DE60216559T2

DE60216559T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Frequenzmultiplexierung mit Ausgleich von Interferenzen

Info

Publication number: DE60216559T2
Application number: DE2002616559
Authority: DE
Inventors: Atsushi Chiyoda-ku Fukuda; Yasunori Chiyoda-ku Suzuki; Noriyoshi Chiyoda-ku Terada; Toshio Chiyoda-ku Nojima
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2001-12-12
Filing date: 2002-12-10
Publication date: 2007-06-21
Anticipated expiration: 2022-12-11
Also published as: EP1320212A3; JP2003179567A; US7227906B2; EP1320212A2; CN1426171A; JP3992489B2; US20030123565A1; CN1237734C; EP1320212B1; DE60216559D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Funkkommunikationsverfahren und eine Vorrichtung für Multiplexübertragung mehrerer Signale in demselben Frequenzband durch Verwendung einer aus mehreren Sendern zusammengesetzten Sendevorrichtung und einer aus mehreren Empfängern zusammengesetzten Empfangsvorrichtung.
Die Realisierung von Hochgeschwindigkeitsübertragung, etwa für Videoübermittlung bei zukünftigen Mobilfunkkommunikationen, erfordert ein Funkkommunikationsschema mit hoher Frequenznutzungseffizienz. Die Frequenznutzungseffizienz ist allgemein definiert als das Verhältnis von Verkehrsvolumen zu genutztem Spektralbereich. Mit "genutztem Spektralbereich" ist das Produkt aus der genutzten Frequenzbreite, der Abmessung des belegten physikalischen Platzes und der verbrauchten Zeit gemeint. Um die Frequenznutzungseffizienz zu erhöhen, werden hauptsächlich drei Schemata vorgeschlagen: (1) die Menge an pro Einheitsfrequenz zu übertragender Information zu erhöhen; (2) den Zellenradius zu verringern, um die Anzahl von wiederverwendbaren Frequenzen zu erhöhen; und (3) die Anzahl von nutzbaren Frequenzen pro Band durch verschachtelte Kanalzuweisung zu erhöhen.
Zum Beispiel kann bei einem digitalen Modulationssystem die Menge an pro Einheitsfrequenz übertragener Information erhöht werden, indem Multipegel-Übertragungssignale verwendet werden. Ein Beispiel dieses Schemas ist eine Anwendung von 16-QAM (Quadraturamplitudenmodulation) bis 256-QAM bei fester Richtfunkübertragung. Ein Beispiel der Verringerung der Frequenzbreite ist eine verschachtelte Kanalzuweisung beim Mobilfunk. Ein Beispiel der Verringerung des physikalischen Platzes ist die Implementierung von Mikrozellen bei PHS (Personal Handyphone System). Ein Beispiel der Verringerung der verwendeten Zeit ist die Implementierung einer Halbraten-Sprachcodierung basierend auf Vollraten-Sprachcodierung bei PDC (Personal Digital Cellular).
Diverse Funkübertragungstechniken wie oben beschrieben werden kombiniert, um die Frequenznutzungseffizienz zu verbessern. Zum Beispiel multiplext PDC drei oder sechs Sprachkanäle in einem 3-Sektor-1-Trägertrequenzsystem durch kombinierte Verwendung von Techniken wie etwa Frequenzzuweisung durch das Sektorzellensystem, hocheffiziente Sprachcodierung, ein Zeitmultiplex-Vielfachzugriffsystem usw.
Die Frequenzausnutzungseffizienz kann vergrößert werden, indem einfach die Frequenzbänder zur Verwendung durch mehrere Sender eng beabstandet werden, doch wird die Signaltrennung um so schwieriger, je mehr die Frequenzbänder überlappen, was zu erhöhter Interferenz führt und dadurch die Sprachqualität beeinträchtigt.
Das Dokument WO01/69815A offenbart eine Sendevorrichtung, bei der zwei Folgen von Signalen durch Trägerfrequenzen moduliert werden, um modulierte Signale zu erzeugen, und jedes der trägermodulierten Signale n-fach aufgeteilt und einer Multiplikation mit n Gewichten unterzogen wird. Die n gewichteten Ausgaben für eines der zwei Signale werden durch n Addierer mit den n gewichteten Signalen für das andere Signal kombiniert, und die n kombinierten Signale werden über n Antennenelemente gesendet. Die Gewichte sind so festgelegt, dass n Antennenelemente zwei Strahlen formen, auf denen die zwei Signale übertragen werden, und dass die zwei Strahlen einander im Raum teilweise überlappen, wodurch die zwei kombinierten Signale auf den zwei Strahlen eine Korrelation miteinander haben. Die Empfängerseite trennt die zwei Signale und decodiert die ursprünglichen Übertragungssignale durch Maximum-Likelihood-Schätzung unter Berücksichtigung der Korrelation zwischen den empfangenen Signalen.
Das zitierte Dokument XP10564518 "A Space Division Multiple Access Receiver", Ung et al., offenbart einen Empfänger mit raumverteiltem Zugriff (Space Division Access Receiver), der von mehreren Nutzern über mehrere Antennenelemente empfangene Signale auf Grundlage der Annahme trennt, dass diese Signale von verschiedenen Orten aus gesendet werden, so dass die Parameter des Kommunikationskanals zwischen einer Signalquelle zu einem beliebigen der Empfangsantennenelemente sich von denen zwischen einer anderen Signalquelle und dem gleichen Empfangsantennenelement unterscheiden. Unter diesen Umständen werden Signale, die die gleiche Trägerfrequenz haben, von den jeweiligen Quellen gesendet, und die empfangenen Signale werden gewichtet und kombiniert, um die gesendeten Signale auf Empfängerseite wiederzugewinnen. Die zum Gewichten und Kombinieren verwendeten Faktoren werden mit Hilfe von Trainingssignalen erhalten.
US 5 710 797 A offenbart einen Digitalkommunikationsempfänger, der in der Lage ist, die Datenbits wenigstens eines gewünschten Signals in Gegenwart von Störsignalen ähnlichen Typs zu extrahieren. Parameter eines jeden der empfangenen Signale werden geschätzt, die empfangenen Signale werden basierend auf den geschätzten Parametern rekonstruiert, und alle rekonstruierten Signale mit Ausnahme eines aktivsten werden von einem kombinierten Signal aller empfangenen Signale subtrahiert, um das aktivste empfangene Signal zu extrahieren. Jedes der anderen empfangenen Signale kann in ähnlicher Weise extrahiert werden. Beispiele von zu verwendenden Parametern sind Trägerfrequenz, Zeitlage, komplexe Amplituden und eventuell Kanalimpulsantwort. Da eine Mehrzahl von empfangenen Signalen durch Subtrahieren der rekonstruierten Signale von einem kombinierten empfangenen Signal aufgelöst werden können, können die Frequenzbänder mehrerer Übertragungssignale zu einem bestimmten Grad überlappen; wenn jedoch die Parameterwerte nahe beieinander liegen, würde es schwierig, die empfangenen Signale zu trennen.
KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist, ein Funkkommunikationsverfahren und eine Vorrichtung anzugeben, die die Empfängerseite in die Lage versetzen, alle übertragenen Signale von empfangenen Signalen zu trennen, auch wenn mehrere Signale von einer Sendevorrichtung mit mehreren Sendern übertragen und dann räumlich gemultiplext werden.
Dieses Ziel wird erreicht durch eine Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1 und ein Verfahren nach Anspruch 4. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden bei einem Funkkommunikationsverfahren, das eine hohe Frequenznutzungseffizienz durch Trennen von Signalen durch Nutzung einer niedrigen Kreuzkorrelation zwischen Ausbreitungscharakteristiken von Übertragungssignalen erreicht, die Signale auf verschiedenen Frequenzen mit einander überlappenden Frequenzbändern so übertragen, dass die Kreuzkorrelation zwischen den Signalen verringert ist. Die übertragenen Signale werden von dem Raumdiversitätssystem empfangen und getrennt. Da die Kreuzkorrelation zwischen den Transfercharakteristiken der Übertragungssignale verringert ist, können, selbst wenn die Sendeantennen eng beabstandet sind, die Signale auf der Empfängerseite getrennt werden. Ferner werden Übertragungssignale, die eine niedrige Kreuzkorrelation der Transfercharakteristik zwischen Übertragungskanälen mehrerer Sendevorrichtungen haben, auf der gleichen Trägerfrequenz gemultiplext, um einen Vielfachzugriff durchzuführen. Ein Interkanalinterferenz-Löschmittel dividiert empfangene Signale von jeweiligen Empfangsantennenelementen und multipliziert sie dann mit Gewichtungskoeffizienten und kombiniert die gewichteten Signale. Die Gewichtungskoeffizienten werden jeweils adaptiv so gesteuert, dass die Korrelation zwischen jeweiligen kombinierten Ausgangssignalen minimiert wird. Die Optimierung der gesteuerten Gewichtungskoeffizienten erreicht eine Minimierung der Interkanalinterferenz. Auf diese Weise können unterschiedliche Informationsfolgen von mehreren Sendevorrichtungen auf das gleiche Trägerfrequenzband gemultiplext werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm, das eine Grundkonfiguration der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Funktionsprinzipien der vorliegenden Erfindung;
3 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung des Betriebs eines Interkanalinterferenzlöschers in der vorliegenden Erfindung;
4 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung einer Sendestationsanlage gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung einer der Sendestationsanlage entsprechenden Empfangsvorrichtung zeigt;
6 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung des Interkanalinterferenzlöschers in 5 darstellt;
7 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Ausgestaltung der Sendestationsanlage gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
8 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung der der Sendestationsanlage von 7 entsprechenden Empfangsvorrichtung zeigt;
9 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Ausgestaltung der Sendestationsanlage gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung der der Sendestationsanlage aus 9 entsprechenden Empfangsvorrichtung zeigt;
11 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Ausgestaltung der Sendestationsanlage gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
12 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung der der Sendestationsanlage von 11 entsprechenden Empfangsvorrichtung zeigt;
13 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen Antennenabstand und Kanalkapazität zeigt, die als eine Wirkung der vorliegenden Erfindung erhalten wird;
14 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen der Bandtrennung und der Kanalkapazität zeigt, die als eine andere Wirkung der vorliegenden Erfindung erhalten wird;
15 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Bandtrennung; und
16 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen der Bandtrennung und der Kanalkapazität unter Verwendung des Sendeantennenabstandes als Parameter zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSGESTALTUNGEN
In 1 ist in Blockform eine Grundkonfiguration der vorliegenden Erfindung dargestellt. Es wird gezeigt, dass eine Sendestationsanlage 100 M (wobei M eine ganze Zahl größer oder gleich 1 ist) Sendevorrichtungen 10-1 bis 10-M verwendet, die jeweils aus N (wobei N eine ganze Zahl größer oder gleich 2 ist) Sendern TR-m1 bis TR-mN (mit m = 1, ..., M) zusammengesetzt ist. Die Senderseite muss insgesamt wenigstens zwei Sender haben, folglich kann der oben erwähnte Wert N auf eine ganze Zahl größer oder gleich 1 und M auf eine ganze Zahl größer oder gleich 1 gesetzt werden, sofern nicht N und M gleichzeitig 1 sind. Jeder Sender TR-mn (mit m = 1, ..., M und n = 1, .., N) ist mit einem Informationsfolgengenerator SG-n zum Erzeugen einer zu übertragenden Informationsfolge und einem Modulator 11-n zum Modulieren der Informationsfolge ausgestattet. Dabei werde angenommen, dass N × M = K Informationsfolgen alle voneinander verschieden sind. Ferner sei angenommen, dass die Sender TR-1 n bis TR-Mn der Sendevorrichtungen 10-1 bis 10-M, die die gleiche Nummer n tragen, die Informationsfolgen auf der gleichen Trägerfrequenz f_n übertragen. In dem Beispiel der 1 hat jede Sendevorrichtung 10-m (mit m = 1, ..., M) N Sendeantrennen TA-m1 bis TA-mN und überträgt modulierte Träger von den entsprechenden Sendern TR-m1 bis TR-mN.
Es sei zum Beispiel angenommen, dass der Sender TR-11 der Sendevorrichtung 10-1 und der Sender TR-M1 der Sendevorrichtung 10-M die gleiche Trägerfrequenz f₁ verwenden. In jeder Sendevorrichtung 10-m senden die Sender TR-m1 bis TR-mN Signale mit unterschiedlichen Trägerfrequenzen f₁ bis f_N, und die Sendesignalbänder für die Sender TR-m1 und TR-mN überlappen jeweils das Sendesignalband wenigstens eines der anderen Sender.
Eine Empfangsvorrichtung 20 umfasst eine Array-Antenne mit M × N Elementen RA-1 bis RA-K (wobei K = M × N), einen Interkanalinterferenzlöscher 21 und K = M × N Empfänger RC-1 bis RC-K. Jeder Empfänger RC-k (mit k = 1, ..., K) ist gebildet aus einem Modulator 22-k zum Demodulieren eines der abgetrennten empfangenen Signale und eine Entscheidungsvorrichtung 23-k zum Treffen einer Entscheidung über das demodulierte Signal zum Regenerieren der ursprünglichen Informationsfolge. Da jede Sendevorrichtung 10-m üblicherweise einem Benutzer entspricht, sind die Sendevorrichtungen ausreichend beabstandet. Allgemein gesagt verringert eine Zunahme des Abstandes von Sende- und Empfangsantennen die Kreuzkorrelation von Transfercharakteristiken, die zwischen den jeweiligen Sende- und Empfangsantennen eindeutig definiert sind, was eine bequeme Trennung der empfangenen Signale ermöglicht. Daher sind die empfangenen Antennenelemente in der Empfangsvorrichtung 20 geeignet beabstandet.
