CZ399099A3

CZ399099A3 - Uživatelská jednotka a způsob jejího použití v bezdrátovém komunikačním systému

Info

Publication number: CZ399099A3
Application number: CZ19993990A
Authority: CZ
Inventors: Joseph P. Odenwalder
Original assignee: Qualcomm Incorporated
Priority date: 1997-05-14
Filing date: 1998-05-13
Publication date: 2000-06-14
Also published as: CN1728575B; IL158350A; CA2289231A1; ES2336454T3; EP1596519A3; CA2748611A1; NO324198B1; EP0981914B1; PT981914E; JP4132088B2; DE69838133T2; NO995530D0; EP1596519B1; DK0981914T3; BR9809814A; WO1998052365A3; CN1256813A; EP1596519A2; WO1998052365A2; CA2463381A1

Description

Uživatelská jednotka a způsob jejího použití v bezdrátovém komunikačním systému

Oblast techniky

Tento vynález se týká uživatelské jednotky a způsobu jejího použití v bezdrátovém komunikačním systému.

Dosavadní stav techniky

Bezdrátové komunikační systémy, jakými jsou celulámí, satelitní a radioreléové komunikační systémy, používají bezdrátové spojení pomocí modulovaného radiofrekvenčního (RF) signálu, který přenáší data mezi dvěma systémy. Použití bezdrátového spojení je žádoucí z mnoha důvodů, např. pro zvýšenou mobilitu a menší požadavky na infrastrukturu ve srovnání s kabelovými komunikačními systémy. Jednou z nevýhod použití bezdrátového spojení je omezené množství komunikační kapacity, která je důsledkem omezené využitelné šířky RF pásma. Tato omezená komunikační kapacita je v kontrastu s drátovými komunikačními systémy, kde se muže dosáhnout dodatečné kapacity pomocí přidání dalších kabelů.

Proto z důvodu omezení šířkou RF pásma byly vyvinuty různé metody zpracování signálu pro zlepšení účinnosti využití dostupného RF pásma bezdrátovými komunikačními systémy. Jedním široce uznávaným příkladem takové účinné metody pro zpracování signálu je norma IS-95 pro vzdušné rozhraní a její odvození IS-95-A a ANSI J-STD-008 (které φ · · φ φ φ φ φ φ φφ • Φ ···· • ΦΦΦ φ • Φ φφ budou v dalším textu označovány jako norma IS-95), vyhlášená Asociací telekomunikačního průmyslu (TIA), jenž se využívá především v celulámích telekomunikačních systémech. Norma IS-95 zahrnuje modulační metodu systému s kódovým dělením (CDMA) pro vedení několika komunikačních kanálů stejným RF pásmem. Ve spojení s obsáhlým řízením výkonu zvyšuje použití mnohonásobné komunikace ve stejném pásmu celkový počet hovorů a komunikací, které mohou být vedeny v bezdrátovém komunikačním systému pomocí, mezi jiným, zvýšením využití frekvenčního pásma ve srovnání s jinými bezdrátovými metodami telekomunikace. Použití metody CDMA v systému mnohonásobného přístupu je popsáno v patentu US 4,901,301 s názvem Komunikační systém s rozprostřeným spektrem využívající satelitní nebo pozemní opakovače a v patentu US 5,103,459 s názvem Systém a metoda pro generování signálu v celulárním CDMA telefonním systému, které jsou oba přiznány předkladateli tohoto vynálezu a na které se tímto odkazujeme.

Na obr. 1 je velmi zjednodušená ilustrace celulámího telefonního systému, který využívá poznatků normy IS-95. Během činnosti vede množina uživatelských jednotek 10a

- d bezdrátovou komunikaci tak, že naváží jedno nebo více RF rozhraní s jednou nebo více základovými stanicemi 12a

- d s použitím RF signálů modulovaných CDMA. Každé RF rozhraní mezi základovou stanicí 12 a uživatelskou jednotkou 10 se skládá z přímého linkového signálu, který je vysílán základovou stanicí 12 a zpětného linkového signálu, který vysílá uživatelská jednotka. Spolu s RF rozhraními se komunikace s dalšími uživateli vede pomocí mobilní telefonní ústředny (MTSO) 14 a veřejné spínané telefonní sítě (PSTN) • · • ·

16. Spoje mezi základovými stanicemi 12, MTSO 14 a PSTN 16 jsou obvykle zabezpečeny po drátech, ačkoliv je známo i použití dalších RF či mikrovlnných spojů.

Podle normy XS-95 vysílá každá uživatelská jednotka 10 uživatelská data jedním kanálem, nekoherentním, zpětný linkový signál maximální datovou rychlostí 9,6 nebo 14,4 kb/s v závislosti na skupině rychlostí, která je z množiny skupin rychlostí vybrána. Nekoherentní spoj je takový spoj, ve kterém není přijímacím systémem využívaná fázová informace. Koherentní spoj je takový spoj, ve kterém přijímač využívá znalosti fáze nosného signálu během zpracování. Informace o fázi je daná obvykle pilotním signálem, ale muže být odhadnuta též z přenášených dat. Norma IS-95 předepisuje využití v přímém spoji šedesáti čtyř Walshových kódů, každý z nich se skládá z šedesáti čtyř čipů.

Použití jednokanálového, nekoherentního signálu zpětného linkového spoje s maximální datovou rychlostí 9,6 z 14,4 kB/s, jak určuje IS-95, je pro bezdrátové celulámí telefonní systémy, ve kterých typická komunikace představuje přenos digitalizovaného hlasu či data s nižší rychlostí, jako např. fax, velmi vhodné. Nekoherentní zpětný spoj byl vybrán z toho důvodu, že v systému, ve kterém může komunikovat se základovou stanicí 12 až 80 uživatelských jednotek 10 na každých 1.2288 MHz přidělené šířky pásma, za předpokladu, že potřebná pilotní data v přenosu od každé uživatelské jednotky 10 nezvýší značnou mírou vzájemné interference uživatelských jednotek 10. Také při rychlosti

9.6 nebo 14.4 kb/s poměr vysílacího výkonu jakýchkoliv pilotních dat a uživatelských dat by byl značný a proto také • · • · * « · » » · «

- · **©·····*·« ·©·« · · · · · · · a* a· »» ···· «a ·· zvyšuje interference mezi uživateli. Využití jednoho kanálu ©

zpětného linkového signálu bylo zvoleno z důvodu použití v jednom okamžiku pouze jednoho typu komunikace, což je v souladu s principem, na kterém je současná bezdrátová celulární komunikace založena. Také složitost zpracování jednoho kanálu je menší než v případě zpracování několika kanálů.

S rozvojem digitálních komunikací se očekává značně zvýšená poptávka pro bezdrátovém přenosu dat pro aplikace jakými jsou interaktivní vyhledávání souborů a videokonference. Tento nárůst přemění způsob, jakým jsou bezdrátové komunikace používány, a podmínky, za kterých jsou přidružené RF rozhraní provozována. V zásadě budou data přenášena vyšší maximální rychlostí s větší možností výběru rychlosti. Bude potřebný spolehlivější přenos, protože chyby v přenosu dat jsou závažnější než chyby v přenosu zvukových dat. Navíc, větší množství typů dat vytvoří potřebu přenosu několika typů dat současně. Může nastat např. potřeba vyměnit datové soubory při současném udržení audio či video rozhraní. Se zvyšující se rychlostí přenosu z uživatelské jednotky se počet uživatelských jednotek 10, které komunikují se základovou stanicí 12 na jednotku RF pásma, zmenší, protože vyšší rychlosti přenosu dat naplní kapacitu základové stanice menším počtem uživatelských jednotek 10.

V některých příkladech nemusí být v současnosti používaný zpětný kanál IS-95 ideálně vhodný pro všechny tyto změny. Proto se tento vynález týká zabezpečení CDMA rozhraní s vyšší datovou rychlostí, lepším využitím kmitočtového pásma, přes které se může provozovat několik typů komunikace.

•to ····

Podstata vynálezu informační modulovaná

Jeden aspekt tohoto vynálezu popisuje uživatelskou jednotku či jiný vysílač pro použití v bezdrátovém komunikačním systému, tato uživatelská jednotka obsahuje: plurální zdroje informačních dat, kodér pro kódování informačních dat, plurální zdroje řídících dat a modulátor pro modulaci kódovaných informačních dat a řídících dat z jednoho či více plurálních řídících zdrojů s příslušnými rozdílnými modulačními kódy pro přenos na nosném signálu, kde modulátor je upraven pro spojování kódovaných informačních dat z jednoho informačního zdroje s kódovanými řídícími daty před výstupem k vysílání.

Druhý aspekt tohoto vynálezu popisuje základovou stanici či jiný přijímač pro použití v bezdrátovém komunikačním systému, tato základová stanice obsahuje: přijímač pro příjem nosného signálu a pro oddělování kódovaných informačních dat z tohoto nosného signálu, data jsou z různých informačních zdrojů příslušnými různými modulačními kódy a řídící data jsou z různých řídících zdrojů, jedny či více řídících dat jsou modulována příslušnými různými modulačními kódy a s kódovanými informačními daty z jednoho informačního zdroje, která jsou spojována s kódovanými řídícími daty, demodulátor pro demodulaci kódovaných informačních dat a řídících dat z jejich příslušných rozdílných modulačních kódů a dekodér pro dekódování kódovaných informačních a řídících dat.

Další aspekt tohoto vynálezu popisuje způsob vysílání řídídích dat, základních dat a přídavných dat z první t · • · e · · · · · *····· ·«·· · · · · · · » ·* «· ·· ···· ·· ·· uživatelské jednotky ve skupině uživatelských jednotek na základovou stanici, která komunikuje se skupinou uživatelských jednotek, která obsahuje: a) modulaci přídavných dat prvním Walshovým kódem, b) modulaci základních dat druhým Walshovým kódem a c) modulaci řídídích dat třetím Walshovým kódem, kde zmíněný první Walshův kód je kratší než zmíněný druhý Walshův kód a zmíněný druhý Walshův kód je kratší než zmíněný třetí Walshův kód.

