DE19712830B4

DE19712830B4 - Vorrichtung und Verfahren zum Demodulieren eines Spreizspektrumskommunikationssignals

Info

Publication number: DE19712830B4
Application number: DE19712830A
Authority: DE
Inventors: Fuyun Hoffman Estates Ling; David E. Palatine Borth; Colin D. Chicago Frank; Phillip D. Buffalo Grove Rasky; James F. Buffalo Grove Kepler
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 1996-03-29
Filing date: 1997-03-26
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2017-03-27
Also published as: GB9705960D0; MX9702273A; KR100243720B1; JPH1032560A; DE19712830A1; JP3091711B2; US5737327A; FR2746990A1; FR2746990B1; CN1185063A; KR970068220A; DE19758850B4; GB2311702A; AR006417A1; CN1084092C; GB2311702B

Abstract

Verfahren zum Empfangen eines Spreizspektrumkommunikationssignals, das einen Pilotkanal umfaßt, mit den folgenden Schritten:
Empfangen des Spreizspektrumkommunikationssignals über einen Kommunikationskanal und Entspreizen des Signals;
Erzeugen von Pilotsymbolen auf der Grundlage des Spreizspektrumkommunikationssignals;
Erzeugen einer ersten geschätzten Kanalverstärkung und einer ersten geschätzten Kanalphase aus den Pilotsymbolen;
Erzeugen einer zweiten geschätzten Kanalverstärkung und einer zweiten geschätzten Kanalphase aus den Pilotsymbolen;
Erzeugen von Verkehrssymbolen auf der Grundlage eines Verkehrskanalsignals in dem Spreizspektrumkommunikationssignal;
Verzögern der Verkehrssymbole um eine erste vorbestimmte Zeit;
Demodulieren der verzögerten Verkehrssymbole unter Verwendung der ersten geschätzten Kanalverstärkung und der ersten geschätzten Kanalphase;
Erzeugen eines Leistungssteuerbezeichners auf der Grundlage des Spreizspektrumkommunikationssignals;
Verzögern des Leistungssteuerbezeichners um eine zweite von der ersten vorbestimmten Zeit verschiedene vorbestimmte Zeit; und
Demodulieren des verzögerten Leistungssteuerbezeichners unter Verwendung der zweiten geschätzten Kanalverstärkung und der zweiten geschätzten Kanalphase.

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf ein Spreizspektrum-Funkkommmunikationssystem ("spread spectrum"). Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Emfangen eines Spreitzspektrumkommunikations Signals Verwendung in einem Empfänger in einem Kommunikationssystem mit gespreiztem Spektrum, das einen Steuerkanal ("Pilotkanal") verwendet.
Funksysteme ermöglichen Benutzern von Funkteilnehmereinheiten die drahtlose Kommunikation. Ein spezieller Typ eines Funksystems ist ein zellulares Funktelefonsystem. Ein spezieller Typ einer Funkteilnehmereinheit ist eine zellulare Funktelefonteilnehmereinheit, die manchmal als mobile Station bezeichnet wird. Zellulare Funktelefonsysteme umfassen im allgemeinen eine Schaltsteuerung, die mit dem öffentlichen Telefonnetz (PSTN) verbunden ist, und eine Vielzahl von Basisstationen. Jede aus der Vielzahl von Basisstationen definiert im allgemeinen ein geographisches Gebiet in der Nähe der Basisstation, um Abdeckungsgebiete zu erzeugen. Eine oder mehrere mobile Stationen kommunizieren mit einer Basisstation, die ein Gespräch zwischen der mobilen Station und dem öffentlichen Telefonnetz möglich macht. Die Basisstation liefert einen Funktelefonkommunikationsdienst zwischen mobilen Stationen, die in einer Zelle arbeiten, und dem öffentlichen Telefonnetz (PSTN). Die Kommunikationsverbindung über ein Trägersignal von der Basisstation zu einer mobilen Station wird als Abwärtsverbindung bezeichnet. Umgekehrt wird die Kommunikationsverbindung von einer mobilen Station zur Basisstation als Aufwärtsverbindung bezeichnet. Eine Beschreibung eines zellularen Funktelefonsystems befindet sich im Buch "Mobile Cellular Communications Systems" von Dr. William C.Y. Lee, 1989.
Ein spezieller Typ eines zellularen Funktelefonsystems verwendet eine Signalisierung mit gespreiztem Spektrum. Eine Signalisierung mit gespreiztem Spektrum kann grob definiert werden als ein Mechanismus, durch den die Bandbreite, die durch ein gesendetes Signal belegt wird, viel größer ist als die Bandbreite, die für ein Basisbandinformationssignal erforderlich ist. Zwei Kategorien von Übertragungen mit gespreiztem Spektrum sind das gespreizte Spektrum mit direkter Folge (direct sequence spread spectrum) (DSSS) und das Frequenzspringen mit gespreiztem Spektrum (frequency-hopping spread spectrum) (FHSS). Das Spektrum eines Signals kann am leichtesten durch das Multiplizieren mit einem breitbandigen, durch Pseudozufallskode erzeugten Signal gespreizt werden. Es ist wichtig, daß das spreizende Signal genau bekannt ist, so daß der Empfänger das Signal entspreizen kann. Der Kern der zwei Techniken besteht darin, die übertragene Leistung jedes Benutzers über eine solch breite Bandbreite (1-50 MHz) zu spreizen, daß die Leistung pro Bandbreiteneinheit in Watt pro Hertz sehr klein ist.
Eine Signalisierung mit gespreiztem Spektrum liefert eine verbesserte Leistung gegenüber anderen Schmalbandtechniken. Frequenzsprungssysteme erzielen ihr Verarbeitungsziel durch das Vermeiden von Interferenz. Systeme mit direkter Sequenz verwenden eine Interferenzabschwächungstechnik. Bei DSSS besteht die Aufgabe des Empfängers darin, das gesendete Signal aus einer breiten empfangenen Bandbreite herauszucken, in welcher das Signal sich unterhalb des Hintergrundrauschpegels befindet. Um dies tun zu können, muß der Empfänger die Trägersignalfrequenz, die Art der Modulation, die Pseudozufallsrauschkodierrate, und die Phase des Kodes wissen, da die Signal-zu-Rausch-Verhältnisse typischerweise -15 bis 30 dB betragen. Das Bestimmen der Phase des Kodes ist dabei am schwierigsten.
Die DSSS-Technik ergibt eine überragende Rauschverarbeitung verglichen mit dem Frequenzspringen, auf Kosten einer erhöhten Systemkomplexität. Zusätzlich muß der DSSS-Empfänger auf die korrekte Phase des empfangenen Signals innerhalb einer Chipzeit (das ist ein Teil oder ein Unterganzes ein Bitdauer) achten und sie verfolgen.
Ein zellulares Funktelefonsystem, das DSSS verwendet, ist allgemein bekannt als Direktsequenzvielfachzugriff durch Kodetrennung (DS-CDMA) gemäß dem TIA/EIA Standard IS-95. Einzelne Benutzer im System verwenden dieselbe RF-Frequenz, aber sie sind getrennt durch die Verwendung individueller Spreizkodes. Andere Systeme mit gespreiztem Spektrum umfassen Funktelefonsysteme, die bei 1900 MHz arbeiten, die allgemein als DCS1900 bezeichnet werden. Andere Funkgeräte und Funktelefonsysteme verwenden ebenso Techniken mit gespreiztem Spektrum.
In einem Kommunikationssystem mit gespreiztem Spektrum umfaßt die Abwärtsübertragung einen Steuerkanal ("Pilotkanal") und eine Vielzahl von Verkehrskanälen. Der Steuerkanal wird von allen Benutzern dekodiert. Jeder Verkehrskanal ist für die Dekodierung durch einen einzelnen Benutzer gedacht. Somit wird jeder Verkehrskanal unter Verwendung eines Kodes kodiert, der sowohl der Basisstation als auch der mobilen Station bekannt ist. Die Steuerkanal wird kodiert unter Verwendung eines Kodes, der der Basisstation und allen mobilen Stationen bekannt ist.
Der Steuerkanal dient vielen Zwecken. Unter anderem der Bereitstellung einer Zeitgebung und einer Trägerphasensynchronisierung im Empfänger einer mobilen Station, der Schätzung der Verstärkung ("gain") des Kanals und der Phasenverschiebung, die durch den Kanal auferlegt wurde, für eine Diversity-Kombination und für eine bewertete Faltungsdekodierung. Die Leistung des Empfängers der mobilen Station hängt von der Genauigkeit der Schätzung der Kanalphase und der Kanalverstärkung ab.
Im Empfänger wird das Steuerkanalsignal entspreizt, um ein entspreiztes Kanalsignal zu erhalten. Das entspreizte Steuerkanalsignal enthält Kanalinformation, einschließlich der Kanalphase und der Kanalverstärkung, die durch Rauschen und Interferenzen beeinträchtigt ist. Eine genauere Kanalphase und eine Verstärkungsinformation müssen aus dem entspreizten Steuerkanalsignal für die Demodulation und Dekodierung extrahiert werden.
