NO324198B1

NO324198B1 - Generering av data for sending fra en abonnentenhet til en basestasjon og demodulering av et signal mottatt i en basestasjon fra en sending, i et kommunikasjonssystem

Info

Publication number: NO324198B1
Application number: NO19995530A
Authority: NO
Inventors: Joseph P Odenwalder
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-05-14
Filing date: 1999-11-12
Publication date: 2007-09-10
Also published as: EP0981914A2; WO1998052365A2; IL158350A; BR9816358B1; FI20050979A; KR100455822B1; CA2748611C; DE69841391D1; AU746537B2; CN1728575A; NZ500443A; ES2286851T3; EP2278727B1; ATE368357T1; NO995530L; RU2313176C2; EP1596519A2; WO1998052365A3; JP2002508896A; ATE452477T1

Description

Oppfinnelsen gjelder det som her er kalt en abonnentenhet, men som særlig

kan være en mobiltelefon, og bruken av en slik enhet i et kommunikasjonsnett.

Trådløse kommunikasjonssystemer eller -nett omfatter mobiltelefoni, satellitt- og punkt/punkt-kommunikasjon via radioforbindelse og bygger informasjonsoverføringen på modulerte høyfrekvenssignaler (RF) via to systemer. Bruken av trådløs kommunikasjon er ønskelig av forskjellige grunner, innbefattet øket mobilitet og redusert behov for infrastruktur, sammenliknet med kommunikasjonssystemer via ledninger. En ulempe med radioforbindelser er imidlertid den begrensede overføringskapasitet man har ved at den tilgjengelige RF-båndbredde ikke er så stor man ønsker. En slik begrensning i kapasiteten er i kontrast til trådkoplede kommunikasjonssystemer hvor tilleggskapasitet kan forordnes ved å legge inn ytterligere trådfor-bindelser (flere linjer).

I og med den begrensning RF-båndbredden representerer har man forsøkt forskjellige typer signalbehandlingsteknikk for å øke overføringseffektiviteten. En slik teknikk er benevnt IS-95 og utgjør en internasjonal standard for grensesnittet mellom apparatur og radiokommunikasjon, og standarden har etterkommere så som IS-95-A og ANSI J-STD-008 (idet også disse tas med i standarden IS-95). Disse standarder er etablert av telekommunikasjonsindustriforbundet TIA og brukes primært innenfor mobil-samband. Standarden IS-95 innbefatter kodefordelt flertilgangsmodulasjon (CDMA) for å kunne håndtere flere kommunikasjonsgrener samtidig innenfor samme båndbredde. Kombinert med omfattende effektregulering vil man med slik flerveisoverføring innenfor samme båndbredde kunne øke det totale antall pågående samtaler innenfor telefoni og annen kommunikasjon som skal foregå innenfor et trådløst kommunikasjonssystem ved blant annet å øke bruken av hvert frekvensdelområde ("frekvensgjenbruk"), sammenliknet med annen teknikk for overføring. Bruken av CDMA innenfor flertilgangssystemer er allerede beskrevet i våre patentskrifter US 4 901 307 og 5 103 459 med henholdsvis titler: "Spread Spectrum Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters" og "System and Method for Generating Signal Waveforms in a CDMA Cellular Telephone System". Innholdet i disse patentskrifter tas her således med som referansemateriale.

Først skal den kjente teknikk når det gjelder slike kommunikasjonssystemer med abonnentenheter gjennomgås, og det vises til fig. 1 i tegningene hvor det er illustrert et enkelt system i henhold til standarden IS-95. Under driften er flere abonnentenheter (mobiltelefoner) 10a-d innkoplet for å ha samband via radiosignaler i det illustrerte sambandsnett. Sambandet foregår via ett eller flere RF-grensesnitt overfor en eller flere basestasjoner 12a-12d og ved hjelp av CDMA-modulerte RF-signaler. hvert RF-grensesnitt mellom en basestasjon 12 og en abonnentenhet 10 skjer toveis og består således av et foroversignal som sendes ut fra basestasjonen 12 og et retursignal som sendes fra abonnentenheten og tilbake til denne basestasjon. Via RF-grensesnittene vil et samband med en annen bruker (som er tilknyttet en annen abonnentenhet) vanligvis utføres via en nettsentral (MTSO) 14 og det i dette tilfelle offentlige telekommunikasjonsnett (PSTN - telenettet) 16. Forbindelsene mellom stasjonene 12, 14 og 16 skjer gjerne via trådlinjer selv om bruken av andre RF- eller mikrobølgelinjer også har vært vanlig.

I henhold til standarden IS-95 sender hver enhet 10 den aktuelle informasjon (brukerdata) via et enkanals, ukoherent returkanalsignal, og overføringshastigheten vil maksimalt være 9,6 eller 14,4 kb/s i avhengighet av hvilken overføringstakt ("bitrate") som er valgt fra et gitt sett. En ukoherent forbindelse er en forbindelse hvor signalenes faseinformasjon ikke utnyttes ved overføringen, på mottakersiden. En koherent forbindelse er derimot en forbindelse hvor mottakersiden utnytter den informasjon som ligger i bærebølgesignalers (eller generelt bærersignalers) fase under signalbehandlingen. Faseinformasjonen inngår typisk via et særskilt overført pilotsignal, men kan også hentes ut (anslås) fra de data som overføres. Standarden IS-95 forutsetter et sett med 64 såkalte Walsh-koder for foroverkanalen, idet hver slik kode på sin side omfatter 64 "chips", det vil si binærsiffersekvenser.

Bruken av et returkanalsignal av typen enkeltkanals og ukoherent og med den maksimale overføringshastighet gitt ovenfor, slik det er spesifisert i standarden, er velegnet for et trådløst mobiltelefonsystem hvor den typiske kommunikasjon involverer overføringen av digitalomvandlet tale eller digitalisert informasjon ved relativt lav takt så som faksimileoverføring. En ukoherent returkanal ble valgt fordi man i et system med opp til 80 abonnentenheter 10 kan stå i forbindelse med en enkelt basestasjon 12 for hver allokert båndbreddedel på 1,2288 MHz siden de nødvendige pilotdata i overføringen fra hver abonnentenhet i vesentlig grad ville øke den grad et sett abonnentenheter kom til å gi interferens innbyrdes. Ved de gitte overføringshastigheter vil også forholdet mellom den sendereffekt som brukes for eventuelle pilotdata, og effekten for de aktuelle nyttedata være betydelig, og derfor vil også interferensen innbyrdes bli relativt dominant. Bruken av et enkanals retursignal ble valgt i eksemplet siden engasjement i bare én type kommunikasjon ad gangen er den aktuelle situasjon for linjetelefoner, idet det er med utgangspunkt i denne type informasjonsoverføring de aktuelle trådløse mobiltelefonnett er videreutviklet. Kompleksiteten ved signalbehandling av signaler i en enkelt kanal er også mindre enn dersom man hadde hatt flere parallelle kanaler.

Etter hvert som kommunikasjon via digitalsignaler skrider fremover vil behovet for radiooverføring av data for anvendelser så som interaktiv filsøking og videofjernkonferanse antas å øke i sterk grad, og en slik økning vil gi et bilde på den måte trådløse kommunikasjonssystemer brukes og de betingelser som de tilhørende RF-grensesnitt betjenes ved. Særlig kan data overføres ved større hastigheter og innenfor et større omfang av slike. Videre vil mer pålitelig overføring være nødvendig siden feil i dataover-føring dårligere kan tolereres enn feil i overføring av audioinformasjon. I tillegg vil det økede antall datatyper gi årsak til behov for overføring av forskjellige typer samtidig, for eksempel kan det være nødvendig å utveksle informasjon fra en datafil samtidig med opprettholdelse av et audio- eller videogrensesnitt. Når overføringstakten fra en abonnentenhet øker vil også antallet slike enheter i forbindelse med en bestemt basestasjon, regnet i forhold til den gitte RF-båndbredde reduseres, siden de større overføringshastig-heter vil føre til at basestasjonens behandlingskapasitet nås allerede med færre abonnentenheter. I enkelte tilfeller kan den aktuelle returkanal i henhold til standarden IS-95 ikke lenger regnes å være ideelt egnet for alle disse endringstyper, og det er på denne bakgrunn oppfinnelsen kommer inn i bildet ved å sørge for et kommunikasjonssystem hvor man kan ha større overføringshastigheter, som er mer effektivt når det gjelder utnyttelse av en gitt båndbredde og som tillater CDMA-grensesnitt som en rekke kommu-nikasjonstyper kan utføres via.

I følge oppfinnelsen, løses de overnevnte problemer ved en fremgangsmåte angitt i krav 1 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; et apparat angitt i krav 29 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; en fremgangsmåte angitt i krav 57 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; og et apparat angitt i krav 77 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet.

I et første aspekt av oppfinnelsen er det således skaffet til veie en abonnentenhet for anvendelse i et trådløst kommunikasjonssystem og som omfatter: flere innganger for nytteinformasjon i form av nyttesignaler på digital form, kanalkodere for koding av nytteinformasjonen, flere innganger for styring/kontroll ved tilførsel av styresignaler, og en modulator for modulasjon av de kodede nyttesignaler og styresignalene via en eller flere av inngangene med respektive forskjellige modulasjonskoder, for overføring på et bæresignal, kjennetegnet ved at modulatoren er innrettet for å kombinere de kodede nyttesignaler fra en av inngangene for nytteinformasjon, med de data som tilføres som styresignaler (og er kodet), før samme føres ut av abonnentenheten for sending.

I henhold til et annet aspekt av oppfinnelsen er det skaffet til veie en basestasjon eller en annen type radiostasjon med en mottakerdel, beregnet for bruk i et trådløst kommunikasjonssystem og omfattende en mottaker for å motta et bæresignal og trekke ut nytteinformasjon fra dette, hvilken nytteinformasjon stammer fra flere informasjonskilder og før mottakingen er modulert med respektive forskjellige modulasjonskoder, og for å trekke ut styreinformasjon som på tilsvarende måte før mottakingen stammer fra flere styresignalkilder hvis styresignaler er modulert med sin respektive forskjellige modulasjonskode, og hvor den kodede nytteinformasjon fra en informasjonskilde er kombinert med den kodede styreinformasjon, en demodulator for demodulasjon av den kodede informasjon og styreinformasjonen fra deres respektive forskjellige modulasjonskoder, og dekodere for dekoding av den kodede nytteinformasjon og styreinformasjonen.

I et ytterligere aspekt av oppfinnelsen er det skaffet til veie en fremgangsmåte for overføring av styresignaler, basissignaler og tilleggssignaler fra en første abon-i nentenhet i et sett slike enheter, til en basestasjon som står i forbindelse med settet av enheter, kjennetegnet ved: a) modulasjon av tilleggssignalene med en første Walsh-kode,

b) modulasjon av basissignalene med en andre Walsh-kode, og c) modulasjon av styresignalene med en tredje Walsh-kode, idet den første Walsh-kode er kortere enn den

andre som på sin side igjen er kortere enn den tredje.

Endelig er det i et aspekt av oppfinnelsen skaffet til veie en ytterligere fremgangsmåte, nemlig en fremgangsmåte for overføring av data fra en abonnentenhet for bruk i et trådløst kommunikasjonssystem og omfattende: innhenting av nytteinformasjon fra flere informasjonskilder, koding av nytteinformasjonen, innhenting av styreinformasjon fra flere styresignalkilder, og modulasjon av den kodede nytteinformasjon og styreinformasjonen fra en eller flere av styresignalkildene, med respektive forskjellige modulasjonskoder, for sending via et bæresignal, kjennetegnet ved at den kodede nytteinformasjon fra en informasjonskilde kombineres med kodet styreinformasjon før samme overføres.

