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Verfahren zur Feststellung der
DE2048055C1
Germany
- Other languages
English - Inventor
Ernst Dr.-Ing. 8034 Unterpfaffenhofen Lampert Helmut Dipl.-Ing. 8000 Muenchen Mahner - Current Assignee
- Siemens AG
Worldwide applications
Application DE2048055A events
1970-09-30
1970-09-30
1978-04-27
Application granted
1978-04-27
Status
Expired
Description
translated from
Zusatzinformation veränderten Code die Signalleistung nur in Form einer einzelnen Spektrallinie in Erscheinung
treten. Wird sendeseitig das Codesignal durch Invertierung einzelner Phasensprünge im Takte der im
Vergleich zum Codesignal nur wenige Bit umfassenden Information verändert, so wird aus der einzelnen
Frequenzkomponente bei Empfang des unveränderten Codesignals eine Information erhalten, die alle die
Frequenzkomponenten umfaßt, die der sendeseitigen Information entsprechen. Arbeiten mehrere Sendestationen
im gleichen Frequenzgebiet gemeinsam und gleichzeitig, so treten zusätzlich Frequenzen nach dem
Multiplikationsvorgang auf, deren Leistung jedoch wesentlich geringer als die des Nutzsignals im Regelfall
sein wird und die sich als Geräusch in bezug auf die gewünschte Information eingruppieren lassen. Man
benötigt also bei der SSMA-Technik sowohl sendeseitig wie empfangsseitig Einrichtungen zur Erzeugung einer
phasenmodulierten elektrischen Schwingung.
Ein wesentliches Problem bei derartigen Anlagen besteht jedoch darin, daß das im Empfänger erzeugte
Codesignal phasensynchron mit dem Codesignal sein muß, das im Empfänger aufgenommen wird, und der
gewünschten Sendestation zugehört. Als Erkennungskriterium für diese richtige Phasenlage wird bei bisher
bekannten SSMA-Empfängern die Tatsache ausgenutzt, daß bei richtiger Phasenlage die Ausgangsleistung des
Multiplizierers stark ansteigt. Es wird deshalb bei diesen Empfängern im Ausgang des Multiplizierers eine
Schwellwertschaltung vorgesehen, die bei Überschreiten eines konstanten Schwellwertes des Ausgangssignals
die richtige Synchronisierung annimmt. Diese Ausbildung eines SSMA-Empfängers hat jedoch den
schwerwiegenden Nachteil, daß sie außerordentlich abhängig von Pegelschwankungen des Eingangssignals
ist und damit auch stark abhängig vom Belegungszustand des radiofrequenten Bereichs, in dem die
einzelnen Stationen arbeiten.
Den in den Ansprüchen 1 und 4 angegebenen Erfindungen liegt die Aufgabe zugrunde, die Feststellung
der Codephasenkoinzidenz in einem SSMA-Empfänger unabhängiger vom Belegungszustand des radiofrequenten
Bereichs und von Pegelschwankungen zu machen.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Nachstehend werden die Erfindungen an Hand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Zum besseren
Verständnis der Wirkungsweise eines SSMA-Empfängers wird zunächst an Hand eines Blockschaltbildes das
Grundschema solcher Empfänger erläutert.
In der Zeichnung zeigt die F i g. 1 ein Empfänger-Blockschaltbild,
die F i g. 2 einen Synchron-Demodulator, die F i g. 3 eine erste Schaltung zur Ableitung eines
Regelsignals aus dem Synchron-Demodulator und die Fig.4 eine weitere Schaltung zur Ableitung des
Regelsignals aus einem solchen Demodulator.
