ES2236811T3 - Unidad de abonado para un sistema de comunicacion inalambrica cdma. - Google Patents
Unidad de abonado para un sistema de comunicacion inalambrica cdma.Info
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Abstract
SE PRESENTA UN PROCEDIMIENTO Y UN APARATO PARA LA COMUNICACION INALAMBRICA CDMA DE ALTA VELOCIDAD EN EL CUAL SE FORMA UN CONJUNTO DE CANALES DE ABONADO INDIVIDUALMENTE AJUSTADOS EN GANANCIA POR MEDIO DEL USO DE UN CONJUNTO DE CODIGOS ORTOGONALES DE SUBCANAL (W 1 ) QUE TIENEN UN PEQUEÑO NUMERO DE CIRCUITOS INTEGRADOS DE EXTENSION DE PN POR PERIODO DE FORMA DE ONDA ORTOGONAL. LOS DATOS A SER TRANSMITIDOS POR MEDIO DE UNO DE LOS CANALES DE TRANSMISION SE CODIFICAN CON CORRECCION DE ERRORES DE BAJA VELOCIDAD DE CODIGO (134) Y SE REPITEN EN SECUENCIA ANTES DE MODULARSE CON UNO DE LOS CODIGOS DE SUBCANAL, SE AJUSTAN EN GANANCIA (152, 154, 156, 158) Y SE SUMAN (160) CON LOS DATOS MODULADOS UTILIZANDO LOS OTROS CODIGOS DE SUBCANAL. LOS DATOS SUMADOS RESULTANTES SE MODULAN UTILIZANDO UN CODIGO LARGO DE USUARIO Y UN CODIGO DE EXTENSION PSEUDOALEATORIO (CODIGO PN) Y SE RECONVIERTEN PARA SU TRANSMISION.
Description
Unidad de abonado para un sistema de comunicación
inalámbrica CDMA.
La presente invención se refiere a las
comunicaciones. Más particularmente, la presente invención se
refiere a un procedimiento y a un aparato nuevo y mejorado para la
comunicación inalámbrica de datos a alta velocidad CDMA.
Los sistemas de comunicación inalámbrica,
incluidos los sistemas de comunicación celular, por satélite y punto
a punto, utilizan un enlace inalámbrico que consiste en una señal
de radiofrecuencia (RF) modulada para transmitir datos entre dos
sistemas. La utilización de un enlace inalámbrico es deseable por
una diversidad de motivos, que incluyen una mayor movilidad y menos
requisitos de infraestructura que los sistemas de comunicación
alámbrica. Uno de los inconvenientes de utilizar un enlace
inalámbrico es la cantidad limitada de capacidad de comunicación
que resulta de la cantidad limitada de ancho de banda RF
disponible. Esta capacidad de comunicación limitada se contrapone a
la de los sistemas de comunicación basada en alambres, en los que
es posible aumentar la capacidad instalando nuevas conexiones
alámbricas.
Una vez reconocida la naturaleza limitada del
ancho de banda RF, se han elaborado diversas técnicas de
procesamiento de señales para incrementar la eficacia con la que
los sistemas de comunicación inalámbricos utilizan el ancho de
banda RF disponible. Un ejemplo ampliamente aceptado de dichas
técnicas de procesamiento de señales con utilización efectiva del
ancho de banda es la regla de interfaz aérea IS-95
y sus derivados tal como el IS-95-A
(denominados globalmente "regla IS-95")
publicados por la Asociación de Industrias de Telecomunicación
(TIA) y utilizados fundamentalmente en los sistemas de
telecomunicaciones celulares. La regla IS-95
incorpora técnicas de modulación de señales de acceso múltiple por
división del código (CDMA) para llevar a cabo varias comunicaciones
de forma simultánea a través del mismo ancho de banda RF. En
combinación con un control de potencia exhaustivo, la realización
de varias comunicaciones a través del mismo ancho de banda determina
el incremento del número total de llamadas y de otras
comunicaciones que pueden llevarse a cabo en el sistema de
comunicación inalámbrico, debido entre otras cosas a que la
reutilización de las frecuencias es mayor que la de otras
tecnologías de telecomunicación inalámbrica. La utilización de
técnicas CDMA en un sistema de comunicación de acceso múltiple se
da a conocer en la patente U.S. nº 4.901.307, titulada "Spread
spectrum communication system using satellite or terrestrial
repeaters" y la patente U.S. nº 5.103.459, titulada "System
and method for generating signal waveforms in a CDMA cellular
telephone system", ambas cedidas al cesionario de la presente
invención y que se incorporan a la presente memoria como
referencia.
La Figura 1 proporciona una ilustración muy
simplificada de un sistema telefónico celular configurado según la
utilización de la regla IS-95. Durante el
funcionamiento, un grupo de unidades de abonado 10a a 10d realizan
una comunicación inalámbrica estableciendo una o más interfaces RF
con una o varias estaciones base 12a a 12b, mediante señales RF con
modulación CDMA. Cada interfaz RF entre una estación base 12 y una
unidad de abonado 10 consiste en una señal de enlace directo
transmitida desde la estación base 12, y una señal de enlace
inverso transmitida desde la unidad de abonado. Mediante estas
interfaces RF, las comunicaciones con otros usuarios por lo general
se llevan a cabo por medio de una central de conmutación de
telefonía móvil (MTSO) 14 y una red telefónica pública conmutada
(PSTN) 16. Los enlaces entre las estaciones base 12, la MTSO 14 y la
PSTN 16 se forman habitualmente por medio de conexiones alámbricas,
aunque la utilización de enlaces RF o de microondas adicionales
también es conocida.
Según la regla IS-95, cada unidad
de abonado 10 transmite datos de usuario por medio de una señal de
enlace inverso no coherente de un solo canal a una velocidad de
transmisión de datos máxima de 9,6 ó 14,4 kbit/s, según el grupo de
velocidades seleccionado del conjunto de grupos de velocidades
disponibles. Un enlace no coherente es un enlace en el que la
información de fase no es utilizada por el sistema receptor. Un
enlace coherente es un enlace en el que el receptor aprovecha el
conocimiento de la fase de las señales portadoras durante el
procesamiento. La información de fase habitualmente adopta la forma
de una señal piloto, aunque también puede calcularse a partir de
los datos transmitidos. La regla IS-95 requiere un
grupo de sesenta y cuatro códigos de Walsh, cada uno de los cuales
consiste en sesenta y cuatro segmentos, para utilizar en el enlace
directo.
La utilización de una señal de enlace inverso no
coherente de un solo canal que presenta una velocidad de transmisión
de datos máxima de 9,6 ó 14,4 kbit/s, como se indica en la regla
IS-95, es muy adecuada para un sistema telefónico
celular inalámbrico, en el que una comunicación común incluye la
transmisión de voz digitalizada o datos digitales de baja velocidad
de transmisión, tales como datos de facsímil. Se selecciona un
enlace inverso no coherente, porque, en un sistema en el que hasta
80 unidades de abonado 10 pueden comunicarse con una estación base
12 por cada 1,2288 MHz de ancho de banda asignado, la provisión de
los datos piloto necesarios en la transmisión desde cada unidad de
abonado 10 incrementará sustancialmente el grado de interferencia
mutua de un grupo de unidades de abonado 10. Asimismo, a
velocidades de transmisión de datos de 9,6 ó 14,4 kbit/s, la razón
entre la potencia de transmisión de cualquier tipo de datos piloto
y los datos de usuario será significativa y, por consiguiente,
también se incrementará la interferencia entre las unidades de
abonado. Se elige utilizar una señal de enlace inverso de un solo
canal, porque la realización de un solo tipo de comunicación a la
vez es coherente con la utilización de los teléfonos alámbricos,
paradigma en el cual se basan las comunicaciones celulares
inalámbricas actuales. Asimismo, la complejidad del procesamiento
de un solo canal es inferior a la asociada con el procesamiento de
varios canales.
