KR100472692B1 - Cdma무선통신시스템용가입자유닛 - Google Patents

Abstract

직교 파형 주기 당 소수의 PN 확산 칩을 가진 일군의 직교 서브 채널 코드(W₁)의 사용을 통해 일군의 개별적으로 이득 조정된 가입자 채널들이 형성되는 고속 CDMA 무선 통신을 위한 방법 및 장치. 송신 채널 중의 하나를 통해 송신되는 데이터는 낮은 코드 속도 에러 정정 인코드되며(134), 서브채널 코드 중의 하나와 변조되기 전에 시퀀스 반복되며, 이득 조정되며(152, 154, 156, 158), 다른 서브채널 코드를 사용하여 변조된 데이터와 가산(160)된다. 결과적 가산 데이터는 사용자 길이 코드 및 의사난수 확산 코드(PN 코드)를 사용하여 변조되고, 송신을 위해 업컨버트된다.

Description

ＣＤＭＡ 무선 통신 시스템용 가입자 유닛

본 발명은 통신에 관한 것이다. 더 상세히 말하면, 고속 데이터 CDMA 무선 통신용의 신규하고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다.

셀룰라, 위성 및 포인트 투 포인트 통신 시스템을 포함하는 무선 통신 시스템은 두 시스템 사이에서 데이터를 송신하기 위해 변조 무선 주파수(RF) 신호로 구성된 무선 링크를 사용한다. 무선 링크의 사용은 여러 이유로 바람직한데, 이에는 유선 통신 시스템과 비교할 때 이동성의 증가 및 인프라구조 필요성 감소가 포함된다. 무선 링크를 사용하는 한가지 단점은 가용 RF 대역폭의 한정된 양에 기인하는 제한된 통신 용량이다. 이 제한된 통신 용량은 부가적인 유선 연결 설치로 용량이 더 증가될 수 있는 유선 통신 시스템과 대조된다.

RF 대역폭의 제한성을 인식하여, 무선 통신 시스템이 가용 RF 대역폭을 이용하는 효율을 증가시키기 위한 여러 신호 처리 기술들이 개발되었다. 그러한 대역폭의 효율적 이용 신호 처리 기술 중 널리 수용되는 예로서 통신 산업 협회(TIA)에 의해 선포되고 주로 셀룰라 통신 시스템 내에서 사용되는 무선 인터페이스 표준에 대한 IS-95 및 IS-95-A와 같은 그 파생 표준(이하 총괄하여 IS-95 표준)이 있다. IS-95 표준은 코드분할 다중접속 CDMA 신호 변조 기술을 채용하여 동일 RF 대역폭에서 동시에 다중 통신을 행한다. 동일 대역폭에서의 다중 통신 실행이 포괄적 전력 제어와 결합되면 전체 통화 수와 무엇보다도 다른 무선 통신 기술에 비해 주파수 재사용을 증가시킴에 의해 무선 통신 시스템에서 실행될 수 있는 다른 통신의 수가 증가된다. 다중 접속 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 사용이 USP 4,901,307 "위성 또는 지상 중계기들을 사용한 확산 스펙트럼 통신 시스템" 및 USP 5,103,459 "CDMA 셀룰라 전화 시스템에서 신호 파형을 생성하는 시스템 및 방법"에 개시되어 있으며, 상기 문헌들은 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 본 명세서에 참조문헌으로 첨부되어 있다.

도 1은 IS-95 표준의 사용에 따라 형성된 셀룰라 전화 시스템의 매우 간략화된 도면이다. 동작에 있어서, 일군의 가입자 유닛들(10A-10D)이 CDMA 변조 RF 신호들을 사용하여 하나 이상의 기지국(12A-12D)과 하나 이상의 RF 접속을 수립함에 의해 무선 통신을 실행한다. 기지국(12)과 가입자 유닛(10) 사이의 각 무선 접속은 기지국(12)에서 송신된 순방향 링크 신호와 가입자 유닛에서 송신된 역방향 링크 신호로 구성된다. 이들 RF 인터페이스들을 사용하여, 이동 전화 교환국(MTSO)과 공중교환 전화망(PSTN)(16)을 경유하여 다른 사용자와의 통신이 일반적으로 실행된다. 기지국(12), MTSO(14) 및 PSTN(16) 사이의 링크들은 통상 유선 연결을 통해 형성되나, 부가적 RF 또는 마이크로파 링크 또한 공지되어 있다.

IS-95 표준에 따르면, 각 가입자 유닛(10)은 일군의 속도 세트로부터 어떤 속도 세트가 선택되는가에 따라 9.6 또는 14.4 kbit/sec의 최대 데이터 속도에서 단일 채널, 비간섭성, 역방향 신호를 통해 사용자 데이터를 송신한다. 비간섭성 링크는 위상 정보가 수신 시스템에 의해 사용되지 않는 링크이다. 간섭성 링크는 처리 동안 수신기가 반송파 신호 위상에 대한 정보를 이용하는 링크이다. 위상 정보는 통상 파일럿 신호(pilot signal)의 형태를 가지지만, 송신된 데이터로부터 추정될 수도 있다. IS-95 표준은 순방향 링크에서 사용하기 위해 각각 64개 칩으로 구성된 64개 월시 코드 집합을 요구한다.

IS-95에서 지정한 대로 9.6 또는 14.4 kbits/sec의 최대 데이터 속도를 가진 단일 채널, 비간섭성, 역방향 링크 신호의 사용은 무선 셀룰라 전화 시스템에 매우 적합하며, 그 전형적 통신에는 팩시밀리와 같은 저속 디지털 데이터 또는 디지털화된 음성의 송신이 포함된다. 80개까지의 가입자 유닛들(10)이 각기 할당된 1.2288MHz의 대역폭에 대해 기지국(12)과 통신하는 시스템에서 각 가입자 유닛(10)의 송신에 필요한 파일럿 데이터를 제공하는 것이 일군의 가입자 유닛들(10)이 서로 간섭하는 정도를 실질적으로 증가시키기 때문에 비간섭성 역방향 링크가 선택되었다. 또한, 9.6 또는 14.4 kbits/sec의 데이터 속도에서는, 임의의 파일럿 데이터 대 사용자 데이터의 송신 전력비가 중요하며, 따라서 가입자 유닛간 간섭을 증가시킨다. 단일 채널 역방향 신호의 사용은 한번에 오직 하나의 통신 형태를 고수하는 것이 현재 무선 셀룰라 통신이 기본 패러다임인 무선 전화의 사용과 일관성을 유지하는 것이기 때문에 선택되었다. 또한, 신호 채널 처리의 복잡성도 다중 채널 처리의 경우보다 적다.

