ES2286851T3 - Unidad de abonado con fuentes plurales de datos y control para sistema de comunicacion inalambrica cdma. - Google Patents
Unidad de abonado con fuentes plurales de datos y control para sistema de comunicacion inalambrica cdma. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2286851T3 ES2286851T3 ES98922295T ES98922295T ES2286851T3 ES 2286851 T3 ES2286851 T3 ES 2286851T3 ES 98922295 T ES98922295 T ES 98922295T ES 98922295 T ES98922295 T ES 98922295T ES 2286851 T3 ES2286851 T3 ES 2286851T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- code
- flow
- phase
- channel
- symbols
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W68/00—User notification, e.g. alerting and paging, for incoming communication, change of service or the like
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0057—Block codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0071—Use of interleaving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/08—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by repeating transmission, e.g. Verdan system
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
- H04W52/04—TPC
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70706—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation with means for reducing the peak-to-average power ratio
Abstract
Un procedimiento para modular una señal generando datos, adecuados para la transmisión desde una unidad de abonado a una estación base, para su transmisión en un sistema de comunicación, caracterizado porque el procedimiento comprende las etapas de: modular datos codificados en canal, entre una pluralidad de canales, con un código asociado para cada canal, seleccionado entre un cierto número de códigos asociados, en donde cada código asociado tiene una longitud distinta a la de los restantes códigos asociados, y cada código asociado es ortogonal con respecto a los restantes códigos asociados, a fin de producir una pluralidad de flujos de símbolos modulados; combinar la pluralidad de flujos de símbolos modulados en dos flujos combinados; y efectuar el producto complejo de dichos flujos combinados con un código complejo de seudo ruido.
Description
Unidad de abonado con fuentes plurales de datos
y control para sistema de comunicación inalámbrica CDMA.
La presente invención se refiere a una unidad de
abonado y a un procedimiento para su empleo en un sistema de
comunicación inalámbrica.
Los sistemas de comunicación inalámbrica, que
incluyen sistemas de comunicación celulares, satelitales y de punto
a punto, utilizan un enlace inalámbrico compuesto por una señal de
radiofrecuencia (RF) modulada para transmitir datos entre dos
sistemas. El empleo de un enlace inalámbrico es deseable por
diversas razones, que incluyen una mayor movilidad y requisitos de
infraestructura reducida, en comparación con sistemas de
comunicación por línea de cable. Una desventaja de utilizar un
enlace inalámbrico es la magnitud limitada de capacidad de
comunicación, que resulta de la magnitud limitada del ancho de banda
de RF disponible. Esta capacidad limitada de comunicación contrasta
con los sistemas de comunicación basados en cables, en donde puede
añadirse capacidad adicional instalando conexiones adicionales de
línea de cable.
Reconociendo la naturaleza limitada del ancho de
banda de RF, se han desarrollado diversas técnicas de procesamiento
de señales para aumentar la eficiencia con la cual los sistemas de
comunicación inalámbrica utilizan el ancho de banda de RF
disponible. Un ejemplo ampliamente aceptado de tal técnica de
procesamiento de señales, eficiente en términos de ancho de banda,
es el estándar IS-95 de interfaz por aire, y sus
derivados, tales como el IS-95-A y
ANSI J-STD-008 (mencionados
colectivamente en lo sucesivo como el estándar
IS-95), promulgados por la asociación de la
industria de la telecomunicación (TIA), y utilizados principalmente
dentro de los sistemas de telecomunicaciones celulares. El estándar
IS-95 incorpora técnicas de modulación de señal de
acceso múltiple por división de código (CDMA), a fin de llevar a
cabo múltiples comunicaciones simultáneamente sobre el mismo ancho
de banda de RF. Al combinarse con un control exhaustivo de
potencia, el llevar a cabo comunicaciones múltiples sobre el mismo
ancho de banda aumenta el número total de llamadas y de otras
comunicaciones que pueden efectuarse en un sistema de comunicación
inalámbrica, al aumentar, entre otras cosas, la reutilización de
frecuencias, en comparación con otras tecnologías de
telecomunicación inalámbrica. El empleo de técnicas de CDMA en un
sistema de comunicación de acceso múltiple se revela en la Patente
Estadounidense Nº 4.901.307, titulada "SPREAD SPECTRUM
COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"
["Sistema de comunicación de espectro extendido que utiliza
repetidores satelitales o terrestres"] y en la Patente
Estadounidense Nº 5.103.459, titulada "SYSTEM AND METHOD FOR
GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"
["Sistema y procedimiento para generar ondas de señal en un
sistema de telefonía celular de CDMA"], ambas transferidas al
cesionario de la presente invención.
La Fig. 1 proporciona una ilustración sumamente
simplificada de un sistema de telefonía celular configurado según
el empleo del estándar IS-95. Durante la operación,
un conjunto de unidades 10a-d de abonado llevan a
cabo comunicaciones inalámbricas estableciendo una o más interfaces
de RF con una o más estaciones base 12a-d,
utilizando señales de RF moduladas por CDMA. Cada interfaz de RF
entre una estación base 12 y una unidad 10 de abonado está
compuesta por una señal de enlace directo, transmitida desde la
estación base 12, y una señal de enlace inverso, transmitida desde
la unidad de abonado. Utilizando estas interfaces de RF, una
comunicación con otro usuario se realiza, generalmente, por medio
de la oficina de conmutación telefónica móvil (OCTM) 14 y de la red
telefónica pública conmutada (RTPC) 16. Los enlaces entre las
estaciones base 12, la OCTM 14 y la RTPC 16 se forman, usualmente,
por medio de conexiones de línea de cable, aunque también se conoce
el empleo de enlaces adicionales de RF o de microondas.
Según el estándar IS-95, cada
unidad 10 de abonado transmite datos de usuario por medio de una
señal de enlace inverso, no coherente, de canal único, a una máxima
tasa de transmisión de datos de 9,6 o 14,4 bits / seg, según qué
conjunto de tasas de transmisión se escoge, entre un grupo de
conjuntos de tasas de transmisión. Un enlace no coherente es uno en
el cual la información de fase no es utilizada por el sistema
receptor. Un enlace coherente es uno en el cual el receptor explota
el conocimiento de la fase de las señales portadoras durante el
procesamiento. La información de fase, típicamente, toma la forma de
una señal piloto, pero también puede estimarse a partir de los
datos transmitidos. El estándar IS-95 requiere que
se utilice un conjunto de sesenta y cuatro códigos Walsh, cada uno
de ellos compuesto de sesenta y cuatro elementos de código, para el
enlace directo.
El empleo de una señal de enlace inverso, no
coherente, de canal único, con una máxima tasa de transmisión de
datos de 9,6 o 14,4 t seg, según lo especificado por el estándar
IS-95, está bien adaptado para un sistema
telefónico celular inalámbrico, en el cual la comunicación típica
involucra la transmisión de voz digitalizada o datos digitales de
menor tasa de transmisión, tal como un facsímil. Se seleccionó un
enlace inverso no coherente porque, en un sistema en el cual hasta
80 unidades 10 de abonado pueden comunicarse con una estación base
12 para cada 1,2288 MHz de ancho de banda adjudicados, el suministro
de los datos piloto necesarios en la transmisión desde cada unidad
10 de abonado aumentaría significativamente el grado en el cual un
grupo de unidades 10 de abonado interfieren entre sí. Además, a
tasas de transmisión de datos de 9,6 o 14,4 bits / seg, la razón
entre la potencia de transmisión de datos piloto cualesquiera y los
datos de usuario sería significativa y, por lo tanto, también
aumentaría la interferencia entre las unidades de abonado. El empleo
de una señal de enlace inverso de canal único se escogió porque la
participación en sólo un tipo de comunicación por vez es coherente
con el empleo de teléfonos de línea de cable, el paradigma sobre el
cual se basan las actuales comunicaciones celulares inalámbricas.
Además, la complejidad del procesamiento de un único canal es menor
que aquella asociada al procesamiento de múltiples canales.
Según avanzan las comunicaciones digitales, se
espera que aumente significativamente la demanda de transmisión
inalámbrica de datos para aplicaciones tales como la navegación
interactiva por ficheros y la teleconferencia por vídeo. Este
aumento transformará la forma en la que se emplean los sistemas de
comunicaciones inalámbricas, y las condiciones en las cuales se
controlan las interfaces de RF asociadas. En particular, los datos
se transmitirán a mayores tasas de transmisión máximas, y con una
mayor variedad de tasas de transmisión posibles. Además, puede
hacerse necesaria la transmisión más fiable, ya que los errores en
la transmisión de datos son menos tolerables que los errores en la
transmisión de información de audio. Adicionalmente, el número
aumentado de tipos de datos creará una necesidad de transmitir
tipos múltiples de datos simultáneamente. Por ejemplo, puede ser
necesario intercambiar un fichero de datos mientras se mantiene una
interfaz de audio o de vídeo. Además, según aumente la tasa de
transmisión de transmisión desde una unidad de abonado, disminuirá
el número de unidades 10 de abonado que se comunican con una
estación base 12 por unidad de ancho de banda de RF, ya que las
mayores tasas de transmisión de transmisión de datos provocarán que
se alcance la capacidad de procesamiento de datos de la estación
base con menos unidades 10 de abonado. En algunos casos, el enlace
inverso actual según el estándar IS-95 puede no
estar idealmente adaptado para todos estos cambios. Por lo tanto, la
presente invención se refiere a proporcionar una interfaz de CDMA,
eficiente en términos de ancho de banda, de mayor tasa de
transmisión de datos, por la cual puedan llevarse a cabo múltiples
tipos de comunicación.
La Publicación PCT Nº WO 97 / 47098, Publicación
Internacional con fecha del 11 de diciembre de 1997, revela un
procedimiento y aparato para la comunicación inalámbrica de CDMA de
alta tasa de transmisión, en los cuales se forma un grupo de
canales de abonado, individualmente ajustados en ganancia, por medio
del empleo de un conjunto de códigos ortogonales de subcanal con un
pequeño número de elementos de código de dispersión de SR (Seudo
Ruido) por cada periodo de onda ortogonal.
La presente invención está definida en las
reivindicaciones adjuntas.
En un aspecto, la invención proporciona una
unidad de abonado, u otro transmisor, para su empleo en un sistema
de comunicación inalámbrica, comprendiendo la unidad de abonado:
fuentes plurales de datos de información; un codificador para
codificar los datos de información; fuentes plurales de datos de
control; y un modulador para modular datos de información
codificada y datos de control provenientes de una o más de las
fuentes plurales de control, con respectivos códigos distintos de
modulación para la transmisión por una señal portadora, en el cual
el modulador está dispuesto para combinar datos de información
codificada provenientes de una fuente de información con los datos
de control codificados, antes de que los mismos sean emitidos para
su transmisión.
En otro aspecto, la invención proporciona una
estación base u otro receptor para su empleo en un sistema de
comunicación inalámbrica, comprendiendo la estación base: un
receptor para recibir una señal portadora y para quitar de la misma
los datos de información codificada provenientes de fuentes plurales
de información, modulados con los respectivos códigos distintos de
modulación, y datos de control provenientes de las fuentes plurales
de control, estando uno o más de los datos de control modulados por
un respectivo código distinto de modulación, y estando los datos de
información codificada, provenientes de una fuente de información,
combinados con los datos de control codificados; un demodulador
para demodular los datos de información codificada y los datos de
control a partir de sus respectivos códigos distintos de modulación:
y un descodificador para descodificar la información codificada y
los datos de control.
En un aspecto adicional, la invención
proporciona un procedimiento para transmitir datos de control, datos
fundamentales y datos suplementarios provenientes de una primera
unidad de abonado, entre un grupo de unidades de abonado, a una
estación base en comunicación con el grupo de unidades de abonado,
que comprende: a) modular los datos suplementarios con un primer
código Walsh; b) modular los datos fundamentales con un segundo
código Walsh; y c) modular los datos de control con un tercer
código Walsh, donde dicho primer código Walsh es más corto que
dicho segundo código Walsh, y dicho segundo código Walsh es más
corto que dicho tercer código Walsh.
En otro aspecto, la invención proporciona un
procedimiento para transmitir datos desde una unidad de abonado
para su empleo en un sistema de comunicación, comprendiendo el
procedimiento: adquirir datos de información de fuentes plurales de
información; adquirir datos de control de fuentes plurales de
control; y modular los datos de información codificada y los datos
de control provenientes de una o más de las fuentes plurales de
control con los respectivos códigos distintos de modulación para la
transmisión por una señal portadora, en donde los datos de
información codificada provenientes de una fuente de información se
combinan con los datos de control codificados antes de que los
mismos se emitan para su transmisión.
\newpage
Según una realización de la invención, se forma
un conjunto de canales de abonado, individualmente ajustados en
ganancia, por medio del empleo de un grupo de códigos ortogonales de
subcanal con un pequeño número de elementos de código de dispersión
de SR por cada periodo de onda ortogonal. Los datos a transmitir por
medio de uno de los canales de transmisión se codifican con
corrección de errores de baja tasa de transmisión de código y con
repetición de secuencia antes de ser modulados con uno de los
códigos de subcanal, ajustados en ganancia y sumados con datos
modulados utilizando los otros códigos de subcanal. Los datos
sumados resultantes se modulan utilizando un código largo de
usuario y un código dispersor seudoaleatorio (código de SR), y se
superconvierten para su transmisión. El empleo de los códigos
ortogonales cortos brinda la supresión de interferencias,
permitiendo a la vez la codificación exhaustiva para la corrección
de errores y la repetición para la diversidad temporal, a fin de
contrarrestar el desvanecimiento de Raleigh, usualmente
experimentado en los sistemas inalámbricos terrestres. En la
realización ejemplar proporcionada de la invención, el conjunto de
códigos de subcanal está compuesto por cuatro códigos Walsh, cada
uno de ellos ortogonal al conjunto restante, y de cuatro elementos
de código de duración. Se prefiere el empleo de un número pequeño de
subcanales (p.ej., cuatro), ya que permite utilizar códigos
ortogonales más cortos; sin embargo, el empleo de un número mayor de
canales y, por lo tanto, de códigos más largos, es coherente con la
invención. En otra realización de la invención, la longitud, o el
número de elementos de código, son distintos en cada código de
canal, a fin de reducir adicionalmente la potencia de transmisión
entre el máximo y el promedio.