Bei dem Empfänger nach F i g. 1 wird über die Antenne 1 das radiofrequente Signal, das beispielsweise
einen Frequenzbereich von 7250 bis 7270 MHz bedeckt, empfangen und einem Überlagerer 2 zugeführt, der von
einem Oszillator 3 eine Überlagerungsschwingung mit einer Frequenz von 7190 MHz erhält. Im Ausgang des
Überlagerers 2 wird das zwischenfrequente Signal mit einer Frequenz von 70 MHz ± 10 MHz über ein
Bandfilter 4 entnommen und einem Regelverstärker 5, für den auch der Fachausdruck »Stellverstärker« üblich
ist, zugeführt. Vom Ausgang des Regelverstärkers 5 wird das zwischenfrequente Signal einerseits dem
einleitend bereits erwähnten Multiplizierer 6 zugeführt und andererseits einem Codephasen-Nachführregelkreis
7. In dem Codephasen-Nachführregelkreis 7 wird zugleich der Code der zu empfangenden Sendestation
erzeugt und einem Trägersignal aufmoduliert, welches dem Multiplizierer 6 zugeführt wird. Dieses Trägersignal,
das von 7 nach 6 geführt wird, ist frequenzverschieden gegenüber dem zwischenfrequenten Signal im
ίο Eingang von 6, und zwar derart, daß sich im Ausgang
von 6 eine zweite Zwischenfrequenz, beispielsweise in der Frequenzlage um 20 MHz, ergibt. Das bei der
Multiplizierung in 6 entstehende Nutzsignal wird mittels eines Bandfilters 8 ausgesiebt, dessen Bandbreite klein
gegen die zwischenfrequente Bandbreite ist, aber noch groß gegen die durch die Bit-Folgefrequenz der
eigentlichen Information bestimmte Bandbreite. Beim Ausführungsbeispiel betrug die Bandbreite des Bandfilters
8 etwa 50 kHz. An das Bandfilter 8 schließt sich ein weiteres Bandfilter 9 an, dessen Bandbreite nochmals
wesentlich geringer ist und etwa in der Größenordnung der doppelten Bitrate der auszuwertenden Information
liegt. Beim Ausführungsbeispiel lag die Bandbreite dieses Filters zwischen 1 kHz und 10 kHz. Die
Bandbreite konnte den Forderungen entsprechend variiert werden. Vom Bandfilterausgang 9 wird ein
Gleichrichter 10 gespeist, in dessen Gleichstromkreis das eine der beiden eingangs erwähnten Regelsignale
zur Verfügung steht. Dieses Regelsignal ist beim Ausführungsbeispiel mit /AGCbezeichnet. Parallel zum
Bandfilter 9 sind an den Ausgang des Bandfilters 8 noch ein Trägerphasen-Nachführregelkreis 11 und eine
Schaltung zur Feststellung der Codesynchronisation 12 angeschaltet. Die Baugruppe 11 enthält den eigentlichen
Demodulator in Form eines sogenannten Synchron-Demodulators. Demzufolge ist am Ausgang 13 die aus dem
Empfangssignal zu gewinnende Information verfügbar. Vom Synchron-Demodulator wird in Hand der F i g. 3
und 4 noch zu erläuternden Weise das weitere der beiden eingangs erwähnten Regelsignale abgeleitet,
welches in der F i g. 1 mit CAGCbezeichnet ist. Von der
Baugruppe 11 wird weiterhin eine Ablaufsteuerung versorgt, die außerdem noch von der Schaltung 12 zur
Feststellung der Codesynchronisation gespeist wird.
Diese Ablaufsteuerung 14 speist einerseits die Baugruppe 11 und veranlaßt andererseits eine Umschalteinrichtung
15 zur Zuführung der jeweils richtigen der beiden Regelspannungen zum Regelverstärker 5. In den
Umschalter 15 wird einerseits die Regelgröße IAGC
so und andererseits die Regelgröße CAGC eingespeist. Diese Umschaltung in 15 von IAGC bei fehlender
Trägersynchronisation auf CAGC bei erreichter Trägersynchronisation erfolgt auf Grund des entsprechenden
Kriteriums aus der Baugruppe 14.
Die Baugruppe 15 kann auch zusätzliche Schaltungsglieder zur Beeinflussung des Regelverhaltens enthalten.