디지털 통신이 발전함에 따라, 대화형 파일 브라우징(interactive file browsing) 및 화상 원격 회의(video teleconferencing) 같은 용도를 위한 데이터 무선 송신의 요구가 상당히 증가할 것으로 예상된다. 이러한 증가는 무선 통신 시스템이 사용되는 방식과 이에 관련된 RF 인터페이스가 실행되는 조건을 변화시킬 것이다. 특히, 더 높은 최고 속도에서 데이터가 송신될 것이며, 가능한 속도에도 상당한 변화가 있을 것이다. 또한, 데이터 송신에서의 에러가 음성 정보 송신에 있어서의 에러보다 더 허용 불가하므로 더 신뢰성 있는 송신이 필요하게 될 것이다. 게다가, 데이터 형태의 수적 증가는 복수개 형태의 데이터를 동시에 송신할 필요를 낳을 것이다. 예를 들어, 오디오 또는 비디오 인터페이스를 유지하면서 데이터 파일을 교환할 필요도 있을 수 있다. 또한, 가입자 유닛에서의 송신 속도가 증가함에 따라 RF 대역폭 당 기지국(12)과 통신하는 가입자 유닛들(10)의 숫자가 감소할 것이고, 데이터 송신 속도가 높아짐에 따라 기지국의 데이터 처리 용량이 더 적은 수의 가입자 유닛들(10)에 도달하게 될 것이다. 어떤 경우에는, 현행 IS-95 역방향 링크가 이러한 모든 변화에 이상적으로 적합하지 않을 수 있다. 따라서, 본 발명은 복수 형태의 통신이 실행될 수 있는 더 높은 데이터 속도, 대역폭 효율의 CDMA 인터페이스를 제공하는 것이다.

도 1은 셀룰라 전화 시스템의 블록도.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 가입자 유닛 및 기지국의 블록도.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 BPSK 채널 인코더 및 QPSK 채널 인코더의 블록도.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 송신 신호 처리 시스템의 블록도.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 수신 처리 시스템의 블록도.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 핑거 처리 시스템의 블록도.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 BPSK 채널 디코더 및 QPSK 채널 디코더의 블록도.

도 8은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 송신 신호 처리 시스템의 블록도.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 핑거 처리 시스템의 블록도.

고속 CDMA 무선 통신을 위한 신규하고 개선된 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 일군의 개별적으로 이득 조정된 가입자 채널들이 직교 파형 주기 당 소수의 PN 확산 칩을 가진 일군의 직교 서브채널 코드의 사용을 통해 형성된다. 하나의 송신 채널을 통해 송신될 데이터는 하나의 서브채널 코드와 변조되고 이득 조정되고 다른 서브채널 코드를 사용하여 변조된 데이터와 더해지기 전에, 저 코드 속도 에러 정정 인코딩되고(low code rate error correction encoded) 시퀀스 반복된다. 결과적 합계 데이터는 사용자 긴 코드 및 의사난수 확산 코드(PN 코드)를 사용하여 변조되고, 송신을 위해 업컨버팅된다(upconverted). 짧은 직교 코드의 사용은 지상 유선 시스템에서 흔히 경험하게 되는 Raleigh 페이딩을 극복하기 위한 에러 정정 코딩과 시간 다이버시티를 위한 반복을 허용하면서도 간섭을 억제한다. 상기 실시예에서, 일군의 서브채널 코드는 각기 나머지 월시 코드와 직교하는 4개의 월시 코드로 구성되며, 지속시간 면에서는 4개의 칩으로 구성된다. 4개 서브채널의 사용은 더 짧은 직교 코드의 사용을 허용하므로 바람직하지만, 더 많은 수의 채널 및 이에 따른 더 긴 코드의 사용이 본 발명에 부합된다.

본 발명의 바람직한 실시예에서는, 제 1 송신 채널을 통해 파일럿 데이터가 송신되며, 제 2 송신 채널을 통해 전력 제어 데이터가 송신된다. 나머지 두 송신 채널들은 사용자 데이터 또는 시그널링 데이터 또는 양자를 포함하는 불특정 디지털 데이터를 송신하는데 사용된다. 한 실시예에서는, 두 불특정 송신 채널들 중 하나가 BPSK 변조 및 직교 채널 상의 송신용으로 형성된다.

본 발명의 특징, 목적, 및 장점들은 아래 도면을 참조하여 하기의 상세한 설명으로부터 더 명확해 질 것이다.

고속 CDMA 무선 통신용의 신규하고 개선된 방법 및 장치가 셀룰라 통신 시스템의 역방향 링크 송신 부분에서 개시된다. 본 발명이 셀룰라 전화 시스템의 멀티 포인트 투 포인트 역방향 링크 송신에 있어서의 사용에 특히 적합하기는 하지만 순방향 링크 송신에도 마찬가지로 적용될 수 있다. 게다가, 위성 기반 무선 통신 시스템, 포인트 투 포인트 무선 통신 시스템, 동축 또는 다른 광역 케이블을 사용하여 무선주파수 신호를 송신하는 시스템을 포함하는 여러 다른 무선 통신 시스템도 본 발명을 이용할 수 있다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 가입자 유닛(100) 및 기지국(120)으로 형성된 송수신 시스템의 블록도이다. 제 1군 데이터(BPSK 데이터)는 BPSK 채널 인코더(103)에 의해 수신되고, BPSK 채널 인코더(103)는 변조기(104)에 의해 수신될 BPSK 변조를 실행하도록 형성된 코드 심벌 스트림(code symbol stream)을 생성한다. 제 2군 데이터(QPSK 데이터)는 QPSK 채널 인코더(102)에 의해 수신되고, QPSK 채널 인코더(102)는 역시 변조기(104)에 의해 수신될 QPSK 변조를 실행하도록 형성된 코드 심벌 스트림을 생성한다. 변조기(104)는 또한 전력 제어 데이터 및 파일럿 데이터를 수신하며, 이들은 CDMA 기술에 따라 BPSK 및 QPSK 인코드된 데이터와 함께 변조되어 RF 처리 시스템(106)에 의해 수신될 일군의 변조 심벌을 생성한다. RF 처리 시스템(106)은 안테나(108)를 사용해 기지국(120)으로 송신하기 위해 상기 변조 심벌군을 반송 주파수로 필터링 및 업컨버팅한다. 단지 하나의 가입자 유닛(100)만이 도시되어 있지만, 바람직한 실시예에서는 복수의 가입자 유닛들이 기지국(120)과 통신한다.

