ES2457537T3

ES2457537T3 - Unidad de abonado y procedimiento de uso en un sistema de comunicación inalámbrica

Info

Publication number: ES2457537T3
Application number: ES10003173.1T
Authority: ES
Inventors: Joseph P. Odenwalder
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-07-01
Filing date: 1998-06-30
Publication date: 2014-04-28
Anticipated expiration: 2018-06-30
Also published as: US20020110154A1; BR9816339B1; DE69837759T2; CN1520051A; AR013932A1; AU8179298A; DE69837759D1; ZA985780B; RU2491730C2; JP2002508137A; EP2202902B1; ES2345279T3; US6396804B2; EP0993740B1; DE69841730D1; UA54520C2; FI19992662A; ATE471606T1; RU2358389C2; US20030152051A1

Abstract

Una estación móvil (100) para generar datos modulados, para su transmisión a una estación base (120), que comprende: un medio para multiplexar (300) datos de control y datos piloto, para formar un primer canal, a fin de proporcionarlos a un medio para la multiplicación compleja (310, 312, 318, 328), en el que dicho medio para multiplexar (300) dichos datos de control y dichos datos piloto comprende un medio para proporcionar dichos datos de control en posiciones predeterminadas en dichos datos piloto; y un medio para ajustar una ganancia (304) de un segundo canal y proporcionar el segundo canal, ajustado en ganancia, a dicho medio para la multiplicación compleja; en la cual dicho medio para la multiplicación compleja (310, 312, 318, 328) realiza la multiplicación compleja de al menos dicho primer canal y dicho segundo canal con un código complejo.

Description

Unidad de abonado y procedimiento de uso en un sistema de comunicación inalámbrica

Antecedentes de la invención

I.Campo de la Invención

La presente invención se refiere a una unidad de abonado y a un procedimiento de en un sistema de comunicación inalámbrica.

II.Descripción de la técnica relacionada

Los sistemas de comunicación inalámbrica que incluyen a los sistemas de comunicación celulares, los sistemas de comunicación por satélite y los sistemas de comunicación punto a punto usan un enlace inalámbrico comprendido por una señal de radio frecuencia (RF) modulada para transmitir datos entre dos sistemas. El uso de un enlace inalámbrico es deseable por una amplia variedad de razones, incluyendo la movilidad aumentada y los requisitos reducidos de infraestructura cuando se comparan con los sistemas de comunicación por línea de cable. Una desventaja del uso de un enlace inalámbrico es la cantidad limitada de capacidad de comunicación que es el resultado de la cantidad limitada de ancho de banda de RF disponible. Esta capacidad de comunicación limitada contrasta con los sistemas de comunicación basados en cables, en los que se puede añadir capacidad adicional mediante la instalación de conexiones de líneas de cables adicionales.

Reconociendo la naturaleza limitada del ancho de banda de RF, se han desarrollado diversas técnicas de procesamiento de la señal para aumentar la eficacia con la que los sistemas de comunicación inalámbrica utilizan el ancho de banda de RF disponible. Un ejemplo ampliamente aceptado de una tal técnica eficaz de procesamiento de la señal es la norma IS-95 de interfaz por el aire y sus derivadas tales como la norma IS-95-A y la ANSI J-STD-008 (a las que se hace referencia de manera colectiva como la norma IS-95 de aquí en adelante) promulgada por la asociación de la industria de las telecomunicaciones (TIA) y usada principalmente dentro de los sistemas de telecomunicaciones celulares. La norma IS-95 incorpora técnicas de modulación de la señal de acceso múltiple por división de código (CDMA) para llevar a cabo múltiples comunicaciones de manera simultánea sobre el mismo ancho de banda de RF. Cuando se combina con un control de potencia exhaustivo, el llevar a cabo múltiples comunicaciones sobre el mismo ancho de banda aumenta el número total de llamadas y de otras comunicaciones que se pueden llevar a cabo en un sistema de comunicación inalámbrica mediante, entre otras cosas, el aumento de la reutilización de frecuencias en comparación con otras tecnologías de telecomunicación inalámbrica. La utilización de técnicas de CDMA en un sistema de comunicación de acceso múltiple es revelada en la Patente Estadounidense Nº 4.901.307, titulada “SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS” [“SISTEMA DE COMUNICACIÓN DE ESPECTRO ENSANCHADO QUE USA REPETIDORES SATELITALES O TERRESTRES”] y en la Patente Estadounidense Nº 5.103.459, titulada “SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAWEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM” [“SISTEMA YPROCEDIMIENTO PARA GENERAR ONDAS DE SEÑALES EN UN SISTEMA DE TELEFONÍA CELULAR DE CDMA”], ambas patentes están transferidas al cesionario de la presente invención.

La Fig. 1 proporciona una ilustración sumamente simplificada de un sistema de telefonía celular configurado de acuerdo al uso de la norma IS-95. Durante su funcionamiento, un conjunto de unidades 10a a 10d de abonado llevan a cabo la comunicación inalámbrica por medio del establecimiento de una o más interfaces de RF con una o más estaciones base 12a a 12d, usando señales de RF moduladas de CDMA. Cada interfaz de RF entre una estación base 12 y una unidad 10 de abonado está comprendida por una señal de enlace directo transmitida desde la estación base 12, y una señal de enlace inverso transmitida desde la unidad de abonado. Mediante el uso de estas interfaces de RF, se lleva a cabo generalmente una comunicación con otro usuario por medio de una centralita de conmutación de telefonía móvil (MTSO) 14 y una red telefónica pública conmutada (PSTN) 16. Los enlaces entre las estaciones base 12, la MTSO 14 y la PSTN 16 están generalmente formados a través de conexiones por línea de cable, aunque también se conoce el uso de enlaces adicionales de RF o enlaces por microondas.

De acuerdo a la norma IS-95, cada unidad 10 de abonado transmite datos de usuario a través de una señal de un solo canal, no coherente y de enlace inverso, a una velocidad máxima de datos de 9,6 o 14,4 kbits/s, según qué conjunto de velocidades se haya seleccionado entre diversos conjuntos de velocidades. Un enlace no coherente es un enlace en el que la información de fase no es utilizada por el sistema receptor. Un enlace coherente es uno en el que el receptor explota el conocimiento de la fase de las señales portadoras durante el procesamiento. La información de la fase habitualmente toma la forma de una señal piloto, pero se puede estimar también a partir de los datos transmitidos. La norma IS-95 requiere un conjunto de sesenta y cuatro códigos Walsh, compuesto cada uno de ellos por sesenta y cuatro chips, para ser usados para el enlace directo.

El uso de una señal de un solo canal, no coherente, de enlace inverso que tenga una velocidad máxima de datos de 9,6 o de 14,4 kbits/s, según lo especificado por la norma IS-95, está bien adecuado para un sistema de telefonía celular inalámbrica en el que la comunicación típica implica la transmisión de voz digitalizada o de datos digitales de velocidad inferior tales como un fax. Se seleccionó un enlace inverso no coherente porque, en un sistema en el que hasta 80 unidades 10 de abonado pueden comunicarse con una estación base 12 para cada 1,2288 MHz de ancho de banda asignado, la provisión de los datos de piloto necesarios en la transmisión desde cada unidad 10 de abonado aumentaría de manera considerable el grado hasta el que un conjunto de unidades 10 de abonado interfieren unas con otras. También, a velocidades de datos de 9,6 o de 14,4 kbits/s, la razón entre la potencia de transmisión de cualquier dato de piloto y los datos de usuario sería significativa, y por lo tanto aumentaría también la interferencia de las unidades entre abonados. El uso de una señal de un solo canal de enlace inverso se eligió porque la participación solamente en un tipo de comunicación a la vez es congruente con el uso de teléfonos de línea de cable, el paradigma sobre el que se basan las actuales comunicaciones celulares inalámbricas. También, la complejidad del procesamiento de un único canal es menor que la asociada al procesamiento de múltiples canales.

A medida que progresan las comunicaciones digitales, se anticipa que aumentará de manera sustancial la demanda de transmisión inalámbrica de datos para aplicaciones tales como la búsqueda interactiva de ficheros y la teleconferencia de vídeo. Este incremento transformará la manera en que se usan los sistemas de comunicaciones inalámbricas, y las condiciones en las que se llevan a cabo las interfaces de RF asociadas. En particular, los datos se transmitirán a velocidades máximas más altas y con una variedad mayor de velocidades posibles. También, puede tornarse necesaria una transmisión más fiable, ya que los errores en la transmisión de datos son menos tolerables que los errores en la transmisión de información de audio. De manera adicional, el número mayor de tipos de datos creará una necesidad de transmitir múltiples tipos de datos de manera simultánea. Por ejemplo, puede ser necesario intercambiar un fichero de datos a la vez que se mantiene una interfaz de audio o de vídeo. También, a medida que aumenta la velocidad de transmisión desde una unidad de abonado, disminuirá el número de unidades 10 de abonado que se comunican con una estación base 12 por cantidad de ancho de banda de RF, ya que las velocidades más altas de transmisión de datos provocarán que se alcance la capacidad de procesamiento de datos de la estación base, con menos unidades 10 de abonado. En algunos casos, el enlace inverso IS-95 actual puede no ser idealmente el adecuado para todos estos cambios. Por lo tanto, la presente invención se refiere a suministrar una interfaz de CDMA sobre la que se puedan realizar múltiples tipos de comunicaciones a una velocidad de datos más alta y con un ancho de banda más eficaz.

