DE69729296T2

DE69729296T2 - Teilnehmergerät für drahtloses cdma-nachrichtenübertragungssystem

Info

Publication number: DE69729296T2
Application number: DE69729296T
Authority: DE
Inventors: P. Joseph ODENWALDER; Yu-Chen Jou; G. Edward TIEDEMANN
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-05-28
Filing date: 1997-05-28
Publication date: 2005-05-12
Anticipated expiration: 2017-05-29
Also published as: EP1772969A2; DE69729296D1; IL152113A0; EP1772969B1; US20030128680A1; IL152113A; AU3154697A; CN1228211A; HK1104157A1; ES2225975T3; EP1772969A3; US6535496B1; US6424619B2; JP2000511721A; IL127292A; ATE268075T1; EP1453220B1; ES2323806T3; ATE360924T1; JP4307553B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Nachrichtenübermittlungen bzw. Kommunikationen. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein neues und verbessertes Verfahren und Vorrichtung für CDMA-Drahtloskommunikationen mit hoher Datenrate.
II. Beschreibung verwandter Techniken
Drahtloskommunikationssysteme, wie z. B. zellulare, Satelliten- und Point-zu-Point-Kommunikationssysteme verwenden eine drahtlose Verbindung bestehend aus einem modulierten Hochfrequenzsignal bzw. HF Signal (radio frequency (RF) signal) um Daten zwischen zwei Systemen zu senden. Die Verwendung einer drahtlosen Verbindung ist aus einer Vielzahl von Gründen wünschenswert, wie z. B. erhöhte Mobilität und reduzierte Infrastrukturanforderungen im Vergleich zu drahtgebundenen Kommunikationssystemen. Ein Nachteil bei der Verwendung einer drahtlosen Verbindung ist der begrenzte Betrag der Kommunikationskapazität, der von dem begrenzten Betrag bzw. Größe einer zur Verfügung stehenden HF-Bandbreite herrührt. Diese begrenzte Kommunikationskapazität steht im Kontrast zu drahtgebundenen Kommunikationssystemen, wo zusätzliche Kapazität durch Installieren zusätzlicher Drahtleitungsverbindungen hinzugefügt werden kann.
Angesichts der begrenzten Beschaffenheit von HF-Bandbreite wurden verschiedene Signalverarbeitungstechniken entwickelt, um die Effizienz zu erhöhen, mit der drahtlose Kommunikationssysteme die zur Verfügung stehende HF-Bandbreite verwenden. Ein weitestgehend akzeptiertes Beispiel einer Signalverarbeitungstechnik, die bandbreiteneffizient ist, ist der IS-95 Luftschnittstellenstandard (IS-95 over the air interface standard) und deren Ableitungen, wie z. B. IS-95-A (worauf im Folgenden gemeinsam als der IS-95 Standard Bezug genommen wird), wobei der Standard durch die Telecommunication Industry Association (TIA) gefördert wird und vorwiegend in zellularen Telekommunikationssystemen verwendet wird. Der IS-95 Standard beinhaltet Codemultiplexvielfachzugriffssignalmodulationstechniken (code division multiple access (CDMA) signal modulation techniques) um mehrere Kommunikationen gleichzeitig über dieselbe HF-Bandbreite zu führen. Wenn dies mit einer umfassenden Leistungssteuerung kombiniert wird, erhöht das Durchführen mehrerer Kommunikationen über dieselbe Bandbreite die Gesamtanzahl von Anrufen und anderen Kommunikationen, die in einem Drahtloskommunikationssystem durchgeführt werden können, und zwar neben anderen Faktoren durch Erhöhen der Frequenzwiederverwendung im Vergleich zu anderen drahtlosen Telekommunikationstechnologien. Die Verwendung von CDMA-Techniken in einem Mehrfachzugriffskommunikationssystem ist in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307, betitelt „SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" und U.S. Patent Nr. 5,103,459, betitelt „SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" beschrieben, wobei beide dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen sind.
1 sieht eine im hohen Maße vereinfachte Darstellung eines zellularen Telefonsystems vor, das konfiguriert ist gemäß einer Verwendung des IS-95 Standards. Während des Betriebes führt ein Satz von Teilnehmereinheiten 10a–d drahtlose Kommunikation durch, und zwar durch Aufbau einer oder mehrerer HF-Schnittstellen mit einer oder mehrerer Basisstationen 12a–d unter Verwendung CDMA-modulierter HF-Signale. Jedes HF-Interface zwischen einer Basisstation 12 und einer Teilnehmereinheit 10 besteht aus einem Vorwärtsverbindungssignal, das von der Basisstation 12 gesendet wird und einem rückwärtigen Verbindungssignal, das von der Teilnehmereinheit gesendet wird. Unter Verwendung dieser HF-Schnittstellen bzw. -Interfaces wird eine Kommunikation mit einem anderen Benutzer im Allgemeinen mittels einer Mobiltelefonschaltzentrale bzw. mobile telephone switching office (MTSO) 14 und einem öffentlich geschalteten Telefonnetzwerk bzw. public switched telephone network (PSTN) 16 durchgeführt. Die Verbindungen zwischen Basisstationen 12, MTSO 14 und PSTN 16 werden nor malerweise über Drahtleitungsverbindungen gebildet, obwohl die Verwendung von zusätzlicher HF- oder Mikrowellenverbindungen ebenfalls bekannt sind.
Gemäß dem IS-95 Standard sendet jede Teilnehmereinheit 10 Benutzerdaten über einen Einzelkanal, nicht kohärentes, Rückwärtsverbindungssignal mit einer maximalen Datenrate von 9,6 oder 14,4 kbits/Sek., und zwar in Abhängigkeit davon welcher Ratensatz aus einem Satz von Ratensätzen ausgewählt ist. Eine nicht kohärente Verbindung ist eine, in der Phaseninformation durch das Empfangssystem nicht verwendet wird. Eine kohärente Verbindung ist eine, in der der Empfänger das Wissen über die Trägersignalphase während der Verarbeitung ausnutzt. Die Phaseninformation hat typischerweise die Form eines Pilotsignals, kann jedoch ebenfalls aus den übertragenen Daten geschätzt werden. Der IS-95 Standard verlangt einen Satz von 64 Walshcodes, von denen jeder aus 64 Chips besteht, für die Verwendung in der Vorwärtsverbindung.
Die Verwendung eines Einzelkanal, nicht kohärenten, Rückwärtsverbindungssignals mit einer Maximaldatenrate von 9,6 oder 14,4 kbits/Sek., wie es in dem IS-95 spezifiziert ist, ist für ein drahtloses, zellulares Telefonsystem gut geeignet, in dem eine typische Kommunikation die Übertragung von digitalisierter Sprache oder Digitaldaten mit einer niedrigen Rate, wie z. B. Facsimile, beinhaltet. Eine nicht kohärente Rückwärtsverbindung wurde ausgewählt, da in einem System, in dem bis zu 80 Teilnehmereinheiten 10 mit einer Basisstation 12 für eine jede zugeordnete Bandbreite von 1,2288 MHz kommunizieren können, das Vorsehen der nötigen Pilotdaten in der Übertragung von jeder Teilnehmereinheit 10 das Maß, mit dem ein Satz von Teilnehmereinheiten 10 miteinander interferieren, wesentlich erhöhen würde. Ebenso würde bei Datenraten von 9,6 oder 14,4 kbits/Sek. das Verhältnis der Sendeleistung von beliebigen Pilotdaten zu den Benutzerdaten signifikant sein und würde daher ebenfalls die Interferenz zwischen Teilnehmereinheiten erhöhen. Die Verwendung eines Einzelkanalrückwärtsverbindungssignals wurde gewählt, da das Befassen mit nur einer Art von Kommunikation zu einem Zeitpunkt im Einklang steht mit der Verwendung von drahtgebundenen Telefonen, was das Paradigma ist, auf dem momentane drahtlose Zellularkommunikationen basieren. Au ßerdem ist die Komplexität der Verarbeitung eines einzelnen Kanals geringer als die, die der Verarbeitung von mehreren Kanälen zugeordnet ist.
