ES2225975T3

ES2225975T3 - Unidad de abonado para el sistema de comunicacion inalambrica cdma.

Info

Publication number: ES2225975T3
Application number: ES97926888T
Authority: ES
Inventors: Joseph P. Odenwalder; Yu-Chen Jou; Edward G. Tiedemann, Jr.
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-05-28
Filing date: 1997-05-28
Publication date: 2005-03-16
Anticipated expiration: 2017-05-28
Also published as: US6535496B1; ES2323806T3; EP1772969A3; US20030039235A1; DE69729296D1; WO1997045970A1; DE69737667D1; EP0901722B1; BR9709612B1; IL127292A0; ATE430411T1; HK1018993A1; CA2256416A1; US5930230A; EP1453220A3; IL152113A0; CN1155168C; ES2275173T3; DE69737667T2; EP1772969A2

Abstract

SE EXPONEN UN PROCEDIMIENTO Y APARATO PARA COMUNICACION INALAMBRICA CDMA, A GRAN VELOCIDAD, EN EL QUE UNA SERIE DE CANALES DE ABONADO AJUSTADOS INDIVIDUALMENTE EN CUANTO A LA GANANCIA SE FORMAN A TRAVES DEL USO DE UNA SERIE DE CODIGOS ORTOGONALES DE SUBCANALES (W I ) QUE TIENE UN MENOR NUMERO DE CHIPS DE ESCALONAMIENTO DE PN POR PERIODO DE FORMA ONDA ORTOGONAL. LOS DATOS QUE DEBEN TRANSMITIRSE A TRAVES DEL CANAL DE TRANSMISION SE CODIFICAN (134) POR CORRECCION DE ERRORES A UNA BAJA VELOCIDAD DE CODIGO Y SE REPITE LA SECUENCIA ANTES DE MODULARSE CON UNO DE LOS CODIGOS DE SUBCANAL, AJUSTADOS EN GANANCIA (152, 154, 156, 158) Y SUMADOS (160) CON DATOS MODULADOS CON EL USO DE OTROS CODIGOS DE SUBCANAL. LOS DATOS SUMADOS RESULTANTES SE MODULAN CON EL USO DE UN CODIGO LARGO DE USUARIO Y UN CODIGO DE ESCALONAMIENTO PSEUDOALEATORIO (CODIGO PN) CONVIRTIENDOSE EN SUBIDA PARA LA TRANSMISION.

Description

Unidad de abonado para el sistema de comunicación inalámbrica CDMA.

Antecedentes de la invención I. Campo de la invención

La presente invención se relaciona con las comunicaciones. Más particularmente la presente invención se refiere a un método y a un aparato novedosos y perfeccionados para comunicación inalámbrica CDMA de alta velocidad de datos.

II. Descripción de la técnica relacionada

Los sistemas inalámbricos de telecomunicaciones que incluyen sistemas de comunicación celular, por satélite y punto a punto emplean un enlace inalámbrico compuesto por una señal modulada de radiofrecuencia (RF) para transmitir datos entre dos sistemas. El uso de un enlace inalámbrico es deseable por variedad de razones que incluyen movilidad aumentada y requerimientos reducidos de infraestructuras cuando se comparan con sistemas de comunicaciones por cable. Un inconveniente del empleo de enlaces inalámbricos es la limitada cantidad de capacidad de comunicación que resulta de la cantidad limitada de ancho de banda RF disponible. Esta limitada capacidad de comunicación contrasta con los sistemas de comunicaciones basados en cables donde se puede añadir capacidad adicional instalando conexiones de líneas cableadas adicionales.

Reconociendo la naturaleza limitada del ancho de banda RF, se han desarrollado varias técnicas de proceso de señal para aumentar la eficiencia con que los sistemas de comunicaciones por cable emplean el ancho de banda RF disponible. Un ejemplo aceptado ampliamente de tal técnica de proceso de señal eficiente en ancho de banda es la IS-95 sobre interfaz aire estándar y sus derivadas como la IS-95-A (denominadas colectivamente en lo que sigue como el estándar IS-95) promulgada por la asociación de industrias de telecomunicación (TIA) y empleada principalmente en sistemas celulares de telecomunicaciones. El estándar IS-95 incorpora técnicas de modulación de señal CDMA de acceso múltiple por división de código para conducir simultáneamente múltiples comunicaciones sobre el mismo ancho de banda RF. Cuando se combina con un control de potencia extensivo, la conducción de múltiples comunicaciones sobre el mismo ancho de banda aumenta el número total de llamadas y otras comunicaciones que se pueden conducir en un sistema inalámbrico de comunicaciones mediante, entre otras cosas, aumento de reutilización de frecuencias en comparación con otras tecnologías inalámbricas de telecomunicaciones. El uso de técnicas CDMA en un sistema de comunicaciones de acceso múltiple se describe en la Patente U.S. No. 4,901,307, titulada "SISTEMA DE COMUNICACIONES DE ESPECTRO EXPANDIDO USANDO REPETIDORES POR SATELITE O TERRESTRES" y en la Patente U.S. No. 5,103,459, titulada "SISTEMA Y MÉTODO PARA GENERAR FORMAS DE ONDA EN UN SISTEMA TELEFÓNICO CELULAR CDMA" las cuales están asignadas al cesionario de la presente invención.

La Fig. 1 proporciona una lustración muy simplificada de un sistema telefónico celular configurado de acuerdo con el uso del estándar IS-95. Durante el funcionamiento, un conjunto de unidades de abonado 10a-d mantienen comunicación inalámbrica estableciendo una o más interfaces RF con una o más estaciones base 12a-d empleando señales RF moduladas CDMA. Cada interfaz RF entre una estación base 12 y una unidad de abonado 10 comprende una señal de enlace descendente transmitida desde la estación base 12 y una señal de enlace ascendente transmitida desde la unidad de abonado 10. Empleando estas interfaces RF, generalmente se mantiene una comunicación con otro usuario por medio de una central de conmutación telefónica móvil (MTSO) 14 y de una red telefónica pública conmutada (PSTN) 16. Los enlaces entre las estaciones base 12, MSTO 14 y PSTN 16 se forman normalmente mediante conexiones de líneas cableadas, aunque es también conocido el uso de enlaces adicionales RF o microondas.

De acuerdo con el estándar IS-95 cada unidad de abonado transmite datos de usuario vía una señal de enlace ascendente, no coherente, de un solo canal a una velocidad de datos máxima de 9.6 o 14.4 kbits/seg dependiendo de qué velocidad se seleccione de un conjunto de velocidades. Un enlace no coherente es aquél en que la información de fase no es utilizada por el sistema receptor. Un enlace coherente es aquél en que el receptor explota el conocimiento de la fase de las señales portadoras durante el procesamiento. La información de fase toma, típicamente, la forma de señal piloto pero se puede también evaluar a partir de los datos transmitidos. El estándar IS-95 requiere que se use para el enlace descendente un conjunto de sesenta y cuatro códigos Walsh, cada uno compuesto por sesenta y cuatro chips.