Der Interkanalinterferenzlöscher 21 wird mit Empfangssignalen von den Empfangs-Array-Antennenelementen RA-1 bis RA-K versorgt. Die Empfangssignale haben jeweils M Sendesignale, die um die gleiche Mittenfrequenz herum gemultiplext sind. Der Interkanalinterferenzlöscher 21 löscht Interkanalinterferenz durch Verarbeiten der Empfangssignale von den Antennenelementen RA-1 bis RA-K derart, dass die Kreuzkorrelation zwischen den Ausgangssignalen des Interkanalinterferenzlöschers minimiert wird. Dies ermöglicht eine Trennung der Sendesignale von allen Sendern, die Informationsfolgenkomponenten enthalten. Die getrennten Empfangssignale werden jeweils durch den Demodulator 22-k eines der Empfänger RC-1 bis RC-K demoduliert und von dem Diskriminator 23-k diskriminiert, um die ursprüngliche Informationsfolge zu regenerieren.
Als Nächstes wird mit Bezug auf 2 das Prinzip der Signaltrennung konkret beschrieben. Die folgende Beschreibung wird der Kürze wegen auf Grundlage der Annahme gegeben, dass M = 2 ist, doch kann eine willkürliche ganze Zahl größer oder gleich 1 gesetzt werden. Bezugszeichen P11-1, P11-2, P11-3 und P11-4 bezeichnen Wege von der Sendeantenne TA-11 der Sendevorrichtung 10-1 zu den Empfangsantennenelementen RA-1 bis RA-4. Bezugszeichen P12-1, P12-2, P12-3 und P12-4 bezeichnen Wege von der Sendeantenne TA-12 der Sendevorrichtung 10-1 zu den Empfangsantennenelementen RA-1 bis RA-4. Entsprechend sind Wege von der Sendevorrichtung 10-2 mit P21-1 bis P21-4 und P22-1 bis P22-4 bezeichnet.
Die N Sendeantennen TA-m1 bis TA-mN jeder Sendevorrichtung 10-m senden Signale bei verschie denen Trägerfrequenzen. Die Ausbreitungscharakteristik ist gegeben als eine Impulsantwort des Ausbreitungsweges, die eine Funktion der Frequenz ist. Folglich sind die Ausbreitungscharakteristiken von bei verschiedenen Trägerfrequenzen übertragenen Signalen normalerweise voneinander verschieden. Wenn übertragene Signale mit unterschiedlichen Ausbreitungscharakteristiken von der Antenne empfangen werden, variieren die Empfangspegel unterschiedlich. Die Kreuzkorrelation zwischen den jedem übertragenen Signal entsprechenden Empfangssignalen wird als Frequenzkorrelation bezeichnet. Die Frequenzkorrelation nimmt mit zunehmender Trägerfrequenzdifferenz zwischen den zwei betroffenen übertragenen Signalen ab. Das heißt, verschiedene Trägerfrequenzen von Sendern verringern die Frequenzkorrelation und führen zu einer Abnahme der Kreuzkorrelation zwischen von der Empfangs-Array-Antenne empfangenen Signalen. Dies erlaubt eine benachbarte Platzierung von Sendeantennen.
Zum Beispiel wird bei einer Sichtlinienkommunikation, wenn die Sendeantennen TA-11 und TA-12 in derselben Sendevorrichtung 10-1, die um die halbe Wellenlänge beabstandet sind, Signale bei derselben Trägerfrequenz über die Wege P11-1 und P12-1 übertragen, die Korrelation zwischen zwei von der Empfangsantenne RA-1 empfangenen Signalen sehr hoch. In diesem Fall könnte jedoch die Kreuzkorrelation zwischen den Empfangssignalen verringert werden, indem eine geeignete Trägerfrequenzdifferenz zwischen den zwei Sendesignalen gewählt wird, um die Frequenzkorrelation zwischen den empfangenen Signalen zu verringern. Da Trägerfrequenzen der mehreren Sender in jeder Sendevorrichtung unterschiedlich sind, kann die Anzahl von Antennen reduziert werden durch Kombinieren von Sendesignalen für eine bestimmte Anzahl von Sendern zur Anwendung auf eine Sendeantenne.
Ferner sind die M Sendevorrichtungen beabstandet. Die Kreuzkorrelation der Ausbreitungscharakteristik zwischen den von verschiedenen Sendevorrichtungen gesendeten Signalen ist im Allgemeinen gering. Folglich ermöglicht die Verwendung der gleichen Trägerfrequenz für unterschiedliche Sendevorrichtungen von diesen aus Multiplexübertragung mehrerer Signale im gleichen Trägerfrequenzband.
Die Trägerfrequenzen der Sender TR-m1 und TR-m2 jeder Sendevorrichtung 10-m (m = 1, 2) seien jeweils mit f₁ und f₂ bezeichnet. Das Spektrum des von jeder Sendeantenne gesendeten Signals und das Spektrum des von jeder Empfangsantenne empfangenen Signals sind benachbart zu den jeweiligen Antennen in 2 dargestellt. Alle Sendesignale werden über jeweilige Ausbreitungswege gesendet und von den Empfangsantennenelementen RA-1 bis RA-2 empfangen. Die Sendesignale von den Sendeantennen TA-11 und TA-21 sind auf dem Band mit Mittenfrequenz f₁ gemultiplext. Entsprechend sind die Sendesignale von den Sendeantennen TA-12 und TA-22 auf dem Band mit Mittenfrequenz f₂ gemultiplext. Ferner werden Bandsignale mit den Trägerfrequenzen f₁ und f₂ mit einander teilweise überlagerten Spektren gesendet.
In der Empfangsvorrichtung 20 durchläuft jedes empfangene Signal die folgende Signalverarbeitung zur Interkanalinterferenzlöschung, und Signalkomponenten jeweiliger Informationsfolgen werden getrennt. Das Prinzip dieser Operation wird nachfolgend mit Bezug auf 3 beschrieben.