En una realización ejemplar preferida de la
invención, los datos piloto se transmiten por medio de un primer
canal entre los canales de transmisión, y los datos de control de
potencia se transmiten por medio de un segundo canal de
transmisión. Los dos canales de transmisión restantes se utilizan
para transmitir datos digitales no especificados, incluyendo datos
del usuario, o datos de señalización, o ambos. En una realización
ejemplar, uno de los dos canales de transmisión no especificados se
configura para la modulación BPSK [Binary Phase Shift Keying -
Modulación por Desplazamiento de Fase Bivalente] y la transmisión
por el canal de cuadratura.
Las características, objetos y ventajas de la
presente invención resultarán más evidentes a partir de la
descripción detallada, expuesta a continuación, de una realización
de la invención, cuando se considere conjuntamente con los dibujos,
en los cuales los caracteres de referencia iguales identifican de
forma correspondiente en los mismos, y en los cuales:
La Fig. 1 es un diagrama en bloques de un
sistema de telefonía celular;
La Fig. 2 es un diagrama en bloques de una
unidad de abonado y una estación base configuradas según una
realización ejemplar de la invención;
La Fig. 3 es un diagrama en bloques de un
codificador de canal BPSK y de un codificador de canal QPSK
[Quadrature Phase-Shift Keying - Modulación por
Desplazamiento de Fase de Cuadratura], configurados según la
realización ejemplar de la invención;
La Fig. 4 es un diagrama en bloques de un
sistema de procesamiento de señales de transmisión, configurado
según una realización ejemplar de la invención;
La Fig. 5 es un diagrama en bloques de un
sistema de procesamiento de recepción, configurado según la
realización ejemplar de la invención;
La Fig. 6 es un diagrama en bloques de un
sistema de procesamiento "dedo", configurado según una
realización de la invención;
La Fig. 7 es un diagrama en bloques de un
descodificador de canal BPSK y de un descodificador de canal QPSK,
configurados según la realización ejemplar de la invención; y
La Fig. 8 es un diagrama en bloques de un
sistema de procesamiento de señales de transmisión, configurado
según una segunda realización ejemplar de la invención;
La Fig. 9 es un diagrama en bloques de un
sistema de procesamiento "dedo", configurado según una
realización de la invención;
La Fig. 10 es un diagrama en bloques de un
sistema de procesamiento de señales de transmisión, configurado
según otra realización de la invención;
La Fig. 11 es un diagrama en bloques de la
codificación realizada para el canal fundamental cuando se configura
según una realización de la invención;
La Fig. 12 es un diagrama en bloques de la
codificación realizada para el canal fundamental cuando se configura
según una realización de la invención;
\newpage
La Fig. 13 es un diagrama en bloques de la
codificación realizada para el canal suplementario cuando se
configura según una realización de la invención; y
La Fig. 14 es un diagrama en bloques de la
codificación realizada para el canal de control cuando se configura
según una realización de la invención.
Un procedimiento y aparato, novedosos y
mejorados, para la comunicación inalámbrica de CDMA de alta tasa de
transmisión, se describen en el contexto de la porción de
transmisión de enlace inverso de un sistema de telecomunicaciones
celulares. Si bien la invención puede adaptarse para su empleo
dentro de la transmisión de enlace inverso multipunto a punto de un
sistema de telefonía celular, la presente invención es igualmente
aplicable a transmisiones de enlace directo. Además, muchos otros
sistemas de comunicación inalámbrica se beneficiarán de la
incorporación de la invención, incluyendo sistemas de comunicación
inalámbrica basados en satélites, sistemas de comunicación
inalámbrica punto a punto, y sistemas que transmiten señales de
radiofrecuencia por medio del empleo de cables coaxiales u otros
cables de banda ancha.
La Fig. 2 es un diagrama en bloques de sistemas
receptores y transmisores configurados como una unidad 100 de
abonado y una estación base 120. Un primer conjunto de datos (datos
BPSK) es recibido por el codificador 103 de canal BPSK, el cual
genera un flujo de símbolos de código, configurados para llevar a
cabo la modulación BPSK, que es recibido por el modulador 104. Un
segundo conjunto de datos (datos QPSK) es recibido por el
codificador 102 de canal QPSK, el cual genera un flujo de símbolos
de código configurados para realizar la modulación QPSK, que
también es recibido por el modulador 104. El modulador 104 también
recibe datos de control de potencia y datos piloto, que son
modulados junto con los datos codificados BPSK y QPSK, según
técnicas de acceso múltiple por división de código (CDMA), a fin de
generar un conjunto de símbolos de modulación recibidos por el
sistema 106 de procesamiento de RF. El sistema 106 de procesamiento
de RF filtra y superconvierte el conjunto de símbolos de modulación
en una frecuencia portadora, para su transmisión a la estación base
120 utilizando la antena 108. Si bien sólo se muestra una unidad
100 de abonado, múltiples unidades de abonado pueden comunicarse con
la estación base 120.
Dentro de la estación base 120, el sistema 122
de procesamiento de RF recibe las señales de RF transmitidas por
medio de la antena 121 y realiza el filtrado de paso de banda, la
subconversión a banda base y la digitalización. El demodulador 124
recibe las señales digitalizadas y realiza la demodulación según
técnicas de CDMA, a fin de producir datos de decisión blanda de
control de potencia, de BPSK y de QPSK. El descodificador 128 del
canal BPSK descodifica los datos de decisión blanda de BPSK
recibidos desde el demodulador 124 a fin de producir la mejor
estimación posible de los datos BPSK, y el descodificador 126 del
canal QPSK descodifica los datos de decisión blanda de QPSK
recibidos por el demodulador 124, a fin de producir la mejor
estimación posible de los datos QPSK. La mejor estimación de los
conjuntos de datos primero y segundo está luego disponible para su
procesamiento posterior o su remisión a un próximo destino, y los
datos de control de potencia recibidos, utilizados ya sea
directamente o después de la descodificación, para ajustar la
potencia de transmisión del canal de enlace directo utilizado para
transmitir datos a la unidad 100 de abonado.
La Fig. 3 es un diagrama en bloques del
codificador 103 de canal BPSK y del codificador 102 de canal QPSK
cuando se configuran según la realización ejemplar de la invención.
Dentro del codificador 103 de canal BPSK, los datos BPSK son
recibidos por el generador 130 de sumas de control CRC [Cyclic
Redundancy Code - Código Cíclico de Redundancia], que genera una
suma de control para cada trama de 20 ms del primer conjunto de
datos. La trama de datos, junto con la suma de control CRC, es
recibida por el generador 132 de bits de cola, que añade bits de
cola, compuestos de ocho ceros lógicos, al extremo final de cada
trama, a fin de proporcionar un estado conocido al final del
proceso de descodificación. La trama, incluyendo los bits de cola
del código y la suma de control CRC, es luego recibida por el
codificador convolutivo 134, el cual lleva a cabo la codificación
convolutiva de longitud de restricción (K) 9 y tasa (R) 1 / 4,
generando por ello símbolos de código a una tasa de transmisión
cuatro veces mayor que la tasa de transmisión de entrada del
codificador (E_{R}). En una variante, se efectúan otras tasas de
codificación, incluyendo la tasa 1 / 2, pero se prefiere el empleo
de tasa 1 / 4, debido a sus características óptimas de complejidad y
prestaciones. El intercalador 136 de bloques realiza la
intercalación de bits sobre los símbolos de código, a fin de
proporcionar diversidad temporal para una transmisión más fiable en
entornos de desvanecimiento rápido. Los símbolos intercalados
resultantes son recibidos por el repetidor 138 de punto de partida
variable, que repite la secuencia de símbolos intercalados un
número suficiente de veces, N_{R}, a fin de proporcionar un flujo
de símbolos de tasa de transmisión constante, lo que corresponde a
emitir tramas con un número constante de símbolos. La repetición de
la secuencia de símbolos también aumenta la diversidad temporal de
los datos, a fin de contrarrestar el desvanecimiento. En la
realización ejemplar, el número constante de símbolos es igual a
6.144 símbolos para cada trama, lo que hace que la tasa de
transmisión de símbolos sea de 307,2 kilosímbolos por segundo
(ksps). Además, el repetidor 138 utiliza un punto de partida
distinto para comenzar la repetición para cada secuencia de
símbolos. Cuando el valor de N_{R} necesario para generar 6.144
símbolos por trama no es un entero, la repetición final se lleva a
cabo sólo para una porción de la secuencia de símbolos. El conjunto
resultante de símbolos repetidos es recibido por el mapeador BPSK
139, que genera un flujo (BPSK) de símbolos de código BPSK, de
valores +1 y -1, a fin de realizar la modulación BPSK. En una
variante, el repetidor 138 se coloca antes del intercalador 136 de
bloque, de manera tal que el intercalador 136 de bloque reciba el
mismo número de símbolos para cada trama.
Dentro del codificador 106 del canal QPSK, los
datos QPSK son recibidos por el generador 140 de sumas de control
CRC, que genera una suma de control para cada trama de 20 ms. La
trama, incluyendo la suma de control CRC, es recibida por el
generador 142 de bits de cola de código, el cual añade un conjunto
de ocho bits de cola de ceros lógicos al final de la trama. La
trama, incluyendo ahora los bits de cola de código y la suma de
control CRC, es recibida por el codificador convolutivo 144, el cual
lleva a cabo la codificación convolutiva con K = 9, R = 1 / 4,
generando por ello símbolos a una tasa de transmisión cuatro veces
mayor que la tasa de transmisión de entrada del codificador
(E_{R}). El intercalador 146 de bloques efectúa la intercalación
de bits sobre los símbolos, y los símbolos intercalados resultantes
son recibidos por el repetidor 148 de punto de partida variable. El
repetidor 148 de punto de partida variable repite la secuencia de
símbolos intercalados un número suficiente de veces, N_{R},
utilizando un punto de partida distinto dentro de la secuencia de
símbolos para cada repetición, a fin de generar 12.288 símbolos para
cada trama, haciendo que la tasa de transmisión de símbolos de
código sea de 614,4 kilosímbolos por segundo (ksps). Cuando N_{R}
no es un entero, la repetición final se lleva a cabo sólo para una
porción de la secuencia de símbolos. Los símbolos repetidos
resultantes son recibidos por el mapeador QPSK 149, que genera un
flujo de símbolos de código QPSK, configurado para realizar la
modulación QPSK, compuesto por un flujo de símbolos de código QPSK
en fase, de valores +1 y -1 (QPSK_{I}), y un flujo de símbolos de
código QPSK de fase de cuadratura, de valores +1 y -1 (QPSK_{Q}).
En una variante, el repetidor 148 se coloca antes del intercalador
146 de bloque, de manera tal que el intercalador 146 de bloque
reciba el mismo número de símbolos para cada trama.
La Fig. 4 es un diagrama en bloques del
modulador 104 de la Fig. 2, configurado según la realización
ejemplar de la invención. Cada uno de los símbolos BPSK
provenientes del codificador 103 de canal BPSK es modulado por el
código Walsh W_{2}, utilizando un multiplicador 150b, y cada uno
de los símbolos QPSK_{I} y QPSK_{Q} provenientes del
codificador 102 de canal QPSK es modulado por el código Walsh
W_{3}, utilizando los multiplicadores 150c y 154d. Los datos de
control de potencia (CP) son modulados por el código Walsh W_{1},
utilizando el multiplicador 150a. El ajustador 152 de ganancia
recibe datos piloto (PILOTO), que, preferiblemente, comprenden el
nivel lógico asociado con el voltaje positivo, y ajusta la amplitud
según un factor A_{0} de ajuste de ganancia. La señal PILOTO no
proporciona datos de usuario, sino que proporciona información de
fase y de amplitud a la estación base, de forma tal que pueda
demodular coherentemente los datos transportados por los restantes
subcanales, y graduar los valores de salida de decisión blanda para
su combinación. El ajustador 154 de ganancia ajusta la amplitud de
los datos de control de potencia, modulados por el código Walsh
W_{1}, según el factor A_{1} de ajuste de ganancia, y el
ajustador 156 de ganancia ajusta la amplitud de los datos de canal
BPSK, modulados por el código Walsh W_{2}, según la variable
A_{2} de amplificación. Los ajustadores 158a y b de ganancia
ajustan respectivamente la amplitud de los símbolos QPSK, en fase y
de fase de cuadratura, modulados por el código Walsh W3, según el
factor A3 de ajuste de ganancia. Los cuatro códigos Walsh utilizados
en la realización preferida de la invención se muestran en la Tabla
I.
Será evidente a alguien versado en la técnica
que el código W_{0}, efectivamente, equivale a ninguna modulación
en absoluto, lo que es coherente con el procesamiento de los datos
piloto mostrados. Los datos de control de potencia se modulan con
el código W_{1}, los datos BPSK con el código W_{2} y los datos
QPSK con el código W_{3}. Una vez que han sido modulados con el
código Walsh adecuado, los datos piloto, de control de potencia y
BPSK se transmiten según las técnicas BPSK, y los datos QPSK
(QPSK_{I} y QPSK_{Q}) según las técnicas QPSK, según se
describe más adelante. También debería entenderse que no es
necesario que se empleen todos los canales ortogonales, y que la
utilización de sólo tres de los cuatro códigos Walsh, cuando sólo
se proporciona un canal de usuario, se emplea en una realización en
variante de la invención.