El empleo de una señal de enlace ascendente, no coherente, de un solo canal a una velocidad de datos máxima de 9.6 o 14.4 kbits/seg como se especifica en el estándar IS-95 está bien adaptado a un sistema telefónico celular inalámbrico en el que la comunicación típica implica la transmisión de voz digitalizada o de datos digitales a velocidad inferior como facsímil. Se seleccionó un enlace ascendente no coherente porque, en un sistema en el que hasta 80 unidades de abonado 10 se pueden comunicar con una estación base 12 para cada ancho de banda asignado de 1.2288 MHz, la provisión de datos piloto necesarios en la transmisión para cada unidad de abonado 10 incrementaría sustancialmente el grado en el que un conjunto de unidades de abonado 10 interferiría con otro. Además, a velocidades de datos de 9.6 o 14.4 kbits/seg, la relación de potencia de transmisión de cualesquiera datos piloto con los datos de usuario sería significativa y por tanto incrementaría la interferencia interunidades de abonado. El empleo de una señal de enlace ascendente de un solo canal se eligió porque el encaje en un tipo solo de comunicación a la vez es consistente con el uso de teléfonos cableados, el paradigma en el que se basan las comunicaciones celulares inalámbricas. Además la complejidad del procesamiento de un solo canal es menor que la asociada con el procesamiento de múltiples canales.

Según progresan las comunicaciones digitales, la demanda de transmisión inalámbrica de datos para aplicaciones como examen de archivos y vídeo teleconferencia interactivos se prevé que se incremente sustancialmente. Este incremento transformará la forma en que se usan los sistemas inalámbricos de comunicaciones, y las condiciones bajo las se conducen que las interfaces RF digitales asociadas. En particular, los datos se transmitirán a velocidades máximas más elevadas y con una mayor variedad de posibles velocidades. Además se vuelve necesaria una transmisión más fiable porque los errores en transmisión de datos son menos tolerables que los errores en la transmisión de información de audio. Adicionalmente, el número incrementado de tipos de datos creará la necesidad de transmitir simultáneamente múltiples tipos de datos. Por ejemplo, puede ser necesario intercambiar un archivo de datos mientras se mantiene una interfaz de audio o vídeo. Además, según se incrementa la velocidad de transmisión desde una unidad de abonado, el número de unidades de abonado 10 comunicándose con una estación base 12 por cantidad de ancho de banda RF disminuirá, según las velocidades de transmisión de datos más altas causará que la capacidad de procesamiento de datos de la estación base se alcance con menos unidades de abonado 10. En algunos casos, el enlace ascendente IS-95 actual puede no estar ajustado idealmente para todos estos cambios. Por tanto, la presente invención está relacionada con la provisión de una mayor velocidad de datos, un ancho de banda eficiente y una interfaz CDMA sobre la que se pueden realizar múltiples tipos de comunicación.

La WO 95/03652 describe un método y un sistema para asignar un conjunto de secuencias de código PN ortogonales de longitud variable entre canales de usuario operativos a diferentes velocidades de datos en un sistema de comunicación de espectro expandido. Las secuencias de código PN están construidas para producir ortogonalidad entre usuarios de forma que se reducirá la interferencia mutua permitiendo así mayor capacidad y mejor funcionamiento de enlace.

Resumen de la invención

Se describen un método y aparato novedosos y mejorados para comunicación inalámbrica de alta velocidad. De acuerdo con una realización de la invención, se forma un conjunto de canales de abonado ajustados en ganancia individualmente a través de un conjunto de códigos ortogonales de subcanal que tienen un pequeño número de chips de expansión PN por periodo de forma de onda ortogonal. Los datos a transmitir vía uno de los canales de transmisión son codificados con corrección de error de velocidad baja de código y repetidos en secuencia antes de ser modulados con uno de los códigos de subcanal, ajustados en ganancia y sumados con datos modulados usando otros códigos de subcanal. Los datos sumados resultantes son modulados usando un código largo de usuario y un código de expansión seudoaleatorio (código PN) y convertidos en frecuencia para transmisión. El empleo de códigos ortogonales cortos proporciona supresión de interferencia mientras que permite codificación para corrección de error extensiva y repetición para diversificación temporal para evitar el desvanecimiento de Raleigh experimentado normalmente en sistemas inalámbricos terrestres. En la realización ejemplar de la invención proporcionada, el conjunto de códigos de subcanal está compuesto por cuatro códigos Walsh, cada uno ortogonal con el conjunto restante y de cuatro chips de duración. Se prefiere el uso de cuatro subcanales porque permite usar códigos ortogonales más cortos, no obstante, el uso de un número mayor de canales y por tanto de códigos más largos es consistente con la invención.

En una realización ejemplar preferida de la invención, se transmiten datos piloto vía un primero de los canales de transmisión y datos de potencia transmitidos vía un segundo canal de transmisión. Los dos restantes canales de transmisión se usan para transmitir datos digitales no especificados incluyendo datos de usuario o datos de señalización o ambos. En la realización ejemplar, uno de los dos canales de transmisión no especificada se configura para modulación BPSK y el otro para modulación QPSK. Esto se hace para ilustrar la versatilidad del sistema.

Alternativamente, ambos canales pueden ser modulados en BPSK o modulados en QPSK. Antes de la modulación, se codifican los datos no especificados donde esta codificación incluye generación de comprobación de redundancia cíclica (CRC), codificación convolucional, intercalamiento, repetición selectiva de secuencia y mapeo BPSK o QPSK. Variando la cantidad de repetición realizada y no restringiendo la cantidad de repetición a un número entero de secuencias de símbolos, se puede conseguir una amplia variedad de velocidades de transmisión incluyendo altas velocidades de datos. Además se pueden conseguir mayores velocidades de datos transmitiendo simultáneamente datos sobre ambos canales de transmisión no especificada. Además, actualizando frecuentemente el ajuste de ganancia realizado en cada canal de transmisión, la potencia total de transmisión usada por el sistema de transmisión se puede mantener en un mínimo de manera que la interferencia generada entre sistemas de transmisión múltiple se minimice incrementando así la capacidad total del sistema.

Por tanto, según un primer aspecto de la invención, se provee un método para generar datos modulados para transmisión como se establece en la reivindicación 1.

