ES2275173T3 - Unidad de abonado para sistema de comunicacion inalambrica cdma. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento para generar datos para la transmisión desde una unidad de abonado a una estación base, comprendiendo el procedimiento: modular (150a-150d) cada uno de una pluralidad de datos codificados de canal con un código asociado para producir una pluralidad de flujos de símbolos modulados; ajustar la ganancia (152-156, 158a, 158b) de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados; sumar (160) al menos dos de la pluralidad de flujos de símbolos modulados a al menos un flujo combinado; y multiplicar en complejo (164a a 164d) dicho al menos un flujo combinado con un código de seudorruido complejo.
Description
Unidad de abonado para sistema de comunicación
inalámbrico CDMA.
La presente invención se relaciona con las
comunicaciones. Más particularmente la presente invención se refiere
a un procedimiento y a un aparato novedosos y perfeccionados para
comunicación inalámbrica CDMA de alta velocidad de datos.
Los sistemas inalámbricos de telecomunicaciones
que incluyen sistemas de comunicación celular, por satélite y punto
a punto emplean un enlace inalámbrico compuesto por una señal
modulada de radiofrecuencia (RF) para transmitir datos entre dos
sistemas. El uso de un enlace inalámbrico es deseable por variedad
de razones que incluyen movilidad aumentada y requerimientos
reducidos de infraestructuras cuando se comparan con sistemas de
comunicaciones por cable. Un inconveniente del empleo de enlaces
inalámbricos es la limitada cantidad de capacidad de comunicación
que resulta de la cantidad limitada de ancho de banda RF disponible.
Esta limitada capacidad de comunicación contrasta con los sistemas
de comunicaciones basados en cables donde se puede añadir capacidad
adicional instalando conexiones de líneas cableadas adicionales.
Reconociendo la naturaleza limitada del ancho de
banda RF, se han desarrollado varias técnicas de proceso de señal
para aumentar la eficiencia con que los sistemas de comunicaciones
por cable emplean el ancho de banda RF disponible. Un ejemplo
aceptado ampliamente de tal técnica de proceso de señal eficiente en
ancho de banda es la IS-95 sobre interfaz aire
estándar y sus derivadas como la
IS-95-A (denominadas colectivamente
en lo que sigue como el estándar IS-95) promulgada
por la asociación de industrias de telecomunicación (TIA) y empleada
principalmente en sistemas celulares de telecomunicaciones. El
estándar IS-95 incorpora técnicas de modulación de
señal CDMA de acceso múltiple por división de código para conducir
simultáneamente múltiples comunicaciones sobre el mismo ancho de
banda RF. Cuando se combina con un control de potencia extensivo, la
conducción de múltiples comunicaciones sobre el mismo ancho de banda
aumenta el número total de llamadas y otras comunicaciones que se
pueden conducir en un sistema inalámbrico de comunicaciones
mediante, entre otras cosas, aumento de reutilización de frecuencias
en comparación con otras tecnologías inalámbricas de
telecomunicaciones. El uso de técnicas CDMA en un sistema de
comunicaciones de acceso múltiple se describe en la Patente U.S. No.
4,901,307, titulada "Sistema de comunicaciones de espectro
expandido usando repetidores por satélite o terrestres" y en la
Patente U.S. No. 5,103,459, titulada "Sistema y procedimiento para
generar formas de onda en un sistema telefónico celular CDMA" las
cuales están asignadas al cesionario de la presente invención.
La Fig. 1 proporciona una lustración muy
simplificada de un sistema telefónico celular configurado de acuerdo
con el uso del estándar IS-95. Durante el
funcionamiento, un conjunto de unidades de abonado
10a-d mantienen comunicación inalámbrica
estableciendo una o más interfaces RF con una o más estaciones base
12a-d empleando señales RF moduladas CDMA. Cada
interfaz RF entre una estación base 12 y una unidad de abonado 10
comprende una señal de enlace descendente transmitida desde la
estación base 12 y una señal de enlace ascendente transmitida desde
la unidad de abonado 10. Empleando estas interfaces RF, generalmente
se mantiene una comunicación con otro usuario por medio de una
central de conmutación telefónica móvil (MTSO) 14 y de una red
telefónica pública conmutada (PSTN) 16. Los enlaces entre las
estaciones base 12, MSTO 14 y PSTN 16 se forman normalmente mediante
conexiones de líneas cableadas, aunque es también conocido el uso de
enlaces adicionales RF o microondas.
De acuerdo con el estándar IS-95
cada unidad de abonado transmite datos de usuario vía una señal de
enlace ascendente, no coherente, de un solo canal a una velocidad de
datos máxima de 9.6 o 14.4 kbits/seg dependiendo de qué velocidad se
seleccione de un conjunto de velocidades. Un enlace no coherente es
aquél en que la información de fase no es utilizada por el sistema
receptor. Un enlace coherente es aquél en que el receptor explota el
conocimiento de la fase de las señales portadoras durante el
procesamiento. La información de fase toma, típicamente, la forma
de señal piloto pero se puede también evaluar a partir de los datos
transmitidos. El estándar IS-95 requiere que se use
para el enlace descendente un conjunto de sesenta y cuatro códigos
Walsh, cada uno compuesto por sesenta y cuatro chips.
El empleo de una señal de enlace ascendente, no
coherente, de un solo canal a una velocidad de datos máxima de 9,6 o
14,4 kbits/seg como se especifica en el estándar
IS-95 está bien adaptado a un sistema telefónico
celular inalámbrico en el que la comunicación típica implica la
transmisión de voz digitalizada o de datos digitales a velocidad
inferior como facsímil. Se seleccionó un enlace ascendente no
coherente porque, en un sistema en el que hasta 80 unidades de
abonado 10 se pueden comunicar con una estación base 12 para cada
ancho de banda asignado de 1,2288 MHz, la provisión de datos piloto
necesarios en la transmisión para cada unidad de abonado 10
incrementaría sustancialmente el grado en el que un conjunto de
unidades de abonado 10 interferiría con otro. Además, a velocidades
de datos de 9,6 o 14,4 kbits/seg, la relación de potencia de
transmisión de cualesquiera datos piloto con los datos de usuario
sería significativa y por tanto incrementaría la interferencia
interunidades de abonado. El empleo de una señal de enlace
ascendente de un solo canal se eligió porque el encaje en un tipo
solo de comunicación a la vez es consistente con el uso de teléfonos
cableados, el paradigma en el que se basan las comunicaciones
celulares inalámbricas. Además la complejidad del procesamiento de
un solo canal es menor que la asociada con el procesamiento de
múltiples canales.
Según progresan las comunicaciones digitales, la
demanda de transmisión inalámbrica de datos para aplicaciones como
examen de archivos y vídeo teleconferencia interactivos se prevé que
se incremente sustancialmente. Este incremento transformará la forma
en que se usan los sistemas inalámbricos de comunicaciones, y las
condiciones bajo las se conducen que las interfaces RF digitales
asociadas. En particular, los datos se transmitirán a velocidades
máximas más elevadas y con una mayor variedad de posibles
velocidades. Además se vuelve necesaria una transmisión más fiable
porque los errores en transmisión de datos son menos tolerables que
los errores en la transmisión de información de audio.