Další aspekt tohoto vynálezu popisuje metodu vysílání dat z uživatelské jednotky, která se používá v bezdrátovém komunikačním systému, tato metoda obsahuje: získávání informačních dat z několika informačních zdrojů, modulaci kódovaných informačních dat a řídících dat z jednoho či více plurálních řídících zdrojů příslušnými rozdílnými modulačními kódy pro přenos nosným signálem, kde kódovaná informační data z jednoho informačního zdroje jsou spojována s kódovanými řídícími daty před jejich výstupem k vysílání.

Podle jednoho provedení tohoto vynálezu je skupina jednotlivě zisk nastavitelných uživatelských kanálů tvořena použitím skupiny ortogonálních subkanálových kódů, které mají malý počet pseudonáhodných čipů rozprostření na periodu ortogonální vlny. Data, která se mají přenášet jedním vysílacím kanálem jsou zakódována nízkou kódovou rychlostí s chybovou korekcí a jsou sekvenčně opakována před jejich modulací jedním ze subkanálových kódů, nastaví se zisk a sečtou se s daty modulovanými jinými subkanálovými kódy. Výsledná suma dat je modulována použitím uživatelským dlouhým kódem a pseudonáhodným kódem rozprostření (PN kódem) a konvertována pro vysílání. Použití krátkých ortogonálních kódů zabezpečuje snížení interference za současného umožnění « · é · * · · · · ·· · ··«· ··« ·· ·· «· ···· ·« · značného protichybového kódování a opakování, aby časová diverzita překonala Raleigho útlum, ke kterému v pozemních bezdrátových systémech běžně dochází. V příkladném provedení tohoto vynálezu se skupina subkanálových kódů skládá ze čtyř Walshových kódů, každý je ortogonální se zbývajícími a trvá čtyři čipy. Použití malého počtu (např. čtyř) subkanálů je výhodnější, protože umožní použití kratších ortogonálních kódu, ačkoliv použití většího množství kanálů a tudíž i delších kódů je v souladu s vynálezem. V dalším provedení tohoto vynálezu je délka nebo počet čipů v každém kanálu odlišná, aby se ještě více redukoval poměr maxima a průměru vysílacího výkonu.

Ve výhodném příkladném provedení tohoto vynálezu jsou pilotní data přenášena prvním přenosovým kanálem a data řídící výkon jsou přenášena druhým přenosovým kanálem. Zbývající dva přenosové kanály jsou užívána pro přenos nespecifikovaných digitálních dat, včetně uživatelských dat, signálních dat a nebo obou. V příkladném provedení je jeden ze dvou nespecifikovaných přenosových kanálů nakonfigurován pro modulaci BPSK a přenos kvadraturoím kanálem.

Přehled obrázků na výkrese

Vlastnosti, cíle a výhody tohoto vynálezu budou jasnější z následujícího detailního popisu provedení vynálezu, pokud se uváží spolu s doprovodnými obrázky, ve kterých jsou použity stejné odkazy a kde:

obr. 1 ukazuje blokový diagram celulárního telefonního systému, ·«*· · · # « · · · • I ·· · *··* «« «« obr. 2 blokový diagram uživatelské jednotky a základové stanice, které jsou upraveny podle příkladného provedení tohoto vynálezu, obr. 3 je blokový diagram kodéru kódu BPSK a kodéru kanálu QPSK, které jsou upraveny podle příkladného provedení tohoto vynálezu, obr. 4 je blokový diagram systému zpracování vysílacího signálu, který je upraven podle příkladného provedení tohoto vynálezu, obr. 5 je blokový diagram zpracování přijímacího systému, který je upraven podle příkladného provedení tohoto vynálezu, obr. 6 je blokový diagram systému zpracování kanálu, který je nastaven podle jednoho provedení tohoto vynálezu, obr. 7 je blokový diagram BPSK kanálového dekodéru a QPSK kanálového dekodéru, které jsou nastavený podle příkladného provedení tohoto vynálezu, obr. 8 je blokový diagram systému zpracování vysílacího signálu, který je nastavený podle druhého příkladného provedení tohoto vynálezu, obr. 9 je blokový diagram systému zpracování kanálu, který je nastavený podle jednoho provedení tohoto vynálezu, obr. 10 je blokový diagram systému zpracování vysílacího signálu, který je nastavený podle jiného provedení tohoto vynálezu, obr. ll je blokový diagram kódování, které se provádí v základním kanálu, když je nastaven podle jednoho provedení tohoto vynálezu, obr. 12 je blokový diagram kódování, které se provádí v základním kanálu, když je nastaven podle jednoho provedení • ·

0 • · 0 • Φ 0 · · · 090···

0000 0 0 0 0000 00 00 00 0000 00 00 tohoto vynálezu, obr. 13 je blokový diagram kódování, které se provádí v přídavném kanálu, když je nastaven podle jednoho provedení tohoto vynálezu a obr. 14 je blokový diagram kódování, které se provádí v řídícím kanálu, když je nastaven podle jednoho provedení tohoto vynálezu.

Příklady provedení vynálezu

Nová a vylepšená metoda a přístroj pro vysokorychlostní CDMA bezdrátovou komunikaci jsou popsány v kontextu zpětného vysílacího spoje celulámího telekomunikačního systému.

I když tento vynález může být upraven pro použití v hvězdicovém vysílání zpětného spoje celulárního telefonního systému, je tento vynález rovněž použitelný pro vysílání přímého spoje. Navíc mohou z tohoto vynálezu mít prospěch další bezdrátové komunikační systémy, včetně satelitních bezdrátových komunikačních systémů, radioreléové bezdrátové komunikační systémy a systémy, které vysílají radiofrekvenční signály pomocí koaxiálních nebo jiných širokopásmových kabelu.

Na obr. 2 je blokový diagram přijímacího a vysílacího systému, které jsou nastaveny jako uživatelská jednotka 100 a základová stanice 120. První skupina dat (data BPSK) jsou přijata BPSK kanálovým kodérem 103, který generuje tok kódových symbolů pro provádění modulace BPSK, který je přijímán modulátorem 104. Druhá skupina dat (data QPSK) jsou přijata QPSK kanálovým kodérem 102. který generuje tok fe · • fefe fe • · · fe ' «»········· • · · · fefefe · · · • fe fe· ·· ···· ·· ·· kódových symbolů pro provádění modulace QPSK, který je také přijímán modulátorem 104. Modulátor 104 přijímá také data řízení výkonu a pilotní data, která jsou modulována spolu s BPSK a QPSK kódovanými daty podle metody systému s kódovým dělením (CDMA) a generuje se skupina modulačních znaků, přijímaných RF systémem zpracování 106. RF systém zpracování filtruje a konvertuje skupinu modulačních znaků na nosný kmitočet pro vysílání k základové stanici 120 pomocí antény 108. I když je znázorněna pouze jedna uživatelská jednotka, se základovou stanicí 120 může komunikovat několik uživatelských jednotek.

V základové stanici 120 přijímá RF systém zpracování , 122 vysílané RF signály pomocí antény 121 a provede pásmovou filtraci, konverzi na základní pásmo a provede demodulaci podle metody CDMA a vytvoří data řízení výkonu, BPSK a QPSK data pro demodulaci. BPSK kanálový dekodér 128 dekóduje BPSK demodulovaná přijatá demodulátorem 124 pro zjištění nej lepšího odhadu dat BPSK a QPSK kanálový dekodér 128 dekóduje QPSK demodulovaná přijatá demodulátorem 124 pro zjištění nej lepšího odhadu dat BPSK. Nej lepší odhad první a druhé skupiny dat je pak k dispozici pro další zpracování či poslání na další místo určení a přijatá data řízení výkonu jsou použita bud přímo či po dekódování pro nastavení vysílacího výkonu kanálu přímého spoje, který se používá pro vysílání dat k uživatelské jednotce 100.

Na obr. 3 je blokový diagram BPSK kanálového kodéru 103 a QPSK kanálového kodéru 102. které jsou upraveny podle příkladného provedení tohoto vynálezu. V BPSK kanálovém kodéru 103 jsou přijímána BPSK data generátorem CRC v kontrolního součtu 130, který generuje kontrolní součet pro fc « • fcfc · •fcfcfc ··· ···· • fc fcfc fcfc fcfcfc· fcfc fc· každý 20 ms rámec dat první skupiny. Rámec dat spolu s CRC kontrolním součtem je přijímán generátorem koncových bitů 132. který připojuje koncové bity, které se skládají z osmi logických nul na konci každého rámce a tak zabezpečuje známý stav na konci procesu dekódování. Rámec včetně koncových bitů kódu a CRC kontrolní součet jsou pak přijímány konvolučním kodérem 134. který provádí konvoluční kódování s omezením délky (K) 9, 1/4 rychlostí a tak generuje kódové symboly rychlostí čtyřnásobnou ve srovnání se vstupní rychlostí kodéry (E_R). Alternativně se používají i jiné kódové rychlosti, včetně 1/2, ale rychlost 1/4 je upřednostněna vzhledem ke své optimální charakteristice složitost-výkon. Blok prokládání 136 provádí bitové prokládání kódových symbolů a tak se zabezpečí časová diverzita pro spolehlivější přenos v prostředí s rychlými úniky. Výsledné proložené znaky jsou přijímány opakovačem s proměnným počátečním bodem 138. který opakuje sekvenci proložených znaků dostatečným počtem N_R a tak se získá tok znaků s konstantní rychlostí, který odpovídá vystupujícím rámcům s konstantním počtem znaků. Opakování sekvence znaků také zvyšuje časovou diverzitu dat pro překonání úniků.

V příkladném provedení je konstantní počet znaků roven 6,144 znaků pro každý rámec, což dává rychlost znaků 307,2 kiloznaků za sekundu (ksps). Opakovač 138 používá rozdílné počáteční body pro započetí opakování každé sekvence znaků. Když hodnota N_R potřebná pro generování 6,144 znaků na rámec není celé číslo, je konečné opakování provedeno pouze pro část sekvence znaků. Výsledná skupina opakovaných symbolů je přijímána BPSK maperem 139, který generuje BPSK tok kódových znaků s hodnotami +1 a -1 pro provádění BPSK modulace.

• · · · • · · · • · • · * · • · · ·» *·♦· rámce. Rámec, CRC kontrolní

Alternativně, opakovač 138 je umístěn před blokem prokládání 136. aby blok prokládání 136 přijímal stejný počet znaků na každý rámec.

