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Hintergrund der Erfindung
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I. Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
ein digitales Kommunikationssystem. Die vorliegende Erfindung betrifft
insbesondere, aber nicht ausschließlich, Kommunikationssysteme,
in welchen Spreizspektrumsignale eingesetzt werden. Die vorliegende
Erfindung betrifft insbesondere ein neues und verbessertes Verfahren
und eine Anordnung zur adaptiven Sektorierung innerhalb eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems.
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II. Beschreibung des Standes
der Technik
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Kommunikationssysteme wurden entwickelt,
um die Übertragung
von Informationssignalen vom Standort einer Basisstation zu einem
physikalisch verschiedenen Standort eines Nutzers oder Teilnehmers
zu ermöglichen.
Sowohl analoge als auch digitale Verfahren werden genutzt, um solche
Informationssignale über Kommunikationskanäle zu übertragen,
welche die Standorte der Basisstation und des Nutzers verbinden.
Digitale Verfahren zielen darauf ab, mehrere Vorteile im Vergleich
zu analogen Verfahren zu gewähren,
beispiels- weise einschließlich
eine verbesserte Unempfindlichkeit gegenüber Kanalrauschen und Interferenz,
eine erhöhte
Kapazität
und eine verbesserte Sicherheit der Kommunikation durch die Verwendung
von Verschlüsselung.
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Beim Übertragen eines Informationssignals
in beliebiger Richtung über
einen Kommunikationskanal wird das Informationssignal zunächst in
ein Format konvertiert, welches für eine effiziente Übertragung über den
Kanal geeignet ist. Die Konvertierung oder Modulation des Informationssignals
beinhaltet das Variieren eines Parameters einer Trägerwelle
auf Basis des Informationssignals in einer Art und Weise, so daß das Spektrum
des resultierenden modulierten Trägers auf die Kanalbandbreite
begrenzt ist. Am Standort des Empfängers wird das originale Nachrichtensignal
aus einer Version des nachfolgend zu einer Ausbreitung über den Kanal
empfangenen modulierten Trägers
repliziert. Eine solche Replikation wird im allgemeinen erreicht,
indem eine Umkehrung des während
der Nachrichtenübertragung
eingesetzten Modulationsprozesses verwendet wird.
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Die Modulation ermöglicht auch
ein Multiplexing, d. h. die gleichzeitige Übertragung mehrerer Signale über einen
gemeinsamen Kanal. Kommunikationssysteme mit Multiplexverfahren
weisen im allgemeinen eine Mehrzahl entfernter Teilnehmereinheiten
auf, welche einen intermittierenden Betrieb anstelle eines fortwährenden
Zugriffs auf den Kommunikationskanal erfordern. Systeme, die entworfen
wurden, um Kommunikation mit einer ausgewählten Teilmenge aus einer Gesamtmenge
von Teilnehmereinheiten zu ermöglichen,
werden Vielfachzugriff-Kommunikationssysteme genannt.
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Ein besonderer Typ von Vielfachzugriff-Kommunikationssystemen,
bekannt als Codevielfachzugriff-Modulationssystem (CDMA = Code Division
Multiple Access), kann in Übereinstimmung
mit Spreizspektrum-Verfahren realisiert werden. In Spreizspektrumsystemen
ergibt das verwendete Modulationsverfahren eine Spreizung des übertragenen
Signals über
ein breites Frequenzband innerhalb des Kommunikationskanals. Andere
Vielfachzugriff-Kommunikationsverfahren sind Zeitvielfachzugriff
(TDMA = Time Division Multiple Access) und Frequenzvielfachzugriff
(FDMA = Frequency Division Multiple Access). Das Spreizspektrum-Modulationsverfahren
CDMA hat jedoch signifikante Vorteile gegenüber diesen Modulationsverfahren
für VielfachzugriffKommunikationssysteme.
Die Verwendung von CDMA Verfahren in einem Vielfachzugriff-Kommunikationssystem
ist in U.S. Patent 4,901,307 offenbart, erteilt am 13. Februar 1990
mit dem Titel "SPREAD SPECTRUM
MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRI-AL REPEATERS", welches dem Rechtsnachfolger
der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist.
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In oben bezeichnetem U.S. Patent
4,901,307 wird ein Vielfachzugriffverfahren offenbart, mit welchem eine
große
Zahl von mobilen Systemnutzern mit jeweils einem Transceiver bzw.
Sendeempfänger
mittels Satellitenrepeatern oder mittels terrestrischer Basisstationen
unter Verwendung von CDMA Spreizspektrum-Kommunikationssignalen
kommuniziert. Durch die Verwendung von CDMA Kommunikation kann das
Frequenzspektrum mehrfach wiederverwendet werden, was eine Erhöhung der
Systemnutzerkapazität
erlaubt. Die Verwendung von CDMA resultiert in einer viel höheren spektralen
Effizienz als mit anderen Vielfachzugriffverfahren erreicht werden
kann.
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In einem ausgewählten zellularen CDMA System
wird die Kommunikation zwischen einer Basisstation und Teilnehmereinheiten
im umliegenden Zellengebiet erreicht, indem jedes übertragene
Signal über
die verfügbare
Kanalbandbreite gespreizt wird, und zwar unter Verwendung eines
eindeutigen Nutzerspreizcodes. In solchen CDMA Systemen werden die
Codesequenzen, die für
, das Spreizen des Spektrums verwendet werden, aus zwei verschiedenen
Typen von Sequenzen konstruiert, die jeweils verschiedene Eigenschaften
zum Vorsehen verschiedener Funktionen aufweisen. Ein erster Typ
der verwendeten Sequenzen sind beispielsweise die I und Q Kanal
PN Codes, die von allen Signalen in einer Zelle oder einem Sektor
gemeinsam genutzt werden. Zusätzlich
kann jeder Nutzer durch einen eindeutigen, langen PN Code identifiziert
werden, welcher typischerweise von längerer Periode ist als die
I und Q Kanal PN Codes.
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In 1 ist
eine beispielhafte CDMA Kommunikationszelle 10 dargestellt,
in welcher eine Mehrzahl fester und mobiler Nutzer-Teilnehmereinheiten 12 und
eine Basisstation 14 angeordnet sind. Die Teilnehmereinheiten 12 sind
in einem ersten Sektor 16, einem zweiten Sektor 18 und
einem dritten Sektor 20 angeordnet, welche jeweils eine äquivalente
Anzahl von Verkehrskanälen
unterstützen.
Die Basisstation 14 kann einen Satz bzw. ein Set von fixed-beam
Antennen bzw. Feststrahlantennen (nicht dargestellt) aufweisen,
die dem Unterstützen
der Kommunikation mit Teilnehmereinheiten in jedem Sektor dienen.
Alternativ kann ein 3-Element Antennenfeld verwendet werden, um
die Zelle in die festgelegten Nutzersektoren zu unterteilen.
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Ein Vorteil des Systems der 1 ist darin zu sehen, daß die Basisstation 14 typischerweise
einen Diversity-Emfpänger
aufweist, der zum Empfangen der individuellen Multipfad-Echos der
durch jede Teilnehmereinheit 12 übertragenen PN Spreizwellenform
angeordnet ist. Multipfad-Echos können erzeugt werden durch Reflexion
des übertragenen
Nutzersignals an Objekten in der Ausbreitungsumgebung. Die individuellen Multipfadsignale
werden dann innerhalb separater Empfänger"finger", die festgelegten Multipfadsignalen
gewidmet sind, zeitlich ausgerichtet und anschließend kombiniert,
um das Si- gnal-zu-Rauschen-Verhältnis
zu verbessern. Wenn die Zelle 10 in mehr als einige (beispielsweise 6)
Sektoren aufgeteilt ist, wird jedem Sektor ein relativ schmaler
Strahl bzw. Beam zugewiesen. Diese erhöhte Sektorierung kann bedauerlicherweise
den Empfang jener Multipfadsignale verhindern, die außerhalb
des jeweiligen konzentrierten Sektorstrahls liegen, und dadurch
auf unerwünschte
Weise das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis reduzieren.
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Ein solches System des Standes der
Technik ist beispielsweise aus WO-A-9312590 bekannt.