Con el auge de las comunicaciones digitales, se
prevé que la demanda de transmisión inalámbrica de datos para
aplicaciones, tales como la exploración interactiva de archivos y
la vídeoteleconferencia, se incremente sustancialmente. Este
incremento transformará la forma en que se utilizarán los sistemas
de comunicaciones inalámbricas y las condiciones que regirán el
funcionamiento de las interfaces RF asociadas. En particular, los
datos se transmitirán a velocidades máximas más altas y a una mayor
variedad de velocidades posibles. Asimismo, tal vez sea necesaria
una transmisión más fiable, puesto que los errores en la transmisión
de datos son menos tolerables que los errores en la transmisión de
información de audio. Además, el incremento del número de tipos de
datos planteará la necesidad de transmitir varios tipos de datos de
forma simultánea. Por ejemplo, tal vez sea necesario intercambiar un
archivo de datos, mientras se mantiene una interfaz de audio o de
vídeo. Asimismo, al incrementarse la velocidad de transmisión de
una unidad de abonado, el número de unidades de abonado 10 que se
comunican con una estación base 12 por cantidad de ancho de banda RF
disminuirá, puesto que las velocidades de transmisión de datos más
altas determinarán que se alcance la capacidad de procesamiento de
datos de la estación base con menos unidades de abonado
10.
10.
Cabe mencionar también el documento
WO-95-03652, en el cual se describe
un procedimiento y un sistema para asignar un grupo de secuencias
ortogonales de código de pseudorruido de longitud variable entre
los canales de usuario que funcionan a diferentes velocidades de
transmisión de datos en un sistema de comunicación de espectro
ensanchado. Las secuencias de código de pseudorruido se construyen
para proporcionar ortogonalidad entre los usuarios y reducir la
interferencia mutua, aumentando de ese modo la capacidad y el
rendimiento del enlace. Las asignaciones de las secuencias del
código de pseudorruido se realizan basándose en las velocidades de
transmisión de datos de los canales, mejorando de ese modo la
utilización del espectro de frecuencias disponible.
Asimismo, cabe mencionar el documento
WO-95-23464, en el cual se describe
un sistema de comunicación que aplica la multiplexación por división
en el tiempo a la utilización de códigos de ensanchamiento para
proporcionar tráfico de alta (o más alta) velocidad de transmisión
de datos. El sistema de comunicación acepta información de por lo
menos dos usuarios y codifica la información de cada usuario
utilizando codificadores de corrección de errores. A continuación,
un multiplexor lleva a cabo la mulitplexación en intervalos de
tiempo de la información codificada. La salida del multiplexor se
ensancha mediante un código de ensanchamiento común (de Walsh)
mezclado con una secuencia de pseudorruido, y se transmite a un
modulador para su transmisión. De esta forma, la información de dos
usuarios puede transmitirse utilizando un solo código de
ensanchamiento (de Walsh).
En algunos casos, el enlace inverso
IS-95 actual tal vez no resulte adecuado para todos
estos cambios. Por consiguiente, la presente invención pretende
proporcionar una interfaz CDMA de velocidad de transmisión de datos
más alta y que utilice el ancho de banda con eficacia, a través de
la cual sea posible establecer diversos tipos de comunicación.
Según la presente invención, se proporciona un
procedimiento para generar datos modulados, según la reivindicación
1, y un aparato para generar datos modulados para la transmisión,
según la reivindicación 5. Las realizaciones preferidas de la
presente invención se reivindican en las reivindicaciones
subordinadas.
La utilización de los códigos ortogonales permite
suprimir la interferencia, al mismo tiempo que sigue permitiendo
llevar a cabo una codificación y repetición con corrección de
errores ampliada para introducir diversidad en el tiempo y superar
el desvanecimiento Rayleigh experimentado comúnmente en los sistemas
inalámbricos terrestres. En la práctica, los códigos ortogonales
(de subcanal) consisten en códigos de Walsh ortogonales entre sí de
cuatro segmentos de duración. Es preferible utilizar cuatro
subcanales, ya que de ese modo pueden utilizarse códigos
ortogonales más cortos; sin embargo, la utilización de un mayor
número de canales y, por lo tanto, de códigos más largos es
coherente con la presente invención.
Además, los datos piloto se transmiten por medio
de un primer canal de transmisión y los datos de usuario o los datos
de control de potencia se transmiten por medio de un segundo canal
de transmisión. El resto de canales de transmisión se utilizan para
transmitir datos digitales no especificados, incluidos los datos de
usuario o los datos de señalización o ambos tipos de datos. Además,
uno de los dos canales de transmisión no especificados está
configurado para la modulación BPSK y la transmisión a través del
término de fase en cuadratura.
Las características, los objetivos y las ventajas
de la presente invención se pondrán claramente de manifiesto a
través de la siguiente descripción detallada considerada
conjuntamente con los dibujos, en todos los cuales se utilizan
caracteres de referencia equivalentes para efectuar identificaciones
equivalentes y en los que:
La Figura 1 es un diagrama de bloques del sistema
telefónico celular;
La Figura 2 es un diagrama de bloques de una
unidad de abonado y una estación base configuradas según la
realización ejemplificativa de la presente invención;
La Figura 3 es un diagrama de bloques de un
codificador de canales BPSK y un codificador de canales QPSK
configurados según la realización ejemplificativa de la presente
invención;
La Figura 4 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento de señales de transmisión configurado según
la realización ejemplificativa de la presente invención;
La Figura 5 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento de recepción configurado según la
realización ejemplificativa de la presente invención;
La Figura 6 es un diagrama de bloque de un
sistema de procesamiento paralelo configurado según una realización
de la presente invención;
La Figura 7 es un diagrama de bloques de un
decodificador de canales BPSK y un decodificador de canales QPSK
configurados según la realización ejemplificativa de la presente
invención;
La Figura 8 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento de señales de transmisión configurado según
una segunda realización ejemplificativa de la presente invención
y
La Figura 9 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento paralelo configurado según una realización
de la presente invención.
A continuación, se describirá un procedimiento y
un aparato nuevo y mejorado para la comunicación inalámbrica CDMA a
alta velocidad en el contexto de la parte de transmisión del enlace
inverso de un sistema de telecomunicaciones celulares. Aunque la
presente invención está particularmente adaptada para su
utilización en la transmisión multipunto a punto del enlace inverso
de un sistema telefónico celular, la presente invención es
igualmente aplicable a las transmisiones del enlace directo.
Además, muchos otros sistemas de comunicación inalámbrica obtendrán
beneficios por la incorporación de la presente invención, incluidos
los sistemas de comunicación inalámbrica basados en satélites, los
sistemas de comunicación inalámbrica punto a punto y los sistemas
que transmiten señales de radiofrecuencia por medio de cables
coaxiales u otros cables de banda ancha.