기지국(120) 내에서는, RF 처리 시스템(122)이 송신된 RF 신호를 안테나(121)를 통해 수신하여 대역통과 필터링, 기저대역으로 다운컨버팅, 및 디지털화한다. 복조기(124)는 디지털화된 신호를 수신하여 CDMA 기술에 따라 복조하여 전력 제어, BPSK, 및 QPSK 소프트 결정 데이터를 생성한다. BPSK 채널 디코더(128)는 복조기(124)로부터 수신된 BPSK 소프트 결정 데이터를 디코딩하여 최선 평가(best estimate of) BPSK 데이터를 생성하며, QPSK 채널 디코더(126)는 복조기(124)로부터 수신된 QPSK 소프트 결정 데이터를 디코딩하여 최선 평가(best estimate of) QPSK 데이터를 생성한다. 최선 평가 제 1 및 제 2군 데이터는 이어지는 다음 과정으로 진행 또는 처리되며, 수신된 전력 제어 데이터는 직접 또는 디코딩을 거쳐 데이터를 가입자 유닛(100)에 송신하는데 사용되는 순방향 링크 채널의 송신 전력 조정에 사용된다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따라 형성된 BPSK 채널 인코더(103)와 QPSK 채널 인코더(102)의 블록도이다. BPSK 채널 인코더(103) 내에서 BPSK 데이터는 CRC 검사 합계 생성기(130)에 의해 수신되며, CRC 검사 합계 생성기(130)는 제 1군 데이터의 매 20㎳ 프레임에 대한 검사 합계를 생성한다. 데이터 프레임과 CRC 검사 합계는 테일 비트 생성기(132)에 의해 수신되며, 테일 비트 생성기(132)는 각 프레임의 끝에 8개의 논리 0으로 구성된 테일 비트를 첨가하여 디코딩 처리의 종료 시에 기지 상태를 제공한다. 코드 테일 비트와 CRC 검사 합계를 포함하는 프레임은 컨볼루션 인코더(134)에 의해 수신되며, 컨볼루션 인코더(134)는 구속장(K) 9, 속도(R) 1/4의 컨볼루션 인코딩을 실행하여 인코더 입력 속도(E_R)의 4배 속도에서 코드 심벌을 생성한다. 본 발명의 대안적 실시예에서는, 속도 1/2를 포함하는 다른 인코딩 속도가 실행되지만, 최적 복소-실행 특성으로 인해 속도 1/4의 사용이 바람직하다. 블록 인터리버(136)는 코드 심벌에 비트 인터리빙을 수행하여 고속 페이딩 환경에서 더 신뢰성 있는 송신을 위한 시간 변화를 제공한다. 결과적 인터리빙된 심벌은 가변 시작점 반복기(138)에 수신되며, 가변 시작점 반복기(138)는 인터리빙된 심벌 시퀀스를 충분한 회수 N_R 반복하여 일정 속도 심벌 스트림을 제공하는데, 이는 일정 수의 심벌을 가진 출력 프레임에 해당된다. 심벌 시퀀스를 반복하는 것은 또한 페이딩을 극복하기 위한 데이터의 시간 다이버시티를 증가시킨다. 실시예에서는, 심벌의 일정 개수는 각 프레임 당 6,144 심벌이며 매초 당 307.2 킬로 심벌(ksps)의 심벌 속도를 만든다. 또한 가변 시작점 반복기(138)는 각 심벌 시퀀스에 대한 반복을 시작하는데 서로 다른 시작점을 사용한다. 프레임 당 6,144 심볼을 생성하기 위해 필요한 N_R 값이 정수가 아니라면, 최종 반복은 심볼 시퀀스의 일부에 대해서만 수행된다. 결과적 반복 심벌군은 BPSK 매퍼(139)에 의해 수신되며, BPSK 매퍼(139)는 BPSK 변조를 실행하기 위한 +1 및 -1 값의 BPSK 코드 심벌 스트림을 생성한다. 본 발명의 대안적 실시예에서는, 가변 시작점 반복기(138)가 블록 인터리버(136)의 앞에 위치하여 블록 인터리버(136)가 각 프레임 당 동일 개수의 심벌을 수신한다.

QPSK 채널 인코더(102) 내에서, QPSK 데이터는 CRC 검사 합계 생성기(140)에 의해 수신되며, CRC 검사 합계 생성기(140)는 매 20㎳ 프레임에 대해 검사 합계를 생성한다. CRC 검사 합계를 포함하는 프레임은 코드 테일 비트 생성기(142)에 의해 수신되며, 코드 테일 비트 생성기(142)는 프레임의 끝에 8개의 논리 0으로 구성된 테일 비트를 첨가한다. 이제 코드 테일 비트와 CRC 검사 합계를 포함하는 프레임은 컨볼루션 인코더(144)에 의해 수신되며, 컨볼루션 인코더(144)는 구속장(K) 9, 속도(R) 1/4의 컨볼루션 인코딩을 실행하여 인코더 입력 속도(E_R)의 4배 속도에서 심벌을 생성한다. 블록 인터리버(146)는 심벌에 비트 인터리빙을 수행하며, 결과적 인터리빙된 심벌은 가변 시작점 반복기(148)에 수신된다. 가변 시작점 반복기(148)는 각 반복에 대해 심벌 시퀀스내의 서로 다른 시작점을 사용하여 인터리빙된 심벌 시퀀스를 충분한 회수 N_R 반복하여 각 프레임 당 12,288개의 심벌을 생성하여 매초 당 614.4 ksps의 심벌 속도를 만든다. N_R이 정수가 아닌 경우에는, 심벌 시퀀스의 단지 한 부분에 대해 최종 반복이 실행된다. 결과적 반복 심벌군은 QPSK 매퍼(149)에 의해 수신되며, QPSK 매퍼(149)는 +1 및 -1 값의 동상(in-phase) QPSK 코드 심벌 스트림(QPSK_I)과 +1 및 -1 값의 직교위상(quadrature-phase) QPSK 코드 심벌 스트림(QPSK_Q)으로 구성되는, QPSK 변조를 실행하도록 형성된 QPSK 코드 심벌 스트림을 생성한다. 본 발명의 대안적 실시예에서는, 가변 시작점 반복기(148)가 블록 인터리버(146)의 앞에 위치하여 블록 인터리버(146)가 각 프레임 당 동일 개수의 심벌을 수신하도록 한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 도 2의 변조기(104)의 블록도이다. BPSK 채널 인코더(103)로부터의 BPSK 심벌은 각각 승산기(150B)를 사용하여 월시 코드 W₂에 의해 변조되며, QPSK 채널 인코더(102)로부터의 QPSK_I 및 QPSK_Q 심벌은 각각 승산기(150C 및 150D)를 사용하여 월시 코드 W₃에 의해 변조된다. 전력 제어 데이터(PC)는 승산기(150A)를 사용하여 월시 코드 W₁에 의해 변조된다. 이득 조정기(152)는 본 발명의 바람직한 실시예에서는 양의 전압에 관한 논리 레벨로 구성되는 파일럿 데이터(PILOT)를 수신하고, 이득 조정 계수(A₀)에 따라 진폭을 조정한다. PILOT 신호는 잔여 서브채널 상으로 반송되는 데이터를 비간섭성 복조할 수 있도록 사용자 데이터가 아닌 위상 및 진폭 정보를 기지국에 제공하고, 결합을 위해 소프트 결정 출력 값을 스케일링한다. 이득 조정기(154)는 이득 조정 계수(A₁)에 따라 월시 코드 W₁ 변조된 전력 제어 데이터의 진폭을 조정하며, 이득 조정기(156)는 진폭 변수(A₂)에 따라 월시 코드 W₂ 변조된 BPSK 채널 데이터의 진폭을 조정한다. 이득 조정(158A, 158B)은 각각 이득 조정 계수(A₃)에 따라 동상 및 직교위상 월시 코드 W₃ 변조 QPSK 심벌의 진폭을 조정한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서 사용된 4개의 월시 코드가 아래 테이블 1에 도시되어 있다.