Wenn sich digitale Kommunikationen entwickeln, wird angenommen, dass der Bedarf nach Drahtlosübertragung von Daten für Anwendungen, wie z. B. interaktives File-Browsing und Videotelefonkonferenzen, wesentlich zunehmen wird. Dieser Anstieg wird die Art und Weise verändern, auf die drahtlose Kommunikationssysteme verwendet werden, sowie die Bedingungen unter denen die zugeordneten HF-Schnittstellen durchgeführt werden. Insbesondere werden Daten mit höheren Maximalraten und mit einer größeren Vielzahl von möglichen Raten gesendet werden. Außerdem kann eine zuverlässigere Übertragung nötig werden, da Fehler in der Übertragung von Daten weniger tolerierbar sind als Fehler in der Übertragung von Audioinformationen. Außerdem wird die erhöhte Anzahl von Datentypen einen Bedarf danach erzeugen, mehrere Datentypen gleichzeitig zu senden. Zum Beispiel kann es nötig sein, ein Datenfile bzw. eine Datendatei auszutauschen während eine Audio- oder Videoschnittstelle aufrechterhalten wird. Außerdem, wenn sich die Übertragungsrate von einer Teilnehmereinheit erhöht, wird sich die Zahl der Teilnehmereinheiten 10, die mit einer Basisstation 12 pro Betrag der HF-Bandbreite kommunizieren, absenken, da die höheren Datenübertragungsraten bewirken werden, dass die Datenverarbeitungskapazität der Basisstation mit weniger Teilnehmereinheiten 10 erreicht wird. In einigen Fällen kann die momentane IS-95 rückwärtige bzw. Rückwärtsverbindung nicht für all diese Veränderungen ideal geeignet sein. Daher bezieht sich die vorliegende Erfindung darauf, ein CDMA-Interface bzw. -Schnittstelle mit höherer Datenrate und Bandbreiteneffizienz vorzusehen, über das mehrere Typen bzw. Arten von Kommunikation ausgeführt werden kann.
Die WO95/03652 beschreibt ein Verfahren und System zum Zuordnen eines Satzes von orthogonalen PN-Codesequenzen mit variabler Länge auf Benutzerkanäle, die mit verschiedenen Datenraten betrieben werden können, und zwar in einem Spreitzspektrumkommunikationssystem. PN-Codesequenzen werden konstruiert, die eine Orthogonalität zwischen Benutzern vorsehen, so dass eine gegenseitige Interferenz reduziert werden wird, wodurch eine höhere Kapazität und eine bessere Verbindungsperformance ermöglicht wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein neues und verbessertes Verfahren und Vorrichtung für CDMA drahtlose Kommunikation mit hoher Rate wird beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Satz von individuellen verstärkungsangepassten Teilnehmerkanälen gebildet, und zwar über die Verwendung eines Satzes von orthogonalen Unterkanalcodes mit einer geringen Anzahl von PN-Spreitzchips pro orthogonaler Wellenformperiode. Daten, die über einen der Sendekanäle gesendet werden sollen, werden mit Niedrigcoderate fehlerkorrekturcodiert und sequenzwiederholt bevor sie mit einem der Unterkanalcodes moduliert werden, verstärkungsangepasst bzw. eingestellt werden, und mit Daten, die mit den anderen Teilkanalcodes moduliert wurden, summiert werden. Die resultierenden, summierten Daten werden moduliert unter Verwendung eines Benutzerlangcodes und eines Pseudozufallsspreitzcodes (pseudorandom spreading code (PN code)) und werden für die Übertragung aufwärts bzw. hoch konvertiert. Die Verwendung der Kurzorthogonalcodes sieht eine Interferenzunterdrückung vor, und erlaubt gleichzeitig eine extensive Fehlerkorrekturcodierung und Wiederholung zur Zeit-Diversity um Relais-Fading bzw. -Schwund zu überwinden, der im Allgemeinen in terrestrischen, drahtlosen System auftritt. In dem vorgesehenen beispielhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung besteht der Satz von Unterkanalcodes aus vier Walsh-Codes, von dem jeder orthogonal zu dem verbleibenden Satz ist und eine Dauer von vier Chips besitzt. Die Verwendung von vier Teilkanälen bzw. Unterkanälen wird bevorzugt, da es ermöglicht, kürzere Orthogonalcodes zu verwenden. Die Verwendung einer größeren Anzahl von Kanälen und damit längerer Codes steht jedoch in Einklang mit der Erfindung.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden Pilotdaten über einen ersten der Sendekanäle gesendet und Leistungssteuerungsdaten werden über einen zweiten Sendekanal gesendet. Die verbleibenden zwei Sendekanäle werden verwendet, um nicht-spezifizierte Digitaldaten, die Benutzerdaten oder Signalisierungsdaten oder beides enthalten, zu senden. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist einer der zwei nicht-spezifizierten Sendekanäle für BPSK-Modulation konfigueriert und der andere ist für QPSK-Modulation konfiguriert. Dies geschieht, um die Vielseitigkeit des Systems darzustellen.
Alternativ könnten beide Kanäle BPSK-moduliert oder QPSK-moduliert werden. Vor der Modulation werden die nicht-spezifizierten Daten codiert, wobei das Codieren Folgendes aufweist: Generieren einer zyklischen Redundanzprüfung bzw. cyclic redundancy check (CRC), Faltungscodierung, Interleaving bzw. Verschachtelung, selektives Sequenzwiederholen und BPSK- oder QPSK-Abbildung. Durch Variieren des Betrags der durchgeführten Wiederholung und durch nicht Beschränken des Wiederholungsbetrages auf eine ganzzahlige Zahl von Symbolsequenzen kann eine hohe Vielfalt von Übertragungsraten inklusive hoher Datenraten erreicht werden. Weiterhin können höhere Datenraten ebenfalls erreicht werden durch Senden von Daten gleichzeitig über beide nicht-spezifizierte Sendekanäle. Ebenfalls durch häufiges Aktualisieren der Verstärkungsanpassung, die auf jedem Sendekanal ausgeführt wird, kann die Gesamtsendeleistung, die durch das Sendesystem verwendet wird, auf einem Minimum gehalten werden, so dass die Interferenz, die zwischen mehreren Sendesystemen generiert wird, minimiert ist, wodurch die Gesamtsystemkapazität erhöht wird.
Somit wird gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Generieren von modulierten Daten für die Übertragung gemäß Anspruch 1 vorgesehen.
Gemäß einem zweiten Aspekt wird eine Teilnehmereinheitvorrichtung, gemäß Anspruch 6, vorgesehen.
Gemäß einem dritten Aspekt wird ein drahtloses Kommunikationssystem, gemäß Anspruch 11, vorgesehen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Ziele und Vorteile werden aus der unten folgenden, detaillierten Beschreibung noch offensichtlicher, und zwar wenn diese zusammen mit den Zeichnungen gesehen wird, wobei in den Zeichnungen gleiche Bezugszeichen Entsprechendes durchgänglich identifizieren und wobei die Zeichnungen Folgendes zeigen:
1 ist ein Blockdiagramm eines zellularen Telefonsystems;
2 ist ein Blockdiagramm einer Teilnehmereinheit und einer Basisstation;
3 ist ein Blockdiagramm eines BPSK-Kanalcodierers und eines QPSK-Kanalcodierers;
4 ist ein Blockdiagramm eines Sendesignalverarbeitungssystems;
5 ist ein Blockdiagramm eines Empfangsverarbeitungssystems;
6 ist ein Blockdiagramm eines Finger-Verarbeitungssystems; und
7 ist ein Blockdiagramm eines BPSK-Kanaldecodierers und eines QPSK-Kanaldecodierers.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Ein neues und verbessertes Verfahren und Vorrichtung für CDMA-Drahtloskommunikation mit hoher Rate wird in dem Zusammenhang des Rückwärtsverbindungsübertragungsteils eines zellularen Telekommunikationssystems beschrieben. Während Ausführungsbeispiele der Erfindung insbesondere dafür angepasst sind, innerhalb der Multipoint-zu-Point Rückwärtsverbindungsübertragung eines zellularen Telefonsystems verwendet zu werden, sind die Ausführungsbeispiele ebenso für Vorwärtsverbindungsübertragungen anwendbar. Außerdem werden viele andere Drahtloskommunikationssysteme davon profitieren, dass Ausführungsbeispiele in ihnen eingebaut werden, wie z. B. satellitengestützte, drahtlose Kommunikationssysteme, Point-zu-Point Drahtloskommunikationssysteme und Systeme, die Hochfrequenzsignale unter Verwendung von Koaxial- oder Breitbandkabeln senden.
