändert werden, um ohne die Notwendigkeit, die Datenraten zu kennen, auszukommen.
Mit Bezug auf 40 weist der Benutzerstationsempfänger eine Mehrzahl von Empfängermodulen ähnlich denen von 39 auf, eines für jede der NB Basisstationen, deren NI Signale stärkster Benutzer auszulöschen sind, auch wenn in 40 nur eines von ihnen, das Empfängermodul 20^v' für die Basisstation v', gezeigt ist. Wenn man erkennt, daß eines oder mehrere dieser NI Signale Mehrfachraten- oder Mehrfachcode-Signale sein könnten und folglich nicht nur unterschiedliche Spreizungscodes, sondern auch unterschiedliche Codesegmentierungen nach sich ziehen würde, ist die Anzahl von Entspreizern gleich
d. h. 19^v',1,1 , ...,
, ....,
, ..., 19^v'i,1 , ...,
, ... 19^v'NI,1 , ..., 19^v',NI,Fm . In jeder gegebenen Basisstation werden die NI Benutzer unabhängig voneinander in ihrer Leistung gesteuert und werden somit von der Mobil/Benutzerstation mit unterschiedlichen Leistungen empfangen. Folglich ist es notwendig, ihre Leistungen separat zu berücksichtigen, so daß die Leistungsabschätzungen von den Mechanismen zur Leistungsabschätzung 30T^v' an die Kanalidentifikationseinheit 28T^v' geliefert werden. Die Kanalidentifikationseinheit 28T^v' verarbeitet die Daten in derselben Weise wie zuvor beschrieben, indem sie die resultierende Kanalvektorabschätzung H v' / 0,n spreizt, um die gespreizten Kanalvektorabschätzungen Ŷ v',1,1 / 0,n, ...,
zu bilden, und sie an die jeweiligen ISR-Strahlformer 47T^v',1,1 , ..., 47
zur Verwendung bei der Verarbeitung des Beobachtungsvektor Y_n zu liefern.
Die resultierenden Signalkomponentenabschätzungen ŝ v',1,1 / n,...,
werden in ähnlicher Weise zu der Kanalidentifikationseinheit 28T^v' rückgekoppelt, um die Kanalvektorabschätzungen zu aktualisieren und an die Entscheidungsregeleinheiten 30T^v',1,1 , ..., 30
für die Produktion der entsprechenden Symbolabschätzungen b ^ v',1,1 / n, ...,
zu liefern. In allen Modi außer ISR-H werden diese Symbolabschätzungen an den Randbedingungssatz-Generator (nicht abgebildet in 40) geliefert zusammen mit dem Satz von Kanalvektorabschätzungen H v' / n von der Kanalidentifikationseinheit 28T^v' zur Verwendung durch den Randbedingungsmatrix-Generator (nicht abgebildet) beim Formen des Satzes von Randbedingungen C_n. Der Satz von Kanalparameterabschätzungen beinhaltet die Leistungsabschätzungen von den Leistungsabschätzungseinheiten. Man beachte, daß der Randbedingungssatz-Generator und der Randbedingungsmatrix-Generator hier zuvor beschrieben sein können, wobei die aktuelle Konfiguration und Betreibsweise durch den speziell ausgewählten ISR-Modus bestimmt werden.
Wenn der gewünschte Benutzer, d. h. derjenige des Benutzerstationsempfängers 20^v , unter den NI Benutzern ist, werden seine Symbole extrahiert und an die nachfolgenden Teile des Empfängers in der üblichen Weise ausgegeben. Wenn jedoch der gewünschte Benutzer nicht unter den NI starken Benutzern der bedienenden Basisstation v ist, beinhaltet der Benutzerstationsempfänger nicht nur eines der Empfängermodule von 40 für jede Basisstation, sondern auch ein separates Empfängermodul speziell zum Extrahieren des Signals für den gewünschten Benutzer, welches ähnlich dem in 39 gezeigten sein könnte.
Wenn jedoch berücksichtigt wird, daß die. Kanalvektorabschätzung, die von dem Empfängermodul für die starken Benutzer der bedienenden Basisstation in 40 abgeleitet wird, für denselben Kanal ist, jedoch genauer ist als die von der Kanalidentifikationseinheit von 39 er zeugte, wäre ist vorzuziehen, die Kanalidentifikationseinheit (
) und die Entspreizer 19^d,1 , ...,
(39) wegzulassen und die gespreizten Kanalvektorabschätzungen von der Kanalidentifikationseinheit des Empfängermoduls für die bedienende Basisstation v zu liefern. Wie in 41 dargestellt, weisen in einem solchen modifizierten Empfängermodul 20T^d die Strahlformermechanismen eine Bank von ISR-Strahlformern
eine Bank von Entscheidungsregelmechanismen
und Mechanismen zur Leistungsabschätzung 30T^v,d auf, die Elemente des Beobachtungsvektors Y _n vom Vektorumformer 44 in einer ähnlichen Weise wie das Empfängermodul von 39 verarbeitet. Die Bank von Strahlformern
werden jedoch von einem Satz von Kanalvektorabschätzungen
abgestimmt, die von den der bedienenden Basisstation v entsprechenden Kanalabschätzungsmechanismen (28T^v )(40) erzeugt werden, welche die Kanalvektorabschätzung Ĥ v / n erzeugen und sie zum Erzeugen der Kanalvektorabschätzungen
spreizen.
Das in 40 gezeigte Empfängermodul ist ausgerichtet auf die Datenraten jedes Satzes von NI Benutzern, die dem Empfänger der aktuellen Benutzerstation bekannt sind. Wenn dies nicht der Fall ist, kann das in 40 gezeigte Empfängermodul wie in 42 abgebildet modifiziert werden, d. h. durch Ändern der Entspreizer, um den Code zu segmentieren und mit einer festen Rate überabzutasten (oversample), die höher oder gleich der höchsten Datenrate ist, die unterdrückt werden soll.
Es ist auch möglich, die Anzahl von Entspreizungsoperationen zu reduzieren, die von dem Empfängermodul von 42 ausgeführt werden, indem ein Satz von zusammengesetzten Segmentcodes wie zuvor mit Bezug auf 35 beschrieben verwendet wird, um über Segmente zu vermischen. Jedoch könnte wie in 43 dargestellt ein Satz von unterschiedlichen zusammengesetzten Codes verwendet werden, um über den Satz von NI Interferierer zu vermischen. Es wäre auch möglich, die Ausführungsform von 43 mit der von 35 zu kombinieren und sowohl über den Satz von Interferierern als auch jeden Satz von Codesegmenten zu vermischen.
Der Empfänger einer gewünschten Benutzerstation, der auf dem Downlink Übertragungen von seiner Basisstation und von den Basisstationen in den benachbarten Zellen empfängt, wird nun diskutiert. Jede Basisstation kommuniziert mit der Gruppe von Benutzerstationen, die in ihrer Zelle lokalisiert sind. Die Indizes v und u werden verwendet, um eine Übertragung von der Basisstation v zu bezeichnen, die für den Benutzer u bestimmt ist. Der Einfachheit der Notation wegen wird der Index der gewünschten Benutzerstation, die diese Übertragungen empfängt, weggelassen, wobei alle Signale implizit von dieser gewünschten Benutzerstation beobachtet und verarbeitet werden.
Betrachtet man eine Basisstation, der der Index v zugewiesen ist, ist ihr Beitrag zu dem Beobachtungsvektor Y _n der gewünschten Benutzerstation bei angepasster Filterung durch den Signalvektor der v-ten Basisstation Y v / n gegeben, der definiert ist als:
wobei der Vektor Y v,u / u,n den Signalbeitrag von einem der U_v mit der Basisstation v kommunizierenden Benutzer, dem der Index u zugewiesen ist, bezeichnet. Unter Verwendung des im vorigen Abschnitt beschriebenen Blockverarbeitungsansatzes kann der Vektor Y v,u / u,n wie folgt zerlegt werden:
Man sollte beachten, daß die Kanalkoeffizienten ϛ v / f,n gerade den Index der Basisstation v enthalten. In der Tat werden Übertragungen von der Basisstation v an alle ihre Mobiltelefone durch einen gemeinsamen Kanal an die gewünschte Benutzerstation propagiert. Die Basisstationssignale zeigen daher eine Mehrfachcode-Struktur auf zwei Stufen. Eine kommt von der virtuellen oder realen Zerlegung jedes Benutzerstroms in mehrere Codes und eine, was für den Downlink typisch ist, kommt von der Summation der per Code-Multiplex übertragenen Benutzerströme mit unterschiedlicher Leistung. Wie hier anschließend beschrieben wird, werden diese Mehrfachcode-Struktur ausgenutzt, um kooperative Kanalidentifikation auf zwei Stufen zu verbessern.
In einem ersten Schritt schätzt die gewünschte Benutzerstation die Mehrfachcode-Randbedingungs- und Blockungsmatrizen von jedem verarbeiteten Benutzer in der Zelle ab (d. h. u ∈ {1, ..., NI} ∪ {d}). Tabelle 4 zeigt, wie diese Matrizen zu bilden sind, die hier als Ĉ v,d / MC,nund Ĉ v,u,t / MC,n umbenannt sind, um den Index v der bedienenden Basisstation zu zeigen. Das Indizieren der Symbol- und Kanalvektorabschätzungen mit dem Index v in Tabelle 4 folgt aus Gleichung (136). In einem zweiten Schritt schätzt die Benutzerstation die basisbezogenen Randbedingungs- und Blockungsmatrizen Ĉ v / BS,n und Ĉ v,u,t / BS,n mittels Tabelle 5 ab. Diese Matrizen ermöglichen die Unterdrückung der Interferierer innerhalb der Zelle mittels eines der in Tabelle 5 beschriebenen Modi. Für den Downlink ersetzt ein neuer Modus BR für Basis-Realisation den TR-Modus von Tabelle 3. Die Unterdrückung von interferierenden Signalen für mehrere Basisstationen fügt eine weitere Dimension der Interferenzzerlegung hinzu und führt zu TR über den Downlink wie in Tabelle 6 gezeigt. Daher schätzt die Mobilstation in einem dritten Schritt die basisbezogenen Randbedingungs- und Blockungsmatrizen Ĉ v / BS,n und Ĉ v,u,t / BS,n von den interferierenden Basisstationen ab und verkettet sie zeilenweise, um die Mehrfachbasis-Randbedingungs- und Blockungsmatrizen, die als Ĉ_n bzw. Ĉ v,u,l / n bezeichnet werden, zu bilden. In dem TR-Modus werden die basisspezifischen Randbedingungs- und Blockungsvektoren in dem BR-Modus nun über alle interferierenden Basisstationen summiert, was eine einzige Randbedingung übrig läßt. Für die anderen Modi wird die Anzahl von Randbedingungen N_c in Tabelle 3 mit der Anzahl der interferierenden Basisstationen NB multipliziert. Das Empfängermodul, das dafür vorgesehen ist, die von der bedienenden Basisstation #v für die gewünschte Mobilstation #d bestimmten Daten zu extrahieren, ist in 41 abgebildet.
Man beachte, daß die Mehrfachraten-Datenströme mittels MRC auf dem Downlink einfach dadurch abgeschätzt werden können, daß die Randbedingungsmatrizen zu Null-Matrizen gesetzt werden. Diese Option wird D-MRC genannt.
Wenn die Benutzerstation die Datenraten der unterdrückten Benutzer kennt, kann sie ihre Symbole abschätzen, solange ihre Symbolrate die Verarbeitungsrate nicht übersteigt. Wie hier zuvor erwähnt verbessert diese blockbasierte Implementierung der Symbolerkennung die Rekonstruktion der Randbedingungsmatrizen aus reduzierten Entscheidungsrückkopplungsfehlern. Ansonsten kann die Benutzerstation alle interferierenden Kanäle bei einer gemeinsamen Auflösungsrate verarbeiten unabhängig von ihrer Transmissionsrate. Man beachte, daß die Abschätzung der Leistungen der Interferierer zur Rekonstruktion sowohl im BR- als auch im TR-Modus zur Kanalidentifikation wie unten näher beschrieben nötig ist, und möglicherweise zur Interferenzkanaluntersuchung und -auswahl. Sie wird bei der Verarbeitungsrate ausgeführt.
Identifikation des Ausbreitungskanals von jedem der interferierenden Basisstationen an die gewünschte Benutzerstation ist nötig, um die ISR-Operationen auszuführen. Wenn man den Ausbreitungskanal in der Zelle betrachtet, ist seine Identifikation aus den Nachkorrelationsvektoren des gewünschten Benutzers möglich, wie hier zuvor unter Bezug auf 39 beschrieben. Es nutzt die Tatsache aus, daß sich die Mehrfachcodes des gewünschten Benutzers über denselben Kanal ausbreiten. Die interferierenden Benutzer in der Zelle teilen sich jedoch auch diesen gemeinsamen Kanal. Daher lassen sich die MC-CDFI- und MR-CDFI-Ansätze auch auf dieser Stufe anwenden. In der Tat hat die Benutzerstationen Zugang zu Datenkanälen, die als NI × N_m virtuelle Pilotkanäle mit starken Leistungen betrachtet werden können. Es ist vorzuziehen, kooperative Kanalidentifikation über die interferierenden Benutzern zu implementieren, gleichgültig ob der gewünschte Benutzer unter den Interferierern in der Zelle ist oder nicht. Dasselbe Schema läßt sich auf benachbarte Basisstationen anwenden und ermöglicht daher die Identifikation des Ausbreitungskanals aus jeder interferierenden Basisstation außerhalb der Zellen mittels ihrer NI interferierenden Benutzer.
Wenn die Datenraten der Basisstation bekannt sind, kann die Identifikation des Ausstrahlungskanals aus einer gegebenen Basisstation v' ∈ {1, ..., NB} individuell von jeder der NI interferierenden Benutzer ausgeführt werden, wie in dem vorigen Abschnitt beschrieben. Um die Kanalidentifikation weiter zu verbessern, werden die resultierenden, individuellen Kanalvektorabschätzungen über die interferierenden Benutzer gemittelt. Beide Schritte lassen sich wie folgt in einem kombinieren:
Diese Downlink-Version von MR-CDFI, die als DMR-CDFI bezeichnet wird, wird in 40 dargestellt. Man sollte beachten, daß das Mitteln über die Interferierer die Normalisierung mit ihrer Gesamtleistung berücksichtigt. Um die Anzahl von Entspreizungsoperationen zu reduzieren, kann das Mitteln über die Interferierer auf eine kleinere Menge, die zwischen 1 und NI rangiert, beschränkt werden.
Wenn die Datenraten der interferierenden Benutzer der Benutzerstation nicht bekannt sind, kann die Identifikation dann gemäß den unter Bezug auf 34 beschriebenen Schritten ausgeführt werden, um die interferierenden Signale bei einer gemeinsamen Auflösungsrate wie folgt zu verarbeiten:
Diese Downlink-Version von MC-CDFI, die als DMC-CDFI bezeichnet wird, wird in 42 dargestellt. Um die Anzahl von Entspreizungsoperationen zu reduzieren, kann das Mitteln über die Interferierer und Benutzercodes auf eine kleinere Menge, die zwischen 1 und NI bzw. 1 und N_m rangiert, beschränkt werden.
Eine alternative Lösung, die die Anzahl von Entspreizungsoperationen reduziert, verwendet die folgenden kumulativen Mehrfach-Codes für l = 1, ..., N_m:
Entspreizen mit diesen kumulativen Codes führt zu:
Das Mitteln der Benutzercodes über die Interferierer reduziert nach dem Entspreizen das
Rauschen nicht weiter. Jedoch sammelt das zusammengesetzte Signal ŝ v',Σ,l / neine Durchschnittsleistung von den NI Interferierern und gewinnt daher durch höhere Diversität. Die kumulativen Mehrfach-Codes können zum Implementieren einer Kanalidentifikation wie folgt benutzt werden:
wobei:
Diese Downlink-Version von MC-CDFI, die als DSMC-CDFI bezeichnet wird, wird in 43 dargestellt. Wiederum reduziert das Mitteln über eine kleinere Menge von Benutzercodes die Anzahl von Entspreizungsoperationen. Die Verwendung der in den Gleichungen (111) bis (113) beschriebenen anstelle von oder in Kombination mit dem oben beschriebenen Schema sind andere Alternativen, die die Größe der Komplexität aufgrund von Entspreizungsoperationen reduzieren.
In Situationen, in denen ein Pilotcode übertragen wird, kann er in den kumulativen Code mit aufgenommen werden. Diese Version, die wir als δπ-MC-CDFI bezeichnen, verwendet einen datenmodulierten, kumulativen Code über Mehrfach-Codes, Interferierern und Piloten zum Entspreizen. Wir führen auch Normalisierung nach Leistungen ein, um Situationen mit wesentlichen Differenzen in den Leistungen (wie auf dem Downlink) gerecht zu werden. δπ-MC-CDFI verwendet den folgenden Code zum Entspreizen:
wobei π das gespreizte Pilotsignal und λ^π ein Gewichtungsfaktor ist, der dazu dienen kann, den Piloten zu kennzeichnen, da ihm keine Entscheidungsfehler zugeordnet sind. In dem Spezialfall, in dem λ^π = 0 gilt, läuft das Schema auf δ-MC-CDFI mit Normalisieren nach Leistungen hinaus.
Darüber hinaus könnten diese Downlink-Versionen unter Bezug auf die 44 und 46 mit den beschriebenen, Pilot-unterstützten ISR-Ausführungsformen kombiniert werden. Es wird eingeräumt, daß der Pilotkanal nicht benutzerspezifisch ist, sondern vielmehr spezifisch für die bedienende Basisstation oder für eine Gruppe von Benutzerstationen, die von dieser bedienenden Benutzerstation bedient werden. In solchen Fällen ist die Pilotleistung relativ stark, so daß der zugehörige Strahlformer (siehe 46) einfaches MRC anstelle von ISR implementieren kann.