테이블 1.

W₀ 코드는 실제로 어떠한 변조도 없다는 것은 당업자에게는 주지된 것이며, 이는 도시된 파일럿 데이터의 처리와 일치된다. 전력 제어 데이터는 W₁ 코드와, BPSK 데이터는 W₂ 코드와, 그리고 QPSK 데이터는 W₃ 코드와 변조된다. 일단 적절한 월시 코드와 변조되면, 아래에 설명되는 바와 같이 파일럿 데이터, 전력 제어 데이터 및 BPSK 데이터는 BPSK 기술에 따라 송신되며, QPSK 데이터(QPSK_I 및 QPSK_Q)는 QPSK 기술에 따라 송신된다. 또한, 모든 직교 채널들이 사용될 필요는 없으며, 본 발명의 대안적 실시예에서는 단지 하나의 사용자 채널이 제공될 때 4개 월시 코드 중 단지 3개만이 사용되었다는 것을 알 수 있을 것이다.

짧은 직교 코드의 사용은 심벌 당 더 적은 수의 칩을 생성하며, 따라서 더 긴 월시 코드를 사용하는 시스템에 비해 더 광범위한 코딩 및 반복을 허용한다. 이 광범위한 코딩 및 반복은 지상 통신 시스템의 주 에러원인 Raleigh 페이딩에 대한 보호를 제공한다. 다른 수의 코드 및 코드 길이의 사용도 본 발명과 부합되나, 다수의 더 긴 월시 코드군의 사용은 페이딩에 대한 이러한 향상된 보호능력을 감소시킨다. 4 칩 코드의 사용이 가장 적합한데, 이는 아래에 설명되는 바와 같이 4 칩 코드의 사용이 짧은 코드 길이를 유지하면서도 여러 형태의 데이터의 송신을 위한 상당한 융통성을 제공하기 때문이다.

가산기(160)는 이득 조정기(152, 154, 156, 158A)로부터의 결과적 진폭 조정된 변조 심벌을 합계하여 가산 변조 심벌(161)을 생성한다. PN 확산 코드 PN_I와 PN_Q는 승산기(162A, 162B)를 사용한 긴 코드(180)와의 승산을 통해 확산된다. 승산기(162A, 162B)에 의해 제공되는 결과 의사난수 코드는 승산기(164A-164D) 및 가산기(166A-166B)를 사용한 복소 승산을 통해 가산 변조 심벌(161) 및 이득 조정된 직교위상 심벌(QPSK_Q)(163)을 변조하는데 사용된다. 결과적 동상항(in-phase term)(X_I)과 직교위상항(X_Q)은 필터링되고(필터링은 도시되지 않음), 승산기(168)와 동상 및 직교위상 사인곡선을 사용하여 매우 간략화된 형태로 도시된 RF 처리 시스템(106)내에서 반송 주파수로 업컨버팅된다. 또한 본 발명의 대안적 실시예에서는 오프셋 QPSK 업컨버젼이 사용될 수도 있다. 결과적 동상 및 직교위상 업컨버팅 신호는 가산기(170)를 사용하여 가산되고 주 이득 조정 A_M에 따라 주증폭기(172)에 의해 증폭되어 신호 S(t)를 생성하고 이는 기지국(120)으로 송신된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 현존 CDMA 채널의 대역폭과 호환가능하도록 신호가 1.2288㎒ 대역폭으로 확산 및 필터링된다.

데이터가 송신될 복수의 직교 채널을 제공하고 고속 입력 데이터에 응답하여 실행되는 반복 N_R의 양을 감소시키는 가변 속도 반복기를 사용함에 의해, 상기 설명된 송신 신호 처리 방법 및 시스템은 단일 가입자 유닛 또는 다른 송신 시스템이 데이터를 여러 데이터 속도로 송신할 수 있도록 한다. 특히, 도 3의 가변 시작점 반복기(138 또는 148)에 의해 실행되는 반복 N_R의 속도를 감소시킴에 의해, 더욱 높은 인코더 입력 속도 E_R이 얻어질 수 있다. 본 발명의 대안적 실시예에서는, 2만큼 증가된 반복 N_R의 속도로 속도 1/2 컨볼루션 인코딩이 실행된다. BPSK 채널과 QPSK 채널에 대해 1/4와 1/2의 인코딩 속도 R 및 여러 반복 N_R의 속도에 따른 예시적 인코더 속도 E_R의 집합이 테이블 2 및 테이블 3에 각각 나타나 있다.

테이블 2. BPSK 채널

테이블 3. QPSK 채널

테이블 2 및 테이블 3은 시퀀스 반복 N_R의 수를 조정함에 의해, 인코더 입력 속도 E_R이 데이터 송신 속도에서 CRC, 코드 테일 비트와 다른 오버헤드 정보의 송신에 필요한 상수를 뺀 값이기 때문에, 고속 데이터를 포함하는 여러 데이터 속도가 지원될 수 있다. 또한, 테이블 2 및 테이블 3에 도시된 바와 같이, QPSK 변조도 또한 데이터 송신 속도를 증가시키는데 사용될 수 있다. 흔히 사용될 것으로 예상되는 속도에는 "고속-72" 및 "고속-32"와 같은 라벨이 제공된다. 본 발명의 실시예에서, 고속-72, 고속-64 및 고속-32로 표시된 속도들은 각각 72, 64, 32kbps의 트래픽 속도를 가지며, 각각 3.6, 5.2, 및 5.2kbps의 속도를 가진 시그널링 및 다른 제어 데이터와 승산되어 멀티플렉싱된다. RS1-최고속도와 RS2-최고속도는 IS-95에 따른 통신 시스템에서 사용되는 속도이며, 따라서 호환성의 목적상 상당히 널리 사용될 것으로 예상된다. 널 속도는 단일 비트의 송신으로서 프레임 소거를 표시하는데 사용되며, 이 또한 IS-95 표준의 일부이다.