2 ist ein Blockdiagramm von Empfangs- und Sendesystemen, die als Teilnehmereinheit 100 und eine Basisstation 120 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung konfiguriert sind. Ein erster Satz von Daten (BPSK-Daten) wird von dem BPSK-Kanalcodierer 103 empfangen, der einen Codesymbolstrom generiert, der konfiguriert ist zum Ausführen einer BPSK-Modulation und der von Modulator 104 empfangen wird. Ein zweiter Satz von Daten (QPSK-Daten) wird von QPSK-Kanalcodierer 102 empfangen, der einen Codesymbolstrom generiert, der konfiguriert ist, um QPSK-Modulation auszuführen, der ebenfalls von Modulator 104 empfangen wird. Modulator 104 empfängt ebenfalls Leistungssteuerungsdaten und Pilotdaten, die zusammen mit den BPSK- und QPSK-kodierten Daten gemäß den Techniken des Codemultiplexvielfachzugriffs (code division multiple access (CDMA)) moduliert werden, um einen Satz von Modulationssymbolen zu generieren, die von HF-Verarbeitungssystem 106 empfangen werden. HF-Verarbeitungssystem 106 filtert und aufwärtskonvertiert den Satz von Modulationssymbolen auf eine Trägerfrequenz für die Übertragung zu der Basisstation 120 mittels Antenne 108. Während nur eine Teilnehmereinheit 100 gezeigt ist, kommunizieren mehrere Teilnehmereinheiten mit Basisstation 120 in bevorzugten Ausführungsbeispielen.
Innerhalb der Basisstation 120 empfängt das HF-Verarbeitungssystem 122 die gesendeten HF-Signale mittels einer Antenne 121 und führt eine Bandpassfilterung, Abwärtskonvertierung auf das Basisband und eine Digitalisierung durch. Der Demodulator 124 empfängt die digitalisierten Signale und führt eine Demodulation gemäß CDMA-Techniken aus, um Leistungssteuerung, BPSK, und QPSK-soft decision bzw. weiche Daten zu erzeugen. BPSK-Kanaldecodierer 128 dekodiert die BPSK-soft decision Daten, die von dem Demodulator 124 empfangen werden, um eine beste Schätzung der BPSK-Daten hervorzubringen und QPSK-Kanaldecodierer 126 dekodiert die QPSK-soft decision Daten, die von Demodulator 124 empfangen werden, um eine beste Schätzung der QPSK-Daten zu erzeugen. Die beste Schätzung der ersten und zweiten Sätze von Daten steht dann für die weitere Verarbeitung oder für das Weiterleiten zu einem nächsten Ziel zur Verfügung und die empfangenen Leistungssteuerungsdaten, die entweder direkt oder nach dem Dekodieren verwendet werden, um die Sendeleistung des Vorwärtsver bindungskanals, der verwendet wird, um Daten zu der Teilnehmereinheit 100 zu senden, anzupassen.
3 ist ein Blockdiagramm eines BPSK-Kanalcodierers 103 und QPSK-Kanalcodierer 102, und zwar in einer Konfiguration gemäß dem beispielhaften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Innerhalb des BPSK-Kanalcodierers 103 werden die BPSK-Daten von einem CRC-Prüfsummengenerator 130 empfangen, der eine Prüfsumme für jeden 20 ms Rahmen des ersten Satzes von Daten generiert. Der Rahmen von Daten wird zusammen mit der CRC-Prüfsumme von tail bit bzw. Terminierungsbitgenerator 132 empfangen, der Schlussbits bestehend aus acht logischen Nullen an dem Ende eines jeden Rahmens anfügt, um einen bekannten Zustand an dem Ende des Dekodierungsprozesses vorzusehen. Der Rahmen, der die Codeschlussbits und die CRC-Prüfsumme enthält, wird dann durch einen Faltungscodierer 134 empfangen, der eine Kodierung mit Beschränkungslänge bzw. constraint-Länge (K) 9, Rate (R) 1/4 Faltungskodierung ausführt und somit Codesymbole mit einer Rate des vierfachen der Codierereingangsrate (E_R) generiert. Alternativ werden andere Kodierungsraten inklusive Rate 1/2 ausgeführt, jedoch wird die Verwendung der Rate 1/4 bevorzugt aufgrund ihrer optimalen Komplexität-Performance Charakteristiken. Der Blockinterleaver bzw. -verschachteler 136 führt eine Bitverschachtelung der kodierten Symbole aus, um Zeit-Diversity bzw. -Vielfalt vorzusehen, um eine zuverlässige Übertragung in Umgebungen mit schnellen Schwund vorzusehen. Die resultierenden verschachtelten Symbole werden von dem Repeater bzw. Wiederholen mit variablem Startpunkt 138 empfangen, der die verschachtelte Symbolsequenz eine ausreichende Anzahl von Malen (N_R) wiederholt, um Symbolströme konstanter Rate vorzusehen, was einem Ausgeben von Rahmen mit einer konstanten Anzahl von Symbolen entspricht. Das Wiederholen der Symbolsequenz erhöht außerdem die Zeit-Diversity der Daten, um Schwund bzw. Fading zu überwinden. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist die konstante Zahl der 1 Symbole gleich 6144 Symbolen für jeden Rahmen, was die Symbolrate auf 307,2 Kilosymbole pro Sekunde (ksps) setzt. Außerdem verwendet der Wiederholer 138 einen unterschiedlichen Startpunkt, um die Wiederholung für jede Symbolsequenz zu beginnen. Wenn der Wert N_R, der nötig ist, um 6144 Symbole pro Rahmen zu generieren nicht ein Integer bzw. eine ganze Zahl ist, wird die letzte Wiederholung nur für einen Teil der Symbolsequenz ausgeführt. Der resultierende Satz von wiederholten Symbolen wird von dem BPSK-Abbilder 139 empfangen, der einen BPSK-Codesymbolstrom (BPSK) von +1 und –1 Werten für das Ausführen der BPSK-Modulation generiert.
Alternativ wird der Wiederholer 138 vor dem Blockverschachteler 136 platziert, so dass der Blockverschachteler 136 dieselbe Anzahl von Symbolen für jeden Rahmen empfängt.
Innerhalb des QPSK-Kanalcodierers 102 werden die QPSK-Daten von dem CRC-Prüfsummengenerator 140 empfangen, der eine Prüfsumme für jeden 20 ms Rahmen generiert. Der Rahmen, der die CRC-Prüfsumme enthält, wird vom Codeterminierungsbitgenerator 142 empfangen, der einen Satz von acht Terminierungsbits aus logischen Nullen an dem Ende des Rahmens anfügt. Der Rahmen, der nun die Codeterminierungsbits und CRC-Prüfsumme enthält, wird vom Faltungscodierer 144 empfangen, der eine Faltungskodierung mit K = 9, R = 1/4 ausführt, wodurch Symbole mit der vielfachen Rate der Codierereingangsrate (E_R) generiert wird. Der Blockverschachteler 146 führt eine Bitverschachtelung der Symbole aus und die resultierenden, verschachtelten Symbole werden von dem Wiederholen mit variablem Startpunkt 158 empfangen. Der Wiederholer mit variablem Startpunkt (variable starting point repeater) 148 wiederholt die verschachtelte Symbolsequenz einer ausreichenden Anzahl von Malen N_R unter Verwendung eines unterschiedlichen Startpunktes innerhalb der Symbolsequenz für jede Wiederholung, um 12288 Symbole für jeden Rahmen zu generieren, was die Codesymbolrate auf 614,4. Kilosymbole pro Sekunde (ksps) setzt. Wenn N_R nicht ein Integer ist, wird die letzte Wiederholung nur auf einem Teil der Symbolsequenz ausgeführt. Die resultierenden, wiederholten Symbole werden von dem QPSK-Abbilder 149 empfangen, der einen QPSK-Codesymbolstrom generiert, der konfiguriert ist zum Ausführen einer QPSK-Modulation bestehend aus einem In-Phasen QPSK-Codesymbolstrom von +1 und –1 Werten (QPSK_I) und einem Quadratur-Phasen QPSK-Codesymbolstrom von +1 und –1 Werten (QPSK_Q). Alternativ wird der Wiederholer 148 vor dem Blockverschachteler 146 platziert, so dass der Blockverschachteler 146 die gesamte Anzahl von Symbolen für jeden Rahmen empfängt.