Según un segundo aspecto, se provee un aparato de unidad de abonado como se establece en la reivindicación 6.

Según un tercer aspecto, se provee un sistema inalámbrico de comunicaciones como se establece en la reivindicación 11.

Breve descripción de los dibujos

Las características, objetos y ventajas se volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta más abajo cuando se toma en combinación con los dibujos en los que los mismo caracteres de referencia identifican correspondientemente en todo y donde:

la Fig. 1 es un diagrama de bloques de un sistema telefónico celular;

la Fig. 2 es un diagrama de bloques de una unidad de abonado y una estación base;

la Fig. 3 es un diagrama de bloques de un codificador de canal BPSK y de un codificador QPSK;

la Fig. 4 es un diagrama de bloques de un sistema de procesamiento de señal de transmisión;

la Fig. 5 es un diagrama de bloques de un sistema de procesamiento de recepción;

la Fig. 6 es un diagrama de bloques de un sistema de procesamiento dedo;

la Fig. 7 es un diagrama de bloques de un decodificador de canal BPSK y de un decodificador QPSK.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

Se describen un método y un aparato novedosos y mejorados para comunicación inalámbrica CDMA de alta velocidad en el contexto de la parte de transmisión de enlace ascendente de un sistema celular de comunicaciones. Aunque las realizaciones de la invención están especialmente adaptadas dentro de la transmisión de enlace ascendente multipunto a punto de un sistema telefónico celular, estas son igualmente aplicables a transmisiones del enlace descendente. Además muchos otros sistemas inalámbricos de comunicaciones se beneficiarán de la incorporación de realizaciones de la invención, incluyendo sistemas inalámbricos de comunicaciones basados en satélite, sistemas inalámbricos de comunicaciones punto a punto y sistemas transmitiendo señales de radiofrecuencia vía el empleo de cables coaxiales u otros de banda ancha.

La Fig. 2 es un diagrama de bloques de sistemas de transmisión y recepción configurados como una unidad de abonado 100 y una estación base 120 de acuerdo con una realización de la invención. Un primer conjunto de datos (datos BPSK) es recibido por el codificador de canal BPSK 103, que genera un flujo de símbolos de código configurado para realizar modulación BPSK que es recibido por un modulador 104. Un segundo conjunto de datos (datos QPSK) es recibido por el codificador de canal QPSK 102, que genera un flujo de símbolos de código configurado para realizar modulación QPSK que es recibido también por el modulador 104. El modulador 104 recibe también datos de potencia y datos piloto que están modulados junto con los datos codificados BPSK y QPSK según las técnicas de acceso múltiple por división en tiempo (CDMA) para generar un conjunto de símbolos de modulación recibidos por el sistema de procesamiento RF 106. El sistema de procesamiento RF 106 filtra y convierte en frecuencia el conjunto de símbolos de modulación a una frecuencia portadora para transmisión a la estación base 120 empleando una antena 108. Aunque solo se muestra una unidad de abonado 100, en las realizaciones preferidas múltiples unidades de abonados se comunican con la estación base 120.

Dentro de la estación base 120, el sistema de proceso RF 122 recibe las señales RF transmitidas vía una antena 121 y realiza filtrado paso banda, conversión en frecuencia a banda base y digitalización. El demodulador 124 recibe las señales digitalizadas y realiza la demodulación según las técnicas CDMA para producir datos decisorios flexibles de control de potencia, BPSK y QPSK. El decodificador de canal BPSK 128 decodifica los datos decisorios flexibles BPSK recibidos del demodulador 124 para producir una estimación óptima de los datos BPSK, y el decodificador de canal QPSK 126 decodifica los datos decisorios flexibles QPSK recibidos por el demodulador 124 para producir una estimación óptima de los datos QPSK. La estimación óptima del primer y segundo conjunto de datos está luego disponible para proceso posterior o avance a un destino próximo y los datos recibidos de control de potencia se usan directamente o tras su decodificación para ajustar la potencia de transmisión del canal de enlace descendente empleado para transmitir datos a una unidad de abonado 100.

La Fig. 3 es un diagrama de bloques de un codificador de canal BPSK 103 y de un codificador de canal QPSK 102 según se configuran de acuerdo con la realización ejemplar de la invención. Dentro del codificador de canal BPSK 103 se reciben datos por el generador de suma de comprobación CRC 130 que genera una suma de comprobación para cada trama de 20 ms del primer conjunto de datos. La trama de datos junto con la suma de comprobación CRC son recibidos por el generador de bits de cola 132 que añade a continuación bits de cola compuestos por ocho ceros lógicos al final de cada trama para proporcionar un estado conocido al final del proceso decodificador. La trama que incluye bits de cola de código y suma de comprobación CRC es recibida luego por el codificador convolucional 134 que realiza codificación convolucional de longitud de constricción (K) 9 y velocidad (R) 1/4 generando así símbolos de código a una velocidad cuatro veces la de la velocidad de entrada del codificador (E_{R}). Alternativamente se realizan otras velocidades incluyendo velocidad 1/2, pero se prefiere el uso de velocidad 1/4 debido a sus óptimas características complejidad-rendimiento. Un bloque intercalador 136 realiza intercalación de bits en los símbolos de código para proveer diversidad temporal para una transmisión más fiable en ambientes de rápido desvanecimiento. Los símbolos intercalados resultantes son recibidos por el repetidor de punto variable de arranque 138, que repite la secuencia de símbolos intercalada un número suficiente de veces N_{R}como para proporcionar un flujo de símbolos a velocidad constante, que corresponde a tramas salientes que tienen un número constante de símbolos. La repetición de la secuencia de símbolos aumenta también la diversidad temporal de datos para evitar el desvanecimiento. En la realización ejemplar, el número constante de símbolos es igual a 6,144 símbolos por cada trama haciendo la velocidad de símbolos de 307.2 kilosímbolos por segundo (ksps). Además el repetidor 138 emplea un punto de arranque diferente para empezar la repetición de cada secuencia de símbolos. Cuando el valor de N_{R} necesario para generar 6,144 símbolos por trama no es un entero, la repetición final se realiza solamente para una parte de la secuencia de símbolos. El conjunto resultante de los símbolos repetidos es recibido por el mapeador BPSK 139 que genera un flujo de símbolos de código BPSK (BPSK) de valores +1 y -1 para realizar modulación BPSK. Alternativamente, el repetidor 138 se coloca antes del bloque intercalador 136 de forma que el bloque intercalador 136 recibe el mismo número de símbolos para cada trama.