Die bis jetzt beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung verwenden eine Sende-(Tx)-Antenne. Das Hinzufügen räumlicher Dimension mittels mehrerer Tx-Antennen stellt ein Mittel zum Unterstützen mehrerer Benutzer bereit. Im folgenden Abschnitt präsentieren wir eine Senderstruktur, die speziell für Downlink-Übertragungen mit hohen Raten und niedriger Verarbeitungsverstärkung geeignet ist, die potentiell hohe Kapazität zur Verfügung stellen kann, wenn beim Empfänger ISR eingesetzt wird.
Mehrfach-Eingabe, Mehrfach-Ausgabe-(MIMO)-ISR mit Raum-Zeit-Kodierung (STC)
Auf dem Uplink verdoppelt das Erhöhen der Anzahl von Empfangs-(Rx)-Antennen von eins auf zwei fast die Kapazität des Systems, wenn ISR an der BS verwendet wird. Die Verbesserung resultiert aus der zusätzlichen räumlichen Dimension, die es ermöglicht, Benutzer nicht nur durch ihren Code, sondern auch durch ihre räumliche Signatur zu unterscheiden. Wenn auf dem Downlink eine einzige Tx-Antenne eingesetzt wird, haben alle Signale, die von der Antenne einer speziellen Basisstation (BS) stammen, dieselbe räumliche Signatur an dem Antennen-Array des Empfängers. Es ist daher eine Anforderung, daß der BS-Sender mit mehreren Antennen ausgestattet ist und daß eine kluge Raum-Zeit-Codierungsstrategie zum Übertragen der Signale eingesetzt wird.
Ein solcher MIMO-Sender, der STC verwendet, ist in 49 für die bedienende Basisstation abgebildet. Diese Figur zeigt die Basisstation v, die die von 1 bis N_u indizierten, in ihrer Zellabdeckung befindlichen Mobiltelefone bedient. Sie überträgt an jedes von diesen Mobiltelefonen einen entsprechenden Strom von Daten (b u / n), jeder von ihnen leistungsgesteuert mit der Gesamtamplitude (ψ u / n) mittels eines Multiplizierers 15X^v,u . Man sollte beachten, daß (ψ u / n) nicht der wirkliche Verstärkungsfaktor ist, sondern ein Produkt, das beim Empfänger erhalten und dem Sender zur Verfügung gestellt wird, um sowohl die Datenmodellierung als auch die algorithmische Beschreibung zu erleichtern (siehe Beschreibung von 4).
Die leistungsgesteuerten Datenströme werden dann in einen Gruppenselektor 110^v eingespeist, um die N_u bedienten Mobiltelefone in N_G Gruppen zu unterteilen (siehe Diskussion unten). Jede Gruppe kann nicht größer als L Mobiltelefone an der Zahl sein. Abhängig von der Zellauslastung N_u wird eine gegebene Anzahl N_IG ≤ L von Mobiltelefonen innerhalb jeder Gruppe zugeordnet. Zur Vereinfachung der Notation ist N_IG in 49 fixiert auf L, d. h. das Maximum.
Für jede Gruppe wird eine identische Operation durchgeführt; daher wird nur die Operation für Gruppe #1 beschrieben. Die N_IG = L Datenströme in Gruppe #1 werden mit den Codes c^1,1(t), ..., c^1,L(t) mittels der jeweiligen Multiplizierer 15X/2^1,1 , ..., 15X/2^1,L gespreizt. Die gespreizten Signale werden dann mittels des Addierers 16X/1^v,1 summiert. Das resultierende Signal wird mittels des Addierers 16X/2^v,1 zu einem Pilotsignal π₁(t) summiert, das für Gruppe #1 spezifisch ist, dann mittels des Multiplizierers 15X/3^v,1 mit Code c^v(t), der für die Basisstation v spezifisch ist, gespreizt. Das resultierende gespreizte Signal wird als G₁(t) bezeichnet. Identische Operationen auf anderen Gruppen führen zu ähnlichen Signalen. Die N_G Signale, die aus solchen Operationen in den N_G Gruppen von Mobiltelefonen resultieren, werden als G₁(t), ...,
(t) bezeichnet.
Diese Signale werden in einem räumlichen Abbilder bzw. Mapper 120^v eingespeist. Dieser Abbilder arbeitet wie ein N_G × M_T-Koppler, um die N_G Eingangsströme in M_T Ausgangsströme zu transformieren, die in ihrer Anzahl gleich den Tx-Antennen sind, die als A₁(t), ...,
(t) bezeichnet werden. Der erste Strom A₁(t) wird durch das Verzögerungsglied 45X¹ verzögert und durch den Umformungsimpuls 13X^v,1 gefiltert (was Trägerfrequenz-Modulation beinhaltet), dann über die Antenne 14X^v,1 als Signal S₁(t) übertragen. Identische Operationen, die auf den Mapper-Ausgangsströmen durchgeführt werden, führen zu den Signalen S₁(t), ...,
(t), die separat auf den jeweiligen Antennen 14X^v,1 , ..., 14
übertragen werden. Die Struktur dieses Senders ist im Wesentlichen in Situationen mit hohen Datenraten und geringer Verarbeitungsverstärkung interessant. Zuerst werden die Datensequenzen b^v,u(t) der N_m Benutzer mit φ^v,u(t) skaliert, wobei φ^v,u(t)², u = 1, ..., N_u die gewünschte Sendeleistung ist. Diese Signale werden dann in N_G Gruppen gruppiert. Einem Benutzer, der zu Gruppe g gehört, wird ein benutzerspezifischer, kurzer Kanalisierungscode zugewiesen, der aus einer festen Menge von N_IG L-Chipcodes gezogen wird (L ist die Verarbeitungsverstärkung), die wir bequemlichkeitshalber spaltenweise in der Matrix
organisieren und sie als die Codemenge der Gruppe g bezeichnen. Zur selben Codemenge gehörende Codes sind alle gegenseitig orthogonal gewählt, so daß C H / gC_g diagonal ist, was wiederum bedeutet, daß die Anzahl von festen Kanalisierungscodes pro Gruppe auf N_IG ≤ L beschränkt ist; zugleich sollten Codemengen über Gruppen hinweg eine geringe Querkorrelation haben, wie später erklärt wird. Man sollte beachten, daß angenommen wird, daß Codemengen in allen Sektoren wiederzuverwenden sind. Wenn Benutzersignale derselben Gruppe mit ihrem entsprechenden Kanalisierungscode kodiert werden, werden sie summiert, um ein einziges geflossenes Signal bereitzustellen. Ein gruppenspezifischer Pilotcode wird hinzugefügt und das resultierende Signal wird durch einen BS-spezifischen PN-Code verschlüsselt, um zu dem Gesamtgruppensignal G v / g(t) zu gelangen. Mittels einer linearen Abbildungsfunktion M werden die N_G Gruppensignale auf M_T Antennenzweige abgebildet, um zu Av(t) = MGv(t), (145)zu gelangen, wobei A^v(t) = ⌊A v / 1(t)^T, ..., A v / M(t)^T⌋ und
Die Zweigsignale werden schließlich verzögert, um Diversitäten der Übertragungsverzögerung zu erlauben, danach von dem angepaßten Chip-Impuls-Filter geformt.
Die physikalische Kanalmatrix, die die Übertragung von M_T Tx-Antennen der mit v indizierten BS an die M Empfangsantennen der Mobiletelefone mit Paarindex (v, u) definiert, ist:
wobei das (i, j)-te Element der Matrix der Kanal zwischen der j-ten Antenne der Basisstation und der i-ten Rx-Antenne der Mobilstation ist. Diese Definition erlaubt es, das von der Basisstation v übertragene Signal, wenn es an dem Antennenarray der gewünschten Mobilstation ankommt, zu schreiben als: Xv,u(t) = Hv,u(t) ⊗ Sv(t), (147) = Hv,u(t) ⊗ MGv(t) ⊗ D(t), (148) = Hv,u(t)M ⊗ [Gv(t) ⊗ D(t)], (149) = D(t) ⊗ Hv,u(t)M ⊗ Gv(t), (150)wobei
die Übertragungsverzögerungen und Chipimpuls-Formung repräsentieren. Aus Gleichung (149) ist klar, daß die effektive räumliche Abbildungsfunktion aufgrund des Kanals zu H(t)M wird, was im allgemeinen nicht orthogonal ist, was wiederum bedeutet, daß die Gruppen miteinander interferieren. Daher kann Orthogonalität beim Empfang nicht zugesichert werden, außer der Sender hat Kenntnissen des Kanals. Die Gestaltung der Abbildungsfunktion wird später beschrieben. Gleichung (150) zeigt ferner, daß die Verzögerungselemente als Teil des Kanals betrachtet werden können, und es ist klar, daß sie einen virtuellen Mehrfach-Pfad bereitstellen. Dies wird normalerweise als „Verzögerungs-Übertragungs-Diversität" bezeichnet.
Wenn der Kanal, wie er von dem Vektor von Gruppensignalen G^v(t) gesehen wird, mit Γ^v,u(t) = D(t) ⊗ H^v,u(t)M bezeichnet wird, dann kann das von dem Antennen-Array empfangene Signal geschrieben werden als:
wobei Γ v,u / jdie j^th Spalte von Γ^v,u ist. Aus Gleichung (20) erkennt man, daß jede Gruppe von Signalen der Benutzer über denselben Kanal propagiert wird und daß der Empfänger N_BB_G Quellen sieht. Wenn der vorgeschlagene MIMO-Downlink-Sender eingesetzt wird, kann das Modell für das empfangene, abgestimmt gefilterte Signal (Gleichung 3) geschrieben werden als:
woraus klar ist, daß Benutzer, die zur Gruppe desselben BS gehören, dieselbe Kanalreaktion H v,g / Σ(t) haben. Dies ermöglicht verbesserte Identifikation des Kanals bei dem Mobiltelefon empfänger. Der augenscheinlichste Unterschied zu dem Uplink-Modell ist daher, daß zur selben Gruppe gehörende Benutzer denselben Kanal erfahren, eine Eigenschaft, die auf den Downlink mittels CDFI sehr wohl ausgenutzt wird (siehe vorige Beschreibungen).
Eine passende Wahl von Codes über Gruppen hinweg ist wichtig, da der resultierende Kanal im allgemeinen nicht orthogonal ist. Da Kanalisierungscodes aus einem festen Satz gewählt werden, können Sätze mit guten Eigenschaften durch Optimierung gefunden werden. Man sollte beachten, daß aus dem Grund, daß derselbe Verschlüsselungscode über Gruppen hinweg verwendet wird, Querkorrelationseigenschaften, wenn sie einmal durch passende Wahl der Kanalisierungscode-Sätze festgesetzt sind, nach Verschlüsselung und somit nach Übertragung erhalten bleiben. Daher wird nur die Situation mit zwei Gruppen (N_G = 2) betrachtet, da sie besonders einfach ist. C₁ wird zunächst als eine orthogonalen Matrix, z. B. die Hadamard-Matrix (oder ein Teil davon), gewählt. Man beachte, daß in dem Fall, daß Λ eine diagonale Matrix mit ±1-Einträgen ist, dann ΛC₁ immer noch eine orthogonale Aufspannung ist, weil Λ unitär ist. Daher ist der zweite Satz von Codes definiert durch C₂ = ΛC₁, wobei Λ folgender Gleichung genügt:
wobei A = CH1 ΛHC1 (158)was in den meisten Fällen einfach durch Suchen gelöst wird. Wenn die Sätze voll sind (d. h. N_IG = L), läuft das auf eine 45°-Drehung zwischen den Sätzen hinaus. In dem allgemeineren Fall, in dem N_G > 2 ist, wird die Optimierung schwierig, speziell wenn die Verarbeitungsverstärkung groß ist. Hier muß auf eine Mischung zwischen Raten und Suchen zurückgegriffen werden.
Die Erfahrung zeigt, daß Wiederverwenden desselben oder entgegengesetzten Code in verschiedenen Gruppen nicht attraktiv ist. Die Anzahl von Benutzern (Gesamtanzahl möglicher Kanalisierungscodes) ist daher auf 2^L-1 begrenzt. Diese Grenze legt offenkundig nahe, daß eine niedrige Verarbeitungsverstärkung auch eine sehr begrenzte potentielle Kapazität mit sich bringt. Wenn zum Beispiel L = 2 ist, können nur zwei Benutzer unterstützt werden, und es kann überprüft werden, daß es keinen Nutzen aus mehreren Tx-Antennen gibt, da eine Tx-Antenne bereits nahezu orthogonale Übertragung bereitstellen kann (mittels orthogonaler Codes). Bei L = 4 ist die Grenze N_G ≤ 8 und in dieser Situation gibt es einen Nutzen aus dem Übergang von einer zu zwei Tx-Antennen, jedoch nicht zu drei. Im allgemeinen ist die Anzahl von Tx-Antennen für ein kosteneffektives System auf
begrenzt, da das Hinzufügen von mehr Antennen keinen Zuwachs von mehr Kapazität bereitstellt.
Der Zweck der räumlichen Abbildungsfunktion ist, jeder der N_G Gruppen eine eindeutige M_T-dimensionale räumliche Signatur zuzuweisen. In Situationen, in denen der Sender eine gewisse Kenntnis des Kanals hat, kann die Abbildungsfunktion als eine Funktion der Zeit so gewählt werden, daß der resultierende Kanal Γ^v,u(t) orthogonal wird. Beim Mobiltelefon-CDMA ist dies jedoch keine Option, weil die physikalischen Kanäle benutzerspezifisch sind und daher eine Orthogonalitätsbedingung nur für einen empfangenden Benutzer bereitgestellt werden kann.
Betrachtet man daher den Aufbau einer festen Abbildungsfunktion, so werden die Rang-Eigenschaften des resultierenden Kanals Γ^v,u(t) = D(t) ⊗ H^v,u(t)M intuitiv optimiert, wenn die Abbildungsfunktion M so gewählt wird, daß sie die besten Rang-Eigenschaften hat. In dem Fall, in dem die Anzahl von Gruppen (N_G) gleich der Anzahl von Tx-Antennen (M_T) ist, erhält man optimale Rang-Eigenschaften durch Wahl einer orthogonalen Abbildungsfunktion. Identische Abbildung (M = I) ist orthogonal und bildet einfach Gruppe 1 auf Antenne 1, Gruppe 2 auf Antenne 2, etc. ab. Jedoch verursacht dies ungleiche Last auf den Antennen und Verzögerungs-Übertragungs-Diversität wird nicht ausgenutzt. Diese Probleme werden beide vermieden, wenn die Hadamard-Matrix verwendet wird, da sie die Signale gleichmäßig über Antennenzweige verteilt und daher „Verzögerungs-Übertragungs-Diversität" ausnutzt und ein Leistungsungleichgewicht vermeidet.
In allgemeineren Fällen kann Leistungssteuerung zwischen den Übertragungsantennen verteilt werden. Solche Techniken zur Verteilung der Leistungssteuerung sind wohlbekannt und werden hier nicht im Detail beschrieben.
Man beachte, daß Ausführungsformen der Erfindung nicht auf das Verwenden des unter Bezug auf 49 beschriebenen Raum-Zeit-Kodierungsschemas begrenzt sind, sondern andere bekannte Raum-Zeit-Kodierungsschemata verwenden könnten.
Es wird anerkannt, daß der unter Bezug auf 49 beschriebene Basisstationssender keine Modifikation für den Empfänger an der Benutzerstation erfordert, d. h. jeder der unter Bezug auf die 40–43 beschriebenen Empfänger kann verwendet werden, um seine Signale zu empfangen. Tatsächlich „sieht" der Empfänger bei einem MIMO-System den MIMO-Basisstationssender als N_G Unterbasisstationen, die der Gruppeneinteilung von 49 entsprechen.
Man sollte beachten, daß jede Benutzerstation eine Mehrzahl von Sendeantennen haben könnte und einen MIMO-Sender ähnlich dem der Basisstation und unter Bezug auf 49 beschrieben verwenden könnte. Natürlich erfordert der entsprechende Empfänger der Basisstation aus den oben angegebenen Gründen keine Modifikation.
Tabelle 1
Tabelle 2
Tabelle 3
Tabelle 3
Tabelle 3 zeigt gemeinsame Randbedingungs- und Blockungsmatrizen Ĉ_n bzw. Ĉ i',l' / n, und die korrespondierende Anzahl von Randbedingungen oder Spalten N_c für jeden ISR-Modus: Es werden generische Spalten vor Normalisierung gezeigt und δ i',l',k' / i,l,k = 0, wenn (i, l, k) = (i', l', k') und ansonsten 1. In dem herkömmlichen MC-Fall ist λ l / k = 1 und N_H = 3N_m. In dem als MC-CDMA modellierten MC-Fall ist λ l / n = 0, wenn k = –1 und l ∈ {1, ..., N_r} oder wenn k = +1 und l ∈ {N_m – N_r + 1, ..., N_m}, und ansonsten 1. In dem H-Modus sind 2(N_m – N_r) Spalten oder mehr in Ĉ_n gleich Null. Diese Spalten und die entsprechenden in Ĉ i',l' / n werden entfernt, was ein Maximum von N_H = N_m + 2N_r übrig läßt.
Tabelle 4
Tabelle 4 zeigt Mehrfachcode-Randbedingungs- und Blockungsmatrizen Ĉ u / MC,n bzw. Ĉ i',l' / MC,n, und die korrespondierende Anzahl von Randbedingungen oder Spalten N_c für jeden ISR-Modus: Es werden generische Spalten vor Projektion und Normalisierung gezeigt und δ l',k' / l,k = 0, wenn (l, k) = (l', k') und ansonsten 1. In dem herkömmlichen MC-Fall ist λ l / k = 1 und N_H = 3N_m. In dem als MC-CDMA modellierten MC-Fall ist λ l / k = 0, wenn k = –1 und l ∈ {1, ..., N_r} oder wenn k = +1 und l ∈ {N_m – N_r + 1, ..., N_m}, und ansonsten 1. In dem H-Modus sind 2(N_m – N_r) Spalten in Ĉ_MC,n gleich Null. Diese Spalten und die entsprechenden in Ĉ u,l' / MC,n werden entfernt, was ein Maximum von N_H = N_m + 2N_r übrig läßt.