4 ist ein Blockdiagramm des Modulators 104 der 2, und zwar konfiguriert gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die BPSK-Symbole des BPSK-Kanalcodierers 103 werden jeweils durch Walsh-Code W₂ unter Verwendung eines Multiplizierers 150b moduliert und die QPSK_I- und QPSK_Q-Symbole von dem QPSK-Kanalcodierer werden jeweils mit Walsh-Code W₃ unter Verwendung von Multiplizierern 150c und 150d moduliert. Die Leistungssteuerungsdaten (power control (PC) data) wird mit Walsh-Code W₁ unter Verwendung von Multiplizierer 150a moduliert. Die Verstärkungsanpassung bzw. -einstellung 152 empfängt Pilotdaten (PILOT), die in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung aus dem logischen Pegel, der der positiven Spannung zugeordnet ist, bestehen und die Amplitude gemäß einem Verstärkungsanpassfaktor A₀ anpassen bzw. einstellen. Das PILOT-Signal liefert keine Benutzerdaten sondert liefert vielmehr Phasen- und Amplitudeninformation an die Basisstation, so dass es die Daten, die auf den verbleibenden Teilkanälen übertragen wird, kohärent demodulieren kann und die Soft Decision Ausgabewerte für das Kombinieren skalieren kann. Die Verstärkungsanpassung 154 passt die Amplitude der mit Walsh-Code W₁ modulierten Leistungssteuerungsdaten gemäß dem Verstärkungsanpassfaktor A₁ an und Verstärkungsanpassung 156 passt die Amplitude der mit Walsh-Code W₂ modulierten BPSK-Kanaldaten gemäß der Verstärkungsvariable A₂ an. Verstärkungsanpassungen bzw. Verstärkungsanpassungselement 158a und b stellen die Amplitude der Innen-Phasen und Quadratur-Phasen Walsh-Code W₃ modulieren QPSK-Symbole jeweils gemäß dem Verstärkungsanpassfaktor A₃ ein. Die vier Walsh-Codes, die in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden, sind in der Tabelle I gezeigt.
Es wird für den Fachmann auf dem Fachgebiet offensichtlich sein, dass der W₀-Code im Endeffekt keine Modulation ist, was im Einklang steht mit der Verarbeitung der gezeigten Pilotdaten. Die Leistungssteuerungsdaten werden mit dem W₁-Code moduliert, die BPSK-Daten werden mit dem W₂-Code moduliert und die QPSK-Daten werden mit dem W₃ Code moduliert. Sobald sie mit dem geeigneten Walsh-Code moduliert sind, werden die Pilot-Leistungssteuerungsdaten, und BPSK-Daten gemäß der BPSK-Techniken gesendet und die QPSK-Daten (QPSK_I und QPSK_Q) werden gemäß der QPSK-Techniken, wie unten beschrieben, gesendet. Es sei zu verstehen, dass es nicht nötig ist, dass jeder orthogonale Kanal verwendet wird, und dass die Verwendung von nur drei der vier Walsh-Codes, wobei nur ein Benutzerkanal vorgesehen ist, eingesetzt werden kann.
Die Verwendung von kurzen Orthogonalcodes generiert weniger Chips pro Symbol und erlaubt daher eine ausführlichere bzw. extensivere Codierung und Wiederholung im Vergleich zu Systemen, in denen längere Walsh-Codes verwendet werden. Diese extensivere Codierung und Wiederholung sieht einen Schutz gegenüber Raleigh-Schwund vor, der eine Hauptquelle für Fehler in terrestrischen Kommunikationssystemen ist. Die Verwendung einer anderen Anzahl von Codes und Codelängen ist im Einklang mit Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung, wobei jedoch die Verwendung eines größeren Satzes von längeren Walsh-Codes den verbesserten Schutz gegenüber Schwund reduziert. Die Verwendung von vier Chipcodes wird als optimal angesehen, da vier Kanäle eine wesentliche Flexibilität für die Übertragung von verschiedenen Datentypen, wie unten beschrieben, vorsieht, während gleichzeitig kurze Codelängen beibehalten werden.
Der Summierer 160 summiert die amplitudenangepassten Modulationssymbole von der Verstärkungsanpassung 152, 154, 156, 158a, um summierte Modulationssymbole 161 zu generieren. Die PN Spreizcodes PN_I und PN_Q werden über Multiplikation mit Langcode 180 mittels Multiplizierern 162a und b gespreizt. Der resultierende Pseudozufallscode, der von Multiplizierern 162a und 162b vorgesehen wird, wird verwendet, um die summierten Modulationssymbole 161 zu modulieren und zum Modulieren der verstärkungsangepassten Quadraturphasensymbole QPSK_Q 136 über Komplexmultiplikation unter Verwendung von Multiplizierern 164a–d und Summierern 166a und b. Der resultierende In-Phasenterm X_I und Quadraturphasenterm X_Q werden dann gefiltert (Filterung nicht gezeigt) und auf die Trägerfrequenz aufwärts konvertiert, und zwar in dem HF-Verarbeitungssystems 106, das in einer sehr vereinfachten Form dargestellt ist, und zwar mittels Multiplizierern 168 und einer In-Phasen- und einer Quadraturphasensinusform. Eine Versatz QPSK-Aufwärtskonvertierung könnte ebenso verwendet werden. Die resultierenden In-Phasen und Quadraturphasen aufwärts konvertierten Signale werden unter Verwendung von Summierer 170 summiert und durch Hauptverstärker 172 (master amplifier) gemäß einer Hauptverstärkungsanpassung A_M verstärkt, um Signal s(t) zu generieren, das an die Basisstation 120 gesendet wird. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Signal gespreizt und auf eine 1,2288 MHz Bandbreite gefiltert, um mit der Bandbreite der existierenden CDMA-Kanäle kompatibel zu bleiben.
Durch Vorsehen von mehreren Orthogonalkanäle, über die Daten gesendet werden können, sowie durch Verwendung von Wiederholern mit variabler Rate (variable rate repeaters), die den Betrag der ansprechend auf hohe Eingabedatenraten ausgeführten Wiederholung N_R reduzieren, erlaubt das oben beschriebene Verfahren und System zur Sendesignalverarbeitung es einer einzelnen Teilnehmereinheit, oder einem anderen Sendesystem, Daten mit einer Vielzahl von Datenraten zu senden. Insbesondere durch Senken der Rate der Wiederholung N_R, die durch Wiederholer mit variablem Startpunkt 138 oder 148 der 3a ausgeführt wird, kann eine zunehmend höhere Codierereingaberate E_R aufrecht erhalten bzw. unterstützt werden. Alternativ kann eine Rate-½ Faltungscodierung ausgeführt werden, wobei die Rate der Wiederholung N_R um zwei erhöht ist. Ein Satz von beispielhaften Codiererraten E_R, die von verschiedenen Wiederholungsraten N_R und Codierungsraten R gleich ¼ und ½ für den BPSK-Kanal und den QPSK-Kanal unterstützt werden, sind in den Tabellen II. bzw. III. gezeigt.