Adicionalmente, el número incrementado de tipos de datos creará la
necesidad de transmitir simultáneamente múltiples tipos de datos.
Por ejemplo, puede ser necesario intercambiar un archivo de datos
mientras se mantiene una interfaz de audio o vídeo. Además, según se
incrementa la velocidad de transmisión desde una unidad de abonado,
el número de unidades de abonado 10 comunicándose con una estación
base 12 por cantidad de ancho de banda RF disminuirá, según las
velocidades de transmisión de datos más altas causará que la
capacidad de procesamiento de datos de la estación base se alcance
con menos unidades de abonado 10. En algunos casos, el enlace
ascendente IS-95 actual puede no estar ajustado
idealmente para todos estos cambios. Por tanto, la presente
invención está relacionada con la provisión de una mayor velocidad
de datos, un ancho de banda eficiente y una interfaz CDMA sobre la
que se pueden realizar múltiples tipos de comunicación.
La WO 95/03652 describe un procedimiento y un
sistema para asignar un conjunto de secuencias de código PN
ortogonales de longitud variable entre canales de usuario operativos
a diferentes velocidades de datos en un sistema de comunicación de
espectro expandido. Las secuencias de código PN están construidas
para producir ortogonalidad entre usuarios de forma que se reducirá
la interferencia mutua permitiendo así mayor capacidad y mejor
funcionamiento de enlace.
Aspectos de la invención proporcionan un
procedimiento y aparato para generar datos para la transmisión desde
una unidad de abonado a una estación base tal como se expone en las
reivindicaciones 1 y 19 respectivamente. De acuerdo con una
realización preferida de la invención, se forma un conjunto de
canales de abonado ajustados en ganancia individualmente a través de
un conjunto de códigos ortogonales de subcanal que tienen un pequeño
número de chips de expansión PN por periodo de forma de onda
ortogonal. Los datos a transmitir vía uno de los canales de
transmisión son codificados con corrección de error de velocidad
baja de código y repetidos en secuencia antes de ser modulados con
uno de los códigos de subcanal, ajustados en ganancia sumados con
datos modulados usando otros códigos de subcanal. Los datos sumados
resultantes son modulados usando un código largo de usuario y un
código de expansión seudoaleatorio (código PN) y convertidos en
frecuencia para transmisión. El empleo de códigos ortogonales cortos
proporciona supresión de interferencia mientras que permite
codificación para corrección de error extensiva y repetición para
diversificación temporal para evitar el desvanecimiento de Raleigh
experimentado normalmente en sistemas inalámbricos terrestres. En la
realización ejemplar de la invención proporcionada, el conjunto de
códigos de subcanal está compuesto por cuatro códigos Walsh, cada
uno ortogonal con el conjunto restante y de cuatro chips de
duración. Se prefiere el uso de cuatro subcanales porque permite
usar códigos ortogonales más cortos, no obstante, el uso de un
número mayor de canales y por tanto de códigos más largos es
consistente con la invención.
Pueden transmitirse datos piloto vía un primero
de los canales de transmisión y datos de potencia transmitidos vía
un segundo canal de transmisión. Los dos restantes canales de
transmisión pueden utilizarse para transmitir datos digitales no
especificados incluyendo datos de usuario o datos de señalización o
ambos. En la realización ejemplar, uno de los dos canales de
transmisión no especificada se configura para modulación BPSK y el
otro para modulación QPSK. Esto se hace para ilustrar la
versatilidad del sistema.
Alternativamente, ambos canales pueden ser
modulados en BPSK o modulados en QPSK. Antes de la modulación, se
codifican los datos no especificados donde esta codificación incluye
generación de comprobación de redundancia cíclica (CRC),
codificación convolucional, intercalamiento, repetición selectiva de
secuencia y mapeo BPSK o QPSK. Variando la cantidad de repetición
realizada y no restringiendo la cantidad de repetición a un número
entero de secuencias de símbolos, se puede conseguir una amplia
variedad de velocidades de transmisión incluyendo altas velocidades
de datos. Además se pueden conseguir mayores velocidades de datos
transmitiendo simultáneamente datos sobre ambos canales de
transmisión no especificada. Además, actualizando frecuentemente el
ajuste de ganancia realizado en cada canal de transmisión, la
potencia total de transmisión usada por el sistema de transmisión se
puede mantener en un mínimo de manera que la interferencia generada
entre sistemas de transmisión múltiple se minimice incrementando así
la capacidad total del sistema.
Las características, objetos y ventajas se
volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta
más abajo cuando se toma en combinación con los dibujos en los que
los mismos caracteres de referencia identifican correspondientemente
en todo y donde:
la Fig. 1 es un diagrama de bloques de un
sistema telefónico celular;
la Fig. 2 es un diagrama de bloques de una
unidad de abonado y una estación base configuradas según la
realización ejemplar de la invención;
la Fig. 3 es un diagrama de bloques de un
codificador de canal BPSK y de un codificador de canal QPSK;
configuradas según la realización ejemplar de la invención;
la Fig. 4 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento de señal de transmisión; configurado según
la realización ejemplar de la invención;
la Fig. 5 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento de recepción; configurado según la
realización ejemplar de la invención;
la Fig. 6 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento dedo; configurado según una realización de
la invención;
la Fig. 7 es un diagrama de bloques de un
decodificador de canal BPSK y de un decodificador de canal QPSK;
configurados según la realización ejemplar de la invención;
Se describen un procedimiento y un aparato
novedosos y mejorados para comunicación inalámbrica CDMA de alta
velocidad en el contexto de la parte de transmisión de enlace
ascendente de un sistema celular de comunicaciones. Aunque la
invención está especialmente adaptada para usarse dentro de la
transmisión de enlace ascendente multipunto a punto de un sistema
telefónico celular, la presente invención es igualmente aplicable a
transmisiones del enlace descendente. Además muchos otros sistemas
inalámbricos de comunicaciones se beneficiarán de la incorporación
de realizaciones de la invención, incluyendo sistemas inalámbricos
de comunicaciones basados en satélite, sistemas inalámbricos de
comunicaciones punto a punto y sistemas transmitiendo señales de
radiofrecuencia vía el empleo de cables coaxiales u otros de banda
ancha.
La Fig. 2 es un diagrama de bloques de sistemas
de transmisión y recepción configurados como una unidad de abonado
100 y una estación base 120 de acuerdo con una realización de la
invención. Un primer conjunto de datos (datos BPSK) es recibido por
el codificador de canal BPSK 103, que genera un flujo de símbolos de
código configurado para realizar modulación BPSK que es recibido por
un modulador 104. Un segundo conjunto de datos (datos QPSK) es
recibido por el codificador de canal QPSK 102, que genera un flujo
de símbolos de código configurado para realizar modulación QPSK que
es recibido también por el modulador 104. El modulador 104 recibe
también datos de potencia y datos piloto que están modulados junto
con los datos codificados BPSK y QPSK según las técnicas de acceso
múltiple por división en tiempo (CDMA) para generar un conjunto de
símbolos de modulación recibidos por el sistema de procesamiento RF
106. El sistema de procesamiento RF 106 filtra y convierte en
frecuencia el conjunto de símbolos de modulación a una frecuencia
portadora para transmisión a la estación base 120 empleando una
antena 108. Aunque solo se muestra una unidad de abonado 100, en la
realización preferida múltiples unidades de abonados se comunican
con la estación base 120.