Der Kürze wegen wird die Beschreibung für ein System gegeben, das zwei Sendevorrichtungen, einen Sender in jeder Sendevorrichtung, zwei Empfangsantennenelemente und zwei Empfänger verwendet, doch ist die vorliegende Erfindung nicht speziell hierauf beschränkt. Ein Dämpfungskoeffizient und ein Phasenkoeffizient des Weges ij zwischen der Sendeantenne und dem betreffenden Empfangsantennenelement sei bezeichnet mit a_ij bzw. θ_ij, dann ist die Transferfunktion jedes Weges gegeben durch die folgende Gleichung:
Die Sendesignalfolge, die Empfangssignalfolge und eine Matrix des Weges von der Sendeantenne zur Empfangsantenne seien jeweils mit x, y bzw. P bezeichnet. y = Px (2) x = (x1x2)T (3) y = (y1y2)T (4)
In dem Interkanalinterterenzlöscher 21 sei mit w₁₁ ein Gewichtungskoeffizient des Weges vom Empfangsantennenelement RA-1 zum Empfänger RC-1, mit w₁₂ ein Gewichtungskoeffizient des Weges vom Empfangsantennenelement RA-2 zum Empfänger RC-2, mit w₂₁ ein Gewichtungskoeffizient des Weges vom Empfangsantennenelement RA-2 zum Empfänger RC-1 und mit w₂₂ ein Gewichtungskoeffizient des Weges vom Empfangsantennenelement RA-2 zum Empfänger RC-2 bezeichnet, und W sei eine Gewichtungskoeffizientenmatrix. Wenn eine Empfänger-Eingangssignalfolge mit Z bezeichnet ist, gilt
Aus Gleichungen (2) und (6) folgt
Wenn die Matrix W verfügbar ist, die die Matrix WP von Gleichung (9) zur Diagonalmatrix macht, ist es möglich, Interkanalinterferenz in dem Weg zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne zu löschen. Das heißt, durch Bestimmen der Gewichtungskoeffizienten w₁₁, w₁₂, w₂₁ und w₂₂ derart, dass nichtdiagonale Elemente der Matrix P11w21 + P21w22 = 0 P12w11 + P22w12 = 0 (10)erfüllen, können die gesendeten N-Kanal-Signale in ursprüngliche Signale getrennt werden. Die vorliegende Erfindung diagonalisiert die Matrix WP durch Manipulieren der Gewichtungskoeffizientenmatrix W.
Die Gewichtungskoeffizientenmatrix W wird durch Verwendung von geschätzten Transfercharakteristiken adaptiv gesteuert. Als ein Algorithmus für die adaptive Steuerung der Matrix W kann ein Zero-Forcing-, ein kleinste-Fehlerquadrate- oder ein ähnliches Kriterium verwendet werden. Diese Algorithmen werden allgemein für adaptive Signalverarbeitung verwendet; auch in der vorliegenden Erfindung können sie entsprechend für die Signalverarbeitung eingesetzt werden. Eine Beschreibung wird für ein Verfahren geliefert, das ein Trainingssignal jeweils als Sendesignal für eine anfängliche Konvergenz der Matrix W verwendet und die Matrix W durch den adaptiven Algorithmus aktualisiert.
Bekannte Signalsequenzen (Trainingssignale) werden getrennt als Übertragungssignale zur Verwendung bei der Festlegung von Gewichtungskoeffizienten von den jeweiligen Sendern TR-1 und TR-2 an die Antennen TA-1 und TA-2 gesendet und von den Empfängern RC-1 und RC-2 empfangen, wonach die Gewichtungskoeffizientenmatrizen W kollektiv berechnet werden.
Schritt 1: Zunächst seien Koeffizientenanfangswerte von Koeffizientenmultiplikatoren 21W11 bis 21W22 gegeben durch w₁₁ ⁽⁰⁾ bis w₂₂ ⁽⁰⁾, und zum Beispiel wird eine 1 in jeder Diagonalkomponente w_ij ⁽⁰⁾ mit i = j gesetzt, und eine 0 wird in jeder nichtdiagonalen Komponente w_ij ⁽⁰⁾ mit i ≠ j gesetzt.
Schritt 2: Bekannte Trainingssequenzen (x₁, x₂, ...), die sequentiell von den Sendern TR-1 und TR-2 gesendet werden, werden von den Empfangsantennenelementen RA-1 und RA-2 empfangen, und eine Transfertunktionsmatrix P = (p₁₁, ..., p₂₂) wird erhalten. Genauer gesagt sendet zunächst nur der Sender TR-1 ein Signal, und die Empfangsantennenelemente RA-1 und RA-2 empfangen das gesendete Signal. In den Koeffizientenmultiplikatoren 21W11, ..., 21W22 werden die Diagonalkomponenten w_ij ⁽⁰⁾ (mit i = j) gleich 1 und die Nichtdiagonalkomponenten w_ij ⁽⁰⁾ (mit i ≠ j) gleich 0 gesetzt. Folglich werden die von den Empfangsantennenelementen RA-1 und RA-2 empfangenen Signale von den Empfängern RC-1 und RC-2 intakt und ohne miteinander kombiniert zu werden empfangen. Das vom Sender TR-1 gesendete und vom Empfangsantennenelement RA-j empfangene Signal sei gegeben durch y_1j. Px = y und eine geschätzte Transferfunktion P' werden adaptiv so bestimmt, dass ein Fehler zwischen einer anhand der Funktion P' und dem Trainingssignal x berechneten Nachbildung P'x und dem Empfangssignal y_ij minimiert wird, wodurch geschätzte Transfertunktionswerte p'₁₁ und p'₂₂ für das Trainingssignal x erhalten werden.
Als Nächstes wird ein Trainingssignal vom Sender TR-2 gesendet, und eine Schätzmatrix P' der Transfertunktionsmatrix P wird entsprechend für das empfangene Signal y_2j konvergiert. So wird die folgende geschätzte Transfertunktionsmatrix P' erhalten.
Die so erhaltene Matrix wird als eine Schätzmatrix der Transferfunktion des Weges von den jeweiligen Sendern zu den jeweiligen Empfangsantennenelementen erhalten. Wenn die geschätzte Matrix P' ideal ist, gilt P' = P.
Schritt 3: Unter der Annahme, dass die geschätzte Matrix P' ideal ist, wird eine inverse Matrix zu der Transferfunktionsmatrix P berechnet, bei der die Matrix WP in Gleichung (9) eine Einheitsmatrix ist. Da die Matrix in diesem Beispiel zum Beispiel eine 2 × 2-Matrix ist, wird die folgende Matrix erhalten
Wie man sieht, können die Sendesignale x₁ und x₂ in der Empfangsvorrichtung theoretisch vollständig getrennt werden, indem wie oben beschrieben die diagonalisierte Matrix W bestimmt wird.
Um die Informationssequenzsignale nach der Trainingssequenz zu empfangen, werden die Gewichtungskoeffizienten w₁₁ bis w₂₂, die aus der geschätzten Transferfunktion des Ausbreitungsweges erhalten wurden, die durch Empfang der Trainingssequenz erhalten wurde, als Anfangswerte verwendet, und die Gewichtungskoeffizienten w₁₁ bis w₂₂ werden durch einen adaptiven Algorithmus durch Verwendung des demodulierten Ergebnisses (des decodierten Ergebnisses) als ein Referenzsignal aktualisiert, und die aktualisierten Koeffizienten werden jeweils in den Multiplizierern 21W11 bis 21W22 des Interkanalinterferenzlöschers 21 gesetzt. Während des Empfangs der Informationssequenzsignale können die Gewichtungskoeffizienten w₁₁ bis w₂₂ auch zum Beispiel in regelmäßigen Zeitintervallen durch einen adaptiven Algorithmus unter Verwendung eines Trainingssignals oder der demodulierten Ergebnisse (der decodierten Ergebnisse) durch die Empfänger RC-1 und RC-2 aktualisiert werden.
