DE69838133T2

DE69838133T2 - Teilnehmergerät mit mehreren steuer- und informationsdaten für cdma drahtloses kommunikationssystem

Info

Publication number: DE69838133T2
Application number: DE69838133T
Authority: DE
Inventors: Joseph P. Del Mar ODENWALDER
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-05-14
Filing date: 1998-05-13
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2018-05-14
Also published as: DE69838133T4; IL158350A; IL132456A; NO995530D0; EP2278727A2; CA2289231A1; WO1998052365A3; ATE452477T1; NO324198B1; RU2313176C2; CN1728575B; DE69841391D1; EP0981914A2; CN1728575A; IL132456A0; FI122314B; EP2278727A3; BR9809814A; HK1084785A1; RU2242086C2

Description

Hintergrund der Erfindung
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Teilnehmereinheit und ein Verfahren zur Nutzung in ein drahtloses Kommunikationssystem.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Drahtlose Kommunikationssysteme bzw. Nachrichtenübermittlungssysteme einschließlich zellularer, Satelliten- und Punkt-zu-Punkt-Kommunikationssysteme nutzen eine drahtlose Verbindung, die ein moduliertes Hochfrequenz-(HF)-Signal aufweist, um Daten zwischen zwei Systemen zu übertragen. Die Nutzung einer drahtlosen Verbindung ist aus einer Vielzahl von Gründen wünschenswert, einschließlich erhöhter Mobilität und reduzierter Infrastrukturanforderungen, wenn man sie mit Drahtleitungskommunikationssystemen vergleicht. Ein Nachteil der Verwendung einer drahtlosen Verbindung ist die begrenzte Menge an Kommunikationskapazität, die sich aus der begrenzten Menge verfügbarer HF-Bandbreite ergibt. Diese begrenzte Kommunikationskapazität steht im Gegensatz zu drahtgestützten Kommunikationssystemen bei denen zusätzliche Kapazität durch Installieren zusätzlicher Drahtleitungsverbindungen hinzugefügt werden kann.
Die begrenzte Art der HF Bandbreite erkennend sind verschiedene Signalverarbeitungstechniken entwickelt worden zum Erhöhen der Effizienz mit der drahtlose Kommunikationssysteme die verfügbare HF-Bandbreite nutzen. Ein weithin akzeptiertes Beispiel einer derartigen bandbreiteneffizienten Signalverarbeitungstechnik ist der IS-95 Luftschnittstellstandard und seine Ableitungen wie z.B. IS-95-A und ANSI J-STD-008 (hier im Folgenden gemeinsam als der IS-95 Standard bezeichnet), die von der Telecommunication Industry Association (TIA) veröffentlicht wurden und primär innerhalb von zellularen Tele kommunikationssystemen genutzt werden. Der IS-95 Standard umfasst Signalmodulationstechniken mit Code-Multiplex-Vielfach-Zugriff (code division multiple access, CDMA) zum gleichzeitigen Leiten mehrer Kommunikationen über die gleiche HF Bandbreite. Wenn es mit umfangreicher Leistungssteuerung kombiniert wird, erhöht das Leiten mehrerer Kommunikationen über die gleiche Bandbreite, die gesamte Anzahl von Anrufen und anderen Kommunikationen, die in einem drahtlosen Kommunikationssystem geleitet werden können, und zwar durch, neben anderen Dingen, erhöhen der Frequenz-Wiedernutzung im Vergleich zu anderen drahtlosen Telekommunikationstechniken. Die Nutzung von CDMA Techniken in einem Mehrfachzugriffskommunikationssystem ist offenbart in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307 mit dem Titel „SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" und dem U.S. Patent Nr. 5,103,459 mit dem Titel „SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", die beide an den Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung übertragen worden sind.
1 sieht eine stark vereinfachte Darstellung eines zellularen Telefonsystems vor, das gemäß der Nutzung des IS-95-Standards konfiguriert ist. Während des Betriebs führt ein Satz mit Teilnehmereinheiten 10a–d drahtlose Kommunikation durch, und zwar durch Herstellen bzw. Aufbauen von einer oder mehrerer HF Schnittstellen bzw. Interfaces mit einer oder mehreren Basisstationen 12a–d unter Verwendung von CDMA modulierten HF Signalen. Jedes HF Interface zwischen einer Basisstation 12 und einer Teilnehmereinheit 10 weist ein Vorwärtsverbindungssignal auf, das von der Basisstation 12 gesendet bzw. übertragen wird, und weist ein Rückwärtsverbindungssignal auf, das von der Teilnehmereinheit übertragen wird. Unter Verwendung dieser HF Interfaces wird eine Kommunikation mit einem anderen Nutzer im Allgemeinen durchgeführt mittels einer Mobiltelefonvermittlungsstelle (mobile telephone switching office, MTSO) 14 und einem öffentlichen Telefonvermittlungsnetzwerk (public switch telephone network, PSTN) 16. Die Verbindungen zwischen den Basisstationen 12, der MTSO 14 und dem PSTN 16 werden im Allgemeinen durch Drahtleitungsverbindungen gebildet, obwohl die Nutzung von zusätzlichen HF- oder Mikrowellenverbindungen auch bekannt ist.
Gemäß dem IS-95 Standard sendet jede Teilnehmereinheit 10 Nutzerdaten über ein ein-kanaliges nicht-kohärentes Rückwärtsverbindungssignal mit einer maximalen Datenrate bzw. -geschwindigeit von 9,6 oder 14,4 kbits/Sek. abhängig davon, welcher Geschwindigkeits- bzw. Ratensatz von einem Satz mit Ratensätzen gewählt wird. Eine nicht-kohärente Verbindung ist eine, in der Phaseninformation durch das empfangende System nicht genutzt wird. Eine kohärente Verbindung ist eine, bei der der Empfänger Kenntnis der Trägersignalphase während einer Verarbeitung ausnutzt. Die Phaseninformation nimmt typischerweise die Form eines Pilotsignals an, kann aber auch aus den gesendeten Daten geschätzt werden. Der IS-95 Standard fordert einen Satz mit vierundsechzig Walsh-Codes, von denen jeder vierundsechzig Chips aufweist, die für die Vorwärtsverbindung zu nutzen sind.
Die Nutzung eines einkanaligen nicht-kohärenten Rückwärtsverbindungssignals, das eine maximale Datenraten von 9,6 oder 14,4 kbits/Sek besitzt, wie es von IS-95 spezifiziert wird, ist gut geeignet für ein drahtloses zellulares Telefonsystem, bei dem die typische Kommunikation, die Übertragung von digitalisierter Sprache oder digitalen Daten mit niedrigerer Rate wie z.B. ein Faksimile aufweist. Eine nicht-kohärente Rückwärtsverbindung ist ausgewählt worden, weil in einem System in dem bis zu 80 Teilnehmereinheiten 10 mit einer Basisstation 12 für jeweils 1,2288 MHz zugewiesener Bandbreite kommunizieren, die notwendigen Pilotdaten in der Übertragung von jeder Teilnehmereinheit 10 vorzusehen, den Grad wesentlich erhöhen würde, bis zu dem ein Satz mit Teilnehmereinheiten 10 sich gegenseitig stört. Auch wäre bei Datenraten von 9,6 oder 14,4 kbits/Sek. das Verhältnis der Sendeleistung von jedwelchen Pilotdaten zu den Nutzerdaten signifikant und würde deshalb auch die Interteilnehmereinheit-Interferenz erhöhen. Die Nutzung eines einkanaligen Rückwärtsverbindungssignals wurde gewählt, weil das Engagieren bzw. das Teilnehmen in nur einer Art von Kommunikation zu einer Zeit konsistent mit der Nutzung von Drahtleitungstelefonen ist, den Paradigma auf dem aktuelle drahtlose zellulare Kommunikationen basieren. Auch ist die Komplexität der Verarbeitung eines einzelnen Kanals niedriger als jene die assoziiert ist mit der Verarbeitung mehrerer Kanäle.
Während sich die digitalen Kommunikationen fortentwickeln, wird angenommen, dass die Nachfrage nach drahtloser Übertragung von Daten für Anwendungen wie z.B. interaktiven Datei-Browsen bzw. -Durchstöbern und Videotelekonferenzen wesentlich zunimmt. Diese Erhöhung wird die Art und Weise transformieren, auf die drahtlose Kommunikationssysteme genutzt werden und die Bedingungen unter denen die assoziierten HF-Schnittstellen durchgeführt werden. Im speziellen werden Daten mit höheren maximalen Raten und mit einer größeren Vielfalt von möglichen Raten übertragen. Auch könnte eine zuverlässigere Übertragung notwendig werden, da Fehler in der Übertragung von Daten weniger tolerierbar sind, als Fehler bei der Übertragung von Audio-Information. Zusätzlich wird die erhöhte Anzahl von Datentypen einen Bedarf erzeugen, um mehrere Arten von Daten gleichzeitig zu übertragen. Beispielsweise könnte es notwendig werden, eine Datendatei auszutauschen, während ein Audio- oder Video-Interface beibehalten wird. Wenn die Rate der Übertragung von einer Teilnehmereinheit zunimmt, wird auch die Anzahl von Teilnehmereinheiten 10, die mit einer Basisstation 12 pro Betrag an HF-Bandbreite kommunizieren abnehmen, da die höheren Datenübertragungsraten dazu führen werden, dass die Datenverarbeitungskapazität der Basisstation mit weniger Teilnehmereinheiten 10 erreicht wird. In einigen Fällen könnte die aktuelle IS-95 Rückwärtsverbindung nicht ideal für all diese Änderungen geeignet sein. Deshalb bezieht sich die vorliegende Erfindung auf das Vorsehen eines bandbreiten-effizienten CDMA-Interfaces mit höherer Datenrate über das mehrere Arten von Kommunikation durchgeführt werden können.
Die PCT Veröffentlichung WO 97/47098 mit dem internationalen Veröffentlichungsdatum 11. Dezember 1997 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung für hochratige drahtlose CDMA-Kommunikation bei der ein Satz mit individuell verstärkungsangepassten Teilnehmerkanälen gebildet werden und zwar mittels der Nutzung eines Satzes mit orthogonalen Subkanal-Codes, die eine kleine Anzahl von PN-Spreiz-Chips pro orthogonaler Wellenformperiode besitzen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist in den angehängten Ansprüchen definiert.
In einem Aspekt sieht die Erfindung eine Teilnehmereinheit oder einen anderen Übertrager bzw. Sender vor zur Nutzung in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei die Teilnehmereinheit Folgendes aufweist: mehrere Informationsquellen mit Informationsdaten; einen Codierer zum Codieren der Informationsdaten; mehrere Steuerquellen mit Steuerdaten; und einen Modulator zum Modulieren von codierten Informationsdaten und den Steuerdaten von einer oder mehrerer von den mehreren Steuerquellen mit entsprechenden verschiedenen Modulations-Codes zur Übertragung auf einem Trägersignal, wobei der Modulator angeordnet ist zum Kombinieren von codierten Informationsdaten von einer Informationsquelle mit den codierten Steuerdaten bevor diese zur Übertragung ausgegeben werden.
In einem anderen Aspekt sieht die Erfindung eine Basisstation oder einen anderen Empfänger zur Nutzung in einem drahtlosen Kommunikationssystem vor, wobei die Basisstation Folgendes aufweist: einen Empfänger zum Empfangen eines Trägersignals und um davon Folgendes zu entfernen: codierte Informationsdaten von mehreren Informationsquellen, die mit entsprechenden unterschiedlichen Modulations-Codes moduliert sind, und Steuerdaten von mehreren Steuerquellen wobei die eine oder mehrere der Steuerdaten mit einem entsprechenden unterschiedlichen Modulationscode moduliert sind, und wobei die codierten Informationsdaten von der einen Informationsquelle mit den codierten Steuerdaten kombiniert sind; einen Demodulator zum Demodulieren der codierten Informationsdaten und der Steuerdaten von ihren entsprechenden unterschiedlichen Modulations-Codes; und einen Decodierer zum Decodieren der codierten Informations- und Steuerdaten.
In einem weiteren Aspekt sieht die Erfindung ein Verfahren vor zur Übertragung von Steuerdaten, Fundamentaldaten und zusätzlichen bzw. supplemental Daten von einer ersten Teilnehmereinheit in einem Satz mit Teilnehmereinheiten zu einer Basisstation, die sich in Kommunikation mit dem Satz mit Teilnehmereinheiten befindet, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: a) Modulieren der zusätzlichen Daten mit einem ersten Walsh-Code; b) Modulieren der fundamentalen Daten mit einem zweiten Walsh-Code; und c) Modulieren der Steuerdaten mit einem dritten Walsh-Code, wobei der erste Walsh-Code kürzer als der zweite Walsh-Code ist und der zweite Walsh-Code kürzer als der dritte Walsh-Code ist.
