PT2202902E - Uma unidade de subscritor e método para utilização num sistema de comunicação sem fios - Google Patents

Description

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DESCRIÇÃO "UMA UNIDADE DE SUBSCRITOR E MÉTODO PARA UTILIZAÇÃO NUM SISTEMA DE COMUNICAÇÃO SEM FIOS"

ANTECEDENTES DA INVENÇÃO I. Campo da Invenção A presente invenção relaciona-se com uma unidade de subscritor e método para uso num sistema de comunicação sem fios. II. Descrição da Técnica Relacionada

Sistemas de comunicação sem fios que incluem sistemas de comunicação celular, satélite e ponto a ponto utilizam uma ligação sem fios compreendendo um sinal de frequência de rádio modulada (RF) para transmitir dados entre dois sistemas. 0 uso de uma ligação sem fios é desejável por uma variedade de razões que incluem mobilidade aumentada e exigências de infraestrutura reduzidas quando comparado com sistemas de comunicação fixa. Uma desvantagem de usar uma ligação sem fios é quantia limitada de capacidade de comunicação que é resultado da quantia limitada de largura de banda disponível. Esta capacidade de comunicação limitada está em -2- ΡΕ2202902 contraste com sistemas de comunicação baseados em fios onde pode ser adicionada capacidade adicional através da instalação de conexões fixas adicionais.

Reconhecendo a natureza limitada da largura de banda RF, foram desenvolvidas várias técnicas de processamento de sinal para aumentar a eficiência com que os sistemas de comunicação sem fios utilizam a largura de banda RF disponível. Um exemplo amplamente aceite de uma tal técnica de processamento de sinal com eficiência da largura de banda é a norma de interface através do ar IS-95 e os seus derivados como IS-95-A e ANSI J-STD-008 (referida a partir daqui como a norma IS-95) promulgada pela Associação da Indústria de Telecomunicações (TIA) e utilizada principalmente em sistemas de telecomunicações celulares. A norma IS-95 incorpora técnicas de modulação de sinal de acesso múltiplo por divisão de código (CDMA) para conduzir comunicações múltiplas simultaneamente sobre a mesma largura de banda RF. Quando combinada com um controlo detalhado de potência, a condução de comunicações múltiplas sobre a mesma largura de banda aumenta o número total de chamadas e outras comunicações que podem ser conduzidas num sistema de comunicação sem fios através, entre outras coisas, do aumento da reutilização da frequência em comparação com outras tecnologias de telecomunicações sem fios. 0 uso de técnicas CDMA num sistema de comunicação de acesso múltiplo é divulgado na Patente dos Estados Unidos No. 4,901,307, intitulada "SISTEMA DE COMUNICAÇÃO DE ESPALHAMENTO DO ESPETRO UTILIZANDO REPETIDORES SATÉLITE OU -3- ΡΕ2202902 TERRESTRES", e na Patente dos Estados Unidos No. 5,103,459, intitulada "SISTEMA E MÉTODO PARA GERAR FORMAS DE ONDA DE SINAL NUM SISTEMA TELEFÓNICO CELULAR CDMA" ambas as quais estão cedidas ao titular da presente invenção. A Fig. 1 providencia uma ilustração altamente simplificada de um sistema telefónico celular configurado conforme o uso da norma IS-95. Durante a operação, um conjunto de unidades de subscritor 10a - d conduzem comunicação sem fios estabelecendo um ou mais interfaces RF com uma ou mais estações base 12a - d usando sinais RF modulados em CDMA. Cada interface RF entre uma estação base 12 e uma unidade de subscritor 10 é compreendida por um sinal de ligação para diante transmitido a partir da estação base 12, e por um sinal de ligação inversa transmitido a partir da unidade de subscritor. Usando estes interfaces RF, uma comunicação com outro utilizador geralmente é conduzida por via do escritório de comutação telefónica móvel (MTSO) 14 e da rede telefónica pública de comutação (PSTN) 16. As ligações entre as estações base 12, MTSO 14 e PSTN 16 são normalmente formadas por conexões fixas, embora o uso de ligações RF ou de micro-ondas adicionais também seja conhecido.

De acordo com a norma IS-95 cada unidade de subscritor 10 transmite dados de utilizador por um sinal de ligação inversa de um canal único, não coerente, a uma taxa máxima de 9,6 ou 14,4 kbits/seg dependendo de qual dos conjuntos de taxas a partir de um conjunto de conjuntos de -4- ΡΕ2202902 taxas é selecionado. Uma ligação não coerente é uma ligação na qual a informação de fase não é utilizada pelo sistema recebido. Uma ligação coerente é uma ligação na qual o recetor explora conhecimento da fase de sinais de portadora durante o processamento. A informação de fase tipicamente toma a forma de um sinal piloto, mas também pode ser calculada a partir dos dados transmitidos. A norma IS-95 pede que um conjunto de sessenta e quatro códigos de Walsh, cada um composto por sessenta e quatro chips, seja usado para a ligação para diante. 0 uso de um sinal de ligação inversa de um canal único, não coerente, tendo uma taxa máxima de 9,6 ou 14,4 kbits/seg tal como especificado por IS-95 é bem adequado para um sistema telefónico celular sem fios no qual a comunicação típica envolve a transmissão de voz digitalizada ou dados digitais de taxa mais baixa tal como um fac-símile. Uma ligação inversa não coerente foi selecionada porque, num sistema no qual até 80 unidades de subscritor 10 podem comunicar com uma estação base 12 para cada 1,2288 MHz de largura de banda alocada, providenciando os dados piloto necessários na transmissão de cada unidade de subscritor 10 aumentaria substancialmente o grau para o qual um conjunto de unidades de subscritor 10 interfere um com o outro. Da mesma forma, a taxas de dados de 9,6 ou 14,4 kbits/seg, a relação da potência de transmissão de quaisquer dados piloto para os dados de utilizador seria significativa, e portanto também aumentaria a interferência entre unidades de subscritor. O uso de um sinal de ligação -5- ΡΕ2202902 inversa de um canal único foi escolhido porque o estabelecimento de apenas um tipo de comunicação de cada vez é consistente com o uso de telefones fixos, o paradigma sobre o qual as comunicações celulares sem fios atuais são baseadas. De igual forma, a complexidade de processar um único canal é menor do que a associada com o processamento de canais múltiplos. À medida que as comunicações digitais progridem, é expectável que a procura para a transmissão de dados sem fios para aplicações como pesquisas interativas em ficheiros e teleconferência em video aumente substancialmente. Este aumento transformará o modo no qual os sistemas de comunicações sem fios são usados, e as condições debaixo das quais os interfaces RF associados são conduzidos. Em particular, serão transmitidos dados a taxas máximas mais elevadas e com uma maior variedade de taxas possíveis. Da mesma forma, potênciará ser necessária uma transmissão mais segura visto que os erros na transmissão de dados são menos toleráveis do que os erros na transmissão de informação áudio. Adicionalmente, o maior número de tipos de dados irá criar uma necessidade para transmitir tipos múltiplos de dados simultaneamente. Por exemplo, pode ser necessário trocar um arquivo de dados enquanto mantendo um interface áudio ou vídeo. Da mesma forma, como a taxa de transmissão de uma unidade de subscritor aumenta, o número de unidades de subscritor 10 que comunicam com uma estação base 12 por quantia de largura de banda RF irá diminuir, visto que as taxas de transmissão de dados mais elevadas irão fazer com -6- ΡΕ2202902 que a capacidade de processamento de dados da estação base seja alcançado com menos unidades de subscritor 10. Em alguns exemplos, a atual ligação inversa IS-95 pode não ser adequada idealmente para todas estas mudanças. Deste modo, a presente invenção relaciona-se com o provimento de um interface CDMA de taxa de dados mais elevada, eficiente em largura de banda, sobre o qual podem ser executados tipos múltiplos de comunicação.

Chama-se a especial atenção para WO 95/03652 A que descreve um método e sistema para alocar um conjunto de sequências de código de PN ortogonais de comprimento variável entre canais de utilizador operativos a diferentes taxas de dados num sistema de comunicações com espalhamento de espetro é aqui divulgado. As sequências de código de PN são construídas de forma a providenciar ortogonalidade entre utilizadores para que a interferência mútua seja reduzida, permitindo portanto uma maior capacidade e um melhor desempenho da ligação. Num exemplo, são comunicados sinais entre um local de uma célula e unidades móveis usando sinais de comunicação com espalhamento de espetro de sequência direta. Os sinais de informação comunicados nos canais de ligação célula-móvel são codificados, intercalados, e modulados com cobertura ortogonal de cada símbolo de informação. Os códigos de função de Walsh ortogonais de comprimento variável são empregues para modular os sinais de informação. As atribuições dos códigos são feitas com base das taxas de dados de canal de uma forma que resulta numa utilização melhorada do espetro de ΡΕ2202902 frequências disponível. Um substancialmente semelhante pode móvel-célula. de ser empregue esquema modulação na ligação

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

De acordo com a presente invenção uma estação móvel para gerar dados modulados para transmissão para uma estação base, e um método para gerar dados modulados para transmissão para uma estação base, tal como definido nas reivindicaçções independentes, respetivamente, são providenciados. As formas de realização preferidas são reivindicadas nas reivindicações dependentes.

