KR100781415B1 - 스펙트럼 확산잡음을 저감하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 스펙트럼 확산신호를 수신하기 위한 방법 및 장치를 제공한다. 본 발명의 방법은, 적어도 하나의 사용자신호(데이터를 포함)와 적어도 하나의 파일럿신호를 포함하는 스펙트럼 확산신호로부터 잡음 섞인 사용자신호를 검출하는 단계와, 잡음 섞인 사용자신호로부터 사용자신호에 대한 파일럿신호의 간섭효과(interference effect)를 제거하는 단계를 구비하여 이루어지고, 이에 따라 잡음이 저감된 사용자신호를 발생시킨다.

Description

스펙트럼 확산잡음을 저감하기 위한 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR REDUCING SPREAD-SPECTRUM NOISE}

본 발명은 스펙트럼 확산 통신시스템에 관한 것으로, 특히 이러한 통신시스템의 이동핸드셋(mobile handset: 무선통신장치)의 잡음저감용 유닛(unit)에 관한 것이다.

종래의 스펙트럼 확산신호는, 정보를 포함하지 않는 광대역 확산신호(p[t])와 협대역 정보베어링신호(information-bearing signal; i[t])를 혼합하여 생성되는 신호로 볼 수 있다. B_i와 B_p가 i[t]와 p[t]의 대역폭을 나타내면, 수신기에서 유효한 "프로세싱 이득"은 G=B_p/B_i이다. 이 수신기는 입력신호를 p[t]의 국부적으로 발생된 버전 p₀[t]와 동기시키고, 수신신호를 p₀[t]와 혼합하며, 이에 따라 신호로부터 p[t]를 제거하여 신호를 정보대역폭 B_i까지 떨어뜨리게 된다.

통상적으로, 확산신호 p[t]는 의사 랜덤코드(pseudo-random code)와 같은 종류의 코딩 시퀀스(coding sequence)이다. 미국 우주 프로그램에서는 당초 원거리 우주통신용으로 타입1 리드-멀러코드(Type1 Reed-Muller code)를 이용했다. 많은 CDMA(Code Division Multiple Access: 코드분할 다중접근) 시스템에 있어서는, 코드로서, 양호한 "잡음형상(noise like)" 특성을 가지면서 구성하기에 매우 간단한 M시퀀스가 이용된다.

예컨대, 셀룰러통신을 위한 IS-95표준에서는, 순방향채널(베이스로부터 이동유닛으로의 채널)은, 확산코드로서 64칩 왈쉬코드(Walsh code; 베이스당 64명까지의 서로 다른 사용자를 분리하기 위한 것)와 주기적인 PN시퀀스(다른 베이스를 분리하기 위한 것)의 곱을 이용한다. 따라서, 각 사용자에 대한 확산신호 p[t]는 그 기지국의 PN시퀀스의 현재의 64칩을 조합시킨 왈쉬코드이다.

확산신호의 국부적 버전 p₀[t]를 원래의 버전 p[t]와 동기시키기 위해, 기지국은 더욱이 파일럿신호 z[t](파일럿신호 z[t]는 모든 1 왈쉬코드에 의해 다중화된 현재의 PN시퀀스를 단순하게 한다)를 매개로 현재의 PN시퀀스를 부가적으로 전송한다. 이 때, 이동유닛은 국부적 코드발생기를 자신의 왈쉬코드와 현재의 PN시퀀스를 이용하여 수신정보 베어링신호를 역확산할 수 있는 파일럿신호와 동기시킨다.

비분산(non-dispersive) 전송채널에 있어서, 왈쉬코드(W_I, I=1, ...64)는 동시에 동일 전송주파수로 전송됨에도 불구하고, 사용자간의 분리를 완성할 수 있도록 서로에 대해 완전히 직교하고 있다.

그러나, 실제 채널은, 수신기가 각각 다르고 랜덤하게 변동하는 지연(delay)과 진폭을 갖는 송신신호의 많은 반향(echo)을 포착하는 다중경로효과(multipath effect)를 초래하면서, 시간적으로 분산된다. 이 상황에서는, 코드의 직교성은 파괴되고, 사용자는 더 이상 분리되지 않는다. 그 결과, 단일 사용자만을 검출하려고 할 때, 이동유닛은 모든 다른 채널 사용자(다른 기지국으로부터의 신호를 포함함)를 간섭원으로 간주한다. 이에 따라, 신호대 잡음비(SNR)가 감소하여 이동유닛의 수신품질도 열화된다.

다중경로 채널이 존재하는 경우, 이동유닛은 더욱이 채널의 다중경로 파라미터를 특정하여 추적하기 위해 정보를 포함하지 않는 파일럿신호를 처리한다. 이 때문에, 각각의 주경로에 대해 이동유닛은 채널 "탭(tap)"

로 표시된 감쇠 및

로 표시된 상대지연을 검출 및 추적하는 채널추정기(channel estimator)를 포함하고 있다. 이 때, 이동유닛은 검출동작에 있어서 그 채널정보를 이용한다.

1개의 전형적인 다중경로 검출기는, 다른 경로를 송신신호의 단일 복제로 최적으로 결합하는 레이크(rake) 수신기이다. 이 레이크 수신기는, 예컨대 제이.지.프로아키스에 의한 맥그로-힐, 1995년에 출간된 제3판 Digital Communications에 상세히 기재되어 있다. 이 책은 여기에 참고문헌으로 도입되어 있다.