In einem anderen Aspekt sieht die Erfindung ein Verfahren vor zum Übertragen von Daten von einer Teilnehmereinheit zur Nutzung in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Akquirieren von Informationsdaten von mehreren Informationsquellen; Codieren der Informationsdaten; Akquirieren von Steuerdaten von mehreren Steuerquellen; und Modulieren der codierten Informationsdaten und der Steuerdaten von einer oder mehreren bzw. vielfachen Steuerquellen mit entsprechenden unterschiedlichen Modulationscodes zur Übertragung auf einem Trägersignal, wobei die codierten Informationsdaten von einer Informationsquelle mit den codierten Steuerdaten kombiniert werden bevor diese zur Übertragung ausgegeben werden.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Satz mit individuell verstärkungseingestellten Teilnehmerkanälen mittels der Nutzung eines Satzes mit orthogonalen Sub-Kanal-Codes gebildet, die eine kleine Anzahl von PN-Spreiz-Chips pro orthogonaler Wellenformperiode besitzen. Daten, die über einen der Sendekanäle zu übertragen sind, werden mit Fehlerkorrektur mit niedriger Coderate codiert und sequentiell wiederholt bevor sie mit einem der Sub-Kanal-Codes moduliert, verstärkungseingestellt und summiert mit modulierten Daten werden, die die anderen Sub-Kanal-Codes nutzen. Die sich ergebenden summierten Daten werden moduliert unter Verwendung eines Nutzer-Lang-Codes eines pseudo-zufälligen Spreiz-Codes (PN-Code) und zur Übertragung hochkonvertiert. Die Nutzung der kurzen orthogonalen Codes sieht eine Interferenzunterdrückung vor während sie noch eine extensive Fehlerkorrektur-Codierung und Wiederholung für Zeitdiversität zulässt um das Raleigh fading zu überwinden, das Allgemein bei terrestrischen drahtlosen Systemen wahrgenommen wird. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist vorgesehen, dass der Satz mit Sub-Kanal-Codes vier Walsh-Codes aufweist, die jeweils orthogonal zu den restlichen Satz und vier Chips lang sind. Die Nutzung einer kleinen Anzahl (z.B. vier) von Sub-Kanälen ist vorziehen, da sie es erlaubt kürzere orthogonale Codes zu nutzen, jedoch ist die Nutzung einer größeren Nutzung von Kanälen und deshalb längeren Codes in Übereinstimmung mit der Erfindung. In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Länge oder die Anzahl von Chips in jedem Kanal-Code unterschiedlich um ferner die Spitzen-zum-Durchschnitt-Sendeleistung zu reduzieren.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden Pilotdaten über einen ersten von den Sende- bzw. Übertragungskanälen gesendet bzw. übertragen und Leistungssteuerdaten werden über einen zweiten Sendekanal gesendet. Die verbleibenden zwei Sendekanäle werden genutzt zum Senden von nicht-spezifizierten digitalen Daten einschließlich Nutzerdaten oder Signalisierungsdaten oder beiden. In einem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist einer der zwei nicht spezifizierten Sendekanäle für BPSK Modulation und Übertragung über den Quadratur-Kanal konfiguriert.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden klarer werden, wenn man die unten angegebene detaillierte Beschreibung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung zusammen mit den Zeichnungen betrachtet, in denen gleiche Bezugszeichen durchgehend entsprechendes bezeichnen und wobei:
1 ein Blockdiagramm eines zellularen Telefonsystems ist;
2 ein Blockdiagramm einer Teilnehmereinheit und einer Basisstation ist, die gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind;
3 ein Blockdiagramm eines BPSK Kanal-Codierers und eines QPSK Kanal-Codierers ist, die gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind;
4 ein Blockdiagramm eines Sendesignalverarbeitungssystems ist, das gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
5 ein Blockdiagramm eines Empfangsverarbeitungssystems ist, das gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
6 ein Blockdiagramm eines Fingerverarbeitungssystems ist, das gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
7 ein Blockdiagramm eines BPSK Kanaldecodierers und eines QPSK Kanaldecodierers ist, gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind; und
8 ein Blockdiagramm eines Sendesignalverarbeitungssystems ist, das gemäß einem zweiten exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist,
9 ein Blockdiagramm eines Fingerverarbeitungssystems ist, das gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
10 ein Blockdiagramm eines Sendesignalverarbeitungssystems ist, das gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
11 ein Blockdiagramm der Codierung ist, die für den fundamentalen Kanal durchgeführt wird, wenn dieser gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
12 ein Blockdiagramm der Codierung ist, die für den Fundamentalkanal durchgeführt wird, wenn dieser gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
13 ein Blockdiagramm der Codierung ist, die für den zusätzlichen Kanal (supplemental channel) durchgeführt wird, wenn dieser gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist; und
14 ein Blockdiagramm der Codierung ist, die für den Steuerkanal durchgeführt wird, wenn dieser gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Ein neuartiges und verbessertes Verfahren und eine neuartige und verbesserte Vorrichtung für drahtlose CDMA Kommunikation mit hoher Rate bzw. Geschwindigkeit ist in dem Zusammenhang mit dem Rückwärtsverbindungsübertragungsteil eines zellularen Telekommunikationssystems beschrieben. Während die Erfindung adaptiert werden kann, zur Nutzung innerhalb der Multipunkt-zu-Punkt Rückwärtsverbindungsübertragung eines zellularen Telefonsystems, ist die vorliegende Erfindung genauso auf Vorwärtsverbindungsübertragungen anwendbar. Zusätzlich werden viele andere drahtlose Kommunikationssysteme durch Einbeziehen der Erfindung Vorteile ziehen, einschließlich satellitenbasierten drahtlosen Kommunikationssystemen, Punkt-zu-Punkt drahtlose Kommunikationssysteme, und Systeme, die hochfrequente Signale über die Nutzung von koaxialen oder anderen breitbandigen Kabel übertragen.
2 ist ein Blockdiagramm von Empfang- und Sendesystemen, die als eine Teilnehmereinheit 100 und eine Basisstation 120 konfiguriert sind. Ein erster Satz mit Daten (BPSK Daten) wird von einem BPSK Kanal-Codierer 103 empfangen, der einen Code-Symbol-Strom erzeugt, der konfiguriert ist zur Durchführung von BPSK Modulation, die durch einen Modulator 104 empfangen wird. Ein zweiter Satz mit Daten (QPSK Daten) wird durch einen QPSK Kanal-Codierer 102 empfangen, der einen Code-Symbol-Strom erzeugt, der konfiguriert ist zum Durchführen von QPSK Modulation, die auch durch den Modulator 104 empfangen wird. Der Modulator 104 empfängt auch Leistungssteuerdaten und Pilotdaten, die zusammen mit den BPSK und QPSK codierten Daten gemäß Techniken mit Code-Multiplex-Vielfach-Zugriff (code division mul tiple access, CDMA) codiert werden, um einen Satz mit modulierten Symbolen zu erzeugen, der durch ein HF Verarbeitungssystem 106 empfangen wird. Das HF Verarbeitungssystem 106 filtert und konvertiert den Satz mit Modulationssymbolen hoch auf eine Trägerfrequenz zur Übertragung bzw. Ausstrahlung an die Basisstation 120 unter Verwendung einer Antenne 108. Obwohl nur eine Teilnehmereinheit 100 gezeigt ist, können mehrere Teilnehmereinheiten mit der Basisstation 120 kommunizieren.
Innerhalb der Basisstation 120 empfängt das HF Verarbeitungssystem 122 die übertragenen bzw. gesendeten HF Signale mittels einer Antenne 121 und führt eine Bandpassfilterung, Herabkonvertierung zum Basisband und Digitalisierung durch. Ein Demodulator 124 empfängt die digitalisierten Signale und führt die Demodulation in Übereinstimmung mit CDMA Techniken durch zum Erzeugen von Leistungssteuerdaten, weich entschiedenen BPSK und QPSK Daten. Ein BPSK Kanal Decodierer 128 decodiert die von einem Demodulator 124 empfangenen weich entschiedenen bzw. soft decision BPSK Daten um eine beste Schätzung der BPSK Daten zu erhalten und ein QPSK Kanal Decodierer 126 decodiert die von dem Demodulator 124 empfangenen soft decision QPSK Daten zum Erzeugen einer besten Schätzung der QPSK Daten. Die beste Schätzung eines ersten und eines zweiten Satzes mit Daten ist dann zur weiteren Verarbeitung oder zum Weiterleiten an ein nächstes Ziel verfügbar und die empfangenen Leistungssteuerdaten werden entweder direkt oder nach einer Decodierung genutzt zum Einstellen der Sendeleistung des Vorwärtsverbindungskanals, der genutzt wird zum Übertragen von Daten an die Teilnehmereinheit 100.
3 ist ein Blockdiagramm des BPSK Kanalcodierers 103 und des QPSK Kanalcodierers 102 wenn diese gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind. Innerhalb des BPSK Kanalcodierers 103 werden die BPSK Daten von einem CRC Prüfsummengenerator 130 empfangen, der eine Prüfsumme für jeden 20 ms Rahmen des ersten Satzes mit Daten erzeugt. Der Rahmen mit Daten zusammen mit der CRC Prüfsumme wird Empfangen durch einen Abschluss- bzw. Terminierungs-Bit-(tail bit)- Generator 132 der Terminierungs-Bits anhängt, die acht logische Nullen an dem Ende von jedem Rahmen aufweisen um einen bekannten Zustand an dem Ende des Decodierungsprozesses vorzusehen. Der Rahmen, der die Codeterminierungs-Bits und die CRC Prüfsumme enthält, wird dann durch einen Faltungs-Codierer 134 empfangen, der eine Faltungs-Codierung mit Einflusslänge (constraint length) (K) 9, und Rate (R) 1/4 durchführt, um dadurch Code-Symbole mit einer Rate bzw. Geschwindigkeit zu erzeugen, die vier Mal die Codierereingangsrate bzw. -geschwindigkeit (E_R) ist, zu erzeugen. Bei einer Alternative werden andere Codierungsraten einschließlich der Rate 1/2, ausgeführt, aber die Nutzung der Rate 1/4 ist vorzuziehen aufgrund ihrer optimalen Komplexitäts-Leistungsfähigkeits-Eigenschaften. Ein Block-Interleaver bzw. -Verschachteler 136 führt eine Bit-Verschachtelung auf den Code-Symbolen durch zum Vorsehen von Zeitdiversität für eine zuverlässigere Übertragung bei Umgebungen mit schnellem Schwund bzw. Fading. Die sich ergebenden verschachtelten Symbole werden durch einen Wiederholer bzw. Repeater 138 mit variablem Startpunkt empfangen, der die verschachtelte Symbolsequenz eine ausreichende Anzahl von Malen N_R wiederholt, um einen Symbolstrom mit konstanter Rate vorzusehen, der den auszugebenden Rahmen entspricht, die eine konstante Anzahl von Symbolen besitzen. Die Wiederholung der Symbolsequenz erhöht auch die Zeitdiversität von den Daten zum Überwinden von Fading. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist die konstante Anzahl von Symbolen gleich zu 6.144 Symbolen für jeden Rahmen was zu einer Symbolrate von 307,2 Kilosymbolen pro Sekunde (ksps) führt. Auch nutzt der Repeater 138 einen unterschiedlichen Startpunkt um die Wiederholung für jede Symbolsequenz zu beginnen. Wenn der Wert N_R notwendig ist zum Erzeugen von 6.144 Symbolen pro Rahmen nicht eine ganze Zahl ist, wird die letzte bzw. finale Wiederholung nur für einen Teil der Symbolsequenz durchgeführt. Der sich ergebende Satz mit wiederholten Symbolen wird durch einen BPSK Abbilder bzw. Mapper 139 empfangen, der einen BPSK Code-Symbolstrom (BPSK) mit +1 und –1 Werten zum Durchführen der BPSK Modulation erzeugt. Bei einer Alternative wird der Repeater 138 vor den Block-Interleaver 136 platziert, so dass der Block-Interleaver 136 die gleiche Anzahl von Symbolen für jeden Rahmen empfängt.
Innerhalb des QPSK Kanal-Codierers 102 werden die QPSK Daten durch einen CRC Prüfsummengenerator 140 empfangen, der eine Prüfsumme für jeden 20 ms Rahmen erzeugt. Der Rahmen einschließlich der CRC Prüfsumme wird durch den Code-Terminierungs-Bit-Generator 142 empfangen, der einen Satz mit acht Terminierungs-Bits mit logischen Nullen an dem Ende von dem Rahmen anhängt. Der Rahmen, der jetzt die Code-Terminierungs-Bits und die CRC Prüfsumme enthält wird durch einen Faltungs-Codierer 144 empfangen, der eine Faltungs-Codierung mit K = 9, R = 1/4 durchführt, um dadurch Symbole mit einer Rate bzw. Geschwindigkeit zu erzeugen, die vier Mal die Codierer-Eingangsrate (E_R) ist. Ein Block-Interleaver bzw. -Verschachtler 146 führt ein Bit-Interleaving der Symbole durch und die sich ergebenden verschachtelten Symbole werden durch einen Wiederholer bzw. Repeater 148 mit variablen Startpunkt empfangen. Der Repeater 148 mit variablen Startpunkt wiederholt die verschachtelte Symbolsequenz eine ausreichende Anzahl von Malen N_R unter Verwendung eines unterschiedlichen Startpunktes innerhalb der Symbolsequenz für jede Wiederholung, um 12.288 Symbole für jeden Rahmen zu erzeugen, was zu der Code-Symbol-Rate von 614,4 Kilosymbolen pro Sekunde (ksps) führt. Wenn N_R keine ganze Zahl ist, wird die finale Wiederholung nur für einen Teil der Symbolsequenz durchgeführt. Die sich ergebenden wiederholten Symbole werden von einem QPSK Abbilder bzw. -Mapper 149 empfangen, der einen QPSK Code-Symbolstrom erzeugt, der konfiguriert ist zum Durchführen von QPSK Modulation und aus einem in-phasigen QPSK Code-Symbolstrom von +1 und –1 Werten (QPSK_I) und einem quadratur-phasigen QPSK Code-Symbolstrom von +1 und –1 Werten (QPSK_Q) aufweist. In einer Alternative wird der Repeater 148 vor den Block-Interleaver 146 platziert, so dass der Block-Interleaver 146 die gleiche Anzahl von Symbolen für jeden Rahmen empfängt.