데이터 송신 속도는 또한 반복 속도 N_R의 감소를 통한 송신 속도의 증가에 덧붙여 또는 그 대신에 2이상의 복수 직교 채널들로 동시에 데이터를 송신함에 의해 증가될 수 있다. 예를 들어, 멀티플렉서(도시되지 않음)는 단일 데이터 소스를 복수의 데이터 서브채널을 통해 송신되도록 복수의 데이터 소스로 분리할 수 있다. 따라서, 전체 송신 속도는 수신 시스템의 신호 처리 용량이 초과되고 에러율이 수용 불가하게 되거나 송신 시스템 전력의 최대 송신 전력에 이를 때까지 더 높은 속도에서 특정 채널로 송신하거나 복수의 채널에서 동시에 복수의 송신을 수행하는 것중 하나 또는 양자를 통해 증가될 수 있다.

복수의 채널을 제공하는 것은 또한 서로 다른 형태의 데이터 송신에 대한 적응성을 향상시킨다. 예를 들어, BPSK 채널은 음성 정보용으로 지정되고, QPSK 채널은 디지털 데이터 송신용으로 지정될 수 있다. 이 실시예는 하나의 채널을 저속 음성 데이터와 같은 시간에 민감한 데이터의 송신용으로 지정하고 다른 채널을 디지털 파일과 같이 시간에 덜 민감한 데이터의 송신용으로 지정함에 의해 더 일반화될 수 있다. 이 실시예에서 시간 다이버시티를 더 증가시키기 위해 시간에 덜 민감한 데이터의 더 큰 블록에서 인터리빙이 실행될 수도 있다. 본 발명의 다른 실시예에서는, BPSK 채널은 데이터의 주 송신을 실행하며, QPSK 채널은 오버플로 송신을 실행한다. 직교 월시 코드의 사용은 가입자 유닛으로부터 송신되는 일군의 채널 사이의 간섭을 제거 또는 상당히 감소시켜서, 기지국에서 이를 성공적으로 수신하는데 필요한 송신 에너지를 최소화시킨다.

수신 시스템에서의 처리 용량을 증가시켜서 가입자 유닛의 고도의 송신 용량의 사용될 수 있는 한계를 증가시키기 위해서, 파일럿 데이터도 또한 직교 채널 중의 하나를 통해 송신된다. 파일럿 데이터의 사용으로 역방향 링크 신호의 위상 오프셋을 결정 및 제거함에 의해 수신 시스템에서 간섭성(coherent) 처리가 실행될 수 있다. 또한, 서로 다른 시간 지연을 갖고 수신된 다중 경로 신호들이 레이크(rake) 수신기에서 결합되기 전에 최적으로 가중치를 부여하는데에도 파일럿 데이터가 사용될 수 있다. 일단 위상 오프셋이 제거되고, 다중경로 신호에 적절히 가중치가 부여되면, 다중경로 신호들이 결합되어 적절한 처리를 위해 역방향 링크 신호가 수신되어야 하는 곳에서 전력을 감소시킨다. 필요 수신 전력의 이러한 감소는 더 높은 송신 속도가 성공적으로 처리되게 하고, 역으로 일군의 역방향 링크 신호들 사이의 간섭을 감소시킨다. 파일럿 신호의 송신에는 어떤 부가적 송신 전력이 필요하지만, 고속 송신의 면에서는 파일럿 채널 전력 대 전체 역방향 링크 신호 전력의 비율이 저속 디지털 음성 데이터 송신 셀룰라 시스템에서의 비율보다 상당히 낮다. 따라서, 고속 데이터 CDMA 시스템 내에서는 간섭성 역방향 링크의 사용으로 얻어지는 E_b/N_o 이득이 각 가입자 유닛으로부터 파일럿 데이터를 송신하는데 필요한 부가적 전력보다 더 중요하다.

이득 조정기(152-158)와 주증폭기(172)의 사용은 송신 시스템이 여러 무선 채널 조건, 송신 속도, 및 데이터 형태에 적합하도록 함에 의해 상기 설명된 시스템의 통신 용량이 이용될 수 있는 정도를 더 증가시킨다. 특히, 적절한 수신에 필요한 채널의 송신 전력은 시간, 조건에 따라 다른 직교 채널과는 독립된 방식으로 변할 수 있다. 예를 들어, 역방향 링크 신호의 초기 획득 동안 파일럿 채널의 전력은 기지국에서의 감지 및 동기화를 촉진하기 위해 증가될 필요가 있다. 그러나, 일단 역방향 링크 신호가 획득되면 파일럿 채널의 필요한 송신 전력은 상당히 감소되고, 가입자 유닛 이동 속도를 포함하는 여러 요인에 따라 변할 수 있다. 따라서, 이득 조정 계수 A₀의 값은 신호 획득 동안 증가되고, 통신 진행 동안에 감소될 것이다. 다른 예에서는, 에러 저항성이 더 강한 정보가 순방향 링크를 통해 송신될 때나 순방향 링크 송신이 일어나는 환경이 페이드 조건이 되지 않는 때에는, 낮은 에러율을 가진 전력 제어 데이터를 송신할 필요가 감소됨에 따라 이득 조정 계수 A₁이 감소될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서는, 전력 제어 조정이 필요하지 않을 때마다 이득 조정 계수 A₁이 0으로 감소한다.

본 발명의 다른 실시예에서는, 기지국(120) 또는 다른 수신 시스템이 순방향 링크 신호를 통해 송신되는 전력 제어 명령의 사용을 통해 채널 또는 전체 역방향 링크 신호의 이득 조정 또는 채널의 이득 조정을 변경할 수 있도록 함에 의해 각 직교 채널 또는 전체 역방향 링크 신호를 이득 조정하는 능력이 더 촉진될 수 있다. 특히, 기지국은 개개의 채널 또는 전체 역방향 링크 신호의 송신 전력이 조정되도록 요구하는 전력 제어 정보를 송신할 수 있다. 이는 디지털화 음성 및 디지털 데이터와 같이 에러에 대한 서로 다른 감도를 가진 두 가지 형태의 데이터가 BPSK와 QPSK 채널을 통해 송신될 때를 포함하는 여러 경우에 있어서 도움이 된다. 이 경우에, 기지국(120)은 두 관련 채널에 대해 서로 다른 목표 에러율을 수립할 수 있다. 채널의 실제 에러율이 목표 에러율을 초과한다면, 기지국은 가입자 유닛으로 하여금 실제 에러율이 목표 에러율에 이를 때까지 그 채널의 이득 조정을 감소시키도록 명령한다. 이는 결국 한 채널의 이득 조정 계수가 다른 채널에 비해 증가되도록 한다. 다시 말해, 더 에러에 민감한 데이터에 관한 이득 조정 계수가 덜 민감한 데이터에 관한 이득 조정 계수에 비해 증가된다. 다른 경우에는, 가입자 유닛(100)의 이동 또는 페이드 조건으로 인해 전체 역방향 링크의 송신 전력이 조정될 필요가 있다. 이런 경우에는, 기지국(120)이 단일 전력 제어 명령의 송신을 통해 그렇게 할 수 있다.