Dentro de la estación base 120, el sistema de
proceso RF 122 recibe las señales RF transmitidas vía una antena 121
y realiza filtrado paso banda, conversión en frecuencia a banda base
y digitalización. El demodulador 124 recibe las señales
digitalizadas y realiza la demodulación según las técnicas CDMA para
producir datos decisorios flexibles de control de potencia, BPSK y
QPSK. El decodificador de canal BPSK 128 decodifica los datos
decisorios flexibles BPSK recibidos del demodulador 124 para
producir una estimación óptima de los datos BPSK, y el decodificador
de canal QPSK 126 decodifica los datos decisorios flexibles QPSK
recibidos por el demodulador 124 para producir una estimación
óptima de los datos QPSK. La estimación óptima del primer y segundo
conjunto de datos está luego disponible para proceso posterior o
avance a un destino próximo y los datos recibidos de control de
potencia se usan directamente o tras su decodificación para ajustar
la potencia de transmisión del canal de enlace descendente empleado
para transmitir datos a una unidad de abonado 100.
La Fig. 3 es un diagrama de bloques de un
codificador de canal BPSK 103 y de un codificador de canal QPSK 102
según se configuran de acuerdo con la realización ejemplar de la
invención. Dentro del codificador de canal BPSK 103 se reciben datos
BPSK por el generador de suma de comprobación CRC 130 que genera una
suma de comprobación para cada trama de 20 ms del primer conjunto de
datos. La trama de datos junto con la suma de comprobación CRC son
recibidos por el generador de bits de cola 132 que añade a
continuación bits de cola compuestos por ocho ceros lógicos al final
de cada trama para proporcionar un estado conocido al final del
proceso decodificador. La trama que incluye bits de cola de código y
suma de comprobación CRC es recibida luego por el codificador
convolucional 134 que realiza codificación convolucional de longitud
de constricción (K) 9 y velocidad (R) 1/4 generando así símbolos de
código a una velocidad cuatro veces la de la velocidad de entrada
del codificador (E_{R}). En la realización alternativa de la
invención, se realizan otras velocidades de codificación, incluyendo
velocidad 1/2, pero se prefiere el uso de velocidad 1/4 debido a sus
óptimas características de complejidad-rendimiento.
Un bloque intercalador 136 realiza intercalación de bits en los
símbolos de código para proveer diversidad temporal para una
transmisión más fiable en ambientes de rápido desvanecimiento. Los
símbolos intercalados resultantes son recibidos por el repetidor de
punto variable de arranque 138, que repite la secuencia de símbolos
intercalada un número suficiente de veces N_{R} como para
proporcionar un flujo de símbolos a velocidad constante, que
corresponde a tramas salientes que tienen un número constante de
símbolos. La repetición de la secuencia de símbolos aumenta también
la diversidad temporal de datos para evitar el desvanecimiento. En
la realización ejemplar, el número constante de símbolos es igual a
6,144 símbolos por cada trama haciendo la velocidad de símbolos de
307.2 kilosímbolos por segundo (ksps). Además el repetidor 138
emplea un punto de arranque diferente para empezar la repetición de
cada secuencia de símbolos. Cuando el valor de N_{R} necesario
para generar 6,144 símbolos por trama no es un entero, la repetición
final se realiza solamente para una parte de la secuencia de
símbolos. El conjunto resultante de los símbolos repetidos e
recibido por el mapeador BPSK 139 que genera un flujo de símbolos de
código BPSK (BPSK) de valores +1 y -1 para realizar modulación BPSK.
Alternativamente, el repetidor 138 se coloca antes del bloque
intercalador 136 de forma que el bloque intercalador 136 recibe el
mismo número de símbolos para cada trama.
Dentro del codificador de canal QPSK 102 se
reciben los datos QPSK por el generador de suma de comprobación CRC
140 que genera una suma de comprobación para cada trama de 20 ms del
primer conjunto de datos. La trama incluyendo la suma de
comprobación CRC son recibidos por el generador de bits de código de
cola 142 que añade a continuación un conjunto de ocho bits de cola
de ocho ceros lógicos al final de la trama. La trama que incluye
ahora bits de cola de código y suma de comprobación CRC es recibida
luego por el codificador convolucional 144 que realiza codificación
convolucional K = 9, R = 1/4 generando así símbolos a una velocidad
cuatro veces la velocidad de entrada del codificador (E_{R}). Un
bloque intercalador 146 realiza intercalación de bits en los
símbolos y los símbolos intercalados resultantes son recibidos por
el repetidor de punto variable de arranque 148. El repetidor de
punto de arranque variable 148 repite la secuencia de símbolos
intercalada un número suficiente de veces N_{R} usando un punto de
arranque diferente dentro de la secuencia de símbolos por cada
repetición para generar 12,288 símbolos por cada trama haciendo la
velocidad de símbolo de 614.4 kilosímbolos por segundo (ksps).
Cuando N_{R} no es un entero, la repetición final se realiza
solamente para una parte de la secuencia de símbolos. Los símbolos
resultantes repetidos son recibidos por el mapeador QPSK 149 que
genera un flujo de símbolos de código QPSK configurado para realizar
modulación QPSK compuesto de un flujo de símbolos de código QPSK en
fase de valores +1 y -1 (QPSK_{I}) y de un flujo de símbolos de
código QPSK en cuadratura de fase de valores +1 y -1 (QPSK_{Q}).
En una realización alternativa de la invención, el repetidor 148 se
coloca antes del bloque intercalador 146 de forma que el bloque
intercalador 146 recibe el mismo número de símbolos para cada
trama.
La Fig. 4 es un diagrama de bloques del
modulador 104 de la Fig. 2, configurado de acuerdo con la
realización ejemplar de la invención. Los símbolos BPSK del
codificador de canal BPSK 103 son modulados cada uno por un código
Walsh W_{2} empleando un multiplicador 150b y los símbolos
QPSK_{I} y QPSK_{Q} del codificador de canal QPSK 102 son
modulados cada uno por un código Walsh W_{3} empleando unos
multiplicadores 150c y 154d. Los datos de control de potencia (PC)
son modulados mediante código Walsh W_{1} empleando un
multiplicador 150a. El ajuste de ganancia recibe datos piloto
(PILOTO) que en la realización preferida de la invención están
compuestos por el nivel lógico asociado con tensión positiva y
ajusta la amplitud de acuerdo con un factor de ajuste de ganancia
A_{0}. La señal PILOTO no proporciona datos de usuario sino más
bien proporciona información de fase y amplitud a la estación base
de manera que esta pueda demodular coherentemente los datos
transportados en los restantes subcanales y escalar los valores de
salida de decisión suave para combinación. El ajuste de ganancia 154
ajusta la amplitud de los datos de control de potencia modulados con
el código Walsh W_{1} de acuerdo con el factor de ajuste de
ganancia A_{1} y el ajuste de ganancia 156 ajusta la amplitud de
los datos de canal BPSK modulados con el código Walsh W_{2} de
acuerdo con la variable de amplificación A_{2}. Los ajustes de
ganancia 158a y 158b ajustan la amplitud de los símbolos modulados
QPSK con el código Walsh W_{3} en fase y en cuadratura de fase
respectivamente, de acuerdo con el factor de ajuste de ganancia
A_{3}. Los cuatro códigos Walsh usados en la realización preferida
de la invención se muestran en la Tabla I.