Tabelle 5
Tabelle 5
Tabelle 5 zeigt basisspezifische Randbedingungs- und Blockungsmatrizen Ĉ_BS,n bzw. Ĉ v,i',l' / BS,n, die für die in Tabelle 3 gezeigten Modi gelten außer für TR, der durch BR ersetzt ist. Die Indizes der übrigen Modi in Tabelle 3 sollten modifiziert werden, um den Index der Basisstation n zu enthalten wie für den TR-Modus gezeigt. Man sollte beachten, daß die Kanalkoeffizienten ϛ ^ u / f,n den Index der Basisstation u anstelle des Benutzers i enthalten. Übertragungen an alle Benutzerstationen von der Basisstation u werden an die gewünschte Benutzerstation durch einen gemeinsamen Kanal propagiert. Man beachte ebenso, daß die Summation über die Benutzer wegen der benutzerunabhängigen Leistungssteuerung mit der Abschätzung der Gesamtamplitude gewichtet ist. Die Definitionen von δ i',l',0 / i,l,k und λ l / n sind in Tabelle 3 gegeben.
Tabelle 6
Tabelle 6
Tabelle 6 zeigt Mehrfach-Basis-Randbedingungs- und Blockungsmatrizen Ĉ_n bzw. Ĉ v',i',l' / n, die für die Modi in Tabelle 5 durch zeilenweises Ausrichten der Randbedingungs- und Blockungsmatrizen Ĉ_BS,n bzw. Ĉ v,i',l' / BS,n von Basisstationen in größere Matrizen Ĉ_n bzw. Ĉ v',i',l' / n angewandt werden in der durch die Gleichungen (104) und (105) nahegelegten Weise. Die Anzahl der Randbedingungen in Tabelle 5 wird mit NB multipliziert wie hier für den BR-Modus gezeigt. Der zusätzliche TR-Modus summiert die Randbedingungsvektoren des BR-Modus über alle Basisstationen. Die Definition von λ l / n ist in Tabelle 3 gegeben und δ v',i',l',l' / v,i,l,k = 0, wenn (n, i, l, k) = (n', i', l', k') und ansonsten 1.
Man sollte zugestehen, daß unabhängig davon, ob ISR für den Uplink oder Downlink verwendet wird, sie entweder als eine einzelne Antenne oder mehrere Antennen für Empfang oder Senden fungiert.
Ausführungsformen der Erfindung sind nicht auf DBPSK beschränkt, sondern könnten auch für praktische Implementierungen von ISR bei Verkehr mit gemischten Raten mit MPSK- oder MQAM-Modulationen ohne erhöhte Rechenkomplexität dienen. Sogar orthogonale Walsh-Signalisierung könnte auf Kosten eines rechnerischen Anstiegs entsprechend der Anzahl von Walsh-Sequenzen implementiert werden. Darüber hinaus könnten verschiedene Benutzer unterschiedliche Modulation verwenden. Ebenso könnten ein oder mehrere Benutzer adaptive Kodierung und Modulation (ACM) verwenden.
Es ist auch vorgesehen, daß Ausführungsformen der Erfindung Trägerfrequenzversatz wiederherstellung bzw. Carrier Frequency Offset Recovery (CFOR) einsetzen könnte. Man sollte zugestehen, daß die Entscheidungsregeleinheiten keine binäre Ausgabe bieten müssen; sie könnten das Zeichen und gewisse andere Signalzustände ausgegeben.
Man beachte auch, daß, obwohl die oben beschriebenen Ausführungsformen asynchron sind, eine erfahrene Person in der Lage wäre, die Erfindung ohne übermäßiges Experimentieren auf synchrone Systeme anwenden zu können.
Die Erfindung schließt verschiedene andere Modifikationen zu den oben beschriebenen Ausführungsformen ein. Zum Beispiel könnten lange PN-Codes verwendet werden wie auch große Verzögerungsspreizungen und große Verzögerungsspreizungen zwischen Benutzern.
Der Einfachheit halber nahmen die vorstehenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen die Verwendung von kurzen Spreizungscodes an. In den meisten praktischen Systemen würden jedoch lange Spreizungscodes verwendet werden. Weil der Anteil des langen Code von einem Symbol zum nächsten differiert, müssen Operationen, die für kurze Codes nicht notwendig waren, ausgeführt werden, wie von einem Erfahrenen auf diesem Gebiet eingesehen wird. Für weitere Informationen wird der Leser auf die Referenzen [22] und [23] verwiesen. Es ist jedoch vorgesehen, daß kurze Codes immer noch während der Akquisition verwendet werden könnten, und die langen Codes verwendet werden, sobald ein Link aufgebaut worden ist.
Während des Akquisitionschrittes könnte es für eine Benutzerstation notwendig sein, sich mittels eines von einer Mehrzahl von vorher festgelegten (kurzen) Codes zu verbinden. Die Null-Randbedingungen, die von dem Empfänger verwendet werden, würden dann vorher ausgewählt, um Signale mittels solcher vorher festgelegten Codes auszulöschen. Diese würde Probleme vermeiden, die entstehen, wenn eine Benutzerstation zu Senden beginnt, für die der Empfänger keine Randbedingungen abgeleitet hat. Eine solche Modifikation würde auf die Downlink-Situation anwendbar sein und ISR-H verwenden.
REFERENZEN
Wegen weiterer Informationen wird der Benutzer auf die folgenden Dokumente verwiesen.

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2. A. Duel-Hallen, J. Holtzman und Z. Zvonar, "Multiuser detection for CDMA systems", IEEE Personal Communications, Seiten 46–58, April 1995.
3. S. Moshavi, "Multi-user detection for DS-CDMA communications", IEEE Communications Magazine, Seiten 124–136, Oktober 1996.
4. S. Verdu, "Minimum probability of error for asynchronous Gaussian multiple-access channels", IEEE Trans. on Information Theory, Vol. 32, Nr. 1, Seiten 85–96, Januar 1986.
5. K. S. Schneider, "Optimum detection of code division multiplexed signals", IEEE Trans. on Aerospace and Electronic Systems, Vol. 15, Seiten 181–185, Januar 1979.
6. R. Kohno, M. Hatori und H. Imai, "Cancellation techniques of co-channel interference in asynchronous spread spectrum multiple access systems", Electronics and Communications in Japan, Vol. 66-A, Nr. 5, Seiten 20–29, 1983.
7. Z. Xie, R. T. Short und C. K. Rushforth, "A family of suboptimum detectors for coherent multiuser communications", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 8, Nr. 4, Seiten 683–690, Mai 1990.
8. A. J. Viterbi, "Very low rate convolutional codes for maximum theoretical performance of spread-spectrum multiple-access channels", IEEE Journal of Selected Areas in Communications, Vol. 8, Nr. 4, Seiten 641–649, Mai 1990.
9. M. K. Varanasi und B. Aazhang, "Multistage detection in asynchronous code-division multiple-access communications", IEEE Trans. on Communications, Vol. 38, Nr. 4, Seiten 509–519, April 1990.
10. R. Kohno et al., "Combination of an adaptive array antenna and a canceller of interference for direct-sequence spread-spectrum multiple-access system", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 8, Nr. 4, Seiten 675–682, Mai 1990.
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12. A. Klein, G. K. Kaleh und P. W. Baier, "Zero forcing and minimum mean-square-error equalization for multi-user detection in code-division multiple-access channels", IEEE Trans. on Vehicular Technology, Vol. 45, Nr. 2, Seiten 276–287, Mai 1996.
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16. J. Choi, "Partial decorrelating detection for DS-CDMA systems", Proceedings of IEEE PIMRC '99, Osaka, Japan, Vol. 1, Seiten 60–64, 12.–15. September 1999.
17. S. Affes und P. Mermelstein, "Signal Processing Improvements for Smart Antenna Signals in IS-95 CDMA", Proceedings of IEEE PIMRC '98, Boston, U.S.A., Vol. II, Seiten 967–972, 8.–11. September 1998.
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20. K. Cheikhrouhou, S. Affes und P. Mermelstein, "Impact of synchronization on receiver performance in wideband CDMA networks", Proc. of 34th Asilomar Conference on Signals, and Computers, Pacific Grove, USA, erscheint 29. Oktober–1. November 2000.
21. S. Affes, A. Louzi, N. Kandil und P. Mermelstein, "A High Capacity CDMA Array-Receiver Requiring Reduced Pilot Power", Proc. IEEE GLOBECOM'2000, San Francisco, USA, Vol. 2, Seiten 910–916, 27. November–1. December 2000.
22. S. Affes, H. Hansen und P. Mermelstein, "Interference subspace rejection in wideband CDMA – part I: Modes for mixed power operation", eingereicht zu JSAC, Oktober 2000.
23. H. Hansen, S. Affes und P. Mermelstein, "Interference subspace rejection in wideband CDMA – part II: Modes for high data-rate operation", eingereicht zu JSAC, Oktober 2000.
24. E. H. Dinan und B. Jabbari, "Spreading codes for direct sequence CDMA and wideband CDMA cellular networks", IEEE Communications Magazine, Vol. 36, Nr. 9, Seiten 48–54, September 1998.
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26. A. Duel-Hallen, "A family of multiuser decision-feedback detectors for asynchronous code-division multiple-access channels", IEEE Trans. on Communications, Vol. 43, Nr. 5, Seiten 796–807, Juni 1994.
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29. M. Latva-aho und M. J. Juntti, "LMMSE detection for DS-CDMA systems in fading channels", IEEE Trans. on Communications, Vol. 48, Nr. 2, Seiten 194–199, Februar 2000.
30. S. Affes, H. Hansen und P. Mermelstein, "Near-Far Resistant Single-User Channel Identification by Interference Subspace Rejection in Wideband CDMA", Proc. of IEEE Signal Processing Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications SPAWC'01, Taoyuan, Taiwan, erscheint 20.–23. März 2001.
31. S. Affes, A. Saadi und P. Mermelstein, "Pilot-Assisted STAR for Increased Capacity and Coverage on the Downlink of Wideband CDMA Networks", Proc. of IEEE Signal Processing Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications SPAWC'01, Taoyuan, Taiwan, erscheint 20.–23. März 2001.

Claims

Empfänger, der für eine Basisstation eines CDMA-Kommunikationssystems geeignet ist, das zumindest eine Basisstation (11) mit einem Transmitter und einem besagten Empfänger und einer Mehrzahl (U) von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^U ) hat, der eine Mehrzahl (U') von Benutzerstationen beinhaltet, die von der zumindest einen Basisstation bedient werden, wobei jede Benutzerstation einen Transmitter bzw. Übertrager und einen Receiver bzw. Empfänger für die Kommunikation mit der zumindest einen Basisstation über einen entsprechenden Kanal der Mehrzahl von Kanälen (14¹ , ..., 14^U ) hat, wobei der Basisstationsempfänger für das Empfangen eines Signals (X(t)) Komponenten aufweist, die Spreading- bzw. Verteilsignalen entsprechen, die von dem Übertrager der Mehrzahl von Benutzerstationen übertragen wurden, wobei jedes der Verteil- bzw. Spreizsignale eine Reihe von Symbolen aufweist, die verteilt sind unter Verwendung eines Verteil- bzw. Spreizcodes, der eindeutig für die entsprechende Benutzerstation ist, wobei der Basisstationsempfänger gekennzeichnet ist durch: eine Mehrzahl (U') von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI , 20^d ), die jeweils vorgesehen sind für das Ableiten aus aufeinanderfolgenden Einzelbildern des empfangen Signals (X(t)) von Abschätzungen der Reihen von Symbolen einer entsprechenden der Benutzerstationen, Vorverarbeitungseinrichtungen (18) für das Ableiten aus dem empfangenen Signal (X(t)) einer Reihe von Beobachtungsmatrizen (Y_n), die jeweils für die Verwendung von jedem der Empfängermodule (20) in dem Einzelbild vorgesehen sind, um eine Abschätzung eines Symbols der Symbole der Reihe von Symbolen abzuleiten, und eine Einrichtung (19, 44; 44/1, 44/2) für das Ableiten von jeder Beobachtungsmatrix einer Mehrzahl von Beobachtungsvektoren (Y _n; Y _n-1; Z 1 / n ... Z NI / n; Z d / n) und Anwenden jedes der Beobachtungsvektoren an ein jeweiliges der Mehrzahl von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI , 20^d ); wobei jedes Receivermodul aufweist: eine Kanalidentifikationseinrichtung (28) für das Ableiten aus jedem der Beobachtungsvektoren einer Kanalvektorabschätzung (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n; Ŷ d / 0,n; Ŷ i / 0,n-1) basierend auf Parameterschätzungen des Kanals zwischen dem Basisstationsempfänger und dem korrespondierenden Benutzerstationstransmitter, eine strahlbündelnde Einrichtung (27¹ , ..., 27^NI , 27^d ; 47^d ) mit einer Koeffizienteneinstelleinrichtung (50) für das Erzeugen eines Satzes von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von der Kanalvektorabschätzung und Kombinationseinrichtungen (51, 52) für das Verwenden der Gewichtungskoeffizienten, um die entsprechenden Ele menten eines entsprechenden der Observationsvektoren zu gewichten und die gewichteten Elemente zu kombinieren, um eine Signalkomponentenabschätzung (ŝ 1 / n, ..., ŝ U / n) bereitzustellen, und eine Symbolschätzeinrichtung (29¹ , ..., 29^U , 30¹ , ..., 30^U ) für das Ableiten einer Abschätzung (b ^ 1 / n, ..., b ^ U / n) eines Symbols (b 1 / n, ..., b U / n), das von einer entsprechenden der Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^U ) übertragen wurde aus der Signalkomponentenabschätzung, wobei der Empfänger weiterhin eine Einrichtung (42, 43) aufweist, die auf Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ... b ^ NI / n; g¹, g², g³, g^l+1,n) und auf Kanalabschätzungen (H 1 / n, ..., H NI / n; H i / n-1), die zumindest die Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) für die Kanäle (14¹ , ..., 14^NI ) einer ersten Gruppe (I) der Mehrzahl von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^NI ), reagiert, um zumindest eine Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) bereitzustellen, die einen Interferenzunterraum von Komponenten des empfangenen Signals darstellt entsprechend der vorbestimmten Gruppe, wobei in jedem des ein oder mehreren Empfängermodulen (20A^d ) einer zweiten Gruppe (D) der Mehrzahl von Empfängermodulen die Koeffizienteneinstelleinrichtung (50A^d ) den Satz von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von sowohl der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) und der Kanalvektorabschätzungen (Ĥ d / n) erzeugt, um so das eine oder die mehreren Empfängermodule (20A^d ) jeweils auf eine im wesentlichen Null-Antwort auf den Abschnitt des empfangenen Signals (X(t)), der dem Interferenzunterraum entspricht, einzustellen.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienteneinstelleinrichtung (50A^d ) ebenso das eine bzw. die mehreren Empfängermodule (20A^d ) einstellt, wobei auf eine im wesentlichen Eins-Antwort eingestellt wird für die Komponente des empfangenen Signals (X(t)) von dem Transmitter der entsprechenden Benutzerstation.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Beobachtungsvektorableitungseinrichtung (19; 44) erste Umformungseinrichtungen (44) für das Umformen der Beobachtungsmatrix (Y_n) von der Vorverarbeitungseinrichtung (18) und das Liefern des resultierenden Beobachtungsvektors (Y _n) zu der strahlformenden Einrichtung (47A^d ) von jedem des einen oder der meh reren Empfängermodule (20A^d ) aufweist, und wobei die Einrichtung (42, 43) für das Bereitstellen der zumindest einen Beschränkungsmatrix eine beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42A) aufweist, die auf die Kanalabschätzungen (H 1 / n, ..., H NI / n; H_n-1) und auf Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ... b ^ NI / n; g¹, g², g³, g^l+1,n) die der ersten Gruppe entsprechen für das Erzeugen einer Mehrzahl von Beschränkungssatzmatrizen ( 1 / n, ..., Nc / n), die zusammen den Interferenzunterraum charakterisieren, der der ersten Gruppe von Benutzerstationen zurechenbar ist, und wobei die beschränkungsmatrixerzeugende Einrichtung (43A) eine Bank von Vektorumformern (48A¹ , 48A^Nc ) für das Umformen der Beschränkungssatzmatrizen ( 1 / n, ..., Nc / n) aufweist, um Spalten der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) zu bilden, wobei die beschränkungsmatrixerzeugende Einrichtung (43A) die Beschränkungsmatrix zu jeder der Koeffizienteneinstelleinrichtungen (50A^d ) des einen oder der mehreren Empfängermodule (20^d ) der zweiten Gruppe liefert, und wobei in jedem von dem einen oder der mehreren Empfängermodule (20A^d ) die Kanalabschätzeinrichtung (28A^d ) Spreizkanalvektorabschätzungen (Ŷ d / 0,n) zu der Koeffizienteneinstelleinrichtung (50A^d ) liefert für die Verwendung bei der Aktualisierung der Gewichtungskoeffizienten.
Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beschränkungsmatrixerzeugende Einrichtung (43A) eine Transformationseinrichtung (49A) für das Bilden einer inversen Matrix (Q_n) in Abhängigkeit von der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) und für das Liefern der inversen Matrix zu der Koeffizienteneinstelleinrichtung (50A^d ) des einen oder der mehreren Empfängermodule (20A^d ) aufweist, und wobei die Koeffizienteneinstelleinrichtung (50A^d ) die Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von der Beschränkungsmatrix, der inversen Matrix und der Kanalvektorabschätzung berechnet.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Beobachtungsvektorableiteinrichtung eine Mehrzahl von Despreadern (19¹ , ..., 19^NI , 19^d ) aufweist, jeder für die Verwendung eines entsprechenden der Benutzerspreadingcodes, um die Beobachtungsmatrix (Y_n) unter Verwendung eines entsprechenden Spreadingcodes zu entspreizen (Despreading), um einen benutzerspezifischen Postkorrelationsvektor (Z 1 / n, ..., Z NI / n, Z d / n) zu bilden und selbigen zu einer entsprechenden Kanalidentifikationseinrichtung (28¹ , ..., 28^NI , 28^d ) zu liefern.
Empfänger nach Anspruch 3, der weiterhin gekennzeichnet ist durch eine Einrichtung (30¹ , ..., 30^NI ) für das Ableiten von Amplitudenschätzungen (ψ 1 / n, ..., ψ NI / n) von Signalkomponenten von der ersten Gruppe von Benutzerstationen und Liefern der Amplitudenabschätzungen zu der beschränkungssatzerzeugenden Vorrichtung als Teile der Kanalabschätzungen, und wobei die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42C) ein Mehrzahl von Respreadern (57C¹ , ..., 57C^NI ) aufweist, die jeweils für die Verwendung eines entsprechenden der Benutzerspreadingcodes vorgesehen sind, um eine entsprechende der Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) von den Empfängermodulen entsprechend zu der ersten Gruppe (I) von Benutzerstationen zu respreaden bzw. erneut zu verteilen, Skalierungseinrichtung (58C¹ , ..., 58C^NI ) für das Skalieren der erneut verteilten Symbolabschätzungen durch die Amplituden (ψ 1 / n, ..., ψ NI / n) der Signalkomponenten entsprechend der Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n), und eine Mehrzahl von Kanalreplikationseinrichtungen (59C¹ , ..., 59C^NI ) mit Koeffizienten, die einstellbar sind in Abhängigkeit von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) für das Filtern der entsprechenden erneut verteilten (respread) und skalierten Symbolabschätzungen, um benutzerspezifische Beobachtungsmatrixabschätzungen (Ŷ 1 / n-1, ..., Ŷ NI / n-1) und eine Einrichtung (60) für das Summieren der benutzerspezifischen Observationsmatrizen bereitzustellen, um eine Observationsmatrixabschätzung (Î_n-1) zu bilden und selbige zu der Beschränkungsmatrixerzeugungseinrichtung (43C) zu liefern, wobei die Beschränkungsmatrixerzeugungseinrichtung (43C) eine Vektorumformeinrichtung aufweist für das Umformen der Beobachtungsmatrixabschätzung (Î_n-1), um eine Beobachtungsvektorabschätzung (Î _n-1) als eine Ein-Spalten-Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) für die Anwendung an die Koeffizienteneinsteilleinrichtung (59A^d ) von jedem der Empfängermodule (20^d ) der zweiten Gruppe (D) zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42D) eine Anzahl von Beschränkungen (N_c) gleich der Anzahl (NI) von Benutzerstationen in der ersten Gruppe (I) erzeugt und eine Mehrzahl von Respreadern (57D¹ , ..., 57D^NI ) aufweist, jeden für die Verwendung eines entsprechenden der Benutzerspreadingcodes, um eine entsprechende der Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) von einer vorbestimmten Gruppe (I) der Empfängermodule entsprechend der ausgewählten Komponenten des empfangenen Signals erneut zu verteilen, und eine Mehrzahl von Kanalreplikationseinrichtungen (59D¹ , ..., 59D^NI ) mit einstellbaren Koeffizienten in Abhängigkeit von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) für das Filtern der entsprechenden Respreadsymbolabschätzungen, um eine Mehrzahl von benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen (Ŷ 1 / n-1, ..., Ŷ NI / n-1) bereitzustellen und wobei in dem Beschränkungsmatrixerzeuger (43D) die Bank aus Vektorumformern
die benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen umformt, um eine Mehrzahl von benutzerspezifischen Beobachtungsvektorabschätzungen (Ŷ 1 / n-1, ..., Ŷ NI / n-1) als entsprechende Spalten der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) zu bilden für das Liefern zu jeder der Koeffizienteneinstelleinrichtungen (50A^d ) von jedem der Empfängermodule (20^d ) der zweiten Gruppe (D).
Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Kanalidentifikationseinrichtungen (28¹ , ..., 28^NI ) der ersten Gruppe von Empfängermodulen (20E¹ , ..., 20E^NI ) sowohl die Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) als auch eine Mehrzahl von Sätzen von Subkanalvektorabschätzungen
bereitstellt, wobei jede der Kanalabschätzungen ( 1 / n, ..., NI / n) einen der Sätze von Subkanalvektorabschätzungen aufweist, wobei jeder der Sätze von Subkanalvektorabschätzungen eine Abschätzung der Kanalparameter von N_f Subkanälen des Kanals zwischen der Basisstation und des Transmitters der entsprechenden Benutzerstation der NI-Benutzerstationen in der ersten Gruppe darstellt, wobei die Beschränkungssatzerzeugungseinrichtung (42E) eine Mehrzahl von Respreadern (57E¹ , ..., 57E^NI ) und eine Mehrzahl von Kanalreplikatoren (59E¹ , ..., 59E^NI ) aufweist, die mit der Mehrzahl von Respreadern (57E¹ , ..., 57E^NI ) verbunden sind für das Filtern der Mehrzahl von Respreadsymbolen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) unter Verwendung der entsprechenden Subkanalvektorabschätzungen
um eine Mehrzahl (N_c) von Beschränkungen zu bilden gleich der Anzahl N_fNI und Bilden einer Mehrzahl von benutzerspezifischen Unterkanalbeobachtungsmatrixabschätzungen
entsprechend der Subkanäle, und in dem Beschränkungsmatrixerzeuger (43E) die Bank aus Umformern
die Sätze von benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen umformt, um eine entsprechende Mehrzahl von Sätzen von benutzerspezifischen Subkanalbeobachtungsvektorabschätzungen
als entsprechende Spalten der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) für das Bereitstellen zu jeder der Koeffizienteneinstelleinrichtungen (50A^d ) von jedem der Empfängermodule (20^d ) der zweiten Gruppe (D) zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 3, der weiterhin gekennzeichnet ist durch hypothetische Symbolabschätzungserzeugungseinrichtungen (63F¹ , ..., 63F^NI ) für das Erzeugen von jeder der ausgewählten Komponenten einer Reihe von hypothetischen Symbolabschätzungen (g 1 / n, g 2 / n, g 3 / n) wobei die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42F) eine Mehrzahl von Respreadern (57F¹ , ..., 57F^NI ) aufweist, die jeweils für das Respreading von ausgewählten Sätzen der hypothetischen Symbolabschätzungen unter Verwendung eines entsprechenden der Benutzerspreadingcodes vorgesehen ist, und eine Mehrzahl von Kanalreplikatoreinrichtungen (59F¹ , ..., 59F^NI ) für das Filtern der Sätze von Respreadsymbolabschätzungen, jeweils um eine Mehrzahl (N_c) von Beschränkungen gleich der Zahl 3 NI zu bilden und das Bilden einer Mehrzahl von benutzerspezifischen Observationsmatrixabschätzungen (Ŷ 1 / 0,n, Ŷ 1 / –1,n, Ŷ 1 / +1,n, ..., Ŷ NI / 0,n, Ŷ NI / –1,n, Ŷ NI / +1,n), wobei die Mehrzahl von Kanalreplikationseinrichtungen (59F¹ , ..., 59F^NI ) Koeffizienten haben, die in Abhängigkeit von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) einstellbar sind, und wobei in der Beschränkungsmatrixerzeugungseinrichtung (43F) die Sank von Umformern
die Sätze von benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen umformt, um eine Mehrzahl von benutzerspezifischen Beobachtungsvektorabschätzungen (Ŷ 1 / 0,n, Ŷ 1 / –1,n, Ŷ 1 / +1,n, ..., Ŷ NI / 0,n, Ŷ NI / –1,n, Ŷ NI / +1,n) als entsprechende Spalten der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) zu bilden für das Liefern zu jeder der Koeffizienteneinstelleinrichtungen (50A^d ) jedes Empfängermoduls (20^d ) der zweiten Gruppe (D).
Empfänger nach Anspruch 3, der weiterhin gekennzeichnet ist durch Einrichtungen (63G¹ , ..., 63G^NI ) für das Bereitstellen von hypothetischen Symbolabschätzungen
und wobei die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung eine Kombination der Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) und die hypothetischen Symbolwerte verwendet bei der Produzierung des Satzes von benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen.
Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42G) eine Mehrzahl von Respreadern (57G¹ , ..., 57G^NI ), jeden für das Resprea den unter Verwendung eines entsprechenden Benutzerspreadingcodes von einer entsprechenden der Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) und einer der hypothetischen Symbolabschätzungen
um eine Mehrzahl von Respreadsymbolabschätzungen bereitzustellen, und eine Mehrzahl von Kanalreplikatoreinrichtungen (59G¹ , ..., 59G^NI ) aufweist, für das Filtern der Respreadsymbolabschätzungen, um eine Mehrzahl (N_c) von Beschränkungen, die gleich der Zahl 2 NI ist, zu bilden und Bilden einer Mehrzahl von benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen (Ŷ 1 / r,n, Ŷ 1 / +1,n, ..., Ŷ NI / r,n, Ŷ NI / +1,n), wobei die Mehrzahl von Kanalreplikationseinrichtungen (59F¹ , ..., 59F^NI ) Koeffizienten hat, die in Abhängigkeit von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) einstellbar sind, und wobei in der beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtung (43G) die Bank von Vektorumformern
die benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen umformt, um eine entsprechende Mehrzahl von benutzerspezifischen Beobachtungsvektorabschätzungen (Ŷ 1 / r,n, Ŷ 1 / +1,n, ..., Ŷ NI / r,n, Ŷ NI / +1,n) als entsprechende Spalten der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) zu bilden für das Bereitstellen zu jedem der Koeffizienteneinstelleinrichtungen (50A^d ) jedes Empfängermoduls (20^d ) der zweiten Gruppe (D).
Empfänger nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Observationsvektorableitungseinrichtung eine Mehrzahl von Despreadern (19¹ , ..., 19^NI , 19^d ) aufweist, jeweils für das Despreading der Observationsmatrix (Y_n) unter Verwendung eines entsprechenden der Benutzerspreadingcodes, um einen entsprechenden der Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren (Z 1 / n, Z NI / n, Z d / n) zu erzeugen und die Postkorrelationsobservationsvektoren zu sowohl der Kanalidentifizierungseinrichtung als auch der Koeffizienteneinstelleinrichtung der strahlbündelnden Einrichtung von jedem von dem einen oder der mehreren Empfängermodule zu liefern, wobei die Elemente des Observationsvektors gewichtet durch die Kombinationseinrichtung des einen oder der mehreren Empfängermodule Elemente des entsprechenden Postkorrelationsobservationsvektors sind, und wobei die beschränkungsmatrixbereitstellende Einrichtung (42B, r) einer Einrichtung (42B) aufweist, die auf die Kanalabschätzungen ( 1 / n, ..., NI / n, i / n-1) und auf die Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n, g ¹, g ², g ³, g ^l+1,n) entsprechend der ersten Gruppe (I) von Benutzerstationen reagiert für das Bereitstellen einer Mehrzahl von Beschränkungssatzmatrizen ( _n), die zusammen den Subraum der Interferenz, die den Spreadsignalen der ersten Gruppe von Benutzerstationen zuweisbar ist, charakterisieren, und wobei die beschränkungsmatrixerzeugende Einrichtung (43B) eine Mehrzahl von benutzerspezifischen Beschränkungsmatrixerzeugern (43B^d ) aufweist, die jeweils mit einem entsprechenden der ein oder mehreren Empfängermodule (20^d ) verknüpft sind, wobei jeder benutzerspezifische Matrixgenerator (43B^d ) Despreadingeinrichtungen
hat für die Verwendung des entsprechenden Benutzerspreadingcodes des spezifischen Benutzers, um jede der benutzerspezifischen Beschränkungssatzmatrizen zu despreaden, um eine entsprechende Spalte einer entsprechenden der Mehrzahl von benutzerspezifischen Postkorrelationsbeschränkungsmatrizen (Ĉ d / PCM,n) zu bilden, wobei die Mehrzahl von benutzerspezifischen beschränkungsmatrixzerzeugenden Einrichtungen (43B^d ) die Mehrzahl von benutzerspezifischen Postkorrelationsbeschränkungsmatrizen zu den Koeffizienteneinstelleinrichtungen des jeweiligen einen Moduls von dem einen oder mehreren Empfängermodulen (20B^d ) liefert.
Empfänger nach Anspruch 12, weiterhin gekennzeichnet durch Einrichtungen (30¹ , ..., 30^NI ) für das Ableiten von Amplitudenschätzungen (ψ 1 / n, ..., ψ NI / n) der Signalkomponentenabschätzungen der ersten Gruppe von Benutzerstationen und für das Bereitstellen der Amplitudenabschätzungen zu den beschränkungssatzerzeugenden Einrichtungen als Teile der Kanalabschätzungen, und wobei die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42C) eine Mehrzahl von Respreadern (52C¹ , ..., 52C^NI ) aufweist, jeweils für die Verwendung von einem entsprechenden der Benutzerspreadingcodes, um eine entsprechende der Symbolabschätzungen von den Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI ), der der ersten Gruppe von Benutzerstationen entspricht, zu respreaden, Skalierungseinrichtungen (58C¹ , ..., 58C^NI ) für das Skalieren jeder der Respreadsymbolabschätzungen durch die Amplituden (ψ 1 / n, ..., ψ NI / n), eine Mehrzahl von Kanalreplikationseinrichtungen (59C¹ , ..., 59C^NI ) mit einstellbaren Koeffizienten in Abhängigkeit von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) für das Filtern der entsprechenden erneut verteilten und skalierten Symbolabschätzungen, um benutzerspezifische Beobachtungsmatrixabschätzungen (Ŷ 1 / n-1, ..., Ŷ NI / n-1) bereitzustellen, und Einrichtungen (60) für das Summieren der benutzerspezifischen Observationsmatrixabschätzungen, um eine Observationsmatrixabschätzung (Î_n-1) bilden und selbige zu jedem der benutzerspezifischen Beschränkungsmatrixgeneratoren (43H^d ) des einen oder der mehreren Empfängermodule der zweiten Gruppe zu liefern, wobei jeder der benutzerspezifischen Beschränkungsmatrixgeneratoren (43H^d ) eine Despreadingeinrichtung (55B^d ) aufweist für das Despreading der Observationsmatrixabschätzung (Î_n-1) unter Verwendung des entsprechenden Benutzerspreadingcodes, um eine entsprechende (Î d / PCM,n-1) einer Mehrzahl von postkorrelationsbenutzerspezifischen Observationsvektorabschät zungen jeweils als eine einzelne Spalte der jeweiligen Beschränkungsmatrix (Ĉ d / PCM,n) für die Verwendung durch die verknüpfte Einrichtung der Koeffizienteneinstelleinrichtungen (50B^d ) in der zweiten Gruppe (D) zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42D) eine Mehrzahl von Respreadern (57D¹ , ..., 57D^NI ) jeweils für das Respreading einer entsprechenden der Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) aus einer vorbestimmten Gruppe (I) der Empfängermodule entsprechend der ausgewählten der Komponenten der empfangenen Signale, und eine Mehrzahl von Kanalreplikationseinrichtungen (59D¹ , ..., 59D^NI ) mit in Abhängigkeit von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) einstellbaren Koeffizienten aufweist für das Filtern der entsprechenden Respreadsymbolabschätzungen, um eine Mehrzahl von benutzerspezifischen Observationsmatrixabschätzungen (Ŷ 1 / n-1, ..., Ŷ NI / n-1) bereitzustellen, und wobei in jeder der benutzerspezifischen beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtungen (43I^d ) die Despreadingeinrichtung
die benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen entspreizt (Despreading), um eine Mehrzahl von benutzerspezifischen Beobachtungsvektorabschätzungen (Ŷ 1 / n-1, ..., Ŷ NI / n-1) als entsprechende Spalten einer entsprechenden benutzerspezifischen Beschränkungsmatrix (Ĉ_PCM,n) zu bilden für das Liefern zu der verknüpften Koeffizienteneinstelleinrichtung (50B^d ) des einen oder der mehreren Empfängermodule (20^d ) in der zweiten Gruppe (D).
Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl der Kanalidentifikationseinrichtungen (28¹ , ..., 28^NI ) der ersten Gruppe (I) der Empfängermodule (20E¹ , ..., 20E^NI ) sowohl die Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) als auch eine Mehrzahl von Sätzen von Subkanalvektorabschätzungen
jeweils der Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) erzeugt, die einen der Sätze der Subkanalvektorabschätzungen aufweist, wobei jeder der Sätze von Subkanalvektorabschätzungen eine Abschätzung der Kanalparameter der Subkanäle des Kanals zwischen der Basisstation und dem Transmitter der entsprechenden Benutzerstation repräsentiert, wobei die Beschränkungssatzgeneratoreinrichtung (42E) aufweist eine Mehrzahl von Respreadern (57E¹ , ..., 57E^NI ) und eine Mehrzahl von Kanalreplikatoren (59E¹ , ..., 59E^NI ) gekoppelt mit der Mehrzahl von Respreadern (57E¹ , ..., 57E^NI ) für das Filtern der Mehrzahl von Respreadsymbolen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) der ersten Gruppe unter Verwendung entsprechender der Subkanalvektorabschätzungen
um eine Mehrzahl von Sätzen von benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen
zu bilden, wobei die Sätze zu den Unterkanälen korrespondieren und in jedem der benutzerspezifischen Beschränkungsmatrixgeneratoren (43K^d ) die Despreadingeinrichtung
die Sätze von benutzerspezifischen Observationsmatrixabschätzungen entspreizt, um eine entsprechende Mehrzahl von Sätzen von benutzerspezifischen Beobachtungsvektorabschätzungen
zu bilden, wobei die Sätze entsprechende Spalten einer entsprechende benutzerspezifischen Beschränkungsmatrix (Ĉ d / PCM,n) bilden für das Bereitstellen zu der verknüpften Einrichtung der Koeffizienteneinstelleinrichtungen (50B^d ) des einen oder der mehreren Empfängermodule (20^d ) in der zweiten Gruppe (D).