Dentro del codificador de canal QPSK 102 se reciben datos por el generador de suma de comprobación CRC 140 que genera una suma de comprobación para cada trama de 20 ms del primer conjunto de datos. La trama incluyendo la suma de comprobación CRC son recibidos por el generador de bits de código de cola 142 que añade a continuación un conjunto de ocho bits de cola de ocho ceros lógicos al final de la trama. La trama que incluye ahora bits de cola de código y suma de comprobación CRC es recibida luego por el codificador convolucional 144 que realiza codificación convolucional K = 9, R = 1/4 generando así símbolos a una velocidad cuatro veces la velocidad de entrada del codificador (E_{R}). Un bloque intercalador 146 realiza intercalación de bits en los símbolos y los símbolos intercalados resultantes son recibidos por el repetidor de punto variable de arranque 148. El repetidor de punto de arranque variable 148 repite la secuencia de símbolos intercalada un número suficiente de veces N_{R} usando un punto de arranque diferente dentro de la secuencia de símbolos por cada repetición para generar 12,288 símbolos por cada trama haciendo la velocidad de símbolo de 614.4 kilosímbolos por segundo (ksps). Cuando N_{R} no es un entero, la repetición final se realiza solamente para una parte de la secuencia de símbolos. Los símbolos resultantes repetidos son recibidos por el mapeador QPSK 149 que genera un flujo de símbolos de código QPSK configurado para realizar modulación QPSK compuesto de un flujo de símbolos QPSK en fase de valores +1 y -1 (QPSK_{I}) y de un flujo de símbolos de código QPSK en cuadratura de fase y valores +1 y -1 (QPSK_{Q}). Alternativamente, el repetidor 148 se coloca antes del bloque intercalador 146 de forma que el bloque intercalador 146 recibe el mismo número de símbolos para cada trama.

La Fig. 4 es un diagrama de bloques del modulador 104 de la Fig. 2, configurado de acuerdo con la realización ejemplar de la invención. Los símbolos BPSK del codificador de canal BPSK 103 son modulados cada uno por un código Walsh W_{2} empleando un multiplicador 150b y los símbolos QPSK_{I} y QPSK_{Q} del codificador de canal QPSK 102 son modulados cada uno por un código Walsh W_{3} empleando unos multiplicadores 150c y 150d. Los datos de control de potencia (PC) son modulados mediante código Walsh W_{1} empleando un multiplicador 150a. El ajuste de ganancia recibe datos piloto (PILOTO) que en la realización preferida de la invención están compuestos por niveles lógicos asociados con tensiones positivas y ajusta la amplitud de acuerdo con el factor de ajuste de ganancia A_{O}. La señal PILOTO no proporciona datos de usuario sino más bien proporciona información de fase y amplitud a la estación base de manera que esta pueda demodular coherentemente los datos transportados en los restantes subcanales y escalar los valores de salida de decisión suave para combinación. El ajuste de ganancia 154 ajusta la amplitud de los datos de control de potencia modulados con el código Walsh W_{1} de acuerdo con el factor de ajuste de ganancia A_{1} y el ajuste de ganancia 156 ajusta la amplitud de los datos de canal BPSK modulados con el código Walsh W_{2} de acuerdo con la variable de amplificación A_{2}. Los ajustes de ganancia 158a y 158b ajustan la amplitud de los símbolos modulados QPSK con el código Walsh W_{3} en fase y en cuadratura de fase respectivamente, de acuerdo con el factor de ajuste de ganancia A_{3}. Los cuatro códigos Walsh usados en la realización preferida de la invención se muestran en la Tabla I.

TABLA I

Código Walsh	Símbolos de Modulación
W_{0}	+ + + +
W_{1}	+ - + -
W_{2}	+ + - -
W_{3}	+ - - +

Será evidente para uno con experiencia en la técnica que el código W_{0} no es ninguna modulación efectiva, lo que es consistente con el proceso mostrado de datos piloto. Los datos de control de potencia se modulan con el código W_{1}, los datos BPSK con el código W_{2} y los datos QPSK con el código W_{3}. Una vez modulados con el código Walsh adecuado, el piloto, los datos de control de potencia y los datos BPSK se transmiten según las técnicas BPSK y los datos QPSK (QPSK_{I} y QPSK_{Q}) según las técnicas QPSK como se describe más abajo. Se debe entender también que no es necesario que se use todo canal ortogonal y que puede emplearse el uso de solo tres de los cuatro códigos Walsh donde solo se provee un canal de usuario.

El uso de códigos cortos ortogonales genera menos chips por símbolo y por tanto permite una codificación y repetición más extensivas cuando se compara con sistemas que incorporan el uso de códigos Walsh más largos. Estas codificación y repetición más extensivas proporcionan protección contra el desvanecimiento Raleigh que es una fuente primordial de errores en sistemas de comunicaciones terrestres. El empleo de otros números de código y longitudes de código es consistente con la realizaciones de la presente invención, no obstante el uso de un conjunto mayor de códigos Walsh más largos reduce esta protección mejorada contra el desvanecimiento. El empleo de códigos de cuatro chips se considera óptimo porque cuatro canales proporcionan una sustancial flexibilidad para la transmisión de varios tipos de datos tal como se ilustra más abajo al mismo tiempo que mantiene una longitud de código corta.

El sumador 160 suma los símbolos de modulación ajustados en amplitud resultantes de los ajustes de ganancia 152, 154, 156 y 158a para generar unos símbolos sumados de modulación 161. Los símbolos de expansión PN, PN_{I} y PN_{Q}, son difundidos por multiplicación con código largo 180 empleando los multiplicadores 162a y b. El código seudoaleatorio resultante proporcionado por los multiplicadores 162a y 162b se usa para modular los símbolos de modulación sumados 161 y los símbolos en cuadratura de fase QPSK_{Q} ajustados en ganancia 163 por multiplicación compleja empleando los multiplicadores 164a-d y los sumadores 166a y b. El término en fase X_{I} y el término en cuadratura de fase X_{Q} se filtran luego (filtrado no mostrado) y se convierten en frecuencia a la frecuencia portadora dentro del sistema de proceso RF 106 mostrado de una forma muy simplificada empleando los multiplicadores 168 y una sinusoide en fase y en cuadratura de fase. También se podría usar una conversión en frecuencia QPSK de desplazamiento. Las señales resultantes convertidas en frecuencia en fase y en cuadratura de fase se suman empleando el sumador 170 y se amplifican con el amplificador maestro 172 de acuerdo con el ajuste maestro de ganancia A_{M} para generar una señal s(t) que se transmite a la estación base 120. En la realización preferida de la invención, la señal se difunde y filtra a un ancho de banda de 1.2288 MHz para que permanezca compatible con el ancho de banda de los canales CDMA existentes.

