JP4177901B2 - スペクトラム拡散雑音を低減するための方法及び装置 - Google Patents

Description

発明の分野
本発明は全般にスペクトラム拡散通信システムに関連し、詳細にはスペクトラム拡散通信システムの移動局ハンドセットの雑音低減用ユニットに関連する。
発明の背景
従来からのスペクトラム拡散信号は、狭帯域の情報搬送信号ｉ［ｔ］を情報を含まない広帯域「拡散」信号ｐ［ｔ］と混合して生成される信号とみなされる。Ｂｉ及びＢｐがｉ［ｔ］及びｐ［ｔ］の帯域幅を示すものとすると、受信機で利用可能な「処理利得」はＧ＝Ｂｐ／Ｂｉである。受信機は、入力信号をｐ［ｔ］の局部発生信号ｐ₀［ｔ］に同期させ、受信信号をｐ_o［ｔ］と混合して、信号からｐ［ｔ］を除去し、信号を「情報帯域幅」Ｂｉまで落とす。
拡散信号ｐ［ｔ］は典型的には、疑似ランダム符号のようなある種のコーディング系列である。米国宇宙計画では当初、遠距離宇宙通信用にType 1 Reed-Muller符号を利用した。多くの符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムでは、符号として、良好な「雑音状の」特性を有し、さらに構成するのが非常に簡単であるＭ系列が用いられる。
例えば、デジタル携帯電話のＩＳ−９５標準規格では、下り（基地局から移動局への）チャネルは、拡散符号として６４チップウォルシュ符号（基地局当たり６４人までの異なるユーザを分離するためのもの）と周期的なＰＮ系列（異なる基地局を分離するためのもの）の積を用いる。従って各ユーザに対する拡散信号ｐ［ｔ］は、その基地局のＰＮ系列の現在の６４チップを組み合わせたウォルシュ符号である。
拡散信号の局発信号Ｐ₀［ｔ］を元の信号ｐ［ｔ］に同期させるために、基地局はさらにパイロット信号ｚ［ｔ］を介して現在のＰＮ系列を伝送する（パイロット信号ｚ［ｔ］は単に全て１のウォルシュ符号を掛け合わせた現在のＰＮ系列である）。その際移動局はそのパイロット信号に局部符号発生器を同期させ、その後移動局は、ウォルシュ符号及び現在のＰＮ系列を用いて、受信した情報搬送信号を逆拡散することができる。
ウォルシュ符号Ｗ_l、ｌ＝１、．．．６４は完全に互いに直交しており、送信チャネルが分散せず、同時に同一送信周波数で送信される場合であっても、ユーザを完全に分離するようになるであろう。
しかしながら実際のチャネルは時間的に分散し、マルチパス現象が生じており、受信機は、それぞれ異なりランダムに変動する遅延及び振幅を有する送信信号の多重波を受信する。その状況では、符号の直交性は破壊され、ユーザはもはや分離されなくなる。従って１ユーザのみを検出しようとする際に、移動局は全ての他のチャネルユーザ（他の基地局からの信号を含む）を干渉源とみなす。これにより信号対雑音比（ＳＮＲ）が減少し、従って移動局の受信品質も劣化する。
マルチパスチャネルが存在する場合、移動局はさらに、情報を含まないパイロット信号を処理し、チャネルのマルチパスパラメータを特定し、追跡する。このため移動局はチャネル推定器を備え、チャネル推定器が各主伝送路に対して、チャネル「タップ」

（以降＾ｈ_iの形で表す）により示される減衰及び

（以降＾τ_iの形で表す）により示される相対遅延を検出及び追跡する。その際移動局は検出動作においてそのチャネル情報を利用する。
１つの典型的なマルチパス検出器は、異なる伝送路を最適に結合し、送信信号の１つのレプリカ（複製）を生成するレイク受信機である。レイク受信機は、J. G. ProakisによるDigital Communications, McGraw-Hill, Third Edition, 1995に詳細に記載される。その本は参照して本明細書の一部としている。
基地局で用いられる場合が多いマルチユーザ検出方式は、ユーザの信号間の漏話を、多入力、多出力チャネル歪みの一部として理解するものとみなされる。基地局は検出プロセス中にこの歪みを相殺し、概ねその歪みはＳＮＲの低下に反映されない。それゆえ実際のマルチパスチャネルの場合に、マルチユーザ検出方式がシングルユーザ検出方式よりはるかに優れていることは驚くことではない。
