NO321207B1 - Abonnentenhet og fremgangsmate for bruk av en slik enhet i et radiosambandssystem - Google Patents

Description

Oppfinnelsen gjelder det som her er kalt en abonnentenhet, men som særlig kan være en mobiltelefon, og bruken av en slik enhet i et kommunikasjonsnett.

Trådløse kommunikasjonssystemer eller -nett omfatter mobiltelefoni, satellitt- og punkt/punkt-kommunikasjon via radioforbindelse og bygger informasjonsoverføringen på modulerte høyfrekvenssignaler (RF) via to systemer. Bruken av trådløs kommunikasjon er ønskelig av forskjellige grunner, innbefattet øket mobilitet og redusert behov for infrastruk-tur, sammenliknet med kommunikasjonssystemer via ledninger. En ulempe med radiofor-bindelser er imidlertid den begrensede overføringskapasitet man har ved at den tilgjengelige RF-båndbredde ikke er så stor man ønsker. En slik begrensning i kapasiteten er i kontrast til trådkoplede kommunikasjonssystemer hvor tilleggskapasitet kan forordnes ved å legge inn ytterligere trådforbindelser (flere linjer).

I og med den begrensning RF-båndbredden representerer har man forsøkt forskjellige typer signalbehandlingsteknikk for å øke overføringseffektiviteten. En slik teknikk er benevnt IS-95 og utgjør en internasjonal standard for grensesnittet mellom apparatur og radiokommunikasjon, og standarden har etterkommere så som IS-95-A og ANSI J-STD-008 (idet også disse tas med i standarden IS-95). Disse standarder er etablert av telekommu-nikasjonsindustriforbundet TIA og brukes primært innenfor mobilsamband. Standarden IS-95 innbefatter kodefordelt flertilgangsmodulasjon (CDMA) for å kunne håndtere flere kom-munikasjonsgrener samtidig innenfor samme båndbredde. Kombinert med omfattende effektregulering vil man med slik flerveisoverføring innenfor samme båndbredde kunne øke det totale antall pågående samtaler innenfor telefoni og annen kommunikasjon som skal fo-regå innenfor et trådløst kommunikasjonssystem ved blant annet å øke bruken av hvert frekvensdelområde ("frekvensgjenbruk"), sammenliknet med annen teknikk for overføring. Bruken av CDMA innenfor flertilgangssystemer er allerede beskrevet i våre patentskrifter US 4 901 307 og 5 103 459 med henholdsvis titler: "Spread Spectrum Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters" og "System and Method for Generating Signal Waveforms in a CDMA Cellular Telephone System". Innholdet i disse patentskrifter tas her således med som referansemateriale.

Først skal den kjente teknikk når det gjelder slike kommunikasjonssystemer med abonnentenheter gjennomgås, og det vises til fig. 1 i tegningene hvor det er illustrert et enkelt system i henhold til standarden IS-95. Under driften er flere abonnentenheter (mobilte-lefoner) 10a-d innkoplet for å ha samband via radiosignaler i det illustrerte sambandsnett. Sambandet foregår via ett eller flere RF-grensesnitt overfor en eller flere basestasjoner 12a-12d og ved hjelp av CDMA-modulerte RF-signaler. hvert RF-grensesnitt mellom en basestasjon 12 og en abonnentenhet 10 skjer toveis og består således av et foroversignal som sendes ut fra basestasjonen 12 og et retursignal som sendes fra abonnentenheten og tilbake til denne basestasjon. Via RF-grensesnittene vil et samband med en annen bruker (som er tilknyttet en annen abonnentenhet) vanligvis utføres via en nettsentral (MTSO) 14 og det i dette tilfelle offentlige telekommunikasjonsnett (PSTN - telenettet) 16. Forbindelsene mellom stasjonene 12, 14 og 16 skjer gjerne via trådlinjer selv om bruken av andre RF- eller mikrobølgelinjer også har vært vanlig.

I henhold til standarden IS-95 sender hver enhet 10 den aktuelle informasjon (brukerdata) via et enkanals, ukoherent returkanalsignal, og overføringshastigheten vil maksi-malt være 9,6 eller 14,4 kb/s i avhengighet av hvilken overføringstakt ("bitrate") som er valgt fra et gitt sett. En ukoherent forbindelse er en forbindelse hvor signalenes faseinformasjon ikke utnyttes ved overføringen, på mottakersiden. En koherent forbindelse er der-imot en forbindelse hvor mottakersiden utnytter den informasjon som ligger i bærebølge-signalers (eller generelt bærersignalers) fase under signalbehandlingen. Faseinformasjonen inngår typisk via et særskilt overført pilotsignal, men kan også hentes ut (anslås) fra de data som overføres. Standarden IS-95 forutsetter et sett med 64 såkalte Walsh-koder for foroverkanalen, idet hver slik kode på sin side omfatter 64 "chips", det vil si binærsiffer-sekvenser.

Bruken av et returkanalsignal av typen enkeltkanals og ukoherent og med den maksimale overføringshastighet gitt ovenfor, slik det er spesifisert i standarden, er velegnet for et trådløst mobiltelefonsystem hvor den typiske kommunikasjon involverer overføringen av digitalomvandlet tale eller digitalisert informasjon ved relativt lav takt så som faksimile-overføring. En ukoherent returkanal ble valgt fordi man i et system med opp til 80 abonnentenheter 10 kan stå i forbindelse med en enkelt basestasjon 12 for hver allokert bånd-breddedel på 1,2288 MHz siden de nødvendige pilotdata i overføringen fra hver abonnentenhet i vesentlig grad ville øke den grad et sett abonnentenheter kom til å gi interferens innbyrdes. Ved de gitte overføringshastigheter vil også forholdet mellom den sendereffekt som brukes for eventuelle pilotdata, og effekten for de aktuelle nyttedata være betydelig, og derfor vil også interferensen innbyrdes bli relativt dominant. Bruken av et enkanals retursignal ble valgt i eksemplet siden engasjement i bare én type kommunikasjon ad gangen er den aktuelle situasjon for linjetelefoner, idet det er med utgangspunkt i denne type informa-sjonsoverføring de aktuelle trådløse mobiltelefonnett er videreutviklet. Kompleksiteten ved signalbehandling av signaler i en enkelt kanal er også mindre enn dersom man hadde hatt flere parallelle kanaler.

Etter hvert som kommunikasjon via digitalsignaler skrider fremover vil behovet for radiooverføring av data for anvendelser så som interaktiv filsøking og videofjernkonferanse antas å øke i sterk grad, og en slik økning vil gi et bilde på den måte trådløse kommunikasjonssystemer brukes og de betingelser som de tilhørende RF-grensesnitt betjenes ved. Særlig kan data overføres ved større hastigheter og innenfor et større omfang av slike. Videre vil mer pålitelig overføring være nødvendig siden feil i dataoverføring dårligere kan tolere-res enn feil i overføring av audioinformasjon. I tillegg vil det økede antall datatyper gi årsak til behov for overføring av forskjellige typer samtidig, for eksempel kan det være nødven-dig å utveksle informasjon fra en datafil samtidig med opprettholdelse av et audio- eller vi-deogrensesnitt. Når overføringstakten fra en abonnentenhet øker vil også antallet slike enheter i forbindelse med en bestemt basestasjon, regnet i forhold til den gitte RF-båndbredde reduseres, siden de større overføringshastigheter vil føre til at basestasjonens behandlings-kapasitet nås allerede med færre abonnentenheter. I enkelte tilfeller kan den aktuelle returkanal i henhold til standarden IS-95 ikke lenger regnes å være ideelt egnet for alle disse endringstyper, og det er på denne bakgrunn oppfinnelsen kommer inn i bildet ved å sørge for et kommunikasjonssystem hvor man kan ha større overføringshastigheter, som er mer effektivt når det gjelder utnyttelse av en gitt båndbredde og som tillater CDMA-grensesnitt som en rekke kommunikasjonstyper kan utføres via.

I et første aspekt av oppfinnelsen er det således, og slik det fremgår av patentkrav 1 skaffet til veie en fremgangsmåte for å generere modulerte data for transmisjon fra en abonnentenhet til en basestasjon ved kombinasjon av et pilotsignal med et styresignal slik at det frembringes en første datastrøm, og denne fremgangsmåte er kjennetegnet ved: føring av denne første datastrøm til en multiplikator innrettet for kompleks multiplikasjon, og

utførelse av kompleks multiplikasjon i multiplikatoren, av en eller flere data-strømmer som er tilført den, med en kompleks kvasistøykode (PN-kode).

I henhold til et annet aspekt av oppfinnelsen og slik det fremgår av krav 20 er det skaffet til veie et apparat for å generere modulerte data for transmisjon fra en abonnentenhet til en basestasjon og omfattende midler for kombinasjon av et pilotsignal med et styresignal for å frembringe en første datastrøm, kjennetegnet ved midler for føring av denne første datastrøm til en multiplikator innrettet for kompleks multiplikasjon, og midler for utførelse av kompleks multiplikasjon av en eller flere tilførte datastrømmer, med en kompleks kvasistøykode.

I nok et aspekt av oppfinnelsen er det skaffet til veie en fremgangsmåte for demodulasjon, slik det fremgår av krav 37, og et apparat for slik demodulasjon, hvilket fremgår av krav 53. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av underkravene til disse fire ho-vedkrav.