Konventionellerweise wurden Schätzungen der Kanalphase getrennt von den Schätzungen der Kanalverstärkung erzeugt. Typischerweise wurde die Phase des entspreizten Steuerkanalsignals verwendet, um einen Phasenverriegelungskreis anzusteuern, der eine genauere Kanalphasenschätzung erzeugt, die für eine kohärente Demodulation verwenden werden sollte. Die Größen der entspreizten Steuerkanalsymbole oder ihre Quadrate wurden Bemittelt, um eine Kanalverstärkungsschätzung zu erzeugen, wenn diese Quantität benötigt wurde, wie beispielsweise für ein Diversity-Kombination und ein bewertetes Dekodieren.
Während eine solche Implementierung, die einen Phasenverrieglungskreis verwendet, eine adäquate Leistung in vielen Situationen bieten kann, kann die Leistung begrenzt sein, wenn die Qualität des Kommunikationskanals schlecht ist. In solchen Situationen ist ein besseres Verfahren und eine Vorrichtung für die Demodulation des Kommunikationssignals mit gespreiztem Spektrum notwendig.
Zusätzlich zu normalen Steuerkanal- und Verkehrskanalsignalen umfassen Abwärtsverbindungsübertragungen auch einen Leistungssteuerindikator im Verkehrskanal. Der Leistungssteuerindikator wird durch die entfernte Basisstation zur mobilen Station gesendet, um die Sendeleistung der mobilen Station zu steuern. Der Leistungssteuerindikator umfaßt konventionellerweise mehrere Bits, die auf keine Weise kodiert sind. In Erwiderung auf den Leistungssteuerindikator stellt die mobile Station ihre Sendeleistung ein, so daß sie sich an die Kanalbedingungen, wie beispielsweise Schwund oder Blockierung oder das plötzliche Fehlen dieser beiden, anpaßt. Für eine genaue, zuverlässige Kommunikation ist eine schnelle Erwiderung der mobilen Station auf den empfangenen Leistungssteuerindikator notwendig.

Aus der WO 92/22157 A1 ist eine Leistungssteuerung für ein DS-CDMA-Funktelefon bekannt. Der Signalpfadleistungsverlust von der Basis zu dem Funktelefon wird unter Verwendung des RSSI-Indikators geschätzt.

Die DE 4139567 A1 beschreibt ein digitales Funk-Nachrichtenübertragungsverfahren, z. B. für TDMA- und FDMA-Systeme. Die Druckschrift beschreibt die Schätzung der Kanalimpulsantwort, die verwendet wird, um das Empfangssignal durch die Faltung der Kanalimpulsantwort zu beschreiben.

Die US 5,329,547 offenbart eine Technik zur kohärenten Kommunikation in einem Spreizspektrumkommunikationssystem. Referenzsymbole werden in einen Strom aus Eingabedatensymbolen eingefügt, um einen kodierten Referenzstrom aus Eingabedatensamples zu bilden. Ein empfangenes Signal wird mit einem Spreizcode entspreizt, um einen Strom aus Referenzsamples und einen Strom aus Datensamples zu erlangen, wobei die Kanalantwort unter Verwendung des Stroms der Referenzsamples geschätzt wird und ein geschätztes Datensymbol in den Datensamplestrom unter Verwendung der geschätzten Kanalantwort detektiert wird. Als technologischer Hintergrund wird die Verwendung des Pilotkanalsignals in allen Mobileinheiten beschrieben, um die Kanalphase und die Größe der Parameter zu schätzen. Demodulationsmittel entspreizen ein empfangenes Signal, um einen Strom aus Referenzsamples und einen Strom aus Datensamples zu erlangen. Kanalschätzmittel schätzen die Kanalantwort unter Verwendung des Referenzsamplestroms. Detektionsmittel erzeugen ein geschätztes Datensymbol aus dem Datensamplestrom unter Verwendung der geschätzten Kanalantwort.

Die DE 44 25 354 A1 offenbart eine Vorrichtung zur Verwendung in Geräten, welche eine digitale Funkverbindung zwischen einer festen und einer beweglichen Funkstation ermöglichen. Nach Entfernung einer Phasenzufallsumrechnung wird mittels Verzögerungsschaltungen eine Verzögerung eingeführt, um die Verzögerung in den Wienerartigen Filtern zu kompensieren. Die Ausgänge der Wiener-artigen Filter liefern eine Abschätzung der Kanalphase und -amplitude in kartesischer Form.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Empfangen eines Spreizspektrumkommunikationssignals anzugeben, die eine schnelle, genaue Erkennung von Leistungssteuerindikatoren ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die Gegenstände der unabhängigen Ansprüche gelöst.

Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.

Die Erfindung kann am besten verstanden werden durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung, wenn sie in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen betrachtet wird, wobei in verschiedenen Figuren gleiche Bezugszahlen identische Elemente bezeichnen und wobei:
1 ein Funktionsblockdiagramm einer mobilen Funktelefonstation ist;
2 ein Blockdiagramm eines ersten Filters für die Verwendung in der mobilen Station des Funktelefons der 1 ist;
3 ein Blockdiagramm eines zweiten Filters für die Verwendung in der mobilen Station des Funktelefons der 1 ist;
4 ein erstes alternatives Funktionsblockdiagramm einer Empfängerschaltung für die Verwendung in der mobilen Station des Funktelefons der 1 ist;
5 ein zweites alternatives Funktionsblockdiagramm einer Empfängerschaltung für die Verwendung in der mobilen Station des Funktelefons der 1 ist; und
6 ein Funktionsblockdiagramm einer Leistungssteuerkanalschätzvorrichtung für die Verwendung in der Empfängerschaltung der 4 ist.
Bezieht man sich nun auf 1, so zeigt sie ein Funktionsblockdiagramm einer mobilen Funktelefonstation 100. Die mobile Station 100 umfaßt eine erste Antenne 102, eine zweite Antenne 104, eine erste Filterschaltung 106, eine zweite Filterschaltung 108, einen Antennenschalter 110, einen ersten Empfängerfinger 112, einen zweiten Empfängerfinger 114, einen dritten Empfängerfinger 116, einen Kombinierer 118, einen Dekodierer 120, eine Steuerung 122, eine Benutzerschnittstelle 124, einen Sender 126 und einen Antennenschalter 128. Die mobile Station 100 ist vorzugsweise für eine Benutzung in einem zellularen DS-CDMA Funktelefonsystem konfiguriert, das eine Vielzahl entfernt angeordneter Basisstationen umfaßt. Jede Basisstation umfaßt einen Transceiver, der Funkfrequenzsignale (RF) zu mobilen Stationen sendet und von mobilen Stationen empfängt, einschließlich einer mobilen Station 100 in einem festen geographischen Gebiet. Während dies eine Anwendung der mobilen Station 100 ist, kann die mobile Sta tion 100 in jedem geeigneten Kommunikationssystem mit gespreiztem Spektrum verwendet werden.
In der mobilen Station 100 senden die erste Antenne 102 und die zweite Antenne 104 RF-Signale zu einer (nicht gezeigten) Basisstation und empfangen Signale von dort. RF-Signale, die an der ersten Antenne 102 empfangen werden, werden gefiltert, von analogen Signalen in digitale Daten umgewandelt und ansonsten in der ersten Filterschaltung 106 verarbeitet. In ähnlicher Weise werden RF-Signale, die an der zweiten Antenne 104 empfangen werden, gefiltert, von analogen Signalen in digitale Daten umgewandelt und ansonsten in der zweiten Filterschaltung 108 verarbeitet. Die erste Filterschaltung 106 und die zweite Filterschaltung 108 können auch andere Funktionen, wie beispielsweise eine automatische Verstärkungssteuerung und eine Abwärtswandlung auf eine Zwischenfrequenz (IF) für die Verarbeitung vornehmen.
In einer alternativen Ausführungsform kann die mobile Station 100 nur eine einzige Antenne und eine einzige Filterschaltung umfassen. Die Bereitstellung von zwei Antennen und zugehörigen Filterschaltungen gibt der mobilen Station 100 eine Diversität. In einem Raumdiversity-System wandert ein gesendetes Signal auf leicht unterschiedlichen Wegen vom Sender zu den zwei Antennen am Empfänger, verursacht durch die Mehrwegereflexion oder aus anderen Gründen. Obwohl der Weg vom Sender zu einer der beiden Antennen eine Phasenlöschung der gesendeten und reflektierten Wegewellen verursachen kann, ist es unwahrscheinlich, daß mehrere Wege zu der anderen Antenne zur selben Zeit eine Phasenlöschung verursachen. Der Antennenschalter 110 wählt zwischen der ersten Antenne 102 und der zweiten Antenne 104 als Quelle der empfangenen RF-Signale.