Se llama la atención sobre el documento WO 95 / 03652 A, que describe un procedimiento y sistema para adjudicar un conjunto de secuencias ortogonales de código de PN de longitud variable, entre canales de usuario operativos a distintas velocidades de datos en un sistema de comunicación de espectro ensanchado, que se revela en el mismo. Se construyen secuencias de código de PN que proporcionan ortogonalidad entre usuarios, de modo que se reduzca la interferencia mutua, permitiendo por ello una mayor capacidad y mejores prestaciones del enlace. En un ejemplo, las señales son comunicadas entre una sede celular y unidades móviles, usando señales de comunicación de espectro ensanchado y secuencia directa. Las señales de información comunicadas por los canales de enlace de célula a móvil son codificadas, intercaladas y moduladas con cobertura ortogonal de cada símbolo de información. Los códigos ortogonales de funciones de Walsh de longitud variable son empleadas para modular las señales de información. Las asignaciones de código se hacen sobre la base de las velocidades de datos de canal, de manera que tenga como resultado la utilización mejorada del espectro de frecuencias disponible. Un esquema de modulación esencialmente similar puede ser empleado en el enlace de móvil a célula.

Sumario de la invención

De acuerdo a la presente invención, se proporcionan una estación móvil para generar datos modulados, para su transmisión a una estación base, y un procedimiento para generar datos modulados para su transmisión a una estación base, según lo respectivamente expuesto en las reivindicaciones independientes. Las realizaciones preferidas de la invención se revelan en las reivindicaciones dependientes.

En un aspecto, la invención proporciona una unidad de abonado u otro transmisor para su uso en un sistema de comunicación inalámbrica, comprendiendo la unidad de abonado: fuentes plurales de información de datos de información; un codificador para codificar los datos de información; fuentes plurales de control de datos de control; y un modulador para modular los datos de información codificados con respectivos códigos de modulación diferentes, para su transmisión sobre una señal portadora, para combinar los datos de control provenientes de las fuentes plurales y emitir los datos de información codificados y los datos de control combinados para su transmisión.

En otro aspecto, la invención proporciona una estación base u otro receptor para su uso en un sistema de comunicación inalámbrica, comprendiendo la estación base: un receptor para recibir una señal portadora y para eliminar de la misma los datos de información codificados provenientes de una pluralidad de fuentes de información moduladas con respectivos códigos de modulación diferentes y datos de control provenientes de fuentes de control diversas, estando los datos de control codificados combinados unos con otros; un demodulador para demodular los datos de la información codificada y los datos de control a partir de los respectivos códigos de modulación diferentes; y un descodificador para descodificar los datos de información codificados y demodular los datos de control.

En un aspecto adicional, la invención proporciona un procedimiento de transmisión en un sistema de comunicación inalámbrica, comprendiendo el procedimiento: la adquisición de datos plurales de información; la codificación de los datos de información; la adquisición de datos plurales de control; la modulación de los datos de información codificados con respectivos códigos de modulación diferentes para la transmisión sobre una señal portadora; la combinación de los datos de control provenientes de las fuentes plurales; y la emisión de los datos de información codificados y de los datos de control combinados para su transmisión.

En otro aspecto, la invención proporciona un procedimiento para generar datos modulados para su transmisión desde una primera unidad de abonado en un conjunto de unidades de abonado, en el que dicha primera unidad de abonado transmite los datos de control y los datos de piloto a una estación base en comunicación con el conjunto de unidades de abonado, lo que comprende: a) la combinación de los mencionados datos de control con los mencionados datos de piloto; y b) la modulación de los mencionados datos de control y los datos de piloto combinados de acuerdo a un formato de modulación de canal único.

De acuerdo a un aspecto adicional de la invención, se forma un conjunto de canales de abonado individualmente ajustados en ganancia, mediante el uso de un conjunto de códigos ortogonales de subcanal que tienen un pequeño número de chips de expansión de PN por período de onda ortogonal. Los datos que se han de transmitir mediante uno de los canales de transmisión son codificados con corrección de errores de baja velocidad de código y con secuencia repetida antes de ser modulados con uno de los códigos de subcanal, ajustados en ganancia y sumados con los datos modulados usando los otros códigos de subcanal. Los datos sumados resultantes se modulan usando un código largo de usuario y un código de expansión seudoaleatorio (código de PN) y se suben en frecuencia para su transmisión. El uso de los códigos ortogonales cortos proporciona la supresión de interferencias a la vez que permite todavía la codificación con corrección de errores extensiva y la repetición para la diversidad temporal, para superar el desvanecimiento de Raleigh que comúnmente se experimenta en los sistemas inalámbricos terrestres. En la realización ejemplar de la invención proporcionada, el conjunto de códigos de subcanal está compuesto por cuatro códigos de Walsh, cada uno de ellos ortogonal al conjunto restante y de cuatro chips de duración.

En una realización preferida de la invención, dos de los canales de abonado son multiplexados en un solo canal de tráfico. El uso de menos canales de tráfico se prefiere, ya que permite una razón más pequeña entre la potencia de transmisión máxima y la potencia media. El uso de diferentes números de canales de tráfico es congruente con la invención.

En una primera realización ejemplar de la invención, los datos piloto son transmitidos mediante un primer canal de los canales de transmisión, y los datos de control de potencia y otros datos de control de trama a trama se transmiten mediante un segundo canal de transmisión. En una realización preferida, la información sobre el canal piloto y el canal de abonado de control, que incluye los datos de control de potencia y los datos de control trama a trama, se multiplexan juntos sobre un canal de tráfico para reducir la razón entre la potencia máxima y la potencia media, permitiendo a la vez una transmisión continua. Una transmisión continua es muy deseable porque minimiza la posible interferencia con el equipo electrónico personal, tal como audífonos y marcapasos. Como los datos de piloto y los datos de control siempre se transmiten, la señal resultante sigue siendo continua. Los otros canales de tráfico están habitualmente activos solamente cuando los datos del tipo de ese canal de tráfico están activos. Si los datos de control fuesen multiplexados con un canal de abonado distinto al canal de abonado piloto, la onda del canal de tráfico resultante sería discontinua cuando estén inactivos los datos del canal de tráfico original. Los otros canales de tráfico de abonado también podrían ser multiplexados en un único canal de transmisión. Se usan aquí dos canales de tráfico de abonado independientes para permitir ganancias diferentes y enfoques de retransmisión de tramas para diferentes tipos de tráfico. Los dos canales restantes de transmisión se usan para transmitir datos digitales no especificados, incluyendo datos de usuario o datos de señalización, o ambos tipos de datos. En la realización ejemplar, uno de los dos canales de transmisión no especificados está configurado para la modulación de BPSK y el otro para la modulación de QPSK. Esto se hace para ilustrar la versatilidad del sistema. Ambos canales podrían estar modulados en BPSK o en QPSK en realizaciones alternativas de la invención.

Antes de la modulación, son codificados los datos no especificados, donde esa codificación incluye la generación de controles de redundancia cíclica (CRC), la codificación convolutiva, la intercalación, la repetición de secuencia selectiva y la correlación con BPSK o QPSK. Mediante la variación de la cantidad de repeticiones realizadas, y sin restringir la cantidad de repeticiones a un número entero de secuencias de símbolos, se puede conseguir una amplia variedad de velocidades de transmisión, incluyendo altas velocidades de datos. Además, las velocidades de datos más altas se pueden conseguir también por medio de la transmisión de datos de manera simultánea por ambos canales de transmisión no especificados. También, mediante la actualización con frecuencia del ajuste de la ganancia realizado en cada canal de transmisión, la potencia de transmisión total usada por el sistema de transmisión se puede mantener en un mínimo, de forma que la interferencia generada entre múltiples sistemas de transmisión se vea minimizada, aumentando por lo tanto la capacidad global del sistema.

