DE2048055C1 - Verfahren zur Feststellung der - Google Patents

Description

Zusatzinformation veränderten Code die Signalleistung nur in Form einer einzelnen Spektrallinie in Erscheinung treten. Wird sendeseitig das Codesignal durch Invertierung einzelner Phasensprünge im Takte der im Vergleich zum Codesignal nur wenige Bit umfassenden Information verändert, so wird aus der einzelnen Frequenzkomponente bei Empfang des unveränderten Codesignals eine Information erhalten, die alle die Frequenzkomponenten umfaßt, die der sendeseitigen Information entsprechen. Arbeiten mehrere Sendestationen im gleichen Frequenzgebiet gemeinsam und gleichzeitig, so treten zusätzlich Frequenzen nach dem Multiplikationsvorgang auf, deren Leistung jedoch wesentlich geringer als die des Nutzsignals im Regelfall sein wird und die sich als Geräusch in bezug auf die gewünschte Information eingruppieren lassen. Man benötigt also bei der SSMA-Technik sowohl sendeseitig wie empfangsseitig Einrichtungen zur Erzeugung einer phasenmodulierten elektrischen Schwingung.

Ein wesentliches Problem bei derartigen Anlagen besteht jedoch darin, daß das im Empfänger erzeugte Codesignal phasensynchron mit dem Codesignal sein muß, das im Empfänger aufgenommen wird, und der gewünschten Sendestation zugehört. Als Erkennungskriterium für diese richtige Phasenlage wird bei bisher bekannten SSMA-Empfängern die Tatsache ausgenutzt, daß bei richtiger Phasenlage die Ausgangsleistung des Multiplizierers stark ansteigt. Es wird deshalb bei diesen Empfängern im Ausgang des Multiplizierers eine Schwellwertschaltung vorgesehen, die bei Überschreiten eines konstanten Schwellwertes des Ausgangssignals die richtige Synchronisierung annimmt. Diese Ausbildung eines SSMA-Empfängers hat jedoch den schwerwiegenden Nachteil, daß sie außerordentlich abhängig von Pegelschwankungen des Eingangssignals ist und damit auch stark abhängig vom Belegungszustand des radiofrequenten Bereichs, in dem die einzelnen Stationen arbeiten.

Den in den Ansprüchen 1 und 4 angegebenen Erfindungen liegt die Aufgabe zugrunde, die Feststellung der Codephasenkoinzidenz in einem SSMA-Empfänger unabhängiger vom Belegungszustand des radiofrequenten Bereichs und von Pegelschwankungen zu machen.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Nachstehend werden die Erfindungen an Hand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Zum besseren Verständnis der Wirkungsweise eines SSMA-Empfängers wird zunächst an Hand eines Blockschaltbildes das Grundschema solcher Empfänger erläutert.

In der Zeichnung zeigt die F i g. 1 ein Empfänger-Blockschaltbild, die F i g. 2 einen Synchron-Demodulator, die F i g. 3 eine erste Schaltung zur Ableitung eines Regelsignals aus dem Synchron-Demodulator und die Fig.4 eine weitere Schaltung zur Ableitung des Regelsignals aus einem solchen Demodulator.

Bei dem Empfänger nach F i g. 1 wird über die Antenne 1 das radiofrequente Signal, das beispielsweise einen Frequenzbereich von 7250 bis 7270 MHz bedeckt, empfangen und einem Überlagerer 2 zugeführt, der von einem Oszillator 3 eine Überlagerungsschwingung mit einer Frequenz von 7190 MHz erhält. Im Ausgang des Überlagerers 2 wird das zwischenfrequente Signal mit einer Frequenz von 70 MHz ± 10 MHz über ein Bandfilter 4 entnommen und einem Regelverstärker 5, für den auch der Fachausdruck »Stellverstärker« üblich ist, zugeführt. Vom Ausgang des Regelverstärkers 5 wird das zwischenfrequente Signal einerseits dem einleitend bereits erwähnten Multiplizierer 6 zugeführt und andererseits einem Codephasen-Nachführregelkreis 7. In dem Codephasen-Nachführregelkreis 7 wird zugleich der Code der zu empfangenden Sendestation erzeugt und einem Trägersignal aufmoduliert, welches dem Multiplizierer 6 zugeführt wird. Dieses Trägersignal, das von 7 nach 6 geführt wird, ist frequenzverschieden gegenüber dem zwischenfrequenten Signal im