I en særlig utførelse av oppfinnelsen dannes et sett enkeltvis forsterkningsregulerte abonnentkanaler ved hjelp av et sett ortogonale subkanalkoder med et lite antall kvasistøy-spredesekvenser pr. ortogonal bølgeformperiode. Data som skal overføres via en av kanalene er feilkorreksjonskodet ved lav kodetakt og gjentas sekvensvis før modulasjon med en av subkanalkodene, deretter utføres forsterkningsregulering, og så summeres resultatet med data som moduleres ved hjelp av de øvrige subkanalkodene. De resulterende summerte data moduleres ved hjelp av en brukerlangkode og en nær tilfeldig spredekode (den kode som er kvasistøykoden - PN-koden) og opptransponeres for sending. Bruken av de korte ortogonale koder gir undertrykking av interferens uten å hindre ekstensiv feilkorreksjonskoding og repetisjon via tidsforskyvning (diversitet) for å unngå den såkalte Raleigh-svekking som ofte forekommer i trådløse overføringssystemer på jordoverflaten. I eksemplet på oppfinnelsen består settet av subkanalkoder av fire Walsh-koder hvor hver enkelt er ortogonal i forhold til de øvrige i settet og har en lengde (varighet) på fire "chips" eller standard-sekvenslengder.I en foretrukket utførelse av oppfinnelsen multipleksbehandlet to av abon-nentkanalene til en enkelt trafikkanal. Bruken av færre trafikkanaler foretrekkes, siden dette tillater et mindre forhold mellom den utsendte effekts spiss verdi og dens gjennomsnitts-verdi. Bruken av forskjellige antall trafikkanaler er i samsvar med oppfinnelsen.

I en første utførelse av oppfinnelsen overføres pilotdata via en første av senderka-nalene, og effektregulering og annen styreinformasjon fra ramme til ramme overføres via en andre senderkanal. I en foretrukket kanal multipleksbehandles informasjonen i pilotkanalen og kontrollabonnentkanalen, hvilket innbefatter effektreguleringen og styredata på ram-me/ramme-basis, til en enkelt trafikkanal for å redusere dette effektforhold, selv om man får kontinuerlig transmisjon. Dette er nemlig meget ønskelig siden det reduserer risikoen for interferens med personlig elektrisk utstyr, så som høreapparater og pacemakere. Siden pilotdata og styredata alltid blir sendt vil det resulterende signal fremdeles være kontinuerlig. De øvrige trafikkanaler er typisk bare aktive når data tilhørende den aktuelle trafikkanal er aktive. Dersom styredata ble multipleksbehandlet med en abonnentkanal som ikke er pilot-abonnentkanalen vil den resulterende trafikkanalbølgeform være avbrutt når de opprinneli-ge trafikkanaldata er inaktive. De øvrige abonnenttrafikkanalene kan også multipleksbehandlet til en enkelt senderkanal. To separate abonnenttrafikkanaler brukes her for å mulig-gjøre forskjellige forsterkninger og rammeomsendingstilnærmelser for forskjellig type tra-fikk. De øvrige to senderkanaler brukes for å overføre uspesifiserte digitalsignaler (data) innbefattet brukerdata eller signaleringsdata eller begge. I eksempelet er en av de to uspesifiserte senderkanaler konfigurert for modulasjonstypen BPSK, mens den andre er for QPSK. Dette er gjort for å illustrere anvendeligheten av systemet. Begge kanaler kunne væ-re BPSK- eller QPSK-modulert i alternative utførelser av oppfinnelsen.

Før modulasjonen kodes de uspesifiserte data hvor kodingen innbefatter en kontroll av syklisk redundans (CRC), omhylningskoding, innfelling, selektiv sekvensomsending og kartlegging eller omvandling i henhold til BPSK eller QPSK. Ved å variere mengden av repetisjoner som utføres og ikke begrense mengden repetisjoner til et heltall for symbolsek-vensene kan et stort antall overføringstakter, innbefattet høyhastighetsoverføring håndteres. Videre kan også større overføringshastigheter være kurant ved å overføre data samtidig over begge de uspesifiserte senderkanaler. Ved hyppig oppdatering av forsterkningsinnstil-lingen som foreligger for hver overføringskanal kan den totale sendereffekt som brukes av overføringssystemet holdes nede på et minimum, slik at den interferens som uunngåelig etableres mellom flere sendersystemer blir holdt på et minimum, hvorved systemkapasiteten blir bedret.

De enkelte forhold som gjelder oppfinnelsen vil fremgå av beskrivelsen nedenfor, av en særlig utførelse, og beskrivelsen støtter seg til tegningene hvor samme henvisningtall kan gå igjen fra den ene figur til den neste og hvor: Fig. 1 viser et blokkskjema over et konvensjonelt mobiltelefonnett, fig. 2 viser et blokkskjema over en mobiltelefon, generelt en abonnentenhet i et slikt nett hvor det inngår en basestasjon, idet enheten eller mobiltelefonen er i samsvar med en særlig utførelse av oppfinnelsen, fig. 3 viser et blokkskjema over BPSK- og QPSK-koderne i enheten, fig. 4 viser et blokkskjema over enhetens modulator for signalbehandlingen på dens senderside, fig. 5 viser et blokkskjema over mottakerdelen i en basestasjon, også ifølge oppfinnelsen, fig. 6 viser oppbyggingen av en fingerdemodulator, vist som blokker på fig. 5, fig. 7 viser basestasjonens BPSK- og QPSK-dekoder, fig. 8 viser et blokkskjema over oppfinnelsens transmisjonssystem hvor de aktuelle styre- og pilotdata er kombinert til overføring i en enkelt kanal, fig. 9 viser et blokkskjema over transmisjonssystemet hvor disse data er kombinert til den ene kanal, innbefattet filtrering av signalene som skal sendes, og fig. 10 viser et mottakersystem i henhold til oppfinnelsen, for å motta data, idet data vedrørende effekt og pilotdata her er kombinert til en enkelt kanal.

Oppfinnelsen som skal beskrives gjelder altså en abonnentenhet, en basestasjon og fremgangsmåter for kommunikasjon i et radiokommunikasjonsnett og skal beskrives med særlig henvisning til et mobiltelefonnett og dettes returkanal, nemlig overføringen av informasjon fra en abonnentenhet eller en mobiltelefon i nettet og til den aktuelle basestasjon. Oppfinnelsen kan tilpasses flerpunktsforbindelser via returkanaler i et slikt nett og kan likeledes gjelder foroversignalene i samme nett. I tillegg vil mange andre typer trådløse kommunikasjonssystemer kunne benytte oppfinnelsen, innbefattet satellittbaserte sambandssys-temer, systemer for punkt/punkt-forbindelse og systemer som sender RF-signaler via koak-siale eller andre bredbåndsdyktige kabler og ledninger.

Fig. 2 viser et blokkskjema over en senderdel henholdsvis en mottakerdel, her lagt til en abonnentenhet 100 (som altså særlig kan være en mobiltelefon) henholdsvis en basestasjon 120. Et første sett data (BPSK-data) mottas av en BPSK-kanalkoder 103 som frembringer en kodesymbolstrøm konfigurert for å utføre BPSK-modulasjon og som mottas av den viste modulator 104 med fire innganger (P, E, KB, KQ). Et andre sett data (QPSK-data) mottas av den viste QPSK-kanalkoder 102 som frembringer en kodesymbolstrøm konfigurert for å utføre QPSK-modulasjon og som også mottas av modulatoren 104, nemlig på dennes inngang KQ. Modulatoren 104 mottar på den viste inngang P pilotdata og på sin inngang E effektreguleringsdata, for modulasjon sammen med de kodede data og i henhold til CDMA-teknikk, slik at det frembringes et sett modulasjonssymboler som fra modulatorens 104 utgang videreføres til abonnentenhetens 100 RF-del 106.1 denne del filtreres og opptransponeres settet med modulasjonssymboler til en bærefrekvens for overføring via enhetens 100 antenne 108 til den mottakende basestasjon 120, som modulerte bæresignaler. Bare en enkelt abonnentenhet 100 er vist på fig. 2, men naturligvis kan en rekke slike enheter stå i forbindelse med den illustrerte basestasjon 120.

I basestasjonen 120 er det en tilsvarende RF-del 122 på mottakersiden, for å motta de utsendte RF-signaler fra abonnentenheten. Signalene kommer inn via antennen 121 og gjennomgår båndpassfiltrering, nedtransponering til et basisbånd og digitalisering. Den viste demodulåtor 124 tar imot disse digitaliserte signaler og demodulerer dem i henhold til CDMA-teknikken slik at det frembringes effektregulerings-, BPSK- og QPSK-signaler som derved kommer til å formidle det man kan kalle "mykbestemmelsesdata". De tre typer signaler føres ut fra demodulatorens 124 tre respektive utganger E, KB, KQ. De to siste utganger fører sine respektive kodede signaler til en BPSK-kanaldekoder 120 henholdsvis en QPSK-kanaldekoder 126, for henholdsvis å etablere et beste estimat for de innkommende BPSK- og QPSK-data. Dette beste estimat for det første og andre sett data blir deretter tilgjengelig for ytterligere behandling eller videreføring til et neste bestemmelsessted, og de mottatte styresignaler for effektreguleringen kan enten brukes direkte i basestasjonen eller, etter dekoding, til regulering av sendereffekten for foroverkanalen, idet denne kanal brukes til å sende data til abonnentenheten 100.

Fig. 3 viser et blokkskjema over koderne 103 og 102 når disse er disse er konfigurert i samsvar med oppfinnelsens utførelse. Innenfor koderen 103 mottas BPSK-data først av en CRC-kontrollsumgenerator 130 (kalt CRC-generator), og dennes oppgave er å frembringe en kontrollsum for hver 20 ms sekvens eller ramme i dette første sett med data. Rammen mottas sammen med CRC-kontrollsummen av den viste sluttsiffergenerator 132 som legger til sluttsiffere bestående av åtte logiske nuller i slutten av hver ramme slik at det etableres en kjent tilstand ved slutten av dekodeprosessen. Rammen med disse sluttsiffere og kontrollsummen mottas av en omhylningskodekrets 134 som utfører omhylningskoding med begrenset lengde (K) lik 9 og begrenset overføringshastighet (R) lik 1/4, hvorved det frembringes kodesymboler ved en takt som er fire ganger inngangstakten (Er) for koderen. I et alternativ kan andre kodetakter utføres, innbefattet takten 1/2, men bruken av takten 1/4 foretrekkes ved at den har optimal relasjon mellom kompleksitet og ytelse. Den viste etter-følgende blokkinnfeller 136 utfører binærsifferinnfelling av kodesymbolene for å gi tidsdi-versitet for mer pålitelig overføring i situasjoner hvor man har kraftig svekking (fading). De resulterende innfelte symboler mottas av en repetisjonskrets 138 for startpunktendring og som gjentar den innfelte symbolsekvens et tilstrekkelig antall ganger Nr for å komme frem til en symbolstrøm med konstant overføringshastighet, nemlig en hastighet som tilsvarer at de rammer som sendes ut har et konstant symbolantall. Ved repetisjon av symbolsekvensen øker man også tidsdiversiteten for de overførte data slik at svekkingspåvirkningen reduseres. I eksemplet er det konstante antall symboler lik 6144 for hver ramme, hvilket betyr at symboloverføringshastigheten eller -takten blir 307200 symboler pr. sekund (307,2 ks/s). Kretsen 138 bruker også forskjellig startpunkt for starten av hver repetisjon av symbolsek-vensene. Når verdien eller antallet Nr som trengs for å frembringe de 6144 symboler pr. ramme ikke lenger er noe heltall utføres sluttrepetisjonen bare for en del av symbolsekvensen. Det resulterende sett gjentatte symboler mottas av den viste BPSK-omvandler (ofte be-nevnte "mapper") 139 som frembringer en BPSK-kodesymbolstrøm (BPSK) på verdiene +1 og -1 for å utføre BPSK-modulasjon. I en alternativ utførelse er repetisjonskretsen 138 lagt før blokkinnfelleren 136 slik at denne mottar samme antall symboler for hver ramme.