Num aspeto a invenção providencia uma unidade de subscritor ou outro transmissor para uso num sistema de comunicação sem fios, a unidade de subscritor compreendendo: fontes de informação múltiplas de dados de informação; um codificador para codificar os dados de informação; fontes de controlo múltiplas de dados de controlo; e um modulador para modular dados de informação codificados com códigos de modulação respetivos diferentes para transmissão num sinal de portadora, para combinar os dados de controlo das fontes múltiplas, e produzir os dados de informação codificados e os dados de controlo combinados para transmissão.

Noutro aspeto a invenção providencia uma estação base ou outro recetor para uso num sistema de comunicação -8- ΡΕ2202902 sem fios, a estação base compreendendo: um recetor para receber um sinal de portadora e remover dai dados de informação codificados de fontes de informação múltiplas modulados com códigos de modulação respetivos diferentes e dados de controlo de fontes de controlo múltiplas com os dados de controlo codificados sendo combinados entre si; um desmodulador para desmodular os dados de informação codificados e os dados de controlo a partir dos seus códigos de modulação respetivos diferentes; e um descodificador para descodificar os dados de informação codificados e desmodular os dados de controlo.

Num aspeto adicional a invenção providencia um método de transmissão num sistema de comunicação sem fios, o método incluindo: adquirir dados de informação múltiplos; codificar os dados de informação; adquirir dados de controlo múltiplos; modular dados de informação codificados com códigos de modulação respetivos diferentes para transmissão num sinal de portadora; combinar os dados de controlo das fontes múltiplas; e produzir os dados de informação codificados e os dados de controlo combinados para transmissão.

Noutro aspeto a invenção providencia um método para gerar dados modulados para transmissão de uma primeira unidade de subscritor num conjunto de unidades de subscritor em que a dita primeira unidade de subscritor transmite dados de controlo e dados piloto a uma estação base em comunicação com o conjunto de unidades de -9- ΡΕ2202902 subscritor compreendendo: a) combinar os referidos dados de controlo com os referidos dados piloto; e b) modular os referidos dados de controlo e dados piloto combinados em conformidade com um único formato de modulação de canal.

Em conformidade com uma forma de realização da invenção, é formado um conjunto de canais de subscritor com ajustes de ganho individuais pelo uso de um conjunto de códigos de subcanal ortogonais tendo um número pequeno de chips de espalhamento de PN por período de forma de onda ortogonal. Os dados a serem transmitidos por um dos canais de transmissão são codificados com correção de erros de taxa de codificação baixa e repetidos em sequência antes de serem modulados com um dos códigos de subcanal, terem o ajuste de ganho, e somados com dados modulados usando os outros códigos de subcanal. Os dados somados resultantes são modulados usando um código longo de utilizador e um código de espalhamento pseudoaleatório (código de PN) e convertido superiormente para transmissão. 0 uso dos códigos ortogonais curtos providencia supressão de interferência enquanto ainda permitindo codificação de correção de erros extensa e repetição para a diversidade de tempo superar o desvanecimento de Raleigh geralmente experimentado em sistemas sem fios terrestres. Na forma de realização exemplificativa da invenção providenciada, o conjunto de códigos de subcanal é compreendido de quatro códigos de Walsh, cada um ortogonal ao conjunto restante e de quatro chips de duração. - 10- ΡΕ2202902

Numa forma de realização preferida da invenção, dois dos canais de subscritor são multiplexados num canal de tráfego único. 0 uso de menos canais de tráfego é preferido visto que permite uma relação de potência de transmissão pico-para-média menor. 0 uso de números diferentes de canais de tráfego é consistente com a invenção.

Numa primeira forma de realização exemplificativa da invenção, os dados piloto são transmitidos por um primeiro dos canais de transmissão e controlo de potência e outros dados de controlo de trama-a-trama são transmitidos por um segundo canal de transmissão. A informação no canal piloto e no canal de subscritor de controlo que inclui o controlo de potência e dados de controlo de trama-a-trama é multiplexada conjuntamente sobre um canal de tráfego para reduzir a relação de potência de pico-para-média enquanto ainda permitindo uma transmissão continua. Uma transmissão continua é muito desejável porque minimiza a possível interferência com equipamento eletrónico pessoal tal como ajudantes auditivos e estimuladores cardíacos. Uma vez que os dados piloto e controlo são sempre transmitidos, o sinal resultante é ainda contínuo. Os outros canais de tráfego tipicamente só estão ativos quando os dados do tipo daquele canal de tráfego estiverem ativos. Se os dados de controlo fossem multiplexados com um canal de subscritor diferente do canal de subscritor piloto, a forma de onda do canal de tráfego resultante seria descontínua quando os dados do canal de tráfego original estão inativos. Os outros canais - 11 - ΡΕ2202902 de tráfego de subscritor também poderiam ser multiplexados num único canal de transmissão. Dois canais de tráfego de subscritor separados são usados aqui no intuito de permitirem diferentes ganhos e aproximações de retransmissão de tramas para tipos diferentes de tráfego. Os dois canais de transmissão remanescentes são usados para transmitir dados digitais não especificados incluindo dados de utilizador ou dados de sinalização, ou ambos. Na forma de realização exemplificativa, um dos dois canais de transmissão não especificados é configurado para modulação BPSK e o outro para modulação QPSK. Isto é feito para ilustrar a versatilidade do sistema. Ambos os canais poderiam ser modulados com BPSK ou modulados com QPSK em formas de realização alternativas da invenção.

Antes da modulação, os dados não especificados são codificados onde aquela codificação inclui uma geração de verificação de redundância cíclica (CRC), uma codificação convolucional, intercalação, repetição de sequências seletiva e mapeamento BPSK ou QPSK. Variando a quantidade de repetições executada, e não restringindo a quantidade de repetições a um número inteiro de sequências de símbolos, pode ser alcançada uma variedade alargada de taxas de transmissão incluindo taxas de dados elevadas. Além disso, taxas de dados mais elevadas podem também ser alcançadas transmitindo dados simultaneamente sobre ambos os canais de transmissão não especificados. De igual modo, atualizando frequentemente o ajuste do ganho executado em cada canal de transmissão, a potência de transmissão total - 12- ΡΕ2202902 usada pelo sistema de transmissão pode ser mantida a um mínimo de tal modo que a interferência gerada entre múltiplos sistemas de transmissão é minimizada, aumentando deste modo a capacidade de sistema global.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

As características, objetos, e vantagens da presente invenção ficarão mais aparentes a partir da descrição detalhada definida abaixo de uma forma de realização da invenção quando tomada em conjunto com os desenhos nos quais carateres de referência semelhantes se identificam correspondentemente ao longo da descrição e em que: A Fig. 1 é um diagrama de blocos do sistema telefónico celular; A Fig. 2 é um diagrama de blocos de uma unidade de subscritor e estação base configuradas conforme uma forma de realização exemplificativa da invenção; A Fig. 3 é um diagrama de blocos de um codificador de canais BPSK e um codificador de canais QPSK configurados conforme a forma de realização exemplificativa da invenção; A Fig. 4 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de sinais de transmissão configurado conforme - 13- ΡΕ2202902 a forma de realização exemplificativa da invenção; A Fig. 5 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de receção configurado conforme a forma de realização exemplificativa da invenção; A Fig. 6 é um diagrama de blocos de um sistema de processamento de dedos configurado conforme uma forma de realização da invenção; A Fig. 7 é um diagrama de blocos de um descodificador de canais BPSK e um descodificador de canais QPSK configurado conforme a forma de realização exemplificativa da invenção; e A Fig. 8 é um diagrama de blocos do sistema de transmissão que realiza a presente invenção em que os dados de controlo e os dados piloto foram combinados sobre um canal; A Fig. 9 é um diagrama de blocos do sistema de transmissão que realiza a presente invenção em que os dados de controlo e os dados piloto foram combinados sobre um canal incluindo a filtragem dos sinais a serem transmitidos; A Fig. 10 é um sistema de receção que realiza a presente invenção para a receção de dados em que os dados de potência e os dados piloto foram combinados sobre um - 14- ΡΕ2202902 canal.