4 ist ein Blockdiagramm des Modulators 104 der 2, der gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist. Die BPSK Symbole von dem BPSK Kanal-Codierer 103 werden jeweils mit einem Walsh-Code W₂ unter Verwendung eines Multiplizierers 150b moduliert und die QPSK_I und die QPSK_Q Symbole von dem QPSK Kanal-Codierer 102 werden jeweils mit einem Walsh-Code W₃ unter Verwendung von Multiplizierern 150c und 154d moduliert. Die Leistungssteuerdaten (power control data, PC) werden mit einem Walsh-Code W₁ unter Verwendung eines Multiplizierers 150a moduliert. Eine Verstärkungseinstellung 152 empfängt Pilotdaten (PILOT), die vorzugsweise den logischen Pegel aufweisen, der mit positiver Spannung assoziiert ist und stellen die Amplitude gemäß einem Verstärkungseinstellungsfaktor A₀ ein. Das PILOT-Signal liefert keine Nutzerdaten, sondern sieht eher Phasen- und Amplitudeninformation für die Basisstation vor, so dass sie die auf den restlichen Unter- bzw. Sub-Kanälen beförderten Daten kohärent demodulieren kann und die weich entschiedenen bzw. soft decision Ausgangswerte zur Kombination skalieren kann. Eine Verstärkungseinstellung 154 stellt die Amplitude der mit dem Walsh-Code W₁ modulierten Leistungssteuerdaten gemäß einem Verstärkungseinstellfaktor A₁ ein und eine Verstärkungseinstellung 156 stellt die Amplitude, der mit dem Walsh-Code W₂ modulierten BPSK Kanaldaten gemäß einer Verstärkungsvariablen A₂ ein. Verstärkungseinstellungen 158a und b stellen die Amplitude der mit dem Walsh-Code W₃ modulierten in-phasigen und quadratur-phasigen QPSK Symbole entsprechend gemäß einem Verstärkungseinstellungsfaktor A₃ ein. Die vier, in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung genutzten Walsh-Codes sind in Tabelle I gezeigt.
Tabelle I
Es ist für einen Fachmann klar, dass der W₀ effektiv überhaupt keine Modulation ist, was in Übereinstimmung mit der gezeigten Verarbeitung der Pilotda ten ist. Die Leistungssteuerdaten werden mit dem W₁ Code moduliert, die BPSK Daten mit dem W₂ Code und die QPSK Daten mit dem W₃ Code. Sobald sie mit dem entsprechenden Walsh-Code moduliert sind, werden die Pilot-, Leistungssteuerdaten und BPSK Daten gemäß BPSK Techniken gesendet bzw. übertragen und die QPSK Daten (QPSK_I und QPSK_Q) gemäß QPSK Techniken, wie unten beschrieben. Es sollte auch klar sein, dass es nicht notwendig ist, dass jeder orthogonale Kanal genutzt wird, und dass die Nutzung von nur drei der vier Walsh-Codes, wobei nur ein Nutzerkanal vorgesehen ist, in einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung angewendet wird.
Die Nutzung von kurzen orthogonalen Codes erzeugt weniger Chips pro Symbol und erlaubt deshalb eine extensivere Codierung und Wiederholung im Vergleich zu Systemen, die die Nutzung von längeren Walsh-Codes aufweisen. Diese extensivere Codierung und Wiederholung sieht einen Schutz gegenüber Raleigh Fading bzw. -Schwund vor, welcher eine Hauptfehlerquelle bei terrestrischen Kommunikationssystemen ist. Die Nutzung von anderen Anzahlen von Codes und Code-Längen ist in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, wobei die Nutzung eines größeren Satzes mit längeren Walsh-Codes diesen verbesserten Schutz gegenüber Fading jedoch reduziert. Die Nutzung von Codes mit vier Chips wird als optimal betrachtet, weil vier Kanäle eine wesentliche Flexibilität für die Übertragung von verschiedenen Datenarten vorsehen, wie unten erörtert, während auch die kurze Code-Länge beibehalten wird.
Ein Summierer 160 summiert die sich ergebenden Amplituden eingestellten Modulationssymbole von den Verstärkungseinstellungen 152, 154, 156 und 158a zum Erzeugen von summierten Modulationssymbolen 161. PN Spreiz-Codes PN_I und PN_Q werden über eine Multiplikation mit einem langen Code 180 unter Verwendung von Multiplizierern 162a und 162b gespreizt. Der sich ergebende Pseudo-Rausch-Code, der von den Multiplizierern 162a und 162b geliefert wird, wird genutzt zum Modulieren der summierten Modulationssymbole 161 und der verstärkungseingestellten quadratur-phasigen Symbole QPSK_Q 163 über die komplexe Multiplikation unter Verwendung von Multiplizierern 164a–d und von Summierern 166a und b. Der sich ergebende in-phasige Term X_I und der sich ergebende quadratur-phasige Term X_Q werden dann gefiltert (Filterung nicht gezeigt) und innerhalb des HF Verarbeitungssystems 106 auf die Trägerfrequenz hochkonvertiert, gezeigt in einer stark vereinfachten Form unter Verwendung von Multiplizierern 168 und einer in-phasigen und einer quadratur-phasigen Sinusschwingung. Eine Versatz QPSK-Hochkonvertierung bzw. -Aufwärtskonvertierung könnte auch in einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung genutzt werden. Die sich ergebenden in-phasigen und quadratur-phasigen hochkonvertierten Signale werden unter Verwendung eines Summierers 170 summiert und durch einen Hauptverstärker 172 gemäß einer Hauptverstärkungseinstellung A_M verstärkt zum Erzeugen eines Signals s(t), welches an die Basisstation 120 gesendet wird. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Signal auf eine Bandbreite von 1,2288 MHz gespreizt und gefiltert um kompatibel mit der Bandbreite von existierenden CDMA Kanälen zu bleiben.
Durch Vorsehen von mehreren orthogonalen Kanälen über die Daten gesendet werden können, sowie auch durch Nutzung von Repeatern mit variabler Rate bzw. Geschwindigkeit, die die Menge an Wiederholung N_R reduzieren, die ansprechend auf hohe Eingangsdatenraten durchgeführt wird, erlaubt es das oben beschriebene Verfahren und System der Sendesignalverarbeitung einer einzelnen Teilnehmereinheit oder einem anderen Sendesystem bzw. Übertragungssystem Daten mit einer Vielzahl von Datenraten zu senden. Im speziellen kann durch Verringern der Wiederholungsrate N_R die durch die Repeater 138 oder 148 mit variablen Startpunkt der 3 durchgeführt wird eine zunehmend höhere Codierereingangsrate E_R erhalten werden. In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine Faltungscodierung mit Rate 1/2 durchgeführt wobei die Wiederholungsrate N_R um zwei erhöht wird. Ein Satz mit exemplarischen Codiererraten E_R der durch mehrere bzw. verschiedene Wiederholungsraten N_R und Codierungsraten R gleich zu ¼ und ½ für den BPSK Kanal und dem QPSK Kanal unterstützt werden, sind in den Tabellen II bzw. III gezeigt.
Tabelle II. BPSK Kanal
Tabelle III. QPSK Kanal
Die Tabellen II und III zeigen, dass durch Einstellen der Anzahl von Sequenzwiederholungen N_R eine große Vielzahl von Datenraten, einschließlich hoher Datenraten, unterstützt werden können, da die Codierereingangsrate E_R der Datenübertragungsrate minus einer Konstanten entspricht, die notwendig ist, für die Übertragung von CRC, Code-Terminierungs-Bits und irgendeiner ande ren zusätzlichen bzw. Overhead-Information. Wie auch durch die Tabellen II und III gezeigt ist, kann auch QPSK Modulation zum Erhöhen der Datenübertragungsrate genutzt werden. Für Raten, von denen erwartet wird, dass sie für gewöhnlich genutzt werden sind Bezeichnungen vorgesehen, wie z.B. „Hohe Rate-72" und „Hohe Rate-32". Diese Raten, die als Hohe Rate-72, Hohe Rate-64, Hohe Rate-32 bezeichnet werden, besitzen Verkehrsraten von 72, 64 bzw. 32 kbps plus gemultiplext in Signalisierung und anderen Steuerdaten mit Raten von 3,6, 5,2 bzw. 5,2 kbps. Die Raten RS1-Vollrate und RS2-Vollrate entsprechen Raten, die bei IS-95 kompatiblen Kommunikationssystemen genutzt werden und deshalb wird von ihnen auch erwartet, dass sie eine wesentliche Nutzung zum Zwecke der Kompatibilität erfahren. Die Null Rate ist die Übertragung eines einzelnen Bits und wird genutzt zum Anzeigen einer Rahmenauslöschung (erasure), die auch Teil des IS-95 Standards ist.
Die Datenübertragungsrate kann auch erhöht werden durch gleichzeitiges Übertragen bzw. Senden von Daten über zwei oder mehrere von den mehrfachen orthogonalen Kanälen und zwar durchgeführt entweder zusätzlich zu oder anstelle von dem Erhöhen der Übertragungsrate über die Reduzierung der Wiederholungsrate N_R. Zum Beispiel könnte ein Multiplexer (nicht gezeigt) eine einzelne Datenquelle in mehrere Datenquellen teilen, die über mehrere Daten-Subkanäle zu übertragen sind. Somit könnte die Gesamtübertragungsrate erhöht werden, und zwar entweder über die Übertragung über einen bestimmten Kanal mit höheren Raten oder mehrfache Übertragung, die gleichzeitig über mehrere Kanäle durchgeführt wird oder beidem, bis die Signalverarbeitungsfähigkeit des Empfangssystems überschritten ist, und die Fehlerrate unakzeptabel wird, oder die maximale Sendeleistung von der Sendesystemleistung erreicht ist.
Das Vorsehen mehrerer Kanäle erhöht auch die Flexibilität bei der Übertragung von verschiedenen Datenarten. Z.B. könnte der BPSK Kanal für Sprachinformation bestimmt sein und der QPSK Kanal für die Übertragung von digitalen Daten bestimmt sein. Dieses Ausführungsbeispiel könnte weiter verallgemeinert werden durch Bestimmen bzw. Zuweisen eines Kanals zur Übertra gung von zeitsensitiven Daten wie zum Beispiel Sprache mit einer niedrigeren Datenrate und Bestimmen des anderen Kanals für die Übertragung von weniger zeitsensitiven Daten wie zum Beispiel digitalen Dateien. In diesem Ausführungsbeispiel könnte das Interleaving für die weniger zeitsensitiven Daten in größeren Blöcken durchgeführt werden, um die Zeitdiversität weiter zu erhöhen. In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung führt der BPSK Kanal die primäre Übertragung von Daten durch und der QPSK Kanal führt die zusätzliche bzw. overflow Übertragung durch. Die Nutzung von orthogonalen Walsh-Codes eliminiert oder reduziert wesentlich jede Interferenz zwischen dem Satz mit Kanälen, die von einer Teilnehmereinheit übertragen werden und minimiert somit die Sendeenergie, die für ihren erfolgreichen Empfang an der Basisstation notwenig ist.
Zum Erhöhen der Verarbeitungsfähigkeit bei dem Empfangssystem, um somit den Umfang zu erhöhen bis zu dem die höhere Übertragungsfähigkeit der Teilnehmereinheit genutzt werden kann, werden auch Pilotdaten über einen der orthogonalen Kanäle übertragen. Durch Nutzen der Pilotdaten kann an dem Empfangssystem eine kohärente Verarbeitung durchgeführt werden und zwar durch Bestimmen und Entfernen des Phasenversatzes von dem Rückwärtsverbindungssignal. Auch können die Pilotdaten genutzt werden zum optimalen Gewichten von Mehrwegesignalen die mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen empfangen werden, bevor diese in einem Rake Empfänger kombiniert werden. Sobald der Phasenversatz entfernt ist und die Mehrwege-Signale richtig gewichtet sind, können die Mehrwege-Signale kombiniert werden um die Leistung zu verringern, mit der das Rückwärtsverbindungssignal für eine richtige Verarbeitung empfangen werden muss. Diese Verringerung der erforderlichen Empfangsleistung erlaubt es, dass größere Übertragungsraten erfolgreich verarbeitet werden können, oder umgekehrt die Interferenz zwischen einem Satz mit Rückwärtsverbindungssignalen verringert wird. Obwohl einige zusätzliche Sendeleistung für die Übertragung von dem Pilotsignal notwenig ist, ist in dem Zusammenhang mit höheren Übertragungsraten das Verhältnis der Pilotkanalleistung zu der gesamten Rückwärtsverbindungssignalleistung wesentlich niedriger, als jenes das mit digitaler Sprachdatenüber tragung mit niedrigerer Rate bei zellularen Systemen assoziiert ist. Somit überwiegen innerhalb eines CDMA Systems mit hoher Datenrate die E_b/N₀ Gewinne, die durch die Nutzung einer kohärenten Rückwärtsverbindung erreicht werden die zusätzliche Leistung, die notwendig ist zum Übertragen der Pilotdaten von jeder Teilnehmereinheit.