Será evidente para experto en la técnica que el
código W_{0} no es ninguna modulación efectiva, lo que es
consistente con el proceso mostrado de datos piloto. Los datos de
control de potencia se modulan con el código W_{1}, los datos BPSK
con el código W_{2} y los datos QPSK con el código W_{3}. Una
vez modulados con el código Walsh adecuado, el piloto, los datos de
control de potencia y los datos BPSK se transmiten según las
técnicas BPSK y los datos QPSK (QPSK_{I} y QPSK_{Q}) según las
técnicas QPSK como se describe más abajo. Se debe entender también
que no es necesario que se use todo canal ortogonal y se emplee el
uso de solo tres de los cuatro códigos Walsh donde solo se provee un
canal de usuario en una realización alternativa de la
invención.
El uso de códigos cortos ortogonales genera
menos chips por símbolo y por tanto permite una codificación y
repetición más extensivas cuando se compara con sistemas que
incorporan el uso de códigos Walsh más largos. Esta codificación y
repetición más extensivas proporcionan protección contra el
desvanecimiento Raleigh que es una fuente primordial de errores en
sistemas de comunicaciones terrestres. El empleo de otros números de
código y longitudes de código es consistente con las realizaciones
de la presente invención, no obstante el uso de un conjunto mayor
de códigos Walsh más largos reduce esta protección mejorada contra
el desvanecimiento. El empleo de códigos de cuatro chips se
considera óptimo porque cuatro canales proporcionan una sustancial
flexibilidad para la transmisión de varios tipos de datos tal como
se ilustra más abajo al mismo tiempo que mantiene una longitud de
código corta.
El sumador 160 suma los símbolos de modulación
ajustados en amplitud resultantes de los ajustes de ganancia 152,
154, 156 y 158a para generar unos símbolos sumados de modulación
161. Los símbolos de expansión PN, PN_{I} y PN_{Q}, son
difundidos por multiplicación con código largo 180 empleando los
multiplicadores 162a y b. El código seudoaleatorio resultante
proporcionado por los multiplicadores 162a y 162b se usa para
modular los símbolos de modulación sumados 161 y los símbolos en
cuadratura de fase QPSK_{Q} ajustados en ganancia 163 por
multiplicación compleja empleando los multiplicadores
164a-d y los sumadores 166a y b. El término en fase
X_{I} y el término en cuadratura de fase X_{Q} se filtran luego
(filtrado no mostrado) y se convierten en frecuencia a la
frecuencia portadora dentro del sistema de proceso RF 106 mostrado
de una forma muy simplificada empleando los multiplicadores 168 y
una sinusoide en fase y en cuadratura de fase. También se podría
usar una conversión en frecuencia QPSK de desplazamiento. Las
señales resultantes convertidas en frecuencia en fase y en
cuadratura de fase se suman empleando el sumador 170 y se amplifican
con el amplificador maestro 172 de acuerdo con el ajuste maestro de
ganancia A_{M} para generar una señal s(t) que se transmite
a la estación base 120. En la realización preferida de la invención,
la señal se difunde y filtra a un ancho de banda de 1.2288 MHz para
que permanezca compatible con el ancho de banda de los canales CDMA
existentes.
Proveyendo múltiples canales ortogonales sobre
los que se pueden transmitir datos, así como empleando repetidores
de velocidad variable que reducen la cantidad de repeticiones
N_{R} realizadas en respuesta a las altas velocidades de datos de
entrada, el procedimiento y sistema antes descritos de proceso de
señal de transmisión permite a una sola unidad de abonado u otro
sistema de transmisión transmitir datos con una variedad de
velocidades de datos. En particular, reduciendo el ritmo de
repetición N_{R} realizado por los repetidores de punto variable
de arranque 138 o 148 de la Fig. 3, se puede sostener un ritmo de
entrada de codificador E_{R} crecientemente mayor. En una
realización alternativa de la invención, se realiza la codificación
de convolución de velocidad 1/2 con el ritmo de repetición N_{R}
incrementado por dos. En las Tablas II y III se muestran,
respectivamente, un conjunto de ritmos de codificación E_{R}
ejemplares soportados por varias velocidades de repetición N_{R} y
por ritmos de codificación R iguales a 1/4 y a 1/2 para el canal
BPSK y el canal QPSK.
Las Tablas II y III muestran que ajustando en
número de repeticiones de secuencia N_{R}, se puede soportar una
amplia variedad de velocidades de datos incluyendo velocidades
elevadas, ya que la velocidad de entrada del codificador E_{R}
corresponde a la velocidad de transmisión de datos menos una
constante necesaria para la transmisión del CRC, los bits de cola de
código y otra información de cabecera. Como también muestran las
Tablas II y III, la modulación QPSK se puede usar también para
incrementar la velocidad de transmisión de datos. Las velocidades
que se espera sean usadas normalmente tienen etiquetas como "Ritmo
Alto 72" y "Ritmo Alto 32". Aquellas velocidades
denominadas Ritmo Alto 72, Ritmo Alto 64 y Ritmo Alto 32 tienen
velocidades de tráfico de 72, 64 y 32 kbps respectivamente, además
multiplexados con datos de señalización y otros de control con
velocidades de 3.6, 5,2 y 5,2 kbps respectivamente, en la
realización ejemplar de la invención. Las velocidades Ritmo Total
RS1 y Ritmo Total RS2 corresponden a velocidades empleadas en
sistemas de comunicaciones conforme a IS-95, y por
tanto se espera que tengan un uso sustancial con fines de
compatibilidad. El ritmo nulo es la transmisión de un solo bit y se
usa para indicar un borrado de trama, que también es parte del
estándar IS-95.
También se puede incrementar la velocidad de
transmisión de datos transmitiendo datos simultáneamente sobre dos o
más de los múltiples canales ortogonales bien además de o en vez de,
incrementando la velocidad de transmisión a través de la reducción
del ritmo de repetición N_{R}. Por ejemplo, un multiplexor (no
mostrado) puede dividir una sola fuente de datos en múltiples
fuentes de datos a transmitir sobre múltiples subcanales de datos.
Así se puede incrementar la velocidad total de transmisión bien por
la transmisión a través de un canal particular a velocidades mayores
o por transmisión múltiple realizada simultáneamente sobre múltiples
canales o ambas, hasta que se exceda la capacidad de proceso de
señal de los sistemas receptor y la tasa de error se vuelva
inaceptable o se alcance la máxima potencia de transmisión del
sistema de transmisión.
La provisión de múltiples canales mejora también
la flexibilidad en la transmisión de diferentes tipos de datos. Por
ejemplo, el canal BPSK se puede asignar para información de voz y el
canal QPSK se puede asignar a la transmisión de datos digitales.
