DE69433899T2 - Verfahren und vorrichtung zur übertragung von digitaldaten mit variabler rate - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur übertragung von digitaldaten mit variabler rate Download PDF

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • I. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf zellulare Telefonsysteme. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein neues und verbessertes System und Verfahren zum Kommunizieren von Informationen mit variabler Datenrate mittels Spreitzspektrumskommunikationssignalen.
  • II. Beschreibung verwandter Techniken
  • Die Verwendung von Codemultiplexvielfachzugriffsmodulationstechniken bzw. CDMA-(Code Division Multiple Access)-Modulationstechniken stellt eine von mehreren Technologien dar, die Kommunikation ermöglichen, wenn eine große Anzahl von Systembenutzern vorliegen. Andere Mehrfachzugriffskommunikationssystemtechniken, wie z.B. Zeitmultiplex-Vielfachzugriff (Time Division Multiple Access) (TDMA), Frequenzmultiplexvielfachzugriff (Frequency Division Multiple Access = FDMA) und AM Modulationsschemata, wie z.B. ACSSB (Amplitude Compended Single Sideband) sind auf dem Fachgebiet bekannt. Die Spreitzspektrummodulationstechnik des CDMA hat jedoch signifikante Vorteile gegenüber diesen Modulationstechniken für Mehrfachzugriffskommunikationssysteme. Die Verwendung von CDMA-Techniken in einem Mehrfachzugriffskommunikationssystem (Multiple Access Communication System) ist in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307, erteilt am 13. Februar 1990, betitelt „SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS", was dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, offenbart.
  • In dem soeben erwähnten Patent wird eine Mehrfachzugriffstechnik offenbart, in der eine große Anzahl von Mobiltelefonsystembenutzern, die jeweils einen Transceiver besitzen, über Satellitenrepeater oder terrestrische Basisstationen (auf die im Folgenden auch als Zellstandortstationen, Zellstationen oder kurz Zellen Bezug genommen wird) kommunizieren, und zwar unter Verwendung von Codemultiplexvielfachzugriffs- bzw. CDMA-Spreitzspektrumkommunikationssignalen. Durch Verwendung von CDMA-Kommunikationen kann das Frequenzspektrum mehrfach wieder verwendet werden, was somit eine Erhöhung in der Systembenutzerkapazität erlaubt. Die Verwendung von CDMA resultiert in einer viel höheren spektralen Effizienz im Vergleich zu der Effizienz, die mittels anderer Mehrfachzugriffstechniken verwendet werden kann.
  • Der Satellitenkanal erfährt typischerweise ein Fading bzw. Schwund, der als Rician charakterisiert werden kann. Demgemäß besteht das empfangene Signal aus einer direkten Komponente summiert mit einer mehrfach reflektierten Komponente mit Rayleigh-Schwund Statistiken. Das Leistungsverhältnis zwischen der direkten und der reflektierten Komponente liegt typischerweise in der Größenordnung von 6–10 dB, und zwar in Abhängigkeit von den Charakteristiken der Antenne der Mobileinheit und der Umgebung um die Mobileinheit.
  • Im Gegensatz zu dem Satellitenkanal erfährt der terrestrische Kanal Signalschwund, der typischerweise aus dem Rayleigh-Schwund ausgesetzten Komponenten, besteht und zwar ohne eine direkte Komponente. Somit stellt der terrestrische Kanal eine schwerwiegendere Fading- bzw. Schwundumgebung dar als der Satellitenkanal, in dem Rician-Schwund die dominante Schwundcharakteristik darstellt.
  • Die Rayleigh-Fading-Charakteristik in dem terrestrischen Kanalsignal wird dadurch bewirkt, dass das Signal von vielen verschiedenen Merkmalen der physikalischen Umgebung reflektiert wird. Als Ergebnis hiervon kommt ein Signal an den Empfänger einer Mobileinheit von vielen Richtungen mit unterschiedlichen Übertragungsverzögerungen an. Bei den UHF-Frequenzenbändern, die typischerweise für Mobilfunkkommunikationen inklusive derjenigen von zellularen Mobiltelefonsystemen, verwendet werden, können signifikante Phasenunterschiede in Signalen, die auf verschiedenen Wegen sich ausbreiten, auftreten. Die Möglichkeit einer destruktiven Summierung der Signale existiert daher, wobei gelegentlich tiefer Schwund auftritt.
  • Terrestrischer Kanalschwund steht in engem Zusammenhang mit der physikalischen Position der Mobileinheit. Eine kleine Veränderung der Position der Mobileinheit verändert die physikalischen Verzögerungen aller Signalausbreitungswege, was weiterhin in einer unterschiedlichen Phase für jeden Pfad bzw. Weg resultiert. Daher kann die Bewegung der Mobileinheit durch die Umgebung hindurch in einem ziemlich schnellen Schwundprozess resultieren. In dem 850 MHz zellularen Funkfrequenzband kann dieser Schwund z.B. mit einer Schnelligkeit von bis zu einem Schwund pro Sekunde pro Meile pro Stunde der Fahrzeuggeschwindigkeit auftreten. Ein Schwund mit diesem Schweregrad kann äußerst störend gegenüber Signalen in dem terrestrischen Kanal sein, was in einer schlechten Kommunikationsqualität resultiert. Zusätzliche Sendeleistung kann verwendet werden, um das Problem des Schwundes zu überwinden. Solch eine Leistungserhöhung beeinflusst jedoch beide, den Benutzer hinsichtlich eines überhöhten Leistungsverbrauchs, und das System durch erhöhte Interferenz.
  • Die CDMA-Modulationstechniken, die in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307 offenbart werden, bieten vielerlei Vorteile gegenüber engbandige Modulationstechniken, die in Kommunikationssystemen, die Satelliten oder terrestrische Repeater verwenden, eingesetzt werden. Der terrestrische Kanal stellt spezielle Probleme für ein jedes Kommunikationssystem dar, insbesondere hinsichtlich Mehrwegsignalen. Die Verwendung von CDMA-Techniken erlaubt es, die speziellen Probleme des terrestrischen Kanals zu überwinden, und zwar durch Vermeiden der nachteiligen Effekte von Mehrweg (multipath), z.B. Schwund, wobei gleichzeitig die Vorteile hiervon ausgenutzt werden.
  • In einem CDMA-zellularen Telefonsystem kann dasselbe Frequenzband für Kommunikationen in allen Zellen verwendet werden. Die CDMA-Wellenformeigenschaften, die Verarbeitungsgewinn bzw. -verstärkung vorsehen, werden ebenfalls verwendet, um zwischen Signalen, die dasselbe Frequenzband belegen, zu unterscheiden. Weiterhin erlaubt die Hochgeschwindigkeitspseudorauschmodulation bzw. PN-Modulation (Pseudonoise Modulation) es viele unterschiedliche Ausbreitungswege zu separieren, vorausgesetzt, dass der Unterschied in den Wegverzögerungen, die PN-Chipdauer, d.h. 1/Bandbreite, überschreitet.
  • Wenn eine PN-Chiprate von ungefähr 1 MHz in einem CDMA-System verwendet wird, kann der volle Spreitzspektrumverarbeitungsgewinn, der gleich dem Verhältnis der Spreitzbandbreite zu der Systemdatenrate ist, gegenüber Wegen verwendet werden, die sich um mehr als eine Mikrosekunde hinsichtlich der Wegverzögerung zu dem gewünschten Weg unterscheiden. Ein Wegverzögerungsunterschied von einer Mikrosekunde entspricht einer unterschiedlichen Wegdistanz von ungefähr 1000 Fuß. Eine städtische Umgebung liefert typischerweise Wegverzögerungsunterschiede von über einer Mikrosekunde und es wurden in einigen Gebieten von bis zu 10–20 Mikrosekunden berichtet.
  • In engbandigen Modulationssystemen, wie z.B. der analogen FM-Modulation, die bei herkömmlichen Telefonsystemen verwendet wird, resultiert die Existenz von mehreren Wegen in schwerwiegenden Mehrwegeschwund (Multipath Fading). Bei einer Breitband-CDMA-Modulation können die unterschiedlichen Wege jedoch im Demodulationsprozess voneinander unterschieden werden. Diese Unterscheidung reduziert in hohem Maße die Auswirkungen des Mehrwegeschwunds. Mehrwegeschwund wird nicht völlig durch die Verwendung von CDMA-Diskriminierungs- bzw. Unterscheidungstechniken eliminiert, da es gelegentlich Wege geben wird, deren Verzögerungsunterschiede bzw. -Differentiale geringer sind als die PN-Chipdauer für das jeweilige System. Signale, die Wegverzögerung in dieser Größenordnung besitzen, können nicht voneinander in dem Demodulator unterschieden werden, was zu einem gewissen Grad von Schwund führt.
  • Es ist daher wünschenswert, dass eine Art von Diversity bzw. Vielfalt vorgesehen wird, die es einem System erlaubt Fading zu reduzieren. Diversity ist ein Ansatz die nachteiligen Auswirkungen des Schwunds zu mildern. Drei Hauptarten von Diversity existieren: Zeitdiversity, Frequenzdiversity und Raumdiversity.
  • Zeitdiversity kann am Besten durch die Verwendung von Wiederholung, zeitlicher Verschachtelung und Fehlerdetektierung und Codierung, was eine Art von Wiederholung ist, erreicht werden. Die vorliegende Erfindung verwendet jede dieser Techniken als eine Art von Zeitdiversity.
  • CDMA sieht aufgrund der inhärenten Eigenschaft als ein Breitbandsignal eine Art von Frequenzdiversity vor, und zwar durch Spreitzen der Signalenergie über eine weite Bandbreite. Daher beeinflusst frequenzselektiver Schwund nur einen Teil der CDMA-Signalbandbreite.