Die Nutzung der Verstärkungseinstellungen 152–158 sowie auch des Hauptverstärkers 172 erhöht ferner den Grad bis zu dem die hohe Übertragungsleistungsfähigkeit des oben beschriebenen Systems kann genutzt werden, um es dem Sendesystem zu erlauben sich an verschiedene Funkkanalzustände, Übertragungsraten und Datenarten anzupassen. Im Speziellen kann sich die Sendeleistung von einem Kanal, die für den richtigen Empfang notwendig ist, über die Zeit ändern und mit sich ändernden Bedingungen auf eine Art und Weise, die unabhängig von den anderen orthogonalen Kanälen ist. Zum Beispiel könnte es notwendig sein, dass während der Anfangsakquisition des Rückwärtsverbindungssignals die Leistung des Pilotkanals zu erhöhen, um die Detektion und Synchronisation an der Basisstation zu ermöglichen. Sobald das Rückwärtsverbindungssignal akquiriert ist, würde die notwendige Sendeleistung des Pilotkanals jedoch wesentlich abnehmen und würde variieren, abhängig von verschiedenen Faktoren einschließlich der Bewegungsrate bzw. -geschwindigkeit der Teilnehmereinheiten. Entsprechend würde der Wert des Verstärkungseinstellungsfaktors A₀ während der Signalakquisition erhöht werden, und dann während einer weitergehenden Kommunikation reduziert werden. In einem anderen Beispiel, bei dem fehlertolerantere Information über die Vorwärtsverbindung übertragen wird, oder die Umgebung in der die Vorwärtsverbindungsübertragung stattfindet, nicht anfällig ist für Schwundzustände kann der Verstärkungseinstellfaktor A₁ reduziert werden, wenn das Erfordernis Leistungssteuerdaten mit einer niedrigen Fehlerrate zu übertragen abnimmt. Vorzugsweise, wenn immer die Leistungssteuereinstellung nicht notwendig ist, wird der Verstärkungseinstellfaktor A₁ auf Null reduziert.
In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die Fähigkeit jeden orthogonalen Kanal oder das gesamte Rückwärtsverbindungssignal Verstär kungseinzustellen weiter ausgenützt durch Zulassen, dass die Basisstation 120 oder ein anderes Empfangssystem die Verstärkungseinstellung eines Kanals oder von dem gesamten Rückwärtsverbindungssignal ändert und zwar durch die Nutzung von Leistungssteuerbefehlen, die über das Vorwärtsverbindungssignal gesendet werden. Im Speziellen kann die Basisstation Leistungssteuerinformation senden, die fordert, dass die Sendeleistung eines bestimmten Kanals oder das gesamte Rückwärtsverbindungssignal angepasst wird. Dies ist in vielen Fällen vorteilhaft, einschließlich dem Fall, wenn zwei Datenarten unterschiedliche Fehlerempfindlichkeiten besitzen, wie zum Beispiel digitalisierte Sprache und digitale Daten, die über die BPSK- und QPSK-Kanäle gesendet werden. In diesem Fall würde die Basisstation 120 unterschiedliche Zielfehlerraten für die zwei assoziierten Kanäle einrichten. Falls die aktuelle Fehlerrate eines Kanals die Zielfehlerrate übersteigen würde, würde die Basisstation die Teilnehmereinheit anweisen, die Verstärkungseinstellung von jenem Kanal zu reduzieren, bis die tatsächliche Fehlerrate die Zielfehlerrate erreichen würde. Dies würde schließlich dazu führen, dass der Verstärkungseinstellfaktor von einem Kanal relativ zu dem anderen erhöht wird. D.h. der Verstärkungseinstellfaktor, der mit den fehlersensitiveren Daten assoziiert ist, würde erhöht werden und zwar relativ zu dem Verstärkungseinstellfaktor der mit den weniger sensitiven Daten assoziiert ist. In anderen Fällen kann die Sendeleistung der gesamten Rückwärtsverbindung eine Einstellung erfordern, und zwar aufgrund von Schwundzuständen oder der Bewegung der Teilnehmereinheit 100. In diesen Fällen kann die Basisstation 120 dies durch die Übertragung eines einzelnen Leistungssteuerbefehls durchführen.
Durch Zulassen dass die Verstärkung der vier orthogonalen Kanäle unabhängig voneinander sowie auch im Zusammenhang miteinander eingestellt wird, kann somit die gesamte Sendeleistung des Rückwärtsverbindungssignals bei dem Minimum gehalten werden, das notwendig ist für die erfolgreiche Übertragung von jeder Datenart, ob es sich um Pilotdaten, Leistungssteuerdaten, Signalisierungsdaten oder unterschiedliche Arten von Nutzerdaten handelt. Ferner kann die erfolgreiche Übertragung für jede Datenart unterschiedlich definiert werden. Die Übertragung mit der minimalen Menge an notwendiger Leistung erlaubt es, dass die größte Menge von Daten die an die Basisstation unter Vorgabe der endlichen Sendeleistungsfähigkeit einer Teilnehmereinheit gesendet wird, und reduziert auch die Interferenz zwischen Teilnehmereinheiten. Diese Reduzierung der Interferenz erhöht die gesamte Kommunikationskapazität des ganzen drahtlosen zellularen CDMA Systems.
Der bei dem Rückwärtsverbindungssignal genutzte Leistungssteuerkanal erlaubt es der Teilnehmereinheit Leistungssteuerinformation an die Basisstation mit einer Vielzahl von Raten bzw. Geschwindigkeiten zu senden, einschließlich einer Rate von 800 Leistungssteuer-Bits pro Sekunde. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung instruiert ein Leistungssteuer-Bit die Basisstation die Sendeleistung des Vorwärtsverbindungsverkehrskanals, der zum Senden von Information an die Teilnehmereinheit genutzt wird, zu erhöhen oder zu verringern. Während es im Allgemeinen nützlich ist, eine schnelle Leistungssteuerung (power control, PC) innerhalb eines CDMA Systems zu besitzen, ist es besonders nützlich in dem Kontext von Kommunikationen mit höherer Datenrate die Datenübertragung umfassen, weil digitale Daten empfindlicher gegenüber Fehlern sind, und dass die hohe Übertragung verursacht, dass wesentliche Datenmengen, selbst während kurzer Schwundzustände verloren gehen. In Anbetracht dessen, dass es wahrscheinlich ist, dass eine Rückwärtsverbindungsübertragung mit hoher Geschwindigkeit von einer Vorwärtsverbindungsübertragung mit hoher Geschwindigkeit begleitet wird, ermöglicht das Vorsehen der schnellen Übertragung von Leistungssteuerung über die Rückwärtsverbindung ferner Hochgeschwindigkeitsübertragungen innerhalb drahtloser CDMA Telekommunikationssysteme.
In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Satz mit Codierer-Eingangsraten E_R durch die speziellen N_R definiert, die zum Senden einer bestimmten Datenart genutzt werden. D.h. die Daten können mit einer maximalen Codierereingangsrate E_R oder einem Satz mit niedrigeren Codierer-Eingangsraten E_R gesendet werden, wobei die assoziierten N_R entsprechend eingestellt werden. In der bevorzugten Implementierung dieses Ausfüh rungsbeispiels entsprechen die maximalen Raten den maximalen Raten die in dem IS-95 konformen drahtlosen Kommunikationssystem genutzt werden, die oben mit Bezug auf die Tabellen II und III als RS1-Vollrate und RS2-Vollrate bezeichnet wurden, und jede niedrigere Rate ist ungefähr die Hälfte der nächsthöheren Rate, was zu einem Satz mit Raten führt, die eine Vollrate, eine Halbrate, eine Viertelrate und eine Achtelrate aufweisen. Die niedrigeren Datenraten werden vorzugsweise erzeugt durch Erhöhen der Symbolwiederholungsrate N_R wobei der Wert von N_R für einen Ratensatz Eins (rate set one) und einen Ratensatz Zwei (rate set two) in einem BPSK Kanal in Tabelle IV vorgesehen sind.
Tabelle IV. RS1 und RS2 Ratensätze im BPSK Kanal
Die Wiederholungsraten für einen QPSK Kanal sind das zweifache von denen für den BPSK Kanal.
Gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird, wenn sich die Datenrate des Rahmens mit Bezug auf den vorhergehenden Rahmen ändert, die Sendeleistung des Rahmens gemäß der Änderung der Übertragungsrate angepasst. D.h. wenn ein Rahmen mit niedrigerer Rate nach einem Rahmen mit höherer Rate übertragen wird, wird die Sendeleistung des Übertragungskanals über den der Rahmen übertragen wird, für den Rahmen mit niedrigerer Rate reduziert und zwar im Verhältnis zu der Reduzierung der Rate und umgekehrt. Zum Beispiel, falls die Sendeleistung eines Kanals während der Übertragung eines Rahmens mit Vollrate die Sendeleistung T ist, ist die Sendeleistung während der nachfolgenden Übertragung eines Rahmens mit halber Rate, die Sendeleistung T/2. Die Reduzierung der Sendeleistung wird vorzugsweise durch Reduzieren der Sendeleistung für die gesamte Dauer des Rahmens durchgeführt, kann jedoch auch durchgeführt werden, durch Reduzierung des Sendearbeitszyklus (duty cycle), so dass einige redundante Information ausgeblendet wird. In jedem Fall findet die Sendeleistungseinstellung bzw. -anpassung in Kombination mit einem Leistungsregelmechanismus (closed loop) statt, wobei die Sendeleistung ferner ansprechend auf den von der Basisstation gesendeten Leistungssteuerdaten eingestellt wird.
5. zeigt ein Blockdiagramm des HF-Verarbeitungssystems 122 und des Demodulators 124 der 2 und zwar gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert. Multiplizierer 180a und 180b konvertieren die von der Antenne 121 empfangenen Signale mit einer in-phasigen Sinusschwingung und einer quadratur-phasigen Sinusschwingung herab zum Erzeugen von in-phasigen Empfangstastungen bzw. -abtastwerten R_I bzw. quadratur-phasigen Empfangstastungen R_Q. Es sollte klar sein, dass das HF-Verarbeitungssystem 122 in einer stark vereinfachten Form gezeigt ist, und dass die Signale auch angepasst (match) gefiltert und digitalisiert (nicht gezeigt) werden, gemäß weithin bekannter Techniken. Die Empfangstastungen R_I und R_Q werden dann an Fingerdemodulatoren 182 innerhalb des Demodulators 124 angelegt. Jeder Fingerdemodulator 182 verarbeitet eine Instanz des durch die Teilnehmereinheit 100 gesendeten Rückwärtsverbindungssignals, falls eine derartige Instanz verfügbar ist, wobei jede Instanz des Rückwärtsverbindungssignals durch Mehrwegephänomene erzeugt wird. Während drei Fingerdemodulatoren gezeigt sind, ist die Nutzung von alternativen Anzahlen von Fingerprozessoren in Übereinstimmung mit der Erfindung einschließlich der Nutzung von einem einzelnen Fingerdemodulator 182. Jeder Fingerdemodulator 182 erzeugt einen Satz mit weich entschiedenen bzw. soft decision Daten, die Leistungssteuerdaten, BPSK Daten, und QPSK_I Daten und QPSK_Q Daten aufweisen. Jeder Satz mit weich entschiedenen Daten wird auch innerhalb des entsprechenden Fingerdemodulators 182 zeitangepasst, obwohl die Zeitanpassung bei einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung innerhalb eines Kombinierers 184 durchgeführt werden könnte. Der Kombinierer 184 summiert dann die von den Fingerdemodulatoren 182 empfangenen Sätze mit weich entschiedenen Daten um zu einer einzelnen Instanz mit weich entschiedenen Daten von Leistungssteuerung, BPSK, QPSK_I und QPSK_Q zu führen.