Hier ist festzuhalten, dass die Grundkonfiguration von 3 keine Einschränkungen hinsichtlich der Sendeträgertrequenzen der Sender auferlegt, da die Signale von Sendeantennen an verschiedenen Positionen gesendet werden. Das heißt, die zwei Sender TR-1 und TR-2 verwenden die gleiche Frequenz, da aber die zwei Sendeantennen TA-1 und TA-2 verschiedene Positionen haben, können die empfangenen Signale getrennt werden. Wichtiger ist, dass selbst wenn die Sendesignale x₁ und x₂ von der gleichen Antenne gesendet werden, ihre Transferfunktionen auf dem Ausbreitungsweg sich unterscheiden, wenn sie auf verschiedenen Frequenzen gesendet werden, und dass folglich die Empfangssignale getrennt werden können.
Sendestationsanlage und Empfangsvorrichtung
4 zeigt in Blockform eine Ausgestaltung der Sendestationsanlage gemäß der vorliegenden Erfindung. Jede Sendevorrichtung der Sendestationsanlage 100 umfasst N Sender, von denen jeder einen Modulator und einen Trägergenerator umfasst. 4 zeigt den Fall, wo die Anzahl M von Sendevorrichtungen 2 und die Anzahl N von Sendern 2 ist. Der Sender TR-11 der Sendevorrichtung 10-1 hat einen Modulator 11-1, einen Frequenzwandler 12-1 und einen Trägergenerator 13-1. In dem dargestellten Beispiel wird eine Informationssequenz von einem Informationssequenzgenerator SG durch einen Seriell-Parallel-Wandler (SIP) 15 in zwei Signalsequenzen aufgeteilt, die als verschiedene Informationssequenzen in die Sender TR-11 bzw. TR-12 eingegeben werden. Die anderen Sender TR-12, TR-21 und TR-22 sind entsprechend konfiguriert.
Der Trägergenerator 13-1 erzeugt ein Trägersignal einer vorgegebenen Frequenz f_L1. Die Ausgabe des Modulators 11-1 wird durch den Frequenzwandler 12-1 zur Trägerfrequenz f_L1 aufkonvertiert und der Senderantenne TA-11 zugeführt. Der Sender TR-12 derselben Sendevorrichtung 10-1 ist von gleichem Aufbau wie der Sender TR-11 mit der Ausnahme, dass er eine von f_L1 verschiedene Trägerfrequenz f_L2 verwendet. Die gleiche Kombination von voreingestellten Trägerfrequenzen f_L1 und f_L2 wird für die jeweiligen Sendevorrichtungen verwendet, doch kann der Trägergenerator vorzugsweise von einem Typ mit variabler Frequenz sein, um mit beliebigen Kombinationen von Trägerfrequenzen umzugehen.
5 zeigt in Blockform ein Beispiel der Empfangsvorrichtung 20, die der Sendestationsanlage 100 von 4 entspricht. Die Empfangsvorrichtung ist mit vier Empfangsantennenelementen entsprechend den vier Sendern in 4 dargestellt. Die von den Antennenelementen RA-1 bis RA-4 empfangenen Signale werden in den Interkanalinterterenzlöscher 21 eingegeben. Das eingegebene Signal kann ein Hochfrequenzsignal, ein ins Zwischenfrequenzband abwärts konvertiertes Signal, ein Basisbandsignal oder ein aus einem solchen Signal A/D-konvertiertes digitales Signal sein; die Grundkonfiguration des Interkanalinterferenzlöschers ändert sich nicht mit der Art des Eingangssignals. Die Signalkomponenten jeder durch den Interkanalinterterenzlöscher 21 abgetrennten Informationssequenz werden den entsprechenden Empfängern RC-1 bzw. RC-4 zugeführt. In den Empfängern RC-1 bis RC-4 werden lokale Signale mit den Frequenzen f_L1 und f_L2 entsprechend den Eingangssignalen von lokalen Signalgeneratoren 25-1 bis 25-4 erzeugt, und die empfangenen Signale werden von Frequenzwandlern 24-1 bis 24-4 in Zwischenfrequenz- oder Basisbandsignale konvertiert. Die so frequenzgewandelten empfangenen Signale werden von Demodulatoren 22-1 bis 22-4 erfasst, um Signale z₁, z₂, z₃ und z₄ zu regenerieren, die an Parallel-Seriell-Wandler 26-1 und 26-2 angelegt werden, um die zwei ursprünglichen Informationssequenzen wieder herzustellen. Das Erfassungsverfahren der Demodulatoren 22-1 bis 22-4 kann eine kohärente Erfassung, differentielle Erfassung oder dergleichen sein.
6 zeigt in Blockform ein Beispiel des Interkanalinterferenzlöschers 21, bei dem MN = 2 gilt. Der Interkanalinterterenzlöscher 21 umfasst: Leistungsteiler 21A-1 und 21A-2 zum Leistungsteilen von eingegebenen empfangenen Signalen von jeweiligen Antennenelementen auf die Anzahl aller Empfänger; Amplituden-Phasenanpassungsmultiplizierer 21W11, 21W12, 21W21 und 21W22 zum Multiplizieren der Ausgaben der Leistungsteiler mit Gewichtungskoeffizienten (Abgriffkoeffizienten), die durch einen adaptiven Algorithmus für jeweilige Eingangs-Ausgangswege erhalten werden; Leistungskombinierer 21B-1 und 21B-2 zum Kombinieren der amplituden-phasenmodulierten Eingangssignale und einen Abgriffcontroller 21C zum Berechnen von Abgriffkoeffizienten und Anlegen von diesen an die Amplituden-Phasenanpassungsmultiplizierer 21W1 bis 21W22.
Während des Empfangs der Trainingssignale werden diese an Anschlüsse 21R angelegt und als Referenzsignale verwendet. Während des Empfangs des Informationssequenzsignals werden die demodulierten Signale von den Empfängern oder Entscheidungssignale z₁ und z₂ den Anschlüssen 21R zugeführt und als Referenzsignale verwendet. Basierend auf diesen Referenzsignalen steuert der Abgriff-Koeffizientencontroller 21C adaptiv die Gewichtungskoeffizienten der jeweiligen Wege. Der Abgriffkoeffizient kann adaptiv durch einen herkömmlichen Algorithmus gesteuert werden, der Spitzenverzerrung oder ein Kleinste-Fehlerquadrate-Kriterium verwendet.
Die anfänglichen Konvergenzwerte der Abgriffkoeffizienten können wie im Stand der Technik durch Verwendung der von der Senderseite gesendeten Trainingssignale wie zuvor beschrieben gesetzt werden. Dies kann durch analoge sowie durch digitale Schaltungen implementiert werden.