Tabelle II. BPSK-Kanal
Tabelle III. QPSK-Kanal
Tabellen II. und III. zeigen, dass durch Anpassen der Anzahl von Sequenzwiederholungen N_R eine große Vielfalt von Datenraten unterstützt werden kann, und zwar inklusive hoher Datenraten, und zwar wenn die codierte Eingaberate E_R der Datenübertragungsrate minus einer Konstante, die nötig ist für die Übertragung von CRC, Codeterminierungsbits und einer jeden anderen Overhead-Information entspricht. Wie es ebenfalls durch Tabellen II. und III. gezeigt ist, kann QPSK- Modulation ebenfalls verwendet werden, um die Datenübertragungsrate zu erhöhen.
Raten, von denen erwartet wird, dass sie im hohen Maße verwendet werden, werden mit Bezeichnungen wie z. B. „Hohe Rate – 72" und „Hohe Rate – 32" versehen. Solche Raten, die als Hohe Rate – 72, Hohe Rate – 64 und Hohe Rate – 32 bezeichnet werden, haben Verkehrsraten von 72, 64 bzw. 32 kbps plus da hinein multiplexierten Signalisierungs- und anderen Steuerungsdaten mit Raten von 3,6, 5,2 bzw. 5,2 kbps in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Raten RS1-Vollrate und RS2-Vollrate entsprechen Raten, die in IS-95 fähigen Kommunikationssystemen verwendet werden und von denen daher ebenfalls erwartet wird, dass sie eine erhebliche Verwendung aufgrund von Kompatibilitätszwecken erfahren. Die Nullrate ist die Übertragung eines einzelnen Bits und wird verwendet, um eine Rahmenlöschung, was ebenfalls ein Teil des IS-95 Standards ist, anzuzeigen.
Die Datenübertragungsrate kann ebenfalls erhöht werden durch gleichzeitiges Senden von Daten über zwei oder mehr der mehreren Orthogonalkanäle, was entweder zusätzlich zu oder anstelle von der Erhöhung der Übertragungsrate durch Reduktion der Wiederholungsrate N_R ausgeführt werden kann. Zum Beispiel könnte ein Multiplex (nicht dargestellt) eine einzelne Datenquelle in mehrere Datenquellen, die über mehrere Datenunterkanäle aufsplitten. Somit kann die Gesamtsenderate erhöht werden, und zwar entweder durch Übertragung über einen bestimmten Kanal mit höheren Raten oder mehrfaches gleichzeitig ausgeführtes Übertragen über mehrere Kanäle, oder beides, bis die Signalverarbeitungsmöglichkeit des Empfangssystems überschritten wird und die Fehlerrate unakzeptabel wird oder die maximale Sendeleistung der Sendesystemleistung erreicht ist.
Das Vorsehen mehrerer Kanäle erhöht außerdem die Flexibilität in der Übertragung von verschiedenen Datentypen. Zum Beispiel kann der BPSK-Kanal für Sprachinformation zugewiesen sein und der QPSK-Kanal kann für die Übertragung von Digitaldaten zugewiesen sein. Dieses Ausführungsbeispiel kann verallgemeinert werden durch Zuweisen eines Kanals für die Übertragung von zeitsen siblen Daten, wie z. B. Sprache, mit einer niedrigeren Datenrate und Zuweisen der anderen Kanäle für die Übertragung von weniger zeitsensiblen Daten, wie z. B. digitale Dateien. In diesem Ausführungsbeispiel kann die Verschachtelung in größeren Blöcken für die weniger zeitsensiblen Daten ausgeführt werden, um die Zeit-Diversity bzw. Zeitvielfalt weiter zu erhöhen. Alternativ kann der BPSK-Kanal die primäre Übertragung von Daten ausführen und der QPSK-Kanal führt Überlaufübertragung (overflow transmission) aus. Die Verwendung von Orthogonal-Walsh-Codes eliminiert oder reduziert wesentlich eine jegliche Interferenz zwischen den Sätzen von Kanälen, die von einer Teilnehmereinheit gesendet werden und minimiert so die Sendeenergie, die nötig ist für den erfolgreichen Empfang an der Basisstation.
Um die Verarbeitungsmöglichkeiten bzw. -fähigkeiten an dem Empfangssystem zu erhöhen und somit das Ausmaß, zu dem die höhere Übertragungsfähigkeit der Teilnehmereinheit verwendet werden kann zu erhöhen, werden Pilotdaten ebenfalls über einen der orthogonalen Kanäle gesendet. Unter Verwendung der Pilotdaten kann eine kohärente Verarbeitung an dem Empfangssystem ausgeführt werden, und zwar durch Bestimmen und Entfernen des Phasenversatzes des Rückwärtsverbindungssignals. Weiterhin können die Pilotdaten dazu verwendet werden optimal Mehrwegesignale, die mit verschiedenen Zeitverzögerungen empfangen werden, vor dem Kombinieren in einem Rake-Empfänger zu gewichten. Sobald der Phasenversatz entfernt ist und die Mehrwegesignale richtig gewichtet sind, können die Mehrwegesignale kombiniert werden, was die Leistung, mit der das Rückwärtsverbindungssignal gesendet werden muss für eine geeignete Verarbeitung, senkt. Dieses Senken der benötigten Empfangsleistung erlaubt größere Übertragungsraten erfolgreich zu verarbeiten oder umgekehrt, die Interferenz zwischen einem Satz von Rückwärtsverbindungssignalen zu Senken. Während eine zusätzliche gewisse Sendeleistung nötig ist für die Übertragung des Pilotsignals, ist im Zusammenhang mit höheren Übertragungsraten das Verhältnis der Pilotkanalleistung zu der Gesamtrückwärtsverbindungssignalleistung wesentlich niedriger als das jenige, das zellularen Systemen mit Niedrigdatenraten-Digitalsprachdatenübertragung zugeordnet ist. Somit überwiegt innerhalb eines CDMA-Systems mit hohen Datenraten die E_b/N_o Gewinne (gains), die durch die Verwendung einer kohärenten Rückwärtsverbindung erlangt werden, gegenüber der zusätzlichen Leistung, die nötig ist, um Pilotdaten von jeder Teilnehmereinheit zu senden.
Die Verwendung von Verstärkungsanpassungen 152–158, sowie eines Hauptverstärkers 172 erhöht weiterhin das Maß, mit dem die Hochübertragungsfähigkeit des oben beschriebenen Systems verwendet werden kann, und zwar dadurch, dass es ermöglicht wird, dass das Sendesystem sich an verschiedene Funkkanalzustände, Übertragungsraten und Datentypen anpassen kann. Insbesondere kann sich die Sendeleistung eines Kanals, die nötig ist für einen geeigneten Empfang über die Zeit hinweg verändern, und zwar mit sich verändernden Bedingungen auf eine Art und Weise, die unabhängig ist von den anderen Orthogonalkanälen. Zum Beispiel kann während der anfänglichen Akquisition des Rückwärtsverbindungssignals ein Bedarf nach Erhöhung der Leistung des Pilotkanals bestehen, um eine Detektierung und Synchronisation mit der Basisstation zu ermöglichen. Sobald das Rückwärtsverbindungssignal akquiriert ist, wird jedoch die nötige Sendeleistung des Pilotkanals wesentlich gesenkt werden und würde in Abhängigkeit von verschiedenen Faktoren inklusive der Bewegungsgeschwindigkeit der Teilnehmereinheiten, variieren. Demgemäß würde der Wert des Verstärkungsanpassfaktors A₀ während der Signalakquisition erhöht werden und dann während einer weiterführenden Kommunikation reduziert werden. In einem weiteren Beispiel kann, wenn Information mit größerer Fehlertoleranz über die Vorwärtsverbindung gesendet wird, oder wenn die Umgebung, in der die Vorwärtsverbindungsübertragung stattfindet nicht Schwundzuständen ausgesetzt ist, der Verstärkungsanpassfaktor A₁ reduziert werden, wenn der Bedarf nach Sendeleistungsstörungsdaten mit einer niedrigeren Fehlerrate sinkt. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird, wann immer die Leistungssteuerungsanpassung nicht benötigt wird, der Verstärkungsanpassfaktor A₁ auf null reduziert.