  • Raum- oder Wegdiversity wird durch Vorsehen mehrerer Signalpfade bzw. -wege über simultane Verbindungen von einem Mobilbenutzer zu zwei oder mehreren Zellstandorten erreicht. Weiterhin kann eine Wegvielseitigkeit dadurch erreicht werden, dass die Mehrwegumgebung durch Spreitzspektrumverarbeitung ausgenutzt wird, und zwar dadurch dass Signale, die mit unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerungen ankommen, separat empfangen und verarbeitet werden. Beispiele von Wegvielseitigkeit sind in dem US Patent Nr. 5,101,501, betitelt „SOFT HANDOFF IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", eingereicht am 7. November 1989 und dem US Paten Nr. 5,103,459, betitelt „DIVERSITY RECEI-VER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", ebenfalls am 7. November 1989 eingereicht, dargestellt, wobei beide Patente dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen sind.
  • Die nachteiligen Auswirkungen des Schwundes können weiterhin bis zu einem gewissen Grad in einem CDMA-System durch Steuerung der Senderleistung kontrolliert werden. Ein System zur Zellstandort- und Mobileinheitsleistungssteuerung ist in dem US Patent Nr. 5,056,109, betitelt „METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM", eingereicht am 7. November 1989 und dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, offenbart.
  • Die CDMA-Techniken, wie sie in dem US Patent Nr. 4,901,307 offenbart sind, berücksichtigen die Verwendung von kohärenter Modulation und Demodulation für beide Richtungen der Verbindung in Mobil-Satellit-Kommunikationen. Demgemäß wird darin die Verwendung eines Pilotträgersignals als eine kohärente Phasenreferenz für die Sateliten-zu-Mobilverbindung und die Zell-zu-Mobilverbindung offenbart. In der terrestrischen zellularen Umgebung schließt der Schweregrad von Mehrwegschwund mit der daraus resultierenden Phasenstörung des Kanals die Verwendung von kohärenten Demodulationstechniken für die Mobil-zu-Zellverbindung aus. Die vorliegende Erfindung sieht ein Mittel zum Überwinden der nachteiligen Effekte von Mehrweg in der Mobil-zu-Zellverbindung vor, und zwar durch Verwendung von nicht kohärenten Modulations- und Demodulationstechniken.
  • Die CDMA-Techniken, wie sie in dem US Patent 4,901,307 offenbart sind, berücksichtigen weiterhin die Verwendung von relativ langen PN-Sequenzen, wobei jedem Benutzerkanal eine unterschiedliche PN-Sequenz zugewiesen ist. Die Kreuzkorrelation zwischen unterschiedlichen PN-Sequenzen und die Autokorrelation für eine PN-Sequenz für alle Zeitverschiebungen, die sich von null unterscheiden, besitzen beide einen Nulldurchschnittswert, was es erlaubt die unterschiedlichen Benutzersignale beim Empfang voneinander zu unterscheiden bzw. diskriminieren.
  • Solche PN-Signale sind jedoch nicht orthogonal. Obwohl die Kreuzkorrelation sich auf null mittelt, folgt für kurze Zeitintervalle, wie z.B. eine Informationsbitzeitdauer, die Kreuzkorrelation einer Binomialverteilung. In diesem Fall differieren die Signale miteinander ähnlich als wären sie breites Bandbreiten-Gauß'sches-Rauschen mit derselben Leistungsspektraldichte. Daher begrenzen die anderen Benutzersignale, oder das gegenseitige Interferenzrauschen, letztendlich die erreichbare Kapazität.
  • Die Existenz von Mehrweg kann eine Wegdiversity für ein breitbandiges PN-CDMA-System vorsehen. Wenn zwei oder mehr Wege mit einer Wegverzögerungsdifferenz von mehr als einer Mikrosekunde zur Verfügung stehen, können zwei oder mehr PN-Empfänger eingesetzt werden, um diese Signale separat zu empfangen. Da diese Signale typischerweise hinsichtlich des Mehrwegeschwunds Unabhängigkeit aufweisen, d.h. sie nicht gleichzeitig einen Schwund erfahren, können die Ausgaben der zwei Empfänger Diversity-kombiniert werden. Daher tritt eine Verschlechterung der Performance nur auf, wenn beide Empfänger gleichzeitig einen Schwund erfahren. Ein System das zwei oder mehr PN-Empfänger in Kombination mit einem Diversitykombinierer und einem System zum Generieren einer Wellenform, vorsieht, und zwar um Wegdiversitykombinierungsoperationen ausführen zu können, ist in dem US Patent Nr. 5,103,459, betitelt „System and Method for Generating Signal Waveforms in CDMA Cellular Telephone System" offenbart.
  • Um Datenübertragung mit unterschiedlichen Datenraten zu unterstützen, ist es im Allgemeinen nötig, die Raten des Codierens, Verschachtelns bzw. Interleavings und der Modulation gemäß der Eingabedatenrate zu variieren. Diese Ratenvariierung hat typischerweise eine relativ komplexe Steuerung der Kanalcodierung und der Codierungsprozesse verlangt, wodurch die Systemkosten, Komplexität erhöht werden, und wobei zusätzlich eine Modifikation der momentanen Wellenformsignale nötig ist.
  • Demgemäß ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung ein Spreitzspektrumkommunikationssystem vorzusehen, in dem Kommunikationskanäle für die Datenübertragung zur Verfügung stehen, und zwar mit beiden Raten, die höher und niedriger sind als die nominale Systemrate. Es ist weiterhin ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ein Spreitzspektrumkommunikationssystem vorzusehen, in dem ein gemeinsames Format für das Codieren, Verschachteln und Modulieren von zu sendenden Daten mit verschiedenen Datenraten verwendet wird.
  • Weiterhin wird auf das Patent WO-A-92/17011 aufmerksam gemacht, dass ein Verfahren und Vorrichtung für das Senden von Spreitzspektrumsignalen offenbart. Der Sender empfängt Datenbits mit einer bestimmten Rate. Nachfolgend kodiert der Sender die empfangenen Datenbits mit einer vorbestimmten Codierungsrate in die Datensymbole. Nachfolgend leitet der Sender orthogonale Codes mit vorbestimmter Länge von den Datensymbolen ab. Der Sender nimmt variabel empfangene Datenbitraten dadurch auf, dass die vorbestimmte Codierungsrate und die vorbestimmte orthogonale Codelänge ansprechend auf die empfange Datenbitrate eingestellt wird. Nachfolgend spreizt der Sender die abgeleiteten orthogonalen Codes mit einem Benutzer-PN-Spreitzcode.
  • Weiterhin wird auf das US Patent US-A-4,937,844 aufmerksam gemacht, das ein Datenmodem mit einer Datenkomprimierungsschaltung offenbart, die ankommende Daten vor der Übertragung komprimiert. Das Komprimierungsverhältnis, das von dem Komprimierungsprozess erhalten wir, wird verwendet, um eine Konstellation für die Übertragung der Daten auszuwählen. Wenn höhere Komprimierungsraten erreicht werden, werden weniger Konstellationspunkte (Symbole), was wenige Bits pro Punkt darstellt, gesendet. Auf diese Art und Weise kann die ankommende Datenrate konstant gehalten werden, während eine robustere Konstellation, die eine größere Immunität gegenüber Übertragungsleitungsbeeinträchtigungen besitzt, verwendet wird. Dies reduziert Fehler und erneute Übertragungen, was letztendlich zu einer Reduktion des effektiven Durchsatzes in herkömmlichen Systemen führt.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Übertragungsvorrichtung, gemäß Anspruch 1, ein Empfänger zum Empfang von Symboldaten mit variabler Rate, gemäß Anspruch 15 und ein Kommunikationssystem, gemäß Anspruch 22 vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Unteransprüchen offenbart.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung ist ein neues und verbessertes Verfahren und Vorrichtung zum Senden und Empfang von Daten mit variabler Rate (variable rate data) in einem Spreitzspektrumkommunikationssystem.
  • In dem Sender der vorliegenden Erfindung wird eine Vielzahl von Benutzerbitraten für die Übertragung berücksichtigt. Die genannten Benutzerbitraten können wie folgt gruppiert werden: solche, die gleich oder größer als eine nominale Bitrate sind und solche, die geringer sind als die nominale Bitrate. Die Benutzerdaten werden an einen Wiederholungscodierer geliefert, der Redundanz in die Benutzerbits vorsieht, und zwar für Benutzerbitraten, die unter einer maximalen Bitrate liegen, so dass die Wiederholungssymbolrate, die von dem Wiederholungscodierer vorgesehen wird, dieselbe ist für alle Benutzerbitraten. Die wiederholungsko dierten Symbole werden dann an einen Sendeleistungsverstärker vorgesehen, der gemäß einem Signal, das von einem Übertragungscontroller bzw. Steuerung vorgesehen wird, operiert.
  • Die Übertragungssteuerung liefert ansprechend auf die Benutzerbitrate das Steuersignal an den Sendeleistungsverstärker. Bei Bitraten, die geringer als die Nominalbitrate sind, sieht die Übertragungssteuerung eine Ausblendung bzw. Ansteuern (gating) der Übertragung der Wiederholungssymbole vor, um so einen vorbestimmten Teil der Redundanz in den Wiederholungssymbolen zu entfernen. Die übertragungsangesteuerten Symbole werden dann mit einer Symbolenergie gesendet, die dieselbe ist wie für gesendete Symbole, bei denen die Benutzerbitdaten geringer sind als die nominale Bitrate. Wenn die Benutzerbitrate größer ist als oder gleich ist zu der nominalen Bitrate, wird die Redundanz nicht entfernt, sondern vielmehr wird die Symbolenergie proportional zu dem Betrag der Redundanz in den Wiederholungssymboldaten herunterskaliert.