Esta realización podría ser más generalizada asignando un canal para
transmisión de datos sensibles al tiempo como la voz a una velocidad
de datos inferior, y asignado el otro canal para transmisión de
datos menos sensibles al tiempo como archivos digitales. En esta
realización, el intercalado se podría realizar en bloques mayores
para los datos menos sensibles al tiempo para aumentar
adicionalmente la diversidad temporal. Alternativamente, el canal
BPSK puede realizar la transmisión principal de datos y el canal
QPSK realiza la transmisión del desbordamiento. El empleo de códigos
Walsh ortogonales elimina o reduce sustancialmente cualquier
interferencia entre el conjunto de canales transmitidos desde una
unidad de abonado y por tanto minimiza la energía de transmisión
necesaria para su recepción exitosa en la estación base.
Para aumentar la capacidad de proceso en el
sistema receptor, y por tanto aumentar el grado hasta el que se
puede utilizar la mayor capacidad de transmisión de la unidad de
abonado, se transmiten también datos piloto a través de uno de los
canales ortogonales. Cuando se usan datos piloto, se puede realizar
un proceso coherente en el sistema receptor determinando y
eliminando el desplazamiento de fase de la señal de enlace
ascendente. Además, los datos piloto se pueden usar para ponderar
óptimamente las señales multitrayectoria recibidas con diferentes
retardos temporales antes de ser combinadas en un receptor
rastrillo. Una vez eliminado el desplazamiento de fase, y
ponderadas adecuadamente las señales multitrayectoria, se pueden
combinar las señales multitrayectoria reduciendo la potencia a la
que la señal de enlace ascendente se debe recibir para un
procesamiento adecuado. Esta reducción en la potencia de recepción
requerida permite que se procesen satisfactoriamente mayores
velocidades de transmisión, o inversamente, se disminuya la
interferencia entre un conjunto de señales de enlace ascendente.
Aunque es necesaria alguna potencia de transmisión adicional para la
transmisión de la señal piloto, en el contexto de mayores
velocidades de transmisión la razón de potencia de canal piloto a la
potencia total de señal de enlace ascendente es sustancialmente más
baja que la asociada con los sistemas celulares de transmisión de
datos y voz digitales a velocidades inferiores de datos. Por tanto,
dentro de un sistema CDMA de velocidad alta de datos la ganancia
E_{b}/N_{0} conseguida mediante el uso de un enlace ascendente
coherente contrapesa la potencia adicional necesaria para transmitir
datos piloto desde cada unidad de abonado.
El uso de ajustes de ganancia
152-158 así como de un amplificador maestro 172
aumenta adicionalmente el grado al cual la alta capacidad de
transmisión del sistema arriba descrito se puede utilizar dejando
que el sistema de transmisión se adapte a varios estados de canal de
radio, de velocidades de transmisión y de tipos de datos. En
particular, la potencia de transmisión de un canal que es necesaria
para la adecuada recepción cambia con el tiempo y con condiciones
cambiantes de una forma que es independiente de los otros canales
ortogonales. Por ejemplo, durante la adquisición inicial de la
señal de enlace ascendente puede necesitarse incrementar la potencia
de la señal piloto para facilitar la detección y sincronización en
la estación base. Sin embargo, una vez que la señal de enlace
ascendente se ha adquirido, la potencia necesaria del canal piloto
decrecería sustancialmente, y variaría dependiendo de varios
factores incluyendo la velocidad de movimiento de las unidades de
abonado. Consecuentemente, el valor del factor de ajuste de ganancia
A_{0} se incrementaría durante la adquisición de señal y luego se
reduciría durante una comunicación continua. En otro ejemplo, cuando
se está transmitiendo la información más tolerante a error vía el
enlace descendente, o el ambiente en el que la transmisión de enlace
descendente está teniendo lugar no es propenso a condiciones de
desvanecimiento, se puede reducir el factor de ajuste de ganancia
A_{1} ya que se reduce la necesidad de transmitir datos de control
de potencia con baja tasa de error. En una realización de la
invención, cada vez que el ajuste de control de potencia no es
necesario el factor de ajuste de ganancia A_{1} se reduce a
cero.
En otra realización de la invención, la
capacidad de ajustar la ganancia de cada canal ortogonal o de la
señal de enlace ascendente completa se puede explotar adicionalmente
permitiendo que la estación base 120 u otro sistema receptor altere
el ajuste de ganancia de un canal, o de la señal de enlace
ascendente completa, a través del uso de comandos de control de
potencia transmitidos vía la señal de enlace descendente. En
particular, la estación base puede transmitir información de control
de potencia pidiendo que se ajuste la potencia de transmisión de un
canal particular o de la señal completa de enlace ascendente. Esto
es ventajoso en muchos casos incluyendo cuando se están
transmitiendo dos tipos de datos con diferentes sensibilidades al
error, como voz digitalizada y datos digitales, a través de canales
BPSK y QPSK. En este caso, la estación base 120 establecería
diferentes objetivos de tasas de error para los dos canales
asociados. Si la tasa real de error de un canal excede la tasa
objetivo de error, la estación base daría instrucciones a la unidad
de abonado para que redujera el ajuste de ganancia de ese canal
hasta que la tasa real de error alcanzase la tasa de error objetivo.
Esto conduciría eventualmente a que el factor de ajuste de ganancia
de un canal se incremente en relación con el otro. Esto es, el
factor de ajuste de ganancia asociado con los datos más sensibles a
error se incrementaría en relación con el factor de ajuste de
ganancia asociado a los datos menos sensibles. En otros casos, la
potencia de transmisión del enlace ascendente completo puede
requerir un ajuste debido a condiciones de desvanecimiento o
movimiento de la unidad de abonado 100. En estos casos, la estación
base 120 puede hacerlo así vía la transmisión de un solo comando de
control de potencia.
Por tanto, permitiendo que se ajuste
independientemente la ganancia de los cuatro canales ortogonales,
así como en combinación con algún otro, la potencia total de
transmisión del enlace ascendente se puede mantener en el mínimo
necesario para una transmisión satisfactoria de cada tipo de dato,
sea este datos piloto, datos de control de potencia, datos de
señalización o distintos tipos de datos de usuario. Además, la
transmisión satisfactoria se puede definir distintamente para cada
tipo de datos. La transmisión con la mínima cantidad de potencia
necesaria permite que se transmitan las máximas cantidades de datos
a la estación base dada la capacidad finita de potencia de
transmisión de una unidad de abonado y asimismo reduce la
interferencia entre unidades de abonado. Esta reducción en
interferencia aumenta la capacidad total de comunicación del sistema
celular inalámbrico CDMA completo.
El canal de control de potencia usado en la
señal de enlace ascendente permite a la unidad de abonado transmitir
información de control de potencia a la estación base a una variedad
de velocidades incluyendo una velocidad de 800 bits de control de
potencia por segundo. En la realización preferida de la invención,
un bit de control de potencia instruye a la estación base para que
incremente o disminuya la potencia de transmisión del canal de
tráfico de enlace descendente que se está usando para transmitir
información a la unidad de abonado. Aunque generalmente es útil
tener un control rápido de potencia en un sistema CDMA, es
especialmente útil en el contexto de comunicaciones de datos a alta
velocidad que implican transmisiones de datos, porque los datos
digitales son más sensibles a errores y la alta velocidad de
transmisión produce que se pierdan cantidades sustanciales de datos
durante breves estados de desvanecimiento continuados. Dado que una
transmisión de enlace ascendente de alta velocidad será acompañada
probablemente por una transmisión de enlace descendente de alta
velocidad, la provisión de una transmisión rápida de control de
potencia sobre el enlace ascendente facilita además las
comunicaciones de alta velocidad en sistemas de telecomunicaciones
inalámbricos CDMA.