Empfänger nach Anspruch 12, weiterhin gekennzeichnet durch hypothetische symbolabschätzungserzeugende Einrichtungen (63L¹ , ..., 63L^NI ) für das Erzeugen von jeder der ausgewählten Komponenten einer Reihe von hypothetischen Symbolabschätzungen (g 1 / n, g 2 / n, g 3 / n), wobei die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42L) aufweist Respreadingeinrichtungen (57L¹ , ..., 57L^NI ) für das erneute Spreizen bzw. Verteilen unter Verwendung eines entsprechenden der Benutzerspreadingcodes für die erste Gruppe, ausgewählte Sätze der hypothetischen Symbolabschätzungen und eine Kanalreplikatoreinrichtung (59L¹ , ..., 59L^NI ) für das Filtern der Sätze von hypothetischen Respreadwerten, jeweils, um einen einer Mehrzahl von Sätzen von benutzerspezifischen Observationsmatrixabschätzungen (Ŷ 1 / 0,n, Ŷ 1 / –1,n, Ŷ 1 / +1,n, ..., Ŷ NI / 0,n, Ŷ NI / –1,n, Ŷ NI / +1,n) zu bilden, wobei die Mehrzahl on Kanalreplikationseinrichtungen (59L¹ , ..., 59L^NI ) in Abhängigkeit von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) einstellbaren Koeffizienten, und wobei in jeder der benutzerspezifischen beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtung (43L^d ) die Despreadingeinrichtung
die Sätze von benutzerspezifischen Observationsmatrixabschätzungen entspreizt, um eine entsprechende Mehrzahl von Sätzen von benutzerspezifischen Beobachtungsvektorabschätzungen (Î d,1,1 / PCM,n, Î d,1,2 / PCM,n, Î d,1,3 / PCM,n, ..., Î d,NI,1 / PCM,n, Î d,NI,2 / PCM,n, Î d,NI,3 / PCM,n) zu bilden, und zwar als ent sprechende Spalten einer entsprechenden benutzerspezifischen Beschränkungsmatrix (Ĉ d / PCM,n) für das Bereitstellen zu der Koeffizienteneinstelleinrichtung (50B^d ) des verknüpften Empfängermoduls (20^d ) in der zweiten Gruppe (D).
Empfänger nach Anspruch 12, weiterhin gekennzeichnet durch eine Einrichtung (63M¹ , ..., 63M^NI ) für das Bereitstellen von hypothetischen Symbolabschätzungen
und wobei die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42M) eine Kombination der Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) und der hypothetischen Symbolabschätzungen für das Erzeugen der Sätze von benutzerspezifischen Beobachtungsmatrixabschätzungen verwendet.
Empfänger nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die beschränkungssatzerzeugende Einrichtung (42M) aufweist eine Respreadingeinrichtung (57M¹ , ..., 57M^NI ) für das erneute Verteilen bzw. Respreading, die die Symbolabschätzungen (b ^ 1 / n, ..., b ^ NI / n) und die hypothetischen Symbolabschätzungen
unter Verwendung der entsprechenden Benutzerspreadingcodes verwendet, um eine Mehrzahl von Respreadsymbolabschätzungen bereitzustellen, und Kanalreplikatoreinrichtungen (59M¹ , ..., 59M^NI ) für das Filtern der Respreadsymbolabschätzungen, um eine Mehrzahl von Paaren von benutzerspezifischen Observationsmatrixabschätzungen (Ŷ 1 / r,n, Ŷ 1 / +1,n, ..., Ŷ NI / r,n, Ŷ NI / +1,n) zu bilden, wobei jedes Paar zu einer der ersten Gruppe von Benutzerstationen korrespondiert, wobei die Kanalreplikationseinrichtung (59M¹ , ..., 59M^NI ) einstellbare Koeffizienten hat und zwar in Abhängigkeit von den Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) und wobei in jeder der benutzerspezifischen beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtungen (43M^d ) die Despreadingeinrichtung
die benutzerspezifischen Observationsmatrixabschätzungen entspreizt, um eine entsprechende Mehrzahl von benutzerspezifischen Observationsvektorabschätzungen
als entsprechende Spalten einer entsprechenden benutzerspezifischen Beschränkungsmatrix (Ĉ_PCM,n) zu bilden für das Bereitstellen zu der Koeffizienteneinstelleinrichtung (50B^d ) des verknüpften Empfängermoduls (20^d ) in der zweiten Gruppe (D).
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß: zumindest eines (20ⁱ ) des einen oder der mehreren Empfängermodule sowohl Symbolabschätzungen zu der beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtung (42P, 43P) für die Verwendung bei der Ableitung der Beschränkungsmatrizen liefert als auch die Beschränkungsmatrizen verwendet bei der Einstellung der Gewichtungskoeffizienten seiner strahlbündelnden Einrichtung (47Pⁱ ), wobei zumindest eines von dem einen oder der mehreren Empfängermodule weiterhin eine zweite strahlbündelnde Einrichtung (27Pⁱ ) mit zweiten Kombinationseinrichtungen und zweiten Koeffizienteneinstellungseinrichtungen für das Einstellen der Gewichtungskoeffizienten der zweiten Kombinationseinrichtungen hat, die Observationsvektorableiteinrichtung (19, 44; 44/1, 44/2) weiterhin aufweist zweite Umformeinrichtungen (44/2) für das Umformen der Observationsmatrix (Y_n) und Liefern eines resultierenden zweiten Observationsvektors (Y _n) zu der zweiten Kombinationseinrichtung (27Pⁱ ) und Verzögerungseinrichtungen (45) für das Verzögern des ersten Observationsvektors (Y _n-1) relativ zu dem zweiten Observationsvektor (Y _n), wobei die zweite Koeffizienteneinstelleinrichtung ebenso angeordnet ist, um die Gewichtungskoeffizienten der zweiten Kombinationseinrichtung in Abhängigkeit von der Kanalvektorabschätzung (Ŷ i / 0,n-1), die von der ersten Koeffizienteneinstelleinrichtung im Strahlbündler (47Pⁱ ) verwendet wird, einzustellen, und wobei die Kanalidentifizierungseinrichtung (28Pⁱ ) des zumindest einen von dem einen oder der mehren Empfängermodule die Kanalvektorabschätzung (Ŷ i / 0,n-1) aus dem verzögerten ersten Observationsvektor (Y _n-1) ableitet und die Kanalvektorabschätzung zu der entsprechenden Koeffizienteneinstelleinrichtung der ersten Kombinationseinrichtung und der zweiten Kombinationseinrichtung liefert für die Verwendung bei der Aktualisierung ihrer Gewichtungskoeffizienten, und die Kanalabschätzungen ( i / n-1)) zu der Beschränkungsmatrixerzeugungseinrichtung (42P, 43P) für die Verwendung bei der Ableitung der Beschränkungsmatrix liefert, wobei die erste Kombinationseinrichtung (47Pⁱ ; 51, 52) und die zweite Kombinationseinrichtung (27Pⁱ ; 51, 52) ihre entsprechenden Gewichtungskoeffizienten verwenden, um das jeweilige der Elemente des ersten verzögerten Observationsvektors und des zweiten Observationsvektors zu gewichten, und die gewichteten Elemente des entsprechenden ersten und zweiten Observationsvektors kombinieren, um eine erste Signalkomponentenabschätzung (ŝ i / n-1) bzw. eine zweite Signalkomponentenabschätzung (ŝ i / MRC,n) bereitzustellen, wobei zumindest eines der einen oder der mehreren Empfängermodule weiterhin aufweist zweite Symbolabschätzungseinrichtungen (29/P/2ⁱ ) für das Ableiten von der zweiten Signalkompo nentenabschätzung (ŝ i / MRC,n) einer Symbolabschätzung (b ^ i / MRC,n) und Liefern der Symbolabschätzung (b ^ i / MRC,n) zu der beschränkungsmatrixbereitstellenden Einrichtung (42P, 43P), wobei die Beschränkungseinrichtung (42P, 43P) aufweist beschränkungssatzerzeugende Einrichtungen (42P) für das Erzeugen einer Mehrzahl von Beschränkungssatzmatrizen ( _n-1), die zusammen den Subraum der Interferenz, die der ersten Gruppe von Benutzerstationssignalen zuweisbar ist, charakterisieren, und wobei die beschränkungsmatrixerzeugende Einrichtung (43P) eine Vektorumformeinrichtung
für das Umformen der Beschränkungssatzmatrizen
aufweist, um Spalten der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n-1) zu bilden, wobei die beschränkungsmatrixerzeugende Einrichtung (43P) die Beschränkungsmatrix zu jeder der Koeffizienteneinstelleinrichtungen (50P^d ) des einen oder der mehreren Empfängermodule (20^d ) liefert.
Empfänger nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eines des einen oder der mehreren Empfängermodule weiterhin eine Amplitudenabschätzeinrichtung (30Pⁱ ) für das Bereitstellen von Amplitudenabschätzungen (ψ i / n-1) der Signalkomponenten von der ersten Gruppe von Benutzerstationen und das Liefern der Amplitudenabschätzungen zu der beschränkungssatzerzeugenden Einrichtung (42P) als Teile der Kanalabschätzungen (H i / n-1) aufweist.
Empfänger nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eines des einen oder der mehreren Empfängermodule angeordnet ist, um für jedes Frame bzw. Einzelbild von Iterationen (#1, #2, ..., #N_s) durchzuführen, um jede Symbolabschätzung abzuleiten, wobei die Anordnung derart ist, daß: In jeder der Iterationen eines bestimmten Frame (n) der Beschränkungssatzerzeuger (42P) die Kanalabschätzungen (H i / n-1), eine erste Symbolabschätzung (b ^ i / n-2) und eine zweite Symbolabschätzung (b ^ i / MRC,n) von der ersten und zweiten strahlbündelnden Einrichtung des einen oder der mehreren Empfängermodule verwendet, in einer ersten Iteration die beschränkungsmatrixbereitstellende Einrichtung (42P, 43P) eine Beschränkungsmatrix erster Iteration (Ĉ_n-1(1)) in Abhängigkeit ebenso von einer vorherigen Symbolabschätzung (b ^ i / MRC,n-1), die vorher von jedem der zweiten Strahlbündler des einen oder der mehreren Empfängermodule erzeugt wurde, erzeugt, und die Beschränkungsmatrix (Ĉ i / n-1(1)) der ersten Iteration zu der Koeffizienteneinstelleinrichtung der ersten strahlformenden Einrichtung (47Pⁱ ) liefert für die Verwendung mit der Spreadkanalabschätzung Ŷ i / 0,n-1, um die Koeffizienten der ersten strahlformenden Einrichtung (47Pⁱ ) für das Gewichten jedes Elementes des verzögerten ersten Observationsvektors (Y _n-1) einzustellen, um eine erste Iterationssignalkomponentenabschätzung zu erzeugen, und die Entscheidungsregeleinheit (29P/1ⁱ ) die erste Iterationssignalkomponentenabschätzung verarbeitet, um eine erste Iterationssymbolabschätzung (b ^ⁱ(1)) zu erzeugen, in einem zweiten Iterationsschritt verwendet die beschränkungsmatrixerzeugende Einrichtung (43P) die erste Iterationssymbolabschätzung (b ^ i / n-1(1)) anstelle der vorherigen Symbolabschätzung (b ^ i / MRC,n-1), um die Gewichtungskoeffizienten einzustellen und eine zweite Iterationsbeschränkungsmatrix (Ĉ_n-1(2)) für die Verwendung von der ersten strahlbündelnden Einrichtung und der ersten Entscheidungsregeleinrichtung einzustellen, um eine zweite Iterationssymbolabschätzung (b ^ i / n-1(2)) zu erzeugen, und in einer letzten Iteration von insgesamt N_s-Iterationen die beschränkungsmatrixbereitstellende Einrichtung (42P, 43P) eine vorletzte Iterationssymbolabschätzung (b ^ i / n-1(N_s – 1)), die von der ersten Entscheidungsregeleinrichtung (29P/1ⁱ ) in der vorletzten Iteration erzeugt wurde, verwendet, um eine letzte Iterationsbeschränkungsmatrix (Ĉ_n-1(N_s)) für die Verwendung durch die erste Kombinationseinrichtung und die erste Entscheidungsregeleinrichtung bereitstellt, um eine letzte Iterationssymbolabschätzung (b ^ i / n-1(N_s)) als die Zielsymbolabschätzung dieses Frames (u) für die Ausgabe als die Symbolabschätzung (b ^ i / n-1) bereitzustellen, und wobei der Beschränkungssatzgenerator (42P) die Symbolabschätzung (b ^ i / n-1) puffert für die Verwendung in jeder Iteration des nächsten Frames (n + 1) anstelle der Symbolabschätzung b ^ i / n-2 und der Beschränkungssatzgenerator (42P) eine neue Symbolabschätzung (b ^ i / MRC,n+1) von dem zweiten Strahlbündler (27Pⁱ ) für alle Iterationen des neuen Frames verwendet, und die vorherige Symbolabschätzung (b ^ i / MRC,n) von der zweiten strahlbündelnden Einrichtung (27Pⁱ ) in nur der ersten Iteration des neuen Frames verwen det, wobei die vorherige Symbolabschätzung gepuffert wird, soweit erforderlich, und andere Variablen entsprechend inkrementiert werden.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI , 20^d ) aufweist einen ersten Satz (I) von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI ) für relativ starke Benutzersignale, wobei zumindest entsprechende Sätze der Kanalabschätzungen zu dem Beschränkungssatzgenerator (42) bei der Verwendung bei der Ableitung der Beschränkungsmatrizen beitragen, jedoch nicht die Beschränkungsmatrizen verwenden, um die Gewichtungskoeffizienten ihrer entsprechenden strahlbündelnden Einrichtungen zu aktualisieren, und einen zweiten Satz (D) der Empfängermodule (20^d ) für relativ schwächere Benutzersignale, die die Beschränkungsmatrizen verwenden, um die Gewichtungskoeffizienten für ihre entsprechenden Strahlbündeleinrichtungen zu aktualisieren, jedoch weder Kanalabschätzungen noch Symbolabschätzungen zu dem Beschränkungssatzgenerator (42) beitragen für die Verwendung bei der Ableitung der Beschränkungsmatrizen.
Empfänger nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Empfängermodulen weiterhin aufweist zumindest einen weiteren Satz (M1) von zumindest einem Empfängermodul (20ⁱ ) wie in Anspruch 19 festgelegt für ein Benutzersignal mit einer Signalstärke, die zwischen den relativ starken und den relativ schwächeren Benutzersignalen liegt, und daß sowohl zumindest Kanalabschätzungen zu der beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtung (42P, 43P) für die Verwendung von Empfängermodulen in anderen Sätzen bei der Ableitung der Beschränkungsmatrizen beiträgt und die Beschränkungsmatrizen, die von den Beschränkungen abgeleitet wurden, die von den Empfängermodulen in ihrem eigenen Satz geliefert wurden, bei der Einstellung der Gewichtungskoeffizienten seiner Strahlbündeleinrichtung (47Pⁱ ) verwendet.
Empfänger nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Empfängermodulen weiterhin aufweist zumindest einen weiteren Satz (M2) von zumindest einem Empfängermodul (20ⁱ ) wie in Anspruch 29 festgelegt, für ein Benutzersignal mit einer Signalstärke, die zwischen dem relativ starken und den relativ schwächeren Benutzersignalen liegt, und wobei sowohl Kanalabschätzungen zu der beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtung (42P, 43P) für die Verwendung bei der Ableitung der Beschränkungsmatrizen geliefert werden als auch bei der Einstellung der Gewichtungskoeffizienten seiner Strahlbündeleinrichtung (47Pⁱ ), die Beschränkungsmatrizen, die von den Beschränkungen, die von den Empfängermodulen in einem eigenen Satz, anderen Sätzen oder eigenen und anderen Sätzen abgeleitet wurden, verwendet werden.
Empfänger nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfängermodule in hierarchischer Ordnung angeordnet sind entsprechend der Signalleistung und daß jedes Empfängermodul geringerer Leistung eins Beschränkungsmatrix verwendet, die von Beschränkungssätzen gebildet wird, die von jedem der Empfängermodule höherer Leistung geliefert werden.
Empfänger nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfängermodule in hierarchischer Ordnung entsprechend der Signalstärke angeordnet sind und daß jedes Empfängermodul geringerer Leistung eine Beschränkungsmatrix verwendet, die aus Beschränkungssätzen gebildet wird, die von jedem der Empfängermodule höherer Leistung bereitgestellt werden.
Empfänger nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß sich jedes der Empfängermodule in einem der Sätze von den Empfängermodulen in den anderen Sätzen unterscheidet.
Empfänger nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfängermodule in dem zweiten oder einem der weiteren Sätze von Empfängermodulen sich voneinander unterscheiden.
Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die strahlbündelnde Einrichtung von zumindest einem des einen oder der mehreren Empfängermodule eine Projektoreinrichtung (100^d ) für das Multiplizieren einer Projektion (II d / n) mit dem Beobachtungsvektor (Y _n) aufweist, um einen interferenzreduzierten Observationsvektor (Y II,d / n) und einen Reststrahlbündler (27Q^d ) aufweist, der auf die Projektion (II d / n) und auf die Kanalvektorabschätzung (Ŷ d / 0,n) reagiert, um die Signalkomponentenabschätzung (ŝ d / n) zu erzeugen, und wobei die Kanalidentifikationseinrichtung (28Q^d ) die Kanalvektorabschätzung (Ŷ d / 0,n) von dem interferenzreduzierten Beobachtungsvektor (Y II,d / 0,n) ableitet.
Empfänger nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eines des einen oder der mehreren Empfängermodule weiterhin aufweist Umformungseinrichtungen (102Q^d ) für das Umformen des interferenzreduzierten Observationsvektors (Y II,d / n), um eine interferenzreduzierte Observationsmatrix (Y II,d / n) zu bilden, und Despreader (19^d ) für das Entspreizen der interferenzreduzierten Observationsmatrix (Y II,d / n) mit dem entsprechenden Benutzerspreadingcode, um einen reduzierten Interferenzpostkorrelationsvektor (Z II,d / n) für die Verwendung durch die Kanalidentifikationseinrichtung (28Q^d ) bei dem Ableiten der Kanalvektorabschätzung zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 3 für eine Basisstation in einem CDMA-System, in dem zumindest eine der Benutzerstationen eine Mehrzahl von unterschiedlichen Spreadingcodes verwendet, um entsprechende der Reihe von Symbolen für die gleichzeitige Übertragung zu verteilen bzw. zu spreaden, so daß die Komponente des empfangenen Signals (X(t)) entsprechend der Benutzerstation aufweist eine entsprechende Mehrzahl von Spreadsignalen, dadurch gekennzeichnet, daß in zumindest einem der einen oder mehreren Empfängermodule (20^d ) die Strahlbündeleinrichtung
verschiedene Sätze von Gewichtungskoeffizienten verwendet, um jedes Element des Observationsvektors (Y _n) zu gewichten, um eine Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
entsprechend jeweiliger Serien der Serien von Symbolen zu bilden, und die Symbolabschätzungseinrichtung aus der Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
eine entsprechende Mehrzahl von Symbolabschätzungen
ableitet, wobei die observationsvektorableitende Einrichtung aufweist Einrichtungen
für das Ableiten aus der Observationsmatrix einer Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
die jeweils einem entsprechenden der Mehrzahl von unterschiedlichen Spreadingcodes entsprechen, wobei die Kanalidentifikationseinrichtung (28R^d ) aus der Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
eine entsprechende Mehrzahl von Sätzen von Kanalvektorabschätzungen
ableitet und die Sätze zu den strahlbündelnden Einrichtungen
liefert und die Koeffizienteneinstelleinrichtung der strahlbündelnden Einrichtung
die Sätze von Kanalvektorabschätzungen
verwendet, um die unterschiedlichen Sätze von Gewichtungskoeffizienten abzuleiten.
Empfänger nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen
für das Ableiten der Mehrzahl von Observationsvektoren aufweist Despreadingeinrichtungen für das Entspreizen (Despreading) der Observationsmatrix (Y_n) unter Verwendung von einem oder mehreren der Mehrzahl von unterschiedlichen Spreadingcodes, um eine Mehrzahl von Postkorrelationsbeobachtungsvektoren
für die Verwendung durch die Kanalidentifikationseinrichtung (28R^d ) bei der Ableitung der Mehrzahl von Spreadkanalvektorabschätzungen
zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die observationsvektorableitende Einrichtung weiterhin ebenso die Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
zu der strahlbündelnden Einrichtung
liefert und die Koeffizienteneinstelleinrichtung darin die Sätze von Gewichtungskoeffizienten verwendet, um die Elemente von den entsprechenden der Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren zu gewichten, und jede der benutzerspezifischen Beschränkungsmatrixgeneratoreinrichtungen Despreadingeinrichtungen
für das Despreading der benutzerspezifischen Beschränkungssatzmatrizen unter Verwendung von ein oder mehreren der Mehrzahl von unterschiedlichen Spreadingcodes aufweist.
Empfänger nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen für das Ableiten der Mehrzahl von Observationsvektoren aufweist Despreadingeinrichtungen (19^d,δ ) für das Gewichten der Mehrzahl von unterschiedlichen Spreadingcodes durch die Mehrzahl von Symbolabschätzungen
um einen einzelnen Spreadingcode zu bilden und das Despreading der Observationsmatrix (Y_n) unter Verwendung des einzelnen Spreadingcodes, um einen Verbindungspostkorrelationsobservationsvektor (Z d,δ / n) für die Verwendung durch die Kanalidentifikationseinrichtung (28R^d ) zu erzeugen, um die Mehrzahl von Sätzen von Kanalvektorabschätzungen
abzuleiten.
Empfänger nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die observationsvektorableitende Einrichtung auch die Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
zu der strahlbündelnden Einrichtung
liefert und die Koeffizienteneinstelleinrichtung darin die Sätze von Gewichtungskoeffizienten verwendet, um die Elemente von den entsprechenden der Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren zu gewichten, und jede der benutzerspezifischen Beschränkungsmatrixgeneratoreinrichtungen Despreadingeinrichtungen
für das Despreading der benutzerspezifischen Beschränkungssatzmatrizen unter Verwendung von der Mehrzahl von unterschiedlichen Spreadingcodes aufweist.
Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der Mehrzahl von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI , 20^d ) mit einer Einzelbilddauer gleich ganzer Vielfacher (F₁, ..., F_NI, F_d) von Symbolperioden der entsprechenden Benutzer arbeitet und eine Mehrzahl (F₁, ..., F_NI, F_d) von unterschiedlichen Segmenten desselben langen Spreadingcodes gleiche der Anzahl von Symbolperioden in dem Frame verwendet, wobei in dem zumindest einem des ein oder mehreren Receivermodulen (20^d ) die strahlformende Einrichtung
verschiedene Sätze vom Gewichtungskoeffizienten verwendet, um jedes Element des Observationsvektors (Y _n) zu gewichten, um eine Mehrzahl (F_d) von Signalkomponentenabschätzungen
zu bilden, und die Symboleinschätzungseinrichtung
aus der Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
eine entsprechende Mehrzahl von Symbolabschätzungen
ableitet, wobei die observationsvektorableitende Einrichtung aus der Observationsmatrix einen oder mehrere einer Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
ableitet, die Kanalidentifikationseinrichtung (28S^d ) aus den Postkorrelationsobservationsvektoren
eine entsprechende Mehrzahl von Spreadkanalvektorabschätzungen
ableitet und die Spreadkanalvektorabschätzungen
zu der strahlbündelnden Einrichtung
liefert, wobei jede Spreadkanalvektorabschätzung durch eines der Segmente des langen Spreadingcodes geteilt ist und die Koeffizienteneinstelleinrichtung der strahlbündelnden Einrichtung
die Kanalvektorabschätzungen
verwendet, um die unterschiedlichen Sätze von Gewichtungskoeffizienten abzuleiten.
Empfänger nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung
für das Ableiten von einem oder mehreren der Mehrzahl von Postkorrela tionsobservationsvektoren eine Despreadingeinrichtung für das Despreading der Observationsmatrix (Y_n) unter Verwendung von ein oder mehreren der unterschiedlichen Segmente desselben langen Spreadingcodes aufweist, so daß die Mehrzahl von Observationsvektoren eine Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
aufweist, wobei einer oder mehrere hiervon für die Verwendung durch die Kanalidentifikationseinrichtung (28S^d ) vorgesehen sind.
Empfänger nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß die observationsvektorableitende Einrichtung ebenso die Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
zu der strahlbündelnden Einrichtung
liefert und die Koeffizienteneinstelleinrichtung darin die Sätze von gewichteten Koeffizienten verwendet, um die Elemente der entsprechenden der Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren zu gewichten, und wobei jede der benutzerspezifischen Beschränkungsmatrixerzeugungseinrichtungen Despreadingeinrichtungen
für das Despreading der benutzerspezifischen Beschränkungssatzmatrizen unter Verwendung des entsprechenden Segmentes der Mehrzahl (F_d) von unterschiedlichen Spreadingcodesegmenten aufweist.
Benutzerstationsempfänger für ein CDMA-Kommunikationssystem, der eine Mehrzahl (NB) von Basisstationen (11) und eine Vielzahl (U) von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^U ) aufweist, wobei zumindest eine Mehrzahl (U') der Benutzerstationen in einer Zelle, die mit einer der Basisstationen verknüpft ist und von dieser bedient wird, ist, wobei diese eine Basisstation eine Mehrzahl von Transmittermodulen für das Verteilen bzw. Spreading der Benutzersignale für die Übertragung zu der Mehrzahl (U') von Benutzerstationen und einen Empfänger für das Empfangen der verteilten Benutzersignale, die von der Mehrzahl (U') von Benutzerstationen übermittelt werden, aufweist, wobei die Benutzerstationen jeweils einen Empfänger für das Empfangen des entsprechenden verteilten Benutzersignals, das durch die Basisstation übertragen wird, hat, wobei die Mehrzahl (U') der Benutzerstationen jeweils einen eindeutigen Verteilcode bzw. Spreadingcode hat, der ihr zugewiesen ist, für die Verwendung durch die Benutzerstation und die entsprechenden der Basisstationstransmittermodule, um die Benutzersignale dieses Benutzers für die Übertragung zu verteilen, wobei sich die verteilten Benutzersignale, die von den Basisstationstransmittermodulen zu einer bestimmten der Mehrzahl (U') von Benutzerstationen übertragen wurden, über eine Mehrzahl von Kanälen (14¹ , ..., 14^U' ) ausbreiten, der Empfänger einer bestimmten der Mehrzahl (U') von Benutzerstationen ein Signal (X(t)) empfängt, das Komponenten aufweist entsprechend der verteilten Benutzersignale für die bestimmte Benutzerstation und verteilte Benutzersignale, die von anderen Transmittermodulen der Mehrzahl (NB) von Basisstationen für andere Benutzer übertragen wurden, wobei jedes der verteilten Benutzersignale eine Reihe von Symbolen aufweist, die verteilt sind unter Verwendung des Spreadingcodes bzw. Verteilcodes, der mit der entsprechenden der Benutzerstationen verknüpft ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Benutzerstationsempfänger aufweist: eine Mehrzahl (NB) von Empfängermodulen (20^v' ), wobei jedes für das Ableiten von aufeinanderfolgenden Frames des empfangenen Signals (X(t)) von Abschätzungen von Sätzen der Serien von Symbolen von einer entsprechenden der Basisstationen vorgesehen ist, Vorverarbeitungseinrichtungen (18) für das Ableiten einer Reihe von Observationsmatrizen (Y_n) aus dem empfangenen Signal (X(t)), jedes für die Verwendung durch jedes der Empfängermodule (20^v' ) in dem Frame, um Abschätzungen von Sätzen der Symbole abzuleiten, und eine Einrichtung (19, 44) für das Ableiten einer Mehrzahl von Sätzen von Observationsvektoren
von jeder Observationsmatrix und Anlegen jedes der Sätze von Observationsvektoren an eines der Mehrzahl von Empfängermodulen (20^v' ), wobei jedes Empfängermodul aufweist: Kanalidentifikationseinrichtungen (28T^v' ) für das Ableiten eines Satzes von Spreadkanalvektorabschätzungen
basierend auf Parameterabschätzungen des Kanals zwischen der entsprechenden Basisstation und der Benutzerstation aus dem entsprechenden Satz der Sätze von Observationsvektoren, eine strahlbündelnde Einrichtung
mit einer Koeffizienteneinstelleinrichtung für das Erzeugen von Sätzen von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von den Sätzen von Kanalvektorabschätzungen und Kombinationseinrichtungen für das Verwenden von jedem der Sätze von Gewichtungskoeffizienten, um die entsprechenden Elemente eines der Observationsvektoren zu gewichten und die gewichteten Elemente zu kombinieren, um einen korrespondierenden Satz von Signalkomponentenabschätzungen
bereitzustellen, und Symbolabschätzeinrichtungen
für das Ableiten aus dem Satz von Signalkomponentenabschätzungen eines Satzes von Abschätzungen
von Symbolen, die von dem entsprechenden Transmittermodul verteilt und von der Basisstation übertragen wurden, wobei der Benutzerstationsempfänger weiterhin aufweist eine Einrichtung (42, 43), die auf die Symbolabschätzungen
und die Kanalabschätzungen ( v' / n) von jedem der Mehrzahl (NB) von Empfängermodulen reagiert, wobei die Kanalabschätzungen zumindest Kanalvektorabschätzungen (Ĥ v' / n) für die Kanäle (14^v' ) zwischen dem Benutzerstationsempfänger und den Basisstationen aufweist, für das Bereitstellen zumindest einer Beschränkungsmatrix (Ĉ_n), die dem Interferenzunterraum der Komponenten des empfangenen Signals entsprechend den verteilten Signalen darstellt, und wobei in jedem der Empfängermodule (20^v' ) die Koeffizienteneinstelleinrichtung die Sätze von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von sowohl der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) als auch der Kanalvektorabschätzungen erzeugt, um das Empfängermodul (20^v' ) auf eine im wesentlichen Null-Antwort auf den Abschnitt des empfangenen Signals (X(t)), der dem Interferenzunterraum entspricht, einzustellen.
Benutzerstationsempfänger nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß die observationsvektorableitende Einrichtung aufweist eine Einrichtung
für das Ableiten aus der Observationsmatrix einer Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
und Liefern der Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
zu der Kanalidentifikationseinrichtung (28T^v' ) für die Verwendung bei der Erzeugung der Sätze von Kanalvektorabschätzungen
Benutzerstationsempfänger nach Anspruch 39, gekennzeichnet dadurch, daß die Mehrzahl (NB) von Empfängermodulen (20^v' ) Symbole für Benutzersignale außer denjenigen, die für den Benutzer des Benutzerstationsempfängers ableitet, und der Benutzerstationsempfänger ein zusätzliches Empfängermodul (20^d ) aufweist für das Ableiten von Symbolen aus dem empfangenen Signal, das für den Benutzer des Benutzerstationsempfängers bestimmt ist und von einer entsprechenden bedienenden (v) der Mehrzahl von Basisstationen übertragen wurde, wobei jedes der Mehrzahl von Empfängermodulen (20^v' , 20^d) mit einer Framedauer gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolperiode arbeitet und eine entsprechende Anzahl von Segmenten (F₁, ..., F_NI, F_d) eines langen Spreadingcodes bzw. Verteilcodes verwendet, wobei jedes Segment einem einer Mehrzahl (F₁, ..., F_NI, F_d) von unterschiedlichen Segmenten desselben langen Spreadingcodes gleich der Mehrzahl von Symbolperioden in dem Frame entspricht und wobei in dem zusätzlichen Empfängermodul (20^d ) die strahlbündelnde Einrichtung
verschiedene Sätze von Gewichtungskoeffizienten verwendet, um jedes Element des Observationsvektors (Y _n) zu gewichten, um eine Mehrzahl (F_d) von Signalkomponentenabschätzungen
zu bilden, und die Symbolabschätzungseinrichtung
aus der Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
eine entsprechende Mehrzahl von Symbolabschätzungen
abzuleiten, wobei die observationsvektorableitende Einrichtung aus der Observationsmatrix eine Mehrzahl von Observationsvektoren
ableitet, wobei die Kanalidentifizierungseinrichtung (28S^d ) aus den Observationsvektoren
eine entsprechende Mehrzahl von Spreadkanalvektorabschätzungen
ableitet, und selbige der strahlbündelnden Einrichtung
bereitstellt, wobei jede Kanalvektorabschätzung von dem entsprechenden Segment der Segmente des langen Spreadingcodes verteilt wird, und die Koeffizienteneinstelleinrichtung der strahlbündelnde Einrichtung
die Kanalvektorabschätzungen
verwendet, um die unterschiedlichen Sätze von Gewichtungskoeffizienten abzuleiten.
Benutzerstationsempfänger nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl (NB) von Empfängermodulen (20^v' ) andere Symbole für Benutzersignale als diejenigen, die für den Benutzer des Benutzerstationsempfängers vorgesehen sind, ableitet, und der Benutzerstationsempfänger aufweist ein zusätzliches Empfängermodul (20^d ) für das Ableiten von Symbolen aus dem empfangenen Signal, das für den Benutzer des Benutzerstationsempfängers vorgesehen ist, wobei jedes der Mehrzahl von Empfängermodulen (20^v' , 20^d ) mit einer Framedauer gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolperiode arbeitet und eine entsprechende Anzahl von Segmenten eines langen Spreadingcodes verwendet, wobei jedes Segment einer Mehrzahl (F₁, ..., F_NI, F_d) von unterschiedlichen Segmenten desselben langen Spreadingcodes gleich der Mehrzahl von Symbolperioden in dem Frame entspricht, und wobei in dem zusätzlichen Empfängermodul (20^d ) die strahlbündelnde Einrichtung
verschiedene Sätze von Gewichtungskoeffizienten verwendet, um jedes Element des Observationsvektors (Y _n) zu gewichten, um eine Mehrzahl (F_d) der Signalkomponentenabschätzungen
zu bilden, und die Symbolabschätzeinrichtung
aus der Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
eine entsprechende Mehrzahl von Symbolabschätzungen
ableitet, und wobei die Koeffizienteneinstelleinrichtung der strahlbündelnden Einrichtung
die Gewichtungskoeffizienten unter Verwendung der Beschränkungsmatrix ableitet, die von der beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtung (43T) und den Spreadkanalvektorabschätzungen
abgeleitet werden, der von der Kanalidentifikationseinrichtung (28T^v ) des Empfängermoduls (20^v ) entsprechend der Basisstation (v), die die Benutzerstation bedient, erzeugt wird.