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Es ist entsprechend wünschenswert,
ein adaptives Sektorierungsverfahren vorzusehen, welches ein separates
Tracking und Empfangen von direkten Signalen und Multipfadsignalen,
die von und zu Nutzern innerhalb eines digitalen Kommunikationssystems übertragen
werden, ermöglicht.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß eines ersten Aspekts der
vorliegenden Erfindung wird ein digitales Kommunikationssystem vorgesehen,
in dem Informationssignale zwischen einer Vielzahl von Nutzern kommuniziert
werden, wobei das System folgendes aufweist: Mittel zum Vorsehen
einer Vielzahl von elektromagnetischen Strahlen zum Empfangen von
direkten Komponenten oder Multipfadkomponenten der Informationssignale,
die durch die Nutzer übertragen
werden, gekennzeichnet durch: Mittel zum Zuweisen eines ersten der
Vielzahl von elektromagnetischen Strahlen, um eine erste der Informationssignal-Komponenten,
die über
einen ersten Übertragungsweg übertragen
werden, zu empfangen, um ein erstes empfangenes Signal zu erzeugen,
wobei die erste Informationssignal-Komponente zumindest einen Teil
eines ersten Informationssignals, das durch einen ersten der genannten
Nutzer gesendet wird, aufweist; Mittel zum Erzeugen eines ersten
Strahlsignals aus dem ersten empfangenen Signal; ein erstes Strahl-Tracking-Netzwerk
zum Erzeugen eines ersten Strahl-Tracking-Signals durch Demodulieren des ersten
Strahlsignals; und Strahlschaltmittel für das räumliche Tracking der ersten
Signalkomponente durch Zuweisen des zweiten der Vielzahl von elektromagnetischen
Strahlen, um die erste Signal komponente zu empfangen und dadurch
ein zweites empfangenes Signal basierend auf dem ersten Strahl-Tracking-Signal
zu erzeugen
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Gemäß eines weiteren Aspekts der
vorliegenden Erfindung wird ein digitales Kommunikationssystem vorgesehen,
in welchem Informationssignale zwischen einer Vielzahl von Nutzern
kommuniziert werden, wobei das System folgendes aufweist: Mittel
zum Vorsehen eines Satzes von elektromagnetischen Strahlen zum Empfangen
von direkten Signalkomponenten oder von Multipfadsignalkomponenten
einer Vielzahl von Informationssignalen, die durch eine entsprechende
Vielzahl von Nutzern übertragen
werden, um so einen Satz von empfangenen Signalen zu erzeugen; Mittel
zum Erzeugen eines Satzes von Strahlsignalen basierend auf dem Satz
von empfangenen Signalen, gekennzeichnet durch: Schaltmittel für das räumliche
Tracking der Signalkomponenten durch Verändern einer Zuteilung von Teilsätzen bzw.
Teilmengen bzw. Subsets der Strahlsignale zu einem entsprechenden
Verkehrssignal, wobei der Verkehrskanal einem Benutzer aus der Vielzahl von
Benutzern zugewiesen ist, und wobei jeder Teilsatz mit einer Komponente
der Vielzahl von Informationssignalen korrespondiert; und Empfängermittel
zum Wiedererlangen bzw. Rückgewinnen
der Informationssignale aus einem ersten der Teilsätze von
Strahlsignalen, der einem ersten der Verkehrskanäle, der einem ersten der Nutzer
zugewiesen ist, zugeteilt ist.
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Gemäß eines weiteren Aspekts der
vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Kommunizieren von
Informationssignalen zwischen einer Mehrzahl von
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Nutzern innerhalb eines digitalen
Kommunikationssystems vorgesehen, wobei das Verfahren folgendes
aufweist: Vorsehen von ersten und zweiten elektro magnetischen Strahlen
zum Empfangen einer ersten Informationssignal- Komponente über einen ersten Übertragungsweg,
um so erste und zweite empfangene Signale zu erzeugen, wobei die
Informationssignal-Komponente zumindest einen Teil eines ersten
Informationssignals, das durch einen ersten der Benutzer übertragen
wird, aufweist; Erzeugen erster und zweiter Strahlsignale aus den
ersten und zweiten empfangenen Signalen; Demodulieren der ersten
und zweiten Strahlsignale zum Liefern erster und zweiter Schätzungen
des Informationssignals; und Erzeugen eines ersten Tracking-Signals
basierend auf den ersten und zweiten Schätzungen des Informationssignals,
wobei das erste Tracking-Signal zum räumlichen Tracking des ersten Übertragungswegs
nutzbar ist.
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Gemäß eines weiteren Aspekts der
vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Kommunizieren von
Informationssignalen zwischen einer Mehrzahl von Nutzern innerhalb
eines digitalen Kommunikationssystems vorgesehen, wobei das Verfahren
folgendes aufweist: Vorsehen eines Satzes elektromagnetischer Strahlen
zum Empfangen von direkten Signalkomponenten oder Multipfadsignalkomponenten
einer Vielzahl von Informationssignalen, die durch eine entsprechende
Vielzahl von Nutzern übertragen
werden, um so einen Satz von empfangenen Signalen zu erzeugen; Erzeugen
eines Satzes von Strahlsignalen basierend auf dem Satz empfangener
Signale; Räumliches
Tracking der Multipfadkomponenten durch Verändern der Zuteilung von Teilsätzen der
Strahlsignale zu einem entsprechenden Verkehrskanal, wobei der Verkehrskanal
mit einem der Vielzahl von Benutzern assoziiert ist, und wobei jeder
Teilsatz mit einer Komponente der Vielzahl von Informationssignalen
korrespondiert; und Wiedererlangen bzw. Rückgewinnen eines ersten der
Informationssignale von einem ersten der Teilsätze der Strahlsignale, der
einem ersten der Verkehrskanäle,
der mit einem ersten der Benutzer assoziiert ist, zugeteilt ist.
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Folglich wird ein System und ein
Verfahren zum adaptiven Sektorieren von Kanalressourcen innerhalb eines
digitalen Kommunikationssystems, beispielsweise innerhalb eines
zellularen Kommunikationssystems, vorgesehen. Das System umfaßt eine
Antennenanordnung zum Vorsehen zumindest erster und zweiter elektromagnetischer
Strahlen zum Empfangen eines ersten Informationssignals, welches
von einem festgelegten einer Vielzahl von Nutzern übertragen
wird, wodurch ein erstes und ein zweites empfangenes Signal erzeugt wird.
Ein erster Satz strahlformender Signale wird dann aus den ersten
und zweiten empfangenen Signalen erzeugt.
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Ein demodulierender Empfänger wird
vorgesehen, um zumindest die ersten und zweiten strahlformenden
Signale, die innerhalb eines ersten Satzes strahlformender Signale
enthalten sind, zu demodulieren und dadurch erste und zweite demodulierte
Signale zu erzeugen. Das System weist ferner ein Tracking-Netzwerk für ein Tracking
für Multipfad-Informationssignale,
die von verschiedenen Positionen und unter verschiedenen Einfallswinkeln
empfangen werden, auf, basierend auf einem Vergleich der ersten
und zweiten demodulierten Signale.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Ausführungsbeispiele der Erfindung
werden nun im Wege von Beispielen beschrieben, im Zusammenhang mit
den Zeichnungen, in denen:
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1 ein
beispielhaftes Vielfachzugriff-Kommunikationssystem zeigt, in welchem
eine Vielzahl von Teilnehmereinheiten und eine Basisstation angeordnet
sind.
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2 ein
Spreizspektrum-Kommunikationssystem zeigt, in welchem direkt übertragene
Signale und Multipfadsignale in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung empfangen werden.
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3 eine
Blockdiagramm-Repräsentation
eines Spreizspektrum-Übertragers
zeigt, der für
die Verwendung innerhalb eines Ausführungsbeispiels der Erfindung
geeignet ist.
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4 ein
Blockdiagramm eines beispielhaften RF Übertragers ist.
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5A eine
Blockdiagramm-Repräsentation
eines Basisstations-Empfangsnetzwerks liefert, das zum Ermöglichen
adaptiver Sektorierung in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert ist.
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5B ein
Blockdiagramm eines Stations-Empfangsnetzwerks zeigt, welches eine
ausgewählte
Kanaleinheit-Implementierung umfaßt.
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5C ein
Blockdiagramm eines Basisstations-Empfangsnetzwerks zeigt, umfassend
ein Antennenfeld, welches an einem entfernten Standort errichtet
ist.
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5D ein
Blockdiagramm eines adaptiven Strahl RAKE Empfängers darstellt, welcher zum
Verarbeiten eines Satzes frequenz-herunterkonvertierter, digitalisierter
Antennen-Strahlsignale angeordnet ist.
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6 eine
Implementierung eines Empfangsantennenfeldes zeigt, das Antennenelemente
zum Empfang sowohl horizontal als auch vertikal polarisierter Signale
umfaßt.
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7 eine
Anordnung von Schaltelementen zeigt, die in einer Schaltmatrix enthalten
sind zum Liefern von exakt einem Signalpfad zwischen einem gegebenen
Eingabe-Strahlsignal und jedem Ausgabe-Verkehrskanal.
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8 ein
Blockdiagramm eines beispielhaften Diversity-Empfängers ist,
der im Basisstations-Empfangsnetzwerk enthalten ist.
