JP4263749B2 - 高データ速度ｃｄｍａ無線通信システム - Google Patents

Description

発明の技術分野

本発明は、通信システムに関し、特に、高データ速度のＣＤＭＡ無線通信のための優れた改良された方法および装置に関する。

関係する技術の説明

セルラ、衛星、および地点間通信システムを含む無線通信システムは２つのシステム間のデータ伝送のために変調された無線周波数（ＲＦ）信号を含む無線リンクを使用している。無線リンクの使用は、有線通信システムに比較して移動性が増加し、基礎構造に対する要求が減少する等の種々の理由により好ましい。無線リンクの使用の欠点の１つは、利用できるＲＦ帯域幅の量が制限されていることから生じる通信容量の制限である。この制限された通信容量は追加の有線ライン接続の設置によって付加的な容量を追加することができる有線ベースの通信とんもと対照的である。

ＲＦ帯域幅の制限された性質を認識したことにより、有効ＲＦ帯域幅を無線通信システムが使用する効率を増加させる種々の信号処理技術が開発されている。そのような帯域幅の効率的な信号処理技術の広く受け入れられている１例は、通信工業協会（ＴＩＡ）によって公表された空中インターフェイス標準方式によるＩＳ-95 およびそれから発展したＩＳ-95A（以下それらを総称してＩＳ-95 標準方式と言う）であり、主としてセルラ通信システムにおいて使用されている。ＩＳ-95 標準方式は、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）信号変調技術を含み、同じＲＦ帯域幅にわたって同時に多重通信を行っている。包括的な電力制御と組合わされたとき、同じ帯域幅にわたって行われる多重通信は呼の全体数を増加し、他の無線通信技術に比較して周波数の再使用を増加させる。

多重アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用については、本出願人の米国特許第４，９０１，３０７号明細書および米国特許第５，１０３，４５９号明細書に記載されており、ここで参考文献とされる。

図１は、ＩＳ-95 標準方式にしたがって構成されたセルラ電話システムの高度に簡単化した図面である。動作において、１組の加入者装置10ａ〜ｄはＣＤＭＡ変調ＲＦ信号を使用する１以上の基地局12ａ〜ｄと１以上のＲＦインターフェイスを設定することによって無線通信を行う。基地局12と加入者装置10との間の各ＲＦインターフェイスは基地局12から送信されたフォワードリンク信号と加入者装置から送信されたリバースリンク信号から構成されている。これらのＲＦインターフェイスを使用して他のユーザとの通信は一般に移動無線交換局（ＭＴＳＯ）14および公共交換局（ＰＳＴＮ）16によって行われる。基地局12、ＭＴＳＯ14およびＰＳＴＮ16の間のリンクは、通常有線接続によって形成されるが、付加的にＲＦまたはマイクロ波リンクの使用も知られている。

ＩＳ-95 標準方式によれば、各加入者装置10は単一チャネルの、コヒーレントでない、リバースリンク信号によってユーザデータを９．６または１４．４ｋビット／秒の最大データ速度で送信する。それは１組の速度から選択された速度設定に依存している。コヒーレントでないリンクは位相情報が受信システムによって利用されないリンクである。コヒーレントリンクは処理中に搬送波信号の位相の知識を受信機が利用するリンクである。位相情報は一般的にパイロット信号の形態をとるが、また送信されたデータから推定することもできる。１組の６４ウォルシュコードに対するＩＳ-95 標準方式の呼はそれぞれフォワードリンクのために使用される６４チップからそれぞれ構成される。

ＩＳ-95 標準方式により特定された最大データ速度９．６または１４．４ｋビット／秒を有する単一チャネルの、コヒーレントでない、リバースリンク信号の使用は、無線セルラ電話システムに対してよく適合しており、それにおいて典型的な通信はデジタル化された音声またはファクシミルのような低速度データを含んでいる。コヒーレントでないリバースリンクは、８０までの加入者装置10が割当てられたそれぞれ1.2288ＭＨｚの帯域幅の各帯域に対して基地局と通信することができ、１組の加入者装置10が互いに干渉する程度を実質上増加するような各加入者装置10から送信中必要なパイロットデータを与える。また、９．６または１４．４ｋビット／秒のデータ速度でパイロットデータのユーザデータに対する送信電力の比は顕著なものであり、それ故加入者装置間の干渉を増加させる。単一チャネルリバースリンク信号の使用は、有線電話の使用と適合する時間における１つの形式の通信において結合するから、現在の無線セルラ通信の基礎とする模範がある。また、単一チャネルの処理の複雑性は多重チャネルを処理する場合に関連するものよりも小さい。

デジタル通信の進歩と共に、対話型のファイル一瞥およびビデオ電話会議のような応用に対するデータの無線伝送に対する要望は実質的に増加することが期待されている。この増加は無線通信システムが使用される方法および関連するＲＦインターフェイスが動作する条件を変化させる。特に、データは高い最大速度と非常に多くの可能な種類で送信されるであろう。また、さらに信頼性のある送信が必要になる。それは伝送データ中のエラーの許容度がオーディオ情報の送信の場合よりも厳しくなるからである。さらに、データのタイプの増加は同時に多数のタイプのデータを送信する必要性を生成する。例えば、データファイルを交換することが必要であり、一方ではオーディオまたはビデオインターフェイスを維持しなければならない。また、加入者装置からの送信速度が増加するとき、ＲＦ帯域幅の量当りの基地局12と通信する加入者装置10の数は減少する。データ伝送速度が高くなるほど、基地局のデータ処理容量は基地局10に到達するのを少なくする。ある例では現在のＩＳ-95 標準方式リバースリンクはこれら全ての変化に対して理想的に適合することはできない。それ故、本発明はより高いデータ速度と、帯域幅効率と、多数の形式の通信が行われるＣＤＭＡインターフェイスの提供に関係する。