Die mobile Station 100 verwendet vorzugsweise einen Rakeempfänger, der einen ersten Empfängerfinger 112, einen zweiten Empfängerfinger 114 und einen dritten Empfängerfinger 116 für das Empfangen eines Kommunikationssignals mit gespreiztem Spektrum über einen Kommunikationskanal hat. Die Gestaltung des Rakeempfängers, der mehrere Finger verwendet, ist konventionell. Die Ausgabesignale jedes Fingers des Rakeempfängers werden durch den Kombinierer 118 kombiniert. Die Struktur und der Betrieb des ersten Empfängerfingers 112 wird nachfolgend detaillierter beschrieben. Vorzugsweise arbeiten der zweite Empfängerfinger 114 und der dritte Empfängerfinger 116 im wesentlichen gleich wie der erste Empfängerfinger 112.
Wie angemerkt wurde, kombiniert der Kombinierer 118 die Ausgabesignale der Rakeempfängerfinger und bildet ein empfangenes Signal. Der Kombinierer 118 liefert das empfangene Signal an den Dekodierer 120. Der Dekodierer 120 kann ein Viterbi-Dekodierer oder ein anderer Typ von Faltungsdekodierer oder irgendein anderer geeigneter Dekodierer sein. Der Dekodierer 120 gewinnt die Daten, die auf den RF-Signalen gesendet wurden, wieder und gibt die Daten an die Steuerung 122 aus. Die Steuerung 122 formatiert die Daten in eine wahrnehmbare Sprache oder Information für die Verwendung durch eine Benutzerschnittstelle 124. Die Steuerung 122 ist elektrisch mit anderen Elementen der mobilen Station 100 verbunden, um Steuerinformation zu empfangen und um Steuersignale zu liefern. Die Steuerverbindungen sind in 1 nicht gezeigt, um die Zeichnung nicht unnötig zu komplizieren. Die Steuerung 122 umfaßt typischerweise einen Mikroprozessor und einen Speicher. Die Benutzerschnittstelle 124 überträgt die empfangene Information oder Sprache an einen Benutzer. Typischerweise umfaßt die Benutzerschnittstelle 124 eine Anzeige, ein Tastenfeld, einen Lautsprecher und ein Mikrofon.
Beim Senden der Funkfrequenzsignale von der mobilen Station 100 zu einer entfernten Basisstation überträgt die Benutzerschnittstelle 124 Benutzereingabedaten an die Steuerung 122. Die Steuerung 122 formatiert die Information, die sie von der Benutzerschnittstelle 124 empfangen hat und leitet sie zum Sender 126 für eine Umwandlung in RF-modulierte Signale weiter. Der Sender 126 befördert die RF-modulierten Signale zum Antennenschalter 128. Der Antennenschalter 128 wählt zwischen der ersten Antenne 102 und der zweiten Antenne 104 für die Übertragung zur Basisstation aus.
Die Struktur und der Betrieb jedes der Rakeempfängerfinger für das Empfangen und Demodulieren von Signalen wird nun unter beispielhafter Verwendung des Empfängerfingers 112 diskutiert. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die mobile Station 100 konfiguriert, um ein Kommunikationssignal mit gespreiztem Spektrum über einen Kommunikationskanal zu empfangen, vorzugsweise ein Signal des Direktsequenzvielfachzugriffs durch Kodetrennung (DS-CDMA). Das Kommunikationssignal mit gespreiztem Spektrum umfaßt einen Steuerkanal und eine Vielzahl von Verkehrskanälen. An einem Sender, wie beispielsweise an der Basisstation in einem zellularen Funktelefonsystem, werden der Steuerkanal und die Verkehrskanäle unter Verwendung verschiedener Walsh Kodes kodiert. Typischerweise wird der Steuerkanal unter Verwendung eines Walsh(0) Kodes kodiert, ein erster Verkehrskanal wird kodiert unter Verwendung eines Walsh (2) Kodes, etc. Nach der Kodierung wird das Signalspektrum unter Verwendung eines Pseudozufallsrauschkodes (PN) gespreizt. Das Signal mit gespreiztem Spektrum in digitaler Form umfaßt eine Serie von Chips, deren jeweilige Werte durch den PN-Kode und die kodierten Daten bestimmt werden. Die Walsh-Kodierung ist für jeden Verkehrskanal und für jeden beabsichtigen Empfänger eindeutig. Jedem Empfänger im System oder Teilnehmer in einem zellularen Funktelefonsystem wird für das Dekodieren des Verkehrskanals ein einzigartiger Walsh-Kode zugewiesen, der dem Verkehrskanal entspricht, auf welchem er mit der Basisstation kommuniziert. Jeder Empfänger dekodiert auch den Steuerkanal. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Steuerkanal verwendet, um die Kanalphase und die Kanalverstärkung des Kommunikationskanals zu schätzen.
Der erste Empfängerfinger 112 umfaßt einen Entspreizer 150, einen Steuerkanaldekodierer 151, einen Steuerkanalsummierer 152, ein Filter 154, einen Konjugierten-Generator 156, einen Verkehrskanaldekodierer 158, einen Verkehrskanalsummierer 160, ein Verzögerungselement 162 und einen Demodulator 164. Fachleute werden erkennen, daß diese Elemente in Hardware oder in Software oder in einer Kombination aus Beidem implementiert werden können, was die Effizienz und Herstellbarkeit vergrößert.
Der Entspreizer 150 empfängt vom Antennenschalter 110 eine digitale Darstellung des Kommunikationssignals mit gespreiztem Spektrum, das durch die mobile Station 100 empfangen wurde. Der Entspreizer wendet einen Pseudozufallsrauschkode (PN) auf das empfangene Signal an. Der Entspreizer entspreizt das empfangene Signal, und erzeugt ein entspreiztes Signal. Der PN-Kode wird in der mobilen Station 100 gespeichert und kann zur mobilen Station 100 beispielsweise von einer Basisstation übertragen werden, wenn der Kommunikationskanal zwischen der Basisstation und der mobilen Station 100 initiiert wird. Der PN-Kode ist für die mobile Station 100 eindeutig, so daß kein anderer Empfänger, der in Kommunikation mit der Basisstation steht, den Verkehrskanal dekodieren kann, der an die mobile Station 100 gesendet wurde.
Das Entspreizsignal wird vom Entspreizer 150 an den Steuerkanaldekodierer 151 geliefert. Der Steuerkanaldekodierer wendet einen Steuerkanalkode auf das entspreizte Signal an, um das Steuerkanalsignal zu erzeugen. Der Steuerkanalkode ist typischerweise der Walsh-Kode Walsh(0). Der Steuerkanaldekodierer gibt das dekodierte Signal an den Steuerkanalsummierer 152. Der Steuerkanalsummierer 152 umfaßt einen Summierer 166 und einen Schalter 168. Der Summierer 166 summiert 64 aufeinanderfolgende Chips, um ein Steuersymbol zu erzeugen. Jeweils nach vierundsechzig Chips schließt der Schalter 168, um den Summierer 166 mit dem Filter 154 zu verbinden, um ein empfangenes Steuersymbol an den Filter 154 zu liefern. Somit erkennt der Steuerkanalsummierer 152 den Steuerkanal.
Die in 1 gezeigte Ausführungsform ist geeignet, wenn ein Walsh-Kode für das Kodieren des Steuerkanals verwendet wird. Da Walsh(0) nur aus Einsen besteht, so ist keine Dekodierung notwendig, wenn der Steuerkanal unter Verwendung von Walsh(0) dekodiert wird, und somit kann der Steuerkanaldekodierer weggelassen werden. Wenn jedoch ein anderer Walsh-Kode oder ein anderer Typ der Kodierung verwendet wird, um den Steuerkanal zu kodieren, so ist ein Dekodierer notwendig. Ein solcher Dekodierer wendet einen Steuerkode auf das entspreizte Signal an, um das Steuerkanalsignal zu erzeugen. In der bevorzugten Ausführungsform ist der Steuerkode allen Benutzern, die sich in Kommunikation mit der Basisstation befinden, gemeinsam.
Das Filter 154 empfängt die Steuersignale vom Steuerkanalsummierer 152. Das Filter 154 filtert das Steuerkanalsignal, um eine komplexe Darstellung einer geschätzten Kanalverstärkung und eine geschätzte Kanalphase für den Kommunikationskanal zu erhalten, auf eine Weise, die nachfolgend beschrieben wird. Es ist aus der Kommunikationstheorie bekannt, daß wenn die wahre Kanalverstärkung ("gain") |h(n)| und die Phase θ_h(n) zur Zeit nT bekannt sind, die optimale Demodulation implementiert werden kann gemäß:
wobei r(n) das Verkehrskanalsymbol am Ausgang des Verkehrskanalsummierers 160 ist. Der optimale (maximale Wahrscheinlichkeit) bewertet gewichtete Wert, der beim Kombinieren verwendet wird, ist der Realteil von
für die (kodierten) Bits in einem BPSK modulierten Symbol bei nT und die Real- und Imaginärteile von (2) jeweils für die beiden Bits in einem QPSK modulierten Symbol bei nT, voraus gesetzt daß das Rauschen stationär ist und dieselbe Varianz für jeden Finger oder jede Antenne der mobilen Station 100 hat.