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9 eine
detaillierte Repräsentation
eines rechts/links Strahlprozessors ist.
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10 eine
Blockdiagramm-Repräsentation
eines Strahl-Tracking-Akkumulators zeigt, der mit einem ersten Empfängerfinger
eines beispielhaften Diversity-Empfängers assoziiert ist.
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11 eine
illustrative Repräsentation
eines zirkulären
bzw. kreisförmigen
Antennenfeldes liefert.
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Detaillierte Beschreibung
der Ausführungsbeispiele
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I. Einführung
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Wie im folgenden beschrieben, betrachtet
die hier enthaltene Erfindung die adaptive Steuerung von Strahlmustern,
die von einem oder mehreren Antennenfeldern bzw. Antennenanordnungen
innerhalb eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems erzeugt werden.
In einer Implementierung werden das Antennenfeld oder die Antennenfelder
bei Zellenstandort-Basisstationen eines zellularen Kommunikationssystems
gruppiert. Separate Sätze
von Strahlen werden zum Empfangen von direkten und indirekten (d.
h. Multipfad- bzw. Mehrwege-) Signalübertragungen von einer Teilnehmereinheit
vorgesehen, die mit individuellen Systemteilnehmern assoziiert ist.
Ein neuartiges Trakking-Netzwerk erlaubt das separate Tracking von
direkten Signalübertragungen
und Multipfad-Signalübertragungen
von einer gegebenen Teilnehmereinheit in Zeit und Raum. Wie weiter
unten beschrieben, wird das "Time
Trakking" bzw. "Zeit-Tracking" bewirkt, indem die
Phase, mit welcher die empfangenen Signale mit einer PN Spreizsequenz
korreliert werden, in Übereinstimmung
mit den Ergebnissen der Demodulation der empfangenen Signale eingestellt
werden.
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In 2 ist
ein Spreizspektrum-Kommunikationssystem 20 in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung dargestellt. Innerhalb des Kommunikationssystems 20 sind
eine Mehrzahl fester und mobiler Teilnehmereinheiten 22,
eine erste und eine zweite Basisstation 24 und 26 und
eine Steuerstation 30 angeordnet. Die Basisstationen 24 und 26 weisen
jeweils ein Antennenfeld auf (nicht dargestellt), welches dem Empfang
von Signalen von den Teilnehmereinheiten 22 dient. In dem
System 20 ist jeder Teilnehmereinheit ein eindeutiger Pseudozufallscode
(PN Code) zugewiesen, wodurch die Unterscheidung von Nutzersignalen,
die über
eine Mehrzahl mit den Teilnehmereinheiten 22 assoziierter "Verkehrskanäle" übertragen wird, ermöglicht wird.
Diese Unterscheidung wird erreicht, obgleich alle Verkehrskanäle des Systems über einen
einzigen Funkfrequenzkanal übertragen
werden können.
Wie in 2 angedeutet
wird ein durch eine Teilnehmereinheit 22a übertragenes
Informationssignal S an ein benachbart gelegenes erstes Objekt 34 (beispielsweise an
ein Gebäude)
abgestrahlt. Das Signal S wird direkt durch die Basisstationen 24 und 26 empfangen,
während
eine erste Multipfad-Komponente
(Sm1) des Signals S durch das Objekt 34 zur
Basisstation 26 reflektiert wird. Die Signale S und Sm1 unterliegen entsprechend einem Tracking
in Zeit und Raum durch die Basisstationen 24 und 26.
Nach einer Demodulation innerhalb der Basisstationen 24 und 26 werden
die demodulierten Signale S und Sm1 an die
Steuerstation 30 übertragen.
Innerhalb der Steuerstation 30 werden die demodulierten
Signale zeitlich ausgerichtet und mit einem Spreiz- spektrum-Diversity-Empfänger kombiniert.
Eine Implementierung eines solchen Diversity-Empfängers ist
weiter unten detailliert beschrieben.
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In Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung erzeugt das Antennenfeld jeder Basisstation ein Antennenmuster,
welches charakterisiert werden kann als aufweisend einen Satz von
benachbarten elektromagnetischen "Strahlen", welche sich räumlich partiell überlappen
können.
Erste und zweite Teilsätze
von Strahlen werden durch die Basisstation 26 vorgesehen,
um ein separates Tracking und Empfangen der Signale S und Sm1 zu bewirken. In einem Ausführungsbeispiel
werden verschiedene Teilsätze
von Strahlen dynamisch für
das Tracking und Empfangen der Signale S und Sm1 ansprechend
auf die Änderungen
von deren Einfallswinkeln bei der Basisstation 26 zugewiesen.
Diese Änderungen
können
sich beispielsweise ergeben durch Bewegung der Teilnehmereinheit 22a oder
durch Bewegung des Objekts 34. Ähnliche Änderungen bezüglich des
Einfallswinkels können
sich bei einer Bewegung der Basisstation in Ausführungsbeispielen ergeben, in
denen die Basisstation 26 beispielsweise auf einem Satelliten
in Umlaufbahn installiert ist. Innerhalb der Basisstation 26 wird
ein Diversity-Empfänger
vorgesehen, welcher einen "Finger", der dem Empfang
des direkt übertragenen
Signals S dient, und der einen Finger zum Empfang des Multipfadsignals
Sm1 aufweist. Nach Demodulation der empfangenen
Signalen innerhalb der Finger unter Verwendung des mit der Teilnehmereinheit 22a assoziierten
PN Codes werden die demodulierten Signale zeitlich ausgerichtet
und kombiniert. Auf diese Weise wird das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis eines
aus den kombinierten Signalen extrahierten Informationssignals verbessert
im Vergleich zu dem, das sich ergibt, wenn nur das über einen
einzigen Übertragungsweg
empfangene Signal verwendet wird.
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II. Detaillierte Beschreibung
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A. Spreizspektrum-Signalübertragung
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In 3 ist
eine Blockdiagramm-Repräsentation
eines Spreizspektrum-Übertragers
dargestellt, der für
die Einfügung
innerhalb der Teilnehmereinheiten 22 (2) geeignet ist. In einem Ausführungsbeispiel
wird eine Form von orthogonaler Signalisierung, wie beispielsweise
binäre,
quaternäre
oder Cnäre
bzw. C-fache Signalisierung angewendet, um ein geeignetes Verhältnis von
Signal zu Rauschen für
die Verbindung von Teilnehmereinheit zu Basisstation, d. h. für die "Rückwärts"Verbindung, vorzusehen. Zusätzlich wird
allgemein angenommen, daß C-fache
orthogonale Signalisierungsverfahren weniger empfindlich gegenüber Signalstörungen sind,
die durch Rayleigh-Fading und ähnliche
hervorgerufen werden, als beispielsweise Costas Schleife oder kohärente PSK
Verfahren. Es ist allerdings selbstverständlich, daß andere Modulationsverfahren
ein verbessertes Signal-zu-Rauschen-Verhältnis erreichen können, beispielsweise
in Ausführungsbeispielen,
in denen Basisstationen auf Satelliten in einer Umlaufbahn installiert
sind.
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Im Übertrager der 3 werden Datenbits 100, die
beispielsweise aus durch einen Vocoder in Daten gewandelter Sprache
bestehen, an einen Kodierer 102 geliefert, wo die Bits
in Übereinstimmung
mit der Eingabedatenrate fal tungskodiert werden. Wenn die Datenbitrate
kleiner als die Bitverarbeitungsrate des Kodierers 102 ist,
kann eine Codesymbolwiederholung angewendet werden, indem der Kodierer 102 die
Eingabedatenbits 100 wiederholt, um einen sich wiederholenden
Datenstrom mit einer Bitrate zu erzeugen, die der Betriebsrate des
Kodierers 102 entspricht. In einem Ausführungsbeispiel empfängt der
Kodierer 102 die Datenbits 100 mit einer nominellen
Rate (Rb) von 9,6 kbit/s und erzeugt Rb/r Symbole/Sekunde, wobei "r" die Coderate (z. B. 1/3) des Kodierers
bezeichnet. Die kodierten Daten werden anschließend an einen Interleaver bzw. Verschränker 104 geliefert,
wo sie blockverschränkt
bzw. einem Block-Interleaving unterzogen werden.
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Innerhalb des 64-fach orthogonalen
Modulators 106 (d. h. C = 64) sind die Symbole in Zeichen
gruppiert, die Iog2C Symbole mit einer Rate
von (I/r)(Rb/Iog2C) Zeichen/Sekunde enthalten,
wobei es C mögliche Zeichen
gibt. In einem Ausführungsbeispiel
wird jedes Zeichen in eine Walsh-Sequenz der Länge C (z. B. C = 64) kodiert.