I QPSK-kanalkoderen 102 mottas QPSK-data av en tilsvarende kontrollsumgenerator 104 for CRC og som frembringer en kontrollsum' på samme måte for hver 20 ms ramme. På tilsvarende måte mottas denne ramme med kontrollsummen av en sluttsiffergenerator 142 som legger til åtte sluttsiffere med nuller i slutten av rammen. Denne ramme med tilføyelse blir mottatt av den tilsvarende kodekrets 144 for omhylningskoding og som på samme måte som ovenfor utfører koding med K=9, R=l/4 ved fire ganger over-føringshastigheten for inngangssignalene. Den viste blokkinnfeller 146 utfører innfelling av siffere i symbolene, og resultatet mottas av repetisjonskretsen 148 for startpunktendring. Denne gjentar symbolsekvensen antallet NR ganger ved å legge inn et forskjellig startpunkt for hver gjentakelse, og resultatet blir 12288 symboler for hver ramme, slik at kodesymbol-takten blir 614,4 ks/s. Er Nr ikke et heltall utføres den siste gjentakelse bare for en del av symbolsekvensen. Resultatet i form av gjentatte symboler mottas av den tilsvarende omvandler 149 på QPSK-siden, slik at det frembringes en QPSK-kodesymbolstrøm konfigurert for å modulere, idet denne strøm består av en faseriktig QPSK-kodesymbolstrøm med sifferverdiene +1 og -1 (QPSKi) og en tilsvarende strøm for kvadraturfasen, også med verdiene +1 og -1 (QPSKq). I en alternativ utførelse er også her repetisjonskretsen 148 lagt fo-ran innfelleren slik at denne får samme antall symboler i hver ramme.

Fig. 4 viser et blokkskjema over modulatoren 104 vist på fig. 2 og konfigurert i samsvar med en typisk utførelse av oppfinnelsen. BPSK-symbolene fra koderen 103 moduleres alle med en Walsh-kode W2 i et multiplikasjonsledd 150b, mens QPSKr og QPSKq-symbolene fra koderen 102 moduleres med en annen Walsh-kode W3 i multiplikasjonsleddene 150c henholdsvis 154d. De data (PC) som gjelder effektreguleringen og kommer inn i form av styresignaler på modulatorens inngang E blir modulert med Walsh-koden W] i multiplikasjonsleddet 150a. En forsterkningsregulator 152 mottar pilotdata via modulatorens inngang P, og disse pilotdata omfatter fortrinnsvis det logiske nivå som hører til en positiv spenning og regulerer amplituden i henhold til en forsterlaiingsreguleringsfaktor Ao. Det digitale pilotsignal (pilotdata) inneholder ingen nytteinformasjon for brukeren, men gir i stedet fase- og amplitudeinformasjon til basestasjonen slik at denne koherent kan demodu-lere de data som overføres i de øvrige subkanaler og skalere utgangsverdiene (av typen mykbestemmelse) for kombinasjon. En forsterkningsregulator 154 regulerer amplituden av de effektreguleringssignaler som er modulert med Walsh-koden Wi og i henhold til en for-sterkningsreguleringsfaktor Ai, og på tilsvarende måte regulerer en forsterkningsregulator 156 de BPSK-kanaldata som er modulert med Walsh-koden W2 i henhold til en regulerings-faktor A2. Ytterligere forsterkningsregulatorer 158a og b sørger for regulering av QPSK-symbolene i fase og i kvadraturfase og modulert med Walsh-koden W3, i henhold til en for-sterkningsreguleringsfaktor A3. De fire Walsh-koder som brukes i den foretrukne utførelse av oppfinnelsen er vist i tabell I nedenfor:

Det er åpenbart for fagpersoner at koden W0 i virkeligheten ikke danner noen modulasjon i det hele tatt, og dette er i samsvar med prosesseringen av de viste pilotdata. De data som gjelder effektreguleringen moduleres med koden W|, de aktuelle BPSK-data med koden W2, mens de aktuelle QPSK-data moduleres med koden W3. Når modulasjonen med den riktige Walsh-kode er utført overføres pilotsignalene, effektreguleringssignalene og BPSK-signalene i samsvar med den aktuelle BPSK-teknikk, mens QPSK-signalene (QPSKi og QPSKq) overføres i samsvar med den QPSK-teknikk som er beskrevet nedenfor. Det skal også være klart at det ikke er nødvendig at man bruker hver eneste ortogonal kanal, men hvor bruken av bare tre eller fire Walsh-koder er tilstrekkelig der hvor bare en bruker-kanal er aktuell, idet dette kan gjelde en særlig utførelse av oppfinnelsen.

Bruken av korte ortogonale koder frembringer færre standardsekvenser (chips) pr. symbol og tillater derfor større kodegrad og repetisjonstakt i sammenlikning med systemer som bruker lengre Walsh-koder. Denne utvidede mulighet for koding og repetisjon gir bedre beskyttelse overfor Raleigh-fading, idet slik fading eller svekking er en hovedkilde for forstyrrelser innenfor jordbundne kommunikasjonssystemer. Bruken av andre antall koder og forskjellige kodelengder er fortsatt i samsvar med oppfinnelsen, men bruken av et større sett med lengre Walsh-koder reduserer denne utmerkede beskyttelse mot svekking. Bruken av fire Walsh- eller sekvenskoder antas å være optimalt siden fire kanaler gir en vesentlig grad av fleksibilitet for overføringen av forskjellige typer data, slik det er illustrert nedenfor, samtidig med at man beholder en kort kodelengde.

Det viste summeringsledd 160 med fire innganger sørger for summering av de resulterende amplituderegulerte modulasjonssymboler fra regulatorene 152, 154, 156 og 158a for å danne summerte modulasjonssymboler på en felleslinje 161. Kvasistøyspredekodene PNi og PNq spredes via multiplikasjon med en langkode på en langkodelinje 180, ved hjelp av multiplikasjonsledd 162a og 162b. Den resulterende kvasitilfeldige kode ut fra disse ledd brukes for modulasjon av de summerte modulasjonssymboler på felleslinjen 161, og forsterkningsregulerte kvadraturfasesymboler QPSKq på en separat linje 163 via kompleks multiplikasjon ved hjelp av multiplikasjonsleddene 164a-d og summeringsleddene 166a og 166b. De resulterende fase- henholdsvis kvadraturfaseledd Xi og Xq filtreres deretter (filtre-ringen er ikke illustrert) og opptransponeres til bærefrekvensnivå i RF-delen 106, idet denne er vist i sterkt forenklet form. Prosessen illustreres med to multiplikasjonsledd 168 som henholdsvis kan kalles et cosinus- og sinusledd for den faseriktige og den kvadraturfasebe-stemte del. En forskjøvet QPSK-opptransponering kan også brukes i en alternativ utførelse av oppfinnelsen. De resulterende faseriktige henholdsvis kvadraturfaserelaterte oppstransponerte signaler summeres i et tredje summeringsledd 170 og forsterkes i en slutt-forsterker 172 hvis forsterkning reguleres til en faktor AM, slik at det frembringes et signal S(t) for sending til basestasjonen 120.1 den foretrukne utførelse av oppfinnelsen spres dette signal og filtreres til en båndbredde på 1,2288 MHz, idet dette passer til båndbredden av ek-sisterende CDMA-kanaler.

Ved å sørge for å ha flere ortogonale kanaler som data eller digitalsignaler kan sendes via, så vel som ved å bruke repetisjonskretser som kan innstilles slik at antallet ganger repetisjoner utføres (Nr) kan varieres i respons på store overføringshastigheter kan den fremgangsmåte og det system som er beskrevet ovenfor for overføring av signaler og signalbehandling tillate at en enkelt abonnentenhet eller mobiltelefon, eventuelt en annen enhet med en senderdel, kan sende data ved forskjellig overføringshastighet, særlig til en basestasjon i et sambandsnett. Ved spesielt å redusere repetisjonstakten (antall repetisjoner (Nr), bestemt av repetisjonskretsene 138 eller 148 på fig. 3 kan man opprettholde en stadig større kodeinngangstakt ER. I en alternativ utførelse av oppfinnelsen brukes omhylningskoding ved takten 1/2 og med repetisjonstakten NR øket med faktoren 2. Et sett typiske kodetaktverdier ER som kan håndteres ved forskjellige repetisjonstakter Nr og kodetakter R lik 1/4 henholdsvis 1/2 for BPSK- og QPSK-kanalen er vist nedenfor i tabell II og tabell in:

Tabell II og III viser at man ved å regulere antall sekvensrepetisjoner NR kan håndtere et stort omfang dataoverføringshastigheter, også opp mot svært store verdier, siden kodeinngangstakten ER tilsvarer dataoverføringshastigheten minus en konstant som er nødvendig for overføringen av CRC, kodesluttsiffere og annen overordnet informasjon. Det fremgår også av tabellene II og III at QPSK-modulasjon også kan brukes for å øke dataoverføringshastigheten. Overføringshastigheter som man kan forvente brukt til vanlig er typebenevnt "høy takt-72" og "høy takt-32". De hastigheter som er angitt med 72, 64 og 32 har altså overføringshastigheten 72, 64 henholdsvis 32 kb/s, i tillegg til at signalene multipleksbehandles med andre signalerings- og styredata med henholdsvis over-føringshastigheter 3,6, 5,2 og 5,2 kb/s. Fulltakt RS1 og RS2 tilsvarer de overføringshas-tigheter som brukes i standarden IS-95 og forventes derfor også å kunne brukes i utstrakt grad, nettopp på grunn av forenligheten. Nulltakten tilsvarer overføringen av ett enkelt binærsiffer (1 b) og brukes for å indikere en rammesletting, hvilket også inngår som en del av standarden IS-95.