  • In dem Empfänger der vorliegenden Erfindung werden die Signale, die wie oben beschrieben gesendet werden, empfangen (vorgesehen). Die empfangenen Signale werden demoduliert und an einen Wiederholungssummierer und Energieberechner vorgesehen. Der Wiederholungssummierer und Energieberechner zieht einen Vorteil aus der Redundanz in den Wiederholungssymbolen, und zwar durch Summieren der Energien der empfangenen wiederholten Symbole, um eine Serie von Energiewerten vorzusehen, die den Energien von Empfangshypothesen entspricht. Diese Energien werden dann an einen Metrikberechner vorgesehen, der einen Satz von Metriken liefert, der anzeigend ist für die Wahrscheinlichkeit von verschiedenen Empfangssignalhypothesen. Die Metriken werden dann an einen Dekodierer vorgesehen, der ansprechend auf die berechneten Metriken das gesendete Signal schätzt.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung offensichtlich, insbesondere wenn diese in Zu sammenhang mit den Zeichnungen gesehen wird, in denen gleiche Bezugszeichen Entsprechendes durchgängig identifizieren und wobei die Zeichnungen Folgendes zeigen:
  • 1 ist ein beispielhaftes Blockdiagramm des Senders der vorliegenden Erfindung;
  • 2 ist beispielhaftes Blockdiagramm des Empfangssystems der vorliegenden Erfindung;
  • 3 ist beispielhaftes Blockdiagramm des Empfängers und Demodulators der vorliegenden Erfindung und
  • 4 ist ein beispielhaftes Blockdiagramm des Wiederholungssummierers und Energieberechners der vorliegenden Erfindung;
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
  • Es ist vorgesehen, dass die vorliegende Erfindung auf ein beliebiges, digitales Kommunikationssystem mit variabler Rate anwendbar ist. Die vorliegende Erfindung wird anhand eines beispielhaften Ausführungsbeispiels einer rückwärtigen Verbindung (entfernter Benutzer zu dem zentralen Kommunikationszentrum) des Kommunikationssystems in einem Personal-Communication-System bzw. persönliches Kommunikationssystem dargestellt. 1 zeigt ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel des Senders mit variabler Datenrate der vorliegenden Erfindung. Die Benutzerinformationsbitdaten mit variabler Rate können digitale Sprachdaten oder digitale Daten, wie z.B. Video, Faksimile, Modem oder andere Digitaldaten sein. Die Benutzerinformationsbitraten können wie folgt aufgeteilt werden, in solche die gleich oder höher als eine vorbestimmte Nominalbitrate, Rb (nom) sind, und solche die unterhalb Rb (nom) liegen. Die maximale Benutzerinformationsbitrate, die durch das Kommunikationssystem aufgenommen werden kann, wird als Rb (max) bezeichnet. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel beinhalten die Benutzerinformationsbitraten 1,2, 1,8, 2,4, 3,6, 4,8, 7,2, 9,6, 14,4, 19,2 und 38,4 kbps, wobei 9,6 kbps die nominale Bitrate Rb (nom) ist und 38,4 kbps die maximale Bitrate Rb (max) ist. Die vorgesehenen Raten stellen beispielhafte Ausführungsbeispiele dar. Es ist vorgesehen, dass der Gegenstand der vorliegenden Erfindung gleichermaßen auf beliebige, digitale Übertragungsraten anwendbar ist. Weiterhin ist die Auswahl von 9,6 kbps als Rb (nom) wiederum beispielhaft in Zusammenhang mit dem beispielhaften Satz von Raten. Im Zusammenhang mit dem beispielhaften Satz von Raten könnte eine alternatives Rb (nom) von 4,8 kbps von Interesse sein.
  • In der persönlichen System-zu-Zell-Verbindung werden typischerweise analoge Sprachsignale typischerweise durch ein Handgerät (nicht dargestellt) als Eingabe zu einem Analog-zu-Digitalwandler bzw. A/D-Wandler (nicht dargestellt) vorgesehen, der das Analogsignal in digitale Form konvertiert. Das digitale Signal wird an einen Digitalvocoder mit variablen Raten (nicht dargestellt) vorgesehen, wo es kodiert wird. Der Vocoder führt eine Kombination von beliebigen anderen Quellen von digitaler Information, die innerhalb eines vorgegebenen Rahmenformats mit einer festgelegten Länge gesendet werden können, aus, wobei die Anzahl von Informationsbits pro Rahmen variiert.
  • Die Benutzerinformationsbitdaten werden an einen Vorwärtsfehlerkorrekturcodierer bzw. FEC-Codierer 2 (Forward Error Correction Encoder) mit einer Bitrate Rb vorgesehen, der in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel die Benutzerinformationsbitdaten faltungscodiert, um codierte Symbole vorzusehen. Codierer 2 ist ein Rate-r-Codierer, was bedeutet, dass der Codierer 2 1/r codierte Symbole für jedes empfangene Benutzerinformationsbit generiert. Somit ist die codierte Symbolrate des Codierers 2 Rb/r. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel beginnt der Nachrichtencodierungs- und Modulationsprozess mit einem Faltungscodierer mit Gedächtnislänge (constraint lenght) K=9 und Coderate r=1/3. Die Generatoren für den Code sind G1=557 (oktal), G2=663 (oktal) und G3=711 (oktal). Die Anzahl von Codesymbolen in 20 ms ist bei der Nominalbitrate Rb (nom) von 9600 bps und einer Coderate r=1/3 gleich 576. Bei einer Nominaldatenrate von Rb=9600 Bits pro Sekunde produziert der Codierer 28800 binäre Symbole pro Sekunde.
  • Die codierten Symbole werden an einen Interleaver 4 vorgesehen, der in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel ein Blockinterleaver bzw. Blockverschachteler ist, der 20 ms überspannt, was genau eine Rahmendauer ist. Die Codesymbole wer den in das Verschachtelungsspeicher-Array in Zeilen eingeschrieben und Spalten weise ausgelesen.
  • Wenn die Benutzerinformationsbitrate Rb geringer ist als die Nominalbitrate Rb (nom), oder alternativ, wenn die codierte Symbolrate Rb/r geringer ist als die nominale codierte Symbolrate Rb (nom)/r hat der Verschachteler 4 eine zweite Funktion, nämlich das Vorsehen von Redundanz in den codierten Symbolen. Wenn die Benutzerinformationsbitrate Rb geringer ist als Rb (nom) fügt der Verschachteler eine codierte Symbolredundanz (red1) ein, wobei:
  • Figure 00120001
  • Die verschachtelten Symbole weisen eine erste Version eines jeden codierten Symbols und red1-1 wiederholte Versionen eines jeden codierten Symbols auf. Somit werden die verschachtelten Symbole mit einer Rate Rb (nom)/r vorgesehen, wenn die Benutzerinformationsbitrate geringer als oder gleich zu der Nominalbitrate Rb (nom) ist. Bei Benutzerbitraten, die größer oder gleich zu der Nominalbitrate Rb (nom) sind, ist die verschachtelte Symbolrate dieselbe wie die codierte Symbolrate.
  • Der Verschachteler bzw. Interleaver 4 sieht die verschachtelten Symbole an ein seriell-zu-parallel Element 6 vor, das die verschachtelten Symboldaten als n-Sätze bzw. Tupel von verschachtelten Symbolen, so dass die n-Satzrate gleich ist zu der Rate, mit der die Daten von dem Interleaver 4 vorgesehen wird, geteilt durch n. Wenn die Benutzerinformationsbitrate Rb größer als oder gleich zu der Nominalbitrate Rb (nom) ist, dann ist somit die n-Satzrate Rb/(r·n). Wenn die Benutzerinformationsbitrate Rb geringer ist als die Nominalbitrate Rb (nom), dann ist die n-Satzrate Rb(nom)/(r·n), und zwar aufgrund der Redundanz, die durch den Verschachteler 4 eingeführt wurde. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist n gleich 6, so dass die n-Satzrate für die Nominalbenutzerbitrate von 9600 gleich 4800 n-Sätze/s ist.
  • Das seriell-zu-parallel Element 6 liefert die n-Sätze an Overlay- bzw. Auflagecodierelement 7. Das Overlay-Codierelement 7 weist Wiederholungsmodulationscodierer 8 und Walshcodierer 9 auf. Die n-Sätze werden an Wiederholungsmodulationscodierer 8 geliefert, der eine Symbolwiederholung basierend auf der Benutzerinformationsbitrate (Rb) vorsieht, um Wiederholungsmodulationssymbole vorzusehen. Wiederholungsmodulationscodierer 8 sieht die Redundanz (red2) in der folgenden Form vor:
  • Figure 00130001
  • Für jeden n-Satz, der an den Wiederholungsmodulationscodierer 8 vorgesehen wird, sieht der Wiederholungsmodulationscodierer 8 red2 identische und aufeinander folgende n-Satzausgaben vor, auf die als Wiederholungsmodulationssymbole Bezug genommen wird, und zwar so dass die resultierende Wiederholungsmodulationssymbolrate eine Konstante Rb (max)/(r·n) für alle Eingabedatenraten Rb ist. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel bei dem Rb (max) gleich 38,4 kbps ist, ist die Wiederholungsmodulationssymbolrate 19200 Wiederholungssymbole pro Sekunde, wobei jedes Wiederholungssymbol eine Größe von 6 binären Ziffern bzw. Stellen hat.
