ES2323806T3 - Unidad de abonado para sistema de comunicacion inalambrico cdma. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento para demodular una señal recibida transmitida desde una unidad de abonado (10a - 10d), comprendiendo la señal recibida una pluralidad de flujos de símbolos modulados (105a - 105d), en los que cada uno de los flujos de símbolos modulados incluye datos modulados con un código ortogonal asociado, comprendiendo el procedimiento: la multiplicación compleja (202, 204) de la señal recibida por medio de un código de pseudorruido complejo (200, 201) para producir una señal desexpandida de pseudorruido compleja que representa la pluralidad de flujos de símbolos modulados; la suma y el filtrado (208, 214) de la señal desexpandida de pseudorruido compleja para proporcionar señales de piloto filtradas en fase y en cuadratura; la demodulación (210) de la señal desexpandida de pseudorruido compleja por medio de su multiplicación con el código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados para proporcionar una pluralidad de señales de datos demodulados complejos; y la rotación y el escalado de fase (216 - 220) de cada una de la pluralidad de señales de datos demoduladas complejas en base a las señales de piloto filtradas en fase y en cuadratura para proporcionar una pluralidad de datos de decisión suave.
Description
Unidad de abonado para sistema de comunicación
inalámbrico CDMA.
La presente invención se refiere a las
comunicaciones. Más particularmente, la presente invención se
refiere a un procedimiento y a un aparato novedoso y perfeccionado
para comunicación inalámbrica CDMA de alta velocidad de datos.
Los sistemas inalámbricos de telecomunicaciones
que incluyen sistemas de comunicación celular, por satélite y punto
a punto emplean un enlace inalámbrico compuesto por una señal
modulada de radiofrecuencia (RF) para transmitir datos entre dos
sistemas. El uso de un enlace inalámbrico es deseable por variedad
de razones que incluyen movilidad aumentada y requerimientos
reducidos de infraestructuras cuando se comparan con sistemas de
comunicaciones por cable. Un inconveniente del empleo de enlaces
inalámbricos es la limitada cantidad de capacidad de comunicación
que resulta de la cantidad limitada de ancho de banda RF disponible.
Esta limitada capacidad de comunicación contrasta con los sistemas
de comunicaciones basados en cables donde se puede añadir capacidad
adicional instalando conexiones de líneas cableadas adicionales.
Reconociendo la naturaleza limitada del ancho de
banda RF, se han desarrollado varias técnicas de proceso de señal
para aumentar la eficiencia con que los sistemas de comunicaciones
por cable emplean el ancho de banda RF disponible. Un ejemplo
aceptado ampliamente de tal técnica de proceso de señal eficiente en
ancho de banda es la IS-95 sobre interfaz aire
estándar y sus derivadas como la
IS-95-A (denominadas colectivamente
en lo que sigue como el estándar IS-95) promulgada
por la asociación de industrias de telecomunicación (TIA) y
empleada principalmente en sistemas celulares de telecomunicaciones.
El estándar IS-95 incorpora técnicas de modulación
de señal CDMA de acceso múltiple por división de código para
conducir simultáneamente múltiples comunicaciones sobre el mismo
ancho de banda RF. Cuando se combina con un control de potencia
extensivo, la conducción de múltiples comunicaciones sobre el mismo
ancho de banda aumenta el número total de llamadas y otras
comunicaciones que se pueden conducir en un sistema inalámbrico de
comunicaciones mediante, entre otras cosas, aumento de
reutilización de frecuencias en comparación con otras tecnologías
inalámbricas de telecomunicaciones. El uso de técnicas CDMA en un
sistema de comunicaciones de acceso múltiple se describe en la
Patente U.S. No. 4,901,307, titulada "Sistema de comunicaciones
de espectro expandido usando repetidores por satelite o
terrestres" y en la Patente U.S. No. 5,103,459, titulada
"Sistema y procedimiento para generar formas de onda en un
sistema telefónico celular CDMA" las cuales están transferidas al
cesionario de la presente invención.
La Fig. 1 proporciona una lustración muy
simplificada de un sistema telefónico celular configurado de acuerdo
con el uso del estándar IS-95. Durante el
funcionamiento, un conjunto de unidades de abonado
10a-d mantienen comunicación inalámbrica
estableciendo una o más interfaces RF con una o más estaciones base
12a-d empleando señales RF moduladas CDMA. Cada
interfaz RF entre una estación base 12 y una unidad de abonado 10
comprende una señal de enlace descendente transmitida desde la
estación base 12 y una señal de enlace ascendente transmitida desde
la unidad de abonado 10. Empleando estas interfaces RF, generalmente
se mantiene una comunicación con otro usuario por medio de una
central de conmutación telefónica móvil (MTSO) 14 y de una red
telefónica pública conmutada (PSTN) 16. Los enlaces entre las
estaciones base 12, MSTO 14 y PSTN 16 se forman normalmente mediante
conexiones de líneas cableadas, aunque es también conocido el uso
de enlaces adicionales RF o microondas.
De acuerdo con el estándar IS-95
cada unidad de abonado transmite datos de usuario vía una señal de
enlace ascendente, no coherente, de un solo canal a una tasa de
transmisión de datos máxima de 9.6 o 14.4 kbits/seg dependiendo de
qué velocidad se seleccione de un conjunto de velocidades. Un enlace
no coherente es aquél en que la información de fase no es utilizada
por el sistema receptor. Un enlace coherente es aquél en que el
receptor explota el conocimiento de la fase de las señales
portadoras durante el procesamiento. La información de fase toma,
típicamente, la forma de señal piloto pero se puede también evaluar
a partir de los datos transmitidos. El estándar
IS-95 requiere que se use para el enlace descendente
un conjunto de sesenta y cuatro códigos Walsh, cada uno compuesto
por sesenta y cuatro elementos de códigos.
El empleo de una señal de enlace ascendente, no
coherente, de un solo canal a una tasa de transmisión de datos
máxima de 9,6 o 14,4 kbits/seg como se especifica en el estándar
IS-95 está bien adaptado a un sistema telefónico
celular inalámbrico en el que la comunicación típica implica la
transmisión de voz digitalizada o de datos digitales a velocidad
inferior como facsímil. Se seleccionó un enlace ascendente no
coherente porque, en un sistema en el que hasta 80 unidades de
abonado 10 se pueden comunicar con una estación base 12 para cada
ancho de banda asignado de 1,2288 MHz, la provisión de datos piloto
necesarios en la transmisión para cada unidad de abonado 10
incrementaría sustancialmente el grado en el que un conjunto de
unidades de abonado 10 interferiría con otro. Además, a velocidades
de datos de 9,6 o 14,4 kbits/seg, la relación de potencia de
transmisión de cualesquiera datos piloto con los datos de usuario
sería significativa y por tanto incrementaría la interferencia
interunidades de abonado. El empleo de una señal de enlace
ascendente de un solo canal se eligió porque el encaje en un tipo
solo de comunicación a la vez es consistente con el uso de teléfonos
cableados, el paradigma en el que se basan las comunicaciones
celulares inalámbricas. Además la complejidad del procesamiento de
un solo canal es menor que la asociada con el procesamiento de
múltiples
canales.
canales.