発明の概要

高速度のＣＤＭＡ無線通信のための優れた、改良された方法および装置が開示される。本発明の１実施形態によれば、１組の利得調整された加入者チャネルが直交波形周期当り少ない数のＰＮ拡散チップを有する１組の直交サブチャネルコードの使用によって形成される。送信チャネルの１つを介して送信されるべきデータはコード化された低いコード速度エラー補正であり、反復されるシーケンスは、サブチャネルコードの１つにより変調され、利得調整され、他のサブチャネルコードを使用して変調されたデータと合計される。結果的に得られた合計されたデータをロングコードおよび擬似ランダム拡散コード（ＰＮコード）を使用して変調され、送信のためにアップコンバートされる。短い直交コードの使用は干渉を抑制し、一方では依然として広範囲のエラー補正コード化と地上無線システムで通常受けるレーレーフェーディングを克服するための時間ダイバーシティに対する受信を可能にする。本発明の１実施形態によれば、１組のサブチャネルコードは４つのウォルシュコードからなり、それぞれ残りのセットに直交し、４チッブ期間を有している。４つのサブチャネルの使用は、使用される直交コードを短くできるために好ましい。しかしながら、より多くの数のチャネルの使用、すなわちよりロングコードは本発明と調和している。

本発明の好ましい実施形態においては、パイロットデータが第１の送信チャネルにより送信され、電力制御データが第２の送信チャネルにより送信される。残りの２つの送信チャネルは、ユーザデータ、シグナリングデータまたはそれら両者を含む特定されないデジタルデータを送信するために使用される。例示的な実施形態において、２つの特定されない送信チャネルの１つはＢＰＳＫ変調用に構成され、他方はＱＰＳＫ変調用に構成される。これが行われるために、それはシステムの多能性を示すものである。両チャネルは本発明の別の実施形態においてＢＰＳＫ変調、あるいはＱＰＳＫ変調することができる。変調前に、特定されないデータはコード化され、そのコード化は循環冗長検査（ＣＲＣ）発生、畳み込みコード化、インターリーブ、選択的シーケンス反復、およびＢＰＳＫまたはＱＰＳＫマッピングを含んでいる。行われる反復回数を変化させることによって、整数のシンボルシーケンスに対する反復回数に制限されないで、高いデータ速度を含む広範囲の種々の伝送速度が得られる。さらに高いデータ速度は両方の特定されないチャネルで同時にデータを送信することによって達成することができる。また、各送信チャネルで行われる利得調整を頻繁に更新することによって、送信システムにより使用される全体の送信電力は、多重送信システム間で発生した干渉が最小となり、それによって全体のシステム容量が増加するように最小に維持することができる。

本発明の特徴、目的および効果は、添付図面を参照にする以下の詳細な説明からさらに明らかになるであろう。図面において同じ参照符号は全体を通して対応するものを示している。

好ましい実施形態の説明

高速度のＣＤＭＡ無線通信のための優れた、改良された方法および装置はセルラ通信システムのリバースリンク伝送部分について記載されている。本発明は、セルラ電話システムの多数の地点間リバースリンク伝送内で使用するのに特に適しているが、本発明は、フォワードリンク伝送にも同様に適用することができる。さらに、衛星ベースの無線通信システム、地点間無線通信システム、同軸またはその他の広帯域ケーブルの使用による無線周波数信号を送信するシステム等を含む多くの他の無線通信システムが本発明を使用することによって利益を得ることができる。

図２は、本発明の１実施形態による加入者装置100 および基地局120 として構成された受信および送信システムのブロック図である。第１の組のデータ（ＢＰＳＫデータ）はＢＰＳＫチャネルエンコーダ103 によって受け取られ、このエンコーダ103 はＢＰＳＫ変調を行うように構成されたコードシンボルを発生し、それは変調器104 によって受け取られる。第２の組のデータ（ＱＰＳＫデータ）はＱＰＳＫチャネルエンコーダ102 によって受け取られ、このエンコーダ102 はＱＰＳＫ変調を行うように構成されたコードシンボルを発生し、それもまた変調器104 によって受け取られる。変調器104 はまた電力制御データおよびパイロットデータを受け取り、それはコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）技術にしたがってＢＰＳＫおよびＱＰＳＫのコード化されたデータと共に変調され、ＲＦ処理システム106 によって受け取られる１組の変調シンボルを発生する。ＲＦ処理システム106 はこの１組の変調シンボルをフィルタ処理し、アンテナ108 を使用して基地局120 に送信ために搬送波周波数にアップコンバートする。ただ１つの加入者装置100 しか示されていないが、この実施形態では多数の加入者装置が基地局120 と通信する。

基地局120 内において、ＲＦ処理システム122 は送信されたＲＦ信号をアンテナ121 により受信し、バンドパスフィルタ処理、ベースバンドへのダウンコンバートおよびデジタル化を行う。復調器124 はデジタル化された信号を受け取ってＣＤＭＡ技術にしたがって復調を行い、電力制御、ＢＰＳＫ、およびＱＰＳＫ軟判定データを生成する。ＢＰＳＫチャネルデコーダ128 は復調器124 から受け取られたＢＰＳＫ軟判定データを解読してＢＰＳＫデータの最良の評価を生成し、ＱＰＳＫチャネルデコーダ126 は復調器124 から受け取られたＱＰＳＫ軟判定データを解読してＱＰＳＫデータの最良の評価を生成する。最良の評価の第１と第２のデータのセットはその後さらに処理するために使用され、あるいは次の目的地へ送られ、受信された電力制御データは直接あるいは解読後に加入者装置100 にデータを送信するために使用されたフォワードリンクチャネルの送信電力を調節するために使用される。