La Figura 2 es un diagrama de bloques de un
sistema de recepción y un sistema de transmisión configurados como
una unidad de abonado 100 y una estación base 120 según una
realización de la presente invención. El codificador de canales
BPSK 103 recibe un primer grupo de datos (datos BPSK) y genera una
secuencia de símbolos de código configurada para llevar a cabo la
modulación BPSK, que es recibida por el modulador 104. El
codificador de canales QPSK 102 recibe un segundo grupo de datos
(datos QPSK) y genera una secuencia de símbolos de código
configurada para llevar a cabo la modulación QPSK, que también es
recibida por el modulador 104. El modulador 104 recibe además datos
de control de potencia y datos piloto, que se modulan junto con los
datos de codificación BPSK y QPSK según técnicas de acceso múltiple
por división del código (CDMA) para generar un grupo de símbolos de
modulación recibidos por el sistema de procesamiento RF 106. El
sistema de procesamiento RF 106 filtra y aumenta la frecuencia del
grupo de símbolos de modulación hasta una frecuencia portadora para
su transmisión a la estación base 120 mediante la antena 108.
Aunque sólo se representa una unidad de abonado 100, en la
realización preferida son varias las unidades de abonado que se
comunican con la estación base 120.
Dentro de la estación base 120, el sistema de
procesamiento RF 122 recibe las señales RF transmitidas por medio de
la antena 121 y lleva a cabo el filtrado pasabanda, la reducción de
frecuencia hasta banda de base y la digitalización. El demodulador
124 recibe las señales digitalizadas y lleva a cabo la demodulación
según las técnicas CDMA para generar datos de decisión flexible de
control de potencia, BPSK y QPSK. El decodificador de canales BPSK
128 decodifica los datos de decisión flexible BPSK recibidos desde
el demodulador 124 para proporcionar una mejor estimación de los
datos BPSK, y el decodificador de canales QPSK 126 decodifica los
datos de decisión flexible QPSK recibidos por el demodulador 124
para proporcionar una mejor estimación de los datos QPSK. Entonces,
la mejor estimación del primer y del segundo grupo de datos estará
disponible para un posterior procesamiento o el envío al siguiente
destino, y los datos de control de potencia recibidos serán
utilizados, ya sea directamente o bien una vez decodificados, para
ajustar la potencia de transmisión del canal del enlace directo
utilizado para transmitir datos a la unidad de abonado 100.
La Figura 3 es un diagrama de bloques del
codificador de canales BPSK 103 y el codificador de canales QPSK 102
configurados según la realización ejemplificativa de la presente
invención. En el codificador de canales BPSK 103, los datos BPSK
son recibidos por el generador de sumas de comprobación CRC 130 que
genera una suma de comprobación por cada trama de 20 ms del primer
grupo de datos. La trama de datos junto con la suma de comprobación
CRC es recibida por el generador de bits de cola 132 que añade bits
de cola que consisten en ocho ceros lógicos al final de cada trama
para establecer un estado conocido al final del procedimiento de
decodificación. La trama que incluye los bits de cola del código y
la suma de comprobación CRC es recibida a continuación por el
codificador convolucional 134 que lleva cabo la codificación
convolucional de longitud de limitación (K) 9 y razón (R) 1/4,
generando de ese modo símbolos de código a una razón que es cuatro
veces la razón de entrada del codificador (E_{R}). En la
realización alternativa de la presente invención, se utilizan otras
razones, incluida la razón 1/2, pero preferentemente se utiliza la
razón 1/4 debido a sus características óptimas de complejidad y
rendimiento. El entrelazador de bloques 136 aplica entrelazado de
bits a los símbolos de código para proporcionar diversidad en el
tiempo y una transmisión más fiable en los entornos de
desvanecimiento rápido. Los símbolos entrelazados resultantes son
recibidos por el repetidor de punto inicial variable 138, que repite
la secuencia de símbolos entrelazados una cantidad de veces N_{R}
suficiente para proporcionar una secuencia de símbolos a una
velocidad constante, que equivale a proporcionar tramas que
presentan un número constante de símbolos. La repetición de la
secuencia de símbolos también incrementa la diversidad temporal de
los datos para superar el desvanecimiento. En la realización
ejemplificativa, el número constante de símbolos es igual a 6.144
símbolos por cada trama, con lo cual la velocidad de los símbolos
resulta ser de 307,2 kilosímbolos por segundo (ks/s). Asimismo, el
repetidor 138 utiliza un punto inicial diferente para empezar la
repetición de cada secuencia de símbolos. Cuando el valor de
N_{R} necesario para generar 6.144 símbolos por trama no es un
entero, la repetición final sólo se efectúa para una parte de la
secuencia de símbolos. El grupo resultante de símbolos repetidos es
recibido por el correlador BPSK 139 que genera una secuencia de
símbolos de código BPKS (BPKS) de valores +1 y -1 para llevar a
cabo la modulación BPSK. En una realización alternativa de la
presente invención, el repetidor 138 está situado antes del
entrelazador de bloques 136, de tal forma que el entrelazador de
bloques 136 recibe el mismo número de símbolos por cada trama.
En el codificador de canales QPSK 102, los datos
QPSK son recibidos por el generador de sumas de comprobación CRC 140
que genera una suma de comprobación por cada trama de 20 ms. La
trama que incluye la suma de comprobación CRC es recibida por el
generador de bits de cola de código 142 que añade un grupo de ocho
bits de cola de ceros lógicos al final de la trama. La trama, que
ahora incluye los bits de cola del código y la suma de comprobación
CRC, es recibida por el codificador convolucional 144 que lleva a
cabo una codificación convolucional de K=9 y R=1/4, generando de
esta forma símbolos a una velocidad que es cuatro veces la
velocidad de entrada del codificador (E_{R}). El entrelazador de
bloques 146 lleva a cabo el entrelazado de bits en los símbolos y
los símbolos entrelazados resultantes son recibidos por el repetidor
de punto inicial variable 148. El repetidor de punto inicial
variable 148 repite la secuencia de símbolos entrelazados una
cantidad de veces N_{R} suficiente, utilizando un punto inicial
diferente de la secuencia de símbolos para cada repetición, para
generar 12.288 símbolos para cada trama, con lo cual la velocidad
de símbolos de código resulta ser de 614,4 kilosímbolos por segundo
(ks/s). Cuando N_{R} no es un entero, la repetición final se lleva
a cabo sólo para una parte de la secuencia de símbolos. Los
símbolos repetidos resultantes son recibidos por el correlador QPSK
149 que genera una secuencia de símbolos de código QPSK configurada
para llevar a cabo la modulación QPSK, que consiste en una
secuencia de símbolos de código QPSK en fase de valores +1 y -1
(QPSK_{I}) y una secuencia de símbolos de código QPSK en
cuadratura de fase de valores +1 y -1 (QPSK_{Q}). En una
realización alternativa de la presente invención, el repetidor 148
está situado antes del entrelazador de bloques 146, de tal forma
que el entrelazador de bloques 146 recibe el mismo número de
símbolos por cada trama.
La Figura 4 es un diagrama de bloques del
modulador 104 de la Figura 2 configurado según la realización
ejemplificativa de la presente invención. Los símbolos BPSK del
codificador de canales BPSK 103 son modulados con un código de
Walsh W_{2} cada uno por un multiplicador 150b, y los símbolos
QPSK_{I} y QPSK_{Q} del codificador de canales QPSK 102 son
modulados con un código de Walsh W_{3} cada uno por los
multiplicadores 150c y 154d. Los datos de control de potencia (CP)
son modulados con el código de Walsh W_{1} por el multiplicador
150a. La unidad de ajuste de ganancia 152 recibe datos piloto
(PILOTO) que, en la realización preferida de la presente invención,
consisten en el nivel lógico asociado a la tensión positiva, y
ajusta la amplitud según un factor de ajuste de ganancia A_{0}.