Das bedeutet, daß jede
Walsh-Sequenz 64 binäre
Bits oder "Chips" umfaßt, und
daß es
einen Satz von 64 Walsh-Codes mit einer Länge von 64 gibt.
Die 64 orthogonalen Codes korrespondieren mit den Walsh-Codes
aus einer 64 mal 64 Hadamard Matrix, in welcher
ein Walsh-Code eine einzelne Zeile oder Spalte der Matrix ist.
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Die Walsh-Sequenz, die durch den
Modulator 106 erzeugt wird, wird an einen Exklusiv-ODER-Kombinierer 108 geliefert,
wo sie durch einen Kombinierer mit einem PN Code multipliziert oder "überdeckt" wird, der für eine ausgewählte Teilnehmereinheit 22 festgelegt
ist. Ein solcher "langer" PN Code wird mit
einer Rate Rc durch einen PN Langcodegenerator 110 in Übereinstimmung
mit einer Nutzer PN Langcodemaske erzeugt. In einem beispielhaften
Ausführungsbeispiel
arbeitet der Langcodegenerator 110 mit einer beispielhaften
Rate von 1,2288 MHz (Rc = 1,2288 MHz), um vier PN Chips pro Walsh-Chip
zu erzeugen.
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In 4 ist
eine beispielhafte Implementierung des RF Übertragers 150 gezeigt.
In Codevielfachzugriff-Spreizspektrumanwendungen (CDMA) wird ein
Paar kurzer PN Sequenzen PNI und PNQ durch einen entsprechenden PNI Generator 152 und
einen entsprechenden PNQ Generator 154 an
Exklusiv-ODER-Kombinierer 156 und 158 geliefert.
Die Sequenzen PNI und PNQ ent sprechen
dem In-Phase-Kommunikationskanal (I) und dem Quadratur-Phase-Kommunikationskanal
(Q), und sind im allgemeinen von viel kürzerer Länge (32 768 Chips) als jeder
Nutzer-Lang-PN-Code. Die resultierende I-Kanal-Codespreiz-Sequenz und die resultierende
Q-Kanal-Codespreiz-Sequenz werden anschließend durch Basisbandfilter 164 und 166 geleitet.
Die gefilterte Q-Kanal-Sequenz kann anschließend optional um 1/2 PN Chip
verzögert
werden, um RF Verstärker-Nichtlinearitäten zu kompensieren.
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Digital-Analog-Wandler (D/A-Wandler) 170 und 172 sind
entsprechend vorgesehen zum Konvertieren der digitalen Information
der Kanäle
I und Q in analoge Form. Die durch die D/A-Wandler 170 und 172 erzeugten
Wellenformen werden gemeinsam mit entsprechenden Lokaloszillator-Trägerfrequenzsignalen
(LO-Trägerfrequenzsignale)
cos(2πft)
und sin(2πft)
an Mixer 188 und 190 geliefert, wo sie gemischt
und an einen Summierer 192 geliefert werden. Die Quadratur-Phasen-Trägersignale
sin(2πft)
und cos(2nft) werden von geeigneten Frequenzquellen geliefert (nicht
dargestellt). Diese gemischten IF Signale werden im Summierer 192 summiert
und an einen Mixer 194 geliefert.
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Der Mixer 194 mischt die
summierten Signale mit einem RF Frequenzsignal von einem Frequenzsynthesizer 196,
um eine Frequenzhochkonvertierung in das RF Frequenzband vorzusehen.
Das RF Signal beinhaltet eine In-Phase-Komponente (I) und eine Quadratur-Phasen-Komponente
(Q) und kann anschließend Bandpaß-gefiltert
und an einen RF Verstärker
geliefert werden (nicht dargestellt). Es ist selbstverständlich,
daß abweichende
Implementierungen des RF Übertragers 150 eine
Vielfalt von Signalsummier-, Signalmisch-, Signalfilter- und Signalverstärkungsverfahren
einsetzen können,
die hier nicht beschrieben sind, aber dem Fachmann wohlbekannt sind.
Gleichermaßen
können
andere bekannte Kodier- und Modulationsformate eine verbesserte
Systemleistung in bestimmten alternativen Ausführungsbeispielen erreichen.
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B. Übersicht über das Basisstations-Empfangsnetzwerk
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In 5A ist
ein Blockdiagramm eines Basisstations-Empfangsnetzwerks 210 dargestellt,
welches in Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung konfiguriert ist. In den beispielhaften Ausführungsbeispielen
der
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5A und 5B ist das Antennenfeld der
Basisstation am Standort des Signalverarbeitungsabschnitts des Empfangsnetzwerks 210 errichtet.
Wie weiter unten im Zusammenhang mit 5C und 5D beschrieben, kann das
Antennenfeld alternativ an einem entfernten Standort errichtet werden,
wobei dann die Kommunikation mit dem Rest des Empfangsnetzwerks
mittels Glasfaser-Kommunikationsverbindung
oder ähnlichem
etabliert wird.
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In 5A ist
ein M-Element Antennenfeld (nicht dargestellt) vorgesehen zum Liefern
von Signalen über
einen Satz von M Signalleitungen 212. In der beispielhaften
Ausführung
weist das Antennenfeld eine Anzahl (M) omnidirektionaler Antennenelemente
auf, die gleichmäßig auf
einem kreisförmigen
Umfang verteilt sind, wodurch der Empfang aus allen Richtungen einfallender
Signale möglich
wird. Eine detaillierte Beschreibung eines beispielhaften kreisförmigen Feldes
wird weiter unten in Abschnitt F gegeben.
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Wie in 5A gezeigt
sind die Signalleitungen 212 mit einem IF Herunterkonvertierer 214 verbunden, der
wirksam die Signale vom Antennenfeld zu einem Satz von IF Signalen 218 herunterkonvertiert.
Die IF Signale 218 werden anschließend jeweils unter Verwendung
eines separaten Analog-Digital-Wandlers, die gemeinsam durch einen
Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 220 repräsentiert
werden, abgetastet. Der A/D-Wandler 220 erzeugt, bei einer
beispielhaften Rate, die ungefähr
gleich dem Vierfachen der PN Spreizrate ist, einen Satz von M komplexen
digitalen Signalen (Ii, Qi),
wobei i = 1 bis M. Somit ist die Abtastrate in einer beispielhaften
Ausführung äquivalent
zu 4 × 1,228
oder 4,912 MHz. Die Abtastrate kann verringert werden, um eine Annäherung an
die Nyquist-Rate zu erreichen, wenn ein Interpolationsfilter im
Zusammenhang mit dem A/D-Wandler 220 verwendet wird.
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Die digitalen Signale (I
i,
Q
i) werden an ein strahlformendes Netzwerk
224 geliefert,
welches wirksam einen Satz von N digitalen Strahlsignalen B
2 erzeugt, wobei z = 1 bis N und N = (L)(M).
Jedes der N Strahlsignale B
2 wird gemäß der folgenden
Beziehung gebildet:
worin jeder Gewichtskoeffizient
g
iz eine komplexe Zahl aufweist. Wie weiter
unten beschrieben werden die Gewichtskoeffizienten g
iz so
ausgewählt,
daß jedes
Strahlsignal B
z mit einem gewünschten
Empfangsantennenmuster, welches durch das Antennenfeld mit M Elementen
erzeugt wird, korrespondiert. Die Form und die Richtung des mit
jedem Signal B
z assoziierten Antennenstrahls
kann in adaptiver Weise geändert
werden, indem die komplexen Werte der Gewichtskoeffizienten g
iz dynamisch variiert werden. Zusätzlich kann
der Parameter L so gewählt
werden, daß ein
gewünschter
Grad an Überlappung
zwischen den mit ausgewählten
Sätzen
der Signale B
z assoziierten Antennenstrahlen
ermöglicht
wird. Wenn L beispielsweise größer als
Eins ist, überlappen
sich notwendigerweise die Antennenstrahlen räumlich, die mit bestimmten
Kombinationen der Strahlsignale B
z assoziiert
sind.