Die Fähigkeit einen jeden orthogonalen Kanal oder das gesamte Rückwärtsverbindungssignal verstärkungsanzupassen kann weiterhin ausgenutzt werden, dadurch dass es der Basisstation 120 oder einem anderen Empfangssystem erlaubt wird, die Verstärkungsanpassung eines Kanals, oder des gesamten Rückwärts verbindungssignals, mittels der Verwendung von Leistungssteuerungsbefehlen, die über das Vorwärtsverbindungssignal gesendet werden, zu verändern. Insbesondere kann die Basisstation Sendeleistungssteuerungsinformation senden, die die Anpassung der Sendeleistung eines bestimmten Kanals oder des gesamten Rückwärtsverbindungssignals verlangt. Dies ist ein Vorteil in vielen Situationen, inklusive derer wenn zwei Datentypen mit verschiedener Fehleranfälligkeit, wie z. B. digitalisierte Sprache und digitale Daten über die BPSK- und QPSK-Kanäle gesendet werden. In diesem Fall würde die Basisstation 120 verschiedene Zielfehlerraten für die zwei zugeordneten Kanäle erstellen. Wenn die tatsächliche Fehlerrate eines Kanals die Zielfehlerrate übersteigt, würde die Basisstation die Teilnehmereinheit instruieren, die Verstärkungsanpassung dieses Kanals zu reduzieren, bis die tatsächliche Fehlerrate die Zielfehlerrate erreicht hat. Dies wird schlussendlich dazu führen, dass der Verstärkungsanpassungsfaktor eines Kanals relativ zu dem anderen erhöht wird. Dies bedeutet, dass der Verstärkungsanpassfaktor, der denfehleranfälligeren Daten zugeordnet ist, relativ zu dem Verstärkungsanpassfaktor, der den weniger sensiblen Daten zugeordnet ist, erhöht wird. In anderen Situationen kann eine Anpassung der Sendeleistung der gesamten Rückwärtsverbindung nötig sein aufgrund von Schwundzuständen oder einer Bewegung der Teilnehmereinheit 100. In diesen Situationen kann dies die Basisstation 120 über die Übertragung eines einzelnen bzw. einzigen Leistungssteuerungsbefehls tun.
Somit kann, dadurch dass es ermöglicht wird, die Verstärkung bzw. den Verstärkungsfaktor der vier orthogonalen Kanäle unabhängig voneinander, als auch zusammen miteinender, anzupassen, die Gesamtsendeleistung des Rückwärtsverbindungssignals auf dem Minimum, das nötig ist für eine erfolgreiche Übertragung eines jeden Datentyps, gehalten werden, und zwar unabhängig davon, ob es sich um Pilotdaten, Leistungssteuerungsdaten, Signalisierungsdaten oder unterschiedliche Typen von Benutzerdaten handelt. Weiterhin kann eine erfolgreiche Übertragung unterschiedlich für jeden Datentyp definiert werden. Eine Übertragung mit dem minimal nötigsten Leistungsbetrag erlaubt es, den größten Datenbetrag an die Basisstation zu senden, und zwar bei gegebener endlicher Sendeleistungsfähigkeit einer Teilnehmereinheit, und reduziert ebenso die Interferenz zwischen Teilnehmereinheiten. Diese Reduktion in der Interferenz erhöht die Gesamtkommunikationskapazität des gesamten CDMA drahtlosen zellularen Systems.
Der Leistungssteuerungskanal, der in dem Rückwärtsverbindungssignal verwendet wird, erlaubt es der Teilnehmereinheit Sendeleistungssteuerungsinformation an die Basisstation mit einer Vielfalt von Raten, inklusive einer Rate von 800 Leistungssteuerungsbits pro Sekunde, zu senden. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung instruiert ein Leistungssteuerungsbit die Basisstation, die Sendeleistung des Vorwärtsverbindungsverkehrskanals, der verwendet wird, um Information zu der Teilnehmereinheit zu senden, zu erhöhen oder zu senken. Während es im Allgemeinen nützlich ist, eine schnelle Leistungssteuerung innerhalb eines CDMA-Systems zu besitzen, ist dies insbesondere, in dem Zusammenhang mit Kommunikationen mit höheren Datenraten, die Datenübertragungen beinhalten, nützlich, da Digitaldaten anfälliger gegenüber Fehlern sind und die hohe Übertragungsrate dazu führt, dass erhebliche Beträge der Daten sogar während nur kurzer Schwundzustände verloren werden. Bedenkt man, dass eine Hochgeschwindigkeitsrückwärtsverbindungsübertragung wahrscheinlich von einer Hochgeschwindigkeitsvorwärtsverbindungsübertragung begleitet wird, ermöglicht das Vorsehen der schnellen Übertragung von Leistungssteuerung über die Rückwärtsverbindung Hochgeschwindigkeitskommunikation innerhalb von CDMA drahtlosen Telekommunikationssystemen.
In einem alternativen beispielhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Satz von Codierereingaberaten E_R, definiert durch das bestimmte N_R, verwendet, um einen bestimmten Datentyp zu senden. Dies bedeutet, dass Daten mit einer maximalen Codierereingabe- bzw. eingangsrate E_R oder mit einem Satz von niedrigeren codierten Eingaberaten E_R, wobei die zugeordnete N_R dementsprechend angepasst ist, gesendet werden können. In der bevorzugten Implementierung dieses Ausführungsbeispiels entsprechen die maximalen Raten den maximalen Raten, die im drahtlosen Kommunikationssystem, die dem IS-95 entsprechen, verwendet werden, und zwar auf die oben bezüglich Tabellen II. und III. als RS1-Vollrate und RS2-Vollrate Bezug genommen wurde, und jede niedrigere Rate ist ungefähr die Hälfte der nächst höheren Rate, was einen Satz von Raten beste hend aus einer Vollrate, einer Halbrate, einer Viertelrate und einer Achtelrate kreiert. Die niedrigeren Datenraten werden bevorzugter Weise durch Erhöhen der Symbolwiederholungsrate N_R generiert, wobei der Wert von N_R für den Ratensatz eins und den Ratensatz zwei in einem BPSK-Kanal in Tabelle IV. vorgesehen ist.
Tabelle IV. RS1- und RS2-Ratensätze in BPSK-Kanal
Die Wiederholungsrate (repetition rate) für einen QPSK-Kanal ist doppelt so hoch als die für den BPSK-Kanal.
Gemäß dem beispielhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung, wenn die Datenrate eines Rahmens sich bezüglich derjenigen des vorherigen Rahmens ändert, wird die Sendeleistung des Rahmens gemäß der Veränderung in der Übertragungsrate angepasst bzw. eingestellt. Dies bedeutet, dass, wenn ein Rahmen mit niedrigerer Rate nach einem Rahmen höherer Rate gesendet wird, die Sendeleistung des Sendekanals, über den der Rahmen gesendet wird, für den Rahmen mit niedrigerer Rate proportional zur der Reduktion der Rate reduziert wird und umgekehrt. Wenn z. B. die Sendeleistung eines Kanals während der Übertragung eines Vollratenrahmens die Sendeleistung T ist, ist die Sendeleistung während der nachfolgenden Übertragung eines Halbratenrahmens die Sendeleistung T/2. Die Reduktion der Sendeleistung wird bevorzugter Weise durch Reduzieren der Sendeleis tung für die gesamte Dauer des Rahmens ausgeführt, aber kann jedoch auch durch Reduzieren des Sendearbeitszykluses erreicht werden, so dass gewisse redundante Information „ausgeblendet" wird. In beiden Fällen findet die Anpassung der Sendeleistung in Kombination mit einem Closed-Loop-Leistungssteuerungsmechanismus statt, wobei die Sendeleistung zusätzlich angepasst wird, ansprechend auf Leistungssteuerungsdaten die von der Basisstation gesendet werden.