I en særlig utførelse av oppfinnelsen dannes et sett enkeltvis forsterkningsregulerte abonnentkanaler ved hjelp av et sett ortogonale subkanalkoder med et lite antall kvasistøyspredesekvenser pr. ortogonal bølgeformperiode. Data som skal overføres via en av kanalene er feilkorreksjonskodet ved lav kodetakt og gjentas sekvensvis før modulasjon med en av subkanalkodene, deretter utføres forsterkningsregulering, og så summeres resultatet med data som moduleres ved hjelp av de øvrige subkanalkodene. De resulterende summerte data moduleres ved hjelp av en brukerlangkode og en nær tilfeldig spredekode (den kode som er kvasistøykoden - PN-koden) og opptransponeres for sending. Bruken av de korte ortogonale koder gir under-trykking av interferens uten å hindre ekstensiv feilkorreksjonskoding og repetisjon via tidsforskyvning (diversitet) for å unngå den såkalte Raleigh-svekking som ofte forekommer i trådløse overføringssystemer på jordoverflaten. I eksemplet på oppfinnelsen består settet av subkanalkoder av fire Walsh-koder hvor hver enkelt er ortogonal i forhold til de øvrige i settet og har en lengde (varighet) på fire "chips" eller standard-sekvenslengder. Har man på denne måte et lite antall (fire) subkanaler oppnår man fordelen med å kunne bruke kortere ortogonale koder, men man kan naturligvis la oppfinnelsen gjelde et større antall kanaler og derfor også lengre koder. I en annen utførelse er lengden av hver kanalkode eller antallet standardsekvenser forskjellig fra den ene kode til den neste for ytterligere å redusere behovet for sendereffekt, særlig for å redusere forholdet mellom spisseffekten og den gjennomsnittlige effekt på sendersiden.

I en for tiden foretrukket utførelse av oppfinnelsen overføres pilotdata via en første av senderkanalene, mens styre- og kontrolldata for sendereffekten overføres via en andre kanal. De øvrige to tilgjengelige kanaler brukes for å overføre uspesifiserte digitalsignaler (data) som omfatter nytteinformasjon eller signaleringsdata, eventuelt begge. I et utførelseseksempel er den ene av disse to uspesifiserte senderkanaler konfigurert for BPSK-modulasjon og sending via kvadraturkanalen.

De enkelte forhold som gjelder oppfinnelsen vil fremgå av beskrivelsen nedenfor, av en særlig utførelse, og beskrivelsen støtter seg til tegningene hvor samme henvisningtall kan gå igjen fra den ene figur til den neste og hvor: Fig. 1 viser et blokkskjema over et konvensjonelt mobiltelefonnett, fig. 2 viser et blokkskjema over en mobiltelefon, generelt en abonnentenhet i et slikt nett hvor det inngår en basestasjon, idet enheten eller mobiltelefonen er i samsvar med en særlig ut-førelse av oppfinnelsen, fig. 3 viser et blokkskjema over BPSK- og QPSK-koderne i enheten, fig. 4 viser et blokkskjema over enhetens modulator for signalbehandlingen på dens senderside, fig. 5 viser et blokkskjema over mottakerdelen i en basestasjon, også ifølge oppfinnelsen, fig. 6 viser oppbyggingen av en fingerdemodulator, vist som blokker på fig. 5, fig. 7 viser basestasjonens BPSK- og QPSK-dekoder, fig. 8 viser en andre ut-førelse av abonnentenhetens modulator, tilsvarende fig. 4, fig. 9 viser tilsvarende fig. 6 oppbyggingen av fingerdemodulatoren i denne andre utførelse, fig. 10 viser et blokkskjema over modulatordelen i en andre utførelse av oppfinnelsens abonnentenhet, fig. 11 viser et blokkskjema over den koding som utføres i basiskanalen når abonnentenheten har en bestemt utførelse ifølge oppfinnelsen, fig. 12 viser samme for en andre utførelse, fig. 13 viser samme for tilleggskanalen, og fig. 14 viser samme for styrekanalen.

Oppfinnelsen som skal beskrives gjelder altså en abonnentenhet, en basestasjon og fremgangsmåter for kommunikasjon i et radiokommunikasjonsnett og skal beskrives med særlig henvisning til et mobiltelefonnett og dettes returkanal, nemlig over-føringen av informasjon fra en abonnentenhet eller en mobiltelefon i nettet og til den i aktuelle basestasjon. Oppfinnelsen kan tilpasses flerpunktsforbindelser via returkanaler i et slikt nett og kan likeledes gjelder foroversignalene i samme nett. I tillegg vil mange andre typer trådløse kommunikasjonssystemer kunne benytte oppfinnelsen, innbefattet satellittbaserte sambandssystemer, systemer for punkt/punkt-forbindelse og systemer som

sender RF-signaler via koaksiale eller andre bredbåndsdyktige kabler og ledninger.

i Fig. 2 viser et blokkskjema over en senderdel henholdsvis en mottakerdel,

her lagt til en abonnentenhet 100 (som altså særlig kan være en mobiltelefon) henholdsvis en basestasjon 120. Et første sett data (BPSK-data) mottas av en BPSK-kanalkoder 103 som frembringer en kodesymbolstrøm konfigurert for å utføre BPSK-modulasjon og som

mottas av den viste modulator 104 med fire innganger (P, E, KB, KQ). Et andre sett data a (QPSK-data) mottas av den viste QPSK-kanalkoder 102 som frembringer en kodesymbolstrøm konfigurert for å utføre QPSK-modulasjon og som også mottas av modulatoren 104, nemlig på dennes inngang KQ. Modulatoren 104 mottar på den viste inngang P pilotdata og på sin inngang E effektreguleringsdata, for modulasjon sammen

med de kodede data og i henhold til CDMA-teknikk, slik at det frembringes et sett modulasjonssymboler som fra modulatorens 104 utgang videreføres til abonnentenhetens 100

RF-del 106.1 denne del filtreres og opptransponeres settet med modulasjonssymboler til en bærefrekvens for overføring via enhetens 100 antenne 108 til den mottakende basestasjon 120, som modulerte bæresignaler. Bare en enkelt abonnentenhet 100 er vist på fig.

2, men naturligvis kan en rekke slike enheter stå i forbindelse med den illustrerte base-o stasjon 120.

I basestasjonen 120 er det en tilsvarende RF-del 122 på mottakersiden, for å motta de utsendte RF-signaler fra abonnentenheten. Signalene kommer inn via antennen 121 og gjennomgår båndpassfiltrering, nedtransponering til et basisbånd og digitalisering. Den viste demodulator 124 tar imot disse digitaliserte signaler og demodulerer dem i henhold til CDMA-teknikken slik at det frembringes effektregulerings-, BPSK- og QPSK-signaler som derved kommer til å formidle det man kan kalle "mykbestemmelsesdata". De tre typer signaler føres ut fra demodulatorens 124 tre respektive utganger E, KB, KQ. De to siste utganger fører sine respektive kodede signaler til en BPSK-kanaldekoder 120 henholdsvis en QPSK-kanaldekoder 126, for henholdsvis å etablere et beste estimat for de innkommende BPSK- og QPSK-data. Dette beste estimat for det første og andre sett data blir deretter tilgjengelig for ytterligere behandling eller videreføring til et neste bestemmelsessted, og de mottatte styresignaler for effektreguleringen kan enten brukes direkte i basestasjonen eller, etter dekoding, til regulering av sendereffekten for foroverkanalen, idet denne kanal brukes til å sende data til abonnentenheten 100.

Fig. 3 viser et blokkskjema over koderne 103 og 102 når disse er disse er konfigurert i samsvar med oppfinnelsens utførelse. Innenfor koderen 103 mottas BPSK-data først av en CRC-kontrollsumgenerator 130 (kalt CRC-generator), og dennes oppgave er å frembringe en kontrollsum for hver 20 ms sekvens eller ramme i dette første sett med data. Rammen mottas sammen med CRC-kontrollsummen av den viste sluttsiffergenerator 132 som legger til sluttsiffere bestående av åtte logiske nuller i slutten av hver ramme slik at det etableres en kjent tilstand ved slutten av dekodeprosessen. Rammen med disse sluttsiffere og kontrollsummen mottas av en omhylningskodekrets 134 som utfører omhylningskoding med begrenset lengde (K) lik 9 og begrenset over-føringshastighet (R) lik 1/4, hvorved det frembringes kodesymboler ved en takt som er fire ganger inngangstakten (ER) for koderen. I et alternativ kan andre kodetakter utføres, innbefattet takten 1/2, men bruken av takten 1/4 foretrekkes ved at den har optimal relasjon mellom kompleksitet og ytelse. Den viste etterfølgende blokkinnfeller 136 utfører binærsiffeirnnfelling av kodesymbolene for å gi tidsdiversitet for mer pålitelig overføring i situasjoner hvor man har kraftig svekking (fading). De resulterende innfelte symboler mottas av en repetisjonskrets 138 for startpunktendring og som gjentar den innfelte symbolsekvens et tilstrekkelig antall ganger NR for å komme frem til en symbolstrøm med konstant overføringshastighet, nemlig en hastighet som tilsvarer at de rammer som sendes ut har et konstant symbolantall. Ved repetisjon av symbolsekvensen øker man også tidsdiversiteten for de overførte data slik at svekkingspåvirkningen reduseres. I eksemplet er det konstante antall symboler lik 6144 for hver ramme, hvilket betyr at symboloverføringshastigheten eller -takten blir 307200 symboler pr. sekund (307,2 ks/s). Kretsen 138 bruker også forskjellig startpunkt for starten av hver repetisjon av symbolsekvensene. Når verdien eller antallet NR som trengs for å frembringe de 6144 symboler pr. ramme ikke lenger er noe heltall utføres sluttrepetisjonen bare for en del av symbolsekvensen. Det resulterende sett gjentatte symboler mottas av den viste BPSK- omvandler (ofte benevnte "mapper") 139 som frembringer en BPSK-kodesymbolstrøm (BPSK) på verdiene +1 og -1 for å utføre BPSK-modulasjon. I en alternativ utførelse er repetisjonskretsen 138 lagt før blokkinnfelleren 136 slik at denne mottar samme antall symboler for hver ramme.

I QPSK-kanalkoderen 102 mottas QPSK-data av en tilsvarende kontrollsumgenerator 104 for CRC og som frembringer en kontrollsum på samme måte for hver 20 ms ramme. På tilsvarende måte mottas denne ramme med kontrollsummen av en sluttsiffergenerator 142 som legger til åtte sluttsiffere med nuller i slutten av rammen. Denne ramme med tilføyelse blir mottatt av den tilsvarende kodekrets 144 for omhylningskoding og som på samme måte som ovenfor utfører koding med K=9, R=l/4 ved fire ganger overføringshastigheten for inngangssignalene. Den viste blokkinnfeller 146 utfører innfelling av siffere i symbolene, og resultatet mottas av repetisjonskretsen 148 for startpunktendring. Denne gjentar symbolsekvensen antallet NR ganger ved å legge inn et forskjellig startpunkt for hver gjentakelse, og resultatet blir 12288 symboler for hver ramme, slik at kodesymboltakten blir 614,4 ks/s. Er NR ikke et heltall utføres den siste gjentakelse bare for en del av symbolsekvensen. Resultatet i form av gjentatte symboler mottas av den tilsvarende omvandler 149 på QPSK-siden, slik at det frembringes en QPSK-kodesymbolstrøm konfigurert for å modulere, idet denne strøm består av en faseriktig QPSK-kodesymbolstrøm med sifferverdiene +1 og -1 (QPSKi) og en tilsvarende strøm for kvadraturfasen, også med verdiene +1 og -1 (QPSKq). I en alternativ utførelse er også her repetisjonskretsen 148 lagt foran innfelleren slik at denne får samme antall symboler i hver ramme.