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Jedes der digitalen Strahlsignale
Bz, z = 1 bis N, wird an eine Mehrzahl von
Kanaleinheiten geliefert, von denen eine in 5A dargestellt ist. Jede Kanaleinheit
liefert die verbleibenden Signalverarbeitungs- und Detektierungsfunktionen
für eine
einzelne Kommunikationsverbindung (z. B. eine Telefonverbindung)
zwischen einem mobilen Teilnehmerendgerät und der Basisstation. Ansprechend
auf eine Strahlauswahlinformation von einem Controller 244 wählt eine
Schaltmatrix 228 innerhalb jeder Kanaleinheit einen Teilsatz
der Strahlsignale Bz für die Verarbeitung durch die
Kanaleinheit aus. Ein oder mehrere Sucher-Empfänger 227 werden verwendet,
um das stärkste
von der mit der Kanaleinheit assoziierten mobilen Teilnehmereinheit
empfangene Signal zu identifizieren. Das bedeutet, daß der/die
Sucher-Empfänger 227 typischerweise
wirksam die Stärke
der verschiedenen Multipfad-Komponenten mißt, die bei der Basisstation
zu verschiedenen Zeiten nach dem Durchlaufen verschiedener Entfernungen
eintreffen, nachdem sie durch die mobile Teilnehmereinheit übertragen
wurden. In einem Ausführungsbeispiel
werden Sätze
mit einem oder mehreren Strahlsignalen durch die Schaltmatrix 228 für die Verarbeitung
durch einen Satz von J Korrelationsempfängern 230 ausgewählt. Diese
Auswahl wird auf den Suchergebnissen basiert, die an den Controller 244 von
dem/den Sucher-Empfänger(n) 227 geliefert
werden. Das bedeutet, daß der
Controller 244 bestimmt, welche der Strahlsignale Bz an jeden der Korrelationsempfänger 230 geliefert
werden und welche der Multi pfad-Signalkomponenten von jeder mobilen
Teilnehmereinheit zu verarbeiten sind. Der Controller 244 kann
außerdem
zum Einstellen der Gewichtskoeffizienten innerhalb des strahlformenden
Netzwerks 224 dienen, welches die Form und/oder die Richtung
des sich aus den Strahlsignalen Bz ergebenden
Strahlmusters verändert.
Das Antennenstrahlmuster wird typischerweise so geformt, daß es von
maximaler Zunahme bzw. Verstärkung
in den Richtungen ist, aus denen die höchste Konzentration von Mobileinheit-Signalüber- tragungen
empfangen wird. In einer Alternative könnte eine hinreichend große Anzahl
von Strahlen innerhalb des strahlformenden Netzwerks 224 geformt
werden, um zu ermöglichen,
daß das
mit jeder Kanaleinheit assoziierte Strahlmuster "spezifisch zugeschnitten" ist, je nach Bedarf
der jeweiligen Anwendung.
-
In 5A werden
die durch jeden Korrelationsempfänger 230 erzeugten,
demodulierten Signale an ein Kombinierermodul 235 geliefert.
Innerhalb des Kombinierermoduls 235 werden die demodulierten
Signale kombiniert und an ein De-Interleaver- und Decodernetzwerk
geliefert (nicht dargestellt). In einer beispielhaften Ausführung werden
die Signale nach dem De-Interleaving gemäß eines Viterbi Dekodieralgorithmus' dekodiert und anschließend an
einen Vocoder oder eine andere funktionale Einheit geliefert.
-
In 5B ist
ein Blockdiagramm des Basisstations-Empfangsnetzwerks 210,
dargestellt, in dem eine besondere Implementierung der Kanaleinheit
enthalten ist. Die digitalen Strahlsignale Bz,
z = 1 bis N, werden durch das strahlformende Netzwerk 224 in
grundsätzlich
gleicher Weise, wie im Zusammenhang mit 5A beschrieben, erzeugt.
-
Die digitalen Strahlsignale Bz, z = 1 bis N, werden an die Schaltmatrix 228 einer
ausgewählten
Kanaleinheit geliefert, welche vorgesehen ist zum Zuordnen von Sätzen der
Strahlsignale Bz zu einem entsprechenden
Satz von J Diversity-Empfängern 232a–232j,
die in den Korrelationsempfängern 230 enthalten
sind. Jede Schaltmatrix 228 weist eine unidirektionale
Schaltung auf, die dazu dient, die N = (L)(M) Strahlsignaleingaben an
einen Satz von P = J*3K Ausgaben bzw. Ausgänge zu verbinden. Die P Ausgaben
der Schaltmatrix 228 werden in einen Satz von J Verkehrskanälen unterteilt,
die mit den Diversity-Empfängern 232a–232j assoziiert sind,
wobei jedem der J , Nutzer einer der J Verkehrskanäle (d. h.
eine der J Kanaleinheiten) zugeordnet ist. In einer beispielhaften
Ausführung
ist jeder der Diversity-Empfänger 232 so
betreibbar, daß er
die über
einen Satz von K-1 Übertragungswegen
von einem bestimmten Teilnehmer empfangenen Signale verarbeitet,
wobei K die Anzahl der Empfänger"finger" eines jeden der
Diversity-Empfänger 232 bezeichnet.
Wie im folgenden beschrieben wird einer der Empfängerfinger eines jeden der
Empfänger 232 im
altgemeinen für
die Suche nach dem stärksten
von einer festgelegten Teilnehmereinheit empfangenen Signal reserviert
sein. Jedes "Finger"element stellt einen
kompletten Demodulations-Empfänger
dar, welcher Phasen-Tracking- und Zeit-Tracking-Schaltungen für die Demodulation
einer ausgewählten
Zeitkomponente eines zeitlich dispergierenden Multipfad-Signals
aufweist, welches durch das Element empfangen wurde. Wie in US Patent
5,109,390 beschrieben, mit dem Titel DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA
CELLULAR TELEPHONE SYSTEM, welches dem Rechtsnachfolger der vorliegenden
Erfindung erteilt ist, kann ein Diversity-RAKE-Empfänger aus
einem oder mehreren solcher Empfängerfinger
bestehen. In einer beispielhaften Ausführung der vorliegenden Erfindung
wird jeder Verkehrskanal durch einen dreifingrigen RAKE Empfänger bedient,
der in der mobilen Station angeordnet ist, und durch einen vierfingrigen
RAKE Empfänger
in der Basisstation. Es sei festgestellt, daß zusätzliche "Sucher" PN Korrelationsschaltungen typischerweise
verwendet werden, um bestimmte, über
aktive Kommunikationskanäle
ausgetauschte Pilot- und Steuersignale zu identifizieren und zu
messen, im allgemeinen jedoch nicht, um ein Zeit- und/oder Phasen-Tracking
auszuführen.
-
Die sich über die K-1 Übertragungswege
ausbreitenden Signale, die mit jeder Teilnehmereinheit assoziiert
sind, beinhalten die Information, die durch den "Verkehrskanal", der jeder Teilnehmereinheit zugewiesen ist,
transportiert wird. In einem Ausführungsbeispiel werden höchstens
3K der Strahlsignale Bz jedem Verkehrskanal
zugewiesen. Das heißt,
ein Teilsatz bzw. eine Teilmenge von drei benachbarten Antennenstrahlen werden
zum Empfangen des Multipfadsignals, welches durch einen gegebenen
Empfängerfinger
verarbeitet wird, verwendet. Falls zwei oder mehr Multipfadsignale,
die verschiedenen Empfängerfingern
zugewiesen sind, räumlich
nah beieinander liegen, kann der gleiche 3-Strahl-Teilsatz dem Empfang
jedes der zwei oder mehr Signale zugewiesen werden. In diesem Fall
würden
dem Verkehrskanal weniger als 3K Strahlsignale zugewiesen sein.
-
In 5B erlaubt
die Zuordnung von drei Strahlen, die zum Empfangen jedes separat
reflektierten Signals verwendet werden, das räumliche Tracking jedes empfangenen
Signals durch Tracking-Netzwerke 240a–240j. Es sei beispielsweise
angenommen, daß der
j-te Strahl, der durch das Antennenfeld der Basisstation erzeugt
wird, als der Strahl identifiziert wurde, der das stärkste Signal
der drei Antennenstrahlen, die mit einem gegebenen Empfängerfinger
assoziiert sind, transportiert. Ein räumliches Tracking kann dann
erfolgen, wie im folgenden detailliert beschrieben, indem ein räumliches
Tracking-Signal berechnet wird, und zwar auf Basis der Energiedifferenz
zwischen den "rechten" und "linken" benachbarten Antennenstrahlen
(d. h. Strahlen j ± 1).
Jedes der resultierenden K räumlichen
Tracking-Signale von jedem der Strahl-Tracking-Netzwerke 240a–240j wird
uber einen assoziierten Tracking-Bus 242a–242j an
einen Controller 244 transportiert. Jeder Tracking-Bus 242a–242j umfaßt einen
Satz von K Signalleitungen, die mit den K Fingern jedes der Diversity-Empfänger 232a–232j korrespondieren.
Falls die Tracking-Signale anzeigen, daß das durch den "rechten" Strahl j + 1 empfangene
Signal signifikant stärker
ist als das mittels des "linken" Strahls j – 1 empfangene,
dann kann der Controller 244 den Signalempfang verbessern,
indem er die Schaltmatrix 228 anweist, die Sätze von Strahlen,
die einem gegebenen Empfängerfinger
zugeordnet sind, von j und j ± 1
in j, j + 1 und j + 2 zu verändern.