V QPSK kanálovém kodéru 102 jsou QPSK data přijímána generátorem CRC kontrolního součtu 140. který generuje kontrolní součet pro každý rámec dlouhý 20 ms. Rámec obsahující CRC kontrolní součet je přijímán generátorem koncových bitu kódu 142. který připojí skupinu osmi koncových bitů s logickými nulami na konec který nyní obsahuje koncové bity kódu a součet, je přijímán konvolučním kodérem 144, který provádí K=9, R=l/4 konvoluční kódování a tak generuje kódové symboly rychlostí čtyřnásobnou ve srovnání se vstupní rychlostí kodéry (E_R). Blok prokládání 146 provádí bitové prokládání znaků a výsledné proložené znaky jsou přijímány opakovačem s proměnným počátečním bodem 148. Opakovače s proměnným počátečním bodem 148 opakuje sekvenci proložených znaků dostatečným počtem N_R s použitím různých počátečních bodů uvnitř sekvence znaků v každém opakování a generuje 12,288 znaků pro každý rámec, což vytváří rychlost kódových znaků 614,4 kiloznaků za sekundu (ksps). Pokud N_R není celé číslo, konečné opakování se provede pouze pro část sekvence znaků. Výsledná skupina opakovaných symbolů je přijímána BPSK maperem 149. který generuje QPSK tok kódových znaků upraveným pro provádění QPSK modulace, která s skládá ze soufázového toku QPSK kódových znaků s hodnotami +1 a -1 (QPSK-j-) a kvadratumího QPSK toku kódových znaků s hodnotami +1 a -I (QPSKq). Alternativně opakovač 148 je umístěn před blokem prokládání 146, aby blok prokládání 136 přijímal stejný počet znaků na každý rámec.

• ♦ fr · fr frfr fr frfr · fr · fr · • frfrfr frfrfr • fr ·· ·· frfrfrfr • fr fr fr •fr

Na obr. 4 je blokový diagram modulátoru 104 z obr. 2 upravený podle příkladného provedení tohoto vynálezu. BPSK znaky z BPSK kanálového kodéru 193 jsou modulovány Walshovým kódem W₂ pomocí opakovače 150b a znaky (QPSKj) a (QPSKq) z QPSK kanálového kodéru 102 jsou modulovány Walshovým kódem w₅ pomocí násobiček 150c a 154d. Data řízení výkonu (PC) jsou modulována Walshovým kódem pomocí násobičky 150a. Nastavení výkonu 152 přijímá pilotní data (PILOT), která by méla být vhodně složena z logických úrovní spojených s kladným napětím a nastavuje amplitudu podle faktoru nastavení zisku A_o. Signál PILOT nedává uživatelská data, ale zajišťuje informaci o fázi a amplitudě pro základovou stanici, aby tato mohla koherentně demodulovat data přenášena zbývajícími subkanály a nastavit demodulované výstupní hodnoty pro spojení. Nastavení zisku 154 nastavuje amplitudu Walshova kódu W-^ modulovaných dat řízení zisku podle faktoru nastavení zisku Α_χ a nastavení zisku 156 nastavuje amplitudu Walshova kódu W₂ dat modulovaného BPSK kanálu podle proměnné A₂· Nastavení zisku 158a a b nastavuje amplitudu soufázového a kvadraturního Walshova kódu W₃modulovaných QPSK znaků resp., podle faktoru nastavení zisku A₃. Čtyři Walshovy kódy použité ve výhodném provedení tohoto vynálezu jsou uvedeny v tabulce I.

• * · ♦ · · · • « · • · • · ·· ·· • · · · ·· ··

Walshův kód

Modulační znaky

Tabulka I

Osobám znalým dané problematiky bude zřejmé, že kód W_Qvlastně nepředstavuje modulaci, což je v souladu se zpracováním uvedených pilotních dat. Data řízení zisku jsou modulována kódem W-p data BPSK kódem W₂ a data QPSK kódem W₃. Poté, co jsou pilotní signál, data řízení zisku a data BPSK nemodulována příslušným Walshovým kódem, jsou tato vyslána metodou BPSK, a data QPSK (QPSKj a QPSKq) metodou QPSK, jak bude popsáno dále. Mělo by se také poznamenat, že není potřeba využít všechny ortogonální kanály a že použití pouze tří ze čtyř Walshových kódů při možném použití pouze jednoho uživatelského kanálu je aplikováno v alternativním provedení tohoto vynálezu.

Použití krátkých ortogonálních kódů generuje méně čipů na znak a proto umožní rozsáhlejší kódování a opakování ve srovnání se systémy, kde se používá delších Walshových kódů. Toto rozsáhlejší kódování a opakování zabezpečí ochranu proti Raleigho únikům, které je hlavním zdrojem chyb v pozemních komunikačních systémech. Použití jiných počtů kódů a délek kódů je v souladu s tímto vynálezem, nicméně • fcfc ·

I fcfc fc ·· ··

I · · fcfc fcfcfcfc • · · » fcfc komplexní násobení 166a a b. Výsledný použití větší množiny delších Walshových kódů omezuje tuto zlepšenou ochranu proti únikům. Použití čtyřčipového kódu s považuje za optimální, protože čtyři kanály zajistí dostatečnou flexibilitu pro vysílání různých typů dat, jak je ilustrováno dále, i při zachování krátkého kódu.

Sumátor 160 sčítá výsledné amplitudově nastavené modulační znaky z nastavení zisku 152. 154. 156 a 158a a generuje sečtené modulační znaky 161. PN kódy rozprostření PNj a PNq jsou rozprostřeny pomocí násobení dlouhým kódem 180 použitím násobiček 162a a b. Výsledný pseudonáhodný kód vytvořený násobičkami 162a a 162b je použit na modulování sečtených modulačních znaků 161 a ziskem nastavených kvadraturních znaků QPSKq 163 přes použitím násobiček 164a-d a sčítaček soufázový člen Xj a kvadraturní člen Xq je pak filtrován (filtrování není znázorněno) a namodulován na nosnou frekvenci v RF systému zpracování 106. který je znázorněn ve velmi zjednodušené podobě s použitím násobiček 168 a soufázové a kvadraturní sinusoidy. Offsetová QPSK modulace by mohla být použita také v alternativním provedení tohoto vynálezu. Výsledný soufázový a kvadraturní modulovaný signál je pak sečten pomocí sčítačky 170 a zesílen zesilovačem 172 podle nastavení zisku masteru ^aM' aby byl vygenerován signál s(t), který je vysílán na základovou stanici 120. Ve výhodném provedení tohoto vynálezu je signál rozprostřen a filtrován na pásmo 1,2288 MHz, aby zůstal kompatibilní s šířkou pásma existujících CDMA kanálů.

Vytvořením několika ortogonálních kanálů, kterými je možno přenášet data, stejně jako použitím proměnné rychlosti opakovačů, které zmenšují počet opakování N_R prováděných • · · · • · · · * · ·

> · · a ·· 44

9· ··· v reakci na velkou rychlost vstupních dat, umožní výše popsaná metoda a systém zpracování vysílaného signálu jedné uživatelské jednotce nebo jiným vysílacím systémům vysílat data různými datovými rychlostmi. Zvláště zmenšením rychlosti opakování N_R, které se provádí opakovači s proměnným počátečním bodem 138 nebo 148 z obr. 3 se může zpracovat větší vstupní rychlost kodéru E_R. V alternativním provedení tohoto vynálezu se provádí 1/2 rychlost konvolučního kódování s rychlostí opakování N_R zvětšenou o 2. Skupina příkladných rychlostí kódování E_R podporovaných různými rychlostmi opakování N_R a kódovými rychlostmi R rovnými 1/4 a 1/2 pro BPSK kanál a QPSK kanál jsou uvedeny v tabulce II resp. III.

• · · · • · · · • · ···* · · · · · · · · «· ·· ··♦· Α· »·

1-Γ \|Nápis \| 1 1 1 1 1 1 1 1	^ER,BPSK (bit/s)	1-Γ • \| Kodér \| \|výstup j 1 R=l/4\| 1 (bit/\| \| rámec\|	-1- N_R,R=1/4\|Kodér	i-1 \|N_R,R=1/2\| ( 1 ((opak. 1 \|rychlost\| \|R=l/2) 1 I 1
(opak. rychlost R-l/4)	\|výstup (R=l/2 i(bit/ \|rámec) i
1 1 \|Vys. rychlost-7 21 1 I	76,800	1 1 \|6,144 1	1	1 \|3,072 r	I 1 1 2 i ¹ 1
í 1 \|Vys. rychlost-641 1 I	70,400	1 ( \|5,632 \| I 1	1 1/11	1 \|2,816 I	1 1 \|2 2/11 j I I
1 1 1 1	51,200	1 1 )4,096 \|	1 1/2	1 \|2,048 1	1 1 (3 \| i i
1 1 iVys. rychlost-32\| 1 ¹	38,400	1 1 (3,072 1 I 1	2	1 (1,536 1	1 ! (4 \| I 1
1 1 1 1 1 1	25,600	1 1 \|2,048 \| 1 1	3	1 \|l,024	1 I \|6 I 1 I
1 1 \|RS2-Plná rychl. \| í 1	14,400	1 1 (1,152 \| I 1	5 1/3	1 \| 576 1	1 1 \|10 2/3 j 1 1
1 1 \|RSl-Plná rychl. [ I I	9,600	1 1 1 768 I	8	1 \| 384 1	\| \| 116 1 1 t
1 1 \|null 1 1 1 1 1	850	1 i 1 68 I 1 1 ! 1	90 6/17	1 1 34 1 J	Ί( 1 iso 1 I 12/17 I 1 l

Tabulka II. Kanál BPSK • · • ftft fl ft •

ft ft ft · * ft ftft ft ftftft · · ft ftftftft ftftft • ft ·· ftft ftftftft « ftft ftft