Die Größe, die durch (2) gegeben ist, kann umgeschrieben werden zu:
wobei
die komplexe Darstellung des Kanalkoeffizienten ist. Bei einem Schwund stellt der mobile Kanal h(n) einen Tiefpaßzufallsprozeß dar. Die höchste Frequenz im Spektrum von h(n) ist gleich der Dopplerfrequenz für einen mobilen Kommunikationskanal.
Da der komplexe Kanalkoeffizient nicht bekannt ist, ist es notwendig, den Betrag und die Phase des Kanalkoeffizienten zu schätzen. Der geschätzte Kanalkoeffizient wird anstelle seines wahren Wertes für die Demodulation und das Erzeugen bewertet, gewichteter Werte im Empfänger verwendet. Wenn mit ^h(n) eine Schätzung von h(n) bezeichnet wird, so berechnet sich der bewertet gewichtete Wert für das Kombinieren und Dekodieren als die Real- und Imaginärteile von
Es ist möglich, die Kanalphase und die Verstärkung gemeinsam unter Verwendung des Steuersymbols zu schätzen.
Das Steuersymbol kann ausgedrückt werden als
wobei α eine Konstante ist, die von der Empfängerimplementierung abhängt, und z(n) ein stationärer Zusatz weißen Rauschens oder eine Interferenz ist. Da α sich nicht ändert, wenn der Empfänger einmal gestaltet wurde, lassen wir, ohne die Allgemeinheit zu beschränken α=1 sein.
Das Steuersymbol p(n) kann als eine Schätzung von h(n) verwendet werden. Eine genauere Schätzung von h(n) kann man jedoch erhalten, wenn man über einige p(n) mittelt, so daß
wobei w(k) Wichtungskoeffizienten sind. Wenn K₁>0, so muß eine Verzögerung eingeführt werden, bevor eine Demodulation durchgeführt werden kann.
Die optimalen Wichtungskoeffizienten w(k) können berechnet werden zu
wobei der Wichtungsvektor W = [w(-K₁), ..., w(0),...,w(K₂)]^t, R die Autokorrelationsmatrix von p(n-k) und ϕ der Kreuzkorrelationsvektor zwischen p(n-k) und h(n) ist. Diese Werte kön nen berechnet werden, wenn die statistischen Meßgrößen von h(n) bekannt sind.
Wenn die statistischen Meßgrößen der Kanalvariation nicht bekannt sind, können die optimalen Wichtungskoeffizienten nicht exakt bestimmt werden. Ein Beispiel dieser Situation tritt auf, wenn sich die Dopplerfrequenz während einer Kommunikationssitzung ändert, und dem Empfänger nur der Maximalwert der Dopplerfrequenz bekannt ist. In einem solchen Fall haben die Wichtungskoeffizienten eine Tiefpaßfrequenzantwort. Die maximale Dopplerfrequenz des Kanals sollte innerhalb des Durchlaßbandes dieser Tiefpaßantwort liegen.
Das Filter 154 ist vorzugsweise ein Tiefpaßfilter. Als Eingabe werden dem Filter die Steuersymbole p(n) eingegeben. Die Ausgabe des Filters ist die Schätzung h ^(n) des Kanalkoeffizienten. h ^(n) ist eine komplexe Zahl, die sowohl Phasen- als auch Größeninformation enthält. Die Phaseninformation entspricht einer Schätzung der Kanalphase. Die Größe der Information entspricht einer Schätzung der Kanalverstärkung. Mögliche Implementationen des Filters 154 werden nachfolgend in Verbindung mit den 2 und 3 beschrieben. Der Konjugierten-Generator 156 bestimmt die komplex Konjugierte des Signals h ^(n), das durch das Filter 154 erzeugt wurde. Das Filter 159 erzeugt in Verbindung mit dem Konjugierten-Generator 156 eine Schätzung der komplex Konjugierten der komplexen Darstellung der Kanalverstärkung und der Kanalphase für den Kommunikationskanal. Die komplex Konjugierte der komplexen Darstellung der Kanalphase und der Kanalverstärkung werden dem Demodulator 164 geliefert.
Das entspreizte Signal wird auch vom Entspreizer 150 an den Dekodierer 158 geliefert. Der Dekodierer 158 wendet einen benutzerspezifischen Verkehrskode auf das entspreizte Signal an, um das Verkehrskanalsignal zu erzeugen. Der benutzerspezifische Verkehrskode ist der Walsh-Kode oder Walsh(n), der der mobilen Station 100 zugeordnet ist. Das Verkehrskanalsignal wird dem Verkehrskanalsummierer 160 geliefert.
Der Verkehrskanalsummierer 160 umfaßt einen Summierer 170 und einen Schalter 172. Der Summierer 170 summiert 64 aufeinanderfolgende Chips auf, um ein Verkehrssymbol auszubilden. Nach jedem vierundsechzigsten Chip schließt der Schalter 172, um den Summierer 170 mit dem Verzögerungselement 162 zu verbinden, um ein empfangenes Verkehrssymbol an das Verzögerungselement 162 zu liefern. Somit erkennt der Verkehrskanalsummierer 160 den Verkehrskanal. Insbesondere der Verkehrskanalsummierer 160 erkennt das Verkehrssymbol r(n).
Das Verzögerungselement 162 ist vorzugsweise ein FIFO oder First-in-First-out-Puffer. Das Filter 154 führ zu einer Filterverzögerung, wenn es die Kanalverstärkung und die Kanalphase schätzt. Das Verzögerungselement 162 kompensiert diese Filterverzögerung, um zu gewährleisten, daß die geschätzte Kanalphase und die geschätzte Kanalverstärkung verwendet werden, um die entsprechenden Verkehrssymbole zu demodulieren. Das Verzögerungselement 162 verzögert das Kommunikationssignal mit gespreiztem Spektrum um eine vorbestimmte Zeit, um ein verzögertes Signal zu erzeugen. Insbesondere verzögert das Verzögerungselement 162 nur die Verkehrssymbole des Verkehrssignals, um die verzögerten Verkehrssymbole zu erzeugen.
Die Erfinder haben bestimmt, daß die Verzögerung der Verkehrssymbole um ungefähr 0,5 bis 2 Millisekunden die besten Resultate in einem zellularen DS-CDMA Funktelefon ergeben. Insbesondere haben die Erfinder bestimmt, daß eine Verzögerung von 31 Symbolen, das entspricht 1,5 Millisekunden, die besten Ergebnisse erzeugt. Die Empfängerleistung unter diesen Bedingungen ist unter Verwendung der bekannten Kanalverstärkung und Kanalphase nur 0,15 dB von der idealen (unerreichbaren) Empfängerleistung entfernt. Eine Verminderung der Verzögerung auf 0,5 Millisekunden und die Verwendung eines passenden Filters ergeben jedoch eine kleine Verschlechterung der Empfängerleistung.
Die verzögerten Verkehrssymbole werden dem Demodulator 164 geliefert. Der Demodulator 164 kann implementiert werden als Multiplizierer, der die verzögerten Verkehrssymbole und die Signale, die vom Konjugierten-Generator 156 empfangen werden, multipliziert, wobei die verzögerten Verkehrssymbole unter Verwendung der geschätzten Kanalphase und der geschätzten Kanalverstärkung demoduliert werden. Das Ergebnis dieser Multiplikation wird dem Dekodierer 120 für eine weitere Verarbeitung zugeführt.
Bezieht man sich nun auf 2, so zeigt sie ein Blockdiagramm eines Filters 200 mit einem begrenzten Ansprechen auf einen Impuls (FIR) für die Verwendung in der Funktelefonmobilstation 100 der 1. Das Filter 200 kann für das Bereitstellen der Tiefpaßfilterfunktion des Filters 154 in 1 verwendet werden. Das Filter 200 umfaßt Verzögerungselemente 202, 204, 206, Multiplizierer 208, 210, 212 und 214, und einen Summierer 216.