Fig. 4 viser et blokkskjema over modulatoren 104 vist på fig. 2 og konfigurert i samsvar med en typisk utførelse av oppfinnelsen. BPSK-symbolene fra koderen 103 moduleres alle med en Walsh-kode W2i et multiplikasjonsledd 150b, mens QPSK[- og QPSKq-symbolene fra koderen 102 moduleres med en annen Walsh-kode W3i multiplikasjonsleddene 150c henholdsvis 154d. De data (PC) som gjelder effektreguleringen og kommer inn i form av styresignaler på modulatorens inngang E blir modulert med Walsh-koden Wi i multiplikasjonsleddet 150a. En forsterkningsregulator 152 mottar pilotdata via modulatorens inngang P, og disse pilotdata omfatter fortrinnsvis det logiske nivå som hører til en positiv spenning og regulerer amplituden i henhold til en forsterkningsreguleringsfaktor A0. Det digitale pilotsignal (pilotdata) inneholder ingen nytteinformasjon for brukeren, men gir i stedet fase- og amplitudeinformasjon til basestasjonen slik at denne koherent kan demodulere de data som overføres i de øvrige subkanaler og skalere utgangsverdiene (av typen mykbestemmelse) for kombinasjon. En forsterkningsregulator 154 regulerer amplituden av de effektreguleringssignaler som er modulert med Walsh-koden Wi og i henhold til en forsterkningsreguleringsfaktor Ai, og på tilsvarende måte regulerer en forsterkningsregulator 156 de BPSK-kanaldata som er modulert med Walsh-koden W2i henhold til en reguleringsfaktor A2. Ytterligere forsterk-ningsregulatorer 158a og b sørger for regulering av QPSK-symbolene i fase og i kvadraturfase og modulert med Walsh-koden W3, i henhold til en forsterkningsreguleringsfaktor A3. De fire Walsh-koder som brukes i den foretrukne ut-førelse av oppfinnelsen er vist i tabell I nedenfor:

Det er åpenbart for fagpersoner at koden Woi virkeligheten ikke danner noen modulasjon i det hele tatt, og dette er i samsvar med prosesseringen av de viste pilotdata. De data som gjelder effektreguleringen moduleres med koden Wi, de aktuelle BPSK-data med koden W2, mens de aktuelle QPSK-data moduleres med koden W3. Når modulasjonen med den riktige Walsh-kode er utført overføres pilotsignalene, effektreguleringssignalene og BPSK-signalene i samsvar med den aktuelle BPSK-teknikk, mens QPSK-signalene (QPSKiog QPSKq) overføres i samsvar med den QPSK-teknikk som er beskrevet nedenfor. Det skal også være klart at det ikke er nødvendig at man bruker hver eneste ortogonal kanal, men hvor bruken av bare tre eller fire Walsh-koder er tilstrekkelig der hvor bare en brukerkanal er aktuell, idet dette kan gjelde en særlig utførelse av oppfinnelsen.

Bruken av korte ortogonale koder frembringer færre standardsekvenser (chips) pr. symbol og tillater derfor større kodegrad og repetisjonstakt i sammenlikning med systemer som bruker lengre Walsh-koder. Denne utvidede mulighet for koding og repetisjon gir bedre beskyttelse overfor Raleigh-fading, idet slik fading eller svekking er en hovedkilde for forstyrrelser innenfor jordbundne kommunikasjonssystemer. Bruken av andre antall koder og forskjellige kodelengder er fortsatt i samsvar med oppfinnelsen, men bruken av et større sett med lengre Walsh-koder reduserer denne utmerkede beskyttelse mot svekking. Bruken av fire Walsh- eller sekvenskoder antas å være optimalt siden fire kanaler gir en vesentlig grad av fleksibilitet for overføringen av forskjellige typer data, slik det er illustrert nedenfor, samtidig med at man beholder en kort kodelengde.

Det viste summeringsledd 160 med fire innganger sørger for summering av de resulterende amplituderegulerte modulasjonssymboler fra regulatorene 152, 154, 156 og 158a for å danne summerte modulasjonssymboler på en felleslinje 161. Kvasistøy-spredekodene PNiog PNQspredes via multiplikasjon med en langkode på en langkodelinje 180, ved hjelp av multiplikasjonsledd 162a og 162b. Den resulterende kvasitilfeldige kode ut fra disse ledd brukes for modulasjon av de summerte modulasjonssymboler på felleslinjen 161, og forsterkningsregulerte kvadraturfasesymboler QPSKq på en separat linje 163 via kompleks multiplikasjon ved hjelp av multiplikasjonsleddene 164a-d og summeringsleddene 166a og 166b. De resulterende fase- henholdsvis kvadraturfaseledd Xi og Xq filtreres deretter (filtreringen er ikke illustrert) og opptransponeres til bærefrekvensnivå i RF-delen 106, idet denne er vist i sterkt forenklet form. Prosessen illustreres med to multiplikasjonsledd 168 som henholdsvis kan kalles et cosinus- og sinusledd for den faseriktige og den kvadraturfasebestemte del. En forskjøvet QPSK-opptransponering kan også brukes i en alternativ utførelse av oppfinnelsen. De resulterende faseriktige henholdsvis kvadraturfaserelaterte oppstransponerte signaler summeres i et tredje summeringsledd 170 og forsterkes i en sluttforsterker 172 hvis forsterkning reguleres til en faktor AM, slik at det frembringes et signal S(t) for sending til basestasjonen 120.1 den foretrukne utførelse av oppfinnelsen spres dette signal og filtreres til en båndbredde på 1,2288 MHz, idet dette passer til båndbredden av eksisterende CDMA-kanaler.

Ved å sørge for å ha flere ortogonale kanaler som data eller digitalsignaler kan sendes via, så vel som ved å bruke repetisjonskretser som kan innstilles slik at antallet ganger repetisjoner utføres (NR) kan varieres i respons på store overføringshastigheter kan den fremgangsmåte og det system som er beskrevet ovenfor for overføring av signaler og signalbehandling tillate at en enkelt abonnentenhet eller mobiltelefon, eventuelt en annen enhet med en senderdel, kan sende data ved forskjellig overføringshastighet, særlig til en basestasjon i et sambandsnett. Ved spesielt å redusere repetisjonstakten (antall repetisjoner (Nr), bestemt av repetisjonskretsene 138 eller 148 på fig. 3 kan man opprettholde en stadig større kodeinngangstakt ER. I en alternativ utførelse av oppfinnelsen brukes omhylningskoding ved takten 1/2 og med repetisjonstakten NR øket med faktoren 2. Et sett typiske kodetaktverdier ER som kan håndteres ved forskjellige repetisjonstakter NR og kodetakter R lik 1/4 henholdsvis 1/2 for BPSK- og QPSK-kanalen er vist nedenfor i tabell II og tabell III:

Tabell II og III viser at man ved å regulere antall sekvensrepetisjoner NR kan håndtere et stort omfang dataoverføringshastigheter, også opp mot svært store verdier, siden kodeinngangstakten ER tilsvarer dataoverføringshastigheten minus en konstant som er nødvendig for overføringen av CRC, kodesluttsiffere og annen overordnet informasjon. Det fremgår også av tabellene II og III at QPSK-modulasjon også kan brukes for å øke dataoverføringshastigheten. Overføringshastigheter som man kan forvente brukt til vanlig er typebenevnt "høy takt-72" og "høy takt-32". De hastigheter som er angitt med 72, 64 og 32 har altså overføringshastigheten 72, 64 henholdsvis 32 kb/s, i tillegg til at signalene multipleksbehandles med andre signalerings- og styredata med henholdsvis over-føringshastigheter 3,6, 5,2 og 5,2 kb/s. Fulltakt RS1 og RS2 tilsvarer de overføringshas-tigheter som brukes i standarden IS-95 og forventes derfor også å kunne brukes i utstrakt grad, nettopp på grunn av forenligheten. Nulltakten tilsvarer overføringen av ett enkelt binærsiffer (1 b) og brukes for å indikere en rammesletting, hvilket også inngår som en del av standarden IS-95.

Dataoverføringshastigheten kan også økes ved samtidig å sende data via to eller flere av de tilgjengelige ortogonale kanaler, enten i tillegg til eller i stedet for å øke overføringshastigheten via reduksjon av repetisjonstakten NR. En multipleksenhet kan for eksempel (ikke vist) dele opp en enkelt datakilde i flere for overføring av signaler fra disse via en rekke subkanaler. Følgelig økes den totale overføringshastighet enten via sending over en bestemt kanal ved høyere hastighet eller ved å dele opp informasjonen og sende den samtidig via flere kanaler, eller begge deler, helt til mottakersystemets signalbehandlingskapasitet setter grensen og feilhyppigheten blir uaksepterbar, eller at man når sendersystemets maksimale sendereffekt.

Ved å ha flere parallelle kanaler far man også bedre fleksibilitet ved sendingen av forskjellige typer data, for eksempel kan BPSK-kanalen være innrettet for taleinformasjon, mens QPSK-kanalen kan være utformet for overføring av digitale data. Denne utførelse kan mer generelt være slik at man bruker en kanal for overføring av tidsfølsomme data så som tale, ved lavere overføringshastighet, mens den andre kanal brukes for å overføre mindre tidsfølsomme data så som digitale filer. I denne utførelse kan også innfelling utføres i større blokker for de mindre følsomme data for ytterligere å øke tidsdiversiteten. I en annen utførelse av oppfinnelsen utfører BPSK-kanalen primær-overføringen av data, mens QPSK-kanalen utfører overløpstransmisjon. Bruken av ortogonale Walsh-koder eliminerer eller i alt vesentlig reduserer eventuell interferens blant de kanaler som brukes for overføringen fra en abonnentenhet, og følgelig reduseres den overførte energi som trengs for vellykket mottaking i basestasjonen.

For å øke behandlingskapasiteten på mottakersiden og derved øke det område hvor større transmisjonskapasitet for abonnentenheten kan utnyttes blir pilotdata også sendt via en av de ortogonale kanaler. Ved å bruke disse pilotdata kan koherent signalbehandling utføres på mottakersiden ved å bestemme og fjerne faseforskyvningen i returkanalsignalet. Pilotdata kan også brukes for å optimalisere flerveisankomne signaler ved å tildele dem separat vekt, idet de mottas med forskjellig tidsforsinkelse før de kombineres i en oppsamlingsmottaker, ofte benevnt rakemottaker. Når faseforskyvningen er fjernet og flereveissignalene er gitt ønsket vekt kan de kombineres slik at totaleffekten reduseres for riktig mottaking. Denne reduksjon tillater større overføringshastigheter eller omvendt vil interferensen mellom et sett signaler i returkanalen kunne reduseres. Selv om en viss tilleggseffekt på sendersiden er nødvendig for overføringen av pilotsignalet vil man ved større overføringshastigheter få et forhold mellom pilotkanalens effekt og den totale effekt i returkanalen, som er betydelig lavere enn det forhold som knyttes til lavere overføringshastighet for digital tale innenfor et celleoppbygget nett for datatransmisjon. Således får man forholdet EB/N0til å bli større innenfor et CDMA-system med store over-føringshastigheter ved å bruke en koherent returkanal, og dette blir altså mer fordelaktig enn hvis man hadde måttet bruke ytterligere effekt for å overføre pilotdata fra hver abonnentenhet.