DESCRIÇÃO DETALHADA DAS FORMAS DE REALIZAÇÃO PREFERIDAS

Um método e equipamento novo e melhorado para comunicação CDMA sem fios de taxa elevada é descrito no contexto da porção de transmissão de ligação inversa de um sistema de telecomunicações celular. Enquanto a invenção pode ser adaptada para uso dentro da transmissão multiponto-para-ponto de ligação inversa de um sistema telefónico celular, a presente invenção é igualmente aplicável a transmissões de ligação para diante. Além disso, muitos outros sistemas de comunicação sem fios beneficiarão da forma de realização da invenção, incluindo sistemas de comunicação sem fios baseados em satélite, sistemas de comunicação sem fios ponto a ponto, e sistemas que transmitem sinais de frequência de rádio pelo uso de cabos coaxiais ou outros cabos de banda larga.

A Fig. 2 é um diagrama de blocos de sistemas de receção e de transmissão configurados como uma unidade de subscritor 100 e uma estação base 120 conforme uma forma de realização da invenção. Um primeiro conjunto de dados (dados BPSK) é recebido pelo codificador de canais BPSK 103 que gera um fluxo de símbolos de código configurado para executar modulação BPSK que é recebida através do modulador 104. Um segundo conjunto de dados (dados QPSK) é recebido pelo codificador de canais QPSK 102 que gera um fluxo de símbolos de código configurado para executar modulação QPSK - 15- ΡΕ2202902 que também é recebida através do modulador 104. O modulador 104 também recebe dados de controlo de potência e dados piloto que são modulados junto com os dados codificados BPSK e QPSK conforme técnicas de acesso múltiplo por divisão de código (CDMA) para gerar um conjunto de símbolos de modulação recebido pelo sistema de processamento RF 106. O sistema de processamento RF 106 filtra e converte superiormente o conjunto de símbolos de modulação para uma frequência de portadora para transmissão para a estação base 120 usando a antena 108. Embora só uma unidade de subscritor 100 seja mostrada, múltiplas unidades de subscritor podem comunicar com a estação base 120.

Dentro da estação base 120, O sistema de processamento RF 122 recebe os sinais RF transmitidos por via da antena 121 e executa filtragem passa-banda, conversão inferior para banda base, e digitalização. O desmodulador 124 recebe os sinais digitalizados e executa desmodulação conforme técnicas CDMA para produzir controlo de potência, dados de decisão programada BPSK e QPSK. O descodificador de canais BPSK 128 descodifica os dados de decisão programada BPSK recebidos do desmodulador 124 para render uma melhor estimativa dos dados BPSK, e o descodificador de canais QPSK 126 descodifica os dados de decisão programada QPSK recebidos através do desmodulador 124 para produzir uma melhor estimativa dos dados QPSK. A melhor estimativa do primeiro e segundo conjuntos de dados está então disponível para processamento adicional ou reencaminhamento para um próximo destino, e os dados de - 16- ΡΕ2202902 controlo de potência recebidos usados quer diretamente, quer após a descodificação, para ajustar a potência de transmissão do canal de ligação para diante usado para transmitir dados à unidade de subscritor 100. A Fig. 3 é um diagrama de blocos do codificador de canais BPSK 103 e do codificador de canais QPSK 102 quando configurados conforme a forma de realização exemplificativa da invenção. Dentro do codificador de canais BPSK 103 os dados BPSK são recebidos pelo gerador de somas de controlo de CRC 130 que gera uma soma de controlo por cada trama de 20 ms do primeiro conjunto de dados. A trama de dados junto com a soma de controlo de CRC é recebida através do gerador de bits de cauda 132 que junta bits de cauda compreendendo oito zeros lógicos ao fim de cada trama para providenciar um estado conhecido no fim do processamento de descodificação. A trama incluindo os bits de cauda de código e a soma de controlo de CRC é recebida então pelo codificador convolucional 134 que executa codificação convolucional de comprimento de constrangimento (K) 9, de taxa (R) 1/4 gerando assim símbolos de código a uma taxa quatro vezes a taxa de entrada do codificador (Er). Em alternativa, são executadas outras taxas de codificação incluindo taxa 1/2, mas o uso de taxa 1/4 é preferido devido às suas ótimas características de complexidade-desempenho. O intercalador de blocos 136 executa intercalação de bits nos símbolos de código para providenciar diversidade de tempo para uma transmissão mais segura em ambientes de rápido desvanecimento. Os símbolos - 17- ΡΕ2202902 intercalados resultantes são recebidos pelo repetidor de ponto de partida variável 138 que repete a sequência de símbolos intercalados um número suficiente de vezes NR para providenciar um fluxo de símbolos de taxa constante o que corresponde a produzir tramas com um número constante de símbolos. Repetindo a sequência de símbolos também aumenta a diversidade de tempo dos dados para superar o desvanecimento. Na forma de realização exemplificativa, o número constante de símbolos é iqual a 6.144 símbolos por cada trama tornando a taxa de símbolos 307,2 kilosímbolos por sequndo (ksps). Da mesma forma, o repetidor 138 usa um ponto de partida diferente para começar a repetição para cada sequência de símbolos. Quando o valor de NR necessário para gerar 6.144 símbolos por trama não é um inteiro, a repetição final só é executada para uma porção da sequência de símbolos. O conjunto resultante de símbolos repetidos é recebido pelo mapeador BPSK 139 que gera um fluxo de símbolos de código BPSK (BPSK) de valores +1 e -1 para executar modulação BPSK. Numa forma de realização alternativa da invenção o repetidor 138 é colocado antes do intercalador de blocos 136 por forma a que o intercalador de blocos 136 receba o mesmo número de símbolos por cada trama.

Dentro do codificador de canais QPSK 102 os dados QPSK são recebidos pelo gerador de somas de controlo de CRC 140 que gera uma soma de controlo por cada trama de 20 ms. A trama incluindo a soma de controlo de CRC é recebida pelo gerador de bits de cauda de código 142 que junta um - 18- ΡΕ2202902 conjunto de oito bits de cauda de zeros lógicos ao fim da trama. A trama, agora incluindo os bits de cauda de código e a soma de controlo de CRC, é recebida pelo codificador convolucional 144 que executa codificação convolucional com K=9, R=1/4 assim gerando símbolos a uma taxa quatro vezes a taxa de entrada do codificador (ER). 0 bloco intercalador 146 executa intercalação de bits nos símbolos e os símbolos intercalados resultantes são recebidos pelo repetidor de ponto de partida variável 148. 0 repetidor de ponto de partida variável 148 repete a sequência de símbolos intercalada um número suficiente de vezes NR usando um ponto de partida diferente dentro da sequência de símbolos para cada repetição gerar 12.288 símbolos para cada trama tornando a taxa de símbolos de código 614,4 kilosímbolos por segundo (ksps) . Quando NR não for um inteiro, a repetição final é executada para apenas uma porção da sequência de símbolos. Os símbolos repetidos resultantes são recebidos pelo mapeador QPSK 149 que gera um fluxo de símbolos de código QPSK configurado para executar modulação QPSK compreendendo um fluxo de símbolos de código QPSK em fase de valores +1 e -1 (QPSKi) , e um fluxo de símbolos de código QPSK com fase em quadratura de valores +1 e -1 (QPSKq) . Numa forma de realização alternativa da invenção o repetidor 148 é colocado antes do intercalador de blocos 146 por forma a que o intercalador de blocos 146 receba o mesmo número de símbolos por cada trama. A Fig. 4 é um diagrama de blocos do modulador 104 da Fig. 2 configurado conforme a forma de realização - 19- ΡΕ2202902 exemplificativa da invenção. Os símbolos BPSK do codificador de canais BPSK 103 são cada um deles modulados pelo código de Walsh W2 usando um multiplicador 150b, e os símbolos QPSKi e QPSKq do codificador de canais QPSK 102 são cada um deles modulados com o código de Walsh W3 usando os multiplicadores 150c e 154d. Os dados de controlo de potência (PC) são modulados pelo código de Walsh Wi usando o multiplicador 150a. O ajuste do ganho 152 recebe dados piloto (PILOTO), os quais na forma de realização preferida da invenção são compreendidos pelo nível lógico associado com voltagem positiva, e ajusta a amplitude de acordo com um fator de ajuste do ganho A0. O sinal piloto não providencia nenhuns dados de utilizador mas providencia antes informação sobre fase e amplitude à estação base por forma a que possa desmodular de forma coerente os dados transportados nos subcanais restantes, e escalar os valores de decisão programada produzidos para combinação. O ajuste do ganho 154 ajusta a amplitude dos dados de controlo de potência modulados com o código de Walsh Wi de acordo com o fator de ajuste do ganho Alf e o ajuste do ganho 156 ajusta a amplitude dos dados de canal BPSK modulados com o código de Walsh W2 de acordo com a variável de amplificação A2. Os ajustes de ganho 158a e b ajustam respetivamente a amplitude dos símbolos QPSK em fase e fase em quadratura modulados com o código de Walsh W3 de acordo com o fator de ajuste do ganho A3. Os quatro códigos de Walsh usados na forma de realização preferida da invenção são mostrados na

Tabela I. ΡΕ2202902 -20- Código de Walsh Símbolos de Modulação W0 + + + + Wi + - + - w2 + + — — w3 + - - +