Dataoverføringshastigheten kan også økes ved samtidig å sende data via to eller flere av de tilgjengelige ortogonale kanaler, enten i tillegg til eller i stedet for å øke over-føringshastigheten via reduksjon av repetisjonstakten NR. En multipleksenhet kan for eksempel (ikke vist) dele opp en enkelt datakilde i flere for overføring av signaler fra disse via en rekke subkanaler. Følgelig økes den totale overføringshastighet enten via sending over en bestemt kanal ved høyere hastighet eller ved å dele opp informasjonen og sende den samtidig via flere kanaler, eller begge deler, helt til mottakersystemets signalbehand-lingskapasitet setter grensen og feilhyppigheten blir uaksepterbar, eller at man når sender-systemets maksimale sendereffekt.

Ved å ha flere parallelle kanaler får man også bedre fleksibilitet ved sendingen av forskjellige typer data, for eksempel kan BPSK-kanalen være innrettet for taleinforma-sjon, mens QPSK-kanalen kan være utformet for overføring av digitale data. Denne ut-førelse kan mer generelt være slik at man bruker en kanal for overføring av tidsfølsomme data så som tale, ved lavere overføringshastighet, mens den andre kanal brukes for å over-føre mindre tidsfølsomme data så som digitale filer. I denne utførelse kan også innfelling utføres i større blokker for de mindre følsomme data for ytterligere å øke tidsdiversiteten. I en annen utførelse av oppfinnelsen utfører BPSK-kanalen primæroverføringen av data, mens QPSK-kanalen utfører overløpstransmisjon. Bruken av ortogonale Walsh-koder eliminerer eller i alt vesentlig reduserer eventuell interferens blant de kanaler som brukes for overføringen fra en abonnentenhet, og følgelig reduseres den overførte energi som trengs for vellykket mottaking i basestasjonen.

For å øke behandlingskapasiteten på mottakersiden og derved øke det område hvor større transmisjonskapasitet for abonnentenheten kan utnyttes blir pilotdata også sendt via en av de ortogonale kanaler. Ved å bruke disse pilotdata kan koherent signalbehandling utføres på mottakersiden ved å bestemme og fjerne faseforskyvningen i returkanalsignalet. Pilotdata kan også brukes for å optimalisere flerveisankomne signaler ved å tildele dem separat vekt, idet de mottas med forskjellig tidsforsinkelse før de kombineres i en oppsamlingsmottaker, ofte benevnt rakemottaker. Når faseforskyvningen er fjernet og flereveissignalene er gitt ønsket vekt kan de kombineres slik at totaleffekten reduseres for riktig mottaking. Denne reduksjon tillater større overføringshastigheter eller omvendt vil interferensen mellom et sett signaler i returkanalen kunne reduseres. Selv om en viss tilleggseffekt på sendersiden er nødvendig for overføringen av pilotsignalet vil man ved større overføringshastigheter få et forhold mellom pilotkanalens effekt og den totale effekt i returkanalen, som er betydelig lavere enn det forhold som knyttes til lavere over-føringshastighet for digital tale innenfor et celleoppbygget nett for datatransmisjon. Således får man forholdet Eb/N0 til å bli større innenfor et CDMA-system med store over-føringshastigheter ved å bruke en koherent returkanal, og dette blir altså mer fordelaktig enn hvis man hadde måttet bruke ytterligere effekt for å overføre pilotdata fra hver abonnentenhet.

Bruken av forsterkningsregulering i regulatorene 152-158 så vel som i sluttfor-sterkeren 172 øker videre den grad som det system som er beskrevet ovenfor kan utnyttes ved høyere overføringshastigheter, ved å tillate at systemet kan tilpasses forskjellige ra-diokanalbetingelser, overføringshastigheter og datatyper. Særlig vil sendereffekten i en kanal, nemlig den effekt som trengs for riktig mottaking, kunne endre seg over tiden, og med slike endringsbetingelser kan man risikere at effekten er uavhengig av de øvrige ortogonale kanaler. Under den innledende innhenting av retursignalene kan for eksempel effekten i pilotkanalen måtte økes for å lette deteksjon og synkronisering i basestasjonen. Når imidlertid retursignalet er tatt imot vil den nødvendige sendereffekt i pilotkanalen reduseres vesentlig og vil variere i avhengighet av forskjellige faktorer, innbefattet hvor raskt abonnentenhetene forflytter seg geografisk. Følgelig vil verdien av forsterkningsfaktoren A0 kunne økes under signalinnhentingen og deretter reduseres i løpet av den pågående kommunikasjon. I et annet eksempel og når informasjonen mer kan tolerere feil ved overføringen via foroverkanalen eller hvor omgivelsene hvor foroveroverføringen finner sted ikke er utsatt for svekking kan forsterkningsfaktoren Ai reduseres etter hvert som behovet for sendereffekt for styredata med liten feiltakt reduseres. Når effektregulering ikke er nødvendig kan fortrinnsvis forsterkningsfaktoren Ai reduseres til null.

I en annen utførelse av oppfinnelsen utnyttes muligheten for forsterkningsregulering i hver ortogonal kanal eller for det totale retursignal ytterligere ved å tillate at basestasjonen 120 eller et annet mottakersystem kan endre forsterkningsreguleringen i en kanal eller for hele returkanalsignalet ved hjelp av effektreguleringskommandoer som over-føres via foroversignalet. Særlig kan basestasjonen overføre effektreguleringsinformasjon som innebærer en anmodning om at sendereffekten i en bestemt kanal eller i hele retur-signalkanalen blir regulert. Dette er fordelaktig i mange tilfeller, innbefattet når to datatyper har forskjellig følsomhet overfor feil, så som digitalisert tale og digitale data, idet disse to typer overføres via BPSK- og QPSK-kanalen. I dette tilfelle ville basestasjonen 120 etablere forskjellige målfeiltakter for de to aktuelle kanaler. Dersom den aktuelle feiltakt i en kanal overskrider denne målfeiltakt ville basestasjonen instruere abonnentenheten om å redusere forsterkningen for den aktuelle kanal inntil den aktuelle feiltakt blir lik målfeil-takten. Dette vil til slutt føre til at forsterkningsfaktoren for en kanal økes i forhold til den andre. Dette betyr at faktoren som er knyttet til de mer feilfølsomme data økes i forhold til den faktor som er knyttet til de mindre følsomme data. I andre tilfeller kan sendereffekten for returkanalen kreve regulering som følge av svekkingsbetingelser eller forflyt-ting av abonnentenheten 100, og i slike tilfeller kan basestasjonen 120 håndtere dette via overføring av en enkelt effektreguleringskommando.

Ved således å tillate at forsterkningen i det fire ortogonale kanaler kan reguleres uavhengig av hverandre så vel som i forbindelse med hverandre kan den totale sendereffekt i returkanalen holdes på et minimum, nemlig det minimum som er nødvendig for vellykket overføring av hver av datatypene, enten dette er pilotdata, effektreguleringsdata, signaleringsdata eller andre typer brukerdata. Videre kan en vellykket overføring bestemmes forskjellig for hver datatype. Overføring med minst mulig sendereffekt innebærer at størst mulig datamengde kan overføres til basestasjonen under bestemte effektgren-ser for en abonnentenhet, og likeledes vil interferensen mellom forskjellige slike enheter kunne holdes nede. Denne reduksjon i interferens øker hele det trådløse kommunika-sjonsnetts totale overføringskapasitet, særlig dersom nettet er av kategori CDMA.

Effektreguleringskanalen som brukes for retursignalet tillater at abonnentenheten kan sende sendereffektinformasjon for regulering til basestasjonen ved forskjellig over-føringshastighet, innbefattet 800 effektreguleringssiffere pr. sekund. I den foretrukne ut-førelse av oppfinnelsen vil et enkelt siffer for' effektreguleringen gi en instruksjon til basestasjonen om å øke eller redusere sendereffekten i forovertrafikkanalen, nemlig den kanal som brukes for å sende ut informasjon til abonnentenheten. Selv om det generelt er anvendelig å ha en hurtig effektregulering innenfor et CDMA-system er det særlig hen-siktsmessig når det gjelder større overføringshastigheter som involverer generell datatransmisjon, siden digitale data er langt mer følsomme overfor feil, og de overføringshas-tigheter det da dreier seg om vil forårsake vesentlige datatap selv under ganske korte fa-dingforhold. Har man gitt at en høyhastighets returkanaltransmisjon skal ledsages av en tilsvarende høyhastighets foroverkanaltransmisjon vil man ved å sørge for hurtig over-føring av effektreguleringskommandoer via returkanalen ytterligere lette høyhastig-hetssambandet innenfor trådløse telekommunikasjonssystemer av kategori CDMA.