Bruken av forsterkningsregulering i regulatorene 152-158 så vel som i sluttforsterkeren 172 øker videre den grad som det system som er beskrevet ovenfor kan utnyttes ved høyere overføringshastigheter, ved å tillate at systemet kan tilpasses forskjellige radiokanalbetingelser, overføringshastigheter og datatyper. Særlig vil sendereffekten i en kanal, nemlig den effekt som trengs for riktig mottaking, kunne endre seg over tiden, og med slike endringsbetingelser kan man risikere at effekten er uavhengig av de øvrige ortogonale kanaler. Under den innledende innhenting av retursignalene kan for eksempel effekten i pilotkanalen måtte økes for å lette deteksjon og synkronisering i basestasjonen. Når imidlertid retursignalet er tatt imot vil den nødven-dige sendereffekt i pilotkanalen reduseres vesentlig og vil variere i avhengighet av forskjellige faktorer, innbefattet hvor raskt abonnentenhetene forflytter seg geografisk. Følgelig vil verdien av forsterkningsfaktoren Aokunne økes under signalinnhentingen og deretter reduseres i løpet av den pågående kommunikasjon. I et annet eksempel og når informasjonen mer kan tolerere feil ved overføringen via foroverkanalen eller hvor omgivelsene hvor foroveroverføringen finner sted ikke er utsatt for svekking kan forsterkningsfaktoren Ai reduseres etter hvert som behovet for sendereffekt for styredata med liten feiltakt reduseres. Når effektregulering ikke er nødvendig kan fortrinnsvis forsterkningsfaktoren Ai reduseres til null.

I en annen utførelse av oppfinnelsen utnyttes muligheten for forsterkningsregulering i hver ortogonal kanal eller for det totale retursignal ytterligere ved å tillate at basestasjonen 120 eller et annet mottakersystem kan endre forsterk-ningsreguleringen i en kanal eller for hele returkanalsignalet ved hjelp av effektreguleringskommandoer som overføres via foroversignalet. Særlig kan basestasjonen overføre effektreguleringsinformasjon som innebærer en anmodning om at sendereffekten i en bestemt kanal eller i hele retursignalkanalen blir regulert. Dette er fordelaktig i mange tilfeller, innbefattet når to datatyper har forskjellig følsomhet overfor feil, så som digitalisert tale og digitale data, idet disse to typer overføres via BPSK- og QPSK-kanalen. I dette tilfelle ville basestasjonen 120 etablere forskjellige målfeiltakter for de to aktuelle kanaler. Dersom den aktuelle feiltakt i en kanal overskrider denne målfeiltakt ville basestasjonen instruere abonnentenheten om å redusere forsterkningen for den aktuelle kanal inntil den aktuelle feiltakt blir lik målfeiltakten. Dette vil til slutt føre til at forsterkningsfaktoren for en kanal økes i forhold til den andre. Dette betyr at faktoren som er knyttet til de mer feilfølsomme data økes i forhold til den faktor som er knyttet til de mindre følsomme data. I andre tilfeller kan sendereffekten for returkanalen kreve regulering som følge av svekkingsbetingelser eller forflytting av abonnentenheten 100, og i slike tilfeller kan basestasjonen 120 håndtere dette via overføring av en enkelt effektreguleringskommando.

Ved således å tillate at forsterkningen i det fire ortogonale kanaler kan reguleres uavhengig av hverandre så vel som i forbindelse med hverandre kan den totale sendereffekt i returkanalen holdes på et minimum, nemlig det minimum som er nødven-dig for vellykket overføring av hver av datatypene, enten dette er pilotdata, effektreguleringsdata, signaleringsdata eller andre typer brukerdata. Videre kan en vellykket overføring bestemmes forskjellig for hver datatype. Overføring med minst mulig sendereffekt innebærer at størst mulig datamengde kan overføres til basestasjonen under bestemte effektgrenser for en abonnentenhet, og likeledes vil interferensen mellom forskjellige slike enheter kunne holdes nede. Denne reduksjon i interferens øker hele det trådløse kommunikasjonsnetts totale overføringskapasitet, særlig dersom nettet er av kategori CDMA.

Effektreguleringskanalen som brukes for retursignalet tillater at abonnentenheten kan sende sendereffektinformasjon for regulering til basestasjonen ved forskjellig overføringshastighet, innbefattet 800 effektreguleringssiffere pr. sekund. I den foretrukne utførelse av oppfinnelsen vil et enkelt siffer for effektreguleringen gi en instruksjon til basestasjonen om å øke eller redusere sendereffekten i forovertrafikkanalen, nemlig den kanal som brukes for å sende ut informasjon til abonnentenheten. Selv om det generelt er anvendelig å ha en hurtig effektregulering innenfor et CDMA-system er det særlig;hensiktsmessig når det gjelder større overføringshastig-heter som involverer generell datatransmisjon, siden digitale data er langt mer følsomme overfor feil, og de overføringshastigheter det da dreier seg om vil forårsake vesentlige datatap selv under ganske korte fadingforhold. Har man gitt at en høyhastighets returkanaltransmisjon skal ; ledsages av en tilsvarende høyhastighets foroverkanaltransmisjon vil \ man ved å sørge for hurtig overføring av effektreguleringskommandoer v|ia returkanalen ytterligere lette høyhastighetssambandet innenfor trådløse telekommunikasjonssystemer av kategori CDMA.

I en alternativ j typisk utførelse av oppfinnelsen brukes et sett kodeinngangstakter ER som fastlegges ved den bestemte NR for å overføre en bestemt type data. Dette betyr at data kan sendes med den maksimale kodeinngangstakt ER eller et sett lavere takter og med den tilhørende størrelse NR regulert i samsvar med dette. I den foretrukne anvendelse vil de maksimale overføringshastigheter eller takter tilsvare de tilsvarende maksimale verdier som brukes i et trådløst sambandssystem i henhold til standarden IS-95, nemlig angitt bvenfor og illustrert i tabell II og III som fulltakts RS1 og RS2, og hver lavere overføringshastighet eller takt vil da tilnærmet være halvparten av den neste høyere takt, slik at m^n etablerer et sett takter som omfatter full takt, halv takt, fjerdedels takt og åttendedelstakt. De lavere takter genereres fortrinnsvis ved å øke symbolrepetisjonstakten NR med en NR-verdi for taktsett 1 og taktsett 2 i en BPSK-kanal slik det er illustrert i tabell IV nedenfor:

Repetisjonstakten for en QPSK-kanal vil være den dobbelte av den for BPSK-kanalen.

I samsvar med denne utførelse av oppfinnelsen og når dataoverføringshas-tigheten for en ramme endrer seg i forhold til den tidligere ramme vil sendereffekten for denne ramme reguleres i henhold til endringen i overføringshastighet. Dette betyr at man ved overføring ved en lavere hastighet etter en høyere får en redusert sendereffekt i senderkanalen som rammen blir sendt via, for den lavere overføringshastighet, i proporsjon med reduksjonen i hastighet og omvendt. Hvis for eksempel sendereffekten for en kanal under overføringen ved fulltaktsrammer er sendereffekten T vil effekten under den påfølgende sending ved halv takt være T/2. Reduksjonen i sendereffekt utføres fortrinnsvis ved å redusere effekten for hele rammens varighet, men det kan også skje ved å redusere sendernyttesyklusen slik at man får eventuell overflødig informasjon "blanket ut". I begge tilfeller vil sendereffektreguleringen finne sted i kombinasjon med en tilbakekoplingssløyfemekanisme hvorved sendereffekten ytterligere reguleres i respons på effektreguleringsdata som sendes fra basestasjonen. Fig. 5 viser et blokkskjema over RF-delen 122 og demodulatoren 124 i basestasjonen 120 for denne utførelse av oppfinnelsen. Cosinus- og sinusleddet 180a og 180b utfører nedtransponering av signalene som mottas via antennen 121, henholdsvis med en faseriktig sinusbølge og en kvadraturfasebølge, slik at det dannes en fasesamplingsverdi R]og en kvadraturfasesamplingsverdi Rq. Det er klart at RF-delen 122 er illustrert meget skjematisk og at signalene også blir tilpasningsfiltrert og digitalisert (ikke vist) i henhold til vidt kjent teknikk. Samplingsverdiene Ri og Rq føres til flere parallellkoplede fingerdemodulatorkretser 182 i demodulatoren 124. Hver av disse kretser 122 utfører prosessering av et intervall av retursignalet som sendes ut fra abonnentenheten 100, dersom slike intervaller forekommer og hvor i så fall hvert intervall genereres via et flerveisfenomen for radiooverføringen. Med de viste tre demodu-latorkretser vil bruken av alternative antall fingerprosessorer være i samsvar med oppfinnelsen, og naturligvis innbefattes også bruken av bare en enkelt fingerdemodulatorkrets 182. Hver av disse kretser dersom det er flere frembringer et sett "mykbestemmelsesdata" som omfatter effektreguleringsdata, BPSK-data, QPSKrdata og QPSKQ-data. Hvert sett slike data tidsreguleres også innenfor kretsen 182 selv om slik tidsregulering også kan utføres i den viste kombinasjonskrets 184 i en alternativ utførelse av oppfinnelsen. Kombinasjonskretsen 184 summerer i alle fall settene av data som mottas fra demodulator-kretsene 182 slik at det dannes en enkelt samling av data for effektreguleringen, BPSK, QPSK, og QPSKq. Fig. 6 viser et blokkskjema over en av fingerdemodulatorkretsene 182 på fig. 5 og utformet i samsvar med oppfinnelsens eksempel. Inngangssamplingsverdiene Ri og Rq (RF-inngangen) tidsreguleres først i en taktregulator 190 (timer) etter hvor stor forsinkelse som er lagt inn i transmisjonsveien for det bestemte tidsavsnitt for retursignalene under prosessering. En langkode 200 tilføres over en linje til kvasistøy-spredekodene PNiog PNq i multiplikatorkretser 201, og den komplekse konjugerte av de resulterende langkodemodulerte spredekoder PNtog PNq multipliseres med de tidsregulerte samplingsverdier på mottakersiden ( Ri og Rq) i fire ytterligere multi-plikasjonskretser 202 og summeres deretter i summeringsledd 204 slik at størrelsene eller signalene Xjog Xq fremkommer. Tre separate avsnitt for disse verdier blir deretter demodulert ved hjelp av Walsh-kodene Wl5W2og W3, og de resulterende Walsh-demodulerte data eller signaler summeres via fire demodulasjonssekvenser (chips) i 4:1-summeringsledd 212. Et fjerde avsnitt av Xrog XQ-data summeres over fire demodulasjonssekvenser i summeringsleddene 208 og blir deretter filtrert i pilotfiltere 214. I den foretrukne utførelse av oppfinnelsen utfører disse filtere 214 en midling over en rekke summeringer som er utført av summeringsleddene 208, men også annen filterteknikk vil kunne være aktuell. De filtrerte faseriktige og kvadraturfaserelaterte pilotsignaler brukes for å fasedreie og skalere de demodulerte data som er kodet med Walsh-kodene W! og W2, i samsvar med BPSK-modulerte data og via kompleks konjugert multiplikasjon i multiplikasjonskretsene 216 og summeringsleddene 217, slik at det dannes reguleringssignaler av typen mykbestemmelse for effekten, samt BPSK-data. De W3-kodemodulerte data fasedreies ved hjelp av de filtrerte pilotsignaler for de to fasekomponenter, i samsvar med QPSK-modulerte data og ved hjelp av multiplikasjonskretsene 218 og summeringsleddene 220, slik at man får mykbestemmelses QPSK-data. Effektreguleringssignalene summeres via 384 modulasjonssymboler i et summeringsledd for 384:1 forhold slik at det fremkommer effektreguleringsdata av typen mykbestemmelse. De fasedreide W2-kodemodulerte data, de data som er kodemodulert i henhold til Walsh-koden W3og disse mykbestemmelsesdata for effektreguleringen gjøres deretter tilgjengelig for kombinasjon. I en alternativ utførelse av oppfinnelsen utføres både kodingen og dekodingen for disse effektreguleringsdata.