Damit Phasenfluktuationen oder Schwankungen der von den Sendern der Sendestationsanlage 100 verwendeten Träger gleichmäßig werden können, ist es möglich, Trägergeneratoren zu verwenden, die mit einem lokalen Oszillator verbunden sind, der den Sendern jeder Sendevorrichtung gemeinsam ist. Es ist auch möglich, die lokalen Oszillatoren in den jeweiligen Sendevorrichtungen synchron mit einem gemeinsamen lokalen Oszillator zu betreiben. Zum Beispiel ist ein GPS-Empfänger in jede Sendevorrichtung eingebaut, und ein Referenzsignal von einem Satelliten wird an jede Sendevorrichtung übertragen, um den gemeinsamen lokalen Oszillator in jeder Sendevorrichtung mit dem Referenzsignal zu synchronisieren.
Ein Beispiel einer solchen Konfiguration ist in 7 gezeigt, in der die Anzahl von Sendevorrichtungen M2 ist. Das dargestellte Beispiel unterscheidet sich von dem Beispiel der 4 darin, dass die Sendevorrichtungen 10-1 und 10-2 jeweils mit einem lokalen Oszillator 16 versehen sind, der ein lokales Signal synchronisiert mit einem von einem Referenzoszillator 30 erzeugten gemeinsamen Referenzsignal erzeugt. Die Sendevorrichtung 10-1 liefert das lokale Signal von dem lokalen Oszillator 16 an die Trägergeneratoren 13-1 und 13-2 der Sender TR-1 und TR-2 und veranlasst sie so, Träger mit den Frequenzen f_L1 und f_L2 synchron zu dem Referenzsignal zu erzeugen. Die Sendevorrichtung 10-2 ist entsprechend konfiguriert. So ist es möglich, die Phasenfluktuationen oder Schwankungen der Träger zwischen den Sendern TR-11, TR-12, TR-21 und TR-22 einheitlich zu machen.
8 zeigt in Blockform ein Beispiel der Empfangsvorrichtung 20, die der Sendestationsanlage von 7 entspricht. Zum Zweck der Vereinheitlichung der Phasenfluktuationen oder Schwankungen der lokalen Signalgeneratoren 25-1 bis 25-4 in den Empfängern RC-1 bis RC-4 ist ein gemeinsamer Oszillator 27 zum Erzeugen eines gemeinsamen lokalen Signals vorgesehen, das an die lokalen Signalgeneratoren 25-1 bis 25-4 angelegt wird und sie veranlasst, lokale Signale mit den Frequenzen f_L1 und f_L2 für die Abwärtswandlung zu erzeugen. In diesem Beispiel ist im Hinblick auf die Synchronisierung aller lokalen Signale der Empfangsvorrichtung mit den Trägern von der Senderseite der gemeinsame lokale Oszillator 27 konfiguriert, um das gemeinsame lokale Signal synchron zu dem Referenzsignal vom Referenzoszillator 30, zum Beispiel durch GPS, zu erzeugen. Die demodulierten Signale z₁, z₂, z₃ und z₄ von den Demodulatoren 22-1 bis 22-4 werden zu dem Interkanalinterferenzlöscher 21 rückgeführt und können als Referenzsignale verwendet werden. Die demodulierten Signale werden an die Parallel-Seriell-Wandler 26-1 und 26-2 angelegt, um die zwei ursprünglichen Informationssequenzen wieder herzustellen.
Die Genauigkeit der Signaltrennung in jeder Empfangsvorrichtung der in 4 gezeigten Sendestationsanlage 100 könnte erhöht werden durch Verwendung eines Faltungscodierungsschemas wie etwa orthogonaler Codierung oder Fehlerkorrekturcodierung. 9 zeigt eine Konfiguration, die eine erhöhte Signaltrennungsgenauigkeit durch orthogonale Codierung aufweist. Wie in 9 gezeigt, sind orthogonale Codierer 17-1 und 17-2 in jeder Sendevorrichtung vorgesehen, um die Orthogonalität der Sendesignale von der Sendevorrichtung zu verbessern. In der Sendevorrichtung 10-1 ist der orthogonale Codierer 17-1 aufgebaut aus einem Multiplizierer 17A-1 und einem Orthogonalcodegenerator 17B-1. Der andere orthogonale Codierer 17-2 ist entsprechend konfigurier. Die Orthogonalcodegeneratoren 17B-1 und 17B-2 erzeugen Codes, die zueinander orthogonal sind wie Spreizcodes bei der CDMA-Kommunikation, und in den Multiplizierern 17A-1 und 17A-2 werden die Informationssequenzen mit solchen orthogonalen Codes multipliziert, und die multiplizierten Ausgaben werden jeweils den Sendern TR-11 und TR-12 zugeführt. Dies gilt für die Sendevorrichtung 10-2. Die orthogonalen Codes sind sämtlich voneinander verschieden. Die dargestellte Ausgestaltung ist mit Ausnahme des oben Gesagten im Aufbau mit derjenigen der 4 identisch.
10 zeigt die Konfiguration der Empfangsvorrichtung 20, die die in der Sendestationsanlage 100 von 9 in orthogonale Codes umgesetzten Sendesignale empfängt. Mit den Ausgängen der Empfänger RC-1 bis RC-4 sind Korrelatoren 28A-1 bis 28A-4 verbunden. Die Korrelatoren 28A-1 bis 28A-4 werden jeweils mit den orthogonalen Codes von Orthogonalcodegeneratoren 28B-1 bis 28B-4 versorgt, so dass sie mit den empfangenen Signalen korreliert sind. Die Orthogonalcodegeneratoren 28B-1 bis 28B-4 erzeugen dieselben Codes wie die entsprechenden vier Orfhogonalcodegeneratoren in 9, und durch Korrelieren von diesen mit den empfangenen Signalen werden die den orthogonalen Codes überlagerten Eingangssignale z₁, z₂, z₃ und z₄ getrennt. Die dargestellte Ausgestaltung ist mit Ausnahme des oben Gesagten in Aufbau und Betrieb identisch mit der Ausgestaltung der 5. Das oben beschriebene Verfahren ist wie eine Anwendung des Spreizbandkommunikationsverfahrens. So kann durch die Sequenzlänge des orthogonalen Codes ein Spreizgain erreicht werden, und der Signaldiskriminierungspegel kann entsprechend erhöht werden – dies ermöglicht die Implementierung besserer Kommunikation, auch wenn die Interkanalinterferenz ungelöscht bleibt.