Vor allem ist hierbei daran gedacht, die Schaltungsgruppe 15 mit einem sogenannten Integralregler zu
versehen.
b0 In der F i g. 2 ist eine erfindungsgemäße Schaltung zur
pegelunabhängigen Erkennung der Codephasenkoinzidenz als Ausführungsbeispiel dargestellt. An Hand
dieser Schaltung wird auch das erfindungsgemäße Verfahren zusammen mit seiner Weiterbildung näher
hi erläutert.
In der Fig.2 ist noch von der Fig. 1, um den Zusammenhang erkennbar zu machen, das Bandfilter 8
zusammen mit den Baugruppen 7 und 14 dargestellt. Die
gesamte Schaltung nach Fig.2, soweit sie nicht die
Baugruppen 7, 8 und 14 umfaßt, entspricht damit der Baugruppe 12 nach Fig. 1. Vom Ausgang des
Bandfilters wird das zwischenfrequente Signal zwei Bandfiltern 16 und 19 zugeführt, die in zueinander
parallelen Übertragungswegen liegen. Auf jedes der Bandfilter folgt ein Gleichrichter, vorzugsweise ein
quadratischer Gleichrichter, deren Ausgänge mit Tiefpaßfiltern 18 bzw. 21 verbunden sind. Die Ausgänge
der Bandfilter 18 und 21 sind mit einem Summierglied 23
verbunden, jedoch unter Zwischenschaltung einer Vorzeichen-Umkehrschaltung 22 in einen der beiden
Übertragungswege. Durch die Einfügung des Vorzeichenumkehrers
22 wirkt 22 mit 23 wie eine differenzbildende Schaltung. Von 23 wird eine das Vorzeichen des ts
Ausgangssignals von 23 auswertende Schaltung 24 gespeist, die bei positivem Ausgangssignal von 23 das
Zeichen für Codephasenkoinzidenz abgibt, und zwar an die Baugruppen 14 und 7. Zusätzlich ist noch eine
Regelschleife für die Bandbreite eines der beiden Tiefpaßfilter, nämlich des Tiefpaßfilters 18, vorgesehen.
Diese Regelschleife ist mit 26 bezeichnet.
Die Wirkungsweise dieser Schaltung kann man sich etwa wie folgt vorstellen: Vom Ausgang des Bandfilters
8 wird ein zwischenfrequentes Signal mit relativ großer Bandbreite angeboten. Das Bandfilter 16 ist relativ
schmal in seiner Bandbreite gegenüber der Bandbreite des zwischenfrequenten Signals aus 8 und ist mit einer
Mittenfrequenz wenigstens nahezu in Übereinstimmung mit dem Frequenzwert des Trägers des Nutzsignals im
zwischenfrequenten Signal. Das Bandfilter 19 hat etwa die gleiche Bandbreite wie das Bandfilter 16, ist jedoch
gegenüber diesem mit seinem Durchlaßbereich frequenzverschieden, aber innerhalb der Bandbreite des
zwischenfrequenten Signals gelegen. Die Verteilung der Frequenzen und die BandbreiteverhäUnisse sind aus der
Fig.3 erkenntlich. In der Fig.3 ist ein Diagramm
gegeben, das den Verlauf der Übertragungsdämpfungen a\((o) und aifü) der Filter 16 und 19 zeigt. Auf der
Abszisse ist außer der dem Träger entsprechenden Frequenz des Nutzsignals fzp noch die Frequenzabweichung
nach positiven und negativen Werten hin, beispielsweise in kHz, aufgetragen. Dabei ist vorausgesetzt,
daß das zwischenfrequente Signal im Ausgang von 8 ein Frequenzband von ±50 kHz überdeckt. Die in der
Fig.3 gestrichelt eingezeichnete Kurve 33(0) erfaßt
den Fall der in F i g. 2 gestrichelten Schaltungsalternative 26,27 für das Filter 19.
Solange die Phasenkoinzidenz hinsichtlich des Codes noch nicht gegeben ist, ist die Leistungsdichte S(w) im
Ausgang des Bandfilters 8 nahezu konstant. Demzufolge sind die Leistungen der Signale im Ausgang der beiden
Filter 18 und 19 auch praktisch gleich. Im Fall der Schaltungsalternative mit den Baugruppen 26 und 27
gilt dies für die sämtlichen Durchlaßbereiche unter sich. Im einzelnen wird auf die Schaltungsalternative später
noch eingegangen.