El empleo de códigos ortogonales cortos genera
menos elementos de código por símbolo y, por lo tanto, permite una
codificación y repetición más exhaustivas en comparación con
sistemas que incorporan el empleo de códigos Walsh más largos.
Estas codificación y repetición más exhaustivas proporcionan
protección ante el desvanecimiento de Raleigh, que es una fuente
principal de error en los sistemas de comunicación terrestre. El
empleo de otros números de códigos y longitudes de códigos es
coherente con la presente invención; sin embargo, el empleo de un
conjunto más amplio de códigos Walsh más largos reduce esta
protección mejorada contra el desvanecimiento. El empleo de códigos
de cuatro elementos de código se considera óptimo, porque cuatro
canales proporcionan una flexibilidad significativa para la
transmisión de diversos tipos de datos, según se ilustra más
adelante, manteniendo corta a la vez la longitud del código.
El sumador 160 suma los símbolos de modulación
resultantes, ajustados en amplitud, provenientes de los ajustadores
152, 154, 156 y 158a de ganancia, a fin de generar los símbolos
sumados 161 de modulación. Los códigos SR_{I} y SR_{Q} de
dispersión de SR se dispersan por medio de la multiplicación por el
código largo 180, utilizando los multiplicadores 162a y b. El
código seudoaleatorio resultante, proporcionado por los
multiplicadores 162a y 162b, se utiliza para modular los símbolos
sumados 161 de modulación, y los símbolos QPSK_{Q} 163 de fase de
cuadratura, ajustados en ganancia, por medio de la multiplicación
compleja, utilizando los multiplicadores 164a-d y
los sumadores 166a y b. Los términos resultantes, XI en fase y XQ de
fase de cuadratura, se filtran luego (filtrado no mostrado) y se
superconvierten a la frecuencia portadora dentro del sistema 106 de
procesamiento de RF, mostrado en forma sumamente simplificada,
utilizando los multiplicadores 168 y una sinusoide en fase y una de
fase de cuadratura. También podría utilizarse una superconversión
QPSK desplazada en una realización en variante de la invención. Las
señales superconvertidas resultantes, en fase y de fase de
cuadratura, se suman utilizando el sumador 170 y son amplificadas
por el amplificador maestro 172 según el ajuste maestro A_{M} de
ganancia, a fin de generar la señal s(t), que se transmite a
la estación base 120. En la realización preferida de la invención,
la señal se dispersa y se filtra a un ancho de banda de 1,2288 MHz,
para que se mantenga compatible con el ancho de banda de los
canales de CDMA existentes.
Al proporcionar múltiples canales ortogonales,
por los cuales pueden transmitirse los datos, así como al utilizar
repetidores de tasa de transmisión variable que reducen la magnitud
de la repetición, N_{R}, efectuada en respuesta a las altas tasas
de transmisión de datos de entrada, el procedimiento y sistema,
anteriormente descritos, de procesamiento de señales de transmisión
permite que una única unidad de abonado u otro sistema transmisor
transmita datos a diversas tasas de transmisión de datos. En
particular, al reducir la tasa de transmisión de repetición N_{R}
desarrollada por los repetidores 138 o 148, de punto de partida
variable, puede sostenerse una tasa de transmisión E_{R} de
entrada al codificador crecientemente mayor. En una realización en
variante de la invención, se lleva a cabo la codificación por
convolución de tasa 1 / 2, con la tasa de transmisión de repetición
N_{R} aumentada al doble. Un conjunto de tasas de transmisión
ejemplares E_{R} de codificador, con soporte de diversas tasas
N_{R} de repetición y de tasas R de codificación, iguales a 1 / 4
y a 1 / 2 para el canal BSPK y para el canal QPSK, se muestran,
respectivamente, en las Tablas II y III.
Las Tablas II y III muestran que, ajustando el
número N_{R} de repeticiones de secuencia, se puede dar soporte a
una amplia variedad de tasas de transmisión de datos, incluyendo las
altas tasas de transmisión de datos, ya que la tasa de transmisión
E_{R} de entrada del codificador corresponde a la tasa de
transmisión de transmisión de datos, menos una constante necesaria
para la transmisión del CRC, los bits de cola de código y cualquier
otra información suplementaria. Como también se muestra en las
tablas II y III, la modulación QPSK también puede utilizarse para
aumentar la tasa de transmisión de transmisión de datos. Las tasas
de transmisión de las que se espera que se utilicen usualmente
están dotadas de epígrafes tales como "Alta Tasa de transmisión -
72" y "Alta Tasa de transmisión - 32". Aquellas tasas de
transmisión indicadas como Alta Tasa de transmisión - 72, Alta Tasa
de transmisión - 64 y Alta Tasa de transmisión 32 tienen,
respectivamente, tasas de transmisión de tráfico de 72, 64 y 32
kbps (kilo bits por segundo), más su multiplexado en datos de
señalización y otros datos de control, con tasas de transmisión de
3,6, 5,2 y 5,2 kbps, respectivamente. Las tasas de transmisión RS1
- Tasa de transmisión Máxima y RS2 - Tasa de transmisión Máxima
corresponden a tasas de transmisión utilizadas en sistemas de
comunicación que cumplimentan el estándar IS-95 y de
las que, por lo tanto, también se espera que tengan un uso
significativo con fines de compatibilidad. La tasa de transmisión
nula es la transmisión de un único bit, y se emplea para indicar un
borrado de trama, que también es parte del estándar
IS-95.
La tasa de transmisión de transmisión de datos
también puede aumentarse transmitiendo datos simultáneamente por
dos o más de los múltiples canales ortogonales, efectuándolo ya sea
además de, o en lugar de, aumentar la tasa de transmisión de
transmisión por medio de la reducción de la tasa de transmisión
N_{R} de repetición. Por ejemplo, un multiplexor (no mostrado)
podría partir una única fuente de datos en múltiples fuentes de
datos a transmitir por múltiples subcanales de datos. De esta
manera, la tasa de transmisión total de transmisión puede
aumentarse, ya sea por medio de la transmisión por un canal
particular a mayores tasas de transmisión, o bien por la
transmisión múltiple realizada simultáneamente por múltiples
canales, o por ambas, hasta que se supere la capacidad de
procesamiento de señales del sistema receptor y la tasa de error se
torne inaceptable, o bien se alcance la máxima potencia de
transmisión del sistema transmisor.
Proporcionar múltiples canales también realza la
flexibilidad en la transmisión de distintos tipos de datos. Por
ejemplo, el canal BPSK puede asignarse a la información de voz, y el
canal QPSK asignarse a la transmisión de datos digitales. Esta
realización podría ser más generalizada, asignando un canal para la
transmisión de datos sensibles a la dilatación temporal, tales como
la voz, a una menor tasa de transmisión de datos, y asignando el
otro canal para la transmisión de datos menos sensibles a la
dilatación temporal, tales como ficheros digitales. En esta
realización podría llevarse a cabo la intercalación en bloques
mayores para los datos menos sensibles a la dilatación temporal, a
fin de aumentar adicionalmente la diversidad temporal. En otra
realización de la invención, el canal BPSK realiza la transmisión
primaria de datos, y el canal QPSK realiza la transmisión por
desborde. El empleo de códigos Walsh ortogonales elimina o reduce
significativamente toda interferencia entre el conjunto de canales
transmitidos desde una unidad de abonado y, así, minimiza la energía
transmisora necesaria para su recepción exitosa en la estación
base.
A fin de aumentar la capacidad de procesamiento
en el sistema receptor y, por lo tanto, aumentar la magnitud en que
puede utilizarse la mayor capacidad de transmisión de la unidad de
abonado, los datos piloto también se transmiten por medio de uno de
los canales ortogonales. Utilizando los datos piloto, puede llevarse
a cabo un procesamiento coherente en el sistema receptor,
determinando y eliminando el desplazamiento de fase de la señal de
enlace inverso. Además, los datos piloto pueden utilizarse para
ponderar óptimamente las señales multitrayectoria recibidas con
distintos retardos temporales, antes de ser combinados en un
receptor de rastrillo. Una vez que se ha eliminado el
desplazamiento de fase, y que se han ponderado debidamente las
señales multitrayectoria, pueden combinarse las señales
multitrayectoria reduciendo la potencia con la cual debe recibirse
la señal de enlace inverso para el debido procesamiento. Esta
reducción en la potencia de recepción requerida permite que se
procesen con éxito mayores tasas de transmisión de transmisión o,
inversamente, que se reduzca la interferencia entre un conjunto de
señales de enlace inverso. Si bien es necesaria alguna potencia
transmisora adicional para la transmisión de la señal piloto, en el
contexto de mayores tasas de transmisión de transmisión la razón
entre la potencia del canal piloto y la potencia total de señal de
enlace inverso es significativamente inferior a aquella asociada a
sistemas celulares de transmisión de datos de voz digitales, de
menor tasa de transmisión de datos. Así, dentro de un sistema de
CDMA de alta tasa de transmisión de datos, las ganancias E_{b} /
N_{0} alcanzadas por el empleo de un enlace inverso coherente
pesan más que la potencia adicional necesaria para transmitir datos
piloto desde cada unidad de abonado.
El empleo de ajustadores 152 - 158 de ganancia,
así como del amplificador maestro 172, aumenta adicionalmente el
grado en el cual puede utilizarse la alta capacidad de transmisión
del sistema anteriormente descrito, al permitir que el sistema
transmisor se adapte a diversas condiciones de canal de radio, tasas
de transmisión de transmisión y tipos de datos. En particular, la
potencia de transmisión de un canal que es necesaria para la
recepción adecuada puede cambiar a lo largo del tiempo, y por
condiciones cambiantes, de una manera que es independiente de los
otros canales ortogonales. Por ejemplo, durante la adquisición
inicial de la señal de enlace inverso, puede ser necesario aumentar
la potencia del canal piloto, a fin de facilitar la detección y
sincronización en la estación base. Sin embargo, una vez que se ha
adquirido la señal de enlace inverso, la potencia de transmisión
necesaria del canal piloto se reduciría significativamente, y
variaría según diversos factores, que incluyen la tasa de
transmisión de movimiento de las unidades de abonado. En
consecuencia, el valor del factor A_{0} de ajuste de ganancia
aumentaría durante la adquisición de la señal, y se reduciría luego
durante una comunicación en marcha. En otro ejemplo, cuando se está
transmitiendo información con mayor tolerancia a errores por el
enlace directo, o bien el entorno en el cual está teniendo lugar la
transmisión por enlace directo no es propenso a condiciones de
desvanecimiento, el factor A_{1} de ajuste de ganancia puede
reducirse según disminuye la necesidad de transmitir datos de
control de potencia con una baja tasa de errores. Preferiblemente,
toda vez que no es necesario el ajuste de control de potencia, el
factor A_{1} de ajuste de ganancia se reduce a cero.
En otra realización de la invención, la
capacidad de ajustar en ganancia cada canal ortogonal, o toda la
señal de enlace directo, se explota adicionalmente permitiendo que
la estación base 120, u otro sistema receptor, altere el ajuste de
ganancia de un canal, o de toda la señal de enlace inverso, por
medio del empleo de comandos de control de potencia transmitidos
por medio de la señal de enlace directo. En particular, la estación
base puede transmitir información de control de potencia,
solicitando que se ajuste la potencia de transmisión de un canal
específico, o de toda la señal de enlace inverso. Esto es ventajoso
en muchos casos, incluyendo aquel donde dos tipos de datos, con
distinta sensibilidad al error, tales como la voz digitalizada y los
datos digitales, se están transmitiendo por los canales BPSK y
QPSK. En este caso, la estación base 120 establecería distintas
tasas de error como objetivo para los dos canales asociados. Si la
tasa efectiva de error de un canal superara la tasa de error
establecida como objetivo, la estación base instruiría a la unidad
de abonado para reducir el ajuste de ganancia de ese canal, hasta
que la tasa efectiva de error alcanzase a la tasa de error
establecida como objetivo. Esto llevaría, eventualmente, a que el
factor de ajuste de ganancia de un canal aumentase con respecto al
otro. Es decir, el factor de ajuste de ganancia asociado a los datos
más sensibles al error se vería aumentado con respecto al factor de
ajuste de ganancia asociado a los datos menos sensibles. En otros
casos, la potencia de transmisión de todo el enlace inverso puede
requerir ajuste, debido a condiciones de desvanecimiento o al
movimiento de la unidad 100 de abonado. En estos casos, la estación
base 120 puede hacerlo por medio de la transmisión de un único
comando de control de potencia.
Así, permitiendo que la ganancia de los cuatro
canales ortogonales se ajuste de manera independiente, así como
conjuntamente entre sí, la potencia transmisora total de la señal de
enlace inverso puede mantenerse en el mínimo necesario para la
transmisión exitosa de cada tipo de datos, ya sean datos piloto,
datos de control de potencia, datos de señalización o distintos
tipos de datos de usuario. Además, la transmisión exitosa puede
definirse de manera distinta para cada tipo de datos. Transmitir con
la magnitud mínima de potencia necesaria permite que se transmita
la máxima cantidad de datos a la estación base, dada la capacidad
finita de potencia transmisora de una unidad de abonado, y también
reduce la interferencia entre unidades de abonado. Esta reducción
en la interferencia aumenta la capacidad total de comunicación de
todo el sistema celular inalámbrico de CDMA.