Tabela I. ???Será aparente a um especialista na técnica que o código W0 não é efetivamente nenhuma modulação, o que é consistente com o processamento dos dados piloto mostrados. Os dados de controlo de potência são modulados com o código Wi, os dados BPSK com o código W2, e os dados QPSK com o código W3. Uma vez modulados com o código de Walsh apropriado, são transmitidos os dados piloto, controlo de potência, e BPSK conforme as técnicas BPSK, e os dados QPSK (QPSK]; e QPSKq) conforme as técnicas QPSK tal como descrito abaixo. Também deverá ser entendido que não é necessário que todo os canais ortogonais sejam usados, e que o uso de apenas três dos quatro códigos de Walsh onde apenas um canal de utilizador é providenciado é empregue numa forma de realização alternativa da invenção. 0 uso de códigos ortogonais curtos gera menos chips por símbolo, e permite portanto uma codificação mais extensa e repetição quando comparada a sistemas que incorporam o uso de códigos de Walsh mais longos. Esta codificação e repetição mais extensa providencia proteção contra o desvanecimento de Raleigh que é uma fonte principal de erros em sistemas de comunicação terrestres. 0 -21 - ΡΕ2202902 uso de outros números de códigos e comprimentos de código é consistente com a presente invenção, porém, o uso de um conjunto maior de códigos de Walsh mais longos reduz esta proteção melhorada contra o desvanecimento. 0 uso de quatro códigos de chip é considerado ótimo porque quatro canais providenciam uma flexibilidade significativa para a transmissão de vários tipos de dados tal como ilustrado abaixo ao mesmo tempo mantendo também um comprimento de código curto. 0 somador 160 soma os símbolos de modulação de amplitude ajustada resultantes a partir dos ajustes de ganho 152, 154, 156 e 158a para gerar os símbolos de modulação somados 161. Os códigos PN de espalhamento PNi e PNq são espalhados por multiplicação com o código longo 180 usando os multiplicadores 162a e b. O código pseudo-aleatório resultante providenciado pelos multiplicadores 162a e 162b é usado para modular os símbolos de modulação somados 161, e os símbolos de fase em quadratura QPSKq 163 ajustados em ganho, por multiplicação complexa usando os multiplicadores 164a-d e os somadores 166a e b. O termo em fase resultante Xi e o termo de fase em quadratura resultante XQ são então filtrados (filtragem não mostrada), e convertidos superiormente para a frequência de portadora dentro do sistema de processamento RF 106 mostrado numa forma altamente simplificada que usa os multiplicadores 168 e uma sinusoide em fase e de fase em quadratura. Uma conversão superior QPSK desfasada também poderia ser usada numa forma de realização alternativa da invenção. Os sinais -22- ΡΕ2202902 convertidos superiormente resultantes em fase e de fase em quadratura são somados usando o somador 170 e amplificados pelo amplificador principal 172 de acordo com o ajuste do ganho principal AM para gerar o sinal s (t) que é transmitido para a estação base 120. Na forma de realização preferida da invenção, o sinal é espalhado e filtrado a uma largura de banda de 1,2288 MHz para permanecer compatível com a largura de banda dos canais CDMA existentes.

Providenciando canais ortogonais múltiplos sobre os quais podem ser transmitidos dados, assim como também usando repetidores de taxa variável que reduzem a quantia de repetições NR executadas em resposta a taxas de dados de entrada elevadas, o método e sistema descritos acima de processamento de sinais de transmissão permite a uma única unidade de subscritor ou outro sistema de transmissão transmitir dados a uma variedade de taxas de dados. Em particular, diminuindo a taxa de repetição NR executada através dos repetidores de ponto de partida variáveis 138 ou 148 da FIG. 3, pode ser sustentada uma taxa de entrada do codificador ER cada vez mais elevada. Numa forma de realização alternativa da invenção a codificação convolucional de taxa de 1/2 é executada com a taxa de repetição de Nr incrementada de dois. Algumas taxas de codificação exemplares ER apoiadas por várias taxas de repetição NR e taxas de codificação R iguais a 1/4 e 1/2 para o canal BPSK e o canal QPSK são mostradas respetivamente nas Tabelas II e III. -23- ΡΕ2202902

Etiqueta Er, BPSK (bps) Salda do Codificador R=1 / 4 (bits/trama) Nr,r=i/4 (Taxa de Repetição, R=1/4) Salda do Codificador R=1 / 2 (bits/trama) NR,R=l/2 (Taxa de Repetição, R=1/2) Taxa Elevada-72 76.800 6.144 1 3.072 2 Taxa Elevada-64 70.400 5.632 1 1/11 2.816 2 2/11 51.200 4.096 1 1/2 2.048 3 Taxa Elevada-32 38.400 3.072 2 1.536 4 25.600 2.048 3 1.024 6 RS2-Taxa Total 14.400 1.152 5 1/3 576 10 2/3 RSl-Taxa Total 9.600 768 8 384 16 NULA 850 68 90 6/17 34 180 12/17

Tabela II. Canais BPSK - 24- ΡΕ2202902

Etiqueta Er, QPSK (bps) Saída do Codificador R=1 / 4 (bits/trama) Nr, r=1/4 (Taxa de Repetição, R=1/4) Saída do Codificador R=1 / 2 (bits/trama) Nr,r=1/2 (Taxa de Repetição, R=1/2) 153.600 12.288 1 6.144 2 Taxa Elevada-72 76.800 6.144 2 3.072 4 Taxa Elevada-64 70.400 5.632 2 2/11 2.816 4 4/11 51.200 4.096 3 2.048 6 Taxa Elevada-32 38.400 3.072 4 1.536 8 25.600 2.048 6 1.024 12 RS2-Taxa Total 14.400 1.152 10 2/3 576 21 1/3 RSl-Taxa Total 9.600 768 16 384 32 NULA 850 68 180 12/17 34 361 7/17

Tabela III. Canais QPSK

As Tabelas II e III mostram que ajustando o número de repetições de sequência NR, pode ser suportada uma variedade alargada de taxas de dados incluindo taxas de dados elevadas, visto que a taxa de entrada do codificador Er corresponde à taxa de transmissão de dados menos uma constante necessária para a transmissão de CRC, bits de -25- ΡΕ2202902 cauda de código e qualquer outra informação complementar. Também como mostrado pelas Tabelas II e III, a modulação QPSK pode também ser usada para aumentar a taxa de transmissão de dados. Às taxas com uso comum expectável são atribuídas etiquetas tais como "Taxa Elevada-72" e "Taxa Elevada-32". Essas taxas denotadas como Taxa Elevada-72, Taxa Elevada-64, e Taxa Elevada-32 têm taxas de tráfego de 72, 64 e 32 kbps respetivamente, mais multiplexadas na sinalização e outros dados de controlo com taxas de 3,6, 5,2, e 5,2 kbps respetivamente, na forma de realização exemplificativa da invenção. As taxas RSl-Taxa Total e RS2-Taxa Total correspondem a taxas usadas em sistemas de comunicação compatíveis com IS-95, e portanto também é esperado que recebam um uso significativo para efeitos de compatibilidade. A taxa nula é a transmissão de um único bit e é usada para indicar a eliminação de uma trama, a qual também faz parte da norma IS-95. A taxa de transmissão de dados também pode ser aumentada transmitindo dados simultaneamente sobre dois ou mais dos canais ortogonais múltiplos executada para além de, ou em vez de, aumentar a taxa de transmissão por redução da taxa de repetição NR. Por exemplo, um multiplexador (não mostrado) poderia dividir uma única fonte de dados em múltiplas fontes de dados a serem transmitidas sobre múltiplos subcanais de dados. Assim, a taxa de transmissão total pode ser aumentada ou por transmissão sobre um canal em particular a taxas mais elevadas, ou por transmissão múltipla executada simultânea- -26- ΡΕ2202902 mente sobre canais múltiplos, ou ambos, até a capacidade de processamento de sinais do sistema de receção ser excedida e a taxa de erro se tornar inaceitável, ou a potência de transmissão máxima da potência do sistema de transmissão ser alcançada.

Providenciando canais múltiplos também aumenta a flexibilidade na transmissão de tipos diferentes de dados. Por exemplo, o canal BPSK pode ser designado para informação de voz e o canal QPSK designado para transmissão de dados digitais. Esta forma de realização poderia ser mais generalizada através da designação de um canal para transmissão de dados sensíveis à temporização tais como voz a uma taxa de dados inferior, e através da designação do outro canal para transmissão de dados menos sensíveis à temporização tais como ficheiros digitais. Nesta forma de realização poderia ser executada intercalação em blocos maiores para os dados menos sensíveis à temporização para aumentar mais a diversidade de tempo. Noutra forma de realização da invenção, o canal BPSK executa a transmissão primária de dados, e o canal QPSK executa transmissão de excessos. 0 uso de códigos de Walsh ortogonais elimina ou reduz substancialmente qualquer interferência entre o conjunto de canais transmitidos a partir de uma unidade de subscritor, e minimiza assim a energia de transmissão necessária para a sua receção com sucesso na estação base.