Según progresan las comunicaciones digitales, la
demanda de transmisión inalámbrica de datos para aplicaciones como
examen de archivos y vídeo teleconferencia interactivos se prevé que
se incremente sustancialmente. Este incremento transformará la
forma en que se usan los sistemas inalámbricos de comunicaciones, y
las condiciones bajo las se conducen que las interfaces RF
digitales asociadas. En particular, los datos se transmitirán a
velocidades máximas más elevadas y con una mayor variedad de
posibles velocidades. Además se vuelve necesaria una transmisión
más fiable porque los errores en transmisión de datos son menos
tolerables que los errores en la transmisión de información de
audio. Adicionalmente, el número incrementado de tipos de datos
creará la necesidad de transmitir simultáneamente múltiples tipos
de datos. Por ejemplo, puede ser necesario intercambiar un archivo
de datos mientras se mantiene una interfaz de audio o vídeo. Además,
según se incrementa la velocidad de transmisión desde una unidad de
abonado, el número de unidades de abonado 10 comunicándose con una
estación base 12 por cantidad de ancho de banda RF disminuirá,
según las velocidades de transmisión de datos más altas causará que
la capacidad de procesamiento de datos de la estación base se
alcance con menos unidades de abonado 10. En algunos casos, el
enlace ascendente IS-95 actual puede no estar
ajustado idealmente para todos estos cambios. Por tanto, la
presente invención está relacionada con la provisión de una mayor
velocidad de datos, un ancho de banda eficiente y una interfaz CDMA
sobre la que se pueden realizar múltiples tipos de comunicación.
El documento WO 95/03652 describe un
procedimiento y un sistema para asignar un conjunto de secuencias de
código PN ortogonales de longitud variable entre canales de usuario
operativos a diferentes velocidades de datos en un sistema de
comunicación de espectro expandido. Las secuencias de código PN
están construidas para producir ortogonalidad entre usuarios de
forma que se reducirá la interferencia mutua permitiendo así mayor
capacidad y mejor funcionamiento de enlace.
El documento
WO-A-95/12262 desvela un receptor
para la recepción, desde la estación base, de réplicas retrasadas
de una señal de datos simple.
Aspectos de la invención proporcionan un
procedimiento y aparato para generar datos para la transmisión desde
una unidad de abonado a una estación base, tal como se expone en
las reivindicaciones 1 y 19 respectivamente.
De acuerdo con una realización preferida de la
invención, se forma un conjunto de canales de abonado ajustados en
ganancia individualmente a través de un conjunto de códigos
ortogonales de subcanal que tienen un pequeño número de elemento de
códigos de expansión PN por periodo de forma de onda ortogonal. Los
datos a transmitir vía uno de los canales de transmisión son
codificados con corrección de error de velocidad baja de código y
repetidos en secuencia antes de ser modulados con uno de los códigos
de subcanal, ajustados en ganancia y sumados con datos modulados
usando otros códigos de subcanal. Los datos sumados resultantes son
modulados usando un código largo de usuario y un código de
expansión seudoaleatorio (código PN) y convertidos en frecuencia
para transmisión. El empleo de códigos ortogonales cortos
proporciona supresión de interferencia mientras que permite
codificación para corrección de error extensiva y repetición para
diversificación temporal para evitar el desvanecimiento de Raleigh
experimentado normalmente en sistemas inalámbricos terrestres. En la
realización ejemplar de la invención proporcionada, el conjunto de
códigos de subcanal está compuesto por cuatro códigos Walsh, cada
uno ortogonal con el conjunto restante y de cuatro elementos de
códigos de duración. Se prefiere el uso de cuatro subcanales porque
permite usar códigos ortogonales más cortos, no obstante, el uso de
un número mayor de canales y por tanto de códigos más largos es
consistente con la invención.
En la realización de ejemplo preferida, la señal
recibida incluye datos de piloto que se transmiten a través de un
primer canal de transmisión y datos de control de potencia
transmitidos a través de un segundo canal de transmisión. Los dos
restantes canales de transmisión pueden utilizarse para transmitir
datos digitales no especificados incluyendo datos de usuario o
datos de señalización o ambos. En la realización de ejemplo, uno de
los dos canales de transmisión no especificado se configura para
modulación BPSK y el otro para modulación QPSK. Esto se hace para
ilustrar la versatilidad del sistema. Alternativamente, ambos
canales pueden ser modulados en BPSK o modulados en QPSK. Antes de
la modulación, se codifican los datos no especificados donde esta
codificación incluye generación de comprobación de redundancia
cíclica (CRC), codificación convolucional, intercalado, repetición
selectiva de secuencia y correspondencia BPSK o QPSK. Variando la
cantidad de repetición realizada y no restringiendo la cantidad de
repetición a un número entero de secuencias de símbolos, se puede
conseguir una amplia variedad de velocidades de transmisión
incluyendo altas velocidades de datos. Además se pueden conseguir
mayores velocidades de datos transmitiendo simultáneamente datos
sobre ambos canales de transmisión no especificada. Además,
actualizando frecuentemente el ajuste de ganancia realizado en cada
canal de transmisión, la potencia total de transmisión usada por el
sistema de transmisión se puede mantener en un mínimo de manera que
la interferencia generada entre sistemas de transmisión múltiple se
minimice incrementando así la capacidad total del sistema.
\newpage
Las características, objetos y ventajas se
volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta
en lo que sigue cuando se tome en combinación con los dibujos, en
los que los mismos caracteres de referencia identifican
correspondientemente los mismos elementos y donde:
la Fig. 1 es un diagrama de bloques de un
sistema telefónico celular;
la Fig. 2 es un diagrama de bloques de una
unidad de abonado y una estación base configuradas según la
realización ejemplar de la invención;
la Fig. 3 es un diagrama de bloques de un
codificador de canal BPSK y de un codificador de canal QPSK;
configuradas según la realización ejemplar de la invención;
la Fig. 4 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento de señal de transmisión; configurado según
la realización ejemplar de la invención;
la Fig. 5 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento de recepción; configurado según la
realización ejemplar de la invención;
la Fig. 6 es un diagrama de bloques de un
sistema de procesamiento dedo; configurado según una realización de
la invención;
la Fig. 7 es un diagrama de bloques de un
decodificador de canal BPSK y de un decodificador de canal QPSK;
configurados según la realización ejemplar de la invención;
Se describen un procedimiento y un aparato
novedosos y mejorados para comunicación inalámbrica CDMA de alta
tasa de transmisión en el contexto de la parte de transmisión de
enlace ascendente de un sistema celular de comunicaciones. Aunque
la invención está especialmente adaptada para usarse dentro de la
transmisión de enlace ascendente multipunto a punto de un sistema
telefónico celular, la presente invención es igualmente aplicable a
transmisiones de enlace descendente. Además muchos otros sistemas
inalámbricos de comunicaciones se beneficiarán de la incorporación
de realizaciones de la invención, incluyendo sistemas inalámbricos
de comunicaciones basados en satélite, sistemas inalámbricos de
comunicaciones punto a punto y sistemas transmitiendo señales de
radiofrecuencia vía el empleo de cables coaxiales u otros de banda
ancha.
La Fig. 2 es un diagrama de bloques de sistemas
de transmisión y recepción configurados como una unidad de abonado
100 y una estación base 120 de acuerdo con una realización de la
invención. Un primer conjunto de datos (datos BPSK) es recibido por
el codificador de canal BPSK 103, que genera un flujo de símbolos de
código configurado para realizar modulación BPSK que es recibido
por un modulador 104. Un segundo conjunto de datos (datos QPSK) es
recibido por el codificador de canal QPSK 102, que genera un flujo
de símbolos de código configurado para realizar modulación QPSK que
es recibido también por el modulador 104. El modulador 104 recibe
también datos de potencia y datos piloto que están modulados junto
con los datos codificados BPSK y QPSK según las técnicas de acceso
múltiple por división en tiempo (CDMA) para generar un conjunto de
símbolos de modulación recibidos por el sistema de procesamiento RF
106. El sistema de procesamiento RF 106 filtra y convierte en
frecuencia el conjunto de símbolos de modulación a una frecuencia
portadora para transmisión a la estación base 120 empleando una
antena 108. Aunque solo se muestra una unidad de abonado 100, en la
realización preferida múltiples unidades de abonados se comunican
con la estación base 120.