5 ist ein Blockdiagramm des Hf-Verarbeitungssystems 122 und Demodulator 124 der 2, und zwar konfiguriert gemäß dem beispielhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung. Multiplizierer 180a und 180b konvertieren die von Antenne 121 empfangenen Signale mit einer In-Phasensinusform und einer Quadraturphasensinusform herunter und produzieren In-Phasenempfangsabtastungen R_I bzw. Quadraturphasenempfangsabtastungen R_Q. Es sei zu verstehen, dass das HF-Verarbeitungssystem 122 in einer in hohem Maße vereinfachten Form gezeigt ist, und dass die Signale ebenfalls passgefiltert (match filtered) und digitalisiert (nicht dargestellt) werden und zwar gemäß allseits bekannter Techniken. Die Empfangsabtastungen R_I und R_Q werden dann an die Fingerdemodulatoren 182 innerhalb des Demodulators 124 angelegt. Jeder Fingerdemodulator 182 verarbeitet eine Version des Rückwärtsverbindungssignals, das von Teilnehmereinheit 100 gesendet wird, wenn solch eine Version (instance) zur Verfügung steht, wobei jede Version des Rückwärtsverbindungssignals aufgrund von Mehrwegephänomenen generiert wird. Während drei Fingerdemodulatoren gezeigt sind, ist die Verwendung von alternativen bzw. anderen Zahlen von Fingerprozessoren im Einklang mit Ausführungsbeispielen der Erfindung, und zwar inklusive der Verwendung eines einzelnen Fingerdemodulators 182. Jeder Fingerdemodulator 182 erzeugt einen Satz von soff decision-Daten, die aus Leistungssteuerungsdaten, BPSK-Daten und QPSK_I-Daten und QPSK_Q-Daten besteht. Jeder Satz von soft decision-Daten bzw. weichen Entscheidungsdaten wird ebenfalls zeitlich innerhalb des entsprechenden Fingerdemodulators 182 angepasst, obwohl die zeitliche Anpassung alternativ innerhalb des Kombinierers 184 ausgeführt werden könnte. Der Kombinierer 184 summiert dann die Sätze von soft decision-Daten, die von den Fingerdemodulato ren 182 empfangen werden, um eine einzige Version der Leistungssteuerungs-, BPSK-, QPSK_I- und QPSK_Q-soft decision-Daten hervorzubringen.
6 ist ein Blockdiagramm eines Fingerdemodulators 182 der 5, der gemäß dem beispielhaften Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist. Die R_I und R_Q Empfangsabtastungen werden zuerst zeitlich mittels der Zeitanpassung 190 angepasst, und zwar gemäß dem Verzögerungsbetrag, der durch den Übertragungsweg der bestimmten Version des Rückwärtsverbindungssignals, das verarbeitet wird, eingeführt wird. Der Langcode 200 wird mit Pseudozufallsspreizcodes PN_I und PN_Q unter Verwendung der Multiplizierer 201 gemischt bzw. gemixt und das komplexe Konjugat der resultierenden Langcode modulierten PN_I und PN_Q Spreizcodes werden komplex multipliziert mit den zeitlich angepassten R_I und R_Q Empfangsabtastungen mittels Multiplizierern 202 und Summierern 204, was Terme X_I und X_Q hervorbringt. Drei separate Versionen der X_I und X_Q Terme werden dann mittels der Walsh-Codes W₁, W₂ bzw. W₃ demoduliert und die resultierenden Walsh demodulierten Daten werden über vier Demodulationschips unter Verwendung von 4-zu-1 Summierern 212 summiert. Eine vierte Version der X_I und X_Q Daten wird über vier Demodulationschips unter Verwendung von Summierern 208 summiert und dann mittels Pilotfiltern 214 gefiltert. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung führt der Pilotfilter 214 eine Mittelung über eine Serie von Summen, die durch die Summierer 208 ausgeführt werden, aus, jedoch können andere Filtertechniken, die für den Fachmann offensichtlich sind, verwendet werden. Die gefilterten In-Phasen- und Quadraturphasenpilotsignale werden verwendet, um die W₁ und W₂ Walsh kodierten, demodulierten Daten phasenzurotieren und zu skalieren, und zwar gemäß mit BPSK-modulierten Daten über komplex konjugierte Multiplikation unter Verwendung von Multiplizierern 216 und Addierern 217, was Soft Decision Leistungssteuerungs- und BPSK-Daten hervorbringt. Die W₃ Walsh-Code modulierten Daten werden phasenrotiert mittels der In-Phasen- und Quadratur-Phasen gefilterten Pilotsignale, zwar gemäß mit QPSK-modulierten Daten unter Verwendung von Multiplizierern 218 und Addierern 220, was Soft Decision QPSK-Daten hervorbingt. Die Soft Decision Leistungssteuerungsdaten werden über 384 Modulationssymbole mittels eines 384-zu-1 Summierers 222 summiert, was Leistungssteuerungs-Soft-Decision-Daten hervorbringt. Die phasenro tierten W₂ Walsh-Code modulierten Daten, die W₃ Walsh-codierten modulierten Daten und die Leistungssteuerungs-Soft-Decision-Daten werden dann für das Kombinieren zur Verfügung gestellt. Alternativ wird ein Codieren und Decodieren ebenfalls auf die Leistungssteuerungsdaten angewendet.
Zusätzlich zum Vorsehen von Phaseninformation kann der Pilot bzw. das Pilotsignal ebenso dazu verwendet werden, innerhalb des Empfangssystems ein Zeit-Tracking bzw. Zeit-Erfassung zu ermöglichen. Das Zeit-Tracking wird dadurch ausgeführt, dass die empfangenen Daten ebenfalls zu einer Abtastzeit vor (früh) und einer Abtastzeit nach (spät) der momentanen, zu verarbeitenden Empfangsabtastung verarbeitet werden. Um die Zeit zu bestimmen, die der tatsächlichen Ankunftszeit am ehesten entspricht, kann die Amplitude des Pilotkanals zu der frühen und zu der späten Abtastungszeit mit der Amplitude zu der momentanen bzw. gegenwärtigen Abtastzeit verglichen werden, um die zu bestimmen, die am größten ist. Wenn das Signal zu einer der benachbarten Abtastzeiten größer ist als das zu der momentanen Abtastzeit, so kann das Timing so angepasst werden, dass die besten Demodulationsergebnisse erhalten werden.
7 ist ein Blockdiagramm eines BPSK-Kanaldecodierers 128 und QPSK-Kanaldecodierers 126 (2), und zwar konfiguriert gemäß dem Ausführungsbeispiel der Erfindung. BPSK-Soft-Decision-Daten des Kombinierers 184 (5) wird vom Akkumulator 240 empfangen, der die erste Sequenz von 6144/N_R Demodulationssymbolen in dem empfangenen Rahmen speichert, wobei N_R von der Übertragungsrate, der BPSK-Soft-Decision-Daten, wie oben beschrieben, abhängt, und wobei der Akkumulator jeden nachfolgenden Satz von 6144/N_R demodulierten Symbolen, die in dem Rahmen enthalten sind, zu den entsprechenden gespeicherten, akkumulierten Symbolen addiert. Der Block-Deinterleaver bzw. Blockentschachteler 242 deinterleavt die akkumulierten Soft-Decision-Daten von dem Summierer mit variablem Startpunkt 240 und der Viterbi-Decodierer 244 decodiert die deinterleavten Soft-Decision-Daten, um Hart-Decision-Daten bzw. harte Entscheidungsdaten sowie CRC-Prüfsummenergebnisse zu erzeugen. Innerhalb des QPSK-Decodierers 126 werden QPSK_I und QPSK_Q Soft-Decision-Daten von dem Kombinierer 184 (5) in einen einzelnen Soft-Decision-Datenstrom durch De mux 246 demultiplexiert und der einzelne Soft-Decision-Datenstrom wird durch Akkumulator 248 empfangen, der jede 6144/N_R Demodulationssymbole akkumuliert, wobei N_R von der Übertragungsrate der QPSK-Daten abhängt. Der Block-Deinterleaver 250 deinterleavt die Soft-Decision-Daten von dem Summierer mit variablem Startpunkt 248 und der Viterbi-Decodierer 252 decodiert die deinterleavten Modulationssymbole, um Hart-Decision-Daten sowie CRC-Prüfsummenergebnisse zu erzeugen. In den Ausführungsbeispielen, die oben bezüglich 3 beschrieben wurden, und in denen eine Symbolwiederholung vor dem Interleaving bzw. Verschachteln ausgeführt wird, sind die Akkumulatoren 240 und 248 nach den Block-Deinterleavern 242 und 250 angeordnet. In den Ausführungsbeispielen der Erfindung, die die Verwendung von Ratensätzen einbeziehen, und wobei daher die Rate eines bestimmten Rahmens nicht bekannt ist, werden mehrere Decodierer eingesetzt, von denen jeder mit einer unterschiedlichen Übertragungsrate operiert, und es wird dann der Rahmen, der einer am wahrscheinlichsten verwendeten Übertragungsrate entspricht, ausgewählt, basierend auf den CRC-Prüfsummenergebnissen. Die Verwendung von anderen Fehlerprüfverfahren steht im Einklang mit der Anwendung der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung.