ίο Eingang von 6, und zwar derart, daß sich im Ausgang von 6 eine zweite Zwischenfrequenz, beispielsweise in der Frequenzlage um 20 MHz, ergibt. Das bei der Multiplizierung in 6 entstehende Nutzsignal wird mittels eines Bandfilters 8 ausgesiebt, dessen Bandbreite klein gegen die zwischenfrequente Bandbreite ist, aber noch groß gegen die durch die Bit-Folgefrequenz der eigentlichen Information bestimmte Bandbreite. Beim Ausführungsbeispiel betrug die Bandbreite des Bandfilters 8 etwa 50 kHz. An das Bandfilter 8 schließt sich ein weiteres Bandfilter 9 an, dessen Bandbreite nochmals wesentlich geringer ist und etwa in der Größenordnung der doppelten Bitrate der auszuwertenden Information liegt. Beim Ausführungsbeispiel lag die Bandbreite dieses Filters zwischen 1 kHz und 10 kHz. Die Bandbreite konnte den Forderungen entsprechend variiert werden. Vom Bandfilterausgang 9 wird ein Gleichrichter 10 gespeist, in dessen Gleichstromkreis das eine der beiden eingangs erwähnten Regelsignale zur Verfügung steht. Dieses Regelsignal ist beim Ausführungsbeispiel mit /AGCbezeichnet. Parallel zum Bandfilter 9 sind an den Ausgang des Bandfilters 8 noch ein Trägerphasen-Nachführregelkreis 11 und eine Schaltung zur Feststellung der Codesynchronisation 12 angeschaltet. Die Baugruppe 11 enthält den eigentlichen Demodulator in Form eines sogenannten Synchron-Demodulators. Demzufolge ist am Ausgang 13 die aus dem Empfangssignal zu gewinnende Information verfügbar. Vom Synchron-Demodulator wird in Hand der F i g. 3 und 4 noch zu erläuternden Weise das weitere der beiden eingangs erwähnten Regelsignale abgeleitet, welches in der F i g. 1 mit CAGCbezeichnet ist. Von der Baugruppe 11 wird weiterhin eine Ablaufsteuerung versorgt, die außerdem noch von der Schaltung 12 zur Feststellung der Codesynchronisation gespeist wird.

Diese Ablaufsteuerung 14 speist einerseits die Baugruppe 11 und veranlaßt andererseits eine Umschalteinrichtung 15 zur Zuführung der jeweils richtigen der beiden Regelspannungen zum Regelverstärker 5. In den Umschalter 15 wird einerseits die Regelgröße IAGC

so und andererseits die Regelgröße CAGC eingespeist. Diese Umschaltung in 15 von IAGC bei fehlender Trägersynchronisation auf CAGC bei erreichter Trägersynchronisation erfolgt auf Grund des entsprechenden Kriteriums aus der Baugruppe 14.

Die Baugruppe 15 kann auch zusätzliche Schaltungsglieder zur Beeinflussung des Regelverhaltens enthalten. Vor allem ist hierbei daran gedacht, die Schaltungsgruppe 15 mit einem sogenannten Integralregler zu versehen.

b0 In der F i g. 2 ist eine erfindungsgemäße Schaltung zur pegelunabhängigen Erkennung der Codephasenkoinzidenz als Ausführungsbeispiel dargestellt. An Hand dieser Schaltung wird auch das erfindungsgemäße Verfahren zusammen mit seiner Weiterbildung näher

hi erläutert.

