JP4666865B2 - Ｃｄｍａシステムにおける干渉抑制 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は地上システムでも衛星システムでもありうる符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムに関するものであり、特にＣＤＭＡ通信システムにおける干渉抑制に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ通信システムは公知のシステムである。このようなシステムの一般的な論文については、Duel-Hallen、HoltzmanおよびZvonarの「Multiuser Detection forCDMA Systems（ＣＤＭＡシステムのためのマルチユーザ検出）」IEEE Personal Communications、 pp.46-58、 April 1995に記載されている。
【０００３】
ＣＤＭＡシステムにおいて、異なるユーザからの信号がすべて同一帯域を使用するので、各ユーザの信号がその他のユーザのノイズまたは干渉となる。アップリンク（移動機器からの送信）では、干渉は主に他の移動送信装置からの干渉である。パワー制御によって、様々な移動機器が観測する干渉とバランスをとるような値に受信パワーを維持する試みがなされているが、多くの場合、過度な干渉については十分対処できていない。送信速度の異なる移動機器が同一のセル内でサポートされている場合、高速移動機器は低速移動機器に対して強い干渉を及ぼす。ダウンリンク（移動機器に向けての送信）では、同一の基地局からの強い干渉とともに他のセルにある基地局から他の移動機器への送信によって、対象となる信号に強い干渉を与えることとなる。ダウンリンクでのパワー制御は不正確か、あるいはダウンリンクでのパワー制御がまったく行われない場合がある。こうしたいわゆる近遠問題の場合、干渉を減らすことで送信品質が改善されるか、送信パワーを減少させることができる。一方、同一の送信品質については、セル内でサポートされる呼の数が増加すると、その結果スペクトル利用が改善される。
【０００４】
現在、パワー制御は近遠問題を最小限に抑えるために用いられているが、その成功例は限られている。低速ユーザと高速ユーザとのパワー不整合を減少するには、パワー制御を何度も、典型的には毎秒８００回更新させなければならない。このようなパワー制御システムに関わる通信はオーバヘッドを作り、全体の送信効率を低下させるので、通信回数を減らすことが望ましい。しかしながら、将来のＣＤＭＡ用途は、更新数が２倍となり、さらに厳しいパワー制御が求められると考えられ、さらに近遠問題も完全に解消されない。パワー制御システムによる送信数を増やすことなく干渉抑制を改善することが好ましい。
【０００５】
マルチユーザ検出器は干渉を抑制し、容量の改善やパワー制御における精度要求数を減らすなどＣＤＭＡシステムに潜在的な長所を与える。しかし、現在のシステムを上回る十分重要な性能を構築するにはこれら検出器はいずれもコスト的には有効ではない。たとえば、最適最尤シーケンス検出器（ＭＬＳＤ）の複雑さが、キャンセルされる干渉信号数の指数となり、その検出の実行を非常に複雑にする。その代わりとなる準最適な検出器は線形型検出器と減法型検出器の二つに分かれる。線形検出器としては、K.S. Schneiderの「Optimum detection of code division multiplexed signals（符号分割多元信号の最適な検出）」、IEEE Trans.on Aerospace and Electronic Systems,vol.15,pp.181-185、January 1979、およびR.Kohno,M.Hatori,H.Imaiの「Cancelletion techniques of co-channel interference in asynchronous spread spectrum multiple access systems（非同期スペクトル拡散多元接続システムにおける同一チャネル干渉のキャンセル技術）、Electronics and Communications in Japan,vol.66-A,no.5,pp.20-29、1983年に開示されているように、逆相関器が挙げられる。そのような逆相関器の不利な点は、それによってノイズが増強されるということである。
【０００６】
Z.Xie,R.T.ShortとC.K.Rushforthの「A family of suboptimum detectors for coherent multiuser communications（コヒーレントマルチユーザ通信のための準最適検出器グループ）」IEEE Journal on Selected Areas in Communications,vol.8,no.4,pp.683-690,May 1990では、最小平均平方誤差線形（ＭＭＳＥ）検出器を開示しているが、このような検出器はチャネル、パワー予測誤差に敏感である。いずれの場合でも、処理上の負担がやはり現在の実施上の問題点であると思われる。
【０００７】
減法干渉キャンセル検出器は、R.Kohno他「Combination of an adaptive array antenna and a canceller of interference for direct-sequence spread-spectrum multiple-access system（直接シーケンススペクトル拡散多元接続システムのための適応アレイアンテナと干渉キャンセラの組み合わせ）、IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol.8,no.4, pp.675-682,May 1990に開示されているような連続干渉キャンセラ（ＳＩＣ）と、M.K.VaranasiとB.Aazhangの「Multistage detection in asynchronous code-division multiple- access communications （非同期符号分割多元接続通信における多段検出）」、IEEE Trans. on Communications,vol.38, no.4,pp.509-519, April 1990ならびにR.Kohno他「Combination of an adaptive array antenna and a canceller of interference for direct-sequence spread-spectrum multiple-access system (直接シーケンススペクトル拡散多元接続システムのための適応アレイアンテナと干渉キャンセラの組み合わせ)、IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol.8,no.4,pp.675-682, May 1990」に開示されているような並列干渉キャンセラ（ＰＩＣ）の形をとる。ＳＩＣ検出器とＰＩＣ検出器のいずれも多段処理を要し、達成する干渉キャンセルは許容の遅延または複雑さによって制限される。これらの検出器はチャネル、パワーおよびデータ予測誤差に非常に敏感である。
【０００８】
ある特定の減法技術がShimon Moshaviによる文献名「Multi-User Detection for DS-CDMA Communications（DS-CDMA通信におけるマルチユーザ検出）」, IEEE Communications Magazine,pp.124-136,October 1996の論文で開示されている。Ｍｏｓｈａｖｉ論文の図５には、特定ユーザの信号をマッチトフィルタを用いて通常の方法で抽出して、その特定ユーザに同一の拡散符号すなわち遠隔送信装置で信号を符号化するのに用いられる拡散符号を用いて拡散する減法干渉キャンセル（ＳＩＣ）の概要が示されている。再拡散信号を次に、アンテナで受信した信号から減算して、その信号を次のユーザの逆拡散器に与える。このプロセスは、連続する逆拡散器のそれぞれについて繰り返される。Ｍｏｓｈａｖｉは同様な原理を利用した並列干渉キャンセル技術も開示している。
【０００９】
この方法の問題点は、データおよびパワー予測値に敏感、すなわち、データおよびパワー予測値の精度とデータの符号に敏感ということにある。決定が誤っていると、干渉成分が減算されずに付加されることになって、完全に誤った結果となる。
【００１０】
これらの技術に関するさらに詳しい情報については、P.PatelとJ.Holtzmanの「Analysis of a Simple Successive Interference Cancellation Scheme in a DS/CDMA System（DS/CDMAシステムにおける単純連続干渉キャンセル方式の分析）,IEEE Journal on Selected Areas in Communications,Vol.12,No.5,pp.796-807,June 1994の文献を参照されたい。
【００１１】
タイトルが「A New Receiver Structure for Asynchronous CDMA:STAR-The Spatio-Temporal Array-Receiver（非同期ＣＤＭＡのための新しい受信装置構造：ＳＴＡＲ−空間／時間アレイ受信装置）」，IEEE Transaction on Selected Areas in Communications, Vol.16, No.8, October 1998の論文では、Ｓ．ＡｆｆｅｓとＰ．Ｍｅｒｍｅｌｓｔｅｉｎ（本発明の発明者のうちの二人）は、近遠効果とマルチユーザ干渉に関わらず受信を向上させるための技術を開示している。再び拡散された信号が補正対象のチャネルの逆拡散器の入力に供給される公知のシステムとは対照的に、ＡｆｆｅｓとＭｅｒｍｅｌｓｔｅｉｎが提案するシステムはユーザ信号をすべて一緒に処理し、結合ノイズ信号として処理している。異なるユーザからの受信信号の成分が非相関であってすべてが等しいパワーまたは実質的に等しいパワーである場合、このプロセスは最適であろう。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、実際は、異なるユーザの信号を基地局アンテナで受信する際のパワーレベルには大きな差がある。これはダウンリンクについてもいえることである。たとえば、データユーザが、データ信号の情報内容の方が密であるという理由だけで、音声ユーザよりはるかに大きなパワーを生成する。また、パワー制御が不完全であるとパワーに差異が生じる、すなわち、チャネルに変動があるとそれを等価させるためにパワー制御プロセスによって最善を尽くすにもかかわらず、所定の値とは異なるパワーを受信する。
【００１３】
本発明は、パワー制御システムによる送信回数を増加させることなく、干渉抑制を改善する必要性に対処するものであり、そのために、干渉部分空間除去を利用して、選択されるユーザ局からの干渉成分に実質的に空応答をするＣＤＭＡ通信システム用受信装置を提供する。また、受信装置は対応のユーザが「望む」信号を受信する際の伝搬チャネルにおいて実質的に単一応答することが好ましい。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
発明の第１の態様によれば、送信装置と、前記受信装置とを有する少なくとも１つの基地局（１１）と；前記少なくとも１つの基地局にサービスを提供される複数（Ｕ´）のユーザ局を含み、各々が複数のチャネル（１４^１，…，１４^Ｕ）の対応する１つを介して前記少なくとも１つの基地局と通信するための送信装置と受信装置を有してなる複数（Ｕ）のユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）とを備えるＣＤＭＡ通信システムの基地局に好適な受信装置であって、基地局は複数のユーザ局の送信装置が送信する拡散信号に対応する成分を備える信号（Ｘ（ｔ））を受信するためのものであり、前記拡散信号の各々は対応するユーザ局に固有の拡散符号を用いて拡散される一連のシンボルを備えてなる受信装置であって、前記基地局受信装置は：
各々が、受信信号（Ｘ（ｔ））の連続するフレームから、ユーザ局のうち対応する１つのユーザ局の前記一連のシンボルの予測値を導出する複数（Ｕ´個）の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ，２０^ｄ）と；
前記フレームのうちの１つのフレームの受信装置モジュール（２０）の各々が前記一連のシンボルのそれぞれ１つの予測値を導出するのに用いるように、一続きの観測行列（Ｙ_ｎ）を受信信号（Ｘ（ｔ））から導出するための前処理手段（１８）と；
各観測行列から複数の観測ベクトル（Ｙ _ｎ；Ｙ _ｎ−１；Ｚ ^１ _ｎ…Ｚ ^ＮＩ _ｎ；Ｚ ^ｄ _ｎ）を導出して、観測ベクトルの各々を複数の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ，２０^ｄ）の対応する１つに与えるための手段（１９，４４；４４／１，４４／２）とを備え、
各受信装置モジュールは：
基地局と対応するユーザ局の送信装置との間のチャネルのパラメータ予測値に基づき、観測ベクトルの１つから、チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ；＾Ｙ ^ｄ _０，ｎ；Ｙ^ｉ _{０，ｎ−１}）を導出するためのチャネル識別手段（２８）と；
チャネルベクトル予測値に依存して重み係数の集合を生成するための係数調整手段（５０）と、重み係数を用いて観測ベクトルのそれぞれ１つの要素の対応する１つに重み付けして重み付けされた要素を結合して、信号成分予測値（＾ｓ^１ _ｎ，…，＾ｓ^Ｕ _ｎ）を与えるための結合手段（５１，５２）とを有するビームフォーマ手段（２７^１，…，２７^ＮＩ，２７^ｄ；４７^ｄ）と；
信号成分予測値から、ユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）の対応する１つのユーザ局が送信するシンボル（ｂ^１ _ｎ，…，ｂ^Ｕ _ｎ）の予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^Ｕ _ｎ）を導出するためのシンボル予測手段（２９^１，…，２９^Ｕ，３０^１，…，３９^Ｕ）とを備え、
前記受信装置はさらに、シンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ；ｇ^１，ｇ^２，ｇ^３；ｇ^{ｌ＋１，ｎ}）と、少なくとも前記複数のユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）の第１のグループ（I）のチャネル（１４^１，…，１４^ＮＩ）についての前記チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ）を備えるチャネル予測値（Η^１ _ｎ，…，Η^ＮＩ _ｎ；Η^ｉ _ｎ−１）とに応じて、前記所定のグループに対応する受信信号の成分の干渉部分空間を表す少なくとも１つの制約行列（＾Ｃ_ｎ）を与えるための手段（４２，４３）を備え、前記複数の受信装置モジュールの第２のグループ（Ｄ）の１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）のそれぞれにおいて、係数調整手段（５０Ａ^ｄ）は、制約行列（＾Ｃ_ｎ）とチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^ｄ _ｎ）の両方に依存して前記重み係数の集合を生成して、前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）を各々、前記干渉部分空間に対応する受信信号（Ｘ（ｔ））の部分に対して実質的に空応答をするように調整することを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの基地局に好適な受信装置が提供される。
【００１５】
発明の実施例では、干渉部分空間排除（ＩＳＲ）を実行する、すなわち、干渉を特徴づけて制約行列を構成する、いくつかの代替案としてのモードの１つを用いればよい。第１の実施例では、便宜上ＩＳＲ−ＴＲと呼ばれる第１のモードを用いて、第１のグループの各受信装置モジュールが、シンボルの振幅と符号およびチャネル特性を考慮しながら、再拡散信号を生成する。第１のグループのすべての受信装置モジュールからの再拡散信号を合計して、第２のグループのすべての受信装置モジュールに供給される全認識を生成する。
【００１６】
第２の集合の受信装置モジュールは決定フィードバックを用いるが、その各受信装置モジュールはさらに、ビームフォーマに与える前に観測ベクトルの各フレーム／ブロックを遅延させるための遅延手段を備える。
【００１７】
ＩＳＲ−ＴＲ実施例では、ただ１つの空制約が合計に与するが、第２の実施例では、便宜上ＩＳＲ−Ｒと呼ばれる第２のモードを用いて、全干渉の予測認識が用いられ、空制約は各干渉ベクトル専用となる。この第２の実施例では、第１の集合の各受信装置モジュールにおいて、拡散器が拡散するシンボルは、出力信号のシンボルの予測認識を備える。また、制約波形は、制約行列を形成する前に合計されない。よって、受信装置モジュールは、望まれない（干渉する）ユーザ各々からの干渉への貢献を別々に予測し、この干渉をマルチソース空間／時間用ビームフォーマ内の専用空制約によってキャンセルする。ほとんどの場合、干渉の予測では、干渉物からの過去、現在、未来のデータシンボルを予測することが必要となるが、この場合、受信装置は低速または低パワーユーザについて最大１シンボルと１処理周期の遅延と干渉物１つ当たりせいぜい１つの空制約を必要とする。
【００１８】
発明の第３の実施例では、便宜上ＩＳＲ−Ｄと呼ばれる第３のモード、すなわち観測ベクトル／行列が一度に、伝搬経路のサブチャネル／フィンガおよび各サブチャネル内のビームフォーマ空干渉について分解される。ほとんどの場合、干渉物１つ当たりの制約の最大数はサブチャネル数、すなわち経路Ｐの数で乗算されるアンテナ素子Ｍの数に等しい。
【００１９】
干渉の仮説認識を用いて、遅延することなくビーム形成する際に空応答を実行するので、便宜上ＩＳＲ−Ｈと呼ばれる第４のモードを用いる第４の実施例では、第１のグループの各受信装置モジュールは更に、出力信号の問題のシンボルの取りうる値を拡散器に供給するための手段を備え、拡散器は対応する複数の再拡散信号を第２のグループの受信装置モジュールに供給する。第２のグループの受信装置の各々では、逆拡散器が複数の再拡散信号を逆拡散して、対応する逆拡散ベクトルをビームフォーマに供給する。この実施例は、データ予測誤差への感受性を抑制し、ほとんどの場合、干渉物１つ当たり最大で３個の空白制約を必要とする。
【００２０】
過去と現在の干渉シンボル予測値を用いるので便宜上ＩＳＲ−ＲＨと呼ばれる第５のモードを用いる第５の実施例では、第１のグループの各受信装置モジュールにおいて、拡散器は出力信号自体のシンボルを拡散して、第２のグループの各受信装置モジュールにおいて、ビームフォーマが干渉認識の減少した可能性／仮説について空応答を実行する。第１の逆拡散器の出力をビームフォーマに与える場合には、干渉物のシンボルの予測に必要な時間を適切に考慮している。ほとんどの場合、ビームフォーマは干渉物１つ当たり最大で２個の空制約を与える。
【００２１】
発明の前記の実施例のいずれにおいても、チャネル識別手段は、抽出される逆拡散データとユーザ信号成分予測値に依存してチャネルベクトル予測値の集合を生成すればよい。
【００２２】
前記モードのそれぞれについて、受信装置モジュールは２つの手順のいずれかを用いていればよい。一方では、受信装置モジュールが後置相関観測ベクトルをチャネル識別ユニットに与えるが、観測行列そのものはビームフォーマに供給する、すなわち観測行列は逆拡散しない。その後、制約行列は逆拡散されずにビームフォーマに供給される。
【００２３】
あるいは、各受信装置モジュールは、後置相関観測ベクトルを、チャネル識別ユニットとビームフォーマの両方に供給することも可能である。この場合、受信装置モジュールは、ビームフォーマに与える前に制約行列も逆拡散する。
【００２４】
受信アンテナは複数のアンテナ素子を備える場合、ビームフォーマユニットは、予測した干渉信号によって調整される係数を有するフィルタなどの空間／時間プロセッサを備えていればよい。
【００２５】
受信装置モジュールは、制約波形を制約行列に与えることができる第１の集合と、制約行列を用いて規定された空応答と単一応答を調整することができるビームフォーマを有する第２の集合を備えていればよい。好ましい実施例において、複数の受信装置モジュールのすくなくともいくつかのモジュールが、第１と第２の集合の両方からなる部材、すなわち各々が、制約波形と、制約行列を用いることができるビームフォーマとを与えるための手段を有する。
【００２６】
実際は、より強いユーザ信号に割り当てられる受信装置モジュールが、通常制約波形を与え、他のユーザ信号に割り当てられる受信装置モジュールのビームフォーマユニットはそれを用いることができる。
【００２７】
受信装置モジュールは、ＭＲＣビームフォーマとＩＳＲビームフォーマを備え、多段で、すなわちフレームの各シンボル周期について動作するように適応されていればよい。第１の反復では、制約集合生成器はＭＲＣビームフォーマからの「過去」と「未来」の予測値と、「過去」のシンボル予測値、つまり過去のフレームからのシンボル予測値を受信し、これらの予測値を処理して第１の反復における新たなシンボル予測値を生成する。現在のシンボル周期またはフレームの次の反復では、制約集合生成器はＭＲＣビームフォーマからの「未来の」予測値と、ＩＳＲビームフォーマからの過去の予測値と、過去の反復で生成されたシンボル予測値とを受信する。その周期は、反復の全部の回数が実行されるまで繰り返される。これにより、受信装置モジュールからの出力は現在のフレームについて所望の予測シンボルであり、これが次のフレームの同様な反復でも用いられる。
【００２８】
ＭＲＣビームフォーマとＩＳＲビームフォーマの両方を備えるＩＳＲ受信装置モジュールは、ＩＳＲビームフォーマ（４７Ｑ^d）から干渉の減少した観測ベクトルを抽出して、後者を再整形して、逆拡散器による逆拡散用の干渉が減少した観測行列を生成する。チャネル識別ユニットは逆拡散され、干渉の減少した観測ベクトルを用いて、干渉の減少したチャネルベクトル予測値を形成し、その予測値を係数を調整するのに用いられるように残りのＭＲＣビームフォーマに供給するための手段｛１０１Ｑ^d｝を備えていればよい。
ＩＳＲビームフォーマは、現在のデータ集合をデータの１つ以上の過去のフレームまたはブロックと連結することにより引き伸ばされる観測ベクトルのブロックまたはフレームを処理すればよい。
異なる受信装置モジュールはそれぞれサイズの異なるフレームを用いればよい。
【００２９】
多重符号信号を送信するユーザからの信号を受信するためには、ＩＳＲ受信装置モジュールは、各々が多重符号の対応する１つの符号で動作する複数のＩＳＲビームフォーマと逆拡散器を備えればよい。チャネル識別ユニットは、すべての多重符号に共通のチャネルベクトル予測値を生成して、そのチャネルベクトル予測値を異なる多重符合の各々で拡散して、その結果得られる複数のチャネルベクトル予測値を複数のＩＳＲビームフォーマのそれぞれに供給する。
【００３０】
多重符号ＩＳＲ受信装置モジュールのチャネル識別ユニットは、逆拡散器（１９^d,δ）からの後置相関観測ベクトルを受信して、逆拡散器は対応する複数の決定ルールユニットのそれぞれ１つからの対応するシンボル予測値で重み付けされる多重符号の各々を備える複合符号を用いればよい。逆拡散器は、複合符号を用いて観測行列を逆拡散して、対応する複合後置相関観測ベクトルをチャネル識別ユニットに供給する。チャネル識別ユニットは、そのベクトルを用いてチャネルベクトル予測値を生成し、これを多重符号のそれぞれ異なる１つを用いて拡散して拡散チャネルベクトル予測値を生成する。
【００３１】
ＩＳＲ受信装置モジュールは、そのユーザについて規定される主要符号のセグメントを備える複数の符号を用いる逆拡散器１９Ｓ^d,1，…，１９Ｓ^d,Fdを備えていればよい。各セグメントは、１つのシンボルと、データの大きなブロックにおけるシンボル持続時間とに相当し、セグメントの数はそのユーザのデータ速度、すなわちブロック内のシンボル数によって決定される。各受信装置モジュールは、対応するユーザのデータ速度に応じてそれぞれに割り当てられる異なる数のセグメントを有していればよい。
【００３２】
発明の実施例を、複数の基地局各々から対応する複数のユーザに送信されるユーザあて信号を受信することができるユーザ／移動局で用いられるように改良してもよい。受信装置は、各々異なる基地局に対応する選択された受信装置モジュールを備え、あらかじめ決められた数の前記ユーザあて信号を抽出するように構成される。特定のユーザ／移動局があらかじめ決められた数だけ含まれているが、受信装置モジュールは前記の多重符号受信装置に類似した構造を備えていればよく、複数の逆拡散器は次のように決定される符合の集合のうちのそれぞれ１つを用いて観測行列を逆拡散するように適応される：（１）移動機器が信号を受信する、キャンセル用に選択された、添え字ｖ’で表され、１からＮＢまでのあらかじめ決められた数ＮＢ個の基地局；（２）キャンセル用にあらかじめ選択される基地局ごとのあらかじめ選択される数（１からＮＩ）の干渉物；（３）選択される干渉物のデータ速度。
【００３３】
よって、発明の第２の態様によれば、複数の（ＮＢ個の）基地局（１１）と；多数（Ｕ個）のユーザ局（１０¹，…，１０^U）と；前記基地局に関連し、前記基地局にサービスを提供されるセル内にある少なくとも複数（Ｕ´個の）ユーザ局とを備え、前記１つの基地局は、ユーザ信号を拡散して、それぞれ複数（Ｕ´個の）ユーザ局に送信するための複数の送信装置モジュールと、複数の（Ｕ´個の）ユーザ局が送信する拡散ユーザ信号を受信するための受信装置とを有し、各々のユーザ局は、基地局が送信する対応の拡散ユーザ信号を受信するための受信装置を有し、前記複数（Ｕ´個）のユーザ局の各々は、ユーザ局と基地局送信装置モジュールの対応する１つに送信のためそのユーザのユーザ信号を拡散する場合に用いられる、ユーザ局に割り当てられる独自の拡散符号を持ち、
基地局送信装置モジュールから複数（Ｕ´個）のユーザ局の特定の１つに送信される拡散ユーザ信号は、それぞれ複数のチャネル（１４¹，…，１４^U'）を介して伝搬され、
前記複数（Ｕ´個）のユーザ局の特定の１つのユーザ局の受信装置は、前記特定のユーザ局用の拡散ユーザ信号と、他のユーザ用の前記複数（ＮＢ個）の基地局の他の送信装置モジュールに送信される拡散ユーザ信号とに対応する成分を備える信号（Ｘ（ｔ））を受信し、前記拡散ユーザ信号の各々はユーザ局の中の対応する１つのユーザ局に関連する拡散符号を用いて拡散される一連のシンボルを備えてなるＣＤＭＡ通信用ユーザ局受信装置であって、
前記ユーザ局受信装置は：
各々が、受信信号（Ｘ（ｔ））の連続するフレームから、基地局のうちの対応する１つの基地局からの前記一連のシンボルの集合の予測値を導出する複数（ＮＢ個）の受信装置モジュール（２０^v'）と；
前記フレームのうちの１つのフレームの受信装置モジュール（２０^v'）の各々が前記シンボルの集合の予測値を導出するのに用いるように、一続きの観測行列（Ｙ_n）を受信信号（Ｘ（ｔ））から導出するための前処理手段（１８）と； 各観測行列から観測ベクトル（Ｙ ^v',1,1 _n，…，Ｙ ^v',NI,FNI _n；Ｚ ^v',1,1 _n…，Ｚ ^v',NI,Fm _n）の複数の集合を導出して、観測ベクトルの集合の各々を複数の受信装置モジュール（２０^v'）のそれぞれ１つに与えるための手段（１９，４４）とを備え、
各受信装置モジュールは：
基地局のうちの対応する１つの基地局と前記ユーザ局との間のチャネルのパラメータ予測値に基づき、観測ベクトルの集合のそれぞれ１つから、拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^v',1,1 _0,n，…，＾Ｙ ^v',NI,FNI _0,n）の集合を導出するためのチャネル識別手段（２８Ｔ^v'）と；
チャネルベクトル予測値の集合にそれぞれ依存して重み係数の集合を生成するための係数調整手段と、重み係数の各集合を用いて観測ベクトルのそれぞれ１つの要素の対応する１つに重み付けして重み付けされた要素を結合して、信号成分予測値（＾ｓ^v',1,1 _n，…，＾ｓ^v',NI,FNI _n）を与えるための結合手段とを有するビームフォーマ手段（４７Ｔ^v',1,1，…，４７Ｔ^v',NI,FNI）と；
信号成分予測値の集合から、送信装置モジュールのうちの対応する１つの送信装置モジュールに拡散され、基地局に送信される一連のシンボル予測値（＾ｂ^v',1,1 _n，…，＾ｂ^v',NI,FNI _n）を導出するためのシンボル予測手段（２９Ｔ^v',1,1，…，２９^v',NI,FNI）とを備え、
前記ユーザ基地受信装置はさらに、ユーザ局の受信装置と前記基地局との間のチャネル（１４^v'）についての前記複数（ＮＢ個）の受信装置モジュールの各々からの前記シンボル予測値（＾ｂ^v',1,1 _n，…，＾ｂ^v',NI,FNI _n；ｇ ¹ _n，ｇ ² _n，ｇ ³ _n）とチャネル予測値（Η^v' _n）とに応じた、前記拡散信号に対応する受信信号の成分の干渉部分空間を表す少なくとも１つの制約行列（＾Ｃ_n）を与えるための手段（４２，４３）を備え、前記受信装置モジュール（２０^v'）の各々において、係数調整手段は、制約行列（＾Ｃ_n）とチャネルベクトル予測値（Η^v' _n）の両方に依存して前記重み係数の集合を生成して、前記受信装置モジュール（２０^v'）を、前記干渉部分空間に対応する受信信号（Ｘ（ｔ））の部分に対して実質的に空応答をするように調整することを特徴とするＣＤＭＡ通信用ユーザ局受信装置が提供される。
【００３４】
特定のユーザ／移動局に向けられる信号が対応の基地局からのあらかじめ決められた数の信号には含まれない場合、受信装置はさらに、同一の基地局におけるあらかじめ選択される信号についてチャネルベクトル予測値を生成した受信装置モジュールの少なくともいくつかのモジュールからのチャネルベクトル予測値を用いて、ＩＳＲビームフォーマの係数を更新するための手段を有するＩＳＲ受信装置モジュールを備えていればよい。
【００３５】
異なるユーザの速度が問題の移動局に知られていない場合、符号は、受信されるべき最大データ速度としてあらかじめ決定される固定数のセグメントＮ_mを備えていればよい。
【００３６】
多重符号実施例の複雑性は、逆拡散器が用いる符号の数を減らすことによって緩和すればよい。特に、逆拡散器のバンクは、異なるＮＩ個の干渉物の符号の合計を表す符号の集合を用いて複合符号を生成して、逆拡散器で用いられる符号全体の数を減らせばよい。
【００３７】
発明の別の態様によれば、逆拡散されない観測ベクトルで動作するＭＲＣビームフォーマを備えるＳＴＡＲ受信装置が提供される。
【００３８】
もちろん、それは、すべてのチャネルを干渉成分をその他すべてのチャネルに送るようにさせる場合を排除するものではない。
【００３９】
本発明を用いる受信装置は、複数入力、複数出力（ＭＩＭＯ）システムで動作可能である、すなわち、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを備えることができる。
本発明の前記およびその他の目的、特徴、態様および効果は、添付の図面とともに発明の好ましい実施例の以下の詳細な説明からより明らかになるであろう。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下の説明では、それぞれの図における同一または類似する要素は、接尾辞が付く場合も含め同一の参照番号で示している。
【００４１】
本明細書ではいくつかの公開済みの文献に言及する。便宜上、明細書の最後にすべての文献を列挙する。読者はこれらの記事を参照されたい。
【００４２】
図１と図２は、複数の移動局１０¹…１０^Uが、いくつかのアンテナ素子１２¹…１２^Mからなるアレイを備える受信アンテナが設けられた基地局１１と通信するという典型的な非同期セルラＣＤＭＡシステムのアップリンクを示す図である。図面を明瞭にし、以下の詳細な説明をわかりやすくするために、図１と図２は多数（Ｕ個）の移動局のうち５個の移動局と、対応する複数のユーザ各人につき１個の、典型的なＣＤＭＡシステムの対応する伝搬チャネルだけを示している。移動局１０¹…１０^Uはそれぞれ、ユーザ入力信号を処理する異なる回路構成を有しているが、図を明瞭化するために、図２では拡散器のみ示している。その他の回路構成は当業者には公知であるので、ここでは省略する。図２を参照して、移動局１０¹…１０^Uはそれぞれ拡散器１３¹…１３^Uを備え、拡散器１３¹…１３^Uはそれぞれ、拡散符号ｃ¹（ｔ）…ｃ^U（ｔ）を用いて、対応する複数のユーザの複数のデジタル信号ｂ¹ _n…ｂ^U _nをすべて同一帯域に拡散する。移動局１０¹…１０^Uはそれぞれ、差動２値位相キーイング（ＤＢＰＳＫ）などの好適な変調方式を用いて、拡散されたユーザ信号をチャネル１４¹…１４^Uを介して基地局１１に送信する。移動局１０¹…１０^Uのそれぞれは、全受信パワー、すなわち送信パワーと、ユーザの符号と、関連チャネルの減衰との積を監視する基地局１１からコマンドを受信して、その情報を用いてパワー制御を対応の信号に行い、チャネルの減衰を補償する。このことは、図２では、それぞれ拡散信号に調整係数Ψ¹（ｔ）…Ψ^U（ｔ）を乗算する乗算器１５¹…１５^Uとして示されている。基地局１１にあるＭ個の全方向アンテナ素子１２¹…１２^Mのアレイは共通して全拡散信号を受信する。チャネル１４¹…１４^Uはそれぞれ異なる応答特性Ｈ¹（ｔ）…Ｈ^U（ｔ）を有している。図１は、チャネル１４^uとして示されたそのうちの１つのチャネルだけをより詳細に示している。したがって、チャネル１４^uは、関連の移動局１０^uの信号アンテナと基地局アンテナ素子１２¹…１２^Uそれぞれとの間のＰ個もの経路を介した通信が行われることを表している。その他のチャネルも同様にマルチパス（多重経路）である。
【００４３】
既に述べたとおり、基地局は通信対象のすべての移動局の拡散符号を知っていると仮定される。移動局は構成が同じなので１つの移動局についてのみ説明する。移動局１０^uはまず、ユーザの２値移相キーイング（ＢＰＳＫ）されたビットシーケンスを当業者に公知の（図示しない）回路構成を用いて速度１／Ｔで差動符号化する。ただし、Ｔはビット持続時間である。図３に示すように、拡散器１３^uが次に差動２値移相キーイング（ＤＢＳＫ）されたシーケンスｂ_n ^u（または図３に示すような連続時間領域ではｂ_n（ｔ））を速度１／Ｔ_cで周期的な個別符号シーケンスｃ^u _l（連続時間領域ではｃ^u（ｔ））によって拡散する。ただし、Ｔ_cはチップパルス持続時間である。処理利得はＬ＝Ｔ／Ｔ_cにより与えられる。後で説明するようにシステムではその他の用途と仮定によっては長い符号も利用可能であるが、ここでは便宜上、短い符号を用い、周期ｃ^u（ｔ）はビット持続時間Ｔに等しいと仮定する。１周期Ｔがすぎると、拡散符号は次のように表せる：
【００４４】
【数１】

ただし、ｌ＝０，…，Ｌ−１に対してｃ^u _l＝±１であり、長さＬのランダムシーケンスであり、φ（ｔ）は図３に示すようにチップパルスである。また、Ｐ個の分解可能な経路を持つマルチパスフェージング環境では、遅延拡散Δτはビット持続時間より小さい（すなわちΔτ≪Ｔ）。
【００４５】
図４（ａ）と図４（ｂ）に示すように、信号にパワー制御係数Ψ^u _pc(ｔ)²で重み付けした後、拡散信号はチャネル１４^uを経由して基地局１１に送信される。図４（ａ）はチャネル特性が正規化値Ｈ^u（Ｔ）とチャネルの「振幅」または減衰に関係する正規化係数Ψ^u _ch（Ｔ）を備える「実際の」状況を示している。すなわち、その平方が送信されたパワーで割ったパワーに比例する。図４（ａ）では、パワー制御は乗算器１７^uによって表され、下付文字は「ｐｃ」である。便宜上、図４（ｂ）では、チャネル特性は正規化値Ｈ^u(T)と、Ψ^u _pc（ｔ）Ψ^u _ch（ｔ）に等しい単一のパワー係数Ψ^u（ｔ）に含まれる正規化係数Ψ^u _pc（ｔ）によって（理論上）表すことができることを示している。Ψ^u _pc（ｔ）は送信信号を増幅または減衰する場合の係数であり、Ψ^u _ch（ｔ）のチャネルパワー利得を補償し、受信パワー（Ψ^u（ｔ））²を必要なレベルに保つためのものである。
【００４６】
このようなＣＤＭＡシステムにおいて、移動局１０¹…１０^Uそれぞれの信号がその他の移動局の信号の干渉となる。さまざまな理由によって、移動局のなかには他の移動局よりもより多くの干渉を引き起こすものがある。この「強く干渉する」ユーザ局の１つとそれに関連するチャネルの成分は、図１と２では添え字「ｉ」で示される。その他の「低パワー」ユーザ局の１つとそれに関連するチャネルの成分も図示されており、添え字「ｄ」で示される。「干渉する」ユーザ局と「低パワー」ユーザ局というこのグループ化の重要性については後述する。
【００４７】
基地局１１では、加算器１６として示されるように（図２）、基地局アンテナ素子１２¹…１２^Mからの拡散データベクトルＸ¹(ｔ)…Ｘ^U(ｔ)は同時に受信され、その結果得られる観測ベクトルＸ（ｔ）が受信装置（図５参照）に供給される。拡散データベクトル（信号）Ｘ¹(ｔ)…Ｘ^U(ｔ)の和が熱ノイズにさらされる。このことは、加算器１６がノイズ信号成分Ｎ_th（ｔ）を加算することによって示されている。ノイズ信号Ｎ_th（ｔ）はベクトルを含み、その要素は異なるのアンテナ素子がそれぞれ受信するノイズに相当する。
【００４８】
図５は、基地局１１で信号Ｘ（ｔ）を受信するための空間／時間アレイ受信装置（ＳＴＡＲ）を示す図である。このような受信装置の概要については文献［１３］で本発明の二人の発明者が説明している。この受信装置は観測行列からの観測ベクトルを導くための手段、すなわち前処理ユニット１８と、複数の逆拡散器１９¹…１９^Uと；それぞれの入力が逆拡散器１９¹…１９^Uの１つの出力に接続される複数の空間／時間受信装置（ＳＴＡＲ）モジュール２０¹…２０^Uとを備える。図６に示すように、前処理ユニット１８は、マッチトフィルタ２２と、サンプラ２３と、バッファ２４とを備える。マッチトフィルタ２２はアンテナアレイ信号ベクトルＸ（ｔ）、すなわちＭ×１ベクトルをマッチトパルスφ（Ｔ_c−ｔ）で重畳し、マッチトフィルタ信号ベクトルＹ（ｔ）を得る。これが要素ごとにサンプラ２３によってチップ速度１／Ｔ_cでサンプリングされる。サンプラ２３はサンプリングされたＭ×１ベクトルＹ_n,1をチップ速度１／Ｔ_cでバッファ２４に供給し、バッファ２４はこれらをバッファリングして大きさＭ×（２Ｌ−１）の観測行列Ｙ_nを得る。なお、本願発明者によるカナダ国特許出願番号２，２９３，０９７と米国予備出願番号６０／１７１，６０４では、逆拡散器１９¹…１９^Uのそれぞれにこの前処理ユニット１８が２つ設けられているが、このように２つ設けないで、単一の前処理ユニット１８を用いて、受信したアンテナアレイ信号ベクトルＸ（ｔ）を前処理するのが好ましい。
【００４９】
逆拡散器１９¹…１９^Uは同一構造をなすので、逆拡散器１９^uを示した図７を参照して１つの逆拡散器についてのみ詳細に説明する。たとえば、逆拡散器１９^uはフィルタ２５^uと、ベクトル再整形器２６^uとを備える。観測行列Ｙ_nは、送信装置の拡散器１３^uで使ったシーケンス、すなわちＣ^u _lに対応する擬似乱数シーケンスＣ^u _L-lを使って、フィルタ２１^uにフィルタリングされ、ユーザｕについての後置相関観測行列Ｚ^u _nを得る。ベクトル再整形器２６^uはＭ×Ｌ行列Ｚ^u _nの列を連結して大きさＭＬ×１の後置相関観測ベクトルＺ ^u _nを形成する。なお、ベクトル再整形器２６^uは固有の物理要素である必要はなく、数学関数を表すようなものとして示されていることに注意されたい。実際は、その機能は、メモリなどの資源の割り当てによってのみ決定されることが多い。
【００５０】
再び図５を参照すると、逆拡散器１９¹…１９^Uからの後置相関観測ベクトルＺ _n ¹…Ｚ _n ^UがそれぞれＳＴＡＲモジュール２０¹…２０^Uに処理されて、送信シンボルｂ_n ¹…ｂ_n ^U（図２参照）に対応するシンボル予測値＾ｂ¹ _n…＾ｂ^U _nと、パワー予測値（Ψ¹ _n）²…（Ψ^U _n）²を得て、既知の方法で処理を行うために受信装置の（図示しない）次の段階に供給される。
【００５１】
ＳＴＡＲモジュール２０¹…２０^Uはそれぞれ同一の要素を備えるので、その中のひとつのＳＴＡＲモジュール２０^uの動作についてのみ説明する。
【００５２】
ＳＴＡＲモジュール２０^uは、ビームフォーマ２７^uと、チャネル識別ユニット２８^uと、決定ルールユニット２９^uと、パワー予測ユニット３０^uとを備える。チャネル識別ユニット２８^uはビームフォーマ２７^uの入力と出力にそれぞれ接続されて、後置相関観測ベクトルＺ ^u _nと、信号成分予測値＾ｓ^u _nとをそれぞれ受信する。チャネル識別ユニット２８^uは、関連のユーザ送信チャネル１４^uのＭ×Ｌ個の空間と時間における特性Ｈ^u（ｔ）を、各フレームについて複製する。より詳しくは、ユニット２８^uは後置相関観測ベクトルＺ ^u _nと信号成分予測値＾ｓ^u _nとを用いて、パラメータ予測値＾Ｈ^u _nの１つの集合を導き、これを用いて続くシンボル周期でビームフォーマ２７^uの重み係数Ｗ ^u _nを更新する。シンボル周期はＭ×Ｌ個の要素からなるデータフレームに対応する。
【００５３】
ビームフォーマ２７^uは、空間／時間ベクトルＺ ^u _nをフィルタリングして逆拡散信号成分予測値＾ｓ^u _nを得る空間／時間最大比結合（ＭＲＣ）フィルタを備える。逆拡散信号成分予測値＾ｓ^u _nは決定ルールユニット２９^uとパワー予測ユニット３０^uに供給される。決定ルールユニット２９^uは、信号成分予測値＾ｓ^u _nの符号に応じた２値シンボル＾ｂ^u _nを出力する。２値出力信号は決定ルールユニット３０^uの出力を構成するものであり、対応のユーザ局１０^uの拡散器１３^uに拡散される対応のユーザ信号＾ｂ^u _nの予測値である（図１と２）。
【００５４】
信号成分予測値＾ｓ^u _nは受信装置の次の部分で処理される。たとえば復号方法が異なっていてもよく、可能であれば逆インタリーブされ、対応の反転動作が送信前になされていればデータが復号される。
【００５５】
パワー予測ユニット３０^uは、生信号成分予測値＾ｓ^u _nを用いてアンテナアレイ信号ベクトルＸ（ｔ）のそのユーザ信号成分^ｓ^u _n内のパワーの予測値＾（Ψ^u _n）²を導出して、そのパワー予測値＾（Ψ^u _n）²を受信装置の（図示しない）次の段に供給して既知の方法でパワーレベル調整をする。
【００５６】
強い干渉がなければ、すなわち全ユーザが同一の変調で同一の速度で送信して、基地局が通信している端末の拡散符号をすべて知っていると仮定できれば、図５に示す受信装置は十分な動作をする。その仮定に基づいて、受信装置の動作を添え字ｕで示すユーザチャネルを参照しながら説明する。
【００５７】
時刻ｔで、図１と図２に示すある特定のセルのアンテナアレイの素子１２¹…１２^Mが受信するアンテナアレイ信号ベクトルＸ（ｔ）は次のように表せる。
【００５８】
【数２】

ただし、Ｕは信号をセルの内側または外側から基地局で受信する信号を送信した移動局の総数であり、Ｘ^u（ｔ）は移動局１０^u、すなわち添え字ｕの付いた移動局から受信する信号ベクトルであり、Ｎ^th（ｔ）はＭ個のアンテナ素子が受信する熱ノイズである。ｕ番目の移動局１０^uのアンテナアレイ信号ベクトルＸ（ｔ）への貢献Ｘ^u（ｔ）は次のように表せる。
【００５９】
【数２ａ】

ただし、Ｈ^u（ｔ）はｕ番目の移動局１０^uとアンテナ素子のアレイとの間のチャンネル１４^uのチャンネル応答ベクトルであり、
【数２ｂ】

式（２ａ）の右辺の項のうち、Ｐ個の経路、ｐ＝１，…，Ｐ（図１参照）に沿った伝搬時間遅延τ^u _p∈［０，Ｔ］はチップ非同期で、Ｇ^u _p（ｔ）は伝搬ベクトルであり、ε^u _p（ｔ）²はｕ番目の移動局１０^uから受信する全パワーΨ^u（ｔ）²の各経路に沿ったパワー分数（すなわちΣ^P _p=1ε^u _p（ｔ）²＝１）である。受信パワーは経路損、レイリーフェージングとシャドーイングに影響を受ける。Ｇ^u _p（ｔ）、ε^u _p（ｔ）²とΨ_u（ｔ）²の変化は穏やかでビット持続時間Ｔにわたって一定であると仮定する。
【００６０】
前処理ユニット１８（図６参照）では、アンテナアレイ信号ベクトルＸ（ｔ）はマッチトパルスとともにフィルタリングされ、次のようにフレームｎについてマッチトフィルタリング信号ベクトルＹ_n（ｔ）が得られる。
【００６１】
【数３】

ただし、Ｄφはφ（ｔ）の時相支援を示し、ａ∈｛０，１｝は遅延拡散の途中にあるフレームエッジを必要に応じて回避するための可能な時間シフトＴ／２を示す（文献［１３］参照）。以後の説明では簡略化のためにａ＝０と仮定する。なお、矩形パルスＤφは［０，Ｔ_c］である。実際は先端が切り取られた平方根レイズドコサインの一時的な支援である。
【００６２】
なお、上の説明は一般的な損失のないベースバンドである。搬送周波数変調および復調工程を式（１）式（３）チップパルス整形とマッチトフィルタ演算にそれぞれ埋め込むことができる。
【００６３】
たとえば、チップ速度１／Ｔ_cでサンプリングを行い、２Ｌ−１個のチップサンプルをビット速度１／Ｔ_cでフレーム指示してフレームを形成した後、前処理ユニット１８は次のようなＭ×（２Ｌ−１）マッチトフィルタ観測行列を得る。
【００６４】
【数４】