I tillegg til å fremskaffe faseinformasjon kan piloten (det vil si pilotsignalene) også brukes innenfor mottakersystemet for å lette tidsoppfølging/sporing. Tidssporing utføres ved også å prosessere de mottatte data et samplingsintervall tidligere og et intervall senere mens den aktuelle sampling utføres og prosesseres. For å fastlegge tidspunktet som nærmest passer til det aktuelle ankomsttidspunkt kan amplituden av pilotkanalsignalet sammenliknes ved før- og ettersamplingen, med amplituden ved det aktuelle tidspunkt, slik at man kommer frem til hvilken amplitude som er størst. Er signalet ved en av de nærmeste samplingstidspunktene større enn ved det aktuelle tidspunkt kan takten reguleres inn slik at man får best mulig demodulasjonsresultat.

Fig. 7 viser et blokkskjema over BPSK-kanaldekoderen 128 og QPSK-kanaldekoderen 126 (fig. 2) og konfigurert i samsvar med oppfinnelsens ut-førelseseksempel. Mykbestemmelsesdata for BPSK fra kombinasjonskretsen 184 (fig. 5) mottas av en akkumulator 240 som lagrer den første sekvens av 6144/NR demodulasjonssymboler i den mottatte ramme, der NR vil være avhengig av over-føringshastigheten for disse BPSK-data som beskrevet ovenfor. Videre legges hvert påfølgende sett av disse demodulerte symboler i rammen til den aktuelle lagrede oppsamlede symbolgruppe. En blokkoppløser 242 for oppløsning av innfellingen håndterer de akkumulerte mykbestemmelsesdata fra en summeringskrets 240 for innstillbart startpunkt, og en Viterbi-dekoder 244 dekoder resultatet slik at det fremkommer hardbestemmelsesdata så vel som CRC-kontrollsumresultater. Innenfor QPSK-dekoderen 126 demultipleksbehandles mykbeslutningsdata av typen QPSKjog QPSKq fra kombinasjonskretsen 184 (fig. 5) slik at det etableres en enkelt mykbestemmelsesdatastrøm fra en demultipleksenhet 246, og denne datastrøm mottas av en akkumulator 248 som samler opp hvert av de 6144/NR demodulasjonssymboler hvor NR er avhengig av overføringshastigheten for de aktuelle QPSK-data. En blokkoppløser 250 fjerner innfellingen av mykbeslutningsdata fra summeringskretsen 248 på tilsvarende måte som tidligere beskrevet, og en Viterbi dekoder 252 dekoder de oppløste modulasjonssymboler for å frembringe hardbestemmelsesdata så vel som CRC-kontrollsumresultater. I den alternative utførelse som er gjennomgått ovenfor, sammen med beskrivelsen knyttet til fig. 3 og hvor symbolrepetisjonen utføres før innfellingen er akkumulatorene 240 og 248 lagt etter blokkoppløserne 242 og 50.1 den utførelse av oppfinnelsen som tar i bruk ratesettene og hvor derfor overføringshastigheten for en bestemt ramme ikke er kjent brukes multippeldekodere som alle arbeider ved innbyrdes forskjellig overføringshastighet, og deretter vil den ramme som er tilordnet denne overføringshastig-het som mest sannsynlig har blitt brukt velges, ut fra resultatene fra CRC-kontrollsumundersøkelsen. Bruken av andre feilkontrollmetoder vil også være i samsvar med oppfinnelsens utøvelse i praksis.

Fig. 8 viser et blokkskjema over modulatoren 104 (fig. 2) og konfigurert i et alternativt utførelseseksempel av oppfinnelsen hvor en enkelt BPSK-datakanal anvendes. Pilotdata forsterkningsreguleres i en regulator 452 i samsvar med faktoren Aoog effektreguleringsdata moduleres med Walsh-koden W]i multiplikatorkretsen 150a og forsterkningsreguleres i en regulator 454 i samsvar med faktoren Ai. De forsterkningsregulerte pilotdata og effektreguleringsdata blir summert i summeringsleddet 460 for å komme frem til summerte data på utgangen 461. BPSK-data moduleres med Walsh-koden W2i multiplikasjonskretsen 150b og forsterkningsreguleres i regulatoren 456 i henhold til faktoren A2.

De to komponenter av den kvasitilfeldige spredekode ?N\henholdsvis PNq moduleres begge med langkoden på linjen 480, og resultatet multipliseres komplekst med de summerte data fra utgangen 461 og de forsterkningsregulerte BPSK-data fra regulatoren 456 i multiplikatorkretsene 464a-d og summeringsleddene 466a-b slik at verdiene Xi og Xq fremkommer. Disse opptransponeres deretter med sinussignaler i fase henholdsvis i kvadraturfase i multiplikatorkretsene 468, og resultatet summeres i summeringsleddene 470 og forsterkes i forsterkeren 472 som er innstilt til forsterkningsfaktoren AM. Resultatet blir utgangssignalet S(t).

Utførelsen som er skjematisk oppstilt på fig. 8 avviker fra de øvrige ut-førelser som allerede er beskrevet ved at BPSK-data er lagt inn i kvadraturfasekanalen mens pilotdata og effektreguleringsdata er ført til den faseriktige kanal. I de tidligere ut-førelse i henhold til oppfinnelsen og her beskrevet ble BPSK-data lagt i fasekanalen sammen med de aktuelle pilotdata og effektreguleringsdata. I stedet å legge BPSK-data til kvadraturfasekanalen og de øvrige data i den faseriktige kanal medfører at man reduserer effektforholdet spiss/gjennomsnittlig for returkanal signalene hvis kanalfaser er ortogonale, slik at størrelsen av signalene summert over de to kanaler kommer til å variere mindre i respons på endring av data. Dette reduserer den spisseffekt som trengs for å opprettholde en midlere effekt og reduserer også forholdet spiss/gjennomsnitt som karakteristikk for retursignalkanalen. Reduksjonen i effektforholdet reduserer også spisseffekten som et returkanalsignal må mottas ved i basestasjonen for å kunne opprettholde en gitt overføringshastighet og øker derfor den avstand en abonnentenhet kan ha til basestasjonen når man opererer med maksimal sendereffekt, før mottakerforholdene blir så dårlige at overføringen blir upålitelig, særlig gjelder dette retursendingen til basestasjonen med den gitte spisseffekt. Dette øker dekningsområdet for abonnentenheten når det brukes en bestemt overføringshastighet, eller alternativt kan man få større overført informasjonsmengde pr. tidsenhet ved en gitt avstand. Fig. 9 viser et blokkskjema over fingerdemodulatorkretsen 182 når den er konfigurert i samsvar med den utførelse av oppfinnelsen som er illustrert på fig. 8. Rj og Rq blir som før tidsregulert i en taktregulator 290, og kodene PNiog PNQmultipliseres med langkoder (linjen 200) ved hjelp av multiplikatorkretsene 201. De tidsregulerte mottatte samplingsverdier multipliseres med den komplekse konjugerte av kodene PNjog PNq i multiplikatorkretsene 302 og summeres i summeringsleddene 304 slik at verdiene Xtog Xq kommer frem. Et første og andre avsnitt av disse demoduleres med Walsh-kodene W]henholdsvis W2i multiplikatorkretser 310, og resultatet i form av demodulerte symboler summeres i sett på fire i summeringsledd 312. Et tredje avsnitt summeres over fire demodulasjonssymboler av summeringsleddene 308 slik at det frembringes pilotreferansedata. Disse filtreres i pilotfiltere 314 og brukes for fasedreining og skalering av de summerte Walsh-kodemodulerte data, i multiplikatorkretser 316 og summeringsledd 320 slik at det frembringes mykbestemmelsesdata for BPSK, og deretter summeres over 384 symboler i summeringskretsen 322 for 382:1 slik at det fremkommer mykbeslutningsdata for effektreguleringen. Fig. 10 viser et blokkskjema over det overføringssystem som er konfigurert i samsvar med nok en utførelse av oppfinnelsen. En kanalforsterkningsregulator 400 regulerer pilotkanalen 402 ut fra forsterkningsfaktoren A0. Basiskanalsymboler 404 blir kartlagt til verdier +1 og -1 i en kartleggingskrets 405 (en mapper), og hvert symbol moduleres med Walsh-koden WFsom tilsvarer +,+,-,- (hvor + = +1 og - = -1). De WF-modulerte data forsterkningsreguleres ut fra forsterkningsfaktoren A| i regulatoren 406, og utgangene fra regulatorene 400 og 406 summeres i summeringsleddet 408 slik at det fremkommer faseriktige data 410.

Tilleggskanalsymboler 411 kartlegges til + og - i kartleggingskretsen 412 og hvert symbol moduleres med Walsh-koden Wslik +,-. En forsterkningsregulator 414 regulerer forsterkningen av de Ws-modulerte data. Effektregulerings- eller kontrollkanaldata 415 kartlegges til + og - i kartleggingskretsen 416, og hvert symbol moduleres med Walsh-koden Wctil +,+,+,+,-,-,-,-. De Wc-modulerte symboler forsterkningsreguleres i regulatoren 418 ut fra forsterkningsfaktoren A3, og utgangen fra regulatorene 414 og 418 summeres i summeringsleddet 419 slik at det frembringes kvadraturfasedata 420.

Det er klart at siden Walsh-kodene WFog Wshar forskjellig lengde og frembringes ved samme sekvenstakt vil basiskanalen overføre datasymboler ved en over-føringshastighet som er halvparten av den for tilleggskanalen. Av tilsvarende grunner er det klart at kontrollkanalen overfører datasymboler ved halvparten av overføringshastig-heten i basiskanalen.

Faseriktige data 410 og kvadraturfasedata 420 er kompleksmultiplisert av henholdsvis PNjog PNq som spredekoder slik det er vist, hvoretter man får de to fasekomponenter Xrog Xq som utgangsverdier. Kvadraturleddet XQforsinkes med halvparten av varigheten for en PN-sprededatasekvens for å utøve forskjøvet QPSK-spredning, mens begge verdier Xi og Xq opptransponeres i RF-delen 106 vist på fig. 4, slik det er beskrevet ovenfor.