Dentro de la estación base 120, el sistema de
proceso RF 122 recibe las señales RF transmitidas vía una antena
121 y realiza filtrado paso banda, conversión en frecuencia a banda
base y digitalización. El demodulador 124 recibe las señales
digitalizadas y realiza la demodulación según las técnicas CDMA para
producir datos decisorios flexibles de control de potencia, BPSK y
QPSK. El decodificador de canal BPSK 128 decodifica los datos
decisorios flexibles BPSK recibidos del demodulador 124 para
producir una estimación óptima de los datos BPSK, y el
decodificador de canal QPSK 126 decodifica los datos decisorios
flexibles QPSK recibidos por el demodulador 124 para producir una
estimación óptima de los datos QPSK. La estimación óptima del primer
y segundo conjunto de datos está luego disponible para proceso
posterior o avance a un destino próximo y los datos recibidos de
control de potencia se usan directamente o tras su decodificación
para ajustar la potencia de transmisión del canal de enlace
descendente empleado para transmitir datos a una unidad de abonado
100.
La Fig. 3 es un diagrama de bloques de un
codificador de canal BPSK 103 y de un codificador de canal QPSK 102
según se configuran de acuerdo con la realización ejemplar de la
invención. Dentro del codificador de canal BPSK 103 se reciben
datos BPSK por el generador de suma de comprobación CRC 130 que
genera una suma de comprobación para cada trama de 20 ms del primer
conjunto de datos. La trama de datos junto con la suma de
comprobación CRC son recibidos por el generador de bits de cola 132
que añade a continuación bits de cola compuestos por ocho ceros
lógicos al final de cada trama para proporcionar un estado conocido
al final del proceso decodificador. La trama que incluye bits de
cola de código y suma de comprobación CRC es recibida luego por el
codificador convolucional 134 que realiza codificación convolucional
de longitud de constricción (K) 9 y velocidad (R) 1/4 generando así
símbolos de código a una velocidad cuatro veces la de la velocidad
de entrada del codificador (E_{R}). En la realización alternativa
de la invención, se realizan otras velocidades de codificación,
incluyendo velocidad 1/2, pero se prefiere el uso de velocidad 1/4
debido a sus óptimas características de
complejidad-rendimiento. Un bloque intercalador 136
realiza intercalación de bits en los símbolos de código para
proveer diversidad temporal para una transmisión más fiable en
ambientes de rápido desvanecimiento. Los símbolos intercalados
resultantes son recibidos por el repetidor de punto variable de
arranque 138, que repite la secuencia de símbolos intercalada un
número suficiente de veces N_{R} como para proporcionar un flujo
de símbolos a velocidad constante, que corresponde a tramas
salientes que tienen un número constante de símbolos. La repetición
de la secuencia de símbolos aumenta también la diversidad temporal
de datos para evitar el desvanecimiento. En la realización
ejemplar, el número constante de símbolos es igual a 6,144 símbolos
por cada trama haciendo la velocidad de símbolos de 307.2
kilosímbolos por segundo (ksps). Además el repetidor 138 emplea un
punto de arranque diferente para empezar la repetición de cada
secuencia de símbolos. Cuando el valor de N_{R} necesario para
generar 6,144 símbolos por trama no es un entero, la repetición
final se realiza solamente para una parte de la secuencia de
símbolos. El conjunto resultante de los símbolos repetidos es
recibido por el mapeador BPSK 139 que genera un flujo de símbolos
de código BPSK (BPSK) de valores +1 y -1 para realizar modulación
BPSK. Alternativamente, el repetidor 138 se coloca antes del bloque
intercalador 136 de forma que el bloque intercalador 136 recibe el
mismo número de símbolos para cada trama.
Dentro del codificador de canal QPSK 102 se
reciben los datos QPSK por el generador de suma de comprobación CRC
140 que genera una suma de comprobación para cada trama de 20 ms del
primer conjunto de datos. La trama incluyendo la suma de
comprobación CRC son recibidos por el generador de bits de código de
cola 142 que añade a continuación un conjunto de ocho bits de cola
de ocho ceros lógicos al final de la trama. La trama que incluye
ahora bits de cola de código y suma de comprobación CRC es recibida
luego por el codificador convolucional 144 que realiza codificación
convolucional K = 9, R = 1/4 generando así símbolos a una velocidad
cuatro veces la velocidad de entrada del codificador (E_{R}). Un
bloque intercalador 146 realiza intercalación de bits en los
símbolos y los símbolos intercalados resultantes son recibidos por
el repetidor de punto variable de arranque 148. El repetidor de
punto de arranque variable 148 repite la secuencia de símbolos
intercalada un número suficiente de veces N_{R} usando un punto
de arranque diferente dentro de la secuencia de símbolos por cada
repetición para generar 12,288 símbolos por cada trama haciendo la
velocidad de símbolo de 614.4 kilosímbolos por segundo (ksps).
Cuando N_{R} no es un entero, la repetición final se realiza
solamente para una parte de la secuencia de símbolos. Los símbolos
resultantes repetidos son recibidos por el mapeador QPSK 149 que
genera un flujo de símbolos de código QPSK configurado para realizar
modulación QPSK compuesto de un flujo de símbolos de código QPSK en
fase de valores +1 y -1 (QPSK_{I}) y de un flujo de símbolos de
código QPSK en cuadratura de fase de valores +1 y -1 (QPSK_{Q}).
En una realización alternativa de la invención, el repetidor 148 se
coloca antes del bloque intercalador 146 de forma que el bloque
intercalador 146 recibe el mismo número de símbolos para cada
trama.
La Fig. 4 es un diagrama de bloques del
modulador 104 de la Fig. 2, configurado de acuerdo con la
realización ejemplar de la invención. Los símbolos BPSK del
codificador de canal BPSK 103 son modulados cada uno por un código
Walsh W_{2} empleando un multiplicador 150b y los símbolos
QPSK_{I} y QPSK_{Q} del codificador de canal QPSK 102 son
modulados cada uno por un código Walsh W_{3} empleando unos
multiplicadores 150c y 154d. Los datos de control de potencia (PC)
son modulados mediante código Walsh W_{1} empleando un
multiplicador 150a. El ajuste de ganancia recibe datos piloto
(PILOTO) que en la realización preferida de la invención están
compuestos por el nivel lógico asociado con tensión positiva y
ajusta la amplitud de acuerdo con un factor de ajuste de ganancia
A_{0}. La señal PILOTO no proporciona datos de usuario sino más
bien proporciona información de fase y amplitud a la estación base
de manera que esta pueda demodular coherentemente los datos
transportados en los restantes subcanales y escalar los valores de
salida de decisión suave para combinación. El ajuste de ganancia
154 ajusta la amplitud de los datos de control de potencia modulados
con el código Walsh W_{1} de acuerdo con el factor de ajuste de
ganancia A_{1} y el ajuste de ganancia 156 ajusta la amplitud de
los datos de canal BPSK modulados con el código Walsh W_{2} de
acuerdo con la variable de amplificación A_{2}. Los ajustes de
ganancia 158a y 158b ajustan la amplitud de los símbolos modulados
QPSK con el código Walsh W_{3} en fase y en cuadratura de fase
respectivamente, de acuerdo con el factor de ajuste de ganancia
A_{3}. Los cuatro códigos Walsh usados en la realización
preferida de la invención se muestran en la Tabla I.
Será evidente para el experto en la técnica que
el código W_{0} no es ninguna modulación efectiva, lo que es
consistente con el proceso mostrado de datos piloto. Los datos de
control de potencia se modulan con el código W_{1}, los datos
BPSK con el código W_{2} y los datos QPSK con el código W_{3}.