図３は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャネルエンコーダ103 とＱＰＳＫチャネルエンコーダ102 のブロック図である。ＢＰＳＫチャネルエンコーダ103 内においてＢＰＳＫデータはＣＲＣチェックサム発生器130 により受け取られ、第１の組のデータのそれぞれ２０ｍｓのフレームに対するＣＲＣチェックサムを発生する。ＣＲＣチェックサムと共にデータフレームはテールビット発生器132 によって受け取られ、それはデコードプロセスの終りにおいて既知の状態を与えるために各フレームの終りに８個の論理ゼロからなるテールビットを付加する。コードテールビットおよびＣＲＣチェックサムを含むフレームは畳み込みエンコーダ134 によって受け取られ、この畳み込みエンコーダ134 は、制限された長さ（Ｋ）９、速度（Ｒ）１／４ノ畳み込みコード化を行い、それによってエンコーダ入力速度（Ｅ_R ）の４倍の速度のコードシンボルを発生する。本発明の別の実施形態では、１／２速度を含む他のコード化速度が実行されるが、その最適の複素数性能特性によって１／４速度が好ましい。ブロックインターリーバ136 はコードシンボルについてビットインターリーブを行い、高速フェーディングの環境において信頼性の高い送信を行うために時間ダイバーシティを行う。その結果得られたインターリーブされたシンボルは可変スタート点リピータ138 により受け取られ、それはインターリーブされたシンボルシーケンスを十分な回数Ｎ_R で反復して一定速度のシンボルストリームを生成し、それは一定数のシンボルを有するフレームを出力することに対応している。シンボルシーケンスの反復はまたフェーディングを克服するためにデータの時間ダイバーシティを増加させる。例示的な実施形態において、一定数のシンボルは毎秒３０７．２キロシンボル（ｋｓｐｓ）のシンボル速度を形成する各フレームに対して６，１４４シンボルに等しい。また、リピータ138 は異なったスタート点を使用して各シンボルシーケンスに対して反復を開始する。フレーム当り６，１４４シンボルを発生するために必要なＮ_R の値が整数でないとき、最終的な反復はシンボルシーケンスの一部に対してだけ行なわれる。結果的に得られた１組の反復されたシンボルはＢＰＳＫマッパ（mapper）139 によって受け取られ、それはＢＰＳＫコードシンボルストリーム（ＢＰＳＫ）の＋１および−１値を生成し、ＢＰＳＫ変調を実行する。本発明の別の実施形態において、リピータ138 はブロックインターリーバ136 の前に配置され、そのためブロックインターリーバ136 が各フレームに対して同じ数のシンボルを受け取る。

ＱＰＳＫチャネルエンコーダ102 内においてＱＰＳＫデータはＣＲＣチェックサム発生器140 により受け取られ、それぞれ２０ｍｓのフレームに対するＣＲＣチェックサムを発生する。ＣＲＣチェックサムを含むフレームはコードテールビット発生器142 によって受け取られ、それはフレームの終りに８個の論理ゼロのテールビットを付加する。コードテールビットおよびＣＲＣチェックサムを含むフレームは畳み込みエンコーダ144 によって受け取られ、この畳み込みエンコーダ144 は、Ｋ＝９、Ｒ＝１／４の畳み込みコード化を行い、それによってエンコーダ入力速度（Ｅ_R ）の４倍の速度のコードシンボルを発生する。ブロックインターリーバ146 はシンボルについてビットインターリーブを行い、結果的に得られたインターリーブされたシンボルは可変スタート点リピータ148 により受け取られる。可変スタート点リピータ148 はインターリーブされたシンボルシーケンスを各反復に対してシンボルシーケンス内の異なったスタート点を使用して十分な回数Ｎ_R 反復して毎秒６１４．４キロシンボル（ｋｓｐｓ）のシンボル速度を形成する各フレームに対して１２，２８８シンボルを発生する。Ｎ_R の値が整数でないとき、最終的な反復はシンボルシーケンスの一部に対してだけ行なわれる。結果的に得られた反復されたシンボルはＱＰＳＫマッパ149 によって受け取られ、それは同位相ＱＰＳＫコードシンボルストリームの＋１および−１の値（ＱＰＳＫ_I ）と直角位相ＱＰＳＫコードシンボルストリームの＋１および−１の値（ＱＰＳＫ_Q ）とからなるＱＰＳＫ変調を実行するように構成されたＱＰＳＫコードシンボルストリームを生成する。本発明の別の実施形態において、リピータ148 はブロックインターリーバ146 の前に配置され、そのためブロックインターリーバ146 が各フレームに対して同じ数のシンボルを受け取る。

図４は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図２の変調器104 のブロック図である。ＢＰＳＫチャネルエンコーダ103 からのＢＰＳＫシンボルは乗算器150bを使用してウォルシュコードＷ₂ によってそれぞれ変調され、ＱＰＳＫチャネルエンコーダ102 からのＱＰＳＫ_I およびＱＰＳＫ_Q シンボルは乗算器150cおよび150dを使用してウォルシュコードＷ₃ によってそれぞれ変調される。電力制御データ（ＰＣ）は乗算器150aを使用してウォルシュコードＷ₁ によって変調される。利得調節装置152 はパイロットデータ（ＰＩＬＯＴ）を受け取り、それは本発明の好ましい実施形態では正の電圧に関連する論理レベルから構成され、調節係数Ａ₀ によって振幅を調節する。パイロット信号ＰＩＬＯＴはユーザデータを与えるのではなく、基地局に対して位相および振幅情報を提供し、それによって残っているサブチャネルで伝送されたデータのコヒーレントな復調を可能にし、軟判定出力値を合成のためにスケーリングする。利得調節装置154 は利得調節係数Ａ₁ によってウォルシュコードＷ₁ で変調された電力制御データの振幅を調節する。利得調節装置156 は増幅変数Ａ₂ にしたがってウォルシュコードＷ₂ で変調されたＢＰＳＫチャネルデータの振幅を調節する。利得調節装置158aおよび158bは利得調節係数Ａ₃ にしたがってそれぞれウォルシュコードＷ₃ で変調された同位相および直角位相ＱＰＳＫシンボルチャネルデータの振幅を調節する。本発明の好ましい実施形態で使用されたウォルシュコードは表Iに示されている。

表 I
ウォルシュコード 変調シンボル
Ｗ₀ ＋＋＋＋
Ｗ₁ ＋−＋−
Ｗ₂ ＋＋−−
Ｗ₃ ＋−−＋
当業者には、Ｗ₀ コードが全く実効的に変調されないものであり、示されたパイロットデータの処理と調和していることは明白である。電力制御データはＷ₁ コードで変調され、ＢＰＳＫデータはＷ₂ コードで変調され、ＱＰＳＫデータはＷ₃ コードで変調される。一度適切なウォルシュコードで変調されると、以下説明するように、パイロット、電力制御データ、およびＢＰＳＫデータはＢＰＳＫ技術にしたがって伝送され、ＱＰＳＫデータ（ＱＰＳＫ_I およびＱＰＳＫ_Q ）はＱＰＳＫ技術にしたがって伝送される。また全ての直交チャネルが使用されることは必要ではないことも理解すべきであり、また、ただ１つのユーザチャネルが設けられている場合に４つのウォルシュコードの３つだけの使用が本発明の別の実施形態において記載されている。