기지국에서 이용되는 경우가 많은 다중사용자 검출방식은 사용자의 신호간의 누화(cross-talk)를 다입력, 다출력 채널왜곡의 일부로서 이해하는 것으로 간주된다. 기지국은 검출프로세스중에 이 왜곡을 상쇄하고, 대체로 이 왜곡은 SNR 저하에 반영되지 않는다. 그러므로, 실제의 다중경로채널 경우에 다중사용자 검출방식이 단일사용자 검출방식보다 훨씬 우수하다는 것은 놀랄 일이 아니다.

문제로 되는 것은 다중사용자 검출방식이 단일 사용자 검출방식보다 훨씬 복잡하다는 것이다. 다중사용자 검출은(명시적으로 혹은 암시적으로) PN코드 발생기의 뱅크(bank; 각 발생기는 개별 사용자에 대응한다)를 이용하여 수신신호를 처리할 필요가 있을 뿐만 아니라, 이 발생기 뱅크의 출력은 최대 가능성 판정기준 혹은 역상관(decorrelation)/최소이승평균오차(MMSE) 판정기준과 같은 우선판정기준에 따라 더욱 처리되어야만 하고, 그 복잡성은 최대 가능성 판정기준의 경우에는 사용자수에 대해 지수함수적이며, 역상관/최소이승평균오차 판정기준의 경우에는 사용자수에 대해 이차함수적이다.

여기에 참고문헌으로 도입된 논문, 에스.베르두에 의한 "Minimum Probability of Error for Asynchronous Gaussian Multiple-Access Channel", IEEE Transactions on Information Theory, January 1986, pp.85~96에는, 최대 가능성 판정기준을 이용하는 다중 사용자 검출방식이 설명되어 있다. 또, 여기에 참고문헌으로 도입된 이하의 논문에는 역상관/MMSE 기준을 이용하는 다중 사용자 방식이 설명되어 있다.

엘.루치와 푸어에 의한 "MultiUser Detection Techniques for Narrowband Interference Suppression", IEEE Transactions on Communications, Vol.43, Nos.2~3~4, pp.1725~1737, Feb-Mar-Apr. 1995,

알.루파스와 에스.베르두에 의한 "Linear MultiUser Detectors for Synchronous Code-Division Multiple-Access Channels", IEEE Transactions on Information Theory, Vol.35, No.1, January 1989, pp.123~136,

제트.시에,알.쇼트와 씨.루시포스에 의한 "A Family of Suboptimum Detectors for Coherent Multiuser Communications, IEEE Journal on Selected Areas In Communications, Vol.8, No.4, May 1990, pp.683~690.

동시채널 사용자수가 매우 많은 경우가 있기 때문에, 다중사용자 방식에 관련된 계산상의 부담은 이동통신용 CDMA 수신기와 같은 몇가지 응용예에서는 그들의 실현을 불가능하게 한다.

보톰레이에 의해 등록된 미국 특허 제5,506,861호에는, 제이.지.프로마키스에 의한 책 Digital Communications, Chapter 15, section 15.3에 나타낸 방법과 유사하지만 다중경로 채널의 경우로 확장되는 다중 CDMA신호를 복조하기 위한 다수의 방법이 개시되어 있다. 이들 접근법의 공통된 특징은, 다른 채널 사용자의 확산코드에 각각 대응하는 역확산기(despreader)의 뱅크를 필요로 한다는 것이다. 이 때, 이 역확산기의 뱅크의 출력은 비터비(viterbi) 알고리즘을 이용하는 MLSE 판정기준에 따라 처리되거나, 역상관/MMSE 판정기준에 따라 처리된다. 그러나, 역확산기의 뱅크는 복잡성 및 전력소비면에서 고가이다. 그러므로, 역확산기의 뱅크는 이동 핸드셋에 실장될 수 없다. 게다가, 비터비 알고리즘과 역상관/MMSE 검출기도 꽤 복잡해진다.

아이어스트에 의해 등록된 미국 특허 제5,323,418호에는, 간섭상쇄동작을 포함하는 기지국이 개시되어 있다. 이 상쇄동작은 그들의 상대전력에 따라 수신신호로부터 간섭신호를 순차적으로 제거하는 것이다. 이와 같이 하여 각 사용자의 영향은 개별적으로 제거되어, 디코딩하기 위한 소망하는 사용자 신호가 남겨진다.

스틸웰에 의해 등록된 미국 특허 제5,105,435호에는, 스펙트럼 확산시스템의 사용자 코드잡음을 상쇄하기 위한 방법과 장치가 개시되어 있다. 대부분의 다중 사용자 검출방식과 같이, 상기 시스템은 수신신호로부터 다른 사용자의 신호를 거의 제거함으로써, 흥미 있는 사용자신호를 발생하게 된다. 또, 스틸웰은 이동수신기가 특히 전형적으로 사용자신호보다 훨씬 강하고 매우 큰 신호라고 여겨지는 파일럿신호를 수신신호로부터 충분히 제거할 필요가 있음을 나타내고 있다.

타추로 마사무라의 논문 "Spread Spectrum Multiple Access System with Intrasystem Interference Cancellation" The Transactions of the IEICE, Vol.E71, No.3, March 1988, pp.224~231에는 유닛의 뱅크를 포함하는 회복회로 (recovery circuit)가 개시되어 있다. 각 유닛은 종래의 역확산기를 갖추고, 그 후에 밴드패스필터 및 재확산기(respreader)를 갖춘다. 그 회로는 소망하는 신호로부터 간섭신호성분을 제거하여, 소망하는 신호의 모든 왜곡성분을 저감시키려고 한다.