Para aumentar a capacidade de processamento no sistema de receção, e portanto aumentar a extensão para a -27- ΡΕ2202902 qual pode ser utilizada a capacidade de transmissão mais elevada da unidade de subscritor, os dados piloto também são transmitidos por um dos canais ortogonais. Usando os dados piloto, pode ser executado um processamento coerente no sistema de receção determinando e removendo o desfasamento de fase do sinal de ligação inversa. Da mesma forma, os dados piloto podem ser usados para pesar otimamente sinais de multicaminho recebidos com atrasos de tempo diferentes antes de serem combinados num recetor rake. Uma vez que o desfasamento de fase seja removido, e os sinais multicaminho adequadamente pesados, os sinais multicaminho podem ser combinados diminuindo a potência com que o sinal de ligação inversa deve ser recebido para um processamento adequado. Esta diminuição na potência de receção requerida permite que sejam processadas taxas de transmissão mais elevadas com sucesso, ou inversamente, que a interferência entre um conjunto de sinais de ligação inversa seja diminuída. Embora seja necessária alguma potência de transmissão adicional para a transmissão do sinal piloto, no contexto de taxas de transmissão mais elevadas a relação de potência do canal piloto com a potência do sinal de ligação inversa total é substancialmente inferior do que a associada com sistemas celulares de transmissão de dados de voz digital com taxa de dados inferior. Assim, dentro de um sistema CDMA com taxa de dados elevada os ganhos Eb/N0 alcançados pelo uso de uma ligação inversa coerente excedem em valor a potência adicional necessária para transmitir dados piloto a partir de cada unidade de subscritor. -28- ΡΕ2202902 0 uso dos ajustes de ganho 152 - 158 assim como do amplificador principal 172 aumenta ainda mais o grau para o qual a capacidade de transmissão elevada do sistema descrito acima pode ser utilizada permitindo que o sistema de transmissão se adapte a várias condições de canais de rádio, taxas de transmissão, e tipos de dados. Em particular, a potência de transmissão de um canal que é necessária para uma receção adequada pode mudar com o passar do tempo, e com condições variáveis, de uma forma que é independente dos outros canais ortogonais. Por exemplo, durante a aquisição inicial do sinal de ligação inversa a potência do canal piloto pode precisar de ser aumentada para facilitar a deteção e sincronização na estação base. Uma vez que o sinal de ligação inversa seja adquirido, porém, a potência de transmissão necessária do canal piloto diminuiria substancialmente, e variaria, dependendo de vários fatores incluindo a taxa de movimento das unidades de subscritor. De acordo com este facto, o valor do fator de ajuste do ganho A0 seria aumentado durante a aquisição do sinal, e então reduzido durante uma comunicação decorrente. Noutro exemplo, quando informação mais tolerável a erro está a ser transmitida pela ligação dianteira, ou o ambiente no qual a transmissão de ligação dianteira está a acontecer não é propenso a condições de desvanecimento, o fator de ajuste do ganho Ai pode ser reduzido à medida que a necessidade de transmitir dados de controlo de potência com uma taxa de erro baixa diminui. Numa forma de realização da invenção, sempre que o ajuste de controlo de potência não é necessário o fator de ajuste -29- ΡΕ2202902 do ganho A± é reduzido para zero.

Noutra forma de realização da invenção, a habilidade para ajustar o ganho de cada canal ortogonal ou todo o sinal de ligação inversa é adicionalmente explorada permitindo que a estação base 120 ou outro sistema de receção altere o ajuste do ganho de um canal, ou de todo o sinal de ligação inversa, pelo uso de comandos de controlo de potência transmitidos pelo sinal de ligação dianteira. Em particular, a estação base pode transmitir informação de controlo de potência pedindo a potência de transmissão de um canal em particular ou que todo o sinal de ligação inversa seja ajustado. Isto é vantajoso em muitas instâncias incluindo quando dois tipos de dados tendo uma sensibilidade diferente a erro, tais como voz digitalizada e dados digitais, estão a ser transmitidos pelos canais BPSK e QPSK. Neste caso, a estação base 120 estabeleceria taxas de erro de alvo diferente para os dois canais associados. Se a taxa de erro real de um canal excedesse o valor alvo da taxa de erro, a estação base instruiria a unidade de subscritor para reduzir o ajuste do ganho daquele canal até que a taxa de erro real alcançasse o valor alvo da taxa de erro. Isto conduziria eventualmente a que o fator de ajuste do ganho de um canal fosse aumentado relativamente ao outro. Quer dizer, o fator de ajuste do ganho associado com os dados mais sensíveis a erro seria aumentado relativamente ao fator de ajuste do ganho associado com os dados menos sensíveis. Noutras instâncias, a potência de transmissão de toda a ligação inversa pode -30- ΡΕ2202902 requerer um ajuste devido às condições de desvanecimento ou movimento da unidade de subscritor 100. Nestas instâncias, a estação base 120 pode fazê-lo através da transmissão de um único comando de controlo de potência.

Assim, permitindo que o ganho dos quatro canais ortogonais seja ajustado de forma independente, assim como em conjunção uns com os outros, a potência de transmissão total do sinal de ligação inversa pode ser mantida no mínimo necessário para uma transmissão com sucesso de cada tipo de dados, sejam dados piloto, dados de controlo de potência, dados de sinalização, ou tipos diferentes de dados de utilizador. Além disso, uma transmissão com sucesso pode ser definida diferentemente para cada tipo de dados. Transmitindo com a quantidade mínima de potência necessária permite transmitir a maior quantidade de dados à estação base dada a capacidade de potência de transmissão finita de uma unidade de subscritor, e também reduz a interferência entre unidades de subscritor. Esta redução em interferência aumenta a capacidade de comunicação total de todo o sistema celular sem fios CDMA. 0 canal de controlo de potência usado no sinal de ligação inversa permite que a unidade de subscritor transmissão informação de controlo de potência à estação base a uma variedade de taxas incluindo uma taxa de 800 bits de controlo de potência por segundo. Na forma de realização preferida da invenção, um bit de controlo de potência instrói a estação base para aumentar ou diminuir a -31 - ΡΕ2202902 potência de transmissão do canal de tráfego de ligação dianteira usada para transmitir informação à unidade de subscritor. Embora seja geralmente útil ter controlo de potência rápido dentro de um sistema CDMA, é especialmente útil no contexto de comunicações de taxas de dados mais elevadas que envolvem transmissão de dados, porque os dados digitais são mais sensíveis a erros, e a transmissão elevada faz com que quantidades significativas de dados se percam até mesmo durante condições de desvanecimento breves. Dado que é provável que uma transmissão de ligação inversa de velocidade elevada seja acompanhada por uma transmissão de ligação dianteira de velocidade elevada, providenciando a transmissão rápida de controlo de potência sobre a ligação inversa facilita comunicações de velocidade elevada dentro de sistemas de telecomunicações sem fios CDMA.

Numa forma de realização exemplificativa alternativa da invenção um conjunto de taxas de entrada de codificador ER definidas pelo NR em particular é usado para transmitir um tipo particular de dados. Quer dizer, podem ser transmitidos dados a uma taxa de entrada de codificador Er máxima ou a um conjunto de taxas de entrada de codificador ER inferiores, com o NR associado ajustado adequadamente. Na implementação preferida desta forma de realização, as taxas máximas correspondem às taxas máximas usadas dentro de um sistema de comunicação sem fios compatível com IS-95, referido acima com respeito às Tabelas II e III como RSl-Taxa Total e RS2-Taxa Total, e -32- ΡΕ2202902 cada taxa inferior é aproximadamente metade da próxima taxa mais elevada, criando um conjunto de taxas compreendido por uma taxa total, uma meia taxa, um quarto de taxa, e um oitavo de taxa. As taxas de dados inferiores são geradas preferivelmente aumentando a taxa de repetição de símbolos Nr com valor de NR para o conjunto de taxas um e para o conjunto de taxas dois num canal BPSK providenciado na Tabela IV.

Etiqueta Er, qpsk (bps) Saída do Codificador R=l/4 (bits/trama) Nr,r=1/4 (Taxa de Repetição, R=l/4) Saída do Codificador R=l/2 (bits/trama) Nr,r=1/2 (Taxa de Repetição, R=l/2) RS2-Taxa Total 14.400 1.152 5 1/3 576 10 2/3 RS2-Meia Taxa 7.200 576 10 2/3 288 21 1/3 RS2-Um Quarto de Taxa 3, 600 288 21 1/3 144 42 2/3 RS2-Um Oitavo de Taxa 1.900 152 40 8/19 76 80 16/19 RSl-Taxa Total 9, 600 768 8 384 16 -33- ΡΕ2202902 RSl-Meia Taxa 4.800 384 16 192 32 RSl-Um Quarto de Taxa 2,800 224 27 3/7 112 54 6/7 RSl-Um Oitavo de Taxa 1.600 128 48 64 96 NULA 850 68 90 6/17 34 180 12/17

Tabela IV. Conjuntos de Taxas RS1 e RS2 em Canal BPSK

As taxas de repetição para um canal QPSK são duas vezes as taxas para o canal BPSK.