1-Γ		T-Γ		1 1 1
\|Nápis (	^ER,QPSK	[ Kodér[	N_R,R=l/4	(Kodér \|N_R,R=1/2\|
1 1		\|výstup\|		\|výstup) \|
1 1	(bit/s)	I R=l/4\|	(opak.	\|R=l/2 1(opak. j
1 1		1 (bit/i	rychlost	\|(bit/ \|rychlost I
1 1 I 1		\| rámec\| 1 1	R=l/4)	\|rámec)\|R=l/2) J 1 I I
1 1 1 1 1 ¹	153,600	I 1 \|12,288( I I	1	(6,144 (2 \| 1 1 1
i i (Vys. rychlost-72\|	76,800	1 1 \|6,144 \| 1 1	2	1 1 1 \|3,072 (4 \|
η 1 \|Vys. rychlost-6 4\| 1- - 1	70,400	1 1 \|5,632 \| I 1	2 2/11	1 1 1 [2,816 (4 4/11 [ I 1 1
Γ 1 1 1 í 1	51,200	1 1 (4,096 [ I l	3	1 1 1 \|2,048 \|6 \| 1 1 1
1 1 \|Vys. rychlost-32j I 1	38,400	1 1 (3,072 \| I I	4	1 1 1 (1/536 [8 ( 1 1 1
1 1 I 1 I 1	25,600	1 Γ (2,048 \| I 1	6	1 1 1 \|l,024 (12 \| 1 1 1
1 1 \|RS2-Plná rychl. )	14,400	1 1 \|1,152 \| I I	10 2/3	f 1 1 \| 576 \|21 1/3 j 1 I t
i 1 iRSl-Plná rychl. \| I 1	9,600	i 1 f 768 \| I 1	16	Ί-1-1 1 384 I32 I 1 1 1
1 l (null 1	850	1 1 1 68 1	180	l1-1 \| 34 (361 \|
1 1 1 1		1 1 J_L	12/17	1 t 7/17 ( J_1_1

Tabulka III. Kanál QPSK «V to t » t · to · « · • toto ·· · ·*«* • · «··· ·*·«·« • tototo tototo totototo ·· toto <> to·*· ·· ··

Tabulky II a III ukazují, že nastavením počtu sekvencí opakování N_R se může dosáhnout podpory širokého rozpětí datových rychlostí, včetně vysokých datových rychlostí, protože vstupní rychlost kodéru E_R odpovídá rychlosti přenosu dat mínus konstanta, která je potřebná pro přenos CRC, kódu koncových bitů a dalších řídících informací. Jak je také uvedeno v tabulkách II a III, modulace QPSK může být také použita, aby se zvýšila rychlost přenosu dat. Předpokládané běžně využívané rychlosti jsou nazvány Vysoká rychlost-72 a Vysoká rychlost-32. Rychlosti označené jako Vysoká rychlost-72, Vysoká rychlost-64 a Vysoká rychlost-32 mají provozní rychlosti 72, 64, resp. 32 kb/s, navíc multiplex v signálových a dalších řídících datech s rychlostmi 3,6, 5,2, resp. 5,2 kb/s. Rychlosti RSl-Plná rychlost a RS2-Plná rychlost odpovídají rychlostem používaným v komunikačních systémech ve shodě s IS-95 a tudíž se očekává, že z důvodů kompatibility budou hodně využívány. Nulová rychlost je přenos jednoho bitu a je používána pro indikaci vymazání rámce, což je také část normy IS-95.

Rychlost přenosu dat se může zvýšit též simultánním přenosem dat dvěma nebo více ortogonálními kanály, což se provede bučí navíc a nebo namísto zvýšení přenosové rychlosti pomocí snížení rychlosti opakování N_R. Např. multiplexor (není znázorněn) by mohl rozdělit zdroj dat na několik zdrojů dat, která se budou přenášet několika subkanály. Takto může být celková přenosová rychlost zvýšena bučí přenosem daným kanálem vyšší rychlostí, nebo několika přenosy, které se provedou současně v několika kanálech, nebo využitím obojího, než jsou překročeny možnosti • · • · • · « · · • · · · · · · » · « · • ·· ··«· zpracování signálu přijímacího systému a četnost chyb se stane nepřijatelnou, nebo se dosáhne maximálního vysílacího výkonu vysílacího systému.

Použití několika kanálů též zvyšuje flexibilitu při přenosu různých typů dat. Např. kanál BPSK může být určen pro hlasovou informaci a kanál QPSK pro přenos digitálních dat. Toto provedení by mohlo být zobecněno přiřazením jednoho kanálu pro přenos časově citlivých dat, jakými jsou hlasová data a data s nízkou rychlostí, a přiřazením dalšího kanálu pro přenos méně časově citlivých dat, jakými jsou digitální soubory. V tomto provedení by mohlo být provedeno prokládání ve větších blocích pro časově méně citlivá data, aby se dále zvýšila časová diverzita systému. V dalším provedení tohoto vynálezu provádí kanál BPSK primární přenos dat a kanál QPSK provádí přenos přetečení. Použití ortogonální Walshovy transformace eliminuje nebo výrazně snižuje jakékoliv interference mezi skupinou kanálů, které jsou vysílány z uživatelské jednotky a tak minimalizují vysílanou energii potřebnou pro jejich úspěšný příjem na základové stanici.

Aby se zvýšila kapacita zpracování přijímacího systému a tudíž aby se zvýšila hranice, kam se může vyšší přenosový výkon uživatelské jednotky využít, jsou vysílána jedním ortogonálním kanálem také pilotní data. Použitím pilotních dat je umožněno koherentní zpracování na přijímacím systému stanovením a odstraněním fázového offsetu signálu zpětného kanálu. Pilotní data mohou být také použita k optimálnímu váhování několikacestných signálů, které jsou přijímány s různými časovými zpožděními předtím, než jsou spojeny v přijímači. Poté, co je fázový offset odstraněn • · · • 00

0 0

0000

0 * * · · • · * ·0 · <0 ·· a několikacestné signály vhodně váhovány, mohou být několikacestné signály spojeny s klesajícím výkonem, se kterým musí být zpětný kanál přijat pro správné zpracování. Tento klesající výkon v požadovaném přijímacím výkonu umožňuje správné zpracování vyšších rychlostí přenosu, nebo naopak, musí se zmenšit interference mezi skupinou signálů zpětného spoje. Zatímco pro vysílání pilotního signálu je potřeba určitého dodatečného vysílacího výkonu, v kontextu vyšších přenosových rychlostí je poměr výkonu pilotního kanálu a výkonu signálu celkového zpětného spoje značně nižší, než při přenosu digitálních hlasových dat na nižší datové rychlosti celulárními systémy. Takže ve vysokorychlostním CDMA systému poměr E_b/N₀ zisků, kterého bylo dosaženo použitím koherentního zpětného kanálu převýší dodatečný výkon, kterého je zapotřebí pro přenos pilotních dat z každé uživatelské jednotky.

Použití nastavení zisku 152 - 158. stejně jako řídícího zesilovače dále zvyšuje stupeň, jakým může být vyšší přenosová kapacita výše popsaného systému použita umožněním, aby se přenosový systém upravil podle různých podmínek radiových kanálů, přenosových rychlostí a typů dat. Zvláště vysílací výkon kanálu, který je potřebný pro správný příjem, se může v čase měnit a s měnícími se podmínkami, způsobem, který je nezávislý na jiných ortogonálních kanálech. Např. během počátečního příjmu signálu zpětného spoje může výkon pilotního signálu potřebovat zvýšení úrovně, aby se ulehčila detekce a synchronizace na základové stanici. Poté, co je signál zpětného spoje přijat, i když potřebný vysílací výkon pilotního kanálu by se podstatně snížil a měnil by se v závislosti na různých faktorech včetně rychlosti pohybu » · ι * « » » · i ·· *· • · · * · ί • «·*»«» • · · · · · »· ···· *· ·· uživatelských jednotek. Podobně, hodnota faktoru nastavení zisku A_o by se během přijmu signálu zvýšila a pak snížila během následující komunikace. V dalším příkladu, když je informace, která je více odolná vůči chybám přenášena přímým spojem, nebo když prostředí, ve kterém probíhá přenos přímého spoje není náchylné k únikům, může být faktor nastavení zisku A^ snížen, protože potřeba vysílat data řízení výkonu s nízkou četností chyb se snižuje. Je výhodné, když se kdykoliv, kdy není potřeba nastavit řízení výkonu, aby se faktor nastavení zisku A^ snížil na nulu.

V dalším provedení tohoto vynálezu se dále rozvíjí použití možnosti nastavení zisku každého ortogonálního kanálu nebo celého signálu zpětného spoje tím, že se umožní, aby základová stanice 120 nebo jiný přijímací systém měnil nastavení zisku kanálu nebo celého signálu zpětného spoje pomocí využití povelu řízení zisku, který je přenášen signálem přímého spoje. Ve zvláštním případu může základová stanice vysílat informaci řízení vysílacího výkonu požadavkem nastavení vysílacího výkonu určitého kanálu nebo celého zpětného kanálu. To je výhodné v včetně situace, když jsou dva typy dat, citlivé na chyby, např. digitalizovaný data, přenášena kanály BPSK a QPSK.

mnoha případech, která jsou různě hlas a digitální V tomto případě základová stanice zajistí pro tyto dva asociované kanály odlišné cílové četnosti chyb. Pokud současná cílová četnost chyb přesáhla cílovou četnost chyb, přikáže základová stanice uživatelské jednotce snižovat nastavení zisku příslušného kanálu, dokud současná četnost chyb nedosáhne cílové četnosti chyb. To by mohlo vést k situaci, že faktor nastavení zisku jednoho kanálu je vzhledem k druhému zvýšen.

;♦· ·· · »*· * ···» · · · i;

• · · » ·*«· ·· ·· nastavení případech vyžadovat může vysílací nastavení kvůli uživatelské jednotky 100.

To znamená, že faktor nastavení zisku spojený s daty více náchylným k chybám bude vetší v porovnání s faktorem zisku spojený s méně citlivými daty. V jiných výkon celého zpětného spoje únikovým podmínkám či pohybu V těchto případech tak může základová stanice 120 učinit pomocí vyslání jednoho povelu řízení výkonu.

Takže umožněním, aby se zisk všech čtyřech ortogonálních kanálů nastavoval nezávisle, stejné jako ve vzájemném spojení může být celkový vysílací výkon signálu zpětného kanálu držen na minimu nezbytném pro úspěšný přenos dat jakéhokoliv typu, tzn. pilotních dat, dat řízení výkonu, signálních dat či jiných typů uživatelských dat. Navíc, úspěšný přenos může být pro každý typ dat definován jinak. Přenos s minimálním potřebným množstvím výkonu umožňuje, aby bylo přeneseno největší množství dat na základovou stanici při dané konečné energetické kapacitě uživatelské jednotky a také snižuje interference mezi uživatelskými jednotkami navzájem.