  • In der persönlichen Kommunikationssystem-zu-Zellverbindung, auf die auch als die Rückwärtigverbindung Bezug genommen wird, zwingen die Kanalcharakteristiken dazu, dass die Modulationstechniken modifiziert werden. Insbesondere ist die Verwendung eines Pilotträgers, wie er in der Zell-zu-Personensystemverbindung ist, nicht länger durchführbar. Der Pilotträger muss leistungsstark sein, damit er eine gute Phasenreferenz für die Datenmodulation vorsieht. Da der Zellstandort viele Übertragungen zu den persönlichen Systemen gleichzeitig vorsieht, kann ein einzelnes Pilotsignal von allen persönlichen Systemen gleichzeitig genutzt werden. Daher ist die Pilotsignalleistung pro aktiven persönlichen Systemen relativ gering.
  • Bei der Verbindung von persönlichen Systemen zu der Zelle hat jedes persönliche System seine eigene Phasenreferenz. Wenn ein Pilot verwendet werden würde, würde dies verlangen, dass jedes persönliche System sein eigenes Pilot bzw. Pilotsignal sendet. Diese Situation ist offensichtlich nicht wünschenswert, da somit die Gesamtsystemkapazität in hohem Maße aufgrund der Interferenz, bewirkt durch das Vorliegen einer großen Anzahl von leistungsintensiven Pilotsignalen, reduziert werden würde. Daher muss eine Modulation verwendet werden, die in der Lage ist, eine effiziente Demodulation ohne ein Pilotsignal durchzuführen.
  • Da der Kanal von dem persönlichen System zu der Zelle durch Rayleigh-Schwund korrumpiert ist, was in einer sich schnell verändernden Kanalphase resultiert, sind kohärente Demodulationstechniken, wie z.B. Costas-Loop bzw. -Schleife, die die Phase von dem empfangenen Signal herleiten, nicht durchführbar. Andere Techniken, wie z.B. Differentialkohärente PSK (differentialy coherent PSK) können verwendet werden, schaffen es jedoch nicht den gewünschten Pegel der Signalzu-Rauschverhältnisleistung vorzusehen. Somit werden in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel die Wiederholungsmodulationssymbole an einen Orthogonalwellenformcodierer geliefert, der die Wiederholungsmodulationssymbole mit sechs binären Ziffern in einen orthogonalen Signalsatz abbildet. Es ist auf dem Fachgebiet bekannt, dass ein Satz von n orthogonalen, binären Sequenzen, jeweils mit einer Länge n, wobei n eine Potenz von 2 ist, konstruiert werden kann, siehe Digital Communications with Space Applications, S.W. Golomb et al., Prentice-Hall, Inc., 1964, S. 45–64. Tatsächlich sind orthogonale, binäre Sequenzsätze für die meisten Längen, die ein Vielfaches von vier und kleiner als zweihundert sind, bekannt. Eine Klasse solcher Sequenzen, die leicht generiert werden kann, wird als die Walshfunktion bezeichnet, was wiederum als Hadamard Matrizen bekannt ist.
  • Eine Walshfunktion der Ordnung n kann rekursiv, wie folgt, definiert werden:
    Figure 00140001
    wobei W das logische Komplementär von W bezeichnet und W(1) = |0| ist. Somit
  • Figure 00150001
  • Eine Walshsequenz ist eine der Zeilen einer Walshfunktionsmatrix. Eine Walshfunktion der Ordnung n enthält n Sequenzen, jeweils mit einer Länge von n Bits.
  • Eine Walshfunktion der Ordnung n (sowie auch andere orthogonale Funktionen) hat die Eigenschaft, dass über das Intervall von n Codesymbolen die Kreuzkorrelation zwischen allen unterschiedlichen Sequenzen innerhalb des Satzes null ist, vorausgesetzt, dass die Sequenzen miteinander zeitlich ausgerichtet sind. Dies kann dadurch erkannt werden, dass sich jede Sequenz von jeder anderen Sequenz in genau der Hälfte ihrer Bits unterscheidet. Es sei weiterhin angemerkt, dass es immer eine Sequenz gibt, die nur Nullen enthält und dass alle anderen Sequenzen zur Hälfte Einsen und zur Hälfte Nullen enthält.
  • Benachbarte Zellen und Sektoren können die Walshsequenzen erneut verwenden, da die äußeren PN-Codes, die in benachbarten Zellen und Sektoren verwendet werden, sich voneinander unterscheiden. Aufgrund der unterschiedlichen Ausbreitungszeiten von Signalen zwischen einer bestimmten Position eines persönlichen Systems und zwei oder mehreren Zellen ist es nicht möglich die Bedingungen einer zeitlichen Ausrichtung, die für die Orthogonalität der Walshfunktion Vorraussetzung ist, zu erfüllen, und zwar für beide Zellen zu selben Zeit. Daher verlässt man sich auf den äußeren PN-Code, um eine Diskriminierung zwischen Signalen, die an der persönlichen Systemeinheit von verschiedenen Zellen ankommen, vorzusehen.
  • Bezug nehmend auf 1, wird jedes Wiederholungsmodulationssymbol mit einem M-stufigen Walshcodierer 9 vorgesehen, wobei in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel M=2n=64 ist. Ansprechend hierauf generiert der M-stufige Walshcodierer 9 für jedes Wiederholungsmodulationssymbol, das jeweils n=6 binäre Symbole aufweist, ein Walshsymbol, das M Walshchips aufweist. Die resultierende Walshchiprate aus dem M-stufigen Walshcodierer 9 ist (M·Rb(max))/(r·n) oder im beispielhaften Ausführungsbeispiel 1228,8 ksps. Die Walshchips werden an Data Burst-Randomizer bzw. Datenburstzufallsgenerator 30 geliefert, der ansprechend ist auf ein Signal, das von dem Datenratensteuerungselement 32 geliefert wird.
  • Der Datenburstzufallsgenerator 30 entfernt selektiv einen Teil der eingeführten Redundanz der Daten bei Eingaberaten Rb von weniger als Rb(nom). Ein bevorzugtes Verfahren und Vorrichtung eines Datenburtszufallsgenerators ist in der ebenfalls anhängigen US Patentanmeldung, betitelt, „DATA BURST RANDOMIZER", Seriennummer 07/846,312, eingereicht am 16. Januar 1992 und dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, offenbart. Für Daten mit einer Rate von weniger als Rb(nom) entfernt der Datenburstzufallsgenerator 30 den Redundanzbetrag, der durch den Verschachteler 4 eingeführt wurde. Dies bedeutet, dass für Benutzerinformationsbitraten Rb von weniger als Rb(nom) der Datenburstzufallsgenerator 30 red-1 redundante Walshchips von jeden red1 empfangenen Walshchips entfernt. Der Datenburstzufallsgenerator 30 ordnet weiterhin temporär die Walshchips neu, und zwar gemäß einem Pseudozufallscode, um zufällig an geordnete Symbole (randomized symbols) vorzusehen. Für Benutzerinformationsbitraten Rb von weniger als der Nominalbitrate Rb(nom) ist die durchschnittliche Rate der zufällig angeordneten Walshchips (M·Rb(max)·Rb)/(r·n·Rb(nom)). Für Benutzerinformationsbitraten von mehr als oder gleich der Nominalbitrate verbleibt die Symbolrate unverändert.
  • Die zufällig angeordneten (randomized) Walshchips werden an einen Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 12 geliefert. Der PN-Generator 10 liefert ansprechend auf die Adresse der Mobileinheit, PN-Sequenz PNU. Diese PN-Sequenz kann entweder nur für die Dauer des Anrufes oder permanent der persönlichen Systemeinheit zugewiesen sein. PNU in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist eine benutzerspezifische 42-Bitsequenz, die mit einer Rate von Rc=1,2288 MHz vorgesehen wird, so dass genau ein PN-Chip für jedes Walshchip existiert. PNU ist eine Null-Verschiebungssequenz (zero-shift sequence), auf die auch als Pilotsequenzen Bezug genommen wird. PNU liefert die zweite Eingangsgröße bzw. Eingabe an das Exklusiv-ODER-Gatter 12. Die zufällig angeordneten Walshchips und PNU-Sequenz werden exklusiv-ODER verknüpft in einem exklusiv-ODER-Gatter 12 und als Eingabe an beide exklusiv-ODER-Gatter 16 und 18 geliefert.
  • Die PN-Generatoren 14 und 22 generieren PNI- bzw. PNQ-Sequenzen. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel sind die PNI- und PNQ-Generatoren 15 Bitgeneratoren, die mit Rc=1,2288 MHz betrieben werden. PNI- und PNQ-Sequenzen sind Null-Verschiebungssequenzen, auf die ebenfalls als Pilotsequenzen Bezug genommen wird. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel verwenden alle persönlichen Kommunikationsstationen dieselben PNI- und PNQ-Sequenzen. Die anderen Eingänge der exklusiv-ODER-Gatter 16 und 18 werden jeweils mit den PNI- und PNQ-Sequenzen, ausgegeben von PN-Generatoren 14 und 22, versehen. Die Sequenzen PNI und PNQ werden in den jeweiligen exklusiv-ODER-Gattern mit der Ausgabe von dem exklusiv-ODER-Gatter 12 exklusiv-ODER-verknüpft, um I und Q Modulationssymbole vorzusehen.