\global\parskip0.900000\baselineskip
En una realización ejemplar alternativa de la
invención, se usa un conjunto de ritmos de entrada de codificador
E_{R} definido por el N_{R} particular para transmitir un tipo
especial de datos. Es decir, los datos se pueden transmitir a un
ritmo de entrada de codificador máximo E_{R} o a un conjunto de
ritmos de entrada de codificador E_{R} más bajos, con el N_{R}
ajustado consecuentemente. En la implementación preferida de esta
realización, los ritmos máximos corresponden a los ritmos máximos
usados en sistemas de comunicación inalámbricos conformes al
IS-95, denominadas más arriba con respecto a las
Tablas II y III como Ritmo Total RS1 y Ritmo Total RS2, y cada
ritmo inferior es aproximadamente la mitad del ritmo superior
próximo, creando un conjunto de ritmos compuesto de un ritmo total,
un ritmo mitad, un ritmo de un cuarto y un ritmo de un octavo. Los
ritmos inferiores de datos son creados preferiblemente incrementando
el ritmo de repetición de símbolos N_{R} con un valor de N_{R}
de ritmo fijado a uno y de ritmo fijado a dos en un canal BPSK
provisto en la Tabla IV.
Los ritmos de repetición para un canal QPSK son
dos veces los del canal BPSK.
De acuerdo con la realización ejemplar de la
invención, cuando el ritmo de datos de una trama cambia con respecto
a la trama previa la potencia de transmisión de la trama se ajusta
de acuerdo con el cambio en el ritmo de transmisión. Esto es, cuando
se transmite una trama a ritmo inferior tras una trama a ritmo más
alto, la potencia de transmisión del canal de transmisión sobre el
que se está transmitiendo la trama se reduce para la trama de ritmo
inferior en proporción a la reducción de ritmo y viceversa. Por
ejemplo, si la potencia de transmisión de un canal durante la
transmisión de una trama de ritmo completo es la potencia de
transmisión T, la potencia de transmisión durante la transmisión
siguiente de una trama de ritmo mitad es la potencia de transmisión
T/2. La reducción en potencia de transmisión se realiza
preferiblemente reduciendo la potencia de transmisión durante la
duración completa de la trama, pero puede también realizarse
reduciendo el ciclo de servicio de transmisión de forma que alguna
información redundante es "borrada". En cualquier caso, el
ajuste de potencia de transmisión tiene lugar en combinación con un
mecanismo de control de potencia en bucle cerrado por lo cual la
potencia de transmisión se ajusta adicionalmente en respuesta a
datos de control de potencia transmitidos desde la estación
base.
La Fig. 5 es un diagrama de bloques de un
sistema de proceso RF 122 y de un demodulador 124 de la Fig. 2. Los
multiplicadores 180a y 180b convierten a frecuencia inferior las
señales recibidas de la antena 121 con una sinusoide en fase y una
sinusoide en cuadratura de fase produciendo muestras de recepción en
fase R_{I} y muestras de recepción en cuadratura de fase R_{Q}
respectivamente. Se debe comprender que el sistema de proceso RF 122
se muestra de forma altamente simplificada y que las señales son
asimismo filtradas y digitalizadas (no mostrado) de acuerdo con
técnicas ampliamente conocidas. Las muestras de recepción R_{I} y
R_{Q} se aplican después a demoduladores dedo 182 dentro del
demodulador 124. Cada demodulador dedo 182 procesa un caso de señal
de enlace ascendente transmitida por la unidad de abonado 100, si
tal caso está disponible, donde cada caso de la señal de enlace
ascendente se genera vía un fenómeno multitrayectoria. Aunque se
muestran tres demoduladores dedo, el empleo de números alternativos
de procesadores dedo es consistente incluyendo el uso de un solo
demodulador dedo 182. Cada demodulador dedo 182 produce un conjunto
de datos de decisión suave compuesto de datos de control de
potencia, datos BPSK, datos QPSK_{I} y datos QPSK_{Q}. Cada
conjunto de datos de decisión suave se ajustan asimismo en tiempo
dentro del correspondiente demodulador dedo 182, aunque el ajuste de
tiempo podría realizarse dentro del combinador 184. Luego, el
combinador 184 suma los conjuntos de datos de decisión suave
recibidos de los demoduladores dedo 182 para producir un simple caso
de control de potencia, y datos BPSK, QPSK_{I}, QPSK_{Q} y
decisión suave.
La Fig. 6 es un diagrama de bloques de un
demodulador dedo 182 de la Fig. 5. Las muestras de recepción R_{I}
y R_{Q} son primero ajustadas en tiempo empleando el ajuste de
tiempo 190 según la cantidad de retardo introducido por la
trayectoria de transmisión de ese caso particular de señal de enlace
ascendente que se está procesando. Se mezcla un código largo 200 con
códigos seudoaleatorios de expansión PN_{I} y PN_{Q} empleando
los multiplicadores 201, y los conjugados complejos del código
largo resultante de los códigos de expansión modulados PN_{I} y
PN_{Q} son multiplicados en complejo con la muestras recibidas
ajustadas en tiempo R_{I} y R_{Q} empleando los multiplicadores
202 y los sumadores 204 que producen los términos X_{I} y X_{Q}.
Luego son demodulados tres casos separados de los términos X_{I} y
X_{Q} empleando códigos Walsh W_{1}, W_{2} y W_{3}
respectivamente, y los datos resultantes demodulados Walsh se suman
sobre cuatro chips de demodulación empleando sumadores 4 a 1 212.
Se suma un cuarto caso de datos X_{I} y X_{Q} sobre cuatro chips
de demodulación usando los sumadores 208 y luego se filtran
empleando filtros piloto 214. El filtro piloto 214 realiza
preferiblemente un promediado sobre una serie de sumas realizadas
por los sumadores 208, pero resultarán evidentes otras técnicas de
filtrado a aquellos expertos en la técnica. Las señales piloto en
fase y en cuadratura de fase se usan para girar de fase y escalar
los datos demodulados por códigos Walsh W_{1} y W_{2} de acuerdo
con los datos modulados BPSK mediante la multiplicación conjugada
compleja empleando los multiplicadores 216 y los sumadores 217 que
producen datos de decisión suave de control de potencia y BPSK. Los
datos modulados con código Walsh W_{3} se giran de fase empleando
las señales piloto filtradas en fase y en cuadratura de fase de
acuerdo con los datos modulados QPSK empleando los multiplicadores
218 y sumadores 220, produciendo datos de decisión suave QPSK. Los
datos de control de potencia de decisión suave se suman sobre 384
símbolos de modulación mediante un sumador 384 a 1 222 produciendo
datos de control de potencia de decisión suave. Los datos modulados
con código Walsh W_{3} girados en fase, los datos modulados con
código Walsh W_{3} y los datos de decisión suave de control de
potencia se hacen disponibles para su combinación. Alternativamente,
la codificación y decodificación se realiza también sobre los datos
de control de potencia.