Breve descripción de los dibujos

Las características, objetos y ventajas de la presente invención devendrán más evidentes a partir de la descripción detallada que se expone a continuación de una realización de la invención cuando se considera conjuntamente con los dibujos, en los que los caracteres de referencia iguales identifican de manera correspondiente en toda su extensión, y en los que:

la Fig. 1 es un diagrama de bloques de un sistema de telefonía celular;

la Fig. 2 es un diagrama de bloques de una unidad de abonado y de una estación base configurada de acuerdo a una realización ejemplar de la invención;

la Fig. 3 es un diagrama de bloques de un codificador de canal BPSK y de un codificador de canal QPSK, configurados de acuerdo a la realización ejemplar de la invención;

la Fig. 4 es un diagrama de bloques de un sistema de procesamiento de señales de transmisión, configurado de acuerdo a la realización ejemplar de la invención;

la Fig. 5 es un diagrama de bloques de un sistema de procesamiento de recepción, configurado de acuerdo a la realización ejemplar de la invención;

la Fig. 6 es un diagrama de bloques de un sistema de procesamiento de ramal, configurado de acuerdo a una realización de la invención;

la Fig. 7 es un diagrama de bloques de un descodificador de canal BPSK y de un descodificador de canal QPSK, configurados de acuerdo a la realización ejemplar de la invención; y

la Fig. 8 es un diagrama de bloques del sistema de transmisión que realiza la presente invención, en el que los datos de control y los datos piloto se han combinado en un canal;

la Fig. 9 es un diagrama de bloques del sistema de transmisión que realiza la presente invención, en el que los datos de control y los datos piloto se han combinado en un canal incluyendo el filtrado de las señales a transmitir;

la Fig. 10 es un sistema receptor que realiza la presente invención para la recepción de datos, en el que los datos de potencia y los datos piloto se han combinado en un canal.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

Se describe en el contexto de la parte de transmisión del enlace inverso de un sistema de telecomunicaciones celulares un procedimiento y aparato novedosos y mejorados para la comunicación inalámbrica de CDMA de alta velocidad. Si bien la invención se puede adaptar para su uso dentro de una transmisión por enlace inverso multipunto a punto de un sistema de telefonía celular, la presente invención es igualmente aplicable a las transmisiones de enlace directo. Además, muchos otros sistemas de comunicación inalámbrica se verán beneficiados por la incorporación de la invención, incluyendo los sistemas de comunicación inalámbrica basados en satélites, los sistemas de comunicación inalámbrica punto a punto y los sistemas que transmiten señales de radiofrecuencia mediante el uso de un cable coaxial o de otros cables de banda ancha.

La Fig. 2 es un diagrama de bloques de sistemas de recepción y de transmisión, configurados como una unidad 100 de abonado y una estación base 120 de acuerdo a una realización de la invención. Un primer conjunto de datos (datos BPSK) es recibido por el codificador 103 de canal BPSK, que genera un flujo de símbolos de código configurado para realizar una modulación BPSK que también es recibida por el modulador 104. Un segundo conjunto de datos (datos QPSK) es recibido por el codificador 102 de canal QPSK, que genera un flujo de símbolos de código configurado para realizar una modulación QPSK que también es recibida por el modulador 104. El modulador 104 también recibe los datos de control de potencia y los datos piloto, que son modulados junto con los datos codificados por BPSK y QPSK, de acuerdo a técnicas de acceso múltiple por división de código (CDMA), para generar un conjunto de símbolos de modulación recibidos por el sistema 106 de procesamiento de RF. El sistema 106 de procesamiento de RF filtra y aumenta la frecuencia del conjunto de símbolos de modulación hasta una frecuencia portadora para la transmisión a la estación base 120 usando una antena 108. Si bien solamente se muestra una unidad 100 de abonado, múltiples unidades de abonado pueden comunicarse con la estación base 120.

Dentro de la estación base 120, el sistema 122 de procesamiento de RF recibe las señales de RF transmitidas por medio de la antena 121 y realiza el filtrado de paso de banda, la reducción de frecuencia hasta la banda base y la digitalización. El demodulador 124 recibe las señales digitalizadas y realiza la demodulación de acuerdo a técnicas de CDMA para producir los datos de control de potencia, los datos de decisión de software de BPSK y los datos de decisión de software de QPSK. El descodificador 128 de canal BPSK descodifica los datos de decisión de software de BPSK recibidos desde el demodulador 124 para producir una estimación óptima de los datos de BPSK, y el descodificador 126 de canal de QPSK descodifica los datos de decisión de software de QPSK recibidos por el demodulador 124 para producir una estimación óptima de los datos de QPSK. La mejor estimación del primer y del segundo conjunto de datos se encuentra después disponible para un procesamiento adicional o para enviarlo al siguiente destino, y los datos de control de potencia recibidos se usan, bien directamente, o bien después de la descodificación, para ajustar la potencia de transmisión del canal de enlace directo usado para transmitir los datos a la unidad 100 de abonado.

La Fig. 3 es un diagrama de bloques de un codificador 103 de canal de BPSK y de un codificador 102 de canal de QPSK, cuando se configuran de acuerdo a la realización ejemplar de la invención. Dentro del codificador 103 de canal de BPSK, los datos de BPSK son recibidos por el generador 130 de sumas de control, CRC, que genera una suma de control para cada trama de 20 ms del primer conjunto de datos. La trama de datos, junto con la suma de control CRC, son recibidos por el generador 132 de bits de cola, que añade los bits de cola, compuestos por ocho ceros lógicos al final de cada trama, para proporcionar un estado conocido al final del proceso de descodificación. La trama que incluye los bits de cola del código y la suma de control CRC es recibida entonces por el codificador convolutivo 134, que realiza la codificación convolutiva con longitud restringida (K) 9, y velocidad de codificación (R) 1/4, generando por ello los símbolos de código a una velocidad de cuatro veces la velocidad de entrada en el codificador (ER). En una alternativa, se realizan otras velocidades de codificación, incluyendo la velocidad de 1/2, pero el preferido es el uso de la velocidad de 1/4, debido a sus características óptimas de complejidad – prestaciones. El intercalador 136 de bloques realiza el intercalado de bits en los símbolos de código para proporcionar diversidad en el tiempo para una transmisión más fiable en entornos de desvanecimiento rápido. Los símbolos intercalados resultantes son recibidos por un repetidor 138 de punto de inicio variable, que repite la secuencia de símbolos intercalados un número NR suficiente de veces para proporcionar un flujo de símbolos de velocidad constante, que corresponda a la emisión de tramas que tienen un número constante de símbolos. La repetición de la secuencia de símbolos también aumenta la diversidad en el tiempo de los datos para superar el desvanecimiento. En la realización ejemplar, el número constante de símbolos es igual a 6.144 símbolos para cada trama, haciendo que la velocidad de símbolos sea de 307,2 kilosímbolos por segundo (ksps). Además, el repetidor 138 usa un punto de inicio diferente para comenzar la repetición para cada secuencia de símbolos. Cuando el valor de NR necesario para generar 6.144 símbolos por trama no sea un número entero, la repetición final solamente se realiza para una parte de la secuencia de símbolos. El conjunto resultante de símbolos repetidos es recibido por un correlacionador 139 de BPSK, que genera un flujo de símbolos de código de BPSK (BPSK) de valores +1 y -1 para realizar la modulación por BPSK. En una realización alternativa de la invención, el repetidor 138 se coloca antes del intercalador 136 de bloques, de forma que el intercalador 136 de bloques reciba el mismo número de símbolos para cada trama.

Dentro del codificador 102 de canal QPSK, los datos de QPSK son recibidos por el generador 140 de sumas de control CRC, que genera una suma de control para cada trama de 20 ms. La trama que incluye la suma de control CRC es recibida por el generador 142 de bits de cola del código, que añade un conjunto de ocho bits de cola de ceros lógicos al final de la trama. La trama, incluyendo ahora los bits de cola del código y la suma de control CRC, es recibida por el codificador convolutivo 144, que realiza la codificación convolutivo de K = 9 y R = 1/4, generando por lo tanto símbolos a una velocidad cuatro veces la velocidad de entrada al codificador (ER). El intercalador 146 de bloques realiza el intercalado de bits en los símbolos y los símbolos intercalados resultantes son recibidos por el repetidor 148 de punto de inicio variable. El repetidor 148 de punto de inicio variable repite la secuencia de símbolos intercalados un número NR suficiente de veces, usando un punto de inicio diferente dentro de la secuencia de símbolos para cada repetición, para generar 12.288 símbolos por cada trama, haciendo que la velocidad de símbolos de código sea de 614,4 kilosímbolos por segundo (ksps). Cuando NR no sea un número entero, la repetición final se realiza solamente para una parte de la secuencia de símbolos. Los símbolos resultantes repetidos son recibidos por un correlacionador 149 de QPSK que genera un flujo de símbolos de código de QPSK, configurado para realizar la modulación por QPSK, compuesto por un flujo de símbolos de código de QPSK en fase, de valores +1 y -1 (QPSKI) y un flujo de símbolos de código de QPSK en fase de cuadratura, de valores +1 y –1 (QPSKQ). En una realización alternativa de la invención, el repetidor 148 se coloca delante del intercalador 146 de bloques, de manera que el intercalador 146 de bloques reciba el mismo número de símbolos para cada trama.