短い直交コードの使用はシンボル当りの発生するチップ数を少なくし、それ故長いウォルシュコードの使用を伴うシステムと比較したときより広範囲のコード化および反復が可能になる。このさらに広がったコード化および反復は地上通信システムにおけるエラーの主要な原因であるレーレーフェーディングに対する保護手段を与える。その他のコード数およびコード長の使用は本願発明に使用可能であるが、さらに長いウォルシュコードの大きいセットの使用はフェーディングに対する保護の効果の向上を減殺する。４チップコードの使用は最適であると考えられる。それは４つのチャネルは以下示すように種々の形式のデータの伝送に対して十分な柔軟性を与え、しかもショートコード長を維持できるからである。

合計装置160 は利得調節装置152, 154, 156, 158a からの結果的に調節された変調信号を合計して合計された変調シンボル161 を発生する。ＰＮ拡散コードＰＮ_I およびＰＮ_Q は乗算器162aおよび162bを使用してロングコード80との乗算により拡散される。乗算器162aおよび162bにより与えられた結果的に得られた擬似ランダムコードは合計された変調シンボル161 を変調するために使用され、利得調節された直角位相シンボルＱＰＳＫ_Q 163 は乗算器164a〜d および合計装置166aおよび166bを使用して複素数乗算される。得られた同位相項Ｘ_I および直角位相項Ｘ_Q はフィルタ処理され（フィルタは示されていない）、ＲＦ処理システム106 内で搬送波周波数にアップコンバートされる。ＲＦ処理システム106 は乗算168 および同位相および直角位相正弦波を使用する簡単化された形態で示されている。オフセットＱＰＳＫアップコンバートはまた本発明の別の実施形態で使用することができる。同位相および直角位相のアップコンバートされた信号は合計装置170 を使用して合計され、主増幅器172 により主利得調節係数Ａ_M にしたがって増幅され、基地局120 に送信される信号ｓ（ｔ）を発生する。本発明の好ましい実施形態において、信号は拡散されフィルタ処理されて１．２２８８ＭＨｚの帯域幅とされ、既存のＣＤＭＡチャネルの帯域幅と匹敵するように維持される。

データが伝送される多重直交チャネルを提供することによって、および高い入力データ速度に応答して行われるＮ_R 回の反復数を減少させる可変速度リピータを使用することによって、上述の送信信号処理方法およびシステムは、単一の加入者装置または他の送信システムが可変データ速度でデータを送信することを可能にする。特に、図３の可変スタート点リピータ138 または48により行われる反復率Ｎ_R を減少することによって増加する高いエンコーダ入力速度Ｅ_R を維持することができる。本発明の別の実施形態では１／２速度畳み込みコード化が２倍に増加された反復割合Ｎ_R により行われる。種々の反復割合Ｎ_R と、ＢＰＳＫＱチャネルおよびＰＳＫチャネルに対する１／４および１／２に等しいコード化速度Ｒによりサポートされた１組の例示的なエンコーダ速度Ｅ_R は表IIおよびIII にそれぞれ記載されている。

表II． ＢＰＳＫ チャネル

表III ． ＱＰＳＫ チャネル

表II、III は、エンコーダ入力速度Ｅ_R がデータ送信速度から、ＣＲＣとコードテールビットとその他のオーバーヘッド情報の送信に必要な定数を減算した速度に対応するとき、シーケンス反復数Ｎ_R を調節することによって、高いデータ速度を含む広範囲のデータ速度をサポートすることができることを示している。表II、III により示されているように、ＱＰＳＫ変調はまたデータ送信速度を増加するために使用されてもよい。普通に使用されることが予測される速度は“高速度 -７２”、“高速度 -３２”のように符号を付けられて与えられている。高速度 -７２、高速度 -６４、高速度 -３２として示されているこれらの速度は、本発明の例示的な実施形態では７２、６４、３２ｋｂｐｓの通信速度をそれぞれ有し、さらにシグナリングおよび３．６、５．２、５．２ｋｂｐｓ速度のその他の制御データと多重化される。速度ＲＳ１ -全速度とＲＳ２ -全速度はＩＳ-95 準拠通信システムで使用される速度に対応し、それ故互換性目的でかなり使用することが予測されている。ヌル速度は単一ビットの送信であり、フレーム消去を示すために使用され、これもＩＳ-95 標準方式の一部である。

データ送信速度はまた、反復速度Ｎ_R の減少によって送信速度を増加するのに加えて、またはその増加の代わりに行われる２以上の多数の直交チャネル上で同時にデータを送信することによって増加することができる。例えばマルチプレクサ（図示せず）は１つのデータソースを、多数のデータサブチャネルにわたって送信されるように多数のデータソースに分割する。したがって、受信システムの信号処理能力を超過し、エラー速度が許容可能ではなくなるかまたは送信システム電力の最大送信電力に到達するまで、総送信速度は、より高速度の特定のチャネルによる送信、あるいは多数のチャネルによって同時に行われる多数の送信により増加することができる。

多数のチャネルはまた異なったタイプのデータの送信で柔軟性を強化することとする。例えば、ＢＰＳＫチャネルは音声情報が指定され、ＱＰＳＫチャネルはデジタルデータの送信が指定される。この実施形態はより低いデータ速度の音声等の時間感応性データを送信するために１チャネルを指定し、他のチャネルをデジタルファイル等の時間感応性の少ないデータの送信に指定することによってさらに一般化することができる。この実施形態ではインターリーブはさらに時間ダイバーシティを増加するために時間感応性の少ないデータのための大きなブロックで行われる。本発明の別の実施形態では、ＢＰＳＫチャネルはデータの主要な送信を行い、ＱＰＳＫチャネルはオーバーフロー送信を行う。直交ウォルシュコードの使用は加入者装置から送信されたチャネルセット間の干渉を除去または実質上減少し、したがって基地局での適切な受信に必要な送信エネルギを最小限にする。