Una vez modulados con el código Walsh adecuado, el piloto, los
datos de control de potencia y los datos BPSK se transmiten según
las técnicas BPSK y los datos QPSK (QPSK_{I} y QPSK_{Q}) según
las técnicas QPSK como se describe más abajo. Se debe entender
también que no es necesario que se use todo canal ortogonal y se
emplee el uso de solo tres de los cuatro códigos Walsh donde solo
se provee un canal de usuario en una realización alternativa de la
invención.
El uso de códigos cortos ortogonales genera
menos elemento de códigos por símbolo y por tanto permite una
codificación y repetición más extensivas cuando se compara con
sistemas que incorporan el uso de códigos Walsh más largos. Esta
codificación y repetición más extensivas proporcionan protección
contra el desvanecimiento Raleigh que es una fuente primordial de
errores en sistemas de comunicaciones terrestres. El empleo de otros
números de código y longitudes de código es consistente con las
realizaciones de la presente invención, no obstante el uso de un
conjunto mayor de códigos Walsh más largos reduce esta protección
mejorada contra el desvanecimiento. El empleo de códigos de cuatro
elemento de códigos se considera óptimo porque cuatro canales
proporcionan una sustancial flexibilidad para la transmisión de
varios tipos de datos tal como se ilustra más abajo al mismo tiempo
que mantiene una longitud de código corta.
El sumador 160 suma los símbolos de modulación
ajustados en amplitud resultantes de los ajustes de ganancia 152,
154, 156 y 158a para generar unos símbolos sumados de modulación
161. Los símbolos de expansión PN, PN_{I} y PN_{Q}, son
difundidos por multiplicación con código largo 180 empleando los
multiplicadores 162a y b. El código seudoaleatorio resultante
proporcionado por los multiplicadores 162a y 162b se usa para
modular los símbolos de modulación sumados 161 y los símbolos en
cuadratura de fase QPSK_{Q} ajustados en ganancia 163 por
multiplicación compleja empleando los multiplicadores
164a-d y los sumadores 166a y b. El término en fase
X_{I} y el término en cuadratura de fase X_{Q} se filtran luego
(filtrado no mostrado) y se convierten en frecuencia a la
frecuencia portadora dentro del sistema de proceso RF 106 mostrado
de una forma muy simplificada empleando los multiplicadores 168 y
una sinusoide en fase y en cuadratura de fase. También se podría
usar una conversión en frecuencia QPSK de desplazamiento. Las
señales resultantes convertidas en frecuencia en fase y en
cuadratura de fase se suman empleando el sumador 170 y se amplifican
con el amplificador maestro 172 de acuerdo con el ajuste maestro de
ganancia A_{M} para generar una señal s(t) que se transmite
a la estación base 120. En la realización preferida de la
invención, la señal se difunde y filtra a un ancho de banda de
1.2288 MHz para que permanezca compatible con el ancho de banda de
los canales CDMA existentes.
Proporcionando múltiples canales ortogonales
sobre los que se pueden transmitir datos, así como empleando
repetidores de velocidad variable que reducen la cantidad de
repeticiones N_{R} realizadas en respuesta a las altas
velocidades de datos de entrada, el procedimiento y sistema antes
descritos de proceso de señal de transmisión permite a una sola
unidad de abonado u otro sistema de transmisión transmitir datos con
una variedad de velocidades de datos. En particular, reduciendo la
velocidad de repetición N_{R} realizado por los repetidores de
punto variable de arranque 138 o 148 de la Fig. 3, se puede sostener
una velocidad de entrada de codificador E_{R} crecientemente
mayor. En una realización alternativa de la invención, se realiza la
codificación de convolución de velocidad 1/2 con la velocidad de
repetición N_{R} incrementado por dos. En las Tablas II y III se
muestran, respectivamente, un conjunto de velocidades de
codificación E_{R} ejemplares soportados por varias velocidades
de repetición N_{R} y por velocidades de codificación R iguales a
1/4 y a 1/2 para el canal BPSK y el canal QPSK.
\vskip1.000000\baselineskip
Las Tablas II y III muestran que ajustando en
número de repeticiones de secuencia N_{R,} se puede soportar una
amplia variedad de velocidades de datos incluyendo velocidades
elevadas, ya que la velocidad de entrada del codificador E_{R}
corresponde a la velocidad de transmisión de datos menos una
constante necesaria para la transmisión del CRC, los bits de cola
de código y otra información de cabecera. Como también muestran las
Tablas II y III, la modulación QPSK se puede usar también para
incrementar la velocidad de transmisión de datos. Las velocidades
que se espera sean usadas normalmente tienen etiquetas como
"Velocidad Alta 72" y "Velocidad Alta 32". Aquellas
velocidades denominadas Velocidad Alta 72, Velocidad Alta 64 y
Velocidad Alta 32 tienen velocidades de tráfico de 72, 64 y 32 kbps
respectivamente, además multiplexados con datos de señalización y
otros de control con velocidades de 3.6, 5,2 y 5,2 kbps
respectivamente, en la realización ejemplar de la invención. Las
velocidades Velocidad Total RS1 y Velocidad Total RS2 corresponden a
velocidades empleadas en sistemas de comunicaciones conforme a
IS-95, y por tanto se espera que tengan un uso
sustancial con fines de compatibilidad. La velocidad nulo es la
transmisión de un solo bit y se usa para indicar un borrado de
trama, que también es parte del estándar IS-95.
También se puede incrementar la velocidad de
transmisión de datos transmitiendo datos simultáneamente sobre dos
o más de los múltiples canales ortogonales bien además de o en vez
de, incrementando la velocidad de transmisión a través de la
reducción de la velocidad de repetición N_{R}. Por ejemplo, un
multiplexor (no mostrado) puede dividir una sola fuente de datos en
múltiples fuentes de datos a transmitir sobre múltiples subcanales
de datos. Así se puede incrementar la velocidad total de transmisión
bien por la transmisión a través de un canal particular a
velocidades mayores o por transmisión múltiple realizada
simultáneamente sobre múltiples canales o ambas, hasta que se
exceda la capacidad de proceso de señal de los sistemas receptor y
la tasa de error se vuelva inaceptable o se alcance la máxima
potencia de transmisión del sistema de transmisión.
La provisión de múltiples canales mejora también
la flexibilidad en la transmisión de diferentes tipos de datos. Por
ejemplo, el canal BPSK se puede asignar para información de voz y el
canal QPSK se puede asignar a la transmisión de datos digitales.
Esta realización podría ser más generalizada asignando un canal para
transmisión de datos sensibles al tiempo como la voz a una
velocidad de datos inferior, y asignado el otro canal para
transmisión de datos menos sensibles al tiempo como archivos
digitales. En esta realización, el intercalado se podría realizar
en bloques mayores para los datos menos sensibles al tiempo para
aumentar adicionalmente la diversidad temporal. Alternativamente,
el canal BPSK puede realizar la transmisión principal de datos y el
canal QPSK realiza la transmisión del desbordamiento. El empleo de
códigos Walsh ortogonales elimina o reduce sustancialmente
cualquier interferencia entre el conjunto de canales transmitidos
desde una unidad de abonado y por tanto minimiza la energía de
transmisión necesaria para su recepción exitosa en la estación
base.