問題となるのは、マルチユーザ検出方式がシングルユーザ検出方式より著しく複雑なことである。マルチユーザ検出は（明示的に或いは暗示的に）ＰＮ符号発生器のバンク（各発生器は個別のユーザに対応する）を用いて受信信号を処理する必要があるばかりでなく、この発生器バンクの出力が最尤判定或いは逆相関／最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ）判定のような優先判定に従ってさらに処理されなければならず、その複雑性は、最尤判定の場合ユーザ数と共に指数関数的に、逆相関／最小二乗平均誤差判定の場合ユーザ数と共に二次関数的に増加する。
S. Verdu（IEEE Transactions on Information Theory, January 1986, pp.85-96）による論文「Minimum Probability of Error for Asynchronous Gaussian Multiple-Access Channels」はここで参照して本明細書の一部としており、最尤判定を用いるマルチユーザ検出方式を記載する。また以下の論文は参照して本明細書の一部としており、逆相関／ＭＭＳＥ判定を用いるマルチユーザ方式を記載する。
L. Rusch及びPoorによる「MultiUser Detection Techniques for Narrowband Interference Suppression」（IEEE Transactions on Communications, Vol. 43, Nos. 2-3-4, pp. 1725-1737, Feb-Mar-Apr. 1995）。
R. Lupas及びS. Verduによる「Linear Multiuser Detectors for Synchronous Code-Division Multiple-Access Channels」（IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 35, No. 1, January 1989, pp. 123-136）。
Z. Xie、R. Short及びC. Rushforthによる「A Family of Suboptimum Detectors for Coherent Multiuser Communications」（IEEE Journal on Selected Areas In Communications, Vol. 8, No. 4, May 1990, 683-690）。
同時にチャネルを占有するユーザ数は非常に多い場合があるため、マルチユーザ方式に関連する計算上の負荷は大きく、移動通信用ＣＤＭＡ受信機のようないくつかの応用例では実装が不可能である。
Bottomleyに付与された米国特許第５，５０６，８６１号は、多数のＣＤＭＡ信号を復調するための複数の方法を記載しており、それはDigital Communications（J. G. Proakis, Chapter 15, section 15.3）に示されるものと同様ではあるが、マルチパスチャネルの場合に拡張されている。これらのアプローチに共通の特徴は、異なるチャネルユーザの拡散符号にそれぞれ対応する逆拡散器のバンクを必要とするということである。その際逆拡散器のバンクの出力は、ビタビアルゴリズムを用いるＭＬＳＥ判定により、或いは逆相関／ＭＭＳＥ判定により処理される。しかしながら逆拡散器のバンクは複雑性及び電力消費の点から高価である。従って移動局ハンドセットに実装することができない。さらにビタルアルゴリズム及び逆相関／ＭＭＳＥ検出器も非常に複雑である。
Ayerstに付与された米国特許第５，３２３，４１８号は干渉相殺動作を含む基地局を記載する。その相殺動作は、相対電力に従って受信信号から干渉信号を順次差引く動作を含む。このようにして、各ユーザの影響が個別に除去され、復号化するための所望のユーザの信号が残される。