Tritt jedoch die Phasenkoinzidenz hinsichtlich des Codes ein, so wird im Nutzsignalbereich eine starke
Anhebung der Leistungsdichte auftreten. Dies ist aus feo
der F i g. 4 ersichtlich, die den Fall der Phasenkoinzidenz und damit des Auftretens des Nutzsignals darstellt Das
Nutzsignal tritt nur in dem Frequenzbereich auf, der dem Bandfilter mit der Mittenfrequenz fzp zugeordnet
ist. Es ist daraus ersichtlich, daß die Leistungen in den os Ausgängen der einzelnen Filter 16 und 19 mit dem
Auftreten des Nutzsignals stark unterschiedlich werden. Durch Gleichrichtung der Ausgangssignale von 16 und
19 wird erreicht, daß entsprechende Gleichspannungen für die weitere Auswertung zur Verfügung stehen. Da
bei der Gleichrichtung infolge der endlichen Bandbreite außer dem Nutzsignal noch störende Komponenten mit
zur Gleichspannung beitragen können, die dem Gleichspannungssignal unerwünschte Schwankungen
aufprägen, ist jedem der Gleichrichter ein Tiefpaßfilter nachgeschaltet, das eine relativ geringe Bandbreite, z. B.
von 5 Hz, hat und eine dementsprechend hohe Einschwingzeit. Die an den Ausgängen der beiden
Tiefpaßfilter verfügbaren Gleichspannungen werden durch die Vorzeichenumkehrung in 22 entgegengesetzt
in ihrem Vorzeichen und in dem Teil 23 summiert Für den Fall, daß das Nutzsignal fehlt, ist somit im Ausgang
von 24 im Fall von nur einem Filter 19 und einem Filter 16 das Ausgangssignal 0, solange noch keine phasenrichtige
Codesynchronisation bzw. Phasenkoinzidenz für den Code gegeben ist. Im Fall der Phasenkoinzidenz
hinsichtlich des Codes wird jedoch im Ausgang von 24 ein positives Ausgangssignal erhalten.
Diese Schaltung ist unabhängig von Schwankungen des Pegels im zwischenfrequenten Signal, weil für das
O-Kriterium beide Übertragungszweige, also der Übertragungszweig
16, 17, 18 und der Übertragungszweig 19, 20, 21, 22, mit dem gleichen, mit Schwankungen
behafteten Signal beaufschlagt werden und nur der Unterschied in einem der beiden Übertragungswege für
die Gewinnung des Phasenkoinzidenz-Kriteriums verwendet wird.
An Stelle des Bandfilters 19 kann auch ein zum Bandfilter 16 gleichartiges Bandfilter 27 verwendet
werden, wenn gemäß einer Weiterbildung der Erfindung dem Bandfilter 27 ein Modulator 26 vorgeschaltet
wird, der als Überlagerungsschwingung ein Signal erhält, welches der gewünschten Versatzfrequenz f& (s.
Fig.3) entspricht. Wird die Durchlaßfrequenz des Bandfilters 27 gleich der des Bandfilters 16 gewählt, so
ist durch diese Wahl der Frequenzumsetzung erzwungen, daß der Modulator 26 zwei Teilfrequenzbereiche
überträgt, die frequenzsymmetrisch zum Durchlaßbereich des Bandfilters 16 und damit zur Mittenfrequenz
fzF Hegen. Man kann also gleiche Bandfilter verwenden,
was fertigungstechnisch von Vorteil ist.