La señal PILOTO no proporciona datos de usuario, sino que
proporciona información de fase y amplitud a la estación base, para
permitir a ésta efectuar la demodulación coherente de los datos
transmitidos en los subcanales restantes, y escalar los valores
resultantes de la decisión flexible para combinarlos. La unidad de
ajuste de ganancia 154 ajusta la amplitud de los datos de control de
potencia modulados con el código de Walsh W_{I}según el factor de
ajuste de ganancia A_{1},y la unidad de ajuste de ganancia 156
ajusta la amplitud de los datos de canales BPSK modulados con el
código de Walsh W_{2} según la variable de amplificación A_{2}.
Las unidades de ajuste de ganancia 158a y 158b ajustan la amplitud
de los símbolos QPSK en fase y en cuadratura de fase modulados con
el código de Walsh W_{3}, respectivamente, según el factor de
ajuste de ganancia A_{3}. Los cuatro códigos de Walsh utilizados
en la realización preferida de la presente invención se indican en
la Tabla I.
Será evidente para los expertos en la materia que
el código W_{0} equivale en realidad a la ausencia absoluta de
modulación, hecho que es coherente con el procesamiento de los datos
piloto descrito. Los datos de control de potencia se modulan con el
código W_{1}, los datos BPSK con el código W_{2} y los datos
QPSK con el código W_{3}. Una vez que han sido modulados con el
código de Walsh adecuado, los datos piloto, los datos de control de
potencia y los datos BPSK se transmiten según las técnicas BPSK, y
los datos QPSK (QPSK_{I} y QPSK_{Q}) se transmiten según las
técnicas QPSK descritas más adelante. Asimismo, debe observarse que
no es necesario utilizar todos los canales ortogonales, y que en
una realización alternativa de la presente invención se emplean
sólo tres de los cuatro códigos de Walsh cuando sólo se dispone de
un canal de usuario.
La utilización de códigos ortogonales cortos
genera menos segmentos por símbolo y, por consiguiente, permite una
codificación y una repetición más amplia que la de los sistemas que
incorporan la utilización de códigos de Walsh más largos. Esta
codificación y repetición más amplia proporciona protección contra
el desvanecimiento de Rayleigh que es una de las fuentes de errores
principales de los sistemas de comunicaciones terrestres. La
utilización de otros números de códigos y otras longitudes de
códigos es coherente con la presente invención; no obstante, la
utilización de un grupo más grande de códigos de Walsh más largos
reduce esta protección ampliada contra el desvanecimiento. La
utilización de códigos de cuatro segmentos se considera óptima,
debido a que cuatro canales proporcionan una flexibilidad sustancial
para la transmisión de diversos tipos de datos, como se ilustra más
adelante, al mismo tiempo que permiten mantener una longitud de
código corta.
El sumador 160 suma los símbolos de modulación de
amplitud ajustada resultantes de las unidades de ajuste de ganancia
152, 154, 156 y 158a para generar símbolos de modulación sumados
161. Los códigos de ensanchamiento PN, PN_{I} y PN_{Q}, se
ensanchan por medio de una multiplicación con el código largo 180
efectuada por los multiplicadores 162a y 162b. El código
pseudoaleatorio resultante proporcionado por los multiplicadores
162a y 162b se utiliza para modular los símbolos de modulación
sumados 161, y los símbolos de cuadratura de fase de ganancia
ajustada QPSK_{Q} 163, por medio de una multiplicación compleja
efectuada por los multiplicadores 164a a 164d y los sumadores 166a
y 166b. El término en fase X_{I} y el término en cuadratura de
fase X_{Q} resultantes son filtrados a continuación (el filtrado
no se representa), y sometidos a aumento de frecuencia hasta la
frecuencia portadora dentro del sistema de procesamiento RF 106
(representado de una forma muy simplificada) por los multiplicadores
168 y una sinusoide en fase y en cuadratura de fase. También puede
efectuarse un aumento de frecuencia de QPSK descentrada en una
realización alternativa de la presente invención. Las señales en
fase y cuadratura de fase de frecuencia aumentada resultantes son
sumadas por el sumador 170 y amplificadas por el amplificador
principal 172 según el ajuste de ganancia principal A_{M} para
generar la señal s(t) que se transmite a la estación base
120. En la realización preferida de la presente invención, la señal
se ensancha y filtra hasta obtener un ancho de banda de 1,2288 MHz
para que sea compatible con el ancho de banda de los canales CDMA
existentes.
Gracias a la provisión de varios canales
ortogonales a través de los cuales pueden transmitirse los datos,
así como a la utilización de repetidores de velocidad variable que
reducen la cantidad de repeticiones N_{R} efectuadas en respuesta
a altas velocidades de transmisión de datos de entrada, el
procedimiento y el sistema de procesamiento de señales de
transmisión descritos permiten a una sola unidad de abonado o a
otro sistema de transmisión transmitir datos a una diversidad de
velocidades. En particular, reduciendo la tasa de repetición
N_{R} aplicada por los repetidores de punto inicial variable 138 ó
148 de la Figura 3, puede mantenerse una velocidad de entrada de
codificador E_{R} cada vez mayor. En una realización alternativa
de la presente invención, se lleva a cabo una codificación
convolucional de razón 1/2 con una tasa de repetición N_{R}
aumentada en dos. En las Tablas II y III, se proporciona un grupo
de velocidades de codificador ejemplificativas E_{R} admitidas por
las diversas tasas de repetición N_{R} y velocidades de
codificación R iguales a 1/4 y 1/2 para el canal BPSK y el canal
QPSK, respectivamente.
Las Tablas II y III demuestran que ajustando el
número de repeticiones de secuencia N_{R} pueden admitirse una
amplia diversidad de velocidades de transmisión de datos, incluidas
las altas velocidades de transmisión de datos, puesto que la
velocidad de entrada del codificador E_{R} corresponde a la
velocidad de transmisión de datos menos una constante necesaria para
la transmisión de la CRC, los bits de cola del código y otro tipo
de información suplementaria. Como se deduce también a partir de las
Tablas II y III, la modulación QPSK puede utilizarse asimismo para
incrementar la velocidad de transmisión de datos. A las velocidades
que se prevé que sean utilizadas comúnmente se les asignan las
etiquetas "Alta velocidad-72" y "Alta
velocidad-32". Las velocidades Alta
velocidad-72, Alta velocidad-64 y
Alta velocidad-32 presentan velocidades de tráfico
de 72, 64 y 32 kb/s, respectivamente, y además velocidades de
multiplexación para señalización y otros datos de control de 3,6,
5,2 y 5,2 kb/s, respectivamente, en la realización ejemplificativa
de la presente invención. Las velocidades RS1- velocidad completa y
RS2-velocidad completa corresponden a las
velocidades utilizadas en los sistemas de comunicación que cumplen
la regla IS-95 y, por lo tanto, se espera que
tengan una utilización sustancial por motivos de compatibilidad. La
velocidad cero es la transmisión de un solo bit y se utiliza para
indicar el borrado de una trama, que también forma parte de la
regla IS-95.