따라서, 4개 직교 채널들의 이득이 서로 관련하여 조정될 뿐만 아니라 독립적으로 조정되도록 함에 의해, 역방향 링크 신호의 전체 송신 전력이 데이터가 파일럿 데이터, 전력 제어 데이터, 시그널링 데이터, 또는 다른 형태의 사용자 데이터이든 간에 각 데이터 형태의 성공적 송신에 필요한 최소값으로 유지될 수 있다. 게다가, 성공적 송신이 각 데이터 형태에 따라 다르게 정의될 수 있다. 최소 필요 전력량으로의 송신은 가입자 유닛의 유한한 송신 전력 용량으로 최대량의 데이터가 기지국으로 송신되게 하고, 또한 가입자 유닛들 사이의 간섭을 감소시킨다. 이러한 간섭 감소는 전체 CDMA 무선 셀룰라 시스템의 전체 통신 용량을 증가시킨다.

역방향 링크 신호에 사용되는 전력 제어 신호는 가입자 유닛이 초당 800개의 전력 제어 비트의 속도를 포함하는 여러 속도로 전력 제어 정보를 기지국으로 송신하도록 한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 전력 제어 비트가 기지국으로 하여금 가입자 유닛으로의 정보 송신에 사용되는 순방향 링크 트래픽 채널의 송신 전력을 증가 또는 감소시키도록 명령한다. CDMA 시스템 내에서 신속한 전력 제어를 하는 것이 일반적으로 유용하다면, 데이터 송신을 포함하는 고속 데이터의 면에서는 특히 유용한데, 이는 디지털 데이터가 에러에 더 민감하기 때문이며 고속 송신이 짧은 페이드 조건 동안에도 상당한 양의 데이터를 손실하도록 하기 때문이다. 고속 역방향 링크 송신이 고속 순방향 링크 송신과 동반되기 쉽다면, 역방향 링크에 걸쳐 신속한 전력 제어의 송신을 제공하는 것이 CDMA 무선 통신 시스템 내에서 고속 통신을 더 촉진한다.

본 발명의 다른 실시예에서는, 특정 N_R에 의해 정의되는 일군의 인코더 입력 속도 E_R이 특정 형태의 데이터를 송신하는데 사용된다. 다시 말해, 데이터는 이에 관한 N_R의 조정에 따라 최대 인코더 입력 속도 E_R 또는 일군의 낮은 입력 속도 E_R로 송신될 수 있다. 이 실시예의 바람직한 구현 예에 있어서는, 최대 속도가 상기 테이블 2 및 테이블 3에서는 RS1-최고속도와 RS2-최고속도로 언급된 IS-95 호환 무선 통신 시스템에서 사용되는 최대 속도와 일치하며, 각 낮은 속도는 대략 다음의 높은 속도의 ½로서, 최고 속도, ½속도, ¼속도, 및 ⅛속도로 구성되는 일군의 속도를 이룬다. 저속 데이터는 바람직하게는 테이블 4에서 제공되는 BPSK 채널에서의 속도 세트 1 및 속도 세트 2에서의 N_R값으로 심벌 반복 속도 N_R을 증가시킴에 의해 생성된다.

테이블 4. BPSK 채널에서의 RS1 및 RS2 세트

QPSK 채널에 대한 반복 속도는 BPSK 채널에 대한 값의 2배이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 한 프레임의 데이터 속도가 이전 프레임에 대해 변할 때 프레임의 송신 전력은 송신 속도의 변화에 따라 조정된다. 다시 말해, 고속 프레임 후에 저속 프레임이 송신될 때, 프레임이 송신되는 송신 채널의 송신 전력은 저속 프레임에 대해 속도의 감소에 비례하여 감소하며, 그 역도 성립한다. 예를 들어, 최고 속도 프레임의 송신 동안 채널의 송신 전력이 송신 전력 T라면, 이어지는 ½속도 프레임의 송신 동안 송신 전력은 송신 전력 T/2이다. 송신 전력의 감소는 전체 프레임 지속 시간에 대해 송신 전력을 감소시킴에 의해 수행됨이 바람직하지만, 몇몇 잉여 정보가 "소거(blanked out)"되도록 송신 듀티 사이클을 감소시킴에 의해 수행될 수도 있다. 어떤 경우든지, 송신 전력 조정은 폐쇄 루프 전력 제어 메커니즘과 관련하여 일어나며, 이에 의해 송신 전력은 기지국으로부터 송신된 전력 제어 데이터에 응답하여 조정된다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 구성된 도 2의 RF 처리 시스템(122)과 복조기(124)의 블록도이다. 승산기(180A, 180B)는 안테나(121)로부터 수신된 신호들을 동상 사인곡선 및 직교위상 사인함수로 다운컨버팅하여 각각 동상 수신 샘플 R_I와 직교위상 수신 샘플 R_Q를 생성한다. 도시된 RF 처리 시스템(122)은 매우 간략화된 형태이며, 신호들은 널리 공지된 기술에 따라 매치 필터링(match filtered) 및 디지털화(도시되지 않음)된 것임을 알 수 있을 것이다. 수신 샘플들 R_I와 R_Q는 다음 복조기(124) 내에 있는 핑거 복조기(182)에 인가된다. 각 핑거 복조기(182)는 가입자 유닛(100)에 의해 송신된 역방향 링크 신호의 인스턴스(instance)를 처리하며, 그런 인스턴스가 이용 가능하다면 각 역방향 링크 신호의 인스턴스는 다중 경로 현상을 통해 생성된다. 3개의 핑거 복조기가 도시되어 있지만 다른 수의 핑거 복조기를 사용하는 것도 본 발명의 범위에 포함되는 바, 하나의 핑거 복조기(182)만을 사용할 수도 있다. 각 핑거 복조기(182)는 전력 제어 데이터, BPSK 데이터, QPSK_I 데이터 및 QPSK_Q 데이터로 구성되는 일군의 소프트 결정 데이터를 생성한다. 각 일군의 소프트 결정 데이터는 또한 해당 핑거 복조기(182) 내에서 시간 조정되지만, 본 발명의 다른 실시예에서는 결합기(184) 내에서 시간 조정이 실행될 수도 있다. 결합기(184)는 핑거 복조기(182)로부터 수신된 일군의 소프트 결정 데이터를 합계하여 전력 제어, BPSK, QPSK_I 및 QPSK_Q 소프트 결정 데이터의 단일 인스턴스를 생성한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 다른 도 5의 핑거 복조기(182)의 블록도이다. R_I 및 R_Q 수신 샘플들은 처리되는 역방향 링크 신호의 특정 인스턴스의 송신 경로에 의해 도입되는 지연 량에 따라 시간 조정기(190)를 사용하여 가장먼저 시간 조정된다. 긴 코드(200)는 승산기(201)를 사용하여 의사난수 확산 코드 PN_I 및 PN_Q와 혼합되고 그 결과 긴 코드 변조된 PN_I 및 PN_Q의 확산 코드들의 복수 공액이 승산기(202)와 가산기(204)를 사용하여 시간 조정된 R_I 및 R_Q 수신 샘플들과 복소 승산되어 항 X_I 및 X_Q를 생성한다. 다음 X_I 및 X_Q 항의 3개의 각 인스턴스들은 각각 월시 코드 W₁, W₂, 및 W₃을 사용하여 복조되며, 결과적 월시 복조 데이터는 4 대 1 가산기(212)를 사용하여 4개 복조 칩 상에 가산된다. X_I 및 X_Q 데이터의 4번째 인스턴스는 가산기(208)를 사용하여 4개 복조 칩 상에 가산되고, 다음 파일럿 필터(214)를 사용하여 필터링된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 파일럿 필터(214)가 가산기(208)에 의해 실행된 일군의 합계를 평균하지만, 이와 다른 필터 기술도 있음은 당업자에게는 주지의 사실이다. 필터링된 동상 및 직교위상 파일럿 신호들은 W₁, 및 W₂ 월시 코드 복조 데이터를 승산기(216)와 가산기(217)를 사용하여 복소 공액 승산을 통해 BPSK 변조 데이터에 따라 위상 회전 및 스케일링하여 소프트 결정 전력 제어 및 BPSK 데이터를 생성하는데 사용된다. W₃ 월시 코드 복조 데이터는 승산기(218) 및 가산기(220)를 사용하여 QPSK 변조 데이터에 따라 동상 및 직교위상 필터 파일럿 신호를 사용하여 위상 회전되어 소프트 결정 QPSK 데이터를 생성한다. 소프트 결정 전력 제어 데이터는 384 내지 1 가산기(222)에 의해 384개의 변조 심볼들에 대해 가산되어 전력 제어 소프트 결정 데이터를 산출한다. 위상 회전 W₂ 월시 코드 변조 데이터, W₃ 월시 코드 변조 데이터, 및 전력 제어 소프트 결정 데이터는 결합에 이용 가능하도록 만들어진다. 본 발명의 대안적 실시예에서는, 인코딩과 디코딩이 전력 제어 데이터에 대해서도 수행된다.