그러나, 스틸웰과 아이어스트 및 마사무라는 수신신호를 역확산하고, 수배로 재확산함으로써 사용자 코드잡음을 상쇄하는 것을 나타내고 있다. 이들 동작은 계산상 고가의 비용이 들기 때문에, 상기 방법은 이동유닛에 이용할 수 없다.

본 발명의 목적은 특히, 이동 핸드셋에 이용할 수 있는 검출방법 및 장치를 제공하는 것이다. 희망하는 사용자의 신호를 검출하기 전에 수신신호로부터 하나 이상의 사용자/파일럿신호를 검출하고 제거하는 종래기술보다, 오히려 본 발명에서는 희망하는 사용자신호를 검출한 후에, 파일럿신호의 간섭효과를 사용자신호로부터 제거함으로써, 상기 검출된 사용자신호를 보정한다. 본 발명은, 종래 기술에서 행해지고 있는 보정동작후의 수신신호의 재확산을 행하지 않으며, 또한, 종래 기술과 달리, 파일럿 신호의 역확산을 행할 필요도 없음에 주목하길 바란다.

다른 실시예에 있어서, 본 발명은 인접 기지국의 파일럿신호의 간섭효과를 부가적으로 제거한다.

게다가, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 간섭효과는 우선하는 현재채널과 파일럿정보로부터 발생된다.

그러므로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 적어도 하나의 사용자데이터신호(데이터를 포함)와 적어도 하나의 파일럿신호를 포함하는 스펙트럼 확산신호로부터 추정된(estimated) 사용자신호를 검출하는 단계와, 잡음이 저감된 사용자데이터신호를 발생시키기 위해 상기 추정된 사용자데이터신호로부터 적어도 하나의 사용자데이터신호에 대한 적어도 하나의 파일럿신호의 간섭효과를 제거하는 단계를 구비한 스펙트럼 확산신호 수신방법을 제공한다.

또, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 상기 검출단계는 수신된 스펙트럼 확산신호로부터 다중 사용자신호를 검출할 수 있다. 상기 방법은, 잡음이 저감된 사용자데이터신호를 발생시키기 위해 추정된 사용자데이터신호중 대응하는 신호로부터 적어도 하나의 사용자데이터신호에 대한 파일럿신호의 간섭효과를 제거한다.

부가적으로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 상기 방법은 잡음이 저감된 사용자데이터신호의 데이터를 디코딩하는 단계도 포함하고 있다.

게다가, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 간섭을 제거하는 단계는, 파일럿신호마다 간섭효과를 결정하는 단계와, 추정된 사용자데이터신호로부터 간섭효과를 제거하는 단계를 구비하고 있다.

더욱이, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 스펙트럼 확산신호는 다중경로 채널을 따라 전송되고, 결정하는 단계는 다중경로 채널의 경로간의 사용자데이터신호에 대한 선택된 파일럿신호의 누화효과를 발생시키는 단계와, 사용자데이터신호에 대한 선택된 파일럿신호의 간섭효과를 발생시키는 단계를 구비하고 있다.

최후로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 발생시키는 단계는, 지연의 변동량마다 전송된 신호에 대한 송신기 및 수신기 정형필터의 전송효과를 결정하는 단계와, 선택된 파일럿신호의 확산코드와 사용자데이터신호의 확산코드간의 지연의 변동량에 대한 상호상관을 발생시키는 단계 및, i번째와 j번째 경로의 이득과 상대지연을 정의하는 채널 탭(tap) 추정량, i번째와 j번째 채널경로에 관련되는 채널경로 지연의 차에 의해 정의되는 차 지연(difference delay) 근방의 상기 상호상관의 선택된 부분 및 차 지연 근방의 전송효과의 선택된 부분으로부터, 2개의 채널경로(i, j)간의 누화효과를 결정하는 단계를 구비하고 있다.

본 발명은, 여기에 기재 및 청구되는 방법 및 그 방법을 실현한 여러 수신기 및 프로세서를 포함하고 있다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 구성되고 동작하는 이동유닛을 위한 데이터 검출기를 나타낸 블록도이고,

도 2는 도 1의 검출기에서 이용할 수 있는 간섭프로세서를 나타낸 블록도,

도 3a는 도 1의 데이터 검출기에서 이용할 수 있는 종래의 표준 레이크(rak e) 수신기를 나타낸 블록도,

도 3b는 본 발명의 다른 바람직한 실시예에 따라 구성되고 동작하는 파일럿 간섭을 제거하는 레이크 수신기를 나타낸 블록도,

도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 구성되고 동작하는 다중 파일럿신호의 간섭효과를 제거하는 이동유닛을 위한 다른 데이터 검출기를 나타낸 블록도,

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 구성되고 동작하는 기지국 다중 사용자 데이터 검출기를 나타낸 블록도이다.

도 1과 도 2는 본 발명의 이동유닛 데이터 검출기의 제1실시예를 나타낸다. 도 1은 일반적인 검출기를 나타내고, 도 2는 도 1의 검출기의 일부를 형성하는 간섭프로세서의 구성요소를 나타낸다.