  • In einem alternativen Ausführungsbeispiel, könnten zwei unterschiedliche Phasen des Benutzer-PN-Codes produziert werden und könnten verwendet werden, um die zwei Trägerphasen der Quadraphasenwellenform zu modulieren, was dem Bedarf nach Verwendung von Sequenzen mit Länge 32768 überflüssig macht würde. In noch einer weiteren Alternative könnte die Verbindung zwischen den persönlichen Systemen zu der Zelle nur Biphasenmodulation verwenden, was ebenso den Bedarf nach kurzen Sequenzen überflüssig machen würde.
  • In einem weiteren alternativen Modulationsschema für die Verbindung von dem persönlichen System zu der Zelle könnte dasselbe Modulationsschema wie für die Verbindung von der Zelle zu dem persönlichen System verwendet werden. Jedes persönliche System würde das Paar von Sektorcodes mit Länge 32768 als äußere Codes verwenden. Der innere Code würde eine Walshsequenz mit Länge M (M=64) verwenden, die dem persönlichen System zugewiesen ist, während es sich in diesem Sektor befindet. Normalerweise würde dieselbe Walshsequenz dem persönlichen System für die Verbindung von persönlichen Systemen zur Zelle zugeordnet werden, die für die Verbindung von der Zelle zu dem persönlichen System verwendet wird.
  • Die zwei resultierenden Modulationssequenzen I und Q werden an den OQPSK-Modulator 23 geliefert, in dem die Sequenzen ein Quadraturpaar von Sinusformen Biphasen modulieren und summiert werden. Das resultierende Signal wird dann bandpassgefiltert auf die letztendliche HF-Frequenz übersetzt, gefiltert und an den Sendeleistungsverstärker 24 geliefert. Die Reihenfolge der Filterungs-, Übersetzungs- und Modulationsoperationen kann vertauscht werden.
  • Das Modulationssignal wird an einen Sendeleistungsverstärker 24 geliefert, der ein Verstärker mit variabler Verstärkung ist, gesteuert durch das Sendeverstärkungsanpasselement 26. Das Sendeverstärkungsanpasselement ist ansprechend auf ein Signal anzeigend für die Datenrate des Signals zur Übertragung, und zwar von Datenratensteuerung 32, und bestimmt eine Verstärkung für den Sendeleistungsverstärker 24. Das Sendeverstärkungsanpasselement 26 bestimmt die Übertragungsenergie für jedes Symbol gemäß der folgenden Formel:
  • Figure 00190001
    • Wobei Eb die festgelegte Bitenergie ist. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das Sendeverstärkungsanpasselement 26 weiterhin ansprechend auf ein Rückwärtsverbindungs-Leistungssteuerungssignal (Reverse Link Power Control Signal). Das verstärkte Modulationssignal wird an Antenne 28 für die Übertragung über die Luftschnittstelle vorgesehen.
  • Eine Zusammenfassung der Symbolraten und Übertragungsenergien für das beispielhafte Ausführungsbeispiel wird in der unten angeführten Tabelle vorgesehen.
  • Figure 00200001
  • Figure 00210001
  • In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel verwendet jeder Zellstandort zwei Empfängersysteme, die jeweils eine separate Antenne und Analogempfänger für Raum-Diversity-Empfang besitzen. In jedem Empfängersystem werden die Signale identisch verarbeitet bis die Signale einem Fingerkombinationsprozess unterzogen werden.
  • Es wird nun auf 2 Bezug genommen. Ein Empfänger ist für den Empfang und die Demodulierung der Daten, die durch den Sender der 1 gesendet werden, dargestellt. Das Signal, das von Antenne 28 gesendet wird, wird durch Antenne 60 zusammen mit möglichen nachteiligen Kanaleffekten empfangen. Die Signale, die an Antenne 60 empfangen werden, werden an den Analogempfänger 61 geliefert. Die Details des Empfängers 61 werden weiterhin in 3 dargestellt.
  • Die Signale, die an Antenne 60 empfangen werden, werden an den Abwärtsumsetzer 84 geliefert, der aus einem HF-Verstärker 80 und einem Mischer 82 besteht. Die empfangenen Signale werden als Eingabe an einen HF-Verstärker geliefert, wo sie verstärkt und als Eingabe an Mischer 82 ausgegeben werden. Eine zweite Eingabe des Mischers 82 ist an die Ausgabe eines Frequenzsynthesizers 86 gekoppelt. Die verstärkten HF-Signal werden dann in Mischer 82 auf eine ZF-Frequenz (IF frequency) durch Mischen mit dem vom Frequenzsynthesizer ausgegebenen Signal übersetzt.
  • Die ZF-Signale werden dann vom Mischer 82 an einen Bandpassfilter (BPF) 88 ausgegeben, der typischerweise ein Surface Acoustic Wave (SAW) Filter mit einem Passband von 1,25 MHz ist, und der die Signale bandpassfiltert. Die gefilterten Signale werden von BPF 88 an ZF-Verstärker 90 ausgegeben, wo die Signale verstärkt werden. Die verstärkten ZF-Signale werden vom ZF-Verstärker 90 an einen Analog-Zu-Digital Wandler bzw. A/D-Wandler 92 ausgegeben, wo sie mit ungefähr 8Rc oder 4Rc (entsprechend 9,8304 oder 4,9152 MHz Takt) digitalisiert werden, wobei Rc die PN-Chiprate 1,288 MHz ist. Die digitalisierten ZF-Signale werden vom (A/D) Wandler 92 an Demodulator 62 ausgegeben. Die Signale, die vom Empfänger 61 ausgegeben werden, sind I'- und Q'-Kanalsignale. Obwohl der A/D-Wandler 92 als eine einzelne Vorrichtung mit einer nachfolgenden Aufsplittung der I'- und Q'-Kanalsignale dargestellt ist, sei es vorstellbar, dass die Kanalaufsplittung vor der Digitalisierung mit zwei separaten A/D-Wandlern, die für die Digitalisierung der I'- und Q'-Kanäle vorgesehen sind, ausgeführt werden kann. Schemata für die HF-ZF-Basisbandfrequenzabwärtsumwandlung und Analog-Zu-Digital Wandlung für die I'- und Q'-Kanäle sind auf dem Fachgebiet bekannt.
  • Jeder Datenempfänger erfasst bzw. verfolgt das Timing des empfangenen Signals, das es empfängt. Dies wird erreicht durch die bekannte Technik des Korrelierens des empfangenen Signals mit einer geringfügig früheren Lokalreferenz PN und Korrelieren des empfangenen Signals mit einer leicht späteren Lokalreferenz PN. Die Differenz zwischen diesen zwei Korrelierungen wird sich auf Null mitteln, wenn kein Timingfehler besteht. Umgekehrt, wenn ein Timingfehler besteht, wird die Differenz den Betrag und Vorzeichen des Fehlers anzeigen und das Timing des Empfängers wird demgemäß angepasst.
  • Wie in 3 dargestellt beinhaltet der Empfänger 62 zwei PN-Generatoren, PN-Generatoren 104 und 106, die zwei unterschiedliche Kurzcode-PN-Sequenzen derselben Länge generieren. Die zwei PN-Sequenzen gelten für alle Zellstandortempfänger und alle persönlichen Systemeinheiten hinsichtlich des äußeren Codes des Modulationsschemas. PN-Generatoren 104 und 106 liefern die Ausgabesequenzen PNI' bzw. PNQ'. Die PNQ'-Sequenzen werden als die Inphasen (I'-) und Quadratur (Q'-)-Kanal-PN-Sequenzen bezeichnet.
  • Die zwei PN-Sequenzen PNI' und PNQ' werden durch unterschiedliche Polynome des Grades 15 generiert und ergänzt, um Sequenzen der Länge 32768 anstelle der 32767, die normalerweise produziert werden würden, zu erzeugen. Z.B. kann die Ergänzung in der Form einer Addierung einer einzelnen Null zu der Folge von vierzehn Nullen in einer Zeile erfolgen, die einmal in jeder Maximallinearsequenz der Ordnung 15 auftritt. Mit anderen Worten ein Zustand des PN-Generators wird in Erzeugung der Sequenz wiederholt. Somit beinhaltet die modifizierte Sequenz eine Folge von 15 Einsen und eine Folge von 15 Nullen. Solch eine PN-Generatorschaltung ist in dem US Patent Nr. 5,228,054, betitelt „POWER OF TWO LENGTH PSEUDO-NOISE SEQUENCE GENERATOR WITH FAST OFFSET ADJUSTMENT", eingereicht am 3. April 1992 und dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, offenbart.
  • In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel beinhaltet der Demodulator 62 außerdem einen Langcode-PN-Generator 108, der eine PNU-Sequenz generiert, die einer PN-Sequenz entspricht, die durch die persönliche Systemeinheit auf der Verbindung von persönlichen Systemen-zur-Zelle generiert wird. PN-Generator 124 kann ein Maximallinearsequenzgenerator sein, der einen Benutzer-PN-Code generiert, der sehr lang ist, z.B. Ordnung 42, und zwar zeitlich verschoben gemäß einem zusätzlichen Faktor, wie z.B. die Adresse der persönlichen Systemeinheit oder Benutzerkennung, um eine Unterscheidung zwischen Benutzern vorzusehen. Somit wird das durch den Zellstandort empfangene Signal durch beide die Langcode-PNU-Sequenz und die Kurzcode-PNI- und PNQ-Sequenzen moduliert. Alternativ könnte ein nicht-linearer Verschlüsselungsgenerator, wie z.B. ein Verschlüsseler, der den Datenverschlüsselungsstandard bzw. data encryption standard (DES) zur Verschlüsselung einer PN-Symboldarstellung der Universalzeit mittels eines benutzerspezifischen Schlüssels verschlüsselt, anstelle des PN-Generators 108 verwendet werden. Die PNU-Sequenzausgabe von dem PN-Generator 108 wird mit den PNI- bzw. PNQ-Sequenzen in Mischern 100 und 102 gemischt, um die Sequenzen PNI' und PNQ' vorzusehen.