Benutzerstationsempfänger nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß die observationsvektorableitende Einrichtung eine Despreadingeinrichtung
für Despreading der Observationsmatrix, um eine Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
zu bilden, und das Liefern der Postkorrelationsobservationsvektoren
zu der Kanalidentifikationseinrichtung (28T^v' ) für die Verwendung bei der Erzeugung der Sätze von Kanalvektorabschätzungen
aufweist.
Benutzerstationsempfänger nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eines der Transmittermodule von einer der Basisstationen eine Mehrzahl (N_m) von unterschiedlichen Spreadingcodes verwendet, um jeweilige der Serien von Symbolen für die simultane Übertragung in demselben Frame verteilt bzw. spreizt, so daß die Komponente des empfangenen Signals (X(t)) entsprechend dieses Basisstationstransmittermoduls eine entsprechende Mehrzahl von Spreadsignalen aufweist, und zumindest eines (20^v' ) der Mehrzahl von Empfängermodulen (20U) weiterhin aufweist eine Amplitudenabschätzeinrichtung (30U^v' ) für das Ableiten der Gesamtamplitude eines Satzes von Signalkomponentenabschätzungen
der von Strahlbündelungseinrichtungen
hiervon erzeugt wurde, wobei die Strahlbündelungsein richtungen
verschiedene Sätze von Gewichtungskoeffizienten verwendet, um jedes Element des Observationsvektors (Y _n) zu gewichten, um die Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
entsprechend der jeweiligen der Serie von Symbolen zu bilden, und wobei die Symbolabschätzeinrichtung
aus der Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
eine entsprechende Mehrzahl von Symbolabschätzungen
ableitet, wobei die Kanalidentifikationseinrichtung (28U^v' ) eine entsprechende Mehrzahl von Sätzen von Spreadkanalvektorabschätzungen
ableitet und zwar jeweils verteilt durch einen der Mehrzahl von unterschiedlichen Spreadingcodes, und die Sätze zu der strahlbündelnden Einrichtung
liefert und die Koeffizienteneinstelleinrichtung der strahlbündelnden Einrichtung
die Sätze von Spreadkanalvektorabschätzungen
verwendet, um die unterschiedlichen Sätze von Gewichtungskoeffizienten abzuleiten.
Benutzerstationsempfänger nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl (NB) von Empfängermodulen (20^v' ) Symbole für Benutzersignale außer denen, die für den Benutzer den Benutzerstationsempfänger vorgesehen sind, ableitet und der Benutzerstationsempfänger aufweist ein zusätzliches Empfängermodul (20^d ) für das Ableiten von Symbolen aus dem empfangenen Signal, das für den Benutzer des Benutzerstationsempfängers vorgesehen ist, wobei jedes der Mehrzahl von Empfängermodulen (20^v' , 20^d ) mit einer Framedauer gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Symbolperiode arbeitet und eine entsprechende Anzahl von Segmenten eines langen Spreadingcodes verwendet, wobei jedes Segment zu einem entsprechenden einer Mehrzahl (N_m, F_d) von unterschiedlichen Segmenten desselben langen Spreadingcodes gleich der Mehrzahl von Symbolperioden in dem Frame entspricht, und wobei in dem zusätzlichen Empfängermodul (20^d ) die strahlbündelnde Einrichtung
verschiedene Sätze von Gewichtungskoeffizienten verwendet, um jedes Element des Beobachtungsvektors (Y _n) zu wichten, um eine Mehrzahl (F_d) von Signalkomponentenabschätzungen
zu bilden und wobei die Symbolabschätzungseinrichtung
aus der Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
eine entsprechende Mehrzahl von Symbolabschätzungen
ableitet, und wobei die Koeffizienteneinstelleinrichtung der strahlbündelnden Einrichtung
die Gewichtungskoeffizienten unter Verwendung der Beschränkungsmatrix, die von der beschränkungsmatrixerzeugenden Einrichtung (43T) und die Spreadkanalvektorabschätzungen
die von der Kanalidentifikationseinrichtung (28T^v ) des Empfängermoduls (20^v ) entsprechend der Basisstation (v), die die Benutzerstation bedient, hergestellt wurde, ableitet.
Empfänger nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, daß die observationsvektorableitende Einrichtung aufweist eine Despreadingeinrichtung
für das Despreading der Observationsmatrix, um eine Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
zu bilden und die Mehrzahl von Postkorrelationsobservationsvektoren
zu der Kanalidentifikationseinrichtung (28U^v' ) für die Verwendung bei der Erzeugung der Sätze von Kanalvektorabschätzungen
zu liefern.
Benutzerstationsempfänger nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest ein Transmittermodul von einer der Basisstationen eine Mehrzahl (Nm) von unterschiedlichen Spreadingcodes verwendet, um entsprechende der Serien von Symbolen für die simultane Übertragung in demselben Frame zu verteilen bzw. zu spreizen, so daß die Komponente des empfangenen Signals (X(t)) entsprechend diesem Basisstationstransmittermodul eine entsprechende Mehrzahl von Spreadsignalen aufweist, und zumindest eines der Mehrzahl von Empfängermodulen weiterhin aufweist eine Amplitudenschätzeinrichtung (30U^v' ) für das Ableiten der Gesamtamplituden (ψ v',1 / n, ..., ψ v',NI / n) eines Satzes von Signalkomponentenabschätzungen
der durch strahlbündelnde Einrichtungen
hiervon erzeugt wurde, wobei die strahlbündelnden Einrichtungen
verschiedene Sätze von Gewichtungskoeffizienten verwenden, um jedes Element des Observationsvektors (Y _n) zu wichten, um die Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
entsprechend der jeweiligen der Reihe von Symbolen zu bilden, und die Symbolabschätzungseinrichtung
aus der Mehrzahl von Signalkomponentenabschätzungen
eine entsprechende Mehrzahl von Symbolabschätzungen
ableitet, wobei die observationsableitende Einrichtung eine Despreadingeinrichtung
für das Despreading der Observationsmatrix (Y_n) unter Verwendung von ein oder mehreren der mehreren der Mehrzahl (N_m) von unterschiedlichen Spreadingcodes aufweist, wobei jeder dieser Codes ein Verbindungscode ist, der durch Mitteln der Codes aller anderer der Mehrzahl von eingreifenden Benutzern (NI) gebildet wird, um eine Mehrzahl von Observationsvektoren
zu bilden, wobei die Kanalidentifikationseinrichtung (28U^v' ) aus der Mehrzahl von Observationsvektoren
die Signalkomponentenabschätzungen
und die Amplituden (ψ v',1 / n, ..., ψ v',NI / n) einer entsprechenden Mehrzahl von Sätzen von Kanalvektorabschätzungen
ableitet und diese Sätze zu der strahlbündelnden Einrichtung
liefert und die Koeffizienteneinstelleinrichtung der strahlbündelnden Einrichtung
die Sätze von Kanalvektorabschätzungen
verwendet, um die unterschiedlichen Sätze von Gewichtungsvektoren abzuleiten.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Empfängermodul in einer Benutzer-/Mobilstation lokalisiert ist und das empfangene Signal eine Mehrzahl von Spreadusersignalen, die von einer Mehrzahl von Transmittermodulen bei einer Basisstation, die mit dem Empfänger über die Kanäle kommuniziert, übertragen wurde, aufweist.
Empfänger für ein CDMA-Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch Vorverarbeitungseinrichtungen (18) für das Ableiten aus einem empfangenen Signal (X(t)) einer Abfolge von Beobachtungsmatrizen (Y_n), Einrichtungen (44) für das Umformen jeder Observationsmatrix, um einen Observationsvektor (Y _n) zu bilden, eine strahlbündelnde Einrichtung (27N^d ) für das Gewichten jedes Elementes des Observationsvektors unter Verwendung von Gewichtungskoeffizienten und Kombinieren der gewichteten Elemente, um eine Signalkomponentenabschätzung (ŝ d / n) zu bilden, wobei die strahlbündelnde Einrichtung eine Einstelleinrichtung aufweist für das Einstellen der Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von einer Kanalvektorabschätzung (Ŷ d / 0,n), einer Einrichtung (29N^d ) für das Ableiten aus der Signalkomponentenabschätzung (ŝ d / n) einer entsprechenden Symbolabschätzung (b ^ d / n) für die Ausgabe von dem Empfängermodul, eine Einrichtung (19^d ) für das Despreading der Observationsmatrix unter Verwendung des Spreadingcodes des entsprechenden Benutzers, um einen Postkorrelationsobservationsvektor (Z d / n) und Kanalidentifikationseinrichtungen (28N^d ) zu bilden für das Ableiten der Kanalvektorabschätzung (Ŷ d / 0,n) in Abhängigkeit von dem Postkorrelationsobservationsvektor (Z d / n) und der Signalkomponentenabschätzung (ŝ d / n).
CDMA-Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch zumindest eine Basisstation und eine Vielzahl (U) von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^U ) einschließlich einer Mehrzahl (U') von Benutzerstationen, die von zumindest einer Basisstation bedient wird, wobei die Basisstation in der Lage ist, eindeutige Raum-Zeit-codierte Signale zu übertragen, die jeweils von einer entsprechenden mobilen Benutzerstation reserviert sind, wobei jede Benutzerstation einen Transmitter und einen Receiver für die Kommunikation mit zumindest einer Basisstation über einen einer Mehrzahl von Kanälen (14¹ , ..., 14^U ) hat, wobei der Basisstationstransmitter aufweist: eine Mehrzahl von Transmissionsantennen, eine Einrichtung für das Bereitstellen benutzerbestimmter Signale, eine Verteilungseinheit für das Gruppieren der benutzerbestimmten Signale in N_G-Gruppen, eine temporäre Kanalisierungscodeeinheit für das Verteilen bzw. Spreading jedes benutzerbestimmten Signals durch einen eindeutigen reservierten Code, der zu einem festen Satz von L-orthogonalen Codes gehört, und Summieren der verteilten Signale in jeder Gruppe, eine Einrichtung für das Addieren zu den summierten verteilten Signalen von jeder Gruppe eines einer Mehrzahl von Pilotsignalen, jedes spezifisch für eine der Gruppen und erzeugt durch einen PN-Code-Generator, eine Einrichtung für das Verschlüsseln des summierten Signals von jeder der Gruppen unter Verwendung desselben fangen Verschlüsselungscodes, der spezifisch für die Basisstation ist, jedes Pilotsignal wird einem festen Bruchteil der gesamten von dem Basisstationsübertrager übertragenen Leistung zugewiesen, einen Einrichtung für das Abbilden der Signale von den Gruppen
auf die Antennenverzweigungen
durch die Einrichtung einer Linearraumcodierung (M), so daß Signale, die unterschiedlichen Gruppen zugewiesen sind, bei der Übertragung im wesentlichen orthogonal sind, zumindest eine der Benutzerstationen hat einen Empfänger für das Empfangen des entsprechenden Spreadusersignals, das von der Basisstation übertragen wurde, wobei die Mehrzahl (U') der Benutzer- bzw. Userstation jeweils einen eindeutigen Spreadingcode hat, der hierzu zugewiesen ist, für die Verwendung durch die Benutzerstation und das entsprechende der Basisstationstransmittermodule, um die Benutzersignale von diesem Benutzer für die Übertragung zu verteilen, wobei die Spreadusersignale, die von dem Basisstationstransmittermodulen zu einer bestimmten der Mehrzahl (U') von Benutzerstationen übertragen wurde, sich über eine Mehrzahl von Kanälen (14¹ , ..., 14^U' ) ausbreiten, der Empfänger einer bestimmten der Mehrzahl (U') von Benutzerstationen, ein Signal (X(t)) empfängt, das Komponenten aufweist entsprechend der Spreadbenutzersignale für die bestimmte Benutzerstation und Spreadbenutzersignale, die von anderen Transmittermodulen der Mehrzahl (NB) von Basisstationen für andere Benutzer übertragen wurde, wobei jedes der Spreadbenutzersignale eine Reihe von Symbolen aufweist, die unter Verwendung des Spreadingcodes, der mit der entsprechenden der Benutzerstationen verknüpft ist, verteilt wurde, wobei der Benutzerstationsempfänger aufweist: eine Mehrzahl (NB) von Empfängermodulen (20^v' ), jedes für das Ableiten von Abschätzungen von Sätzen der Serien von Symbolen von einer entsprechenden der Basisstationen aus aufeinanderfolgenden Frames des empfangenen Signals (X(t)), eine Vorverarbeitungseinrichtung (18) für das Ableiten aus dem empfangenen Signal (X(t)) einer Reihe von Observationsmatrizen (Y_n) jeweils für die Verwendung von jedem der Empfängermodule (20^v' ) in dem Frame, um Abschätzungen von Sätzen der Symbole abzuleiten, und eine Einrichtung (19, 44) für das Ableiten von jeder Observationsmatrix einer Mehrzahl von Sätzen von Observationsvektoren
und Anwenden jedes der Sätze von Observationsvektoren an ein entsprechendes der Mehrzahl von Empfängermodulen (20^v' ), jedes Empfängermodul aufweist: eine Kanalidentifikationseinrichtung (28T^v' ) für das Ableiten aus dem entsprechenden Satz der Sätze von Observationsvektoren eines Satzes von Spreadkanalvektorabschätzungen
basierend auf Parameterabschätzungen des Kanals zwischen der entsprechenden Basisstation und der Benutzerstation, strahlbündelnde Einrichtungen
mit einer Koeffizienteneinstelleinrichtung für das Produzieren von Sätzen von gewichteten Koeffizienten in Abhängigkeit von den Sätzen von Kanalvektorabschätzungen und Kombinieren der Einrichtung für das Verwenden von jedem der Sätze von Gewichtungskoeffizienten, um die entsprechenden der Elemente eines entsprechenden der Observationsvektoren zu verwenden und die gewichteten Elemente zu Kombinieren, um einen entsprechenden Satz von Signalkomponentenabschätzungen
bereitzustellen, und Symbolabschätzungseinrichtungen
für das Ableiten aus dem Satz von Signalkomponentenabschätzungen eines Satzes von Abschätzungen
von Symbolen, die von dem entsprechenden der Transmittermodule verteilt und von der Basisstation übertragen wurden, wobei der Benutzerstationsempfänger weiterhin eine Einrichtung (42, 43) aufweist, die auf die Symbolabschätzungen
und die Kanalabschätzungen ( v' / n) von jedem der Mehrzahl (NB) von Empfängermodulen reagiert, wobei die Kanalabschätzungen zumindest Kanalvektorabschätzungen (Ĥ v' / n) für Kanäle (14^v' ) zwischen dem Benutzerstationsempfänger und den Basisstationen aufweist für das Bereitstellen zumindest einer Beschränkungsmatrix (Ĉ_n), die den Interferenzunterraum der Komponenten des empfangenen Signals entsprechend den Spreadsignalen repräsentiert, und wobei in jedem der Empfängermodule (20^v' ) die Koeffizienteneinstelleinrichtung die Sätze von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von sowohl der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) als auch der Kanalvektorabschätzungen erzeugt, so daß das Empfängermodul (20^v' ) auf eine im wesentlichen Null-Antwort auf den Abschnitt des empfangenen Signals (X(t)), das dem Interferenzsubraum entspricht, eingestellt wird.
CDMA-System nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet, daß der Transmitter weiterhin aufweist: eine Verzögerungseinrichtung für das Verzögern der Signale von der Abbildungseinrichtung jeweils um eine zweigspezifische Verzögerung, was eine entsprechende Signalpulsmodulation des Signalpulses mit einem Trägerfrequenzsignal bildet, und Bereitstellen des modulierten Signals zu den Antennenelementen für die Übertragung durch diese.
CDMA-System nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Transmitter die Gruppierungseinrichtung angeordnet ist, um Datensignale, die für Benutzerstationen reserviert sind, in eine vorbestimmte Anzahl N_G von Gruppen anzuordnen, und, wenn die Anzahl von Benutzern geringer oder gleich der Prozeßverstärkung ist, Zuweisen aller Benutzersignale zu derselben Gruppe, andernfalls Zuweisen der Benutzersignale pseudo-zufällig, so daß sie dazu tendieren, die Anzahl von Benutzer in jeder Gruppe auszugleichen.
CDMA-System nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet, daß der Transmitter weiterhin für jede Gruppe eine Raum-Zeit-Codiereinrichtung aufweist: eine Kanalcodiereinheit für das Verteilen von Benutzersignalen durch einen gruppenspezifischen Satz von orthogonalen Codes, eine Verschlüsselungseinheit für das Verteilen jeder Gruppe von Benutzersignalen mit demselben basisstationsspezifischen Verschlüsselungscode, und eine Raumcodiereinheit für das Abbilden der Gesamtgruppensignale
auf die Antennenverzweigungssignale
durch eine Lineartransformation (M).
CDMA-System nach Anspruch 53, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Transmitter die Kanalcodiereinheit jedem Benutzer in der Gruppe mit dem Index g einen Chipcode zuweist, der aus einem festen Satz von L_g ≤ L orthogonalen gruppenspezifischen L-Chipcodes
ausgewählt ist, wobei die Codesätze über den Gruppen ausgewählt sind, so daß sie die Kreuzkorrelation minimieren, wobei jeder Code, der zu irgendeiner Gruppe gehört, orthogonal zu irgendeinem anderen Code innerhalb der Gruppe ist, während seine Kreuzkorrelation mit irgendeinem anderen Außer-Gruppen-Kanalisierungscode minimiert ist.