I en alternativ typisk utførelse av oppfinnelsen brukes et sett kodeinngangstakter Er som fastlegges ved den bestemte Nr for å overføre en bestemt type data. Dette betyr at data kan sendes med den maksimale kodeinngangstakt ER eller et sett lavere takter og med den tilhørende størrelse Nr regulert i samsvar med dette. I den foretrukne anvendelse vil de maksimale overføringshastigheter eller takter tilsvare de tilsvarende maksimale verdier som brukes i et trådløst sambandssystem i henhold til standarden IS-95, nemlig angitt ovenfor og illustrert i tabell II og III som fulltakts RS1 og RS2, og hver lavere overføringshastighet eller takt vil da tilnærmet være halvparten av den neste høyere takt, slik at man etablerer et sett takter som omfatter full takt, halv takt, fjerdedels takt og åt-tendedelstakt. De lavere takter genereres fortrinnsvis ved å øke symbolrepetisjonstakten Nr med en NR-verdi for taktsett 1 og taktsett 2 i en BPSK-kanal slik det er illustrert i tabell IV nedenfor:

Repetisjonstakten for en QPSK-kanal vil være den dobbelte av den for BPSK-kanalen. I samsvar med denne utførelse av oppfinnelsen og når dataoverføringshastigheten for en ramme endrer seg i forhold til den tidligere ramme vil sendereffekten for denne ramme reguleres i henhold til endringen i overføringshastighet. Dette betyr at man ved overføring ved en lavere hastighet etter en høyere får en redusert sendereffekt i senderkanalen som rammen blir sendt via, for den lavere overføringshastighet, i proporsjon med reduksjonen i hastighet og omvendt. Hvis for eksempel sendereffekten for en kanal under over-føringen ved fulltaktsrammer er sendereffekten T vil effekten under den påfølgende sending ved halv takt være T/2. Reduksjonen i sendereffekt utføres fortrinnsvis ved å redusere effekten for hele rammens varighet, men det kan også skje ved å redusere sendernytte-syklusen slik at man får eventuell overflødig informasjon "blanket ut". I begge tilfeller vil sendereffektreguleringen finne sted i kombinasjon med en tilbakekoplingssløyfe-mekanisme hvorved sendereffekten ytterligere reguleres i respons på effektreguleringsdata som sendes fra basestasjonen. Fig. 5 viser et blokkskjema over RF-delen 122 og demodulatoren 124 i basestasjonen 120 for denne utførelse av oppfinnelsen. Cosinus- og sinusleddet 180a og 180b utfører nedtransponering av signalene som mottas via antennen 121, henholdsvis med en faseriktig sinusbølge og en kvadraturfasebølge, slik at det dannes en fasesamplingsverdi Ri og en kvadraturfasesamplingsverdi RQ. Det er klart at RF-delen 122 er illustrert meget skjematisk og at signalene også blir tilpasningsfiltrert og digitalisert (ikke vist) i henhold til vidt kjent teknikk. Samplirigsverdiene Ri og Rq føres til flere parallellkoplede finger-demodulatorkretser 182 i demodulatoren 124. Hver av disse kretser 122 utfører prosessering av et intervall av retursignalet som sendes ut fra abonnentenheten 100, dersom slike intervaller forekommer og hvor i så fall hvert intervall genereres via et flerveisfe-nomen for radiooverføringen. Med de viste tre demodulatorkretser vil bruken av alternative antall fingerprosessorer være i samsvar med oppfinnelsen, og naturligvis innbefattes også bruken av bare en enkelt fingerdemodulatorkrets 182. Hver av disse kretser dersom det er flere frembringer et sett "mykbestemmelsesdata" som omfatter effektreguleringsdata, BPSK-data, QPSKrdata og QPSKQ-data. Hvert sett slike data tidsreguleres også innenfor kretsen 182 selv om slik tidsregulering også kan utføres i den viste kombi-nasjonskrets 184 i en alternativ utførelse av oppfinnelsen. Kombinasjonskretsen 184 summerer i alle fall settene av data som mottas fra demodulatorkretsene 182 slik at det dannes en enkelt samling av data for effektreguleringen, BPSK, QPSK[ og QPSKq. Fig. 6 viser et blokkskjema over en av fingerdemodulatorkretsene 182 på fig. 5 og utformet i samsvar med oppfinnelsens eksempel. Inngangssamplingsverdiene Ri og Rq (RF-inngangen) tidsreguleres først i en taktregulator 190 (timer) etter hvor stor forsinkelse som er lagt inn i transmisjonsveien for det bestemte tidsavsnitt for retursignalene under prosessering. En langkode 200 tilføres over en linje til kvasistøyspredekodene Pl^ og PNq i multiplikatorkretser 201, og den komplekse konjugerte av de resulterende langko-demodulerte spredekoder PNi og PNq multipliseres med de tidsregulerte samplingsverdier på mottakersiden (Ri og Rq) i fire ytterligere multiplikasjonskretser 202 og summeres deretter i summeringsledd 204 slik at størrelsene eller signalene Xi og XQ fremkommer. Tre separate avsnitt for disse verdier blir deretter demodulert ved hjelp av Walsh-kodene Wi, W2 og W3> og de resulterende Walsh-demodulerte data eller signaler summeres via fire demodulasjonssekvenser (chips) i 4:1-summeringsledd 212. Et fjerde avsnitt av Xp og XQ-data summeres over fire demodulasjonssekvenser i summeringsleddene 208 og blir deretter filtrert i pilotfiltere 214. I den foretrukne utførelse av oppfinnelsen utfører disse filtere 214 en midling over en rekke summeringer som er utført av summeringsleddene 208, men også annen filterteknikk vil kunne være aktuell. De filtrerte faseriktige og kvadraturfaserelaterte pilotsignaler brukes for å fasedreie og skalere de demodulerte data som er kodet med Walsh-kodene Wi og W2, i samsvar med BPSK-modulerte data og via kompleks konjugert multiplikasjon i multiplikasjonskretsene 216 og summeringsleddene 217, slik at det dannes reguleringssignaler av typen mykbestemmelse for effekten, samt BPSK-data. De W3-kodemodulerte data fasedreies ved hjelp av de filtrerte pilotsignaler for de to fasekomponenter, i samsvar med QPSK-modulerte data og ved hjelp av multiplikasjonskretsene 218 og summeringsleddene 220, slik at man får mykbestemmelses QPSK-data. Effektreguleringssignalene summeres via 384 modulasjonssymboler i et summeringsledd for 384:1 forhold slik at det fremkommer effektreguleringsdata av typen mykbestemmelse. De fasedreide W2-kodemodulerte data, de data som er kodemodulert i henhold til Walsh-koden W3 og disse mykbestemmelsesdata for effektreguleringen gjøres deretter tilgjengelig for kombinasjon. I en alternativ utførelse av oppfinnelsen utføres både kodingen og dekodingen for disse effektreguleringsdata.

I tillegg til å fremskaffe faseinformasjon kan piloten (det vil si pilotsignalene) også brukes innenfor mottakersystemet for å lette tidsoppfølging/sporing. Tidssporing ut-føres ved også å prosessere de mottatte data et samplingsintervall tidligere og et intervall senere mens den aktuelle sampling utføres og prosesseres. For å fastlegge tidspunktet som nærmest passer til det aktuelle ankomsttidspunkt kan amplituden av pilotkanalsigna-let sammenliknes ved før- og ettersamplingen, med amplituden ved det aktuelle tidspunkt, slik at man kommer frem til hvilken amplitude som er størst. Er signalet ved en av de nærmeste samplingstidspunktene større enn ved det aktuelle tidspunkt kan takten reguleres inn slik at man får best mulig demodulasjonsresultat.

Fig. 7 viser et blokkskjema over BPSK-kanaldekoderen 128 og QPSK-kanaldekoderen 126 (fig. 2) og konfigurert i samsvar med oppfinnelsens utførelseseksempel. Mykbestemmelsesdata for BPSK fra kombinasjonskretsen 184 (fig. 5) mottas av en akkumulator 240 som lagrer den første sekvens av 6144/Nr demodulasjonssymboler i den mottatte ramme, der NR vil være avhengig av overføringshastigheten for disse BPSK-data som beskrevet ovenfor. Videre legges hvert påfølgende sett av disse demodulerte symboler i rammen til den aktuelle lagrede oppsamlede symbolgruppe. En blokkoppløser 242 for oppløsning av innfellingen håndterer de akkumulerte mykbestemmelsesdata fra en summeringskrets 240 for innstillbart startpunkt, og en Viterbi-dekoder 244 dekoder resultatet slik at det fremkommer hardbestemmelsesdata så vel som CRC-kontrollsum-resultater. Innenfor QPSK-dekoderen 126 demultipleksbehandles mykbeslutningsdata av typen QPSKi og QPSKq fra kombinasjonskretsen 184 (fig. 5) slik at det etableres en enkelt mykbestemmelsesdatastrøm fra en demultipleksenhet 246, og denne datastrøm mottas av en akkumulator 248 som samler opp hvert av de 6144/NR demodulasjonssymboler hvor NR er avhengig av overføringshastigheten for de aktuelle QPSK-data. En blokk-oppløser 250 fjerner innfellingen av mykbeslutningsdata fra summeringskretsen 248 på tilsvarende måte som tidligere beskrevet, og en Viterbidekoder 252 dekoder de oppløste modulasjonssymboler for å frembringe hardbestemmelsesdata så vel som CRC-kontrollsumresultater. I den alternative utførelse som er gjennomgått ovenfor, sammen med beskrivelsen knyttet til fig. 3 og hvor symbolrepetisjonen utføres før innfellingen er akkumulatorene 240 og 248 lagt etter blokkoppløserne 242 og 50.1 den utførelse av oppfinnelsen som tar i bruk ratesettene og hvor derfor overføringshastigheten for en bestemt ramme ikke er kjent brukes multippeldekodere som alle arbeider ved innbyrdes forskjellig overføringshastighet, og deretter vil den ramme som er tilordnet denne overføringshastig-het som mest sannsynlig har blitt brukt velges, ut fra resultatene fra CRC-kontrollsumuirdersøkelsen. Bruken av andre feilkontrollmetoder vil også være i samsvar med oppfinnelsens utøvelse i praksis.