Para aumentar la capacidad de proceso en el
sistema receptor, y por tanto aumentar el grado hasta el que se
puede utilizar la mayor capacidad de transmisión de la unidad de
abonado, se transmiten también datos piloto a través de uno de los
canales ortogonales. Cuando se usan datos piloto, se puede realizar
un proceso coherente en el sistema receptor determinando y
eliminando el desplazamiento de fase de la señal de enlace
ascendente. Además, los datos piloto se pueden usar para ponderar
óptimamente las señales multitrayectoria recibidas con diferentes
retardos temporales antes de ser combinadas en un receptor
rastrillo. Una vez eliminado el desplazamiento de fase, y
ponderadas adecuadamente las señales multitrayectoria, se pueden
combinar las señales multitrayectoria reduciendo la potencia a la
que la señal de enlace ascendente se debe recibir para un
procesamiento adecuado. Esta reducción en la potencia de recepción
requerida permite que se procesen satisfactoriamente mayores
velocidades de transmisión, o inversamente, se disminuya la
interferencia entre un conjunto de señales de enlace ascendente.
Aunque es necesaria alguna potencia de transmisión adicional para la
transmisión de la señal piloto, en el contexto de mayores
velocidades de transmisión la razón de potencia de canal piloto a la
potencia total de señal de enlace ascendente es sustancialmente más
baja que la asociada con los sistemas celulares de transmisión de
datos y voz digitales a velocidades inferiores de datos. Por tanto,
dentro de un sistema CDMA de velocidad alta de datos la ganancia
E_{b}/N_{0} conseguida mediante el uso de un enlace ascendente
coherente contrapesa la potencia adicional necesaria para
transmitir datos piloto desde cada unidad de abonado.
El uso de ajustes de ganancia 152 - 158 así como
de un amplificador maestro 172 aumenta adicionalmente el grado al
cual la alta capacidad de transmisión del sistema arriba descrito se
puede utilizar dejando que el sistema de transmisión se adapte a
varios estados de canal de radio, de velocidades de transmisión y de
tipos de datos. En particular, la potencia de transmisión de un
canal que es necesaria para la adecuada recepción cambia con el
tiempo y con condiciones cambiantes de una forma que es
independiente de los otros canales ortogonales. Por ejemplo,
durante la adquisición inicial de la señal de enlace ascendente
puede necesitarse incrementar la potencia de la señal piloto para
facilitar la detección y sincronización en la estación base. Sin
embargo, una vez que la señal de enlace ascendente se ha adquirido,
la potencia necesaria del canal piloto decrecería sustancialmente,
y variaría dependiendo de varios factores incluyendo la velocidad de
movimiento de las unidades de abonado. Consecuentemente, el valor
del factor de ajuste de ganancia A_{0} se incrementaría durante la
adquisición de señal y luego se reduciría durante una comunicación
continua. En otro ejemplo, cuando se está transmitiendo la
información más tolerante a error vía el enlace descendente, o el
ambiente en el que la transmisión de enlace descendente está
teniendo lugar no es propenso a condiciones de desvanecimiento, se
puede reducir el factor de ajuste de ganancia A_{1} ya que se
reduce la necesidad de transmitir datos de control de potencia con
baja tasa de error. En una realización de la invención, cada vez que
el ajuste de control de potencia no es necesario el factor de
ajuste de ganancia A_{1} se
reduce a cero.
reduce a cero.
\newpage
En otra realización de la invención, la
capacidad de ajustar la ganancia de cada canal ortogonal o de la
señal de enlace ascendente completa se puede explotar
adicionalmente permitiendo que la estación base 120 u otro sistema
receptor altere el ajuste de ganancia de un canal, o de la señal de
enlace ascendente completa, a través del uso de comandos de control
de potencia transmitidos vía la señal de enlace descendente. En
particular, la estación base puede transmitir información de
control de potencia pidiendo que se ajuste la potencia de
transmisión de un canal particular o de la señal completa de enlace
ascendente. Esto es ventajoso en muchos casos incluyendo cuando se
están transmitiendo dos tipos de datos con diferentes sensibilidades
al error, como voz digitalizada y datos digitales, a través de
canales BPSK y QPSK. En este caso, la estación base 120
establecería diferentes objetivos de tasas de error para los dos
canales asociados. Si la tasa real de error de un canal excede la
tasa objetivo de error, la estación base daría instrucciones a la
unidad de abonado para que redujera el ajuste de ganancia de ese
canal hasta que la tasa real de error alcanzase la tasa de error
objetivo. Esto conduciría eventualmente a que el factor de ajuste de
ganancia de un canal se incremente en relación con el otro. Esto
es, el factor de ajuste de ganancia asociado con los datos más
sensibles a error se incrementaría en relación con el factor de
ajuste de ganancia asociado a los datos menos sensibles. En otros
casos, la potencia de transmisión del enlace ascendente completo
puede requerir un ajuste debido a condiciones de desvanecimiento o
movimiento de la unidad de abonado 100. En estos casos, la estación
base 120 puede hacerlo así vía la transmisión de un solo comando de
control de potencia.
Por tanto, permitiendo que se ajuste
independientemente la ganancia de los cuatro canales ortogonales,
así como en combinación con algún otro, la potencia total de
transmisión del enlace ascendente se puede mantener en el mínimo
necesario para una transmisión satisfactoria de cada tipo de dato,
sea este datos piloto, datos de control de potencia, datos de
señalización o distintos tipos de datos de usuario. Además, la
transmisión satisfactoria se puede definir distintamente para cada
tipo de datos. La transmisión con la mínima cantidad de potencia
necesaria permite que se transmitan las máximas cantidades de datos
a la estación base dada la capacidad finita de potencia de
transmisión de una unidad de abonado y asimismo reduce la
interferencia entre unidades de abonado. Esta reducción en
interferencia aumenta la capacidad total de comunicación del sistema
celular inalámbrico CDMA
completo.
completo.
El canal de control de potencia usado en la
señal de enlace ascendente permite a la unidad de abonado transmitir
información de control de potencia a la estación base a una
variedad de velocidades incluyendo una velocidad de 800 bits de
control de potencia por segundo. En la realización preferida de la
invención, un bit de control de potencia instruye a la estación
base para que incremente o disminuya la potencia de transmisión del
canal de tráfico de enlace descendente que se está usando para
transmitir información a la unidad de abonado. Aunque generalmente
es útil tener un control rápido de potencia en un sistema CDMA, es
especialmente útil en el contexto de comunicaciones de datos a alta
velocidad que implican transmisiones de datos, porque los datos
digitales son más sensibles a errores y la alta velocidad de
transmisión produce que se pierdan cantidades sustanciales de datos
durante breves estados de desvanecimiento continuados. Dado que una
transmisión de enlace ascendente de alta velocidad será acompañada
probablemente por una transmisión de enlace descendente de alta
velocidad, la provisión de una transmisión rápida de control de
potencia sobre el enlace ascendente facilita además las
comunicaciones de alta velocidad en sistemas de telecomunicaciones
inalámbricos CDMA.
En una realización ejemplar alternativa de la
invención, se usa un conjunto de velocidades de entrada de
codificador E_{R} definido por el N_{R} particular para
transmitir un tipo especial de datos. Es decir, los datos se pueden
transmitir a una velocidad de entrada de codificador máximo E_{R}
o a un conjunto de velocidades de entrada de codificador E_{R}
más bajos, con el N_{R} ajustado consecuentemente. En la
implementación preferida de esta realización, las velocidades
máximas corresponden a las velocidades usadas en sistemas de
comunicación inalámbricos conformes al IS-95,
denominadas más arriba con respecto a las Tablas II y III como
Velocidad Total RS1 y Velocidad Total RS2, y cada velocidad inferior
es aproximadamente la mitad de la velocidad superior próxima,
creando un conjunto de velocidades compuesto de una velocidad total,
una velocidad mitad, una velocidad de un cuarto y una velocidad de
un octavo. Las velocidades inferiores de datos son creados
preferiblemente incrementando la velocidad de repetición de
símbolos N_{R} con un valor de N_{R} de velocidad fijado a uno
y de velocidad fijado a dos en un canal BPSK provisto en la
Tabla IV.