El canal de control de potencia empleado en la
señal de enlace inverso permite que la unidad de abonado transmita
información de control de potencia a la estación base a diversas
tasas de transmisión, incluyendo una tasa de transmisión de 800
bits de control de potencia por segundo. En la realización preferida
de la invención, un bit de control de potencia instruye a la
estación base para que aumente o reduzca la potencia de transmisión
del canal de tráfico de enlace directo que se está utilizando para
transmitir información a la unidad de abonado. Si bien es
generalmente útil tener un control rápido de potencia dentro de un
sistema de CDMA, es especialmente útil en el contexto de las
comunicaciones de mayores tasas de transmisión de datos que
involucran transmisión de datos, porque los datos digitales son más
sensibles a los errores, y la alta transmisión causa que se pierdan
cantidades significativas de datos incluso durante condiciones de
desvanecimiento breve. Dado que es probable que una transmisión por
enlace inverso de alta tasa de transmisión esté acompañada por una
transmisión por enlace directo de alta tasa de transmisión, la
previsión de una rápida transmisión de control de potencia por
enlace inverso facilita adicionalmente las comunicaciones de alta
tasa de transmisión dentro de los sistemas de telecomunicaciones
inalámbricas de CDMA.
En una realización ejemplar en variante de la
invención se utiliza un conjunto de tasas de transmisión E_{R} de
entrada de codificador, definido por el N_{R} específico, para
transmitir un tipo particular de datos. Es decir, los datos pueden
transmitirse a una máxima tasa de transmisión E_{R} de entrada de
codificador, o a una tasa de transmisión dentro de un conjunto de
tasas de transmisión inferiores E_{R} de entrada de codificador,
con el N_{R} asociado ajustado en consecuencia. En la
implementación preferida de esta realización, las tasas de
transmisión máximas corresponden a las tasas de transmisión máximas
utilizadas en un sistema de comunicación inalámbrica que
cumplimenta el estándar IS-95, mencionadas
anteriormente con respecto a las Tablas II y III, como la RS1 -
Tasa de transmisión Máxima y la RS2 -
Tasa de transmisión Máxima, y cada tasa de transmisión inferior es aproximadamente la mitad de la siguiente mayor, creando un conjunto de tasas de transmisión compuesto por una tasa de transmisión máxima, una tasa de transmisión media, una tasa de transmisión de un cuarto de la máxima y una tasa de transmisión de un octavo de la máxima. Las tasas de transmisión inferiores de datos se generan, preferiblemente, aumentando la tasa N_{R} de repetición de símbolos, estando el valor de N_{R}, para el conjunto 1 de tasas de transmisión y para el conjunto 2 de tasas de transmisión en un canal BPSK, proporcionado en la Tabla IV.
Tasa de transmisión Máxima, y cada tasa de transmisión inferior es aproximadamente la mitad de la siguiente mayor, creando un conjunto de tasas de transmisión compuesto por una tasa de transmisión máxima, una tasa de transmisión media, una tasa de transmisión de un cuarto de la máxima y una tasa de transmisión de un octavo de la máxima. Las tasas de transmisión inferiores de datos se generan, preferiblemente, aumentando la tasa N_{R} de repetición de símbolos, estando el valor de N_{R}, para el conjunto 1 de tasas de transmisión y para el conjunto 2 de tasas de transmisión en un canal BPSK, proporcionado en la Tabla IV.
Las tasas de repetición para un canal QPSK son
el doble de las del canal BPSK.
Según la realización ejemplar de la invención,
cuando la tasa de transmisión de datos de una trama cambia con
respecto a la trama anterior, la potencia de transmisión de la trama
se ajusta según el cambio en la tasa de transmisión de transmisión.
Es decir, cuando se transmite una trama a menor tasa de transmisión
después de una trama a mayor tasa de transmisión, la potencia de
transmisión del canal transmisor por el cual se está transmitiendo
la trama se reduce para la trama de tasa de transmisión menor, en
proporción a la reducción en la tasa de transmisión, y viceversa.
Por ejemplo, si la potencia de transmisión de un canal durante la
transmisión de una trama a tasa de transmisión máxima es la potencia
T de transmisión, la potencia de transmisión durante la transmisión
subsiguiente de una trama a media tasa de transmisión es la potencia
de transmisión T / 2. La reducción en la potencia de transmisión se
lleva a cabo, preferiblemente, reduciendo la potencia de
transmisión durante toda la duración de la trama, pero también puede
efectuarse reduciendo el ciclo útil de transmisión, de forma tal
que alguna información redundante sea "borrada". En cualquier
caso, el ajuste de potencia de transmisión tiene lugar en
combinación con un mecanismo de control de potencia de bucle
cerrado, por el cual la potencia de transmisión se ajusta
adicionalmente en respuesta a los datos de control de potencia
transmitidos desde la estación base.
La Fig. 5 es un diagrama en bloques del sistema
122 de procesamiento de RF y del demodulador 124 de la Fig. 2,
configurados según la realización ejemplar de la invención. Los
multiplicadores 180a y 180b subconvierten las señales recibidas
desde la antena 121 con una sinusoide en fase y una sinusoide de
fase de cuadratura, produciendo, respectivamente, las muestras
R_{I} de recepción en fase y R_{Q} de recepción de fase de
cuadratura. Debería entenderse que el sistema 122 de procesamiento
de RF se muestra en forma sumamente simplificada, y que las señales
también están filtradas por apareo y digitalizadas (no se muestra)
según técnicas ampliamente conocidas. Las muestras R_{I} y
R_{Q} de recepción se aplican luego a los demoduladores
"dedo" 182 dentro del demodulador 124. Cada demodulador
"dedo" 182 procesa una instancia de la señal de enlace inverso
transmitida por la unidad 100 de abonado, si tal instancia está
disponible, donde cada instancia de la señal de enlace inverso se
genera por fenómeno multitrayectoria. Si bien se muestran tres
demoduladores "dedo", el empleo de números alternativos de
procesadores "dedo" es coherente con la invención, incluyendo
el empleo de un único demodulador "dedo" 182. Cada demodulador
"dedo" 182 produce un conjunto de datos de decisión blanda,
compuesto por datos de control de potencia, datos BPSK y datos
QPSK_{I} y QPSK_{Q}. Cada conjunto de datos de decisión blanda
también está ajustado temporalmente dentro del correspondiente
demodulador "dedo" 182, aunque podría realizarse el ajuste
temporal dentro del combinador 184, en una realización en variante
de la invención. El combinador 184 suma luego los conjuntos de
datos de decisión blanda recibidos desde los demoduladores
"dedo" 182, a fin de producir una única instancia de datos de
decisión blanda: de control de potencia, BPSK, QPSK_{I} y
QPSK_{Q}.
La Fig. 6 es un diagrama en bloques de un
demodulador "dedo" 182 de la Fig. 5, configurado según la
realización ejemplar de la invención. Las muestras recibidas
R_{I} y R_{Q} se ajustan primero temporalmente, utilizando el
ajustador temporal 190 según la magnitud del retardo introducido por
la trayectoria de transmisión de la instancia específica de la
señal de enlace inverso que se está procesando. El código largo 200
se mezcla con los códigos SR_{I} y SR_{Q} de dispersión
seudoaleatoria, utilizando los multiplicadores 201, y la conjugada
compleja de los códigos de dispersión SR_{I} y SR_{Q}
resultantes, modulados con código largo, se somete a la
multiplicación compleja con las muestras recibidas R_{I} y
R_{Q}, ajustadas temporalmente, utilizando los multiplicadores
202 y los sumadores 204, para producir los términos X_{I} y
X_{Q}. Tres instancias distintas de los términos X_{I} y
X_{Q} se demodulan luego utilizando, respectivamente, los códigos
Walsh W_{1}, W_{2} y W_{3}, y los datos resultantes,
demodulados según Walsh, se suman sobre cuatro elementos de código
de demodulación, utilizando sumadores 212 4 a 1. Una cuarta
instancia de los datos X_{I} y X_{Q} se suma sobre cuatro
elementos de código de demodulación, utilizando los sumadores 208, y
se filtra luego utilizando los filtros piloto 214. En la
realización preferida de la invención, el filtro piloto 214 efectúa
el promedio sobre una serie de sumas realizadas por los sumadores
208, pero otras técnicas de filtrado serán evidentes para alguien
versado en la técnica. Las señales piloto filtradas, en fase y de
fase de cuadratura, se emplean para rotar en fase y ajustar a
escala los datos demodulados por los códigos Walsh W_{1} y
W_{2}, de acuerdo a los datos modulados BPSK, por medio de la
multiplicación conjugada compleja, utilizando los multiplicadores
216 y los sumadores 217, a fin de producir datos de control de
potencia y BPSK de decisión blanda. Los datos modulados por el
código Walsh W_{3} se rotan en fase utilizando las señales piloto
filtradas, en fase y de fase de cuadratura, de acuerdo a los datos
modulados QPSK, utilizando los multiplicadores 218 y los sumadores
220, a fin de producir los datos QPSK de decisión blanda. Los datos
de control de potencia de decisión blanda son sumados, sobre 384
símbolos de modulación, por el sumador 222 384 a 1, para producir
datos de decisión blanda de control de potencia. Los datos
modulados por el código Walsh W_{2}, rotados en fase, los datos
modulados por el código Walsh W_{3} y los datos de decisión blanda
de control de potencia se dejan luego disponibles para su
combinación. En una realización en variante de la invención, la
codificación y la descodificación se llevan a cabo también sobre
los datos de control de potencia.
Además de proporcionar información de fase, el
piloto también puede emplearse dentro del sistema receptor para
facilitar el rastreo temporal. El rastreo temporal se lleva a cabo
procesando también los datos recibidos en un periodo de muestreo
antes (temprano), y un periodo de muestreo después (tardío), de la
muestra actualmente recibida que está siendo procesada. A fin de
determinar el periodo que coincide más estrechamente con el periodo
actual de llegada, la amplitud del canal piloto en el periodo de
muestreo temprano y tardío puede compararse con la amplitud en el
periodo actual de muestreo, para determinar aquella que sea más
grande. Si la señal en uno de los periodos adyacentes de muestreo
es mayor que la del periodo actual de muestreo, la temporización
puede ajustarse de manera tal que se obtengan los mejores resultados
de demodulación.
La Fig. 7 es un diagrama en bloques del
descodificador 128 de canal BPSK y del descodificador 126 de canal
QPSK (Fig. 2), configurados según la realización ejemplar de la
invención. Los datos BPSK de decisión blanda provenientes del
combinador 184 (Fig. 5) son recibidos por el acumulador 240, que
almacena la primera secuencia de 6.144 / N_{R} símbolos de
demodulación en la trama recibida, donde N_{R} depende de la tasa
de transmisión de transmisión de los datos BPSK de decisión blanda,
según lo descrito anteriormente, y suma cada conjunto subsiguiente
de 6.144 / N_{R} símbolos demodulados contenidos en la trama con
los correspondientes símbolos acumulados almacenados. El
desintercalador 242 de bloque desintercala los datos acumulados de
decisión blanda provenientes del sumador 240 de punto de partida
variable, y el descodificador Viterbi 244 descodifica los datos
desintercalados de decisión blanda para producir datos de decisión
dura, así como resultados de sumas de control CRC. Dentro del
descodificador QPSK 126, los datos de decisión blanda QPSK_{I} y
QPSK_{Q} provenientes del combinador 184 (Fig. 5) son
demultiplexados, en un único flujo de datos de decisión blanda, por
el demultiplexor (DEMUX) 246, y el único flujo de datos de decisión
blanda es recibido por el acumulador 248, que acumula cada 6.144 /
N_{R} símbolos de demodulación, donde N_{R} depende de la tasa
de transmisión de transmisión de los datos QPSK. El desintercalador
250 de bloque desintercala los datos de decisión blanda provenientes
del sumador 248 de punto de partida variable, y el descodificador
Viterbi 252 descodifica los símbolos de modulación desintercalados
a fin de producir datos de decisión dura, así como resultados de
sumas de control CRC. En la realización ejemplar en variante
descrita anteriormente con respecto a la Fig. 3, en la cual la
repetición de símbolos se realiza antes de la intercalación, los
acumuladores 240 y 248 se colocan después de los desintercaladores
242 y 250 de bloque. En la realización de la invención que incorpora
el empleo de conjuntos de tasas de transmisión y en la cual, por lo
tanto, no se conoce la tasa de transmisión de tramas específicas, se
emplean múltiples descodificadores, operando cada uno a una tasa de
transmisión de transmisión distinta, y luego se selecciona la trama
asociada a la tasa de transmisión de transmisión más probablemente
utilizada, basándose en los resultados de la suma de control CRC.
El empleo de otros procedimientos de control de errores es coherente
con la práctica de la presente invención.
La Fig. 8 es un diagrama en bloques del
modulador 104 (Fig. 2) configurado en una realización en variante
de la invención, en la cual se emplea un único canal de datos BPSK.
Los datos piloto son ajustados en ganancia por el ajustador 452 de
ganancia, según el factor A_{0} de ajuste de ganancia. Los datos
de control de potencia son modulados con el código Walsh W_{1}
por el multiplicador 150a, y ajustados en ganancia por el ajustador
454 de ganancia, de acuerdo al factor A_{1} de ajuste de ganancia.
Los datos piloto y los datos de control de potencia, ajustados en
ganancia, son sumados por el sumador 460, produciendo los datos
sumados 461. Los datos BPSK son modulados con el código Walsh
W_{2} por el multiplicador 150b, y luego son ajustados en ganancia
utilizando el ajustador 456 de ganancia, de acuerdo al factor
A_{2} de ajuste de ganancia.