-
In einer Implementierung wird das
Timing bzw. die Zeitvorgaben der über die rechten und linken
Strahlen eines gegebenen Fingers empfangenen Signale um eine vorbestimmte
Spanne versetzt bzw. mit einem Offset beaufschlagt. Das bedeutet,
daß das
Timing der Demodulation der über
die rechten und linken Strahlen (d. h. Strahlen j ± 1) transportierten
Signale mit einem Offset beaufschlagt wird, so daß einer
der Strahlen j ± 1
als der "frühe" Strahl bezeichnet
wird, während
der andere als der "späte" Strahl bezeichnet
wird. Jedes der Strahl-Tracking-Netzwerke 240a–240j erzeugt
ein Tracking-Signal basierend auf einer Energiedifferenz zwischen
den Signalen, die über
die rechten und linken Strahlen, die mit jedem Finger assoziiert
sind, empfangen werden. Beispielsweise sei erneut angenommen, daß die durch
das Antennenfeld der Basisstation erzeugten Strahlen j und j ± 1 mit
den drei Antennenstrahlen korrespondieren, die mit einem gegebenen
Empfängerfinger assoziiert
sind. Ein Tracking-Signal, welches durch den assoziierten Tracking-Bus 242a–242j an
den Controller 244 geliefert wird, wird auf der Basis der
Energiedifferenz zwischen den aus den rechten und linken Strahlen (d.
h. Strahlen j ± 1
gewonnenen demodulierten Signalen berechnet. Das Demodulations-Timing
innerhalb des assoziierten Diversity-Empfängers 232a–232j wird
dann durch den Controller 244 entsprechend angepaßt.
-
5C zeigt
ein Blockdiagramm eines Basisstations-Empfangsnetzwerks 210' mit einem Antennenfeld,
welches an einem entfernten Standort errichtet ist. In 5C liefert ein Antennenfeld
mit M Elementen (nicht dargestellt) einen Satz von empfangenen Signalen über M Signalleitungen 212'. In der beispielhaften Ausführung weist
das Antennenfeld eine Anzahl (M) omnidirektionaler Antennenelemente
auf, die gleichmäßig auf
einem kreisförmigen
Umfang verteilt sind, wodurch der Empfang aus allen Richtungen einfallender
Signale möglich
wird.
-
In alternativen Ausführungsbeispielen
kann das Antennenfeld mit M Elementen durch ein rechteckiges Gitter
bzw. Raster mit M omnidirektionalen Antennenelementen ersetzt werden.
Die Gewichtskoeffizienten, die mit jedem Element des Gitters assoziiert
sind, können
dann so gewählt
werden, daß eine
Bildung von Strahlen in alle Richtungen ermöglicht wird. Im allgemeinen
Fall können
beliebige Konfigurationen für
die Antennenelemente verwendet werden, um Strahlen in jede Richtung
zu bilden, indem geeignete Strahlbildungsschaltungen im Zusammenhang
mit vorausberechneten Tabellen von Gewichtskoeffizienten eingesetzt
werden.
-
Wie in 5C gezeigt
sind die Signalleitungen 212' vom
Antennenfeld mit einem IF Herunterkonvertierer 214' verbunden,
welcher wirksam die empfangenen Signale in einen Satz von IF Signalen 218' herunterkonvertiert.
Die IF Signale 218' werden
anschließend
innerhalb eines Analog-Digital-Wandlers (A/D-Wandlers) 220' abgetastet,
um einen Satz von M komplexen digitalen Signalen (I'i,
Q'i)
zu erzeugen, wobei i = 1 bis M. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird die Abtastrate des A/D-Wandlers 220' als ungefähr gleich dem Vierfachen der
PN Spreizrate gewählt.
Somit ist die Abtastrate in einer beispielhaften Ausführung äquivalent
zu 4 × 1,228
oder 4,912 MHz. Die Abtastrate kann auf die Nyquist-Rate verringert
werden, wenn ein Interpolationsfilter im Zusammenhang mit dem A/D-Wandler 220' verwendet wird.
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Die digitalen Signale (I'i,
Q'i),
i = 1 bis M, werden optional durch einen Multiplexer 226' in einen seriellen Strom
konvertiert und an einen Modulator/Kodierer 228' geliefert.
Im Ausführungsbeispiel
der 5C sind das Antennenfeld,
der A/D-Wandler 220',
der Multiplexer 226' und
der Modulator/Kodierer 228' an
einem Standort plaziert, der von den Signalverarbeitungselementen
des Empfangsnetzwerks 210' abgesetzt
ist. Die Information vom abgesetzten bzw. entfernten Standort wird über eine
Kommunikationsverbindung 229' (z.B.
eine optische Faser) an ein Demodulator/Decoder-Netzwerk 230' geliefert, welches am Standort
der Zentralverarbeitung oder Basisstation angeordnet ist. Der Modulator/Kodierer 228' dient dem Modulieren
und Kodieren der Information von dem entfernten Standort, um eine
verläßliche Übertragung über die
Kommunikationsverbindung 229' zu
gewährleisten.
Es ist offensichtlich, daß das
eingesetzte, spezielle Modulations- und Kodierungsformat abhängig von
den Eigenschaften der Kommunikationsverbindung 229' ist. Es ist
ferner offensichtlich, daß diese
Modulation und Kodierung einzig deshalb durchgeführt, um die Integrität der Datenübertragung
von , dem entfernten Standort zu verbessern. Entsprechend ist die
optionale Aufnahme der Schaltungselemente 226'–231' in 5C angedeutet, indem diese
Elemente gestrichelt dargestellt sind.
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Das demodulierte und dekodierte Signal,
das durch den Demodulator/Decoder 230' erzeugt wird, wird anschließend durch
einen Demultiplexer 231' an
einen Satz von J strahlformenden Netzwerken 224a'–224j' verteilt. Jedes
strahlformende Netzwerk 224a'–224j' erzeugt, wie
oben beschrieben, einen Satz von Q Strahlsignalen für die Verarbeitung
durch einen korrespondierenden Diversity-Empfänger 232a'–232j'. Der Parameter
Q ist äquivalent
zum Produkt aus:
- (i) der Anzahl der Finger
eines jeden der Diversity-Empfänger 232a'-232j', und
- (ii) der Anzahl von Strahlen, die jedem Finger zugewiesen sind.
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In einem Ausführungsbeispiel wird ein Teilsatz
von drei benachbarten Antennenstrahlen verwendet, um die Multipfad-Signale
zu empfangen, die durch einen gegebenen Empfängerfinger verarbeitet werden. Falls
zwei oder mehr Multipfad-Signale, die verschiedenen Empfängerfingern
zugewiesen sind, räumlich
nah beieinander gelegen sind, kann der gleiche 3-Strahl-Teilsatz
dem Empfang jedes der zwei oder mehr Signale zugewiesen werden.
In diesem Fall würden
dem Verkehrskanal weniger als Q/3 Strahlsignale zugewiesen sein.
Diese Zuordnung von Strahlen erlaubt es den Strahl-Tracking-Netzwerken 240a'–240j', das Tracking
jedes der empfangenen Strahlsignale in Zeit und Raum zu bewirken.
Dieses Tracking wird im Wesentlichen wie oben beschrieben ausgeführt, mit
dem Unterschied, daß der
Controller 244' eine
Strahlauswahlinformation separat an jedes strahlformende Netzwerk 224a'– 224j' liefert.
-
In 5D ist
ein Blockdiagramm eines adaptiven Strahl-RAKE-Empfängers dargestellt,
welcher für das
Verarbeiten von M frequenz-herunterkonvertierten, digitalisierten
Antennenstrahlsignalen, wie beispielsweise der vom A/D-Wandler 220 (5A) ausgegebenen, vorgesehen
ist. Die M Antennensignale werden an einen Satz von J Kanaleinheiten
verteilt, von denen eine in 5D dargestellt
ist. Jede Kanaleinheit führt
die verbleibenden Signalverarbeitungsund Detektierungsfunktionen
für eine
einzelne Kommunikationsverbindung (z. B. eine Telefonverbindung)
zwischen einem mobilen Teilnehmerendgerät und der Basisstation aus.