Kanál řízení výkonu použitý v signálu zpětného spoje umožňuje, aby uživatelská jednotka vysílala informaci o řízení vysílacího výkonu k základové stanici různými rychlostmi včetně 800 řídících bitu výkonu za sekundu. Ve výhodném provedení tohoto vynálezu velí bity řízení výkonu základní stanici snížit nebo zvýšit vysílací výkon provozního kanálu přímého spoje, který se používá pro přenos informace na uživatelskou jednotku. Zatímco v CDMA systému je obecné výhodné mít k dispozici rychlé řízení výkonu, v kontextu komunikace s vyšší rychlostí dat, která používá přenosu dat, je to obzvlášť důležité, protože digitální data jsou více citlivá na chyby a vysoké přenosové rychlosti mohou způsobit, že se ztratí velké množství dat i během krátkého úniku. Protože vysokorychlostní přenos zpětného spoje je pravděpodobně doprovázen vysokorychlostním přenosem přímého spoje, rychlý přenos řízení výkonu zpětným kanálem dále usnadňuje vysokorychlostní komunikaci uvnitř CDMA bezdrátových telekomunikačních systémů. V alternativním příkladném provedení tohoto vynálezu jsou použity skupiny vstupních rychlostí kodéru E_R definovaných určitým N_R pro přenos určitého typu dat. To znamená, že data mohou být přenášena na maximální vstupní rychlosti kodéru E_R nebo na množině nižších vstupních rychlostí kodéru E_R s příslušné nastaveným doprovodný N_R. V příkladném provedení tohoto vynálezu odpovídají maximální rychlosti maximálním rychlostem, které odpovídají maximálním rychlostem, které jsou použity v bezdrátových komunikačních systémech podle ls-95, na které se označují s odkazem na tabulky II a III jako RSl-plná rychlost a RS2-plná rychlost, a každá nižší rychlost je přibližné poloviční ve srovnání s nejbližší vyšší, což vytváří skupinu rychlostí, která obsahuje plnou rychlost, poloviční rychlost, čtvrtinovou rychlost a osminovou rychlost. Nižší datové rychlosti jsou výhodně generovány zvýšením rychlosti opakování znaků ⁿr o hodnotu N_r pro skupinu rychlostí jedna a skupinu rychlostí dvě v kanálu BPSK, který je popsán v tabulce IV.

1-	1	1-Γ		τ-	T-1
\|Nápis 1	1 ^ER,QPSK	\| Kodér\| \|výstup]	N_r,R=1/4	\|Kodér \|výstup	\|N_r,R=1/2\|
i	1 (bit/s)	1 R-l/41	(opak.	\|R=l/2	1(opak. ,
1		I (bit/1	rychlost	1(bit/	\|rychlost\|
1 I		\| rámec ] I I	R=l/4)	]rámec) \|	\|R=l/2) \|
1 \|RS2-Plná rychl. I	\| 14,400	1 1 1 1,152\| i i	5 1/3	1 j 576 \|	I10 2/3 I
1 ]RS2-Poloviční r. t	j 7,200	1 1 1 576 J I 1	10 2/3	1 \| 288 I	I21 1/3 1
I \|rs2-čtvrtinová r I _	) 3,600	1 1 \| 288]	21 1/3	1 ] 144	I42 2/3 [
1 \|RS2-Osminová r. I	\| 1,900	1 1 1 1521 I 1	40 8/19	1 1 76	\|80 16/19\|
1 \|RS1-Plná rychl. I	\| 9,600	1 1 1 7681 I I	8	1 \| 384 I	116 I
1 \|RSi-Poloviční r.	\| 4,800	1 1 1 3841	16	1 \| 192 I	132 ]
1 jRSi-čtvrtinová r \|.	\| 2,800	1 1 1 2241 I I	27 3/7	1 \| 112 I	]54 6/7 \|
1 \|RSl-Osminová r. I	\| 1,600	1 1 1 ¹²⁸ 1 1	48	1 \| 64 1	1⁹⁶ \|
1 \|Nulová	\| 850	1 1 1 ⁶⁸l	90	1 1 34	(180 \|
1 1	J	1 1 J_L	6/17	1 J	I 12/17 1 J 1

Tabulka IV. Skupiny rychlostí RS1 a RS2 v kanálu BPSK.

4 • 4

4 • * ·

444»

I · « ·· vysílací výkon T/2. provádí snižováním

Opakovači rychlosti pro kanál QPSK jsou dvojnásobné oproti rychlostem pro kanál BPSK.

Podle příkladného provedení tohoto vynálezu se se změnou datové rychlosti rámců relativně k předcházejícímu rámci nastaví vysílací energie rámce podle změny přenosové rychlosti. To znamená, že když rámcům přenášeným vysokou rychlostí následují rámce přenášené nízkou rychlostí, je vysílací výkon přenosového kanálu, kterým se rámec přenáší, snížen pro nízkorychlostní rámce úměrně snížení rychlosti a naopak. Např. pokud je vysílací výkon kanálu během přenosu plné rychlosti označen jako T, vysílací výkon během následného přenosu rámců poloviční rychlostí bude mít Snížení vysílacího výkonu se výhodně vysílacího výkonu během trvání celého rámce, nicméně může být provedeno také snížením vysílacího cyklu tak, že určitá redundandní informace je vymazána. V obou případech se nastavení vysílacího výkonu děje v kombinaci s mechanismem zpětné vazby smyčky řízení vysílacího výkonu a tak je vysílací výkon dále nastavován v závislosti na datech řízení výkonu, které vysílá základová stanice.

Na obr. 5 je blokové schéma RF systému zpracování 122 a demodulátoru 124 z obr. 2, které jsou upraveny podle příkladného provedení tohoto vynálezu. Opakovače 180a a 180b konvertují signály přijaté anténou 121 sinusovým signálem ve fázi a sinusovým signálem s kvadratumí fází a tak jsou vytvářeny přijaté soufázové vzorky Rj, resp. přijaté kvadratumí vzorky Rq. Mělo by se poznamenat, že RF systém zpracování 122 je znázorněn ve velmi zjednodušené formě a Že signály jsou také filtrovány a digitalizovány i · · J ► · · · » » » * ·· ··

I * «

I · · « ·« ·· •t ·*·♦ (není znázorněno) podle dobře známých metod. Přijaté vzorky Rj a Rq jsou pak vedeny do demodulátorů kanálu 182 uvnitř demodulátoru 124. Každý demodulátor kanálu zpracovává část signálu zpětného kanálu, který vysílá uživatelská jednotka 100. pokud je taková část dostupná, kdy každá část signálu zpětného spoje je generována jevem mnohocestného šíření. I když jsou na obrázku znázorněny pouze tři kanály demodulátoru, je použití jiného počtu kanálů procesorů v souladu s tímto vynálezem včetně použití pouze jednoho kanálu demodulátoru 182. Každý demodulátor kanálu 182 vytváří skupinu demodulovaných dat, která se skládají z dat řízení výkonu, dat BPSK a dat QPSK_T a QPSKq. Každá množina demodulovaných dat je také časově nastavena uvnitř odpovídajícího demodulátoru kanálu 182. ačkoliv časové nastavení by mohlo být prováděno uvnitř spojovace 182 v alternativním provedení tohoto vynálezu. Spojovač 184 pak sečítá skupiny demodulovaných dat přijatých z demodulátorů kanálu 182, a tak se získá jedna část demodulovaných dat řízení výkonu, BPSK, QPSKj a QPSKq.

Na obr. 6 je blokové schéma demodulátoru kanálu 182 z obr. 5 upraveného podle příkladného provedení tohoto Přijaté vzorky R^ a Rq jsou nejprve časově pomocí časového nastavení 190 podle délky které bylo zavedeno přenosovou cestou příslušné části signálu zpětného spoje, který se právě zpracovává. Dlouhý kód 201 je směšován s pseudonáhodnými kódy vynálezu.

nastaveny zpoždění, rozprostření

PNPN, za použití násobiček 201 a komplexního doplňku výsledného dlouhého kódu modulovaných PNj a PNq kódy rozprostření jsou komplexně vynásobeny časové nastavenými přijatými vzorky Rj a Rq použitím násobiček 202

• · · « · · fe fefefe • fefe · a sčítaček 204 a tak se získají členy Xj a Xq. Tři oddělené vzorky Xj a Xq jsou pak demodulovány použitím Walshových kódů W-p w₂, resp. w₃ a výsledná data demodulovaná Walshovou transformací jsou sečtena po čtyři demodulační čipy použitím sčítaček 4 na 1 212. Čtvrtá část dat Xj a Xq je pak sečítána během čtyř demodulačních čipů použitím sčítaček 208 a pak jsou filtrována pilotními filtry 214. Ve výhodném provedení tohoto vynálezu provádí pilotní filtr 214 průměrování přes řadu sumací, které jsou prováděny sčítačkami 208, ale osobám znalým dané problematiky budou zřejmé další filtrační metody. Filtrované soufázové a kvadraturní pilotní signály jsou použity pro fázové pootočení a váhování dat W₂demodulováných Walshovým kódem podle dat modulovaných BPSK přes komplexní doplněk násobení pomocí multiplikátorů 216 a sčítaček 217 a tak se získají demodulovaná data řízení výkonu a data BPSK. data modulovaná Walshovým kódem W₃ jsou fázově pootočena použitím soufázových a kvadraturné fázových filtrovaných pilotních signálů podle dat modulovaných QPSK použitím multiplikátorů 218 a sčítaček 220 a tak se získají demodulovaná data QPSK. Demodulovaná data řízení výkonu jsou sčítána po 384 modulačních znacích sčítačkou 384 - 1 222 a tak se získají demodulovaná data řízení výkonu. Fázově pootočená data modulovaná Walshovým kódem W₂, data modulovaná Walshovým kódem W₃ a demodulovaná data řízení výkonu jsou pak k dispozici pro spojování. V alternativním provedení tohoto vynálezu je kódování a dekódování provedeno i s daty řízení výkonu.