Somit wurde ein Mehrfachkanal, CDMA drahtloses Kommunikationssystem mit hoher Rate beschrieben. Die Beschreibung wurde vorgesehen, um es einem Fachmann zu ermöglichen, Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung herzustellen und zu verwenden. Die verschiedenen Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele werden einem Fachmann leicht offensichtlich werden und die hierin definierten allgemeinen Prinzipien können auf andere Ausführungsbeispiele ohne erfinderische Tätigkeit angewendet werden. Daher ist die vorliegende Erfindung nicht auf die hierin gezeigten Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern ihr sollte der größtmögliche Schutzumfang, wie er in den angefügten Ansprüchen definiert ist, zugeordnet werden.

Claims

Ein Verfahren zur Erzeugung modulierter Daten zur Übertragung, dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnten Daten zur Übertragung von einer ersten Teilnehmereinheit (100) in einem Satz von Teilnehmereinheiten zu einer Basisstation (120) in Verbindung mit dem Satz von Teilnehmereinheiten bestimmt sind, wobei das Verfahren folgendes aufweist: Modulieren (104) von Pilotdaten mit einem ersten orthogonalen Code (W₀) zum Generieren erster Kanaldaten; Modulieren (104, 150a bis 150d) von Nutzerdaten mit einem zweiten orthogonalen Code (W₁, W₂, W₃) zum Erzeugen zweiter Kanaldaten; Summieren (160) der ersten Kanaldaten und der zweiten Kanaldaten zum Generieren summierter Daten (161); Modulieren (164a bis 164d, 166a, 166b) der summierten Daten (161) mit einem langen Code (180) zum Generieren der modulierten Daten; Verstärkungseinstellung (152) bzw. -anpassung der ersten Kanaldaten um einen ersten Betrag (A₀); und Verstärkungseinstellung (154, 156, 158a, 158b) der zweiten Kanaldaten mit einem zweiten Betrag (A₁, A₂, A₃) relativ zu dem ersten Betrag (A₀).
Das Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin folgendes aufweist: Modulieren (150a) von Leistungssteuerdaten mit einem dritten orthogonalen Code (W₁) zum Erzeugen dritter Kanaldaten; und Summieren (160) der dritten Kanaldaten in die summierten Daten (161).
Das Verfahren nach Anspruch 2, wobei: die ersten Kanaldaten Pilotdaten sind; und die zweiten Kanaldaten Nutzerdaten sind.
Das Verfahren nach Anspruch 2, das Verstärkungseinstellung (154) der dritten Kanaldaten aufweist.
Das Verfahren nach Anspruch 1, das ferner folgendes aufweist: Modulieren (150c) von In-Phase dritten Daten mit einem dritten orthogonalen Code (W₃) zum Erzeugen von In-Phase dritten Kanaldaten; Modulieren (150d) von Quadrature-Phase dritten Daten mit dem dritten orthogonalen Code (W₃) zum Erzeugen von Quadrature-Phase dritten Kanaldaten (163); Summieren (160) der In-Phase dritten Kanaldaten in die summierten Daten (161); und Komplexes Multiplizieren (164a bis 164d, 166a, 166b) der summierten Daten (161) und der Quadrature-Phase dritten Kanaldaten (163) mit einem In-Phase Spreizcode und einem Quadrature-Phase Spreizcode.
Eine Teilnehmereinheitsvorrichtung (100), die folgendes aufweist: Mittel (104) zum Modulieren von Pilotdaten mit einem ersten orthogonalen Code (W₀) zum Generieren erster Kanaldaten; wobei das Teilnehmergerät (100) ferner folgendes aufweist: Mittel (104, 150a bis 150d) zum Modulieren von Nutzerdaten mit einem zweiten orthogonalen Code (W₁, W₂, W₃) zum Erzeugen zweiter Kanaldaten; Mittel (160) zum Summieren der ersten Kanaldaten und der zweiten Kanaldaten zum Generieren summierter Daten (161); Mittel (164a bis 164d, 166a, 166b) zum Modulieren der summierten Daten (161) mit einem langen Code (180) zum Generieren modulierter Daten zur Übertragung; Mittel (152) zur Verstärkungseinstellung der ersten Kanaldaten um einen ersten Betrag (A₀); und Mittel (154, 156, 158a, 158b) zur Verstärkungseinstellung der zweiten Kanaldaten mit einem zweiten Betrag (A₁, A₂, A₃) relativ zu dem ersten Betrag (A₀).
Die Vorrichtung (100) nach Anspruch 6, ferner folgendes aufweisend: Mittel (150a) zum Modulieren von Leistungssteuerdaten mit einem dritten orthogonalen Code (W₁) zum Erzeugen dritter Kanaldaten; und Mittel (160) zum Summieren der dritten Kanaldaten in die Summendaten (161).
Die Vorrichtung (100) nach Anspruch 7, wobei: die ersten Kanaldaten Pilotdaten sind; und die zweiten Kanaldaten Nutzerdaten sind.
Die Vorrichtung (100) nach Anspruch 7, die ferner Mittel (154) zur Verstärkungseinstellung der dritten Kanaldaten aufweist.
Die Vorrichtung (100) nach Anspruch 6, ferner folgendes aufweisend: Mittel (150c) zum Modulieren von In-Phase dritten Daten mit einem dritten orthogonalen Code (W₃) zum Erzeugen von In-Phase dritten Kanaldaten; Mittel (150d) zum Modulieren von Quadrature-Phase dritten Daten mit dem dritten orthogonalen Code (W₃) zum Erzeugen von Quadrature-Phase dritten Kanaldaten (163); Mittel (160) zum Summieren der In-Phase dritten Kanaldaten in die summierten Daten (161); und Mittel (164a bis 164d, 166a, 166b) zum komplexen Multiplizieren der summierten Daten (161) und der Quadrature-Phase dritten Kanaldaten (163) mit einem In-Phase Spreizcode und einem Quadrature-Phase Spreizcode.
Ein drahtloses Kommunikationssystem, dadurch gekennzeichnet, dass folgendes vorgesehen ist: eine erste Teilnehmereinheit (100) gemäß irgendeinem der Ansprüche 6 bis 10 zum Übertragen eines ersten Rückwärtsverbindungssignals, das einen ersten Satz von orthogonalen Unterkanälen beinhaltet; eine zweite Teilnehmereinheit (100) gemäß irgendeinem der Ansprüche 6 bis 10 zum Übertragen eines zweiten Rückwärtsverbindungssignals, das einen zweiten Satz von orthogonalen Unterkanälen beinhaltet; und eine Basisstation (120) zum Empfangen des ersten Rückwärtsverbindungssignals und des zweiten Rückwärtsverbindungssignals.
Das drahtlose Kommunikationssystem nach Anspruch 11, wobei die Verstärkung jedes orthogonalen Kanals in dem ersten Satz von orthogonalen Kanälen individuell eingestellt (152, 154, 156, 158a, 158b) wird und die Verstärkung jedes orthogonalen Kanals in dem zweiten Satz von orthogonalen Kanälen individuell eingestellt (152, 154, 156, 158a, 158b) wird.