Ved å bruke Walsh-kodene WF, Wsog Wcsom har forskjellig lengde og som er gjennomgått ovenfor gir dette alternativ et sett kommunikasjonskanaler som har større mulighet for variasjon av overføringshastighetene eller taktene. I tillegg gir bruken av en kortere tosekvens' Walsh-kode Wsfor tilleggskanalen en ortogonal tilleggskanal med høyere overføringshastighet og med mindre effektforhold spiss/gjennomsnitt enn det som er gjeldende for de to kanaler når det baseres på Walsh-koder med fire sekvenser. Dette bedrer ytterligere ytelsen av overføringssystemet ved at en gitt forsterker vil kunne arbeide med større overføringshastighet eller sende innenfor et større område av effekt ved å utnytte det reduserte effektforhold.

Allokeringsskjemaet for Walsh-kodene og gjennomgått i forbindelse med fig. 10 kan også studeres i tabell VI som allokeringen av et åttesiffers Walsh-rom:

I tillegg til å redusere effektforholdet reduserer man kompleksiteten av over-føringssystemet ved å allokere sett med åttesiffers Walsh-kanaler når man tar i bruk en enkelt kortere Walsh-kode. Modulerer man for eksempel med fire slike koder og summerer resultatet får man behov for ytterligere kretser, og en slik løsning ville derfor være mer kompleks.

Man har videre tenkt seg at det transmisjonssystem som er vist på fig. 10 kan arbeide ved forskjellige spredebåndbredder og således med Walsh-koder og spredekoder som er generert ved forskjellig takt eller overføringshastighet, ut over 1,2288 Msekv./s. Særlig kan en spredebåndbredde på 3,6864 MHz være aktuell og med en tilhørende Walsh- og spredekodetakt på 3,6864 Msekv/s. Fig. 11-14 illustrerer den koding som utføres for de tre kanaler i tabell VI når man nettopp bruker en slik spredebåndbredde. For typisk å regulere kodingen for bruk med en spredebåndbredde på 1,2288 MHz får man derved redusert repetisjon av antallet symboler, og denne prinsipielle virkning kan anvendes mer generelt for å øke spredebåndbredden, for eksempel innbefattet bruken av en spredebåndbredde på 5 MHz. De reguleringer som må utføres for kodingen for den opprinnelige spredebåndbredde ut over reduksjon i antallet symbolrepetisjoner er særlig angitt i den beskrivelse av fig. 11-14 som er satt opp nedenfor.

Fig. 11 viser den koding som utføres for de fire overføringshastigheter eller takter (det vil si full, halv, kvart og åttendedels) og som danner taktsettet 1 i standarden IS-95, når dette utføres i samsvar med en første utførelse av oppfinnelsen. Data tilføres i 20 ms rammer og med antallet binærsiffere vist for hver ramme, og CRC-kontrollsiffere og åtte sluttsiffere legges til av CRC-kontrollsumgeneratorer 500a-d og sluttsiffer-generatorer 502a-d. I tillegg utføres kvarttakts omhylningskoding for hver takt i kodere 504a-d, slik at det genereres fire kodesymboler for hvert datasiffer, CRC-siffer eller sluttsiffer. Den resulterende ramme om kodesymbolene blir blokkinnfelt i innfellerne 506a-d slik at det antall symboler som er indikert fremkommer. For de nedre tre over-føringshastigheter gjentas overføringen av symbolene i repetisjonskretser 508a-c slik det er illustrert, hvorved 768 kodesymboler frembringes for hver ramme. Disse symboler gjentas deretter 24 ganger i repetisjonskretsene 510a-d slik at det totalt etableres 18.432 kodesymboler pr. ramme for hver overføringshastighet.

Som gjennomgått ovenfor moduleres hvert kodesymbol i basiskanalen med en firesiffers Walsh-kode WFsom genereres ved 3 686 400 sekvenser pr. sekund, og for et 20 ms tidsintervall (1/50 av 1 sekund) blir antallet Walsh- og spredekodesekvenser 73728, hvilket tilsvarer 4 Walsh-sekvenser for hver av de 18432 kodesymboler i rammen.

For et system som arbeider ved 1,2288 Msekv./s vil antallet symbolrepetisjoner som utføres av repetisjonskretsene 510a-d være redusert til åtte. I tillegg gjentar repetisjonskretsen 508b den symbolsekvens som gjelder for rammen tre ganger, med tillegg av 120 av de symboler som overføres i et fjerde tidsintervall, og repetisjonskretsen 508c gjentar sekvensen av symboler i rammen seks ganger pluss 48 av de symboler som gjentas en syvende gang. I tillegg gjentar en fjerde over-føringsrepetisjonskrets (eller et fjerde repetisjonstrinn ved overføringen) det hele ved full overføringshastighet (ikke vist), hvilket innebærer overføring av 384 av symbolsekvensene i rammen, en andre gang. Disse gjentatte overføringer gir totalt 768 datasymboler som, når de gjentas åtte ganger i symbolrepetisjonskretsene 510a-d, tilsvarer 6.144 symboler, hvilket tilsvarer antallet sekvenser i den aktuelle 20 ms ramme, nettopp ved den gitte overføringshastighet som er 1,2288 Msekv./s.

Fig. 12 viser den koding som utføres for de fire overføringshastigheter som inngår i sett 2 i standarden IS-95, når de utføres i samsvar med en særlig utførelse av oppfinnelsen. Data tilføres i 20 ms rammer hvis antall binærsiffere er vist på tegningen for hver overføringshastighet, og i tillegg tilføyes et reservesiffer i en sifferøker 521-d for hver overføringshastighet. CRC-kontrollsiffere og åtte sluttsiffere tilføyes også i generatorene 520a-d henholdsvis 522a-d for kontrollsum og sluttsiffere. I tillegg utføres kvarttakts omhylningskoding for hver overføringshastighet i omhylningskoderne 524a-d, slik at det frembringes fire kodesymboler for hver overføringshastighet, CRC- eller sluttsifferdel. Den resulterende ramme om kodesymbolene blir deretter blokkinnfelt i innfellerne 526a-d som frembringer det indikerte antall symboler. For de nedre tre over-føringshastigheter overføres symbolene gjentatt i repetisjonskretsene 528a-c som indikert, slik at man får 768 kodesymboler i hver ramme. Disse gjentas 24 ganger i repetisjonskretsene 530a-d, hvorved man totalt får 18.432 kodesymboler i hver ramme og for hver overføringshastighet.

For et system som \ arbeider ved 1,2288 MHz spredebåndbredde reduseres antall symbolrepetisjoner i repetisjonskretsene 530a-d med faktoren 4. I tillegg sender repetisjonskretsen 528a den symbolsekvens som gjelder i rammen to ganger pluss 384 av symbolene som en tredje overføring. Repetisjonskretsen 528b gjentar symbolsekvensen i rammen fem ganger pluss 96 av symbolene som overføres en sjette gang. Repetisjonskretsen 528c gjentar symbolsekvensen i rammen ti ganger pluss 96 av symbolene en 11 gang. I tillegg er en fjerde transmisjonsrepetisjonskrets (eller et fjerde transmisjonsrepetisjonstrinn) lagt inn for fulltakten (ikke vist), og dette innebærer 384 sekvenssymboler i rammen en andre gang. Disse gjentatte overføringer gir totalt 1536 symboler med data, som gjentatt fire ganger i repetisjonskretsene 530a-d tilsvarer de 6144 symboler.

Fig. 13 illustrerer den koding som utføres i tilleggskanalen og i samsvar med en utførelse av oppfinnelsen. Rammer med data tilføres ved en av de elleve over-føringshastigheter som er indikert, og CRC-kontrollsumgeneratoren 540 legger til 16 siffere til kontrollsumsiffersekvensen for CRC. En generator 542 for tilføyelse av sluttsiffere legger til åtte siffere,;slik at man får rammer med de ønskede overføringshas-tigheter. En omhylningskoder 544 koder i takt 1/4, begrenset lengde K = 9 for å frembringe fire kodesymboler for hvert siffer for de data, CRC- eller sluttsiffere som mottas, og en blokkinnfeller 546 blokkinnfeller hver ramme og gir ut antallet kodesymboler som er vist for disse, i samsvar med rammestørrelsen på inngangen. En symbolrepetisjonskrets 548 gjentar rammene N ganger i avhengighet av den størrelse inngangsrammene har, som indikert. Kodingen for en ytterligere tolvte overføringshastighet er vist og utføres på tilsvarende måte som for de elleve tidligere, med unntak av at takten 1/2 i stedet utføres for takten 1/4. I tillegg utføres ingen repetisjon. En liste over rammestørrelser, kodeinngangstakter på inngangen av koderne, kodetakter og symbolrepetisjonsfaktorer N for de forskjellige sekvenstakter som kan anvendes i forbindelse med fig. 13 for å regulere inn forskjellige sekvensoverføringshastigheter (som tilsvarer gitte spredebåndbredder) er satt opp i tabell VII nedenfor:

Fig. 14 viser et blokkskjema over den signalbehandling eller prosessering som utføres for kontrollkanalen for et system med spredebåndbredde 3,6864 MHz. Prosesseringen er tilsvarende den som er gjennomgått for de øvrige kanaler, med unntak av tilføyelsen av en multipleksenhet 560 og en symbolrepetisjonskrets 562, idet disse arbeider for å innføre ukodede effektreguleringssiffere i kodesymbolstrømmen. Disse siffere frembringes ved en takt på 16 pr. ramme og gjentas 18 ganger av repetisjonskretsen 568, førende til 288 siffere for effektreguleringen. Disse siffere multipleksbehandles til rammen med kodesymboler og med en overføringstakt på tre siffere pr. kodet datasymbol, hvilket fører til 384 totale symboler pr. ramme. Repetisjonskretsen 564 vist på tegningen gjentar de 384 siffere 24 ganger slik at man får 9.216 symboler pr. ramme, og dette gir en effektiv dataoverføringshastighet på 500 kb/s for disse kontrolldata og 800 kb/s for sifrene som gjelder effektreguleringen. Den foretrukne prosessering utføres også for en 1,2288 MHz båndbredde i et system hvor man rett og slett reduserer antallet symbolrepetisjoner fra 24 til 8.

Her er altså beskrevet et trådløst kommunikasjonssystem som opererer med flerkanals høyhastighets CDMA-overføring. Beskrivelsen er satt opp slik at enhver person som er noenlunde bevandret i denne teknikk skal kunne bruke eller lage oppfinnelsen. De enkelte modifikasjoner for de typiske utførelser som er beskrevet vil kunne aksepteres av fagfolk, og hovedprinsippene som fremkommer av beskrivelsen kan også anvendes for andre anvendelser uten av man derfor behøver være oppfmnerisk. Således er ikke den foreliggende oppfinnelse mens å være begrenset til de utførelser som er vist i tegningene og beskrevet her, men skal kunne dekke det videst mulige aspekt innenfor de prinsipper og de nye trekk som er gjennomgått.