Tabla IV.
Las velocidades de repetición para un canal QPSK
son dos veces las del canal BPSK.
De acuerdo con la realización ejemplar de la
invención, cuando la velocidad de datos de una trama cambia con
respecto a la trama previa la potencia de transmisión de la trama se
ajusta de acuerdo con el cambio en la velocidad de transmisión.
Esto es, cuando se transmite una trama a velocidad inferior tras una
trama a velocidad más alta, la potencia de transmisión del canal de
transmisión sobre el que se está transmitiendo la trama se reduce
para la trama de velocidad inferior en proporción a la reducción de
velocidad y viceversa. Por ejemplo, si la potencia de transmisión
de un canal durante la transmisión de una trama de velocidad
completa es la potencia de transmisión T, la potencia de
transmisión durante la transmisión siguiente de una trama de
velocidad mitad es la potencia de transmisión T/2. La reducción en
potencia de transmisión se realiza preferiblemente reduciendo la
potencia de transmisión durante la duración completa de la trama,
pero puede también realizarse reduciendo el ciclo de servicio de
transmisión de forma que alguna información redundante es
"borrada". En cualquier caso, el ajuste de potencia de
transmisión tiene lugar en combinación con un mecanismo de control
de potencia en bucle cerrado por lo cual la potencia de transmisión
se ajusta adicionalmente en respuesta a datos de control de
potencia transmitidos desde la estación base.
La Fig. 5 es un diagrama de bloques de un
sistema de proceso RF 122 y de un demodulador 124 de la Fig. 2. Los
multiplicadores 180a y 180b convierten a frecuencia inferior las
señales recibidas de la antena 121 con una sinusoide en fase y una
sinusoide en cuadratura de fase produciendo muestras de recepción en
fase R_{I} y muestras de recepción en cuadratura de fase R_{Q}
respectivamente. Se debe comprender que el sistema de proceso RF
122 se muestra de forma altamente simplificada y que las señales son
asimismo filtradas y digitalizadas (no mostrado) de acuerdo con
técnicas ampliamente conocidas. Las muestras de recepción R_{I} y
R_{Q} se aplican después a demoduladores dedo 182 dentro del
demodulador 124. Cada demodulador dedo 182 procesa un caso de señal
de enlace ascendente transmitida por la unidad de abonado 100, si
tal caso está disponible, donde cada caso de la señal de enlace
ascendente se genera vía un fenómeno multitrayectoria. Aunque se
muestran tres demoduladores dedo, el empleo de números alternativos
de procesadores dedo es consistente incluyendo el uso de un solo
demodulador dedo 182. Cada demodulador dedo 182 produce un conjunto
de datos de decisión suave compuesto de datos de control de
potencia, datos BPSK, datos QPSK_{I} y datos QPSK_{Q}. Cada
conjunto de datos de decisión suave se ajustan asimismo en tiempo
dentro del correspondiente demodulador dedo 182, aunque el ajuste
de tiempo podría realizarse dentro del combinador 184. Luego, el
combinador 184 suma los conjuntos de datos de decisión suave
recibidos de los demoduladores dedo 182 para producir un simple caso
de control de potencia, y datos BPSK, QPSK_{I}, QPSK_{Q} y
decisión suave.
La Fig. 6 es un diagrama de bloques de un
demodulador dedo 182 de la Fig. 5. Las muestras de recepción R_{I}
y R_{Q} son primero ajustadas en tiempo empleando el ajuste de
tiempo 190 según la cantidad de retardo introducido por la
trayectoria de transmisión de ese caso particular de señal de enlace
ascendente que se está procesando. Se mezcla un código largo 200
con códigos seudoaleatorios de expansión PN_{I} y PN_{Q}
empleando los multiplicadores 201, y los conjugados complejos del
código largo resultante de los códigos de expansión modulados
PN_{I} y PN_{Q} son multiplicados en complejo con la muestras
recibidas ajustadas en tiempo R_{I} y R_{Q} empleando los
multiplicadores 202 y los sumadores 204 que producen los términos
X_{I} y X_{Q.} Luego son demodulados tres casos separados de
los términos X_{I} y X_{Q} empleando códigos Walsh_{ }W_{1},
W_{2} y W_{3} respectivamente, y los datos resultantes
demodulados Walsh se suman sobre cuatro elemento de códigos de
demodulación empleando sumadores 4 a 1 212. Se suma un cuarto caso
de datos X_{I} y X_{Q} sobre cuatro elemento de códigos de
demodulación usando los sumadores 208 y luego se filtran empleando
filtros piloto 214. El filtro piloto 214 realiza preferiblemente un
promediado sobre una serie de sumas realizadas por los sumadores
208, pero resultarán evidentes otras técnicas de filtrado a
aquellos expertos en la técnica. Las señales piloto en fase y en
cuadratura de fase se usan para girar de fase y escalar los datos
demodulados por códigos Walsh W_{1} y W_{2} de acuerdo con los
datos modulados BPSK mediante la multiplicación conjugada compleja
empleando los multiplicadores 216 y los sumadores 217 que producen
datos de decisión suave de control de potencia y BPSK. Los datos
modulados con código Walsh W_{3} se giran de fase empleando las
señales piloto filtradas en fase y en cuadratura de fase de acuerdo
con los datos modulados QPSK empleando los multiplicadores 218 y
sumadores 220, produciendo datos de decisión suave QPSK. Los datos
de control de potencia de decisión suave se suman sobre 384
símbolos de modulación mediante un sumador 384 a 1 222 produciendo
datos de control de potencia de decisión suave. Los datos modulados
con código Walsh W_{3} girados en fase, los datos modulados con
código Walsh W_{3} y los datos de decisión suave de control de
potencia se hacen disponibles para su combinación.
Alternativamente, la codificación y decodificación se realiza
también sobre los datos de control de potencia.
Además de proporcionar información de fase, el
piloto se puede usar también en el sistema receptor para facilitar
el seguimiento del tiempo. El seguimiento del tiempo se realiza
procesando también en un tiempo de muestra anterior (más pronto) y
en un tiempo de muestra después (más tarde) de ser procesada la
presente muestra de recepción. Para determinar el tiempo que iguala
más próximamente con el tiempo real de llegada, la amplitud del
canal piloto el tiempo de muestra más pronto y más tarde se puede
comparar con la amplitud en el tiempo de muestra presente para
determinar cuál es el mayor. Si la señal en uno de los tiempos
adyacentes de muestra es mayor que en el tiempo de muestra
presente, se puede ajustar la temporización de forma que se obtengan
los mejores resultados de demodulación.