Stilwellに付与された米国特許第５，１０５，４３５号は、スペクトラム拡散システムのユーザ符号雑音を相殺するための方法及び装置を記載する。ほとんどのマルチユーザ検出方式と同様に、そのシステムは受信信号から他のユーザの信号を概ね除去し、それにより対象のユーザ信号を生成する。またStilwellは、移動局受信機が、特に典型的にユーザ信号より著しく強い非常に大きな信号であるとみなされるパイロット信号を受信信号から十分に除去する必要があることを示している。
Tatsuro Masamura（The Transactions of the IEICE, Vol. E71, No. 3 March 1988, pp.224-231）による論文「Spread Spectrum Multiple Access System with Intrasystem Interference Cancellation」はユニットのバンクを備える干渉再生回路を記載する。各ユニットは従来の逆拡散器を備え、その後にバンドパスフィルタ及び再拡散器を備える。その回路は所望の信号から干渉信号成分を除去し、所望の信号の全歪み成分を低減しようとする。
しかしながらStilwell, Ayerst及びMasamuraは、受信信号を逆拡散し、数倍に再拡散することによりユーザ符号雑音を相殺することを示している。これらの動作は計算上費用がかかるため、その方法は移動局ユニットに利用することはできない。
発明の概要
本発明は、特に移動局ハンドセットに利用できる検出方法及び装置を提供することである。従来技術のように、所望のユーザ信号を検出する前に受信信号から１つ或いはそれ以上のユーザ信号／パイロット信号を検出及び除去するのではなく、本発明は、所望のユーザ信号を検出し、その後パイロット信号の干渉作用成分をそこから除去することによりユーザ信号を補正する。本発明は、従来技術で行われていたような補正動作後の受信信号の再拡散は行わず、またパイロット信号の逆拡散を行う必要もないことに注目されたい。
別の実施例では、本発明はさらに隣接基地局のパイロット信号の干渉作用成分を除去する。
さら本発明の好適な実施例では、干渉作用成分は予め現行チャネル及びパイロット情報から生成される。
それゆえ本発明の好適な実施例によれば、スペクトラム拡散信号を受信するための方法は、ａ）データを含む少なくとも１つの第１のユーザ信号と少なくとも１つのパイロット信号とを含むスペクトラム拡散信号から雑音を含むユーザ信号を検出する過程と、ｂ）その雑音を含むユーザ信号から第１のユーザ信号に対するパイロット信号の干渉作用成分を除去し、それにより雑音低減ユーザ信号を生成する過程とを含む。
別法では、本発明の別の実施例に従えば、その検出過程は受信スペクトラム拡散信号からの多数のユーザ信号を検出することができる。その方法は雑音を含むユーザ信号の対応する１つから少なくとも１つのユーザ信号に対するパイロット信号の干渉作用成分を除去し、それにより雑音低減ユーザ信号を生成する。
さらに本発明の好適な実施例に従えば、その方法は雑音低減ユーザ信号のデータを復号化する過程を含む。
さらに本発明の好適な実施例に従えば、干渉成分を除去する過程は、パイロット信号当たりの干渉作用成分を判定する過程と、雑音を含むユーザ信号から干渉作用成分を差引く過程とを含む。
さらに本発明の好適な実施例によれば、スペクトラム拡散信号はマルチパスチャネルに沿って伝送されており、その判定過程は、選択されたパイロット信号毎に、ａ）マルチパスチャネルの異なる伝送路間のユーザ信号に対する選択されたパイロット信号の漏話作用成分を発生する過程と、ｂ）ユーザ信号に対する選択されたパイロット信号の干渉作用成分を発生する過程とを含む。
最後に本発明の好適な実施例によれば、第１の発生過程は、ａ）遅延の変動量毎に送信信号に対する送信機及び受信機整形フィルタの伝送作用成分を確定する過程と、ｂ）遅延の変動量に対して、選択されたパイロット信号の拡散符号とユーザ信号の拡散符号との間の相互相関を生成する過程と、ｃ）ｉ番目及びｊ番目伝送路の利得及び相当遅延を確定するチャネルタップ推定量、これらチャネル伝送路に関連するチャネル遅延の差により確定される遅延差に近い選択された相互相関の部分及び遅延差に近い選択された伝送作用成分の部分から、２つのチャネル伝送路ｉとｊとの間の漏話作用成分を確定する過程とを含む。