Ansprechend auf die vom Controller 244' gelieferte Strahlauswahlinformation
wählt eine
Schaltmatrix 233' innerhalb jeder
Kanaleinheit einen Teilsatz der M empfangenen Feldsignale für die Verarbeitung
durch die Kanaleinheit aus. Ein oder mehrere Sucher-Empfänger 227' wird/werden
verwendet, um das stärkste
von der mit der Kanaleinheit assoziierten mobilen Teilnehmereinheit
empfangene Signal zu identifizieren. Das bedeutet, daß der/die
Sucher-Empfänger 227' typischerweise
wirksam die Stärke
der verschiedenen Multipfad-Komponenten mißt/messen, die bei der Basisstation
zu verschiedenen Zeiten nach dem Durchlaufen entsprechend verschiedener
Entfernungen eintreffen, nachdem sie durch die mobile Teilnehmereinheit übertragen
wurden. In einem Ausführungsbeispiel
werden J Sätze
mit einem oder mehreren Strahlsignalen durch die Schaltmatrix 233' innerhalb der
Kanaleinheit für
die Verarbeitung durch einen Satz von J Korrelationsempfängern 230' innerhalb der
Kanaleinheit ausgewählt.
Diese Auswahl wird auf den Suchergebnissen basiert, die an den Controller 244' von dem/den
Sucher-Empfänger(n) 227' geliefert werden.
Das bedeutet, daß der
Controller 244' bestimmt,
welche der M Signale, die durch das Antennenfeld erzeugt werden,
an jeden der Korrelationsempfänger 230' zu liefern
sind und welche der Multipfad-Signalkomponenten von jeder mobilen
Teilnehmereinheit zu verarbeiten sind.
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Die digitalisierten Signale vom Antennenfeld,
ausgewählt
durch die Schaltmatrix 233' eines
jeden Kanals, werden an ein strahlformendes Netzwerk 224' innerhalb der
Kanaleinheit geliefert. Das strahlformende Netzwerk erzeugt wirksam
ein oder mehrere digitale Strahlsignale zur Verarbeitung durch jeden
Korrelationsempfänger 230', indem die
gewählten
Feldsignale mit einem Satz von gewichtenden Koeffizienten linear
kombiniert werden, die ausgewählt
wurden, um das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis der stärksten empfangenen Multipfad-Komponente,
die durch den Empfänger 230' verarbeitet
wird, zu verbessern. Dies wird typischerweise in der Auswahl von
gewichtenden Koeffizienten zur Maximierung der Strahlverstärkung in
der Richtung der stärksten
empfangenen Multipfadsignalkomponente resultieren, wie durch den/die
Sucher-Empfänger 227' ermittelt.
Mehr als ein einziger Strahl kann an jeden der Korrelationsempfänger 230' geliefert werden,
da die eine oder mehreren Multipfadsignalkomponenten, die durch
jeden Empfänger 230' verarbeitet
werden, bei der Basisstation typischerweise aus verschiedenen Richtungen
eintreffen. Die Form und Richtung des mit jedem Strahlsignal assoziierten
Antennenstrahls kann durch den Controller 244' in einer adaptiven
Weise geändert werden,
indem die Werte der Gewichtskoeffizienten dynamisch variiert werden.
Die durch andere Kanaleinheiten (nicht dargestellt in 5D) ausgewählten Strahlen
können
gleichermaßen
ausgerichtet werden, um das SNR der durch diese Einheiten verarbeiteten
Signale zu maximieren.
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In 5D nimmt
der Korrelationsempfänger 230' einer jeden
Kanaleinheit an den restlichen Signalverarbeitungsfunktionen teil,
die für
eine einzelne Kommunikationsverbindung zwischen einem mobilen Teilnehmerendgerät und der
Basisstation ausgeführt
werden. Die demodulierten Signale, die durch jeden Korrelationsempfänger 230' erzeugt werden,
werden an ein Kombinierermodul 235' geliefert. Innerhalb des Kombinierermoduls 235' werden die
demodulierten Signale kombiniert und an ein De-Interleaver- und
Decodernetzwerk geliefert (nicht dargestellt). In einer beispielhaften
Ausführung
werden die Signale nach dem De-Interleaving gemäß eines Viterbi Dekodieralgorithmus' dekodiert und anschließend an
einen Vocoder oder eine andere funktionale Einheit geliefert. Ein
prinzipieller Vorteil des Ausführungsbeispiels
gemäß 5D liegt darin, daß verhältnismäßig wenige
Strahlsignale durch die Schaltmatrix verarbeitet werden müssen. Obgleich
dies möglicherweise
voraussetzt, daß zusätzliche
strahlformende Elemente vorgesehen werden, kann dies nichtsdestoweniger
in der kostengünstigsten
Schaltungsimplementierung resultieren.
-
In 5A–5D wird die Breite eines
Antennenstrahls, der einem festgelegten Verkehrskanal zugeordnet
ist, von der Entfernung zwischen der assoziierten Teilnehmereinheit
und der Basisstation abhängen.
Es wird erwartet, daß Strahlen
mit einer breiteren Breite typischerweise Teilnehmereinheiten zugeordnet
werden, die relativ nahe zur Basisstation sind, währen Strahlen
mit schmalerer Breite weiter entfernten Teilnehmereinheiten zugeordnet
werden.
-
C. Strahlformendes Netzwerk
-
Im folgenden wird
6 erläutert.
Das Empfangsantennenfeld wird alternativ so realisiert, daß es Antennenelemente
aufweist, die sowohl horizontal als auch vertikal polarisierte Signale
(I
i, Q
i)
h und (I
i, Q
i)
v empfangen. In
solch einem Ausführungsbeispiel
werden separate strahlformende Netzwerke
224a und
224b verwendet,
um separate Sätze
strahlformender Signale B
z,h und B
z,v jeweils entsprechend den horizontal und
vertikal polarisierten Mustern vorzusehen. Die Signale B
z,h und B
z,v werden
jeweils durch die strahlformenden Netzwerke
224a und
224b in Übereinstimmung
mit folgenden Ausdrücken
erzeugt:
worin, wie bereits im Fall
der Gleichung (1) gilt: z = 1 bis z = (L)(M).
-
In der Implementierung aus 6 können beide Sätze von
Strahlsignalen Bz,h und Bz,v durch
die selbe Schaltmatrix verarbeitet werden. Obwohl das i-te Paar
von Strahlsignalen B(z,h)i und B(z,v)i im allgemeinen nicht dem selben Finger
eines Empfängers,
der mit einem bestimmten Verkehrskanal assoziiert ist, zugeordnet
sein wird, kann zusätzlich
jedes Signal separat durch einen verschiedenen Finger eines gegebenen
Empfängers verwendet
werden. Zusätzliche
Details bezüglich
der Implementierung selektiver Polarisation, wie im Zusammenhang
mit der Feldrealisierung der 6 betrachtet,
sind beispielsweise in oben zitierter US Patentschrift 4,901,307
beschrieben.
-
D. Schaltmatrix
-
In der folgenden Beschreibung der
Schaltmatrix 228 (5A)
wird angenommen, daß die
mit aufeinanderfolgenden Strahlsignalen Bi und
Bi+1 assoziierten Antennenstrahlen räumlich benachbart
sind. Im allgemeinen Fall (L > 1)
werden sich Paare benachbarter Strahlen (d. h. Bi und
Bi+1) räumlich überlappen.
Es wird erneut 5A betrachtet.
Die J Verkehrskanäle,
die durch die P = J*3K Ausgänge
der Schaltmatrix 228 unterstützt werden, können unter
Verwendung der Notation Tj,k,m identifiziert
werden. Insbesondere kann der erste Index j die Werte 0, 1, ...,
J – 1
annehmen, und spezifiziert einen der J Verkehrskanäle. Der
zweite Index k identifiziert einen bestimmten Übertragungsweg (d. h. Finger)
des Verkehrskanals und nimmt die Werte 0, 1, ..., K–1 an. Der
dritte Index m, wobei m = 0, 1 oder 2, identifiziert einen der drei
benachbarten Antennenstrahlen, die einem bestimmten Verkehrskanalfinger
zugeordnet sind.
-
In einer beispielhaften Ausgestaltung
werden die Eingabe-Strahlsignale Bi den
Schaltmatrix-Verkehrskanalausgängen
Tj,k,m in Übereinstimmung mit folgenden
Festlegungen zugeordnet:
-
1) Für jeden Verkehrskanal Tj wird jeder der damit assoziierten 3K Ausgänge mit
einem verschiedenen Eingabestrahl Bi verbunden.
Außerdem
wird der Satz von Eingabestrahlsignalen Bi,
der mit einem gegebenen Verkehrskanal verbunden ist, im allgemeinen
aus K Gruppen bestehen, wobei jede Gruppe einen Satz von drei räumlich benachbarten
Strahlen aufweist. Falls beispiels weise K = 3 gilt (d. h. 3 Kanalfinger),
dann wird ein Satz von Strahlen Bi–1,
Bi, Bi+1, Bj–1,
Bj, Bj+1, Bk–1,
Bk, Bk+1 mit dem
fraglichen Verkehrskanal verbunden.