La Fig. 7 es un diagrama de bloques de un
decodificador de canal BPSK 128 y de un decodificador de canal QPSK
126 (Fig. 2). Los datos de decisión suave BPSK del combinador 184
(Fig. 5) son recibidos por el acumulador 240 que almacena la
primera secuencia de símbolos de demodulación 6,144/N_{R} en la
trama recibida donde N_{R} depende de la velocidad de transmisión
de los datos de decisión suave BPSK tal como se describió más
arriba, y suma cada siguiente conjunto de 6,144/N_{R} símbolos
demodulados contenidos en la trama con los correspondientes
símbolos acumulados almacenados. El bloque desintercalador 242
desintercala los datos de decisión suave acumulados del sumador de
punto de arranque variable 240 y el decodificador Viterbi 244
decodifica los datos de decisión suave desintercalados para
producir datos de decisión firme así como los resultados de la suma
de comprobación CRC. Dentro del decodificador QPSK 126 los datos de
decisión suave QPSK_{ I} y QPSK_{Q} del combinador 184 (Fig. 5)
son demultiplexados a una única corriente de datos de decisión suave
mediante el demultiplexor 246 y la única corriente de datos de
decisión suave es recibida por el acumulador 248 que acumula cada
6,144/N_{R} símbolos de demodulación donde N_{R} depende de la
velocidad de transmisión de los datos QPSK. El bloque
desintercalador 250 desintercala los datos de decisión suave del
sumador de punto de arranque variable 248 y el decodificador
Viterbi 252 decodifica los símbolos de modulación desintercalados
para producir datos de decisión firme así como los resultados de la
suma de comprobación CRC. En la realización de la invención
ejemplar alternativa descrita anteriormente con respecto a la figura
3 en la que la repetición de símbolo se realiza antes del
desintercalor, están colocados acumuladores 240 y 248 después de los
bloques desintercaladores 242 y 250. En la realización que
incorpora el uso de conjuntos de velocidades, y por tanto en la que
la velocidad de una trama particular no se conoce, se emplean
múltiples decodificadores, operando cada uno a una velocidad de
transmisión diferente y luego la trama asociada con la velocidad de
transmisión más probablemente usada se selecciona basándose en los
resultados de suma de comprobación CRC. El empleo de otros
procedimientos de comprobación de error es consistente con la
práctica de las realizaciones de la presente invención.
Así se ha descrito un sistema inalámbrico de
comunicación CDMA de alta velocidad, multicanal. La descripción se
provee para permitir que cualquier experto en la técnica haga o use
las realizaciones de la presente invención. A los expertos en la
técnica les resultarán rápidamente evidentes las distintas
modificaciones a estas realizaciones, y los principios genéricos
aquí definidos se pueden aplicar a otras realizaciones sin empleo de
la facultad inventiva.
Claims (32)
1. Un procedimiento para demodular una señal
recibida transmitida desde una unidad de abonado (10a - 10d),
comprendiendo la señal recibida una pluralidad de flujos de símbolos
modulados (105a - 105d), en los que cada uno de los flujos de
símbolos modulados incluye datos modulados con un código ortogonal
asociado, comprendiendo el procedimiento:
- la multiplicación compleja (202, 204) de la señal recibida por medio de un código de pseudorruido complejo (200, 201) para producir una señal desexpandida de pseudorruido compleja que representa la pluralidad de flujos de símbolos modulados;
- la suma y el filtrado (208, 214) de la señal desexpandida de pseudorruido compleja para proporcionar señales de piloto filtradas en fase y en cuadratura;
- la demodulación (210) de la señal desexpandida de pseudorruido compleja por medio de su multiplicación con el código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados para proporcionar una pluralidad de señales de datos demodulados complejos; y
- la rotación y el escalado de fase (216 - 220) de cada una de la pluralidad de señales de datos demoduladas complejas en base a las señales de piloto filtradas en fase y en cuadratura para proporcionar una pluralidad de datos de decisión suave.
2. El procedimiento como se reivindica en la
reivindicación 1, comprendiendo de manera adicional:
- la determinación, para cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados, una pluralidad de ajustes de ganancia en base a la pluralidad de datos de decisión suave; y
- la transmisión de una orden de control de la potencia en base a al menos uno de los ajustes de la ganancia a través de una señal de enlace entre una estación base y una unidad de abonado.
3. El procedimiento como se reivindica en las
reivindicaciones 1 ó 2, en el que el código de pseudorruido
complejo comprende una componente de código de pseudorruido en fase
y una componente de código de pseudorruido en cuadratura de
fase.
4. El procedimiento como se reivindica en la
reivindicación 3 en el que la componente de código de pseudorruido
en fase y la componente de código de pseudorruido en cuadratura de
fase se multiplican por un código largo.
5. El procedimiento como se reivindica en las
reivindicaciones 1 ó 2 en el que la mencionada multiplicación
compleja comprende:
- usar un primer flujo de muestras de la señal recibida y la componente de código de pseudorruido en fase como partes reales; y
- usar un segundo flujo de muestras de la señal recibida y la componente de código de pseudorruido de cuadratura de fase como partes imaginarias.
6. El procedimiento como se reivindica en la
reivindicación 5 en el que la mencionada multiplicación compleja
comprende:
- multiplicar el primer flujo de muestras de la señal recibida por la componente de código en fase de pseudorruido para producir una primera señal intermedia;
- multiplicar el segundo flujo de muestras de la señal recibida por la segunda componente de código de pseudorruido en fase para producir una segunda señal intermedia;
- multiplicar el primer flujo de muestras de la señal recibida por la componente de código de pseudorruido de cuadratura de fase para producir una tercera señal intermedia;
- multiplicar el segundo flujo de muestras de la señal recibida por la componente de código de pseudorruido de cuadratura de fase para producir una cuarta señal intermedia;
- restar la cuarta señal intermedia de la primera señal intermedia para producir una componente en fase de la señal desexpandida; y
- sumar la segunda señal intermedia a la tercera señal intermedia para producir una componente de cuadratura de fase de la señal desexpandida.
7. El procedimiento de las reivindicaciones 1 ó
2 en el que la mencionada suma y el mencionado filtrado comprenden
el promediado de la señal de desexpansión de pseudorruido
compleja.
8. El procedimiento de las reivindicaciones 1 ó
2, en el que la mencionada multiplicación de la señal de
desexpansión de pseudorruido compleja por medio del código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados comprende:
desexpansión de pseudorruido compleja por medio del código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados comprende:
- multiplicar un primer flujo de muestras de la señal de desexpansión de pseudorruido compleja por el código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados para producir una pluralidad de señales de datos demoduladas en fase; y
- multiplicar un segundo flujo de muestras de la señal de desexpansión de pseudorruido compleja por el código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados para producir una pluralidad de señales de datos demoduladas en cuadratura de fase.
9. El procedimiento de la reivindicación 8,
comprendiendo de manera adicional:
- la suma de cada una de la pluralidad de señales de datos demoduladas en fase sobre una duración del código ortogonal asociado; y
- la suma de cada una de la pluralidad de señales de datos demoduladas en cuadratura de fase sobre una duración del código ortogonal asociado.
10. El procedimiento de las reivindicaciones 1 ó
2, en el que las mencionadas rotación y dimensionado de fase, la
primera señal de datos demodulada compleja de acuerdo con las
señales de piloto filtradas en fase y en cuadratura de fase
comprende:
- multiplicar una primera señal de datos demodulada en fase por la señal de piloto filtrada en fase para producir un primer producto en fase;
- multiplicar una primera señal de datos demodulada en cuadratura de fase por la señal de piloto filtrada en cuadratura de fase para producir un primer producto en cuadratura de fase; y
- sumar el primer producto en fase al primer producto en cuadratura de fase para producir unos primeros datos de decisión suaves que sean representativos.
11. El procedimiento de las reivindicaciones 1 ó
2, en el que la mencionada rotación y dimensionado de fase de la
primera señal de datos demodulada compleja de acuerdo con la señal
de piloto filtrada compleja comprende:
- multiplicar una primera señal de datos demodulada en fase por una señal de piloto filtrada en fase para producir una primera señal intermedia;
- multiplicar una primera señal de datos demodulada en cuadratura de fase por una señal de piloto filtrada en fase para producir una primera señal intermedia;
- multiplicar una primera señal de datos demodulada en fase por una señal de piloto filtrada en cuadratura de fase de la señal recibida para producir una tercera señal intermedia;
- multiplicar una primera señal de datos demodulada en cuadratura de fase por una señal de piloto filtrada en cuadratura de fase de la señal recibida para producir una cuarta señal intermedia;
- restar la cuarta señal intermedia de la primera señal intermedia para producir unos primeros datos de decisión suave en cuadratura de fase; y
- sumar la segunda señal intermedia a la tercera señal intermedia para producir unos primeros datos de decisión suave en fase.