Vorzugsweise verwendet das Filter 200 insgesamt 61 Verzögerungselemente, wie die Verzögerungselemente 202, 204, 206, von denen nicht alle in 2 gezeigt sind, um die Zeichnungsfigur nicht übermäßig zu komplizieren. Die Verzögerungselemente arbeiten in sequentiellen Phasen, schieben Steuersymbole seriell durch die Kette der Verzögerungselemente. Die Verzögerungselemente sind in Serie verbunden, so daß in der ersten Phase das Verzögerungselement 202 ein erstes Steuersymbol vom Steuerkanalsummierer 152 (1) erhält. Nach einer Verzögerung, die einer Steuersymbolperiode entspricht, wird während einer zweiten Phase das erste Steuersymbol vom Verzögerungselement 202 zum Verzögerungselement 204 gegeben und ein zweites Steuersybmol wird vom Steuerkanalsummierer 152 an das Verzögerungselement 202 gegeben. Nach einer weiteren Verzögerung von einer Steuersymbolperiode wird während einer dritten Phase das erste Steuersymbol vom Verzögerungselement 204 zum nächsten Verzögerungselement befördert, das in Serie mit dem Verzögerungselement 204 verbunden ist, wobei das zweite Steuersymbol vom Verzögerungselement 202 zum Ver zögerungselement 204 befördert wird, und ein drittes Steuersymbol vom Steuerkanalsummierer 152 zum Verzögerungselement 202 befördert wird.
Während jeder Phase werden die Steuersymbole, die in jedem Verzögerungselement gespeichert sind, mit einem Wichtungskoeffizient durch einen entsprechenden Multiplizierer 208, 210, 212, 214 multipliziert. Das Filter 200 verwendet vorzugsweise insgesamt 62 Multiplizierer, wie die Multiplizierer 208, 210, 212 und 214, von denen nicht alle in 2 gezeigt sind. Jeder Multiplizierer entspricht einem der Verzögerungselemente 202, 204, 206. Die Multiplizierer multiplizieren das verzögerte Steuersymbol, das im jeweiligen Verzögerungselement gespeichert ist, mit einem Wichtungskoeffizient. Der Multiplizierer 208 multipliziert auch das einlaufende Steuersymbol am Eingang des Verzögerungselements 202 mit einem Wichtungskoeffizienten.
Die Wichtungskoeffizienten w(k) werden vorzugsweise nach obiger Gleichung (8) berechnet. Alternativ können die Wichtungskoeffizienten durch irgendein geeignetes Verfahren geschätzt werden. In einem einfacheren Beispiel können alle w(k) Wichtungskoeffizienten zu Eins gesetzt werden. Bei einer solchen Implementierung ist das Filter 200 ein Tiefpaßfilter, das eine vorbestimmte Zahl (beispielsweise 42) von Steuersymbolen ohne eine Wichtung mittelt. Vorzugsweise werden die Wichtungskoeffizienten w(k) so gewählt, daß das Filter 200 eine Frequenzantwort dicht an der oben beschriebenen Tiefpaßantwort hat. Somit arbeitet das Filter 200, um eine vorbestimmte Zahl (beispielsweise 61) von Steuersymbolen abzutasten, die abgetasteten Steuersymbole mit Wichtungskoeffizienten zu multiplizieren, und um die Produkte zu kombinieren, um eine komplexe Darstellung der Schätzung der Kanalverstärkung und der Kanalphase zu erzeugen.
In einer alternativen Ausführungsform könnte das Filter 154 aus 1 unter Verwendung eines Tiefpaßfilters mit nicht begrenzter Impulsantwort (IIR) implementiert werden. Ein solches IIR-Filter sollte eine nahezu lineare Phasenantwort innerhalb seines Durchlaßbandes aufweisen.
Das Filter 154 ist gekennzeichnet durch eine Gruppenlaufzeit bei der interessierenden Frequenz. Bei einem linearen Phasen-FIR-Filter, wie dem Filter 200, ist die Gruppenlaufzeit des Filters gleich einer Hälfte der Verzögerung oder Länge des Filters. Für ein FIR-Filter mit nichtlinearer Phase oder für ein IIR-Filter, wird die Gruppenlaufzeil folgendermaßen definiert:
wobei ϕ die Phasendrehung ist, die durch das Filter bei der Frequenz f eingeführt wird, und f₀ die interessierende Frequenz ist. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Verzögerung, die durch das Verzögerungselemente 162 eingeführt wird, im wesentlichen gleich der Gruppenlaufzeil des Filters 154.
3 ist ein Blockdiagramm eines Filters 300 für die Verwendung in einer Funktelefonmobilstation der 1. Das Filter 300 umfaßt einen Vorkombinierer 3O2, einen Puffer 304, einen Summierer 306, einen Akkumulator 308 und einen Quantisierer 310. Der Vorkombinierer 302 ist mit dem Steuerkanalsummierer 152 (1) verbunden und empfängt die entspreizten Steuersymbole mit einer vorbestimmten Rate, wie beispielsweise 19,2 kHz. Der Vorkombinierer 302 kombiniert nachfolgend empfangene Steuersymbole, um kombinierte Steuersymbole auszubilden. Dies dient dazu, die Speicheranforderungen des Filters 300 zu vermindern. Beispielsweise kann der Vorkombinierer zwei Steuersymbole addieren, die mit p(n) und p(n+1) bezeichnet sind, um ein kombiniertes Steuersymbol zu erzeugen, das dann gespeichert wird. In Anwendungen, bei denen die Speicheranforderungen keine Rolle spielen, kann der Vorkombinierer weggelassen werden.
Der Vorkombinierer 302 verschiebt die kombinierten Steuersymbole sequentiell in den Puffer 304. Der Puffer speichert vorzugsweise 21 kombinierte Steuersymbole, die den 42 Symbolen entsprechen, die vom Steuerkanalsummierer 152 empfangen werden. Dies entspricht auch einer Gruppenverzögerung von 1,1 Millisekunden.
Während jeder kombinierten Steuersymbolperiode schiebt der Puffer 304 ein neu kombiniertes Steuersymbol in den Puffer 304 und verschiebt das älteste kombinierte Steuersymbol aus dem Puffer 304 heraus. Der Summierer 306 summiert die Inhalte des Puffers mit dem neu kombinierten Steuersymbol, das durch den Vorkombinierer 302 an den Summierer 306 geliefert wird. Die Summe wird im Akkumulator 308 akkumuliert. Die Summe wird dann quantisiert, um die Schaltungskomplexität zu verringern. Dieses quantisierte Ergebnis entspricht der Schätzung der Kanalphase und der Kanalverstärkung.
Wie angemerkt wurde, ist das Filter 300 durch eine Gruppenverzögerung gekennzeichnet, vorzugsweise in der Länge der 21 Steuersymbole oder 1,1 Millisekunden. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist, wenn das Filter 300 verwendet wird, um die Filterfunktion des Filters 154 (1) zu liefern, die durch das Verzögerungselement 162 eingeführte Verzögerung im wesentlichen gleich der Gruppenverzögerung des Filters 300.
Wie gezeigt wurde, kann eine nahezu optimale DS-CDMA Abwärtsverbindungsempfängerleistung durch die Verwendung eines Tiefpaßfilters, um gemeinsam die Kanalphase und die Verstärkung zu schätzen, erreicht werden. Um diese nahezu optimale Leistung zu erreichen, ist es notwendig, eine Demodulationsverzögerung in der Größenordnung von zwei Millisekunden zuzulassen. Während eine solche mäßige Verzögerung bei einer Sprachkommunikation tolerierbar ist, mag sie bei der Erkennung und Demodulation des Leistungssteuerindikators, der von der Basisstation gesendet und von der mobilen Station als Leistungssteuerbezeichner empfangen wird, unerwünscht sein.
Beispielsweise erfordert die TIA/EIA Spezifikation IS-95, die den DS-CDMA Standard definiert, daß die von der mobilen Station ausgegebene Leistung innerhalb von 0,3 dB ihres endgültigen Wertes innerhalb von 500 sekunden ab Empfang der Leistungssteuerbits durch die mobile Station liegt. Somit ist eine getrennte Demodulation für den Leistungssteuerindikator erforderlich.
Um die Verzögerung bei der Erkennung des Leistungssteuerindikators zu vermindern, ohne die Verkehrskanalleistung zu beeinträchtigen, trennt die vorliegende Erfindung die Demodulation des Leistungssteuerindikators von der Demodulation der Verkehrskanalsignale. Insbesondere verwendet die vorliegende Erfindung zwei getrennte Demodulatoren, einen für die Demodulation des Leistungssteuerindikators mit nur einer kleinen oder gar keiner Demodulationsverzögerung und die andere mit einer längeren Verzögerung, passend für die Demodulation des Verkehrkanalsignals, wie oben bechrieben. Somit umfaßt das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung eine gemeinsame Schätzung einer komplexen Darstellung einer Verkehrskanalphase und einer Verkehrskanalverstärkung und eine getrennte Schätzung einer komplexen Darstellung einer Leistungssteuerkanalphase und einer Leistungssteuerkanalverstärkung. Die Verkehrskanalsignale werden unter Verwendung der Verkehrskanalphase und der Verkehrskanalverstärkung demoduliert. Der Leistungssteuerbezeichner wird mit der Leistungssteuerkanalphase und der Leistungssteuerkanalverstärkung demoduliert.