La velocidad de transmisión de datos también
puede incrementarse transmitiendo datos de forma simultánea a través
de dos o más de los canales ortogonales creados, además (o en
lugar) de incrementando la velocidad de transmisión por medio de la
reducción de la tasa de repetición N_{R}. Por ejemplo, un
multiplexor (no representado) podría dividir una fuente de datos en
varias fuentes de datos que serían transmitidas a través de varios
subcanales de datos. Por lo tanto, la velocidad de transmisión
total puede incrementarse por medio de la transmisión a través de
un canal particular a velocidades superiores, o por medio de una
transmisión múltiple llevada a cabo de forma simultánea a través de
varios canales, o de ambas formas, hasta que se supere la capacidad
de procesamiento de señales del sistema de recepción y la tasa de
errores resulte inaceptable, o hasta que se alcance la potencia
máxima de transmisión del sistema de transmisión.
La provisión de varios canales aumenta también la
flexibilidad de la transmisión de diferentes tipos de datos. Por
ejemplo, el canal BPSK puede estar destinado a la información de
voz y el canal QPSK puede estar destinado a la transmisión de datos
digitales. Esta realización puede generalizarse todavía más
destinando un canal a la transmisión de datos sensibles al tiempo,
tales como la voz, a una velocidad de transmisión de datos
inferior, y destinando el otro canal a la transmisión de datos
menos sensibles al tiempo, tales como los archivos digitales. En
esta realización, el entrelazado puede efectuarse en bloques de
mayor tamaño para los datos menos sensibles al tiempo para
incrementar todavía más la diversidad en el tiempo. En otra
realización de la presente invención, el canal BPSK lleva a cabo la
transmisión de datos principal y el canal QPSK lleva a cabo la
transmisión de desbordamiento. La utilización de códigos de Walsh
ortogonales elimina o reduce sustancialmente la interferencia entre
el grupo de canales transmitidos desde una unidad de abonado y, en
consecuencia, reduce al mínimo la energía de transmisión necesaria
para la recepción satisfactoria de éstos en la estación base.
Para incrementar la capacidad de procesamiento
del sistema de recepción y, en consecuencia, incrementar el grado
hasta el cual puede utilizarse la mayor capacidad de transmisión de
la unidad de abonado, los datos piloto se transmiten también por
medio de uno de los canales ortogonales. Utilizando los datos
piloto, puede llevarse a cabo un procesamiento coherente en el
sistema de recepción, determinando y eliminando el desfase de la
señal del enlace inverso. Asimismo, los datos piloto pueden
utilizarse para ponderar de la mejor manera posible las señales de
trayectorias múltiples recibidas con diferentes retardos temporales
antes de ser combinadas en un receptor Rake. Una vez que se ha
eliminado el desfase y que las señales de trayectorias múltiples han
sido ponderadas correctamente, las señales de trayectorias múltiples
pueden combinarse para reducir de ese modo la potencia con la cual
debe recibirse la señal del enlace inverso y permitir un
procesamiento adecuado. Este descenso de la potencia de recepción
necesaria permite procesar satisfactoriamente velocidades de
transmisión más altas o reducir la interferencia entre un grupo de
señales del enlace inverso. Aunque se necesita una cantidad
adicional de potencia para la transmisión de la señal piloto, en un
contexto de velocidades de transmisión más altas, la relación entre
la potencia del canal piloto y la potencia total de la señal del
enlace inverso es sustancialmente inferior a la asociada a los
sistemas celulares de transmisión de datos de voz digitales de
velocidad de transmisión inferior. Por lo tanto, en un sistema CDMA
de velocidad de transmisión de datos alta las ganancias
E_{b}/N_{0} conseguidas mediante la utilización de un enlace
inverso coherente compensan la potencia adicional necesaria para
transmitir datos piloto desde cada unidad de abonado.
La utilización de unidades de ajuste de ganancia
152 a 158, así como de un amplificador principal 172, incrementa
todavía más el grado hasta el cual puede utilizarse la alta
capacidad de transmisión del sistema descrito anteriormente,
permitiendo al sistema de transmisión adaptarse a las diversas
condiciones del canal de radio, velocidades de transmisión y tipos
de datos. En particular, la potencia de transmisión de un canal
necesaria para la recepción adecuada puede cambiar a lo largo del
tiempo, y con la variación de las condiciones, de una forma que es
independiente de los otros canales ortogonales. Por ejemplo,
durante la adquisición inicial de la señal del enlace inverso, tal
vez sea necesario incrementar la potencia del canal piloto para
facilitar la detección y la sincronización en la estación base. No
obstante, una vez obtenida la señal del enlace inverso, la potencia
de transmisión necesaria del canal piloto se reducirá
sustancialmente y variará dependiendo de diversos factores, entre
los que se incluye la velocidad de movimiento de las unidades de
abonado. En consecuencia, el valor del factor de ajuste de ganancia
A_{0} se incrementará durante la adquisición de la señal y, a
continuación, se reducirá en el transcurso de una comunicación. En
otro ejemplo, cuando se transmite información que tolera más el
error por medio del enlace directo o cuando el entorno en el que
tiene lugar la transmisión por el enlace directo no es propenso a
las condiciones de desvanecimiento, el factor de ajuste de ganancia
A_{1} puede disminuirse si la necesidad de transmitir datos de
control de potencia con una tasa de errores baja se reduce. En una
realización de la presente invención, siempre que no es necesario
ningún ajuste de control de potencia, el factor de ajuste de
ganancia A_{1} se reduce a cero.
En otra realización de la presente invención, la
capacidad de ajustar la ganancia de cada canal ortogonal o de la
señal del enlace inverso completa se explota además permitiendo que
la estación base 120 u otro sistema de recepción altere el ajuste
de ganancia de un canal o de la señal de enlace inverso completa
mediante la utilización de mandatos de control de potencia
transmitidos a través de la señal del enlace directo. En
particular, la estación base puede transmitir información de
control de potencia que incluye la petición de ajustar la potencia
de transmisión de un canal particular o de la señal de enlace
inverso completa. Esto representa una ventaja en muchos casos,
incluido el caso en el que se transmiten dos tipos de datos que
presentan diferentes sensibilidades al error, tales como la voz
digitalizada y los datos digitales, por medio de los canales BPSK y
QPSK. En este caso, la estación base 120 establecerá tasas de
errores de destino diferentes para los dos canales asociados. Si la
tasa de error actual de un canal sobrepasa la tasa de error de
destino, la estación base ordenará a la unidad de abonado que
reduzca el ajuste de ganancia de dicho canal hasta que la tasa de
errores actual sea igual a la tasa de errores de destino. Esto
determinará en última instancia que el factor de ajuste de ganancia
de un canal se incremente con respecto del otro. Es decir, el
factor de ajuste de ganancia asociado a los datos más sensibles al
error se incrementará en relación con el factor de ajuste de
ganancia asociado a los datos menos sensibles. En otros casos, la
potencia de transmisión de todo el enlace inverso puede precisar un
ajuste, debido a las condiciones de desvanecimiento o al movimiento
de la unidad de abonado 100. En estos casos, la estación base 120
puede efectuar este ajuste por medio de la transmisión de un único
mandato de control de potencia.
Por lo tanto, permitiendo que la ganancia de los
cuatro canales ortogonales se ajuste de forma independiente y
también de forma conjunta, la potencia de transmisión total de la
señal del enlace inverso puede mantenerse al nivel mínimo necesario
para permitir la transmisión satisfactoria de cada tipo de datos,
tanto si son datos piloto, como si son datos de control de potencia,
datos de señalización u otros tipos de datos de usuario. Además,
una transmisión satisfactoria puede estar definida de formas
diferentes para cada tipo de datos. La transmisión con la cantidad
mínima de potencia necesaria permite transmitir la mayor cantidad de
datos a la estación base, dada la capacidad finita de potencia de
transmisión de una unidad de abonado, y reduce también la
interferencia entre las unidades de abonado. Esta reducción de la
interferencia provoca un incremento de la capacidad de comunicación
total del sistema celular inalámbrico CDMA completo.