6 ist ein Blockdiagramm eines Fingerdemodulators 182 der 5 gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert. Die R_I und R_Q Empfangstastungen werden zuerst zeitlich eingestellt unter Verwendung einer Zeiteinstellung bzw. -anpassung 190 gemäß dem Betrag der Verzögerung, die durch den Übertragungspfad der speziellen Instanz des Rückwärtsverbindungssignals, das verarbeitet wird, eingeführt worden ist. Ein langer Code (long code) 200 wird mit pseudozufälligen Spreiz-Codes PN_I und PN_Q unter Verwendung von Multiplizierern 201 gemischt und die komplex konjugierte der resultierenden mit den langen Code modulierten PN_I und PN_Q Spreiz-Codes werden komplex multipliziert mit den zeitangepassten R_I und R_Q Empfangstastungen unter Verwendung von Multiplizierern 202 und Summierern 204, was zu Ausdrücken X_I und X_Q führt. Drei separate Instanzen der X_I und X_Q Terme werden dann unter Verwendung der Walsh-Codes W₁, W₂ bzw. W₃ demoduliert und die sich ergebenden Walsh-demodulierten Daten werden über vier Demodulations-Chips unter Verwendung von 4 zu 1 Summierern 212 summiert. Eine vierte Instanz der X_I und X_Q Daten wird unter Verwendung von Summierern 208 über vier Demodulationschips summiert und dann unter Verwendung von Pilotfiltern 214 gefiltert. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung führt das Pilotfilter 214 eine Mittelung durch, und zwar über eine Folge von durch die Summierer 208 durchgeführten Summierungen, aber für einen Fachmann sind auch andere Filtertechniken klar. Die gefilterten in-phasigen und quadratur-phasigen Pilotsignale werden genutzt zum Phasen rotieren und Skalieren der mit dem W₁ und W₂ Walsh-Code demodulierten Daten in Übereinstimmung mit BPSK modulierten Daten über die komplex konjugierte Multiplikation unter Verwendung von Multiplizierern 216 und Addierern 217, was zu weich entschiedenen Leistungssteuerdaten und BPSK Daten führt. Die mit dem W₃ Walsh-Code modulierten Daten werden phasenrotiert unter Verwendung der in-phasigen und quadratur-phasigen gefilterten Pilotsignale in Übereinstimmung mit QPSK modulierten Daten unter Verwendung von Multiplizierern 218 und Addierern 220 was zu weich entschiedenen QPSK Daten führt. Die weich entschiedenen Leistungssteuerdaten werden über 384 Modulationssymbole durch einen 384 zu 1 Summierer 222 summiert, was zu weich entschiedenen Leistungssteuerdaten führt. Die Phasenrotierten mit dem W₂ Walsh-Code modulierten Daten, die mit dem W₃ Walsh-Code modulierten Daten und die weich entschiedenen Leistungssteuerdaten werden dann zur Kombinierung verfügbar gemacht. In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die Codierung und Decodierung auch für die Leistungssteuerdaten durchgeführt.
Zusätzlich zum Vorsehen von Phaseninformation kann der Pilot auch innerhalb des Empfangssystems zum Erleichtern von Zeitnachführung genutzt werden. Die Zeitnachführung wird auch durchgeführt durch Verarbeitung der empfangenen Daten zu einer Abtastzeit vor (early) bzw. früh und einer Abtastzeit nach (late) bzw. später der Verarbeitung der aktuellen Empfangstastung. Zum Bestimmen der Zeit, die am besten mit der aktuellen bzw. tatsächlichen Ankunftszeit übereinstimmt kann die Amplitude des Pilotkanals bei der early und late Abtastzeit mit der Amplitude bei der aktuellen Abtastzeit verglichen werden, um zu Bestimmen, welche die größte ist. Falls das Signal bei einer der benachbarten Abtastzeiten größer als jenes bei der aktuellen Abtastzeit ist, kann die Zeitsteuerung bzw. das Timing eingestellt werden, so dass die besten Modulationsergebnisse erlangt werden.
7 ist ein Blockdiagramm eines BPSK Kanaldecodierers 128 und eines QPSK Kanaldecodierers 126 (2), die in Übereinstimmung mit dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind. BPSK soft de cision Daten von dem Kombinierer 184 (5) werden von einem Akkumulator 240 empfangen, der die erste Sequenz von 6.144/N_R Demodulationssymbolen in dem empfangenen Rahmen speichert, wobei N_R abhängt von der Übertragungsrate der BPSK soft decision Daten wie oben beschrieben und addiert jeden nachfolgenden Satz mit 6.144/N_R demodulierten Symbolen, die in dem Rahmen enthalten sind mit den entsprechenden gespeicherten akkumulierten Symbolen. Ein Block-Deinterleaver 242 deinterleavt bzw. entschachelt die akkumulierten soft decision Daten von dem Summierer 240 mit variablem Startpunkt und ein Viterbi-Decodierer 244 decodiert die deinterleavten soft decision Daten zum Erzeugen von hart entschiedenen bzw. hard decision Daten sowie auch von CRC Prüfsummenergebnissen. Innerhalb des QPSK Decodierers 126 werden QPSK_I und QPSK_Q soft decision Daten von dem Kombinierer 184 (5) in einen einzelnen soft decision Datenstrom durch einen Demultiplexer 246 demultiplext und der einzelne soft decision Datenstrom wird durch einen Akkumulator 248 empfangen, der alle 6.144/N_R Demodulationssymbole akkumuliert, wobei N_R von der Übertragungsrate von den QPSK Daten abhängt. Ein Block-Deinterleaver 250 deinterleavt die soft decision Daten von einem Summierer 248 mit variablen Startpunkt und ein Viterbi-Decodierer 252 decodiert die deinterleavten Modulationssymbole zum Erzeugen von hart entschiedenen Daten sowie auch von CRC Prüfsummenergebnissen. In dem alternativen exemplarischen Ausführungsbeispiel das oben mit Bezug auf 3 beschrieben ist, bei dem Symbolwiederholung vor dem Interleaving durchgeführt wird, werden die Akkumulatoren 240 und 248 nach den Block-Deinterleavern 242 und 250 platziert. In dem Ausführungsbeispiel der Erfindung, dass die Nutzung von Ratensätzen einbezieht und deshalb in dem die Rate eines bestimmten Rahmens nicht bekannt ist, werden mehrere Decodierer eingesetzt von denen jeder mit einer anderen Übertragungsrate betrieben wird, und dann wird der Rahmen der mit der Übertragungsrate assoziiert ist, die am wahrscheinlichsten verwendet worden ist, ausgewählt und zwar basierend auf den CRC Prüfsummenergebnissen. Die Nutzung von anderen Fehlerprüfverfahren ist in Übereinstimmung mit der Anwendung der vorliegenden Erfindung.
8 ist ein Blockdiagramm des Modulators 104 (2) der in einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist, bei dem ein einzelner BPSK Datenkanal eingesetzt wird. Die Pilotdaten werden verstärkungseingestellt durch eine Verstärkungseinstellung 452 gemäß dem Verstärkungseinstellfaktor A₀. Die Leistungssteuerdaten werden mit dem Walsh-Code W₁ durch den Multiplizierer 150a moduliert und verstärkungseingestellt durch eine Verstärkungseinstellung 454 gemäß dem Verstärkungseinstellfaktor A₁. Die verstärkungseingestellten Pilotdaten und die Leistungssteuerdaten werden durch einen Summierer 460 summiert zum Erzeugen von summierten Daten 461. Die BPSK Daten werden mit dem Walsh-Code W₂ durch den Multiplizierer 150b moduliert und dann verstärkungseingestellt unter Verwendung einer Verstärkungseinstellung 456 gemäß dem Verstärkungseinstellfaktor A₂.
Der in-phasige pseudo-zufällige Spreiz-Code (PN_I) und der quadratur-phasige pseudo-zufällige Spreiz-Code (PN_Q) werden beide mit einem langen Code (long code) 480 moduliert. Die resultierenden mit den langen Code modulierten PN_I und PN_Q Codes werden komplex moduliert mit den summierten Daten 461 und den verstärkungseingestellten BPSK Daten von der Verstärkungseinstellung 456 unter Verwendung von Multiplizierern 464a–d und Summierern 466a–b, was zu Ausdrücken X_I und X_Q führt. Die Ausdrücke X_I und X_Q werden dann hochkonvertiert mit in-phasigen und quadratur-phasigen Sinusschwingungen unter Verwendung von Multiplizierern 468 und die resultierenden hochkonvertierten Signale werden durch Summierer 470 entsprechend summiert und durch einen Verstärker 472 gemäß dem Amplitudenfakor A_M verstärkt um das Signal s(t) zu erzeugen.
Das in 8 gezeigte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von den anderen hierin beschriebenen Ausführungsbeispielen dadurch, dass die BPSK Daten in den quadratur-phasigen Kanal platziert werden, während die Pilotdaten und die Leistungssteuerdaten in den in-phasigen Kanal platziert sind. In den vorhergehenden hierin beschriebenen Ausführungsbeispielen der Erfindung werden die BPSK Daten in dem in-phasigen Kanal zusammen mit den Pilotdaten und den Leistungssteuerdaten platziert. Das Platzieren der BPSK Daten in dem quadratur-phasigen Kanal und der Pilot- und Leistungssteuerdaten in den in-phasigen Kanal reduziert das Spitzen-zum-Mittelwert-Leistungsverhältnis des Rückwärtsverbindungssignals wobei die Phasen der Kanäle orthogonal sind, was dazu führt, dass die Amplitude der Summe der zwei Kanäle weniger, ansprechend auf sich ändernde Daten, variiert. Dies reduziert die Spitzenleistung, die zum Beibehalten einer bestimmten Durchschnittsleistung erforderlich ist, und reduziert somit die Spitzen-zu-Mittelwert-Leistungsverhältnis-Charakteristik des Rückwärtsverbindungssignals. Diese Reduzierung des Spitzen-zu-Mittelwert-Leistungsverhältnisses verringert die Spitzenleistung mit der ein Rückwärtsverbindungssignal an der Basisstation empfangen werden muss, um eine bestimmte Übertragungsrate beizubehalten bzw. aufrechtzuerhalten und erhöht deshalb die Distanz, die eine Teilnehmereinheit die eine maximale Sendeleistung besitzt von der Basisstation entfernt sein kann, bevor sie unfähig ist, ein Signal zu senden, das an der Basisstation mit der notwendigen Spitzenleistung empfangen werden kann. Dies erhöht die Reichweite bis zu der die Teilnehmereinheit erfolgreich Kommunikation mit irgendeiner bestimmten Datenrate durchführen kann oder erlaubt alternativ größere Datenraten bei einer bestimmten Distanz aufrechtzuerhalten.
9 ist ein Blockdiagramm des Fingerdemodulators 182, wenn dieser gemäß dem in 8 gezeigten Ausführungsbeispiel der Erfindung, konfiguriert ist. Empfangstastungen R_I und R_Q werden zeitlich eingestellt durch eine Zeitsteuerungseinstellung 290 und die PN_I und PN_Q Codes werden mit dem langen Code 200 unter Verwendung von Multiplizierern 301 multipliziert. Die zeitlich eingestellten Empfangstastungen werden mit dem komplex konjugierten der PN_I und PN_Q Codes multipliziert unter Verwendung von Multiplizierern 302 und Summierern 304 was zu Ausdrücken X_I und X_Q führt. Eine erste und zweite Instanz der X_I und X_Q Ausdrücke wird unter Verwendung des Walsh-Codes W₁ und des Walsh-Codes W₂ unter Verwendung vom Multiplizierern 310 demoduliert und die resultierenden Demodulationssymbole werden in Sätzen mit vier unter Verwendung von Summierern 312 summiert. Eine dritte Instanz der X_I und X_Q Ausdrücke wird über vier Demodulationssymbole durch Summierer 308 summiert zum Erzeugen von Pilotreferenzdaten. Die Pilotreferenzdaten werden mit Pilotfiltern 314 gefiltert und genutzt zum Phasenrotieren und Skalieren der summierten Walsh-Code-modulierten-Daten unter Verwendung von Multiplizierern 316 und Addierern 320 zum Erzeugen von BPSK soft decision Daten und nachdem sie über 384 Symbole durch einen 384:1 Summierer 322 summiert sind, zum Erzeugen von soft decision Leistungssteuerdaten.
10 ist ein Blockdiagramm eines Sendesystems, das gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist. Ein Kanalverstärker 400 stellt die Verstärkung eines Pilotkanals 402 basierend auf der Verstärkungsvariablen A₀ ein. Fundamentale Kanalsymbole 404 werden durch einen Mapper bzw. Abbilder 405 auf +1 und –1 Werte abgebildet und jedes Symbol wird mit einem Walsh-Code W_F moduliert, der gleich ist zu +, +, –, – (wobei + = +1 und – = –1 ). Die W_F modulierten Daten werden verstärkungseingestellt basierend auf der Verstärkungsvariablen A₁ durch eine Verstärkungseinstellung 406. Die Ausgaben der Verstärkungseinstellungen 400 und 406 werden durch eine Summierer 408 summiert, was zu in-phasigen Daten 410 führt.
Zusätzliche bzw. supplementale Kanalsymbole 411 werden auf + und – Werte durch einen Mapper 412 abgebildet und jedes Symbol wird mit einem Walsh-Code W_S der gleich zu +, – ist, moduliert. Eine Verstärkungseinstellung 414 stellt die Verstärkung der W_S modulierten Daten ein. Steuerkanaldaten 415 werden auf + und – Werte durch eine Mapper 416 abgebildet. Jedes Symbol wird mit einem Walsh-Code W_C moduliert, der gleich ist +, +, +, +, –, –, –, –. Die W_C modulierten Symbole werden durch eine Verstärkungseinstellung 418 basierend auf der Verstärkungsvariablen A₃ verstärkungseingestellt und die Ausgabe der Verstärkungseinstellungen 414 und 418 werden durch einen Summierer 419 summiert zum Erzeugen von quadratur-phasigen Daten 420.