Mimo vytváření informace o fázi se může pilotní signál použít v přijímacím systému pro usnadnění časového taktování. Časové taktování je prováděno také zpracováním • · « · • · • · · *

• · · φ · · ·· ·· • · · ·· ·· přijímaných dat v jednom časovém vzorku před (EARLY) a jednom časovém vzorku po (LATĚ) okamžiku, kdy je současný vzorek zpracováván. Pro stanovení času, který se nejvíce blíží aktuálnímu času příchodu, může být amplituda pilotního kanálu v EARLY a LATĚ časových vzorcích porovnána s amplitudou současného časového vzorku pro stanovení, který je největší. Pokud je signál v jednom z přilehlých časových vzorků větší než je v současném vzorku, může být taktování nastaveno tak, že se získají nej lepší výsledky demodulace.

Na obr. 7 je blokové schéma dekodéru kanálu BPSK 128 a dekodéru kanálu QPSK 126 (obr. 2) upravených podle příkladného provedení tohoto vynálezu. Demodulovaná BPSK data ze spojovače 184 (obr. 5) je přijímán akumulátorem 240. který ukládá první sekvenci 6,144/N_R demodulačních znaků v přijatém vzorku, kde N_R závisí na přenosové rychlosti demodulováných dat BPSK,jak bylo popsáno výše, a přidává každou následující skupinu 6,144/N_R demodulovaných symbolů obsažených v rámci s odpovídajícími uloženými naakumulovánými znaky. Blokový kompresor 242 komprimuje naakumulovaná demodulovaná data ze sčítačky s proměnným počátečním bodem 240 a Viterbi dekodér 244 dekóduje komprimovaná demodulovaná data a vytváří dekódovaná data a také výsledky CRC kontrolního součtu. V dekodéru QPSK 126 jsou demultiplexována QPSKj a QPSKq demodulovaná data ze spojovače 184 (obr. 5) do jednoho datového toku demodulovaných dat pomocí demultiplexoru 246 a tento jeden dat je přijímán akumulátorem 248. který 6,144/N_r demodulačních znaků, kde N_R závisí na přenosové rychlosti dat QPSK. Blokový kompresor 250 komprimuje demodulovaná data ze sčítačky s proměnným tok demodulovaných akumuluje každých • · ···· · * · ϊ ··· *» · · i · ϊ • * · · · · ······ • » · · ··· · * · · · ·· ·· ···· ·· ·· počátečním bodem 248 a Viterbiho dekodér 252 dekóduje komprimované modulační symboly a tak se vytvoří dekódovaná data a také výsledky CRC kontrolní sumy. V jiném příkladném provedení, které bylo popsáno výše s odkazem na obr. 3, ve kterém je opakování znaků prováděno před prokládáním, jsou akumulátory 240 a 248 umístěny za blokem kompresorů 242 a 250. v provedení vynálezu, které využívá skupiny rychlostí, a tudíž ve kterých rychlost určitého rámce není známa, se používá několika dekodérů, každý pracuje s jinou přenosovou rychlostí a pak rámec sdružený s přenosovou rychlostí, která je s největší pravděpodobností použita, se vybere v závislosti na výsledku CRC kontrolní sumy. Využití jiných metod kontroly chyb je v souladu s využitím tohoto vynálezu.

Na obr. 8 je blokové schéma modulátoru 104 {obr. 2), který je upraven v alternativním provedení vynálezu, ve kterém je použit jeden datový kanál BPSK. Pilotní data mají nastaven zisk pomocí nastavení zisku 452 podle nastavení zisku A,

Wj násobičkou 150a a zisk je

Q. Data řízení výkonu jsou modulována Walshovým kódem podle faktoru nastavení zisku ziskem a data řízení výkonu nastaven nastavením zisku 454 Α·£. Pilotní data s nastaveným jsou sečtena v sčítačce 460 a tak se získají sečtená data 461. Data BPSK jsou modulována Walshovým kódem W2 násobičkou 150b a zisk je nastaven nastavením zisku 456 podle faktoru nastavení zisku A₂·

Soufázový pseudonáhodný rozprostírací kód (PNj) a kvadraturní pseudonáhodný rozprostírací kód (PNq) jsou oba modulovány pomocí dlouhého kódu 480. Výsledný dlouhý kód modulovaných PNj a PNq kódů jsou komplexně vynásobeny sečtenými daty 461 a daty BPSK s nastaveným ziskem • ·

···« ···· • · · · · · * • · · · · · · · · • · · · · · · ·· ···· ·· ·· z nastavení zisku 456 použitím násobiček 464a - d a sčítaček 466a -ba tak se získají členy Xj a Xq. členy Xj a Xq jsou pak konvertovány pomocí soufázového a kvadraturního sinusového signálu násobičkami 468 a výsledné konvertované signály jsou sečteny ve sčítačce 470 resp. a zesíleny zesilovačem 472 podle faktoru zesílení ^aM a tak se získá signál s(t).

Provedení znázorněné na obr. 8 je odlišné od dalších provedení, která zde byla popsána tím, že data BPSK jsou umístěna v kvadraturním kanálu zatímco pilotní data a data řízení výkonu jsou umístěna do soufázového kanálu, v předchozích provedeních tohoto vynálezu, která zde byla popsána je BPSK kanál umístěn do soufázového kanálu spolu s pilotními daty a daty řízení výkonu. Umístění dat BPSK do kvadraturního kanálu a pilotních dat a dat řízení výkonu do soufázového kanálu snižuje poměr špička a průměr výkonu signálu zpětného spoje fáze kanálů jsou ortogonální, což má za následek, že velikost součtu těchto dvou kanálů se méně mění v odezvě na měnící se data. To snižuje špičkovou hodnotu výkonu, která je zapotřebí pro udržení daného průměrného výkonu a tak snižuje charakteristiku poměru špičky a průměru výkonu signálu zpětného spoje. Toto snížení poměru špičky a průměru výkonu snižuje špičkovou hodnotu, se kterou musí být zpětný signál přijímán základovou stanicí, aby se zachovala daná rychlost přenosu a tudíž se zvyšuje vzdálenost od základové stanice, kde se může uživatelská jednotka s určitým maximálním vysílacím výkonem nacházet, než není schopna vysílat signál tak, aby mohl být přijatý základovou stanicí s potřebnou Špičkovou hodnotou. To zvětšuje oblast, kde může uživatelská jednotka úspěšně vést * · · ·

I fc fc · · · · ► · fcfcfcfcfcfc

I · fc fcfcfcfc fcfc fcfc·· fcfc fcfc

I · · I fcfc fcfc fcfc · komunikace jakoukoliv datovou rychlostí, nebo alternativně umožní, aby v dané vzdálenosti se mohly zachovat vyšší datové rychlosti.

Obr. 9 je blokový diagram demodulátoru kanálu 182. který je uspořádán podle provedení tohoto vynálezu, které je znázorněno na obr. 8. Přijaté vzorky Rj a Rq jsou časově nastaveny časovým nastavením 290 a kódy PNj a PNq jsou vynásobeny dlouhým kódem 200 pomocí násobiček 301. časově nastavené přijaté vzorky jsou pak vynásobeny komplexním doplňkem kódů PNj a PNq pomocí multiplikátorů 302 a sčítaček 304 a tak se získají členy Xj a Xq. První a druhý vzorek Xj a Xq jsou demodulovány použitím Walshova kódu W| a Walshova kódu W₂ pomocí násobiček 310 a výsledné demodulační znaky jsou sečteny ve skupině po čtyřech pomocí sčítaček 312. Třetí vzorek členů Xj a Xq jsou sečteny přes čtyři demodulační znaky sčítačkami 308 a tak se generují pilotní referenční data. Pilotní referenční data jsou filtrována pilotními filtry 314 a jsou použita na fázové pootočení a váhování sečtených dat modulovaných Walshovým kódem pomocí násobiček 316 a sčítaček 320 a tak se získají demodulovaná data BPSK a po sečtení přes 384 znaků sčítačkou 384 - 1 322 se získají demodulovaná data řízení výkonu.

Na obr. 10 je blokové schéma vysílacího systému upraveného podle ještě jiného provedení tohoto vynálezu. Zisk kanálu 400 nastavuje zisk pilotního kanálu 402 v závislosti na proměnné zisku A_o. Základní znaky kanálu 404 jsou mapovány na hodnoty mezi +l a -1 mapovačem 405 a každý znak je modulován Walshovým kódem W_p rovným

Data modulovaná W_p jsou zesílena (kde + = +1 a - = -1) v závislosti na proměnné zisku Am pomocí nastavení zisku • « a ta»· a · a · a a » a a a aa aa » a a aa aaaa a a a a aa aa

406. Výstupy nastavení zisku 400 a 406 jsou sečteny ve sčítačce 408 a tak se získají soufázová data 410.

Přídavné znaky kanálu 411 jsou mapovány na hodnoty mezi +1 a -l mapovačem 412 a každý znak je modulován Walshovým kódem W_s rovným +,-. Nastavení zisku 414 nastavuje zisk dat modulovaných W_g. Řídící kanálová data 415 jsou mapována na + a - hodnoty mapovačem 416. Každý znak je modulován Walshovým kódem W_c, který je roven Znaky modulované W_c jsou zesíleny v závislosti na proměnné zisku A₃ a výstup nastavení zisku 414 a 418 jsou sečteny sčítačkou 419 a tak se získají kvadraturní data 420.

Mělo by být zřejmé, že z důvodu, že Walshovy kódy W_p a W_gmají rozdílnou délku a jsou generovány stejnou čipovou rychlostí, vysílá základní kanál datové znaky rychlostí, která je poloviční než je rychlost v přídavném kanálu. Ze stejných důvodů je zřejmé, že řídící kanál vysílá datové znaky poloviční rychlostí, než je rychlost základního kanálu.

Soufázová data 410 a kvadraturní data 420 jsou komplexně vynásobena PNj a PNq kódy rozprostření tak, jak je znázorněno, a tím se získá soufázový člen Xj a kvadraturní člen Xq. Kvadraturní člen Xq je zpožděn o 1/2 trvání čipu PN rozprostíračího kódu, aby se provedlo offsetové QPSK rozprostření, a pak jsou členy Xj a Xq konvertovány podle RF systému zpracování 106, který je znázorněn na obr. 4 a popsán výše.