El canal de control de potencia utilizado en la
señal del enlace inverso permite a la unidad de abonado transmitir
información de control de potencia a la estación base a una
diversidad de velocidades, incluida la velocidad de 800 bits de
control de potencia por segundo. En la realización preferida de la
presente invención, un bit de control de potencia indica a la
estación base si debe aumentar o disminuir la potencia de
transmisión del canal de tráfico del enlace directo que se está
utilizando para transmitir información a la unidad de abonado. Por
lo general disponer de un control de potencia rápido dentro de un
sistema CDMA resulta útil; esto es especialmente cierto en el
contexto de las comunicaciones de velocidades de transmisión más
altas que incluyen la transmisión de datos, debido a que los datos
digitales son más sensibles al error, y a que la alta transmisión
ocasiona una pérdida sustancial de datos, incluso durante
condiciones de desvanecimiento breve. Puesto que es probable que
una transmisión de enlace inverso a alta velocidad venga acompañada
de una transmisión de enlace directo a alta velocidad, la
transmisión rápida del control de potencia a través del enlace
inverso todavía facilitará más las comunicaciones a alta velocidad
dentro de los sistemas de telecomunicaciones inalámbricas CDMA.
En una realización ejemplificativa alternativa de
la presente invención, se utiliza un grupo de velocidades de
entrada de codificador E_{R} definidas por la N_{R} particular
para transmitir un tipo de datos particular. Es decir, los datos
pueden transmitirse a una velocidad de entrada de codificador máxima
E_{R} o a un grupo de velocidades de entrada de codificador
inferiores E_{R}, siendo la N_{R} asociada ajustada en la misma
medida. En la implementación preferida de esta realización, las
velocidades máximas corresponden a las velocidades máximas
utilizadas en el sistema de comunicación inalámbrica que cumple la
regla IS-95, denominadas
RS1-velocidad completa y RS2- velocidad completa en
las Tablas II y III anteriores, y cada velocidad inferior es
aproximadamente la mitad de la velocidad inmediatamente superior,
obteniéndose un grupo de velocidades constituido por la velocidad
completa, la media velocidad, el cuarto de velocidad y el octavo de
velocidad. Las velocidades de transmisión más bajas se generan
preferentemente incrementando la tasa de repetición de los símbolos
N_{R},siendo proporcionados los valores de N_{R} para el grupo
de velocidades uno y el grupo de velocidades dos de un canal BPSK
en la Tabla IV.
La tasa de repetición de un canal QPSK es el
doble de la tasa de repetición de un canal BPSK.
Según la realización ejemplificativa de la
presente invención, cuando la velocidad de transmisión de datos de
una trama cambia con respecto a la trama anterior, la potencia de
transmisión de la trama se ajusta según el cambio de velocidad de
transmisión. Es decir, cuando se transmite una trama de baja
velocidad después de una trama de alta velocidad, la potencia de
transmisión del canal de transmisión a través del cual se transmite
la trama se reduce para la trama de velocidad inferior en proporción
a la reducción de velocidad y viceversa. Por ejemplo, si la
potencia de transmisión de un canal durante la transmisión de una
trama de velocidad completa es igual a T, la potencia de
transmisión durante la transmisión subsiguiente de una trama de
media velocidad será igual a T/2. La reducción de potencia de
transmisión se lleva a cabo preferentemente reduciendo la potencia
de transmisión en toda la duración de la trama, pero también puede
llevarse a cabo reduciendo el ciclo de trabajo de transmisión,
"suprimiéndose" de ese modo parte de la información redundante.
En cualquier caso, el ajuste de la potencia de transmisión tiene
lugar en combinación con un mecanismo de control de potencia de
bucle cerrado, por medio del cual la potencia de transmisión se
ajusta todavía más en respuesta a los datos de control de potencia
transmitidos desde la estación base.
La Figura 5 es un diagrama de bloques del sistema
de procesamiento RF 122 y el demodulador 124 de la Figura 2,
configurados según la realización ejemplificativa de la presente
invención. Los multiplicadores 180a y 180b reducen la frecuencia de
las señales recibidas desde la antena 121 con una sinusoide en fase
y una sinusoide en cuadratura de fase, generándose muestras de
recepción en fase R_{I} y muestras de recepción en cuadratura de
fase R_{Q}, respectivamente. Debe sobrentenderse que el sistema
de procesamiento RF 122 se representa en una forma sumamente
simplificada, y además que las señales se han filtrado mediante un
filtro adaptado y se han digitalizado (no representado) según
técnicas ampliamente conocidas. Las muestras de recepción R_{I} y
R_{Q} se aplican a continuación a los demoduladores paralelos 182
del demodulador 124. Cada demodulador paralelo 182 procesa un
componente de la señal de enlace inverso transmitida por la unidad
de abonado 100 (en caso de existir dicho componente), que se genera
como consecuencia del fenómeno de propagación por trayectorias
múltiples. Aunque se representan tres demoduladores paralelos, la
utilización de cantidades alternativas de procesadores paralelos es
coherente con la presente invención, que incluye la utilización de
un solo demodulador 182. Cada demodulador paralelo 182 genera un
grupo de datos de decisión flexible que consisten en datos de
control de potencia, datos BPSK, datos QPSK_{I} y datos
QPSK_{Q}. Cada grupo de datos de decisión flexible se ajusta
también temporalmente en el correspondiente demodulador paralelo
182, aunque el ajuste de tiempo puede efectuarse en el combinador
184 de una realización alternativa de la presente invención. A
continuación, el combinador 184 suma los grupos de datos de
decisión flexible recibidos desde los demoduladores paralelos 182
para generar un solo componente de datos de decisión flexible de
control de potencia, BPSK, QPSK_{I} y QPSK_{Q}.