  • Die Sequenzen PNI' und PNQ' werden an den PN QPSK-Korrelierer 94 zusammen mit den I- und Q-Kanalsignalen, ausgegeben vom Empfänger 61, geliefert. Der Korrelierer 94 in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel operiert zusammen mit einem Sample- bzw. Abtastungsdezimierer oder Interpolationsfilter (nicht gezeigt). Der Abtastungsdezimierer oder Interpolationsfilter agiert gemäß einem Timingsignal (nicht dargestellt), um Abtastungen mit einer Rate, die gleich ist zu der Walshchiprate, an ein Korrelationsmesselement (nicht dargestellt) vorzusehen. Das Korrelationselement innerhalb des Korrelierers 94 wird verwendet, um die I'- und Q'-Kanaldaten mit den PNI'- und PNQ'-Sequenzen zu korrelieren. Die korrelierten I' und Q' werden als Eingaben an den Puffer 64 geliefert. Der Puffer 64 liefert dann einen I'-Block und einen Q'-Block, die jeweils M Elemente (wobei in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel M=64) besitzt.
  • Der Demodulator an dem Zellstandort kann eine Phasenreferenz über ein kurzes Intervall mittels der Technik, die in dem Artikel „Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier with Application to Burst Digital Transmission", Andrew J. Viterbi und Audrey M. Viterbi, IEEE Transactions On Information Theory, Vol IT-29, Nr. 4, Juli 1983 beschrieben ist. Z.B. könnte eine Phasenreferenz nur über einige wenige aufeinander folgende Modulationssymbole gemittelt werden, wie es in dem zuvor erwähnten Artikel beschrieben ist.
  • Die Performance des soeben beschriebenen alternativen Schemas wird jedoch gegenüber dem bevorzugten Ausführungsbeispiel unterlegen sein beim Vorliegen von schwerwiegenden Rayleigh-Schwund- und Mehrwegbedingungen. In bestimmten Umgebungen, in denen Fading bzw. Schwund und Mehrwege weniger schwerwiegend sind oder sich langsam verändern, z.B. bei indoor-persönlichen Kommunikationssystemen, persönlichen Kommunikationssystemen mit niedriger Mobilität, Satelliten-zu-persönlichen Kommunikationssystemkanälen und in bestimmten Land-zu-persönlichen Kommunikationssystemkanälen, könnte die Per formance des alternativen Systems besser sein als das beschriebene Ausführungsbeispiel.
  • In einem alternativen Ansatz zum Beibehalten einer zeitlichen Ausrichtung zwischen dem Sender und dem Empfänger der vorliegenden Erfindung wird für jeden Zellempfänger der Zeitfehler bezüglich des nominalen Timings eines jeden empfangenen Signals bestimmt. Wenn ein gegebenes empfangenes Signal im Timing zeitlich hinterherläuft, dann wird der zugeordnete Zellmodulator und Sender einen Befehl an dieses persönliche Kommunikationssystem senden, um dessen Sendetiming, um ein kleines Inkrement vorzusetzen. Umgekehrt, wenn das empfangene Signaltiming eines persönlichen Kommunikationssystems dem Nominaltiming vorweg läuft, wird ein Befehl zur Verzögerung um ein kleines Inkrement an das persönliche Kommunikationssystem gesendet. Die Timinganpassungs- bzw. Einstellinkremente liegen in der Größenordnung von 1/8 PN-Chip oder 101,7 Nanosekunden. Die Befehle werden mit einer relativ niedrigen Rate, in der Größenordnung von 10 bis 50 Hz, gesendet und bestehen aus einem einzelnen Bit, das in den Digitalsprachdatenfluss eingefügt wird.
  • Wenn jeder Zellempfänger, der ein Signal eines Persönlichkommunikationssystems empfängt, die oben beschriebene Zeitfehlermessung- und Korrekturübertragungsoperationen ausführt, dann werden alle empfangenen Signale von dem Persönlichkommunikationssystem normalerweise mit ungefähr dem selben Timing empfangen werden, was in einer reduzierten Interferenz resultiert.
  • FHT-Element 66 (siehe 2) berechnet Skalarprodukte (dot products) zwischen jedem der Möglichen M Walsh-Symbole und dem I'-Block und Q'-Block, um 2M Skalarproduktwerte vorzusehen. Das Skalarprodukt zwischen dem I'-Block und Q'-Block und einem gegebenen Walsh-Symbol Wi wird als I'(Wi) bzw. Q'(Wi) bezeichnet. Die Skalarprodukte werden dann an den Wiederholungssummierer und Energieberechner bzw. RSEC 68 (Repetition Summer and Energy Calculator = RSEC) geliefert.
  • RSEC 68 operiert unter Ausnutzung der Redundanz, die durch Wiederholungsmodulationscodierer 8 eingeführt wird. 4 beschreibt ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel des RSEC 68. Das RSEC, das in der 4 dargestellt ist, hat typischer Weise eine Konstruktion, wie sie in Fällen verwendet wird, in denen der Wiederholungsmodulationscodierer 8 eine Redundanz der Ordnung 1, 2 oder 4 (d.h. red2 = 1, 2 oder 4) liefert, und wobei E1(Wi), E2(Wi) und E3(Wi) die Energiewerte sind, und zwar entsprechend der Annahme, dass Wi mit red2 gleich eins, zwei bzw. vier gesendet wurde.
  • Die Berechnung von E1(Wi) wird unter der Annahme ausgeführt, dass red2=1 ist, wobei es keine Redundanz in den empfangenen Modulationssymbolen I' und Q' gibt, so dass die Energieberechnung die Summierung der Quadraturoperation ist. Das I'(Wi)-Symbol wird an das Quadrierungselement 150 geliefert und Q'(Wi) wird an das Quadrierungselement 152 geliefert, welche die Quadrate der Eingaben (I'(Wi))2 bzw. (Q'(Wi))2 liefert. (I'(Wi))2 und (Q'(Wi))2 wird an das Summierungselement 154 geliefert, das die Summe der Quadrate der Eingaben, d.h. (I'(Wi))2 + (Q'(W/i))2 liefert. Schalter 156 schließt, wenn der berechnete Energiewert vom Summierungselement 154 gültig ist, was bei einer Rate von Rb(max)/(r·logM) stattfindet.
  • Bei der Berechnung von E2(Wi) wird eine Redundanz der Ordnung 2 in den Modulationssymbolen I' und Q' angenommen, so dass die Energieberechnung die Summierung von zwei aufeinender folgenden Modulationssymbolen involviert, wobei diese unter der Annahme der Redundanz der Ordnung 2 gleich sein sollten. Die Verzögerungselemente 158 und 163 dienen zur Verzögerung ihrer Eingaben bzw. Eingangsgrößen, um eine Modulationssymbolperiode. Somit werden in dem Summierer 160 das momentane Modulationssymbol I'(Wi)(t) und das Modulationssymbol I'(Wi)(t-TW), wobei TW die Walshsymbolperiode gleich zu r·logM/Rb(max) ist, was unmittelbar diesem vorhergeht, summiert. Ähnlich wird in dem Summieren 164 das momentane Modulationssymbol Q'(Wi)(t) und das Modulationssymbol Q'(Wi)(t-TW), das diesem unmittelbar vorhergeht, summiert. Die Summen der aufeinander folgenden Symbole für jedes der Modulationssymbole I'(Wi) und Q'(Wi) werden dann durch Quadrierungselemente 162 bzw. 164 quadriert und die Quad rate werden in dem Summierer 166 summiert. Schalter 168 schließt, wenn der berechnete Energiewert gültig ist, und zwar bei einer Rate von (0,5·Rb(max))/(r·logM).
  • In der Berechnung von E3(Wi) wird die Annahme getroffen, dass es eine Redundanz der Ordnung 4 in den empfangenen Modulationssymbolen I' und Q' gibt, so dass die Energieberechnung eine Summierung von 4 aufeinander folgenden Modulationssymbolen, die alle gleich sein sollten, involviert. Die Architektur, die in der 4 gezeigt ist, nutzt die Tatsache aus, dass die Summen von zwei aufeinander folgenden Symbolen schon durch die Summierer 116 und 164 berechnet wurden. Somit wird, um die Summe der vier aufeinander folgenden Symbole zu berechnen, die Summe der zwei aufeinander folgenden Summen von zwei Symbolen berechnet. Das Verzögerungselement 170 dient zur Verzögerung ihrer Eingaben um zwei Modulationssymbolperioden, 2·TW, wobei TW wie oben definiert ist. Somit wird in Summierer 171 die Summe der zwei aktuellsten I'(Wi)-Modulationssymbole für Hypothese Wi und die Summe der zwei I'(Wi)-Modulationssymbole für dieselbe Hypothese, und zwar zwei Symbolperioden zuvor, berechnet.
  • Ähnlich wird in Summierer 173 die Summe der zwei aktuellsten Q'(Wi)-Modulationssymbole und die Summe der zwei Q'(Wi)-Modulationssymbole, und zwar zwei Symbolperioden zuvor, berechnet. Die Summen der vier aufeinander folgenden Symbole für Modulationssymbole I'(Wi) und Q'(Wi) werden dann durch Quadrierungselemente 174 bzw. 176 quadriert und die Quadrate werden in dem Summierer 178 summiert. Schalter 180 schließt, wenn die Energiedaten gültig sind, und zwar bei einer Rate von (0,25·Rb(max))/(r·logM). Die berechneten Energiewerte werden dann an die Fingerkombinierungslogik 72 (vgl. 3) geliefert. Ein alternatives Verfahren zum Berechnen von E3(Wi) existiert mittels einer partiellen Integration, wobei die E2(Wi)-Ausgaben, die durch Schalter 168 vorgesehen werden, paarweise summiert werden, um E3(Wi) vorzusehen. Die partielle Integrationstechnik ist besonders geeignet in Hochmobilitätsumgebungen.