Es sollte klar sein, dass da die Walsh-Codes W_F und W_S von unterschiedlicher Länge sind und mit der gleichen Chip-Rate erzeugt werden, der fundamentale Kanal Datensymbole mit einer Rate sendet, die die Hälfte von der des supplemantalen Kanals ist. Aus ähnlichen Gründen sollte es klar sein, dass der Steuerkanal Datensymbole mit der Hälfte der Rate des fundamentalen Kanals sendet.
Die in-phasigen Daten 410 und die quadratur-phasigen Daten 420 werden mit den PN_I und PN_Q Spreiz-Codes wie gezeigt multipliziert, was zum in-phasigen Ausdruck X_I und zum quadratur-phasigen Ausdruck X_Q führt. Der quadratur-phasige Ausdruck X_Q wird um ½ der Dauer eines PN Spreiz-Code-Chips verzögert zum Durchführen von Versatz QPSK (offset QPSK) Spreizung und dann werden der Ausdruck X_I und der Ausdruck X_Q hochkonvertiert in Übereinstimmung mit dem in 4 gezeigten HF-Verarbeitungssystem 106 und wie oben beschrieben ist.
Durch Verwendung der Walsh-Codes W_F, W_S und W_C die unterschiedliche Längen besitzen, wie oben beschrieben sieht diese Alternative einen Satz mit Kommunikationskanälen vor, die eine größere Vielzahl von Raten besitzen. Zusätzlich sieht die Nutzung eines kürzeren zwei-chip Walsh-Code W_S für den supplementalen Kanal einen orthogonalen höherdatenratigen supplementalen Kanal vor, mit einem Spitzen-zu-Mittelwert-Sendeleistungsverhältnis, das weniger als jenes ist, das mit der Nutzung von zwei Kanälen basierend auf vier-chip Walsh-Codes assoziiert ist. Dies verbessert ferner die Leistungsfähigkeit des Sendesystems, dadurch dass ein bestimmter Verstärker geeignet sein wird, eine höhere Rate zu unterstützen oder mit größerer Reichweite zu senden, und zwar unter Verwendung der Wellenform mit niedrigerer Spitzen-zu-Mittelwert-Sendeleistung.
Das mit Bezug auf 10 beschriebene Walsh-Code-Zuordungsschema kann auch als die Zuordnung eines acht-chip Walsh-Raumes gemäß der Tabelle VI betrachtet werden.
Tabelle VI
Zusätzlich zum Reduzieren des Spitzen-zu-Mittelwert-Sendeleistungsverhältnisses verringert das Zuweisen von Sätzen mit acht-chip Walsh-Kanälen unter Verwendung eines einzelnen kürzeren Walsh-Codes die Komplexität des Sendesystems. Zum Beispiel erfordert das Modulieren von vier acht-chip Walsh-Codes und Summiern der Ergebnisse zusätzliche Schaltkreise und wäre deshalb komplexer.
Es ist ferner vorhergesehen, dass das in 10 gezeigt Übertragungssystem mit verschiedenen Spreizbandbreiten betrieben werden kann und deshalb mit den Walsh-Codes und Spreiz-Codes, die mit verschiedenen Raten erzeugt werden, die anders als 1,2288 Mega-Chip pro Sekunde sind. Im Speziellen ist eine Spreizbandbreite von 3,6864 MHz vorgesehen und zwar mit einer entsprechenden Walsh- und Spreiz-Coderate von 3,6864 Mega-Chip pro Sekunde. Die 11–14 stellen die Codierung dar, die für die fundamentalen, supplementalen bzw. zusätzlichen Kanäle und Steuerkanäle durchgeführt wird, und zwar gemäß der Verwendung einer Spreizbandbreite von 3,6864 MHz. Typischerweise wird zum Einstellen der Codierung zur Verwendung mit einer Spreizbandbreite mit 1,2288 MHz die Anzahl von Symbolwiederholungen reduziert. Dieses Prinzip oder die Einstellung der Anzahl von Symbolwiederholungen kann allgemeiner angewendet werden für Erhöhungen der Spreizbandbreite einschließlich, zum Beispiel, der Verwendung einer Spreiz bandbreite von 5 MHz. Einstellungen, die an der Codierung für ein System mit einer Spreizbandbreite von 1,2288 MHz durchgeführt werden, die anders sind als die Reduzierung der Anzahl von Symbolwiederholungen werden in der unten vorgesehenen Beschreibung der 11–14 speziell erwähnt.
11 zeigt die Codierung, die für die vier Raten (d.h. Voll-, Halb-; Viertel- und Achtelrate) durchgeführt wird, die den IS-95-Ratensatz 1 bilden, wenn sie in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der Erfindung durchgeführt wird. Daten werden in 20 ms Rahmen geliefert, die die Anzahl von Bits, die für jede Rate gezeigt ist, besitzen und CRC Prüf-Bits und acht Terminierungs-Bits werden durch CRC-Prüfsummengeneratoren 500a–d und Terminierungs-Bit-Generatoren 502a–d addiert. Zusätzlich wird eine Faltungscodierung mit Rate ¼ für jede Rate durch Faltungscodierer 504a–d durchgeführt was für jedes Daten-Bit, CRC-Bit oder Terminierungs-Bit vier Codesymbole erzeugt. Der resultierende Rahmen mit Code-Symbolen wird unter Verwendung von Block-Interleavern 506a–d interleavt zum Erzeugen der angezeigten Anzahl von Symbolen. Für die niedrigeren drei Raten werden die Symbole wiederholt gesendet durch Übertragungswiederholer 508a–c, wie angezeigt, was dazu führt, dass 768 Code-Symbole für jeden Rahmen erzeugt werden. Die 768 Code-Symbole werden für jede Rate werden dann 24 mal durch Symbol-Wiederholer bzw. -Repeater 510a–d wiederholt, um 18.432 Code-Symbole pro Rahmen für jede Rate zu erzeugen.
Wie oben erörtert wird jedes Code-Symbol in dem fundamentalen Kanal mit einem vier Bit-Walsh-Code W_F moduliert, der mit 3.686.400 Chips pro Sekunde (3,6864 Mchips/Sekunde) erzeugt wird. Somit ist für ein Zeitintervall mit 20 ms (1/50 einer Sekunde) die Anzahl von Walsh- und Spreiz-Code-Chips 73.728, was vier Walsh-Chips für jedes von den 18.432 Code-Symbolen in dem Rahmen entspricht.
Für ein System das mit 1,2288 Mchips/Sekunde betrieben wird, ist die Anzahl von Symbolwiederholungen, die durch Symbolwiederholer 510a–d durchgeführt wird, auf acht (8) reduziert. Zusätzlich wiederholt der Sende- bzw. Ü bertragungswiederholer 508b die Sequenz mit Symbolen in dem Rahmen drei (3) mal, zusätzlich werden 120 der Symbole ein viertes mal gesendet und der Übertragungswiederholer 508c wiederholt die Sequenz mit Symbolen in dem Rahmen sechs (6) mal, zusätzlich werden 48 von den Symbolen ein siebtes mal wiederholt. Zusätzlich ist ein vierter Übertragungswiederholer (oder vierter Übertragungswiederholungsschritt) für die volle Rate bzw. Vollrate enthalten (nicht gezeigt), der 384 der Sequenz mit Symbolen, die in dem Rahmen enthalten sind ein zweites mal sendet. Diese wiederholten Übertragungen sehen alle 768 Datensymbole vor, die, wenn sie acht mal durch die Symbolwiederholer 510a–d wiederholt werden 6.144 Symbolen entsprechen, was die Anzahl von Chips in einem 20 ms Rahmen bei 1,2288 Mchips/Sekunde ist.
12 zeigt die Codierung, die für die vier Raten durchgeführt wird, die den IS-95 Ratensatz 2 bilden, und zwar wenn sie in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der Erfindung durchgeführt wird. Daten werden in 20 ms Rahmen geliefert, wobei die Rahmen die Anzahl von Bits besitzen, die für jede Rate gezeigt ist, und ein Reserve-Bit wird durch Reserve-Bit-Hinzufüger (augmenter) 521a–d für jede Rate addiert. CRC Prüf-Bits und acht Terminierungs-Bits werden auch durch CRC Prüfsummengeneratoren 520a–d und Terminierungs-Bit-Generatoren 522a–d hinzugefügt. Zusätzlich wird eine Faltungscodierung mit Rate 1/4 für jede Rate durch Faltungs-Codierer 524a–d durchgeführt, was vier Code-Symbole für jedes Daten-, CRC- oder Terminierungs-Bit erzeugt. Der resultierende Rahmen mit Code-Symbolen wird block-interleavt unter Verwendung von Block-Interleavern 526a–d, die Anzahl von angezeigten Symbolen erzeugend. Für die niedrigeren drei Raten werden die Symbole wiederholt gesendet durch Übertragungswiederholer 528a–c, wie angezeigt, was dazu führt, das 768 Code-Symbole für jeden Rahmen erzeugt werden. Die 768 Code-Symbole für jede Rate werden dann 24 mal durch Symbolwiederholer 530a–d wiederholt, um 18.432 Code-Symbole pro Rahmen für jede Rate zu erzeugen.
Für ein System, das mit einer Spreizbandbreite von 1,2288 MHz betrieben wird, wird die Anzahl von, durch die Symbol-Wiederholer 530a–d durchge führten, Symbol-Wiederholungen auf vier (4) reduziert. Zusätzlich sendet der Übertragungswiederholer 528a die Symbolsequenz in dem Rahmen zwei (2) mal, zusätzlich werden 384 der Symbole ein drittes Mal gesendet. Der Übertragungswiederholer 528b wiederholt die Symbolsequenz in dem Rahmen fünf (5) mal, zusätzlich werden 96 der Symbole ein sechstes Mal gesendet. Der Übertragungswiederholer 528c wiederholt die Sequenz von Symbolen in dem Rahmen zehn (10) mal, zusätzlich werden 96 der Symbole ein elftes Mal wiederholt. Zusätzlich ist ein vierter Übertragungswiederholer (oder vierter Übertragungswiederholungsschritt) für die Vollrate enthalten (nicht gezeigt) der 384 von der Symbolsequenz, die in dem Rahmen enthalten ist, ein zweites Mal sendet. Diese wiederholten Übertragungen sehen alle 1536 Datensymbole vor, die wenn sie vier Mal durch die Symbol-Wiederholer 530a–d wiederholt werden, 6.144 Symbolen entsprechen.
13 illustriert die Codierung, die für den supplementalen Kanal durchgeführt wird, wenn diese gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung durchgeführt wird. Datenrahmen werden mit irgendeiner der elf angezeigten Raten geliefert und der CRC Prüfsummengenerator 540 addiert 16 Bits mit CRC Prüfsummendaten. Ein Terminierungs-Bit-Generator 542 addiert acht Bit mit Codierer-Terminierungsdaten was in Rahmen resultiert, die die gezeigten Datenraten besitzen. Ein Faltungs-Codierer 544 führt eine Codierung mit Rate 1/4, Einflusslänge (constraint length) K = 9 durch um für jedes empfangene Daten-, CRC- oder Terminierungs-Bit vier Code-Symbole erzeugt, und ein Block-Interleaver 546 führt Block-Interleaving für jeden Rahmen durch und gibt die für jeden Rahmen gezeigte Anzahl von Code-Symbolen gemäß der Eingangsrahmengröße aus. Ein Symbolwiederholer 548 wiederholt die Rahmen N Mal, und zwar wie gezeigt abhängig von der Eingangsrahmengröße.
Die Codierung ist für eine zusätzliche zwölfte Rate gezeigt, die in ähnlicher Weise wie die elf Raten durchgeführt wird, mit der Ausnahme, dass eine Codierung mit Rate 1/2 anstelle der Rate 1/4 durchgeführt wird. Zusätzlich wird keine Symbolwiederholung durchgeführt.
Eine Liste mit Rahmengrößen, Codierereingangsraten, Coderaten und Symbolwiederholungsfaktoren N für verschiedene Chipraten, die auf 13 angewendet werden können, und zwar zum Einstellen auf verschiedene Chipraten (die Spreizbandbreiten entsprechen), ist in Tabelle VII vorgesehen.
Tabelle VII
14 ist ein Blockdiagramm der Verarbeitung, die für den Steuerkanal für ein System mit einer Spreizbandbreite von 3,6864 MHz durchgeführt wird. Die Verarbeitung ist im Wesentlichen gleich der, die mit den anderen Kanälen assoziiert ist, außer dass ein mux 460 und ein Symbolwiederholer 562 hinzugefügt sind, die betrieben werden zum Einfügen von uncodierten Leistungssteuer-Bits in den Code-Symbolstrom. Die Leistungssteuer-Bits werden mit einer Rate von 16 pro Rahmen erzeugt und 18 mal durch den Symbol-Wiederholer 562 wiederholt, was zu 288 Leistungssteuer-Bits pro Rahmen führt. Die 288 Leistungssteuer-Bits werden in den Rahmen mit Code-Symbolen mit einem Verhältnis mit drei Leistungssteuer-Bits pro codiertem Datensymbol gemultiplext, was 384 Gesamtsymbole pro Rahmen erzeugt. Ein Symbolwiederholer 564 wiederholt die 384 Bit 24 mal zum Erzeugen von 9216 Symbolen pro Rahmen für eine effektive Datenrate von 500 kbits/Sekunde für die Steuerdaten und von 800 kbits/Sekunde für die Leistungssteuer-Bits. Die bevorzugte Verarbeitung, die für ein System mit 1,2288 MHz durchgeführt wird, reduziert einfach die Anzahl der durchgeführten Symbolwiederholungen von 24 auf 8.