La Figura 6 es un diagrama de bloques de un
demodulador paralelo 182 de la Figura 5, configurado según la
realización ejemplificativa de la presente invención. En primer
lugar, las muestras de recepción R_{I} y R_{Q} son ajustadas
temporalmente por la unidad de ajuste de tiempo 190, según la
cantidad de retardo introducido por la trayectoria de transmisión
del componente particular de la señal de enlace inverso que se
procesa. El código largo 200 se mezcla con los códigos de
ensanchamiento pseudoaleatorios PN_{I} y PN_{Q} por medio de los
multiplicadores 201, y el conjugado complejo de los códigos de
ensanchamiento PN_{I} y PN_{Q} modulados con el código largo es
multiplicado mediante una multiplicación compleja con las muestras
de recepción R_{I} y R_{Q} ajustadas temporalmente por medio de
los multiplicadores 202 y los sumadores 204, obteniéndose los
términos X_{I} y X_{Q}. A continuación, se demodulan tres
componentes separados de los términos X_{I} y X_{Q} mediante los
códigos de Walsh W_{1}, W_{2} y W_{3}, respectivamente, y los
datos demodulados mediante código de Walsh resultantes son sumados a
través de cuatro segmentos de demodulación por los sumadores 4 a 1
212. Los sumadores 208 suman un cuarto componente de los datos
X_{I} y X_{Q} a través de cuatro segmentos de demodulación y, a
continuación, los filtros piloto 214 lo filtran. En la realización
preferida de la presente invención, el filtro piloto 214 lleva a
cabo el cálculo del valor medio respecto de una serie de sumas
efectuadas por los sumadores 208, aunque debe sobrentenderse que es
posible utilizar otras técnicas de filtrado sobradamente conocidas
por los expertos en la materia. Las señales piloto en fase y en
cuadratura de fase filtradas se utilizan para efectuar la rotación
de fase y el escalado de los datos demodulados mediante los códigos
de Walsh W_{1} y W_{2} según los datos con modulación BPSK, por
medio de la multiplicación con el conjugado complejo llevada a cabo
por los multiplicadores 216 y los sumadores 217, obteniéndose datos
de decisión flexible de control de potencia y BPSK. Los datos
modulados mediante el código de Walsh W_{3} son sometidos a
rotación de fase mediante las señales piloto en fase y cuadratura de
fase filtradas según los datos con modulación QPSK, por los
multiplicadores 218 y los sumadores 220, obteniéndose datos QPSK de
decisión flexible. Los datos de control de potencia de decisión
flexible son sumados a través de 384 símbolos de modulación por el
sumador 384 a 1 222, obteniéndose datos de decisión flexible de
control de potencia. Los datos modulados mediante el código de
Walsh W_{2} sometidos a rotación de fase, los datos modulados
mediante el código de Walsh W_{3} y los datos de decisión
flexible de control de potencia quedan disponibles entonces para su
combinación. En una realización alternativa de la presente
invención, también se lleva a cabo la codificación y la
decodificación de los datos de control de potencia.
Además de proporcionar información de fase, la
señal piloto puede utilizarse para facilitar el seguimiento del
tiempo en el sistema de recepción. El seguimiento del tiempo se
lleva a cabo también procesando los datos recibidos en una muestra
de tiempo anterior (adelantada) y en una muestra de tiempo posterior
(atrasada) respecto de la muestra de recepción actual que se está
procesando. Para determinar el tiempo que presenta una mayor
coincidencia con el tiempo de llegada actual, la amplitud del canal
piloto de las muestras adelantada y atrasada puede compararse con la
amplitud de la muestra de tiempo presente para determinar cuál es
mayor. Si la señal de una de las muestras de tiempo adyacentes es
superior a la de la muestra de tiempo presente, la temporización
puede ajustarse para obtener los mejores resultados de
demodulación.
La Figura 7 es un diagrama de bloques del
decodificador de canales BPSK 128 y el decodificador de canales QPSK
126 (Figura 2), configurados según la realización ejemplificativa
de la presente invención. El acumulador 240 recibe los datos de
decisión flexible BPSK desde el combinador 184 (Figura 5), almacena
la primera secuencia de 6.144/N_{R} símbolos de demodulación en la
trama recibida, siendo N_{R} dependiente de la velocidad de
transmisión de los datos de decisión flexible BPKS tal como se ha
indicado anteriormente, y suma cada grupo subsiguiente de
6.144/N_{R} símbolos demodulados contenidos en la trama con los
correspondientes símbolos acumulados almacenados. El
desentrelazador de bloques 242 desentrelaza los datos de decisión
flexible acumulados desde el sumador de punto inicial variable 240,
y el decodificador de Viterbi 244 decodifica los datos de decisión
flexible desentrelazados para generar datos de decisión firme, así
como resultados de suma de comprobación CRC. En el decodificador
QPSK 126, el demultiplexor 246 demultiplexa los datos de decisión
flexible QPSK_{I} y QPSK_{Q} del combinador 184 (Figura 5) en
una única secuencia de datos de decisión flexible que es recibida
por el acumulador 248 que acumula los símbolos de demodulación en
grupos de 6,144/N_{R} símbolos, siendo N_{R} dependiente de la
velocidad de transmisión de los datos QPSK. El desentrelazador de
bloques 250 desentrelaza los datos de decisión flexible del sumador
de punto inicial variable 248, y el decodificador de Viterbi 252
decodifica los símbolos de modulación desentrelazados para generar
datos de decisión firme, así como resultados de suma de comprobación
CRC. En la realización ejemplificativa alternativa descrita
anteriormente en relación con la Figura 3, en la que se lleva a
cabo la repetición de símbolos antes del entrelazado, los
acumuladores 240 y 248 están situados después de los
desentrelazadores de bloques 242 y 250. En la realización de la
presente invención que incluye la utilización de grupos de
velocidades y en la que, en consecuencia, se desconoce la velocidad
de la trama particular, se emplean varios decodificadores, cada uno
de los cuales funciona a una velocidad de transmisión diferente, y
entonces se selecciona la trama asociada a la velocidad de
transmisión que tiene más probabilidades de ser la utilizada,
basándose en los resultados de la suma de comprobación CRC. La
utilización de otros procedimientos de comprobación de errores es
coherente con la puesta en práctica de la presente invención.
La Figura 8 es un diagrama de bloques del
modulador 104 (Figura 2), configurado según una realización
alternativa de la presente invención, en la que se emplea un único
canal de datos BPSK. La unidad de ajuste de ganancia 452 ajusta la
ganancia de los datos piloto según el factor de ajuste de ganancia
A_{0}. El multiplicador 150a modula los datos de control de
potencia mediante el código de Walsh W_{1}, y la unidad de ajuste
de ganancia 454 ajusta la ganancia de éstos según el factor de
ajuste de ganancia A_{1}. Los datos piloto y los datos de control
de potencia de ganancia ajustada son sumados por el sumador 460,
obteniéndose datos sumados 461. El multiplicador 150b modula los
datos BPSK mediante el código de Walsh W_{2}, y la unidad de
ajuste de ganancia 456 ajusta la ganancia de éstos según el factor
de ajuste de ganancia A_{2}.
El código de ensanchamiento pseudoaleatorio en
fase (PN_{I}) y el código de ensanchamiento pseudoaleatorio en
cuadratura de fase (PN_{Q}) son modulados con el código largo
480. Los códigos PN_{I} y PN_{Q} modulados con el código largo
resultantes son multiplicados mediante una multiplicación compleja
con los datos sumados 461 y los datos BPSK de ganancia ajustada de
la unidad de ajuste de ganancia 456 por los multiplicadores 464a a
464d y los sumadores 466a y 466b, obteniéndose los términos X_{I}
y X_{Q}. A continuación, los términos X_{I} y X_{Q} son
sometidos a aumento de frecuencia mediante sinusoides en fase y en
cuadratura de fase por los multiplicadores 468, y las señales de
frecuencia aumentada resultantes son sumadas por los sumadores 470
y amplificadas por el amplificador 472 según el factor de amplitud
A_{M}, generándose la señal s(t).