11 zeigt in Blockform eine Ausgestaltung der Sendestationsanlage 100, die das Fehlerkorrekturcodierschema verwendet, bei dem die orthogonalen Codierer 17-1 und 17-2 in 9 durch Fehlerkorrekturcodierer 18-1 und 18-2 ersetzt sind. In der Sendevorrichtung 10-1 werden die zu sendenden Informationsfolgen mit den Fehlerkorrekturcodierern 18-1 und 18-2 in Fehlerkorrekturcodes umgesetzt, die in die Sender TR-11 und TR-12 eingegeben werden. Die Sendevorrichtung 10-2 ist auch entsprechend konfiguriert. 12 zeigt die Konfiguration der Empfangsvorrichtung 20, die der Sendestationsanlage 100 von 11 entspricht. Die dargestellten Ausgestaltungen verwenden Decoder 29-1 bis 29-4 als Ersatz für die entsprechenden Paare von Korrelatoren 28A-1 bis 28A-4 und Orthogonalcodegeneratoren 28B-1 bis 28B-4. Die Ausgaben von den Empfängern RC-1 bis RC-4 werden von den Decodern 29-1 bis 29-4 decodiert, um die empfangenen Signale z₁, z₂, z₃ und z₄ zu erhalten, die an die Parallel-Seriell-Wandler 26-1 und 26-2 angelegt werden, um die ursprünglichen Informationssequenzen wieder herzustellen. Wenn zum Beispiel Faltungscodierer als Codierer 18-1 und 18-2 in der Sendevorrichtung von 11 verwendet werden, die mit den Decodern 29-1 bis 29-4 in 12 kombiniert werden, könnte der Signaldiskriminierungspegel angehoben werden, indem als entsprechende Decodierer Maximum-Likelihood-Schätzer als Viterbi-Decodierer verwendet werden.
Bei den oben beschriebenen Ausgestaltungen können beliebige Sendeantennen verwendet werden, doch könnte die Kreuzkorrelation zwischen den Transfercharakteristiken der Sendesignale verringert werden, indem für jede Sendevorrichtung eine Antenne mit unterschiedlicher Polarisation verwendet wird.
Als nächstes wird mit Bezug auf 13 und 14 eine Beschreibung der Wirkungen eines erhöhten Grades von Signaltrennung und einer erhöhten Frequenzausnutzungseffizienz durch geringfügige Verschiebung der Trägerfrequenzen, die in den mehreren Sendern jeder Sendevorrichtung erzeugt werden, gegeben. Wie in 15 gezeigt, ist das Verhältnis der Differenz Δf zwischen der Mittenfrequenz f0 und f1 zur Sendebandbreite Ws als "Bandtrennung" definiert. Ferner ist die durch eine nur von der Gesamtzahl gleichzeitiger Übertragungen N in einem einzigen Zugriff (Anzahl der Übertragungsvorrichtungen M=1) abhängige ideale Kanalkapazität normierte Kanalkapazität als "normierte Kapazität" definiert. 13 und 14 zeigen beide den Fall, wo die Anzahl von Sendern N = 2 ist. 13 zeigt die normierte Kapazität mit Bezug auf den Antennenabstand des Senders, wenn die Bandtrennung 0 % ist (wenn die verwendeten Frequenzbänder vollständig übereinstimmen). Dies legt nahe, dass selbst wenn die Frequenzbänder von Sendesignalen von zwei Sendeantennen vollständig übereinstimmen, die Signale getrennt empfangen werden könnten, indem ein ausreichend weiter Antennenabstand geschaffen wird. Bei einem Antennenabstand von ca. 0,5 Wellenlängen ist die normierte Kanalkapazität 0. Um eine normierte Kanalkapazität von ca. 80 % zu erreichen, muss der Antennenabstand ca. 15 Wellenlängen betragen. 14 zeigt die normierte Kapazität mit Bezug auf die Bandtrennung, wenn der Sendeantennenabstand 0,5 Wellenlängen ist. Selbst bei einem kleinen Sendeantennenabstand von ca. 0,5 Wellenlängen kann eine normierte Kapazität von 80 % erreicht werden, indem die Trägertrequenzen der zwei Sender auseinandergeschoben werden, bis die Bandtrennung ca. 30 % erreicht.
16 zeigt die normierte Kapazität mit Bezug auf die Bandtrennung im Mehrfachzugriff (Anzahl von Sendevorrichtungen M = 2) unter Verwendung des Sendeantennenabstandes als Parameter. Indem die Sendeantennen um ca. 30 Wellenlängen voneinander beabstandet werden, wird die Kanalkapazität zweimal größer als im Fall des Einfachzugriffs. Des Weiteren nimmt die Kanalkapazität mit abnehmendem Abstand der Sendevorrichtungen ab.
13, 14 und 16 zeigen die Ergebnisse einer Bewertung, die für nicht unter Verwendung der orthogonalen Codes codierte Informationssequenzen erhalten wurde, die Charakteristika könnten durch orthogonale Codierung der Informationssequenzen weiter verbessert werden.
Zwar ist in der Beschreibung der Ausgestaltungen die Anzahl der Empfangs-Array-Antennenelemente gleich der Anzahl von zu trennenden Informationssequenzen, das heißt gleich der Anzahl von Sendern, doch kann die Anzahl von Array-Antennenelementen auch kleiner oder größer sein. In einem solchen Fall ist die Anzahl der Leistungsteiler (21A-1 und 21A-2) der Empfangsvorrichtung von 6 ebenfalls gleich der Anzahl von Empfangs-Array-Antennenelementen gemacht, und jeder Leistungsteiler teilt das Empfangssignal auf Signale in der gleichen Anzahl wie die der Informationssequenzen auf, und ein Amplituden-Phasenanpassungsmultiplizierer ist in jeden Signalweg eingefügt. Wenn die Anzahl von Array-Antennenelementen größer als die Anzahl von Informationssequenzen ist, wird die Signaltrennungscharakteristik entsprechend verbessert. Wenn die Anzahl von Array-Antennenelementen kleiner als die Anzahl von Informationssequenzen ist, ist die Signaltrennung entsprechend beeinträchtigt, doch kann sie zum Beispiel durch Verwendung einer orthogonalen Codiertechnik, wie in 9 und 10 gezeigt, oder einer Fehlerkorrekturcodiertechnik, wie in 11 und 12 gezeigt, verbessert werden.
WIRKUNG DER ERFINDUNG
Wie oben beschrieben, ist gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn die Trägerfrequenzen mehrerer Sender der gleichen Sendevorrichtung geringfügig gegeneinander verschoben sind, selbst wenn die Sendesignalfrequenzbänder im Wesentlichen miteinander übereinstimmen, die Empfangsvorrichtung in der Lage, das empfangene Signal durch mehrere Empfangsantennen basierend auf unterschiedlichen Transferfunktionen jeweiliger Wege aufzuteilen. So ist es möglich (1) eine hohe Frequenznutzungseffizienz durch kombiniertes Multiplexieren auf der Frequenzachse und Multiplexieren auf der Raumachse zu erzielen und (2) die Kreuzkorrelation zwischen multiplexierten Signalen durch die Frequenzkorrelation und die räumliche Korrelation zu verringern, um eine höhere Genauigkeit der Signaltrennung und dadurch eine hohe Frequenznutzungseffizienz zu erreichen.