ただし、Ｙ_n,l＝Ｙ_n（ｌＴ_c）である。
【００６５】
逆拡散器１９^u（図７参照）では、ユーザ番号ｕについてフレーム番号ｎにおける次のような後置相関ベクトルを得る。
【００６６】
【数５】

前記ビット速度でＬ個のチップサンプルについてこのベクトルをフレーム形成すると、次のような後置相関観測行列が形成される。
【００６７】
【数６】

後置相関データモデル（ＰＣＭ）（文献[１３]参照）はこの行列構造を次のように詳細に表す。
【００６８】
【数７】

ただし、Ｚ^u _nは空間／時間観測行列であり、Ｈ^u _nは空間／時間伝搬行列であり、ｓ^u _n＝ｂ^u _nΨ^u _nは信号成分であり、Ｎ^u _PCM,nは空間／時間ノイズ行列である。式（７）よって前記ビット速度での瞬間混合モデルが得られ、このモデルにおいて信号部分空間はＭ×Ｌ行列空間の1次元である。便宜上、逆拡散器１９^uのベクトル再形成器２６^uは、列を結合して1個の空間／時間列ベクトルとすることにより、行列Σ^u _n、Ｈ^u _n及びＮ^u _PCM,nを（Ｍ×Ｌ）次元ベクトルＺ ^u _n、Ｈ ^u _nおよびＺ ^u _PCM,nにそれぞれ変換して、次のようなＰＣＭモデルの狭帯域形体を得る（文献[１３]参照）。
【００６９】
【数８】

Ｈ ^u _nとｓ^u _n間の乗法係数による曖昧性を避けるために、Ｈ ^u _nのノルムを√Ｍに固定する。
【００７０】
ＰＣＭモデルはシンボル間の干渉を大きく減少させる。それは1次元信号部分空間での狭帯域源の瞬間混合モデルを表し、逆拡散後に低複雑性狭帯域処理方法を利用することが可能となる。逆拡散後の処理は処理利得を用いて、チャネルパラメータの予測を容易にすることによって、干渉を減らし、次の工程で干渉をキャンセルしやすくする。
【００７１】
文献[１３]で述べられているように、空間／時間アレイ受信装置（ＳＴＡＲ）を利用して基地局１１で各ユーザを別々に検出することができる。干渉を減らすために処理利得を用いることに加え、ＳＴＡＲによりマルチパス遅延と成分の正確な同期と追跡を行うことができ、干渉に対する固有の強壮性が示される。またＳＴＡＲによって、データのコヒーレント結合が可能となる。この受信装置は高速で正確な時間変動マルチパス取得と追跡が行えることがわかる。さらに、パイロット信号を用いることなく実行されるコヒーレント検出方式で空間／時間最大比組み合わせ（ＭＲＣ）によって呼容量を大幅に改善する。説明を明瞭にするために、本発明の実施に関わるＳＴＡＲの工程を図５の受信装置モジュール２０^uを参照しながら以下で簡単に説明する。
【００７２】
図５に示すように、逆拡散器１９^uは後置相関観測ベクトルＺ ^u _nを、ＳＴＡＲモジュール２０^uのチャネル識別ユニット２８^uとＭＲＣビームフォーマ２７^uに供給する。空間／時間マッチトフィルタリング（Ｗ ^u _n＝＾Ｈ ^u _n／Ｍ）（すなわち空間／時間最大比組み合わせＷ ^u _n＾Ｈ ^u _n／＝１）を用いて、ＳＴＡＲモジュール２０^uは次のような信号成分ｓ^u _nと、ＤＢＰＳＫビットシーケンスｂ^u _nと、総受信パワー（Ψ^u _n）²の予測値を得る。
【００７３】
【数９】

【数１０】

【数１１】

【００７４】
ただし、αはスムージング係数である。なお、特にこの変形の場合は、差動変調および準コヒーレント差動復号も同様にＤＭＰＳＫで適用できる。直交変調であっても、パイロットを用いることなくＳＴＡＲはコヒーレント検出することができる（文献［１７］と［１８］）。後置相関観測ベクトルＺ _n ^uとビームフォーマ２７^uからの新たな信号成分予測値Ｓ_n ^uとを用いて、チャネル識別ユニット２８^uはユーザ局１０^uについてチャンネル１４^uの予測値＾Ｈ ^u _nを求める。チャネル識別ユニット２８^uはチャネルベクトル予測値＾Ｈ ^u _nを決定帰還識別（ＤＦＩ）方式により更新し、これによって信号成分予測値ｓ^u _nは以下のような固有部分空間追跡手順で基準信号としてフィードバックされる：
【００７５】
【数１２】

ただし、μは適応ステップサイズである。あるいは、信号成分予測値＾ｓ^u _nの代わりに積Ψ^u _nｂ^u _nをフィードバックすることもできる。なお、変調が複雑な場合、信号成分予測値＾ｓ^u _nの２回目の発生をその共役（＾ｓ^u _n）^*に置き換えなければならない。このＤＦＩ方式では、パイロットを用いずに符号曖昧性内でチャネル位相オフセットを回復させることにより、３ｄＢのコヒーレント検出利得が得られる。なお、パワーが減少したパイロットを用いて差動符号と復号を行わないようにすることも可能である（文献［２１］）。チャネルベクトル予測値＾Ｈ ^u _n+1をさらに向上させて、空間／時間構造の知識（すなわち多様体）から＾Ｈ ^u _n+1を得る手順によって、取得と追跡モードでのマルチパス時間遅延＾τ^u _1,n,…_,^τ^u _P,nを高速で正確に予測することが可能となる（この手順の両方の方法は文献［１３］で述べられている）。このように予測精度を改善することによって、ＳＴＡＲをマルチユーザ動作で用いるとき、チャネル予測誤差に対して強くなり、タイミング誤差への感受性を減少させることができる。
【００７６】
ＳＴＡＲについての更に詳しい情報については、ＡｆｆｅｓとＭｅｒｍｅｌｓｔｅｉｎによる論文の文献［１３］と［１７］乃至［２１］を参照されたい。
【００７７】
文献［１３］で仮定しているように、空間／時間ノイズベクトルＮ ^u _PCM,nは空間的には非相関であり、アップリンクでのパワー制御によって通常受信信号パワーを等価させることができる。しかし、経路損とシャドウイングにより、かつ特定のユーザのパワー（例えば混合速度トラフィックでの「優先リンク」、取得、高次変調または高次データ速度）が意図的に増加させられると、ノイズが非相関であるという仮定はダウンリンクでは適用できない。ある特定のセルの中には、おそらくデータ速度の違いによって多くの様々な「力」を有するユーザが存在すると思われる。一例として、図８はデータ速度に応じて階層別に配置された異なる４個のユーザ集合が存在するセルを示す図である。第１の集合Iは、相対的に高いデータ速度のユーザからなり、第２の集合Ｍ１と第３の集合Ｍ２は、いずれも中間のデータ速度のユーザからなり、第４の集合Ｄは相対的に低いデータ速度のユーザからなる。実際には、集合Ｉの高いデータ速度のユーザの受信装置では集合Ｍ１、Ｍ２とＤのユーザからのいかなる「集合外からの」干渉もキャンセルする必要はないが、集合Ｉのユーザからの送信は後者の集合の受信装置モジュールに対する干渉に貢献する。Ｍ１とＭ２の集合の中間データ速度ユーザは、集合Ｉの高いデータ速度のユーザからの「集合外からの」干渉をキャンセルする必要があるが、第４の集合Ｄのユーザからの「集合外からの」干渉をキャンセルする必要はない。Ｍ１とＭ２の集合のユーザ自体が集合Ｄのユーザへの「集合外からの」干渉の貢献者となる。集合Ｄのユーザの受信装置は集合Ｉ、Ｍ１およびＭ２からの「集合外からの」干渉をキャンセルしなくてはならない。
【００７８】
また、ある集合にいるユーザの受信装置が同じ集合内の１つ以上のユーザからの「集合内での」干渉をキャンセルすることもできるし、そのユーザの受信装置自体がこうした「集合内での」干渉ともなりうる。この「集合外からの」状況と「集合内での」状況に適用できる発明の実施例を以下で説明する。本明細書では、あるユーザの信号を干渉として処理し、キャンセルする場合、このユーザを「貢献者」とみなす。また、あるユーザの受信装置モジュールが別のユーザの干渉をキャンセルできるような情報を受信する場合、このユーザを「受信者」とみなす。以下の好ましい実施例の説明を簡略化するために、全ユーザが同一変調で同一速度を用いると仮定する。動作理論を展開するために、まず最初に、セル内の移動局のうち、「強い」貢献者ユーザの第１の集合Ｉがあり、そのうちの１つが図１と図２では添え字「i」で示され、このユーザの受信信号パワーは比較的高く、そのためより大きな干渉を引き起こしうる。「低パワー」受信者ユーザの第２の集合Ｄは、図１と図２では添え字「ｄ」で示され、このユーザの受信信号パワーは比較的低く、受信は強いユーザからの信号からの干渉で低下することもある。適切に低パワーユーザを受信するためには、通常、高パワーユーザが引き起こす干渉を実質的に取り除くことが望ましい。説明を簡略化するために、高パワーユーザは干渉抑制されることなく適切に受信されるとして、発明の好ましい実施例の大半を説明する。しかし、「強い」ユーザ局は干渉しあうことがあり、その場合、後で説明するように低パワーユーザのために提案される下の着色ノイズモデルと近遠耐性を任意の干渉移動機器に適用することができることを理解されたい。
【００７９】
添え字i＝１乃至ＮＩが割り当てられるＮＩ個の干渉ユーザがあると仮定し、任意の干渉ユーザ（ｕ＝ｉ∈｛１，…，ＮＩ｝）の空間／時間観測ベクトルは式（８）ら次のように与えられる。
【００８０】
【数１３】

ただし、Ｎ ⁱ _PCM,nは、このユーザの処理利得がそれほど低くなければ、依然として非相関白ノイズベクトルと仮定することができる。他方、任意の低パワーユーザ
【数１３ａ】

の観点からすると、空間／時間観測ベクトルは次のように与えられる。
【００８１】
【数１４】

ただし、非相関白ノイズベクトルＮ ^d _PCM,nに加えて、ｉ＝１，…，ＮＩについてＩ ^d,i _PCM,nで示される、それぞれの干渉移動機器からのランダムな着色空間／時間干渉ベクトルの合計である全干渉ベクトルＩ ^d _PCM,nが含まれる。フレーム番号ｎのとき、マッチトパルスフィルタリングとチップ速度サンプリング、ｃ^d _lでの逆拡散と、ビット速度フレーミング、式（３）至式（６）用いたｉ番目の干渉移動機器からの受信信号ベクトルＸι（ｔ）の行列／ベクトル再整形が行われる結果、ベクトルＩ ^d,i _PCM,nが認識される。
【００８２】
図５に示す受信装置は、互いに独立してすべてのユーザからの信号を受信する。なお、強い干渉を引き起こす移動局の信号からの干渉を抑制するために、受信装置モジュール２０¹…２０^U間、特にＳＴＡＲモジュール２０¹…２０^u…２０^U間を相互接続していないことに注意されたい。式（９）マッチトビームフォーマは非相関白ノイズでは最適であるが、干渉項の空間／時間相関によって低パワーユーザを受信するときには準最適である。対象セル内にはるかに強い干渉移動機器が存在している中でさらにユーザを収容するために、本発明の実施例では、特に式（９）ビームフォーマを変更して干渉する強いユーザからの干渉貢献を排除することにより、図５の受信装置がアップグレードされてはるかにつよい近遠耐性を得る。
【００８３】
通常の場合、Ｄの集合のユーザｄが遭遇する全干渉Ｉ ^d _PCM,nは、行列、例えば未知または論理に基づく予測であると仮定した干渉パラメータ（すなわちパワー、データ、マルチパス成分と遅延）数に応じた大きさの行列、例えば行列Ｃ^d _PCM,n（すなわちＩ ^d _PCM,n∈Ｖｅｃ｛Ｃ^d _PCM,n｝）が及ぶ干渉部分空間内の任意のモーメントにある未知のランダムベクトルである。実際は、以下に述べる好ましい実施例から明らかなように、行列Ｃ^d _PCM,n、これは「制約行列」と呼ばれるが、この行列を様々な方法で導き出し予測することが可能である。近遠耐性を得るために、ビームフォーマは以下の理論制約に従わなければならない。
【００８４】
【数１５】

【００８５】
第１の制約は、低パワーユーザへの実質的に歪みのない応答をもたらし、一方第２の制約は干渉部分空間を瞬時に排除し、それによって全干渉を実質的にキャンセルする。このようなＳＴＡＲのビーム形成工程の変形を干渉部分空間排除（ＩＳＲ）と呼ぶ。
【００８６】
（後述するように）利用可能な制約行列＾Ｃ^d _PCM,nのある予測値で、逆拡散後のＩＳＲ結合器（すなわち制約された空間／時間ビームフォーマ）Ｗ ^d _nは次のように得られる。
【００８７】
【数１６】

【数１７】

【数１８】

ただし、Ｉ_M*LはＭ^*Ｌ×Ｍ^*Ｌ単位行列を示している。まず、制約行列＾Ｃ_PCM,nに直交する射影器Π_PCM,nが形成される。なお、式（１６）式（１７）は、逆行列Ｑ^d _PCM,nは制約行列Ｃ^d _PCM,nの直接の逆行列ではなく、Ｃ^d _PCM,nの一般逆行列であることに注意されたい。しかし便宜上、Ｑ^d _PCM,nを以後逆行列と呼ぶことにする。次に、低パワー応答ベクトル＾Ｙ ^d _nの予測値を射影、正規化する。
【００８８】
前記制約を用いて、ＩＳＲビームフォーマは低パワーユーザのデータベクトルを逆拡散後に処理するのであるが、まず逆拡散せずにデータベクトルを処理することも可能でありそのほうが好ましい。しかし、いずれの場合であっても、データベクトルはやはりチャネル識別ユニットが使用できるよう逆拡散される。逆拡散せずに処理するほうが演算上有利であるが、２つの代替としての実施例を説明する。しかし、まず式（２）の拡散データモデルを再公式化、展開してから、逆拡散せずにデータのＩＳＲ結合を実施するという、異なる相補的状況に好適な様々なモードを導き出すために用いる。
【００８９】
逆拡散なしのデータモデル
ビット速度で逆拡散とフレーミングをすることによって式（７）の後置相関行列Ｚ_nを得る際の式（４）の観測行列Ｙ_nは次のように表すことができる。
【００９０】
【数１９】

ただし、各ユーザｕは式（３）のＸ（ｔ）をＸ^u（ｔ）で置き換えて式（３）と式（４）で得られる当該ユーザの観測行列Ｙ^u _nに貢献し、前処理された熱ノイズは以下の通り貢献する。
【００９１】
【数２０】

【００９２】
行列Ｙ^u _nでチャネル重畳（式（２ａ）参照）に貢献する任意のビットトリプレット［ｂ^u _n-1，ｂ^u _n，ｂ^u _n+1］を以下のように構成できる。
【００９３】
【数２１】

このことを利用して、シーケンスｂ^u（ｔ）を図２５の標準生成シーケンスｇ ¹（ｔ）、ｇ ²（ｔ）とｇ ³（ｔ）によってｎ番目のブロックについて次のように局所近似することができる。
【００９４】
【数２２】

ただし、添え字ｌ_0,n，ｌ_-1,n，ｌ_+1,n∈｛１，２，３｝は、各ブロックで置換して、対応の標準生成シーケンスがそれぞれ［０，１，０］、［１，０，０］と［０，０，１］とに局所的に一致するようにする。シンボル持続時間に対する低時間変動Ψ（ｔ）とＨ（ｔ）を次のように仮定する。
【００９５】
【数２３】

ただし、標準ユーザ観測行列Ｙ^u _k,nはｋ＝−１，０，＋１についてそれぞれ、式（３）のＸ（ｔ）を置換して式（３）と式（４）によって次のように与えられる。
【００９６】
【数２４】

Ｙ_-1,nとＹ_+1,nの良好な近似値は、実際にはＹ^u _0,nの列を単純に前方／後方にＬだけずらし、ゼロ列を入力してそれぞれ反復させることで得られる。
【００９７】
なお、標準生成シーケンスは、時間によって変化するチャネルをより正確に再構築（たとえば重複加算）することができる。また、式（２３）の分解は長いＰＮ符号に有効である。
【００９８】
なお、この分解は任意の複素数値シンボルトリプレット［ｂ^u _n-1，ｂ^u _n，ｂ^u _n+1］にも有効である。したがって、ここでの変形によって、本発明にかかるＩＳＲ方式はすべての複素数変調（たとえばＭＰＳＫ、ＭＱＡＭ、さらにアナログ変調）に適用される。この新たな信号分解を用いて、後で述べるようなＩＳＲの別の手段を導き出す。
【００９９】
添え字ｄを割り当てられた低パワーユーザと、添え字ｉ＝１，…，ＮＩ割り当てられた強い干渉の移動機器ＮＩに関して、逆拡散の前に観測行列を再整形することで得られる観測ベクトルは次のように書き換えることができる。
【０１００】
【数２５】

ただし、第１の標準観測ベクトルＹ ^d _0,nは低パワーユーザｄの「チャネル」ベクトルとして現われる。逆拡散前の全干渉ベクトル：
【数２６】

は、干渉信号ベクトルＹ ⁱ _nの和であり、
【数２７】

はユーザｕのシンボル間干渉（ＩＳＩ）である。処理利得が大きい状況で、自己ＩＳＩベクトルＩ ^d _ISI,nを非相関の空間／時間ノイズベクトルＮ _nと組み合わせると、逆拡散前には次のようなデータベクトルモデルになる。
【０１０１】
【数２８】

【０１０２】
低パワーユーザｄの拡散シーケンスで上式の観測ベクトルを逆拡散すると、式（１４）の逆拡散後のデータベクトルモデルになる。ダイバーシティについて１個以上のＩＳＲモードを実行できるようにするためにデータモデルをより細かく分解することができる。
【０１０３】
ダイバーシティでのデータモデルのより細かい分解
たとえば、ｆ＝（ｐ−１）Ｍ＋ｍ＝１，…，Ｎｆについてｐ番目の経路に沿ってｍ番目のアンテナが受信する観測信号貢献Ｘ^u,f（ｔ）を次のように分解してＮ_f＝ＭＰダイバーシティ分岐またはフィンガで式（２ａ）をさらに分解することができる。
【０１０４】
【数２９】

ｆ番目のフィンガからの観測信号貢献は次のように定義される。
【数３０】

ただし、ｆ番目のフィンガからの伝搬ベクトルは：
【数３１】

である。前式において、スカラーγ^u _f（ｔ）はｆ番目のフィンガでのチャネル係数であり、Ｒ _m＝［０，…，０，１，０，…，０］^Tはｍ番目以外すべて空成分のＭ×１ベクトルである。前記定義によって、次のようにチャネルの分解と伝搬ベクトルを容易に確認することができる。
【０１０５】
【数３２】

（３２）
【数３３】

【０１０６】
したがって、前処理後、マッチトフィルタリング観測行列は次のように分解できる。
【数３４】

ただし、各ユーザｕは、式（３）でＸ（ｔ）をＸ^u,f（ｔ）に置き換えて、式（３）と式（４）で与えられるフィンガｆ＝１，…，Ｎ_fからのユーザ観測行列Ｙ^u,f _nに貢献する。なお、複素数チャネル係数ζ^u _f（ｎＴ）＝γ^u _f（ｎＴ）ε^u _p（ｎＴ）は、フィンガｆからの減衰または位相オフセットのない拡散データの純粋遅延レプリカを含む行列Ｙ^u,f _n（この行列は２値変調の場合は実数値である）から分離したものである。この行列は式（３）と式（４）を用いて、式（３）のＸ（ｔ）を次のように置き換えることで得られる。
【０１０７】
【数３５】

この行列を標準生成シーケンスについてさらに分解すると次のようになる。
【数３６】

ただし、フィンガｆからの標準ユーザ観測行列Ｙ^u,f _k,nは、ｋ＝−１，０，＋１について式（３）と式（４）によって、式（３）のＸ（ｔ）を次のように置き換えることによって得られる。
【０１０８】
【数３７】

ただし、δ（ｔ）はディラックインパルスを示している。したがって以下が得られる。
【数３８】

【０１０９】
（式２６）で定義する逆拡散前の全干渉ベクトルのフィンガをより粗く分解すると次のようになる。
【数３９】

【０１１０】
低パワーユーザｄの拡散シーケンスによる逆拡散の後は、次のようになる。
【数４０】

【０１１１】
前記の干渉分解を用いる発明の実施例は、逆拡散前後のＩＳＲ−Ｄ実行として示されるが、その実施例を図１６と図２３を参照しながら説明する。
【０１１２】
逆拡散前のＩＳＲ結合
以下に記載するように、ＳＴＡＲの結合工程は、低パワーユーザについての式（９）を次式に置き換えることで、逆拡散せずに実行される。
【０１１３】
【数４１】

ただし、空間／時間ビームフォーマＷ ^d _nが逆拡散なくＩＳＲを実行して、以下の制約（式（１５）参照）に従うことによってＩ _nを排除する。
【０１１４】
【数４２】

また、Ｃ_nは全干渉ベクトルＩ _n（すなわちＩ _n∈Ｖｅｃ｛Ｃ_n｝）の干渉部分空間に及ぶ逆拡散なしの制約行列である。
【０１１５】
逆拡散なしの制約行列Ｃ_nはすべての低パワーユーザに共通である。よって、この制約行列は低パワーユーザに関係なく干渉部分空間を特徴付ける。一方、式（１５）の逆拡散後の各制約行列Ｃ^d _PCM,nは、対応する低パワーユーザの拡散シーケンスでＣ_nを逆拡散することにより得られる。したがって、逆拡散前のＩＳＲ結合は逆拡散後のビーム形成と同等であるが、演算上ビーム形成よりはるかに効果的である。
【０１１６】
前記の「逆拡散後」の場合と対照的に、ＩＳＲ結合器（すなわち、制約された空間／時間ビームフォーマ）Ｗ ^d _nが処理する前にデータベクトルが逆拡散されないと、制約行列＾Ｃ_nの予測値は次のようになる。
【０１１７】
【数４３】

【数４４】

【数４５】

【０１１８】
ただし、Ｉ_M*(2L-1)は、Ｍ^*（２Ｌ−１）×Ｍ^*（２Ｌ−１）単位行列を示す。すでに述べたとおり、式（４３）と式（４４）から、逆行列Ｑ_nは制約行列＾Ｃ_nの直接の逆行列ではなく、＾Ｃ_nの一般逆行列であることがわかる。また実際、前記演算は、データ射影と正規化において冗長または直接演算を用いるというはるかに単純な方法で実行されることに注意されたい。既に述べたとおり、制約行列＾Ｃ_nに直交する射影器Π_nは、全低パワーユーザについて１度形成される。これは逆拡散後のＩＳＲでは不可能であったろう。次に、低パワー応答ベクトル＾Ｙ ^d _0,nの予測値を射影して正規化する。予測値＾Ｙ ^d _0,nは次の行列を再整形することによって再構成され、
【数４６】

【０１１９】
チャネル行列予測値を用いた高速重畳を、拡散シーケンスの行方向で実行する。
【数４６ａ】

よって、ｇ ^l0,n _nは式（４６）に導入されて、純貢献を現在のシーケンスブロックから分離させる。チャネルベクトル予測値＾Ｈ ^d _n、すなわち＾Ｈ^d _nは、既に説明したようにＳＴＡＲによって与えられ、自己のマッチした整形パルスφ（ｔ）の全貢献を含む［１３］。チャネルの時間変動が遅い場合、チャネル係数が数シンボル持続時間にわたって一定であると仮定することができ［２０］、これによって演算上コストのかかる必要な逆拡散演算数を減らす（図９参照）。
【０１２０】
なお、ＩＳＲがまずデータベクトルを逆拡散してから実行されるか実行されないかに関わらず、これらＩＳＲモードは相似の公式を持つが、まずデータベクトルを逆拡散せずにデータをＩＳＲ結合すると複雑さを大きく緩和することに注意されたい。
【０１２１】
次に、図５の受信装置と同一または非常に類似した構成素子については同様の参照符号を用いて、ただし違いを示すための接尾辞を付けてこれら異なるＩＳＲモードを実行する受信装置について説明する。まず、データを逆拡散せずにＩＳＲ結合する一般的なＩＳＲ受信装置の説明をしてから、データを逆拡散後にＩＳＲ結合する受信装置を説明する。その後、異なるＩＳＲモードの具体的な実行について説明する。
【０１２２】
たとえば、図９は本発明の第１の実施例にかかる受信装置を示す図である。この受信装置は、図５の受信装置と類似した、破線３４で分離された「強いユーザ」受信装置モジュール２０¹…２０^NIからなる集合Ｉと、集合Ｉの受信装置モジュールとは異なるが、集合内では互いに同一なので、便宜上１つの改良ビームフォーマ４７Ａ^dを有するＳＴＡＲモジュール２０Ａ^dだけ示している「低パワー」ユーザ受信装置モジュールの第２の集合Ｄとを備える。決定ルールユニット２９¹，…，２９^NIと、集合Ｉのモジュールからのチャネル識別ユニット２８¹，…，２９^NIの出力は、対応のシンボル予測値とチャネルベクトル予測値を処理してＮｃ個の制約Ｃ＝｛Ｃ¹ _n，…，Ｃ^Nc _n｝を生成する制約集合生成器４２Ａと接続する。しかし、後で説明するように、制約集合生成器４２Ａでは、代わりに仮説シンボル値またはシンボル予測値と仮説値の組み合わせを用いるようにしてもよい。個々の制約は、前処理ユニット１８からの観測行列Ｙ_nとして同一の観測空間内にある。制約集合生成器４２Ａは、制約Ｃ_nの集合を制約行列生成器４３Ａに供給して、生成器４３Ａはこれらを用いて制約行列＾Ｃ_nと逆行列Ｑ_nを生成し、これらの行列をビームフォーマ４７ｄと集合Ｄのその他の受信装置モジュール内の対応するビームフォーマにそれぞれ供給する。制約Ｃ_nの集合と制約行列＾Ｃ_nの実際の内容は、後述するように実行される特定のＩＳＲモード応じて変化する。
【０１２３】
また、図９の受信装置の観測ベクトル導出手段は、前処理ユニット１８からの観測行列Ｙ_nを再整形して大きさＭ（２Ｌ−１）の観測ベクトルＹ _nを生成し、それをビームフォーマ４８Ａ^dと集合Ｄのその他の受信装置モジュール内の対応するビームフォーマにそれぞれ供給するベクトル再整形器４４を備える。
【０１２４】
ＳＴＡＲモジュール４０Ａ^dは、前記ＳＴＡＲモジュール２０¹…２０^U同様に、チャネル識別ユニット２８Ａ^dと、決定ルールユニット２７Ａ^dと、パワー予測ユニット３０Ａ^dを備える。ＳＴＡＲモジュール２０Ａ^dは、観測ベクトル導出手段の一部でもある逆拡散器１９^dに関連する。逆拡散器１９^dは、ユーザｄについての拡散符号を用いて観測行列Ｙ_nを逆拡散し、後置相関観測ベクトルＺ _nをチャネル識別ユニット２８Ａ^dだけに供給する。決定ルールユニット２８Ａ^dとパワー予測ユニット３０Ａ^dはそれぞれ、出力シンボル予測値＾ｂ^d _nとパワー予測値（Ψ^d _n）²を生成する。ＳＴＡＲモジュール２０Ａ^dのＩＳＲビームフォーマ４７Ａ^dは、対応する信号成分予測値＾ｓ^d _nを生成するが、逆拡散されていない観測ベクトルＹ _nで動作するのでＭＲＣビームフォーマ２７¹…２７^NIとは異なる。図５に関して説明したのと同様に、チャネル識別ユニット２８Ａ^dは、後置相関ベクトルＺ ^d _nと信号成分予測値＾ｓ^d _nとを受信し、これらを用いて拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ^d _0,nを導き出し、これを用いて次のシンボル周期でビームフォーマ４７Ａ^dの重み係数Ｗ^d _nを更新する。シンボル周期は、Ｍ（２Ｌ−１）個の要素の拡散データフレームに対応する。ＩＳＲビームフォーマ４７Ａ^dの係数も、後述するように、制約行列＾Ｃ_nとその逆行列Ｑ_nに応じて更新される。図９に示すように、行列＾Ｃ_nとＱ_nが集合Ｄのすべての受信装置モジュール、特にビームフォーマに同様に供給される。
【０１２５】
図１０に示すように、制約行列生成手段４３Ａは、ベクトル再整形器４８Ａ¹，…，４８Ａ^Ncのバンクと、行列インバータ４９Ａとを備える。ベクトル再整形器４８Ａ¹，…，４８Ａ^Ncはそれぞれ、制約集合行列Ｃ¹ _n，…，Ｃ^N _cnの対応する１つを再整形して制約行列＾Ｃ_nの１つの列を形成する。これが行列ベクトル４９Ａに処理されて逆行列Ｑ_nが形成される。説明を簡略化するために、＾Ｃ_nの各列は制約値Ｃ_nから集めるときに１つに正規化されると仮定する。
【０１２６】
また、図１０に示すように、ビームフォーマ４７Ａ^dが係数調整ユニット５０Ａ^dとＭ（２Ｌ−１）個の乗算器５１^d ₁…５１^d _M(2L-1)の1つの集合を備えるとみなすことも可能である。係数調整ユニット５０Ａ^dは制約行列＾Ｃ_nと、逆行列Ｑ_nとチャネルベクトル予測値＾Ｙ ^d _0,nを用いて前記式（４５）による重み係数Ｗ ^d* _1,n…Ｗ ^d* _M(2L-1),nを調整する。乗算器５１^d ₁…５１^d _M(2L-1)は、その係数を用いて、観測ベクトルＹ _nの個々の要素Ｙ _1,n…Ｙ _M(2L-1),nをそれぞれ重み付けする。重み付けされた要素は加算器５２^dで加算されて、ビームフォーマ４７Ａ^dから出力するために生フィルタリングされたシンボル予測値＾ｓ^d _nを生成する。
【０１２７】
前処理ユニット１８からの観測行列Ｙ_nを逆拡散後に集合Ｄの低パワーＳＴＡＲモジュールがＩＳＲビーム生成を行う、代替としての受信装置の構成を図９と１０に対応する図１１と１２を参照しながら説明する。図１１に示す受信装置は、集合Ｉの受信装置モジュール２０¹，…２０^NIに観測行列Ｙ_nを供給する前処理ユニット１８と、制約集合生成器４２Ｂと、制約行列生成手段４３Ｂとを備えるという点で、図９に示す受信装置に類似している。しかし、図１１の受信装置は、図９のベクトル再生成器４４を含まず、集合Ｄの低パワーユーザＳＴＡＲモジュールのそれぞれが変更ビームフォーマを有している。よって、変更ビームフォーマ４７Ｂ^dは、逆拡散器１９ｄの出力から得られる後置相関観測ベクトルＺ ^d _nで動作し、このベクトルがチャネル識別ユニット２８^dとビームフォーマ４７Ｂ^dにそれぞれ供給される。チャネル識別ユニット２８Ｂ^dは、チャネルベクトル予測値＾Ｈ ^d _nを生成して、それをビームフォーマ４７Ｂ^dに供給し、ビームフォーマ４７Ｂ^dはユーザ別制約行列＾Ｃ^d _PCM,nとユーザ別逆行列Ｑ^d _PCM,nの両方に依存したその係数を更新する。なお、制約行列生成手段４３Ｂは、ユーザ別制約値と逆行列を集合Ｄ内のその他の受信装置モジュールに供給する。
【０１２８】
図１２を参照して、共通制約行列生成手段４３Ｂは、集合Ｄの受信装置モジュールそれぞれについて１つの、しかも集合Ｄのユーザの拡散符号のそれぞれ１つを用いたユーザ別制約行列生成器のバンクを備える。これらのユーザ別制約行列生成器の違いは、用いる拡散符号が異なるということだけなので、図１２ではユーザ別制約行列生成器を関連のビームフォーマ４７Ａ^dとともに１つだけ示している。たとえば、ユーザ別制約行列生成器４３Ｂ^dは、逆拡散器５５Ｂ^d,1，…，５５Ｂ^d,Ncのバンクと、行列インバータ４６Ｂ^dとを備える。逆拡散器５５Ｂ^d,1，…，５５Ｂ^d,Ncは、制約集合Ｃ_n内のＮ_c個の行列のそれぞれ１つを逆拡散して、暗黙的に単一に正規化される個々の制約行列＾Ｃ^d _PCM,nの１つの列を生成する。行列インバータ４６Ｂ^dは、個々の制約行列＾Ｃ^d _PCM,nを処理して逆行列Ｑ^d _PCM,nを生成する。ユーザ別制約行列生成器４３Ｂ^dは、制約行列＾Ｃ^d _PCM,nと逆行列Ｑ^d _PCM,nをビームフォーマ４７Ｂ^dの係数同調ユニット５０Ｂ^dに供給する。図１２に示すように、ビームフォーマ４８Ｂ^dはＭＬ個の乗算器５１^d ₁…５１^d _MLを有し、乗算器５１^d ₁…５１^d _MLは重み係数Ｗ ^d* _1,n…Ｗ ^d* _ML,nを後置相関観測ベクトルＺ ^d _nの要素Ｚ ^d _1,n…Ｚ ^d _ML,nで乗算する。既に述べたとおり、加算器５２^dは重み付けされた要素を加算して信号成分予測値＾ｓ^d _nを生成する。ビームフォーマ係数は、式（１８）に従って計時される。
【０１２９】
これらの代替の方式のいずれでも、すなわちビームフォーマに供給されるデータベクトルを逆拡散する方式でも、逆拡散しない方式でも、ＩＳＲビーム形成するためのいくつかの異なる方法、すなわちＩＳＲモードのそれぞれで用いてもよい。なお、いずれの場合でも、ＩＳＲビームフォーマを同調させて所望のチャネルに対しては単一応答で、干渉部分空間に対しては空応答をすることに注意されたい。しかし、どの場合でも、制約行列の実際の組成は異なる。
【０１３０】
データ逆拡散せずに異なるＩＳＲモードを実行する本発明の具体的な実施例を図１３乃至図２０を参照しながら説明して、次に、逆拡散後に同様のＩＳＲモードを実行する実施例を図２１乃至図２６を参照しながら説明する。
【０１３１】
全認識における干渉部分空間排除（ＩＳＲ−ＴＲ）
図１３に示す受信装置は、ＮＩ個の強い干渉をもたらす移動局の信号を処理するための受信装置モジュール２０¹…，２０^NIの集合Ｉと、その他「低パワー」ユーザの信号用受信装置モジュールの集合Ｄとを備えるという点で、図９に示す受信装置に類似する。集合Ｄの受信装置モジュールは同一なので、図１３ではチャネルｄについての受信装置モジュール２１Ｃ^dのみを示している。図９の受信装置同様、前処理ユニット１８からの観測行列Ｙ_nが集合Ｉの受信装置モジュールの逆拡散器１９¹…１９^NIのそれぞれに直接供給される。しかし、集合の受信装置モジュールのそれぞれに与える前に、遅延素子４５によって１シンボル周期遅延させられてベクトル再整形器４４によって再整形される。その結果得られる観測ベクトルＹ _n-1はビームフォーマ４７Ｃ^dと（図示しない）集合Ｄの受信装置モジュール内のその他のビームフォーマのそれぞれに供給される。ＳＴＡＲ受信装置モジュール２０Ｃ^dは逆拡散器１９ｄに関連し、ビームフォーマ４７Ｃ^dに加えて、図９に示すのと同様なチャネル識別ユニット２８Ｃ^dと、決定ルールユニット２９Ｃ^dと、パワー予測ユニット３０Ｃ^dとを備える。チャネル予測値Η¹ _n，…，Η^NI _nの集合は制約集合生成器４２Ｃに供給されるが、チャネル予測値はそれぞれ、チャネルベクトル予測値＾Ｈ ¹ _n，…，＾Ｈ ^NI _nと、パワー予測値Ψ¹ _n，…Ψ^NI _nからなる。
【０１３２】
制約集合生成器４２Ｃは、再拡散器５７Ｃ¹…５７Ｃ^NIのバンクを備え、再拡散器５７Ｃ¹…５７Ｃ^NIの出力はそれぞれ、乗算器５８Ｃ¹…５８Ｃ^NIの対応する１つによって対応するチャネル複製ユニット５９Ｃ¹…５９Ｃ^NIの１つの入力に接続される。再拡散器５７Ｃ¹…５７Ｃ^NIは類似しているので、図１４では再拡散器５７Ｃ^uのみを示している。再拡散器５７Ｃ^uは、対応の決定ルールユニット２９Ｃ^uからのシンボル＾ｂ^u _nを、速度１／Ｔ_cで周期個別符号シーケンスｃ^uιを用いて拡散する、ただしＴ_cはチップパルス持続時間、という点で（図３の）対応する拡散器１３^uに類似している。しかし、再拡散器５７Ｃ^uは、整形パルスフィルタを含まないという点で拡散器１３^uとは異なる。整形パルスでの送信（図２と３参照）と、マッチト整形パルスでの受信（図５と６参照）におけるフィルタリングの効果は、文献［１３］に開示されているように、チャネルベクトル予測値＾Ｈ ^u _nまたは＾Ｈ^u _n内の帯域に含まれる。
【０１３３】
再び図１３と、一例としての受信装置２０Ｃ¹を参照すると、チャネル１４¹の伝搬特性の複製は、離散時間領域でのデジタルフィルタリングによって、すなわちチップ速度でチャネルベクトル予測値＾Ｈ ¹ _nを再拡散データ＾ｂ¹ _nｃ¹ _lと重畳することによって行われる。このフィルタリング動作によって、ユーザ局１０¹の信号の観測行列Ｙ_nへの貢献の分解予測値が即座にえられる。よって、再拡散器５７Ｃ¹が決定ルールユニット２９Ｃ¹からのシンボル＾ｂ¹ _nを再拡散し、乗算器５８Ｃ¹がそれを全振幅予測値＾Ψ¹ _nで増減し、チャネル複製フィルタ５９Ｃ¹がチャネル識別ユニット２８Ｃ¹からのチャネルベクトル予測値＾Ｈ ¹ _nを用いて再拡散されたシンボルをフィルタリングする。集合Ｉのその他のＳＴＡＲモジュールからのシンボル予測値も同様に処理される。
【０１３４】
なお、再拡散器５７Ｃ¹…５７Ｃ^NIと、乗算器５８Ｃ¹…５８Ｃ^NIと、チャネル複製フィルタ５９Ｃ¹…５９Ｃ^NIは、図２の干渉ユーザチャネル内の要素１３¹、１５¹と１４¹に対応する。チャネル複製フィルタユニット５９Ｃ¹…５９Ｃ^NIの係数は、それぞれ送信チャネル１４¹…１４^NIに対応して、同じ係数＾Ｈ¹ _n…＾Ｈ^NI _nを用いてチャネル識別ユニット２８Ｃ¹…２８Ｃ^NIによって次のシンボル周期で更新され、それぞれのＭＲＣビームフォーマ２７Ｃ¹…２７Ｃ^NIを更新するのに用いられる。チャネル複製フィルタユニット５９Ｃ¹…５９Ｃ^NIからの再拡散信号＾Ｙ¹ _n-1…＾Ｙ^NI _n-1は、各シンボルの符号と振幅から導き出される情報と、チャネル特性情報とを含むので、基地局アンテナ素子１２¹…１２^Mが受信する集合Ｉの強い干渉物からの拡散信号と同等であることを理解されたい。
【０１３５】
また、制約集合生成器４２Ｃは、チャネル複製ユニット５９Ｃ¹…５９Ｃ^NIの出力に接続される加算器６０を備える。加算器６０は、異なる干渉物からの個々の貢献の予測値＾Ｙ¹ _n-1…＾Ｙ^NI _n-1を加算して、受信した観測行列Ｙ_n内のＮＩ個の干渉物からの全干渉予測値＾Ｉ_n-1を生成する。その和を、干渉の全認識（ＴＲ）と呼ぶことができる。本実施例において、制約行列生成器は、全認識行列＾Ｉ_n-1を再整形して、本実施例においては、制約行列Ｃ_nを構成するベクトル＾Ｉ _n-1を生成する信号ベクトル再整形器４３Ｃを備えているだけである。なお、制約行列は実際にベクトルであるために、逆行列Ｑ_nはスカラーに縮小して、暗黙正規化であると仮定して、１に等しくなる。よって、行列インバータは不要となる。
【０１３６】
再整形されたベクトル＾I _n-1は、受信装置モジュール２０Ｃ^dのＩＳＲビームフォーマ４７Ｃ^dと、集合Ｄのその他の受信装置モジュールのビームフォーマに供給される。ビームフォーマ４７Ｃ^dは、再整形されたベクトル＾I _n-1とチャネルベクトル予測値＾Ｙ ^d _0,n-1を用いて、観測ベクトルＹ _n-1の要素の重み付けのために式（４５）にしたがってその係数を更新する。
【０１３７】
ビームフォーマ４７Ｃ^dは、ベクトル再整形器４４からの観測ベクトルＹ _n-1の対応する干渉成分をある時間までに無効にして、同時に、実質的に歪みがない生信号成分予測値＾ｓ^d _n-1を抽出するように拡散チャネルベクトル予測への単一応答に調和するように係数を調整する。
【０１３８】
ＩＳＲ−ＴＲは、干渉部分空間を特徴付けるもっとも単純な方法を構築するが、実際は達成するのが最も困難である。つまり、決定論的アプローチにおいて全干渉ベクトル＾Ｉ _nの瞬間認識を完全に予測することによって特徴付けられる。したがって、制約行列は、次のように単一の空制約によって定義される（すなわちＮ_c＝１）。
【０１３９】
【数４７】

ただし、各予測値＾Ｙ ⁱ _nは次のような行列を再整形することによって再構成される。
【０１４０】
【数４８】

【０１４１】
添え字ｉ＝１，…，ＮＩを与えられる各干渉ユーザについて、このモードでは、近接するシンボルに対して一定であると仮定され、ＳＴＡＲが利用可能なその受信パワー（＾Ψⁱ _n）²とチャネル＾Ｈ ⁱ _nが用いられる。また、このモードでは、各干渉ユーザのビットトリプレット予測値［＾ｂⁱ _n-1、＾ｂⁱ _n、＾ｂⁱ _n+1］が必要である（式（２３）参照）。現在と次の反復（すなわち＾ｂⁱ _nと＾ｂⁱ _n+1）の両方についての干渉物ビットの符号の予測値を得るために、ＩＳＲ−ＴＲモードでは、すべての低パワーユーザの処理をそれぞれ、１ビット持続時間と１処理周期（ｐｃ）だけさらに遅延させる必要がある。１ビットの遅延は、図１３の遅延４５によってなされる。
【０１４２】
ＩＳＲ−ＴＲモードと、後述する代替のＩＳＲモードで、（最も強いユーザによる）干渉をまず予測して、それから取り除く。なお、この方式はまず予測してから干渉を減算する従来の干渉キャンセル方法に類似する部分があるが、減算方法を使うとこれらの従来技術が予測誤差に敏感になる。他方、ＩＳＲは、干渉物のパワー以上に予測誤差に強いビーム形成によって干渉を排除する。一例として、ＩＳＲ−ＴＲは、パワー予測値がすべて同一の乗法係数によって偏ると、完全空制約を実施し、干渉キャンセラが誤った量の干渉を減算する。次のモードはＩＳＲをパワー予測誤差に対しさらに強くする。
【０１４３】
図１３に示す受信装置を変更して、具体的にはユーザ信号予測値の振幅を省略して、ＩＳＲビームフォーマ４７Ｃ^dを改良して、より多くの（ＮＩ個の）空制約を与えることで、干渉信号予測値＾Ｙ¹ _n-1…＾Ｙ^NI _n-1を生成するのに用いられる情報を減らすようにしてもよい。このような変形例の受信装置について図１５を参照しながら説明する。
【０１４４】
認識における干渉部分空間の排除（ＩＳＲ−Ｒ）
図１５の受信装置では、集合Ｉの受信装置モジュールは図１３の受信装置モジュールと同一である。受信装置モジュール２０Ｄ^dは図１３に示すものと同様の成分の集合を持っているが、ビームフォーマ４７Ｄ^dは制約行列が異なるので図１３に示すものとは異なる。制約集合生成器４２Ｄは、乗算器５８Ｃ¹…５８Ｃ^{N I}と加算器６０が省略されている点で図１３に示すものとは異なる。パワー予測ユニット３０¹…３０^NIからの出力は、それぞれ再拡散器５７Ｃ¹…５７Ｃ^NIからの再拡散信号を増減するのに用いられない。したがって、図１５の受信装置では、ＳＴＡＲモジュール２０¹…２０^NIからの信号＾ｂ¹ _n…＾ｂ^NI _nは、それぞれチャネル複製ユニット５９¹…５９０^NIによって再拡散されてからフィルタリングされ、制約集合Ｃ_nとしてそれぞれユーザ別観測行列＾Ｙ¹ _n-1…＾Ｙ^NI _n-1を生成する。しかし、図１３の受信装置と比べて、これらの再拡散行列は加算されず、ベクトル再整形器４８Ｄ¹…４８Ｄ^NIのバンクと行列インバータ４９Ｄ（これらは図示されていないが図１０の場合と同様）を備える共通行列インバータ４３Ｄに個々に処理される。列ベクトル＾Ｙ ¹ _n-1，…＾Ｙ ^NI _n-1を備える制約行列＾Ｃ_nは対応する逆行列Ｑ_nとともに、集合Ｄの受信装置モジュールそれぞれに供給される。前記と同様、受信装置モジュール２０Ｄ^dのみ示しているが、これは図１３の実施例の受信装置モジュールに対応する。ベクトル＾Ｙ ¹ _n-1，…＾Ｙ ^NI _n-1はそれぞれ、集合Ｉからの強い干渉信号のうち対応する１つによって引き起こされる干渉の予測値を示しており、再整形観測ベクトルＹ _n-1と同じ大きさである。
【０１４５】
このＩＳＲ−Ｒモードでは、干渉部分空間は干渉ベクトル＾Ｙ ⁱ _nの正規化予測値によって特徴付けられる。その結果、干渉部分空間は、全受信パワー（Ψⁱ _n）²のすべの可能な値を持つ個々の認識に及ぶ空間である。制約行列はＮＩ個の空制約（すなわちＮ_c＝ＮＩ）によって次のように定義される。
【０１４６】
【数４９】