검출기(10)는 이동통신유닛의 일부분을 형성하고, 종래의 검출기와 같이 신호 r(n)을 수신하며, 레이크 수신기(12)와 파일럿 프로세서(11) 및 선택적인 디코더(18)를 구비하고 있다. 종래기술과 같이, 파일럿 프로세서(11)는 동기화 장치 (synchronizer; 13)와 채널추정기(14)를 포함하고 있다. 그러나, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 검출기(10)는 현행 채널추정기(14)와 동기화 장치(13)의 출력을 이용하는 간섭프로세서(20)도 구비하고 있다.

상기 신호 r(n)은 수신신호의 일종으로, 수신신호는 필터되고 베이스밴드 신호로 다운 컨버트(down convert)되며 칩당 M샘플, 심볼당 N칩의 레이트(rate)로 샘플링된다. 여기에서, M과 N은 전형적으로는 정수이다. IS-95 CDMA 표준에서는 심볼 n당 64칩이고, 칩 레이트는 1.2288×10⁶칩/초, 즉 T_chip은 약 0.8μsec이다. 간단히 하기 위해, M은 1로 설정되고, 즉 수신시에 신호 r(n)은 칩당 1회 샘플링된다.

동기화 장치(13)는 검출기를 기지국의 PN시퀀스와 동기시키고, 현재의 PN시퀀스를 레이크 수신기(12)와 간섭프로세서(20)에 제공한다. 채널추정기(14)는 각 핑거(finger)에 관계되는 채널 탭

와 지연

를 추정한다. 레이크 수신기(12)는 사용자의 왈쉬코드(이미 알려져 있다), 현재의 PN시퀀스, 추정된 채널 탭

및 추정된 핑거 지연

를 이용하여 현재 사용자의 사용자 데이터신호를 역확산한다. 도 3a에 상세히 나타낸 레이크 수신기(12)는, 심볼당 1회 샘플링된 추정 사용자 데이터신호 x(n)을 발생시킨다.

수신신호 r(n)은 (현재 기지국과 다른 인접 기지국의) 모든 능동 사용자의 데이터신호와, 적어도 현재 기지국의 파일럿신호 및, 송신과 수신 등의 다른 잡음원에 의해 생기는 그 이외의 간섭성분으로 이루어진 점에 주의해야 한다. 본 토론의 경우, "파일럿신호"는 이동유닛에 의해 수신되는 가장 강한 파일럿신호인 현재 기지국의 파일럿신호로 언급될 것이다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 간섭프로세서(20)는 사용자 데이터 신호 x(n)에 대한 파일럿신호의 누화 간섭효과 c(n)을 결정한다. 통상적으로, 파일럿신호의 파워는 임의의 다른 채널 사용자의 파워보다 상당히 크기 때문에(모든 동기화 장치(13)가 신호와 동기화할 수 있도록 하기 위해), (감산기(22)를 매개로) 그 파일럿신호의 간섭효과 c(n)를 제거함으로써, 추정된 사용자 데이터신호 x(n)을 상당히 개선시킬 것이다. 게다가, 이하에 설명되는 바와 같이, 간섭효과는 계산하는 것이 비교적 간단하므로, 간섭프로세서(20)는 계산상의 부담을 최소화해야만 하는 이동 핸드셋에 일반적으로 쉽게 실현될 수 있다.

감산기(22)는 레이크 수신기 출력 x(n)으로부터 간섭효과 c(n)을 제거하기 때문에, 데이터신호의 새 버전 x′(n)을 발생시키게 된다. 새 버전 x′(n)은 선택적인 디코더(18)에 의해 공지된 방법으로 디코드된다.

간섭프로세서(20)는 파일럿신호에 의해 레이크 수신기(12)를 통과하는 누화를 결정하고, 이 결과로부터 파일럿신호에 의해 생성되는 간섭효과를 결정한다. 이 누화는

형식이다. 여기에서, *는 공액복소수를 나타내고, 함수 Re{}는 복소수의 실수부를 나타내며, ρ_a(k, n)은 n번째 전송된 심볼에 대한 사용자 확산코드와 파일럿 확산코드의 상호상관, ρ_p(k′)는 베이스밴드 필터 탭에 의존하고, 전송된 신호에 대한 송신 및 수신 정형필터의 효과를 정의하며, k는 정수 칩(즉, k는 정수)에서 정의되는 지연이고, k′는 소수 칩(즉, k′는 실수)에서 정의되는 지연이다. 통상적으로, k′는 T_chip/M 단위로 측정된다.

베이스밴드 필터 탭은 이미 알려져 있고 시간에 따라 변경되지 않기 때문에, ρ_p(k′)는 k′의 모든 가능한 값에 대해 미리 결정될 수 있고, 조사표(lookup table; 30)에 저장될 수 있다. 사전 송신기-수신기 정형필터효과 발생기(32)는 다음과 같이 ρ_p(k´)를 결정한다.