위상 정보를 제공하는 외에도, 파일럿 데이터는 수신 시스템 내에서 시간 추적을 촉진하는데 사용될 수 있다. 시간 추적은 또한 한 샘플 시간 이전(미리) 그리고 한 샘플 시간 이후(늦게) 수신 데이터를 처리함에 의해 실행될 수 있고 현재 수신 샘플이 처리된다. 실제 도착 시간과 가장 근접 일치하는 시간을 결정하기 위해, 처리전 및 처리후 샘플 시간에서의 파일럿 채널의 진폭이 현재 샘플 시간에서의 진폭과 비교되어 어느 쪽이 최대인지를 결정할 수 있다. 인접 샘플 시간 중 하나에서의 신호가 현재 샘플 시간에서의 신호보다 크다면, 최고의 복조 결과가 얻어지도록 시간이 조정될 수 있다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 도 2의 BPSK 채널 디코더(128)와 QPSK 채널 디코더(126)(도 2 참조)의 블록도이다. 도 5의 결합기(184)로부터의 BPSK 소프트 결정 데이터는 누산기(240)에 의해 수신되며, 누산기(240)는 수신 프레임의 최초 일련의 6,144/N_R 복조 심벌을 저장하는데, N_R은 상기 설명된 바와 같이 BPSK 소프트 결정 데이터의 송신 속도에 따라 다르며, 누산기(240)는 또 프레임에 포함된 각 일련의 6,144/N_R 복조 심벌을 대응하는 저장된 누산 심벌에 더한다. 블록 디인터리버(242)는 가변 시작점 가산기(240)로부터 누산 소프트 결정 데이터를 디인터리빙하고, 비터비 디코더(244)는 디인터리빙된 소프트 결정 데이터를 디코딩하여 CRC 검사 합계 결과뿐 아니라 하드(hard) 결정 데이터를 생성한다. QPSK 디코더(126) 내에서, 도 5의 결합기(184)로부터의 QPSK_I 및 QPSK_Q 소프트 결정 데이터가 역다중화기(DEMUX)(246)에 의해 단일 소프트 결정 데이터 스트림으로 역다중화되고, 단일 소프트 결정 데이터 스트림은 누산기(128)에 의해 수신되며, 누산기(128)는 매 6,144/N_R 복조 심벌을 누산하며, 여기서 N_R은 QPSK 데이터의 송신 속도에 따라 다르다. 블록 디인터리버(250)는 가변 시작점 가산기(148)로부터 소프트 결정 데이터를 추출하고, 비터비 디코더(252)는 디인터리빙된 소프트 결정 데이터를 디코딩하여 CRC 검사 합계 결과뿐만 아니라 하드 결정 데이터를 생성한다. 상기 도 3과 관련하여 설명된 대안적 실시예에서는, 심벌 반복이 인터리빙 이전에 실행되는데, 누산기(240, 248)들이 블록 디인터리버(242, 250) 이후에 위치한다. 속도 세트의 사용을 포함하므로 특정 프레임의 속도가 알려져 있지 않은 본 발명의 실시예에서는 복수의 디코더가 사용되는데 각기 서로 다른 송신 속도에서 동작하며, 가장 많이 사용된 송신 속도에 관한 프레임이 CRC 검사 합계 결과에 근거하여 선택된다. 다른 에러 검사 방법의 사용도 본 발명의 범위 내에 포함된다.

도 8은 단일 BPSK 데이터 채널이 사용되는, 본 발명의 대안적 실시예에 따른 도 2의 변조기(104)의 블록도이다. 파일럿 데이터는 이득 조정 계수 A₀에 따라 이득 조정기(452)에 의해 이득 조정된다. 전력 제어 데이터는 승산기(150A)에 의해 월시 코드 W₁로 변조되고, 이득 조정 계수 A₁에 따라 이득 조정기(454)에 의해 이득 조정된다. 이득 조정된 파일럿 데이터 및 전력 제어 데이터는 가산기(460)에 의해 가산되어 가산 데이터(461)를 생성한다. BPSK 데이터는 승산기(150B)에 의해 월시 코드 W₂로 변조되고 이득 조정 계수 A₂에 따라 이득 조정기(456)에 의해 이득 조정된다.