Diese Lösung ist brauchbar, da unter Bezug auf ein DS-CDMA-System die Leistungssteuerbits unkodiert sind und die Fehlerratenkurve eines unkodierten Signals im interessierenden Bereich des Signal-Rausch-Verhältnisses typischerweise ziemlich flach ist. Somit verwendet die vorliegende Erfindung eine Schätzung mit nur einer kleinen oder gar keinen Verzögerung bei der Demodulation und Erkennung von Leistungssteuerbits. Die Fehlerrate des Leistungssteuerbezeichners, die durch die Verwendung eines Kanalschätzers mit Nullverzögerung oder nur einer sehr kleinen Verzögerung erreicht wird, ist nur leicht kleiner als die Fehlerrate, die durch die Verwendung eines nahezu optimalen Schätzers mit genügender Verzögerung erzeugt wird. Darüberhinaus ist die Aufwärtsverbindungsempfängerleistung (das heißt, der Empfänger an der Basisstation, der eine Sendung von der mobilen Station empfängt, beinhaltet einen Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung) nicht sehr empfindlich gegenüber der Fehlerrate des Leistungssteuerbezeichners. Somit wird sich die Kommunikationskanalleistung durch die Verwendung der Schätzvorrichtung mit Nullverzögerung oder einer kurzen Verzögerung nicht merklich verschlechtern.
Obwohl das demodulierte Leistungssteuersignal und das demodulierte Verkehrssignal unterschiedliche Verzögerungen haben, sind diese Verzögerungen vorzugsweise fest und bekannt. Somit besteht keine Unklarheit über die Natur des demodulierten Signals, das am Kombinierer 118 (1) empfangen wird. Obwohl es also notwendig ist, zwei getrennte Kanalschätzvorrichtungen bei der vorliegenden Erfindung zu implementieren, wird die Komplexität eines Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung nicht wesentlich erhöht gegenüber Implementierungen des Standes der Technik. Drei mögliche Ausführungsformen sind in den 4-6 dargestellt.
Bezieht man sich nun auf 4, so zeigt sie ein erstes alternatives Funktionsblockdiagramm einer Empfängerschaltung 400 für die Verwendung in der mobilen Station 100 der 1. Die Empfängerschaltung 400 kann als ein Finger einer Rakeempfängerschaltung, wie sie in 1 dargestellt ist, für die Demodulation von DS-CDMA-Signalen und anderen Kommunikationssignalen mit gespreiztem Spektrum verwendet werden. Die Empfängerschaltung 400 ist konfiguriert, um mit einer Antenne 402 verbunden zu werden, und sie umfaßt eine Filterschaltung 404, einen Entspreizer 405, einen Pilotkanaldekodierer 406, eine erste Kanalschätzvorrichtung 408, eine zweite Kanalschätzvorrichtung 410, einen ersten konjugierten Generator 412 und einen zweiten konjugierten Generator 414. Die Empfängerschaltung 400 umfaßt ferner einen Verkehrskanaldekodierer 416, einen Schalter 417, ein Kurzverzögerungselement 418, ein Verzögerungselement 420, einen Verkehrskanaldemodulator 422 und einen Leistungssteuerdemodulator 424.
Im Betrieb werden Signale mit gespreiztem Spektrum durch einen entfernten Sender über einen Kommunikationskanal gesendet und von der Antenne 402 detektiert. Die Signale mit gespreiztem Spektrum werden durch die Filterschaltung 404 verarbeitet, wie das oben in Verbindung mit 1 beschrieben wurde. Bei einem Entspreizer 405 wird ein Entspreizkode, wie beispielsweise ein kurzer Pseudozufallszahlrauschkode (PN), auf die empfangenen Signale mit gespreiztem Spektrum angewandt. Der PN-Kode wird im Entspreizer 405 für das Entspreizen des Signals am Empfänger verwendet. Der Entspreizer 405 erzeugt ein Entspreizsignal.
Das Entspreizsignal wird an den Steuerkanaldekodierer 406 weiterbefördert. Der Steuerkanaldekodierer 406 wendet einen Kode, wie beispielsweise einen Walsh-Kode auf das entspreizte Signal an, um das Signal zu dekodieren, und das dekodierte Signal wird summiert, um Steuersymbole zu erzeugen. Der Kode ist allen Benutzern im System gemeinsam, so daß alle Benutzer den Steuerkanal dekodieren können. Der Steuerkanal kann beispielsweise aus Daten bestehen, die alle logische "Einsen" umfassen, um die Bestimmung der Phase und Verstärkung des Kommunikationskanals zu gewährleisten. In Anwendungen, wie einem DS-CDMA-System gemäß IS-95, bei dem der Steuerkanal kodiert wird unter Verwendung des Walsh(0)-Kodes, kann die Funktion der Anwendung dieses Walsh-Kodes auf das entspreizte Signal im Steuerkanaldekodierer 406 weggelassen werden. Der Steuerkanaldekodierer 406 erzeugt Steuersymbole. Die Steuersymbole werden der ersten Kanalschätzvorrichtung 408 und der zweiten Kanalschätzvorrichtung 410 zugeführt.
Die erste Kanalschätzvorrichtung 408 schätzt die Kanalphase und die Kanalverstärkung eines Verkehrskanals, erzeugt eine erste geschätzte Kanalverstärkung und eine erste geschätzte Kanalphase. Die erste Kanalschätzvorrichtung 408 kann als ein Tiefpaßfilter implementiert werden, wie das oben in Verbindung mit den 2 und 3 beschrieben wurde, oder in irgendeiner geeigneten Weise. Beispielsweise ergibt ein Filter unbegrenzter Impulsantwort (IIR) vierter Ordnung mit einer Verzögerung von 1,5 Millisekunden eine nahezu optimale Leistung. Ein Filter mit begrenzter Impulsantwort (FIR) und 61 Abgriffen (taps) ergibt eine ähnliche Leistung mit ungefähr derselben Verzögerung.
Die erste Kanalschätzvorrichtung 408 erzeugt eine komplexe Zahl, die einen Betrag und eine Phase hat, und die Information enthält, die der Kanalphase und der Kanalverstärkung entspricht. Diese komplexe Zahl wird dem ersten Konjugierten-Generator 412 zugeführt, der die komplex Konjgierte der komplexen Zahl bestimmt. Die Konjugierte der komplexen Zahl wird dann an den Verkehrskanaldemodulator 422 geliefert.
Die zweite Kanalschätzvorrichtung 410 schätzt die Kanalphase und die Kanalverstärkung des Leistungssteuerindikators oder der Leistungssteuerbits, wobei eine zweite geschätzte Kanalverstärkung und eine zweite geschätzte Kanalphase erzeugt werden. Die zweite Kanalschätzvorrichtung 410 kann als Tiefpaßfilter implementiert werden. Wenn IIR-Schätzvorrichtungen für die Implementierung der Empfängerschaltung 400 verwendet werden, ist es effizienter, einen getrennten einpoligen IIR-Filter als Schätzvorrichtung für die Leistungssteuerbits zu verwenden. In einer solchen Implementierung muß das zweite IIR-Filter für jedes Steuersymbol ausgewertet werden. Dies erhöht die Komplexität der Berechnung aber nur leicht, da eine solche Schätzvorrichtung sehr einfach ist. Eine alternative Ausführungsform der zweiten Kanalschätzvorrichtung wird nachfolgend in Verbindung mit 6 beschrieben.
Die zweite Kanalschätzvorrichtung 410 erzeugt eine komplexe Zahl, die einen Betrag und eine Phase hat, die Information enthält, die der Kanalphase und der Kanalverstärkung des Leistungssteuerbezeichners entspricht. Die komplexe Zahl wird dem zweiten Konjugierten-Generator 414 geliefert, der die komplex Konjugierte der komplexen Zahl bestimmt. Die Konjugierte der komplexen Zahl wird an den Leistungssteuerdemodulator 424 geliefert.
Das entspreizte Signal wird auch an den Verkehrskanaldekodierer 416 gegeben. Das entspreizte Signal enthält sowohl Verkehrsdaten als auch einen Leistungssteuerbezeichner. Die Verkehrsdaten entsprechen Informationen, wie beispielsweise Sprache oder Daten, die von einem entfernten Sender über den Kanal zur Empfängerschaltung 400 übertragen werden. Die Verkehrsdaten sind kodiert. Der Leistungssteuerbezeichner entspricht einer Leistungssteuerinformation, die vom entfernten Sender zur Empfängerschaltung gesendet wird, um die Sendeleistung eines Senders, der mit der Empfangsschaltung verbunden ist, wie beispielsweise des Senders 126 (1), zu steuern. Der Leistungssteuerbezeichner ist nicht faltungskodiert. Der Verkehrskanaldekodierer wendet einen Verkehrskode, wie den Walsh-Kode auf das entspreizte Signal an, um das Signal zu dekodieren. Der Verkehrskode ist für die Empfängerschaltung 400 eindeutig, so daß andere Benutzer in einem System, das die Empfängerschaltung 400 umfaßt, das Signal nicht dekodieren können. Der Verkehrskanaldekodierer 416 erzeugt Verkehrssymbole, die sowohl dem Leistungssteuerbezeichner als auch den Verkehrsdaten entsprechen. Die Verkehrssymbole, die dem Leistungssteueranzeiger entsprechen, werden Leistungssteuersymbole genannt.