Además de proporcionar información de fase, el
piloto se puede usar también en el sistema receptor para facilitar
el seguimiento del tiempo. El seguimiento del tiempo se realiza
procesando también en un tiempo de muestra anterior (más pronto) y
en un tiempo de muestra después (más tarde) de ser procesada la
presente muestra de recepción. Para determinar el tiempo que iguala
más próximamente con el tiempo real de llegada, la amplitud del
canal piloto el tiempo de muestra más pronto y más tarde se puede
comparar con la amplitud en el tiempo de muestra presente para
determinar cuál es el mayor. Si la señal en uno de los tiempos
adyacentes de muestra es mayor que en el tiempo de muestra presente,
se puede ajustar la temporización de forma que se obtengan los
mejores resultados de demodulación.
La Fig. 7 es un diagrama de bloques de un
decodificador de canal BPSK 128 y de un decodificador de canal QPSK
126 (Fig. 2). Los datos de decisión suave BPSK del combinador 184
(Fig. 5) son recibidos por el acumulador 240 que almacena la primera
secuencia de símbolos de demodulación 6,144/N_{R} en la trama
recibida donde N_{R} depende de la velocidad de transmisión de los
datos de decisión suave BPSK tal como se describió más arriba, y
suma cada siguiente conjunto de 6,144/N_{R} símbolos demodulados
contenidos en la trama con los correspondientes símbolos acumulados
almacenados. El bloque desintercalador 242 desintercala los datos de
decisión suave acumulados del sumador de punto de arranque variable
240 y el decodificador Viterbi 244 decodifica los datos de decisión
suave desintercalados para producir datos de decisión firme así como
los resultados de la suma de comprobación CRC. Dentro del
decodificador QPSK 126 los datos de decisión suave QPSK_{I} y
QPSK_{Q} del combinador 184 (Fig. 5) son demultiplexados a una
única corriente de datos de decisión suave mediante el demultiplexor
246 y la única corriente de datos de decisión suave es recibida por
el acumulador 248 que acumula cada 6,144/N_{R} símbolos de
demodulación donde N_{R} depende de la velocidad de transmisión de
los datos QPSK. El bloque desintercalador 250 desintercala los datos
de decisión suave del sumador de punto de arranque variable 248 y el
decodificador Viterbi 252 decodifica los símbolos de modulación
desintercalados para producir datos de decisión firme así como los
resultados de la suma de comprobación CRC. En la realización de la
invención ejemplar alternativa descrita anteriormente con respecto a
la figura 3 en la que la repetición de símbolo se realiza antes del
desintercalor, están colocados acumuladores 240 y 248 después de los
bloques desintercaladores 242 y 250. En la realización que incorpora
el uso de conjuntos de velocidades, y por tanto en la que la
velocidad de una trama particular no se conoce, se emplean múltiples
decodificadores, operando cada uno a una velocidad de transmisión
diferente y luego la trama asociada con la velocidad de transmisión
más probablemente usada se selecciona basándose en los resultados de
suma de comprobación CRC. El empleo de otros procedimientos de
comprobación de error es consistente con la práctica de las
realizaciones de la presente invención.
Así se ha descrito un sistema inalámbrico de
comunicación CDMA de alta velocidad, multicanal. La descripción se
provee para permitir a cualquier experto en la técnica que haga o
use realizaciones de la presente invención. A aquellos expertos en
la técnica les resultarán rápidamente evidentes las distintas
modificaciones a estas realizaciones, y los principios genéricos
aquí definidos se pueden aplicar a otras realizaciones sin empleo de
la facultad inventiva.
Claims (36)
1. Un procedimiento para generar datos para la
transmisión desde una unidad de abonado a una estación base,
comprendiendo el procedimiento:
modular (150a-150d) cada uno de
una pluralidad de datos codificados de canal con un código asociado
para producir una pluralidad de flujos de símbolos modulados;
ajustar la ganancia (152-156,
158a, 158b) de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos
modulados;
sumar (160) al menos dos de la pluralidad de
flujos de símbolos modulados a al menos un flujo combinado; y
multiplicar en complejo (164a a 164d) dicho al
menos un flujo combinado con un código de seudorruido complejo.
2. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que la modulación de cada uno de una pluralidad de datos
codificados de canal con un código asociado comprende:
modular datos codificados de canal piloto con un
primer código para producir un primer flujo de símbolos modulados;
y
modular primeros datos codificados de canal de
usuario con un segundo código para producir un segundo flujo de
símbolos modulados.
3. Procedimiento según la reivindicación 2, que
comprende adicionalmente:
modular segundos datos codificados de canal de
usuario con el segundo código para producir un tercer flujo de
símbolos modulados.
4. Procedimiento según la reivindicación 2, que
comprende adicionalmente:
modular segundos datos codificados de canal de
usuario con un tercer código para producir un tercer flujo de
símbolos modulados.
5. Procedimiento según la reivindicación 2, que
comprende adicionalmente:
modular terceros datos codificados de canal de
usuario con un tercer código para producir un cuarto y un quinto
flujo de símbolos modulados.
6. Procedimiento según la reivindicación 5, en
el que dicha combinación de la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
sumar dicho primer flujo de símbolos modulados,
dicho segundo flujo de símbolos modulados, y dicho cuarto flujo de
símbolos modulados; y
proporcionar dichos flujos sumados de manera
separada a partir de dicho quinto flujo de símbolos modulados para
dicha multiplicación en complejo.
7. Procedimiento según la reivindicación 5, que
comprende adicionalmente:
modular datos codificados de canal de control de
potencia con un quinto código para producir un octavo flujo de
símbolos modulados.
8. Procedimiento según la reivindicación 7, en
el que dicha combinación de la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
sumar dicho primer flujo de símbolos modulados,
dicho segundo flujo de símbolos modulados, dicho cuarto flujo de
símbolos modulados; y dicho octavo flujo de símbolos modulados;
y
proporcionar dichos flujos sumados de manera
separada a partir de dicho quinto flujo de símbolos modulados para
dicha multiplicación en complejo.
9. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que la modulación de cada uno de una pluralidad de datos
codificados de canal con un código asociado comprende:
modular datos codificados de canal piloto con un
primer código para producir un primer flujo de símbolos
modulados;
modular terceros datos codificados de canal de
usuario con un tercer código para producir un cuarto y un quinto
flujo de símbolos modulados, y
modular cuartos datos codificados de canal de
usuario con un cuarto código para producir un sexto y un séptimo
flujo de símbolos modulados.
10. Procedimiento según las reivindicaciones 2 ó
9, que comprende adicionalmente:
modular datos codificados de canal de control de
potencia con un quinto código para producir un octavo flujo de
símbolos modulados.
11. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que el código de seudorruido complejo comprende una componente de
código de seudorruido en fase y una componente de código de
seudorruido en cuadratura de fase.
12. Procedimiento según la reivindicación 11, en
el que la componente de código de seudorruido en fase y la
componente de código de seudorruido en cuadratura de fase se
multiplican por un código largo.
13. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que dicha multiplicación en complejo comprende:
utilizar un primero de los al menos un flujo
combinado y una componente de código de seudorruido en fase como
partes reales; y
utilizar un segundo de los al menos un flujo
combinado y una componente de código de seudorruido en cuadratura de
fase como partes imaginarias.