Somit ist ein mehrkanaliges hochratiges CDMA Kommunikationssystem beschrieben worden. Die Beschreibung ist vorgesehen, um es irgendeinem Fachmann möglich zu machen, die Erfindung nachzuvollziehen oder anzuwenden. Die verschiedenen Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele werden einem Fachmann unmittelbar klar werden, und die hierin definierten generischen Prinzipien können auf andere Ausführungsbeispiele ohne die Verwendung erfinderischer Fähigkeit angewendet werden. Somit soll die vorliegende Erfindung nicht auf die hierin gezeigten Ausführungsbeispiele beschränkt sein, sondern soll den weitesten Umfang haben der mit den hierin offenbarten Prinzipien und neuartigen Merkmalen in Übereinstimmung ist.

Claims

Ein Verfahren zum Modulieren eines Signals durch Erzeugen von Daten zur Übertragung, und zwar geeignet zur Übertragung von einer Teilnehmereinheit zu einer Basisstation, in einem Kommunikationssystem bzw. Nachrichtenübermittlungssystem gekennzeichnet dadurch, dass das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Modulieren von kanalcodierten Daten von einer Vielzahl von Kanälen mit einem assoziierten Code für jeden Kanal, ausgewählt aus einer Anzahl von assoziierten Codes, wobei jeder assoziierte Code eine unterschiedliche Länge von verbleibenden assoziierten Codes besitzt und jeder assoziierte Code orthogonal zu verbleibenden assoziierten Codes ist, und zwar zum Erzeugen einer Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen; Kombinieren der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen in zwei kombinierte Ströme; und komplexes Multiplizieren der zwei kombinierten Ströme mit einem komplexen Pseudo-Rausch-Code.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Modulieren von jedem von einer Vielzahl von kanalcodierten Daten mit einem assoziierten Code Folgendes aufweist: Modulieren von Pilotkanaldaten mit einem ersten Code zum Erzeugen eines ersten Stroms mit modulierten Symbolen; Modulieren von ersten nutzerkanalcodierten Daten mit einem zweiten Code zum Erzeugen eines zweiten Stroms mit modulierten Symbolen; und Modulieren von Steuerkanaldaten mit einem dritten Code zum Erzeugen eines dritten Stroms mit modulierten Symbolen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Kombinieren der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen Folgendes aufweist. Addieren des ersten Stroms mit modulierten Symbolen zu einem von dem zweiten oder dritten Strom mit modulierten Symbolen zum Vorsehen eines ersten addierten Stroms mit modulierten Symbolen; und Vorsehen des ersten addierten Stroms getrennt, von dem verbleibenden, von dem zweiten oder dritten Strom mit modulierten Symbolen für das komplexe Multiplizieren.
Verfahren nach Anspruch 2, das ferner aufweist: Modulieren von zweiten nutzerkanalcodierten Daten mit einem vierten Code zum Erzeugen eines vierten Stroms mit modulierten Symbolen.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Kombinieren der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen Folgendes aufweist: Addieren des ersten Stroms mit modulierten Daten zu dem zweiten Strom mit modulierten Symbolen zum Vorsehen eines ersten addierten Stroms mit modulierten Symbolen; und Addieren des vierten Stroms mit modulierten Daten zu dem dritten Strom modulierten Symbolen; Vorsehen des ersten addierten Stroms getrennt von dem zweiten addierten Strom mit modulierten Symbolen für das komplexe Multiplizieren.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Kombinieren der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen Folgendes aufweist: Addieren des ersten Stroms mit modulierten Symbolen zu dem zweiten Strom mit modulierten Symbolen und zu dem dritten Strom mit modulierten Symbolen zum Vorsehen eines ersten addierten Stroms mit modulierten Symbolen; und Vorsehen des ersten addierten Stroms separat von dem vierten Strom mit modulierten Symbolen für das komplexe Multiplizieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der komplexe Pseudo-Rausch-Code eine in-phasige Pseudo-Rausch-Code-Komponente und eine quadratur-phasige Pseudo-Rausch-Code-Komponente aufweist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die in-phasige Pseudo-Rausch-Code-Komponente und die quadratur-phasige Pseudo-Rausch-Code-Komponente mit einem langen Code (long code) multipliziert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das komplexe Multiplizieren Folgendes aufweist: Multiplizieren eines ersten kombinierten Stroms mit einer in-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente was zu einem in-phasigen Ausdruck führt; und Multiplizieren eines zweiten kombinierten Stroms mit einer quadratur-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente was zu einem gaudratur-phasigen Ausdruck führt.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei das komplexe Multiplizieren Folgendes aufweist. Multiplizieren des ersten kombinierten Stroms mit der in-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente zum Erzeugen eines ersten Zwischensignals; Multiplizieren des zweiten kombinierten Stroms mit der in-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente zum Erzeugen eines zweiten Zwischensignals; Multiplizieren des ersten kombinierten Stroms mit der quadratur-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente zum Erzeugen eines dritten Zwischensignals; Multiplizieren des zweiten kombinierten Stroms mit der quadratur-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente zum Erzeugen eines vierten Zwischensignals; Subtrahieren des vierten Zwischensignals von dem ersten Zwischensignal zum Erzeugen eines in-phasigen Produktsignals; und Addieren des zweiten Zwischensignals zu dem dritten Zwischensignal zum Erzeugen eines quadratur-phasigen Produktsignals.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Vielzahl von assoziierten Codes eine Vielzahl von Walsh-Codes aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2 oder 4, wobei eine Rate bzw. Geschwindigkeit von Daten von einem Kanal eine Länge von einem assoziierten Code bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 4, wobei eine Länge des zweiten Codes kleiner als eine Länge des dritten Codes ist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei eine Länge des vierten Codes kleiner als eine Länge des dritten Codes ist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei eine Länge des vierten Codes kleiner ist als eine Länge des zweiten Codes, wenn eine Rate bzw. Geschwindigkeit von Daten von dem ersten Nutzerkanal kleiner ist, als eine Rate von Daten von dem zweiten Nutzerkanal.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 4, wobei der erste Code einen Walsh-Code mit + Werten aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 4, wobei der dritte Code einen Walsh-Code mit einer Länge von acht Chips aufweist.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei der dritte Code einen Walsh-Code ++++–––– aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 4, wobei der zweite Code einen Walsh-Code mit einer Länge von vier Chips aufweist.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei der zweite Code einen Walsh-Code ++–– aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 4, wobei der zweite Code einen Walsh-Code mit einer Länge von zwei Chips aufweist.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei der zweite Code einen Walsh-Code +– aufweist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der vierte Code einen Walsh-Code mit einer Länge von vier Chips aufweist.
Verfahren nach Anspruch 23, wobei der vierte Code einen Walsh-Code ++–– aufweist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der vierte Code einen Walsh-Code mit einer Länge von zwei Chips aufweist.
Verfahren nach Anspruch 25, wobei der vierte Code einen Walsh-Code +– aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, das ferner aufweist: Einstellen einer Verstärkung von der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen.
Verfahren nach Anspruch 27, wobei die Einstellung der Verstärkung der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen Folgendes aufweist: Einstellen von Verstärkung von einem ersten Strom mit modulierten Symbolen; und Einstellen von Verstärkungen von jedem von den verbleibenden Strömen auf Werten, die relativ zu der Verstärkung von dem ersten Strom bestimmt werden.
Eine Vorrichtung zum Modulieren eines Signals durch Erzeugen von Daten zur Übertragung von einer Teilnehmereinheit zu einer Basisstation in einem Kommunikationssystem bzw. Nachrichtenübermittlungssystem, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung Folgendes aufweist: Mittel zum Modulieren von kanalcodierten Daten (402, 404, 411, 415) von einer Vielzahl von Kanälen mit einem assoziierten Code für jeden Kanal, ausgewählt von einer Anzahl von assoziierten Codes, wobei jeder assoziierte Code eine unterschiedliche Länge von restlichen bzw. verbleibenden assoziierten Codes hat und jeder assoziierte Code orthogonal zu verbleibenden assoziierten Codes ist, und zwar zum Erzeugen von einer Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen; Mittel zum Kombinieren der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen in zwei kombinierte Ströme (410, 420); und Mittel zum komplexen Multiplizieren der zwei kombinierten Ströme (410, 420) mit einem komplexen Pseudo-Rausch-Code.
Vorrichtung nach Anspruch 29, wobei die Mittel zum Modulieren von jeder von einer Vielzahl von kanalcodierten Daten mit einem assoziierten Code Folgendes aufweisen: Mittel zum Modulieren von Pilotkanaldaten (402) mit einem ersten Code zum Erzeugen eines ersten Stroms mit modulierten Symbolen; Mittel zum Modulieren von ersten nutzerkanalcodierten Daten (404) mit einem zweiten Code zum Erzeugen eines zweiten Stroms mit modulierten Symbolen; und Mittel zum Modulieren von Steuerkanaldaten (415) mit einem dritten Code zum Erzeugen eines dritten Stroms mit modulierten Symbolen.
Vorrichtung nach Anspruch 30, wobei die Mittel zum Kombinieren der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen Folgendes aufweisen: Mittel zum Addieren (408) des ersten Stroms mit modulierten Symbolen zu einem von den zweiten oder dritten Strom mit modulierten Symbolen zum Vorsehen eines ersten addierten Stroms (410) mit modulierten Symbolen; und Mittel zum Vorsehen des ersten addierten Stroms separat von dem verbleibenden von dem zweiten oder dritten Strom mit modulierten Symbolen für das komplexe Multiplizieren.
Vorrichtung nach Anspruch 30, die ferner aufweist: Mittel zum Modulieren von zweiten nutzerkanal-(411)-codierten Daten mit einem vierten Code zum Erzeugen eines vierten Stroms mit modulierten Symbolen.
Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei die Mittel zum Kombinieren der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen Folgendes aufweisen: Mittel zum Addieren (408) des ersten Stroms mit modulierten Daten zu dem zweiten Strom mit modulierten Symbolen zum Vorsehen eines ersten addierten Stroms mit modulierten Symbolen (410); und Mittel zum Addieren (419) des vierten Stroms mit modulierten Daten zu dem dritten Strom mit modulierten Symbolen zum Vorsehen eines zweiten addierten Stroms mit modulierten Symbolen (420); Mittel zum Vorsehen des ersten addierten Stroms (410) separat von dem zweiten addierten Strom (420) mit modulierten Symbolen für das komplexe Multiplizieren.
Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei die Mittel zum Kombinieren der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen Folgendes aufweisen: Mittel zum Addieren des ersten Stroms mit modulierten Symbolen zu dem zweiten Strom mit modulierten Symbolen und zu dem dritten Strom mit modulierten Symbolen zum Vorsehen eines ersten addierten Stroms mit modulierten Symbolen; und Mittel zum Vorsehen des ersten addierten Stroms separat von dem vierten Strom mit modulierten Symbolen für das komplexe Multiplizieren.
Vorrichtung nach Anspruch 29, wobei der komplexe Pseudo-Rausch-Code eine in-phasige Pseudo-Rausch-Code-Komponente und eine quadratur-phasige Pseudo-Rausch-Code-Komponente aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 35, wobei die in-phasige Pseudo-Rausch-Code-Komponente und die quadratur-phasige Pseudo-Rausch-Code-Komponente mit einem langen Code (long code) multipliziert werden.
Vorrichtung nach Anspruch 29, wobei die Mittel zum komplexen Multiplizieren Folgendes aufweisen: Mittel zum Multiplizieren eines ersten kombinierten Stroms 410 mit einer in-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente, was zu einem in-phasigen Ausdruck führt; Mittel zum Multiplizieren eines zweiten kombinierten Stroms 420 mit einer quadratur-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente, was zu einem quadratur-phasigen Ausdruck führt;
Vorrichtung nach Anspruch 37, wobei die Mittel zum komplexen Multiplizieren Folgendes aufweisen: Mittel zum Multiplizieren (164a) des ersten kombinierten Stroms (410) mit der in-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente zum Erzeugen eines ersten Zwischensignals; Mittel zum Multiplizieren (164c) des zweiten kombinierten Stroms (420) mit der in-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente zum Erzeugen eines zweiten Zwischensignals; Mittel zum Multiplizieren (164d) des ersten kombinierten Stroms (410) mit der quadratur-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente zum Erzeugen eines dritten Zwischensignals; Mittel zum Multiplizieren (164b) des zweiten kombinierten Stroms (420) mit der quadratur-phasigen Pseudo-Rausch-Code-Komponente zum Erzeugen eines vierten Zwischensignals; Mittel zum Subtrahieren (166a) des vierten Zwischensignals von dem ersten Zwischensignal zum Erzeugen eines in-phasigen Produktsignals; und Mittel zum Addieren (166b) des zweiten Zwischensignals zu dem dritten Zwischensignal zum Erzeugen eines quadratur-phasigen Produktsignals.