Der Schalter 417 liefert selektiv die Verkehrssymbole entweder zum kurzen Verzögerungselement 418 oder zum Verzögerungselement 420. Wenn die Verkehrssymbole dem Leistungssteuerbezeichner entsprechen, liefert der Schalter 417 die Verkehrssymbole an das kurze Verzögerungselement 418. Wenn die Verkehrssymbole den Verkehrsdaten entsprechen, liefert der Schalter 417 die Verkehrssymbole an das Verzögerungselement 420.
Das Verzögerungselement 420 verzögert die Verkehrssymbole um eine erste vorbestimmte Zeit und erzeugt ein verzögertes Verkehrskanalsignal, das die verzögerten Verkehrssymbole umfaßt. Das kurze Verzögerungselement 418 verzögert die Leistungssteuersymbole um eine zweite vorbestimmte Zeit, um einen verzögerten Leistungssteuerbezeichner zu erzeugen. Das Verzögerungselement 420 kann als First-in-First-out (FIFO) Puffer implementiert werden, der die erste vorbestimmte Zeit errichtet, um die die Verkehrssymbole verzögert werden. In ähnlicher Weise kann das kurze Verzögerungselement 418 als FIFO-Puffer implementiert sein, der die zweite vorbestimmte Zeit errichtet, um die die Leistungssteuersymbole verzögert werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die zweite vorbestimmte Zeit kleiner als die erste vorbestimmte Zeit. Die erste Kanalschätzvorrichtung 408 ist durch eine erste Gruppenverzögerung gekennzeichnet. In ähnlicher Weise ist die zweite Kanalschätzvorrichtung durch eine zweite Gruppenverzögerung gekennzeichnet. Die zweite Gruppenverzögerung ist vorzugsweise kleiner als die erste Gruppenverzögerung. Die erste vorbestimmte Zeit wird vorzugsweise gleich der ersten Gruppenverzögerung eingestellt. In ähnlicher Weise wird die zweite vorbestimmte Zeit im wesentlichen gleich der zweiten Gruppenverzögerung eingestellt. Die zweite vorbestimmte Zeit beträgt vorzugsweise weniger als 500 Mikrosekunden oder es kann das Kurzverzögerungselement 418 weggelassen werden, um die Komplexität der Empfängergestaltung zu vermindern, während eine passende Genauigkeit der Leistung aufrechterhalten wird.
Das Kurzverzögerungselement 418 befördert den verzögerten Leistungssteuerbezeichner an den Leistungssteuerdemodulator 424. Das Verzögerungselement 420 befördert die verzögerten Verkehrssymbole an den Verkehrskanaldemodulator 422. Der Verkehrskanaldemodulator 422 und der Leistungssteuerdemodulator 424 sind vorzugsweise als Multiplizierer implementiert. Der Leistungssteuerdemodulator 424 multipliziert den verzögerten Leistungssteuerbezeichner mit der komplex Konjugierten der komplexen Darstellung der Kanalphase und der Kanalverstärkung, die vom zweiten konjugierten Generator 414 empfangen wird. Der Vekehrskanaldemodulator 422 multipliziert die verzögerten Verkehrssymbole mit der komplex Konjugierten der komplexen Darstellung der Kanalphase und der Kanalverstärkung, die vom ersten Konjugierten-Generator 412 empfangen werden. Der demodulierte Leistungssteuerbezeichner und die demodulierten Verkehrssymbole sind dann für eine weitere Verarbeitung, wie in der Kombinationsvorrichtung 118 (1), verfügbar.
5 zeigt ein Funktionsblockdaigramm einer zweiten alternativen Empfängerschaltung 500. Die Empfängerschaltung 500 ist so konfiguriert, daß sie mit einer Antenne 502 verbunden wird und umfaßt eine Filterschaltung 504, einen Entspreizer 505, einen Steuerkanaldekodierer 506, einen Kausalfilterteil 508, ein Antikausalfilterteil 510, einen Summierer 512, ein Verzögerungselement 514, einen ersten Konjugierten-Generator 516 und einen zweiten Konjugierten-Generator 518. Die Empfängerschaltung 500 umfaßt ferner einen Verkehrskanaldekodierer 520, einen Schalter 521, ein Kurzverzögerungselement 522, ein Verzögerungselement 524, einen Leistungssteuerdemodulator 526 und einen Verkehrskanaldemdulator 528. Der Betrieb der Empfängerschaltung 500, um ein Kommunikationssignal mit gespreiztem Spektrum zu erkennen, zu entspreizen, zu dekodieren und zu demodulieren, das einen Verkehrskanal, einen Steuerkanal und einen Leistungssteuerbezeichner hat, entspricht im allgemeinen dem Betrieb der Empfängerschaltung 400, die in 4 gezeigt ist, wobei die Unterschiede nachfolgend beschrieben werden.
Der Kausalfilterteil 508 und der Antikausalfilterteil 510 bilden zusammen ein FIR-Filter. In der Empfängerschaltung 500 liefert der Steuerkanaldekodierer 506 die Steuersymbole, einschließlich des Mittelkoeffizienten, an einen kausalen Filterteil 508 des FIR-Filters. Darauf erzeugt der Kausalfilterteil 508 eine kausale Ausgabe. Der Steuerkanaldekodierer 506 liefert auch die Steuersymbole an den Antikausalfilterteil 510 des FIR-Filters. Darauf erzeugt der Antikausalfilterteil 510 eine antikausale Ausgabe.
Die kausale Ausgabe wird als eine frühe Kanalschätzung für die Demodulation des Leistungssteuerbezeichners ohne hinzugefügte Verzögerung verwendet. Der Kausalfilterteil 508 liefert das kausale Ausgangssignal an einen zweiten konjugierten Generator 518 für die Erzeugung der komplex Konjugierten des kausalen Ausgangssignals. Diese komplex Konjugierte wird an den Leistungssteuerdemodulator 526 geliefert. Der Leistungssteuerdemodulator 526 multipliziert die komplex Konjugierte und die Leistungssteuersymbole, die vom Verkehrskanaldekodierer 520 empfangen werden, indem sie die Leistungssteuersymbole demoduliert.
Das kausale Ausgabesignal wird auch an das Verzögerungselement 514 gegeben, das das kausale Ausgabesignal um eine vorbestimmte Zeit verzögert, wobei diese vorzugsweise gleich der Länge des Antikausalfilters ist, um einen verzögertes kausales Ausgabesignal zu erzeugen. Der Summierer 512 erzeugt eine endgültige Kanalschätzung durch Addieren des verzögerten kausalen Ausgabesignals und des antikausalen Ausgabesignals. Der Summierer liefert eine endgültige Kanalschätzung an den konjugierten Generator 516 für das Erzeugen einer komplex Konjugierten. Die Konjugierte wird an den Verkehrskanaldemodulator 528 gegeben. Der Verkehrskanaldemodulator 528 multipliziert die komplex Konjugierte und die Verkehrssymbole, die vom Verkehrskanaldekodierer 520 empfangen werden, der die Verkehrssymbole demoduliert.
Als eine Variation sollte, wenn eine kurze Verzögerung bei der Demodulation des Steuerbits toleriert werden kann, der Kausalfilterteil einige, sagen wir M, Antikausalkoeffizienten enthalten. In diesem Fall sollten die Leistungssteuersymbole um M Symbole verzögert werden, bevor sie unter Verwendung der aktuellen früheren Kanalschätzung demoduliert werden.
6 ist ein Funktionsblockdiagramm einer Leistungssteuerkanalschätzvorrichtung für die Verwendung in der Empfängerschaltung 400 der 4. Die Kanalschätzvorrichtung 600 weist die Form eines Tiefpaßfilters auf, das exponentiell sequentielle Werte der Steuersymbole mittelt, um die komplexe Darstellung der geschätzten Kanalverstärkung und der geschätzten Kanalphase zu liefern. Die Kanalschätzvorrichtung 600 umfaßt einen Verschieber 602, einen Summierer 604, einen Verschieber 606, einen Summierer 608, ein Verzögerungselement 610 und einen Quantisierer 612. Die Kanalschätzvorrichtung 600 empfängt die Steuersignale vom Steuerkanaldekodierer 406. Das Steuersymbol hat die Form eines binären 8 Bit Wertes. Der Verschieber 602 verschiebt ein akuelles Steuersymbol um 2 Bit nach links, um einen 10 Bit Wert zu bilden. Der Summierer 604 addiert das aktuelle Steuersymbol mit einem verzögerten Steuersymbol, das vom Verzögerungselement 610 empfangen wird. Die Summe, ein 11 Bit Binärwert wird vom Verschieber 606 3 Bit nach rechts verschoben. Der Summierer 608 summiert diesen Wert mit dem verzögerten Steuersymbol, das vom Verzögerungselement 610 empfangen wird, und erzeugt einen 10 Bit Wert. Die Summe wird dem Verzögerungselement 610 geliefert für eine Verarbeitung mit dem nächsten nachfolgenden Steuersymbol. Die Summe wird auch an den Quantisierer 612 geliefert, der die 8 höchstwertigsten Bits als Kanalschätzung hält.