14. Procedimiento según la reivindicación 13, en
el que dicha multiplicación en complejo comprende:
multiplicar el primero de los al menos un flujo
combinado por la componente de código de seudorruido en fase para
producir una primer señal intermedia;
multiplicar el segundo de los al menos un flujo
combinado por la componente de código de seudorruido en fase para
producir una segunda señal intermedia;
multiplicar el primero de los al menos un flujo
combinado por la componente de código de seudorruido en cuadratura
de fase para producir una tercera señal intermedia;
multiplicar el segundo de los al menos un
segundo flujo combinado por la componente de código de seudorruido
en cuadratura de fase para producir una cuarta señal intermedia;
restar la cuarta señal intermedia de la primera
señal intermedia para producir una señal de producto en fase; y
sumar la segunda señal intermedia a la tercera
señal intermedia para producir una señal de producto en cuadratura
de fase.
15. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que la pluralidad de códigos asociados son códigos Walsh.
16. Procedimiento según la reivindicación 15, en
el que una longitud de los códigos Walsh es cuatro.
17. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que dicho ajuste de ganancia de la pluralidad de flujos de
símbolos modulados comprende:
ajustar la ganancia de un primer flujo de
símbolos modulados; y
ajustar las ganancias de cada uno de los flujos
restantes a valores determinados con respecto a la ganancia del
primer flujo.
18. Procedimiento según cualquier reivindicación
precedente, en el que la ganancia se ajusta según un comando de
control de potencia recibido a través de una señal de enlace
ascendente.
19. Un aparato para generar datos para la
transmisión desde una unidad de abonado a una estación base,
comprendiendo el aparato:
medios (150a a 150d) para modular cada uno de
una pluralidad de datos codificados de canal con un código asociado
para producir una pluralidad de flujos de símbolos modulados;
medios (152-156, 158a, 158b)
para ajustar la ganancia de cada uno de la pluralidad de flujos de
símbolos modulados;
medios (160) para sumar al menos dos de la
pluralidad de flujos de símbolos modulados a al menos un flujo
combinado; y
medios (164a a 164d, 166a, 166b) para
multiplicar en complejo dicho al menos un flujo combinado con un
código de seudorruido complejo.
20. Aparato según la reivindicación 19, en el
que los medios para modular cada uno de una pluralidad de datos
codificados de canal con un código asociado comprende:
medios para modular datos codificados de canal
piloto con un primer código para producir un primer flujo de
símbolos modulados; y
medios para modular primeros datos codificados
de canal de usuario con un segundo código para producir un segundo
flujo de símbolos modulados.
21. Aparato según la reivindicación 20, que
comprende adicionalmente:
medios para modular segundos datos codificados
de canal de usuario con el segundo código para producir un tercer
flujo de símbolos modulados.
22. Aparato según la reivindicación 20, que
comprende adicionalmente:
medios para modular segundos datos codificados
de canal de usuario con un tercer código para producir un tercer
flujo de símbolos modulados.
23. Aparato según la reivindicación 20, que
comprende adicionalmente:
medios para modular terceros datos codificados
de canal de usuario con un tercer código para producir un cuarto y
un quinto flujo de símbolos modulados.
24. Aparato según la reivindicación 23, en el
que dichos medios para combinar la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
medios para sumar dicho primer flujo de símbolos
modulados, dicho segundo flujo de símbolos modulados, y dicho cuarto
flujo de símbolos modulados; y
medios para proporcionar dichos flujos sumados
de manera separada a partir de dicho quinto flujo de símbolos
modulados para dicha multiplicación en complejo.
25. Aparato según la reivindicación 23, que
comprende adicionalmente:
medios para modular datos codificados de canal
de control de potencia con un quinto código para producir un octavo
flujo de símbolos modulados.
26. Aparato según la reivindicación 25, en el
que dichos medios para combinar la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
medios para sumar dicho primer flujo de símbolos
modulados, dicho segundo flujo de símbolos modulados, dicho cuarto
flujo de símbolos modulados, y dicho octavo flujo de símbolos
modulados; y
medios para proporcionar dichos flujos sumados
de manera separada a partir de dicho quinto flujo de símbolos
modulados para dicha multiplicación en complejo.
27. Aparato según la reivindicación 19, en el
que los medios para modular cada uno de una pluralidad de datos
codificados de canal con un código asociado comprende;
medios para modular datos codificados de canal
piloto con un primer código para producir un primer flujo de
símbolos modulados;
medios para modular terceros datos codificados
de canal de usuario con un tercer código para producir un cuarto y
quinto flujo de símbolos modulados, y
medios para modular cuartos datos codificados de
canal de usuario con un cuarto código para producir un sexto y un
séptimo flujo de símbolos modulados.
28. Aparato según las reivindicaciones 20 ó 27,
que comprende adicionalmente:
\newpage
medios para modular datos codificados de canal
de control de potencia con un quinto código para producir un octavo
flujo de símbolos modulados.
29. Aparato según la reivindicación 19, en el
que el código de seudorruido complejo comprende una componente de
código de seudorruido en fase y una componente de código de
seudorruido en cuadratura de fase.
30. Aparato según la reivindicación 29, en el
que la componente de código de seudorruido en fase y la componente
de código de seudorruido en cuadratura de fase se multiplican por un
código largo.
31. Aparato según la reivindicación 19, en el
que dichos medios para multiplicar en complejo comprenden:
medios para utilizar un primero de los al menos
un flujo combinado y una componente de código de seudorruido en fase
como partes reales; y
medios para utilizar un segundo de los al menos
un flujo combinado y una componente de código de seudorruido en
cuadratura de fase como partes imaginarias.
32. Aparato según la reivindicación 31, en el
que dichos medios para multiplicar en complejo comprenden:
medios para multiplicar el primero de los al
menos un flujo combinado por la componente de código de seudorruido
en fase para producir una primera señal intermedia;
medios para multiplicar el segundo de los al
menos un flujo combinado por la componente de código de seudorruido
en fase para producir una segunda señal intermedia;
medios para multiplicar el primero de los al
menos un flujo combinado por la componente de código de seudorruido
en cuadratura en fase para producir una tercera señal
intermedia;
medios para multiplicar el segundo de los al
menos un segundo flujo combinado por la componente de código de
seudorruido en cuadratura de fase para producir una cuarta señal
intermedia;
medios para restar la cuarta señal intermedia de
la primera señal intermedia para producir una señal de producto en
fase; y
medios para sumar la segunda señal intermedia a
la tercera señal intermedia para producir una señal de producto en
cuadratura de fase.
33. Aparato según la reivindicación 19, en el
que la pluralidad de códigos asociados son códigos Walsh.
34. Aparato según la reivindicación 33, en el
que una longitud de los códigos Walsh es cuatro.
35. Aparato según la reivindicación 19, en el
que dicho ajuste de ganancia de la pluralidad de flujos de símbolos
modulados comprende:
ajustar la ganancia de un primer flujo de
símbolos modulados; y
ajustar las ganancias de cada uno de los flujos
restantes a valores determinados con respecto a la ganancia del
primer flujo.
36. Aparato según cualquiera de las
reivindicaciones 19 a 35, que comprende adicionalmente medios para
permitir el ajuste de ganancia de al menos uno de los flujos de
símbolos modulados mediante el uso de un comando de control de
potencia recibido a través de una señal de enlace ascendente.
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