  • Die Energiewertausgaben von RSEC 68 sind die Ausgaben des ersten Fingers oder Empfängersystems 70. Das zweite Empfängersystem verarbeitet die emp fangenen Signale auf eine Art und Weise, die ähnlich ist zu der oben bezüglich des ersten Empfängersystems der 2, 3 und 4 diskutierten Verfahren. Die Energiewerte für jede der L-Raten-Hypothesen und entsprechenden M-Walshcodehypothesen werden an die Fingerkombinierungslogik 72 geliefert. Auf ähnliche Weise kann eine beliebige Anzahl von zusätzlichen Empfängervorrichtungen parallel angeordnet werden, um zusätzliche Energiedaten von Signalen empfangenen von unterschiedlichen Antennen, oder von Signalen, die durch dieselbe Antenne aber zeitlich differenziert empfangen werden, wie es im Fall von Mehrwegsignalen vorliegt, vorzusehen.
  • Die Energiewerte von der ersten Finger-Demodulationsvorrichtung 70 und allen anderen Fingern werden an die Finger-Kombinierungslogik 72 vorgesehen. Die Fingerkombinierungslogik kombiniert dann die Signale der verschiedenen Finger als gewichtete Summe und liefert die kumulativen Energiewerte an den Metrikgenerator 74.
  • Der Metrikgenerator 74 bestimmt ansprechend auf die Energiewerte einen Satz von Metriken für jede Rate, wobei eine beispielhafte Ausführung eines solchen Metrikgenerators in der ebenfalls anhängigen U.S. Patentanmeldung, betitelt „Dual Maxima Metric Generation", Serien-Nr. 08/083,110 offenbart ist, wobei diese dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist. Der Satz von Metriken wird an den Deinterleaver bzw. Entschachteler 76 geliefert. Der Entschachteler 76 führt eine Funktion aus, die das Inverse des Verschachtelers bzw. Interleavers 4 ist.
  • Die entschachtelten Metriken werden dann an den Decodierer mit variabler Rate 78 geliefert, der gemäß der empfangenen Metriken eine Schätzung der gesendeten Informationsdatenbits generiert. Eine typische Implementierung des Decodierers 78 ist ein Viterbi-Decodierer einer Bauart, die in der Lage ist, Daten zu decodieren, die an der persönlichen Systemeinheit mit einer Gedächtnislänge K = 9 und einer Coderate r = 1/3 codiert wurden. Der Viterbi-Decodierer wird verwendet, um die wahrscheinlichste Informationsbitsequenz zu bestimmen. Periodisch, und zwar nominell mit 1,25 ms (msec), wird eine Signalqualitätsschätzung erhalten und als ein Leistungsanpassbefehl für die persönliche Systemeinheit zusammen mit den Daten an die persönliche Systemeinheit gesendet. Weitere Information hinsichtlich der Generierung dieser Qualitätsschätzung wird im größeren Detail in der oben erwähnten, ebenfalls anhängigen Anmeldung diskutiert. Diese Qualitätsschätzung ist das durchschnittliche Signal-zu-Rausch-Verhältnis über das 1,25 ms Intervall. Beispielhafte Ausführungsbeispiele des Decodierers sind in der ebenfalls anhängigen U.S. Patentanmeldung, betitelt „Rate Determination", Serien-Nr. 08/079,196 offenbart.

Claims (22)

  1. Eine Sende- bzw. Übertragungsvorrichtung, die Folgendes aufweist: ein Auflage- bzw. Overlaycodierelement (7) zum Empfang von codierten Benutzerinformationsbits und zur Ausgabe von aus den codierten Benutzerinformationsbits erzeugten orthogonalen Symbolen, wobei die codierten Benutzerinformationsbits am Auflagecodierelement (7) mit einer Vielzahl von Raten empfangen werden, und die orthogonalen Symbole mit einer konstanten Rate ausgegeben werden; ein Datenburstzufallsgenerator (data burst randomiser) (30) zur selektiven Entfernung basierend auf der erwähnten Vielzahl von Raten eines redundanten Teils der orthogonalen Symbole, um einen verbleibenden Teil der orthogonalen Symbole zu erhalten; und einen Sendeleistungsverstärker (24) zum Einstellen der Sendeenergie einer Vielzahl von modulierten Symbolen, wobei die Vielzahl modulierter Symbole aus dem verbleibenden Teil der orthogonalen Symbole bestimmt wurde, und wobei der Sendeleistungsverstärker (24) die Sendeenergie der Vielzahl von modulierten Symbolen auf mindestens eine Sendesymbolenergie einstellt, die durch die Rate bestimmt ist, mit der die codierten Benutzerinformationsbits am Auflagecodierelement (7) empfangen werden.
  2. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Datenburstzufallsgenerator (30) selektiv den redundanten Teil der orthogonalen Symbole entfernt, wenn die codierten Benutzerinformationsbits am Auflagecodierelement (7) mit einer Rate empfangen werden, die kleiner ist als eine nominale Rate.
  3. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Auflagecodierelement (7) Folgendes aufweist: einen Wiederholungscodierer (8) zum Vorsehen von Symbolwiederholung der codierten Benutzerinformationsbits basierend auf einer Rate mit der die codierten Benutzerinformationsbits am Wiederholungscodie rer (8) ankommen, was Wiederholungsmodulationssymbole zur Folge hat; und einen Wellenformcodierer (9) zum Auftragen oder Abbilden der Wiederholungsmodulationssymbole auf einen orthogonalen Signalsatz, woraufhin der Wellenformcodierer (9) orthogonale Symbole mit der konstanten Rate ausgibt.
  4. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, wobei ferner Folgendes vorgesehen ist: eine Datenratensteuervorrichtung (32) zum Liefern eines Steuersignals, welches eine Anzeige bildet für die Rate, mit der die modulierten Symbole von der Sendevorrichtung übertragen bzw. gesendet werden; und eine Sendeverstärkungseinstellvorrichtung (26) zur Steuerung des Sendeenergiepegels jedes modulierten Symbols entsprechend der Rate mit der Benutzerinformationsbits assoziiert mit jedem modulierten Symbol, durch die Sendevorrichtung empfangen werden.
  5. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, wobei ferner Sendemittel vorgesehen sind, um die erwähnten modulierten Symbole mit einer Sendeenergie bestimmt durch den Senderverstärker (24) zu übertragen, wobei die modulierten Symbole mit einer ersten Symbolsendeenergie dann übertragen werden, wenn die Rate der codierten Benutzerinformationsbits gleich einer ersten Übertragungs- oder Senderate ist, wobei die modulierten Symbole mit einer zweiten Symbolsendeenergie übertragen werden, die kleiner ist als die erste Symbolsendeenergie, wenn die Rate der codierten Benutzerinformationsbits kleiner ist als die erste Senderate und größer als eine zweite Senderate, und wobei ein redundanter Teil der orthogonalen Symbole entfernt wird, um einen verbleibenden Teil der Orthogonalsymbole zu erhalten, wobei ferner der verbleibende Teil des orthogonalen Symbols moduliert und gesendet wird mit einer dritten Symbolsendeenergie, dann wenn die Rate der codierten Benutzerinformationsbits kleiner ist als die erwähnte zweite Senderate.
  6. Sendevorrichtung nach Anspruch 5, wobei ferner Spreizmittel zwischen dem Auflagecodierelement (7) und den Sendemitteln (28) angeordnet sind, um die erwähnten orthogonalen Symbole zu empfangen und das orthogonale Symbol entsprechend einem Spreizspektrums Modulationsformat zu modulieren.
  7. Sendevorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Spreizmittel Folgendes aufweisen: erste PN-Generatormittel (10) zur Erzeugung einer ersten Pseudozufallsrauschsequenz; und erste Mischmittel (12) zum Empfang der orthogonalen Symbole und der erwähnten ersten Pseudorauschsequenz und zum Spreizen der erwähnten orthogonalen Symbole entsprechend der erwähnten Pseudozufallsrauschsequenz, um ein gespreiztes orthogonales Symbol auszugeben.
  8. Sendevorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Spreizmittel Folgendes aufweisen: zweite PN-Generatormittel (14) zur Erzeugung einer zweiten Pseudozufallsrauschsequenz; zweite Mischmittel (16) zum Empfang des gespreizten orthogonalen Symbols und der erwähnten zweiten Pseudozufallsrauschsequenz und zum digitalen Mischen des erwähnten gespreizten orthogonalen Symbols mit der erwähnten zweiten Pseudozufallsrauschsequenz; dritte PN-Generatormittel (22) zur Erzeugung einer dritten Pseudozufallsrauschsequenz; und dritte Mischmittel (22) zum Empfang des gespreizten Orthogonalsymbolpakets und der erwähnten dritten Pseudozufallsrauschsequenz und zum digitalen Mischen des erwähnten gespreizten orthogonalen Symbols mit der dritten Pseudozufallsrauschsequenz.