ただし、各予測値＾Ｙ ⁱ _nは次の行列を再整形することによって再構成される。
【０１４７】
【数５０】

【０１４８】
なお、＾Ｙ ⁱ _nの再構成では、ｉ番目の干渉＾Ψⁱ _n（図１５参照）の総振幅が意図的に省略されている。したがって、パワー制御の緩和のマージンが広がるとともに、近遠状況に対するより高い耐性が期待できる。
【０１４９】
ダイバーシティにおける干渉部分空間（ＩＳＲ−Ｄ）
図１６に示すＩＳＲ−Ｄ受信装置は、ある特定のユーザからの信号を複数の副経路を介して各アンテナ素子が受信することを前提とするものである。いわゆるＲＡＫＥ受信装置の概念と用語を適用すれば、各副経路は「フィンガ」と名づけられる。図９、図１１、図１３と図１５の実施例では、チャネル識別ユニットが、チャネル全体のパラメータを予測する中間工程として各フィンガのパラメータを予測する。図１６に示すＩＳＲ−Ｄ受信装置では、チャネル識別ユニット２８Ｅ¹…２８Ｅ^NIは、前記同様、全体チャネルベクトル予測値＾Ｈ ¹ _n…＾Ｈ ^NI _nをそれぞれビームフォーマ２７¹…２７^NIに供給する。また、チャネル識別ユニット２８Ｅ¹…２８Ｅ^NIは、個々の副チャネルすなわちフィンガについての副チャネルベクトル予測値を含むチャネル予測値Η¹ _n…Η^NI _nの集合を制約集合生成器４２Ｅに供給する。チャネル予測値Ηⁱ _nの集合は、副チャネルベクトル予測値＾Ｈ^i,1 _n，…，＾Ｈ^i,Nf _nを含む。制約集合生成器４２Ｅは、再拡散器５７¹…５７^NIのバンクを備えているという点で図１５に示す制約集合生成器と類似しているが、チャネル複製ユニット５９Ｄ¹…５９Ｄ^NIがそれぞれ副チャネル複製ユニット５９Ｅ¹…５９Ｅ^NIと置き換えられている点で異なる。副チャネル複製ユニット５９Ｅ¹…５９Ｅ^NIは、再拡散シンボルを副チャネルベクトル＾Ｈ^1,1 _n，…，＾Ｈ^1,Nf _n；…；＾Ｈ^NI,l _n，…，＾Ｈ^NI,Nf _nとそれぞれ重畳して、フィンガにおいて分解された副チャネル別観測行列の正規化予測値＾Ｙ^1,1 _n，…，＾Ｙ^1,Nf _n；…；＾Ｙ^NI,1 _n，…，＾Ｙ^NI,Nf _nを得る。したがって、行列は、全受信パワー（Ψⁱ _n）²と複素数チャネル係数ζⁱ _f,nのすべての可能な値による認識の空間に及ぶ。予測値は、通常図１０に示されているような制約行列生成器４３Ａに供給され、制約行列生成器４３Ａは予測値に応じて制約行列を生成する。
【０１５０】
制約行列＾Ｃ_nは、Ｎ_fＮＩ個の空制約（すなわちＮ_c＝Ｎ_f×ＮＩ＝Ｍ×Ｐ×ＮＩ）によって次のように単純に定義される。
【０１５１】
【数５１】

各予測値＾Ｙ ^i,f _nは次のような行列を再整形することによって再構成される。
【数５２】

【０１５２】
なお、＾Ｙ ^i,f _nの再構成において、チャネル係数ζⁱ _f,n（図１参照）とともにｉ番目の干渉＾Ψⁱ _nの全振幅が意図的に省略されている。したがって、ＩＳＲ−Ｒ同様、パワー不整合に対するＩＳＲ−Ｄの相対的な耐性が得られる。その他のモードとは異なり、チャネル識別誤差に対する耐性も得られ、予測チャネルパラメータ、すなわちマルチパス時間遅延と、シンボル予測誤差にのみ敏感である。
【０１５３】
なお、図１３、図１５および図１６の受信装置では、干渉ビット符号の予測誤差によって、予測制約値と理論上の制約値とに差を生じている。したがって、ＩＳＲ−Ｄ、ＩＳＲ−ＲとＩＳＲ−ＴＲモードはほとんどの場合に適応可能であるが、認識が誤ったものになりうるため、干渉キャンセルの有効性に影響を与える。また、ＩＳＲ−Ｄモードでの再構成のための干渉ビットの符号予測は、ＩＳＲ−ＲとＩＳＲ−ＴＲモード同様、すべての低パワーユーザの処理を１ビットの持続時間だけ、すなわち遅延４５によって、１処理周期（ｐｃ）だけ更に遅延させなければならない。この欠点を回避するために、それに代わりうる式（４２）の制約を実行するＩＳＲの方式を構想し、次にそれについて説明する。まず、処理遅延を回避し、データ予測誤差に完全に強壮なＩＳＲ−Ｈから説明する。
【０１５４】
仮説における干渉部分空間排除（ＩＳＲ−Ｈ）
干渉信号のデータについてすべての可能なあるいは仮説的な値をあらわす１つの信号の集合を用いることができる。干渉信号のそれぞれが、特定領域でのベクトルを構成する。ベクトルについてのすべての起こりうる発生を予測することができ、それらをＩＳＲビームフォーマ内ですべて処理することができるので、実際のすなわち現実のベクトルを無効にすることを実質的に保証する。既に述べたとおり、強い干渉は比較的少ないので、実際のシステムでは、干渉ベクトルの可能な位置のすべてを決定して、それをすべて補償するか無効にできる。このような代替としての実施例は、認識のすべての可能性を用いるので仮説における干渉部分空間排除と呼ばれるが、この実施例を図１７に示す。
【０１５５】
集合Ｉの「干渉物」受信装置モジュールの構成要素、すなわち逆拡散器１９¹…１９^NIとＳＴＡＲモジュール２０¹…２０^NIは基本的に図１５の受信装置の場合と同じであるので同一の参照番号を付している。しかし、図１７の実施例では、制約集合生成器４２Ｆは、決定ルールユニット２９¹…１９^NIの出力からのシンボル予測値＾ｂ¹ _n…＾ｂ^NI _nがそれぞれ再拡散器５７Ｆ¹…５７Ｆ^NIに供給されず、単に（図示せず）受信装置内の別の回路構成に出力されるだけなので図１５の制約集合生成器とは異なる。
【０１５６】
その代わり、ビットシーケンス生成器６３Ｆ¹…６３Ｆ^NIそれぞれが、予測したデータシーケンス＾ｂ¹ _n…＾ｂ^NI _nの過去、現在、そして次のビットの可能な予測値をすべて（後述する）その認識を含めてカバーする３つの可能性ｇ ¹ _n，ｇ ² _n，ｇ ³ _nを生成し、それぞれ再拡散器５７Ｆ¹…５７Ｆ^NIに供給し、再拡散器５７Ｆ¹…５７Ｆ^NIはそれぞれ拡散符号の中の対応する１つの拡散符号によって３値の集合を再び拡散する。その結果得られた再拡散予測値がそれぞれ、チャネル複製フィルタ５９Ｆ¹…５９Ｆ^NIにフィルタリングされて、行列予測値＾Ｙ¹ _0,n，＾Ｙ_-1,n，＾Ｙ¹ _+1,n；…；＾Ｙ^NI _0,n，＾Ｙ^NI _-1,n，＾Ｙ^NI _+1,nを制約集合として得る。
【０１５７】
共通行列インバータ４３Ｆの概略は図１０に示されているが、これは予測行列集合を処理して制約行列＾Ｃ_nの列ベクトル＾Ｙ ¹ _0,n，＾Ｙ _-1,n，＾Ｙ ¹ _+1,n；…；＾Ｙ ^NI _0,n，＾Ｙ ^NI _-1,n，＾Ｙ ^NI _+1,nを形成して、対応の逆行列Ｑｎとともにビームフォーマ４７Ｆ^dと集合Ｄのその他の受信装置モジュールのビームフォーマに共通に供給する。
【０１５８】
受信装置モジュール２０Ｆ^dは、図１６に示す受信装置モジュール２０Ｅ^dと同様の構成要素を備える。しかし、「次の」ビットが仮説、この仮説は既知である必要はない、として取り上げられているので遅延４５が省略されることに注意されたい。
【０１５９】
前記の通り、ｉ番目の干渉物の処理ビットに隣接する２ビットは、各ビットフレームにおいて排除するべき対応の干渉ベクトル（シンボル）に貢献する。図１８に示すように、処理される隣接ビットのすべての可能なシーケンスを数えると２³＝８トリプレットでなり、それぞれが３ビットからなる。これらトリプレットの１つだけがユーザ別観測マトリクス＾Ｙⁱ _nを生成する１つの可能な認識として各ビット繰り返しで任意の時間に起こりうる。これらの８個のトリプレットが符号曖昧性内で識別され、４個のトリプレットの１つが図１８の左側部分で（ａ）…（ｄ）として示されていて、４個のトリプレット（ｅ）…（ｈ）は反対側にある。
【０１６０】
ビットシーケンス生成器６３¹…６３^NI（図１７）は、生成する信号部分空間の大きさが３であるので、それぞれ３つの値ｇ ¹ _n、ｇ ² _n、ｇ ³ _nだけを供給することを理解されたい。なお、任意のビット速度瞬間でこれらのシーケンスから取りだされる持続時間３Ｔのフレームが図１８のビットトリプレットの８個の可能な認識を再生する。したがって、任意のビットの繰り返しで、干渉移動局のビットシーケンスｂⁱ _nは、ビット符号ｂⁱ _n-1、ｂⁱ _nとｂⁱ _n+1で重み付けされた生成シーケンスｇ ^k _n，ｋ＝１，…，３の合計として局所的に識別される。式（５０）の予測値＾ｂⁱ _nをｇ^k _n，ｋ＝１，…，３で置き換えると、符号曖昧性内でｉ番目の干渉移動機器からの受信信号ベクトルの可能なすべての認識に及ぶ標準観測行列が得られる。
【０１６１】
図１７のＩＳＲ−Ｈの実施例では、干渉部分空間は、標準干渉ベクトル＾Ｙ ⁱ _k,nの正規化予測値で特徴付けられている。したがって、干渉部分空間は、全受信パワー（Ψ¹ _n）²とビットトリプレット［ｂⁱ _n-1，ｂⁱ _n，ｂⁱ _n+1］のすべての可能な値による個々の認識に及ぶ。制約行列は３ＮＩ個の空制約（すなわちＮ_c＝３ＮＩ）によって次のように定義される。
【０１６２】
【数５３】

ただし、各予測値＾Ｙ ⁱ _k,nは、次の行列を再整形することによりｋ＝−１，０＋１についてそれぞれ再構成される。
【数５４】

【０１６３】
また、前記再構成では、いかなる２Ｄ変調が用いられようと（図１９参照）完全に干渉を排除するためには（隣接するシンボルにわたって一定であると仮定する）チャネルベクトル予測値のみが必要となる。よって、パワー制御と干渉物のビット／シンボル誤差に対して非常に大きな耐性が期待できる。ＩＳＲ−Ｈ結合係数はシンボル依存であり、チャネルの時間変動が少ないときは低頻度で演算することが可能である。
【０１６４】
ＤモードとＨモードを式（３８）の分解に沿って結合すると、逆相関器に非常に近い形体のＩＳＲ−ＨＤ（仮説ダイバーシティ）が得られる。このＩＳＲ−ＨＤモードでは、比較的多数の制約（すなわち３Ｎ_fＮＩ個の制約）が必要となる。その結果ＩＳＲ−ＨＤモードはこの時点では実用的とはみなされない。
【０１６５】
実際に、前記ＩＳＲ−Ｈ受信装置が必要とする制約の数を減らすのが望ましい。これは、図２０に示され、集合Ｉと集合Ｄの受信装置モジュールが図１５の受信装置モジュールに類似している中間モードを用いることによって可能となる。その構成要素のほとんどが同じであり同一の参照番号がついている。事実、図２０の受信装置の制約集合生成器４２Ｇは、図１５と１７の制約集合生成器を組み合わせ、予測シンボルと仮説値を用いている。よって、この制約集合生成器４２Ｇは、再拡散器５７Ｇ¹…５７Ｇ^NIのバンクと、対応するチャネル複製ユニット５９Ｇ¹…５９Ｇ^NIのバンクと、シンボル生成器６３Ｇ¹…６３Ｇ^NIのバンクを備える。しかしこの場合、シンボル生成器６３Ｇ¹…６３Ｇ^NIはそれぞれ、決定ルールユニット２９¹，…２９^NIから実際のシンボル予測値＾ｂ¹ _n…＾ｂ^NI _nを受信する再拡散器５７Ｇ¹…５７Ｇ^NIの対応する１つにただ１つのシンボルを供給するだけである。シンボル生成器６３Ｇ¹…６３Ｇ^NIはそれぞれ、決定ルールユニット２９¹，…２９^NIの対応する１つから実際のシンボルまたは認識ごとに１つのシンボルしか供給しないが、シンボルの２つの仮説値、つまり１と−１が必要なだけなので、シンボル予測値＾ｂ¹ _n+1…＾ｂ^NI _n+1に１つについて「未来の」シンボルｂ¹ _n+1…ｂ^NI _n+1の２つの仮説値を生成するだけで十分であることを理解されたい。再拡散器５７Ｇ¹，…５７Ｇ^NIは、拡散トリプレットをチャネル複製ユニット５９Ｇ¹…５９Ｇ^NIに供給し、チャネル複製ユニット５９Ｇ¹…５９Ｇ^NIがそれぞれ、チャネルベクトル予測値＾Ｈ ¹ _n…Ｈ ^NI _nを用いて拡散トリプレットをフィルタリングして、行列対＾Ｙ¹ _r,n，＾Ｙ¹ _+1,n；…＾Ｙ^NI _r,n，＾Ｙ^NI _+1,nを生成して、それが図９に概略構成が示されるような共通行列インバータ４３Ｇに供給される。共通行列インバータ４３Ｇは、行列＾Ｙ¹ _r,n，＾Ｙ¹ _+1,n；…＾Ｙ^NI _r,n，＾Ｙ^NI _+1,nを再整形してベクトル＾Ｙ ¹ _r,n，＾Ｙ ¹ _+1,n；…＾Ｙ ^NI _r,n，＾Ｙ ^NI _+1,nを形成し、そのベクトルが次に制約行列＾Ｃ_nの列ベクトルとして用いられる。共通行列インバータ４３Ｇは、制約行列＾Ｃ_nと対応の逆行列Ｑ_nをビームフォーマ４７Ｇ^dと集合Ｄのほかの受信装置モジュールのビームフォーマに共通に供給する。
【０１６６】
したがって、ビームフォーマ４７Ｇ^dは、干渉データの過去のシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1を（１処理周期、すなわち干渉予測値を導くために必要な時間だけ遅延した）現在のシンボル予測値＾ｂⁱ _nとともに用いて、ｂⁱ _n+1の未知の符号が各干渉ベクトルについての可能なビットトリプレットと対応の認識の数を２に減らす。
【０１６７】
図２０の受信装置は、次の干渉ビットにおける数の減った仮説値についてＩＳＲ−ＲＨと従来呼ばれているものを用いて、干渉ベクトル認識の減少した可能性を排除する。ＩＳＲ−Ｈモードを用いた図１７の受信装置より、＾ｂⁱ _n-1と＾ｂⁱ _nについてのデータ予測誤差に敏感で、干渉物一人当たり３個ではなく２個の制約のみが必要となる。
【０１６８】
過去と現在の干渉物のビット予測値を用いると、干渉部分空間での不確実性を減らすことができ、２ＮＩ個の空制約（つまりＮ_c＝２ＮＩ）の以下の行列によって特徴づけることができる。
【０１６９】
【数５５】

ただし
【数５６】

ただし、各予測値＾Ｙ ⁱ _k,nは、ｋ＝−１，０，＋１について式（３８）の行列をそれぞれ再整形することにより再構成される。なお、このモードでは、現在の干渉ビットの予測値に１処理周期の遅延が必要である。
【０１７０】
ＩＳＲ−ＲＨモードは、ＩＳＲ−Ｈモードに比べて空制約の数を減らせるという利点がある。実際、より多くの空制約があると、特に式（４３）での行列反転を行う場合複雑となり、特に処理利得Ｌが低い場合には非常にノイズが増加してしまうことにもなりかねない。負荷の高いシステムで強い干渉物の数ＮＩが増えると、空制約（２ＮＩと３ＮＩ）の数が観測の大きさＭ×（２Ｌ−１）に近づき、制約行列が縮退する。複雑さを緩和し、式（４３）の行列反転の安定性を保証し、ノイズの拡張を最小限にするためには、式（４３）と式（４４）における制約行列＾Ｃ_nを列ベクトルが次のように広がるＫランクの直交干渉部分空間に置き換えて、
【０１７１】
【数５７】

式（３１）で用いられる射影器Π_n＝Ｉ_M*(2L-1)を得て、行列反転動作を行列直交に置き換える。グラム−シュミット正規直交化を用いるが、これによって、直接キャンセルでは射影の形成方法が異なるという点を除き、線形ＳＩＣ［２８］に記載されているように「相互ランク」−１個の射影のランクの周期的増加カスケードを実行する。最終的に、正規直交化の後、ＩＳＲは「相互ランク」−Ｎ_c射影を用いて結合工程でＮ_c個の空制約を実行する。この射影はＮ_c個の相互ランク射影のカスケードとして実行してもよい。なお、＾Ｃ_nが正規直交に近い（すなわち＾Ｃ_n≒＾Ｖ_n）であると確認できれば正規直交は不要となる。
【０１７２】
実際、＾Ｖ_nが＾Ｃ_nの実際のランクにほとんど影響を与えることはない。＾Ｖ_nはキャンセルするもっとも高い干渉エネルギをもつ、下がったランク＾Ｋ≦Ｎｃの部分空間に相当する。ノイズ拡張をさらに最小限に抑えるためには、後で「オプションＸ」などとして説明するように観測の大きさＭ×（２Ｌ−１）を増加させることもできる。
【０１７３】
ノイズ拡張を減らす別の代替方式では、完全な空応答ではなく各空制約に対する空に近い応答を実行するようビームフォーマを制約する。空応答のこのような「緩和」により周囲ノイズ減少（すなわち増幅の減少）の自由度が広がる。通常それは、ビームフォーマ応答の振幅を、最大しきい値未満の各空制約に上限をつけることになる。この技術は公知で「強耐性なビーム形成」方法として文献では分類されている。この技術をＩＳＲと組み合わせればノイズ拡張を減少させることができる。
【０１７４】
強耐性のビーム形成における制約の緩和は、通常、ラグランジュの乗法技術を利用した制約における最適化問題として解決される。このような導出を数学的に詳細に説明せず、ここでは継ぎ目なしにＩＳＲビーム形成を展開する、直観に基づく解法を直接与える。式（４３）乃至式（４５）を次のように展開する。
【数Ｉ１】

【数Ｉ２】

【数Ｉ３】

【数Ｉ４】

ただし、(_nは正の重みのＮ_n×Ｎ_nの対角行列で、λは追加の重み係数である。
【０１７５】
前記展開したＩＳＲの解は、(_n＝Ｉ_Ncかつλ＝０と設定することで式（４３）乃至式（４５）の解まで低くなる。また、ビーム形成文献ではＭＶＤＲ（最小分散歪みなし応答）ビーム形成として知られるＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）結合の特殊なケースも含む。モデル式式（２８）に沿って、ＭＭＳＥすなわちＭＶＤＲビーム形成の解は次のようになる。
【数Ｉ５】

【０１７６】
ただし、Ｒ _{1 +N} は干渉−パルス−ノイズベクトルＩ _n ＋Ｎ _n の相関行列である。追加のノイズベクトルを分散σ² _Nと空間的、時間的に相関させると仮定すれば、Ｒ _{I +N} は次のようになる。
【数Ｉ６】

【０１７７】
ただし、Ｃ_nは列方向の正規化を行わないが、既に述べたＩＳＲモードの１つに沿って定義される制約行列である。先見的に未知の事前であると仮定する信号パラメータによっては（式（１５）以前の説明と比較）、Ｒ _{I +N} での条件的統計平均は対応のＩＳＲモードに沿ったＣ_nの特殊な干渉分解を生じさせる。Ｎ_c×Ｎ_cの対角行列Φは干渉が分解される際の未知の信号パラメータのパワーを保持する。
【０１７８】
ＴＲモードでは、干渉特徴付けは準確定的で
Φ_n＝［１］
となる。
Ｒモードでは、
Φ_n＝ｄｉａｇ［（(Ψ¹ _n）²，…，（(Ψ^NI _n）²］
Ｄモードでは、
Φ_n＝ｄｉａｇ［（(Ψ¹ _n）²｜(ζ¹ _1,n｜²，…，
（(Ψ^NI _n）²｜(ζ¹ _Nf,n｜²，…，（(Ψ^NI _n）²｜(ζ^NI _Nf,n｜²］
ただし（(Ψⁱ _n）²と｜(ζⁱ _Nf,n｜²はそれぞれ、
（Ψⁱ _n）²と｜ζⁱ _Nf,n｜²の場合の局所平均を示す。
Ｈモードでは次のようになる。
Φ_n＝ｄｉａｇ［（(Ψ¹ _n）²，（(Ψ¹ _n）²，（(Ψ¹ _n）²，…，（(Ψ^NI _n）²，（(Ψ^NI _n）²，（(Ψ^NI _n）²］
【０１７９】
反転補助定理を用いると、Ｒ _{I +N} の逆は次のようになる。
【数Ｉ７】

したがって、ＭＭＳＥすなわちＭＶＤＲビーム形成は次式を使う展開されたＩＳＲの解で識別される。
【数Ｉ８】

前記式での瞬間予測値をあとでさらに平均化またはスムージングすることもできる。制約行列予測値＾Ｃ_nの列は正規化せずに再構成される。
【０１８０】
ＩＳＲのＭＭＳＥバージョンはノイズ拡張を減少させる方法として機能するが、やはり判定帰還を用いたモードについては判定ハード誤差に敏感である。別の方法で重みを用いることは判定ハード誤差への感受性を減少させる方法である。ＩＳＲ結合信号予測値は次のように定式化できることに気づく。
【０１８１】
【数Ｉ９】

【数Ｉ１０】

【数Ｉ１１】

【０１８２】
最後の再定式化では、＾Ｃ_n υ _nは、適用したＩＳＲモードに対応する予測干渉ベクトルの和としてみなすことができることが強調されている。たとえば、予測値のそれぞれはＩＳＲ−Ｒにおける干渉ユーザに対応する。ｉ番目の制約を形成するために用いられる予備決定が誤りであると、対応の制約は排除（実際予備決定が誤りのとき、その予備決定が現在のビットと重なる）されるよりもむしろ増幅することもある。この増幅は別の射影器を考慮することで次のように緩和される。
【数Ｉ１２】

ただし、Λ_nは重みの対角行列である。この射影を用いると、式（I１１）は次のように変形できる。
【数Ｉ１３】

【０１８３】
この変形は、予備決定がすべて正しい場合でも干渉物が完全に排除されることは決してないことを意味する。しかし、誤決定によるペナルティも減少する。ＩＳＲ−ＲとＩＳＲ−Ｄでは、干渉物ｉを表す列に適応される最適重みが｛Λ_n｝_i,i（１−２ＳＥＲ（ｉ））、ただしＳＥＲ（ｉ）は干渉物ｉに関する予備決定のシンボル誤差率、であることが示される。
【０１８４】
なお、図１１の一般的な「逆拡散後」受信装置が図９の一般的な「逆拡散しない」受信装置と異なるのと実質的に同様に、図１３、図１５、図１６、図１７と図２０の受信装置のそれぞれを変更して観測行列Ｙ_nの「逆拡散後」にＩＳＲを行うようにすることもできる。次にこのような変形例の受信装置を図２１乃至図２６を参照しながら説明する。
【０１８５】
たとえば、図１３に示すものに対応する図２１に示すＩＳＲ−ＴＲ受信装置では、遅延素子４５は前処理ユニット１８からの観測行列Ｙ_nを１ビット周期遅延させて、遅延観測行列Ｙ_n-1を集合Ｄの低パワーユーザ受信装置モジュールの各々に共通に供給する。これらの受信装置モジュールは同一なのでそのうちの１つのモジュール２０Ｈ^dだけを図２１に示す。観測行列Ｙ_n-1は逆拡散器１９^dに逆拡散され、後置相関観測ベクトルＺ ^d _n-1をチャネル識別ユニット２８Ｈ^dとビームフォーマ４７Ｈ^dのそれぞれに供給する。集合Ｄの受信装置モジュールと制約集合生成器４２Ｃは、図３に示す受信装置の場合と同一であり、行列＾Ｙ¹ _n-1…＾Ｙ^NI _n-1を加算器６０に供給し、加算器６０が行列を加算して全干渉行列＾Ｉ_n-1を生成し、それを集合Ｄの各受信装置モジュールに供給する。
【０１８６】
受信装置モジュール２０Ｈ^dは、図１３に示すモジュールに類似しているが、第２の逆拡散器４３Ｈ^dを有している。第２の逆拡散器４３Ｈ^dはユーザｄ用の拡散符号を用いて全干渉行列＾Ｉ_n-1を逆拡散して、信号列ベクトル＾Ｉ ^d _PCM,n-1としてユーザ別制御行列を生成する。制約行列はベクトルであり、逆行列が不要なので、この逆拡散器４３Ｈ^dは、事実上ユーザ別制約行列生成器を構成する。またこの場合、チャネル識別ユニット２８Ｈ^dは、チャネルベクトル予測値＾Ｈ ^d _n-1をビームフォーマ４７Ｈ^dに供給する。
【０１８７】
なお、逆拡散データベクトルＺ ^d _n-1はＨ ^d _nｓ^d _n＋Ｉ ^d _PCM,n＋Ｎ ^d _nに等しい。ただしＨ ^d _nはユーザ局１０^dにおけるチャネル応答、ｓ^d _nはユーザｄの移動局１０ｄが送信する信号、Ｉ ^d _PCM,nは集合Ｉ内のその他のユーザ局からの信号による干渉の結果信号Ｚ^d _nに存在する干渉成分で、Ｉ ^d _PCM,nは式（１４）で定義されているのと同様である。値Ｎ ^d _PCM,nは、例えば、熱ノイズ同様、その時点でシステム上のその他のすべてのユーザからの干渉の和からなる追加のノイズである。「他のユーザ」とは、集合Ｄ内のチャネルがカバーするユーザ以外のユーザを意味する。
【０１８８】
既に述べたとおり、ビームフォーマ４７Ｈ^dの係数は式（１６）乃至式（１８）に従って調整され、制約行列は次のように単一の空制約（すなわちＮ_c＝１）によって定義される。
【０１８９】
【数５８】

ただし、予測値＾Ｉ ^d _PCM,nは所望の低パワーユーザの拡散シーケンスで行列＾Ｉ _n（式（４７）と式（４８）参照）を逆拡散することによって得られる。
【０１９０】
図２２は、図１５の「逆拡散なしの」ＩＳＲ−Ｒ受信装置の低パワー（集合Ｄ）受信装置モジュールに類似した変形を示す図である。この場合、制約集合生成器４２Ｄの出力は、既に述べたとおり、行列＾Ｙ¹ _n-1…＾Ｙ^NI _n-1からなる。前述同様、図２２には受信装置２０Ｊ^dのみが示されているが、これは第２の逆拡散器４３Ｈ^dが図１２に示されているタイプのユーザ別行列インバータ４３Ｊ^dに置き換わった点以外は図２１に示す受信装置モジュールと同一である。チャネル識別ユニット２８Ｊ^dは同様にベクトル＾Ｈ ^d _n-1をビームフォーマ４７Ｊ^dに供給する。ユーザ別行列インバータ４３Ｊ^d内の逆拡散器のバンクは、行列＾Ｙ¹ _n-1…＾Ｙ^NI _n-1のそれぞれ１つを逆拡散して、ベクトル＾Ｉ ^d,1 _PCM,n-1，…，＾Ｉ ^d,NI _PCM,n-1を生成する。これらのベクトルがユーザ別制約行列＾Ｃ^d _PCM,n-1を構成し、行列インバータ４６Ｂ^dが対応の逆行列＾Ｑ^d _PCM,n-1を生成する。これらの行列はいずれも関連のビームフォーマ４７Ｊ^dに供給され、ビームフォーマ４７Ｊ^dはそれらの行列とチャネルベクトル予測値＾Ｈ ^d _n-1を用いて、後置相関観測ベクトルＺ ^d _n-1の要素に重み付けするのに用いられるその係数を調整する。すでに述べたとおり、係数は式（１６）乃至式（１８）に従って調整され、制約行列はＮＩ個の空制約（すなわちＮ_c＝ＮＩ）によって次のように定義される。
【０１９１】
【数５９】

ただし、各予測値＾Ｉ ^d,i _PCM,nは、所望の低パワーユーザの拡散シーケンスで式（５０）の行列＾Ｙⁱ _nを逆拡散することによって得られるものである。
【０１９２】
図２３は、図１６のＩＳＲ−Ｄ受信装置の低パワーユーザ受信装置モジュールに適応される変形を示す図である。したがって、共通の行列インバータはない。その代わり、図２３の受信装置では、集合Ｄの受信装置モジュールのそれぞれが、制約集合生成器４２Ｅからの制約を受信するユーザ別制約行列生成器４３Ｋを有している。図示のように、ユーザ別制約行列生成器４３Ｋ^dは、行列集合＾Ｙ^1,1 _n-1…＾Ｙ^1,Nf _n-1，…，＾Ｙ^NI,1 _n-1，…，＾Ｙ^NI,Nf _n-1を処理してベクトル集合＾Ｉ ^d,1,1 _PCM,n-1…＾Ｉ ^d,1,Nf _PCM,n-1，…，＾Ｉ ^d,NI,1 _PCM,n-1，…，＾Ｉ ^d,NI,Nf _PCM,n-1を生成する。これらのベクトルがユーザ別制約行列＾Ｃ^d _PCM,n-1と対応の逆行列＾Ｑ^d _PCM,n-1を構成し、これらの行列をビームフォーマ４７Ｋ^dに供給する。すでに述べたように、ビームフォーマ４７Ｋ^dはその係数を式（１６）と式（１８）に従って調整する。制約行列はＮ_fＮＩ個の空制約（すなわちＮ_c＝Ｎ_f×ＮＩ＝Ｍ×Ｐ×ＮＩ）によって次のように定義される。
【０１９３】
【数６０】

ただし、各予測値＾Ｉ ^d,i,f _PCM,nは、所望の低パワーユーザの拡散シーケンスで式（５２）の行列＾Ｙ ^i,f _nを逆拡散することによって得られるものである。
【０１９４】
図２４は、図１７のＩＳＲ−Ｈ受信装置に適用される変形を示す図である。前記同様、共通の制約行列生成器（４３Ｆ）は受信装置モジュール２０Ｌ^dにおいてユーザ別行列インバータ４３Ｌ^dに置き換えられ、集合Ｄの他の受信装置モジュールにおいても同様である。制約行列生成器４２Ｌは、そのビットシーケンス生成器６３Ｌ¹，…，６３Ｌ^NIがそれぞれ別の生成シーケンスを用いているので、図１７の制約集合生成器４２Ｆとは異なる。制約集合生成器４２Ｆからの行列集合＾Ｙ¹ _1,n，＾Ｙ¹ _2,n，＾Ｙ¹ _3,n，；…；＾Ｙ^NI _1,n，＾Ｙ^NI _2,n，＾Ｙ^NI _3,nは、ユーザ別行列インバータ４３Ｌ^dで処理されて、ユーザ別制約行列＾Ｃ^d _PCM,nを構成するベクトル＾Ｉ ^d,1 _1,n，＾Ｉ ^d,1 _2,n，＾Ｉ ^d,1 _3,n；…；＾Ｉ ^d,NI _1,n，＾Ｉ ^d,NI _2,n，＾Ｉ ^d,NI _3,nを生成し、（図示しない）行列インバータが対応の行列＾Ｑ^d _PCM,nを生成する。制約行列＾Ｃ^d _PCM,nと逆行列＾Ｑ^d _PCM,nはチャネルベクトル予測値＾Ｈ^d _nとともにビームフォーマ４７Ｌ^dによって用いられ、逆拡散器１９^dから受信する後置相関観測ベクトルＺ ^d _nの要素に重み付けするのに用いられる係数を調整する。すでに述べたとおり、係数は式（１６）と式（１８）に従って調整され、制約行列は３ＮＩ個の空制約（すなわちＮ_c＝３ＮＩ）によって次のように定義される。
【０１９５】
【数６１】

ただし、各予測値＾Ｉ ^d,i,k _PCM,nは、所望の低パワーユーザの拡散シーケンスで行列＾Ｙⁱ _k,nを逆拡散することによって得られるものである。
【０１９６】
この場合、ビットシーケンス生成器６３Ｌ¹…，６３Ｌ^NIはそれぞれ、図２５に示すような４個の生成ビットシーケンスｇ¹（ｔ），ｇ²（ｔ），ｇ³（ｔ）とｇ⁴（ｔ）を用いる。
【０１９７】
なお、図２５に持続時間３Ｔの任意のフレームでは、４個の生成シーケンスのいずれかのビットトリプレットはその他の線形組み合わせである。したがって、各干渉ベクトルの４個の可能な認識のいずれか１つがその他の線形組み合わせであり、対応の空制約は残り３個の空制約によって暗黙的に実行される。４個の空制約は最初の４個の可能な認識に任意に制限される。
【０１９８】
図２６は、図２０のＩＳＲ−ＲＨ受信装置に適用される変形を示すものである。前記と同様、図２０の共通行列インバータ４３Ｇは受信装置モジュール２０Ｍ^d中の１組の共通行列インバータ４３Ｍ^dに置き換えられる。集合Ｄの他の受信装置モジュールでも同様である。図２６に示す制約行列生成器４２Ｍは、図２６の受信装置のビットシーケンス生成器６３Ｍ¹，…６３Ｍ^NIのそれぞれがビットシーケンスｇ ^l+1,n _nを生成しているので図２０に示す制約行列生成器（４２Ｇ）とはわずかに異なっている。
【０１９９】
ユーザ別行列インバータ４３Ｍ^dは、それぞれチャネル識別ユニット５９Ｍ¹、…、５９Ｍ^NIからの制約集合行列対＾Ｙ¹ _k1,n，＾Ｙ¹ _k2,n，…，＾Ｙ^NI _k1,n，＾Ｙ^NI _k2,nを処理して、ユーザ別制約行列＾Ｃ^d _PCM,nの列を構成する対応するベクトル集合＾Ｉ ^d,1,k1 _PCM,n，＾Ｉ ^d,1,k2 _PCM,n，…，＾Ｉ ^d、^NI,k1 _PCM,n，＾Ｉ ^d,NI,k2 _PCM,nが生成され、また対応の逆行列Ｑ^d _PCM,nが生成される。制約行列＾Ｃ^d _PCM,nと逆行列＾Ｑ^d _PCM,nはチャネルベクトル予測値＾Ｈ ^d _nとともに、ビームフォーマ４７Ｍ^dに用いられて、逆拡散器１９^dから受信する後置相関観測ベクトルＺ ^d _nの要素に重み付けするために用いられる係数が調整される。すでに述べたとおり、係数は式（１６）乃至式（１８）に従って調整され、制約行列は２ＮＩ個の空制約（すなわちＮ_c＝２ＮＩ）によって次のように定義される。
【０２００】
【数６２】

ただし、各予測値対＾Ｉ ^d,i,k1 _PCM,nと＾Ｉ ^d,i,k2 _PCM,nは、所望の低パワーユーザの拡散シーケンスで行列＾Ｙⁱ _k1,nと＾Ｙⁱ _k2,nを逆拡散することによって得られるものである。
【０２０１】
シンボル間干渉（ＩＳＩ）排除
発明の前記実施例のいずれにおいても、特に処理利得が低いときは、集合Ｄの受信装置モジュールにおけるシンボル間干渉を減らすことが望ましい。逆拡散によってＩＳＩが無視しうる程度に減少するＰＣＭモデルで述べたように、処理利得が大きい場合、Ｙ ^dH _0,n Ｙ ^d _-1,n≒０かつＹ ^dH _0,n Ｙ ^d _+1,n≒０となる。したがって、拡散前の空間／時間ビームフォーマＷ ^d _nでは次のような追加の制約を実行される。
【０２０２】
【数６３】

【０２０３】
したがって、干渉が排除されて、ＩＳＩが大きく減少する。完全なＩＳＩ排除は、受信装置を変更して、チャネルパラメータ推測器Ｈ^d _nの集合を集合Ｉの受信装置モジュールのチャネルパラメータ推測器と並列処理するための制約集合生成器４２で利用可能にすることによって、成し遂げることができる。追加の制約行列と逆行列もビームフォーマ４７^dに供給され、データ処理時に考慮される。
【０２０４】
このような場合、次の行列を生成することができる。
【０２０５】
【数６４】

また、次の２×２行列
【数６５】

を反転させて、制約された空間／時間ビームフォーマＷ ^d _nを得た後、以下によって逆拡散する。
【０２０６】
【数６６】

【数６７】

【数６８】

【０２０７】
射影器Π_nは、式（４３）と式（４４）に従って、すでに述べた方法で生成される。＾Ｃ^d _ISI,nと＾Ｃ_nの両方に直交する射影器Π^d _nが生成され、その後低パワー応答ベクトル＾Ｙ ^d _0,nが射影、正規化され、処理されたユーザｄからのＩＳＩと集合ＩのＮＩ個のユーザからの干渉を完全に排除するビームフォーマが形成される。
【０２０８】
なお、強い干渉物の抑制が不要な場合は、ＩＳＩは次のビームフォーマによって排除することもできる。
【０２０９】
【数６９】

ただし、式（６７）の射影器Π_nは単位行列に設定されるので何の影響も与えない。これは行列＾Ｃ_nを空行列に設定する場合と同様である。前記式の射影器Π^d _ISI,nを単位行列に置き換えると（これは行列＾Ｃ^d _ISI,nを空行列に設定するのと同等）、単純ＭＲＣビームフォーマが逆拡散前に実行される。このようなＭＲＣビームフォーマを用いる受信装置モジュールが図２７に示されている。この受信装置モジュールを用いて、図９およびそれ以降の図に示す受信装置モジュール２０¹，…，２０^NIなどの受信装置モジュールなど、「貢献者」だけの受信装置モジュールのいずれも置き換えることができる。図２７に示す受信装置モジュールは、ＩＳＲビームフォーマ４７Ａ^dが次の等式を実行するＭＲＣビームフォーマ２７Ｎ^dに置き換えられている点以外は図９の受信装置モジュールに類似している。
【０２１０】
【数７０】