La Fig. 4 es un diagrama de bloques del modulador 104 de la Fig. 2, configurado de acuerdo a la realización ejemplar de la invención. Cada uno de los símbolos de BPSK provenientes del codificador 103 de canal de BPSK es modulado por medio de un código W2 de Walsh, usando un multiplicador 150b, y cada uno de los símbolos QPSKI y QPSKQ provenientes del codificador 102 de canal de QPSK es modulado con un código W3 de Walsh, usando los multiplicadores 150c y 154d. Los datos de control de potencia (PC) son modulados por el código W1 de Walsh, usando el multiplicador 150a. El ajuste 152 de ganancia recibe los datos piloto (PILOTO), que en la realización preferida de la invención están compuestos por el nivel lógico asociado al voltaje positivo, y ajusta la amplitud de acuerdo a un factor A0 de ajuste de ganancia. La señal PILOTO no proporciona ningún dato de usuario, sino que en cambio proporciona información de fase y de amplitud a la estación base, de forma que pueda demodular de manera coherente los datos transportados por los restantes subcanales, y ajustar a escala los valores de salida de decisión de software para la combinación. El ajuste 154 de ganancia ajusta la amplitud de los datos de control de la potencia modulada del código W1 de Walsh, de acuerdo al factor A1 de ajuste de ganancia, y el ajuste 156 de ganancia ajusta la amplitud de los datos de canal de BPSK modulados por el código W2 de Walsh, de acuerdo a la variable A2 de amplificación. Los ajustes 158a y b de ganancia ajustan la amplitud de los símbolos de QPSK modulados por el código W3 de Walsh, en fase y en cuadratura de fase, respectivamente, de acuerdo al factor A3 de ajuste de ganancia. Los cuatro códigos de Walsh usados en la realización preferida de la invención se muestran en la tabla I.

Tabla I.

Código Walsh: Símbolos de modulación

W0: + + + +

W1: + -+ -

W2: + + --

W3: + --+

Será evidente para alguien experto en la técnica que el código W0 es efectivamente sin modulación alguna, lo que es congruente con el procesamiento de los datos piloto mostrados. Los datos de control de potencia están modulados con el código W1, los datos de BPSK con el código W2 y los datos de QPSK con el código W3. Una vez modulados con el código de Walsh apropiado, el piloto, los datos de control de potencia y los datos de BPSK se transmiten de acuerdo a las técnicas de BPSK y los datos de QPSK (QPSKI y QPSKQ) de acuerdo a las técnicas de QPSK, como se describe a continuación. Se debería entender también que no es necesario usar cada canal ortogonal y que se emplea, en una realización alternativa de la invención, el uso de solamente tres de los cuatro códigos de Walsh donde solamente se proporcione un canal de usuario.

El uso de códigos ortogonales cortos genera menos chips por símbolo y, por lo tanto, permite una codificación y repetición más extensivas cuando se compara con sistemas que incorporan el uso de códigos de Walsh más largos. Esta codificación y repetición más extensivas proporcionan protección frente al desvanecimiento de Raleigh, que es una fuente principal de errores en sistemas de comunicación terrestres. El uso de otros números de códigos y de longitudes de código es congruente con la presente invención; sin embargo, el uso de un conjunto mayor de códigos de Walsh más largos reduce esta protección mejorada frente al desvanecimiento. El uso de códigos de cuatro chips se considera óptimo porque cuatro canales proporcionan una flexibilidad sustancial para la transmisión de diversos tipos de datos, como se ilustra a continuación, manteniendo también a la vez también una longitud de código corta.

El sumador 160 suma los símbolos resultantes de modulación ajustados en amplitud, provenientes de los ajustes 152, 154, 156 y 158a de ganancia para generar los símbolos 161 de modulación sumados. Los códigos de expansión de PN, PNI y PNQ, son expandidos mediante la multiplicación por el código largo 180, usando los multiplicadores 162a y 162b. El código seudoaleatorio resultante proporcionado por los multiplicadores 162a y 162b se usa para modular los símbolos 161 de modulación sumados, y los símbolos de fase en cuadratura ajustados en ganancia QPSKQ 163, mediante la multiplicación compleja, usando los multiplicadores 164a-d y los sumadores 166a y b. El término XI en fase resultante y el término XQ en fase de cuadratura resultante son filtrados después (el filtrado no se muestra), y aumentados en frecuencia hasta la frecuencia portadora dentro del sistema 106 de procesamiento de RF mostrado, en un formato sumamente simplificado, usando los multiplicadores 168 y una sinusoide en fase y en fase de cuadratura. También se podría usar un aumento de frecuencia de QPSK desplazado en una realización alternativa de la invención. Las señales resultantes con frecuencia aumentada, en fase y en fase de cuadratura, se suman usando el sumador 170 y se amplifican por medio del amplificador maestro 172, de acuerdo al ajuste AM de ganancia maestra, para generar la señal s(t) que se transmite a la estación base 120. En la realización preferida de la invención, la señal se expande y se filtra a un ancho de banda de 1,2288 MHz para que permanezca compatible con el ancho de banda de los canales de CDMA existentes.

Proporcionando múltiples canales ortogonales sobre los cuales los datos se puedan transmitir, así como mediante el uso de repetidores de velocidad variable que reduzcan la cantidad de repetición, NR, realizada en respuesta a altas velocidades de datos de entrada, el procedimiento y el sistema, anteriormente descritos, de procesamiento de una señal de transmisión permite a una sola unidad de abonado o a otro sistema de transmisión el transmitir datos a una amplia variedad de velocidades de datos. En particular, mediante la disminución de la tasa de repetición, NR, realizada por los repetidores 138 o 148 de punto de inicio variable de la FIG. 3, se puede sostener una velocidad de entrada, ER , al codificador cada vez más alta. En una realización alternativa de la invención, se realiza la codificación de convolución a velocidad 1/2, con la velocidad de repetición, NR, aumentada al doble. En las tablas II y III se muestran, respectivamente, un conjunto de velocidades ejemplares de codificador, ER, con soporte de diversas tasas de repetición, NR, y velocidades de codificación, R, iguales a 1/4 y 1/2 para el canal de BPSK y el canal de QPSK.

Tabla II. Canal de BPSK

Etiqueta: ER, BPSK (bps) Salida del codificador R = 1/4 (bits/trama) NR,R = 1/4 (Tasa de repetición, R = 1/4) Salida del codificador R = 1/2 (bits/trama) NR,R = 1/2 (Tasa de repetición, R = 1/2)

Velocidad alta – 72: 76.800 6.144 1 3.072 2

Velocidad alta – 64: 70.400 5.632 1 1/11 2.816 2 2/11

51.200: 4.096 1 1/2 2.048 3

Velocidad alta – 32: 38.400 3.072 2 1.536 4

25.600: 2.048 3 1.024 6

Velocidad completa – RS2: 14.400 1.152 5 1/3 576 10 2/3

Velocidad completa – RS1: 9.600 768 8 384 16

NULA: 850 68 90 6/17 34 180 12/17

Tabla III. Canal de QPSK

Etiqueta: ER, QPSK (bps) Salida del codificador R = 1/4 (bits/trama) NR,R = 1/4 (Tasa de repetición, R = 1/4) Salida del codificador R = 1/2 (bits/trama) NR,R = 1/2 (Tasa de repetición, R = 1/2)

153.600: 12.288 1 6.144 2

Velocidad alta 72: 76.800 6.144 2 3.072 4

Velocidad alta – 64: 70.400 5.632 2 2/11 2.816 4 4/11

51.200: 4.096 3 2.048 6

Velocidad alta – 32: 38.400 3.072 4 1.536 8

25.600: 2.048 6 1.024 12

Velocidad completa – RS2: 14.400 1.152 10 2/3 576 21 1/3

Velocidad completa – RS1: 9.600 768 16 384 32

NULA: 850 68 180 12/17 34 361 7/17

Las tablas II y III muestran que, por medio del ajuste del número de repeticiones de secuencia, NR, se puede dar soporte a una amplia variedad de velocidades de datos, incluyendo altas velocidades de datos, ya que la velocidad de entrada al codificador, ER, corresponde a la velocidad de transmisión de datos menos una constante necesaria para la transmisión del CRC, los bits de cola de código y cualquier otra información de sobregasto. Como se muestra también en las tablas II y III, la modulación de QPSK se puede usar también para aumentar la velocidad de transmisión de datos. A las velocidades que se espera usar comúnmente se les proporcionan etiquetas tales como "Alta velocidad -72" y "Alta velocidad -32". Esas velocidades indicadas como Alta velocidad -72, Alta velocidad -64 y Alta velocidad -32 tienen velocidades de tráfico de 72, 64 y 32 kbps, respectivamente, más señalización multiplexada y otros datos de control con velocidades de 3,6; 5,2 y 5,2 kbps, respectivamente, en la realización ejemplar de la invención. Las velocidades de Velocidad completa -RS1 y Velocidad completa -RS2 corresponden a las velocidades usadas en los sistemas de comunicación conformes a la norma IS-95 y, por lo tanto, también se espera que reciban un uso significativo con fines de compatibilidad. La velocidad nula es la transmisión de un único bit y se usa para indicar un borrado de trama, que también es parte de la norma IS-95.

La velocidad de transmisión de datos también se puede aumentar mediante la transmisión simultánea de datos por dos o más de los múltiples canales ortogonales realizados ya sea además de, o bien en lugar de, aumentar la velocidad de transmisión mediante la reducción de la tasa de repetición, NR. Por ejemplo, un multiplexor (que no se muestra) podría dividir una única fuente de datos en múltiples fuentes de datos a transmitir por múltiples subcanales de datos. De esta forma, se puede aumentar la velocidad total de transmisión mediante la transmisión, bien por un canal particular a velocidades más altas, o bien la transmisión múltiple realizada de manera simultánea por múltiples canales, o ambas, hasta que la capacidad de procesamiento de señales del sistema de recepción se vea superada y la tasa de errores se torne inaceptable, o bien se alcance la potencia máxima de transmisión de la potencia del sistema de transmisión.