本発明は、ここに記載及び請求される方法並びにその方法を実装した種々の受信機及びプロセッサを含んでいる。
【図面の簡単な説明】
本発明は、図面と共に取り上げられる以下の詳細な説明からより完全に理解及び認識されるであろう。
第１図は、本発明の好適な実施例に従って構成され、動作する移動局ユニットのためのデータ検出器のブロック図である。
第２図は、第１図の検出器において利用できる干渉プロセッサのブロック図である。
第３Ａ図は、第１図のデータ検出器において利用できる標準的な従来技術のレイク受信機のブロック図である。
第３Ｂ図は、本発明の別の好適な実施例に従って構成され、動作するパイロット干渉除去用レイク受信機のブロック図である。
第４図は、本発明の好適な実施例に従って構成され、動作する、多数のパイロット信号の干渉作用成分を除去する移動局ユニット用の別のデータ検出器のブロック図である。
第５図は、本発明の好適な実施例に従って構成され、動作する基地局マルチユーザデータ検出器のブロック図である。
好適な実施例の詳細な説明
第１図及び第２図には、本発明の移動局ユニットデータ検出器の第１の実施例が示される。第１図は全般に検出器を示しており、第２図は第１図の検出器の一部を形成する干渉プロセッサの構成要素を示す。
検出器１０は移動通信ユニットの一部分を形成しており、従来の検出器のように信号ｒ（ｎ）を受信するものであり、レイク受信機１２、パイロットプロセッサ１１及び選択的な復号化器１８を備える。従来のようにパイロットプロセッサ１１は同期部１３及びチャネル推定部１４を備える。しかしながら本発明の好適な実施例に従えば、検出器１０は現行チャネル推定部１４及び同期部１３の出力を利用する干渉プロセッサ２０も備える。
信号ｒ（ｎ）は受信信号の一種で、受信信号は予めフィルタされ、ベースバンド信号にダウンコンバートされており、チップ当たりＭサンプル及びシンボル当たりＮチップの速度でサンプリングされている。ここでＭ及びＮは典型的には整数である。ＩＳ−９５ＣＤＭＡ標準規格では、シンボルｎ当たり６４チップであり、そのチップレートは１．２２８８×１０⁶チップ／秒、すなわちＴ_chipが約０．８μｓｅｃである。簡単にするために、Ｍは１に設定される、すなわち受信時に、信号ｒ（ｎ）はチップ当たり１回サンプリングされる。
同期部１３は検出器を基地局のＰＮ系列に同期させ、現在のＰＮ系列をレイク受信機１２及び干渉プロセッサ２０に供給する。チャネル推定部１４は、各フィンガに関連するチャネルタップ＾ｈ_i及び遅延量＾τ_iを推定する。レイク受信機１２はユーザのウォルシュ符号（予め知られている）、現在のＰＮ系列、推定されたチャネルタップ＾ｈ_i及び推定されたフィンガ遅延量＾τ_iを用いて現在のユーザのデータ信号を逆拡散する。第３Ａ図に詳細に示されるレイク受信機１２は、シンボル当たり１回サンプリングされた推定ユーザデータ信号ｘ（ｎ）を生成する。
受信信号ｒ（ｎ）は、全ての（現在の基地局及び他の隣接基地局からの場合もある）通話中ユーザのデータ信号、少なくとも現在の基地局からのパイロット信号及び送信、受信等の異なる雑音源により生じるそれ以外の干渉成分からなることに注意されたい。本議論の場合、「パイロット信号」は現在の基地局のパイロット信号のことであり、移動局ユニットにより受信される最も強いパイロット信号である。
本発明の好適な実施例によれば、干渉プロセッサ２０はユーザデータ信号ｘ（ｎ）に対するパイロット信号の漏話干渉作用成分ｃ（ｎ）を判定する。パイロット信号の電力は典型的には任意の他のチャネルユーザの信号より著しく大きいため（全ての同期部１３がその信号に同期できるようにするため）、（減算器２２を介して）そのパイロット信号の干渉作用成分ｃ（ｎ）を除去することにより、推定されたユーザデータ信号ｘ（ｎ）は著しく改善されるであろう。さらに、以下に示すように、干渉作用成分は比較的計算するのが簡単であり、そのため干渉プロセッサ２０は、計算上の負荷を最小限にしなければならない移動局ハンドセットに容易に実装されることができる。