Použitím Walshových kódů Wy, W_g a W^, které mají různé délky, jak je popsáno výše, je touto alternativou skupina komunikačních kanálů s větší rychlostí. Navíc, použitím kratšího, zabezpečena rozmanitostí • ·9 fc • fcfc · • · · · fcfcfcfc fc·· fcfcfcfc • fc fcfc fcfc ···· fcfc fcfc dvoučipového Walshova kódu W_s pro doplňkový kanál poskytuje doplňkovému kanálu s ortogonálními daty s vyšší rychlostí poměr špička a průměr výkonu menší, než je tento při použití dvou kanálů se 4 čipovými Walshovými kódy. Toto dále vylepšuje činnost vysílacího systému tím, že daný zesilovač bude moci udržovat vyšší rychlosti, nebo vysílat ve větším okruhu, použitím menšího poměru špička - pr+měr vysílacího výkonu dané vlny.

Alokační schéma Walshova kódu popsané s ohledem na obr.

může být také chápán jako alokace osmičipového Walshova prostoru podle tabulky VI.

♦ 9 · ·

9 · · ·

* · «··* ·«·«··

Φ · · · · · · 9 9 9

99 99 9999 99 99

Τ

Osmičipový Walshův kód

Kanál

Pilotní

Přídavný

Základní

Přídavný

Řídící

Přídavný

Základní

Přídavný

Tabulka VI.

Navíc ke snížení podílu špičky a průměru vysílacího výkonu snižuje alokace skupin osmičipových Walshových kanálů s použitím jednoho kratšího Walshova kódu snižuje složitost přenosového systému. Např. modulace pomocí čtyř osmičipových Walshových kódů a sečtení výsledků vyžaduje obvody navíc a tudíž by tento případ byl složitější.

Je dále výhodné, že přenosový systém zobrazený na obr. 10 může pracovat na různých pásmových šířkách rozprostření,

0 0 · 0 0 0

0000 00 a tudíž tedy i s Walshovými kódy a kódy rozprostření generovanými jinými rychlostmi než 1,2288 Mčipů/sekundu. Zvláště je výhodná šířka pásma rozprostření 3,6864 MHz, spolu s odpovídajícími rychlostmi Walshových kódů a kódů rozprostření 3,6864 Mčipů/sekundu. Obrázky 11 až 14 ilustrují kódování, které je prováděno v základním, přídavném a řídícím kanálu při použití šířky pásma rozprostření 3,6864 MHz. Pro nastavení kódování s použitím 1,2288 MHz pásma rozprostření je obvykle počet opakování znaků snížen. Tento princip nebo nastavení počtu opakování znaků se může použít obecně pro zvýšení šířky pásma rozprostření, včetně např. použití šířky pásma rozprostření 5 MHz. Nastavení provedená pro kódování v systému s Šířkou pásma rozprostření 1,2288 MHz jiná než snížení počtu opakování znaků jsou zvláště popsány v popisech obrázků 11 - 14 v dalším.

Obr. 11 ukazuje kódování, které je prováděno pro čtyři rychlosti (tzn. plnou, poloviční, čtvrtinovou a osminovou), skupinu rychlostí 1 IS-95, když se toto jednoho provedení tohoto vynálezu. Data ms rámců s počtem bitů, který je uveden pro a CRC kontrolní suma a osm koncových bitů které splňuj í provádí podle dodávaná do 20 každou rychlost, jsou sečteny v generátorech CRC kontrolního součtu 500a-d a generátoru koncových bitů 502a-d. Navíc, konvoluční kódování 1/4 rychlostí se provádí pro každou rychlost konvolučními kodéry 504a-d. generuje čtyři kódové znaky pro každý datový bit, bit CRC nebo koncový bit. Výsledný rámec kódových znaků je blokově prokládán pomocí prokládání bloků 506a-d, které generují indikovaný počet znaků. Pro tři nižší rychlosti jsou znaky opakované vysílány opakovači vysílání «0 0000 sekvence znaků v rámci tři vysíláno počtvrté a opakovač

508a-c. jak je naznačeno, což generuje 768 kódových znaků na každý rámec. 768 kódových znaků pro každou rychlost je pak opakováno 24 krát opakovači znaků 510a-d. které generují pro každou rychlost 18,432 kódových znaků na rámec.

Jak je popsáno výše, každý kódový znak v základním kanálu je modulován čtyřbitovým Walshovým kódem Wp, který je generován rychlostí 3,686,400 čipů za sekundu (3,6864Mčipů/sekundu). Takže v 20 ms časovém intervalu (1/50 sekundy) je počet čipů Walshova kódu a kódu rozprostření 73,728, což odpovídá 4 Walshovým čipům na každých 18,432 kódových znaků v rámci.

Pro systém pracující s rychlostí 1,2288 Mčipů/sekundu je počet opakování znaků prováděného opakovači znaků 510a-d omezeno na osm (8). Navíc, opakovač přenosu 508b opakuje (3) krát, plus 120 znaků je vysílání 508c opakuje sekvence znaků v rámci šest (6) krát, plus 48 znaků sekvence znaků je opakováno posedmé. Navíc je pro plnou rychlost začleněn čtvrtý opakovač vysílání (nebo čtvrtý krok opakování vysílání), (není znázorněno), který vysílá 384 sekvence znaků obsažených v rámci podruhé. Všechna tato opakovaná vysílání dávají 768 znaků dat, která, pokud jsou opakována opakovači znaků 510a-d osmkrát, odpovídají 6,144 znakům, což je počet čipů v 20 ms rámci při rychlosti 1,2288 Mčipů/sekundu.

Na obr. 12 je znázorněno kódování, které je prováděno pro všechny čtyři rychlosti, které vytvářejí IS-95 skupinu rychlostí 2, když je prováděno podle jednoho provedení tohoto vynálezu. Data jsou přiváděna v 20 ms rámcích, které mají uvedený počet bitů pro každou rychlost a dále je pro » » « · · · · · • · · · · · · • · · • · · · a · · · · • · · ·

Μ ·· každou rychlost přidán jeden rezervní bit v blocích přidání rezervního bitu 521a-d. Generátory CRC kontrolního součtu 520a-d a generátory koncového bitu 522a-d jsou přidány též CRC kontrolní bity a osm koncových bitu. Navíc je pro každou rychlost provedeno konvoluční kódování 1/4 rychlostí konvolučními kodéry 524a-d, které generují čtyři kódové znaky pro každý datový, CRC nebo koncový bit. Výsledný rámec kódových znaků je blokově proložen pomocí blokového prokládání 526a-d. které generuje uvedený počet znaků. Pro tři nižší rychlosti jsou znaky opakovaně vysílány opakovači vysílání 528a-c. jak je uvedeno, což generuje 768 kódových znaků na každý rámec. 768 kódových znaků pro každou rychlost je pak opakováno 24 krát opakovači znaků 530a-d, které generují pro každou rychlost 18,432 kódových znaků na rámec.

Pro systém pracující s šířkou pásma rozprostření 1,2288 MHz je počet opakování znaků prováděného opakovači znaků 530a-d omezeno na čtyři (4). Navíc, opakovač přenosu 528b opakuje sekvence znaků v rámci dva (3) krát, plus 384 znaků je vysíláno potřetí. Opakovač vysílání 528c opakuje sekvence znaků v rámci pět (5) krát, plus 96 znaků sekvence znaků je opakováno pošesté. Opakovač vysílání 528c opakuje sekvence znaků v rámci deset (10) krát, plus 96 znaků je opakováno pojedenácté. Navíc je pro plnou rychlost začleněn čtvrtý opakovač vysílání (nebo čtvrtý krok opakování vysílání), (není znázorněno), který vysílá 384 sekvence znaků obsažených v rámci podruhé. Všechna tato opakovaná vysílání dávají 1,536 znaků dat, která, pokud jsou opakována opakovači znaků 530a-d čtyřikrát, odpovídají 6,144 znakům.

Na obr. 13 je znázorněno kódování prováděné v doplňkovém kanálu, když je v souladu s jedním provedením φ φφφ· φ φ φ φ φ φ φ φ φ φ φφφφ φφ φφ » Φ · ι • Φ φφ tohoto vynálezu. Rámce dat jsou přiváděny kteroukoliv z jedenácti uvedených rychlostí a generátor CRC kontrolního součtu 540 přidává 16 bitů dat CRC kontrolního součtu. Generátor koncových bitů 542 přidává osm bitů kódových koncových dat, což vytvoří datové rámce s uvedenými datovými rychlostmi. Konvoluční kodér 544 provádí kódování s rychlostí 1/4, omezením délky K=9 a generuje čtyři kódové 2naky pro data, bit CRC nebo koncový bit a blokový prokladač 546 provádí blokové proložení v každém rámci a dává na výstupu počet kódových znaků, který je uveden v každém rámci podle velikosti vstupního rámce. Opakovač znaků 548 opakuje rámce N krát v závislosti na velikosti vstupního rámce, jak je uvedeno.

Dále je uvedeno kódování pro přídavnou dvanáctou rychlost, které je prováděno podobným způsobem jako pro ostatních jedenáct rychlostí s výjimkou, že je prováděno kódování rychlosti 1/2 namísto rychlosti 1/4. Navíc není prováděno opakování znaků.

Seznam velikostí rámců, vstupních rychlostí kodéru, kódové rychlosti a faktory N pro opakování znaků pro různé čipové rychlosti, které mohou být použity v obr. 13 na nastavení různách čipových rychlostí (které odpovídají šířce pásma rozprostření) je uveden v tabulce VII.