동상 의사난수 확산 코드(PN_I)와 직교위상 의사난수 확산 코드(PN_Q)는 모두 긴 코드(48)와 변조된다. 결과적 긴 코드 변조된 PN_I 및 PN_Q 코드는 승산기(464A-464D) 및 가산기(466A-466B)를 사용하여 가산 데이터(461) 및 이득 조정기(456)로부터의 이득 조정된 BPSK 데이터와 복소 승산되어 항 X_I와 X_Q를 생성한다. 항 X_I와 X_Q는 승산기(468)를 사용하여 동상 및 직교위상 사인함수로 업컨버팅되고 결과적 업컨버팅된 신호는 진폭 계수 A_M에 따라 각기 가산기(470)에 의해 가산되고 증폭기(472)에 의해 증폭되어 신호 S(t)를 생성한다.

도 8의 실시예는 BPSK 데이터는 직교위상 채널에 위치하고 파일럿 데이터 및 전력 제어 데이터는 동상 채널에 위치한다는 점에서 설명된 다른 실시예들과는 차이가 있다. 본 명세서에 개시된 본 발명의 다른 실시예에서는, BPSK 데이터가 파일럿 데이터 및 전력 제어 데이터와 함께 동상 채널에 위치한다. BPSK 데이터를 직교위상 채널에 위치시키고 파일럿 및 전력 제어 데이터를 동상 채널에 위치시키는 것은 채널의 위상이 직교하는 역방향 링크 신호의 피크 대 평균 전력비를 감소시켜 두 채널의 합계 진폭이 데이터의 변화에 대해 더 적게 변화하도록 한다. 이는 주어진 평균 전력을 유지하는데 필요한 피크 전력을 감소시켜, 역방향 링크 신호의 피크 대 평균 전력비 특성을 감소시킨다. 피크 대 평균 전력비의 이런 감소는 주어진 송신 속도를 유지하기 위해 기지국에서 수신되어야 하는 역방향 신호의 피크 전력을 감소시켜, 필요한 피크 전력을 가지고 기지국에서 수신될 수 있는 신호를 송신할 수 없게 되기 전에 최대 송신 전력을 가진 가입자 유닛이 기지국으로부터 위치될 수 있는 거리를 증가시킨다. 필요한 피크 전력을 갖고 수신되는 신호를 송신할 수 있는 동안 가입자 유닛이 기지국으로부터 떨어져 위치할 수 있는 거리의 이러한 증가는 가입자 유닛이 주어진 임의의 데이터 속도에서 통신을 성공적으로 수행할 수 있는 범위를 증가시킨다.

도 9는 도 8에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 핑거 복조기(182)의 블록도이다. 수신 샘플 R_I 및 R_Q는 시간 조정기(290)에 의해 시간 조정되며, PN_I 및 PN_Q 코드는 승산기(301)를 사용하여 긴 코드(200)와 승산된다. 시간 조정된 수신 샘플들은 승산기(302)와 가산기(304)를 사용하여 PN_I와 PN_Q의 복소 공액과 승산되어 항 X_I와 X_Q를 생성한다. X_I와 X_Q 항의 제 1 및 제 2 인스턴스는 승산기(310)를 사용하여 월시 코드 W₁과 월시 코드 W₂를 사용하여 복조되며, 결과적 복조 심벌은 가산기(312)를 사용하여 4개의 세트로 가산된다. X_I와 X_Q 항의 제 3 인스턴스는 가산기(308)에 의해 4개 복조 심벌에 걸쳐 가산되어 파일럿 기준 데이터를 생성한다. 파일럿 기준 데이터는 파일럿 필터(314)에 의해 필터링되고, 승산기(316)와 가산기(320)를 사용하여 가산된 월시 코드 변조 데이터를 위상 회전 및 스케일링하여 BPSK 소프트 결정 데이터를 생성하고, 384:1 가산기(322)에 의해 384개 심벌에 걸쳐 가산된 후에 소프트 결정 전력 제어 데이터를 생성하는데 사용된다.

따라서, 다중 채널, 고속, CDMA 무선 통신 시스템이 개시되었다. 본 설명은 어떤 당업자라도 본 발명을 실시 및 이용할 수 있도록 제공되었다. 이들 실시예의 여러 수정 예는 당업자에게는 명백할 것이며, 여기서 정의된 속개념은 새로운 기능의 사용 없이도 다른 실시예들에도 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 도시되고 설명된 실시예들에 한정되지 않으며, 여기 개시된 신규한 특징 및 원리에 입각한 가장 넓은 범위에 따른다.

Claims (4)

1. 일군의 가입자 유닛들 중 제 1 가입자 유닛으로부터 상기 일군의 가입자 유닛들과 통신하는 기지국으로 송신할 변조된 데이터를 생성하는 방법으로서,

   (a) 제 1 채널 데이터(161)를 생성하기 위해 제 1 직교 코드로 제 1 데이터를 변조하는 단계;

   (b) 제 2 채널 데이터(163)를 생성하기 위해 제 2 직교 코드로 제 2 데이터를 변조하는 단계;

   (c) 제 1 동상 확산 데이터 및 제 1 직교위상 확산 데이터를 생성하기 위해 동상 확산 코드 및 직교위상 확산 코드로 상기 제 1 채널 데이터(161)를 변조하는 단계;

   (d) 제 2 동상 확산 데이터 및 제 2 직교위상 확산 데이터를 생성하기 위해 상기 동상 확산 코드 및 직교위상 확산 코드로 상기 제 2 채널 데이터(163)를 변조하는 단계;

   (e) 상기 제 1 동상 확산 데이터에서 상기 제 2 직교위상 확산 데이터를 감산(subtract)하여 동상항을 생성하는 단계; 그리고

   (f) 상기 제 1 직교위상 확산 데이터에 상기 제 2 동상 확산 데이터를 가산하여 직교위상항을 생성하는 단계를 포함하는 변조 데이터 생성 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   (a) 상기 제 1 데이터를 변조 이후 이득 조정하는 단계; 그리고

   (b) 상기 제 2 데이터를 변조 이후 이득 조정하는 단계를 더 포함하는 변조 데이터 생성 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 1 데이터는 파일럿 데이터(PILOT)이며, 상기 제 2 데이터는 사용자 데이터(QPSK_Q)인 변조 데이터 생성 방법.
4. 제 1 항에 있어서,

   제 3 직교 코드로 제 3 데이터를 변조하는 단계; 및

   상기 제 3 데이터를 상기 제 1 채널 데이터(161)에 가산하는 단계를 더 포함하며,

   상기 제 1 데이터는 파일럿 데이터(PILOT)이며,

   상기 제 2 데이터는 사용자 데이터(QPSK_Q)이며,

   상기 제 3 데이터는 전력 제어 데이터(PC)인 변조 데이터 생성 방법