De acordo com a forma de realização exemplificativa da invenção, quando a taxa de dados de uma trama muda com respeito à trama prévia a potência de transmissão é ajustada de acordo com a alteração na taxa de transmissão. Quer dizer, quando uma trama de taxa inferior é transmitida depois de uma trama de taxa mais elevada, a potência de transmissão do canal de transmissão sobre o qual a trama está a ser transmitida é reduzida para a trama de taxa inferior em proporção com a redução na taxa, e vice-versa. Por exemplo, se a potência de transmissão de um canal durante a transmissão de uma trama de taxa total é a potência de transmissão T, a potência de transmissão durante a transmissão subsequente de uma trama de meia taxa é a potência de transmissão T/2. A redução na potência de transmissão é executada preferivelmente reduzindo a potência de transmissão para toda a duração da trama, mas também pode ser executada reduzindo o ciclo de funciona mento da transmissão de tal modo a que alguma informação redundante seja "limpa". Em qualquer dos casos, o ajuste de -34- ΡΕ2202902 potência de transmissão toma lugar em combinação com um mecanismo de controlo de potência de ciclo fechado pelo que a potência de transmissão é ajustada adicionalmente em resposta a dados de controlo de potência transmitidos a partir da estação base. A Fig. 5 é um diagrama de blocos do sistema de processamento RF 122 e do desmodulador 124 da Fig. 2 configurado conforme a forma de realização exemplificativa da invenção. Os multiplicadores 180a e 180b convertem inferiormente os sinais recebidos da antena 121 com uma sinusoide em fase e uma sinusoide de fase em quadratura produzindo amostras de receção em fase Ri e amostras de receção de fase em quadratura RQ recetivamente. Deverá ser entendido que o sistema de processamento RF 122 é mostrado numa forma altamente simplificada, e que os sinais também são filtrados por correlação e digitalizados (não mostrado) conforme técnicas extensamente conhecidas. As amostras de receção Ri e RQ são então aplicadas nos desmoduladores de dedos 182 dentro do desmodulador 124. Cada desmodulador de dedos 182 processa uma instância do sinal de ligação inversa transmitido pela unidade de subscritor 100, se uma tal instância estiver disponível, onde cada instância do sinal de ligação inversa é gerada pelo fenómeno de multicaminhos. Embora sejam mostrados três desmoduladores de dedos, o uso de números alternativos de processadores de dedos é consistente com a invenção incluindo o uso de um único desmodulador de dedos 182. Cada desmodulador de dedos 182 produz um conjunto de dados de decisão programada -35- ΡΕ2202902 compreendidos por dados de controlo de potência, dados BPSK, e dados QPSKi e dados QPSKq. Cada conjunto de dados de decisão programada é também ajustado no tempo dentro do desmodulador de dedos 182 correspondente, embora o ajuste de tempo possa ser executado dentro do combinador 184 numa forma de realização alternativa da invenção. 0 combinador 184 soma então os conjuntos de dados de decisão programada recebidos do desmodulador de dedos 182 para mostrar uma única instância de controlo de potência, BPSK, e dados de decisão programada QPSKi e QPSKq. A Fig. 6 é um diagrama de blocos do desmodulador de dedos 182 da Fig. 5 configurado conforme a forma de realização exemplificativa da invenção. As amostras de receção Ri e RQ são ajustadas pela primeira vez usando o ajuste de tempo 190 conforme a quantidade de atraso introduzida pelo caminho de transmissão da instância especifica do sinal de ligação inversa sendo processado. O código longo 200 é misturado com códigos de espalhamento pseudoaleatórios PN: e PNQ usando os multiplicadores 201, e o conjugado complexo dos códigos de espalhamento longos modulados resultantes PlNh e PNQ é complexo multiplicado com as amostras de receção Ri e RQ com ajuste de tempo usando os multiplicadores 202 e os somadores 204 mostrando os termos Xi e XQ. Três instâncias separadas dos termos Xi e XQ são então desmoduladas usando os códigos de Walsh Wi, W2 e W3 respetivamente, e os dados de Walsh desmodulados resultantes são somados sobre quatro chips de desmodulação usando 4 a 1 somadores 212. Uma quarta instância dos dados -36- ΡΕ2202902 de Xi e XQ é somada sobre quatro chips de desmodulação usando somadores 208, e então filtrada usando filtros piloto 214. Na forma de realização preferida da invenção o filtro piloto 214 executa cálculos de médias sobre uma série de somas executadas pelos somadores 208, mas outras técnicas de filtragem serão aparentes a um especialista na técnica. Os sinais piloto filtrados em fase e de fase em quadratura são usados para girar a fase e escalar os dados desmodulados de códigos de Walsh Wi, W2 de acordo com os dados modulados BPSK através de multiplicação conjugada complexa usando os multiplicadores 216 e os somadores 217 mostrando controlo de potência de decisão programada e dados BPSK. Os dados modulados do código de Walsh W3 são girados em fase usando os sinais piloto filtrados em fase e fase em quadratura conforme os dados modulados QPSK usando os multiplicadores 218 e os somadores 220, mostrando dados QPSK de decisão programada . Os dados de controlo de potência de decisão programada são somados sobre 384 símbolos de modulação por 384 para 1 somadores 222 mostrando dados de decisão programada de controlo de potência. Os dados modulados do código de Walsh girado em fase W2, os dados modulados do código de Walsh W3, e os dados de decisão programada de controlo de potência são então tornados disponíveis para combinação. Numa forma de realização alternativa da invenção, a codificação e a descodificação são também executadas nos dados de controlo de potência.

Além de providenciar informação de fase o piloto -37- ΡΕ2202902 também pode ser usado dentro do sistema de receção para facilitar localização temporal. A localização temporal é executada processando também os dados recebidos num tempo de amostra antes (cedo), e um tempo de amostra depois (tarde), da presente amostra de receção ser processada. Para determinar o tempo que mais se aproxima do tempo real de chegada, a amplitude do canal piloto no momento de amostra cedo e tarde pode ser comparado com a amplitude no momento de amostra presente para determinar o tempo que é maior. Se o sinal num dos momentos de amostra adjacentes é maior do que no momento de amostra presente, a cronometragem pode ser ajustada de forma a que sejam obtidos os melhores resultados de desmodulação. A FIG. 7 é um diagrama de blocos do descodificador de canais BPSK 128 e do descodificador de canais QPSK 126 (Fig. 2) configurado conforme a forma de realização exemplificativa da invenção. Os dados de decisão programada BPSK do combinador 184 (Fig. 5) são recebidos através do acumulador 240 que armazena a primeira sequência de 6,144/Nr símbolos de desmodulação na trama recebida onde Nr depende da taxa de transmissão dos dados de decisão programada BPSK tal como descrito acima, e adiciona cada conjunto subsequente de 6,144/Nr símbolos de desmodulação contidos na trama com os símbolos acumulados armazenados correspondentes. O desintercalador de blocos 242 desintercala os dados de decisão programada acumulados do somador de ponto de partida variável 240, e o descodificador de Viterbi 244 descodifica os dados de -38- ΡΕ2202902 decisão programada desintercalados para produzir dados de decisão firme assim como resultados de soma de controlo CRC. Dentro do descodificador QPSK 126 os dados de decisão programada QPSK]; e QPSKq do combinador 184 (Fig. 5) são desmultiplexados num único fluxo de dados de decisão programada através do demux 246 e o único fluxo de dados de decisão programada é recebido pelo acumulador 248 que acumula todos os 6, 144/Nr símbolos de desmodulaçâo onde Nr depende da taxa de transmissão dos dados QPSK. 0 desintercalador de blocos 250 desintercala os dados de decisão programada do somador de ponto de partida variável 248, e o descodificador de Viterbi 252 descodifica os símbolos de modulação desintercalados para produzir dados de decisão firme assim como resultados de soma de controlo de CRC. Na forma de realização exemplificativa alternativa descrita acima com respeito à Fig. 3 na qual a repetição de símbolos é executada antes da intercalação, os acumuladores 240 e 248 são colocados após os desintercaladores de blocos 242 e 250. Na forma de realização da invenção que incorpora o uso de conjuntos de taxas, e portanto na qual a taxa de uma trama em particular não é conhecida, são empregues múltiplos descodificadores, cada um operando a uma taxa de transmissão diferente, e então a trama associada com a taxa de transmissão mais provável de ter sido usada é selecionada com base nos resultados de soma de controlo CRC. O uso de outros métodos de verificação de erros é consistente com a prática da presente invenção.