Tanto el código (SR_{I}) de dispersión
seudoaleatoria en fase como el código (SR_{Q}) de dispersión
seudoaleatoria de fase de cuadratura son modulados con el código
largo 480. Los códigos resultantes SR_{I} y SR_{Q}, modulados
con código largo, son sometidos a la multiplicación compleja con los
datos sumados 461 y los datos BPSK ajustados en ganancia,
provenientes del ajustador 456 de ganancia, utilizando los
multiplicadores 464a - d y los sumadores 466a - b, produciendo los
términos X_{I} y X_{Q}. Los términos X_{I} y X_{Q} se
superconvierten luego con sinusoides en fase y de fase de
cuadratura, utilizando los multiplicadores 468, y las señales
superconvertidas resultantes son respectivamente sumadas por los
sumadores 470 y amplificadas por el amplificador 472, según el
factor A_{M} de amplitud, generando la señal s(t).
La realización mostrada en la Fig. 8 difiere de
las otras realizaciones aquí descritas en que los datos BPSK se
colocan en el canal de fase de cuadratura, mientras que los datos
piloto y los datos de control de potencia se colocan en el canal en
fase. En las realizaciones previas de la invención aquí descrita,
los datos BPSK se colocan en el canal en fase junto con los datos
piloto y los datos de control de potencia. La colocación de los
datos BPSK en el canal de fase de cuadratura, y de los datos piloto
y de control de potencia en el canal en fase, reduce la razón de
potencia entre máximo y promedio de la señal de enlace inverso. Las
fases de los canales son ortogonales, lo que causa que la magnitud
de la suma de los dos canales varíe menos en respuesta a datos
cambiantes. Esto reduce la potencia máxima requerida para mantener
una potencia media dada, y así reduce la razón de potencia entre
máximo y promedio, característica de la señal de enlace inverso.
Esta reducción en la razón de potencia entre máximo y promedio
disminuye la potencia máxima con la cual debe recibirse una señal
de enlace inverso en la estación base, a fin de sostener una tasa de
transmisión de transmisión dada y, por lo tanto, aumenta la
distancia a la que puede situarse una unidad de abonado con una
potencia máxima de transmisión con respecto a la estación base
antes de que sea incapaz de transmitir una señal que pueda ser
recibida en la estación base con la potencia máxima necesaria. Esto
aumenta el alcance dentro del cual una unidad de abonado puede
llevar con éxito la comunicación a cualquier tasa de transmisión de
datos dada o, alternativamente, permite que se mantengan mayores
tasas de transmisión de datos a una distancia dada.
La Fig. 9 es un diagrama en bloques de un
demodulador "dedo" 182 cuando se configura según la realización
de la invención mostrada en la Fig. 8. Las muestras recibidas
R_{I} y R_{Q} son ajustadas temporalmente por el ajustador 290
de temporización, y los códigos SR_{I} y SR_{Q} son
multiplicados por el código largo 200, utilizando los
multiplicadores 301. Las muestras recibidas, ajustadas
temporalmente, son luego multiplicadas por la conjugada compleja de
los códigos SR_{I} y SR_{Q}, utilizando los multiplicadores 302
y los sumadores 304, produciendo los términos X_{I} y X_{Q}.
Una primera y una segunda instancia de los términos X_{I} y
X_{Q} se demodulan utilizando el código Walsh W_{1} y el código
Walsh W_{2}, empleando los multiplicadores 310, y los símbolos de
demodulación resultantes se suman en conjuntos de a cuatro,
utilizando los sumadores 312. Una tercera instancia de los términos
X_{I} y X_{Q} es sumada sobre cuatro símbolos de demodulación
por los sumadores 308, a fin de generar datos piloto de referencia.
Los datos piloto de referencia son filtrados por los filtros piloto
314 y utilizados para rotar en fase y ajustar en escala los datos
sumados modulados por código Walsh, utilizando los multiplicadores
316 y los sumadores 320, produciendo datos BPSK de decisión blanda
y, después de ser sumados sobre 384 símbolos por el sumador 322
384:1, datos de control de potencia de decisión blanda.
La Fig. 10 es un diagrama en bloques de un
sistema transmisor configurado según otra realización más de la
invención. La ganancia 400 de canal ajusta la ganancia del canal
piloto 402 basándose en la variable A_{0} de ganancia. Los
símbolos 404 del canal fundamentales son mapeados en valores +1 y -1
por el mapeador 405, y cada símbolo es modulado con el código Walsh
W_{F} igual a +, +, -, - (donde + = +1 y - = -1). Los datos
modulados con W_{F} son ajustados en ganancia, basándose en la
variable A_{1} de ganancia, por el ajustador 406 de ganancia. Las
salidas de los ajustadores 400 y 406 de ganancia son sumadas por el
sumador 408, produciendo los datos 410 en fase.
Los símbolos 411 del canal suplementario son
mapeados en valores + y - por el mapeador 412, y cada símbolo es
modulado con un código Walsh W_{S} igual a +, -. El ajustador 414
de ganancia ajusta la ganancia de los datos modulados con W_{S}.
Los datos 415 de canal de control son mapeados en valores + y - por
el mapeador 416. Cada símbolo es modulado con un código Walsh
W_{C} igual a +, +, +, +, -, -, -, -. Los símbolos modulados con
W_{C} son ajustados en ganancia por el ajustador 418 de ganancia,
basándose en la variable A_{3} de ganancia, y la salida de los
ajustadores 414 y 418 de ganancia es sumada por el sumador 419 para
producir los datos 420 de fase de cuadratura.
Debería ser evidente que, dado que los códigos
Walsh W_{F} y W_{S} tienen longitudes distintas, y que se
generan a la misma tasa de transmisión de elemento de código, el
canal fundamental transmite símbolos de datos a una tasa de
transmisión que es la mitad de la del canal suplementario. Por
motivos similares, debería ser evidente que el canal de control
transmite símbolos de datos a la mitad de la tasa de transmisión del
canal fundamental.
Los datos 410 en fase y los datos 420 de fase de
cuadratura son sometidos a la multiplicación compleja por los
códigos de dispersión SR_{I} y SR_{Q}, según se muestra,
produciendo el término X_{I} en fase y el término X_{Q} de fase
de cuadratura. El término X_{Q} de fase de cuadratura es retardado
en la mitad de la duración de un elemento de código de código de
dispersión de SR, para efectuar la dispersión desplazada de QPSK, y
luego el término X_{I} y el término X_{Q} se superconvierten
según el sistema 106 de procesamiento de RF mostrado en la Fig. 4,
y anteriormente descrito.
Empleando los códigos Walsh W_{F}, W_{S} y
W_{C} con distintas longitudes, según lo descrito anteriormente,
esta variante proporciona un conjunto de canales de comunicación con
una mayor variedad de tasas de transmisión. Además, el empleo de un
código Walsh W_{5} más corto, de dos elementos de código, para el
canal suplementario proporciona un canal suplementario ortogonal de
mayor tasa de transmisión de datos, con una razón de potencia entre
máximo y promedio que es menor que aquella asociada al empleo de dos
canales basados en códigos Walsh de 4 elementos de código. Esto
realza adicionalmente las prestaciones del sistema transmisor, en
cuanto a que un amplificador dado podrá sostener una mayor tasa de
transmisión, o transmitir con un mayor alcance, utilizando la onda
con menor potencia transmisora entre máximo y promedio.
El esquema de adjudicación de código Walsh
descrito con respecto a la Fig. 10 también puede contemplarse como
la adjudicación de espacio Walsh de ocho elementos de código según
la Tabla VI.
\vskip1.000000\baselineskip
Además de reducir la razón de potencia de
transmisión entre máximo y promedio, la adjudicación de conjuntos
de canales Walsh de ocho elementos de código, utilizando un único
código Walsh más corto, reduce la complejidad del sistema
transmisor. Por ejemplo, modular con cuatro códigos Walsh de ocho
elementos de código y sumar los resultados requiere circuitos
adicionales y, por lo tanto, sería más complejo.
Se contempla adicionalmente que el sistema de
transmisión mostrado en la Fig. 10 pueda operar en diversos anchos
de banda de dispersión y, por lo tanto, con los códigos Walsh y
códigos de dispersión generados a diversas tasas de transmisión,
distintas a la de 1,2288 Melementos de código / segundo. En
particular, se contempla un ancho de banda de dispersión de 3,6864
MHz, con una correspondiente tasa de transmisión de código Walsh y
de dispersión de 3,6864 Melementos de código / segundo. Las Figs. 11
- 14 ilustran la codificación realizada para los canales
fundamental, suplementario y de control de acuerdo al empleo de un
ancho de banda de dispersión de 3,6864 MHz. Típicamente, a fin de
ajustar la codificación para el empleo con un ancho de banda de
dispersión de 1,2288 MHz, se reduce el número de repeticiones de
símbolos. Este principio de ajustar el número de repeticiones de
símbolos puede aplicarse, más generalmente, a los aumentos en el
ancho de banda de dispersión, incluyendo, por ejemplo, el empleo de
un ancho de banda de dispersión de 5 MHz. Los ajustes realizados a
la codificación para un sistema de ancho de banda de dispersión de
1,2288 MHz, que no sean la reducción en el número de repeticiones
de símbolos, se indican específicamente en la descripción de las
Figs. 11 - 14 proporcionada a continuación.
La Fig. 11 muestra la codificación realizada
para las cuatro tasas de transmisión (es decir, tasa de transmisión
máxima, media, un cuarto y un octavo) que componen el conjunto 1 de
tasas de transmisión según el estándar IS-95,
cuando se lleva a cabo según una realización de la invención. Los
datos se suministran en tramas de 20 ms, con el número de bits
mostrado para cada tasa de transmisión, y los bits de control CRC y
los ocho bits de cola son añadidos por los generadores
500a-d de sumas de control CRC y por los generadores
502a-d de bits de cola. Además, la codificación
convolutiva de tasa 1 / 4 es efectuada para cada tasa de transmisión
por los codificadores convolutivos 504a-d,
generando cuatro símbolos de código para cada bit de datos, bit de
CRC o bit de cola. La trama resultante de símbolos de código se
intercala por bloque utilizando los intercaladores
506a-d de bloque, generando el número indicado de
símbolos. Para las tres tasas de transmisión inferiores, los
símbolos son transmitidos repetidamente por los repetidores
508a-c de transmisión, según se indica, causando
que se generen 768 símbolos de código para cada trama. Los 768
símbolos de código para cada tasa de transmisión son repetidos
luego 24 veces por los repetidores 510a-d de
símbolos, generando 18.432 símbolos de código por trama para cada
tasa de transmisión.
Según lo expuesto anteriormente, cada símbolo de
código en el canal fundamental es modulado con un código Walsh
W_{F} de cuatro bits, generado a 3.686.400 elementos de código por
segundo (3,6864 Melementos de código / segundo). Así, para un
intervalo temporal de 20 ms (1 / 50 de segundo), el número de
elementos de código de código Walsh y de dispersión es 73.728, que
corresponde a 4 elementos de código Walsh para cada uno de los
18.432 símbolos de código en la trama.
Para un sistema que opera a 1,2288 Melementos de
código / segundo, el número de repeticiones de símbolos realizadas
por los repetidores 510a-d de símbolos se reduce a
ocho (8). Adicionalmente, el repetidor 508b de transmisión repite
la secuencia de símbolos en la trama tres (3) veces, y además 120 de
los símbolos se transmiten una cuarta vez, y el repetidor 508c de
transmisión repite la secuencia de símbolos en la trama seis (6)
veces, y además 48 de los símbolos se repiten una séptima vez.
Adicionalmente, se incluye un cuarto repetidor de transmisión (o
cuarta etapa de repetición de transmisión) para la tasa de
transmisión máxima (no mostrada), que transmite 384 de los símbolos
de la secuencia contenidos en la trama una segunda vez. Todas estas
transmisiones repetidas proporcionan 768 símbolos de datos que, al
ser repetidos ocho veces por los repetidores 510a-d
de símbolos, corresponden a 6.144 símbolos, que es el número de
elementos de código en una trama de 20 ms a 1,2288 Melementos de
código / segundo.
La Fig. 12 muestra la codificación realizada
para las cuatro tasas de transmisión que componen el conjunto 2 de
tasas de transmisión según el estándar IS-95, cuando
se lleva a cabo según una realización de la invención. Los datos se
suministran en tramas de 20 ms, con el número de bits mostrado para
cada tasa de transmisión, y un bit de reserva es añadido por los
aumentadores 521a-d de bits de reserva para cada
tasa de transmisión. Los bits de control CRC y los ocho bits de
cola también son añadidos por los generadores 520a-d
de sumas de control CRC y por los generadores
522a-d de bits de cola. Además, la codificación
convolutiva de tasa 1 / 4 es efectuada para cada tasa de
transmisión por los codificadores convolutivos
524a-d, generando cuatro símbolos de código para
cada bit de datos, CRC o de cola. La trama resultante de símbolos de
código es intercalada por bloque utilizando los intercaladores
526a-d de bloque, generando el número indicado de
símbolos. Para las tres tasas de transmisión inferiores, los
símbolos son transmitidos repetidamente por los repetidores
528a-c de transmisión según se indica, causando que
se generen 768 símbolos de código para cada trama. Los 768 símbolos
de código para cada tasa de transmisión son luego repetidos 24 veces
por los repetidores 530a-d de símbolos, generando
18.432 símbolos de código por trama para cada tasa de
transmisión.
Para un sistema que opera en un ancho de banda
de dispersión de 1,2288 MHz, el número de repeticiones de símbolos
realizadas por los repetidores 530a-d de símbolos se
reduce a cuatro (4). Adicionalmente, el repetidor 528a de
transmisión transmite la secuencia de símbolos en la trama dos (2)
veces, y además 384 de los símbolos se transmiten una tercera vez.