In der Fig.2 ist noch von der Fig. 1, um den Zusammenhang erkennbar zu machen, das Bandfilter 8 zusammen mit den Baugruppen 7 und 14 dargestellt. Die

gesamte Schaltung nach Fig.2, soweit sie nicht die Baugruppen 7, 8 und 14 umfaßt, entspricht damit der Baugruppe 12 nach Fig. 1. Vom Ausgang des Bandfilters wird das zwischenfrequente Signal zwei Bandfiltern 16 und 19 zugeführt, die in zueinander parallelen Übertragungswegen liegen. Auf jedes der Bandfilter folgt ein Gleichrichter, vorzugsweise ein quadratischer Gleichrichter, deren Ausgänge mit Tiefpaßfiltern 18 bzw. 21 verbunden sind. Die Ausgänge der Bandfilter 18 und 21 sind mit einem Summierglied 23 verbunden, jedoch unter Zwischenschaltung einer Vorzeichen-Umkehrschaltung 22 in einen der beiden Übertragungswege. Durch die Einfügung des Vorzeichenumkehrers 22 wirkt 22 mit 23 wie eine differenzbildende Schaltung. Von 23 wird eine das Vorzeichen des ts Ausgangssignals von 23 auswertende Schaltung 24 gespeist, die bei positivem Ausgangssignal von 23 das Zeichen für Codephasenkoinzidenz abgibt, und zwar an die Baugruppen 14 und 7. Zusätzlich ist noch eine Regelschleife für die Bandbreite eines der beiden Tiefpaßfilter, nämlich des Tiefpaßfilters 18, vorgesehen. Diese Regelschleife ist mit 26 bezeichnet.

Die Wirkungsweise dieser Schaltung kann man sich etwa wie folgt vorstellen: Vom Ausgang des Bandfilters 8 wird ein zwischenfrequentes Signal mit relativ großer Bandbreite angeboten. Das Bandfilter 16 ist relativ schmal in seiner Bandbreite gegenüber der Bandbreite des zwischenfrequenten Signals aus 8 und ist mit einer Mittenfrequenz wenigstens nahezu in Übereinstimmung mit dem Frequenzwert des Trägers des Nutzsignals im zwischenfrequenten Signal. Das Bandfilter 19 hat etwa die gleiche Bandbreite wie das Bandfilter 16, ist jedoch gegenüber diesem mit seinem Durchlaßbereich frequenzverschieden, aber innerhalb der Bandbreite des zwischenfrequenten Signals gelegen. Die Verteilung der Frequenzen und die BandbreiteverhäUnisse sind aus der Fig.3 erkenntlich. In der Fig.3 ist ein Diagramm gegeben, das den Verlauf der Übertragungsdämpfungen a\((o) und aifü) der Filter 16 und 19 zeigt. Auf der Abszisse ist außer der dem Träger entsprechenden Frequenz des Nutzsignals fzp noch die Frequenzabweichung nach positiven und negativen Werten hin, beispielsweise in kHz, aufgetragen. Dabei ist vorausgesetzt, daß das zwischenfrequente Signal im Ausgang von 8 ein Frequenzband von ±50 kHz überdeckt. Die in der Fig.3 gestrichelt eingezeichnete Kurve 33(0) erfaßt den Fall der in F i g. 2 gestrichelten Schaltungsalternative 26,27 für das Filter 19.

Solange die Phasenkoinzidenz hinsichtlich des Codes noch nicht gegeben ist, ist die Leistungsdichte S(w) im Ausgang des Bandfilters 8 nahezu konstant. Demzufolge sind die Leistungen der Signale im Ausgang der beiden Filter 18 und 19 auch praktisch gleich. Im Fall der Schaltungsalternative mit den Baugruppen 26 und 27 gilt dies für die sämtlichen Durchlaßbereiche unter sich. Im einzelnen wird auf die Schaltungsalternative später noch eingegangen.