Fig. 8 viser et transmisjonssystem for returforbindelser og hvor de aktuelle styre-og pilotdata er kombinert til en enkelt kanal. Det skal bemerkes at oppfinnelsen også kan gjelde overføringer i en foroverkanal, men det foreligger tilleggsfordeler når tjenesten til-bys fjerntliggende mobile stasjoner. I tillegg er det klart at de aktuelle styredata kan multipleksbehandlet inn i andre kanaler som brukes for overføringen fra en slik stasjon. I den foretrukne utførelse multipleksbehandles imidlertid disse styredata til pilotkanalen, siden denne i motsetning til fundamental- og tilleggskanalen alltid vil være til stede, uavhengig av om den fjerntliggende stasjon har trafikkdata for sending til den sentrale kommunika-sjonsstasjon eller ikke. I tillegg er det slik at, selv om oppfinnelsen her er beskrevet når det gjelder multipleksbehandling av data til pilotkanalen, like fullt mulig i tilfeller hvor effektreguleringsdata blir punktert inn i pilotkanalen.

Pilotdata som utelukkende består av en strøm av binære ett-tall overføres til multipleksenheten (MUX) 300.1 tillegg overføres også styrekanaldata til denne enhet 300, i eksempelet er disse data effektreguleringsdata som består av +1- og -1-verdier som indi-kerer instruksjonen for basestasjonen om å øke eller redusere sendereffekten, og enheten 300 kombinerer disse to datastrømmer ved å føre de aktuelle styredata inn i bestemte posisjoner i strømmen av pilotdata. Disse multipleksbehandlede data videreføres deretter til en første inngang i multiplikatorene 310 og 328.

Den andre inngang på multiplikatoren 300 tilføres en kvasistøysekvens (PN) på +1- og -1-verdier, og denne sekvens til begge multiplikatorer 310 og 312 genereres ved å multiplisere den korte PN-sekvens (PNi) av den lange kode. Frembringelsen av korte slike sekvenser og lange kodesekvenser er allerede velkjent innenfor teknikken og er beskrevet i detalj i standarden IS-95. Den andre inngang på multiplikatoren 328 tilføres en tilsvarende kvasistøysekvens med både positive og negative 1-verdier, og den sekvens som føres til multiplikatorene 318 og 328 genereres ved å multiplisere de korte PN-sekvenser (PNq) med den lange kode.

Utgangen fra multiplikatoren 310 går til den første inngang på multiplikatoren 314, og utgangen på multiplikatoren 318 går til et forsinkelseselement 320 som forsinker de tilførte data et tidsintervall som tilsvarer en halv "chip". Forsinkelseselementet overfø-rer det forsinkede signal til subtraksjonsinngangen på det etterfølgende subtraksjonsledd 314, og dettes utgang går for transmisjon til basisbåndfilteret og pilotforsterkningselementer (ikke vist).

Utgangen på multiplikatoren 328 går til forsinkelseselementet 330 som forsinker de innkommende data en halv "chip syklus" som beskrevet når det gjelder forsinkelseselementet 320 ovenfor. Utgangen fra elementet 330 går til en andre summeringsinngang på summeleddet 322, og den første inngang på dette ledd koplet til utgangen på multiplikatoren 312. Den summerte utgang fra summeringsleddet 322 går til transmisjon til basisbåndfilteret og pilotforsterkningselementet (ikke vist).

Trafikkdata som skal sendes over tilleggskanalen og består av +1- og -1-verdier går til en første inngang på multiplikatoren 302 hvis andre inngang tilføres en gjentatt Walsh sekvens (+1, -1). Som beskrevet ovenfor brukes den Walsh dekning man derved får til å redusere interferensen mellom kanalene for de data som overføres fra den fjerntliggende stasjon. Produktdatasekvensen fra multiplikatoren 302 går til forsterkningselementet 304 som skalerer amplituden til en verdi som bestemmes i forhold til forsterkningen i pilot/styrekanalen. Utgangen fra forsterkningselementet 304 går til en første inngang i et summeringsledd 316. Utgangen fra dette ledd går til inngangene på multiplikatorene 312 og 318, og prosessen fortsetter som beskrevet ovenfor.

Trafikkdata som skal overføres via fundamentalkanalen og består av +1- og -1-verdier går til en første inngang på multiplikatoren 306, hvis andre inngang tilføres en gjentatt Walsh sekvens (+1, +1, -1, -1). Som beskrevet ovenfor reduserer denne Walsh dekning interferensen mellom kanalene for de data som skal overføres fra den fjerntliggende stasjonen. Produktdatasekvensen fra multiplikatoren 306 går til forsterkningselementet 308 som skalerer amplituden til en verdi som er bestemt rett i forhold til kanalfor-sterkningen for pilot/styresignalene. Utgangen fra forsterkningselementet 308 går til en andre inngang på summeringsleddet 316, og dettes utgang går til inngangene på multiplikatorene 312 og 318, hvorved prosessen fortsetter som beskrevet ovenfor.

Fig. 9 viser utførelsen av oppfinnelsen hvor de nødvendige filtreringstrinn er tatt med og dessuten en ytterligere fordel som gjelder kombinasjonen av pilot- og kontrolldata. Man får altså en reduksjon i behovet for filtreringskretser. Som beskrevet for fig. 8 multipleksbehandlet disse data i multipleksenheten 350, og resultatet vil bestå av +1- og - 1-verdier og føres til inngangen på de etterfølgende multiplikatorer 352 og 354, nemlig til en første inngang. Deres andre inngang tilføres multiplikasjonsresultatet av den korte PN-kode FNi med den lange kode i multiplikatoren 330, og produktet fra multiplikatoren 352 går til et filter 356 med endelig pulsrespons og derfor benevnt et FIR-filter. I eksempelet er filteret 356 et 48-tappers filter, og hvordan et slikt filter er bygget opp tør være velkjent. Den andre inngang på multiplikatoren 354 tilføres resultatet av multiplikasjonen av den korte PN-kode PNq med den lange kode i multiplikatoren 392. Utgangen fra filteret 356 går til summeringsutgangen på den viste subtraktor 374, og dennes utgang går for transmisjon til opptransponeringstrinn og pilotforsterkningselementet (ikke vist).

Produktet fra multiplikatoren 354 går til et FIR-filter 358, og dette er også et 48-tappers filter som er velkjent innenfor teknikken. Ved kombinasjon av pilot- og effektreguleringsdata er to slike filtre eliminert siden hver kanal trenger to filtre. Dette reduserer kretskompleksiteten, effektforbruket og "chip"arealet. Utgangen fra filteret 358 går til forsinkelseselementet 360 hvor utgangen forsinkes en halv chip før videreføringen til den første summeringsinngang på summeringsleddet 376. Dette ledds utgang går for transmisjon til opptransponeringstrinn og pilotforsterkningselementer (ikke vist).

De trafikkdata som overføres i tilleggskanalen består også av +1- og -1-verdier og går til en første inngang på multiplikatoren 362, hvis andre inngang mottar gjentatte Walsh sekvenser (+1,-1) slik som beskrevet ovenfor for å redusere interferensen mellom kanalene. Utgangen fra multiplikatoren 362 går til en første inngang på multiplikatorene 364 og 366, og den andre inngang på multiplikatoren 364 er kvasistøyfrekvensen som kommer fra multiplikatoren 392, mens den andre inngang på multiplikatoren 366 tilføres kvasistøyfrekvensen som kommer fra multiplikatoren 390.

Utgangen fra multiplikatoren 364 går til et FIR-forsterkningselement 368 hvor signalet filtreres, og dette signal forsterkes i samsvar med en forsterkningsfaktor som er i forhold til enhetsforsterkningen i pilot/styrekanalen. Utgangen fra elementet 368 går til et forsinkelseselementet 372 som forsinker signalet en halv chip før videreføring til en førs-te subtraksjonsinngang på subtraksjonsleddet 374. Utgangen fra dette ledd går som beskrevet ovenfor.

Utgangen fra multiplikatoren 366 går til et tilsvarende fil/forsterkningselement 370 som filtrer signalet og forsterker dette i samsvar med en forsterkningsfaktor som står i forhold til enhetsforsterkningen i pilot/styrekanalen, og utgangen fra elementet 370 går til en andre inngang på summeringselementet 376, fra hvilket prosessen går som beskrevet ovenfor.

De aktuelle fundementalkanaltrafikkdata består av +1- og -1-verdier og går til en første inngang på en multiplikator 388 hvis andre inngang mottar gjentatte Walsh sekvenser (+1, +1, -1, -1) som, slik det er beskrevet tidligere, reduserer interferensen mellom kanalene. Utgangen fra multiplikatoren 388 går til en første inngang på multiplikatorene 378 og 384, og den andre inngang på multiplikatoren 378 er kvasistøysekvensen som kommer fra multiplikatoren 392, mens den andre inngang på multiplikatoren 384 er kva-sistøyfrekvensen som kommer fra multiplikatoren 390.

Utgangen fra multiplikatoren 378 går til et FIR/forsterkningselement 380 hvor filtrering og forsterkning av signalet utføres i samsvar med en forsterkningsfaktor som står i forhold til pilot/styrekanalens enhetsforsterkning. Utgangen fra elementet går til et forsinkelseselement 382 hvor en forsinkelse på en halv chip finner sted før signalet vide-reføres til en andre subtraksjonsinngang på subtraksjonselementet 374. Prosesseringen fra dettes utgang fortsetter som beskrevet ovenfor.

Utgangen fra multiplikatoren 384 går til et tilsvarende FIR/forsterkningselement 386 hvor filtrering og forsterkning av signalet finner sted i samsvar med en forsterkningsfaktor som står i forhold til pilot/styrekanalens enhetsforsterkning, akkurat som beskrevet i avsnittet ovenfor. Utgangen fra elementet går til en tredje inngang på det viste subtrak-sjonselement 376, og ut fra dette går prosessen som beskrevet ovenfor.

Fig. 10 viser en mottaker for prosessering av de data som kommer inn, idet de aktuelle styredata multipleksbehandlet med pilotsignaldata som vist. Disse data mottas av en antenne (ikke vist) og nedtransponeres, filtreres og samples. De filtrerte datasampler går til forsinkelseselementer 400 og 402 som forsinker en halv chip syklus før videreføring til en første inngang på multiplikatorer 404 og 406. Den andre inngang på multiplikatorene 404 og 406 tilføres en kvasistøyfrekvens som kommer ut fra en multiplikator 450, idet denne genererer disse sekvenser ved multiplikasjon av den korte kode Pr^ med den lange kode som beskrevet tidligere.