Claims

1. Fremgangsmåte for å generere data for sending fra en abonnentenhet til en basestasjon i et kommunikasjonssystem,karakterisert vedat fremgangsmåten omfatter: modulering av kanalkodede data fra flere kanaler med en tilknyttet kode for hver kanal, valgt fra et antall tilknyttede koder, idet hver tilknyttede kode er av en forskjellig lengde fra de gjenværende tilknyttede koder og hver tilknyttede kode er ortogonal med de gjenværende tilknyttede koder, for å tilveiebringe flere strømmer av modulerte symboler, kombinering av flere av strømmene av modulerte symboler til to kombinerte strømmer, og kompleksmultiplisering av de nevnte to kombinerte strømmer med en kompleks pseudostøykode.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat moduleringen av hver av de flere kanalkodede data med en tilknyttet kode omfatter: modulering av en pilotkanaldata med en første kode for å tilveiebringe en første strøm av modulerte symboler, modulering av en bruker første kanalkodede data med en andre kode for å tilveiebringe en andre strøm av modulerte symboler, og modulering av en kontrollkanaldata med en tredje kode for å tilveiebringe en tredje strøm av modulerte symboler.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2,karakterisert vedat den nevnte kombinering av strømmene av modulerte symboler omfatter: summering av den første strøm av modulerte symboler med en andre eller tredje strøm av modulerte symboler for å tilveiebringe en første summerte strøm av modulerte symboler, og tilveiebringe nevnte første summerte strøm separat fra det gjenværende av den andre eller tredje strøm av modulerte symboler for nevnte komplekse multiplisering.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 2,karakterisert vedå ytterligere omfatte: modulering av en bruker andre kanalkodede data med en fjerde kode for å tilveiebringe en fjerde strøm av modulerte symboler.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat nevnte kombinering av strømmene av modulerte symboler omfatter: summering av den første strøm av modulerte data med den andre strøm av modulerte symboler for å tilveiebringe en første summerte strøm av modulerte symboler, og summering av den fjerde strøm av modulerte data med den tredje strøm av modulerte symboler for å tilveiebringe en andre summerte strøm av modulerte symboler, tilveiebringe nevnte første summerte strøm separat fra den andre summerte strøm av modulerte symboler for nevnte komplekse multiplisering.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat nevnte kombinering av strømmene av modulerte symboler omfatter: summering av den første strøm av modulerte symboler med den andre strøm av modulerte symboler og den tredje strøm av modulerte symboler for å tilveiebringe en første summerte strøm av modulerte symboler, og tilveiebringe nevnte første summerte strøm separat fra den fjerde strøm av modulerte symboler for nevnte komplekse multiplisering.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat den komplekse pseudostøykode omfatter en faseriktig pseudostøykodekomponent og en kvadraturfaset pseudostøykodekomponent.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 7,karakterisert vedat den faseriktige pseudostøykodekomponent og den kvadraturfasede pseudostøykomponent multipliseres med en lang kode.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat nevnte komplekse multiplisering omfatter: multiplisering av en første kombinerte strøm med en faseriktig pseudostøykodekomponent som gir et faseriktig ledd, og multiplisering av en andre kombinerte strøm med en kvadraturfaset pseudostøykodekomponent som gir et kvadraturfaset ledd.

10. Fremgangsmåte ifølge krav 9,karakterisert vedat nevnte komplekse multiplisering omfatter: multiplisering av den første kombinerte strøm med den faseriktige pseudostøykodekomponent for å tilveiebringe et første mellomliggende signal, multiplisering av den andre kombinerte strøm med den faseriktige pseudostøykodekomponent for å tilveiebringe et andre mellomliggende signal, multiplisering av den første kombinerte strøm med den kvadraturfasede pseudostøykodekomponent for å tilveiebringe et tredje mellomliggende signal, multiplisering av den andre kombinerte strøm med den kvadraturfasede pseudostøykodekomponent for å tilveiebringe et fjerde mellomliggende signal, subtrahering av det fjerde mellomliggende signal fra det første mellomliggende signal for å tilveiebringe et faseriktig produktsignal, og summering av det andre mellomliggende signal med det tredje mellomliggende signal for å tilveiebringe et kvadraturfaset produktsignal.

11. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat flere av de tilknyttede koder omfatter flere Walsh-koder.

12. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2 eller 4,karakterisert vedat kanalens datarate avgjør lengden på en tilknyttet kode.

13. Fremgangsmåte ifølge krav 2 eller 4,karakterisert vedat lengden av den andre kode er mindre enn en lengde av den tredje kode.

14. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat en lengde av den fjerde kode er mindre enn en lengde av den tredje kode.

15. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat en lengde av den fjerde kode er mindre enn en lengde av den andre kode når en datarate for bruker førstekanalen er mindre enn en datarate for bruker andrekanalen.

16. Fremgangsmåte ifølge krav 2 eller 4,karakterisert vedat den første kode omfatter en Walsh-kode med verdier +.

17. Fremgangsmåte ifølge krav 2 eller 4,karakterisert vedat den tredje kode omfatter en Walsh-kode med lengde på åtte chipper.

18. Fremgangsmåte ifølge krav 17,karakterisert vedat den tredje kode omfatter en Walsh-kode ++++—.

19. Fremgangsmåte ifølge krav 2 eller 4,karakterisert vedat den andre kode omfatter en Walsh-kode med lengde på fire chipper.

20. Fremgangsmåte ifølge krav 19,karakterisert vedat den andre kode omfatter en Walsh-kode ++-.

21. Fremgangsmåte ifølge krav 2 eller 4,karakterisert vedat den andre kode omfatter en Walsh-kode med lengde på to chipper.

22. Fremgangsmåte ifølge krav 21,karakterisert vedat den andre kode omfatter en Walsh-kode +-.

23. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat den fjerde kode omfatter en Walsh-kode med lengde på fire chipper.

24. Fremgangsmåte ifølge krav 23,karakterisert vedat den fjerde kode omfatter en Walsh-kode ++--.

25. Fremgangsmåte ifølge krav 4,karakterisert vedat den fjerde kode omfatter en Walsh-kode med lengde på to chipper.

26. Fremgangsmåte ifølge krav 25,karakterisert vedat den fjerde kode omfatter en Walsh-kode +-.

27. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat den ytterligere omfatter: justering av forsterkning av strømmene av modulerte symboler.

28. Fremgangsmåte ifølge krav 27,karakterisert vedat justeringen av forsterkningen av strømmene av modulerte symboler omfatter: justering av forsterkningen av en første strøm av modulerte symboler, og justering av forsterkning av hver enkelt av de gjenværende strømmer til verdier bestemt relativt til forsterkningen av den første strøm.

29. Apparat for å generere data for sending fra en abonnentenhet til en basestasjon i et kommunikasjonssystem,karakterisert vedat apparatet omfatter: midler for modulering av kanalkodede data fra flere kanaler med en tilknyttet kode for hver kanal, valgt fra et antall tilknyttede koder, idet hver tilknyttede kode er av en forskjellig lengde fra de gjenværende tilknyttede koder og hver tilknyttede kode er ortogonal med de gjenværende tilknyttede koder, for å tilveiebringe flere strømmer av modulerte symboler, midler for å kombinere strømmene av modulerte symboler til to kombinerte strømmer, og midler for kompleksmultiplisering av de nevnte to kombinerte strømmer med en kompleks pseudostøykode.

30. Apparat ifølge krav 29,karakterisert vedat midlene for modulering av hver av de flere kanalkodede data med en tilknyttet kode omfatter: midler for modulering av en pilotkanaldata med en første kode for å tilveiebringe en første strøm av modulerte symboler, midler for modulering av en bruker første kanalkodede data med en andre kode for å tilveiebringe en andre strøm av modulerte symboler, og midler for modulering av en kontrollkanaldata med en tredje kode for å tilveiebringe en tredje strøm av modulerte symboler.

31. Apparat ifølge krav 30,karakterisert vedat midlene for kombinering av strømmene av modulerte symboler omfatter: midler for summering av den første strøm av modulerte symboler med én av den andre eller tredje strøm av modulerte symboler for å tilveiebringe en første summerte strøm av modulerte symboler, og midler for å tilveiebringe nevnte første summerte strøm separat fra det gjenværende av den andre eller tredje strøm av modulerte symboler for nevnte komplekse multiplisering.

32. Apparat ifølge krav 30,karakterisert vedytterligere å omfatte: midler for modulering av en bruker andre kanalkodedata med en fjerde kode for å tilveiebringe en fjerde strøm av modulerte symboler.

33. Apparat ifølge krav 32,karakterisert vedat midlene for kombinering av strømmene av modulerte symboler omfatter: midler for summering av den første strøm av modulerte data med den andre strøm av modulerte symboler for å tilveiebringe en første summerte strøm av modulerte symboler, og midler for å summere den fjerde strøm av modulerte data med den tredje strøm av modulerte symboler for å tilveiebringe en andre summerte strøm av modulerte symboler, midler for å tilveiebringe nevnte første summerte strøm separat fra den andre summerte strøm av modulerte symboler for nevnte komplekse multiplisering.

34. Apparat ifølge krav 32,karakterisert vedat midlene for kombinering av strømmene av modulerte symboler omfatter: midler for å summere den første strøm av modulerte symboler med den andre strøm av modulerte symboler og den tredje strøm av modulerte symboler for å tilveiebringe en første summerte strøm av modulerte symboler, og midler for å tilveiebringe nevnte første summerte strøm separat fra den fjerde strøm av modulerte symboler for nevnte komplekse multiplisering.

35. Apparat ifølge krav 29,karakterisert vedat den komplekse pseudostøykode omfatter en faseriktig pseudostøykodekomponent og en kvadraturfase pseudostøykodekomponent.

36. Apparat ifølge krav 35,karakterisert vedat den faseriktige pseudostøykodekomponent og den kvadraturfase pseudostøykodekomponent multipliseres med lang kode.

37. Apparat ifølge krav 29,karakterisert vedat midlene for kompleks multiplisering omfatter: midler for å multiplisere en første kombinerte strøm med en faseriktig pseudostøykodekomponent som gir et faseriktig ledd, og midler for å multiplisere en andre kombinerte strøm med en kvadraturfaset pseudostøykodekomponent som gir et kvadraturfaset ledd.

38. Apparat ifølge krav 37,karakterisert vedat midlene for kompleks multiplisering omfatter: midler for å multiplisere den første kombinerte strøm med den faseriktige pseudostøykodekomponent for å tilveiebringe et første mellomliggende signal, midler for å multiplisere den andre kombinerte strøm med den faseriktige pseudostøykodekomponent for å tilveiebringe et andre mellomliggende signal, midler for å multiplisere den første kombinerte strøm med den kvadratur-fasepseudostøykodekomponent for å tilveiebringe et tredje mellomliggende signal, midler for å multiplisere den andre kombinerte strøm med den kvadraturfasepseudostøykodekomponent for å tilveiebringe et fjerde mellomliggende signal, midler for å subtrahere det fjerde mellomliggende signal fra det første mellomliggende signal for å tilveiebringe et faseriktig produktsignal, og midler for å summere det andre mellomliggende signal med det tredje mellomliggende signal for å tilveiebringe et kvadraturfaseproduktsignal.

39. Apparat ifølge krav 29,karakterisert vedat de tilknyttede koder omfatter flere Walsh-koder.

40. Apparat ifølge krav 29 eller 30 eller 32,karakterisert vedat dataraten i en kanal avgjør en lengde av en tilknyttet kode.

41. Apparat ifølge krav 30 eller 32,karakterisert vedat lengden av den andre kode er mindre enn en lengde av den tredje kode.

42. Apparat ifølge krav 32,karakterisert vedat en lengde av den fjerde kode er mindre enn en lengde av den tredje kode.

43. Apparat ifølge krav 32,karakterisert vedat en lengde av den fjerde kode er mindre enn en lengde av den andre kode når en datarate for bruker første kanal er mindre enn dataraten for bruker andre kanal.

44. Apparat ifølge krav 30 eller 32,karakterisert vedat den første kode omfatter en Walsh-kode med verdier +.

45. Apparat ifølge krav 30 eller 32,karakterisert vedat den tredje kode omfatter en Walsh-kode med en chiplengde på åtte chipper.