減算器２２はレイク受信機出力ｘ（ｎ）から干渉作用成分ｃ（ｎ）を除去し、それによりデータ信号の新しい信号ｘ′（ｎ）を生成する。新しい信号ｘ′（ｎ）は選択的な復号化器１８により周知の方法を用いて復号化される。
干渉プロセッサ２０はパイロット信号によりレイク受信機１２を通過する漏話成分を判定し、この結果からパイロット信号により生成される干渉作用成分を発生する。その漏話成分はＲｅ｛＾ｈ_i＾ｈ_j ^*ρ_a（ｋ，ｎ）ρ_p（ｋ′）｝，ｉ≠ｊの形式である。ここで^*は共役複素数を示し、関数Ｒｅ｛｝は複素数の実数部を示し、ρ_a（ｋ，ｎ）はｎ番目の送信シンボルに対するユーザ拡散符号とパイロット拡散符号との相互相関であり、ρ_p（ｋ′）はベースバンドフィルタタップに依存して、送信信号に対する送信及び受信整形フィルタの効果を確定し、ｋは整数チップにおいて確定される遅延であり（すなわちｋは整数）、ｋ′は分数チップにおいて確定される遅延である（すなわちｋ′は実数である）。典型的にはｋ′はＴ_chip／Ｍのユニットにおいて測定される。
ベースバンドフィルタタップは予め知られており、全時間を通して変更されないため、ρ_p（ｋ′）はｋ′の全ての可能な値に対して予め確定されることができ、ルックアップテーブル３０に格納されることができる。事前送信機−受信機整形フィルタ作用成分発生器３２はρ_p（ｋ′）を以下のように確定する。

ここでｋ′は典型的には

の間をＴ_chip／Ｍのステップで変化し、α（ｔ）は全送信整形フィルタのインパルス応答であり、β（ｔ）は全受信整形フィルタのインパルス応答である。ρ_p（ｋ′）はｋ′が増加するのに従って減少するため、Ｌはρ_p（ｋ′）が非常に小さくなる点を示すように選択される。従って言い換えるとＬは

のように選択される。送信フィルタインパルス応答α（ｔ）はＩＳ９５及びＩＳ９８ＣＤＭＡ標準規格に定義される。ＩＳ−９５の場合、これはsection 6.1.3.1.10”Baseband Filtering”（pages 6-31-6-33 of IS-95-A＋TSB74）に示される。受信フィルタインパルス応答β（ｔ）は設計オプションであり、典型的には予想される信号対雑音比を最大限にするためにα（ｔ）に等しくなるように選択される。従ってインパルス応答α（ｔ）及びβ（ｔ）は予め知られている。発生器３２の出力はｋ′の値毎にルックアップテーブル３０に格納される。
全てのウォルシュ符号及び全ＰＮ系列は予め知られており（ＰＮ系列は有限で周期性があることに注意されたい）、各シンボルはＰＮ系列のＮ値と共に送信されるため、ρ_a（ｋ，ｎ）はｋ及びｎの全ての可能な値に対して予め生成され、ルックアップテーブル３４に格納されることができる。事前拡散符号相互相関部３６はρ_a（ｋ，ｎ）を以下のように確定する。

ここで、上記式で定義したように、パイロット及びユーザウォルシュ符号ｑ（ｍ，Ｎ）はＮチップの系列であり、ＰＮ（ｎ）は、長さＱの疑似ランダム系列の周期的な延長であり、ＩＳ−９５標準規格の場合Ｑは２¹⁵である。
干渉プロセッサ２０はさらにフィンガ漏話確定部３８を備え、確定部３８はチャネル推定部１４から推定チャネルタップ＾ｈ_i及び推定フィンガ遅延量＾τ_iを受信し、その情報及び２つのルックアップテーブル３０及び３４に格納された情報を利用して、所与のチャネル、チャネル遅延量及びパイロット信号に対する２つのフィンガｉ、ｊの漏話作用成分を確定する。
詳細には干渉プロセッサ２０はｋ₀′（ここでｋ₀′＝＾τ_i−＾τ_j）の値を確定することにより動作し始め、その後干渉プロセッサ２０は漏話作用成分確定部３８を起動し、以下のように漏話作用成分ａ_i,j（ｎ）を確定する。

ここでそれぞれ｜ｋ−ｉｎｔ（ｋ₀′）｜＜Ｊ及び｜ｋ′−ｋ₀′｜＜Ｊにより定義されるｋ₀′の範囲内の全てのｋ及びｋ′に対して合計が取られる。Ｊは設計パラメータであり、典型的には１〜１０の範囲をなす。遅延差ｋ′及びｋは１チップのステップ毎に階段状になっており、全ての遅延差ｋ′はｋ₀′の分数部分を含むことに注意されたい。従ってｋ₀′が例えば７．２５チップである場合、ｋ′は５．２５、６．２５、７．２５、８．２５及び９．２５の値を有し、ｋは５、６、７、８及び９の値を有するようになる。