식 1

여기에서, k′는 통상적으로 T_chip/M에 따라

내에서 변화하고, α(t)는 전체 송신 정형필터의 임펄스 응답이며, β(t)는 전체 수신 정형필터의 임펄스 응답이다. ρ_p(k′)는 k′가 증가함에 따라 감쇠하기 때문에, L은 ρ_p(k′)가 매우 작게 되는 점을 나타내도록 선택된다. 바꾸어 말하면, L은

가 되도록 선택된다. 송신필터 임펄스 응답 α(t)는 IS-95와 IS-98 CDMA표준에 정의되어 있다. IS-95의 경우, 이것은 섹션 6.1.3.1.10 "베이스밴드 필터링"(IS-95-A+TSB74의 pp.6-31~6-33)에서 발견되고 있다. 수신필터 임펄스 응답 β(t)는 설계 옵션이고, 통상적으로 예상되는 신호대 잡음비를 최대화하기 위해 α(t)에 같게 되도록 선택된다. 그러므로, 임펄스 응답 α(t)와 β(t)는 이미 알려져 있다. 발생기(32)의 출력은 k′값마다 조사표(30)에 저장된다.

모든 왈쉬코드와 전체 PN시퀀스는 이미 알려져 있고(PN시퀀스는 유한하고 주기적인 것에 주의해야 한다), 각 심볼은 PN시퀀스의 N값과 함께 전송되기 때문에, ρ_a(k, n)은 k와 n의 모든 가능한 값에 대해 미리 발생되고, 조사표(34)에 저장될 수 있다. 사전 확산코드 상호상관기(36)는 ρ_a(k, n)을 아래와 같이 결정한다.

식 2

여기에서, 상기 식에서 정의된 바와 같이, 파일럿 및 사용자 왈쉬코드 q(m,n)은 N칩의 시퀀스이고, PN(n)은 길이 Q(IS-95표준에서 Q는 2¹⁵)의 의사 난수열 (pseudo-random number sequence)의 주기적인 연장이다.

간섭프로세서(20)는, 채널추정기(14)로부터 추정 채널 탭

와 추정 핑거 지연

을 수신하고 또 주어진 채널과 채널지연 및 파일럿신호에 대한 2개의 핑거(i, j)의 누화효과를 결정하기 위해 그 정보와 2개의 조사표(30, 34)에 저장된 정보를 이용하는 핑거 누화효과 결정기(38)를 부가적으로 구비하고 있다.

상세하게는, 간섭프로세서(20)는 k₀′(여기에서,

)값을 결정함으로써 동작하기 시작하고, 간섭프로세서(20)는 누화효과 결정기(38)를 기동시켜 누화효과 a_i,j(n)을 이하와 같이 결정한다.

식 3

여기에서, |k-int(k₀′)|〈 J와 |k′- k₀′|〈 J 각각에 의해 정의되는 k₀′범위내의 모든 k와 k′에 대해 합계가 행해진다. J는 설계 파라미터이고, 통상적으로 1~10의 범위에 있다. 지연 차 k′와 k는 원칩(one chip)의 스텝마다 계단모양으로 되고, 여기에서 모든 지연 차 k′는 k₀′의 소수부를 포함한다는 점에 주의해야 한다. 따라서, k₀′가 예컨대 7.25칩이면, 이 때 k′의 값은 5.25, 6.25, 7.25, 8.25, 9.25이고, k의 값은 5, 6, 7, 8, 9일 것이다.

양 a_i,j(n)은 핑거 j의 사용자 신호에 대한 핑거 i에 따른 파일럿신호의 간섭의 추정량인 것이 보여질 수 있다. 3개가 일반적이지만, 임의의 수의 핑거가 이용될 수 있다. 3개 핑거의 경우, i, j는 0∼2 사이에서 변화한다. IS-95표준에서, 왈쉬코드는 완전히 직교하고, 항 a_i,j(n)는 동일하게 제로(zero)이다. 그러나, 직교하지 않는 코드의 경우에는, 이 a_i,j(n)은 일반적으로 제로가 아니다.

a_i,j(n)을 계산하기 위해, 간섭프로세서(20)는 조사표(34)로부터의 k의 각 값 및 n번째 심볼에 대한 ρ_a(k, n)의 값 및 조사표(30)로부터 k′의 각 값에 대한 ρ_p(k′)의 값을 검색한다. 간섭프로세서(20)는 핑거의 각 세트 (i, j)에 대해 누화효과 결정기(38)를 기동시킨다. 여기에서, 각 세트에 대해 k₀′의 값은 k와 k′의 범위에 있는 것으로서 최초로 결정된다.

부가적으로, 간섭프로세서(20)는 핑거 간섭효과 결정기(40)와 전체 간섭효과 결정기(42)를 구비하고 있다. 핑거 간섭효과 결정기(40)는 핑거당 간섭효과 B_j(n)을 다음과 같이 결정한다.

식 4

B_j(n) = ∑a_{i, j}(n)

여기에서, 합계는 채널내의 핑거수에 따라 행해진다.

전체 간섭효과 결정기(42)는 B_j(n)의 합계로서 전체 간섭효과 C(n)를 결정한다. 전체 간섭효과 C(n)은 간섭프로세서(20)의 출력이다. 이하에 상세히 기재되는 도 3b에 나타낸 바와 같이, 레이크 수신기(12)는 각각의 핑거기여로부터 각각의 핑거간섭 B_j(n)을 뺄 수 있기 때문에, 보정된 추정 사용자 데이터신호 x′(n)을 직접 발생시킬 수 있다.