【０２１１】
また、以下でＷ ^d _MRC,nと示されているＭＲＣビームフォーマを用いる図２７の受信装置モジュールを、ＩＳＲを使わないＳＴＡＲ、たとえば文献［１３］に記載のＳＴＡＲに組み込むことができる場合も想定される。
【０２１２】
パイロット支援型ＩＳＲ
ＳＴＡＲ−ＩＳＲは、符号曖昧性（またはＭＰＳＫにおける量子化位相曖昧性）内でブラインドチャネル識別を行う。したがって、差動復調を避け、準コヒーレント検出を可能にする。しかし、差動復号は符号曖昧性を解決するためにある程度パフォーマンスを犠牲にしても行う必要がある。完全なコヒーレント検出を実行し、動作復号を回避するために、パイロット信号、すなわち受信装置に既知の所定のシンボルシーケンス（通常固定「１」シーケンス）を送信装置が送って、受信装置が符号曖昧性を解消できるようにする。２つのタイプのパイロットが共通である。すなわち、１）あるパイロットシンボルが、データシーケンス内のパイロットシンボルに所定のシンボル位置または繰り返しｎπで挿入し、その他の添え字ｎδをある程度のオーバヘッド損を伴ってデータシンボルに割り当てる；２）あるパイロットチャネルが、判明な拡散符号ｃπ^,u _lとｃδ^,u _lの対を用いてパイロットシーケンスにデータシーケンスを乗算して、利用可能なパワーの分数ζ²／(１＋ζ²)をパイロットに割り当て、残りの１／（１＋ζ²）をある程度の相対的パワー損を伴ってデータに割り当てる。
【０２１３】
パイロット信号は通常チャネル識別で用いられる。ＳＴＡＲ−ＩＳＲはこのタスクをパイロットなしに成し遂げ、したがって、パイロットの役割をブラインドチャネル識別方式の結果生じる位相曖昧性の単純解消にまで減らす。このパイロット使用についての新しい方式によって、アップリンクとダウンリンクでのＳＴＡＲの単一ユーザの関係で文献［２１］と［３１］にそれぞれ開示されているように、パイロットに割り当てられるオーバヘッドまたはパワー分数を大きく減少させることができる。パイロットシンボルとパイロットチャネルについて、その新方式にしたがってパイロットをＳＴＡＲ−ＩＳＲに挿入することは、それぞれ図４４と４６に示されている。
【０２１４】
図４４では、ユーザｄについてパイロットシンボル支援型ＩＳＲ受信装置が示されている。ＩＳＲビームフォーマ４７Ｖ^dは、信号成分予測値＾Ｓ^d _nを出力して、既に述べた通常の工程でチャネル識別２８Ｖ^dとパワー予測ユニット３０Ｖ^dと作用する。しかし、ビームフォーマ出力に新たに設けられたパイロット／データデマルチプレクサ３５Ｖ^dが、データとパイロットに割り当てられたシンボル位置ｎδとｎπを分離する。したがって、対応する添え字位置で、信号成分予測値＾ｓ^d _nδと＾ｓ^d _nπがそれぞれ抽出される。
【０２１５】
一方では、量子化位相曖昧性ａ^d内の（すなわち配列に属する）データ信号成分予測値＾ｓ^d _nδ≒ａ^dΨ^d _nｂ^d _nが決定ルールユニット２９Ｖｄに送られて、対応するシンボル予測値＾ｂ^d _n≒ａ^dｂ^d _nを同じ位相曖昧性ａ^d内で予測する。
【０２１６】
他方、基本的に受信パワー（Ψ^d _n）²がほとんど変動ない中で一定の位相曖昧性を保持するパイロット信号成分予測値＾ｓ^d _nτ≒ａ^dΨ^d _nは、図４５に示す曖昧性予測器３１Ｖ^dに送られる。この予測器が所定数のシンボルにわたってパイロット信号成分予測値をバッファリングする。バッファ３３Ｖ^dがいっぱいになると、予測器は平均化またはスムージングユニット３４Ｖ^dを用いてバッファリングされた値を平均化（スムージング）して、残留ノイズを大幅に減少させ、したがって、予測誤差を最小限にする。その後、平均パイロット信号成分予測値をデータ用に使われる決定ルールユニット（すなわち２９Ｖ^d）と同一な決定ルールユニット２９Ｖ／２^dに送り、位相曖昧性＾ａ^d _nを量子化して予測する。いったん新しい予測がされると、バッファ３３Ｖ^dはフラッシュされて、バッファが再びいっぱいになり新たな予測が導き出されるまで、位相曖昧性予測値は一定に保たれる。
【０２１７】
図４４のパイロットシンボル支援型ＩＳＲ受信装置では、共役器３２Ｖ^dが曖昧性予測値を結合して、乗算器１５Ｖ^dが位相曖昧性を補償するために位相共役（＾ａ^d _n）^*にデータシンボル予測値ｂ ^d _nδ≒ｂ_nを乗算する。結果としてのデータシンボル予測値ｂ ^d _nδ≒ｂ_nは、曖昧性がなく、もはや差動デコーディングを必要としない。
【０２１８】
図４６において、ユーザｄについてのパイロットチャネル支援型ＩＳＲ受信装置が示されている。この構造をよりよく理解するためには、あらかじめもう一段階、対応のデータモデルを展開する必要がある。ユーザｄが相対的パワーζ²と１とのパイロットとデータ多重化のために一対の拡散符号を用いるということを踏まえると、データモデルは次のように表せる。
Ｙ _n＝Ｙδ^,d _0,nｓδ^,d _n＋Ｙπ^,d _0,nｓπ^,d _n＋Ｉ _n＋Ｎ _n
＝Ｙδ^,d _0,nΨ^d _nｂ^d _n＋Ｙπ^,d _0,nΨ^d _nζ＋Ｉ _n＋Ｎ _n
ただし、ｓδ^,d _nとｓπ^,d _nはデータ信号成分およびパイロット信号成分をそれぞれ示している。
【０２１９】
受信したパイロットおよびデータ信号は、同一の物理チャネルから受信する２つの別個のユーザとしてみなされる（すなわち、２つの拡散チャネル符号Ｙδ^,d _0,nとＹπ^,d _0,nを得るために一対の符号によって拡散されるＨ ^d _n）。
【０２２０】
図４６では、対応するデータ拡散符号にしたがって調整されるデータＩＳＲビームフォーマ４７Ｖ／１^dがデータ信号成分予測値＾ｓδ^,d _nを出力して、前で述べた通常の工程でチャネル識別ユニット２８Ｖ^dとパワー予測ユニット３０Ｖ^dと作用する。しかし、対応するパイロット拡散符号にしたがって調整される追加のパイロットＩＳＲビームフォーマ４７Ｖ／２^dは同時に、パイロット信号成分予測値＾ｓπ^,d _nも与える。パイロットパワー分数はデータパワーより弱いので、チャネル識別ユニット２８Ｖ^dは、データ信号成分予測値からの信頼性がより高く、強いフィードバックを用いる。チャネル予測値は一対の符号によって拡散され、その結果得られる予測値＾Ｙδ^,d _0,nと＾Ｙπ^,d _0,nはデータＩＳＲビームフォーマ４７Ｖ／１^dとパイロットＩＳＲビームフォーマ４７Ｖ／２^dにそれぞれ送られる。データＩＳＲビームフォーマ４７Ｖ／１^dは、空をそれ自身のパワーの弱いパイロットチャネルに向かわせる必要はない。
【０２２１】
一方では、データ信号成分予測値＾ｓδ^,d _n≒ａ^dΨ^d _nｂ^d _nが量子化位相曖昧性ａ^d内で得られる。その予測値は決定ルールユニット２９Ｖ^dに送られて、同じ位相曖昧性内で＾ｂ^d _nδ≒ａ^dｂ^d _nを予測する。他方、パイロット信号成分予測値＾ｓπ^,d _n≒ａ^dΨ^d _nζは受信パワー分数ζ²（Ψ^d _n）²の変動がほとんどない中で一定の位相曖昧性を保持する。したがって、パイロットシンボル支援型ＩＳＲについて上で述べたのと同様に、曖昧性予測器３１Ｖ^dは位相曖昧性＾ａ^d _nを予測し、それが共役器３２Ｖ^dに送られて、（＾ａ^d _n）^*を得て、その後データシンボル予測値＾ｂ^d _nδ≒ａ^dｂ^d _nの位相曖昧性を補償するために乗算器１５Ｖ^dに送られる。その結果得られるシンボル予測値ｂ ^d _n≒ｂ_nに曖昧性が再びなくなり、もはや差動復号が必要でなくなる。
【０２２２】
統合ＩＳＲ検出
本発明の前記の実施例では、ＩＳＲは、選択された集合Ｄのユーザ、典型的には低データ速度ユーザに対して行われ、そのユーザが選択された集合Ｄの高速ユーザに関してＩＳＲを実行する。この方式は、ほとんどの場合、特に高速ユーザが非常に少ない場合には適切であるが、他の高速ユーザが引き起こす相互干渉が深刻で、高速ユーザ間での相互ＩＳＲも同様に望まれている場合がある。こうした状況は、図８のユーザ集合Ｍ１とＭ２に示されている。したがって、本発明の前記実施例では、集合Ｉの受信装置モジュールはＩＳＲを行わず、単に集合Ｄの受信装置モジュールが使用する制約を供給しているだけであるが、一方で集合Ｍ１とＭ２の受信装置モジュールのいくつかまたはすべてがＩＳＲを利用したビームフォーマを有することができる場合も想定される。次に、このような統合ＩＳＲ（Ｊ−ＩＳＲ）の実施例を図２８を参照しながら説明する。図２８には一例として受信装置モジュール２０ⁱのみが示されている。任意のシンボル周期で、このような受信装置モジュール２０ⁱのそれぞれは、（i）制約行列＾Ｃ_n-1と逆行列Ｑ_n-1を受信して、これらの行列をモジュール自身の干渉成分も含めた干渉の抑制に用いる；（ii）制約を制約行列＾Ｃ_n-1と逆行列Ｑ_n-1に与え、制約行列＾Ｃ_n-1と逆行列Ｑ_n-1ではその制約を次のシンボル周期で用いる。ＩＳＲ−Ｈモード受信装置の場合、仮説シンボルが用いられるが、制約集合はビットシーケンス生成器６３¹，…，６３^NIからの仮説シンボルによって生成されるので、集合Ｉの受信装置モジュールをＩＳＲビームフォーマを有する受信装置モジュール２０^dに置き換えるだけですむ。決定フィードバックを必要とする他のＩＳＲモードとは逆に、ＩＳＲ−Ｈモード受信装置モジュールでは、あるユーザが別のユーザをキャンセルする場合に処理遅延がまったく不要となる。したがって、ＩＳＲ−Ｈを実行して、干渉キャンセルまたは後述する多段処理を引き続き行うことなく、強い干渉物をキャンセルすることできる。
【０２２３】
すでに演算済みの行列＾Ｃ_n-1とＱ_n-1を用いると、各干渉物についてのＩＳＲ結合器は次のように容易に得られる。
【０２２４】
【数７１】

ただし、Ｒ ^k＝［０，…，０，１，０，…，０］^Tは、ｋ番目の成分を除いて空成分の（３ＮＩ）次元ベクトルである。この実行には、単一の３ＮＩ×３ＮＩ行列を反転させて、強い干渉物の中で暗黙的にＩＳＩを排除するという利点がある。
【０２２５】
ＩＳＲ−ＴＦ、ＩＳＲ−ＲとＩＳＲ−Ｄモードについて、各受信装置モジュールは実質的に集合Ｉの受信装置モジュールを集合Ｄの受信装置モジュールと組み合わせ、いくつかの成分を冗長であるとして省略する。図２８を再び参照すると、このような結合型受信装置モジュールが示されており、前処理ユニット１８が観測行列Ｙ_nを１ビットの遅延素子４５と第１のベクトル再整形器４４／１に供給する。第１のベクトル再整形器４４／１は観測行列Ｙ_nを再整形して、観測ベクトルＹ _nを生成する。第２のベクトル再整形器４４／２は、遅延した観測ベクトルＹ_n-1を再整形して、遅延観測ベクトルＹ _n-1を生成する。これらの行列とベクトルは、制約行列生成器４３Ｐからの制約行列＾Ｃ_n-1と逆行列Ｑ_n-1とともに、受信装置モジュール２０Ｐⁱとその他の受信装置モジュールに供給される。制約行列生成器４３Ｐは、制約集合生成器４２Ｐが生成する制約集合Ｃ_n-1から制約行列＾Ｃ_n-1と逆行列Ｑ_n-1を生成する。
【０２２６】
受信装置モジュール２０Ｐⁱは、逆拡散器１９ⁱと、チャネル識別ユニット２８Ｐⁱと、パワー予測ユニット３０Ｐⁱと、決定ルールユニット２９Ｐⁱとを備える。これらはいずれも前記受信装置モジュールと同様である。しかし、この場合、受信装置モジュール２０Ｐⁱは２個のビームフォーマ、一方がＩＳＲビームフォーマ４７Ｐⁱで他方がＭＲＣビームフォーマ２７Ｐⁱと、ＭＲＣビームフォーマ２７Ｐⁱの出力に接続される追加の決定ルールユニット２９Ｐ／２ⁱを備えている。ＩＳＲビームフォーマ４７Ｐⁱは、遅延した観測ベクトルＹ _n-1を処理して、予測信号成分予測値＾ｓⁱ _n-1を生成して、この予測値を第１の決定ルールユニット２９Ｐⁱと、パワー予測ユニット３０Ｐⁱと、チャネル識別ユニット３０Ｐⁱに通常の方法で供給する。決定ルールユニット２９Ｐⁱと、パワー予測ユニット３０Ｐⁱは信号成分予測値＾ｓⁱ _n-1で動作して、対応するシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1とパワー予測値Ψⁱ _n-1を導き出して、これらの予測値を通常の方法で受信装置のその他の部分に供給する。
【０２２７】
逆拡散器１９ⁱは、遅延した観測行列Ｙ_n-1を逆拡散して、後置相関観測ベクトルＺ ⁱ _n-1を生成して、このベクトルをチャネル識別ユニット２９Ｐⁱにのみ供給する。チャネル識別ユニット２９Ｐⁱは後置相関観測ベクトルＺ ⁱ _n-1と信号成分予測値を用いて、拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ⁱ _0,n-1とチャネルベクトル予測値Ηⁱ _n-1の集合を生成する。処理周期の初めに、チャネル識別ユニット２８Ｐⁱは、拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ⁱ _0,n-1をＩＳＲビームフォーマ４７ＰⁱとＭＲＣビームフォーマ２７Ｐⁱに供給して、その係数を更新するのに用いられ、チャネルベクトル予測値Ηⁱ _n-1の集合を制約集合生成器４２Ｐに供給する。
【０２２８】
ＭＲＣビームフォーマ２７Ｐⁱは、現在の観測ベクトルＹ _nを処理して、第２のルール決定ユニット２９Ｐ／２ⁱが「未来の」シンボル予測値＾ｂⁱ _MRC,nを生成するのに使用できるように「未来の」信号成分予測値＾ｓⁱ _MRC,nを生成する。この予測値が制約集合生成器４２Ｐに処理周期の初めに供給される。制約集合生成器４２Ｐも、決定ルールユニット２９ⁱからシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1を受信するが、その受信は処理周期の終わりに行われる。制約集合生成器４２Ｐは、処理周期の終わりに、決定ルールユニット２９Ｐ／２ⁱからのシンボル予測値＾ｂⁱ _MRC,nと、決定ルールユニット２９ⁱからのシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1をバッファリングする。その結果、制約集合生成器４２Ｐが制約集合Ｃ_n-1を演算しているあるシンボル周期ｎ−１で、チャネルベクトル予測値Η_n-1の集合と、「未来の」シンボル予測値＾ｂⁱ _n-1と、「現在の」シンボル予測値＾ｂⁱ _MRC,n-1と「過去の」シンボル予測値＾ｂⁱ _n-2、後者２つはバッファから得られる、これらの予測値が利用可能となる。
【０２２９】
「統合ＩＳＲ」集合内のその他の受信装置モジュールのそれぞれは、これらの信号の等価物を制約集合生成器４２Ｐに供給する。制約集合生成器４２Ｐは、それらの信号をすべて処理して、制約集合Ｃ_n-1を生成して、これを制約行列生成器４２Ｐに供給する。制約行列生成器４２Ｐは制約行列＾Ｃ_nと逆行列Ｑ_nを生成して、これらの行列を様々な受信装置モジュールに供給する。
【０２３０】
制約集合生成器４２Ｐと制約行列生成器４３Ｐは、図９乃至２７を参照して説明した本発明の実施例での制約集合生成器４３と制約行列生成器４２とほぼ同様に構築され、動作する。したがって、違いは実行するＩＳＲモードによって生じる。
【０２３１】
図２８の受信装置の制約集合生成器４２ＰがＩＳＲ−Ｄモード用に構成されると、すなわち、図１６に示す制約集合生成器のように構成されると、ＩＳＲビームフォーマ４７Ｐⁱに供給される制約行列＾Ｃ_nは、ビームフォーマ４７Ｐⁱが自己でチャネルパラメータを予測するのに十分な情報を含んでいる。したがって、これらの予測値をチャネル識別ユニット２８Ｐⁱに送り、ユニット２８Ｐⁱが生成するチャネルベクトル予測とチャネルベクトル予測値の集合を向上させるのに使われる。
【０２３２】
ＩＳＲ−ＲＨ受信装置モジュールは、類似の構造を用いるが、１ビット遅延素子４５が省略され、制約集合生成器４２Ｐが過去のシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1と、現在のＭＲＣシンボル予測値＾ｂⁱ _MRC,nと、「未来の」シンボルｂⁱ _n+1のための２つの仮説値を用いて、現在のシンボル予測値＾ｂⁱ _nを生成する点が異なる。このような「ＩＳＲ−ＲＨモード」を実行するために図２８に示す受信装置モジュールを変更することは当業者には明らかなので、以後それについては言及しない。
【０２３３】
Ｊ−ＩＳＲを実行するためには、制約行列をさらに一般的に定式化する必要がある。Ｎ_c個の制約を数える一般的なＩＳＲ制約行列は次の通りである。
【０２３４】
【数７２】

ただし、ｊ番目の制約＾Ｃ _n,jは次のように与えられる。
【数７３】

【０２３５】
ただし、Ｓ_jは加算時にｊ番目の制約を生成するダイバーシティの部分集合である。表２に示すように、Ｓ_j，Ｊ＝１，…，Ｎ_cの集合は次の制約を満足する。
Ｓ＝Ｓ₁∪Ｓ₂∪…．∪Ｓ_Nc＝｛（ｕ，ｆ，ｋ）｜ｕ＝１，…，ＮＩ；ｆ＝
１，…，Ｎ_f；ｋ＝−１，０＋１｝
かつ
Ｓ₁∩Ｓ₂∩…∩Ｓ_Nc＝φ
φは空集合である。表１はすべての与えられた動作中のＩＳＲモードについて集合Ｓ_j，Ｊ＝１，…，Ｎ_cを定義している。
【０２３６】
目標の信号は、共通の制約行列＾Ｃ_nの範囲によって定義される全干渉部分空間に属する。したがって、次のような射影によって所望のユーザｄの信号がキャンセルされることを避けるためには、
【０２３７】
【数７４】

次のように与えられる所望信号ブロッキング行列＾Ｃ^d _nを導入する。
【数７５】

ただし、
【数７６】

ただし、Ｓ^d＝｛（ｕ，ｆ，ｋ）｜ｕ＝ｄ；ｆ＝１，…，Ｎ_f；ｋ＝０｝である。通常Ｓ^dはＳの小さな部分集合であり、＾Ｃ^d _nは＾Ｃ_nに非常に近い。
【０２３８】
ＩＳＲ−Ｄにおける統合マルチユーザデータおよびチャネル利得予測
パワーが弱い低速ユーザからの信号貢献を無視し、ＮＩ個の干渉物Ｙ _nの信号に限定することを公式化すると次のようになる。
【０２３９】
【数７７】

【数７８】

【数７９】

ただし、Γ _nは全フィンガからのチャネル係数を全ユーザについて整列させるＮ_fＮＩ×１ベクトルである。Γ _nの予測はマルチソース問題としてみなされる：
【０２４０】
【数８０】

【０２４１】
これがＩＳＲ−Ｄ動作の１工程を構成し、統合マルチユーザチャネル識別を可能にする。
【０２４２】
多段ＩＳＲ検出
多段処理を、前記統合ＩＳＲを用いる前記実施例の処理、すなわち、ＩＳＲ−Ｈモードを実行する受信装置を除くすべてと組み合わせて用いてもよい。ＩＳＲ（ＴＲ、Ｒ、Ｄ、ＲＨ）の決定フィードバックモードを用いる受信装置それぞれにおいて、粗ＭＲＣシンボル予測値を、ＩＳＲ動作のための信号を再構成するのに用いる。抑制すべき干渉を含む信号に基づくものなので、ＭＲＣ予測値はＩＳＲ予測値より信頼性に欠け、再構成誤差がひどくなる。多段処理を用いて、第１段以外の連続する段階で、改善したＩＳＲ予測値を用いてＩＳＲ動作を再構築し実行することによって、より良い結果が得られる。
【０２４３】
数回の反復をしてあるシンボル予測値を生成する多段処理受信装置モジュールの動作を、図２９に示す。図２９は、同様な構成素子を示す。すなわち、ユーザ局１０ⁱについてシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1を対象とするフレームの反復１，２，…，Ｎ_sを表す数回の連続するシンボル周期で、制約集合生成器４２Ｐと、制約行列生成器４３Ｐと、ＩＳＲビームフォーマ４７Ｐⁱと、決定ルールユニット２９Ｐ／１ⁱと、ＭＲＣビームフォーマ２７Ｐⁱと、決定ルールユニット２９Ｐ／２ⁱが示されている。反復１だけが行われるということは、制約集合生成器４２Ｐが第２の決定ルールユニット２９Ｐ／２ⁱ（と適用可能であればその他のユニット）から過去に受信して、バッファリングされた粗シンボル予測値＾ｂⁱ _MRC,n-1を用いる、図２８の受信装置モジュール２０ⁱの動作を示す図である。フレーム内の各反復で、制約集合生成器４２Ｐで用いられるその他の変数に変化はない。これらの変数は、少なくとも同じ統合処理集合内の各「貢献者」受信装置モジュールから、過去のシンボル予測値＾ｂⁱ _n-2と、チャネルパラメータの集合Ηⁱ _n-1と、現在のＭＲＣシンボル予測値＾ｂⁱ _MRC,nとからなる。同様にして、ＩＳＲビームフォーマ４７Ｐⁱが用いる拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ⁱ _0,n-1と遅延した観測ベクトルＹ _n-1に変化はない。
【０２４４】
反復１では、制約行列生成器４２Ｐは、制約行列＾Ｃ_n-1（１）と逆行列Ｑ_n-1（１）とを生成して、これらの行列を用いるビームフォーマ４７Ｐⁱに供給して、また、拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ⁱ _0,n-1を供給して、既に述べたように遅延した観測ベクトルＹ _n-1の各要素に重み付けするために係数を調整して、信号成分予測値を生成する。決定ルールユニット２９Ｐ／１ⁱはこの信号成分予測値を処理して、反復１でシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1（１）を生成する。これは図２８の受信装置が生成するものと同様である。このシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1（１）は、初期の粗ＭＲＣ予測値＾ｂⁱ _MRC,n-1よりも正確なので、反復２ではこれを制約集合生成器４２Ｐⁱ、すなわちビームフォーマ２７Ｐⁱの粗ＭＲＣ予測値ではなくシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1（１）を制約集合生成器４２Ｐⁱの入力として用いる。その結果、反復２では、制約行列生成器４２Ｐがより正確な制約行列＾Ｃ_n-1（２）と逆行列Ｑ_n-1（２）を生成する。これらの改善された行列を用いて、ＩＳＲビームフォーマ４７Ｐⁱがより高精度に調整されるので、反復２ではより正確なシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1（２）が生成される。この改善されたシンボル予測値を反復３で用いて、この反復処理が全部でＮ_s回繰り返される。反復Ｎ_Sでは、その前の反復によって生成されるシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1（Ｎ_S−１）を用いて、シンボル予測値＾ｂⁱ _n-1（Ｎ_S）を生成して、この生成された予測値はフレームｎのシンボル予測値となり、したがってシンボル予測値＾ｂⁱ _n-1として出力される。
【０２４５】
シンボル予測値＾ｂⁱ _n-1は、シンボル予測値＾ｂⁱ _n-2の代わりに、次のフレーム（ｎ＋１）の反復ごとに、バッファリングされて制約集合生成器４２Ｐに使用される。他の変数も適切に増加し、フレームｎ＋１の反復１で、新しい粗ＭＲＣビームフォーマ２７Ｐⁱシンボル予測＾ｂⁱ _MRC,n+1が制約集合生成器４２Ｐで使われる。反復プロセスが繰り返されて、既に述べたように各反復においてシンボル予測値が更新される。
【０２４６】
なお、図２９では、チャネル識別ユニット２８Ｐⁱへの入力では、過去の反復によって生成されたことを反映させる下付き文字が使われる。これらの下付き文字は、２つの周期間での遷移を示すことが適切ではないので図２８では使われていない。しかし、理論上の論考によれば遷移は明らかである。
【０２４７】
１段ＩＳＲ動作は次のように法則化できる。
【数８１】

ただし、＾ｓ^d _n（１）はＩＳＲの第１段からのＩＳＲ予測値であり、＾ｓ^u _MRC,nはＭＲＣ信号予測値であり、制約行列＾Ｃ_n（１）、＾Ｃ^d _n（１）とＱ_n（１）は第１段でのＭＲＣ予測値から生成される。表記を法則化して、Ｎ_s段での信号予測は、次の反復後に得られる。
【数８２】

【０２４８】
多段方式は複雑でコストがかかる。しかし、１つの段階から次の段階までの多くの計算が冗長なので複雑さは緩和できる。たとえば、ほとんどの状況でそうだと思われるが、シンボル予測誤差の数が段階ごとにあまり変化しなければ、υ（ｊ）≒υ（ｊ−１）なので、コストのかかる計算υ（ｊ）を追跡することができる。
【０２４９】
なお、図２９の実施例では、チャネル識別ユニット２９Ｐⁱは、最後の反復Ｎ_sの後チャネル係数を更新する。したがって、次の周期では、チャネル識別ユニット２９Ｐⁱへの入力は＾ｂⁱ _n-1、Ｚ ⁱ _n-1、＾Ｙ _0,nおよびＨⁱ _nとなる。しかし、チャネル係数を各反復でもっと頻繁に、好適に更新することができる場合も想定される。したがって、最初の反復後、暫定シンボル予測値＾ｂⁱ _n-1（１）を使う。チャネル識別ユニット２９Ｐⁱへの暫定信号成分のフィードバックでは、２回目の反復後、暫定シンボル予測値＾ｂⁱ _n-1（２）を使う、などがなされる。ある反復についての対応する暫定チャネル予測値を制約集合生成器４２Ｐに供給して、次の反復で用いる。
【０２５０】
中間チャネル復号を伴う多段を用いるＩＳＲ（ＭＩＣＤ）
最近、ＴＵＲＢＯチャネル符号器が、シャノンの限界に近い情報ビット誤差率（ＩＢＥＲ）を達成するための新たな高効率符号化構造として研究者の興味を集めている。基本的に、ＴＵＲＢＯ符号化方式の強度は、同一の情報データを送信する２つの重畳デコーダの組み合わせである。しかし、データは符号化される前にさまざまに（異なるインターリーブで）時相構成される。データストリームの１つから、復号器は第２のストリームを復号するための外部情報の一種として用いられる可能性予測値を求める。
【０２５１】
ＴＵＲＢＯの概念は最近一般化されＴＵＲＢＯマルチユーザ受信装置になった。ＴＵＲＢＯ復号器同様、ＴＵＲＢＯマルチユーザ原理は検出段を連結することにある。この概念がＩＳＲに適用され、これを中間チャネル復号を伴うＩＳＲ多段の拡大、ＩＳＲ−ＭＩＣＤと呼ぶ。多段ＩＳＲ、ＩＳＲ−Ｍとは反対に、ＩＳＲ−ＭＩＣＤは図４７に示すように段階間でチャネル復号を行う。
【０２５２】
第１のＭＲＣビーム形成２７Ｗⁱは通常通り、予備段階で行われ、粗信号予測値（＾ｓⁱ _MRC,n）を得る。決定ルールユニット２９Ｗ／１ⁱを用いて、その粗信号予測値から送信データの仮予測値が導かれる。仮決定が制約集合生成器４２Ｗに送られ、ここで他のすべての干渉ユーザとともに目標のユーザの信号を再構成する。制約行列生成器４３Ｗは、制約行列（＾Ｃ_n-1（１））を組み立ててＩＳＲビームフォーマ４７Ｗⁱに与える。ＩＳＲビームフォーマ４７Ｗⁱは、改善された信号予測値（＾ｓⁱ _n-1（１））を出力する。通常通り、ＩＳＲシンボル予測値（~ｂⁱ _n-1（１））が、決定ルールユニット２９Ｗ／１ⁱを用いて演算され、後の制約を構築するために制約集合生成器４２Ｗにフィードバックされる（このフィードバックは図中に明確に示されていない）。しかし、もっと重要なことは、ＩＳＲ信号予測値が中間チャネル復号（図の水平分岐）のために渡されるということである。まず、バッファ９０ⁱが符号フレーム（ここで、フレーム同期が確立されたと仮定する）に対応するＮ_F個のシンボルを集める。符号フレームは逆インターリーブユニット９１ⁱに渡され、ここであらかじめ定義されたルールを用いてデータを逆インターリーブする。符号フレームは、逆インターリーブユニット９１ⁱに渡され、そこであらかじめ定義されたルール（通常ブロックインターリーブ）を用いてデータが逆インターリーブされる。逆インターリーブデータはチャネル復号ユニット９２ⁱ内でビタビ復号され、Ｎ_F／Ｒ個の情報ビットのブロックを得る。ただしＲは符号速度である。チャネル復号がなされると、復号した情報ビットシーケンスが再符号化ユニット９３ⁱで再符号化され、再インターリーブユニット９４ⁱで再びインターリーブされて、改善されたチャネル復号化シンボルシーケンス＾ｂⁱ _nに到る。この予測値では通常、インターリーブによる復号化の冗長性と時間ダイバーシティが利用される（非常に低いＳＮＲの場合のみ、チャネル復号化でより良い予測値が得られない）のでチャネル復号化工程前に利用可能なＩＳＲ予測値（~ｂⁱ _n-1（１））よりもはるかに優れている。したがって、ＩＳＲ−Ｍと比較して、ＩＳＲ−ＭＩＣＤは第２段階で改善された予測値から得られる。通常通り、制約は制約集合生成器４２Ｗで生成され、制約行列生成器４３Ｗに送られ、改善された制約行列（＾Ｃ_n-1（２））が生成される。この行列が次にＩＳＲビームフォーマ４７Ｗⁱに渡されて、改善されたＩＳＲＭＩＣＤ第２段信号予測値（＾ｓ_n-1（２））がえられ、これが決定ルールユニット２９Ｗ／１ⁱに送られて、ＩＳＲ−ＭＩＣＤ第２段データシンボル予測値（〜ｂⁱ _n-1（２））が得られる。また、ＩＳＲ−ＭＩＣＤはそのプロセス全体を繰り返すことによりさらに多くの段階で実行可能であり、これが第３段でのチャネル復号化のための＾ｓ_n-1（２）、第４段での＾ｓⁱ _n-1（３）など、破線で限定されたブロック図の一部の繰り返しとなる。
【０２５３】
グループＩＳＲ検出
実際、図２８の受信装置を前で述べた実施例の一つと組み合わせて、「階層」状況用の受信装置、すなわち図８を参照にして説明したような受信装置を形成することができる。その受信装置では、たとえば図８の集合Ｄ内の受信装置モジュールのようなもっとも弱い信号についての受信装置モジュールの第１のグループは「受信者」のみ、すなわち制約行列にまったく貢献しないグループ；図８の集合Ｉの受信装置モジュールのような最も強い信号についての受信装置モジュールの第２のグループは、干渉をキャンセルする必要がないので「貢献者」のみ、すなわち、制約集合をその他の受信装置モジュールが使用する制約行列に与えるだけのグループ；図８の集合Ｍ２の受信装置モジュールのような中間の強さの信号についての受信装置モジュールの第３のグループは、「受信者」と「貢献者」の両方である、すなわち集合Ｉの受信装置モジュールからの制約行列を用いて最も強い信号からの干渉をキャンセルし、集合Ｄの受信装置モジュールが用いる制約行列に貢献する。通常、この方式は「グループＩＳＲ」（Ｇ−ＩＳＲ）と呼ばれ、異なる受信装置のＩＳＲビームフォーマが用いる集合Ｋ_n＝｛＾Ｃ_outset,nＱ_outset,n＾Ｃ_inset,n，Ｑ_inset,n｝を備える制約行列と逆行列にかかる等式は次のようになる。
【０２５４】
【数８３】

【数８４】

【数８５】

【数８６】

【数８７】

【数８８】

【数８９】

なお、＾Ｃ_Inset,nと＾Ｃ_Outset,nの列の正規化は暗黙的に行われる。
【０２５５】
集合Ｄにおける受信装置モジュールは式（８８）のΠ_Insetを単位行列に設定する、すなわち「集合の外」の干渉のみがキャンセルされる。そうでなければ、処理は、集合Ｄのその他の受信装置について説明したような処理となる。
【０２５６】
集合Ｍ１内の受信装置は「集合外の」干渉をキャンセルする必要はないが、「集合内の」干渉はキャンセルする必要がある。その結果、集合内干渉のみがキャンセルされるように等式（８８）のΠ_Outsetを単位行列に設定する。これは、図２８を参照して説明した統合ＩＳＲに相当する。
【０２５７】
最後に、集合Ｉの受信装置はどの干渉もキャンセルする必要はない。したがって、Π_InsetとΠ_Outsetの両方を単位行列に設定する、すなわち、どの干渉もキャンセルしない。これは図９、図１１、図１３、図１５−図１７、図２０−図２４と図２６を参照して説明した集合Iの受信装置モジュール２０¹，…，２０^NIに相当する。
【０２５８】
連続ＩＳＲ検出ＶＳ並列ＩＳＲ検出
前記ＩＳＲ受信装置の実施例では並列実行であるが、ＩＳＲは図３０に示すように連続して実行しても良い。これはＳ−ＩＳＲとして示される。ＮＩ個の干渉物の間で連続ＩＳＲを実行すると仮定して、ユーザ１がもっとも強いユーザで、ユーザＮＩが最も弱いユーザとなるよう普遍性を失うことなく、ユーザは力の弱い順に区分けされると仮定すれば、Ｓ−ＩＳＲでユーザｉを処理すると、ＩＳＲ予測値は次のように演算することができる。
【０２５９】
【数９０】

ただし、＾Ｃ_i,nはユーザ１，…，ｉ−１⁷の部分空間にのみ及び、Ｑⁱ _nはそれに対応する逆行列であり、＾Ｃⁱ _i,nはユーザ別制約行列である。明らかに、＾Ｃⁱ _i,nはすべてのユーザについてもはや共通ではなく、ユーザごとにコストのかかる行列反転を必然的に伴うことになる。しかし、ＩＳＲ−ＴＲでは、＾Ｃ^iH _i,n＾Ｃⁱ _i,nはスカラーで、Ｓ−ＩＳＲ−ＴＲは並列ＩＳＲ−ＴＲの代替として優れたものであるので、この反転を行わないですむ。他のＩＳＲモードはある処理周期から次の処理周期まで区画化による行列反転を使って、＾Ｃ_i,nの共通要素を利用すればよい。
【０２６０】
混成ＩＳＲ検出
異なるＩＳＲモードを混合させ、信号または送信チャネル、あるいはデータ速度の特性に従って好適に選択して、混成ＩＳＲ実行（Ｈ−ＩＳＲ）を行ってもよいことを理解されたい。たとえば、図８を参照すると、Ｉ、Ｍ１とＭ２の集合でそれぞれＩＳＲ−Ｈ、ＩＳＲ−ＤとＩＳＲ−ＴＲの異なるモードを用いて、集合Ｄの受信装置モジュールがその異なるモードを用いて３つの集合からの「集合外」の干渉をキャンセルする。もちろん、代替としてまたは追加として、集合の任意の受信装置モジュール内で異なるモードを用いてもよい。
【０２６１】
改善チャネル識別のためのＩＳＲ射影
本発明の前記実施例はいずれも、ＩＳＲ受信装置モジュール内のチャネル識別ユニット２８^dが後置相関観測ベクトルＺ ⁱ _nを用いて、拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ^d _0,nを（＾Ｈ ^d _nを拡散することにより）生成する。残念なことに、観測行列Ｙ_n内に存在した干渉は後置相関ベクトルＺ ⁱ _n（式（１４）参照）にもまだ存在しており、逆拡散によってそのパワーを減少させても、拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ^d _0,nの精度を落としてしまっている。上で、特に式（８３）乃至式（８９）を参照して述べたように、ＩＳＲビームフォーマ４７^dは射影器Π^d _nと、次のようなチューニング／結合部
＾Ｙ ^d _0,n／＾Ｙ ^d _0,n ^HΠ^d _n＾Ｙ ^d _0,n
とを効果的に構成する。この部分は実際残留ＭＲＣビームフォーマ
Ｗ ^d _n＝＾ＹΠ^,d _0,n／‖＾ＹΠ^,d _0,n‖²を備える。
【０２６２】
図３１は、これから説明するものも含めてここで説明する発明のすべての実施例に適用可能な変形を示す図である。これは、この関係を利用して、射影器Π^d _nを用いることで拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ^d _0,n（あるいはチャネルベクトル予測値＾Ｈ ^d _n）を向上させて、観測ベクトルＹ _nからの干渉成分を抑制するものである。図３１の受信装置では、ＩＳＲビームフォーマ４７Ｑ^dが射影器１００^dと残留ＭＲＣビームフォーマ部２７Ｑ^dとを備えるものとして示されている。射影器１００^dは、射影Π^d _nを観測ベクトルＹ _nで乗算して「浄化された」観測ベクトルＹΠ^,d _nを生成し、これを残留ＭＲＣビームフォーマ２７Ｑ^dに供給する。ビームフォーマ２７Ｑ^dはチューナ／結合器を効果的に備えていて「浄化された」観測ベクトルＹΠ^,d _nを処理して信号成分予測値＾ｓ^d _nを生成する。決定ルールユニット２９^dは、この信号成分予測値＾ｓ^d _nから通常の方法でシンボル予測値＾ｂ^d _nを導き出す。
【０２６３】
「浄化された」観測ベクトルＹΠ^,d _nが行列再整形器１０２Ｑ^dによって再整形され、「浄化された」観測行列ＹΠ^,d _nを生成する。逆拡散器１９^dは、この「浄化された」観測行列ＹΠ^,d _nを逆拡散して、拡散チャネルベクトル予測値Ｙ ^d _0,nを得るために用いられるようチャネル識別ユニット２８Ｑ^dに与えられる「浄化された」後置観測ベクトルＺΠ^,d _nを生成する。
【０２６４】
Π^d _nによる観測ベクトルＹ _nの射影から得られる新しい「浄化された」ベクトルは次のように定義される。
【数９１】

【０２６５】
この新しい観測ベクトルは干渉物とＩＳＩの影響を受けず、「浄化された」ベクトルＹΠ^,d _0,nの射影を含む。条件がなければ、射影器Π^d _nは、高処理利得状況でかつ／またはほとんど干渉物がいない場合には特に、ほぼチャネルベクトルに直交すると仮定し、したがってＹΠ^,d _0,n≒Ｙ ^d _0,nとみなすのが妥当である。そうでなければ、ＹΠ^,d _0,n＝Ｙ ^d _0,nを補償する斜投影が形成される。逆拡散器１９^dが所望のユーザｄの拡散シーケンスでＹΠ^,d _nを逆拡散すると、干渉のない射影された後置観測ベクトルＺΠ^,d _nが生成される。チャネル識別ユニット２８Ｑ^dはこのベクトルを用いてチャネルベクトル予測値＾ＹΠ^,d _nを形成して、残留ＭＲＣビームフォーマ部２７Ｑ^dの係数を更新するのに用いる。
【０２６６】
新しい観測ベクトル＾ＹΠ^,d _nと＾ＺΠ^,n _nに関して、逆拡散のそれぞれ前と後で、ＳＴＡＲでのＩＳＲとＤＦＩ工程は次のように変更される。
【０２６７】
【数９２】

【数９３】

【数９４】

【０２６８】
式（９２）のビームフォーマ係数の２つの表現は、射影のべき零特性によって等価となることに注意されたい。さらに近遠状況が深刻な場合、図３１に示す変形により単純ＤＦＩより信頼性の高いチャネル識別が可能となり、したがって、近遠耐性を増加させる。必要に応じて、この新しいＤＦＩ型をΠ−ＤＦＩと呼ぶ。これは干渉物がやや強く、空制約が干渉物をすべて包含している場合に好適であると思われる。説明を簡略化するために、＾Ｙ ^dΠ_,nと＾Ｚ ^dΠ_,nに照らすことなく、あるいはＳＴＡＲ−ＩＳＲ動作における対応する変更を参照することなく、観測の射影は暗黙の了解となる。
【０２６９】
次元数の拡張（Ｘオプション）
ユーザ数が処理利得に比べて多いとき、干渉部分空間の次元は次元全体（Ｍ（２Ｌ−１））に匹敵する。そのために支払わねばならない代償は、白ノイズの大きな増加がしばしば生じるということである。常に単一の制約を必要とするＩＳＲ−ＴＲとは異なり、他のＤＦモード、すなわちＩＳＲ−ＲとＩＳＲ−Ｄは、必要とする制約数が利用可能な次元全体に容易に匹敵するようになるために、激しい性能低下が生じる。しかし、観測で追加データを利用することによってその次元を拡大してもよい。このオプションによって、非同期送信が可能となり、またＩＳＲを混合拡散係数（ＭＳＦ）システムに適用することも可能となる。
【０２７０】
マッチトフィルタリング観測ベクトルＹ _nは、既に処理された追加の過去の拡散データを含むように生成される。モデルが過去に処理されたＮ_X個のシンボルを含むよう拡張されて時間的次元Ｎ_T＝（Ｎ_X＋１）Ｌ−１に達すると、観測は次のようになる。
【０２７１】
【数９５】

ただし、二重下線は拡張モデルを示す。なお、Ｙ ^u,f _jは時間的な重複Ｙ ^u,f _j±₁で、過去のフレームｎ−１，ｎ−２，…等の最初のＭＬサンプルのみが用いられる。しかし、表記を簡略化するために同様のシンタックスを用いる。
【０２７２】
一例として、ＩＳＲ−ＤＸと呼ばれるＸオプションをＩＳＲ−Ｄに適用する場合、次の制約行列が必要となる。
【０２７３】
【数９６】

式（９６）の拡張ベクトルを式（９５）の）拡張ベクトルと同様に処理した。すなわち、拡張フレーム内の連続シンボルから再構成されたベクトルを連結し、連結ベクトルで重複する次元を暗黙的に廃棄することによって処理した。明らかに、観測空間の拡張によって追加の自由度を残し、白ノイズの増加の程度が減る。しかし、再構成誤差が存在するとペナルティが課せられる。
【０２７４】
ＸオプションをＩＳＲ−Ｄの場合について示したが、その他のＤＦモードに適用できることは明らかである。また、Ｘオプションによって、まだ行列反転を１回必要とすしつつ、各フレームで２個以上のシンボルを処理することが可能となることに注意されたい。しかし、フレーム持続時間はチャネルの変動より短くなければならない。
【０２７５】
前記実施例では、ＩＳＲは、すべての時間遅延が０＜τ＜Ｌに限定される準同期システムに適用された。このモデルは高処理利得状況をうまく反映しているが、限界（Ｌ→∞）により、遅延拡散も含め全ユーザの１ビットを十分カバーする、持続時間が２Ｌ−１チップのフレームを配置することが可能となる。現実の処理利得では、低処理利得状態では特に、このモデルは同期シナリオに近づく傾向がある。Ｘオプションを用いることは完全な非同期送信をサポートする方法となる。
【０２７６】
図３２を参照すると、システムのユーザが通常通りの処理利得Ｌを有すると仮定すると、任意のユーザの送信信号は定常周期で、したがって初期経路τ１の考えうる時間遅延は０＜τ₁＜Ｌで、残りの経路の考えうる時間遅延はτ₁＜τ₂＜…＜Ｌ＋Δτとなる。ただし、Δτは考えうる最大の遅延拡散である。フレームが全ユーザの少なくとも１ビットを確実にカバーするためには、フレームは逆拡散領域で少なくともＬ＋Δτに、したがって拡散領域では２Ｌ＋Δτまで広がらなければならない。観測は、フレームのエッジ近くを補間しやすくするようにその範囲よりわずかに広くする必要がある。
【０２７７】
多重変調（ＭＭ）、多重符号（ＭＣ）と、混合拡散係数（ＭＳＦ）は、広域ＣＤＭＡにおいて混合速度トラフィックを与えることができる技術である。ＭＳＦは非常に時機を得ており、性能と複雑さの点でＭＣを上回ることが証明されて、また混合速度シナリオとしてＵＭＴＳ第３世代移動システムによっても提案されている。ここで検討する混合速度シナリオとしてＩＳＲをＭＳＦに適用する場合を次に説明する。
【０２７８】
ＭＳＦでは、混合速度トラフィックは、同一の搬送波とチップ速度を利用しながら異なる処理利得を割り当てることで得られる。低速（ＬＲ）と高速（ＨＲ）グループの２グループのユーザを数えるシステムでは、ＬＲ速度ユーザが１シンボルを送信するたびにＨＲユーザは２γ＋１ＨＲシンボルを送信することを意味する。ただしγ＝Ｌ_l／Ｌ_hはＬＲ処理利得の高速処理利得との比である。このことはγ＝２の場合で図３３に示されている。
【０２７９】
したがって、ＩＳＲフレームをＬＲユーザ、すなわち一般的に言えば、低速ユーザの対象となるようにすることで、またＨＲとＬＲの遅延拡散が同じ場合に少なくともγＨＲシンボルが確実にカバーされる。ＩＳＲは各ＨＲユーザをγＬＲユーザとみなすこのシナリオに容易に一般化される。図３３で、灰色の影がついたＨＲ／ＬＲビットは予測すべき現在のビットを表している。過去のビットはすでに予測されて（ＩＳＲビット）、未来のビットはまだ調査されていない。なお、現在のＨＲビットはフレームの端部にくるように選択しなければならない。
【０２８０】
多重符号ＩＳＲ
ユーザ局がＮ_m個の多重符号を用いて、それぞれをシンボルの別々のストリームに送信できる場合を想定する。図３４は、この変形を「逆拡散なしの」受信装置モジュール２０Ｒ^dに適用して、このような多重符号信号を受信して、他のユーザからの干渉をキャンセルするためにＩＳＲキャンセルを用いる場合を示す図である。図３４に示す受信装置モジュールは、図９に示す受信装置モジュールに類似しているが、以下の点が異なる。この受信装置モジュールは、単一のＩＳＲビームフォーマ４７^dの代わりに、信号成分予測値＾ｓ^d,1 _n，…，＾ｓ^d,Nm _nを抽出して、それを決定ルールユニット２９Ｒ^d,1 _n，…，２９Ｒ^d,Nm _nのバンクにそれぞれ供給するためのＩＳＲビームフォーマ４７Ｒ^d,1，…，４７Ｒ^d,Nmのバンクを有し、決定ルールユニット２９Ｒ^d,1 _n，…，２９Ｒ^d,Nm _nのバンクが対応する複数のシンボル予測値＾ｂ^d,1，…，＾ｂ^d,Nmを生成する。同様に、受信装置モジュール２０Ｒ^dは、逆拡散器１９^d,1，…，１９^d,Nmのバンクを有し、それぞれの逆拡散器は対応するユーザｄの多重拡散符号の１つを用いて、前処理ユニット１８からの観測行列Ｙ_nを逆拡散して、複数の後置観測ベクトルＺ ^d,1 _n，…，Ｚ ^d,Nm _nのうちの対応する１つを生成して、この複数の後置観測ベクトルＺ ^d,1 _n，…，Ｚ ^d,Nm _nを共通のチャネル識別ユニット２８Ｒ^dに供給する。後置観測ベクトルは同じチャネル特性、すなわちユーザ局１０^dと基地局アンテナアレイとの間のチャネル１４^dの特性を共有している。したがって、チャネル識別ユニットとしては２８Ｒｄの１つだけが必要で、このユニットが事実上複数の信号成分予測値＾ｓ^d,1 _n，…，＾ｓ^d,Nm _nと後置相関観測ベクトルとを処理し、実際にその結果を平均化して、物理チャネル１４^dを表す単一のチャネルベクトル予測値＾Ｈ ^d _nを生成する。チャネル識別ユニット２８Ｒ^dは、（図示せず）拡散器のバンクを持ち、これらの拡散器は多重拡散符号を用いてチャネルベクトル予測値＾Ｈ ^d _nを拡散して、拡散チャネルベクトル予測値の集合＾Ｙ ^d,1 _0,n，…，＾Ｙ ^d,Nm _0,nを生成して、それぞれＩＳＲビームフォーマ４７Ｒ^d,1，…，４７Ｒ^d,Nmに供給する。同様に、パワー予測ユニット３０Ｒ^dは、複数の信号成分予測値＾ｓ^d,1 _,n，…，＾ｓ^d,Nm _,nを受信して、そのパワーを平均化して、パワー予測値Ψ^d _nを生成するように改良される。
【０２８１】
すべての多重符号を使うことによりより正確なチャネルベクトル予測値が得られるという効果があるが、そのためにはコストのかかる多くの逆拡散動作が必要である。コストを下げ、複雑さを緩和させるためには、受信装置モジュール２０Ｍ^dが拡散符号の部分集合のみを用いればよい。
【０２８２】
多重拡散符号は、多重拡散符号にそれぞれに対応する１つのシンボル予測値＾ｂ^d,1 _n，…，＾ｂ^d,Nm _nを乗算して、その結果を結合して形成される単一の拡散符号に置き換えられることができると示される。図３５は、この変更を実行する受信装置モジュールを示す図である。よって、図３５に示す受信装置モジュール２０Ｒ^dは、逆拡散器１９^d,1，…，１９^d,Nmのバンクが、シンボル予測値＾ｂ^d,1 _n，…，＾ｂ^d,Nm _nを受信してそれに多重拡散符号を乗算して、結合拡散符号を生成し、それを用いて観測行列Ｙ_nを逆拡散して、単一の後置観測ベクトルＺ ^d,δ_nを生成する単一の逆拡散器１９^d、δに置き換えられている点で、図３４に示す受信装置モジュールとは異なる。チャネル識別ユニット２８Ｒ^dは、信号成分予測値を受信しないが、その代わりに、パワー予測ユニット３０Ｒ^dからの振幅合計＾Ψ^d _nを受信する。これは、後で等式で公式化するように、複合符号を使用することはその符号で定数「１」または定数「−１」を変調することと等価なので、複合信号成分予測値の役割をする。チャネル識別ユニット２８Ｒ^dは、単一の後置相関観測ベクトルＺ ^d,δ_nを処理して単一のチャネルベクトル予測値＾Ｈ^d _nを生成し、既に述べたように、その予測値を多重拡散符号で拡散して、既に述べたように、ビームフォーマ４７Ｒ^d,1，…，４７Ｒ^d,Nmが使用する多重拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ^d,1 _0,n，…，＾Ｙ ^d,Nm _0,nを生成する。
【０２８３】
次に、このような多重複合動作の理論を説明する。説明を単純にするために、添え字ｕを割り当てられる各ユーザがＤＢＰＳＫデータｂ^u,1（ｔ），…，ｂ^u,Nm（ｔ）のＮ_m個のストリームを、Ｎ_m個の拡散符号ｃ^u,1（ｔ），…，ｃ^u,Nm（ｔ）を用いて送信すると仮定すれば、各拡散ストリームを全部でＵ×Ｎ_m個のアクセスチャネルの間の、２つの添え字（ｕ，ｌ）を割り当てられる別個のユーザとみなすことができる。データモデルを表すと次のようになる。
【０２８４】
【数９７】