El repetidor 528b de transmisión repite la secuencia de símbolos en
la trama cinco (5) veces, y además 96 de los símbolos se transmiten
una sexta vez. El repetidor 528c de transmisión repite la secuencia
de símbolos en la trama diez (10) veces, y además 96 de los símbolos
se repiten una undécima vez. Además, se incluye un cuarto repetidor
de transmisión (o cuarta etapa de repetición de transmisión) para
la tasa de transmisión máxima (no mostrada), que transmite 384 de
los símbolos de la secuencia contenidos en la trama una segunda
vez. Todas estas transmisiones repetidas proporcionan 1.536 símbolos
de datos que, cuando son repetidos cuatro veces por los repetidores
530a-d de símbolos, corresponden a 6.144
símbolos.
La Fig. 13 ilustra la codificación realizada
para el canal suplementario cuando se lleva a cabo según una
realización de la invención. Las tramas de datos se suministran a
cualquiera de las once tasas de transmisión indicadas, y el
generador 540 de suma de control CRC añade 16 bits de datos de suma
de control CRC. El generador 542 de bits de cola añade ocho bits de
datos de cola de codificador, dando como resultado tramas con las
tasas de transmisión de datos mostradas. El codificador convolutivo
544 lleva a cabo la codificación de tasa 1 / 4, y longitud de
restricción K = 9, generando cuatro símbolos de código para cada bit
recibido de datos, CRC o de cola, y el intercalador 546 de bloque
realiza la intercalación en bloque para cada trama, y emite como
salida el número de símbolos de código mostrado para cada trama,
según el tamaño de la trama de entrada. El repetidor 548 de
símbolos repite las tramas N veces, según el tamaño de la trama de
entrada, como se indica.
Se muestra la codificación para una duodécima
tasa de transmisión adicional, que se realiza de manera similar a
la de las once tasas de transmisión, con la excepción de que se
efectúa una codificación de tasa 1 / 2, en lugar de la tasa 1 / 4.
Además, no se lleva a cabo ninguna repetición de símbolos.
Una lista de tamaños de trama, tasas de
transmisión de entrada de codificador, tasas de transmisión de
código y factores N de repetición de símbolos para diversas tasas
de transmisión de elemento de código, que pueden aplicarse a la
Fig. 13 para adaptarse a las distintas tasas de transmisión de
elemento de código (que corresponden a los anchos de banda de
dispersión) se proporciona en la Tabla VII.
La Fig. 14 es un diagrama en bloques del
procesamiento realizado para el canal de control, para un sistema
de ancho de banda de dispersión de 3,6864 MHz. El procesamiento es
esencialmente similar al asociado a los otros canales, excepto por
el agregado de un multiplexor MUX 560 y un repetidor 562 de
símbolos, que operan para introducir bits de control de potencia no
codificados en el flujo de símbolos de código. Los bits de control
de potencia se generan a una tasa de transmisión de 16 por trama, y
son repetidos 18 veces por el repetidor 562 de símbolos, lo que da
como resultado 288 bits de control de potencia por trama. Los 288
bits de control de potencia se multiplexan en la trama de símbolos
de código a una razón de tres bits de control de potencia por
símbolo de datos codificado, generando 384 símbolos totales por
trama. El repetidor 564 de símbolos repite los 384 bits 24 veces,
generando 9.216 símbolos por trama, para una tasa de transmisión
efectiva de datos de 500 kbits / segundo para los datos de control,
y de 800 kbits /
segundo para los bits de control de potencia. El procesamiento preferido llevado a cabo para un sistema de ancho de banda de 1,2288 MHz simplemente reduce el número de repeticiones de símbolos realizadas, de 24 a 8.
segundo para los bits de control de potencia. El procesamiento preferido llevado a cabo para un sistema de ancho de banda de 1,2288 MHz simplemente reduce el número de repeticiones de símbolos realizadas, de 24 a 8.
De esta manera, se ha descrito un sistema de
comunicación inalámbrica de CDMA, multicanal, de alta tasa de
transmisión. La descripción se proporciona a fin de permitir a
cualquier persona versada en la técnica hacer o utilizar la
presente invención. Las diversas modificaciones a estas
realizaciones serán inmediatamente evidentes para aquellos versados
en la técnica, y los principios genéricos aquí definidos pueden
aplicarse a otras realizaciones, sin el empleo de la facultad
inventiva. Así, la presente invención no está concebida para
limitarse a las realizaciones aquí mostradas, sino que debe
concedérsele el más amplio alcance coherente con los principios y
características novedosas aquí revelados.
Claims (96)
1. Un procedimiento para modular una señal
generando datos, adecuados para la transmisión desde una unidad de
abonado a una estación base, para su transmisión en un sistema de
comunicación, caracterizado porque el procedimiento
comprende las etapas de:
modular datos codificados en canal, entre una
pluralidad de canales, con un código asociado para cada canal,
seleccionado entre un cierto número de códigos asociados, en donde
cada código asociado tiene una longitud distinta a la de los
restantes códigos asociados, y cada código asociado es ortogonal con
respecto a los restantes códigos asociados, a fin de producir una
pluralidad de flujos de símbolos modulados;
combinar la pluralidad de flujos de símbolos
modulados en dos flujos combinados; y
efectuar el producto complejo de dichos flujos
combinados con un código complejo de seudo ruido.
2. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el cual la modulación de cada uno entre una pluralidad de datos,
codificados en canal con un código asociado, comprende:
modular datos de un canal piloto con un primer
código, a fin de producir un primer flujo de símbolos modulados;
modular datos codificados de un primer canal de
usuario con un segundo código, a fin de producir un segundo flujo
de símbolos modulados; y
modular datos de un canal de control con un
tercer código, a fin de producir un tercer flujo de símbolos
modulados.
3. El procedimiento según la reivindicación 2,
en el cual dicha combinación de la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
sumar el primer flujo de símbolos modulados a
uno entre el segundo o tercer flujo de símbolos modulados, a fin de
proporcionar un primer flujo sumado de símbolos modulados; y
suministrar dicho flujo sumado por separado del
resto del segundo o tercer flujo de símbolos modulados para dicha
multiplicación compleja.
4. El procedimiento según la reivindicación 2,
que comprende adicionalmente:
modular datos codificados de un segundo canal de
usuario con un cuarto código, a fin de producir un cuarto flujo de
símbolos modulados.
5. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el cual dicha combinación de la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
sumar el primer flujo de datos modulados al
segundo flujo de símbolos modulados, a fin de suministrar un primer
flujo sumado de símbolos modulados; y
sumar el cuarto flujo de datos modulados al
tercer flujo de símbolos modulados, a fin de suministrar un segundo
flujo sumado de símbolos modulados;
suministrar dicho primer flujo sumado por
separado del segundo flujo sumado de símbolos modulados, para dicha
multiplicación compleja.
6. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el cual dicha combinación de la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
sumar el primer flujo de símbolos modulados al
segundo flujo de símbolos modulados y al tercer flujo de símbolos
modulados, a fin de suministrar un primer flujo sumado de símbolos
modulados; y
suministrar dicho primer flujo sumado por
separado del cuarto flujo de símbolos modulados, para dicha
multiplicación compleja.
7. El procedimiento de la reivindicación 1, en
el cual el código complejo de seudo ruido comprende un componente
de código de seudo ruido en fase y un componente de código de seudo
ruido de fase de cuadratura.
8. El procedimiento según la reivindicación 7,
en el cual el componente de código de seudo ruido en fase y el
componente de código de seudo ruido de fase de cuadratura son
multiplicados por un código largo.
9. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el cual dicha multiplicación compleja comprende:
multiplicar un primer flujo combinado por un
componente de código de seudo ruido en fase, produciendo un término
en fase; y
multiplicar un segundo flujo combinado por un
componente de código de seudo ruido de fase de cuadratura,
produciendo un término de fase de cuadratura.
10. El procedimiento según la reivindicación 9,
en el cual dicha multiplicación compleja comprende:
multiplicar el primer flujo combinado por el
componente de código de seudo ruido en fase, para producir una
primera señal intermedia;
multiplicar el segundo flujo combinado por el
componente de código de seudo ruido en fase, para producir una
segunda señal intermedia;
multiplicar el primer flujo combinado por el
componente de código de seudo ruido de fase de cuadratura, para
producir una tercera señal intermedia;
multiplicar el segundo flujo combinado por el
componente de código de seudo ruido de fase de cuadratura, para
producir una cuarta señal intermedia;
restar la cuarta señal intermedia de la primera
señal intermedia, para producir una señal producto en fase; y
sumar la segunda señal intermedia a la tercera
señal intermedia para producir una señal producto de fase de
cuadratura.
11. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el cual la pluralidad de códigos asociados comprende una
pluralidad de códigos Walsh.
12. El procedimiento según la reivindicación 1,
2 o 4, en el cual una tasa de transmisión de datos de un canal
determina una longitud de un código asociado.
13. El procedimiento según la reivindicación 2 o
4, en el cual una longitud del segundo código es más pequeña que
una longitud del tercer código.
14. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el cual una longitud del cuarto código es más pequeña que una
longitud del tercer código.
15. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el cual una longitud del cuarto código es más pequeña que una
longitud del segundo código cuando una tasa de transmisión de datos
del primer canal de usuario es menor que una tasa de transmisión de
datos del segundo canal de usuario.
16. El procedimiento según la reivindicación 2 o
4, en el cual el primer código comprende un código Walsh con
valores +.
17. El procedimiento según la reivindicación 2 o
4, en el cual el tercer código comprende un código Walsh con
longitud de ocho elementos de código.
18. El procedimiento según la reivindicación 17,
en el cual el tercer código comprende un código Walsh ++++
- - - -.
19. El procedimiento según la reivindicación 2 o
4, en el cual el segundo código comprende un código Walsh con
longitud de cuatro elementos de código.
20. El procedimiento según la reivindicación 19,
en el cual el segundo código comprende un código Walsh ++
- -.
21. El procedimiento según la reivindicación 2 o
4, en el cual el segundo código comprende un código Walsh con
longitud de dos elementos de código.
22. El procedimiento según la reivindicación 21,
en el cual el segundo código comprende un código Walsh + -.
23. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el cual el cuarto código comprende un código Walsh con longitud
de cuatro elementos de código.
24. El procedimiento según la reivindicación 23,
en el cual el cuarto código comprende un código Walsh ++
- -.
25. El procedimiento según la reivindicación 4,
en el cual el cuarto código comprende un código Walsh con longitud
de dos elementos de código.
26. El procedimiento según la reivindicación 25,
en el cual el cuarto código comprende un código Walsh + -.
27. El procedimiento según la reivindicación 1,
que comprende adicionalmente:
ajustar la ganancia de la pluralidad de flujos
de símbolos modulados.
28. El procedimiento según la reivindicación 27,
en el cual dicho ajuste de ganancia de la pluralidad de flujos de
símbolos modulados comprende:
ajustar la ganancia de un primer flujo de
símbolos modulados; y
ajustar las ganancias de cada uno de los
restantes flujos en valores determinados con respecto a la ganancia
del primer flujo.
29. Un aparato para modular una señal generando
datos, para su transmisión desde una unidad de abonado a una
estación base, en un sistema de comunicación, caracterizado
porque el aparato comprende:
un medio para modular datos codificados de canal
(402, 404, 411, 415), provenientes de una pluralidad de canales,
con un código asociado para cada canal, seleccionado entre un cierto
número de códigos asociados, en el cual cada código asociado tiene
una longitud distinta a la de los restantes códigos asociados, y
cada código asociado es ortogonal a los restantes códigos
asociados, para producir una pluralidad de flujos de símbolos
modulados;
un medio para combinar la pluralidad de flujos
de símbolos modulados en dos flujos combinados (410, 420); y
un medio para la multiplicación compleja de
dichos dos flujos combinados (410, 420) por un código de seudo
ruido complejo.
30. El aparato según la reivindicación 29, en el
cual el medio para modular cada uno entre la pluralidad de datos
codificados de canal con un código asociado comprende:
un medio para modular datos (402) de un canal
piloto con un primer código, a fin de producir un primer flujo de
símbolos modulados;
un medio para modular datos codificados (404) de
un primer canal de usuario con un segundo código, a fin de producir
un segundo flujo de símbolos modulados; y
un medio para modular datos (415) de un canal de
control con un tercer código, a fin de producir un tercer flujo de
símbolos modulados.
31. El aparato según la reivindicación 30, en el
cual dicho medio para combinar la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
un medio para sumar (408) el primer flujo de
símbolos modulados con uno entre el segundo y tercer flujo de
símbolos modulados, a fin de suministrar un primer flujo sumado
(410) de símbolos modulados; y
un medio para suministrar dicho primer flujo
sumado por separado de los restantes flujos segundo y tercero de
símbolos modulados, para dicha multiplicación compleja.
32. El aparato según la reivindicación 30, que
comprende adicionalmente:
un medio para modular datos codificados de un
segundo canal (411) de usuario con un cuarto código, a fin de
producir un cuarto flujo de símbolos modulados.
33. El aparato según la reivindicación 32, en el
cual dicho medio para combinar la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
un medio para sumar (408) el primer flujo de
datos modulados al segundo flujo de símbolos modulados, a fin de
suministrar un primer flujo sumado de símbolos modulados (410);
y
un medio para sumar (419) el cuarto flujo de
datos modulados al tercer flujo de símbolos modulados, a fin de
suministrar un segundo flujo sumado de símbolos modulados (420);
un medio para suministrar dicho primer flujo
sumado (410) por separado del segundo flujo sumado (420) de símbolos
modulados, para dicha multiplicación compleja.