量ａ_i,j（ｎ）は、フィンガｊのユーザ信号に対するフィンガｉに沿ったパイロット信号の干渉成分の推定量であることが知られている。３系統が一般的ではあるが、任意の数のフィンガが用いられることができる。３フィンガの場合、ｉ及びｊは０〜２の間で変化する。ＩＳ−９５標準規格の場合、ウォルシュ符号は完全に直交し、項ａ_i,j（ｎ）は０に等しくなる。しかしながら直交しない符号の場合、その項は一般に０にはならない。
ａ_i,j（ｎ）を計算するために、干渉プロセッサ２０はルックアップテーブル３４からのｋの各値及びｎ番目のシンボルに対するρ_a（ｋ，ｎ）の値、並びにルックアップテーブル３０からｋ′の各値に対するρ_p（ｋ′）の値を検索する。干渉プロセッサ２０はフィンガの各組（ｉ，ｊ）に対して漏話作用成分確定部３８を起動し、各組に対して、ｋ₀′の値がｋとｋ′との範囲にあるものとして最初に確定される。
干渉プロセッサ２０はさらにフィンガ干渉作用成分確定部４０及び全干渉作用成分確定部４２を備える。フィンガ干渉作用成分確定部４０はフィンガ当たりの干渉作用成分Ｂ_j（ｎ）を以下のように確定する。

ここでチャネル内のフィンガ数に渡って合計が取られる。
全干渉作用成分確定部４２はａ_i,j（ｎ）の合計として全干渉作用成分ｃ（ｎ）を確定する。全干渉作用成分ｃ（ｎ）は干渉プロセッサ２０の出力である。以下に詳細に記載される第３Ｂ図に示されるように、レイク受信機１２は個々のフィンガ寄与率から個々のフィンガ干渉成分ａ_i,j（ｎ）を差引き、補正された推定ユーザデータ信号ｘ′（ｎ）を直接生成することができる。
パイロット信号の干渉作用成分を除去することによりユーザ信号ｘ′（ｎ）に影響を与えるノイズの、全てではないが、大部分が除去されており、選択的な復号化器１８の性能品質を向上することになることは理解されよう。さらに上記議論から明らかなように、干渉プロセッサ２０の計算上の負荷は比較的小さく、詳細には２つの相互相関ρ_a（ｋ，ｎ）及びρ_p（ｋ′）が予め確定され、ルックアップテーブル３０及び３４に格納されることができるため比較的小さい。別法ではその計算は、ＩＳ−９５標準規格では±１の値のみを許容するＰＮ「チップ」上の合計のみを含むため、ρ_a（ｋ，ｎ）は式２から迅速に確定されることができる。
ここで簡単に第３Ａ図を参照すると、３フィンガチャネルの場合のレイク受信機１２の構成要素が示されており、第３Ｂ図には内部で干渉補正を実行するレイク受信機１２の別の形態１２′が示される。
レイク受信機１２は３フィンガを備え、それぞれが関連するフィンガにおいて概ね同じ動作を実行する。各フィンガは逆拡散器５０、窓加算器５２、サンプラ５４、フィンガ利得乗算器５６及び複素数／実数変換器５８を備える。さらに第２及び第３のフィンガは遅延部６０を含む。
第１のフィンガは、０番目のフィンガとして知られており、基準フィンガとして機能する。第２及び第３のフィンガ（１番目及び２番目のフィンガと呼ばれる）はそれぞれ０番目のフィンガに対して＾τ₁及び＾τ₂により定義される遅延量を有する。遅延部６０は０番目のフィンガに対する遅延分だけ受信信号ｒ（ｎ）を遅らせる。完全な場合には、＾τ₀＝０に設定される。
逆拡散器５０は、上で定義された拡散信号ｑ_userを用いて受信信号ｒ（ｎ）（０番目のフィンガ）或いは遅れた信号（１番目及び２番目のフィンガ）を逆拡散する。窓加算器５２は図に示されるようにＮサンプルの窓に渡って逆拡散器５０の出力を加算し、その結果をＮで割る。サンプラ５４は全てのＮ番目のデータポイントをサンプリングする。フィンガ利得乗算器５６はサンプリングされた信号に関連するチャネルタップ＾ｈ_iの共役複素数を掛け合わせる。変換器５８は合成信号の実数部を取り出す。加算器６２は各フィンガの出力を加算し、そこからデータ信号ｘ（ｎ）を生成する。