Proporcionando múltiples canales también se mejora la flexibilidad en la transmisión de diferentes tipos de datos. Por ejemplo, el canal de BPSK puede ser designado para la información de voz y el canal de QPSK puede ser designado para la transmisión de datos digitales. Esta realización podría ser más generalizada mediante la designación de un canal para la transmisión de datos sensibles al tiempo, tales como la voz, a velocidades de datos menores, y designando el otro canal para la transmisión de datos menos sensibles al tiempo, tales como ficheros digitales. En esta realización, el intercalado se podría realizar en bloques mayores para los datos menos sensibles al tiempo, para aumentar de manera adicional la diversidad en el tiempo. En otra realización de la invención, el canal de BPSK realiza la transmisión primaria de datos, y el canal de QPSK realiza la transmisión de desborde. El uso de códigos de Walsh ortogonales elimina o reduce sustancialmente cualquier interferencia entre el conjunto de canales transmitidos desde una unidad de abonado y, de esta forma, minimiza la energía de transmisión necesaria para su recepción con éxito en la estación base.

Para aumentar la capacidad de procesamiento en el sistema de recepción y, por lo tanto, para aumentar el grado hasta el que se puede utilizar la capacidad de transmisión más alta de la unidad de abonado, los datos piloto también se transmiten mediante uno de los canales ortogonales. Usando los datos piloto, se puede realizar un procesamiento congruente en el sistema de recepción mediante la determinación y la eliminación del desplazamiento de fase de la señal de enlace inverso. Además, los datos piloto se pueden usar para ponderar de manera óptima las señales multitrayecto recibidas con diferentes retardos de tiempo antes de ser combinadas en un receptor de barrido. Una vez que se haya eliminado el desplazamiento de fase, y las señales multitrayecto se hayan ponderado debidamente, las señales multitrayecto se pueden combinar disminuyendo la potencia a la que se debe recibir la señal de enlace inverso para el procesamiento apropiado. Esta disminución en la potencia de recepción necesaria permite procesar de manera exitosa mayores velocidades de transmisión o, a la inversa, permite reducir la interferencia entre un conjunto de señales de enlace inverso. Si bien es necesaria alguna potencia de transmisión adicional para la transmisión de la señal piloto, en el contexto de velocidades de transmisión más altas, la razón entre la potencia de canal piloto y la potencia total de señal de enlace inverso es sustancialmente más baja que la asociada a sistemas celulares de transmisión de datos digitales de voz a una velocidad de datos más baja. De esta forma, dentro de un sistema de CDMA de alta velocidad de datos, las ganancias Eb/N0 conseguidas por medio del uso de un enlace inverso congruente superan la potencia adicional necesaria para transmitir los datos piloto desde cada unidad de abonado.

El uso de los ajustes 152 a 158 de ganancia, así como el amplificador maestro 172, aumentan de manera adicional el grado hasta el cual se puede utilizar la alta capacidad de transmisión del sistema anteriormente descrito, permitiendo que el sistema de transmisión se adapte a diversas condiciones del canal de radio, velocidades de transmisión y tipos de datos. En particular, la potencia de transmisión de un canal que es necesaria para la recepción apropiada puede cambiar a lo largo del tiempo, y con condiciones cambiantes, de una manera que es independiente de los otros canales ortogonales. Por ejemplo, durante la adquisición inicial de la señal de enlace inverso, la potencia del canal piloto puede necesitar ser aumentada para facilitar la detección y la sincronización en la estación base. Una vez que se haya adquirido la señal del enlace inverso, sin embargo, la potencia de transmisión necesaria del canal piloto disminuiría de manera sustancial, y variaría según diversos factores que incluyen la velocidad de movimiento de las unidades de abonado. En consecuencia, el valor del factor Ao de ajuste de la ganancia se incrementaría durante la adquisición de la señal y después se vería reducido durante una comunicación en curso. En otro ejemplo, cuando la información más tolerable por errores se esté transmitiendo mediante el enlace directo, o el entorno en el que está teniendo lugar la transmisión de enlace directo no es propenso a condiciones de desvanecimiento, el factor A1 de ajuste de ganancia se puede reducir según disminuye la necesidad para transmitir los datos de control de potencia con baja tasa de errores. En una realización de la invención, siempre que el ajuste del control de la potencia no sea necesario, el factor A1 de ajuste de ganancia se reduce a cero.

En otra realización de la invención, se explota de manera adicional la capacidad de ajustar la ganancia de cada canal ortogonal, o de toda la señal del enlace inverso, permitiendo que la estación base 120 u otro sistema de recepción altere el ajuste de ganancia de un canal, o de toda la señal del enlace inverso, mediante el uso de órdenes de control de potencia transmitidas mediante la señal del enlace directo. En particular, la estación base puede transmitir información de control de potencia solicitando el ajuste de la potencia de transmisión de un canal particular o el ajuste de toda la señal del enlace inverso. Esto tiene sus ventajas en muchos casos, incluso cuando se van a transmitir, mediante los canales de BPSK y de QPSK, dos tipos de datos que tengan diferentes sensibilidades al error, tales como datos de voz digitalizada y datos digitales. En este caso, la estación base 120 establecería diferentes tasas de error de destino para los dos canales asociados. Si la tasa de error real de un canal superara la tasa de error de destino, la estación base daría instrucciones a la unidad de abonado para reducir el ajuste de ganancia de ese canal hasta que la tasa de error real alcance la tasa de error de destino. Esto conduciría finalmente al aumento del factor de ajuste de ganancia de un canal con relación al otro. Esto es, el factor de ajuste de ganancia asociado a los datos más sensibles a los errores aumentaría con relación al factor de ajuste de ganancia asociado a los datos menos sensibles. En otros ejemplos, la potencia de transmisión de todo el enlace inverso puede necesitar el ajuste debido a condiciones de desvanecimiento o al movimiento de la unidad 100 de abonado. En estos casos, la estación base 120 puede hacerlo así mediante la transmisión de una única orden de control de potencia.

Así, permitiendo que la ganancia de los cuatro canales ortogonales se pueda ajustar de manera independiente, así como de manera conjunta unos con otros, la potencia total de transmisión de la señal del enlace inverso se puede mantener en el mínimo necesario para la transmisión con éxito de cada tipo de datos, ya sean los datos piloto, los datos de control de potencia, los datos de señalización o diferentes tipos de datos de usuario. Además, la transmisión exitosa se puede definir de manera diferente para cada tipo de datos. La transmisión con la cantidad mínima de potencia necesaria permite transmitir la cantidad más grande de datos a la estación base, dada la capacidad finita de potencia de transmisión de una unidad de abonado, y también reduce la interferencia entre unidades de abonado. Esta reducción en la interferencia aumenta la capacidad de comunicación total de todo el sistema celular inalámbrico de CDMA.

El canal de control de potencia usado en la señal del enlace inverso permite que la unidad de abonado transmita información de control de potencia a la estación base a una amplia variedad de velocidades, incluyendo una velocidad de 800 bits de control de potencia por segundo. En la realización preferida de la invención, un bit de control de potencia indica a la estación base que aumente o que disminuya la potencia de transmisión del canal de tráfico del enlace directo que se esté usando para transmitir información a la unidad de abonado. Si bien es generalmente útil tener un rápido control de potencia dentro de un sistema de CDMA, es especialmente útil en el contexto de comunicaciones de mayores velocidades de datos que implican la transmisión de datos, porque los datos digitales son más sensibles a los errores, y la transmisión alta provoca la pérdida de cantidades importantes de datos incluso durante condiciones de desvanecimiento breve. Dado que es probable que una transmisión de enlace inverso de alta velocidad sea acompañada por una transmisión de enlace directo de alta velocidad, proporcionar la rápida transmisión de control de potencia por el enlace inverso facilita de manera adicional las comunicaciones de alta velocidad dentro de sistemas de telecomunicaciones inalámbricas de CDMA.

En una realización ejemplar alternativa de la invención, un conjunto de velocidades ER de entrada del codificador, definidas por la NR específica, se usan para transmitir un tipo particular de datos. Esto es, los datos se pueden transmitir a una velocidad ER máxima de entrada del codificador o a un conjunto de velocidades ER de entrada al codificador más bajas, con la NR asociada ajustada en consecuencia. En la implementación preferida de esta realización, las velocidades máximas corresponden a las velocidades máximas usadas en los sistemas de comunicación inalámbrica conformes a la norma IS-95, a las que se ha hecho referencia con anterioridad con respecto a las tablas II y III, como Velocidad completa -RS1 y Velocidad completa -RS2, y cada velocidad inferior es aproximadamente la mitad de la siguiente velocidad más alta, creando un conjunto de velocidades compuesto por una velocidad completa, media velocidad, un cuarto de velocidad y un octavo de velocidad. Las velocidades de datos inferiores se generan preferiblemente aumentando la velocidad ER de repetición de símbolos en el valor de NR para el conjunto de velocidades uno y el conjunto de velocidades dos en un canal de BPSK, proporcionados en la tabla IV.