Proveyendo múltiples canales ortogonales sobre los que se pueden transmitir datos, así como empleando repetidores de velocidad variable que reducen la cantidad de repeticiones N_{R} realizadas en respuesta a las altas velocidades de datos de entrada, el método y sistema antes descritos de proceso de señal de transmisión permite a una sola unidad de abonado u otro sistema de transmisión transmitir datos con una variedad de velocidades de datos. En particular, reduciendo el ritmo de repetición N_{R} realizado por los repetidores de punto variable de arranque 138 o 148 de la Fig. 3, se puede sostener un ritmo de entrada de codificador E_{R} crecientemente mayor. Alternativamente, se puede realizar codificación de convolución de velocidad 1/2 con el ritmo de repetición incrementado por dos. En las Tablas II y III se muestran, respectivamente, un conjunto de ritmos de codificación E_{R} ejemplares soportados por varias velocidades de repetición N_{R} y por ritmos de codificación R iguales a 1/4 y a 1/2 para el canal BPSK y el canal QPSK.

TABLA II Canal BPSK

1

TABLA III Canal QPSK

2

Las Tablas II y III muestran que ajustando en número de repeticiones de secuencia N_{R}, se puede soportar una amplia variedad de velocidades de datos incluyendo velocidades elevadas, ya que la velocidad de entrada del codificador E_{R} corresponde a la velocidad de transmisión de datos menos una constante necesaria para la transmisión del CRC, los bits de cola de código y otra información de cabecera. Como también muestran las Tablas II y III, la modulación QPSK se puede usar también para incrementar la velocidad de transmisión de datos. Las velocidades que se espera sean usadas normalmente tienen etiquetas como "Ritmo Alto 72" y "Ritmo Alto 32". Aquellas velocidades denominadas Ritmo Alto 72, Ritmo Alto 64 y Ritmo Alto 32 tienen velocidades de tráfico de 72, 64 y 32 kbps respectivamente, además multiplexados con datos de señalización y otros de control con velocidades de 3.6, 5.2 y 5.2 kbps respectivamente, en la realización ejemplar de la invención. Las velocidades Ritmo Total RS1 y Ritmo Total RS2 corresponden a velocidades empleadas en sistemas de comunicaciones conforme a IS-95, y por tanto se espera que tengan un uso sustancial con fines de compatibilidad. El ritmo nulo es la transmisión de un solo bit y se usa para indicar un borrado de trama, que también es parte del estándar IS-95.

También se puede incrementar la velocidad de transmisión de datos transmitiendo datos simultáneamente sobre dos o más de los múltiples canales ortogonales bien además de o en vez de, incrementando la velocidad de transmisión a través de la reducción del ritmo de repetición N_{R}. Por ejemplo, un multiplexor (no mostrado) puede dividir una sola fuente de datos en múltiples fuentes de datos a transmitir sobre múltiples subcanales de datos. Así se puede incrementar la velocidad total de transmisión bien por la transmisión a través de un canal particular a velocidades mayores o por transmisión múltiple realizada simultáneamente sobre múltiples canales o ambas, hasta que se exceda la capacidad de proceso de señal de los sistemas receptor y la tasa de error se vuelva inaceptable o se alcance la máxima potencia de transmisión del sistema de transmisión.

La provisión de múltiples canales mejora también la flexibilidad en la transmisión de diferentes tipos de datos. Por ejemplo, el canal BPSK se puede asignar para información de voz y el canal QPSK se puede asignar a la transmisión de datos digitales. Esta realización podría ser más generalizada asignando un canal para transmisión de datos sensibles al tiempo como la voz a una velocidad de datos inferior, y asignado el otro canal para transmisión de datos menos sensibles al tiempo como archivos digitales. En esta realización, el intercalado se podría realizar en bloques mayores para los datos menos sensibles al tiempo para aumentar adicionalmente la diversidad temporal. Alternativamente, el canal BPSK puede realizar la transmisión principal de datos y el canal QPSK realiza la transmisión del desbordamiento. El empleo de códigos Walsh ortogonales elimina o reduce sustancialmente cualquier interferencia entre el conjunto de canales transmitidos desde una unidad de abonado y por tanto minimiza la energía de transmisión necesaria para su recepción exitosa en la estación base.

Para aumentar la capacidad de proceso en el sistema receptor, y por tanto aumentar el grado hasta el que se puede utilizar la mayor capacidad de transmisión de la unidad de abonado, se transmiten también datos piloto a través de uno de los canales ortogonales. Cuando se usan datos piloto, se puede realizar un proceso coherente en el sistema receptor determinando y eliminando el desplazamiento de fase de la señal de enlace ascendente. Además, los datos piloto se pueden usar para ponderar óptimamente las señales multitrayectoria recibidas con diferentes retardos temporales antes de ser combinadas en un receptor rastrillo. Una vez eliminado el desplazamiento de fase, y ponderadas adecuadamente las señales multitrayectoria, se pueden combinar las señales multitrayectoria reduciendo la potencia a la que la señal de enlace ascendente se debe recibir para un procesamiento adecuado. Esta reducción en la potencia de recepción requerida permite que se procesen satisfactoriamente mayores velocidades de transmisión, o inversamente, se disminuya la interferencia entre un conjunto de señales de enlace ascendente. Aunque es necesaria alguna potencia de transmisión adicional para la transmisión de la señal piloto, en el contexto de mayores velocidades de transmisión la razón de potencia de canal piloto a la potencia total de señal de enlace ascendente es sustancialmente más baja que la asociada con los sistemas celulares de transmisión de datos y voz digitales a velocidades inferiores de datos. Por tanto, dentro de un sistema CDMA de velocidad alta de datos la ganancia E_{b} / N_{0} conseguida mediante el uso de un enlace ascendente coherente contrapesa la potencia adicional necesaria para transmitir datos piloto desde cada unidad de abonado.

El uso de ajustes de ganancia 152 - 158 así como de un amplificador maestro 172 aumenta adicionalmente el grado al cual la alta capacidad de transmisión del sistema arriba descrito se puede utilizar dejando que el sistema de transmisión se adapte a varios estados de canal de radio, de velocidades de transmisión y de tipos de datos. En particular, la potencia de transmisión de un canal que es necesaria para la adecuada recepción cambia con el tiempo y con condiciones cambiantes de una forma que es independiente de los otros canales ortogonales. Por ejemplo, durante la adquisición inicial de la señal de enlace ascendente puede necesitarse incrementar la potencia de la señal piloto para facilitar la detección y sincronización en la estación base. Sin embargo, una vez que la señal de enlace ascendente se ha adquirido, la potencia necesaria del canal piloto decrecería sustancialmente, y variaría dependiendo de varios factores incluyendo la velocidad de movimiento de las unidades de abonado. Consecuentemente, el valor del factor de ajuste de ganancia A_{0} se incrementaría durante la adquisición de señal y luego se reduciría durante una comunicación continua. En otro ejemplo, cuando se está transmitiendo la información más tolerante a error vía el enlace descendente, o el ambiente en el que la transmisión de enlace descendente está teniendo lugar no es propenso a condiciones de desvanecimiento, se puede reducir el factor de ajuste de ganancia A_{1} ya que se reduce la necesidad de transmitir datos de control de potencia con baja tasa de error. En una realización de la invención, cada vez que el ajuste de control de potencia no es necesario el factor de ajuste de ganancia A_{1} se reduce a cero.