Claims

Empfangsvorrichtung mit: einer Array-Antenne mit N × M Elementen (RA-1, ..., RA-K) zum Empfangen von Signalen, die durch M Sätze von N Trägern unterschiedlicher Frequenzen übertragen werden, die jeweils durch verschiedene Informationssequenzen modulierte Signale tragen, wobei die N Träger einander überlappende Signalbänder haben und N eine ganze Zahl größer oder gleich 2 und M eine ganze Zahl größer oder gleich 1 ist; einem Interkanalinterterenzlöscher (21) zum Teilen von empfangenen Signalen von den Elementen der Array-Antenne in N × M Signale, Gewichten der N × M Signale und Kombinieren der gewichteten N × M Signale und Trennen des kombinierten Signals in N × M Signale; N × M Empfängern (RC-1,..., RC-K) mit Demodulatoren (22-1, ..., 22-K) zum Demodulieren der getrennten N × M Signale; und einem Koeffizientencontroller (21C) zum Steuern von Gewichtungskoeffizienten des Interkanalinterferenzlöschers (21), um die Kreuzkorrelation zwischen Ausgangssignalen des Interkanalinterferenzlöschers (21) zu minimieren; dadurch gekennzeichnet, dass der Interkanalinterterenzlöscher (21) umfasst: Teiler (21A-1, 21A-2) jeweils zum Teilen des empfangenen Signals von jedem der Elemente (RA-1, ..., PA-K) der Array-Antenne in Signale von gleicher Anzahl wie die Anzahl von zu trennenden Informationssequenzen, Multiplizierer (21W11, 21W22) zum Multiplizieren der geteilten Signale mit Gewichtungskoeffizienten, Kombinierer (21B-1, 21B-2) zum Kombinieren der gewichteten Signale von jeweils verschiedenen der Array-Antennenelemente (RA-1, ..., RA-K), um kombinierte Signale in gleicher Zahl wie die Zahl der zu trennenden Informationssequenzen zu erzeugen und die kombinierten Signale den Empfängern in gleicher Zahl wie die Zahl der Informationssequenzen zuzuführen, wobei der Koeffizientencontroller (21C) den Multiplizierern (21W11, 21W22) zuzuführende Gewichtungskoeffizienten basierend auf den kombinierten Signalen steuert und dadurch die Kreuzkorrelation zwischen den Ausgangssignalen des Interkanalinterferenzlöschers minimiert.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit Korrelatoren (28B-1, 28A-1, ..., 28B-4, 28A-4), die jeweils am Ausgang eines jeden der Empfänger vorgesehen sind, um eine der Informationssequenzen entsprechend einem orthogonalen Code wieder herzustellen.
Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit Decodierern (29-1, 29-4), die jeweils am Ausgang eines jeden der Empfänger (RC-1, RC-2) vorgesehen sind, um eine der Informationssequenzen entsprechend einem Fehlerkorrekturcode wieder herzustellen.
Verfahren für die Funkkommunikation zwischen wenigstens einer Sendevorrichtung (10-1, ..., 10-M) mit N Sendern (TA-11, ..., TA-1N) und N Sendeantennenelementen, die jeweils mit dem Ausgang eines entsprechenden der N Sender verbunden sind, und einer Empfangsvorrichtung (RC-1,..., RC-K), die mit einer Array-Antenne mit N Empfangsantennenelementen (RA-1, RA-K) und N Empfängern versehen ist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: auf der Senderseite (a) Modulieren von verschiedenen Informationssequenzen in den Sendern (TR-11,..., TR-1N) und Umsetzen der modulierten Informationssequenzen mit verschiedenen Trägerfrequenzen, wobei jedes der Sendesignalbänder wenigstens eines der anderen Sendesignalbänder überlappt; und auf Empfängerseite (b) Empfangen mehrerer Signale durch die N Empfangsantennenelemente (RA-1, RA-K); (c) Verarbeiten der empfangenen Signale, um die Kreuzkorrelation zwischen den verarbeiteten Ausgangssignalen zu minimieren und Trennen jeweiliger Informationssequenzsignalkomponenten von den empfangenen Signalen; und (d) Demodulieren der getrennten Informationssequenzsignalkomponenten durch mehrere Empfänger, um die ursprünglichen Informationssequenzen wieder herzustellen; dadurch gekennzeichnet, dass Schritt (c) umfasst: Teilen des empfangenen Signals von jedem der Elemente (RA-1, ..., PA-K) der Array-Antenne in Signale von gleicher Anzahl wie die Anzahl der zu trennenden Informationssequenzen; Multiplizieren der geteilten Signale mit Gewichtungskoeffizienten; Kombinieren der gewichteten Signale von jeweils verschiedenen der Array-Antennenelemente (RA-1, ..., RA-K), um kombinierte Signale in gleicher Anzahl wie die Anzahl der zu trennenden Informationssequenzen zu erzeugen; Zuführen der kombinierten Signale zu den Empfängern in gleicher Anzahl wie die Anzahl der Informationssequenzen, und Steuern von Gewichtungskoeffizienten basierend auf den kombinierten Signalen und dadurch Minimieren der Kreuzkorrelation zwischen den verarbeiteten Ausgangssignalen.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem M Sendevorrichtungen (10-1, ..., 10-M) in Intervallen auf der Senderseite bereitgestellt sind und bei dem Schritt (a) das Senden, durch jeden der N Sender einer jeden der M Sendevorrichtungen, von N verschiedenen Informationssequenzen unter Verwendung des gleichen Satzes von verschiedenen Trägerfrequenzen umfasst, und Schritt (b) das Empfangen, auf der Empfängerseite, von gesendeten Signalen durch N × M Empfangsantennenelemente (RA-1, RA-K) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, das den Schritt des Sendens eines bekannten Trainingssignals von jedem der Sender (TR-11, ..., TR-1N) umfasst, wobei Schritt (c) einen Schritt des Vor-Empfangens des Trainingssignals durch das Empfangsantennenelement (RA-1, RA-K) jeder Empfangsvorrichtung, des Minimierens der Kreuzkorrelation durch Verwendung einer bekannten Trainingssignalsequenz als Referenzsignal und des Trennens der Informationssequenzen von den anschließend empfangenen Informationssequenzsignalen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, bei dem Schritt (a) die Schritte umfasst: (a-1) Codieren von verschiedenen Informationssequenzen durch verschiedene orthogonale Codes in mehreren Sendern (TR-11, ..., TR-1N) einer jeden der Sendevorrichtungen; und (a-2) Modulieren der codierten Ausgaben und Senden der modulierten Ausgaben auf verschiedenen Trägertrequenzen mit einander überlappenden Sendesignalbändern; und Schritt (d) ferner einen Schritt des Wiederherstellens der Informationssequenzen durch Erfassen der Korrelation zwischen den modulierten Signalen und den orthogonalen Codes umfasst.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, bei dem Schritt (a) die Schritte umfasst: (a-1) Codieren von verschiedenen Informationssequenzen durch Fehlerkorrekturcodes in mehreren Sendern (TR-11, ..., TR-1N) einer jeden der Sendevorrichtungen; und (a-2) Modulieren der codierten Ausgaben und Senden der modulierten Ausgaben auf verschiedenen Trägertrequenzen mit einander überlappenden Sendesignalbändern; und Schritt (d) ferner einen Schritt des Wiederherstellens der Informationssequenzen durch Unterziehen der demodulierten Signale einer den Fehlerkorrekturcodes entsprechenden Decodierung umfasst.