La realización representada en la Figura 8
difiere de las otras realizaciones descritas aquí en que los datos
BPSK se sitúan en el canal en cuadratura de fase, mientras que los
datos piloto y los datos de control de potencia se sitúan en el
canal en fase. En las otras realizaciones de la presente invención
descritas aquí, los datos BPSK se sitúan en el canal en fase, junto
con los datos piloto y los datos de control de potencia. La
colocación de los datos BPSK en el canal en cuadratura de fase, y
de los datos piloto y de control de potencia en el canal en fase
reduce la relación entre la potencia máxima y la potencia media de
la señal del enlace inverso. Las fases de los canales son
ortogonales y esto determina que la magnitud de la suma de los dos
canales varíe menos en respuesta a los datos variables. De esta
forma, se reduce la potencia máxima necesaria para mantener una
potencia media dada y, en consecuencia, se reduce la relación entre
la potencia máxima y la potencia media característica de la señal
del enlace inverso. Esta reducción de la relación entre la potencia
máxima y la potencia media reduce la potencia máxima a la que debe
recibirse la señal del enlace inverso en la estación base, para
mantener una velocidad de transmisión dada y, por consiguiente,
aumenta la distancia a la que puede situarse una unidad de abonado
que presenta una potencia de transmisión máxima respecto de la
estación base antes de que sea incapaz de transmitir una señal que
puede ser recibida en la estación base con la potencia máxima
necesaria. Este aumento de la distancia a la que puede estar
situada la unidad de abonado respecto de la estación base que
permite transmitir todavía una señal que se recibe con la potencia
máxima necesaria aumenta el rango dentro del cual la unidad de
abonado puede establecer la comunicación de forma satisfactoria a
una velocidad de transmisión dada.
La Figura 9 es un diagrama de bloques del
demodulador paralelo 182 configurado según la realización de la
presente invención representada en la Figura 8. La unidad de ajuste
de tiempo 290 ajusta el tiempo de las muestras de recepción R_{I}
y R_{Q} y los multiplicadores 301 multiplican los códigos PN_{I}
y PN_{Q} por el código largo 200. A continuación, los
multiplicadores 302 y los sumadores 304 multiplican las muestras de
recepción de tiempo ajustado por el conjugado complejo de los
códigos PN_{I} y PN_{Q}, obteniéndose los términos X_{I} y
X_{Q}. Los multiplicadores 310 demodulan un primer y un segundo
componente de los términos X_{I} y X_{Q} mediante el código de
Walsh W_{1} y el código de Walsh W_{2}, y los sumadores 312
suman los símbolos resultantes de la demodulación en grupos de
cuatro. Los sumadores 308 suman un tercer componente de los
términos X_{I} y X_{Q} a lo largo de cuatro símbolos
demodulados para generar datos piloto de referencia. Los datos
piloto de referencia son filtrados por los filtros piloto 314 y
utilizados para efectuar la rotación de fase y el escalado de los
datos sumados modulados mediante el código de Walsh a través de los
multiplicadores 316 y los sumadores 320, obteniéndose datos de
decisión flexible BPSK y, tras ser sumados por el sumador 384:1 322
a lo largo de 384 símbolos, datos de decisión flexible de control
de potencia.
Así, se ha descrito el sistema de comunicación
inalámbrica CDMA de alta velocidad y varios canales. La descripción
se proporciona para permitir que los expertos en la materia puedan
fabricar o utilizar la presente invención. Resultará evidente para
los expertos en la materia que pueden realizarse diversas
modificaciones a estas realizaciones y que los principios genéricos
definidos en la presente memoria podrían aplicarse a otras
realizaciones, sin necesidad de utilizar la actividad inventiva.
Por lo tanto, la presente invención no pretende limitarse a las
realizaciones mostradas en esta descripción, sino que debe
conferírsele el alcance más amplio definido por las
reivindicaciones.
Claims (8)
1. Procedimiento para generar datos modulados
para la transmisión desde una primera unidad de abonado (100) de un
grupo de unidades de abonado hasta una estación base (120) que se
comunica con el grupo de unidades de abonado, que comprende las
etapas siguientes:
a) modulación de primeros datos con un primer
código ortogonal para generar datos de primer canal;
b) modulación de segundos datos con un segundo
código ortogonal para generar datos de segundo canal;
c) modulación de dichos datos de primer canal con
un código de ensanchamiento en fase y un código de ensanchamiento en
cuadratura de fase (PN_{I} y PN_{Q}) para generar unos primeros
datos de ensanchamiento en fase y unos primeros datos de
ensanchamiento en cuadratura de fase;
d) modulación de dichos datos de segundo canal
con dicho código de ensanchamiento en fase y dicho código de
ensanchamiento en cuadratura de fase (PN_{I} y PN_{Q}) para
generar unos segundos datos de ensanchamiento en fase y unos
segundos datos de ensanchamiento en cuadratura de fase;
e) resta (166a) de dichos segundos datos de
ensanchamiento en cuadratura de fase de dichos primeros datos de
ensanchamiento en fase, obteniéndose un término en fase (X_{I});
y
f) suma (166b) de dichos segundos datos de
ensanchamiento en fase con dichos primeros datos de ensanchamiento
en cuadratura de fase, obteniéndose un término en cuadratura de
fase (X_{Q}).
2. Procedimiento según la reivindicación 1, que
comprende además las etapas siguientes:
- ajuste de ganancia de dichos datos de primer canal, y
- ajuste de ganancia de dichos datos de segundo canal.
3. Procedimiento según la reivindicación 1, en el
que
- dichos primeros datos son datos piloto, y
- dichos segundos datos son datos de usuario.
4. Procedimiento según la reivindicación 1, que
comprende además las etapas siguientes:
- modulación de datos de tercer canal con un tercer código de Walsh;
- suma de dichos datos de tercer canal con dichos datos de primer canal;
- en el que dichos datos de primer canal datos piloto y
- dichos datos de tercer canal son datos de control de potencia.
5. Aparato (104) para generar datos modulados
para la transmisión desde una primera unidad de abonado (100) de un
grupo de unidades de abonado hasta una estación base (104) que se
comunica con el grupo de unidades de abonado, que comprende:
a) primeros medios de modulación (150a) para
modular los primeros datos con un primer código ortogonal y generar
datos de primer canal;
b) segundos medios de modulación (150d) para
modular los segundos datos con un segundo código de modulación
ortogonal y generar datos de segundo canal;
c) terceros medios de modulación (164a, 164d)
para modular dichos datos de primer canal con un código de
ensanchamiento en fase y un código de ensanchamiento en cuadratura
de fase (PN_{I}, PN_{Q}) y generar primeros datos de
ensanchamiento en fase y primeros datos de ensanchamiento en
cuadratura de fase;
d) cuartos medios de modulación (164b, 164c) para
modular dichos datos de segundo canal con dicho código de
ensanchamiento en fase y dicho código de ensanchamiento en
cuadratura de fase (PN_{I}, PN_{Q}) y generar segundos datos de
ensanchamiento en fase y segundos datos de ensanchamiento en
cuadratura de fase;
e) medios de resta (166a) para restar dichos
segundos datos de ensanchamiento en cuadratura de fase de dichos
primeros datos de ensanchamiento en fase y obtener un término en
fase (X_{I}); y
f) medios de suma (166b) para sumar dichos
segundos datos de ensanchamiento en fase con dichos primeros datos
de ensanchamiento en cuadratura de fase y obtener un término en
cuadratura de fase (X_{Q}).
6. Aparato según la reivindicación 5, que
comprende además:
- medios de ajuste de ganancia (152) para ajustar la ganancia de dichos datos de primer canal; y
- medios de ajuste de ganancia (158b) para ajustar la ganancia de dichos datos de segundo canal.
7. Aparato según la reivindicación 5, en el
que
- dichos primeros datos son datos piloto, y
- dichos segundos datos son datos de usuario.
8. Aparato según la reivindicación 5 que
comprende además:
- quintos medios de modulación para modular datos de tercer canal con un tercer código de Walsh; y
- segundos medios de suma para sumar dichos datos de tercer canal a dichos datos de primer canal,
- en el que dichos datos de primer canal datos piloto, y
- dichos datos de tercer canal son datos de control de potencia.
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