CDMA-Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch zumindest eine Basisstation und eine Vielzahl (U) von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^U ) einschließlich einer Mehrzahl (U') von Benutzerstationen, die von der zumindest einen Basisstation bedient wird, wobei jede Benutzerstation einen Transmitter und einen Receiver für die Kommunikation mit der zumindest einen Basisstation über einen entsprechenden einer Mehrzahl von Kanälen (14¹ , ..., 14^U ) hat, wobei zumindest eine Benutzerstation in der Lage ist, ein Benutzersignal zu übertragen, das eine Mehrzahl von eindeutigen Raum-Zeit-codierten Signalen aufweist, die jeweils unterschiedliche Daten von demselben Benutzer tragen, wobei die zumindest eine Benutzerstation einen Transmitter hat, der aufweist: eine Mehrzahl von Übertragungsantennen, eine Einrichtung für das Bereitstellen der Benutzersignale, eine Verteileinheit für das Gruppieren der Raum-Zeit-codierten Signale in N_G-Gruppen, eine temporäre Kanalisierungscodeeinheit für das Spreading bzw. Verteilen jedes unterschiedlichen Datenstroms der Benutzersignale durch einen eindeutig reservierten Code, der zu einem festen Satz von L-orthogonalen Codes gehört, und für das Summieren der verteilten Signale in jeder Gruppe, eine Einrichtung für das Hinzufügen zu den summierten verteilten Signalen von jeder Gruppe eines entsprechenden einer Mehrzahl von Pilotsignalen, die jeweils spezifisch für eine der Gruppen sind und von einem PN-Code-Generator erzeugt werden, wobei jedes Pilotsignal einem festen Bruchteil der von dem Basisstationstransmitterübertragenen Gesamtleistung zugewiesen ist, eine Einrichtung für das Verschlüsseln der summierten Signale von den Gruppen unter Verwendung desselben langen Verschlüsselungscodes, der für die Benutzerstation spezifisch ist, eine Einrichtung für das Abbilden der Signale von den Gruppen
auf die Antennenzweige
durch eine Linearraumcodierung (M), so daß Signale, die unterschiedlichen Gruppen zugewiesen sind, bei der Übertragung im wesentlichen orthogonal sind, die Basisstation hat einen Empfänger für das Empfangen eines Signals (X(t)), das Komponenten aufweist, die verteilten Signalen entsprechen, die von den Transmittern der Mehrzahl von Benutzerstationen übertragen wurden, wobei jedes der verteilten Signale eine Reihe von Symbolen aufweist, die verteilt sind unter Verwendung eines Spreadingcodes, der eindeutig der entsprechenden Benutzerstation zugeordnet ist, wobei der Basisstationsempfänger aufweist: eine Mehrzahl (U') von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI , 20^d ) jeweils für das Ableiten aus aufeinanderfolgenden Frames des empfangenen Signals (X(t)) von Abschätzungen der Reihen von Symbolen einer entsprechenden der Benutzerstationen, Vorverarbeitungseinrichtung (18) für das Ableiten aus dem empfangenen Signal (X(t)) einer Reihe von Observationsmatrizen (Y_n) jeweils für die Verwendung von jedem der Empfängermodule (20) in dem Frame, um eine Abschätzung eines Symbols einer entsprechenden der Reihen von Symbolen abzuleiten, und eine Einrichtung (19, 44; 44/1, 44/2) für das Ableiten von jeder Observationsmatrix einer Mehrzahl von Observationsvektoren (Y _n; Y _n-1; Z 1 / n ... Z NI / n; Z d / n) und Anwenden jedes der Observationsvektoren an ein entsprechendes der Mehrzahl von Empfängermodulen (20¹ , ..., 20^NI , 20^d ), wobei jedes Empfängermodul aufweist: eine Kanalidentifikationseinrichtung (28) für das Ableiten von einem der Observationsvektoren einer Kanalvektorabschätzung (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n; Ŷ d / 0,n, Ŷ i / 0,n-1) basierend auf Parameterabschätzungen des Kanals zwischen dem Basisstationsempfänger und dem entsprechenden Benutzerstationstransmitter, strahlbündelnde Einrichtung (27¹ , ..., 27^NI , 27^d ; 47^d ) mit einer Koeffizienteneinstelleinrichtung (50) für das Erzeugen eines Satzes von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von der Kanalvektorabschätzung, und Kombinationseinrichtungen (51, 52) für die Verwendung der Gewichtungskoeffizienten, um entsprechende der Elemente von einem entsprechenden der Observationsvektoren zu gewichten und die gewichteten Elemente zu kombinieren, um eine Signalkomponentenabschätzung (ŝ 1 / n, ..., ŝ U / n) bereitzustellen, und Symbolabschätzeinrichtungen (29¹ , ..., 29^NI , 30¹ , ..., 30^U ) für da Ableiten aus der Signalkomponentenabschätzung einer Abschätzung (b ^ 1 / n, ..., b ^ U / n) eines Symbols (b ^ 1 / n, ..., b ^ U / n), das von einer entsprechenden der Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^U ) übertragen wurde, wobei der Empfänger weiterhin eine Einrichtung (42, 43) aufweist, die auf Symbolabschätzungen
und auf Kanalabschätzungen (H v / n ... H NI / n; H i / n-1), die zumindest die Kanalvektorabschätzungen (Ĥ 1 / n, ..., Ĥ NI / n) für die Kanäle (14¹ , ..., 14^NI ) einer ersten Gruppe (I) der Mehrzahl von Benutzerstationen (10¹ , ..., 10^NI ) reagiert, um zumindest eine Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) bereitzustellen, die den Interferenzunterraum der Komponenten des empfangenen Signals entsprechend der vorbestimmten Gruppe darstellt, und wobei in jedem von dem einen oder der mehreren Empfängermodule (20A^d ) einer zweiten Gruppe (D) der Mehrzahl von Empfängermodulen die Koeffizienteneinstelleinrichtung (50A^d ) den Satz von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) und der Kanalvektorabschätzungen (Ĥ d / n) erzeugt, um so das eine oder die mehreren Empfängermodule (20A^d ) einzustellen und zwar jeweils auf eine im wesentlichen Null-Antwort auf den Abschnitt des empfangenen Signals (X(t)), der dem Interferenzunterraum entspricht.
CDMA-System nach Anspruch 55, dadurch gekennzeichnet, daß der Transmitter weiterhin aufweist: eine Verzögerungseinrichtung für das Verzögern der Signale von der Abbildungseinrichtung jeweils um eine zweigspezifische Verzögerung, Bilden eines entsprechenden Signalpulses, der den Signalpuls mit einem Trägerfrequenzsignal moduliert und Bereitstellen des modulierten Signals zu den Antennenelementen für die Übertragung hierdurch.
CDMA-System nach Anspruch 55, gekennzeichnet dadurch, daß in dem Transmitter die Verteilungseinheit bzw. -einrichtung angeordnet ist, um die Datensignale, die für die Benutzerstation vorgesehen sind, in eine vorbestimmte Anzahl (N_G) von Gruppen zu gruppieren und, wenn die Anzahl von Benutzern geringer oder gleich der Verarbeitungsverstärkung ist, alle Benutzersignale der selben Gruppe zuzuweisen, und anderenfalls die Benutzersignale pseudo-zufällig zuzuweisen, so daß die Anzahl von Benutzern in jeder Gruppe ausgeglichen wird.
CDMA-System nach Anspruch 55, dadurch gekennzeichnet, daß der Transmitter weiterhin für jede Gruppe Raum-Zeit-Codiereinrichtungen aufweist, die aufweisen: eine Kanalcodiereinheit für das Spreading oder Verteilen von Benutzersignalen durch einen gruppespezifischen Satz von orthogonalen Codes, eine Verschlüsselungseinheit für das Spreading jeder Gruppe von Benutzersignalen mit demselben basisstationsspezifischen Verschlüsselungscode, und eine Raumcodiereinheit für das Abbilden der Gesamtgruppensignale
auf die Antennenverzweigungssignale
durch eine Lineartransformation (M).
CDMA-System nach Anspruch 58, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Transmitter die Kanalcodiereinheit jedem Benutzer in der Gruppe mit dem Index g einen Chipcode zuweist, der aus einem festen Satz von L_g ≤ L orthogonalen gruppenspezifischen L-Chipcodes
ausgewählt wird, wobei die Codesätze in den Gruppen ausgewählt werden, so daß sie die maximale Kreuzkorrelation minimieren, wobei jeder Code, der zu einer Gruppe gehört, orthogonal zu jedem anderen Code innerhalb der Gruppe ist, während seine Kreuzkorrelation mit irgendeinem Außer-Gruppen-Kanalisierungscode minimiert wird.
Empfänger nach Anspruch 1 für die Verwendung mit einem Transmitter, der pilotsymbolunterstützte Benutzersignale überträgt, die Pilotsymbole gemultiplext mit Datensymbolen aufweisen, wobei der Empfänger weiterhin gekennzeichnet ist durch Demultiplexeinrichtungen (35V^d ) für das Demultiplexen der Signalkomponentenabschätzungen von dem ISR-Strahlbündler, um Pilotsignalkomponentenabschätzungen und Datensignalkomponentenabschätzungen zu extrahieren und die Datensignalkomponentenabschätzungen zu der Entscheidungsregeleinheit (29V^d ) und die Pilotsignalkomponentenabschätzungen zu einer Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung (31V^d ) zu liefern, wobei die Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung (31V^d ) jede Pilotsignalkomponentenabschätzung (ŝ π,d / n) glättet oder mittelt, um eine Mehrdeutigkeitsabschätzung (â d / n) bereitzustellen, Konjugationseinrichtungen (32V^d ) für das Ableiten aus der Mehrdeutigkeitsabschätzung (â d / n), deren Konjugierte ((â d / n)*) und Multipliziereinrichtungen (15V^d ) für das Multiplizieren des Konjugierten mit der Symbolabschätzung (b ^ d / n) von der Entscheidungsregeleinrichtung (29V^d ), um eine verbesserte Symbolabschätzung
zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet durch einen zweiten ISR-Strahlbündler (47V/2^d ) der parallel zu dem ersten ISR-Strahlbündler (47V/1^d ) angeordnet ist und auf dieselben Kanalkoeffizienten und Beschränkungsmatrix wie der erste ISR-Strahlbündler reagiert, um aus dem Observationsvektor (Y _n) eine Pilotsignalkomponentenabschätzung abzuleiten, Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung (31V^d ) für das Glätten oder Mitteln der Pilotsignalkomponentenabschätzung (ŝ π,d / n), um eine Mehrdeutigkeitsabschätzung (â d / n) bereitzustellen, Konjugationseinrichtung (32V^d ) für das Ableiten aus der Mehrdeutigkeitsabschätzung (â d / n) deren Konjugierte ((â d / n)*) und durch Multipliziereinrichtungen (15V^d ) für das Multiplizieren der Konjugierten mit der Symbolabschätzung (b ^ d / n) aus der Entscheidungsregeleinheit (29V^d ), um eine verbesserte Symbolabschätzung
zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 60, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung einen Puffer für das Puffern von Bitabschätzungen, eine Glättungseinrichtung für das Glätten oder Mitteln der gepufferten Abschätzungen und eine weitere Entscheidungsregeleineinheit (29V/2^d ) für das Ableiten der entsprechenden Mehrdeutigkeitsabschätzungen (â d / n) aus den geglätteten oder gemittelten Abschätzungen, aufweist.
Empfänger nach Anspruch 61, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung einen Puffer für das Puffern von Bitabschätzungen, eine Glättungseinrichtung für das Glätten oder Mitteln der gepufferten Abschätzungen und eine weitere Entscheidungsregeleineinheit (29V/2^d ) für das Ableiten der entsprechenden Mehrdeutigkeitsabschätzungen (â d / n) aus den geglätteten oder gemittelten Abschätzungen, aufweist.
Empfänger nach Anspruch 39 für die Verwendung mit einem Transmitter, der pilotsymbolunterstützte Benutzersignale überträgt, die Pilotsymbole gemultiplext mit Datensymbolen aufweisen, wobei der Empfänger weiterhin gekennzeichnet ist durch Demultiplexeinrichtungen (35V^d ) für das Demultiplexen der Signalkomponentenabschätzungen von dem ISR-Strahlbündler, um Pilotsignalkomponentenabschätzungen und Datensignalkomponentenabschätzungen zu extrahieren und die Datensignalkomponentenabschätzungen zu der Entscheidungsregeleinheit (29V^d ) und die Pilotsignalkomponentenabschätzungen zu einer Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung (31V^d ) zu liefern, wobei die Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung (31V^d ) jede Pilotsignalkomponentenabschätzung (ŝ π,d / n) glättet oder mittelt, um eine Mehrdeutigkeitsabschätzung (â d / n) bereitzustellen, Konjugationseinrichtungen (32V^d ) für das Ableiten aus der Mehrdeutigkeitsabschätzung (â d / n), deren Konjugierte ((â d / n)*) und Multipliziereinrichtungen (15V^d ) für das Multiplizieren des Konjugierten mit der Symbolabschätzung (b ^ d / n) von der Entscheidungsregeleinrichtung (29V^d ), um eine verbesserte Symbolabschätzung
zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 39 weiterhin gekennzeichnet durch einen zweiten ISR-Strahlbündler (47V/2^d ) der parallel zu dem ersten ISR-Strahlbündler (47V/1^d ) angeordnet ist und auf dieselben Kanalkoeffizienten und Beschränkungsmatrix wie der erste ISR-Strahlbilder reagiert, um aus dem Observationsvektor (Y _n) eine Pilotsignalkomponentenabschätzung abzuleiten, Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung (31V^d ) für das Glätten oder Mitteln der Pilotsignalkomponentenabschätzung (ŝ π,d / n), um eine Mehrdeutigkeitsabschätzung (â d / n) bereitzustellen, Konjugationseinrichtung (32V^d ) für das Ableiten aus der Mehrdeutigkeitsabschätzung (â d / n) deren Konjugierte ((â d / n)*) und durch Multipliziereinrichtungen (15V^d ) für das Multiplizieren der Konjugierten mit der Symbolabschätzung (b ^ d / n) aus der Entscheidungsregeleinheit (29V^d ), um eine verbesserte Symbolabschätzung
zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 64, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung einen Puffer für das Puffern von Bitabschätzungen, eine Glättungseinrichtung für das Glätten oder Mitteln der gepufferten Abschätzungen und eine weitere Entscheidungsregeleineinheit (29V/2^d ) für das Ableiten der entsprechenden Mehrdeutigkeitsabschätzungen (â d / n) aus den geglätteten oder gemittelten Abschätzungen, aufweist.
Empfänger nach Anspruch 65, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrdeutigkeitsabschätzungseinrichtung einen Puffer für das Puffern von Bitabschätzungen, eine Glättungseinrichtung für das Glätten oder Mitteln der gepufferten Abschätzungen und eine weitere Entscheidungsregeleineinheit (29V/2^d ) für das Ableiten der entsprechenden Mehrdeutigkeitsabschätzungen (â d / n) aus den geglätteten oder gemittelten Abschätzungen, aufweist.
Empfänger nach Anspruch 19, weiterhin gekennzeichnet durch ein Puffereinrichtung (90ⁱ ), eine Deinterleavingeinrichtung (91ⁱ ), eine Kanaldecodiereinrichtung (92ⁱ ), eine Recodiereinrichtung (93ⁱ ) und eine Reinterleavingeinrichtung (94ⁱ ) für das Puffern eines ersten Frames von Signalkomponentenabschätzungen (ŝ i / n-1(1)), das Deinterleaving, das Kanaldecodieren, das Recodieren und das Reinterleaving des Frames der Signalkomponentenabschätzungen, um ein Frame von verbesserten entschiedenen Symbolabschätzungen (b ^ i / n) bereitzustellen und selbige zu dem Beschränkungssatzerzeuger (42W) zu liefern, wobei der Beschränkungsmatrixerzeuger (43W) hieraus eine verbesserte Beschränkungsmatrix bildet, der ISR-Strahlbündler (47Wⁱ ), die verbesserte Beschränkungsmatrix verwendet, um eine verbesserte Signalkomponentenabschätzung (ŝ i / n-1(2)) für die Verwendung in einer nächsten Iteration bereitzustellen, wobei der Empfänger die Iterationen eine vorbestimmte Anzahl von Ausführungen wiederholt.
Empfänger nach Anspruch 39, weiterhin gekennzeichnet durch ein Puffereinrichtung (90ⁱ ), eine Deinterleavingeinrichtung (91ⁱ ), eine Kanaldecodiereinrichtung (92ⁱ ), eine Recodiereinrichtung (93ⁱ ) und eine Reinterleavingeinrichtung (94ⁱ ) für das Puffern eines ersten Frames von Signalkomponentenabschätzungen (ŝ i / n-1(1)), das Deinterleaving, das Kanaldecodieren, das Recodieren und das Reinterleaving des Frames der Signalkomponentenabschätzungen, um ein Frame von verbesserten entschiedenen Symbolabschätzungen (b ^ i / n) bereitzustellen und selbige zu dem Beschränkungssatzerzeuger (42W) zu liefern, wobei der Beschränkungsmatrixerzeuger (43W) hieraus eine verbesserte Beschränkungsmatrix bildet, der ISR-Strahlbündler (47Wⁱ ), die verbesserte Beschränkungsmatrix verwendet, um eine verbesserte Signalkomponentenabschätzung (ŝ i / n-1(2)) für die Verwendung in einer nächsten Iteration bereitzustellen, wobei der Empfänger die Iterationen eine vorbestimmte Anzahl von Ausführungen wiederholt.
Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienteneinstelleinrichtung (50A^d ) den Satz von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von sowohl der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) als auch der Kanalvektorabschätzungen (Ĥ d / n) erzeugt, so daß das eine oder die mehreren Empfängermodule (20A^d ) jeweils auf eine Antwort eingestellt werden, die in der Größe nahe, jedoch nicht gleich Null ist.
Empfänger nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienteneinstelleinrichtung (50A^d ) den Satz von Gewichtungskoeffizienten in Abhängigkeit von sowohl der Beschränkungsmatrix (Ĉ_n) als auch der Kanalvektorabschätzungen (Ĥ d / n) erzeugt, so daß das eine oder die mehreren Empfängermodule (20A^d ) jeweils auf eine Antwort eingestellt werden, die in der Größe nahe, jedoch nicht gleich Null ist.