Das Tiefpaßfilter 18 sollte bei Codephasenkoinzidenz eine möglichst geringe Bandbreite haben, was naturgemäß
mit einer entsprechend großen Einschwingzeit verbunden ist. Bei den vorausgehenden Ausführungen
wurde ein Kompromißwert für diese Bandbreite angenommen. Nach einer weiteren Fortbildung der
Erfindung ist es jedoch möglich, diese Bandbreitebedingung optimal für das Betriebsverhalten zu gestalten,
indem das Bandfilter 18 in seiner Bandbreite umschaltbar oder veränderbar ausgebildet ist. Das Kriterium für
diese Umschaltung bzw. Veränderung der Bandbreite kann aus dem Auswerter 24 entnommen werden, indem
bei Auftreten des ein Nutzsignal anzeigenden Vorzeichenwertes des Ausgangssignals die Bandbreite im
Tiefpaßfilter 18 entsprechend verringert wird, und zwar durch die Regelschleife 26.
Die in der F i g. 2 dargestellte Schaltung hat zusätzlich
noch den weiteren Vorteil, daß die im Übertragungsweg 20,21 vorhandene Signalgröße zugleich zur Anzeige des
Störsignals mitverwendet werden kann und auch zugleich zur unmittelbaren Anzeige des Verhältnisses
von Nutzsignal zu Störsignal. Wird für diese Anzeige die Anzeigevorrichtung 25 als logarithmischer Anzeigeteil
ausgebildet, so wird das Ergebnis unmittelbar in Dezibel erhalten.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (8)
Hide Dependent
translated from
Claims (8)
Hide Dependent
translated from
1. Verfahren zur Feststellung der Koinzidenz zwischen der Phasenlage des Codes eines mit einem
Überlagerungsempfänger empfangenen SSMA-Signals
und dem im Empfänger erzeugten Code durch Auswertung des Signalleistungsanstiegs in einer
zwischenfrequenten Lage bei Eintritt der richtigen Phasenlage, dadurch gekennzeichnet, daß
dem zwischenfrequenten Signal bei der Sollfrequenz ein Signalanteil mit einer Bandbreite etwa vom Wert
der doppelten Bitrate des als Information übertragenen Basisbandes entnommen wird, daß weiterhin
dem wesentlich breiteren zwischenfrequenten Signal wenigstens ein frequenzmäßig außerhalb
hiervon gelegener Signalanteil entnommen wird und daß aus einem Leistungsvergleich dieser beiden
Signalanteile das Kriterium für die richtige Phasenlage abgeleitet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dem wesentlich breiteren zwischenfrequenten
Signal entnommene Signalanteil etwa die gleiche Bandbreite hat wie der dem
anderen Signal entnommene Anteil.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwei frequenzmäßig außerhalb
des Sollfrequenzbereiches gelegene Signalanteile dem zwischenfrequenten Signal entnommen werden,
die symmetrisch oberhalb und unterhalb des Sollfrequenzbereiches liegen und gleiche Bandbreite
haben.
4. Schaltung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß zwei Bandfilter vorgesehen sind, die das zwischenfrequente Signal erhalten und
von denen das eine auf den Sollfrequenzbereich und das andere innerhalb des vom Zwischenfrequenzsignal
überdeckten Frequenzbereiches auf ein außerhalb des Sollfrequenzbereiches liegendes Frequenzgebiet
abgestimmt ist, und daß an die beiden Bandfilter Gleichrichter mit insbesondere quadratischer
Kennlinie angeschaltet sind, deren Ausgänge vorzugsweise unter Zwischenschaltung von Tiefpässen
mit einer Differenzbildungsschaltung verbunden sind, deren Eingang mit einer Vorzeichen-Auswerteschaltung
verbunden ist, die bei Erreichen eines vorgegebenen Leistungsanteils im Sollfrequenzbereich
gegenüber dem Leistungsanteil aus dem anderen Frequenzbereich ein Signal als Kriterium
für die richtige Phasenlage abgibt.