Tritt jedoch die Phasenkoinzidenz hinsichtlich des Codes ein, so wird im Nutzsignalbereich eine starke Anhebung der Leistungsdichte auftreten. Dies ist aus feo der F i g. 4 ersichtlich, die den Fall der Phasenkoinzidenz und damit des Auftretens des Nutzsignals darstellt Das Nutzsignal tritt nur in dem Frequenzbereich auf, der dem Bandfilter mit der Mittenfrequenz fzp zugeordnet ist. Es ist daraus ersichtlich, daß die Leistungen in den os Ausgängen der einzelnen Filter 16 und 19 mit dem Auftreten des Nutzsignals stark unterschiedlich werden. Durch Gleichrichtung der Ausgangssignale von 16 und 19 wird erreicht, daß entsprechende Gleichspannungen für die weitere Auswertung zur Verfügung stehen. Da bei der Gleichrichtung infolge der endlichen Bandbreite außer dem Nutzsignal noch störende Komponenten mit zur Gleichspannung beitragen können, die dem Gleichspannungssignal unerwünschte Schwankungen aufprägen, ist jedem der Gleichrichter ein Tiefpaßfilter nachgeschaltet, das eine relativ geringe Bandbreite, z. B. von 5 Hz, hat und eine dementsprechend hohe Einschwingzeit. Die an den Ausgängen der beiden Tiefpaßfilter verfügbaren Gleichspannungen werden durch die Vorzeichenumkehrung in 22 entgegengesetzt in ihrem Vorzeichen und in dem Teil 23 summiert Für den Fall, daß das Nutzsignal fehlt, ist somit im Ausgang von 24 im Fall von nur einem Filter 19 und einem Filter 16 das Ausgangssignal 0, solange noch keine phasenrichtige Codesynchronisation bzw. Phasenkoinzidenz für den Code gegeben ist. Im Fall der Phasenkoinzidenz hinsichtlich des Codes wird jedoch im Ausgang von 24 ein positives Ausgangssignal erhalten.

Diese Schaltung ist unabhängig von Schwankungen des Pegels im zwischenfrequenten Signal, weil für das O-Kriterium beide Übertragungszweige, also der Übertragungszweig 16, 17, 18 und der Übertragungszweig 19, 20, 21, 22, mit dem gleichen, mit Schwankungen behafteten Signal beaufschlagt werden und nur der Unterschied in einem der beiden Übertragungswege für die Gewinnung des Phasenkoinzidenz-Kriteriums verwendet wird.

An Stelle des Bandfilters 19 kann auch ein zum Bandfilter 16 gleichartiges Bandfilter 27 verwendet werden, wenn gemäß einer Weiterbildung der Erfindung dem Bandfilter 27 ein Modulator 26 vorgeschaltet wird, der als Überlagerungsschwingung ein Signal erhält, welches der gewünschten Versatzfrequenz f& (s. Fig.3) entspricht. Wird die Durchlaßfrequenz des Bandfilters 27 gleich der des Bandfilters 16 gewählt, so ist durch diese Wahl der Frequenzumsetzung erzwungen, daß der Modulator 26 zwei Teilfrequenzbereiche überträgt, die frequenzsymmetrisch zum Durchlaßbereich des Bandfilters 16 und damit zur Mittenfrequenz fzF Hegen. Man kann also gleiche Bandfilter verwenden, was fertigungstechnisch von Vorteil ist.