Tabla IV. Conjuntos de velocidades RS1 y RS2 en el canal de BPSK

Velocidad completa -RS2: 14.400 1.152 5 1/3 576 10 2/3

Media velocidad -RS2: 7.200 576 10 2/3 288 21 1/3

Cuarto de velocidad -RS2: 3.600 288 21 1/3 144 42 2/3

Octavo de velocidad -RS2: 1.900 152 40 8/19 76 80 16/19

Velocidad completa -RS1: 9.600 768 8 384 16

Media velocidad -RS1: 4.800 384 16 192 32

Cuarto de velocidad -RS1: 2.800 224 27 3/7 112 54 6/7

Octavo de velocidad -RS1: 1.600 128 48 64 96

NULA: 850 68 90 6/17 34 180 12/17

Las tasas de repetición para un canal de QPSK son el doble de las del canal de BPSK.

5 De acuerdo a la realización ejemplar de la invención, cuando la velocidad de datos de una trama cambia con respecto a la trama anterior, la potencia de transmisión de la trama se ajusta de acuerdo al cambio en la velocidad de transmisión. Esto es, cuando se transmite una trama a velocidad inferior después de una trama a una velocidad más alta, la potencia de transmisión del canal de transmisión por el que se está transmitiendo la trama se reduce para la trama a velocidad más baja en proporción a la reducción en la velocidad, y viceversa. Por ejemplo, si la

10 potencia de transmisión de un canal durante la transmisión de una trama a velocidad completa es la potencia de transmisión T, la potencia de transmisión durante la transmisión siguiente de una trama a media velocidad es la potencia de transmisión T/2. La reducción en la potencia de transmisión se realiza preferiblemente mediante la reducción de la potencia de transmisión durante toda la duración de la trama, pero también se puede realizar mediante la reducción del ciclo de trabajo de transmisión, de forma que alguna información redundante quede "en

15 blanco". En cualquier caso, el ajuste en la potencia de transmisión tiene lugar en combinación con un mecanismo de control de potencia de bucle cerrado mediante el cual la potencia de transmisión se ajusta adicionalmente en respuesta a los datos de control de potencia transmitidos desde la estación base.

La Fig. 5 es un diagrama de bloques del sistema 122 de procesamiento de RF y del demodulador 124 de la Fig. 2 configurado de acuerdo a la realización ejemplar de la invención. Los multiplicadores 180a y 180b reducen la 20 frecuencia de las señales recibidas desde la antena 121 con una sinusoide en fase y una sinusoide en fase de cuadratura, produciendo muestras RI de recepción en fase y muestras RQ de recepción en fase de cuadratura, respectivamente. Se debería entender que el sistema 122 de procesamiento de RF se muestra en una forma sumamente simplificada, y que las señales también se filtran y digitalizan por correspondencia (no mostrado), de acuerdo a técnicas ampliamente conocidas. Las muestras recibidas RI y RQ son entonces aplicadas a los 25 demoduladores 182 de ramal dentro del demodulador 124. Cada demodulador 182 de ramal procesa una instancia de la señal de enlace inverso transmitida por la unidad 100 de abonado, si dicha instancia se encuentra disponible, donde cada instancia de la señal de enlace inverso es generada mediante un fenómeno multitrayecto. Si bien se muestran tres demoduladores de ramal, el uso de números alternativos de procesadores de ramal es congruente con la invención, incluyendo el uso de un único demodulador 182 de ramal. Cada demodulador 182 de ramal

produce un conjunto de datos de decisión de software compuesto por datos de control de potencia, datos de BPSK y datos de QPSKI y datos de QPSKQ. Cada conjunto de datos de decisión de software también está ajustado en el tiempo dentro del correspondiente demodulador 182 de ramal, aunque el ajuste en el tiempo se podría realizar dentro del combinador 184 en una realización alternativa de la invención. El combinador 184 suma entonces los conjuntos de datos de decisión de software recibidos desde los demoduladores 182 de ramal para producir una única instancia de datos de control de potencia, datos de decisión de software de BPSK, datos de decisión de software de QPSKI y datos de decisión de software de QPSKQ.

La Fig. 6 es un diagrama de bloques de un demodulador 182 de ramal de la Fig. 5, configurado de acuerdo a la realización ejemplar de la invención. Las muestras RI y RQ de recepción se ajustan primero en el tiempo usando el ajuste temporal 190 de acuerdo a la magnitud del retardo introducido por el trayecto de transmisión de la instancia específica de la señal de enlace inverso que se está procesando. El código largo 200 es mezclado con los códigos de expansión seudoaleatorios PNI y PNQ usando los multiplicadores 201, y los conjugados complejos de los códigos de expansión PNI y PNQ resultantes, modulados con código largo, son multiplicados como números complejos por las muestras de recepción RI y RQ, ajustadas en el tiempo, usando los multiplicadores 202 y los sumadores 204, produciendo los términos XI yXQ. Tres instancias individuales de los términos XI y XQ son demoduladas entonces usando, respectivamente, los códigos W1, W2 y W3 de Walsh, y los datos resultantes, demodulados según Walsh, se suman sobre cuatro chips de demodulación usando los sumadores 212 de 4 a 1. Una cuarta instancia de los datos XI y XQ se suma sobre cuatro chips de demodulación usando los sumadores 208, y después se filtra usando los filtros piloto 214. En la realización preferida de la invención, el filtro piloto 214 realiza el cálculo del promedio sobre una serie de sumas realizadas por los sumadores 208, pero otras técnicas de filtrado serán obvias para alguien experto en la técnica. Las señales piloto filtradas, en fase y en fase de cuadratura, se usan para la rotación de fase y el ajuste a escala de los datos demodulados de código de Walsh W1 y W2, de acuerdo a los datos modulados por BPSK, mediante la multiplicación compleja conjugada, usando los multiplicadores 216 y los sumadores 217, produciendo los datos de decisión de software, de control de potencia y de BPSK. Los datos modulados del código de Walsh W3 se rotan en fase usando las señales piloto filtradas en fase y en fase de cuadratura, de acuerdo a los datos modulados de QPSK, usando los multiplicadores 218 y los sumadores 220, produciendo datos de decisión de software de QPSK. Los datos de control de la potencia de decisión de software se suman sobre 384 símbolos de modulación, mediante el sumador 222 de 384 al 1, proporcionando datos de decisión de software de control de potencia. Los datos modulados de código de Walsh W2, rotados en fase, los datos modulados de código de Walsh W3 y los datos de decisión de software de control de potencia quedan todos disponibles para su combinación. En una realización alternativa de la invención, la codificación y la descodificación se realizan también sobre los datos de control de potencia.

Además de proporcionar información de fase, el piloto se puede usar también dentro del sistema de recepción para facilitar el seguimiento en el tiempo. El seguimiento en el tiempo se realiza también por medio del procesamiento de los datos recibidos en un momento de muestra anterior (temprano) y en un tiempo de muestra posterior (tardío), siendo procesada la muestra de recepción actual. Para determinar el momento que se aproxima de manera más cercana al momento de llegada real, la amplitud del canal piloto, en el momento de muestra temprano y tardío, se pueden comparar con la amplitud en el momento de muestra actual, para determinar cuál es el más grande. Si la señal en uno de los momentos de muestra adyacentes es mayor que la del momento de muestra actual, la temporización se puede ajustar de forma que se obtengan los mejores resultados de demodulación.

La FIG. 7 es un diagrama de bloques de un descodificador 128 de canal de BPSK y de un descodificador 126 de canal de QPSK (Fig. 2), configurados de acuerdo a la realización ejemplar de la invención. Los datos de decisión de software de BPSK provenientes del combinador 184 (Fig. 5) son recibidos por el acumulador 240, que almacena la primera secuencia de 6.144/NR símbolos de demodulación en la trama recibida, donde NR depende de la velocidad de transmisión de los datos de decisión de software de BPSK, como se ha descrito con anterioridad, y suma cada conjunto posterior de 6.144/NR símbolos demodulados contenidos en la trama con los correspondientes símbolos acumulados almacenados. El desintercalador 242 de bloques desintercala los datos de decisión de software acumulados desde el sumador 240 de punto de inicio variable, y el descodificador 244 de Viterbi descodifica los datos de decisión de software desintercalados para producir datos de decisión de hardware, así como los resultados de la suma de control CRC. Dentro del descodificador 126 de QPSK, los datos de decisión de software de QPSKI y QPSKQ, provenientes del combinador 184 (Fig. 5) son demultiplexados en un único flujo de datos de decisión de software por medio del demultiplexor 246 y el único flujo de datos de decisión de software es recibido por el acumulador 248, que acumula cada 6.144/NR símbolos de demodulación, donde NR depende de la velocidad de transmisión de los datos de QPSK. El desintercalador 250 de bloques desintercala los datos de decisión de software provenientes del sumador 248 de punto de inicio variable, y el descodificador 252 de Viterbi descodifica los símbolos de modulación desintercalados para producir datos de decisión de hardware, así como los resultados de la suma de control CRC. En la realización ejemplar alternativa descrita anteriormente con respecto a la Fig. 3, en la que la repetición de símbolos se realiza antes del intercalado, los acumuladores 240 y 248 se colocan después de los desintercaladores 242 y 250 de bloques. En la realización de la invención que incorpora el uso de conjuntos de velocidades y, por lo tanto, en la que la velocidad de una trama particular no es conocida, se emplean múltiples descodificadores, cada uno de ellos funcionando a diferentes velocidades de transmisión, y luego la trama asociada a la velocidad de transmisión más probablemente usada se selecciona en base a los resultados de la suma de control CRC. El uso de otros procedimientos de comprobación de errores es congruente con la práctica de la presente invención.