ただし、フィンガｆからの標準のｕ番目のユーザのｌ番目の符号観測行列Ｙ^u、^l、^f _k、_nは、式（３）と式（４）によって、式（３）のＸ（ｔ）をｋ＝−１，０，＋１について以下と置き換えることで得られる。
【０２８５】
【数９８】

【０２８６】
前記等式において、Ｒ _m＝［０，…，０，１，０，…，０］^Tはｍ番目を除いてすべて空成分のＭ次元ベクトルであり、δ（ｔ）はディラックインパルスを示す。行列をベクトルに再整形すると次のようになる。
【数９９】

【０２８７】
前記の多重符号モデルには各ユーザのＮ_m個の符号が同一の物理チャネルＨ ^u _nと同一の全受信パワー（Ψ^u _n）²を共有するという特異性があることに注意されたい。これらの共通な特徴を利用することについて、パワー制御とチャネル識別手順を多重符号構成に適用する場合に関連して説明する。ＩＳＲ結合工程についてまず説明する。
【０２８８】
Ｎ個の干渉物からなるグループ間での第１の統合ＩＳＲ結合を考慮すると、通常のＩＳＲモード、つまりＴＲ、Ｒ、Ｄ、Ｈ及びＲＨは、表３に示すようにＮＩではなくＮ_mＮＩ個のユーザの新たな多重符号構成へと容易に一般化できる。ＩＳＲ結合動作は、制約行列＾Ｃ_nとブロッキング行列＾Ｃ^i',j' _nを用いる通常の方法で行われる。しかし、干渉分解と排除の別の次元が各ユーザの符号について生じ、２つのＩＳＲモードが追加されることに注意されたい。表３に示され、ＭＣＲとＭＣＤ（多重符号ＲとＤ）と呼ばれる新たなモードはそれぞれ、各ユーザの符号の集合全体からの干渉を、その全認識またはダイバーシティにおけるこの全認識の分解によって特徴付けている。ＲとＤモードはそれぞれ、各ユーザのすべての多重符号における対応する制約を加算することによって、ＴＲモードと結合する。
【０２８９】
これらのモードは部分的には符号についてＴＲを実行するが、パワー予測誤差にはまだ強い耐性を持つ。実際、あるユーザの受信パワーがすべての符号で共有される共有パラメータであることにより、そのパワーを制約行列の列から排除することが可能となる（表３参照）。ＭＣＲとＭＣＤモードはそれぞれ、ＲモードとＤモードの利点を受け継いでいる。ＭＣＲとＭＣＤモードは符号におけるシンボル誤差を蓄積するので、元のモードよりデータ予測誤差への感受性が増している。しかし、制約数をＮ_mだけ減らしている。
【０２９０】
添え字ｄを割り当てられた所望のユーザについて、制約行列＾Ｃ_nを用いて射影器Π_nを生成する。２つの添え字（ｄ，ｌ）を割り当てられたユーザ符号からのデータストリームを受信する受信装置は、射影器Π_nを用いて単一応答を＾Ｙ ^d,l _0,nに導き、空応答を制約行列＾Ｃ_nに導くことにより、ＮＩ個の干渉多重符号ユーザを単純に排除することができる。さらに、空応答を＾Ｙ ^d,l _-1,nと＾Ｙ ^d,l _+1,nに導くことによりＩＳＩも排除できる。しかし、他の多重符号から受信する信号は自己ＩＳＩに貢献する。この干渉をここではＭＣ−ＩＳＩと呼ぶが、ＭＣ−ＩＳＩは、干渉ユーザを受信するとき暗黙的に抑制される。その干渉は、ＩＳＲモードの任意のモードでの各移動機器の符号間の統合ＩＳＲにより所望の低パワーユーザを受信するときにも抑制することができる。表４に示すように、多重符号制約行列＾Ｃ^d _MC,nとブロッキング行列＾Ｃ^d,l' _MC,nが生成されて、次のようにユーザ符号（ｄ，ｌ）についてのＩＳＲビームフォーマ係数が導かれる。
【０２９１】
【数１００】

【数１０１】

【数１０２】

【数１０３】

ＭＣ−ＩＳＩとＮＩ個の干渉物に直交する射影器Π^d,l _nが生成されて、その応答が＾Ｙ^d,l _0,nへの単一応答をするように正規化される。
【０２９２】
高パワーユーザ符号間、低パワーユーザ符号間、または２つの部分集合間でのＩＳＲの前記の処理構造は、Ｇ−ＩＳＲをよく示したある特殊な例である。高パワーユーザ間での統合ＩＳＲ及びある低パワーユーザの符号間の統合ＩＳＲではそれぞれ異なるモードを実行することは、Ｈ−ＩＳＲをよく示した別の例である。より一般的な場合、ＩＳＲは各ユーザについて異なるモードに置き換えられる複合モードを実行することができる。たとえば、ＮＩ個の干渉物のグループ内では、添え字（ｉ，ｌ）を割り当てられた各ユーザ符号は、ユーザ別モード（表４ではΠ_nは単位行列に設定しなければならない）に沿って自己の多重符号制約行列とブロッキング行列＾Ｃⁱ _MC,nと＾Ｃ^i,l _MC,nを生成することができる。その後、制約行列とブロッキング行列をそれぞれ行方向に整列させて次のようにさらに大きな行列にすることにより、制約行列とブロッキング行列を統合ＩＳＲ処理のために再構成することができる。
【０２９３】
【数１０４】

【数１０５】

【０２９４】
これは、ユーザ間の空制約をもっとも効率良い方法で配列して、最善の性能／複雑性トレードオフを達成するような最適な干渉抑制戦略を設計する上でのＩＳＲの考えうる柔軟性を示す例である。なお、ＴＲモードが実行される特殊な場合では、式（１０４）と式（１０５）の行列は、事実、それぞれ個々の多重複合制約ベクトル＾Ｃⁱ _MC,nと＾Ｃ^i,1 _MC,nを加算したベクトルであることに注意されたい。
【０２９５】
ビームフォーマ係数を導き出した後、添え字ｕを割り当てられた各ＭＣユーザは、次のようにｌ＝１，…，Ｎ_mについて自己のＮ_m個のストリームを予測して（図３４参照）、
【数１０６】

【数１０７】

【０２９６】
Ｎ_m個のアクセスチャネルが同一のパワーを共有することを利用して、したがってそのユーザの全符号について各データストリームの瞬間信号パワーを次のようにスムージングする。
【数１０８】

【０２９７】
なお、制約行列を空行列に設定することにより、多重符号データストリームはＭＲＣを用いて予測できる。このオプションをＭＣ−ＭＲＣと呼ぶことにする。
【０２９８】
添え字ｕを割り当てられたユーザのＮ_m個の拡散符号によって後置相関観測ベクトルＹ _nを逆拡散した後、ｌ＝１，…，Ｎ_mについて次のような後置相関観測ベクトルが得られる。
【０２９９】
【数１０９】

同一チャネルを介して全ユーザ符号が伝搬するという事実を、次のような協調チャネル識別方式（図３４参照）で利用する。
【数１１０】

【０３００】
この方式では、多重符号協調ＤＦＩ（ＭＣ−ＤＦＩ）と呼ばれる改良型ＤＦＩ方式が実行され、ＭＣ−ＣＤＦＩでは、伝搬ベクトルを別個に予測してから、全符号について平均化して、より優れたチャネルベクトル予測値を得ることによって、チャネル識別においてユーザ符号を協調させることができる。なお、前記ＭＣ−ＣＤＦＩ方式でΠ−ＤＦＩ型を暗黙的に組み込むことにより、チャネル識別をさらに改善させられる。
【０３０１】
ＳＴＡＲは、データチャネルをパイロットとして用いるので、最大Ｎ_m回までのコストのかかる逆拡散動作を利用することができる。実際にその数を制限するためには、ＭＣ−ＣＤＦＩを、１からＮ_m個のユーザ符号のより小さな部分集合に制限することができる。チャネル予測の改善と複雑性の増加との間で妥協がとられる。
【０３０２】
逆拡散符号の数を減らすための別の方法としては、（数１０６）と（数１０７）でのＩＳＲ結合及びシンボル予測の後に次のようなデータ変調累積符号を再構成することがある。
【０３０３】
【数１１１】

この符号による単一の逆拡散動作により以下が得られる。
【数１１２】

【０３０４】
信号パワーを実際に同一レベル（シンボル予測誤差によるわずかなパワー損失がある（実際には非常に小さい））に保ちつつ、逆拡散後にノイズレベルをさらにＮ_mだけ下げられるという利点がある。データ変調累積符号を用いて、次のようにチャネル識別を実行することができる。
【０３０５】
【数１１３】

このＣＤＦＩ方式はδ−ＣＤＦＩと呼ばれる（図３５参照）。
【０３０６】
多重符号動作には、多重拡散符号を用いて、ただし通常は同一データ速度で送信するユーザ局が含まれるが、同一システム内の異なるユーザが別々のデータ速度で送信する場合も想定される。図３４と図３５に示す受信装置モジュールでは、以下で説明するように、多重符号と多重速度が実質的に交換可能なので、多重速度送信を処理するためにはわずかな変更を要するだけである。
【０３０７】
多重速度ＩＳＲに対する多重符号方法
このような状況で従来のＭＲ−ＣＤＭＡを再検討すると、ＳＴＡＲ−ＩＳＲ動作は従来、１／Ｔの速度で実行されていた、ただしＴはシンボル持続時間である。図３２を参照して、すでに述べたように、「Ｘ」オプションでの拡張により、観測空間の次元を増加させて、非同期送信における時間遅延の追跡に対してより大きな余裕を与えることでノイズの拡張を減少させることができる。次に、観測フレームを拡張するのではなく、過去に再構成されたデータを用いてブロックに分解するという相補的な方法を説明する。
【０３０８】
このＳＴＡＲ−ＩＳＲのブロック処理方式は、処理周期Ｔよりわずかに大きなデータフレームで、速度１／Ｔで従前同様動作する。しかし、この方式では、そのフレーム内で各データストリームを持続時間Ｔ_rのデータブロックに分解している。ただし、Ｔ_rはＴの２の累乗分数である。解像速度１／Ｔ_rは［１／Ｔ，１／Ｔｃ］の時間間隔内で選択できる。したがって、処理速度１／Ｔ、解像速度１／Ｔ_rでデータフレームを処理する受信装置モジュールは、単に１／Ｔ_r以下の速度でデータ送信を抽出または抑制できるだけである。また、処理された送信のチャネルパラメータは処理周期である間隔Ｔ_rでほぼ一定でなければならない。この周期は、非同期送信については遅延拡散Δτよりはるかに長く、しかしチャネルのコヒーレント時間を超えないように選定する必要がある。
【０３０９】
ある処理周期で、ＳＴＡＲ−ＩＳＲは最大Ｎ_m＝Ｔ／Ｔ_r個のブロック（Ｎ_mは２の累乗）を同時に抽出または抑制することができる。持続時間Ｔのｎ番目の処理周期では、データｂ^u（ｔ）のストリームで、解像速度でサンプリングされたＮ_m個のサンプルｂ^u,1 _n，…，ｂ^u,Nm _nが生じる。したがって、この処理周期では、拡散データを次のように展開できる。
【０３１０】
【数１１４】

ただし、Ц^l _Tr（ｔ）は間隔［（ｌ−１）Ｔ_r、ｌＴ_r］の指標関数である。この等式は次のように書き換えられる。
【０３１１】
【数１１５】

ただし、ｂ^u,1（ｔ），…，ｂ^u,Nm（ｔ）は、Ｎ_m個の仮想直交符号ｃ^u,1（ｔ），…，ｃ^u,Nm（ｔ）によって拡散される速度１／ＴのＮ_m個のデータストリームを表す（図３６参照）。
【０３１２】
前記仮想分解により、処理されたユーザのそれぞれがＮ_m個のアクセスチャネルにおいてＮ_m個データストリームを符号多重化する移動機器としてみなされるＭＣ−ＣＤＭＡモデルに到達する。このモデルでは、ＭＣ−ＣＤＭＡとＭＲ−ＣＤＭＡを等価にし、両方のインタフェースを同時に処理するための統一フレームワークを提供する。この統一という点において、符号を連続またはバースト符号にすることができる。バースト符号を使用すると、混成時間多重ＣＤＭＡ（Ｔ−ＣＤＭＡ）との別のリンクを確立する；そこにある符号はシンボルかシンボルの分数を挿入する初等持続時間Ｔ_rの符号だけである。ＭＲ−ＣＤＭＡ、ＭＣ−ＣＤＭＡと混成Ｔ−ＣＤＭＡを組み込んださらに大きなフレームワークを、第３世代の無線システム用ＨＤＲ送信をサポートするように想定することができる。
【０３１３】
このＭＲ−ＣＤＭＡに対するＭＣ方式を利用して、ＭＲ−ＣＤＭＡのデータモデルをＭＣ−ＣＤＭＡ構造に反映させるよう展開して、こうして得られたＳＴＡＲ−ＩＳＲのブロック処理方式でシンボル分数またはシーケンスを予測する。
【０３１４】
式（９７）の多重符号はＭＲ−ＣＤＭＡに即座に応用する。しかし、符号が持続時間Ｔ_r＜Ｔのバースト符号であるために、あるユーザ符号の自己ＩＳＩベクトル＾Ｙ ^u,l _-1,nと＾Ｙ ^u,l _+1,n及び拡散伝搬ベクトル＾Ｙ ^u,l _0,nはそれぞれ重複しない。(Δτが任意の拡大した遅延拡散で（文献［２０］）時間変動マルチパス遅延の追跡のために不確実性の余裕を広げて残し（すなわちΔτ＜(Δτ＜Ｔ）、Ｎ_r｜(Δτ／Ｔ_r｜がＴ_r単位での最大遅延拡散を示す場合、過去のフレーム内の過去のシンボルのうち最後のＮ_r個のシンボルｂ^u,Nm-Nr+1 _n-1，…，ｂ^u,Nm _n-1のみが現在処理されたフレームでの自己ＩＳＩに貢献する（図３７参照）。
【数１１６】

【０３１５】
持続時間２Ｔ−Ｔ_cのこのフレームでは、Ｎ_m個の現在のシンボルからの所望の信号の貢献は持続時間Ｔ＋(Δτの最初の時間間隔に含まれ、一方フレームの残りの時間間隔には次のフレームの最後のＮ_m−Ｎ_r個の未来のシンボル、すなわちｂ^u,Nr+1 _n+1，…，ｂ^u,Nm _n+1からの非重複干渉が含まれる（図３７参照）。フレームの残りの部分は現在のビットからの信号貢献を損失させることなく省略できる。したがって、処理フレームの持続時間を次のようにＴ＋(Δτ−Ｔ_cに短縮することが可能となる。
【０３１６】
【数１１７】

ただし、ＬΔ＝｜(Δτ／Ｔ_c｜はチップサンプル内での拡大した遅延拡散の最大長である。データブロックのサイズがＭ×（Ｌ＋ＬΔ−１）に縮小されると、マッチトフィルタリング観測行列は次のように減少する。
【０３１７】
【数１１８】

ただし、Ｎ^pth _nは同じ次元に減少するノイズ行列である。このデータモデル等式を次のような簡潔なベクトル形式に書き換えることができる。
【０３１８】
【数１１９】

ただし、ｋ＝−１かつｌ∈｛１，…，Ｎ_r｝またはｋ＝＋１かつｌ∈｛Ｎ_m−Ｎ_r＋１，…，Ｎ_m｝のときλ^l _k＝０であり、それ以外のときはλ^l _k＝１である。
【０３１９】
制約行列を、ＭＣ方式において形成し、表３または表４に記載の任意のモードでそれぞれ統合ＩＳＲまたはユーザ別ＩＳＲ処理を実行することができる。従来のＭＣ−ＣＤＭＡとは対照的に、係数λ^l _kは処理フレーム内のすべての非重複干渉ベクトルを捨てて、どういうわけか仮想多重符号ストリーム間でのＩＳＩ貢献を不均衡にする。ＤＦモードで、各ユーザの中心のストリーム（すなわちｌ＝Ｎ_r＋１，…，Ｎ_m−Ｎ_r）は過去、現在および未来のシンボルからのシンボル貢献の合計である。一方、残りのストリームは現在と過去のシンボルまたは現在と未来のシンボルからの信号貢献の合計である。事実、その合計から外される２（Ｎ_m−Ｎ_r）個のＩＳＩ項は、空ベクトルを処理フレームにするという貢献をする。ＩＳＲ−Ｈモードでは、これらのベクトルを個々に抑制するために過去に割り当てられた列が制約行列から取り除かれ、これによって列の数をユーザ当たりＮ_H＝Ｎ_m＋２Ｎ_r個の制約に減らす（ＩＳＲを、すべての貢献シンボルをＭＣ−ＩＳＩのない独立ストリームであるかのように処理するＮ_m＋２Ｎ_r個の生成シーケンスで等しく再公式化してもよい。そのときＮ_m個の現在のシンボルだけが予測され、２Ｎ_r個の残りのシンボルはエッジ効果によって破損される）（表３と４を参照）。したがってＩＳＲ−Ｈ方式は、Ｎ_rがＮ_mより小さいとき演算複雑性の点でＩＳＲ−Ｒに近づく。
【０３２０】
２つの添え字（ｕ，ｌ）を割り当てられた各仮想ユーザ符号のビームフォーマ係数を得た後、その信号成分ｓ^u,l _nを式（１０６）を用いて予測する。このプロセスでは、各ＩＳＲ結合器がその正確なデータ速度に関係なく処理された干渉を排除し、解像速度より早い速度のみが必要となる。この特徴は、ＩＳＲを抑制した干渉物のデータ速度が必ずしも所望の移動局に知られているわけではないダウンリンクでの移動局においてＩＳＲを実行するときもっとも有効に活用される。たとえば、ウォルシュ拡散符号の直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ）割り当てがもはや不要となる。アップリンクでは、各送信速度は基地局に知られている。しかし、この特徴を共通の解像速度で混合データトラフィックを統合処理をすることでも得ることができる。
【０３２１】
実際に、信号成分の予測により、解像速度１／Ｔ_rにオーバーサンプリングされるシーケンスが得られる。したがって、あるデータストリームがこの共通速度で分解された後は、その信号成分予測値を「分析／合成」方式で初めの速度に戻さなければならない。そのために、ユーザｕのデータ速度１／Ｔ_u≦１／Ｔ_rが処理速度より速い（すなわち、１／Ｔ_u≧１／Ｔ）と定義して一時的に仮定する。したがって、オーバーサンプリングされたシーケンスｓ^u,l _nをｎ’＝０，…，Ｆ_u-1について大きさＢ_u＝Ｎ_m／Ｆ_u＝Ｔ_u／Ｔ_rの連続ブロックにおいて平均化することにより、各フレームからＮ_mのうちのＦ_u＝Ｔ／Ｔ_u≦Ｎ_m個の信号成分予測値を次のように抽出することができる。
【０３２２】
【数１２０】

【数１２１】

【数１２２】

【０３２３】
データ速度が処理速度に等しい（すなわち１／Ｔ_u＝１／Ｔ）特殊な場合、前記等式はＦ_u＝１かつＢ_u＝Ｎ_mでさらに単純な表現になる。
【数１２３】

【数１２４】

【数１２５】

【０３２４】
データ速度が処理速度より遅い場合、式（１２３）の信号成分予測値＾ｓ^u _nはサイズＦ’ｕ＝Ｔ_u／Ｔの連続ブロックについて更に平均化されて、次のようなサブサンプリングされたシーケンスが得られる。
【数１２６】

式（１２４）と式（１２５）のシンボルとパワー予測は次のように変形される。
【数１２７】

【数１２８】

【０３２５】
なお、パワー予測での更新速度が遅い場合に適応させるためにスムージング係数αの値を大きくする必要があることに注意されたい。チャネルパワー変動がデータ速度より速い場合、パワー予測更新を式（１２５）の処理速度に保つのが好ましい。この場合、式（１２６）は次のように変形される（この信号成分予測はパワー予測の場合用いられない。その符号だけが対応ビットの予測値として式（１２７）で取り出される。よって、ここで予測を完全にするためになされるパワー正規化は実際には省かれる）。
【数１２９】

各シンボル持続時間内のチャネルパワー変動を考慮する。
【０３２６】
なお、多重速度データストリームは、単に制約行列を空行列に設定するだけでＭＲＣを用いて予測することができる。このオプションをＭＲ−ＭＲＣと呼ぶ。
【０３２７】
また、データ速度が処理速度より遅い場合の式（１２８）とともに式（１０６）と式（１２０）の組み合わせると、細分化したＩＳＲ結合工程で各ユーザの処理利得を連続的に満足できることにも注意されたい。
【０３２８】
通常、シンボル分数の元の速度への再グループ化は、まず改善された決定フィードバックからの再構成誤差を減らし、次にユーザ符号（すなわち、Ｒ、ＤおよびＨ）について分解を実行するモードで、あるユーザ_uの制約数をＮ_m個からＦ_u個に減らすことによって制約行列の設計で利用することができる。このようなモードについて、処理周期（処理速度より遅い速度でシンボルを制約集合生成器にフィードバックすることが実行可能である）の制限内で完全なシンボルを復元するユーザ符号添え字について制約ベクトルを再グループ化することによって、全制約数Ｎ_cに現われる共通係数Ｎ_mＮＩがΣ^NI _i=1Ｆ_iに減少する。
【０３２９】
ユーザｕの制約を再グループ化して、ユーザの元の送信速度量を整合すると、このユーザの符号を、解像周期ではなくシンボル周期をカバーする持続時間について完全な符号の細分に対応するより小さな部分集合に最グループ化することになる。実際に、ユーザｕは、Ｎ_mではなくＦ_u個の連結多重符号によって特徴付けられる。全体として、ＭＲ−ＣＤＭＡは、添え字ｕを割り当てられる各ユーザがそれぞれＦ_u個の多重符号を有してなる混合ＭＣ−ＣＤＭＡとして形成される（図３８参照）。したがって、ＩＳＲ結合とチャネル識別工程を、簡略化のために１からＦ_uの番号が付け替えられたユーザ符号を用いて、前記のＭＣ公式化に沿って１つの工程で実行することができる。よって、図３９に示すように、図３４の受信装置モジュールに必要な変更は、逆拡散器のバンクのみである。図３４に示す受信装置モジュールでは、逆拡散器１９^d,l，…，１９^d,Fdが用いる拡散符号は、ユーザｄの拡散符号のセグメントからなる、すなわち、セグメントが集まると、ある特定のフレームで用いられる符号の一部を形成する。符号セグメントＦ_uの数は、フレーム内で送信されるシンボルｂ^u,l _n，…，ｂ^u,Fu _nの数に対応する。これらのシンボルの予測値と、信号成分予測値＾ｓ^u,l _n，…，＾ｓ^d,Fu _nが、並列／直列変換内での式（１２０）、式（１２１）、式（１２２）と式（１２３）の予測値とともに写像する。
【０３３０】
これも、ＭＲ−ＣＤＭＡに好適な干渉抑制戦略を設計する上でＩＳＲを用いることで得られる柔軟性を示すものである。これによって、統一された方法で、シンボルのブロックまたはシンボルの分数部分を、２つの共通な解像速度と処理速度で同時に処理することが可能となる。
【０３３１】
チャネル識別動作を行うために、ユーザ符号（ｕ，ｌ）の縮小サイズの後置相関観測行列Ｍ×ＬΔは次のように定義される。
【０３３２】
【数１３０】

ただし、この行列の列はｊ＝０，…，ＬΔ−１について次のように与えられるものである。
【数１３１】

【０３３３】
このような仮想ユーザ符号（ｕ，ｌ）との相関によって、ユーザ符号ｃ^u _j'の長さＬｒのｌ番目のブロックを用いて減少した処理利得Ｌ_r＝Ｔ_r／Ｔ_c＝Ｌ／Ｎ_mによって部分逆拡散される。なお、従来のＭＣ−ＣＤＭＡに比べて、前記の部分逆拡散動作は、ユーザ符号１つ当たりの複雑性に関してコストが安い。
【０３３４】
Ｚ ^u,l _nのベクトル再整形によって得られる縮小サイズの後置相関観測ベクトルＺ ^u,l _nは、ベクトルの次元がすべて（ＭＬΔ）×１に減っている点を除けば、式（１０９）と同じモデル表現形式である。なお、後置相関ウィンドウ長ＬΔは、縮小サイズの伝搬ベクトルＨ ^u _n（文献［２０］）からの非同期時間遅延予測の際の余裕を広げて、遅延拡散を含むのに十分な長さに固定されていたことに注意されたい。［６］で考察されているように、Ｌより短い後置ウィンドウで識別すると、複雑性が緩和され、ＳＴＡＲの元のフルウィンドウ方式でほとんど具合よく動作する（すなわちＬΔ＝Ｌ）。
【０３３５】
式（１１０）のＭＣ−ＣＤＦＩ方式でのチャネル識別は、ユーザ符号後置相関Ｚ ^u,l _nを用いて容易に実行することができる。しかし、この手順では、完全処理利得を十分活用することなくシンボル部分をフィードバックする。その代わり、ベクトルＺ ^u,l _nは、式（１２０）、式（１２３）または式（１２６）で信号成分予測値が元の速度に戻されるのと同様な方法で再グループ化、平均化され、Ｚ ^u _n

は通常の逆拡散工程でＹ_nから直接算出される。その工程では、混合ＭＣ−ＣＤＭＡ方式に沿って１回の工程で拡散符号全体を利用する）。したがって、ＣＤＦＩチャネル識別手順はＭＲ−ＣＤＦＩと呼び名が変わり、次のように実行される。
データ速度が処理速度より速い場合は（平均化の代わりに（時間遅延追跡を伴う）Ｆ_u個のチャネル更新を実行すると、演算においてよりコストがかかる）、
【０３３６】
【数１３２】

によって実行され、データ速度が処理速度に等しい特殊な場合では、
【数１３３】

によって実行され、データ速度が処理速度より遅い場合には
【数１３４】

によって実行される。
【０３３７】
なお、式（１３２）のデータ速度が処理利得より速いチャネル識別は、ＭＣ−ＣＤＦＩと構造が類似している。Ｆ_u個の逆拡散予測を平均化すると、ＭＣ−ＣＤＭＡの場合に見られるような複雑性での利得を、より小さな部分集合に縮小することができる。前記方式の代わりに、または前記方式と組み合わせて式（１１１）乃至式（１１３）に記載のδ−ＣＤＦＩ方式を用いることは、逆拡散動作による複雑さを緩和する、その他の代替方式でなる。
【０３３８】
既に述べたとおり元のデータ送信速度を整合させるように符号を再グループ化することにより（図３８参照）、図３９に示すような各ユーザがＦ_u個の多重符号とＦ_u個の逆拡散ベクトルＺ ^u,l _n，…，Ｚ ^d,Fu _nによって特徴付けられている混合ＭＣ−ＣＤＭＡモデルに沿って、チャネル識別を容易に再公式化することができる。
【０３３９】
コストのかかる逆拡散動作をさらに減らすために、チャネルが長い更新周期ではやはり非常にわずかな変動しか見せない場合は、チャネル識別は低速になれば（文献［２０］）チャネル係数の更新頻度を少なくできる。しかし、高移動性がこの方式の実行の妨げになったり、チャネル識別更新をより高速に行うことも必要な場合がある。処理速度より速いデータ速度の場合、処理速度より高速での更新は不要である。処理周期Ｔは、チャネルパラメータが確実にその時間間隔にわたって一定となるように選定される。処理速度より遅いデータ速度の場合、式（１３３）と部分逆拡散を用いてＺ ^u _nを得て、チャネル更新速度をデータ速度より高速で、処理速度まで引き上げることができる。式（１３３）では、＾ｓ^u _nでは

バックプロセスにおいて完全な処理利得を得られるようにする必要がある。
【０３４０】
本発明の前記実施例は、基地局における受信装置モジュール、すなわち、アップリンクについてＩＳＲを実行する受信装置モジュールについて説明してきたが、発明はダウンリンク、すなわちユーザ局の受信装置モジュールにも同様に適用可能である。
【０３４１】
ダウンリンクＩＳＲ
図４８は、どのようにしてダウンリンクがアップリンクのようにモデリングできるかを示しているので、アップリンクについて展開したＩＳＲ技術を利用できる。図４８は、範囲内にある全基地局からの多数の受信信号のうちの１つである単一の（所望のユーザの）移動機器１０^dを示す図である。サービス中の基地局１１^vと３つの主要干渉基地局１１¹，…，１１υ^'，…１１^NIのみが示される。移動局は任意の時間に２つか３つの基地局と通信することがあるので、干渉物のうち２個がそのような別の基地局となりうる。太字の矢印は、ただ１つの信号、つまりサーバー基地局１１υからの所望のユーザ信号ｄが受信信号であることを示している。また、サービス中の基地局１１υは、他の移動機器にも送信しており、それらの信号も干渉信号として移動機器１０^dに受信されることになる。さらに、その他の３つの基地局のそれぞれも送信している。その他の基地局からの信号の１つが移動局ｄに向けての信号であるとしても、サービス中の基地局１１υからの信号１０^dの受信に関していえば、これらの信号は干渉となる。基本的に、基地局１１υの信号＃１から＃ＮＩ（ｄを除く）はセル内干渉物であり、その他の基地局からの干渉信号はセル外干渉物である。
【０３４２】
基地局は＃１から＃ＮＢに及ぶ。基地局１１υは、そのうちの一般的な基地局である。基地局１１υはＮＢ局の特定の１つであり、サービス中の基地局である。
【０３４３】
その他の基地局から他の信号も送信されるが、図４８は各基地局から送信されるもっとも強い信号だけを示しているので、そのうちのいくつかの信号が破線で示されて、他の信号も同様に破線で示され、基地局からの信号は実線で示される。つまり、セル内にはＮＩ個を超える数の移動局が存在しているが、その送信は弱い。基地局に近い移動機器は弱い送信でなければならないが、基地局から離れている移動機器はそれより大きなパワーが必要で、基地局パワー制御がそれを達成するために送信パワーを増大させる。また、データ速度は変動することがあるのでパワーレベルに影響を及ぼす。したがって、多くの信号は図４８に示されない。それらの信号は比較的弱いので無視される。もちろん、それらの信号も図２に示すノイズ信号の一部である。
【０３４４】
各基地局は複数の符号を送信していることがあるので、その基地局の信号は多重符号構造をなす。これらの信号は同一アンテナを介して送信されているので、多重符号信号に類似している。したがって、移動局１０^dは基地局１１υからチャネルｖを介して＃１…ｄ…ＮＩの信号を受信するため、それらの信号は多重符号信号に見える。同じことが、処理のために他の基地局から受信する信号にもあてはまる。
【０３４５】
「ズーム」の集合内は、サービス中の基地局υ’によって移動局ｉに送信される信号であるが、移動機器１０ｄには干渉として受信される信号を示している。たとえば図４０−図４２を参照しながら説明したように、その信号は異なる符号を用いた、おそらく異なる速度の異なる信号の合計なので、多重速度かつ／または多重符号信号となりうる。逆拡散器はすべての干渉物を処理しているが、ここでは１つだけを選んでいる。複合信号は、基地局υ’からユーザｉに１からＦ_iにわたる符号を用いて送信される成分、すなわち、第１の成分＃（υ’，ｉ，１）から最後の成分（υ’，ｉ，Ｆ_i）からなる。したがって、アップリンクにおいて展開された多重符号モデルは、移動受信装置でダウンリンクにも同様に適用される。
【０３４６】
ＩＳＲ排除を実行するためには、ユーザ／移動機器は抑制すべきユーザ（つまり、干渉物）グループを識別する必要がある。抑制すべきもっとも最適なユーザを識別するために、抑制するのは基地局υが与えるセル内のユーザに限定し、抑制される干渉物の数をＮＩに限定して、抑制されるユーザそれぞれを検出するために所望の基地局で必要な受信装置の数を減らすと一時的に仮定すると、ユーザ局は基地局υのアクセスチャネルを突き止めて、ＮＩ個のもっとも強い送信を探すことができる。別の方式では、基地局υの最初のＮＩ個のチャネル（すなわちｕ＝ｉ∈｛１，…，ＮＩ｝）にアクセスすることによって、もっとも強いセル内干渉移動機器がともに動作することが要求される。
【０３４７】
いったんＮＩ個の抑制チャネルが識別されると、所望のユーザ局はＮＩ個の「移動機器」すなわち基地局送信装置モジュールから受信する「仮想基地局」として「仮想アップリンク」で動作することができる。所望のユーザがＮＩ個の干渉物に入っていない場合、別のユーザ局を検討する。同様なＮＩ個のチャネルは、近隣の基地局からの送信について識別されることもある。したがって、添え字υ’∈｛１，…，ＮＢ｝を割り当てられた、添え字υ’＝υの所望の基地局を含むＮＢ個の基地局について、一般性を失わずに検討していく。この公式化により、ユーザ局は、ＩＳＲ結合とチャネル識別の独特な改良方式を有するブロック処理ＳＴＡＲ−ＩＳＲをダウンリンクに与えることができる。
【０３４８】
実際、各「仮想基地局」であるユーザ局には、受信装置モジュール２０¹，…，２０^Uに類似した受信装置モジュールの集合が設けられている。そのうちの一つの受信装置モジュールはそのユーザ局の拡散符号を用いてシンボル予測値を抽出するためのものであり、その他のモジュールは他のユーザの拡散符号を用いて、それら他のユーザの信号について実際の、または仮説のシンボル予測値を処理するためのものである。受信装置は、通常の制約集合生成器と制約行列生成器とを有し、関連のモードに関して既に説明した方法でＩＳＲをキャンセルする。
【０３４９】
しかし、基地局から発せられたその他のユーザについての信号は多重符号または多重速度信号に類似していることを理解されたい。したがって、ユーザ局の受信装置モジュールの少なくともいくつかは、図３４と図３９を参照した本発明の多重符号または多重速度の実施例を実施することが好ましい。基地局の受信装置とは異なり、ユーザ局の受信装置モジュールは通常、システム内のその他のユーザのデータ速度を知らない。受信信号からデータ速度を予測することも可能な場合もある。しかし、その予測が実行不可能か望まれない場合、図３４と図３９を参照しながら説明した多重速度または多重符号受信装置モジュールを変更して、データ速度を知る必要をなくす必要がでる。
【０３５０】
図４０を参照して、ユーザ局の受信装置は、図３９の受信装置モジュールに類似した複数の受信装置モジュールを備える。ＮＩ個のもっとも強いユーザ信号をキャンセルすべきＮＢ個の基地局のそれぞれに対して１つの受信装置モジュールが備えられるが、それらモジュールのうち基地局ｖ’に対する受信装置モジュール２０^v'が図４０に示されている。これらＮＩ個の信号の１つ以上が多重速度または多重符号の信号であり、したがって異なる拡散符号だけでなく異なる符号細分が含まれていることを認めると、逆拡散器の数はΣ^i=NI _i=1Ｆ_i、すなわち、１９^v'1,1，…，１９^v'1,F1，…，１９^v'i,1，…，１９^v'i,F1，…，１９^v'NI,1，…，１９^v'NI,FNIに等しい。任意の基地局において、ＮＩ個のユーザは独立してパワー制御を受けて、異なるパワーの移動／ユーザ局から受信する。したがって、それらのパワーを個々に考慮する必要があるので、パワー予測手段３０Ｔ^v'からのパワー予測値をチャネル識別ユニット２８Ｔ^v'に供給する。チャネル識別ユニット２８Ｔ^v'は、既に述べたのと同様な方法でデータを処理し、その結果得られるチャネルベクトル予測値Ｈ ^v' _0,nを拡散して、拡散チャネルベクトル予測値＾Ｙ ^V',1,1 _0,n，…，＾Ｙ ^v',NI,FNI _0,nを生成して、観測ベクトルＹ_nを処理するのに用いるようにこれらの予測値をＩＳＲビームフォーマ４７Ｔ^v',1,1，…，４７Ｔ^v',N1,FNIにそれぞれ供給する。
【０３５１】
その結果得られる信号成分予測値＾ｓ^v',1,1 _n，…，＾ｓ^v',N1,FNI _nが同様にチャネル識別ユニット２８Ｔ^v'にフィードバックされ、チャネルベクトル予測値が更新され、これが決定ルールユニット３０Ｔ^v',1,1，…，３０Ｔ^v',1,FNIに供給されて、対応するシンボル予測値＾ｂ^v',1,1 _n，…，＾ｂ^v',N1,FNI _nが生成される。ＩＳＲ−Ｈを除くすべてのモードでは、これらのシンボル予測値をチャネル識別ユニット２８Ｔ^v'からのチャネルベクトル予測値の集合Η^v' _nとともに、制約集合生成器（図４０には示されていない）に供給して、（図示しない）制約行列生成器が制約Ｃ_nの集合を生成するのに用いられる。チャネルパラメータ予測値の集合は、パワー予測ユニットからのパワー予測値を含む。なお、制約集合生成器と制約行列生成器は上で説明したものであってよく、その実際の構成と動作は選択される特定のＩＳＲモードによって決定される。
【０３５２】
所望のユーザ、すなわちユーザ局の受信装置２０^vのユーザがＮＩ個のユーザの中に含まれている場合、そのシンボルが通常の方法で抽出され、受信装置の次の部分に出力される。しかし、所望のユーザがサービス中の基地局ｖのＮＩ個のユーザの中に含まれない場合、ユーザ局の受信装置は、各基地局について図４０の受信装置モジュールのうち１つを含むだけでなく、特に所望のユーザ用の信号を抽出するための、図３９に示されるモジュールと類似する別個の受信装置モジュールも含む。
【０３５３】
しかしながら、図４０のサービス中の基地局の強いユーザについて受信装置モジュールが導き出すチャネルベクトル予測値は同一チャネル用であるが、図３９のチャネル識別ユニットが生成する予測値よりも正確であるということを踏まえると、チャネル識別ユニット（２９^Fd）と逆拡散器１９^d,1，…，１９^d,Fd（図３９）を省き、サービス中の基地局ｖについての受信装置モジュールのチャネル識別ユニットから拡散チャネルベクトル予測値を供給するのが好ましい。図４１に示すように、このように変更した受信装置モジュール２０Ｔ^dでは、図３９の受信装置モジュールと同様に、ビームフォーマ手段が、ＩＳＲビームフォーマのバンク（４７^v,d,1，…，４７^v,d,Fd）と、決定ルールユニットのバンク（２９Ｔ^v,d,1，…，２９Ｔ^v,d,Fd）と、ベクトル再整形器４４からの観測ベクトルＹ _nの要素を処理するパワー予測手段３０Ｔ^v,dとを備える。しかし、ＩＳＲビームフォーマのバンク（４７^v,d,1，…，４７^v,d,Fd）は、サービス中の基地局ｖに対応するチャネル予測手段（２８Ｔ^v）（図４０）が生成するチャネルベクトル予測値の集合（＾Ｙ ^v,d,1 _0,n，…，＾Ｙ ^v,d,Fd _0,n）によって調整される。このチャネル予測手段はチャネルベクトル予測値＾Ｈ ^v _nを生成して、これを拡散して、チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^v,d,1 _0,n，…，＾Ｙ ^v,d,Fd _0,n）を生成する。
【０３５４】
図４０に示す受信装置モジュールは、当該ユーザ局受信装置に既知のＮＩ個のユーザ集合それぞれのデータ速度に基づくものである。そうでなければ、図４０に示す受信装置モジュールは図４２に示すように、すなわち、逆拡散器を変更して、符号を細分化し、抑制すべきもっとも速いデータ速度以上の固定速度でオーバーサンプリングするように変更しても良い。
【０３５５】
また、図３５を参照しながら既に述べたように、複合細分符号の集合を用いて、細分したものを複合することによって、図４２の受信装置モジュールが行う逆拡散動作の数を減らすことも可能である。しかし、図４３に示すように、別の複合符号の集合を使ってＮＩ個の干渉物の集合を複合することもできる。さらに、図４３の実施例を図３５の実施例と組み合わせ、干渉物の集合と符号細分の各集合を複合することも可能である。
【０３５６】
自己の基地局からと、近隣セル内の基地局からのダウンリンクでの送信信号を受信する所望のユーザ局について検討していく。各基地局は、基地局のセル内に位置するユーザ局のグループと通信する。添え字ｖとｕを用いて、基地局ｖからユーザｕに向かう送信を示す。表記を簡略化するために、それらの送信信号を受信する所望のユーザ局の添え字は省略し、それら信号はすべてその所望のユーザ局によって暗黙的に観察され、処理される。
【０３５７】
添え字ｖを割り当てられた基地局を考察すると、その基地局による所望のユーザ局のマッチトフィルタリング観測ベクトルＹ _nへの貢献はｖ番目の基地局の信号ベクトルＹ ^v _nによって次のように定義される。
【０３５８】
【数１３５】

ただし、ベクトルＹ ^v,u _u,nは、基地局ｖと通信して、添え字ｕを割り当てられるＵ_v個のユーザのうちの１つのユーザによる信号への貢献を示す。前項で説明したブロック処理方法を用いると、ベクトルＹ ^v,u _u,nを次のように分解することができる。
【数１３６】