Com foco agora na FIG. 8, é ilustrado um sistema -39- ΡΕ2202902 de transmissão de ligação inversa no qual foram combinados os dados de controlo e os dados piloto sobre um canal. Deveria ser notado que a invenção pode ser aplicada igualmente a transmissões de ligação dianteira mas oferece vantagens adicionais quando providenciado na estação móvel remota. Além disso, deverá ser entendido por um especialista na técnica que os dados de controlo podem ser multiplexados sobre outros canais transmitidos pela estação remota. Porém, na forma de realização preferida, os dados de controlo são multiplexados sobre o canal piloto porque ao contrário dos canais fundamentais e suplementares, o canal piloto está sempre presente independentemente se a estação remota tem dados de tráfego para enviar à estação de comunicações central. Além disso, embora a presente invenção seja descrita em termos de multiplexagem dos dados sobre o canal piloto, é igualmente aplicável ao caso onde os dados de controlo de potência são perfurados no canal piloto. São providenciados dados piloto que consistem somente num fluxo de valores binários "1" ao multiplexador (MUX) 300. Além disso os dados de canal de controlo que na forma de realização exemplificativa são dados de controlo de potência consistindo de valores de +1 e -1 indicativos de instrução para a estação base aumentar ou diminuir a sua potência de transmissão, são providenciados ao MUX 300. O multiplexador 300 combina os dois fluxos de dados providenciando os dados de controlo em posições predeterminadas nos dados piloto. Os dados multiplexados são então -40- ΡΕ2202902 providenciados a uma primeira entrada dos multiplicadores 310 e 328. A segunda entrada do multiplicador 310 é providenciada com uma sequência de pseudoruído (PN) de valores +1 e -1. A sequência de pseudoruído providenciada aos multiplicadores 310 e 312 é gerada multiplicando a sequência curta de PN (ΡΝχ) pelo código longo. A geração de sequências de PN curtas e sequências de códigos longos é bem conhecida na técnica e descrita em detalhe na norma IS-95. A segunda entrada do multiplicador 328 é providenciada com uma sequência de pseudoruído (PN) de valores de +1 e -1. A sequência de pseudoruído providenciada aos multiplicadores 318 e 328 é gerada multiplicando a sequência de PN curta (PNQ) pelo código longo. A saída do multiplicador 310 é providenciada a uma primeira entrada do multiplicador 314. A saída do multiplicador 318 é providenciada ao elemento de atraso 320 que atrasa os dados de entrada por um intervalo de tempo igual a metade de um chip. O elemento de atraso 320 providencia o sinal com atraso à entrada subtratora do subtrator 314. A saída do subtrator 314 é providenciada para transmissão a filtros de banda base e a elementos de ganho de piloto (não mostrado). A saída do multiplicador 328 é providenciada para atrasar o elemento 330 que atrasa os dados de entrada por metade de um ciclo de chip tal como descrito com respeito -41 - ΡΕ2202902 ao atraso 320. A saída do elemento de atraso 330 é providenciada a um segunda entrada somadora do somador 322. A primeira entrada do elemento somador 322 é a saída do multiplicador 312. A saída somada do somador 322 é providenciada para transmissão a filtros de banda base e a elementos de ganho de piloto (não mostrado).

Os dados de tráfego a serem transmitidos no canal suplementar, consistindo de valores de +1 e -1, são providenciados a uma primeira entrada do multiplicador 302. A segunda entrada do multiplicador 302 é providenciada com uma sequência de repetição de Walsh ( + 1, -1) . Tal como descrito acima a cobertura de Walsh é reduzir a interferência entre canais de dados transmitidos a partir da estação remota. A sequência de dados do produto do multiplicador 302 é providenciada ao elemento de ganho 304 que escala a amplitude para um valor determinado relativo à amplificação de canal piloto/controlo. A saída do elemento de ganho 304 é providenciada a uma primeira entrada do somador 316. A saida do somador 316 é providenciada às entradas dos multiplicadores 312 e 318 e o processamento continua tal como descrito acima.

Os dados de tráfego a serem transmitidos no canal fundamental, consistindo de valores de +1 e -1, são providenciados a uma primeira entrada do multiplicador 306. A segunda entrada do multiplicador 306 é providenciada com uma sequência de repetição de Walsh (+1,+1,-1,-1). Tal como descrito acima a cobertura de Walsh reduz a interferência -42- ΡΕ2202902 entre canais de dados transmitidos a partir da estação remota. A sequência de dados do produto do multiplicador 306 é providenciada ao elemento de ganho 308 que escala a amplitude para um valor determinado relativo à amplificação de canal piloto/controlo. A sarda do elemento de ganho 308 é providenciada a uma segunda entrada do somador 316. A saida do somador 316 é providenciada às entradas dos multiplicadores 312 e 318 e o processamento continua tal como descrito acima.

Com referência à Fig. 9, a forma de realização da presente invenção é ilustrada para incluir as operações de filtragem necessárias e ilustra um beneficio adicional atingido combinando os dados piloto e de controlo. Isso é uma redução na quantidade de circuitos de filtragem necessários. Tal como descrito com respeito à Fig. 8, os dados piloto e dados de canal de controlo são multiplexados conjuntamente através do multiplexador (MUX) 350. Os dados multiplexados, consistindo de valores de +1 e -1, são providenciados a uma primeira entrada dos multiplicadores 352 e 354. A segunda entrada do multiplicador 352 é providenciada multiplicando o código de PN curto PINh pelo código longo no multiplicador 390. O produto do multiplicador 352 é providenciado ao filtro de resposta ao impulso finita (FIR) 356. Na forma de realização exemplificativa, o FIR 356 é um filtro FIR de ordem 48, o desenho do qual é bem conhecido na técnica. A segunda entrada do multiplicador 354 é providenciada multiplicando o código de PN curto PNQ pelo código longo no multiplicador -43 - ΡΕ2202902 392. A saida do FIR 356 é providenciada à entrada somadora do subtrator 374. A saída do subtrator 374 é providenciada para transmissão a conversores superiores e a elementos de ganho de piloto (não mostrado). 0 produto de multiplicador 354 é providenciado ao filtro de resposta ao impulso finita (FIR) 358. Na forma de realização exemplificativa, o FIR 358 é um filtro FIR de ordem 48, o desenho do qual é bem conhecido na técnica. Deve ser notado que combinando os dados piloto e de controlo de potência, foram eliminados dois filtros FIR uma vez que cada canal requer dois filtros FIR. A eliminação de dois filtros FIR reduz a complexidade, consumo de potência e área de chip. A saída do FIR 358 é providenciada ao elemento de atraso 360 que atrasa a saída por metade de um chip antes de providenciar o sinal a uma primeira entrada somadora do somador 376. A saída do somador 376 é providenciada para transmissão a conversores superiores e a elementos de ganho de piloto (não mostrado). São providenciados os dados de tráfego de canal suplementares que consistem de valores de +1 e -1 a uma primeira entrada do multiplicador 362. A segunda entrada para o multiplicador 362 é uma sequência de repetição de Walsh (+1,-1) que tal como descrito previamente reduz a interferência entre os canais. A saída do multiplicador 362 é providenciada a uma primeira entrada dos multiplicadores 364 e 366. A segunda entrada do multiplicador 364 é a sequência de pseudoruído providenciada pelo multiplicador -44- ΡΕ2202902 392 e a segunda entrada para o multiplicador 366 é a sequência de pseudoruido providenciada pelo multiplicador 390. A saida do multiplicador 364 é providenciada ao elemento FIR/ganho 368 o qual filtra o sinal e amplifica o sinal conforme um fator de ganho relativo ao ganho de unidade do canal piloto/controlo. A saida do elemento FIR/ganho 368 é providenciada ao elemento de atraso 372. O elemento de atraso 372 atrasa o sinal por 1/2 chip antes de providenciar o sinal a uma primeira entrada subtratora do elemento subtrator 374. O processamento da saida do subtrator 374 prossegue tal como descrito acima. A saida do multiplicador 366 é providenciada ao elemento FIR/ganho 370 que filtra o sinal e amplifica o sinal de acordo com um fator de ganho relativo ao ganho de unidade do canal piloto/controlo. A saida do elemento FIR/ganho 370 é providenciada a uma segunda entrada do elemento somador 376. O processamento da saida do subtrator 376 prossegue tal como descrito acima.