Das Tiefpaßfilter 18 sollte bei Codephasenkoinzidenz eine möglichst geringe Bandbreite haben, was naturgemäß mit einer entsprechend großen Einschwingzeit verbunden ist. Bei den vorausgehenden Ausführungen wurde ein Kompromißwert für diese Bandbreite angenommen. Nach einer weiteren Fortbildung der Erfindung ist es jedoch möglich, diese Bandbreitebedingung optimal für das Betriebsverhalten zu gestalten, indem das Bandfilter 18 in seiner Bandbreite umschaltbar oder veränderbar ausgebildet ist. Das Kriterium für diese Umschaltung bzw. Veränderung der Bandbreite kann aus dem Auswerter 24 entnommen werden, indem bei Auftreten des ein Nutzsignal anzeigenden Vorzeichenwertes des Ausgangssignals die Bandbreite im Tiefpaßfilter 18 entsprechend verringert wird, und zwar durch die Regelschleife 26.

Die in der F i g. 2 dargestellte Schaltung hat zusätzlich noch den weiteren Vorteil, daß die im Übertragungsweg 20,21 vorhandene Signalgröße zugleich zur Anzeige des Störsignals mitverwendet werden kann und auch zugleich zur unmittelbaren Anzeige des Verhältnisses von Nutzsignal zu Störsignal. Wird für diese Anzeige die Anzeigevorrichtung 25 als logarithmischer Anzeigeteil ausgebildet, so wird das Ergebnis unmittelbar in Dezibel erhalten.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Feststellung der Koinzidenz zwischen der Phasenlage des Codes eines mit einem Überlagerungsempfänger empfangenen SSMA-Signals und dem im Empfänger erzeugten Code durch Auswertung des Signalleistungsanstiegs in einer zwischenfrequenten Lage bei Eintritt der richtigen Phasenlage, dadurch gekennzeichnet, daß dem zwischenfrequenten Signal bei der Sollfrequenz ein Signalanteil mit einer Bandbreite etwa vom Wert der doppelten Bitrate des als Information übertragenen Basisbandes entnommen wird, daß weiterhin dem wesentlich breiteren zwischenfrequenten Signal wenigstens ein frequenzmäßig außerhalb hiervon gelegener Signalanteil entnommen wird und daß aus einem Leistungsvergleich dieser beiden Signalanteile das Kriterium für die richtige Phasenlage abgeleitet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dem wesentlich breiteren zwischenfrequenten Signal entnommene Signalanteil etwa die gleiche Bandbreite hat wie der dem anderen Signal entnommene Anteil.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwei frequenzmäßig außerhalb des Sollfrequenzbereiches gelegene Signalanteile dem zwischenfrequenten Signal entnommen werden, die symmetrisch oberhalb und unterhalb des Sollfrequenzbereiches liegen und gleiche Bandbreite haben.

4. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Bandfilter vorgesehen sind, die das zwischenfrequente Signal erhalten und von denen das eine auf den Sollfrequenzbereich und das andere innerhalb des vom Zwischenfrequenzsignal überdeckten Frequenzbereiches auf ein außerhalb des Sollfrequenzbereiches liegendes Frequenzgebiet abgestimmt ist, und daß an die beiden Bandfilter Gleichrichter mit insbesondere quadratischer Kennlinie angeschaltet sind, deren Ausgänge vorzugsweise unter Zwischenschaltung von Tiefpässen mit einer Differenzbildungsschaltung verbunden sind, deren Eingang mit einer Vorzeichen-Auswerteschaltung verbunden ist, die bei Erreichen eines vorgegebenen Leistungsanteils im Sollfrequenzbereich gegenüber dem Leistungsanteil aus dem anderen Frequenzbereich ein Signal als Kriterium für die richtige Phasenlage abgibt.