受信システムでの処理能力を増加し、それ故加入者装置におけるより高い送信能力が利用される程度を増加するために、パイロットデータはまた直交チャネルのうちの１つにより送信される。パイロットデータを使用して、コヒーレントな処理がリバースリンク信号の位相オフセットを決定し除去することによって受信システムで行われることができる。またパイロットデータはレイク（rake）受信機で合成される前に異なった時間遅延で受信されたマルチパス信号を最適に加重することに使用することができる。一度位相オフセットが除去され、マルチパス信号が適切に加重されると、マルチパス信号は合成され、リバースリンク信号が適切に処理されるように受信されなければならない電力を減少する。この必要な受信電力の減少は、より大きい送信速度を適切に処理できるようにし、または反対にリバースリンク信号セット間の干渉を減少できるようにする。幾つかの付加的な送信電力がパイロット信号の送信に必要であり、より高い送信速度の環境ではパイロットチャネル電力の全体的なリバースリンク信号電力に対する比率は、より低いデータ速度のデジタル音声データ送信セルラシステムに関する比率よりも実質上低い。したがって、高いデータ速度のＣＤＭＡシステム内では、コヒーレントなリバースリンクの使用で実現されたＥ_b ／Ｎ₀ 利得は各加入者装置からパイロットデータを送信するのに必要な付加的な電力にまさっている。

利得調節装置 152−158 とマスター増幅器172 の使用は、送信システムが種々の無線チャネル状態、送信速度、データタイプに適合することを可能にすることによって、前述のシステムの高送信能力が利用することができる程度をさらに増加する。特に、適切な受信に必要なチャネルの送信電力は他の直交チャネルと独立した方法で時間にわたって変化し、状況の変化で変化する。例えば、リバースリンク信号の最初の捕捉期間中に、パイロットチャネル電力は基地局において検出と同期を行うために増加させる必要がある。しかしながら、一度リバースリンク信号が得られると、パイロットチャネルの必要な送信電力は実質上減少し、加入者装置の移動速度を含む種々の係数に依存して変化する。したがって、利得調節係数の値Ａ₀ は、信号捕捉中は増加し、その後、通信の進行中には減少する。別の例では、より多くのエラーの許容性を有する情報がフォワードリンクにより送信されるとき、またはフォワードリンク送信が行われる環境がフェーディングを生じる傾向がないとき、利得調節係数Ａ₁ は、低いエラー速度を有する電力制御データを送信する必要性が減少するとき減少される。本発明の１実施形態では、電力制御調節が必要でないときはいつでも、利得調節係数Ａ₁ はゼロに減少される。

本発明の別の実施形態では、各直交チャネルまたはリバースリンク信号全体を利得調節する能力は、フォワードリンク信号を介して送信される電力制御命令の使用により、基地局120 またはその他の受信システムがチャネルまたはリバースリンク信号全体の利得調節を変更することを可能にすることによってさらに利用される。特に、基地局は特定のチャネルまたはリバースリンク信号全体の送信電力を調節するようにリクエストする電力制御情報を送信することもできる。これはデジタル化された音声およびデジタルデータ等のエラーに対して異なった感度を有する２つのタイプのデータがＢＰＳＫとＱＰＳＫチャネルを経て送信されるときのような多数の例において有効である。この場合、基地局120 は２つの関連するチャネルで異なったターゲットエラー速度を設定する。チャネルの実際のエラー割合がターゲットエラー割合を越えたならば、基地局は加入者装置に実際のエラー割合がターゲットエラー割合に到達するまでチャネルの利得調節を減少するように指令する。これは最終的に一方のチャネルの利得調節係数を他方のチャネルの利得調節係数に関して増加させる。すなわち、より多くのエラー感応性のデータに関連する利得調節係数は、感応性の少ないデータに関する利得調節係数に関連して増加される。別の例では、リバースリンク全体の送信電力は加入者装置100 のフェーディング状況または移動のために調節を必要とする。これらの場合、基地局120 は１つの電力制御命令の送信によってこのように行うことができる。

したがって、４つの直交チャネルの利得が独立して、および相互に合成して調節できるようにすることにより、リバースリンク信号の全送信電力は、これがパイロットデータであるか、電力制御データであるか、シグナリングデータであるかまたは異なったタイプのユーザデータであるか等の各データタイプに対して適切に送信するために必要な最小の電力に維持することができる。さらに、各データタイプにより異なって適切な送信を限定することができる。必要最低限の電力による送信は、最大量のデータが、加入者装置の有限の送信電力能力が与えられた基地局に送信されることを可能にし、また加入者装置間の干渉を減少する。この干渉の減少はＣＤＭＡ無線セルラシステム全体の総通信容量を増加する。

リバースリンク信号で使用される電力制御チャネルにより、加入者装置は毎秒８００電力制御ビットの速度を含む種々の速度で基地局へ電力制御情報を送信することが可能である。本発明の好ましい実施形態では、電力制御ビットは情報を加入者装置に送信するために使用されているフォワードリンク通信チャネルの送信電力を増加または減少するように基地局に指令する。通常、ＣＤＭＡシステム内で迅速な電力制御を行うことが有効であるが、デジタルデータはエラーに対してより敏感であり、高送信は短いフェーディング状態でさえも相当量のデータの損失を招くので、これはデータ送信を含むより高いデータ速度通信の面では特に便利である。高速度リバースリンク送信が高速度フォワードリンク送信を伴う傾向があると、リバースリンクにおける電力制御の迅速な伝送を行うことはさらにＣＤＭＡ無線通信システム内で高速度通信を助長する。

本発明の別の例示的な実施形態では、特定のＮ_R により定められる１組のエンコーダ入力速度Ｅ_R が特定のタイプのデータの送信に使用される。すなわち、データは最大のエンコーダ入力速度Ｅ_R 、またはより低いエンコーダ入力速度Ｅ_R のセットで送信され、関連するＮ_R はしたがって調節される。この実施形態の好ましい構成では、最大速度は表II、III でＲＳ１−全速度とＲＳ２−全速度に関して前述したようにＩＳ−９５準拠無線通信システムで使用される最大速度に対応し、それぞれの低い速度は次に高い速度のほぼ半分であり、全速度、半速度、４分の１速度、８分の１速度からなる１組の速度を生成する。より低いデータ速度は、表IVに与えられているＢＰＳＫチャネルの速度セット１、速度セット２に対する値Ｎ_R でシンボル反復速度Ｎ_R を増加することによって生成されることが好ましい。