第３Ｂ図のレイク受信機１２′は、第３Ａ図のレイク受信機に類似である（それゆえ同じ構成要素に同じ参照番号が付与される）が、乗算器５６と変換器５８との間に３つの減算器６４が加わる。減算器６４は、関連するフィンガのフィンガ干渉作用成分Ｂ_i（ｎ）を関連する乗算器５６の出力から減算する。
本実施例ではレイク受信器１２′の出力は補正されたデータ信号ｘ′（ｎ）であることは理解されよう。
ここで第４図を簡単に参照すると、マルチパイロット干渉を低減することができるデータ検出器１０′が示される。第４図の検出器は特に、移動局ユニットが２つ或いは３つ以上の基地局間の概ね等距離に位置する場合に有用である。この位置では、移動局ユニットは概ね等しい強度を有する多数の基地局のパイロット信号を受信する。パイロット信号はいずれも送信データ信号と干渉する。
データ検出器１０′は、レイク受信器１２、減算器２２及び選択的な復号化器１８を備えるという点で第１図のデータ検出器１０と同様である。またデータ検出器１０′は、干渉する基地局当たり１つの複数ＮＢの干渉プロセッサ２０及び関連するパイロットプロセッサ１１も備えている。上記のように、各パイロットプロセッサ１１は同期部、チャネル推定部及び遅延推定部を備える。しかしながらデータ検出器１０′では、各パイロットプロセッサ１１は異なる基地局のパイロット信号に同期しており、従って各干渉プロセッサ２０は異なる基地局のパイロット信号の干渉作用成分を発生する。減算器２２はプロセッサ２０の多数の干渉作用成分出力をデータ信号ｘ（ｎ）から除去し、後に選択的な復号化器１８が復号化する補正された信号ｘ′（ｎ）を生成するようになる。
パイロット及び干渉プロセッサ１１及び２０はそれぞれ、隣接基地局のパイロット信号に同期するために、及び基地局が受信する複数ＮＵの各ユーザ信号に対する隣接パイロット信号の干渉作用成分を確定するために基地局に組み込むことができる。こうして第５図に示されるように、基地局はＮＵデータ信号ｘ_i（ｎ）を生成する検出器８０を備える。本発明の好適な実施例に従えば、基地局は、隣接する基地局のパイロット信号用の少なくとも１つのパイロットプロセッサ１１及び各ユーザのデータ信号に対する隣接パイロット信号の干渉作用成分を確定するためにユーザ毎に１つのＮＵ個の干渉プロセッサ２０を備える。また基地局はデータ信号ｘ_i（ｎ）から関連する干渉プロセッサ２０の干渉作用成分Ｃ_i（ｎ）を除去するために、ユーザ毎に１つのＮＵ個の減算器２２を備える。
本発明は、ここに詳細に示され、記載されたものに限定されるわけではないことは当業者には理解されよう。むしろ本発明の範囲は以下の請求の範囲によってのみ画定される。

Claims (4)

1. スペクトラム拡散受信機であって、
   データを含む少なくとも１つのユーザ信号と少なくとも１つのパイロット信号とを含むスペクトラム拡散信号から雑音を含むユーザ信号を検出する検出器と、
   前記少なくとも１つのパイロット信号の干渉作用成分を確定する、パイロット信号当たり少なくとも１つの干渉プロセッサと、
   前記雑音を含むユーザ信号から前記干渉作用成分を差引く減算器とを備え、
   前記干渉プロセッサのそれぞれは、
   遅延の変動量毎に送信信号に対する送信機及び受信機整形フィルタの伝送作用成分を確定する送信機−受信機整形フィルタ作用成分発生器と、
   前記パイロット信号の拡散符号と前記ユーザ信号の拡散符号との間の遅延の変動量に対する相互相関を発生する拡散符号相互相関部と、
   ｉ番目及びｊ番目伝送路の利得及び相対遅延を確定するチャネルタップ推定量、前記ｉ番目及びｊ番目チャネル伝送路に関連するチャネル伝送路遅延の差により確定される遅延差に近い選択された前記相互相関の部分、及び前記遅延差に近い選択された前記伝送作用成分の部分から、２つのチャネル伝送路ｉとｊとの間の漏話作用成分を確定する伝送路漏話作用成分確定器と
   前記伝送路漏話作用成分確定器の出力から、前記少なくとも１つのユーザ信号に対する前記パイロット信号の干渉作用成分を確定する、前記伝送路漏話作用成分確定器に動作可能に接続される干渉作用成分確定器とを備える、ことを特徴とする受信機。