La capacidad de ajustar la ganancia de cada canal ortogonal o de la señal de enlace ascendente completa se puede explotar adicionalmente permitiendo que la estación base 120 u otro sistema receptor altere el ajuste de ganancia de un canal, o de la señal de enlace ascendente completa, a través del uso de comandos de control de potencia transmitidos vía la señal de enlace descendente. En particular, la estación base puede transmitir información de control de potencia pidiendo que se ajuste la potencia de transmisión de un canal particular o de la señal completa de enlace ascendente. Esto es ventajoso en muchos casos incluyendo cuando se están transmitiendo dos tipos de datos con diferentes sensibilidades al error, como voz digitalizada y datos digitales, a través de canales BPSK y QPSK. En este caso, la estación base 120 establecería diferentes objetivos de tasas de error para los dos canales asociados. Si la tasa real de error de un canal excede la tasa objetivo de error, la estación base daría instrucciones a la unidad de abonado para que redujera el ajuste de ganancia de ese canal hasta que la tasa real de error alcanzase la tasa de error objetivo. Esto conduciría eventualmente a que el factor de ajuste de ganancia de un canal se incremente en relación con el otro. Esto es, el factor de ajuste de ganancia asociado con los datos más sensibles a error se incrementaría en relación con el factor de ajuste de ganancia asociado a los datos menos sensibles. En otros casos, la potencia de transmisión del enlace ascendente completo puede requerir un ajuste debido a condiciones de desvanecimiento o movimiento de la unidad de abonado 100. En estos casos, la estación base 120 puede hacerlo así vía la transmisión de un solo comando de control de potencia.

Por tanto, permitiendo que se ajuste independientemente la ganancia de los cuatro canales ortogonales, así como en combinación con algún otro, la potencia total de transmisión del enlace ascendente se puede mantener en el mínimo necesario para una transmisión satisfactoria de cada tipo de dato, sea este datos piloto, datos de control de potencia, datos de señalización o distintos tipos de datos de usuario. Además, la transmisión satisfactoria de puede definir distintamente para cada tipo de datos. La transmisión con la mínima cantidad de potencia necesaria permite que se transmitan las máximas cantidades de datos a la estación base dada la capacidad finita de potencia de transmisión de una unidad de abonado y asimismo reduce la interferencia entre unidades de abonado. Esta reducción en interferencia aumenta la capacidad total de comunicación del sistema celular inalámbrico CDMA completo.

El canal de control de potencia usado en la señal de enlace ascendente permite a la unidad de abonado transmitir información de control de potencia a la estación base a una variedad de velocidades incluyendo una velocidad de 800 bits de control de potencia por segundo. En la realización preferida de la invención, un bit de control de potencia instruye a la estación base para que incremente o decremente la potencia de transmisión del canal de tráfico de enlace descendente que se está usando para transmitir información a la unidad de abonado. Aunque generalmente es útil tener un control rápido de potencia en un sistema CDMA, es especialmente útil en el contexto de comunicaciones de datos a alta velocidad que implican transmisiones de datos, porque los datos digitales son más sensibles a errores y la alta velocidad de transmisión produce que se pierdan cantidades sustanciales de datos durante breves estados de desvanecimiento continuados. Dado que una transmisión de enlace ascendente de alta velocidad será acompañada probablemente por una transmisión de enlace descendente de alta velocidad, la provisión de una transmisión rápida de control de potencia sobre el enlace ascendente facilita además las comunicaciones de alta velocidad en sistemas de telecomunicaciones inalámbricos CDMA.

En una realización ejemplar alternativa de la invención, se usa un conjunto de ritmos de entrada de codificador E_{R} definido por el N_{R} particular para transmitir un tipo especial de datos. Es decir, los datos se pueden transmitir a un ritmo de entrada de codificador máximo E_{R} o a un conjunto de ritmos de entrada de codificador E_{R} más bajos, con el N_{R} ajustado consecuentemente. En la implementación preferida de esta realización, los ritmos máximos corresponden a los ritmos máximos usados en sistemas de comunicación inalámbricos conformes al IS-95, denominadas más arriba con respecto a las Tablas II y III como Ritmo Total RS1 y Ritmo Total RS2, y cada ritmo inferior es aproximadamente la mitad del ritmo superior próximo, creando un conjunto de ritmos compuesto de un ritmo total, un ritmo mitad, un ritmo de un cuarto y un ritmo de un octavo. Los ritmos inferiores de datos son creados preferiblemente incrementando el ritmo de repetición de símbolos N_{R} con un valor de N_{R} de ritmo fijado a uno y de ritmo fijado a dos en un canal BPSK provisto en la Tabla IV.

TABLA IV Conjuntos de ritmos RS1 y RS2 en Canal BPSK

3

El ritmo de repetición para un canal QPSK es dos veces la del canal BPSK.

De acuerdo con la realización ejemplar de la invención, cuando el ritmo de datos de una trama cambia con respecto a la trama previa la potencia de transmisión de la trama se ajusta de acuerdo con el cambio en el ritmo de transmisión. Esto es, cuando se transmite una trama a ritmo inferior tras una trama a ritmo más alto, la potencia de transmisión del canal de transmisión sobre el que se está transmitiendo la trama se reduce para la trama de ritmo inferior en proporción a la reducción de ritmo y viceversa. Por ejemplo, si la potencia de transmisión de un canal durante la transmisión de una trama de ritmo completo es la potencia de transmisión T, la potencia de transmisión durante la transmisión siguiente de una trama de ritmo mitad es la potencia de transmisión T/2. La reducción en potencia de transmisión se realiza preferiblemente reduciendo la potencia de transmisión durante la duración completa de la trama, pero puede también realizarse reduciendo el ciclo de servicio de transmisión de forma que alguna información redundante es "borrada". En cualquier caso, el ajuste de potencia de transmisión tiene lugar en combinación con un mecanismo de control de potencia en bucle cerrado por lo cual la potencia de transmisión se ajusta adicionalmente en respuesta a datos de control de potencia transmitidos desde la estación base.