파일럿신호의 간섭효과를 제거함으로써, 사용자신호 x(n)에 영향을 미치는 잡음의 전체는 아니지만 유효부는 제거되고 있어, 선택적인 디코더(18)의 성능을 향상시키게 되는 것은 이해될 것이다. 더욱이, 상기 논의로부터 명백해진 바와 같이, 간섭프로세서(20)의 계산상의 부담은 비교적 작고, 상세하게는 2개의 상호상관 ρ_a(k, n)과 ρ_a(k′)가 미리 결정되고, 조사표(30, 34)에 저장될 수 있기 때문에 비교적 작다. 혹은, 계산은 IS-95표준에서는 ±1의 값만을 허용하는 PN칩상의 합계만을 포함하기 때문에, ρ_a(k, n)은 식 2로부터 신속하게 결정될 수 있다.

여기에서 간단히 도 3a는 3개의 핑거채널의 경우의 레이크 수신기(12)의 구성요소를 나타내고, 도 3b는 간섭보정을 실행하는 레이크 수신기(12)의 다른 버전(12′)을 나타낸다.

레이크 수신기(12)는 3개의 핑거를 갖추고, 각각이 관련하는 핑거에 있어서 거의 동일한 동작을 실행한다. 각 핑거는 역확산기(50)와, 윈도우잉 합산기(wind owing summer; 52), 샘플러(sampler; 54), 핑거 이득 곱셈기(56) 및 복소수-실수 변환기(58)를 포함하고 있다. 게다가, 제2 및 제3핑거는 지연부(60)를 포함하고 있다.

0번째 핑거로 알려져 있는 제1핑거는 기준핑거로서 제공된다. 제2 및 제3핑거(첫번째 및 두번째 핑거로 언급됨) 각각은 0번째 핑거에 비례하여

과

각각에 의해 정의되는 지연을 가지고 있다. 지연부(60)는 0번째 핑거에 대한 지연만큼 수신신호 r(n)을 지연시킨다. 완전한 경우에는,

으로 설정한다.

역확산기(50)는 위에서 정의된 확산신호 q_user를 매개로 수신신호 r(n)(0번째 핑거)이나 지연된 신호(첫번째 및 두번째 핑거)를 역확산한다. 도면에 나타낸 바와 같이, 윈도우잉 합산기(52)는 N샘플의 윈도우에 걸쳐 역확산기(50)의 출력을 합산하고, 그 결과를 N으로 나눈다. 샘플러(54)는 모든 N번째 데이터 포인트(data point)을 샘플링한다. 핑거 이득 곱셈기(56)는 샘플링된 신호에 관련되는 채널 탭

의 공액복소수를 곱한다. 변환기(58)는 합성신호의 실수부를 취출한다. 합산기 (62)는 각 핑거의 출력을 합산하여 거기에서 데이터신호 x(n)을 발생시킨다.

도 3b의 레이크 수신기(12′)는 도 3a의 레이크 수신기와 비슷하지만(그러므로, 동일 구성요소에 동일 참조번호가 부여된다), 곱셈기(56)와 변환기(58) 사이에 3개의 감산기(64)를 추가로 갖춘다. 감산기(64)는, 관련하는 핑거의 핑거 간섭효과 B_i(n)을 관련하는 곱셈기(56)의 출력으로부터 감산한다.

본 실시예에 있어서, 레이크 수신기(12′)의 출력은 보정된 데이터신호 x′(n)인 것은 이해될 것이다.

여기에서 도 4를 간단히 참조하면, 다중파일럿 간섭을 감소시킬 수 있는 데이터 검출기(10′)가 나타내어져 있다. 도 4의 검출기는, 특히 이동유닛이 2개 이상의 기지국간의 거의 같은 거리에 있을 때 특히 유용하다. 이 위치에서, 이동유닛은 거의 같은 강도를 갖는 다수의 기지국의 파일럿신호를 수신한다. 파일럿신호는 모두 전송된 데이터신호를 간섭한다.

데이터 검출기(10′)는, 도 1의 데이터 검출기(10)와 마찬가지로 레이크 수신기(12)와 감산기(22) 및 선택적인 디코더(18)를 포함하고 있다. 또, 데이터 검출기(10′)는 간섭하는 기지국마다 하나씩 복수(NB)의 간섭프로세서(20)와 관련 파일럿 프로세서(11)를 포함하고 있다. 상술한 바와 같이, 각 파일럿 프로세서(11)는 동기화 장치와 채널추정기 및 지연추정기를 포함하고 있다. 그러나, 데이터 검출기(10′)에서는 각 파일럿 프로세서(11)를 다른 기지국의 파일럿과 동기시켜, 각 간섭프로세서(20)는 다른 기지국의 파일럿의 간섭효과를 발생시킨다. 감산기(22)는, 선택적인 디코더(18)가 그 후에 디코드하는 수정된 신호 x′(n)를 발생시키기 위해 데이터신호 x(n)으로부터 프로세서(20)의 다수의 간섭효과 출력을 제거한다.

또한, 파일럿 및 간섭프로세서(11, 20) 각각은, 인접 기지국의 파일럿신호와 동기시키고 또 기지국이 수신하는 복수(NU)의 각 사용자신호에 대한 인접 파일럿신호의 간섭효과를 결정하기 위해 기지국에 짜넣을 수 있다. 그러므로, 도 5에 나타낸 바와 같이, 기지국은 NU개의 데이터신호 x_i(n)을 발생시키는 검출기(80)를 포함하고 있다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 기지국은 인접 기지국의 파일럿신호용의 적어도 하나의 파일럿 프로세서(11)와, 각 사용자의 데이터신호에 대한 인접 파일럿신호의 간섭효과를 결정하기 위해 사용자마다 하나씩 NU개의 간섭프로세서(20)를 포함하고 있다. 또, 기지국은 대응하는 데이터신호 x_i(n)으로부터 관련하는 간섭프로세서(20)의 간섭효과 C_i(n)을 제거하기 위해 사용자마다 하나씩 NU개의 감산기(22)를 포함하고 있다.