表IV． ＢＰＳＫチャネルにおけるＲＳ１とＲＳ２速度セット

ＱＰＳＫチャネルの反復速度はＢＰＳＫチャネルの反復速度の２倍である。

本発明の例示的な実施形態にしたがって、フレームのデータ速度が先のフレームに関して変化したとき、フレームの送信電力は送信速度の変化にしたがって調節される。すなわち、低い速度のフレームが高い速度のフレームの後で送信されるとき、フレームが送信されている送信チャネルの送信電力は速度減少に比例して低い速度のフレームに対して減少され、またはその逆である。例えば、全速度のフレームの送信期間のチャネルの送信電力が送信電力Ｔであるならば、半速度のフレームの結果的な送信期間の送信電力はＴ／２である。送信電力の減少は好ましくはフレームの全期間の送信電力を減少することによって行われるのではなく、幾らかの冗長情報が“ブランクアウト”されるように送信デューティサイクルを減少することによっても行われることもできる。どちらの場合でも、送信電力調節は閉ループ電力制御機構と組み合わせて行われ、それによって送信電力は基地局から送信された電力制御データに応答してさらに調節される。

図５は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図２のＲＦ処理システム122 と復調器124 のブロック図である。乗算器 180ａと 180ｂは、同位相正弦波と直角位相正弦波によりアンテナ121 から受信した信号をダウンコンバートし、それぞれ同位相受信サンプルＲ_I と直角位相受信サンプルＲ_Q を生成する。ＲＦ処理システム122 は非常に簡単な形態で示されており、信号も広く知られた技術にしたがって整合フィルタ処理され、デジタル化される（図示せず）ことを理解すべきである。その後、受信サンプルＲ_I とＲ_Q は復調器124 内のフィンガー復調器182 に供給される。各フィンガー復調器182 は、インスタンスが利用可能であるならば、加入者装置100 により送信されたリバースリンク信号のインスタンスを処理し、リバースリンク信号の各インスタンスはマルチパス現象により生成される。３つのフィンガー復調器が示されているが、単一のフィンガー復調器182 の使用を含む別の数のフィンガー復調器を使用することも本発明と適合している。各フィンガー復調器182 は１組の軟判定データを生成し、これは電力制御データ、ＢＰＳＫデータ、ＱＰＳＫ_I データおよびＱＰＳＫ_Q データからなる。本発明の別の実施形態では時間調節は合成器184 内で行われるが、各セットの軟判定データはまた対応するフィンガー復調器182 内で時間調節される。その後、合成器184 はフィンガー復調器182 から受け取った軟判定データのセットを合計し、電力制御、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ_I およびＱＰＳＫ_Q の軟判定データの１つのインスタンスを生成する。

図６は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図５のフィンガー復調器182 のブロック図である。Ｒ_I 、Ｒ_Q 受信サンプルは、処理されるリバースリンク信号の特定のインスタンスの送信路により生じた遅延量にしたがって、時間調節装置190 を使用して最初に調節される。ロングコード200 は乗算器201 を使用して擬似ランダム拡散コードＰＮ_I 、ＰＮ_Q と混合され、結果的なロングコードの変調されたＰＮ_I 、ＰＮ_Q 拡散コードの複素数共役は乗算器202 と合計器204 を使用して、時間調節されたＲ_I 、Ｒ_Q 受信サンプルと複素数乗算され、項Ｘ_I 、Ｘ_Q を生成する。Ｘ_I 、Ｘ_Q 項の３つの別々のインスタンスはその後、それぞれウォルシュコードＷ₁ 、Ｗ₂ 、Ｗ₃ を使用して復調され、結果的なウォルシュ復調されたデータは４〜１の合計器212 を使用して４つの復調チップにわたって合計される。Ｘ_I 、Ｘ_Q データの４番目のインスタンスは合計器208 を使用して４つの復調チップにわたって合計され、その後、パイロットフィルタ214 を使用してフィルタ処理される。本発明の好ましい実施形態では、パイロットフィルタ214 は合計器208 により行われた一連の合計にわたって平均を行うが、他のフィルタリング技術は当業者に明白である。フィルタ処理された同位相および直角位相パイロット信号は、乗算器216 と加算器217 を使用して、複素数共役乗算によりＢＰＳＫ変調されたデータにしたがってＷ₁ 、Ｗ₂ ウォルシュコードで復調されたデータを位相回転し、スケールするために使用され、それによって軟判定電力制御とＢＰＳＫデータを生成する。Ｗ₃ ウォルシュコードで変調されたデータは、乗算器218 と加算器220 を使用して、ＱＰＳＫ変調されたデータにしたがって同位相および直角位相のフィルタ処理されたパイロット信号を用いて位相回転され、それによって軟判定ＱＰＳＫデータを生成する。軟判定電力制御データは 384対1 の合計器222 により384 の変調シンボルにわたって合計され、電力制御軟判定データを生成する。位相回転されたＷ₂ ウォルシュコードで変調されたデータと、Ｗ₃ ウォルシュコードで変調されたデータと、電力制御軟判定データはその後、合成のために利用可能にされる。本発明の別の実施形態では、エンコードとデコードは同様に電力制御データについて行われる。

位相情報を提供することに加えて、パイロットは時間追跡を行うために受信システム内で使用されてもよい。時間追跡は、１サンプル時間前（早期）と１サンプル時間後（後期）で受信データを処理することによっても行われ、現在の受信サンプルが処理される。実際の到着時間に最も近く一致する時間を決定するため、早期および後期サンプル時間におけるパイロットチャネルの振幅は現在のサンプル時間における振幅と比較することができ、したがって最大のものが決定される。近接するサンプル時間のうちの１つのサンプル時間の信号が現在のサンプル時間の信号よりも大きいならば、最良の復調結果が得られるようにそのタイミングを調節することができる。