12. El procedimiento como se reivindica en las
reivindicaciones 1 ó 2, en el que al menos uno de los códigos
ortogonales asociados es un código de Walsh.
13. El procedimiento como se reivindica en la
reivindicación 12, en el que una longitud del código de Walsh es de
cuatro elementos de códigos.
14. El procedimiento de la reivindicación 12 en
el que el código de Walsh es +, - , +, -.
15. El procedimiento de la reivindicación 12 en
el que el código de Walsh es +, +, -, -.
16. El procedimiento de la reivindicación 12 en
el que el código de Walsh es +, -, -, +.
17. Un aparato para demodular una señal recibida
transmitida desde una unidad de abonado (10a - 10d), la señal
recibida comprendiendo una pluralidad de flujos de símbolos
modulados (105a - 105d), en la que cada flujo de símbolos modulados
incluye datos modulados con un código ortogonal asociado,
comprendiendo el aparato:
- un medio para la multiplicación compleja (202, 204) de la señal recibida por un código de pseudorruido complejo (200, 201) para producir una señal desexpandida de pseudorruido compleja que representa la pluralidad de flujos de símbolos modulados;
- un medio para sumar y para filtrar (208, 214) la señal de desexpansión de pseudorruido compleja para proporcionar señales de piloto filtradas en fase y en cuadratura;
- un medio para demodular (210, 212) la señal de desexpansión de pseudorruido compleja por medio de la multiplicación de la misma con el código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados para proporcionar una pluralidad de señales de datos demodulados complejos; y
- un medio para la rotación y el dimensionado de fase (216 - 220) de cada una de la pluralidad de señales de datos demoduladas complejas en base a las señales de piloto filtradas en fase y en cuadratura de fase para proporcionar una pluralidad de datos de decisión suaves.
18. El aparato como se reivindica en la
reivindicación 17, comprendiendo de manera adicional:
- un medio para determinar, para cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados, una pluralidad de ajustes de la ganancia en base a la pluralidad de datos de decisión suave;
- y
- un medio para transmitir una orden de control de la potencia en base a al menos uno de los ajustes de la ganancia a través de una señal de enlace entre una estación base y una unidad de abonado.
19. El aparato como se reivindica en las
reivindicaciones 17 ó 18 en el que el código de pseudorruido
complejo comprende una componente de código de pseudorruido en fase
y una componente de código de pseudorruido en cuadratura de
fase.
20. El aparato como se reivindica en la
reivindicación 19 en el que la componente de código de pseudorruido
en fase y la componente de código de pseudorruido en cuadratura de
fase son multiplicadas por un código largo.
21. El aparato como se reivindica en la
reivindicación 17, en el que el mencionado medio para la
multiplicación compleja comprende:
- un medio para usar un primer flujo de muestras de la señal recibida y la componente de código de pseudorruido en fase como partes reales; y
- un medio para usar un segundo flujo de muestras de la señal recibida y la componente de código de pseudorruido en cuadratura de fase como partes imaginarias.
22. El aparato como se reivindica en la
reivindicación 21 en el que el mencionado medio para la
multiplicación compleja comprende:
- un medio para multiplicar el primer flujo de muestras de la señal recibida por la componente de código de pseudorruido en fase para producir una primera señal intermedia;
- un medio para multiplicar el segundo flujo de muestras de la señal recibida por la componente de código de pseudorruido en fase para producir una segunda señal intermedia;
- un medio para multiplicar el primer flujo de muestras de la señal recibida por la componente de código de pseudorruido en cuadratura de fase para producir una tercera señal intermedia;
- un medio para multiplicar el segundo flujo de muestras de la señal recibida por la componente de código de pseudorruido en cuadratura de fase para producir una cuarta señal intermedia;
- un medio para restar la cuarta señal intermedia de la primera señal intermedia para producir una componente en fase de la señal desexpandida; y
- un medio para sumar la segunda señal intermedia a la tercera señal intermedia para producir una componente en cuadratura de fase de la señal desexpandida.
23. El aparato de la reivindicación 17 en el que
el mencionado medio para filtrado comprende el promediado de la
señal desexpandida de pseudorruido compleja.
24. El aparato de la reivindicación 17, en el
que el mencionado medio para multiplicar la señal desexpandida de
pseudorruido compleja por el código ortogonal asociado de cada uno
de la pluralidad de de flujos de símbolos modulados comprende:
- un medio para multiplicar un primer flujo de muestras de la señal de desexpansión de pseudorruido compleja por el código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados para producir una pluralidad de señales de datos demoduladas en fase; y
- un medio para multiplicar un segundo flujo de muestras de la señal de desexpansión de pseudorruido compleja por el código ortogonal asociado de cada uno de la pluralidad de flujos de símbolos modulados para producir una pluralidad de señales de datos demoduladas en cuadratura de fase.
25. El aparato de la reivindicación 24,
comprendiendo de manera adicional:
- un medio para sumar de cada una de la pluralidad de señales de datos demoduladas en fase sobre una duración del código ortogonal asociado; y
- un medio para sumar de cada una de la pluralidad de señales de datos demoduladas en cuadratura de fase sobre una duración del código ortogonal asociado.
26. El aparato de la reivindicación 17, en el
que el mencionado medio para la rotación y el dimensionado de la
primera señal de datos demodulada compleja de acuerdo con las
señales de piloto filtradas complejas comprende:
- un medio para multiplicar una primera señal de datos demodulada en fase por una señal de piloto filtrada en fase para producir un primer producto en fase;
- un medio para multiplicar una primera señal de datos demodulada en cuadratura de fase por una señal de piloto filtrada en cuadratura de fase para producir un primer producto en cuadratura de fase; y
- un medio para sumar el primer producto en fase al primer producto en cuadratura de fase para producir unos primeros datos de decisión suaves.
27. El aparato de la reivindicación 17, en el
que la mencionada rotación y dimensionado de fase de la primera
señal de datos demodulada compleja de acuerdo con la señal de piloto
filtrada compleja comprende:
- un medio para multiplicar una primera señal de datos demodulada en fase por una señal de piloto filtrada en fase para producir una primera señal intermedia;
- un medio para multiplicar una primera señal de datos demodulada en cuadratura de fase por una señal de piloto filtrada en fase para producir una primera señal intermedia;
- un medio para multiplicar una primera señal de datos demodulada en fase por una señal de piloto filtrada en cuadratura de fase de la señal recibida para producir una tercera señal intermedia;
- un medio para multiplicar una primera señal de datos demodulada en cuadratura de fase por una señal de piloto filtrada en cuadratura de fase para producir una cuarta señal intermedia;
- un medio para restar la cuarta señal intermedia de la primera señal intermedia para producir unos primeros datos de decisión suave en cuadratura de fase; y
- un medio para sumar la segunda señal intermedia a la tercera señal intermedia para producir unos primeros datos de decisión suave en fase.
28. El aparato como se reivindica en la
reivindicación 17, en el que al menos uno de los códigos ortogonales
asociados es un código de Walsh.
29. El aparato como se reivindica en la
reivindicación 28, en el que una longitud del código de Walsh es de
cuatro elementos de códigos.
30. El aparato de la reivindicación 28 en el que
el código de Walsh es +, - , +, -.
31. El aparato de la reivindicación 28 en el que
el código de Walsh es +, +, -, -.
32. El aparato de la reivindicación 28 en el que
el código de Walsh es +, -, -, +.
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