【０３５９】
なお、チャネル係数ζ^v _f,nは基地局ｖの添え字を持っているだけである。実際、基地局ｕからその基地局のすべての移動機器への送信は共通チャネルを介して所望のユーザ局に伝搬される。したがって、基地局信号は、２つのレベルの多重符号構造を示すものである。一方の構造は、各ユーザストリームの複数の符号への仮想または実際の分解によるものであり、もう一方はダウンリンクに固有で、パワーの異なる符号多重化ユーザストリームの合計によるものである。後述するように、この多重符号構造は、２つのレベルでの協調チャネル識別を向上させるために利用される。
【０３６０】
第１の工程では、所望のユーザ局が処理されるセル内ユーザ（すなわちｕ∈｛１，…，ＮＩ｝∪｛ｄ｝）のそれぞれの多重符号制約行列とブロッキング行列を予測する。表４は、これらの行列、ここでは＾Ｃ^v,u _MC,nと＾Ｃ^v,u,l _MC,nとそれぞれ名称を変えた行列の構築方法を示して、サービス中の基地局の添え字ｖを示している。表４では、式（１３６）に従ってシンボルとチャネルベクトル予測値に添え字ｖをつけている。第２の工程では、ユーザ局が、表５を用いて、基地別制約およびブロッキング行列＾Ｃ^v,u _BS,nと＾Ｃ^v,u,l _BS,nを予測する。これらの行列によって、表５に記載のモードのいずれか１つを用いて、セル内干渉物を抑制することが可能となる。ダウンリンクに関しては、基地認識用の新しいモードＢＲが表３のＴＲモードの代わりに用いられる。複数の基地局からの干渉信号を抑制することで、干渉分解に新たな次元を与え、表６に示すようにダウンリンクについてはＴＲとなる。したがって、第３の工程では、移動局が干渉基地局からの基地別制約およびブロッキング行列＾Ｃ^v,u _BS,nと＾Ｃ^v,u,l _BS,nを予測して、これらを行方向に連結し、それぞれ＾Ｃ_nと＾Ｃ^v,u,l _nで示される多重基地制約およびブロッキング行列を生成する。ＴＲモードでは、ＢＲモードにおける基地別制約およびブロッキングベクトルをすべての干渉基地局について合計して、単一の制約とする。その他のモードに関しては、表３の制約Ｎ_cの数を干渉基地局ＮＢの数で乗算する。サービス中の基地局＃ｖから所望の移動局＃ｄに向けてのデータの抽出専用の受信装置モジュールを図４１に示す。
【０３６１】
なお、多重速度データストリームは、制約行列を空行列に設定するだけで、ダウンリンクではＭＲＣを用いて予測することができる（この場合、ＩＳＲ処理は不要であり、所望の信号はそれ自身で信頼性のあるチャネル識別を行えるだけ十分強い信号であると考えられる）。このオプションをＤ−ＭＲＣと呼ぶことにする。
【０３６２】
ユーザ局が、抑制されるユーザのデータ速度を知っていれば（データ速度検出は、Ｎ_m個のシンボル分数の確率シーケンスそれぞれについて部分空間ランク予測を利用して実行できる）、シンボル速度が処理速度を超えない限りそれらユーザのシンボル（ＩＳＲ−Ｈモードでは、パワーおよびチャネル予測について信号成分予測値）を予測することができる。前記のように、このブロックに基づくシンボル決定の実行により、減少した決定フィードバック誤差からの制約行列の再構成が向上する（処理利得より遅いデータ速度での干渉シンボルの復元を、低速チャネル識別で利用できる。しかし、ユーザを強い干渉物として選択する場合は、その送信速度が高速であることを示す）。そうでなければ、ユーザ局はすべての干渉チャネルをその送信速度に関係なく共通の解像速度で処理できる。なお、干渉物のパワーの予測では、下で述べるようなチャネル識別と、おそらくは干渉チャネルの探索と選択についてはＢＲモードとＴＲモードの両方において再構成が必要となる。その予測は処理速度で行われる。
【０３６３】
干渉基地局のそれぞれから所望のユーザ局までの伝搬チャネルの識別では、ＩＳＲ動作を行う必要がある。セル内の伝搬チャネルを考察すると、図３９を参照して既に述べたように、所望のユーザの後置相関ベクトルから識別することが可能である。その識別では、所望のユーザの多重符号が同一チャネルを介して伝搬されるという事実を利用する。しかし、セル内の干渉ユーザも同様にこの共通チャネルを使用している。したがって、ＭＣ−ＣＤＦＩとＭＲ−ＣＤＦＩの方法はこのレベルでも同様に適用される。実際、ユーザ局は、強いパワーを有したＮＩ×Ｎ_m個の仮想パイロットチャネルとみなすことができるデータチャネルにアクセスする。所望のユーザがセル内干渉物に含まれようと含まれまいと、干渉ユーザについての協調チャネル識別を実行することが望ましい。これと同じ方式を近隣の基地局でも適用できるので、その基地局のＮＩ個の干渉ユーザを用いて各セル外干渉基地局からの伝搬チャネルの識別が可能となる。
【０３６４】
データ速度が基地局に知られている場合、ある基地局ｖ’∈｛１，…，ＮＢ｝からの伝搬チャネルの識別は、前項で述べたように、その基地局のＮＩ個の干渉ユーザのそれぞれから個々に行うことができる。チャネル識別を更に改善するためには、得られた個々のチャネルベクトル予測値を干渉ユーザについて平均化する。２つの工程は次のように１つにまとめられる。
【０３６５】
【数１３７】

このダウンリンク用ＭＲ−ＣＤＦＩは、ＤＭＲ−ＣＤＦＩと呼ばれ、図４０に示されている。なお、干渉物についての平均化では、その全パワーによる正規化を考慮している。逆拡散動作の数を減らすために、干渉物についての平均化を１からＮＩの範囲のより小さな集合に限定すればよい。
【０３６６】
干渉ユーザのデータ速度がユーザ局に未知である場合、図３４を参照して述べた工程に沿って識別を行い、次のように共通解像速度で干渉信号を処理することができる。
【数１３８】

【０３６７】
このダウンリンク用ＭＣ−ＣＤＦＩはＤＭＣ−ＣＤＦＩと呼ばれ、図４２に示されている。逆拡散動作の数を減らすために、干渉物とユーザ符号についての平均化をそれぞれ、１からＮＩの範囲及び１からＮ_mの範囲のより小さな集合に限定すればよい。
【０３６８】
逆拡散動作の数を減らすための代替としての方法は、ｌ＝１，…，Ｎ_mについて次のような累積多重符号を用いるというものである。
【数１３９】

【０３６９】
これらの累積符号で逆拡散すると次のようになる。
【数１４０】

ユーザ符号を干渉物について平均化しても、逆拡散後にノイズをさらに減らすことはない。しかし、複合信号＾ｓ^v',Σ^,l _nは、ＮＩ個の干渉物からの平均パワーを集計し、したがってより高度なダイバーシティによって効果が得られる。累積多重符号を利用して、次のようにチャネル識別を実行することができる。
【０３７０】
【数１４１】

ただし、
【数１４２】

【数１４３】

【０３７１】
このダウンリンク用ＭＣ−ＣＤＦＩはＤＳＭＣ−ＣＤＦＩと呼ばれ、図４３に示されている。前記同様、より小さなユーザ符号の集合について平均化をすれば、逆拡散動作の数が減少する。式（１１１）乃至式（１１３）で記載したδ−ＣＤＦＩ方式を、前記方式の代わりに、または前記方式と組み合わせて用いることは、逆拡散動作による複雑性を緩和するための別の代替方法となる（ユーザコードを解像周期にわたって累積しても、ダイバーシティを増加することにはならない。しかしながら、δπ−ＣＤＦＩバージョンを使用することによって逆拡散の後の雑音をさらに減少させることができる）。
【０３７２】
パイロット符号が送信される状況では、パイロット符号を累積符号に取り込むことができる。この方式をδπ−ＭＣ−ＣＤＦＩで示しているが、この方式では、逆拡散のために多重符号と、干渉物と、パイロットについてデータ変調累積符号を用いている。また、（ダウンリンク上などでの）パワーに大きな違いが見られる状況に応じるために、パワーの正規化を導入する。δπ−ＭＣ−ＣＤＦＩは逆拡散のために次のような符号を用いる。
【０３７３】
【数１４４】

ただし、πは拡散パイロット信号であり、λπは決定誤差がなんら関係していないのでパイロットを表す役割をする重み係数である。λπ＝０という特殊な場合では、パワー正規化を伴うδ−ＭＣ−ＣＤＦＩ方式を用いる。
【０３７４】
さらに、これらダウンリンク用方式を、図４４と図４６を参照して説明したパイロット支援型ＩＳＲの実施例と組み合わせることも可能であろう。パイロットチャネルはユーザ別チャネルではなく、むしろサービス中の基地局あるいはそのサービス中の基地局が与えるユーザ局のグループに特化されたものである。こうした場合、パイロットのパワーは比較的強いので、対応のビームフォーマ（図４６参照）ではＩＳＲの代わりに単純ＭＲＣを実行すればよい。
【０３７５】
これまで説明してきた本発明の実施例は、１個の送信（Ｔｘ）アンテナを用いるものである。複数のＴｘアンテナを用いて空間次元を追加することにより、より多くのユーザをサポートする手段が与えられる。次の項では、高速、低処理利得のダウンリンク送信に特に好適な送信装置構造を紹介する。この構造によって、ＩＳＲが受信装置で用いられているときに大容量を保証できると思われる。
【０３７６】
空間／時間符号化（ＳＴＣ）を伴う複数入力、複数出力（ＭＩＭＯ）方式ＩＳＲ
アップリンクでは、ＩＳＲが基地局で用いられているとき、受信（Ｒｘ）アンテナの数が１から２に増加するとシステムの容量がほぼ２倍になる。これは、空間次元が追加されたことで、ユーザがその符号だけでなく空間シグネチャによっても識別できるようになることによる。ダウンリンクでは、単一のＴｘアンテナが使われていると、１つの特定の基地局（ＢＳ）からのすべての信号が、受信装置のアンテナアレイで同一の空間シグネチャを有している。したがって、ＢＳ送信装置に複数のアンテナが設け、信号送信のための優れた空間／時間符号化戦略を利用することが求められる。
【０３７７】
サービス中の基地局ｖについてのこうしたＳＴＣを用いたＭＩＭＯ送信装置は、図４９に示されている。この図は、そのセルサービスエリア内に位置する、１からＮ_uの添え字を与えられた移動機器を提供する基地局ｖを示す図である。この基地局ｖは移動機器それぞれに対して、マルチプレクサ１５Ｘ^v,uを用いて全体の振幅（Ψ^u _n）をパワー制御した対応のデータストリーム（ｂ^u _n）を送信する。なお、（Ψ^u _n）は実際の増幅係数ではなく、受信装置で得られた積で、送信装置側でデータモデリングとアルゴリズム記述を容易にさせるために与えられるものである（図４の記載を参照されたい）。
【０３７８】
その後パワー制御されたデータストリームがグループセレクタ１１０^vに送られ、Ｎ_u個の移動機器をＮ_g個のグループに分割する（下の説明参照）。各グループはＬ個より多い移動機器を与えられない。セル荷重Ｎ_uに応じて、ある特定の数Ｎ_IG≦Ｌの移動機器を各グループ内に割り当てる。表記の都合上、Ｎ_IGは図４９ではＬ、すなわち最大値に固定する。
【０３７９】
各グループについて、同一の動作が行われる。したがって、グループ＃１についての動作のみ説明する。グループ＃１内のＮ_IG＝Ｌデータストリームは、マルチプレクサ１５Ｘ／２^1,1，．．，１５Ｘ／２^1,Lを用いて符号ｃ^1,1（ｔ），…，ｃ^1,L（ｔ）によって拡散される。拡散信号は加算器１６Ｘ／１^v,1を用いて合計が出される。その結果得られる信号を、加算器１６Ｘ／２^v,1を用いてグループ＃１専用のパイロット信号π₁（ｔ）に合計し、マルチプレクサ１５Ｘ／３^v,1を用いて基地局ｖ専用の符号ｃ^v（ｔ）で拡散する。この拡散信号をＧ₁（ｔ）と示す。その他のグループでも同じ動作が行われて、同様の信号が生成される。Ｎ_g個の移動機器グループでのこうした動作によって得られるＮ_g個の信号を、Ｇ₁（ｔ），…，Ｇ_NG（ｔ）と示す。
【０３８０】
これらの信号は、空間写像器（マッパ）１２０^vに送られる。この写像器はＮ_G×Ｍ_T結合器と同様に動作して、Ｎ_G個の入力ストリームを、Ｔｘアンテナと同数のＭ_T個の出力ストリームに線形変換する。これらの出力ストリームをＡ₁（ｔ），…，Ａ_MG（ｔ）と示す。第１のストリームＡ₁（ｔ）は遅延素子４５Ｘ¹によって遅延されて、（搬送周波数変調を含む）整形用パルス１３Ｘ^v,1によってフィルタリングされた後、アンテナ１４Ｘ^v,1で信号Ｓ₁（ｔ）として送信される。写像器出力ストリームには同じ動作が行われて、信号Ｓ₁（ｔ），…，Ｓ_MT（ｔ）となり、これらがそれぞれアンテナ１４Ｘ^v,1，…，１４Ｘ^v,MT（ｔ）で送信される。この送信装置の構造は、データ速度が速く、処理利得が低い状況では特に好適である。まず、Ｎ_u個のユーザのデータシーケンスｂ^v,u（ｔ）がφ^v,u（ｔ）で縮小される。ただしφ^v,u（ｔ）²，ｕ＝１，…，Ｎ_uは所望の送信パワーである。これらの信号をＮ_Gグループにグループ分けする。グループｇに属するユーザはＮ_IG個のＬ−チップ符号（Ｌは処理利得）の固定集合から得られるユーザ別短チャネル化符号を割り当てられる。Ｎ_IG個のＬ−チップ符号を列方向に好適に組織して行列Ｃ_g＝［ｃ^g,1（ｔ）^T，…，ｃ^g,NIG（ｔ）^T］^Tとして、これをグループｇの符号集合と呼ぶ。同一の符号集合に属する符号はすべて、Ｃ^H _gＣ_gが対角であるように互いに直交に選択される。これは、後述するように、１個のグループ当たりの固定チャネル化符号の数がＮ_IG≦Ｌに限定され、同時に、複数グループにわたる符号集合の相互相関が低くなければいけないことを意味する。なお、符号集合はすべてのセクタが縮小していると仮定する。同一グループのユーザ信号がそれぞれのチャネル化符号によって符号化されると、それらの符号は合計されて１つのストリーム信号となる。グループ別パイロット符号が追加され、その結果得られる信号をＢＳ別ＰＮ符号でスクランブルして、全グループ信号Ｇ^v _g（ｔ）となる。線形写像関数Ｍを用いて、Ｎ_G個のグループ信号がＭ_T個のアンテナ分岐に写像されて、次のようになる。
【０３８１】
【数１４５】

ただし、Ａ^v（ｔ）＝［Ａ^v ₁（ｔ）^T，…，Ａ^v _M（ｔ）^T］であり、Ｇ^v（ｔ）＝［Ｇ^v ₁（ｔ）^T，．．，Ｇ^v _NG（ｔ）^T］である。分岐信号は、送信遅延ダイバーシティを可能にするように最後に遅延させられて、チップパルスマッチトフィルタによって形成される。
【０３８２】
ｖの添え字が与えられたＢＳのＭ_T個のＴｘアンテナから２つの添え字（ｖ，ｕ）を持つ移動機器のＭ個の受信アンテナへの送信を定義する物理チャネル行列は次のようになる。
【０３８３】
【数１４６】

ただし、行列の（ｉ，ｊ）番目の要素は、基地局のｊ番目のＴｘアンテナと移動機器のｉ番目のＲｘアンテナ間のチャネルである。このように定義することで、基地局ｖから送信される信号が所望の移動機器のアンテナアレイで受信されるとき、この信号を次のように表すことができる。
【０３８４】
【数１４７】

【数１４８】

【数１４９】

【数１５０】

【０３８５】
ただし、Ｄ（ｔ）＝［φ（ｔ−Δ₁），…，φ（ｔ−Δ_MT）］^Tは、送信遅延とチップパルス整形を表す。式（１４９）から明らかなように、チャネルによる効果的な空間写像関数は通常直交でないＨ（ｔ）Ｍとなり、これはグループが互いに干渉しあうことを意味する。したがって、送信装置がチャネルについて知らなければ、受信側での直交性は保証されない。この写像関数の設計については後で説明する。さらに、式（１５０）は、遅延素子をチャネルの一部とみなせるということを示し、これらの遅延素子によって仮想マルチパスが与えられることが明らかである。このことは通常「遅延送信ダイバーシティ」と呼ばれる。
【０３８６】
グループ信号Ｇ^v（ｔ）のベクトルから見たチャネルを
【数１５０ａ】

で表すと、アンテナアレイで受信する信号は次のように表せる。
【０３８７】
【数１５１】

【数１５２】

【０３８８】
ただし、Γ^v,u _jはΓ^v,uのｊ番目の列である。式（２０）から、ユーザ信号の各グループは同一チャネルを介して伝搬し、受信装置はＮ_BＧ_N個のソースを想定していることがわかる。ここで提案しているＭＩＭＯダウンリンク送信装置が用いられると、マッチトフィルタにかけられた受信信号（式（３））についてのモデルは次のように表すことができる。
【０３８９】
【数１５３】

【数１５４】

【数１５５】

【数１５６】

【０３９０】
これより、同一ＢＳの同一グループに属するユーザは同一のチャネル応答性Ｈ^v,gΣ（ｔ）を有していることが明らかとなる。これによって、移動受信装置側でのチャネル識別が改善される。したがって、アップリンクモデルとのもっとも明らかな違いは、同一グループに属するユーザが、同一チャネルを体験するというＣＤＦＩを用いたダウンリンクで好適に利用される機能である（前記参照）。
【０３９１】
複数のグループにわたって符号を適切に選択することは、その選択の結果得られるチャネルが通常直交しないことからも、重要である。チャネル化符号は固定の集合から選択されるので、特性の良好なグループを最適化することによって発見することができる。なお、複数のグループにわたって同一のスクランブル符号が用いられるので、チャネル化符号集合を適切に選択することでいったん設定される相互相関特性が、スクランブル後も保持され、したがって送信後も保持される。ここで、２つのグループ（Ｎ_G＝２）を有する状況は特に単純なので、この状況のみを検討する。Ｃ₁は直交行列、たとえばアダマール行列（あるいはその一部）として最初に選択される。なお、Λが±１のエントリを持つ直交行列であれば、Λは単一なので、ΛＣ₁もやはり直交スパンである。したがって、符号の第２の集合はＣ₂＝ΛＣ₁によって定義される。ただし、Λは次の式を満足するものである。
【０３９２】
【数１５７】

ただし
【数１５８】

【０３９３】
これは、ほとんどの場合、検索によって容易に解が得られる。集合がいっぱいのとき（すなわちＮ_IG＝Ｌ）、集合間が４５°回転していることになる。Ｎ_G＞２という、より一般的な場合では、処理利得が大きいときは特に最適化が困難になる。ここでは、推察と検索の組み合わせに頼らねばならない。
【０３９４】
経験によって、異なるグループにおいて同一のまたは反対の符号を再使用することは好ましくないことがわかっている。したがって、ユーザ数（可能なチャネル化符号の総数）が２^L-1に制限される。この制限によって、処理利得が小さいと、可能な容量もまた非常に限定されてしまうことを明確に示唆している。たとえば、Ｌ＝２の場合、２個のユーザしかサポートできず、しかも、１個のＴｘアンテナにより既に近直交送信が（直交符号を用いて）なされているので、複数のＴｘアンテナを用いても効果がないことも示される。Ｌ＝４では、限定はＮ_u≦８となり、この場合、１から２個のＴｘアンテナであれば効果的であるが、３個のＴｘアンテナでは効果が得られない。一般的に、コスト効率の良いシステムでは、これ以上アンテナを追加しても容量の増加は見込めないのでＴｘアンテナの数がＭ_T≦２^L-1／Ｌに制限される。
【０３９５】
空間写像関数の目的は、特異なＭ_T次元の空間シグネチャをＮ_Gグループにそれぞれ割り当てることにある。送信装置がチャネル（たとえば、受信装置からのフィードバックあるいは時分割二重通信）を知っている状況では、得られるチャネルΓ^v,u（ｔ）が直交であるように写像関数は時間関数として選択してもよい。しかし、移動セルラＣＤＭＡにおいては、このオプションは、物理チャネルがユーザ別に与えられるので適用できない。したがって、直交性条件は１個の受信ユーザについてのみ与えることができる。
【０３９６】
したがって、固定写像関数の設計について検討すると、得られるチャネル
【数１５８ａ】

のランク特性は、写像関数Ｍが最善のランク特性となるよう選択されれば、直感的に最適化される。グループの数（Ｎ_G）がＴｘアンテナの数（Ｍ_T）に等しい場合、直交写像関数を選択することで最適なランク特性が得られる。恒等写像（Ｍ＝１）は直交関数で、グループ１をアンテナ１に、グループ２をアンテナ２などと単純に写像する。しかし、その結果アンテナの負荷が不均一になり、遅延送信ダイバーシティは用いられない。これらの問題は、アダマール行列を使えばいずれも回避できる。アダマール行列であれば、アンテナ分岐に等しく信号を配分し、したがって「遅延送信ダイバーシティ」を利用し、パワー不均衡を回避するからである。
【０３９７】
より一般的な場合では、パワー制御は送信アンテナ間で分配できる。このようなパワー制御分配技術は公知であるのでここでは詳しく説明しない。
【０３９８】
なお、本発明の実施例は図４９を参照して説明した空間／時間符号化方式を用いることだけに限定されるものではなく、その他の公知な空間／時間符号化方式も利用できることに注意されたい。
【０３９９】
図４９を参照して説明した基地局送信装置であれば、ユーザ局側の受信装置の変更は不要である。すなわち、図４０乃至４３を参照して説明したいずれの受信装置もその基地局送信装置の信号を受信するのに用いてもよい。実際、ＭＩＭＯシステムでは、受信装置は、ＭＩＭＯ基地局送信装置を図４９のグループ区分けに対応するＮ_G個の副基地局として「見ている」。
【０４００】
なお、各ユーザ局では、複数の送信アンテナを設けることができ、基地局の送信装置で、図４９を参照して説明した送信装置に類似するＭＩＭＯ送信装置を使用することができる。もちろん、基地局での対応の受信装置は前記の理由により変更する必要はない。
【０４０１】
【表１】

【０４０２】
【表２】

【０４０３】
【表３】

【０４０４】
表３は、各ＩＳＲモードについての、共通の制約およびブロッキング行列＾Ｃ_nと＾Ｃ^i',j' _nと、制約数または列数Ｎ_cを示す。正規化前の一般的な列を示し、（ｉ，ｌ，ｋ）＝（ｉ’，ｌ’，ｋ’）のとき(δ^i',l',k' _i,l,k＝０、それ以外は(δ^i',l',k' _i,l,k＝１。従来のＭＣの場合、λ^l _k＝１かつＮ_H＝３Ｎ_m。ＭＣ−ＣＤＭＡとしてモデル化されるＭＲの場合、ｋ＝−１かつｌ∈｛１，…，Ｎ_r｝またはｋ＝＋１かつｌ∈｛Ｎ_m−Ｎ_r＋１，…，Ｎ_m｝のときλ^l _k＝０、それ以外はλ^l _k＝１。Ｈモードでは、＾Ｃ_n内の２（Ｎ_m−Ｎ_r）個以上の列が空。これらの列と＾Ｃ^i',l' _n内の対応する列が取り除かれ、最大でＮ_H＝Ｎ_m＋２Ｎ_rの制約を残す。
【０４０５】
【表４】

【０４０６】
表４は、各ＩＳＲモードについての、多重符号制約およびブロッキング行列＾Ｃ^u _MC,nと＾Ｃ^u,l' _MC,n'、と対応する制約数または列数Ｎ_cを示す。射影と正規化前の一般的な列を示し、（ｌ，ｋ）＝（ｌ’，ｋ’）のとき((^l',k' _l,k＝０、それ以外は((^l',k' _l,k＝１。従来のＭＣの場合、λ^l _k＝１かつＮ_H＝３Ｎ_m。ＭＣ−ＣＤＭＡとしてモデル化されるＭＲの場合、ｋ＝−１かつｌ∈｛１，…，Ｎ_r｝またはｋ＝＋１かつｌ∈｛Ｎ_m−Ｎ_r＋１，…，Ｎ_m｝のときλ^l _k＝０、それ以外はλ^l _k＝１。Ｈモードでは、＾Ｃ^u _MC,n内の２（Ｎ_m−Ｎ_r）個以上の列が空。これらの列と＾Ｃ^u,l' _MC,n内の対応する列が取り除かれ、最大でＮ_H＝Ｎ_m＋２Ｎ_rの制約を残す。
【０４０７】
【表５】

【０４０８】
表５は、表３のモードに適用される、ただしＴＲはＢＲに代わる、基地別制約およびブロッキング行列＾Ｃ^v _BS,nと＾Ｃ^v,i',l' _BS,nを示す。表３の残りのモードの添え字をＴＲモードについて示すのと同様に基地局ｖの添え字を含むよう変更する。なお、チャネル係数＾ζ^u _f,nはユーザｉではなく基地局ｕの添え字を持つ。基地局ｕからすべてのユーザ局への送信は、共通チャネルを介して所望のユーザ局に伝搬する。また、ユーザについての合計は、パワー制御がユーザ個別のため、全振幅の予測値で重み付けされることに注意されたい。(δ^i',l',0 _i,l,kとλ^l _kの定義は表３に示されている。
【０４０９】
【表６】

【０４１０】
表６は、基地局からの制約およびブロッキング行列＾Ｃ_BS,nと＾Ｃ^v',i',l' _BS,nを、式（１０４）と式（１０５）に示した方法で、行方向に整列して、より大きな行列＾Ｃ_nと＾Ｃ^v',i',l' _nとすることによって、表５のモードに適用される多重基地局制約およびブロッキング行列＾Ｃ_nと＾Ｃ^v',i',l' _nを示す。表５内の制約数を、ここでＢＲモードについて示すように、ＮＢで乗算する。追加のＴＲモードは、全基地局におけるＢＲモードの制約ベクトルを合計する。λ^l _kの定義は表３に示され、（ｖ，ｉ，ｌ，ｋ）＝（ｖ’，ｉ’，ｌ’，ｋ’）のとき(δ^v',i',l',0 _v,i,l,k＝０、それ以外はδ^v',i',l',0 _v,i,l,k＝１。
【０４１１】
なお、ＩＳＲはアップリンクで用いられるかダウンリンクで用いられるかにかかわらず、受信または送信用の単一アンテナまたは複数のアンテナとして機能することを理解されたい。
【０４１２】
本発明の実施例は、ＤＢＰＳＫに限られるものではなく、演算の複雑性を増加させずにＭＰＳＫまたはＭＱＡＭ変調を伴う混合速度トラフィックでＩＳＲを実施することができる。直交ウォルシュ信号送信（シグナリング）さえも、ウォルシュシーケンスの数に対応する演算の増加を犠牲にすれば実行可能である。さらに、異なるユーザが別々の変調を利用できる。また、１個以上のユーザが適応符号化および変調（ＡＣＭ）を利用できる。
【０４１３】
また、本発明の実施例で搬送周波数オフセット回復（ＣＦＯＲ）を利用する場合も想定される。決定ルールユニットでは２値出力をする必要はなく、シンボルやその他の信号状態を出力すればよいことを理解されたい。
【０４１４】
また、前記実施例は非同期であるが、当業者であれば発明を過度な実験を行わずして同期システムに適用できるであろう。
【０４１５】
本発明は前記実施例に対するその他様々な変更を包含する。たとえば、大きな遅延拡散と大きなユーザ間遅延拡散が可能なように、長ＰＮ符号を使用することも可能であろう。
【０４１６】
簡略化するために、好ましい実施例の前記の説明では短拡散符号を用いると仮定している。しかし、実際のほとんどのシステムでは、長拡散符号が用いられる。長符号の部分がシンボルごとに変化するので、当業者には理解できるように、短符号では不要なある動作を行わなければならない。さらに詳しい情報については、文献［２２］と［２３］を参照されたい。しかし、収集時には短符号が使われ、リンクがいったん確立したら長符号を用いる場合も想定できる。
【０４１７】
収集工程では、ユーザ局で複数の所定の（短）符号の１つを使って接続する必要もありうる。そのとき受信装置が用いる空制約をあらかじめ選択しておき、このような所定の符号を用いて信号をキャンセルする。これによって、ユーザ局が送信を開始する際に生じる、受信装置が制約を導き出せないという問題を回避できる。このような変更はダウンリンクとＩＳＲ−Ｈを使用する場合にも適用可能であろう。
【０４１８】
【数１５８ｂ】

【０４１９】
【文献】
さらに追加の情報については、以下の文献を参考にされたい。
【０４２０】
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30. S. Affes, H. Hansen, and P. Mermelstein,"Near-Far Resistant Single-User Channel Identification by Interference Subspace Rejection in Wideband CDMA", Proc. of IEEE Signal Processing Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications SPAWC'01, Taoyuan, Taiwan, to appear, March 20-23, 2001.
31. S. Affes, A. Saadi, and P. Mermelstein,"Pilot-Assisted STAR for Increased Capacity and Coverage on the Downlink of Wideband CDMA Networks", Proc. of IEEE Signal Processirtg Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications SPAWC'01, Taoyuan, Taiwan, to appear, March 20-23, 2001.
【図面の簡単な説明】
【図１】 複数のユーザ局、典型的には移動局を備えるＣＤＭＡ通信システムの一部と、アンテナ素子アレイを備える受信アンテナを有した基地局とを示し、ユーザ局の１つとアンテナアレイとの間のマルチパス通信を示す概略図である。
【図２】 図１に示すシステムの一部のモデルを表す概略図である。
【図３】 ユーザ局の１つの拡散器部の詳細な構成図である。
【図４】 （ａ）、（ｂ）は、チャネル特性とパワー制御と信号パワーとの関係を示す図である。
【図５】 従来技術にかかる基地局受信装置の単純化構成概略図である。
【図６】 受信装置の前処理ユニットの詳細な構成図である。
【図７】 受信装置の逆拡散器の詳細な構成図である。
【図８】 データ速度に応じてランク付けされるＣＤＭＡシステムにおける数組のユーザを示す図である。
【図９】 本発明を具現化する受信装置のいくつかのモジュールと、非拡散データで動作するビームフォーマを有するモジュールを示す詳細な構成図である。
【図１０】 共通行列生成器と、その生成器に共通に接続される複数のビームフォーマの１つとを示した詳細な概略図である。
【図１１】 図９に対応する構成図であるが、最初に拡散されたデータで動作するビームフォーマを有したモジュールを含む構成図である。
【図１２】 図１１の受信装置モジュールの１つのユーザ別行列生成器と関連のビームフォーマの概略図である。
【図１３】 ビームフォーマが処理するデータを逆拡散することなく、キャンセルすべき干渉の全認識値を用いる（ＩＳＲ−ＴＲ）受信装置の詳細な構成概略図である。
【図１４】 図１３の受信装置モジュールの１つの再拡散器を示す図である。
【図１５】 ビームフォーマが処理するデータを逆拡散することなく、干渉の個々の認識値を用いる（ＩＳＲ−Ｒ）受信装置の詳細な構成図である。
【図１６】 ビームフォーマが処理するデータを逆拡散することなく、ダイバーシティ経路での干渉の各認識値を分解する（ＩＳＲ−Ｄ）受信装置の単純化した構成図である。
【図１７】 ビームフォーマが処理するデータを逆拡散することなく、記号の仮説値に基づく干渉部分空間排除を利用する（ＩＳＲ−Ｈ）受信装置の単純化した概略構成図である。
【図１８】 仮説値についてのすべての可能なトリプレットを示す図である。
【図１９】 仮説値を生成するためのビットシーケンスを示す図である。
【図２０】 ビームフォーマが処理するデータを逆拡散することなく、記号の仮説値と認識値の両方に基づく干渉部分空間排除を用いる（ＩＳＲ−ＲＨ）受信装置の単純化した概略構成図である。
【図２１】 図１３に示すＩＳＲ−ＴＲ受信装置に類似する受信装置であるが、ビームフォーマが最初に拡散されたデータで動作する受信装置の単純化した概略構成図である。
【図２２】 図１５に示すＩＳＲ−Ｒ受信装置に類似する受信装置であるが、ビームフォーマが最初に拡散されたデータで動作する受信装置の単純化した概略構成図である。
【図２３】 図１６に示すＩＳＲ−Ｄ受信装置に類似した受信装置であるが、ビームフォーマが最初に拡散されたデータで動作する受信装置の単純化した概略構成図である。
【図２４】 図１８に示すＩＳＲ−Ｒ受信装置に類似した受信装置であるが、ビームフォーマが最初に拡散されたデータで動作する受信装置の単純化した概略構成図である。
【図２５】 図２４の受信装置で生成されるビットシーケンスを示す図である。
【図２６】 図２０に示すＩＳＲ−ＲＨ受信装置に類似した受信装置であるが、ビームフォーマが最初に拡散されたデータで動作する受信装置の単純化した概略構成図である。
【図２７】 図５の受信装置で用いられる、または図１３−１７、２０−２４および図２６の受信装置のいくつかの受信装置モジュールの代わりに用いられる代替としてのＳＴＡＲモジュールを示す図である。
【図２８】 制約行列に貢献し、しかも干渉をキャンセルするための制約行列を用いる受信装置モジュール（ＪＯＩＮＴ−ＩＳＲ）を示す図である。
【図２９】 多段ＩＳＲ受信装置モジュールを示す図である。
【図３０】 ＩＳＲの連続的な実行を示す図である。
【図３１】 チャネル識別を向上させるためにＩＳＲを用いる受信装置モジュールを示す図である。
【図３２】 ノイズ拡張を減少させ、同期動作と高速データ処理を容易にするようにフレームサイズを延長することを示す図である。
【図３３】 混合拡散要因でＩＳＲを実施することを示す図である。
【図３４】 多重符号信号を用いるユーザに対するアップリンクＩＳＲ受信装置を示す図である。
【図３５】 図３４の受信装置モジュールの変更例を示す図である。
【図３６】 多重速度をどのようにして多重符号としてモデル化するかを示す図である。
【図３７】 多重速度信号におけるフレームサイズの決定を示す図である。
【図３８】 特定ユーザのシンボル速度に対応して多重速度信号をグループ化することを示す図である。
【図３９】 基地局用「アップリンク」多重速度ＩＳＲ受信装置モジュールを示す図である。
【図４０】 「仮想基地局」として動作するユーザ局用の複数の「ダウンリンク」多重速度受信装置モジュールの１つを示す図である。
【図４１】 図４１のユーザ局において信号を抽出するための該ユーザ局の「ダウンリンク」多重速度受信装置モジュールを示す図である。
【図４２】 図４０の受信装置モジュールに代わる多重符号を示す図である。
【図４３】 図４０の受信装置モジュールに代わる第２の代替例を示す図である。
【図４４】 パイロットシンボルを用いたＩＳＲ受信装置モジュールを示す図である。
【図４５】 図４４の受信装置モジュールの曖昧性予測器をより詳細に示す図である。
【図４６】 パイロットチャネルを用いた代替としてのＩＳＲ受信装置モジュールを示す図である。
【図４７】 中間段でシンボル復号を利用する代替としてのＩＳＲ受信装置モジュールを示す図である。
【図４８】 ダウンリンクをアップリンクとしてモデル化することを示す図である。
【図４９】 本発明を具現化する受信装置とともに動作する多重アンテナを有した送信装置を示す図である。

Claims (71)