5. Schaltung nach Anspruch A zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des Bandfilters für das Frequenzgebiet außerhalb des SoIIfrequenzbereiches ein Modulator vorgesehen ist, der als Schaltspannung ein Signal erhält, dessen Frequenz dem Differenzwert zwischen den Mittenfrequenzen des Sollfrequenzbereiches und dem hiervon frequenzverschobenen Frequenzgebiet entspricht, und daß zwischen diesem Modulator und dem in diesem Übertragungsweg liegenden Gleichrichter ein Bandfilter eingeschaltet ist, das auf den Sollfrequenzbereich abgestimmt ist und vorzugsweise gleich dem Sollfrequenzfilter ist. &5

6. Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß im Übertragungsweg für den außerhalb des Sollfrequenzbereiches gelegenen

Signalanteil ein Pegeleinstellglied eingeschaltet ist.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter im Übertragungsweg für den Sollfrequenzbereich in der Bandbreite veränderbar ausgebildet ist, derart, daß sich seine Einschwingzeit wesentlich verändern läßt, und daß eine Einstellung dieses Tiefpaßfilters in der Weise vorgesehen ist, daß bei richtiger Phasenlage die Bandbreite der des Tiefpaßfilters in dem anderen Übertragungsweg entspricht, während im anderen Betriebsfall die Bandbreite wesentlich größer und damit die Einschwingzeit wesentlich kürzer ist.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Übertragungsweg für das außerhalb des Sollfrequenzbereiches gelegene Frequenzgebiet an den Gleichrichter, vorzugsweise an den diesem nachgeschalteten Tiefpaß, eine Anzeigevorrichtung zur Bestimmung des dort anliegenden Geräuschsignalpegels, vorzugsweise in bezug auf den Nutzsignalpegel, angeschaltet ist.

Unter SSMA-Technik wird ein Übertragungsverfahren verstanden, bei dem die eigentliche Information künstlich im Frequenzband gespreizt wird und das vorgegebene radiofrequente Frequenzgebiet von mehreren Stationen gleichzeitig für Übertragungszwecke ausgenutzt wird. Der Ausdruck »SSMA« leitet sich aus dem englischen Fachausdruck »Spread-Spectrum-Multiple-Access-Modulation« ab. Das SSMA-Verfahren findet vor allem bei Satelliten-Übertragungsstrecken mit Vielfachzugriff Anwendung. Beispielsweise ist diese Technik in der Zeitschrift »Proceedings of the IEEE«, Volume 54,1966, S. 763 bis 777, ausführlich beschrieben. Wesentlich bei der SSMA-Technik ist, daß eine größere Anzahl von Sendestationen im gleichen Radiofrequenzbereich arbeitet und daß die von der Einzelstation ausgesendeten Zeichen jeweils für sich eine besondere Kennmodulation aufweisen. Diese Kennmodulation hat zweierlei Aufgaben, nämlich einerseits das Einzelsignal auf ein größeres Frequenzgebiet auszudehnen und andererseits als Codezeichen für eine bestimmte Empfangsstation das Einzelzeichen erkennbar zu machen. Dadurch ist es möglich, bezogen auf den einzelnen Empfänger, eine ganz bestimmte Sendestation aufgrund ihres Codezeichens aus dem Frequenzspektrum, welches empfangen wird, auszusieben. Das Codezeichen der einzelnen Station ist dabei ein relativ langes Zeichen, das beispielsweise 10 Mega-Bit umfaßt. Meist wird das einzelne Zeichen durch Phasenänderung der ausgesandten hochfrequenten Schwingungen in bezug auf das jeweils vorausgehende Bit zum Ausdruck gebracht Dem Codezeichen wird in der Sendestation die eigentliche Information zusätzlich aufgeprägt, und zwar bei Verwendung von Phasensprungmodulation in der Weise, daß das relativ viele Bit umfassende Codezeichen bezüglich wesentlich weniger Bit in seiner Phase invertiert wird, wenn ein Zeichenwechsel im Informationsfluß stattfindet. Auf der Empfangsseite wird in einem mit der Sendeseite synchron laufenden Codegenerator das Codesignal erzeugt und mit dem empfangenen Signal in der radiofrequenten oder, was meist der Fall ist, in der zwischenfrequenten Lage einem Multiplikationsvorgang unterworfen. Durch den Multiplikationsvorgang wird bei Empfang des durch keinerlei