Volviendo ahora a la FIG. 8, se ilustra un sistema de transmisión de enlace inverso en el que los datos de control y los datos piloto se han combinado sobre un canal. Se debería observar que la invención se puede aplicar igualmente a las transmisiones de enlace directo, pero ofrece ventajas adicionales cuando se proporciona en la estación móvil remota. Además, un experto en la técnica entenderá que los datos de control se pueden multiplexar sobre otros canales transmitidos por la estación remota. Sin embargo, en la realización preferida, los datos de control se multiplexan en el canal piloto porque, a diferencia de los canales fundamentales y suplementarios, el canal piloto está siempre presente, independientemente de que la estación remota tenga o no datos de tráfico que enviar a la estación central de comunicaciones. Además, aunque la presente invención se describe en términos de multiplexación de los datos en el canal piloto, es igualmente aplicable al caso en el que los datos de control de potencia son punzados en el canal piloto.

Los datos piloto que consisten solamente en un flujo de valores binarios "1" son proporcionados al multiplexor (MUX) 300. Además, los datos del canal de control, que en la realización ejemplar son datos de control de potencia que consisten en valores +1 y -1, indicativos de la instrucción para la estación base, para aumentar o para disminuir su potencia de transmisión, son proporcionados al MUX 300. El multiplexor 300 combina los dos flujos de datos proporcionando los datos de control dentro de posiciones predeterminadas en los datos piloto. Los datos multiplexados son después proporcionados a una primera entrada de los multiplicadores 310 y 328.

La segunda entrada del multiplicador 310 se proporciona con una secuencia de seudo-ruido (PN) de valores +1 y -1. La secuencia de seudo-ruido proporcionada a los multiplicadores 310 y 312 es generada por medio de la multiplicación de la secuencia corte de PN (PNI) por el código largo. La generación de secuencias cortas de PN y secuencias de código largo es bien conocida en la técnica y se describe en detalle en la norma IS-95. La segunda entrada del multiplicador 328 es proporcionada con una secuencia de seudo-ruido (PN) de valores +1 y -1. La secuencia de seudo-ruido proporcionada a los multiplicadores 318 y 328 es generada por medio de la multiplicación de la secuencia corte de PN (PNQ) por el código largo.

La salida del multiplicador 310 se aplica a una primera entrada del multiplicador 314. La salida del multiplicador 318 se proporciona al elemento 320 de retardo, que retarda los datos de entrada en un intervalo de tiempo igual a medio chip. El elemento 320 de retardo proporciona la señal retardada a la entrada de resta del restador 314. La salida del restador 314 se proporciona para su transmisión a filtros de banda base y a elementos de ganancia de piloto (que no se muestran).

La salida del multiplicador 328 es proporcionada al elemento 330 de retardo, que retarda los datos de entrada en un ciclo de medio chip, como se describe con respecto al retardo 320. La salida del elemento 330 de retardo se proporciona a una segunda entrada de suma del sumador 322. La primera entrada del elemento 322 de suma es la salida del multiplicador 312. La salida sumada del sumador 322 es proporcionada para su transmisión a filtros de banda base y a elementos de ganancia de piloto (que no se muestran).

Los datos de tráfico que se van a transmitir por el canal suplementario, que consisten en valores +1 y -1, se proporcionan a una primera entrada del multiplicador 302. La segunda entrada del multiplicador 302 es proporcionada con una secuencia de Walsh repetitiva (+1, -1). Como se ha descrito con anterioridad, la cobertura de Walsh es para reducir la interferencia entre canales de datos transmitidos desde la estación remota. La secuencia de datos de producto proveniente del multiplicador 302 es proporcionada al elemento 304 de ganancia, que ajusta a escala la amplitud hasta un valor determinado con relación a la amplificación del canal de piloto / control. La salida del elemento 304 de ganancia es proporcionada a una primera entrada del sumador 316. La salida del sumador 316 se proporciona a las entradas de los multiplicadores 312 y 318 y el procesamiento continúa como se ha descrito con anterioridad.

Los datos de tráfico que han de ser transmitidos por el canal fundamental, consistentes en valores +1 y -1, se proporcionan a una primera entrada del multiplicador 306. A la segunda entrada del multiplicador 306 se le proporciona una secuencia de Walsh repetitiva (+1, +1, -1, -1). Como se ha descrito anteriormente, la cobertura de Walsh reduce la interferencia entre canales de datos transmitidos desde la estación remota. La secuencia de datos de producto proveniente del multiplicador 306 es proporcionada al elemento 308 de ganancia, que ajusta a escala la amplitud hasta un valor determinado con relación a la amplificación del canal de piloto / control. La salida del elemento 308 de ganancia es proporcionada a una segunda entrada del sumador 316. La salida del sumador 316 es proporcionada a las entradas de los multiplicadores 312 y 318, y el procesamiento continúa como se ha descrito con anterioridad.

Con referencia a la Fig. 9, la realización de la presente invención se ilustra para incluir las operaciones necesarias de filtrado, e ilustra un beneficio adicional conseguido mediante la combinación de los datos piloto y los datos de control. Esto es, una reducción en la cantidad de circuitos de filtrado necesaria. Como se ha descrito con respecto a la Fig. 8, los datos piloto y los datos del canal de control se multiplexan juntos por medio del multiplexor (MUX) 350. Los datos multiplexados, que consisten en valores +1 y -1, se proporcionan a una primera entrada de los multiplicadores 352 y 354. La segunda entrada del multiplicador 352 es proporcionada mediante la multiplicación del código corto de PN, PNI, por el código largo en el multiplicador 390. El producto proveniente del multiplicador 352 es proporcionado a un filtro 356 de respuesta de impulso finito (FIR). En la realización ejemplar, el FIR 356 es un filtro FIR de 48 tomas, cuyo diseño es bien conocido en la técnica. La segunda entrada del multiplicador 354 es proporcionada mediante la multiplicación del código corto de PN, PNQ, por el código largo en el multiplicador 392. La salida del FIR 356 es proporcionada a la entrada de suma del restador 374. La salida del restador 374 es proporcionada para su transmisión a los aumentadores de frecuencia y a elementos de ganancia piloto (que no se muestran).

El producto proveniente del multiplicador 354 es proporcionado a un filtro 358 de respuesta de impulso finito (FIR). En la realización ejemplar, el FIR 358 es un filtro FIR de 48 tomas, cuyo diseño es bien conocido en la técnica. Se debería observar que, mediante la combinación de los datos piloto y de los datos de control de potencia, se han eliminado dos filtros FIR, ya que cada canal requiere dos filtros FIR. La eliminación de dos filtros FIR reduce la complejidad, el consumo de energía y el área de chips. La salida del FIR 358 es proporcionada al elemento 360 de retardo, que retarda la salida en medio chip antes de proporcionar la señal a una primera entrada de suma del sumador 376. La salida del sumador 376 es proporcionada para su transmisión a aumentadores de frecuencia y a elementos de ganancia piloto (que no se muestran).

Los datos de tráfico de canal suplementario, que consisten en los valores +1 y -1, son proporcionados a una primera entrada del multiplicador 362. La segunda entrada al multiplicador 362 es una secuencia de Walsh repetitiva (+1, -1) que, como se ha descrito con anterioridad, reduce la interferencia entre los canales. La salida del multiplicador 362 es proporcionada a una primera entrada de los multiplicadores 364 y 366. La segunda entrada del multiplicador 364 es la secuencia de seudo-ruido proporcionada desde el multiplicador 392 y la segunda entrada al multiplicador 366 es la secuencia de seudo-ruido proporcionada desde el multiplicador 390.

La salida del multiplicador 364 es entregada al FIR / elemento 368 de ganancia que filtra la señal y amplifica la señal de acuerdo a un factor de ganancia relativo a la ganancia unitaria del canal de piloto / control. La salida del FIR / elemento 368 de ganancia se proporciona al elemento 372 de retardo. El elemento 372 de retardo retarda la señal en 1/2 chip antes de proporcionar la señal a una primera entrada de resta del elemento restador 374. El procesamiento de la salida del restador 374 prosigue de la manera que se ha descrito anteriormente.

La salida del multiplicador 366 es proporcionada al FIR / elemento 370 de ganancia que filtra la señal y amplifica la señal de acuerdo a un factor de ganancia relativo a la ganancia unitaria del canal de piloto / control. La salida del FIR / elemento 370 de ganancia es proporcionada a una segunda entrada del elemento sumador 376. El procesamiento de la salida del restador 376 prosigue de la manera que se ha descrito anteriormente.