46. Apparat ifølge krav 45,karakterisert vedat den tredje kode omfatter en Walsh-kode ++++—.

47. Apparat ifølge krav 30 eller 32,karakterisert vedat den andre kode omfatter en Walsh-kode med fire chipper.

48. Apparat ifølge krav 47,karakterisert vedat den andre kode omfatter en Walshkode med ++--.

49. Apparat ifølge krav 30 eller 32,karakterisert vedat den andre kode omfatter en Walsh-kode med en lengde på to chipper.

50. Apparat ifølge krav 49,karakterisert vedat den andre kode omfatter en Walsh-kode +-.

51. Apparat ifølge krav 32,karakterisert vedat en fjerde kode omfatter en Walsh-kode med lengde på fire chipper.

52. Apparat ifølge krav 51,karakterisert vedat den fjerde kode omfatter en Walsh-kode ++--.

53. Apparat ifølge krav 32,karakterisert vedat den fjerde kode omfatter en Walsh-kode med lengde på to chipper.

54. Apparat ifølge krav 53,karakterisert vedat den fjerde kode omfatter en Walsh-kode +-.

55. Apparat ifølge krav 29,karakterisert vedat den ytterligere omfatter: midler for å justere forsterkning av strømmene av modulerte symboler.

56. Apparat ifølge krav 55,karakterisert vedat nevnte midler for å justere forsterkning av strømmene av modulerte symboler omfatter: midler for justert forsterkning av en første strøm av modulerte symboler, og midler for å justere forsterkning av hver enkelt av de gjenværende strømmer til verdier bestemt relativt til forsterkningen av den første strøm.

57. Fremgangsmåte for å demodulere et signal mottatt i en basestasjon fra en sending i et kommunikasjonssystem,karakterisert vedat den omfatter: kompleks multiplisering av et komplekst mottatt signal med en faseriktig pseudoslumpvis spredekode og en kvadraturfaset pseudoslumpvis spredekode for å tilveiebringe en faseriktig samplestrøm og en kvadraturfaset samplestrøm, filtrering av den faseriktige strømmålinger for å tilveiebringe et faseriktig pilotfiltersignal, filtrering av kvadraturfasestrømmålinger for å tilveiebringe et kvadraturfasepilotfiltersignal, multiplisering av den faseriktige samplestrøm med en første kode av flere koder, idet hver av de flere koder er av forskjellig lengde og er ortogonale med de gjenværende koder for å tilveiebringe et faseriktig avspredningssymbol første kanalstrøm, multiplisering av kvadraturfasemålestrømmen med den første kode for å tilveiebringe en kvadraturfase avspredningssymbol første kanalstrøm, og faserotering og skalering av den faseriktig avspredningssymbol første kanalstrøm og den kvadraturfasestrøm avspredningssymbol første kanalstrøm i henhold til det faseriktige pilotfiltersignal og det kvadraturfasede pilotsignal for å tilveiebringe en myk avgjørelses første kanaldatastrøm.

58. Fremgangsmåte ifølge krav 57,karakterisert vedat den ytterligere omfatter: summering av den faseriktige avspredningssymbol første kanalstrøm i henhold til lengden av den første kode, og summering av den kvadraturfasede avspredningssymbol første kanalstrøm i henhold til lengden av den første kode.

59. Fremgangsmåte ifølge krav 57,karakterisert vedat faserotering og skalering omfatter: multiplisering av den faseriktige avspredningssymbol første kanalstrøm med det faseriktige pilotfiltersignal for å tilveiebringe en faseriktig mykavgjørelse av første datastrøm, og multiplisering av den kvadraturfasede avspredningssymbol første kanalstrøm med det kvadraturfasede pilotfiltersignal for å tilveiebringe en kvadraturfaset mykavgjørelse av første kanaldatastrøm.

60. Fremgangsmåte ifølge krav 59,karakterisert vedat det ytterligere omfatter: summering av den faseriktige og den kvadraturfasede mykavgjørelses første kanaldatastrømmer.

61. Fremgangsmåte ifølge krav 60,karakterisert vedat det ytterligere omfatter summering av mykavgjørelses første kanalstrøm over et forhåndsbestemt antall mykavgjørelsessymboler for å tilveiebringe en summert mykavgjørelses første kanalstrøm.

62. Fremgangsmåte ifølge krav 57,karakterisert vedat det ytterligere omfatter: multiplisering av den faseriktige målestrøm med en kort kode for å tilveiebringe en faseriktig avspredningssymbol annen kanalstrøm, multiplisering av kvadraturfasemålestrømmen med den andre kode for å tilveiebringe en kvadraturfasesymbol andre kanalstrøm, og faserotering og skalering av den faseriktige symbol andre kanalstrøm og den kvadraturfasede symbol andre kanalstrøm for å tilveiebringe en mykavgjørelses andre kanaldatastrøm.

63. Fremgangsmåte ifølge krav 57 eller 58 eller 62,karakterisert vedat en kode omfatter en Walsh-kode.

64. Fremgangsmåte ifølge krav 57 eller 63,karakterisert vedat den første kode har en lengde på fire chipper.

65. Fremgangsmåte ifølge krav 57 eller 63,karakterisert vedat den første kode er lik ++--.

66. Fremgangsmåte ifølge krav 57 eller 63,karakterisert vedat den første kode er lik +-+-.

67. Fremgangsmåte ifølge krav 57 eller 63,karakterisert vedat den første kode har en lengde på to chipper.

68. Fremgangsmåte ifølge krav 57 eller 63,karakterisert vedat den første kode er lik +-.

69. Fremgangsmåte ifølge krav 57 eller 63,karakterisert vedat den første kode har en lengde på åtte chipper.

70. Fremgangsmåte ifølge krav 57 eller 63,karakterisert vedat den første kode er lik ++++—.

71. Fremgangsmåte ifølge krav 62,karakterisert vedat lengden av den første kode er ikke lik lengden på den andre kode.

72. Fremgangsmåte ifølge krav 71,karakterisert vedat den andre kode har en lengde på fire chipper.

73. Fremgangsmåte ifølge krav 72,karakterisert vedat den andre kode er lik++~.

74. Fremgangsmåte ifølge krav 72,karakterisert vedat den andre kode er lik+-+-.

75. Fremgangsmåte ifølge krav 72,karakterisert vedat den andre kode har en lengde på to chipper.

76. Fremgangsmåte ifølge krav 72,karakterisert vedat den andre kode er lik+-.

77. Mottakerapparat for demodulering av et signal mottatt i en basestasjon fra en sending i et kommunikasjonssystem,karakterisert vedat det omfatter: en kompleksmultiplikator anordnet for å kompleksmultiplisere et komplekst mottatt signal med en faseriktig pseudoslumpvis spredekode med en kvadraturfaset pseudoslumpvis spredekode for å tilveiebringe en faseriktig samplestrøm og en kvadraturfaset samplestrøm, et første pilotfilter anordnet for å filtrere den faseriktige målestrøm for å tilveiebringe et faseriktig pilotfiltersignal, et andre pilotfilter anordnet for å filtrere den kvadraturfasede målestrøm for å tilveiebringe et kvadraturfasepilotfiltersignal, en første multiplikator anordnet for å multiplisere den faseriktige målestrøm med en første kode av flere koder, idet hver av de flere koder er av en forskjellig lengde og er ortogonal med gjenværende koder for å tilveiebringe en faseriktig avspredt symbol første kanalstrøm, en andre multiplikator anordnet for å multiplisere den kvadraturfasede måle-strøm med den første kode for å tilveiebringe en kvadraturfaset kort Walsh-avspredningssymbol første kanalstrøm, og første midler for faserotering og skalering av den faseriktige avspredningssymbol første kanalstrøm og kvadraturfaseavspredningssymbol første kanalstrøm i henhold til det faseriktige pilotfiltersignal og kvadraturfasepilotfiltersignalet for å tilveiebringe en mykavgjørelses første kanaldatastrøm.

78. Apparat ifølge krav 77,karakterisert vedat det ytterligere omfatter: en første summerer anordnet for å summere den faseriktige avspredningssymbols første kanalstrøm i henhold til lengden på den første kode, og en andre summerer anordnet for å summere den kvadraturfasede avspredningssymbols første kanalstrøm i henhold til lengden på den første kode.

79. Apparat ifølge krav 77,karakterisert vedat det ytterligere omfatter: en tredje multiplikator anordnet for å multiplisere den faseriktige avspredningssymbols første kanalstrøm med det faseriktige pilotfiltersignal for å tilveiebringe en faseriktig mykavgjørelses første kanaldatastrøm, og en fjerde multiplikator anordnet for å multiplisere kvadraturfase-avspredningssymbolets første kanalstrøm med det kvadraturfasede pilotfiltersignal for å tilveiebringe kvadraturfaset mykavgjørelses første kanaldatastrøm.

80. Apparat ifølge krav 79,karakterisert vedat det ytterligere omfatter: en tredje summerer anordnet for å summere de faseriktige og de kvadraturfasede mykavgjørelses første kanaldatastrømmer.

81. Apparat ifølge krav 79,karakterisert vedat det ytterligere omfatter en fjerde summerer anordnet for å summere mykavgjørelses første kanaldatastrøm over et forhåndsbestemt antall mykavgjørelsessymboler for å tilveiebringe en summert mykavgjørelses første kanalstrøm.

82. Apparat ifølge krav 77,karakterisert vedat det ytterligere omfatter: en tredje multiplikator anordnet for å multiplisere den faseriktige målestrøm med en andre kode for å tilveiebringe en faseriktig avspredningssymbols andre kanalstrøm, en fjerde multiplikator anordnet for å multiplisere den kvadraturfasede målestrøm med den andre kode for å tilveiebringe et kvadraturfaset symbol andre kanalstrøm, og andre midler for faserotering og skalering av det faseriktige symbol andre kanalstrøm og kvadraturfasesymbol andre kanalstrøm for å tilveiebringe en myk-avgjørelses andre kanaldatastrøm.

83. Apparat ifølge krav 77 eller 78 eller 82,karakterisert vedat en kode omfatter en Walsh-kode.

84. Apparat ifølge krav 77 eller 83,karakterisert vedat den første kode har en lengde på fire chipper.

85. Apparat ifølge krav 77 eller 83,karakterisert vedat den første kode er lik ++--.

86. Apparat ifølge krav 77 eller 83,karakterisert vedat den første kode er lik +-+-.

87. Apparat ifølge krav 77 eller 83,karakterisert vedat den første kode har en lengde på to chipper.

88. Apparat ifølge krav 77 eller 83,karakterisert vedat den første kode er lik +-.

89. Apparat ifølge krav 77 eller 83,karakterisert vedat den første kode har en lengde på åtte chipper.

90. Apparat ifølge krav 77 eller 83,karakterisert vedat den første kode er lik ++++—.

91. Apparat ifølge krav 82,karakterisert vedat lengden på den første kode er ulik lengden på den andre kode.

92. Apparat ifølge krav 91,karakterisert vedat den andre kode har en varighet på fire chipper.

93. Apparat ifølge krav 91,karakterisert vedat den andre kode er lik ++--.

94. Apparat ifølge krav 91,karakterisert vedat den andre kode er lik +-+-.

95. Apparat ifølge krav 91,karakterisert vedat den andre kode har en lengde på to chipper.

96. Apparat ifølge krav 91,karakterisert vedat den andre kode er lik +-.