Wie man aus Vorangehendem sieht, liefert die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung für die Demodulation eines Kommunikationssignals mit gespreiztem Spektrum, das Leistungssteuerbits einschließt. Die Kanalphase und die Kanalverstärkung werden gemeinsam durch Mittelung der Tiefpaßfiltersteuersymbole geschätzt. Die Verkehrssymbole werden leicht verzögert, um die Filterverzögerung, auszugleichen Die Leistungssteuerbits werden nicht verzögert oder nur um eine kurze Zeit verzögert, um die Erkennung und Antwort der Leistungssteuerbits innerhalb einer spezifizierten Zeitdauer zu gewährleisten. Die Erfinder haben bestimmt, daß das verbundene Schätzverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung nahezu optimale Schätzungen sowohl der Phase als auch der Verstärkung des Kanals liefert. Ein DS-CDMR Empfänger, der gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert ist, liefert eine Rahmenfehlerrate (FER), die 0,7 bis 0,9 dB besser ist als bei einer konventionellen Gestaltung, die einen Phasenverriege lungskreis für die Kanalphasenschätzung und eine getrennte Kanalverstärkungsschätzvorrichtung verwendet. Die FER ist nur 0,15 dB vom Ergebnis entfernt, das man erhält, wenn man eine perfekte Kanalphasen- und Verstärkungsinformation verwendet, um die Verkehrssymbole zu demodulieren. Zusätzlich kann die vorliegende Erfindung leicht entweder in Hardware oder in Software oder einer Kombination dieser beiden implementiert werden. Weiterhin gestattet die vorliegende Erfindung, daß DS-CDMA Leistungssteuerbits innerhalb der spezifizierten Zeitdauer von 500 Mikrosekunden erkannt werden.
Das Filter, das für die Schätzung der Kanalphase und der Kanalverstärkung verwendet wird, kann auch unter Verwendung von FIR- oder IIR-Techniken implementiert werden. Die Genauigkeit der Schätzung kann an einen akzeptables Niveau der Komplexität des Filters angepaßt werden. Die Filter, die erste und zweite komplexe Kanalschätzungen erzeugen, können im wesentlichen die gleichen sein. Auch wird es erkenntlich, daß die Betriebselemente der Empfängerschaltung 400, der Empfängerschaltung 500 und der Kanalschätzvorrichtung entweder in Hardware, in Software oder einer beliebigen Kombination der beiden implementiert werden können, was die Effizienz und Leistung vergrößert.

Claims

Verfahren zum Empfangen eines Spreizspektrumkommunikationssignals, das einen Pilotkanal umfaßt, mit den folgenden Schritten: Empfangen des Spreizspektrumkommunikationssignals über einen Kommunikationskanal und Entspreizen des Signals; Erzeugen von Pilotsymbolen auf der Grundlage des Spreizspektrumkommunikationssignals; Erzeugen einer ersten geschätzten Kanalverstärkung und einer ersten geschätzten Kanalphase aus den Pilotsymbolen; Erzeugen einer zweiten geschätzten Kanalverstärkung und einer zweiten geschätzten Kanalphase aus den Pilotsymbolen; Erzeugen von Verkehrssymbolen auf der Grundlage eines Verkehrskanalsignals in dem Spreizspektrumkommunikationssignal; Verzögern der Verkehrssymbole um eine erste vorbestimmte Zeit; Demodulieren der verzögerten Verkehrssymbole unter Verwendung der ersten geschätzten Kanalverstärkung und der ersten geschätzten Kanalphase; Erzeugen eines Leistungssteuerbezeichners auf der Grundlage des Spreizspektrumkommunikationssignals; Verzögern des Leistungssteuerbezeichners um eine zweite von der ersten vorbestimmten Zeit verschiedene vorbestimmte Zeit; und Demodulieren des verzögerten Leistungssteuerbezeichners unter Verwendung der zweiten geschätzten Kanalverstärkung und der zweiten geschätzten Kanalphase.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die zweite vorbestimmte Zeit Null Millisekunden beträgt.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Schritte des Erzeugens der geschätzten Kanalverstärkungen und der geschätzten Kanalphasen die Schritte umfassen des Filterns der Pilotsymbole, um die erste geschätzte Kanalverstärkung und die erste geschätzte Kanalphase zu erhalten, beziehungsweise des Filterns der Pilotsymbole, um die zweite geschätzte Kanalverstärkung und die zweite geschätzte Kanalphase zu erhalten.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die erste vorbestimmte Zeit im Bereich von 0,5 bis 2 Millisekunden liegt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, weiterhin den Schritt des Verzögerns lediglich des Verkehrskanalsignals umfassend, um die verzögerten Verkehrssymbole zu erzeugen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Schritte des Erzeugens der geschätzten Kanalverstärkungen und der geschätzten Kanalphasen den Schritt des Tiefpassfilterns der Pilotsymbole umfassen.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Schritte des Erzeugens der geschätzten Kanalverstärkungen und der geschätzten Kanalphasen weiterhin den Schritt des Erzeugens einer komplex Konjugierten nach dem Schritt des Tiefpassfiltems umfassen.
Vorrichtung zum Empfangen eines Spreizspektrumkommunikationssignals, das einen Pilotkanal umfaßt, umfassend: Mittel (102-110) zum Empfangen des Spreizspektrumkommunikationssignals über einen Kommunikationskanal; Mittel (150) zum Entspreizen des Signals; Mittel (151, 152) zum Erzeugen von Pilotsymbolen auf der Grundlage des Spreizspektrumkommunikationssignals; Mittel (154, 156, 408) zum Erzeugen einer ersten geschätzten Kanalverstärkung und einer ersten geschätzten Kanalphase aus den Pilotsymbolen und Mittel (410) zum Erzeugen einer zweiten geschätzten Kanalverstärkung und einer zweiten geschätzten Kanalphase aus den Pilotsymbolen; Mittel (158, 160) zum Erzeugen von Verkehrssymbolen auf der Grundlage eines Verkehrskanalsignals in dem Spreizspektrumkommunikationssignal; Mittel (162, 420) zum Verzögern der Verkehrssymbole um eine erste vorbestimmte Zeit; Mittel (164, 422) zum Demodulieren der verzögerten Verkehrssymbole unter Verwendung der ersten geschätzten Kanalverstärkung und der ersten geschätzten Kanalphase; Mittel zum Erzeugen eines Leistungssteuerbezeichners auf der Grundlage des Spreizspektrumkommunikationssignals; Mittel (418) zum Verzögern des Leistungssteuerbezeichners um eine zweite von der ersten vorbestimmten Zeit verschiedene vorbestimmte Zeit; und Mittel (424) zum Demodulieren des verzögerten Leistungssteuerbezeichners unter Verwendung der zweiten geschätzten Kanalverstärkung und der zweiten geschätzten Kanalphase.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die zweite vorbestimmte Zeit Null Millisekunden beträgt.
Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, wobei die Mittel zum Erzeugen der geschätzten Kanalverstärkungen und der geschätzten Kanalphasen Mittel (408) zum Filtern der Pilotsymbole, um die erste geschätzte Kanalverstärkung und die erste geschätzte Kanalphase zu erhalten, und Mittel (410) zum Filtern der Pilotsymbole, um die zweite geschätzte Kanalverstärkung und die zweite geschätzte Kanalphase zu erhalten, umfassen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei die erste vorbestimmte Zeit im Bereich von 0,5 bis 2 Millisekunden liegt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, weiterhin Mittel zum Verzögern lediglich des Verkehrskanalsignals umfassend, um die verzögerten Verkehrssymbole zu erzeugen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, wobei die Mittel zum Erzeugen der geschätzten Kanalverstärkungen und der geschätzten Kanalphasen Mittel (154, 200, 300) zum Tiefpassfiltern der Pilotsymbole umfassen.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Mittel zum Erzeugen der geschätzten Kanalverstärkungen und der geschätzten Kanalphasen weiterhin Mittel (156, 412, 414) zum Erzeugen einer komplex Konjugierten des Ausgangssignals der Mittel (154) zum Tiefpassfiltern der Pilotsymbole umfassen.