図７は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャネルデコーダ128 とＱＰＳＫチャネルデコーダ126 （図２）のブロック図である。合成器184 （図５）からのＢＰＳＫ軟判定データは累算器240 により受け取られ、この累算器は受信されたフレーム中の６，１４４／Ｎ_R 復調シンボルの第１のシーケンスを記憶し、ここでＮ_R は前述したようにＢＰＳＫ軟判定データの送信速度に依存し、フレームに含まれている６，１４４／Ｎ_R 復調シンボルのそれぞれの後続するセットを、対応する記憶された累算シンボルと加算する。ブロックインターリーバ242 は可変スタート点合計器240 からの累算された軟判定データをデインターリーブし、ビタビデコーダ244 はデインターリーブされた軟判定データをデコードして、硬判定データとＣＲＣチェックサム結果とを生成する。ＱＰＳＫデコーダ126 内で、合成器184 （図５）からのＱＰＳＫ_I 、ＱＰＳＫ_Q 軟判定データはデマルチプレクサ246 により１つの軟判定データストリームへ分解され、単一の軟判定データストリームは累算器248 により受け取られ、この累算器248 はＱＰＳＫデータの送信速度に応じて、毎回６，１４４／Ｎ_R 復調シンボルを累算し、ここでＮ_R はＱＰＳＫデータの送信速度に依存している。ブロックデインターリーバ250 は可変のスタート点合計器248 からの軟判定データをデインターリーブし、ビタビデコーダ252 はデインターリーブされた変調シンボルをデコードし、それによって硬判定データとＣＲＣチェックサム結果を生成する。シンボル反復がインターリーブ前に行われる図３に関して前述した別の実施形態では、累算器 240、248 はブロックデインターリーバ 242、250 の後に置かれている。速度セットを使用し、そのため特定のフレームの速度が知られていない本発明の実施形態では、多数のデコーダが使用され、それぞれ異なった送信速度で動作し、使用される可能性が最も高い送信速度に関連するフレームはＣＲＣチェックサム結果に基づいて選択される。他のエラーチェック方法の使用もまた本発明の実用に適合している。

以上、マルチチャネルで高速度のＣＤＭＡ無線通信システムを説明した。この説明は当業者が本発明を実行または使用することを可能にするために行ったものである。これらの実施形態に対する種々の変形は当業者に明白であり、ここで限定されている一般原理は発明力を要せずに他の実施形態に適用することができる。したがって本発明はここで示されている実施形態に限定されるものではなく、ここで説明されている原理およびすぐれた特徴と調和する広い技術的範囲に従うことを意図している。

図１は、セルラ電話システムのブロック図である。 図２は、本発明の例示的な実施形態により構成された加入者装置および基地局のブロック図である。 図３は、本発明の例示的な実施形態により構成されたＢＰＳＫチャネルエンコーダとＱＰＳＫチャネルエンコーダのブロック図である。 図４は、本発明の例示的な実施形態により構成された送信信号処理システムのブロック図である。 図５は、本発明の例示的な実施形態により構成された受信信号処理システムのブロック図である。 図６は、本発明の１実施形態により構成されたフィンガー処理システムのブロック図である。 図７は、本発明の例示的な実施形態により構成されたＢＰＳＫチャネルデコーダとＱＰＳＫチャネルデコーダのブロック図である。

Claims (36)