34. El aparato según la reivindicación 32, en el
cual dicho medio para combinar la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
un medio para sumar el primer flujo de símbolos
modulados al segundo flujo de símbolos modulados y al tercer flujo
de símbolos modulados, a fin de suministrar un primer flujo sumado
de símbolos modulados; y
un medio para suministrar dicho primer flujo
sumado por separado del cuarto flujo de símbolos modulados, para
dicha multiplicación compleja.
35. El aparato según la reivindicación 29, en el
cual el código de seudo ruido complejo comprende un componente de
código de seudo ruido en fase y un componente de código de seudo
ruido de fase de cuadratura.
36. El aparato según la reivindicación 35, en el
cual el componente de código de seudo ruido en fase y el componente
de código de seudo ruido de fase de cuadratura son multiplicados por
un código largo.
37. El aparato según la reivindicación 29, en el
cual dicho medio para la multiplicación compleja comprende:
un medio para multiplicar un primer flujo
combinado (410) por un componente de código de seudo ruido en fase,
produciendo un término en fase; y
un medio para multiplicar un segundo flujo
combinado (420) por un componente de seudo ruido de fase de
cuadratura, produciendo un término de fase de cuadratura.
38. El aparato según la reivindicación 37, en el
cual dicho medio para la multiplicación compleja comprende:
un medio para multiplicar (164a) el primer flujo
combinado (410) por el componente de seudo ruido en fase, a fin de
producir una primera señal intermedia;
un medio para multiplicar (164c) el segundo
flujo combinado (420) por el componente de código de seudo ruido en
fase, a fin de producir una segunda señal intermedia;
un medio para multiplicar (164d) el primer flujo
combinado (410) por el componente de código de seudo ruido de fase
de cuadratura, a fin de producir una tercera señal intermedia;
un medio para multiplicar (164b) el segundo
flujo combinado (420) por el componente de código de seudo ruido de
fase de cuadratura, a fin de producir una cuarta señal
intermedia;
un medio para restar (166a) la cuarta señal
intermedia de la primera señal intermedia, a fin de producir una
señal producto en fase; y
un medio para sumar (166b) la segunda señal
intermedia a la tercera señal intermedia, a fin de producir una
señal producto de fase de cuadratura.
39. El aparato según la reivindicación 29, en el
cual la pluralidad de códigos asociados comprende una pluralidad de
códigos Walsh.
40. El aparato según la reivindicación 29, 30 o
32, en el cual una tasa de transmisión de datos de un canal
determina una longitud de un código asociado.
41. El aparato según la reivindicación 30 o 32,
en el cual una longitud del segundo código es más pequeña que una
longitud del tercer código.
42. El aparato según la reivindicación 32, en el
cual una longitud del cuarto código es más pequeña que una longitud
del tercer código.
43. El aparato según la reivindicación 32, en el
cual una longitud del cuarto código es más pequeña que una longitud
del segundo código cuando una tasa de transmisión de datos del
primer canal de usuario es menor que una tasa de transmisión de
datos del segundo canal de usuario.
44. El aparato según la reivindicación 30 o 32,
en el cual el primer código comprende un código Walsh con valores
+.
45. El aparato según la reivindicación 30 o 32,
en el cual el tercer código comprende un código Walsh con longitud
de ocho elementos de código.
46. El aparato según la reivindicación 45, en el
cual el tercer código comprende un código Walsh ++++
- - - -.
47. El aparato según la reivindicación 30 o 32,
en el cual el segundo código comprende un código Walsh con longitud
de cuatro elementos de código.
48. El aparato según la reivindicación 47, en el
cual el segundo código comprende un código Walsh ++ - -.
49. El aparato según la reivindicación 30 o 32,
en el cual el segundo código comprende un código Walsh con longitud
de dos elementos de código.
50. El aparato según la reivindicación 49, en el
cual el segundo código comprende un código Walsh + -.
51. El aparato según la reivindicación 32, en el
cual el cuarto código comprende un código Walsh con longitud de
cuatro elementos de código.
52. El aparato según la reivindicación 51, en el
cual el cuarto código comprende un código Walsh ++ - -.
53. El aparato según la reivindicación 32, en el
cual el cuarto código comprende un código Walsh con longitud de dos
elementos de código.
54. El aparato según la reivindicación 53, en el
cual el cuarto código comprende un código Walsh + -.
55. El aparato según la reivindicación 29, que
comprende adicionalmente:
un medio para ajustar la ganancia (400, 406,
414, 418) de la pluralidad de flujos de símbolos modulados.
56. El aparato según la reivindicación 55, en el
cual dicho medio para ajustar la ganancia de la pluralidad de
flujos de símbolos modulados comprende:
un medio para ajustar la ganancia (400) de un
primer flujo de símbolos modulados; y
un medio para ajustar ganancias (406, 414, 418)
de cada uno de los flujos restantes en valores determinados con
respecto a la ganancia del primer flujo.
57. Un procedimiento para demodular una señal en
una estación base, recibida de una transmisión en un sistema de
comunicación, caracterizado por las etapas de:
multiplicación compleja de una señal compleja
recibida por un código de dispersión seudoaleatorio en fase y por
un código de dispersión seudoaleatorio de fase de cuadratura, a fin
de suministrar un flujo de muestra en fase y un flujo de muestra de
fase de cuadratura;
filtrado del flujo de muestra en fase para
suministrar una señal filtrada piloto en fase;
filtrado del flujo de muestra de fase de
cuadratura a fin de suministrar una señal filtrada piloto de fase
de cuadratura;
multiplicación del flujo de muestra en fase por
un primer código entre una pluralidad de códigos, en donde cada uno
entre la pluralidad de códigos tiene longitud distinta, y es
ortogonal a los restantes códigos, a fin de producir un primer
flujo de canal de símbolos concentrados en fase:
multiplicación del flujo de muestra de fase de
cuadratura por el primer código, a fin de producir un primer flujo
de canal de símbolos concentrados de fase de cuadratura; y
rotación en fase y ajuste a escala del primer
flujo de canal de símbolos concentrados en fase y del primer flujo
de canal de símbolos concentrados de fase de cuadratura, de acuerdo
a la señal filtrada piloto en fase y a la señal filtrada piloto de
fase de cuadratura, a fin de producir un primer flujo de datos de
canal de decisión blanda.
58. El procedimiento de la reivindicación 57,
que comprende adicionalmente:
sumar el primer flujo de canal de símbolos
concentrados en fase, según la longitud del primer código; y
sumar el primer flujo de canal de símbolos
concentrados de fase de cuadratura, según la longitud del primer
código.
59. El procedimiento de la reivindicación 57, en
el cual la rotación en fase y el ajuste a escala comprenden:
multiplicar el primer flujo de canal de símbolos
concentrados en fase por la señal filtrada piloto en fase, a fin de
suministrar un primer flujo de datos de canal de decisión blanda en
fase; y
multiplicar el primer flujo de canal de símbolos
concentrados de fase de cuadratura por la señal filtrada piloto de
fase de cuadratura, a fin de suministrar un primer flujo de datos de
canal de decisión blanda de fase de cuadratura.
60. El procedimiento de la reivindicación 59,
que comprende adicionalmente:
sumar los primeros flujos de datos de canal de
decisión blanda, en fase y de fase de cuadratura.
61. El procedimiento de la reivindicación 60,
que comprende adicionalmente la suma del primer flujo de canal de
decisión blanda sobre un número predeterminado de símbolos de
decisión blanda, a fin de producir un primer flujo sumado de canal
de decisión blanda.
62. El procedimiento de la reivindicación 57,
que comprende adicionalmente:
multiplicar el flujo de muestra en fase por un
segundo código, para producir un segundo flujo de canal de símbolos
concentrados en fase;
multiplicar el flujo de muestra de fase de
cuadratura por el segundo código, para producir un segundo flujo de
canal de símbolos concentrados de fase de cuadratura; y
rotar en fase y ajustar a escala el segundo
flujo de canal de símbolos en fase y el segundo flujo de canal de
símbolos de fase de cuadratura, a fin de producir un segundo flujo
de datos de canal de decisión blanda.
63. El procedimiento de la reivindicación 57, 58
o 62, en el cual un código comprende un código Walsh.
64. El procedimiento de la reivindicación 57 o
63, en el cual el primer código tiene una longitud de cuatro
elementos de código.
65. El procedimiento de la reivindicación 57 o
63, en el cual el primer código es igual a +, +, -, -.
66. El procedimiento de la reivindicación 57 o
63, en el cual el primer código es igual a +, -, +, -.
67. El procedimiento de la reivindicación 57 o
63, en el cual el primer código tiene una longitud de dos elementos
de código.
68. El procedimiento de la reivindicación 57 o
63, en el cual el primer código es igual a +, -.
69. El procedimiento de la reivindicación 57 o
63, en el cual el primer código tiene una longitud de ocho
elementos de código.
70. El procedimiento de la reivindicación 57 o
63, en el cual el primer código es igual a +, +, +, +, -, -, -,
-.
71. El procedimiento de la reivindicación 62, en
el cual la longitud del primer código no es igual a la longitud del
segundo código.
72. El procedimiento de la reivindicación 71, en
el cual el segundo código tiene una longitud de cuatro elementos de
código.
73. El procedimiento de la reivindicación 71, en
el cual el segundo código es igual a +, +, -, -.
74. El procedimiento de la reivindicación 71, en
el cual el segundo código es igual a +, -, +, -.
75. El procedimiento de la reivindicación 71, en
el cual el segundo código tiene una longitud de dos elementos de
código.
76. El procedimiento de la reivindicación 71, en
el cual el segundo código es igual a +, -.
77. Un aparato para demodular debidamente una
señal en una estación base, recibida de una transmisión en un
sistema de comunicación, caracterizado porque el aparato
comprende:
un multiplicador complejo
(301-304) configurado para aplicar el producto
complejo a una señal compleja recibida, un código de dispersión
seudoaleatorio en fase y un código de dispersión seudoaleatorio de
fase de cuadratura, a fin de suministrar un flujo de muestra en
fase y un flujo de muestra de fase de cuadratura;
un primer filtro piloto (314) configurado para
filtrar el flujo de muestra en fase, a fin de suministrar una señal
filtrada piloto en fase;
un segundo filtro piloto (314) configurado para
filtrar el flujo de muestra de fase de cuadratura, a fin de
suministrar una señal filtrada piloto de fase de cuadratura;
un primer multiplicador (310) configurado para
multiplicar el flujo de muestra en fase por un primer código entre
una pluralidad de códigos, en el cual cada uno entre la pluralidad
de códigos tiene una longitud distinta, y es ortogonal a los
restantes códigos, a fin de producir un primer flujo de canal de
símbolos concentrados en fase;
un segundo multiplicador (310) configurado para
multiplicar el flujo de muestra de fase de cuadratura por el primer
código, a fin de producir un primer flujo de canal de símbolos
concentrados de fase de cuadratura; y
un primer medio (316, 320) para rotar en fase y
ajustar a escala el primer flujo de canal de símbolos concentrados
en fase y el primer flujo de canal de símbolos concentrados de fase
de cuadratura, según la señal filtrada piloto en fase y la señal
filtrada piloto de fase de cuadratura, a fin de producir un primer
flujo de datos de canal de decisión blanda.
78. El aparato de la reivindicación 77, que
comprende adicionalmente:
un primer sumador (312) configurado para sumar
el primer flujo de canal de símbolos concentrados en fase según la
longitud del primer código; y
un segundo sumador (312) configurado para sumar
el primer flujo de canal de símbolos concentrados de fase de
cuadratura según la longitud del primer código.
79. El aparato de la reivindicación 77, que
comprende adicionalmente:
un tercer multiplicador (316) configurado para
multiplicar el primer flujo de canal de símbolos concentrados en
fase por la señal filtrada piloto en fase, a fin de suministrar el
primer flujo de datos de canal de decisión blanda en fase; y
un cuarto multiplicador (316) configurado para
multiplicar el primer flujo de canal de símbolos concentrados de
fase de cuadratura por la señal filtrada piloto de fase de
cuadratura, a fin de suministrar el primer flujo de datos de canal
de decisión blanda de fase de cuadratura.
80. El aparato de la reivindicación 79, que
comprende adicionalmente:
un tercer sumador (322) configurado para sumar
los primeros flujos de datos de canal de decisión blanda, en fase y
de fase de cuadratura.
81. El aparato de la reivindicación 78, que
comprende adicionalmente un cuarto sumador (322) configurado para
sumar el primer flujo de canal de decisión blanda sobre un número
predeterminado de símbolos de decisión blanda, a fin de producir un
primer flujo sumado de canal de decisión blanda.
82. El aparato de la reivindicación 77, que
comprende adicionalmente:
un tercer multiplicador (316) configurado para
multiplicar el flujo de muestra en fase por un segundo código, a
fin de producir un segundo flujo de canal de símbolos concentrados
en fase;
un cuarto multiplicador (316) configurado para
multiplicar el flujo de muestra de fase de cuadratura por el
segundo código, a fin de producir un segundo flujo de canal de
símbolos de fase de cuadratura; y
un segundo medio para rotar en fase y ajustar a
escala el segundo flujo de canal de símbolos en fase y el segundo
flujo de canal de símbolos de fase de cuadratura, a fin de producir
un segundo flujo de datos de canal de decisión blanda.
83. El aparato de la reivindicación 77, 78 u 81,
en el cual un código comprende un código Walsh.
84. El aparato de la reivindicación 77 u 83, en
el cual el primer código tiene una longitud de cuatro elementos de
código.
85. El aparato de la reivindicación 77 u 83, en
el cual el primer código es igual a +, +, -, -.
86. El aparato de la reivindicación 77 u 83, en
el cual el primer código es igual a +, -, +, -.
87. El aparato de la reivindicación 77 u 83, en
el cual el primer código tiene una longitud de dos elementos de
código.