2. マルチパスチャネルのスペクトラム拡散受信機であって、
   データを含む複数のユーザ信号と少なくとも１つのパイロット信号とを含むスペクトラム拡散信号から複数の雑音を含むユーザ信号を検出するマルチユーザ検出器と、
   ユーザ信号に対するパイロット信号の干渉作用成分を確定する干渉プロセッサと、
   前記雑音を含むユーザ信号の対応する１つから前記ユーザ信号中の少なくとも１つのユーザ信号に対する前記少なくとも１つのパイロット信号の干渉作用成分を除去する減算器とを備え、
   前記干渉プロセッサは、
   遅延の変動量毎に送信信号に対する送信機及び受信機整形フィルタの伝送作用成分を確定する送信機−受信機整形フィルタ作用成分発生器と、
   前記パイロット信号の拡散符号と前記ユーザ信号の拡散符号との間の遅延の変動量に対する相互相関を発生する拡散符号相互相関器と、
   ｉ番目及びｊ番目伝送路の利得及び相対遅延を確定するチャネルタップ推定量、前記ｉ番目及びｊ番目伝送路に関連するチャネル伝送路遅延の差により確定される遅延差に近い選択された前記相互相関の部分、及び前記遅延差に近い選択された前記伝送作用成分の部分から、２つのチャネル伝送路ｉとｊとの間の前記漏話作用成分を確定する伝送路漏話作用成分確定器と、
   前記伝送路漏話作用成分確定器の出力から前記ユーザ信号に対する前記パイロット信号の干渉作用成分を確定する、前記伝送路漏話作用成分確定器に動作可能に接続される干渉作用成分確定器とを備える、ことを特徴する受信機。
3. マルチパスチャネルに沿って伝送されるスペクトラム拡散信号を受信する方法であって、
   データを含む少なくとも１つのユーザ信号と少なくとも１つのパイロット信号とを含むスペクトラム拡散信号から雑音を含むユーザ信号を検出する過程と、
   遅延の変動量毎に送信信号に対する送信機及び受信機整形フィルタの伝送作用成分を確定する過程と、
   前記パイロット信号の拡散符号と前記ユーザ信号の拡散符号との間の遅延の変動量に対する相互相関を発生する過程と、
   ｉ番目及びｊ番目伝送路の利得及び相対遅延を確定するチャネルタップ推定量、前記ｉ番目及びｊ番目伝送路に関連するチャネル伝送路遅延の差により確定される遅延差に近い選択された前記相互相関の部分、及び前記遅延差に近い選択された前記伝送作用成分の部分から、２つのチャネル伝送路ｉとｊとの間の前記漏話作用成分を確定する過程と、
   前記マルチパスチャネルの伝送路間の前記ユーザ信号に対するパイロット信号の漏話作用成分を発生する過程と、
   前記ユーザ信号に対するパイロット信号の干渉作用成分を発生する過程と、
   前記雑音を含むユーザ信号から前記干渉作用成分を差引く過程とを含むことを特徴とする方法。
4. マルチパスチャネルに沿って伝送されるスペクトラム拡散信号を受信する方法であって、
   データを含む複数のユーザ信号と少なくとも１つのパイロット信号とを含むスペクトラム拡散信号から複数の雑音を含むユーザ信号を検出する過程と、
   遅延の変動量毎に送信信号に対する送信機及び受信機整形フィルタの伝送作用成分を確定する過程と、
   前記パイロット信号の拡散符号と前記ユーザ信号の拡散符号との間の遅延の変動量に対する相互相関を発生する過程と、
   ｉ番目及びｊ番目伝送路の利得及び相対遅延を確定するチャネルタップ推定量、前記ｉ番目及びｊ番目伝送路に関連するチャネル伝送路遅延の差により確定される遅延差に近い選択された前記相互相関の部分、及び前記遅延差に近い選択された前記伝送作用成分の部分から、２つのチャネル伝送路ｉとｊとの間の前記漏話作用成分を確定する過程と、
   前記ユーザ信号に対するパイロット信号の干渉作用成分を発生する過程と、
   前記雑音を含むユーザ信号の対応する１つから少なくとも１つの前記ユーザ信号に対する前記少なくとも１つのパイロット信号の干渉作用成分を除去して、雑音低減ユーザ信号を生成する過程とを有することを特徴とする受信方法。

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