5. Schaltung nach Anspruch A zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß anstelle des Bandfilters für das Frequenzgebiet außerhalb des SoIIfrequenzbereiches
ein Modulator vorgesehen ist, der als Schaltspannung ein Signal erhält, dessen Frequenz
dem Differenzwert zwischen den Mittenfrequenzen des Sollfrequenzbereiches und dem hiervon frequenzverschobenen
Frequenzgebiet entspricht, und daß zwischen diesem Modulator und dem in diesem Übertragungsweg liegenden Gleichrichter ein Bandfilter
eingeschaltet ist, das auf den Sollfrequenzbereich abgestimmt ist und vorzugsweise gleich dem
Sollfrequenzfilter ist. &5
6. Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß im Übertragungsweg für den
außerhalb des Sollfrequenzbereiches gelegenen
Signalanteil ein Pegeleinstellglied eingeschaltet ist.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter im
Übertragungsweg für den Sollfrequenzbereich in der Bandbreite veränderbar ausgebildet ist, derart,
daß sich seine Einschwingzeit wesentlich verändern läßt, und daß eine Einstellung dieses Tiefpaßfilters in
der Weise vorgesehen ist, daß bei richtiger Phasenlage die Bandbreite der des Tiefpaßfilters in
dem anderen Übertragungsweg entspricht, während im anderen Betriebsfall die Bandbreite wesentlich
größer und damit die Einschwingzeit wesentlich kürzer ist.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Übertragungsweg
für das außerhalb des Sollfrequenzbereiches gelegene Frequenzgebiet an den Gleichrichter,
vorzugsweise an den diesem nachgeschalteten Tiefpaß, eine Anzeigevorrichtung zur Bestimmung
des dort anliegenden Geräuschsignalpegels, vorzugsweise in bezug auf den Nutzsignalpegel,
angeschaltet ist.
Unter SSMA-Technik wird ein Übertragungsverfahren verstanden, bei dem die eigentliche Information
künstlich im Frequenzband gespreizt wird und das vorgegebene radiofrequente Frequenzgebiet von mehreren
Stationen gleichzeitig für Übertragungszwecke ausgenutzt wird. Der Ausdruck »SSMA« leitet sich aus
dem englischen Fachausdruck »Spread-Spectrum-Multiple-Access-Modulation«
ab. Das SSMA-Verfahren findet vor allem bei Satelliten-Übertragungsstrecken mit Vielfachzugriff Anwendung. Beispielsweise ist diese
Technik in der Zeitschrift »Proceedings of the IEEE«, Volume 54,1966, S. 763 bis 777, ausführlich beschrieben.
Wesentlich bei der SSMA-Technik ist, daß eine größere Anzahl von Sendestationen im gleichen Radiofrequenzbereich
arbeitet und daß die von der Einzelstation ausgesendeten Zeichen jeweils für sich eine besondere
Kennmodulation aufweisen. Diese Kennmodulation hat zweierlei Aufgaben, nämlich einerseits das Einzelsignal
auf ein größeres Frequenzgebiet auszudehnen und andererseits als Codezeichen für eine bestimmte
Empfangsstation das Einzelzeichen erkennbar zu machen. Dadurch ist es möglich, bezogen auf den
einzelnen Empfänger, eine ganz bestimmte Sendestation aufgrund ihres Codezeichens aus dem Frequenzspektrum,
welches empfangen wird, auszusieben. Das Codezeichen der einzelnen Station ist dabei ein relativ
langes Zeichen, das beispielsweise 10 Mega-Bit umfaßt.
Meist wird das einzelne Zeichen durch Phasenänderung der ausgesandten hochfrequenten Schwingungen in
bezug auf das jeweils vorausgehende Bit zum Ausdruck gebracht Dem Codezeichen wird in der Sendestation
die eigentliche Information zusätzlich aufgeprägt, und zwar bei Verwendung von Phasensprungmodulation in
der Weise, daß das relativ viele Bit umfassende Codezeichen bezüglich wesentlich weniger Bit in seiner
Phase invertiert wird, wenn ein Zeichenwechsel im Informationsfluß stattfindet. Auf der Empfangsseite
wird in einem mit der Sendeseite synchron laufenden Codegenerator das Codesignal erzeugt und mit dem
empfangenen Signal in der radiofrequenten oder, was meist der Fall ist, in der zwischenfrequenten Lage einem
Multiplikationsvorgang unterworfen. Durch den Multiplikationsvorgang wird bei Empfang des durch keinerlei