Vorrichtung nach Anspruch 29, wobei die Vielzahl von assoziierten Codes eine Vielzahl von Walsh-Codes aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 29 oder 30 oder 32, wobei eine Rate bzw. Geschwindigkeit von Daten von einem Kanal eine Länge eines assoziierten Codes bestimmt.
Vorrichtung nach Anspruch 30 oder 32, wobei eine Länge des zweiten Codes kleiner als eine Länge des dritten Codes ist.
Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei eine Länge des vierten Codes kleiner als eine Länge des dritten Codes ist.
Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei eine Länge des vierten Codes kleiner ist, als eine Länge des zweiten Codes, wenn eine Rate bzw. Geschwindigkeit von Daten von dem ersten Nutzerkanal kleiner ist als eine Rate bzw. Geschwindigkeit von Daten von dem zweiten Nutzerkanal.
Vorrichtung nach Anspruch 30 oder 32, wobei der erste Code einen Walsh-Code mit + Werten aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 30 oder 32, wobei der dritte Code einen Walsh-Code mit einer Länge von acht Chips aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 45, wobei der dritte Code einen Walsh-Code ++++–––– aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 30 oder 32, wobei der zweite Code einen Walsh-Code mit einer Länge von vier Chips aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 47, wobei der zweite Code einen Walsh-Code ++–– aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 30 oder 32, wobei der zweite Code einen Walsh-Code mit einer Länge von zwei Chips aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 49, wobei der zweite Code einen Walsh-Code +– aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei der vierte Code einen Walsh-Code mit einer Länge von vier Chips aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 51, wobei der vierte Code einen Walsh-Code ++–– aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei der vierte Code einen Walsh-Code mit einer Länge von zwei Chips aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 53, wobei der vierte Code einen Walsh-Code +– aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 29, die ferner aufweist: Mittel zum Einstellen bzw. Anpassen von Verstärkung (400, 406, 414, 418) von der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen.
Vorrichtung nach Anspruch 55, wobei die Mittel zum Einstellen von Verstärkung von der Vielzahl von Strömen mit modulierten Symbolen Folgendes aufweisen: Mittel zum Einstellen von Verstärkung (400) von einem ersten Strom mit modulierten Symbolen; und Mittel zum Einstellen von Verstärkungen (406, 414, 418) von jedem von den verbleibenden Strömen auf Werte, die relativ zu der Verstärkung zu dem ersten Strom bestimmt werden.
Ein Verfahren zum Demodulieren eines Signals bei einer Basisstation, und zwar Empfangen von einer Übertragung in einem Kommunikations systems bzw. Nachrichtenübermittlungssystem gekennzeichnet durch die Folgenden Schritte: komplexes Multiplizieren eines komplexen empfangenen Signals mit einem in-phasigen pseudo-zufälligen Spreiz-Code und einem quadratur-phasigen pseudo-zufälligen Spreiz-Code zum Vorsehen eines in-phasigen Abtastungs- bzw. Probestroms und eines quadratur-phasigen Abtastungs- bzw. Probestroms; Filtern des in-phasigen Muster- bzw. Probestroms zum Vorsehen eines in-phasigen Pilotfiltersignals; Filtern des quadratur-phasigen Muster- bzw. Probestroms zum Vorsehen eines quadratur-phasigen Pilotfiltersignals; Multiplizieren des in-phasigen Probestroms mit einem ersten Code von einer Vielzahl von Codes, wobei jeder von der Vielzahl von Codes eine unterschiedliche Länge hat und orthogonal zu dem verbleibenden bzw. restlichen Codes ist, und zwar zum Erzeugen eines in-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms; Multiplizieren des quadratur-phasigen Probestroms mit dem ersten Code zum Erzeugen eines quadratur-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms; und Phasendrehung und Skalierung des in-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms und des quadratur-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms, gemäß dem in-phasigen Pilotfiltersignal und dem quadratur-phasigen Pilotfiltersignal zum Erzeugen eines weich-entschiedenen bzw. soft decision ersten Kanaldatenstroms.
Verfahren nach Anspruch 57, das ferner Folgendes aufweist: Summieren des in-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms in Übereinstimmung mit der Länge des ersten Codes; und Summieren des quadratur-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms in Übereinstimmung mit der Länge des ersten Codes.
Verfahren nach Anspruch 57, wobei die Phasendrehung und Skalierung Folgendes aufweist: Multiplizieren des in-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms mit dem in-phasigen Pilotfiltersignal zum Vorsehen eines in-phasigen soft decision ersten Kanaldatenstroms; und Multiplizieren des quadratur-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms mit dem quadratur-phasigen Pilotfiltersignal zum Vorsehen eines quadratur-phasigen soft decision ersten Kanaldatenstroms.
Verfahren nach Anspruch 59, das ferner aufweist: Summieren der in-phasigen und der quadratur-phasigen soft decision ersten Kanaldatenströme.
Verfahren nach Anspruch 60, das ferner Summieren des soft decision ersten Kanalstroms über eine vorherbestimmte Anzahl von soft decision Symbolen zum Erzeugen eines summierten soft decision ersten Kanalstroms aufweist.
Verfahren nach Anspruch 57, das ferner Folgendes aufweist: Multiplizieren des in-phasigen Probestroms mit einem zweiten Code zum Erzeugen eines in-phasigens entspreizten zweiten Symbolkanalstroms; Multiplizieren des quadratur-phasigen Probestroms mit einem zweiten Code zum Erzeugen eines quadratur-phasigen entspreizten zweiten Symbolkanalstroms; und Phasendrehung und Skalierung des in-phasigen zweiten Symbolkanalstroms und des quadratur-phasigen zweiten Symbolkanalstroms zum Erzeugen eines soft decision zweiten Kanaldatenstroms.
Verfahren nach Anspruch 57 oder 58 oder 62, wobei ein Code einen Walsh-Code aufweist.
Verfahren nach Anspruch 57 oder 63, wobei der erste Code eine Länge von vier Chips hat.
Verfahren nach Anspruch 57 oder 63, wobei der erste Code gleich ist zu +, +, –, –.
Verfahren nach Anspruch 57 oder 63, wobei der erste Code gleich ist +, –, +, –.
Verfahren nach Anspruch 57 oder 63, wobei der erste Code eine Länge von zwei Chips besitzt.
Verfahren nach Anspruch 57 oder 63, wobei der erste Code gleich ist zu +, –.
Verfahren nach Anspruch 57 oder 63, wobei der erste Code eine Länge von acht Chips besitzt.
Verfahren nach Anspruch 57 oder 63, wobei der erste Code gleich ist zu +, +, +, +, –, –, –, –.
Verfahren nach Anspruch 62, wobei die Länge des ersten Codes nicht gleich der Länge des zweiten Codes ist.
Verfahren nach Anspruch 71, wobei der zweite Code eine Länge von vier Chips besitzt.
Verfahren nach Anspruch 71, wobei der zweite Code gleich ist zu +, +, –, –
Verfahren nach Anspruch 71, wobei der zweite Code gleich ist zu +, –, +, –
Verfahren nach Anspruch 71, wobei der zweite Code eine Länge von zwei Chips besitzt.
Verfahren nach Anspruch 71, wobei der zweite Code gleich ist zu +, –.
Eine Vorrichtung zum Demodulieren eines Signals geeignet an einer Basisstation, und zwar Empfangen von einer Übertragung in einem Kommunikationssystem, wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, dass sie Folgendes aufweist: einen komplexen Multiplizierer (301–304) konfiguriert zum komplexen Multiplizieren eines komplexen empfangenen Signals mit einem in-phasigen pseudo-zufälligen Spreizcode und einem quadratur-phasigen pseudo-zufälligen Spreizcode zum Vorsehen eines in-phasigen Abtastungs- bzw. Probestroms und eines quadratur-phasigen Abtastungs- bzw. Probestroms; ein erstes Pilotfilter (314) konfiguriert zum Filtern des in-phasigen Tast- bzw. Probestroms zum Vorsehen eines in-phasigen Pilotfiltersignals; ein zweites Pilotfilter (314) konfiguriert zum Filtern des quadratur-phasigen Tast- bzw. Probestroms zum Vorsehen eines quadratur-phasigen Pilotfiltersignals; einen ersten Multiplizierer (310) konfiguriert zum Multiplizieren des in-phasigen Probestroms durch einen ersten Code von einer Vielzahl von Codes, wobei jeder von der Vielzahl von Codes eine unterschiedliche Länge hat und orthogonal zu verbleibenden bzw. restlichen Codes ist, und zwar zum Erzeugen eines in-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms; einen zweiten Multiplizierer (310) konfiguriert zum Multiplizieren des quadratur-phasigen Probestroms mit dem ersten Code zum Erzeugen eines quadratur-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms; und erste Mittel (316, 320) zur Phasendrehund und Skalierung des in-phasigen-entspreizten ersten Symbolkanalstroms und des quadratur-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms gemäß dem in-phasigen Pilotfiltersignal und dem quadraturphasigen Pilotfiltersignal zum Erzeugen eines soft decision bzw. weich-entschiedenen ersten Kanaldatenstroms.
Vorrichtung nach Anspruch 77, die ferner Folgendes aufweist: einen ersten Summierer (312) konfiguriert zum Summieren des in-phasigen entspreizten Symbolkanalstroms in Übereinstimmung mit der Länge des ersten Codes; und einen zweiten Summierer (312) konfiguriert zum Summieren des quadratur-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms in Übereinstimmung mit der Länge des ersten Codes.
Vorrichtung nach Anspruch 77, die ferner Folgendes aufweist: einen dritten Multiplizierer (316) konfiguriert zum Multiplizieren des in-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms mit dem in-phasigen Pilotfiltersignal zum Vorsehen eines in-phasigen soft decision ersten Kanaldatenstroms; und einen vierten Multiplizierer (316) konfiguriert zum Multiplizieren des quadratur-phasigen entspreizten ersten Symbolkanalstroms mit dem quadratur-phasigen Pilotfiltersignal zum Vorsehen eines quadratur-phasigen soft decision ersten Kanaldatenstroms.
Vorrichtung nach Anspruch 79, die ferner aufweist: einen dritten Summierer (322) konfiguriert zum Summieren der in-phasigen und quadratur-phasigen soft-decision ersten Kanaldatenströme.
Vorrichtung nach Anspruch 78, die ferner einen vierten Summierer (322) aufweist, konfiguriert zum Summieren des soft decision ersten Kanalstroms über eine vorherbestimmte Anzahl von soft decision Symbolen zum Erzeugen eines summierten soft decision ersten Kanalstroms.
Vorrichtung nach Anspruch 77, die ferner Folgendes aufweist: einen dritten Multiplizerer (316) konfiguriert zum Multiplizieren des in-phasigen Probestroms mit einem zweiten Code zum Erzeugen eines in-phasigen entspreizten zweiten Symbolkanalstroms; einen vierten Multiplizerer (316) konfiguriert zum Multiplizieren des quadratur-phasigen Probestroms mit dem zweiten Code zum Erzeugen eines quadratur-phasigen zweiten Symbolkanalstroms; und zweite Mittel zur Phasendrehung und Skalierung des in-phasigen zweiten Symbolkanalstroms und des quadratur-phasigen zweiten Symbolkanalstroms zum Erzeugen eines soft decision zweiten Kanaldatenstroms.
Vorrichtung nach Anspruch 77 oder 78 oder 81, wobei ein Code einen Walsh-Code aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 77 oder 83, wobei der erste Code eine Menge von vier Chips besitzt.
Vorrichtung nach Anspruch 77 oder 83, wobei der erste Code gleich ist zu +, +,–, –.
Vorrichtung nach Anspruch 77 oder 83, wobei der erste Code gleich ist zu +, –, +, –.
Vorrichtung nach Anspruch 77 oder 83, wobei der erste Code eine Länge von zwei Chips besitzt.
Vorrichtung nach Anspruch 77 oder 83, wobei der erste Code gleich ist zu +, –.
Vorrichtung nach Anspruch 77 oder 83, wobei der erste Code eine Länge von acht Chips besitzt.
Vorrichtung nach Anspruch 77 oder 83, wobei der erste Code gleich ist zu +, +, +, +, –, –, –, –,.
Vorrichtung nach Anspruch 82, wobei die Länge des ersten Codes nicht gleich der Länge des zweiten Codes ist.
Vorrichtung nach Anspruch 91, wobei der zweite Code eine Länge von vier Chips besitzt.
Vorrichtung nach Anspruch 91 oder 92, wobei der zweite Code gleich ist zu +, +, –, –.
Vorrichtung nach Anspruch 91 oder 92, wobei der zweite Code gleich ist zu +, –, +, –.
Vorrichtung nach Anspruch 91, wobei der zweite Code eine Länge von zwei Chips besitzt.
Vorrichtung nach Anspruch 91 oder 95, wobei der zweite Code gleich ist zu +, –.