또한, 본 발명은 여러 가지의 특정한 실시예와 관련하여 설명했지만, 이에 한정되지 않고, 발명의 요지를 이탈하지 않는 범위내에서 여러 가지로 변형하여 실시할 수 있음은 물론이다.

Claims (31)

1. 데이터를 포함하는 적어도 하나의 사용자데이터신호와 적어도 하나의 파일럿신호를 포함하는 수신된 스펙트럼 확산신호로부터 추정된 사용자데이터신호를 발생시키는 레이크 수신기와,

   상기 레이크 수신기에 동작가능하게 연결되어 상기 파일럿신호의 간섭효과를 결정하는 간섭프로세서와,

   상기 추정된 사용자데이터신호로부터 상기 적어도 하나의 파일럿신호의 간섭효과를 제거하고 잡음이 저감된 사용자신호를 제공하는 하부구조를 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산수신기.
2. 제1항에 있어서, 상기 간섭프로세서에 동작가능하게 연결되어 상기 잡음이 저감된 사용자신호의 데이터를 디코딩하기 위한 디코더를 더 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산수신기.
3. 삭제
4. 데이터를 포함하는 적어도 하나의 사용자데이터신호와 적어도 하나의 파일럿신호를 포함하는 수신된 스펙트럼 확산신호로부터 추정된 사용자데이터신호를 발생시키기 위한 검출기와,

   레이크 수신기에 동작가능하게 연결되어 상기 파일럿신호의 간섭효과를 결정하는 간섭프로세서와,

   상기 추정된 사용자데이터신호로부터 상기 적어도 하나의 파일럿신호의 간섭효과를 제거하는 하부구조를 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산수신기.
5. 제4항에 있어서, 상기 수신된 스펙트럼 확산신호는 다중경로 채널을 따라 전송되고, 상기 간섭프로세서는, 선택된 파일럿신호마다,

   상기 다중경로 채널의 채널경로간의 상기 사용자데이터신호에 대한 상기 선택된 파일럿신호의 누화효과를 결정하기 위한 누화효과 발생기와,

   상기 누화효과 발생기에 동작가능하게 연결되어 상기 누화효과 발생기의 출력으로부터 상기 적어도 하나의 사용자데이터신호에 대한 상기 선택된 파일럿신호의 간섭효과를 결정하기 위한 간섭효과 결정기를 갖추어 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산수신기.
6. 제5항에 있어서, 상기 누화효과 발생기가,

   지연의 변동량마다 전송된 신호에 대한 송신기 및 수신기 정형필터의 전송효과를 결정하기 위한 송신기-수신기 정형필터효과 발생기와,

   상기 선택된 파일럿신호의 확산코드와 상기 사용자데이터신호의 확산코드간의 지연의 변동량에 대한 상호상관을 발생시키기 위한 확산코드 상호상관기 및,

   i번째와 j번째 경로의 이득과 상대지연을 정의하는 채널 탭 추정량, 상기 i번째와 j번째 채널경로에 관련되는 채널경로 지연의 차에 의해 정의되는 차 지연 근방의 상기 상호상관의 선택된 부분 및 상기 차 지연 근방의 상기 전송효과의 선택된 부분으로부터, 2개의 채널경로(i, j)간의 상기 누화효과를 결정하기 위한 경로 누화효과 결정기를 갖추어 이루어진 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산수신기.
7. 데이터를 포함하는 다수의 사용자데이터신호와 적어도 하나의 파일럿신호를 포함하는 수신된 스펙트럼 확산신호로부터 다수의 추정된 사용자데이터신호를 검출하기 위한 다중사용자 검출기와,

   상기 추정된 사용자데이터신호의 대응하는 하나로부터 상기 사용자데이터신호중 적어도 하나에 대한 상기 적어도 하나의 파일럿신호의 간섭효과를 제거하기 위해 상기 검출기에 동작가능하게 연결되어 하나 이상의 잡음이 저감된 사용자데이터신호를 발생시킬 수 있는 간섭감소기와,

   상기 간섭감소기에 동작가능하게 연결되어 상기 잡음이 저감된 사용자데이터신호들 중의 하나의 잡음이 저감된 신호의 데이터를 디코딩하기 위한 적어도 하나의 디코더를 구비하여 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산수신기.
8. 삭제
9. 사용자데이터신호에 대한 파일럿신호의 간섭효과를 결정하기 위한 간섭프로세서로서,

   상기 다중경로 채널의 채널경로간의 상기 사용자데이터신호에 대한 상기 파일럿신호의 누화효과를 결정하기 위한 누화효과 발생기와,

   상기 누화효과 발생기에 동작가능하게 연결되어 상기 누화효과 발생기의 출력으로부터 상기 사용자데이터신호에 대한 상기 파일럿신호의 간섭효과를 결정하는 간섭효과 결정기를 구비하여 구성되되,

   상기 파일럿신호와 상기 사용자데이터신호가 다중경로 채널을 따라 전송되는 것을 특징으로 하는 간섭프로세서.
10. 제9항에 있어서, 상기 누화효과 발생기가,