1. 受信された信号を復調する方法において、
   受信された信号を複素数擬似雑音コードと複素数乗算して複素数擬似雑音逆拡散信号を生成することと、
   複素数擬似雑音逆拡散信号をフィルタ処理してフィルタ処理された複素数パイロット信号を提供することと、
   複素数擬似雑音逆拡散信号を複数の復調コードのうちの第１の復調コードと乗算して第１の複素数の復調されたデータ信号を提供することと、
   フィルタ処理された複素数パイロット信号にしたがって第１の複素数の復調されたデータ信号を位相回転してスケーリングして第１の軟判定データを提供することとを含み、
   前記複数の復調コードのそれぞれは、残りの復調コードと直交する方法。
2. 複素数擬似雑音逆拡散信号を第２の復調コードと乗算して第２の複素数の復調されたデータ信号を生成することと、
   フィルタ処理された複素数パイロット信号にしたがって第２の複素数の復調されたデータ信号を位相回転してスケーリングして第２の軟判定データを提供することとをさらに含む請求項１記載の方法。
3. 複素数擬似雑音コードは、同位相擬似雑音コード成分と直角位相擬似雑音コード成分とを含む請求項１記載の方法。
4. 同位相擬似雑音コード成分および直角位相擬似雑音コード成分は、ロングコードにより乗算される請求項３記載の方法。
5. 前記複素数乗算することは、
   受信された信号のサンプルの第１のストリームと同位相擬似雑音コード成分とを実数部として使用することと、
   受信された信号のサンプルの第２のストリームと直角位相擬似雑音コード成分とを虚数部として使用することとを含む請求項１記載の方法。
6. 前記複素数乗算することは、
   受信された信号のサンプルの第１のストリームを同位相擬似雑音コード成分と乗算して第１の中間信号を生成することと、
   受信された信号のサンプルの第２のストリームを同位相擬似雑音コード成分と乗算して第２の中間信号を生成することと、
   受信された信号のサンプルの第１のストリームを直角位相擬似雑音コード成分と乗算して第３の中間信号を生成することと、
   受信された信号のサンプルの第２のストリームを直角位相擬似雑音コード成分と乗算して第４の中間信号を生成することと、
   第１の中間信号を第４の中間信号に加算して同位相の第１の軟判定データを生成することと、
   第３の中間信号を第２の中間信号から減算して直角位相の第１の軟判定データを生成することとを含む請求項５記載の方法。
7. 前記フィルタ処理することは、複素数擬似雑音逆拡散信号を平均化することを含む請求項１記載の方法。
8. 第１の復調コードの期間中にわたって複素数擬似雑音逆拡散信号を合計することをさらに含む請求項１記載の方法。
9. 前記複素数擬似雑音逆拡散信号を第１の復調コードと乗算することは、
   受信された信号のサンプルの第１のストリームを第１の復調コードと乗算して第１の同位相の復調されたデータ信号を生成することと、
   受信された信号のサンプルの第２のストリームを第１の復調コードと乗算して第１の直角位相の復調されたデータ信号を生成することとを含む請求項１記載の方法。
10. 第１の復調コードの期間中にわたって第１の同位相の復調されたデータ信号を合計することと、
    第１の復調コードの期間中にわたって第１の直角位相の復調されたデータ信号を合計することとをさらに含む請求項９記載の方法。
11. 前記フィルタ処理された複素数パイロット信号にしたがって第１の複素数の復調されたデータ信号を位相回転してスケーリングすることは、
    第１の同位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された同位相パイロット信号と乗算して第１の同位相積を生成することと、
    第１の直角位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された直角位相パイロット信号と乗算して第１の直角位相積を生成することと、
    第１の同位相積を第１の直角位相積に加算して第１の軟判定データを生成することとを含む請求項１記載の方法。
12. 第１の軟判定データを予め定められた数の変調シンボルにわたって合計することをさらに含む請求項１１記載の方法。
13. 前記フィルタ処理された複素数パイロット信号にしたがって第１の複素数の復調されたデータ信号を位相回転してスケーリングすることは、
    第１の同位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された同位相パイロット信号と乗算して第１の中間信号を生成することと、
    第１の直角位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された同位相パイロット信号と乗算して第２の中間信号を生成することと、
    第１の同位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された直角位相パイロット信号と乗算して第３の中間信号を生成することと、
    第１の直角位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された直角位相パイロット信号と乗算して第４の中間信号を生成することと、
    第１の中間信号を第４の中間信号に加算して同位相の第１の軟判定データを生成することと、
    第３の中間信号を第２の中間信号から減算して直角位相の第１の軟判定データを生成することとを含む請求項１記載の方法。
14. 第１の復調コードはウォルシュコードである請求項１記載の方法。
15. ウォルシュコードの長さは４チップである請求項１４記載の方法。
16. ウォルシュコードは＋，−，＋，−である請求項１４記載の方法。
17. ウォルシュコードは＋，＋，−，−である請求項１４記載の方法。
18. ウォルシュコードは＋，−，−，＋である請求項１４記載の方法。
19. 受信された信号を復調する装置において、
    受信された信号を複素数擬似雑音コードと複素数乗算して複素数擬似雑音逆拡散信号を生成する手段と、
    複素数擬似雑音逆拡散信号をフィルタ処理してフィルタ処理された複素数パイロット信号を提供する手段と、
    複素数擬似雑音逆拡散信号を複数の復調コードのうちの第１の復調コードと乗算して第１の複素数の復調されたデータ信号を提供する手段と、
    フィルタ処理された複素数パイロット信号にしたがって第１の複素数の復調されたデータ信号を位相回転してスケーリングして第１の軟判定データを提供する手段とを具備し、
    前記複数の復調コードのそれぞれは、残りの復調コードと直交する復調装置。
20. 複素数擬似雑音逆拡散信号を第２の復調コードと乗算して第２の複素数の復調されたデータ信号を生成する手段と、
    フィルタ処理された複素数パイロット信号にしたがって第２の複素数の復調されたデータ信号を位相回転してスケーリングして第２の軟判定データを提供する手段とをさらに具備する請求項１９記載の装置。
21. 複素数擬似雑音コードは、同位相擬似雑音コード成分と直角位相擬似雑音コード成分とを含む請求項１９記載の装置。
22. 同位相擬似雑音コード成分および直角位相擬似雑音コード成分はロングコードにより乗算される請求項２１記載の装置。
23. 前記複素数乗算する手段は、
    受信された信号のサンプルの第１のストリームと同位相擬似雑音コード成分とを実数部として使用する手段と、
    受信された信号のサンプルの第２のストリームと直角位相擬似雑音コード成分を虚数部として使用する手段とを備えている請求項１９記載の装置。
24. 前記複素数乗算する手段は、
    受信された信号のサンプルの第１のストリームを同位相擬似雑音コード成分と乗算して第１の中間信号を生成する手段と、
    受信された信号のサンプルの第２のストリームを同位相擬似雑音コード成分と乗算して第２の中間信号を生成する手段と、
    受信された信号のサンプルの第１のストリームを直角位相擬似雑音コード成分と乗算して第３の中間信号を生成する手段と、
    受信された信号のサンプルの第２のストリームを直角位相擬似雑音コード成分と乗算して第４の中間信号を生成する手段と、
    第１の中間信号を第４の中間信号に加算して同位相の第１の軟判定データを生成する手段と、
    第３の中間信号を第２の中間信号から減算して直角位相の第１の軟判定データを生成する手段とを備えている請求項２３記載の装置。
25. 前記フィルタ処理する手段は、複素数擬似雑音逆拡散信号を平均化することを含む請求項１９記載の装置。
26. 第１の復調コードの期間中にわたって複素数擬似雑音逆拡散信号を合計する手段をさらに具備する請求項１９記載の装置。
27. 前記複素数擬似雑音逆拡散信号を第１の復調コードと乗算する手段は、
    受信された信号のサンプルの第１のストリームを第１の復調コードと乗算して第１の同位相の復調されたデータ信号を生成する手段と、
    受信された信号のサンプルの第２のストリームを第１の復調コードと乗算して第１の直角位相の復調されたデータ信号を生成する手段とを備えている請求項１９記載の装置。
28. 第１の復調コードの期間中にわたって第１の同位相の復調されたデータ信号を合計する手段と、
    第１の復調コードの期間中にわたって第１の直角位相の復調されたデータ信号を合計する手段とをさらに具備する請求項２７記載の装置。
29. 前記フィルタ処理された複素数パイロット信号にしたがって第１の複素数の復調されたデータ信号を位相回転してスケーリングする手段は、
    第１の同位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された同位相パイロット信号と乗算して第１の同位相積を生成する手段と、
    第１の直角位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された直角位相パイロット信号と乗算して第１の直角位相積を生成する手段と、
    第１の同位相積を第１の直角位相積に加算して第１の軟判定データを生成する手段とを備えている請求項１９記載の装置。
30. 第１の軟判定データを予め定められた数の変調シンボルにわたって合計する手段をさらに具備する請求項２９記載の装置。
31. 前記フィルタ処理された複素数パイロット信号にしたがって第１の複素数の復調されたデータ信号を位相回転してスケーリングする手段は、
    第１の同位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された同位相パイロット信号と乗算して第１の中間信号を生成する手段と、
    第１の直角位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された同位相パイロット信号と乗算して第２の中間信号を生成する手段と、
    第１の同位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された直角位相パイロット信号と乗算して第３の中間信号を生成する手段と、
    第１の直角位相の復調されたデータ信号をフィルタ処理された直角位相パイロット信号と乗算して第４の中間信号を生成する手段と、
    第１の中間信号を第４の中間信号に加算して第１の同位相軟判定データを生成する手段と、
    第３の中間信号を第２の中間信号から減算して第１の直角位相軟判定データを生成する手段とを備えている請求項１９記載の装置。
32. 第１の復調コードはウォルシュコードである請求項１９記載の装置。
33. ウォルシュコードの長さは４チップである請求項３２記載の装置。
34. ウォルシュコードは＋，−，＋，−である請求項３２記載の装置。
35. ウォルシュコードは＋，＋，−，−である請求項３２記載の装置。
36. ウォルシュコードは＋，−，−，＋である請求項３２記載の装置。

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