Los datos de tráfico de canal fundamental, que consisten en valores +1 y -1, se proporcionan a una primera entrada del multiplicador 388. La segunda entrada al multiplicador 388 es una secuencia de Walsh repetitiva (+1, +1, -1, -1) que, como se ha descrito anteriormente, reduce la interferencia entre los canales. La salida del multiplicador 388 se proporciona a una primera entrada de los multiplicadores 378 y 384. La segunda entrada del multiplicador 378 es la secuencia de seudo-ruido proporcionada desde el multiplicador 392, y la segunda entrada al multiplicador 384 es la secuencia de seudo-ruido proporcionada desde el multiplicador 390.

La salida desde el multiplicador 378 se proporciona al FIR / elemento 380 de ganancia, que filtra la señal y amplifica la señal de acuerdo a un factor de ganancia relativo a la ganancia unitaria del canal de piloto / control. La salida del FIR / elemento 380 de ganancia es proporcionada al elemento 382 de retardo. El elemento 382 de retardo retarda la señal en 1/2 chip antes de proporcionar la señal a una segunda entrada de resta del elemento restador 374. El procesamiento de la salida del restador 374 prosigue de la manera que se ha descrito anteriormente.

La salida del multiplicador 384 es proporcionada al FIR / elemento 386 de ganancia, que filtra la señal y amplifica la señal de acuerdo a un factor de ganancia relativo a la ganancia unitaria del canal de piloto / control. La salida del FIR / elemento 386 de ganancia es entregada a una tercera entrada de un elemento sumador 376. El procesamiento de la salida del restador 376 prosigue como se ha descrito anteriormente.

Con referencia a la Fig. 10, se ilustra un receptor para procesar los datos, en donde los datos de control se multiplexan con los datos de la señal piloto. Los datos son recibidos por una antena (que no se muestra) y reducidos en frecuencia, filtrados y muestreados. Las muestras de datos filtrados se proporcionan a los elementos 400 y 402 de retardo. Los elementos 400 y 402 de retardo retardan los datos en medio ciclo de chip antes de proporcionar los datos a una primera entrada de los multiplicadores 404 y 406. A la segunda entrada de los multiplicadores 404 y 406 se proporciona una secuencia de seudo-ruido proporcionada por el multiplicador 450. El multiplicador 450 genera la secuencia de seudo-ruido mediante la multiplicación del código corto PNI por el código largo, como se ha descrito anteriormente.

Las muestras filtradas son también proporcionadas directamente (sin retardo) a una primera entrada de los multiplicadores 446 y 448. A la segunda entrada de los multiplicadores 446 y 448 se proporciona una secuencia de seudo-ruido por parte del multiplicador 452. El multiplicador 452 genera la secuencia de seudo-ruido mediante la multiplicación del código corto de PN (PNQ) por el código largo. La salida del multiplicador 404 es proporcionada a una primera entrada del sumador 408, y la salida del multiplicador 446 se proporciona a una segunda entrada del sumador 408. La salida del multiplicador 406 se proporciona a una entrada sumadora del restador 410, y la salida del multiplicador 448 se proporciona a una entrada restadora del restador 410.

La salida del sumador 408 se proporciona al elemento 412 de retardo y al selector 434 de símbolos piloto. El selector 434 de símbolos piloto extrae los datos de control de los datos piloto, antes de proporcionar la señal al filtro 436 de piloto. El filtro 436 de piloto filtra la señal y proporciona la señal piloto filtrada a los multiplicadores 416 y 418. De manera similar, el selector 438 de símbolos piloto extrae los datos de control de los datos piloto, antes de proporcionar la señal al filtro 440 de piloto. El filtro 440 de piloto filtra la señal y proporciona la señal piloto filtrada a los multiplicadores 442 y 444.

El retardo 412 se usa para sincronizar los datos a través de los dos trayectos, antes de que estos datos sean proporcionados al multiplicador 416. Es decir, el elemento 412 de retardo proporciona un retardo que es igual al retardo de procesamiento del selector 434 de símbolos piloto y del filtro 436 de piloto, que es igual al retardo de procesamiento del selector 438 de símbolos piloto y del filtro 440 de piloto. De manera similar, el elemento 414 de retardo sincroniza los datos proporcionados a los multiplicadores 418 y 442.

La salida del elemento 412 de retardo se proporciona a una primera entrada de los multiplicadores 416 y 444. La segunda entrada al multiplicador 416 es proporcionada por la salida del filtro 436 de piloto. La segunda entrada al multiplicador 444 es proporcionada por el filtro 440 de piloto. La salida del elemento 414 de retardo es proporcionada a una primera entrada de los multiplicadores 418 y 442. La segunda entrada al multiplicador 418 es proporcionada por la salida del filtro 436 de piloto. La segunda entrada al multiplicador 442 es proporcionada por el filtro 440 de piloto.

La salida del multiplicador 416 es proporcionada a una primera entrada del sumador 420 y la segunda entrada al sumador 420 es proporcionada por la salida del multiplicador 442. La suma proveniente del sumador 420 se proporciona al selector 424 de símbolos de control, que separa los datos de control de los datos de canal piloto y proporciona esa información a un procesador de control, que no se muestra, que ajusta la potencia de transmisión de la estación base en respuesta a ello.

La salida del multiplicador 418 es proporcionada a una entrada sumadora del restador 422. La salida del multiplicador 444 se proporciona a una entrada restadora del restador 422. La salida del restador 422 se proporciona a una primera entrada del multiplicador 426. A la segunda entrada del multiplicador 426 se proporciona la secuencia de Walsh repetitiva (+1, -1). El producto proveniente del multiplicador 426 se proporciona al elemento sumador 428, que suma los bits de entrada sobre el período de la secuencia de Walsh para proporcionar los datos de canal suplementario. La salida del restador 422 se proporciona a una primera entrada del multiplicador 430. A la segunda entrada del multiplicador 430 se proporciona la secuencia de Walsh repetitiva (+1, +1, -1, -1). El producto del multiplicador 430 se proporciona al elemento sumador 432, que suma los bits de entrada sobre el período de la secuencia de Walsh para proporcionar los datos de canal fundamental.

De esta forma, se ha descrito un sistema de comunicación inalámbrica de CDMA de alta velocidad y múltiples canales. La descripción se proporciona para hacer posible que cualquier persona experta en la técnica haga o use la presente invención. Las distintas modificaciones a estas realizaciones serán inmediatamente evidentes para aquellos que sean expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos en la presente memoria se pueden aplicar a otras realizaciones sin el uso de la facultad de invención. De esta forma, la presente invención no está concebida para estar limitada a las realizaciones mostradas en la presente memoria, sino que ha de concederle el más amplio alcance congruente con las reivindicaciones.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Una estación móvil (100) para generar datos modulados, para su transmisión a una estación base (120), que comprende:

un medio para multiplexar (300) datos de control y datos piloto, para formar un primer canal, a fin de proporcionarlos a un medio para la multiplicación compleja (310, 312, 318, 328), en el que dicho medio para multiplexar (300) dichos datos de control y dichos datos piloto comprende un medio para proporcionar dichos datos de control en posiciones predeterminadas en dichos datos piloto; y

un medio para ajustar una ganancia (304) de un segundo canal y proporcionar el segundo canal, ajustado en ganancia, a dicho medio para la multiplicación compleja;

en la cual dicho medio para la multiplicación compleja (310, 312, 318, 328) realiza la multiplicación compleja de al menos dicho primer canal y dicho segundo canal con un código complejo.
2.

La estación móvil (100) de la reivindicación 1, en la cual el segundo canal incluye al menos uno entre datos de usuario y datos de señalización.
3.

La estación móvil (100) de la reivindicación 1, que comprende adicionalmente un medio para sumar (316) dicho segundo canal y un tercer canal.
4.

La estación móvil (100) de la reivindicación 1, en la cual el código complejo comprende un componente en fase y un componente en fase de cuadratura de un código largo, en la que dicha multiplicación compleja incluye ensanchar los canales primero y segundo de acuerdo al código largo.
5.

La estación móvil según la reivindicación 1, que comprende adicionalmente un medio para generar (324, 326) dicho código complejo, multiplicando una secuencia corta de PN por un código largo.
6.

Un procedimiento para generar datos modulados para su transmisión a una estación base (120), que comprende:

multiplexar (300) datos de control y datos piloto para formar un primer canal; y ajustar una ganancia (304) de un segundo canal, en el que dicho multiplexado (300) de dichos datos de control y dichos datos piloto comprende proporcionar dichos datos de control en posiciones predeterminadas en dichos datos piloto;

realizar la multiplicación compleja de al menos dicho primer canal y dicho segundo canal con un código complejo.
7.

El procedimiento de la reivindicación 6, en el cual el segundo canal incluye al menos uno entre datos de usuario y datos de señalización.
8.

El procedimiento de la reivindicación 6, que comprende adicionalmente sumar dicho segundo canal y un tercer canal.
9.

El procedimiento según la reivindicación 6, que comprende adicionalmente generar dicho código complejo multiplicando una secuencia corta de PN por un código largo.