    지연의 변동량마다 전송된 신호에 대한 송신기 및 수신기 정형필터의 전송효과를 결정하기 위한 송신기-수신기 정형필터효과 발생기와,

    상기 파일럿신호의 확산코드와 상기 사용자데이터신호의 확산코드간의 지연의 변동량에 대한 상호상관을 발생시키기 위한 확산코드 상호상관기 및,

    i번째와 j번째 경로의 이득과 상대지연을 정의하는 채널 탭 추정량, 상기 i번째와 j번째 채널경로에 관련되는 채널경로 지연의 차에 의해 정의되는 차 지연 근방의 선택된 상기 상호상관의 부분 및 상기 차 지연 근방의 선택된 상기 전송효과의 부분으로부터, 2개의 채널경로(i, j)간의 상기 누화효과를 결정하기 위한 경로 누화효과 결정기를 갖추어 이루어진 것을 특징으로 하는 간섭프로세서.
11. 다중경로 채널을 따라 전송된 스펙트럼 확산신호를 수신하기 위한 방법에 있어서,

    데이터를 포함하는 적어도 하나의 사용자데이터신호와 적어도 하나의 파일럿신호를 포함하는 수신된 스펙트럼 확산신호로부터 추정된 사용자데이터신호를 검출하는 단계와,

    상기 파일럿신호마다 상기 간섭효과를 결정하고, 상기 추정된 사용자데이터신호로부터 상기 간섭효과를 감산함으로써, 잡음이 저감된 사용자데이터신호를 발생시키기 위해 상기 추정된 사용자데이터신호로부터 상기 적어도 하나의 사용자데이터신호에 대한 상기 적어도 하나의 파일럿신호의 간섭효과를 제거하는 단계와,

    상기 다중경로 채널의 경로간의 상기 사용자데이터신호에 대한 상기 선택된 파일럿신호의 누화효과를 발생시키는 단계와, 상기 사용자데이터신호에 대한 상기 선택된 파일럿신호의 간섭효과를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산신호 수신방법.
12. 삭제
13. 삭제
14. 삭제
15. 제11항에 있어서, 상기 누화효과를 발생시키는 단계가,

    지연의 변동량마다 전송된 신호에 대한 송신기 및 수신기 정형필터의 전송효과를 결정하는 단계와,

    상기 선택된 파일럿신호의 확산코드와 상기 사용자데이터신호의 확산코드간의 지연의 변동량에 대한 상호상관을 발생시키는 단계 및,

    i번째와 j번째 경로의 이득과 상대지연을 정의하는 채널 탭 추정량, 상기 i번째와 j번째 채널경로에 관련되는 채널경로 지연의 차에 의해 정의되는 차 지연 근방의 상기 상호상관의 선택된 부분 및 상기 차 지연 근방의 상기 전송효과의 선택된 부분으로부터, 2개의 채널경로(i, j)간의 상기 누화효과를 결정하는 단계를 갖추어 이루어진 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산신호 수신방법.
16. 스펙트럼 확산신호를 수신하기 위한 방법에 있어서,

    데이터를 포함하는 다수의 사용자데이터신호와 적어도 하나의 파일럿신호를 포함하는 스펙트럼 확산신호로부터 다수의 추정된 사용자데이터신호를 검출하는 단계와,

    잡음이 저감된 사용자데이터신호를 발생시키기 위해 상기 추정된 사용자데이터신호의 대응하는 하나로부터 적어도 하나의 상기 사용자데이터신호에 대한 상기 적어도 하나의 파일럿신호의 간섭효과를 제거하는 단계와,

    상기 잡음이 저감된 사용자데이터신호 각각의 데이터를 디코딩하는 단계를 구비하여 이루어진 것을 특징으로 하는 스펙트럼 확산신호 수신방법.
17. 삭제
18. 사용자데이터신호에 대한 파일럿신호의 간섭효과를 결정하기 위한 방법으로서,

    상기 다중경로 채널의 경로간의 상기 사용자데이터신호에 대한 상기 파일럿신호의 누화효과를 발생시키는 단계와,

    상기 사용자데이터신호에 대한 상기 파일럿신호의 간섭효과를 발생시키는 단계를 구비하여 이루어지되,

    상기 파일럿신호와 상기 사용자데이터신호가 다중경로 채널을 따라 전송되도록 된 것을 특징으로 하는 간섭효과 결정방법.
19. 제18항에 있어서, 상기 누화효과를 발생시키는 단계가,

    지연의 변동량마다 전송된 신호에 대한 송신기 및 수신기 정형필터의 전송효과를 결정하는 단계와,

    상기 파일럿신호의 확산코드와 상기 사용자데이터신호의 확산코드간의 지연의 변동량에 대한 상호상관을 발생시키는 단계 및,

    i번째와 j번째 경로의 이득과 상대지연을 정의하는 채널 탭 추정량, 상기 i번째와 j번째 채널경로에 관련되는 채널경로 지연의 차에 의해 정의되는 차 지연 근방의 상기 상호상관의 선택된 부분 및 상기 차 지연 근방의 상기 전송효과의 선택된 부분으로부터, 2개의 채널경로(i, j)간의 상기 누화효과를 결정하는 단계를 갖추어 이루어진 것을 특징으로 하는 간섭효과 결정방법.
20. 삭제
21. 삭제
22. 삭제
23. 삭제
24. 삭제
25. 삭제
26. 삭제
27. 삭제
28. 삭제
29. 삭제
30. 삭제
31. 삭제

Images