1. 送信装置と、受信装置とを有する少なくとも１つの基地局（１１）と；前記少なくとも１つの基地局によってサービスを提供される複数（Ｕ´）のユーザ局を含み、各々が複数のチャネル（１４^１，…，１４^Ｕ）の対応する１つを介して前記少なくとも１つの基地局と通信するための送信装置と受信装置を有してなる複数（Ｕ）のユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）とを備えるＣＤＭＡ通信システムの基地局に好適な受信装置であって、前記基地局は複数のユーザ局の送信装置が送信する拡散信号に対応する成分を備える信号（Ｘ（ｔ））を受信し、前記拡散信号の各々は対応するユーザ局に固有の拡散符号を用いて拡散される一連のシンボルを備え、前記基地局の受信装置は：
   各々が、受信信号（Ｘ（ｔ））の連続するフレームから、ユーザ局のうち対応する１つのユーザ局の前記一連のシンボルの予測値を導出する複数（Ｕ´個）の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ，２０^ｄ）と；
   前記フレームのうちの１つのフレームの受信装置モジュール（２０）の各々が前記一連のシンボルのそれぞれ１つの予測値を導出するのに用いるように、一続きの観測行列（Ｙ_ｎ）を受信信号（Ｘ（ｔ））から導出するための前処理手段（１８）と；
   各観測行列から複数の観測ベクトル（Ｙ _ｎ；Ｙ _ｎ−１；Ｚ ^１ _ｎ…Ｚ ^ＮＩ _ｎ；Ｚ ^ｄ _ｎ）を導出して、観測ベクトルの各々を複数の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ，２０^ｄ）の対応する１つに与えるための観測ベクトル導出手段（１９，４４；４４／１，４４／２）とを備え、
   各受信装置モジュールは：
   基地局と対応するユーザ局の送信装置との間のチャネルのパラメータ予測値に基づき、観測ベクトルの１つから、チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ；＾Ｙ ^ｄ _０，ｎ；＾Ｙ ^ｉ _{０，ｎ−１}）を導出するためのチャネル識別手段（２８）と；
   チャネルベクトル予測値に依存して重み係数の集合を生成するための係数調整手段（５０）と、重み係数を用いて観測ベクトルのそれぞれ１つの要素の対応する１つに重み付けして重み付けされた要素を結合して、信号成分予測値（＾ｓ^１ _ｎ，…，＾ｓ^Ｕ _ｎ）を与えるための結合手段（５１，５２）とを有するビームフォーマ手段（２７^１，…，２７^ＮＩ，２７^ｄ；４７^ｄ）と；
   信号成分予測値から、ユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）の対応する１つのユーザ局が送信するシンボル（ｂ^１ _ｎ，…，ｂ^Ｕ _ｎ）の予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^Ｕ _ｎ）を導出するためのシンボル予測手段（２９^１，…，２９^Ｕ，３０^１，…，３９^Ｕ）とを備え、
   前記受信装置はさらに、シンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ；ｇ^１，ｇ^２，ｇ^３；ｇ^{ｌ＋１，ｎ}）と、少なくとも前記複数のユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）の第１のグループ（I）のチャネル（１４^１，…，１４^ＮＩ）についての前記チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）を備えるチャネル予測値（Η^１ _ｎ，…，Η^ＮＩ _ｎ；Η^ｉ _ｎ−１）とに応じて、前記所定のグループに対応する受信信号の成分の干渉部分空間を表す少なくとも１つの制約行列（＾Ｃ_ｎ）を与えるための手段（４２，４３）を備え、前記複数の受信装置モジュールの第２のグループ（Ｄ）の１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）のそれぞれにおいて、係数調整手段（５０Ａ^ｄ）は、制約行列（＾Ｃ_ｎ）とチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^ｄ _ｎ）の両方に依存して前記重み係数の集合を生成して、前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）を各々、前記干渉部分空間に対応する受信信号（Ｘ（ｔ））の部分に対して実質的に空応答をするように調整することを特徴とする受信装置。
2. 前記係数調整手段（５０Ａ^ｄ）はまた、前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）を各々、ユーザ局のうち対応する１つのユーザ局の送信装置からの受信信号（Ｘ（ｔ））の成分について実質的な単一応答をするように調整することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記観測ベクトル導出手段（１９；４４）は、前処理手段（１８）からの観測行列（Ｙ_ｎ）を再整形して、その結果得られる観測行列（Ｙ _ｎ）を前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）の各々の前記ビームフォーマ手段（４７Ａ^ｄ）に供給するための第１の再整形手段（４４）を備え、前記少なくとも１つの制約行列を提供するための手段（４２，４３）は、前記第１のグループのユーザ局が原因の干渉の部分空間を特徴付ける複数の制約集合行列（Ｃ^１ _ｎ，…，Ｃ^Ｎｃ _ｎ）を一括して生成するための、前記第１のグループに対応する前記チャネル予測値（Η^１ _ｎ，…，Η^ＮＩ _ｎ；Η^ｉ _ｎ−１）とシンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ；ｇ^１，ｇ^２，ｇ^３；ｇ^{ｌ＋１，ｎ}）に応じた制約集合生成手段（４２Ａ）を備え、制約行列生成手段（４３Ａ）は、制約集合行列（Ｃ^１ _ｎ，…，Ｃ^Ｎｃ _ｎ）を再整形して、制約行列（＾Ｃ_ｎ）の列をそれぞれ生成するためのベクトル再整形器（４８Ａ^１，…，４８Ａ^Ｎｃ）のバンクを備え、制約行列生成手段（４３Ａ）は、制約行列を前記第２のグループの前記１つ以上の受信装置モジュール（２０^ｄ）の前記係数調整手段（５０Ａ^ｄ）のそれぞれに供給し、前記１つ以上の受信装置モジュール（２０^ｄ）の各々では、チャネル予測手段（２８Ａ^ｄ）が拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ _０，ｎ）を係数調整手段（５０Ａ^ｄ）に供給して前記重み付け係数を更新するのに用いることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記制約集合生成手段（４３Ａ）は、制約行列（＾Ｃ_ｎ）に依存した逆行列（Ｑ_ｎ）を生成して、前記逆行列（Ｑ_ｎ）を前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）の前記係数調整手段（５０Ａ^ｄ）に供給するための変換手段（４９Ａ）を備え、前記係数調整手段（５０Ａ^ｄ）は、前記制約行列と、前記逆行列と、前記チャネルベクトル予測値に依存して前記重み付け係数を算出することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記観測ベクトル導出手段は、各々がユーザ拡散符号の対応する１つを用いて、ユーザ拡散符号のそれぞれ１つを用いて観測行列（Ｙ_ｎ）を逆拡散して、ユーザ別後置相関ベクトル（Ｚ ^１ _ｎ，…Ｚ ^ＮＩ _ｎ，Ｚ ^ｄ _ｎ）を生成して、これをチャネル識別手段（２８^１，…，２８^ＮＩ，２８^ｄ）のそれぞれ１つに供給するための複数の逆拡散器（１９^１，…，１９^ＮＩ，１９^ｄ）を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
6. 前記ユーザ局の第１のグループから信号成分の振幅予測値（＾Ψ^１ _ｎ，．．，＾Ψ^ＮＩ _ｎ）を導出して、振幅予測値を前記制約集合生成手段に前記チャネル予測値の一部として供給する手段（３０^１，…，３０^ＮＩ）をさらに備え、制約集合生成器（４２Ｃ）は：各々がユーザ拡散符号の対応する１つを用いて前記第１のグループ（I）のユーザ局に対応する受信装置モジュールからのシンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）を再拡散する複数の再拡散器（５７Ｃ^１，．．，５７Ｃ^ＮＩ）と；シンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）それぞれに対応する信号成分の振幅（＾Ψ^１ _ｎ，．．，＾Ψ^ＮＩ _ｎ）で再拡散されたシンボル予測値を拡大縮小するための拡大縮小手段（５８Ｃ^１，．．，５８Ｃ^ＮＩ）と；チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）に依存してそれぞれ調整可能な係数を有して、対応の再拡散され、拡大縮小されたシンボル予測値をフィルタリングしてユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^１ _ｎ−１，．．，＾Ｙ^ＮＩ _ｎ−１）をそれぞれ得るための複数のチャネル複製手段（５９Ｃ^１，．．，５９Ｃ^ＮＩ）と；ユーザ別観測行列を合計して観測行列予測値（＾Ｉ_ｎ−１）を生成し、これを制約行列生成手段（４３Ｃ）に供給するための手段（６０）とを備え、制約行列生成手段（４３Ｃ）は、観測行列予測値（＾Ｉ _ｎ−１）を再整形して観測ベクトル予測値（＾Ｉ _ｎ−１）を単一の列制約行列（＾Ｃ_ｎ）として生成し、前記第２のグループ（Ｄ）の前記受信装置モジュール（２０^ｄ）の各々の係数調整手段（５０Ａ^ｄ）に与えるためのベクトル再整形手段を備えることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
7. 前記制約行列生成手段（４２Ｄ）は、前記第１のグループ（I）内のユーザ局の数（ＮＩ）に等しい多数の制約（Ｎ_ｃ）を生成して、各々がユーザ拡散符号の対応する１つを用いて受信信号の前記成分の前記選択された１つに対応する前記受信装置モジュールの所定のグループ（Ｉ）からのシンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）のそれぞれ１つを再拡散するための複数の再拡散器（５７Ｄ^１，…３，５７Ｄ^ＮＩ）と；チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）に依存してそれぞれ調整可能な係数を有して、対応の再拡散されたシンボル予測値をフィルタリングしてユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^１ _ｎ−１，．．，＾Ｙ^ＮＩ _ｎ−１）をそれぞれ得るための複数のチャネル複製手段（５９Ｄ^１，…，５９Ｄ^ＮＩ）とを備え、共通行列インバータ（４３Ｄ）では、ベクトル再整形器（４８Ａ^１，…，４８Ａ^Ｎｃ）のバンクは、ユーザ別観測行列予測値を再整形して、複数のユーザ別観測ベクトル（＾Ｙ ^１ _ｎ−１，…，＾Ｙ ^ＮＩ _ｎ−１）それぞれを制約行列（＾Ｃ_ｎ）のそれぞれの列として生成して、前記第２のグループ（Ｄ）の前記受信装置モジュール（２０^ｄ）の各々の係数調整手段（５０Ａ^ｄ）の各々に供給することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
8. 前記受信装置モジュール（２０Ｅ^１，…，２０Ｅ^ＮＩ）の前記第１のグループの複数のチャネル識別手段（２８^１，…，２８^ＮＩ）は、それぞれチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）とサブチャネルベクトル予測値（＾Ｈ^１，１ _ｎ，…，＾Ｈ^１，Ｎｆ _ｎ，…，＾Ｈ^ＮＩ，１ _ｎ，…，＾Ｈ^{ＮＩ，Ｎｆ} _ｎ）の複数の集合とを与え、チャネル予測値（＾Η^１ _ｎ，…，＾Η^ＮＩ _ｎ）の各々はサブチャネルベクトル予測値の集合の対応する１つを備え、サブチャネルベクトル予測値の集合の各々は基地局と前記第１のグループ内のＮＩ個のユーザ局の対応する１つのユーザ局の送信装置との間の前記チャネルのＮ_ｆ個のサブチャネルのチャネルパラメータの予測値を表し、制約集合生成手段（４２Ｅ）は、複数の再拡散器（５７Ｅ^１，…，５７Ｅ^ＮＩ）と；複数の再拡散器（５７Ｅ^１，…，５７Ｅ^ＮＩ）にそれぞれ結合され、複数の再拡散シンボル（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）をそれぞれフィルタリングして、サブチャネルベクトル予測値（＾Ｈ^１，１ _ｎ，…，＾Ｈ^１，Ｎｆ _ｎ，…，＾Ｈ^ＮＩ，１ _ｎ，…，＾Ｈ^{ＮＩ，Ｎｆ} _ｎ）のそれぞれ１つを用いてＮ_ｆＮＩと等しい数の複数の（Ｎ_ｃ個の）制約を生成して、サブチャネルに対応する複数のユーザ別サブチャネル観測行列予測値（＾Ｙ^１，１ _{ｎ -1}，…，＾Ｙ^１，Ｎｆ _{ｎ -1}，…，＾Ｙ^ＮＩ，１ _{ｎ -1}，…，＾Ｙ^{ＮＩ，Ｎｆ} _{ｎ -1}）をそれぞれ生成するための複数のチャネル複製器（５９Ｅ^１，…，５９Ｅ^ＮＩ）とを備え、共通行列インバータ（４３Ｅ）において、ベクトル再整形器（４８Ａ^１，…，４８Ａ^Ｎｃ）のバンクは、ユーザ別観測行列予測値を再整形して、ユーザ別サブチャネル観測ベクトル予測値（＾Ｙ ^１，１ _{ｎ -1}，…，＾Ｙ ^１，Ｎｆ _{ｎ -1}，…，＾Ｙ ^ＮＩ，１ _{ｎ -1}，…，＾Ｙ ^{ＮＩ，Ｎｆ} _{ｎ -1}）の対応する複数の集合を制約行列（＾Ｃ_ｎ）のそれぞれの列として生成して、前記第２のグループ（Ｄ）の前記受信装置モジュール（２０^ｄ）の各々の係数調整手段（５０Ａ^ｄ）の各々に供給することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
9. 前記成分の前記選択された成分の各々について、一連の仮説シンボル予測値（ｇ ^１ _ｎ，ｇ ^２ _ｎ，ｇ ^３ _ｎ）を生成するための仮説シンボル予測値生成手段（６３Ｆ^１，…，６３Ｆ^ＮＩ）をさらに備え、制約集合生成手段（４２Ｆ）は：各々、ユーザ拡散符号の対応する１つを用いて前記仮説シンボル予測値の選択された集合を再拡散する複数の再拡散器（５７Ｆ^１，．．，５７Ｆ^ＮＩ）と；各々、再拡散されたシンボル予測値の集合をフィルタリングして３ＮＩと数が等しい複数（Ｎ_ｃ個の）の制約を生成して、複数のユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^１， _０，ｎ，＾Ｙ^１， _−１，ｎ，＾Ｙ^１， _＋１，ｎ，…，＾Ｙ^ＮＩ _０，ｎ，＾Ｙ^ＮＩ _−１，ｎ，＾Ｙ^ＮＩ _＋１，ｎ）を生成するための複数のチャネル複製手段（５９Ｆ^１，．．，５９Ｆ^ＮＩ）とを備え、複数のチャネル複製手段（５９Ｆ^１，．．，５９Ｆ^ＮＩ）はチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，．．，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）に依存してそれぞれ調整可能な係数を有して、制約行列生成手段（４３Ｆ）において、再整形器（４８Ａ^１，…，４８Ａ^Ｎｃ）のバンクはユーザ別観測行列予測値の集合を再整形して複数のユーザ別観測ベクトル（＾Ｙ ^１， _０，ｎ，＾Ｙ ^１， _−１，ｎ，＾Ｙ ^１， _＋１，ｎ，…，＾Ｙ ^ＮＩ _０，ｎ，＾Ｙ ^ＮＩ _−１，ｎ，＾Ｙ ^ＮＩ _＋１，ｎ）をそれぞれ制約行列（＾Ｃ_ｎ）のそれぞれの列として生成して、複数のユーザ別観測ベクトル（＾Ｙ ^１， _０，ｎ，＾Ｙ ^１， _−１，ｎ，＾Ｙ ^１， _＋１，ｎ，…，＾Ｙ ^ＮＩ _０，ｎ，＾Ｙ ^ＮＩ _−１，ｎ，＾Ｙ ^ＮＩ _＋１，ｎ）を前記第２のグループ（Ｄ）の前記受信装置モジュール（２０^ｄ）の各々の係数調整手段（５０Ａ^ｄ）の各々に供給することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
10. 仮説シンボル予測値（ｇ ^{ｌ＋１，ｎ} _ｎ）を与えるための手段（６３Ｇ^１，…，６３Ｇ^ＮＩ）を更に備え、前記制約集合生成手段は前記ユーザ別観測行列予測値の集合を生成する際に前記シンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）と前記仮説シンボル値の組み合わせを用いることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
11. 前記制約集合生成手段（４２Ｇ）は：各々がユーザ拡散符号の対応する１つを用いてシンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）のそれぞれ１つと前記仮説シンボル予測値（ｇ^{ｌ＋１，ｎ} _ｎ）とを再拡散して、複数の再拡散シンボル予測値を生成するための複数の再拡散器（５７Ｇ^１，．．，５７Ｇ^ＮＩ）と；再拡散されたシンボル予測値の集合をフィルタリングして２ＮＩと等しい数の複数（Ｎ_ｃ個の）の制約を生成して、複数のユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^１， _ｒ，ｎ，＾Ｙ^１， _＋１，ｎ，…，＾Ｙ^ＮＩ _ｒ，ｎ，＾Ｙ^ＮＩ _＋１，ｎ）を生成するための複数のチャネル複製手段（５９Ｇ^１，．．，５９Ｇ^ＮＩ）とを備え、複数のチャネル複製手段（５９Ｆ^１，．．，５９Ｆ^ＮＩ）はチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，．．，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）に依存してそれぞれ調整可能な係数を有して、共通行列インバータ（４３Ｇ）において、ベクトル再整形器（４８Ａ^１，…，４８Ａ^Ｎｃ）のバンクは、ユーザ別観測行列予測値を再整形して対応する複数のユーザ別観測ベクトル予測値（＾Ｙ ^１ _ｒ，ｎ，…，＾Ｙ ^１ _＋１，ｎ，…，＾Ｙ ^ＮＩ _ｒ，ｎ，…，＾Ｙ ^ＮＩ _＋１，ｎ）をそれぞれ、制約行列（＾Ｃ_ｎ）のそれぞれの列として生成して、複数のユーザ別観測ベクトル予測値（＾Ｙ ^１ _ｒ，ｎ，…，＾Ｙ ^１ _＋１，ｎ，…，＾Ｙ ^ＮＩ _ｒ，ｎ，…，＾Ｙ ^ＮＩ _＋１，ｎ）を前記第２のグループ（Ｄ）の前記受信装置モジュール（２０^ｄ）の各々の係数調整手段（５０Ａ^ｄ）の各々に供給することを特徴とする請求項１０に記載の受信装置。
12. 前記観測ベクトル導出手段は、ユーザ拡散符号のそれぞれ１つを用いて観測行列（Ｙ_ｎ）を逆拡散して複数の後置相関ベクトル（Ｚ ^１ _ｎ，…Ｚ ^ＮＩ _ｎ，Ｚ ^ｄ _ｎ）の対応する１つを生成し、後置相関ベクトルを前記１つ以上の受信装置モジュールの各々のビームフォーマ手段のチャネル識別手段と係数調整手段とに供給するための複数の逆拡散器（１９^１，…，１９^ＮＩ，１９^ｄ）を備え、前記１つ以上の受信装置モジュールの前記結合手段によって重み付けされた観測ベクトルの前記要素は対応する後置相関観測ベクトルの要素であり、制約行列提供手段（４２Ｂ，４３Ｂ）は：前記第１のグループのユーザ局の前記拡散信号が引き起こす干渉の部分空間を特徴付ける複数の制約集合行列（Ｃ_ｎ）を一括して与えるための、前記第１のグループ（I）のユーザ局に対応する前記チャネル予測値（Η^１ _ｎ，…，Η^ＮＩ _ｎ；Η^ｉ _ｎ−１）とシンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ；ｇ^１，ｇ^２，ｇ^３；ｇ^{ｌ＋１，ｎ}）に応じた制約集合生成手段（４２Ｂ）と；各々が前記１つ以上の受信装置モジュール（２０^ｄ）のそれぞれ１つに関連する複数のユーザ別制約行列生成器（４３Ｂ^ｄ）を備える制約行列生成手段（４３Ｂ）とを備え、複数のユーザ別制約行列生成器（４３Ｂ^ｄ）の各々は特定のユーザの対応するユーザ拡散符号を用いてユーザ別制約集合行列の各々を逆拡散して、複数のユーザ別後置相関制約行列（＾Ｃ^ｄ _{ＰＣＭ，ｎ}）の対応する１つのそれぞれの列を生成するための逆拡散手段（５５Ｂ^ｄ，１，…，５５Ｂ^ｄ，Ｎｃ）を有し、複数のユーザ別制約行列生成手段（４３Ｂ^ｄ）は前記複数のユーザ別制約行列を前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ｂ^ｄ）のそれぞれ１つの係数調整手段に供給することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
13. 前記第１のグループのユーザ局の信号成分予測値の振幅予測値（Ψ^１ _ｎ，…，Ψ^ＮＩ _ｎ）を導出して、振幅予測値を前記制約集合生成手段に前記チャネル予測値の一部として供給するための手段（３０^１，…，３０^ＮＩ）を更に備え、制約集合生成手段（４２Ｃ）は：各々がユーザ拡散符号の対応する１つを用いて前記第１のグループのユーザ局に対応する受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ）からのシンボル予測値のそれぞれ１つを再拡散するための複数の再拡散器（５７Ｃ^１，…，５７Ｃ^ＮＩ）と；再拡散シンボル予測値の各々を前記振幅（Ψ^１ _ｎ，…，Ψ^ＮＩ _ｎ）で拡大縮小するための拡大縮小手段（５８Ｃ^１，…，５８Ｃ^ＮＩ）と；チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）に依存してそれぞれ調整可能な係数を有して、対応する再拡散、拡大縮小されたシンボル予測値をフィルタリングしてユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^１ _{ｎ -1}，…，＾Ｙ^ＮＩ _{ｎ -1}）をそれぞれ与えるための複数のチャネル複製手段（５９Ｃ^１，…，５９Ｃ^ＮＩ）と；ユーザ別観測行列予測値を合計して観測行列予測値（＾Ｉ_ｎ−１）を生成し、観測行列予測値（＾Ｉ_ｎ−１）を前記第２のグループの前記１つ以上の受信装置モジュールのユーザ別制約行列生成器（４３Ｈ^ｄ）の各々に供給するための手段（６０）とを備え、ユーザ別制約行列生成器（４３Ｈ^ｄ）の各々は、対応するユーザ拡散符号を用いて観測行列予測値（＾Ｉ^ｄ _{ＰＣＭ，ｎ−１}）を逆拡散して複数の後置相関ユーザ別観測ベクトル予測値のそれぞれ１つ（＾Ｉ ^ｄ _{ＰＣＭ，ｎ−１}）をそれぞれ単一の列制約行列（＾Ｃ^ｄ _{ＰＣＭ，ｎ}）として生成し、前記第２のグループ（Ｄ）内の係数調整手段（５０Ｂ^ｄ）の関連する１つに使用されるための逆拡散手段（５５Ｂ^ｄ）を備えることを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
14. 前記制約集合生成手段（４２Ｄ）は：各々が受信信号の前記成分の前記選択された成分に対応する前記受信装置モジュールの所定のグループ（Ｉ）からのシンボル予測値（＾ｂ¹ _n，…，＾ｂ^NI _n）のそれぞれ１つを再拡散するための複数の再拡散器（５７Ｄ¹，．．，５７Ｄ^NI）と；チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ¹ _n，．．，＾Ｈ ^NI _n）に依存してそれぞれ調整可能な係数を有して、対応する再拡散されたシンボル予測値をフィルタリングして、複数のユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^1, _n-1，…，＾Ｙ^NI _n-1）を与えるための複数のチャネル複製手段（５９Ｄ¹，．．，５９Ｄ^NI）とを備え、ユーザ別制約行列生成手段（４３Ｊ ^d ）の各々において、逆拡散手段（５５Ｂ^d,1，…，５５Ｂ^d,Nc）は、ユーザ別観測行列予測値を逆拡散して、複数のユーザ別観測ベクトル予測値（＾Ｉ ^{ｄ， 1} _{ＰＣＭ， n-1} ，…，＾Ｉ ^ＮＩ _{ＰＣＭ， n-1} ）をそれぞれのユーザ別制約行列（＾Ｃ_PCM,n）のそれぞれの列として生成して、ユーザ別観測ベクトル予測値（＾Ｉ ^{ｄ， 1} _{ＰＣＭ， n-1} ，…，＾Ｉ ^ＮＩ _{ＰＣＭ， n-1} ）を前記第２のグループ（Ｄ）の前記１つ以上の受信装置モジュール（２０^d）の係数調整手段（５０Ｂ^d）の関連する１つに供給することを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
15. 前記受信装置モジュール（２０Ｅ^１，…，２０Ｅ^ＮＩ）の前記第１のグループの複数のチャネル識別手段（２８^１，…，２８^ＮＩ）は、それぞれチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）とサブチャネルベクトル予測値（＾Ｈ^１，１ _ｎ，…，＾Ｈ^１，Ｎｆ _ｎ，…，＾Ｈ^ＮＩ，１ _ｎ，…，＾Ｈ^{ＮＩ，Ｎｆ} _ｎ）の複数の集合とを与え、チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）の各々はサブチャネルベクトル予測値の集合の対応する１つを備え、サブチャネルベクトル予測値の集合の各々は基地局と対応するユーザ局の送信装置との間のサブチャネルのチャネルパラメータの予測値を表し、制約集合生成手段（４２Ｅ）は、複数の再拡散器（５７Ｅ^１，…，５７Ｅ^ＮＩ）と；複数の再拡散器（５７Ｅ^１，…，５７Ｅ^ＮＩ）にそれぞれ結合され、サブチャネルベクトル予測値（＾Ｈ^１，１ _ｎ，…，＾Ｈ^１，Ｎｆ _ｎ，…，＾Ｈ^ＮＩ，１ _ｎ，…，＾Ｈ^{ＮＩ，Ｎｆ} _ｎ）のそれぞれ１つを用いて前記第１のグループの複数の再拡散シンボル（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）をそれぞれフィルタリングして、複数のユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^１，１ _ｎ−１，…，＾Ｙ^１，Ｎｆ _ｎ−１，…，＾Ｙ^ＮＩ，１ _ｎ−１，…，＾Ｙ^{ＮＩ，Ｎｆ} _ｎ−１）の集合を生成するための複数のチャネル複製器（５９Ｅ^１，…，５９Ｅ^ＮＩ）とを備え、この集合はサブチャネルにそれぞれ対応し、ユーザ別制約行列生成器（４３Ｋ^ｄ）の各々において、逆拡散手段（５５Ｂ^ｄ，１，…，５５Ｂ^ｄ，Ｎｃ）はユーザ別観測行列予測値を逆拡散してユーザ別観測ベクトル予測値（＾Ｉ ^１，１ _{ＰＣＭ，ｎ−１}，…，＾Ｉ ^{ｄ，ＮＩ，Ｎｆ} _{ＰＣＭ，ｎ−１}）の対応する複数の集合を生成して、前記第２のグループ（Ｄ）の１つ以上の受信装置モジュール（２０^ｄ）の係数調整手段（５０Ｂ^ｄ）の関連する１つに供給するようにその集合がそれぞれのユーザ別制約行列（＾Ｃ^ｄ _{ＰＣＭ，ｎ}）のそれぞれの列を形成して、ことを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
16. 前記成分の前記選択された成分の各々について、一連の仮説シンボル予測値（ｇ ^１ _ｎ，ｇ ^２ _ｎ，ｇ ^３ _ｎ）を生成するための仮説シンボル予測値生成手段（６３Ｌ^１，…，６３Ｌ^ＮＩ）をさらに備え、制約集合生成手段（４２Ｌ）は：各々、前記第１のグループについてユーザ拡散符号の対応する１つを用いて前記仮説シンボル予測値の選択された集合を再拡散する複数の再拡散器（５７Ｌ^１，．．，５７Ｌ^ＮＩ）と；再拡散されたシンボル予測値の集合をフィルタリングして、ユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^１， _０，ｎ，＾Ｙ^１， _−１，ｎ，＾Ｙ^１， _＋１，ｎ，…，＾Ｙ^ＮＩ _０，ｎ，＾Ｙ^ＮＩ _−１，ｎ，＾Ｙ^ＮＩ _＋１，ｎ）の複数の集合の１つをそれぞれ生成するための複数のチャネル複製手段（５９Ｌ^１，．．，５９Ｌ^ＮＩ）とを備え、複数のチャネル複製手段（５９Ｌ^１，．．，５９Ｌ^ＮＩ）はチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，．．，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）に依存してそれぞれ調整可能な係数を有して、ユーザ別行列インバータ手段（４３Ｌ^ｄ）の各々において、逆拡散手段（５５Ｂ^ｄ，１，…，５５Ｂ^ｄ，Ｎｃ）はユーザ別観測行列予測値の集合を逆拡散して、ユーザ別観測ベクトル予測値（＾Ｉ ^{ｄ，１，１} _{ＰＣＭ，ｎ}，＾Ｉ ^{ｄ，１，２} _{ＰＣＭ，ｎ}，＾Ｉ ^{ｄ，１，３} _{ＰＣＭ，ｎ}，…，＾Ｉ ^{ｄ，ＮＩ，１} _{ＰＣＭ，ｎ}，＾Ｉ ^{ｄ，ＮＩ，２} _{ＰＣＭ，ｎ}，＾Ｉ ^{ｄ，ＮＩ，３} _{ＰＣＭ，ｎ}）の対応する複数の集合をそれぞれのユーザ別制約行列（＾Ｃ^ｄ _{ＰＣＭ，ｎ}）のそれぞれの列として生成して、前記第２のグループ（Ｄ）の前記１つ以上の受信装置モジュール（２０^ｄ）の関連する１つの受信装置モジュールの係数調整手段（５０Ｂ^ｄ）に供給することを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
17. 仮説シンボル予測値（ｇ ^{ｌ＋１，ｎ} _ｎ）を与えるための手段（６３Ｍ^１，…，６３Ｍ^ＮＩ）を更に備え、制約集合生成手段（４２Ｍ）は前記ユーザ別観測行列予測値の集合を生成する際に前記シンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）と前記仮説シンボル予測値の組み合わせを用いることを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
18. 前記制約集合生成手段（４２Ｍ）は：ユーザ拡散符号のそれぞれ１つを用いてシンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ）と前記仮説シンボル予測値（ｇ ^{ｌ＋１，ｎ} _ｎ）と用いて再拡散して複数の再拡散シンボル予測値を与えるための複数の再拡散器（５７Ｍ^１，．．，５７Ｍ^ＮＩ）と；再拡散されたシンボル予測値をフィルタリングして複数対のユーザ別観測行列予測値（＾Ｙ^１， _ｒ，ｎ，＾Ｙ^１， _＋１，ｎ，…，＾Ｙ^ＮＩ _ｒ，ｎ，＾Ｙ^ＮＩ _＋１，ｎ）を生成するためのチャネル複製手段（５９Ｍ^１，．．，５９Ｍ^ＮＩ）とを備え、各対は前記第１のグループのユーザ局の１つに対応し、チャネル複製手段（５９Ｍ^１，．．，５９Ｍ^ＮＩ）はチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，．．，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）に依存してそれぞれ調整可能な係数を有して、ユーザ別行列インバータ手段（４３Ｍ^ｄ）の各々において、逆拡散手段（５５Ｂ^ｄ，１，…，５５Ｂ^ｄ，Ｎｃ）はユーザ別観測行列予測値を逆拡散して、対応する複数のユーザ別観測ベクトル予測値（＾Ｉ ^{ｄ，１，ｋ１} _{ＰＣＭ，ｎ}，＾Ｉ ^{ｄ，１，Ｋ２} _{ＰＣＭ，ｎ}，…，＾Ｉ ^{ｄ，ＮＩ，ｋ１} _{ＰＣＭ，ｎ}，＾Ｉ ^{ｄ，ＮＩ，ｋ２} _{ＰＣＭ，ｎ}）をそれぞれのユーザ別制約行列（＾Ｃ^ｄ _{ＰＣＭ，ｎ}）のそれぞれの列として生成して、前記第２のグループ（Ｄ）の前記１つ以上の受信装置モジュール（２０^ｄ）の関連する１つの受信装置モジュールの係数調整手段（５０Ｂ^ｄ）に供給する請求項１７に記載の受信装置。
19. 前記１つ以上の受信装置モジュールの少なくとも１つ（２０^ｉ）は、前記制約行列を導出するのに使用するようにシンボル予測値を前記制約行列生成手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に供給して、かつそのビームフォーマ手段（４７Ｐ^ｉ）の重み係数を調整する際に制約行列を使用し、
    前記１つ以上の受信装置モジュールの少なくとも１つはさらに、第２の結合手段と、第２の結合手段の重み係数を調整するための第２の係数調整手段を有した第２のビームフォーマ手段（２７Ｐ^ｉ）を備え；
    観測ベクトル導出手段（１９，４４；４４／１，４４／２）はさらに、前記観測行列（Ｙ_ｎ）を再整形して、その結果得られる第２の観測ベクトル（Ｙ _ｎ）を前記第２の結合手段と、第２の観測ベクトル（Ｙ _ｎ）に対して第１の観測ベクトル（Ｙ _ｎ−１）を遅延させるための遅延手段（４５）とに供給するための第２の再整形手段（４４／２）とを備え；
    前記係数調整手段はまた、ビームフォーマ（４７Ｐ^ｉ）内の第１の係数調整手段によって用いられるベクトル予測値（＾Ｙ ^ｉ _{０，ｎ−１}）に依存して第２の結合手段の重み係数を調整するように配置され；
    １つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つのチャネル識別手段（２８Ｐ^ｉ）は、遅延した第１の観測ベクトル（Ｙ _ｎ−１）からチャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｉ _{０ ，ｎ−１}）を導出して、重み係数を更新するのに用いるように第１の結合手段と第２の結合手段のそれぞれの係数調整手段に前記チャネルベクトル予測値を供給して、制約行列生成手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に制約行列を導出するのに用いるように前記チャネル予測値（Η^１ _ｎ−１）を供給して；
    第１の結合手段（４７Ｐ^ｉ；５１，５２）と第２の結合手段（２７Ｐ^ｉ；５１，５２）は、それぞれの重み係数を用いて遅延した第１の観測ベクトルと第２の観測ベクトルの要素のそれぞれ１つに重み付けして、第１の観測ベクトルと第２の観測ベクトルの重み付けした要素を結合して第１の信号成分予測値（＾ｓ^ｉ _ｎ−１）と第２の信号成分予測値（＾ｓ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ}）をそれぞれ与え；
    前記１つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つはさらに、第２の信号成分予測値（＾ｓ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ}）からシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ}）を導出して、前記シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ}）を制約行列提供手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に提供するための第２の信号予測手段（２９Ｐ／２ｉ）を備え；
    制約手段（４２Ｐ，４３Ｐ）は、ユーザ局信号の前記第１のグループが引き起こす干渉の部分空間を特徴付ける複数の制約集合行列（Ｃ_ｎ−１）を一括して生成するための制約集合生成手段（４２Ｐ）を備え、制約行列生成手段（４３Ｐ）は制約集合行列（Ｃ^１ _ｎ，…，Ｃ^Ｎｃ _ｎ）を再整形して制約行列（＾Ｃ_ｎ−１）の列をそれぞれ形成するためのベクトル再整形手段（４８Ａ^１，…，４８Ａ^Ｎｃ）を備え、制約行列生成手段（４３Ｐ）は制約行列を前記１つ以上の受信装置モジュール（２０^ｄ）の前記係数調整手段（５０Ｐ^ｄ）の各々に供給することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
20. 前記１つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つは更に、前記第１のグループのユーザ局からの信号成分の振幅予測値（＾Ψ^ｉ _ｎ−１）を与え、振幅予測値をチャネル予測値（Η^ｉ _ｎ−１）の一部として制約集合生成手段（４２Ｐ）に供給するための振幅予測手段（３０Ｐ^ｉ）を備えることを特徴とする請求項１９に記載の受信装置。
21. １つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つは、各フレームについて、複数回の反復（＃１，＃２，…，＃Ｎ_ｓ）を行って各シンボル予測値を導出するように配置され、その配置は次のようになる：
    ある特定のフレーム（ｎ）の反復の各々の回では、制約集合生成器（４２Ｐ）が、前記１つ以上の受信装置モジュールのチャネル予測値（Η^ｉ _ｎ−１）と、第１のシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ−２）と第２のシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ}）とをそれぞれ用いる、
    第１の反復では、制約行列提供手段（４２Ｐ，４３Ｐ）が、前記１つ以上の受信装置モジュールの前記第２のビームフォーマの各々によって生成される過去のシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ−１}）に依存して第１の反復制約行列（＾Ｃ_ｎ−１（１））を生成して、前記第１の反復制約行列（＾Ｃ_ｎ−１（１））を第１のビームフォーマ手段（４７Ｐ^ｉ）の係数調整手段に供給して、拡散チャネル予測値＾Ｙ ^ｉ _{０，ｎ−１}とともに前記第１の反復制約行列（＾Ｃ_ｎ−１（１））を用いて、遅延した第１の観測ベクトル（Ｙ _ｎ−１）の各要素に重み付けして第１の反復信号成分予測値を生成するためのビームフォーマ手段（４７Ｐ^ｉ）の係数を調整して、決定ルールユニット（２９Ｐ／１^ｉ）が前記第１の反復信号成分予測値を処理して第１の反復シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ−１（１））を生成する、
    第２の反復では、制約行列生成手段（４３Ｐ）が、過去のシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ−１}）の代わりに前記第１の反復シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ−１（１））を用いて重み係数を調整して、第１のビームフォーマ手段と第２の決定ルールユニットが使用する第２の反復制約行列（＾Ｃ_ｎ−１（２））を導出して第２の反復シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ−１（２））を生成する、
    全部でＮ_ｓ回の反復の最後の反復では、制約行列提供手段（４２Ｐ，４３Ｐ）が、終わりから２番目の反復で第１の決定ルールユニット（２９Ｐ／１^ｉ）によって生成される終わりから２番めの反復シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ−１（Ｎ_ｓ−１））を用いて、第１の結合手段と第１の決定ルール手段に使用される最終反復制約行列（＾Ｃ_ｎ−１（Ｎ_ｓ））を生成して、最終反復シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ−１（Ｎ_ｓ））をシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ−１）として出力のためのそのフレーム（ｕ）の目標シンボル予測値として与え、制約行列生成器（４２Ｐ）はシンボル予測値＾ｂ^ｉ _ｎ−２の代わりに次のフレーム（ｎ＋１）の各反復で用いるシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ−１）をバッファリングして、制約行列生成器（４２Ｐ）は新しいフレームの全反復については前記第２のビームフォーマ（２７Ｐ^ｉ）からの新しいシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ＋１}）を用いて、前記新しいフレームの第１の反復でのみ前記第２のビームフォーマ手段（２７Ｐ^ｉ）からの過去のシンボル予測値（＾ｂ^ｉ _{ＭＲＣ，ｎ}）を用いて、前記過去のシンボル予測値は必要に応じてバッファリングされ、その他の変数は適切に値が増加される、ことを特徴とする請求項１９に記載の受信装置。
22. 前記複数の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ，２０^ｄ）は：相対的に強いユーザ信号用で、前記チャネル予測値の少なくともそれぞれの集合を前記制約集合生成器（４２）に与えて前記制約行列を導出するために用いられるが、それぞれのビームフォーマ手段の重み係数を更新するために前記制約行列を用いることはない第１の集合（Ｉ）の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ）と；相対的に弱いユーザ信号用で、それぞれのビームフォーマ手段の重み係数を更新するために制約行列を用いるが、前記制約行列を導出する際に用いるためにチャネル予測値あるいはシンボル予測値のいずれかを制約行列生成器（４２）に与えることはない第２の集合（Ｄ）の受信装置モジュール（２０^ｄ）とを備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
23. 前記複数の受信装置モジュールは更に、相対的に強いユーザ信号と相対的に弱いユーザ信号の中間の信号強度を持つユーザ信号用の、少なくとも１つの受信装置モジュール（２０ⁱ）の少なくともさらに１つの集合（Ｍ１）を備え、他の集合内の受信装置モジュールが前記制約行列を導出する際に用いられるように少なくともチャネル予測値を前記制約行列生成手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に供給して、しかも自分の集合内の受信装置モジュールが供給する制約から導出される前記制約行列をそのビームフォーマ手段（４７Ｐⁱ）の重み係数を調整する際に用い、
    前記少なくとも１つの受信装置モジュール（２０ ⁱ ）の少なくともさらに１つの集合（Ｍ１）はさらに、第２の結合手段と、第２の結合手段の重み係数を調整するための第２の係数調整手段を有した第２のビームフォーマ手段（２７Ｐi）を備え；
    観測ベクトル導出手段（１９，４４；４４／１，４４／２）はさらに、前記観測行列（Ｙ _n ）を再整形して、その結果得られる第２の観測ベクトル（Ｙ _n ）を前記第２の結合手段（２７Ｐ ^ｉ ）と、第２の観測ベクトル（Ｙ _n ）に対して第１の観測ベクトル（Ｙ _n-1 ）を遅延させるための遅延手段（４５）とに供給するための第２の再整形手段（４４／２）とを備え；
    前記第２の係数調整手段はまた、ビームフォーマ（４７Ｐ ⁱ ）内の第１の係数調整手段によって用いられるベクトル予測値（＾Ｙ ⁱ _0,n-1 ）に依存して第２の結合手段の重み係数を調整するように配置され；
    １つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つのチャネル識別手段（２８Ｐ ⁱ ）は、遅延した第１の観測ベクトル（Ｙ _n-1 ）からチャネルベクトル予測値（＾Ｙ ⁱ _0,n-1 ）を導出して、重み係数を更新するのに用いるように第１の結合手段と第２の結合手段のそれぞれの係数調整手段に前記チャネルベクトル予測値を供給して、制約行列生成手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に制約行列を導出するのに用いるように前記チャネル予測値（Η ¹ _n-1 ）を供給して；
    第１の結合手段（４７Ｐ ⁱ ；５１，５２）と第２の結合手段（２７Ｐ ⁱ ；５１，５２）は、それぞれの重み係数を用いて遅延した第１の観測ベクトルと第２の観測ベクトルの要素のそれぞれ１つに重み付けして、第１の観測ベクトルと第２の観測ベクトルの重み付けした要素を結合して第１の信号成分予測値（＾ｓ ⁱ _n-1 ）と第２の信号成分予測値（＾ｓ ⁱ _MRC,n ）をそれぞれ与え；
    前記１つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つの集合（Ｍ１）はさらに、第２の信号成分予測値（＾ｓ ⁱ _MRC,n ）からシンボル予測値（＾ｂ ⁱ _MRC,n ）を導出して、前記シンボル予測値（＾ｂ ⁱ _MRC,n ）を制約行列提供手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に提供するための第２の信号予測手段（２９Ｐ／２ ^ｉ ）を備え；
    制約手段（４２Ｐ，４３Ｐ）は、ユーザ局信号の前記第１のグループが引き起こす干渉の部分空間を特徴付ける複数の制約集合行列（Ｃ _n-1 ）を一括して生成するための制約集合生成手段（４２Ｐ）を備え、制約行列生成手段（４３Ｐ）は制約集合行列（Ｃ ¹ _n ，…，Ｃ ^Nc _n ）を再整形して制約行列（＾Ｃ _n-1 ）の列をそれぞれ形成するためのベクトル再整形手段（４８Ａ ¹ ，…，４８Ａ ^Nc ）を備え、制約行列生成手段（４３Ｐ）は制約行列を前記１つ以上の受信装置モジュール（２０ ^d ）の前記係数調整手段（５０Ｐ ^d ）の各々に供給することを特徴とする請求項２２に記載の受信装置。
24. 前記複数の受信装置モジュールは更に、相対的に強いユーザ信号と相対的に弱いユーザ信号の中間の信号強度を持つユーザ信号用の少なくとも１つの受信装置モジュール（２０^ｉ）の少なくともさらに１つの集合（Ｍ２）を備え、前記制約行列を導出する際とそのビームフォーマ（４７Ｐ^ｉ）の重み係数を調整する際に用いられるように少なくともチャネル予測値を前記制約行列生成手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に供給して、しかも自分の集合と他の集合のどちらか一方または両方の集合内の受信装置モジュールが供給する制約から導出される前記制約行列を用い、
    前記少なくとも１つの受信装置モジュール（２０ ^ｉ ）の少なくともさらに１つの集合（Ｍ２）はさらに、第２の結合手段と、第２の結合手段の重み係数を調整するための第２の係数調整手段を有した第２のビームフォーマ手段（２７Ｐi）を備え；
    観測ベクトル導出手段（１９，４４；４４／１，４４／２）はさらに、前記観測行列（Ｙ _n ）を再整形して、その結果得られる第２の観測ベクトル（Ｙ _n ）を前記第２の結合手段（２７Ｐ ^ｉ ）と、第２の観測ベクトル（Ｙ _n ）に対して第１の観測ベクトル（Ｙ _n-1 ）を遅延させるための遅延手段（４５）とに供給するための第２の再整形手段（４４／２）とを備え；
    前記第２の係数調整手段はまた、ビームフォーマ（４７Ｐ ⁱ ）内の第１の係数調整手段によって用いられるベクトル予測値（＾Ｙ ⁱ _0,n-1 ）に依存して第２の結合手段の重み係数を調整するように配置され；
    １つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つのチャネル識別手段（２８Ｐ ⁱ ）は、遅延した第１の観測ベクトル（Ｙ _n-1 ）からチャネルベクトル予測値（＾Ｙ ⁱ _0,n-1 ）を導出して、重み係数を更新するのに用いるように第１の結合手段と第２の結合手段のそれぞれの係数調整手段に前記チャネルベクトル予測値を供給して、制約行列生成手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に制約行列を導出するのに用いるように前記チャネル予測値（Η ¹ _n-1 ）を供給して；
    第１の結合手段（４７Ｐ ⁱ ；５１，５２）と第２の結合手段（２７Ｐ ⁱ ；５１，５２）は、それぞれの重み係数を用いて遅延した第１の観測ベクトルと第２の観測ベクトルの要素のそれぞれ１つに重み付けして、第１の観測ベクトルと第２の観測ベクトルの重み付けした要素を結合して第１の信号成分予測値（＾ｓ ⁱ _n-1 ）と第２の信号成分予測値（＾ｓ ⁱ _MRC,n ）をそれぞれ与え；
    前記１つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つの集合（Ｍ２）はさらに、第２の信号成分予測値（＾ｓ ⁱ _MRC,n ）からシンボル予測値（＾ｂ ⁱ _MRC,n ）を導出して、前記シンボル予測値（＾ｂ ⁱ _MRC,n ）を制約行列提供手段（４２Ｐ，４３Ｐ）に提供するための第２の信号予測手段（２９Ｐ／２ ^ｉ ）を備え；
    制約手段（４２Ｐ，４３Ｐ）は、ユーザ局信号の前記第１のグループが引き起こす干渉の部分空間を特徴付ける複数の制約集合行列（Ｃ _n-1 ）を一括して生成するための制約集合生成手段（４２Ｐ）を備え、制約行列生成手段（４３Ｐ）は制約集合行列（Ｃ ¹ _n ，…，Ｃ ^Nc _n ）を再整形して制約行列（＾Ｃ _n-1 ）の列をそれぞれ形成するためのベクトル再整形手段（４８Ａ ¹ ，…，４８Ａ ^Nc ）を備え、制約行列生成手段（４３Ｐ）は制約行列を前記１つ以上の受信装置モジュール（２０ ^d ）の前記係数調整手段（５０Ｐ ^d ）の各々に供給することを特徴とする請求項２２に記載の受信装置。
25. 前記受信装置モジュールは信号パワーに応じた階層的順序で配置され、各低パワー受信装置モジュールは高パワー受信装置モジュールの各々が供給する制約集合から形成される制約行列を用いることを特徴とする請求項２３に記載の受信装置。
26. 前記受信装置モジュールは信号パワーに応じた階層的順序で配置され、各低パワー受信装置モジュールは高パワー受信装置モジュールの各々が供給する制約集合から形成される制約行列を用いることを特徴とする請求項２４に記載の受信装置。
27. 前記集合内の１つの集合にある受信装置モジュールの各々はその他の集合内の受信装置モジュールとは異なることを特徴とする請求項２３に記載の受信装置。
28. 前記受信装置モジュールの前記第２の集合と更に別の集合の１つの集合内の受信装置モジュールは互いに異なることを特徴とする請求項２３に記載の受信装置。
29. １つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つの受信装置モジュールの前記ビームフォーマ手段は、射影（Π^ｄ _ｎ）を観測ベクトル（Ｙ _ｎ）で乗算して干渉が減少した観測ベクトル（Ｙ ^Π，ｄ _ｎ）を生成するための射影手段（１００^ｄ）と；射影（Π^ｄ _ｎ）とチャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ _０，ｎ）とに応じた、前記信号成分予測値（＾ｓ^ｄ _ｎ）を生成する残留ビームフォーマ（２７Ｑ^ｄ）とを備え、チャネル識別手段（２８Ｑ^ｄ）は干渉が減少した観測ベクトル（Ｙ ^Π，ｄ _ｎ）からチャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ _０，ｎ）を導出することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
30. １つ以上の受信装置モジュールの前記少なくとも１つは更に：干渉が減少した観測ベクトル（Ｙ ^Π，ｄ _ｎ）を再整形して干渉が減少した観測行列（Ｙ^Π，ｄ _ｎ）を形成するための再整形手段（１０２Ｑ^ｄ）と；干渉が減少した観測行列（Ｙ^Π，ｄ _ｎ）を対応するユーザ拡散符号で逆拡散して、前記チャネルベクトル予測値を導出する際にチャネル識別手段（２８Ｑｄ）が用いる干渉が減少した後置相関観測ベクトル（Ｚ ^Π，ｄ _ｎ）を形成する逆拡散器（１９^ｄ）とを備えることを特徴とする請求項２９に記載の受信装置。
31. ユーザ局の少なくとも１つが、複数の異なる拡散符号を用いて同時送信のために前記一連のシンボルのそれぞれ１つを拡散して、そのユーザ局に対応する受信信号（Ｘ（ｔ））の成分が対応する複数の拡散信号を備えるようにしてなるＣＤＭＡシステム内の基地局用の受信装置であって、１つ以上の受信装置モジュール（２０^ｄ）の前記少なくとも１つでは、前記ビームフォーマ手段（４７Ｒ^ｄ１，…，４７Ｒ^ｄ，Ｎｍ）が異なる集合の重み係数を用いて、前記観測ベクトル（Ｙ _ｎ）の各要素に重み付けして前記一連のシンボルの前記それぞれの１つに対応する複数の信号成分予測値（＾ｓ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｓ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）を形成して、シンボル予測手段が複数の信号成分予測値（＾ｓ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｓ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）から対応する複数のシンボル予測値（＾ｂ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｂ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）を導出して、前記観測ベクトル導出手段は観測行列から、各々が複数の異なる拡散符号のそれぞれ１つに対応する複数の後置相関観測ベクトル（＾Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，＾Ｚ ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）を導出するための手段（１９^ｄ，１ _ｎ，…，１９^ｄ，Ｎｍ _ｎ）を備え、チャネル識別手段（２８Ｒ^ｄ）は前記複数の後置相関観測ベクトル（＾Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，＾Ｚ ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）からチャネルベクトル予測値（＾Ｙ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｎｍ _０，ｎ）の対応する複数の集合を導出して、その集合を前記ビームフォーマ手段（４７Ｒ^ｄ，１，…，４７Ｒ^ｄ，Ｎｍ）に供給し、ビームフォーマ手段（４７Ｒ^ｄ，１，…，４７Ｒ^ｄ，Ｎｍ）の係数調整手段がチャネルベクトル予測値（＾Ｙ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｎｍ _０，ｎ）の集合を用いてそれぞれ重み係数の前記異なる集合を導出することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
32. 複数の観測ベクトルを導出するための手段（１９^ｄ，１ _ｎ，…，１９^ｄ，Ｎｍ _ｎ）は、前記複数の異なる拡散符号の１つ以上を用いて前記拡散行列（Ｙ_ｎ）を逆拡散して、前記複数の拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ，１ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｎｍ _０，ｎ）を導出する際にチャネル識別手段（２８Ｒ^ｄ）が用いる複数の後置相関観測ベクトル（＾Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，＾Ｚ ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）を生成するための逆拡散手段を備えることを特徴とする請求項３１に記載の受信装置。
33. 前記観測ベクトル導出手段は、前記複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，Ｚ ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）を更に備え、また前記複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，Ｚ ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）を前記ビームフォーマ手段（４７Ｒ^ｄ，１，…，４７Ｒ^ｄ，Ｎｍ）に提供し、その中の係数調整手段は前記重み係数の集合を用いて前記複数の後置相関観測ベクトルのそれぞれ１つのベクトルの要素に重み付けし、ユーザ別制約行列生成手段の各々は複数の異なる拡散符号の１つ以上を用いてユーザ別制約集合行列を逆拡散するための逆拡散手段（５５Ｂ^ｄ，１，…，５５Ｂ^ｄ，Ｎｍ）を備えることを特徴とする請求項３２に記載の受信装置。