La Fig. 5 es un diagrama de bloques de un sistema de proceso RF 122 y de un demodulador 124 de la Fig. 2 configurados de acuerdo con la realización ejemplar de la invención. Los multiplicadores 180a y 180b convierten a frecuencia inferior las señales recibidas de la antena 121 con una sinusoide en fase y una sinusoide en cuadratura de fase produciendo muestras de recepción en fase R_{I} y muestras de recepción en cuadratura de fase R_{Q} respectivamente. Se debe comprender que el sistema de proceso RF 122 se muestra de forma altamente simplificada y que las señales son asimismo filtradas y digitalizadas (no mostrado) de acuerdo con técnicas ampliamente conocidas. Las muestras de recepción R_{I} y R_{Q} se aplican después a demoduladores dedo 182 dentro del demodulador 124. Cada demodulador dedo 182 procesa un caso de señal de enlace ascendente transmitida por la unidad de abonado 100, si tal caso está disponible, donde cada caso de la señal de enlace ascendente se genera vía un fenómeno multitrayectoria. Aunque se muestran tres demoduladores dedo, el empleo de números alternativos de procesadores dedo es consistente con las realizaciones de la invención, incluyendo el uso de un solo demodulador dedo 182. Cada demodulador dedo 182 produce un conjunto de datos de decisión suave compuesto de datos de control de potencia, datos BPSK, datos QPSK_{I} y datos QPSK_{Q}. Cada conjunto de datos de decisión suave se ajustan asimismo en tiempo dentro del correspondiente demodulador dedo 182, aunque el ajuste de tiempo podría realizarse alternativamente dentro del combinador 184. Luego, el combinador 184 suma los conjuntos de datos de decisión suave recibidos de los demoduladores dedo 182 para producir una simple caso de control de potencia, y datos BPSK, QPSK_{I}, QPSK_{Q} y decisión suave.

La Fig. 6 es un diagrama de bloques de un demodulador dedo 182 de la Fig. 5 configurado de acuerdo con la realización ejemplar de la invención. Las muestras de recepción R_{I} y R_{Q} son primero ajustadas en tiempo empleando el ajuste de tiempo 190 según la cantidad de retardo introducido por la trayectoria de transmisión de ese caso particular de señal de enlace ascendente que se está procesando. Se mezcla un código largo 200 con códigos seudoaleatorios de expansión PN_{I} y PN_{Q} empleando los multiplicadores 201, y los conjugados complejos del código largo resultante de los códigos de expansión modulados PN_{I} y PN_{Q} son multiplicados en complejo con la muestras recibidas ajustadas en tiempo R_{I} y R_{Q} empleando los multiplicadores 202 y los sumadores 204 que producen los términos X_{I} y X_{Q}.Luego son demodulados tres casos separados de los términos X_{I} y X_{Q} empleando códigos Walsh W_{1}, W_{2} y W_{3} respectivamente, y los datos resultantes demodulados Walsh se suman sobre cuatro chips de demodulación empleando sumadores 4 a 1 212. Se suma un cuarto caso de datos X_{I} y X_{Q} sobre cuatro chips de demodulación usando los sumadores 208 y luego se filtran empleando filtros piloto 214. En la realización preferida de la invención el filtro piloto 214 realiza un promediado sobre una serie de sumas realizadas por los sumadores 208, pero resultarán evidentes otras técnicas de filtrado a aquellos con experiencia en la técnica. Las señales piloto en fase y en cuadratura de fase se usan para girar de fase y escalar los datos demodulados por códigos Walsh W_{1} y W_{2} de acuerdo con los datos modulados BPSK mediante la multiplicación conjugada compleja empleando los multiplicadores 216 y los sumadores 217 que producen datos de decisión suave de control de potencia y BPSK. Los datos modulados con código Walsh W_{3} se giran de fase empleando las señales piloto filtradas en fase y en cuadratura de fase de acuerdo con los datos modulados QPSK empleando los multiplicadores 218 y sumadores 220, produciendo datos de decisión suave QPSK. Los datos de control de potencia de decisión suave se suman sobre 384 símbolos de modulación mediante un sumador 384 a 1 222 produciendo datos de control de potencia de decisión suave. Los datos modulados con código Walsh W_{3} girados en fase, los datos modulados con código Walsh W_{3} y los datos de decisión suave de control de potencia se hacen disponibles para su combinación. Alternativamente, la codificación y decodificación se realiza también sobre los datos de control de potencia.

Además de proporcionar información de fase, el piloto se puede usar también en el sistema receptor para facilitar el seguimiento del tiempo. El seguimiento del tiempo se realiza procesando también en un tiempo de muestra anterior (más pronto) y en un tiempo de muestra después (más tarde) de ser procesada la presente muestra de recepción. Para determinar el tiempo que iguala más próximamente con el tiempo real de llegada, la amplitud del canal piloto el tiempo de muestra más pronto y más tarde se puede comparar con la amplitud en el tiempo de muestra presente para determinar cuál es el mayor. Si la señal en uno de los tiempos adyacentes de muestra es mayor que en el tiempo de muestra presente, se puede ajustar la temporización de forma que se obtengan los mejores resultados de demodulación.

La Fig. 7 es un diagrama de bloques de un decodificador de canal BPSK 128 y de un decodificador de canal QPSK 126 (Fig. 2) configurados de acuerdo con la realización ejemplar de la invención. Los datos de decisión suave BPSK del combinador 184 (Fig. 5) son recibidos por el acumulador 240 que almacena la primera secuencia de símbolos de demodulación 6,144/N_{R} en la trama recibida donde N_{R} depende de la velocidad de transmisión de los datos de decisión suave BPSK tal como se describió más arriba, y suma cada siguiente conjunto de 6,144/N_{R} símbolos demodulados contenidos en la trama con los correspondientes símbolos acumulados almacenados. El bloque desintercalador 242 desintercala los datos de decisión suave acumulados del sumador de punto de arranque variable 240 y el decodificador Viterbi 244 decodifica los datos de decisión suave desintercalados para producir datos de decisión firme así como los resultados de la suma de comprobación CRC. Dentro del decodificador QPSK 126 los datos de decisión suave QPSK_{I} y QPSK_{Q} del combinador 184 (Fig. 5) son demultiplexados a una única corriente de datos de decisión suave mediante el demultiplexor 246 y la única corriente de datos de decisión suave es recibida por el acumulador 248 que acumula cada 6,144/N_{R} símbolos de demodulación donde N_{R} depende de la velocidad de transmisión de los datos QPSK. El bloque desintercalador 250 desintercala los datos de decisión suave del sumador de punto de arranque variable 248 y el decodificador Viterbi 252 decodifica los símbolos de modulación desintercalados para producir datos de decisión firme así como los resultados de la suma de comprobación CRC. En las realizaciones de la invención que incorporan el uso de conjuntos de velocidades, y por tanto en las que la velocidad de una trama particular no se conoce, se emplean múltiples decodificadores, operando cada uno a una velocidad de transmisión diferente y luego la trama asociada con la velocidad de transmisión más probablemente usada se selecciona basándose en los resultados de comprobación. El empleo de otros métodos de comprobación de error es consistente con la práctica de las realizaciones de la presente invención.