Os dados de tráfego do canal fundamental que consistem de valores de +1 e -1 são providenciados a uma primeira entrada do multiplicador 388. A segunda entrada para o multiplicador 388 é uma sequência de repetição de Walsh (+1,+1,-1,-1) que tal como descrito previamente reduz a interferência entre os canais. A saida do multiplicador 388 é providenciada a uma primeira entrada dos -45- ΡΕ2202902 multiplicadores 378 e 384. A segunda entrada do multiplicador 378 é a sequência de pseudoruído providenciada pelo multiplicador 392 e a segunda entrada para o multiplicador 384 é a sequência de pseudoruído providenciada pelo multiplicador 390. A saída do multiplicador 378 é providenciada ao elemento FIR/ganho 380 que filtra o sinal e amplifica o sinal de acordo com um fator de ganho relativo ao ganho de unidade do canal piloto/controlo. A saída do elemento FIR/ganho 380 é providenciada ao elemento de atraso 382. O elemento de atraso 382 atrasa o sinal por 1/2 chip antes de providenciar o sinal a uma segunda entrada subtratora do elemento subtrator 374. O processamento da saída do subtrator 374 prossegue tal como descrito acima. A saída do multiplicador 384 é providenciada ao elemento FIR/ganho 386 que filtra o sinal e amplifica o sinal de acordo com um fator de ganho relativo ao ganho de unidade do canal piloto/controlo. A saída do elemento FIR/ganho 386 é providenciada a uma terceira entrada do elemento somador 376. O processamento da saída do subtrator 376 prossegue tal como descrito acima.

Com referência à Fig. 10, é ilustrado um recetor para processar os dados em que os dados de controlo são multiplexados com os dados do sinal piloto. Os dados são recebidos por uma antena (não mostrado) e convertidos inferiormente, filtrados e amostrados. As amostras de dados -46- ΡΕ2202902 filtradas são providenciadas aos elementos de atraso 400 e 402. Os elementos de atraso 400 e 402 atrasam os dados por metade de um ciclo de chip antes de providenciar os dados a uma primeira entrada dos multiplicadores 404 e 406. A segunda entrada dos multiplicadores 404 e 406 é providenciada com uma sequência de pseudoruido providenciada pelo multiplicador 450. O multiplicador 450 gera a sequência de pseudoruido multiplicando o código curto PNi pelo código longo tal como descrito previamente.

As amostras filtradas são também providenciadas diretamente (sem atraso) a uma primeira entrada dos multiplicadores 446 e 448. A segunda entrada dos multiplicadores 446 e 448 é providenciada com uma sequência de pseudoruido pelo multiplicador 452. O multiplicador 452 gera a sequência de pseudoruido multiplicando o código de PN curto (PNq) pelo código longo. A saida do multiplicador 404 é providenciada a uma primeira entrada do somador 408, e a saida do multiplicador 446 é providenciada a uma segunda entrada do somador 408. A saida do multiplicador 406 é providenciada a uma entrada somadora do subtrator 410, e a saida do multiplicador 448 é providenciada a uma entrada subtratora do subtrator 410. A saida do somador 408 é providenciada ao elemento de atraso 412 e ao seletor de símbolos piloto 434. O seletor de símbolos piloto 434 coloca fora os dados de controlo a partir dos dados piloto, antes de providenciar o sinal ao filtro piloto 436. O filtro piloto 436 filtra o -47- ΡΕ2202902 sinal e providenc ia o sinal piloto filtrado aos multiplicadores 416 e 418. Similarmente, 0 seletor de símbolos piloto 438 coloca fora os dados de controlo a partir dos dados piloto, antes de providenciar o sinal ao filtro piloto 440. O filtro piloto 440 filtra o sinal e providencia o sinal piloto filtrado aos multiplicadores 442 e 444. 0 atraso 412 é usado para sincronizar os dados através dos dois caminhos, antes de eles serem providenciados ao multiplicador 416. Quer dizer que o elemento de atraso 412 providencia um atraso que é igual ao atraso de processamento do seletor de símbolos piloto 434 e do filtro piloto 436 que é igual ao atraso de processamento do seletor de símbolos piloto 438 e do filtro piloto 440. Similarmente o elemento de atraso 414 sincroniza os dados providenciados aos multiplicadores 418 e 442. A saída do elemento de atraso 412 é providenciada a uma primeira entrada dos multiplicadores 416 e 444. A segunda entrada para o multiplicador 416 é providenciada pela saída do filtro piloto 436. A segunda entrada para o multiplicador 444 é providenciada pelo filtro piloto 440. A saída do elemento de atraso 414 é providenciada a uma primeira entrada aos multiplicadores 418 e 442. A segunda entrada para o multiplicador 418 é providenciada pela saída do filtro piloto 436. A segunda entrada para o multiplicador 442 é providenciada pelo filtro piloto 440. -48- ΡΕ2202902 A saída do multiplicador 416 é providenciada a uma primeira entrada do somador 420 e a segunda entrada do somador 420 é providenciada pela saída do multiplicador 442. A soma do somador 420 é providenciada ao seletor de símbolos de controlo 424 que separa os dados de controlo dos dados de canal piloto e providencia aquela informação a um processador de controlo não mostrado que ajusta a potência de transmissão da estação base em resposta. A saída do multiplicador 418 é providenciada a uma entrada somadora do subtrator 422. A saida do multiplicador 444 é providenciada a uma entrada subtratora do subtrator 422. A saida do subtrator 422 é providenciada a uma primeira entrada do multiplicador 426. A segunda entrada do multiplicador 426 é providenciada com a sequência de repetição de Walsh (+1,-1). O produto do multiplicador 426 é providenciado ao elemento somador 428 que soma os bits de entrada sobre o período de sequência de Walsh para providenciar os dados do canal suplementar. A saída do subtrator 422 é providenciada a uma primeira entrada do multiplicador 430. A segunda entrada do multiplicador 430 é providenciada com a sequência de repetição de Walsh (+1,+1,-1,-1). O produto do multiplicador 430 é providenciado ao elemento somador 432 que soma os bits de entrada sobre o período de sequência de Walsh para providenciar os dados do canal fundamental.

Assim, foi descrito um sistema de comunicação CDMA sem fios multicanal, de taxa elevada. A descrição é -49- ΡΕ2202902 providenciada para permitir a qualquer pessoa especialista na técnica fazer ou usar a presente invenção. As várias modificações para estas formas de realização serão prontamente aparentes para esse especialista na técnica, e os princípios genéricos definidos aqui podem ser aplicados a outras formas de realização sem o uso da faculdade inventiva. Assim, não é pretendido que a presente invenção esteja limitada às formas de realização mostradas aqui mas deverá ser acordado qual o âmbito mais alargado consistente com as reivindicações.

Lisboa, 8 de Maio de 2014

Claims (6)

1. ΡΕ2202902 - 1 - REIVINDICAÇÕES 1. Uma estação móvel (100) para gerar dados modulados para transmissão para uma estação base (120), compreendendo: meios para multiplexar (300) dados de controlo e dados piloto para formar um primeiro canal para providenciar a um meio para multiplicação complexa (310, 312, 318, 328); em que os referidos meios para multiplexar (300) os referidos dados de controlo e os referidos dados piloto compreendem meios para providenciar os referidos dados de controlo em posições predeterminadas nos referidos dados piloto; e meios para ajustar um ganho (304) de um segundo canal e providenciar o segundo canal ajustado no ganho para os referidos meios para multiplicação complexa; em que os referidos meios para multiplicação complexa (310, 312, 318, 328) multiplicam de forma complexa pelo menos o referido primeiro canal e o referido segundo canal com um código complexo.
2. 2. A estação móvel (100) da reivindicação 1, em que o segundo canal inclui pelo menos um de dados de utilizador e dados de sinalização. -2- ΡΕ2202902
3. 3. A estação móvel (100) da reivindicação 1, compreendendo adicionalmente meios para somar (316) o referido segundo canal e um terceiro canal.
4. 4. A estação móvel (100) da reivindicação 1, em que o código complexo compreende um componente em fase e um componente de fase em quadratura de um código longo, em que a referida multiplicação complexa inclui o espalhamento do primeiro e do segundo canal de acordo com o código longo.
5. 5. A estação móvel de acordo com a reivindicação 1, compreendendo adicionalmente meios para gerar (324, 326) o referido código complexo através da multiplicação de uma sequência de PN curta por um código longo.
6. 6. Um método para gerar dados modulados para transmissão para uma estação base (120), compreendendo: multiplexar (300) dados de controlo e dados piloto para formar um primeiro canal; e ajustar um ganho (304) de um segundo canal, em que a referida multiplexagem (300) dos referidos dados de controlo e dos referidos dados piloto compreende providenciar os referidos dados de controlo em posições predeterminadas nos referidos dados piloto; multiplicar de forma complexa pelo menos o referido primeiro canal e o referido segundo canal com um código complexo. -3- ΡΕ2202902 7. 0 método da reivindicação 6, em que o segundo canal inclui pelo menos um de dados de utilizador e dados de sinalização. 8. 0 método da reivindicação 6, compreendendo adicionalmente somar o referido segundo canal e um terceiro canal. 9. 0 método da reivindicação 6, compreendendo adicionalmente gerar o referido código complexo multiplicando uma sequência de PN curta por um código longo. Lisboa, 8 de Maio de 2013