34. 前記複数の観測ベクトルを導出するための前記手段は、前記複数の異なる拡散符号をそれぞれ複数のシンボル予測値（＾ｂ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｂ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）で重み付けして単一の拡散符号を形成し、前記単一の拡散符号を用いて観測行列（Ｙ_ｎ）を逆拡散して、チャネル識別手段（２８Ｒ^ｄ）が前記複数の集合のチャネルベクトル予測値（＾Ｙ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｎｍ _０，ｎ）を導出する際に用いられる複合後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ，δ _ｎ）を生成するための逆拡散手段（１９^ｄ，δ）を備えることを特徴とする請求項３１に記載の受信装置。
35. 前記観測ベクトル導出手段はまた、前記複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，Ｚ ^ｄ，Ｎｍ _ｎ）を前記ビームフォーマ手段（４７Ｒ^ｄ，１，…，４７Ｒ^ｄ，Ｎｍ）に供給し、その中の係数調整手段は前記重み係数の集合を用いて前記複数の後置相関観測ベクトルのそれぞれ１つのベクトルの要素に重み付けし、ユーザ別制約行列生成手段の各々は複数の異なる拡散符号の１つ以上を用いてユーザ別制約集合行列を逆拡散するための逆拡散手段（５５Ｂ^ｄ，１，…，５５Ｂ^ｄ，Ｎｍ）を備えることを特徴とする請求項３４に記載の受信装置。
36. 前記複数の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ，２０^ｄ）は、対応するユーザのシンボル周期の整数倍（Ｆ_１，…，Ｆ_ＮＩ，Ｆ_ｄ）に等しいフレーム持続時間で動作し、前記フレームにおける前記シンボル周期数に等しい同一の長い拡散符号の複数（Ｆ_１，…，Ｆ_ＮＩ，Ｆ_ｄ個の）異なるセグメントを１つ以上の受信装置モジュール（２０^d）の前記少なくとも１つの中で用いて、前記ビームフォーマ手段（４７ｓ^ｄ，１，…，４７ｓ^ｄ，Ｆｄ）は異なる集合の重み係数を用いて前記観測ベクトル（Ｙ _ｎ）の各要素に重み付けして、それぞれ複数（Ｆ_ｄ個の）の信号成分予測値（＾ｓ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｓ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）を形成して、シンボル予測手段（２９Ｓ^ｄ，１，…，２９Ｓ^ｄ，Ｆｄ）は複数の信号成分予測値（＾ｓ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｓ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）から対応する複数のシンボル予測値（＾ｂ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｂ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）を導出して、前記観測ベクトル導出手段は観測行列から複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，Ｚ ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）の１つ以上を導出してチャネル識別手段（２８Ｓ^ｄ）は前記後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，Ｚ ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）から対応する複数の拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ，１ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｆｄ _０，ｎ）を導出して、前記拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ，１ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｆｄ _０，ｎ）を前記ビームフォーマ手段（４７Ｓ^ｄ，１，…，４７Ｓ^ｄ，Ｆｄ）に供給し、各拡散チャネルベクトル予測値は長い拡散符号のセグメントのそれぞれ１つによって拡散され、ビームフォーマ手段（４７Ｓ^ｄ，１，…，４７Ｓ^ｄ，Ｆｄ）の係数調整手段は前記チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ，１ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｆｄ _０，ｎ）を用いて前記異なる集合の重み係数を導出することを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
37. 複数の後置相関観測ベクトルの１つ以上を導出するための手段（１９Ｓ^ｄ，１，…，１９Ｓ^ｄ，Ｆｄ）は、前記複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，Ｚ ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）の１つ以上がチャネル識別手段（２８Ｓ^ｄ）に用いられるように同一の長い拡散符号の前記異なるセグメントの１つ以上を用いて前記観測行列（Ｙ_ｎ）を逆拡散するための逆拡散手段を備えることを特徴とする請求項３６に記載の受信装置。
38. 前記観測ベクトル導出手段はまた、前記複数の後置相関観測ベクトル（＾Ｚ ^ｄ，１ _ｎ，…，＾Ｚ ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）を前記ビームフォーマ手段（４７Ｓ^ｄ，１，…，４７Ｓ^{ｄ， Fd}）に供給し、その中の係数調整手段は前記重み係数の集合を用いて前記複数の後置相関観測ベクトルのそれぞれ１つのベクトルの要素に重み付けし、ユーザ別制約行列生成手段の各々は複数（Ｆ_ｄ個）の異なる拡散符号セグメントの対応する１つを用いてユーザ別制約集合行列を逆拡散するための逆拡散手段（５５Ｂ^ｄ，１，…，５５Ｂ^ｄ，Ｎｍ）を備えることを特徴とする請求項３７に記載の受信装置。
39. 複数の（ＮＢ個の）基地局（１１）と；多数（Ｕ個）のユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）と；前記基地局に関連し、前記基地局にサービスを提供されるセル内にある少なくとも複数（Ｕ´個の）ユーザ局とを備え、前記１つの基地局は、ユーザ信号を拡散して、それぞれ複数（Ｕ´個の）ユーザ局に送信するための複数の送信装置モジュールと、複数の（Ｕ´個の）ユーザ局が送信する拡散ユーザ信号を受信するための受信装置とを有し、各々のユーザ局は、基地局が送信する対応の拡散ユーザ信号を受信するための受信装置を有し、前記複数（Ｕ´個）のユーザ局の各々は、ユーザ局と基地局送信装置モジュールの対応する１つに送信のためそのユーザのユーザ信号を拡散する場合に用いられる、ユーザ局に割り当てられる独自の拡散符号を持ち、
    基地局送信装置モジュールから複数（Ｕ´個）のユーザ局の特定の１つに送信される拡散ユーザ信号は、それぞれ複数のチャネル（１４^１，…，１４^Ｕ’）を介して伝搬され、
    前記複数（Ｕ´個）のユーザ局の特定の１つのユーザ局の受信装置は、前記特定のユーザ局用の拡散ユーザ信号と、他のユーザ用の前記複数（ＮＢ個）の基地局の他の送信装置モジュールに送信される拡散ユーザ信号とに対応する成分を備える信号（Ｘ（ｔ））を受信し、前記拡散ユーザ信号の各々はユーザ局の中の対応する１つのユーザ局に関連する拡散符号を用いて拡散される一連のシンボルを備えてなるＣＤＭＡ通信用ユーザ局受信装置であって、
    前記ユーザ局受信装置は：
    各々が、受信信号（Ｘ（ｔ））の連続するフレームから、基地局のうちの対応する１つの基地局からの前記一連のシンボルの集合の予測値を導出する複数（ＮＢ個）の受信装置モジュール（２０^ｖ’）と；
    前記フレームのうちの１つのフレームの受信装置モジュール（２０^ｖ’）の各々が前記シンボルの集合の予測値を導出するのに用いるように、一続きの観測行列（Ｙ_ｎ）を受信信号（Ｘ（ｔ））から導出するための前処理手段（１８）と；
    各観測行列から観測ベクトル（Ｙ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ；Ｚ ^{ｖ’，１，１} _ｎ…，Ｚ ^{ｖ’，ＮＩ，Ｆｍ} _ｎ）の複数の集合を導出して、観測ベクトルの集合の各々を複数の受信装置モジュール（２０^ｖ’）のそれぞれ１つに与えるための手段（１９，４４）とを備え、
    各受信装置モジュールは：
    基地局のうちの対応する１つの基地局と前記ユーザ局との間のチャネルのパラメータ予測値に基づき、観測ベクトルの集合のそれぞれ１つから、拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _０，ｎ）の集合を導出するためのチャネル識別手段（２８Ｔ^ｖ’）と；
    チャネルベクトル予測値の集合にそれぞれ依存して重み係数の集合を生成するための係数調整手段と、重み係数の各集合を用いて観測ベクトルのそれぞれ１つの要素の対応する１つに重み付けして重み付けされた要素を結合して、信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）を与えるための結合手段とを有するビームフォーマ手段（４７Ｔ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｔ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ}）と；
    信号成分予測値の集合から、送信装置モジュールのうちの対応する１つの送信装置モジュールに拡散され、基地局に送信される一連のシンボル予測値（＾ｂ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｂ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）を導出するためのシンボル予測手段（２９Ｔ^{ｖ’，１，１}，…，２９^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ}）とを備え、
    前記ユーザ基地受信装置はさらに、ユーザ局の受信装置と前記基地局との間のチャネル（１４^ｖ’）についての前記複数（ＮＢ個）の受信装置モジュールの各々からの前記シンボル予測値（＾ｂ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｂ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ；ｇ ^１ _ｎ，ｇ ^２ _ｎ，ｇ ^３ _ｎ）とチャネル予測値（Η^ｖ’ _ｎ）とに応じた、前記拡散信号に対応する受信信号の成分の干渉部分空間を表す少なくとも１つの制約行列（＾Ｃ_ｎ）を与えるための手段（４２，４３）を備え、前記受信装置モジュール（２０^ｖ’）の各々において、係数調整手段は、制約行列（＾Ｃ_ｎ）とチャネルベクトル予測値（Η^ｖ’ _ｎ）の両方に依存して前記重み係数の集合を生成して、前記受信装置モジュール（２０^ｖ’）を、前記干渉部分空間に対応する受信信号（Ｘ（ｔ））の部分に対して実質的に空応答をするように調整することを特徴とするＣＤＭＡ通信用ユーザ局受信装置。
40. 前記観測ベクトル導出手段は、観測行列から複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）を導出して、前記複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）を、前記チャネルベクトル予測値の集合（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _０，ｎ）を生成する際に用いるチャネル識別手段（２８Ｔ^ｖ’）に供給するための手段（１９^{ｖ’，１，１}，…，１９^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ}）を備えることを特徴とする請求項３９に記載のユーザ局受信装置。
41. 前記複数（ＮＢ個）の受信装置モジュール（２０^ｖ’）は前記ユーザ局受信装置のユーザあてのユーザ信号以外のユーザ信号についてのシンボルを導出し、前記ユーザ局受信装置は前記ユーザ局受信装置の前記ユーザあてで前記複数の基地局のうちの対応のサービスを提供する基地局が送信する受信信号からシンボルを導出するための追加の受信装置モジュール（２０^ｄ）を備え、前記複数の受信装置モジュール（２０^ｖ’，２０^ｄ）の各々はシンボル周期の整数倍に等しいフレーム持続時間で動作し、長い拡散符号の対応する数のセグメント（Ｆ_１，…，Ｆ_ＮＩ，Ｆ_ｄ）を用い、各セグメントは前記フレームでの前記複数のシンボル周期に等しい同一の長い拡散符号の複数の（Ｆ_１，…，Ｆ_ＮＩ，Ｆ_ｄ）異なるセグメントのそれぞれ１つに対応し、前記追加の受信装置モジュール（２０^ｄ）において、前記ビームフォーマ（４７Ｔ ^ｄ，１，…，４７Ｔ ^ｄ，Ｆｄ）が、重み係数の異なる集合を用いて前記観測ベクトル（Ｙ _ｎ）の各要素に重み付けして、複数（Ｆ_ｄ個）の信号成分予測値（＾ｓ^ｄ， １ _ｎ ，…，＾ｓ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）をそれぞれ生成し、シンボル予測手段（２９Ｔ ^ｄ，１ _ｎ，…，２９Ｔ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）は複数の信号成分予測値（＾ｓ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｓ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）から対応する複数のシンボル予測値（＾ｂ^ｄ，１ _ｎ，…，＾ｂ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）を導出し、前記観測ベクトル導出手段は観測行列から複数の観測ベクトル（Ｙ ^ｄ，１ _ｎ，…，Ｙ ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）を導出しチャネル識別手段（２８Ｓ^ｄ）は前記観測ベクトル（Ｙ ^ｄ，１ _ｎ，…，Ｙ ^ｄ，Ｆｄ _ｎ）から対応する複数の拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｆｄ _０，ｎ）を導出し、対応する複数の拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｆｄ _０，ｎ）を前記ビームフォーマ手段（４７Ｔ ^ｄ，１，…，４７Ｔ ^ｄ，Ｆｄ）に供給し、各拡散チャネルベクトル予測値は長い拡散符号のセグメントのそれぞれ１つによって拡散され、ビームフォーマ手段（４７Ｔ ^ｄ，１，…，４７Ｔ ^ｄ，Ｆｄ）の係数調整手段は前記チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ，１ _０，ｎ，…，＾Ｙ ^ｄ，Ｆｄ _０，ｎ）を用いて前記重み係数の異なる集合を導出することを特徴とする請求項３９に記載のユーザ局受信装置。
42. 前記複数（ＮＢ個）の受信装置モジュール（２０^ｖ’）は、前記ユーザ局受信装置のユーザあてのユーザ信号以外のユーザ信号についてシンボルを導出し、前記ユーザ局受信装置は、前記ユーザ局受信装置の前記ユーザあての受信信号からシンボルを導出するための追加の受信装置モジュール（２０^ｄ）を備え、前記複数の受信装置（２０^ｖ’，２０^ｄ）の各々はシンボル周期の整数倍に等しいフレーム持続時間で動作し、長い拡散符号の対応する数のセグメントを用いて、各セグメントは前記フレームでの前記複数のシンボル周期に等しい同一の長い拡散符号の複数の（Ｆ_１，…，Ｆ_ＮＩ，Ｆ_ｄ）の異なるセグメントのそれぞれ１つに対応し、前記追加の受信装置モジュール（２０^ｄ）において、前記ビームフォーマ手段（４７Ｔ^{ｖ，ｄ，１}，…，４７Ｔ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ}）が、重み係数の異なる集合を用いて前記観測ベクトル（Ｙ _ｎ）の各要素に重み付けして、複数（Ｆ_ｄ個）の信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ，ｄ，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _ｎ）をそれぞれ生成し、シンボル予測手段（２９Ｔ^{ｖ，ｄ，１} _ｎ，…，２９Ｔ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _ｎ）は複数の信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ，ｄ，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _ｎ）から対応する複数のシンボル予測値（＾ｂ^{ｖ，ｄ，１} _ｎ，…，＾ｂ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _ｎ）を導出し、前記ビームフォーマ手段（４７Ｔ^{ｖ，ｄ，１}，…，４７Ｔ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ}）の係数調整手段は制約行列生成手段（４３Ｔ）から受信する前記制約行列を用いて重み係数を導出し、前記拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^{ｖ，ｄ，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _０，ｎ）は前記ユーザ局にサービスを提供する基地局（ｖ）に対応する受信装置モジュール（２０^ｖ）のチャネル識別手段（２８Ｔ^ｖ）に生成されることを特徴とする請求項３９に記載のユーザ局受信装置。
43. 前記観測ベクトル導出手段は、観測行列を逆拡散して複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）を形成し、複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）を前記チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _０，ｎ）を生成する際に用いられるようにチャネル識別手段に供給するための逆拡散手段（１９^{ｖ’，１，１}，…，１９^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ}）を備えることを特徴とする請求項４２に記載のユーザ局受信装置。
44. 基地局のうちの１つの基地局の少なくとも１つの送信装置モジュールは、その基地局の送信装置モジュールに対応する受信信号（Ｘ（ｔ））の成分が対応する複数の拡散信号を備えるように、複数（Ｎ_ｍ個の）の異なる拡散符号を用いて同一フレーム内での同時送信のために前記一連のシンボルのそれぞれ１つを拡散して、複数の受信装置モジュール（２０Ｕ）の少なくとも１つ（２０^ｖ’）が更に、ビームフォーマ手段（４７Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）に生成される信号成分予測値の集合（＾ｓ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）の全振幅を導出するための振幅予測手段（３０Ｕ^ｖ’）を備え、前記ビームフォーマ手段（４７Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）は重み係数の異なる集合を用いて前記観測ベクトル（Ｙ _ｎ）の各要素に重み付けして、前記一連のシンボルの前記それぞれ１つに対応する前記複数の信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）を形成し、シンボル予測手段（２９Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，２９Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）が複数の信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）から対応する複数のシンボル予測値（＾ｂ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｂ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）を導出し、チャネル識別手段（２８Ｕ^ｖ’）は前記複数の異なる拡散符号のそれぞれ１つによって各々が拡散される拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _０，ｎ）の対応する複数の集合を導出して、その集合を前記ビームフォーマ手段（４７Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）に供給して、ビームフォーマ手段（４７Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）の係数調整手段は拡散チャネルベクトル予測値の集合を（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _０，ｎ）用いて前記重み係数の異なる集合をそれぞれ導出することを特徴とする請求項３９に記載のユーザ局受信装置。
45. 前記複数（ＮＢ個）の受信装置モジュール（２０^ｖ’）は、前記ユーザ局のユーザあてのユーザ信号以外のユーザ信号についてシンボルを導出し、前記ユーザ局受信装置は前記ユーザ局受信装置の前記ユーザあての受信信号からシンボルを導出するための追加の受信装置モジュール（２０^ｄ）を備え、前記複数の受信装置（２０^ｖ’，２０^ｄ）の各々はシンボル周期の整数倍に等しいフレーム持続時間で動作し、長い拡散符号の対応する数のセグメントを用いて、各セグメントは前記フレームでの前記複数のシンボル周期に等しい同一の長い拡散符号の複数の（Ｎ_ｍ，Ｆ_ｄ）の異なるセグメントのそれぞれ１つに対応し、前記追加の受信装置モジュール（２０^ｄ）において、前記ビームフォーマ手段（４７Ｔ^{ｖ，ｄ，１}，…，４７Ｔ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ}）が、重み係数の異なる集合を用いて前記観測ベクトル（Ｙ _ｎ）の各要素に重み付けして、複数（Ｆ_ｄ個）の信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ，ｄ，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _ｎ）をそれぞれ生成し、シンボル予測手段（２９Ｔ^{ｖ，ｄ，１} _ｎ，…，２９Ｔ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _ｎ）は複数の信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ，ｄ，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _ｎ）から対応する複数のシンボル予測値（＾ｂ^{ｖ，ｄ，１} _ｎ，…，＾ｂ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _ｎ）を導出し、前記ビームフォーマ手段（４７Ｔ^{ｖ，ｄ，１}，…，４７Ｔ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ}）の係数調整手段は制約行列生成手段（４３Ｔ）から受信する前記制約行列を用いて重み係数を導出し、前記拡散チャネルベクトル予測値（＾Ｙ^{ｖ，ｄ，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ^{ｖ，ｄ，Ｆｄ} _０，ｎ）は前記ユーザ局にサービスを提供する基地局（ｖ）に対応する受信装置モジュール（２０^ｖ）のチャネル識別手段（２８Ｔ^ｖ）に生成されることを特徴とする請求項４４に記載のユーザ局受信装置。
46. 前記観測ベクトル導出手段は、観測行列を逆拡散して複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，ＮＩ，} _ｎ）を形成し、複数の後置相関観測ベクトル（Ｚ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）を前記チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _０，ｎ）を生成する際に用いられるようにチャネル識別手段（２８Ｕ^ｖ’）に供給するための逆拡散手段（１９^{ｖ’，１，１}，…，１９^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）を備えることを特徴とする請求項４４に記載のユーザ局受信装置。
47. 基地局のうちの１つの基地局の少なくとも１つの送信装置モジュールは、その基地局の送信装置モジュールに対応する受信信号（Ｘ（ｔ））の成分が対応する複数の拡散信号を備えるように、複数（Ｎ_ｍ個の）の異なる拡散符号を用いて同一フレーム内での同時送信のために前記一連のシンボルのそれぞれ１つを拡散して、複数の受信装置モジュールの少なくとも１つ（２０Ｕ’）が更に、ビームフォーマ手段（４７Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）に生成される信号成分予測値の集合（＾ｓ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）の全振幅（＾Ψ^ｖ’，１ _ｎ，…，＾Ψ^{ｖ’，ＮＩ} _ｎ）を導出するための振幅予測手段（３０Ｕ^ｖ’）を備え、前記ビームフォーマ手段（４７Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）は重み係数の異なる集合を用いて前記観測ベクトル（Ｙ _ｎ）の各要素に重み付けして、前記一連のシンボルの前記それぞれ１つに対応する前記複数の信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）を形成し、シンボル予測手段（２９Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，２９Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）が複数の信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）から対応する複数のシンボル予測値（＾ｂ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｂ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _ｎ）を導出し、前記観測ベクトル導出手段は前記複数（Ｎ_ｍ個）の異なる拡散符号の１つ以上を用いて観測行列（Ｙ_ｎ）を逆拡散して、複数の観測ベクトル（Ｚ ^{ｖ’，Σ，１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，Σ，Ｎｍ} _ｎ）を生成するための逆拡散手段（１９^{ｖ’，Σ，１}，…，１９^{ｖ’，Σ，Ｎｍ}）を備え、これらの符号の各々は前記多数の干渉ユーザ（ＮＩ）のその他すべての符号を平均化することによって生成される複合符号であり、チャネル識別手段（２８Ｕ^ｖ’）は前記複数の観測ベクトル（Ｚ ^{ｖ’，Σ、１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，Σ、Ｎｍ} _ｎ）から、前記信号成分予測値（＾ｓ^{ｖ’，Σ，１} _ｎ，…，＾ｓ^{ｖ’，Σ，Ｎｍ} _ｎ）と前記振幅（Ψ^ｖ’，１ _ｎ，…，Ψ^{ｖ’，ＮＩ} _ｎ）チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _０，ｎ）の対応する複数の集合を導出して、その集合を前記ビームフォーマ手段（４７Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）に供給して、ビームフォーマ手段（４７Ｕ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｕ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ}）の係数調整手段はチャネルベクトル予測値の集合（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，Ｎｍ} _０，ｎ）を用いて前記重み係数の異なる集合をそれぞれ導出することを特徴とする請求項３９に記載のユーザ局受信装置。
48. 前記受信装置モジュールの各々は、１つのユーザ／移動局に位置し、受信信号は前記受信装置と前記チャネルを介して通信する基地局の複数の送信装置モジュールによって送信される複数の拡散ユーザ信号を備えることを特徴とする請求項３９に記載のユーザ局受信装置。
49. 受信信号（Ｘ（ｔ））から連続する観測行列（Ｙ_ｎ）を導出するための前処理手段（１８）と；各観測行列を再整形して観測ベクトル（Ｙ _ｎ）を形成する手段（４４）と；重み係数を用いて観測ベクトルの各要素に重み付けして、重み付けした要素を結合して、信号成分予測値（＾ｓ^ｄ _ｎ）を形成するためのビームフォーマ手段（２７Ｎ^ｄ）であって、チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ _０，ｎ）に依存して前記重み係数を調整するための調整手段を備えるビームフォーマ手段（２７Ｎ^ｄ）と；信号成分予測値（＾ｓ^ｄ _ｎ）から、受信装置モジュールから出力するための対応するシンボル予測値（＾ｂ^ｄ _ｎ）を導出するための手段（２９Ｎ^ｄ）と；対応するユーザの拡散符号を用いて観測行列を逆拡散して、後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ _ｎ）を形成するための手段（１９^ｄ）と；前記後置相関観測ベクトル（Ｚ ^ｄ _ｎ）と前記信号成分予測値（＾ｓ^ｄ _ｎ）に依存して前記チャネルベクトル予測値（＾Ｙ ^ｄ _０，ｎ）を導出するためのチャネル識別手段（２８Ｎ^ｄ）とを特徴とするＣＤＭＡ通信システム用受信装置。
50. 少なくとも１つの基地局と、前記少なくとも１つの基地局にサービスを提供される複数（Ｕ’個）のユーザ局を含む多数の（Ｕ個の）ユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）とを特徴とするＣＤＭＡ通信システム用受信装置であって、基地局は対応する移動ユーザ局に各々が専用の固有の空間−時間符号化信号を送信することができ、各ユーザ局は複数のチャネル（１４^１，…，１４^Ｕ）の対応する１つを介して前記少なくとも１つの基地局と通信するための送信装置と受信装置とを有し、基地局送信装置は：
    複数の送信アンテナと；
    ユーザあて信号を与えるための手段と；
    ユーザあて信号をＮ_Ｇ個のグループにグループ分けするための分配ユニットと；
    各ユーザあて信号をＬ個の直交符号の固定集合に属する固有の専用符号で拡散して、各グループで拡散信号を合計するための時間チャネル化符号ユニットと；
    各グループの合計された拡散信号に、各々がグループの１つに固有で、ＰＮ符号生成器に生成される複数のパイロット信号のそれぞれ１つを加えるための手段と；
    基地局に固有の同一の長いスクランブル符号を用いて、前記グループの各々からの合計された信号をスクランブルするための手段と；
    各パイロット信号は基地局送信装置から送信される全パワーの固定分数を割り当てられ；
    異なるグループに割り当てられる信号が送信では実質的に直交するように、グループ（Ｇ_１（ｔ），…，Ｇ_ＮＧ（ｔ））からの信号を線形空間符号化（Ｍ）によってアンテナ分岐（Ａ_１（ｔ），…，Ａ_ＭＴ（ｔ））にマッピングするための手段とを備え、
    少なくとも１つのユーザ局は、基地局が送信する対応の拡散ユーザ信号を受信し、前記複数（Ｕ’個）のユーザ局は各々、ユーザ局と基地局送信装置モジュールのうちの対応する基地局送信装置モジュールとがそのユーザの送信用ユーザ信号を拡散するのに用いるように、そのユーザ局に割り当てられる固有の拡散符号を有しており、
    基地局送信装置モジュールから複数（Ｕ’個）のユーザ局の特定の１つのユーザ局に送信される拡散ユーザ信号は、それぞれ複数のチャネル（１４^１，…，１４^Ｕ’）を介して伝搬し、
    前記複数（Ｕ’個）のユーザ局の特定の１つのユーザ局の受信装置は、前記特定のユーザ局についての拡散ユーザ信号と、その他のユーザ用の前記複数（ＮＢ個）の基地局の他の送信装置モジュールが送信する拡散ユーザ信号とに対応する成分を備える信号（Ｘ（ｔ））を受信し、前記拡散ユーザ信号の各々はユーザ局のうちの対応する１つのユーザ局に関連する拡散符号を用いて拡散される一連のシンボルを備え、
    前記ユーザ局受信装置は：
    各々が、受信信号（Ｘ（ｔ））の連続するフレームから、基地局のうち対応する基地局からの前記一連のシンボルの集合の予測値を導出するための複数（ＮＢ個）の受信装置モジュール（２０^ｖ’）と、
    受信信号（Ｘ（ｔ））から、各々が前記フレームの１つの受信装置モジュール（２０^ｖ’）の各々が前記シンボルの集合の予測値を導出するのに用いるための一連の観測行列（Ｙ_ｎ）を導出するための前処理手段（１８）と、
    各観測ベクトルから、観測ベクトル（Ｙ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，Ｚ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）の複数の集合を導出して、観測ベクトルの各集合を複数の受信装置モジュール（２０^ｖ’）のそれぞれ１つに与えるための複数の手段（１９，４４）とを備え；
    各受信装置モジュールは：
    観測ベクトル集合のそれぞれ１つから、基地局のうち対応する基地局と前記ユーザ局との間のチャネルのパラメータ予測値に基づき、拡散チャネルベクトルの集合（＾Ｙ ^{ｖ’，１，１} _０，ｎ，…，＾Ｙ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _０，ｎ）を導出するためのチャネル識別手段（２８Ｔ^ｖ’）と；
    チャネルベクトル予測値の集合にそれぞれ依存して重み係数の集合を生成するための係数調整手段と、重み係数集合の各々を用いて観測ベクトルのそれぞれ１つの要素のそれぞれ１つに重み付けして、重み付けされた要素を結合して信号成分予測値の対応する集合（＾ｓ ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｓ ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）を生成するための結合手段とを有するビームフォーマ手段（４７Ｔ^{ｖ’，１，１}，…，４７Ｔ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ}）と；
    信号成分予測値の集合から、送信装置モジュールのうちの対応する送信装置モジュールに拡散され基地局によって送信されるシンボルの予測値の集合（＾ｂ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｂ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ）を導出するためのシンボル予測手段（２９Ｔ^{ｖ’，１，１}，…，２９Ｔ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ}）とを備え；
    前記ユーザ局の受信装置はさらに、前記複数（ＮＢ個）の受信装置モジュール各々からの前記シンボル予測値（＾ｂ^{ｖ’，１，１} _ｎ，…，＾ｂ^{ｖ’，ＮＩ，ＦＮＩ} _ｎ；ｇ ^１ _ｎ，ｇ ^２ _ｎ，ｇ ^３ _ｎ）と、少なくともユーザ局受信装置と前記基地局との間のチャネル（１４^ｖ’）についてのチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^ｖ’ _ｎ）を備えるチャネル予測値（Η^ｖ’ _ｎ）とに応じて、前記拡散信号に対応する受信信号の成分の干渉部分空間を表す少なくとも１つの制約行列（＾Ｃ_ｎ）を与えるためのと手段（４２，４３）を備え、前記受信装置モジュール（２０^ｖ’）では、係数調整手段が、前記受信装置モジュール（２０^ｖ’）を調整して前記干渉部分空間に対応する受信信号（Ｘ（ｔ））の部分に対して実質的に空応答をするように、係数調整手段は制約行列（＾Ｃ_ｎ）とチャネルベクトル予測値とに依存して重み係数の前記集合を生成することを特徴とするＣＤＭＡ通信システム。
51. 前記送信装置はさらに、
    マッピング手段からの信号を分岐別遅延だけ各々遅延させ、対応する信号パルスを生成して信号パルスを搬送周波数で変調して、アンテナ素子が送信するように変調信号をアンテナ素子に供給するための遅延手段を備えることを特徴とする請求項５０に記載のＣＤＭＡシステム。
52. 前記送信装置において、グループ化手段はユーザ局あてデータ信号を所定数Ｎ_Ｇのグループにグループ分けするように配置され、ユーザ数が処理利得以下のとき、すべてのユーザ信号を同一グループに割り当て；ユーザ数が処理利得以下でないとき、各グループ内のユーザ数の釣り合いがとれる傾向になるようにユーザ信号を擬似ランダムに割り当てることを特徴とする請求項５０に記載のＣＤＭＡシステム。
53. 前記送信装置はさらに空間−時間符号化手段を各グループにつき備え、空間−時間符号化手段は：
    ユーザ信号をグループ別直交符号集合で拡散するためのチャネル符号化ユニットと；
    ユーザ信号の各グループを同一の基地局用スクランブル符号で拡散するためのスクランブルユニットと；
    全グループ信号（Ｇ_１（ｔ），…，Ｇ_ＮＧ（ｔ））を線形変換（Ｍ）によりアンテナ分岐信号（Ａ_１（ｔ），…，Ａ_ＮＧ（ｔ））上にマッピングするための空間符号化ユニットとを備えることを特徴とする請求項５０に記載のＣＤＭＡシステム。
54. 送信装置において、チャネル符号化ユニットは、ｇの添え字が与えられるグループ内の各ユーザに、Ｌ_ｇ≦Ｌの直交グループ別Ｌチップ符号（ａ_ｉ，１（ｔ），…，ａ_ｉ，Ｌｇ（ｔ））の固定集合から選ばれるチップ符号を割り当て、複数グループにわたる符号集合は最大相互相関を最小にするよう選ばれ、任意のグループ外チャネル化符号との相互相関を最小にしながら、任意のグループに属する任意の符号はグループ内のほかのどの符号とも直交することを特徴とする請求項５３に記載のＣＤＭＡシステム。
55. 少なくとも１つの基地局と、前記少なくとも１つの基地局にサービスを提供される複数（Ｕ’個）のユーザ局を含む多数の（Ｕ個の）ユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）とを特徴とするＣＤＭＡ通信システム用受信装置であって、各ユーザ局は複数のチャネル（１４^１，…，１４^Ｕ）の対応する１つを介して前記少なくとも１つの基地局と通信するための送信装置と受信装置とを有し、少なくとも１つのユーザ局はその同じユーザから各々が異なるデータを搬送する複数の固有の空間−時間符号化信号を備えるユーザ信号を送信することができ、
    送信装置を有する前記少なくとも１つのユーザ局は：
    複数の送信アンテナと；
    前記ユーザ信号を与えるための手段と；
    空間−時間符号化信号をＮ_Ｇ個のグループにグループ分けするための分配ユニットと；
    ユーザ信号の異なるデータストリームの各々を、Ｌ個の直交符号の固定集合に属する固有の専用符号で拡散して、各グループで拡散信号を合計するための時間チャネル化符号ユニットと；
    各グループの合計された拡散信号に、各々がグループの１つに固有で、ＰＮ符号生成器に生成される複数のパイロット信号のそれぞれ１つを加えるための手段と；
    各パイロット信号は基地局送信装置から送信される全パワーの固定分数を割り当てられ；
    ユーザ局に固有の同一の長いスクランブル符号を用いて、グループからの合計された信号をスクランブルするための手段と；
    異なるグループに割り当てられる信号が送信では実質的に直交するように、グループ（Ｇ_１（ｔ），…，Ｇ_ＮＧ（ｔ））からの信号を線形空間符号化（Ｍ）によってアンテナ分岐（Ａ_１（ｔ），…，Ａ_ＭＴ（ｔ））にマッピングするための手段とを備え、
    基地局は、複数のユーザ局の送信装置によって送信され、各々が対応のユーザ局に固有の拡散符号を用いて拡散される一連のシンボルを備える拡散信号に対応する成分を備える信号（Ｘ（ｔ））を受信するための受信装置を有し、
    前記基地局の受信装置は：
    各々が、受信信号（Ｘ（ｔ））の連続するフレームから、ユーザ局のうち対応するユーザ局の前記一連のシンボルの予測値を導出するための複数（Ｕ’個）の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ，２０^ｄ）と；
    受信信号（Ｘ（ｔ））から、各々が前記フレームの１つの受信装置モジュール（２０）の各々が前記一連のシンボルのそれぞれ１つのシンボルの予測値を導出するのに用いるための一連の観測行列（Ｙ_ｎ）を導出するための前処理手段（１８）と；
    各観測ベクトルから、複数の観測ベクトル（Ｙ _ｎ；Ｙ _ｎ−１；Ｚ ^１ _ｎ…Ｚ ^ＮＩ _ｎ；Ｚ ^ｄ _ｎ）を導出して、観測ベクトルの各々を複数の受信装置モジュール（２０^１，…，２０^ＮＩ、２０^ｄ）のそれぞれ１つに与えるための手段（１９，４４；４４／１，４４／２）とを備え、
    各受信装置モジュールは：
    観測ベクトルの１つから、基地局の受信装置と対応するユーザ局の送信装置との間のチャネルのパラメータ予測値に基づき、チャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ；＾Ｙ ^ｄ _０，ｎ；＾Ｙ ^ｉ _{０，ｎ−１}）を導出するためのチャネル識別手段（２８）と；
    チャネルベクトル予測値に依存して重み係数の集合を生成するための係数調整手段（５０）と、重み係数を用いて観測ベクトルのそれぞれ１つの要素のそれぞれ１つに重み付けして、重み付けされた要素を結合して信号成分予測値の対応する集合（＾ｓ ^１ _ｎ，…，＾ｓ ^Ｕ _ｎ）を生成するための結合手段（５１，５２）とを有するビームフォーマ手段（２７^１，…，２７^ＮＩ，２７^ｄ；４７^ｄ）と；
    信号成分予測値から、ユーザ局（１０^１，…，１０^Ｕ）の対応する１つのユーザ局によって送信されるシンボル（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^Ｕ _ｎ）を導出するためのシンボル予測（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^Ｕ _ｎ）手段（２９^１，…，２９^Ｕ，３０^１，…，３０^Ｕ）とを備え；
    前記受信装置はさらに、シンボル予測値（＾ｂ^１ _ｎ，…，＾ｂ^ＮＩ _ｎ；ｇ^１，ｇ^２，ｇ^３；ｇ^{ｌ＋１，ｎ}）と、前記複数のユーザ局（１０^１，…，１０^ＮＩ）の第１のグループ（Ｉ）のチャネル（１４^１，…，１４^ＮＩ）についてのチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^１ _ｎ，…，＾Ｈ ^ＮＩ _ｎ）を少なくとも備えるチャネル予測値（Η^１ _ｎ，…，Η^ＮＩ _ｎ；Η^ｉ _ｎ−１）とに応じて、前記所定のグループに対応する受信信号の成分の干渉部分空間を表す少なくとも１つの制約行列（＾Ｃ_ｎ）を与えるためのと手段（４２，４３）を備え、前記複数の受信装置モジュールの第２のグループ（Ｄ）の１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）の各々では、係数調整手段（５０Ａ^ｄ）が、前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）の各々を調整して前記干渉部分空間に対応する受信信号の部分に対して実質的に空応答をするように、係数調整手段（５０Ａ^ｄ）は制約行列（＾Ｃ_ｎ）とチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^ｄ _ｎ）とに依存して重み係数の前記集合を生成することを特徴とするＣＤＭＡ通信システム。
56. 前記送信装置はさらに、
    マッピング手段からの信号を分岐別遅延だけ各々遅延させ、対応する信号パルスを生成して信号パルスを搬送周波数で変調して、アンテナ素子が送信するように変調信号をアンテナ素子に供給するための遅延手段を備えることを特徴とする請求項５５に記載のＣＤＭＡシステム。
57. 前記送信装置において、グループ化手段はユーザ局あてデータ信号を所定数Ｎ_Ｇのグループにグループ分けするように配置され、ユーザ数が処理利得以下のとき、すべてのユーザ信号を同一グループに割り当て；ユーザ数が処理利得以下でないとき、各グループ内のユーザ数の釣り合いがとれる傾向になるようにユーザ信号を擬似ランダムに割り当てることを特徴とする請求項５５に記載のＣＤＭＡシステム。
58. 前記送信装置はさらに空間−時間符号化手段を各グループにつき備え、空間−時間符号化手段は：
    ユーザ信号をグループ別直交符号集合で拡散するためのチャネル符号化ユニットと；
    ユーザ信号の各グループを同一の基地局用スクランブル符号で拡散するためのスクランブルユニットと；
    全グループ信号（Ｇ_１（ｔ），…，Ｇ_ＮＧ（ｔ））を線形変換（Ｍ）によりアンテナ分岐信号（Ａ_１（ｔ），…，Ａ_ＮＧ（ｔ））上にマッピングするための空間符号化ユニットとを備えることを特徴とする請求項５５に記載のＣＤＭＡシステム。
59. 前記送信装置において、チャネル符号化ユニットは、ｇの添え字が与えられるグループ内の各ユーザに、Ｌ_ｇ≦Ｌの直交グループ別Ｌチップ符号（ａ_ｉ，１（ｔ），…，ａ_ｉ，Ｌｇ（ｔ））の固定集合から選ばれるチップ符号を割り当て、複数グループにわたる符号集合は最大相互相関を最小にするよう選ばれ、任意のグループ外チャネル化符号との相互相関を最小にしながら、任意のグループに属する任意の符号はグループ内の他のどの符号とも直交することを特徴とする請求項５８に記載のＣＤＭＡシステム。
60. データシンボルと多重化したパイロットシンボルを備えるパイロットシンボル支援型ユーザ信号を送信する送信装置とともに用いられる請求項１に記載の受信装置であって、前記受信装置は：ＩＳＲビームフォーマからの信号成分予測値を逆多重化してパイロット信号成分予測値とデータ信号成分予測値とを抽出して、データ信号予測値を決定ルールユニット（２９Ｖ^ｄ）に供給し、パイロット信号予測値を、各パイロット信号成分予測値（＾ｓ^π，ｄ _ｎ）をスムージングまたは平均化して曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）を与える曖昧性予測手段（３１Ｖ^ｄ）に供給するための逆多重化手段（３５Ｖ^ｄ）と；曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）から、その共役（（＾ａ^ｄ _ｎ）^＊）を導出するための共役手段（３２Ｖ^ｄ）と；共役を決定ルールユニット（２９Ｖ^ｄ）からのシンボル予測値（＾ｂ^ｄ _ｎ）で乗算して、改善されたシンボル予測値（＾ｂ ^ｄ _ｎ）を形成するための乗算器手段（１５Ｖ^ｄ）とを更に特徴とする請求項１に記載の受信装置。
61. 第１のＩＳＲビームフォーマ（４７Ｖ／１^ｄ）と並列に接続され、第１のＩＳＲビームフォーマと同一のチャネル係数と制約行列に応じて、観測ベクトル（Ｙ _ｎ）からパイロット信号成分予測値を導出する第２のＩＳＲビームフォーマ（４７Ｖ／２^ｄ）と；パイロット信号成分予測値（＾ｓ^π，ｄ _ｎ）をスムージングまたは平均化して、曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）を与えるための曖昧性予測手段（３１Ｖ^ｄ）と；曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）からその共役（（＾ａ^ｄ _ｎ）^＊）を導出するための共役手段（３２Ｖ^ｄ）と；共役を決定ルールユニット（２９Ｖ^ｄ）からのシンボル予測値（＾ｂ^ｄ _ｎ）で乗算して、改善されたシンボル予測値（＾ｂ ^ｄ _ｎ）を形成するための乗算器手段（１５Ｖ^ｄ）とを更に特徴とする請求項１に記載の受信装置。
62. 前記曖昧性予測手段は：ビット予測値をバッファリングするためのバッファと；バッファリングされた予測値をスムージングまたは平均化するためのスムージング手段と；スムージングまたは平均化された予測値から前記対応の曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）を導出するための別の決定ルールユニット（２９Ｖ／２^ｄ）とを備えることを特徴とする請求項６０に記載の受信装置。
63. 前記曖昧性予測手段は：ビット予測値をバッファリングするためのバッファと；バッファリングされた予測値をスムージングまたは平均化するためのスムージング手段と；スムージングまたは平均化された予測値から前記対応の曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）を導出するための別の決定ルールユニット（２９Ｖ／２^ｄ）とを備えることを特徴とする請求項６１に記載の受信装置。
64. データシンボルと多重化したパイロットシンボルを備えるパイロットシンボル支援型ユーザ信号を送信する送信装置とともに用いられる受信装置であって、前記受信装置は：ＩＳＲビームフォーマからの信号成分予測値を逆多重化してパイロット信号成分予測値とデータ信号成分予測値とを抽出して、データ信号予測値を決定ルールユニット（２９Ｖ^ｄ）に供給し、パイロット信号予測値を、各パイロット信号成分予測値（＾ｓ^π，ｄ _ｎ）をスムージングまたは平均化して曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）を与える曖昧性予測手段（３１Ｖ^ｄ）に供給するための逆多重化手段（３５Ｖ^ｄ）と；曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）から、その共役（（＾ａ^ｄ _ｎ）^＊）を導出するための共役手段（３２Ｖ^ｄ）と；共役を決定ルールユニット（２９Ｖ^ｄ）からのシンボル予測値（＾ｂ^ｄ _ｎ）で乗算して、改善されたシンボル予測値（＾ｂ ^ｄ _ｎ）を形成するための乗算器手段（１５Ｖ^ｄ）とを更に特徴とする請求項３９に記載の受信装置。
65. 第１のＩＳＲビームフォーマ（４７Ｖ／１^ｄ）と並列に接続され、第１のＩＳＲビームフォーマと同一のチャネル係数と制約行列に応じて、観測ベクトル（Ｙ _ｎ）からパイロット信号成分予測値を導出する第２のＩＳＲビームフォーマ（４７Ｖ／２^ｄ）と；パイロット信号成分予測値（＾ｓ^π，ｄ _ｎ）をスムージングまたは平均化して、曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）を与えるための曖昧性予測手段（３１Ｖ^ｄ）と；曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）からその共役（（＾ａ^ｄ _ｎ）^＊）を導出するための共役手段（３２Ｖ^ｄ）と；共役を決定ルールユニット（２９Ｖ^ｄ）からのシンボル予測値（＾ｂ^ｄ _ｎ）で乗算して、改善されたシンボル予測値（＾ｂ ^ｄ _ｎ）を形成するための乗算器手段（１５Ｖ^ｄ）とを更に特徴とする請求項３９に記載の受信装置。
66. 前記曖昧性予測手段は：ビット予測値をバッファリングするためのバッファと；バッファリングされた予測値をスムージングまたは平均化するためのスムージング手段と；スムージングまたは平均化された予測値から前記対応の曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）を導出するための別の決定ルールユニット（２９Ｖ／２^ｄ）とを備えることを特徴とする請求項６４に記載の受信装置。
67. 前記曖昧性予測手段は：ビット予測値をバッファリングするためのバッファと；バッファリングされた予測値をスムージングまたは平均化するためのスムージング手段と；スムージングまたは平均化された予測値から前記対応の曖昧性予測値（＾ａ^ｄ _ｎ）を導出するための別の決定ルールユニット（２９Ｖ／２^ｄ）とを備えることを特徴とする請求項６５に記載の受信装置。
68. 信号成分予測値（＾ｓ^ｉ _ｎ−１（１））の第１のフレームをバッファリングして、信号成分予測値のフレームを逆インタリーブ、チャネル復号化、再符号化、再インタリーブして改善された決定済シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ）のフレームを与え、決定済シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ）のフレームを制約集合生成器（４２Ｗ）に供給するためのバッファリング手段（９０^ｉ）と、逆インタリーブ手段（９１^ｉ）と、チャネル復号化手段（９２^ｉ）と、再符号化手段（９３^ｉ）と、再インタリーブ手段（９４^ｉ）とを更に備え、制約行列生成器（４３Ｗ）は決定済シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ）のフレームから、改善された制約行列を生成して、ＩＳＲビームフォーマ（４７Ｗ^ｉ）は前記改善された制約行列を用いて次の反復で用いられる改善された信号成分予測値（＾ｓ^ｉ _ｎ−１（２））を与え、受信装置は反復を所定の回数だけ繰り返すことを特徴とする請求項１９に記載の受信装置。
69. 信号成分予測値（＾ｓ^ｉ _ｎ−１（１））の第１のフレームをバッファリングして、信号成分予測値のフレームを逆インタリーブ、チャネル復号化、再符号化、再インタリーブして改善された決定済シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ）のフレームを与え、決定済シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ）のフレームを制約集合生成器（４２Ｗ）に供給するためのバッファリング手段（９０^ｉ）と、逆インタリーブ手段（９１^ｉ）と、チャネル復号化手段（９２^ｉ）と、再符号化手段（９３^ｉ）と、再インタリーブ手段（９４^ｉ）とを更に備え、制約行列生成器（４３Ｗ）は決定済シンボル予測値（＾ｂ^ｉ _ｎ）のフレームから、改善された制約行列を生成して、ＩＳＲビームフォーマ（４７Ｗ^ｉ）は前記改善された制約行列を用いて次の反復で用いられる改善された信号成分予測値（＾ｓ^ｉ _ｎ−１（２））を与え、受信装置は反復を所定の回数だけ繰り返すことを特徴とする請求項３９に記載の受信装置。
70. 前記係数調整手段（５０Ａ^ｄ）は、前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）の各々を調整して大きさが空白に近いが等しくはない応答を行わせるように、制約行列（＾Ｃ_ｎ）とチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^ｄ _ｎ）の両方に依存して、前記重み係数の集合を生成することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
71. 前記係数調整手段（５０Ａ^ｄ）は、前記１つ以上の受信装置モジュール（２０Ａ^ｄ）の各々を調整して大きさが空白に近いが等しくはない応答を行わせるように、制約行列（＾Ｃ_ｎ）とチャネルベクトル予測値（＾Ｈ ^ｄ _ｎ）の両方に依存して、前記重み係数の集合を生成することを特徴とする請求項３９に記載の受信装置。

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