Así se ha descrito un sistema inalámbrico de comunicación CDMA de alta velocidad, multicanal. La descripción se provee para permitir a cualquier persona experimentada en la técnica que haga o use realizaciones de la presente invención. A aquellos con experiencia en la técnica les resultarán rápidamente evidentes las distintas modificaciones a estas realizaciones, y los principios genéricos aquí definidos se pueden aplicar a otras realizaciones sin empleo de la facultad inventiva. Por tanto no se pretende que la presente invención se limite a las realizaciones mostradas aquí sino que está acorde con el ámbito más amplio como se define en las reivindicaciones.

Claims

1. Un método para generar datos modulados para transmisión, caracterizado porque dichos datos son para transmisión desde una primera unidad de abonado (100) de un conjunto de unidades de abonado a una estación base (120) en comunicación con el conjunto de unidades de abonado, comprendiendo dicho método:

modular (104) datos piloto con un primer código ortogonal (W_{0}) para producir primeros datos de canal;

modular (104, 150a a 150d) datos de usuario con un segundo código octogonal (W_{1}, W_{2}, W_{3}) para producir segundos datos de canal;

sumar (160) dichos primeros datos de canal y dichos segundos datos de canal para generar datos sumados (161);

modular (164a a 164d, 166a, 166b) dichos datos sumados (161) con un código largo (180) para generar los datos modulados;

ajustar la ganancia (152) de dichos primeros datos de canal en una primera cantidad (A_{0}); y

ajustar la ganancia (154, 156, 158a, 158b) de dichos segundos datos de canal en una segunda cantidad (A_{1}, A_{2}, A_{3}) relativa a dicha primera cantidad (A_{0}).

2. El método tal como se expuso en la reivindicación 1, comprendiendo además:

modular (150a) datos de control de potencia con un tercer código ortogonal (W_{1}) para producir terceros datos de canal; y

sumar (160) dichos terceros datos de canal en dicho datos sumados (161).

3. El método tal como se expuso en la reivindicación 2, donde:

dichos primeros datos de canal son datos piloto; y

dichos segundos datos de canal son datos de usuario.

4. El método tal como se expuso en la reivindicación 2, comprendiendo además ajuste de ganancia (154) de dichos terceros datos de canal.

5. El método tal como se expuso en la reivindicación 1, comprendiendo además:

modular (150c) en fase terceros datos con un tercer código ortogonal (W_{3}) para producir terceros datos de canal en fase;

modular (150d) en cuadratura de fase terceros datos con dicho tercer código ortogonal (W_{3}) para producir terceros datos de canal en cuadratura de fase (163);

sumar (160) dichos terceros datos de canal en fase en dichos datos sumados (161); y

multiplicar en complejo (164a a 164d, 166a, 166b) dichos datos sumados (161) y dichos terceros datos de canal en cuadratura de fase (163) con un código de expansión en fase y un código de expansión en cuadratura de fase.

6. Un aparato de unidad de abonado (100) comprendiendo:

medios (104) para modular datos piloto con un primer código ortogonal(W_{0}) para generar primeros datos de canal; donde dicha unidad de abonado (100) comprende además:

medios (104, 150a a 150d) para modular datos de usuario con un segundo código ortogonal (W_{1}, W_{2}, W_{3}) para producir segundos datos de canal;

medios (160) para sumar dichos primeros datos de cana y dichos segundos datos de canal para generar datos sumados;

medios (164a a 164d, 166a, 166b) para modular dichos datos sumados (161) con un código largo (180) para generar datos modulados para transmisión;

medios (152) para ajustar la ganancia de dichos primeros datos de canal en una primera cantidad (A_{0}); y

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medios (154, 156, 158a, 158b) para ajustar la ganancia de dichos segundos datos de canal en una segunda cantidad (A_{1}, A_{2}, A_{3}) relativa a dicha primera cantidad (A_{0}).

7. El aparato (100) tal como se expuso en la reivindicación 6, comprendiendo además:

medios (150a) para modular datos de control de potencia con un tercer código ortogonal (W_{1}) para producir terceros datos de canal; y

medios (160) para sumar dichos terceros datos de canal en dicho datos sumados (161).

8. El aparato (100) tal como se expuso en la reivindicación 7, donde:

dichos primeros datos de canal son datos piloto; y

dichos segundos datos de canal son datos de usuario.

9. El aparato (100) tal como se expuso en la reivindicación 7, comprendiendo además medios (154) para ajuste de ganancia de dichos terceros datos de canal.

10. El aparato (100) tal como se expuso en la reivindicación 6, comprendiendo además:

medios (150c) para modular en fase terceros datos con un tercer código ortogonal (W_{3}) para producir terceros datos de canal en fase;

medios (150d) para modular en cuadratura de fase terceros datos con dicho tercer código ortogonal (W_{3}) para producir terceros datos de canal en cuadratura de fase (163);

medios (160) para sumar dichos terceros datos de canal en fase en dichos datos sumados (161); y

medios (164a a 164d, 166a, 166b) para multiplicar en complejo dichos datos sumados (161) y dichos terceros datos de canal en cuadratura de fase (163) con un código de expansión en fase y un código de expansión en cuadratura de fase.

11. Un sistema inalámbrico de comunicación, caracterizado por comprender:

una primera unidad de abonado (100) de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 6 a 10, para transmitir una primera señal de enlace ascendente que incluye un primer conjunto de subcanales ortogonales;

una segunda unidad de abonado (100) de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 6 a 10, para transmitir una segunda señal de enlace ascendente que incluye un segundo conjunto de subcanales ortogonales; y

una estación base (120) para recibir dicha primera señal de enlace ascendente y dicha segunda señal de enlace ascendente.

12. El sistema inalámbrico de comunicación tal como se expuso en la reivindicación 11, donde cada canal ortogonal en dicho primer conjunto de canales ortogonales es ajustado individualmente en ganancia (152, 154, 156, 158a, 158b) y cada canal ortogonal en dicho segundo conjunto de canales ortogonales es ajustado individualmente en ganancia (152, 154, 156, 158a, 158b).