88. El aparato de la reivindicación 77 u 83, en
el cual el primer código es igual a +, -.
89. El aparato de la reivindicación 77 u 83, en
el cual el primer código tiene una longitud de ocho elementos de
código.
90. El aparato de la reivindicación 77 u 83, en
el cual el primer código es igual a +, +, +, +, -, -, -, -.
91. El aparato de la reivindicación 82, en el
cual la longitud del primer código no es igual a la longitud del
segundo código.
92. El aparato de la reivindicación 91, en el
cual el segundo código tiene una longitud de cuatro elementos de
código.
93. El aparato de la reivindicación 91 o 92, en
el cual el segundo código es igual a +, +, -, -.
94. El aparato de la reivindicación 91 o 92, en
el cual el segundo código es igual a +, -, +, -.
95. El aparato de la reivindicación 91, en el
cual el segundo código tiene una longitud de dos elementos de
código.
96. El aparato de la reivindicación 91 o 95, en
el cual el segundo código es igual a +, -.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US85642897A | 1997-05-14 | 1997-05-14 | |
| US856428 | 1997-05-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2286851T3 true ES2286851T3 (es) | 2007-12-01 |
Family
ID=25323609
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES05018037T Expired - Lifetime ES2336454T3 (es) | 1997-05-14 | 1998-05-13 | Unidad de abonado y procedimiento de uso en un sistema de comunicacion inalambrica. |
| ES98922295T Expired - Lifetime ES2286851T3 (es) | 1997-05-14 | 1998-05-13 | Unidad de abonado con fuentes plurales de datos y control para sistema de comunicacion inalambrica cdma. |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES05018037T Expired - Lifetime ES2336454T3 (es) | 1997-05-14 | 1998-05-13 | Unidad de abonado y procedimiento de uso en un sistema de comunicacion inalambrica. |
Country Status (21)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (4) | EP1596519B1 (es) |
| JP (1) | JP4132088B2 (es) |
| KR (1) | KR100455822B1 (es) |
| CN (2) | CN1279702C (es) |
| AT (2) | ATE452477T1 (es) |
| AU (1) | AU746537B2 (es) |
| BR (2) | BR9809814A (es) |
| CA (3) | CA2289231C (es) |
| CY (1) | CY1107741T1 (es) |
| CZ (1) | CZ298696B6 (es) |
| DE (3) | DE69838133D1 (es) |
| DK (1) | DK0981914T3 (es) |
| ES (2) | ES2336454T3 (es) |
| FI (2) | FI122314B (es) |
| HK (2) | HK1026786A1 (es) |
| IL (3) | IL158350A0 (es) |
| NO (1) | NO324198B1 (es) |
| NZ (1) | NZ500443A (es) |
| PT (1) | PT981914E (es) |
| RU (2) | RU2242086C2 (es) |
| WO (1) | WO1998052365A2 (es) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6678311B2 (en) | 1996-05-28 | 2004-01-13 | Qualcomm Incorporated | High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes |
| KR19990016606A (ko) * | 1997-08-18 | 1999-03-15 | 윤종용 | 씨디엠에이 이동통신시스템의 의사직교부호를 이용한 대역확산신호 발생장치 및 방법 |
| US6285655B1 (en) * | 1997-09-08 | 2001-09-04 | Qualcomm Inc. | Method and apparatus for providing orthogonal spot beams, sectors, and picocells |
| DE69930875D1 (de) * | 1998-12-18 | 2006-05-24 | Ericsson Telefon Ab L M | Verfahren in einem telekommunikationssystem |
| US6721349B1 (en) * | 1999-01-28 | 2004-04-13 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for reducing peak-to-average ratio in a CDMA communication system |
| JP3362009B2 (ja) * | 1999-03-01 | 2003-01-07 | シャープ株式会社 | スペクトル拡散通信装置 |
| JP3515701B2 (ja) * | 1999-03-31 | 2004-04-05 | 松下電器産業株式会社 | 符号化処理装置およびレピティション方法 |
| US6556549B1 (en) * | 1999-07-02 | 2003-04-29 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for signal combining in a high data rate communication system |
| US6956891B2 (en) | 2000-11-15 | 2005-10-18 | Go-Cdma Limited | Method and apparatus for non-linear code-division multiple access technology |
| CN100334826C (zh) * | 2001-04-17 | 2007-08-29 | 诺基亚公司 | 确定不同载波增益的方法、无线发射装置及用于其的模块 |
| US7158504B2 (en) * | 2001-05-21 | 2007-01-02 | Lucent Technologies, Inc. | Multiple mode data communication system and method and forward and/or reverse link control channel structure |
| US7596082B2 (en) * | 2001-06-07 | 2009-09-29 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for Walsh space assignment in a communication system |
| EP1436930B1 (en) * | 2001-08-02 | 2008-03-26 | Infineon Technologies AG | Configurable terminal engine |
| US8498234B2 (en) | 2002-06-21 | 2013-07-30 | Qualcomm Incorporated | Wireless local area network repeater |
| US8885688B2 (en) | 2002-10-01 | 2014-11-11 | Qualcomm Incorporated | Control message management in physical layer repeater |
| US20040160922A1 (en) | 2003-02-18 | 2004-08-19 | Sanjiv Nanda | Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system |
| US7155236B2 (en) | 2003-02-18 | 2006-12-26 | Qualcomm Incorporated | Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement |
| TWI247496B (en) * | 2003-02-27 | 2006-01-11 | Intel Corp | An apparatus and associated methods to introduce diversity in a multicarrier channel |
| US8705588B2 (en) * | 2003-03-06 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications |
| DE10344765A1 (de) * | 2003-09-26 | 2005-04-14 | Siemens Ag | Verfahren zum Übertragen von Kontrolldaten |
| CN100502279C (zh) * | 2005-05-13 | 2009-06-17 | 北京邮电大学 | 通信系统中的混合编码调制和功率分配方法 |
| US8792865B2 (en) * | 2006-06-29 | 2014-07-29 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for adjusting packet data content by sending null packets based on transmitter signal condition or requirement |
| CN101595657B (zh) * | 2006-09-21 | 2014-07-09 | 高通股份有限公司 | 用于缓解中继器之间的振荡的方法和装置 |
| JP4875164B2 (ja) | 2006-10-26 | 2012-02-15 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ビームフォーマを利用する多入力多出力のための中継器技術 |
| EP2792089B1 (en) | 2011-12-15 | 2015-08-12 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (Publ) | Optical homodyne coherent receiver and method for receiving a multichannel optical signal |
| CN113162722B (zh) | 2015-09-21 | 2024-04-12 | Hyphy美国有限公司 | 用于通过不完美的电磁通路传输采样信号的系统 |
| EP3403247A1 (en) * | 2016-01-13 | 2018-11-21 | 3db Access AG | Method, device and system for secure distance measurement |
| CN113708882B (zh) | 2017-03-20 | 2024-03-29 | Hyphy美国有限公司 | 通过多个电磁路径传输采样信号 |
| US11716114B2 (en) | 2020-11-25 | 2023-08-01 | Hyphy Usa Inc. | Encoder and decoder circuits for the transmission of video media using spread spectrum direct sequence modulation |
| US11769468B2 (en) | 2022-01-19 | 2023-09-26 | Hyphy Usa Inc. | Spread-spectrum video transport integration with timing controller |
| US11842671B2 (en) | 2022-03-07 | 2023-12-12 | Hyphy Usa Inc. | Spread-spectrum video transport source driver integration with display panel |
Family Cites Families (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4901307A (en) * | 1986-10-17 | 1990-02-13 | Qualcomm, Inc. | Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters |
| US4937844A (en) * | 1988-11-03 | 1990-06-26 | Racal Data Communications Inc. | Modem with data compression selected constellation |
| US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
| US5568483A (en) * | 1990-06-25 | 1996-10-22 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for the formatting of data for transmission |
| JP2601030B2 (ja) * | 1991-03-13 | 1997-04-16 | モトローラ・インコーポレイテッド | 拡散スペクトル通信システムおける通信チャネル数を調整する装置および方法 |
| US5204876A (en) * | 1991-03-13 | 1993-04-20 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for providing high data rate traffic channels in a spread spectrum communication system |
| US5379320A (en) * | 1993-03-11 | 1995-01-03 | Southern California Edison Company | Hitless ultra small aperture terminal satellite communication network |
| US5329547A (en) * | 1993-03-11 | 1994-07-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system |
| MY112371A (en) * | 1993-07-20 | 2001-05-31 | Qualcomm Inc | System and method for orthogonal spread spectrum sequence generation in variable data rate systems |
| KR100323486B1 (ko) * | 1993-11-01 | 2002-06-24 | 러셀 비. 밀러 | 가변비율디지탈데이타를전송하기위한방법및장치 |
| US5566164A (en) * | 1994-12-19 | 1996-10-15 | Stanford Telecommunications, Inc. | Practical means for digital generation and combination of a multiplicity of CDMA/FDMA signals |
| EP1357689B1 (en) * | 1995-02-23 | 2005-10-12 | NTT DoCoMo, Inc. | Variable rate transmission method and transmitter using the same |
| FI97837C (fi) * | 1995-04-11 | 1997-02-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Tiedonsiirtomenetelmä sekä lähetin |
| US5629934A (en) * | 1995-06-30 | 1997-05-13 | Motorola, Inc. | Power control for CDMA communication systems |
| US6330333B1 (en) * | 1995-07-03 | 2001-12-11 | Lucent Technologies, Inc. | Cryptographic system for wireless communications |
| US6678311B2 (en) * | 1996-05-28 | 2004-01-13 | Qualcomm Incorporated | High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes |
| US5930230A (en) * | 1996-05-28 | 1999-07-27 | Qualcomm Incorporated | High data rate CDMA wireless communication system |
| US5926500A (en) * | 1996-05-28 | 1999-07-20 | Qualcomm Incorporated | Reduced peak-to-average transmit power high data rate CDMA wireless communication system |
-
1998
- 1998-05-13 CN CNB988050153A patent/CN1279702C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 DK DK98922295T patent/DK0981914T3/da active
- 1998-05-13 EP EP05018037A patent/EP1596519B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 CA CA002289231A patent/CA2289231C/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 KR KR10-1999-7010561A patent/KR100455822B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-05-13 EP EP98922295A patent/EP0981914B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 CA CA2463381A patent/CA2463381C/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 BR BR9809814-4A patent/BR9809814A/pt not_active Application Discontinuation
- 1998-05-13 AT AT05018037T patent/ATE452477T1/de not_active IP Right Cessation
- 1998-05-13 CA CA2748611A patent/CA2748611C/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 RU RU99126418/09A patent/RU2242086C2/ru active
- 1998-05-13 ES ES05018037T patent/ES2336454T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 IL IL15835098A patent/IL158350A0/xx unknown
- 1998-05-13 CN CN2005100976132A patent/CN1728575B/zh not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 JP JP54954898A patent/JP4132088B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 DE DE69838133A patent/DE69838133D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 DE DE69838133T patent/DE69838133T4/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 RU RU2001123498/09A patent/RU2313176C2/ru active
- 1998-05-13 EP EP09178211.0A patent/EP2161846A3/en not_active Withdrawn
- 1998-05-13 NZ NZ500443A patent/NZ500443A/en not_active IP Right Cessation
- 1998-05-13 EP EP10182862.2A patent/EP2278727B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 AU AU74878/98A patent/AU746537B2/en not_active Expired
- 1998-05-13 WO PCT/US1998/009868 patent/WO1998052365A2/en active IP Right Grant
- 1998-05-13 CZ CZ0399099A patent/CZ298696B6/cs not_active IP Right Cessation
- 1998-05-13 AT AT98922295T patent/ATE368357T1/de active
- 1998-05-13 ES ES98922295T patent/ES2286851T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 BR BRPI9816358-2A patent/BR9816358B1/pt active IP Right Grant
- 1998-05-13 DE DE69841391T patent/DE69841391D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-13 PT PT98922295T patent/PT981914E/pt unknown
- 1998-05-13 IL IL13245698A patent/IL132456A/en not_active IP Right Cessation
-
1999
- 1999-10-18 FI FI992248A patent/FI122314B/fi active IP Right Grant
- 1999-11-12 NO NO19995530A patent/NO324198B1/no not_active IP Right Cessation
-
2000
- 2000-09-19 HK HK00105873A patent/HK1026786A1/xx not_active IP Right Cessation
- 2000-09-19 HK HK06104780.0A patent/HK1084785A1/xx not_active IP Right Cessation
-
2003
- 2003-10-09 IL IL158350A patent/IL158350A/en not_active IP Right Cessation
-
2005
- 2005-09-30 FI FI20050979A patent/FI123070B/fi active IP Right Grant
-
2007
- 2007-09-19 CY CY20071101215T patent/CY1107741T1/el unknown
Also Published As
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2286851T3 (es) | Unidad de abonado con fuentes plurales de datos y control para sistema de comunicacion inalambrica cdma. | |
| ES2283063T3 (es) | Unidad de abonado y procedimiento para su uso en un sistema de comunicacion sin hilos. | |
| ES2275173T3 (es) | Unidad de abonado para sistema de comunicacion inalambrica cdma. | |
| ES2236811T3 (es) | Unidad de abonado para un sistema de comunicacion inalambrica cdma. | |
| KR100686776B1 (ko) | 다중 캐리어 시스템에서의 데이터 전송 방법 및 장치 | |
| US7502424B2 (en) | Maximizing data rate by adjusting codes and code rates | |
| KR100387158B1 (ko) | 비직교오버플로우채널을이용하는통신시스템에서가변레이트데이터를제공하는방법및장치 | |
| US6621875B2 (en) | High data rate CDMA wireless communication system using variable sized channel codes |