De filtrerte sampler går også direkte (uten forsinkelse) til en første inngang på parallellkoplede multiplikatorer 446 og 448 hvis andre inngang tilføres en tilsvarende kva-sistøyfrekvens fra en multiplikator 452, idet den danner denne sekvens ved multiplikasjon av den korte PN-kode (PNq) med den lange kode. Utgangen fra multiplikatoren 404 går til en første inngang på et summeringsledd 408 hvis andre inngang mottar digitalsignaler fra multiplikatoren 446. Utgangen fra multiplikatoren 406 går til en summeringsinngang på en etterfølgende subtraktor 410, og utgangen fra multiplikatoren 448 går til en subtraksjonsinngang på denne.

Utgangen fra summeringsleddet 408 går til et forsinkelseselement 412 og en pi-lotsymbolselektor 434. Den siste enhet skiller ut styredata fra pilotdata ved portvirkning, før videreføring av signalet til et etterfølgende pilotfilter 436 som utfører filtrering av signalet og overfører det filtrerte resultat til etterfølgende multiplikatorer 416 og 418. På tilsvarende måte skilles selektoren 438 ut styredata fra pilotdata før videreformidling av signalet til det etterfølgende pilotfilter 440 hvor filtrering av signalet finner sted slik at det filtrerte resultat videreføres til multiplikatorene 442 og 444.

En forsinkelseskrets 412 er satt inn for å synkronisere de innkommende data via to overføringsveier før de føres til multiplikatoren 416, og dette betyr at forsinkelseselementet gir en forsinkelse som er lik prosesseringsforsinkelsen i pilotsymbolselektoren 434 og pilotfilteret 436, idet denne forsinkelse på sin side er lik prosesseringsforsinkelsen i pilotsymbolselektoren 438 og pilotfilteret 440. Tilsvarende forsinkelseselement 414 er lagt inn for å synkronisere de data som overføres til multiplikatorene 418 og 442.

Utgangen fra forsinkelseselementet 412 går til en første inngang på multiplikatorene 416 og 444, og den andre inngang på multiplikatoren 416 tilføres utgangssignalér fra utgangen av pilotfilteret 436. Den andre inngang på multiplikatoren 444 tilføres signaler fra pilotfilteret 440. Utgangen fra forsinkelseselementet 414 går til en første inngang på multiplikatorene 418 og 442, og den andre inngang på multiplikatoren 418 får signaler fra utgangen av pilotfilteret 436. Den andre inngang på multiplikatoren 442 får signaler fra pilotfilteret 440.

Utgangen på multiplikatoren 416 går til en første inngang på et summeringsledd 420, og dettes andre inngang tilføres signaler fra utgangen av multiplikatoren 442. Sum-men fra summeringsleddet 420 går til en styresymbolselektor 424 som skiller ut styredata fra pilotkanaldata og overfører den resulterende informasjon til en styreprosessor (ikke vist) som innstiller basestasjonens sendereffekt i respons på den innkommende informasjon.

Utgangen fra multiplikatoren 418 går til en summeringsinngang på den viste subtraktor 422, og utgangen fra multiplikatoren 444 går til en subtraksjonsinngang på denne subtraktor. Subtraktorens utgang går til en første inngang på den etterfølgende multiplikator 426 hvis andre inngang tilføres signaler i form av de gjentatte Walsh sekvenser (+1, -

1). Produktet fra multiplikatoren 426 går til et summeringselement 428 hvor summering av de innkommende binærsifre finner sted over Walsh sekvens perioden for å tilveiebringe de ytterligere kanaldata. Utgangen fra subtraktoren 422 går til en første inngang på multiplikatoren 430 hvis andre inngang tilføres de gjentatte Walsh sekvenser (+1, +1, -1, -1). Produktet fra multiplikatoren 430 går til det viste summeringselement 432 hvor en summering av de innkommende binærsifre finner sted over Walsh sekvens perioden for å tilveiebringe de data som overføres i fundamentalkanalen.

Her er altså beskrevet et trådløst kommunikasjonssystem som opererer med fler-kanals høyhastighets CDMA-overføring. Beskrivelsen er satt opp slik at enhver person som er noenlunde bevandret i denne teknikk skal kunne bruke eller lage oppfinnelsen. De enkelte modifikasjoner for de typiske utførelser som er beskrevet vil kunne aksepteres av fagfolk, og hovedprinsippene som fremkommer av beskrivelsen kan også anvendes for andre anvendelser uten av man derfor behøver være oppfinnerisk. Således er ikke den fo-religgende oppfinnelse mens å være begrenset til de utførelser som er vist i tegningene og beskrevet her, men skal kunne dekke det videst mulige aspekt innenfor de prinsipper og de nye trekk som er gjennomgått.

Claims (68)

1. Fremgangsmåte for å generere modulerte data for transmisjon fra en abonnentenhet til en basestasjon ved kombinasjon av et pilotsignal med et styresignal slik at det frembringes en første datastrøm, karakterisert ved: føring av denne første datastrøm til en multiplikator innrettet for kompleks multiplikasjon, og utførelse av kompleks multiplikasjon i multiplikatoren, av en eller flere data-strømmer som er tilført den, med en kompleks kvasistøykode (PN-kode).

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved: frembringelse av en andre datastrøm ved å spre et første datasignal ved hjelp av en første kode som er ortogonal i forhold til pilotsignalet og styresignalet, og føring av denne andre datastrøm til multiplikatoren innrettet for kompleks multiplikasjon.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at frembringelsen av en andre datastrøm omfatter: spredning av et andre datasignal ved hjelp av en andre kode som er ortogonal i forhold til pilotsignalet, styresignalet og den første kode, og tilføyelse av det spredte andre datasignal til det spredte første datasignal.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at kombinasjonen omfatter multipleksbehandling av pilotsignalet sammen med styresignalet.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 4, karakterisert ved at kombinasjonen omfatter føring av styresignalet til forhåndsbestemte posisjoner i pilotsignalet.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at kombinasjonen omfatter punktering av styresignalet inn i pilotsignalet.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at den første kode er en Walsh-kode.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at den første kode er Walsh-koden +, -.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at den første kode er Walsh-koden +, +, -, -.

10. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at den komplekse kva-sistøykode omfatter en faseriktig kvasistøykodekomponent (I) og en kvadraturfasekomponent (Q).

11. Fremgangsmåte ifølge krav 10, karakterisert ved at den faseriktige komponent og kvadraturfasekomponenten multipliseres med en langkode.

12. Fremgangsmåte ifølge krav 10, karakterisert ved at den komplekse multiplikasjon omfatter bruk av den første datastrøm og den faseriktige kvasistøykode-komponent som reelle deler og bruk av kvadraturfasekomponenten som en imaginær del.

13. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at utførelsen av kompleks multiplikasjon omfatter: bruk av den første datastrøm og en faseriktig kvasistøykodekomponent som realdeler og den andre datastrøm og en kvadraturfasekomponent for kvasistøykoden som imaginærdeler.

14. Fremgangsmåte ifølge krav 13, karakterisert ved at utførelsen av kompleks multiplikasjon videre omfatter: forsinkelse av et produkt av den første datastrøm og kvadraturfasekomponenten, med en forsinkelsesverdi, og forsinkelse av et produkt av den andre datastrøm og kvadraturfasekomponenten, med samme forsinkelsesverdi.

15. Fremgangsmåte ifølge krav 14, karakterisert ved at forsinkelsésverdien er lik en halv "chip".

16. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved regulering av forsterkningen for den første datastrøm.

17. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved regulering av forsterkningen for den andre datastrøm.

18. Fremgangsmåte ifølge krav 17, karakterisert ved at forsterkningsreguleringen av den andre datastrøm omfatter: regulering av forsterkningen av den andre datastrøm til en verdi som er bestemt i forhold til forsterkningen av den første datastrøm.

19. Apparat for å generere modulerte data for transmisjon fra en abonnentenhet til en basestasjon og omfattende midler for kombinasjon av et pilotsignal med et styresignal for å frembringe en første datastrøm, karakterisert ved: midler for føring av denne første datastrøm til en multiplikator innrettet for kompleks multiplikasjon, og midler for utførelse av kompleks multiplikasjon av en eller flere tilførte data-strømmer, med en kompleks kvasistøykode (PN-kode).

20. Apparat ifølge krav 19, karakterisert ved: midler for frembringelse av en andre datastrøm ved å spre et første datasignal ved hjelp av en første kode som er ortogonal i forhold til pilotsignalet og styresignalet, og overføring av den andre datastrøm til multiplikatoren.

21. Apparat ifølge krav 20, karakterisert ved at midlene for frembringelse av den andre datastrøm omfatter: midler for spredning av et andre datasignal ved hjelp av en andre kode som er ortogonal i forhold til pilotsignalet, styresignalet og den første kode, og midler for tilføyelse av det spredte andre datasignal til det første spredte datasignal.

22. Apparat ifølge krav 19, karakterisert ved at midlene for kombinasjonen omfatter midler for multipleksbehandling av pilotsignalet sammen med styresignalet.

23. Apparat ifølge krav 22, karakterisert ved at midlene for kombinasjonen omfatter midler for føring av styresignalet til forhåndsbestemte posisjoner i pilotsignalet.

24. Apparat ifølge krav 19, karakterisert ved at midlene for kombinasjonen omfatter midler for punktering av styresignalet inn i pilotsignalet.

25. Apparat ifølge krav 20, karakterisert ved at den første kode er en Walsh-kode.

26. Apparat ifølge krav 20, karakterisert ved at den første kode er Walsh-koden +, -•

27. Apparat ifølge krav 20, karakterisert ved at den første kode er Walsh-koden <+>, <+>, <->,

28. Apparat ifølge krav 19, karakterisert ved at den komplekse kvasistøykode omfatter en faseriktig kvasistøykodekomponent (I) og en kvadraturfasekomponent (Q).

29. Apparat ifølge krav 28, karakterisert ved at den faseriktige komponent og kvadraturfasekomponenten multipliseres med en langkode.