♦ · · ·· · ·«· · • · · ·· ···· « v » • ·· · to· ·· · to toto · • to ··

I-1-1-1---1---1 toto * • · * • to • toto to ·» ··

Čipová \| rychlosti 1 1	Počet oktetů na rámec	\|Vstupní rychlost \|kodéru (kb/s) 1 1	\|Kódová \|rychlost 1 1	\| Faktor \|opakování \|znaků (N)
1 1,2288 \|	21	1 1 9,5	1 1 1/4	1 1 16
1,2288 \|	45	1 19,2	1 1/4	1 5
1,2288 \|	93	1 38,4	I 1/4	1 4
1,2288 \|	189	1 76,8	1 1/4	1 2
1,2288 \|	381	\| 153,6	1 1/4	1 i
1,2288 \| I	765	\| 307,2 1	I 1/2	\| 1 I
1 3,6864 \|	21	1 1 9,6	1 1 1/4	1 \| 48
3,6864 \|	33	i 14,4	I 1/4	1 32
3,6864 \|	45	1 19,2	1 1/4	1 24
3,6864 j	69	\| 28,8	1 1/4	1 16
3,6864 \|	93	1 38,4	1 1/4	\| 12
3,6864 \|	141	1 57,6	I 1/4	1 θ
3,6864 \|	189	1 76,8	1 1/4	1 ⁶
3,6864 \|	285	\| 115,2	I 1/4	1 ⁴
3,6864 \|	381	1 153,6	I 1/4	1 3
3,6864 \|	573	\| 230,4	I 1/4	I 2
3,6864 \|	1,149	\| 460,8	1 1/4	! i
3,6864 \|	2,301	\| 921,6	\| 1/2	\| 1

Tab. VII. - první část • · · • 4

4 i-1-1-1-1-( ·

• · • 4

I 4444

Čipová rychlost	Počet oktetů na rámec	Vstupní rychlost kodéru (kb/s)	\|Kódová \|rychlost 1	Faktor opakování znaku (N)
7,3728	21	9,6	[ 1/4	96
7,3728	33	14,4	[ 1/4	64
7,3728	45	19,2	I 1/4	48
7,3728	69	28,8	I 1/4	32
7,3728	93	38,4	I 1/4	24
7,3728	141	57,6	i 1/4	16
7,3728	189	76,8	1 1/4	12
7,3728	285	115,2	1 1/4	8
7,3728	381	153,6	\| 1/4	6
7,3728	573	230,4	1 1/4	4
7,3728	765	307,2	1 1/4	3
7,3728	1,149	460,8	\| 1/4	2
7,3728	2,301	921,6	1 1/4	1
7,3728	4,605	1843,2	\| 1/2 I	1
14,7456	21	9,6	1 I 1/4	192
14,7456	33	14,4	\| 1/4	128
14,7456	45	19,2	1 1/4	96
14,7456	69	28,8	\| 1/4	64
14,7456	93	38,4	1 1/4	48
14,7456	141	57,6	! 1/4	32
14,7456	189	76,8	1 1/4	24
14,7456	285	115,2	I 1/4	16

Tab. VII. - druhá část • · fcfc · • · · · • fc « • fc fcfcfcfc • · · fc · · « fcfc · ·· ·· « fcfc · • fcfc · • fcfc · • fcfc * fcfc ··

— čipová rychlost	-1- Počet oktetů \|Vstupní rychlost	Kódová rychlost	— Faktor ] opakování znaků (N)
na rámec	kodéru (kb/s)
14,7456	381	153,6	1/4	12
14,7456	573	230,4	1/4	8
14,7456	765	307,2	1/4	6
14,7456	1,149	460,8	1/4	4
14,7456	1,533	614,4	1/4	3
14,7456	2,301	921,6	1/4	2
14,7456	4,605	1843,2	1/4	1
14,7456 _	9,213 _	3686,4 _	1/2 _	1 _

Tabulka VII. - třetí část

Na obr. 14 je blokový diagram zpracování, které je prováděno v řídícím kanálu pro systém s šířkou pásma rozprostření 3,6864 MHz. Zpracování je v zásadě podobné jako v ostatních kanálech s výjimkou přidání multiplexoru 560 a opakovače znaků 562. které mají za úkol zavést nekódované bity řízení výkonu do toku kódových znaků. Bity řízení výkonu jsou generovány s rychlostí 16 na rámec a jsou opakovány 18 krát opakovačem znaků 562. což dává 288 bitů řízení výkonu na rámec. Těchto 288 bitů řízení výkonu je multiplexováno do rámce kódových znaků v poměru tři bity řízení výkonu na jeden znak kódových dat, což generuje celkem 384 znaků na rámec. Opakovač znaků 564 opakuje těchto « · « · • · · *

• · fr · · • frfr ·

384 bitů 24 krát a tak je generováno 9,216 znaků na rámec pro efektivní datovou rychlost 500 kb/s pro řídící data a 800 kb/s pro bity řízení výkonu. Výhodné zpracování prováděné pro systém s Šířkou pásma 1.2288 MHz jednoduše zredukuje počet opakování znaků provedených z 24 na 8.

Tímto byl popsán multikanálový vysokorychlostní bezdrátový CDMA komunikační systém. Popis má za cíl umožnit osobě znalé současného stavu techniky tento vynález použít. Lidem znalým současného stavu techniky budou ihned zřejmé další modifikace těchto provedení a generické principy zde definované mohou být aplikovány v dalších provedeních bez nutnosti dalšího výzkumu. Takže tento vynález není omezen provedeními, které zde byly popsány, ale je zaměřen na nejširší záběr, který je v souladu s principy a novými vlastnostmi, které zde byly popsány.

Claims

Patentové nároky

1. Uživatelská jednotka nebo jiný vysílač pro použití v bezdrátovém komunikačním systému, tato uživatelská jednotka obsahuje:

několik informačních zdrojů informačních dat, kodér pro kódování informačních dat, několik řídících zdrojů řídících dat a modulátor pro modulování zakódovaných informačních dat a řídících dat z jednoho nebo více z několika řídících zdrojů příslušnými odlišnými modulačními kódy pro přenos na nosném signálu vyznačující se tím, že modulátor je upraven pro spojování zakódovaných informačních dat z jednoho informačního zdroje se zakódovanými řídícími daty před tím, než jsou tyto předány k vysílání.
2. Uživatelská jednotka podle bodu 1 vyznačující se tím, že řídící data obsahují data řízení výkonu a pilotní data.
3. Uživatelská jednotka podle bodu 2 vyznačující se tím, že modulátor moduluje data řízení výkonu modulačním kódem.
4. Uživatelská jednotka podle kteréhokoliv z předchozích bodů vyznačující se tím, že modulačními kódy jsou Walshovy kódy.
5. Uživatelská jednotka podle bodu 4 vyznačující se tím, že Walshův kód, který je použit pro modulaci informačních dat z prvního informačního zdroje, je delší než Walshův kód, • fe · který je použit pro modulaci informačních dat z druhého informačního zdroje.
6. Uživatelská jednotka podle bodu 5 vyznačující se tím, že Walshův kód, který je použit pro modulaci zakódovaných řídících dat, je delší než Walshův kód, který je použit pro modulaci informačních dat z druhého z informačních zdrojů.
7. Uživatelská jednotka podle bodu 6 vyznačující se tím, že Walshův kód, který je použit pro modulaci zakódovaných řídících dat, obsahuje osm čipů, Walshův kód, který je modulaci informačních dat z prvního zdrojů, obsahuje čtyři čipy a Walshův kód, který je použit pro modulaci informačních dat z druhého z informačních zdrojů, obsahuje dva čipy.

použit pro z informačních
8. Uživatelská jednotka podle kteréhokoliv z předchozích bodů vyznačující se tím, že dále obsahuje spojovač pro vzájemné spojování modulovaných dat z modulátoru, a spojování signálu.

s kódem rozprostřeni pro vysílání na nosném
9. Uživatelská jednotka podle bodu 8 vyznačující se tím, že dále obsahuje vysílací obvod pro vysílání nosného signálu, na kterém jsou namodulovaná rozprostřená spojená modulovaná data.
10. Uživatelská jednotka podle kteréhokoliv z předchozích bodů vyznačující se tím, že kodér je upraven provádění chybovou korekci nízkých kódových rychlostí a sekvenční

I ·· » fcfc fc

I fcfc fc •fc fcfc fcfc fcfcfc· fc · * • · · fcfc · • « fc fc • fc fcfc opakování informačních dat.
11. Základová stanice či jiný přijímač pro použití v bezdrátovém komunikačním systému, tato základová stanice obsahuje:

přijímač pro příjem signálu nosné a pro oddělování z tohoto signálu nosné zakódovaná informačních dat z několika informačních zdrojů modulovaných příslušnými různými modulačními kódy a řídících dat z několika řídících zdrojů s jedněmi či více řídícími daty, která jsou modulována příslušnými různými modulačními kódy a se zakódovanými informačními daty zdroje, která jsou spojována se daty z jednoho informačního zakódovanými informačními demodulátor pro demodulaci zakódovaných informačních dat a řídících dat z jejich příslušných různých modulačních kódů a dekodér pro dekódování zakódované informačních a řídících dat.
12. Metoda pro přenos řídících dat, základních dat a doplňkových dat od první uživatelské jednotky ze skupiny uživatelských jednotek na základovou stanici, která komunikuje se skupinou uživatelských jednotek a která obsahuje:

a) modulaci doplňkových dat prvním Walshovým kódem,

b) modulaci základních dat druhým Walshovým kódem a

c) modulaci řídídích dat třetím Walshovým kódem kde zmíněný první Walshův kód je kratší než zmíněný druhý Walshův kód a zmíněný druhý Walshův kód je kratší než t · · « φ · · * * · φ ··« · · · · ♦ φ * φ · · · · · ···· • · φ φ φφφ * · · · tt φφ φφ φφφφ *· φφ zmíněný třetí Walshův kód.
13. Metoda podle bodu 12 vyznačující se tím, že zmíněný první Walshův kód se skládá ze dvou čipů, zmíněný druhý Walshův kód se skládá ze čtyř čipů a zmíněný třetí Walshův kód se skládá z osmi čipů.
14. Metoda podle bodu 12 nebo 13, která dále obsahuje pilotní kanál, vyznačující se tím, že zmíněný pilotní kanál je sečten se základními daty, doplňková data jsou sečtena se zmíněnými řídícími daty,
15. Metoda vysílání dat z uživatelské jednotky užívané v bezdrátovém komunikačním systému, tato metoda obsahuje:

získávání informačních dat z několika informačních zdrojů, kódování informačních dat, získávání řídících dat z několika řídících zdrojů a modulace zakódovaných informačních dat a řídídích dat z jednoho nebo více řídídích zdrojů příslušnými různými modulačními kódy, aby se mohla přenášet na nosném signálu vyznačující se tím, že zakódovaná informační data z jednoho informačního zdroje jsou spojena se zakódovanými řídícími daty předtím, než jsou tato předána k vysílání.