  9. Sendevorrichtung nach Anspruch 8, wobei ferner Versetzungsquadraturphasenverschiebungstast-(OQPSK = offset quadrature phase shift keying)-Modulationsmittel (23) zwischen den Spreizmitteln und den Sendemitteln zum Empfang des gespreizten orthogonalen Symbols angeordnet sind und zum Modulieren des erwähnten gespreizten Orthogonalsymbols entsprechend einem Versetzungsquadraturphasenverschiebungstast-(OQPSK)-Modulationsformats.
  10. Sendevorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Sendemittel ferner zur Wiederanforderung von Walsh-Chips und Duplikaten davon vorgesehen sind, die in dem erwähnten verbleibenden Teil des orthogonalen Symbols vorhanden sind, und zwar entsprechend einem Pseudozufallswiederanforderungsformat dann, wenn die Rate der codierten Benutzerinformationsbits kleiner ist als die erwähnte zweite Senderrate.
  11. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, wobei ferner Codiermittel (2) vorgesehen sind, welche vor dem Auflagecodierelement (7) angeordnet sind und zwar zum Empfang von Benutzerinformationsbitdaten und zur Codierung der erwähnten Benutzerinformationsbitdaten entsprechend einem Fehlerkorrekturcodierformat, um die codierten Benutzerinformationsbits zu erzeugen.
  12. Sendevorrichtung nach Anspruch 1, wobei ferner Interleaver oder Verschachtelungsmittel (4) vorgesehen sind, und zwar angeordnet zwischen den Codiermitteln (2) und dem Auflagecodierelement (7) zum Empfang der codierten Benutzerinformationsbits von den Codiermitteln (2) und zur Wiederanforderung der erwähnten codierten Benutzerinformationsbits entsprechend einem Interleaving- oder Verschachtelungsformat.
  13. Sendevorrichtung nach Anspruch 5, wobei die erwähnte zweite Symbolsendeenergie eine aus einem Satz von möglichen zweiten Symbolsendeenergien ist, und wobei die erwähnte dritte Symbolsendeenergie die minimale Symbolsendeenergie in dem erwähnten Satz möglicher zweiter Symbolsendeenergien ist.
  14. Sendevorrichtung nach Anspruch 5, wobei das Verhältnis zwischen der erwähnten zweiten Symbolsendeenergie und der erwähnten ersten Symbolsendeenergie gleich dem Verhältnis ist zwischen der Rate der codierten Benutzerinformationsbits und der erwähnten ersten Symbolsendeenergie.
  15. Ein Empfänger zum Empfang von eine konstante Rate besitzenden Symbolen erzeugt, basierend auf eine variable Rate besitzenden Benutzerinformationsbits, wobei Folgendes vorgesehen ist: ein Empfängersystem (70), welches Folgendes aufweist Demodulatormittel (62) zum Empfang der erwähnten Symbole und zum Demodulieren der empfangenen Symbole zur Erzeugung von demodulierten Symboldaten; Wiederholungssummier- und Energieberechnungsmittel (68) zum Empfang der erwähnten demodulierten Symboldaten und zur Berechnung eines Satzes von summierten Energiewerten, wobei jeder der summierten Energiewerte des Satzes von summierten Energiewerten berechnet wird, basierend auf der Annahme einer Anzahl von vorbestimmten redundanten Symbolen in den demodulierten Symboldaten und Summierung über die erwähnten redundanten Symbole hinweg und wobei jeder der erwähnten summierten Energiewerte eine Anzeige bildet für eine Ratenhypothese einer unterschiedlichen Rate der erwähnten eine variable Rate besitzenden Benutzerinformationsbits; und wobei der Empfänger ferner Decodiermittel (78) aufweist zum Empfang der erwähnten summierten Energiewerte und zum Liefern von Schätzungen der gesendeten Benutzerinformationsbits, die in den erwähnten Symbolen enthalten sind und zwar entsprechend einem vorbestimmten Decodierformat.
  16. Sendevorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Wiederholungssummier- und Energieberechnungsmittel (68) ferner Folgendes aufweisen: mindestens ein Quadrierelement (152) zum Empfang der erwähnten demodulierten Symboldaten als Eingangsgröße und zum Liefern der Quadrate der erwähnten Eingangsgröße; und mindestens ein Summierelement (154) zum Empfang der erwähnten quadrierten Eingangsgröße und zur Berechnung der erwähnten summierten Energiewerte.
  17. Sendevorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Wiederholungssummier- und Energieberechnungsmittel (68) ferner Folgendes aufweisen: mindestens ein Verzögerungselement (158), welches die erwähnten demodulierten Symboldaten empfängt und die demodulierten Symboldaten durch mindestens eine Modulationssymbolperiode verzögert und verzögerte Demodulationssymboldaten liefert, und ferner Quadrierelemente (162, 165, 174, 176) und ferner Summierelemente (160, 164, 171 173, 178) zum Empfang der erwähnten Demodulationssymboldaten und der verzögerten Demodulationssymboldaten zur Berechnung der summierten Energiewerte von aufeinanderfolgenden vermutlich redundanten Symbolen.
  18. Sendevorrichtung nach Anspruch 15, wobei ferner ein Wellenformdecodierer (66) zwischen den Demodulatormitteln (62) und den Wiederholungssummier- und Energieberechnungsmitteln (68) angeordnet ist, und zwar zum Empfang der erwähnten demodulierten Symboldaten und zur Wellenformdecodierung der demodulierten Symboldaten, entsprechend einem vorbestimmten Wellenformdecodierformat.
  19. Sendevorrichtung nach Anspruch 15, wobei Folgendes vorgesehen ist: ferner Empfangssysteme (10) und eine Fingerkombinationslogik (72), angeordnet zwischen den Wiederholungssummier- und Energieberechnungsmitteln (68) der Empfängersysteme (70) und den Decodiermitteln (78) zum Empfang des erwähnten Satzes von summierten Energiewerten und mindestens einem zusätzlichen Satz von summierten Energiewerten von Wiederholungssummier- und Energieberechnungsmitteln (68) eines anderen Empfängersystems und zur Kombination des erwähnten Satzes von summierten Energiewerten und des erwähnten mindestens einen zusätzlichen Satzes von summierten Energiewerten, entsprechend einem vorbestimmten Kombinationsformat.
  20. Sendevorrichtung nach Anspruch 15, wobei ferner Metrikgeneratormittel (74) zwischen den Wiederholungssummier- und Energieberechnungsmittel (68) und den erwähnten Decodiermitteln (78) angeordnet sind und zwar zum Empfang des erwähnten Satzes von summierten Energiewerten und zum Liefern eines Satzes von Metrikwerten, entsprechend den konditionellen Wahrscheinlichkeiten der übertragenen bzw. gesendeten Symboldatenhypothesen.
  21. Sendevorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Decodiermittel (78) ein Viterbi-Decodierer sind.
  22. Ein Nachrichtensystem mit einer Vielzahl von Sendevorrichtungen und mindestens einem Empfangsmittel, wobei jede Sendevorrichtung Benutzerinformationsbits mit einer variablen Rate zur Übertragung oder Sendung an die mindestens einen Empfangsmittel aufweist, und wobei jede Sendevorrichtung Folgendes vorsieht: ein Auflagecodierelement (7) zum Empfang codierter Benutzerinformationsbits, abgeleitet aus den erwähnten Benutzerinformationsbits und zur Ausgabe orthogonaler Symbole, erzeugt aus den codierten Benutzerinformationsbits, wobei die codierten Benutzerinformationsbits an dem Auflagecodierelement (7) mit einer Vielzahl von Raten empfangen werden und die orthogonalen Symbole mit einer konstanten Rate ausgegeben werden; einen Datenburstzufallsgenerator (30) zum selektiven Entfernen, basierend auf der erwähnten Vielzahl von Raten eines redundanten Teils der orthogonalen Symbole um einen verbleibenden Teil der orthogonalen Symbole zu erhalten; einen Sende- oder Übertragungsleistungsverstärker (24) zum Einstellen der Sende- bzw. Übertragungsenergie einer Vielzahl von modulierten Symbolen, wobei die Vielzahl der modulierten Symbole aus dem verbleibenden Teil der orthogonalen Symbole bestimmt ist, und wobei der Sendeleistungsverstärker (24) die Sendeenergie der erwähnten Vielzahl von modulierten Symbolen auf mindestens eine Sendesymbolenergie einstellt, die bestimmt ist durch die Rate mit der die codierten Benutzerinformationsbits an dem Auflagecodierelement (7) empfangen werden; eine Antenne (28) zum Senden oder Übertragen der verstärkten modulierten Symbole als Modulationssignal zu den mindestens einen Empfangsmitteln; wobei jedes der mindestens einen Empfangsmittel Folgendes aufweist: Demoduliermittel (62) zum Empfang des Modulationssignals und zum Demodulieren des Modulationssignals zur Erzeugung von demodulierten Symboldaten; Wiederholungssummier- und Energieberechnungsmittel (68) zum Empfang der demodulierten Symboldaten und zur Berechnung eines Satzes von summierten Energiewerten, wobei jeder der summierten Energiewerte des Satzes von summierten Energiewerten berechnet wird durch Annahme einer Anzahl von vorbestimmten redundanten Symbolen in den demodulierten Symboldaten und Summierung über die erwähnten redundanten Symbole hinweg, und wobei jeder der erwähnten summierten Energiewerte eine Anzeige bildet für eine Ratenhypothese einer unterschiedlichen Rate der erwähnten variablen Rate der Benutzerinformationsbits; und wobei jedes der Empfangsmitteln ferner Decodiermittel (78) aufweist zum Empfang der erwähnten summierten Energiewerte und zum Liefern von Schätzungen der gesendeten Benutzerinformationsbits, enthalten in dem erwähnten Modulationssignal, entsprechend einen vorbestimmten Decodierformat.
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