30. Apparat ifølge krav 28, karakterisert ved at midlene for den komplekse multiplikasjon omfatter: midler for bruk av den første datastrøm og den faseriktige kvasistøykode-komponent som realdeler og kvadraturfasekomponenten som en imaginærdel.

31. Apparat ifølge krav 20, karakterisert ved at midlene for utførelsen av kompleks multiplikasjon omfatter: midler for bruk av den første datastrøm og en faseriktig kvasistøykodekomponent som realdeler og den andre datastrøm og en kvadraturfasekomponent som imaginærdeler.

32. Apparat ifølge krav 31, karakterisert ved at midlene for utførelsen av kompleks multiplikasjon videre omfatter: midler for forsinkelse av et produkt av den første datastrøm og kvadraturfasekomponenten, med nevnte forsinkelsesverdi, og midler for forsinkelse av et produkt av den andre datastrøm og kvadraturfasekomponenten, med samme forsinkelsesverdi.

33. Apparat ifølge krav 32, karakterisert ved at forsinkelsesverdien er lik en halv "chip".

34. Apparat ifølge krav 19, karakterisert ved midler for regulering av forsterkningen for den første datastrøm.

35. Apparat ifølge krav 20, karakterisert ved midler for regulering av forsterkningen for den andre datastrøm.

36. Apparat ifølge krav 20, karakterisert ved at midlene for forsterkningsreguleringen av den andre datastrøm omfatter: midler for regulering av forsterkningen av den andre datastrøm til en verdi som er bestemt i forhold til forsterkningen av den første datastrøm.

37. Fremgangsmåte for demodulasjon av et mottatt signal, karakterisert ved: kompleks multiplikasjon av det mottatte signal, med en kompleks kvasistøykode (PN-kode) for å komme frem til et komplekst kvasistøysamlet signal, og oppdeling av dette komplekse kvasistøysamlede signal ved å utføre det inverse av en multipleksbehandling slik at det fremkommer et komplekst signal for bruk som pilotsignal.

38. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved at den komplekse PN-kode omfatter en faseriktig kodekomponent og en kvadraturfasekodekomponent.

39. Fremgangsmåte ifølge krav 38, karakterisert ved at den faseriktige komponent og kvadraturfasekomponenten multipliseres med en langkode.

40. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved filtrering av det komplekse pilotsignal for å komme frem til et filtrert komplekst pilotsignal.

41. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved demodulasjon av en første kanal fra det komplekse kvasistøysamlede signal, i samsvar med det komplekse pilotsignal og en første demodulasjonskode.

42. Fremgangsmåte ifølge krav 41, karakterisert ved at modulasjonen av den første kanal fra det samlede signal omfatter: multiplikasjon av det samlede signal med en første demodulasjonskode for å komme frem til en kompleks første kanalsymbolstrøm, og fasedreining og skalering av denne første symbolstrøm i samsvar med det komplekse pilotsignal for å komme frem til en "mykbesluttet" første kanaldatastrøm.

43. Fremgangsmåte ifølge krav 42, karakterisert ved summering av den komplekse første kanalsymbolstrøm i samsvar med lengden av den første demodulasjonskode.

44. Fremgangsmåte ifølge krav 42, karakterisert ved at fasedreiningen og skaleringen omfatter: multiplikasjon av en faseriktig komponent av den første komplekse første kanal-symbolstrøm, med en faseriktig komponent av det komplekse pilotsignal for derved å komme frem til en faseriktig "mykbeslutnings" første kanaldatastrøm, og multiplikasjon av kvadraturfasekomponenten av den første komplekse kanal-symbolstrøm, med en kvadraturfasekomponent av det komplekse pilotsignal for derved å komme frem til en "mykbeslutnings" første kvadraturfasekanaldatastrøm.

45. Fremgangsmåte ifølge krav 44, karakterisert ved summering av den faseriktige og den kvadraturfaserelaterte "mykbeslutnings" første kanaldatastrømmer.

46. Fremgangsmåte ifølge krav 45, karakterisert ved summering av den "mykbeslutnings" første kanaldatastrøm over et forholdsbestemt antall "mykbeslutnings-symboler" for å frembringe en summert "mykbeslutnings" første kanalstrøm.

47. Fremgangsmåte ifølge krav 42, karakterisert ved at fasedreiningen og skaleringen omfatter: kompleks multiplikasjon av den komplekse første kanalsymbolstrøm, med det komplekse pilotsignal for derved å komme frem til en faseriktig "mykbeslutnings" første kanaldatastrøm, og en kvadraturfaserelatert "mykbeslutnings" første kanaldatastrøm.

48. Fremgangsmåte ifølge krav 41, karakterisert ved at demodulasjonen av en første kanal fra det komplekse kvasistøysamlede signal omfatter: kompleks multiplikasjon av dette kvasistøysamlede signal, med det komplekse filtrerte pilotsignal for derved å komme frem til en faseriktig og en kvadraturfaserelatert første kanalsymbolstrøm, og multiplikasjon av den faseriktige og den kvadraturfaserelaterte første kanalsym-bolstrøm, med den første demodulasjonskode for derved å komme frem til en første ka-nalstrøm.

49. Fremgangsmåte ifølge krav 48, karakterisert ved at pilotsignalet og de øvrige signaler i den faseriktige og den kvadraturfaserelaterte symbolstrøm skilles for å komme frem til en styredatakanal.

50. Fremgangsmåte ifølge ett av krav 41, 42, 43 og 48, karakterisert ved at den første demodulasjonskode er en Walsh-kode.

51. Fremgangsmåte ifølge krav 50, karakterisert ved at den første demodulasjonskode er Walsh-koden +, -.

52. Fremgangsmåte ifølge krav 50, karakterisert ved at den første demodulasjonskode er Walsh-koden +, +, -, -.

53. Apparat for demodulasjon av et mottatt signal, karakterisert ved: midler for kompleks multiplikasjon av det mottatte signal, med en kompleks kva-sistøykode for å komme frem til et komplekst kvasistøysamlet signal, og midler for oppdeling av dette komplekse kvasistøysamlede signal ved invers multipleksbehandling slik at det fremkommer et komplekst signal for bruk som pilotsignal.

54. Apparat ifølge krav 53, karakterisert ved at den komplekse kvasistøykode omfatter en faseriktig kvasistøykodekomponent og kvadraturfaserelatert kvasistøykode-komponent.

55. Apparat ifølge krav 54, karakterisert ved at den faseriktige kvasistøykode-komponent og den kvadraturfaserelaterte kvasistøykodekomponent er multiplisert med en langkode.

56. Apparat ifølge krav 53, karakterisert ved midler for filtrering av det komplekse pilotsignal for å komme frem til et filtrert komplekst pilotsignal.

57. Apparat ifølge krav 53, karakterisert ved midler for demodulasjon av en første kanal fra det komplekse kvasistøysamlede signal i samsvar med det komplekse pilotsignal og en første demodulasjonskode.

58. Apparat ifølge krav 57, karakterisert ved at midlene for demodulasjon av en første kanal fra det komplekse kvasistøysamlede signal omfatter: midler for multiplikasjon av de komplekse kvasistøysamlede signal, med den første demodulasjonskode for å komme frem til en kompleks første kanalsymbolstrøm, og midler for fasedreining og skalering av denne symbolstrøm i samsvar med det komplekse pilotsignal for å komme frem til en "mykbeslutnings" første kanaldatastrøm.

59. Apparat ifølge krav 58, karakterisert ved midler for summering av den førs-te komplekse kanalsymbol strøm i samsvar med lengden av den første demodulasjonskode.

60. Apparat ifølge krav 58, karakterisert ved at midlene for fasedreining og skalering omfatter: midler for multiplikasjon av en faseriktig komponent av den første komplekse første kanalsymbolstrøm, med en faseriktig komponent av det komplekse pilotsignal for derved å komme frem til en faseriktig "mykbeslutnings" første kanaldatastrøm, og midler for multiplikasjon av kvadraturfasekomponenten av den første komplekse kanalsymbolstrøm, med en kvadraturfasekomponent av det komplekse pilotsignal for derved å komme frem til en "mykbeslutnings" første kvadraturfasekanaldatastrøm.

61. Apparat ifølge krav 60, karakterisert ved midler for summering av den faseriktige og den kvadraturfaserelaterte "mykbeslutnings" første kanaldatastrømmer.

62. Apparat ifølge krav 61, karakterisert ved midler for summering av den "mykbeslutnings" første kanaldatastrøm over et forholdsbestemt antall "mykbeslutnings-symboler" for å frembringe en summert "mykbeslutnings" første kanalstrøm.

63. Apparat ifølge krav 58, karakterisert ved at midlene for fasedreiningen og skaleringen omfatter: midler for kompleks multiplikasjon av den komplekse første kanalsymbolstrøm, med det komplekse pilotsignal for derved å komme frem til en faseriktig "mykbeslutnings" første kanaldatastrøm, og en kvadraturfaserelatert "mykbeslutnings" første kanal-datastrøm.

64. Apparat ifølge krav 57, karakterisert ved at midlene for demodulasjonen av en første kanal fra det komplekse kvasistøysamlede signal omfatter: midler for kompleks multiplikasjon av dette kvasistøysamlede signal, med det komplekse filtrerte pilotsignal for derved å komme frem til en faseriktig og en kvadraturfaserelatert første kanalsymbolstrøm, og midler for multiplikasjon av den faseriktige og den kvadraturfaserelaterte første kanalsymbolstrøm, med den første demodulasjonskode for derved å komme frem til en første kanalstrøm.

65. Apparat ifølge krav 64, karakterisert ved: midler for skille mellom pilotsignalet og de øvrige signaler i den faseriktige og den kvadraturfaserelaterte symbolstrøm for å komme frem til en styredatakanal.

66. Apparat ifølge ett av kravene 57, 58, 59 og 64, karakterisert ved at den førs-te demodulasjonskode er en Walsh-kode.

67. Apparat ifølge krav 66, karakterisert ved at den første demodulasjonskode er Walsh-koden +, -.

68. Apparat ifølge krav 66, karakterisert ved at den første demodulasjonskode er Walsh-koden +, +, -, -.