-
2) Jedes Eingabestrahlsignal Bi kann mit einem oder mehreren Verkehrskanälen verbunden
sein. Falls allerdings ein Strahlsignal Bi an
einen gegebenen Verkehrskanal geliefert wird, wird es an einen,
und zwar nur an einen, mit diesem Kanal assoziierten Schaltmatrixausgang
geliefert.
-
3) Die Verbindungen zwischen den
Eingabestrahlsignalen Bi und den Verkehrskanalausgaben
Tj,k,m können
durch eine Matrix mit M Zeilen, die mit den Strahlsignalen Bi, i = 1, 2, ..., M, korrespondieren, und
P = J*3K Spalten, die mit den Verkehrskanalausgaben der Schaltmatrix
korrespondieren, beschrieben werden. Der Eintrag in der Zeile m
und Spalte p der Matrix wird auf "1" festgelegt,
wenn das Eingabestrahlsignal Bm ab den festgelegten
Verkehrskanalausgang Tj,k,m geschaltet bzw.
verbunden werden soll. Der Eintrag wird als "0" vorgenommen,
wenn eine solche Verbindung nicht existiert. Eine beispielhafte
Verbindungsmatrix für
den Fall von neun Eingabestrahlsignalen (M = 9), vier Verkehrskanälen (J =
4) und einem Finger pro Verkehrskanal (K = 1) ist im folgenden in
TABELLE I wiedergegeben. Es sei darauf hingewiesen, daß TABELLE
I festlegt, daß die Strahlsignale
B1, B2 und B3 mit dem Verkehrskanal "0" zu
verbinden sind (d. h. B1 mit T0,0,0,1 B2 mit T0,0,2 und
B3 mit T0,0,0),
daß die
Strahlsignale B3, B4 und
B5 mit dem Verkehrskanal "1" zu verbinden sind (d. h. B3 mit
T1,0,0, B4 mit T1,0,1 und B5 mit
T1,0,2), daß die Strahlsignale B7, B8 und B0 mit dem Verkehrskanal "2" zu
verbinden sind (d. h. B7 mit T2,0,1 B8 mit T2,0,2 und
B0 mit T2,0,0),
und daß die
Strahlsignale B5, B6 und
B7 mit dem Ver- , kehrskanal "3" zu verbinden sind (d. h. B5 mit
T3,0,2, B6 mit T3,0,0 und B7 mit
T3,0,1).
-
-
In einer bevorzugten Implementierung
der Schaltmatrix 228 ist es möglich, jedes Strahlsignal mit
jedem und allen der Verkehrskanalausgänge Tj,k,m zu
verbinden. In 7 ist
eine baumartige Anordnung von Schaltern 250 gezeigt, die
dazu dienen, exakt einen Signalweg zwischen dem Strahlsignal Bi und jedem Verkehrskanal vorzusehen. Jeder
Schalter 250 besteht vorzugsweise aus einem binären Schalter
mit einem Eingang und zwei Ausgängen,
der zwischen vier Zuständen
umgeschaltet werden kann (z. B. Zustände S0–S3). Im Zustand S0 ist die
Schaltereingabe von beiden Ausgängen
isoliert, im Zustand S1 wird die Eingabe nur an den ersten Ausgang
verbunden, im Zustand S2 wird die Ausgabe nur an den zweiten Ausgang
verbunden und im Zustand S3 wird die Eingabe an beide Ausgänge verbunden.
-
Wie oben erwähnt wird jedes Eingabestrahlsignal
an maximal eine der 3K Leitungen, die mit dem Verkehrskanal assoziiert
sind, verbunden. Entsprechend erlaubt es die baumartige Schalteranordnung
der 7, das Strahlsignal
Bi mit einer beliebigen Kombination eines
Satzes von acht Verkehrskanälen
T1-T8 zu verbinden.
Durch das Anordnen eines Satzes von N Schalterbäumen in Matrixform wird eine
Schaltmatrix realisiert, welche in der Lage ist, einen Satz von
N Eingabestrahlsignalen an einen Satz von Verkehrskanälen T' zu verbinden, wobei
T' die Anzahl der
Ausgaben bezeichnet, die jeder Schalterbaum liefert. Im allgemeinen
wird jeder Schalterbaum (T'–1) binäre Schalter
aufweisen.
-
E. Diversity-Empfänger
-
8 ist
ein Blockdiagramm des Diversity-Empfängers 232a, wobei
es selbstverständlich
ist, daß die Diversity-Empfänger 232b–232j prinzipiell
identisch implementiert sein können.
In einem Ausführungsbeispiel dient
die Schaltmatrix 228 dazu, dem Empfänger 232a einen Satz
vom 3K Strahlsignalen zu liefern, die mit einem ausgewählten Verkehrskanal
assoziiert sind. Die drei Strahlsignale, die mit den K Übertragungswegen des
empfangenen Verkehrskanals assoziiert sind, werden jeweils durch
einen von K Empfängerfingern
verarbeitet, wobei der erste und der K-te dieser Finger innerhalb
des Empfängers 232a entsprechend
durch die Referenznummern 300 und 300' identifiziert
werden. Obgleich nur der erste Empfängerfinger 300 detailliert
in 8 dargestellt ist,
sei angenommen, daß die
verbleibenden K–1
Empfängerfinger
prinzipiell hierzu identisch sind.
-
Wie in 8 gezeigt
liefert die Schaltmatrix 228 die Komponenten I und Q für die Strahlsignale
Rechts (E1I, E1Q),
Links (L1I, L1Q)
und Mitte (P1I, P1Q)
an den ersten Empfängerfinger 300.
Die Schaltmatrix 228 liefert außerdem die Komponenten I und
Q für die
Strahlsignale Rechts, Links und Pünktlich an die verbleibenden K-1
Empfängerfinger,
wie dies exemplarisch dargestellt ist, indem die Strahlsignale Rechts
(EKI, EKQ), Links
(LKI, LKQ) und Mitte
(PKI, PKQ) an den
K-ten Empfängerfinger 300' geliefert werden.
-
In 8 werden
die Mitte-Strahlsignale (P1I, P1Q)
gemeinsam mit lokal erzeugten Kopien (PNI' und PNQ') der Sequenzen PNI und PNQ an einen
versetzten bzw. Offset-behafteten OQPSK Demodulator 304 geliefert.
Die resul- tierenden dekorrelierten Ausgaben vom Demodulator 304 für die Kanäle I und
Q werden innerhalb von I-Kanal- und Q-Kanal-Puffer-Akkumulatoren 306 und 308 akkumuliert,
welche jeweils Symboldaten über
ein Intervall akkumulieren, das hinsichtlich der Dauer äquivalent
zu vier PN Chips ist. Die Ausgaben der Akkumulatoren 306 und 308 werden
durch einen Fast-Hadamard-Transformations-Prozessor (FHT Prozessor) 310 am
Ende jedes Akkumulationsintervalls aufgenommen.
-
Wie oben festgestellt werden die übertragenen
Symbole bei der 64-fach Walsh-Signalisierung in eine von 64 verschiednen
binären
Sequenzen kodiert, die als Walsh-Funktionen bekannt sind. In einer
beispielhaften Implementierung werden die Signale von jeder Teilnehmereinheit 12 durch
den gleichen Satz von 64 orthogonalen Walsh-Code-Sequenzen
mit Länge 64 moduliert.
Es ist wohlbekannt, daß die
Fast-Hadamard-Transformations-Funktion, die im FHT Prozessor 310 implementiert
ist, einen zweckmäßigen Mechanismus
für die
Korrelation der empfangenen Signalenergie mit jeder der verfügbaren 64 Walsh-Sequenzen
darstellt.
-
Im Detail dient der FHT Prozessor 310 dazu,
einen Satz von 64 I-Kanal "Hypothesen" I(W1), I(W2), ..., I(W64) und 64 Q-Kanal "Hypothesen" Q(W1), Q(W2), ...,
Q(W64) basierend auf den Ergebnissen von jeder der 64 Korrelationen
zu erzeugen, die darin während
jedes Verarbeitungsabschnitts ausgeführt werden. Ein Diversity-Kombinierer 312 ist
so angeordnet, daß die 64 parallelen
I-Kanal-Ausgaben und die 64 parallelen Q-Kanal-Ausgaben
empfangen werden, die durch den FHT Prozessor eines jeden Empfängerfingers
während
jedes Verarbeitungsabschnitts erzeugt werden. In einer beispielhaften
Implementierung werden die Kanalausgaben für I und Q, die durch den FHT
Prozessor innerhalb eines gegebenen Fingers erzeugt werden, innerhalb
des Diversity-Kombinierers 312 im Verhältnis zu einer durchschnittlichen
Signalenergie gewichtet, die über
den mit dem Finger assoziierten Übertragungsweg
empfangen wurde. In einer derartigen Implementierung wird die durch
den FHT Prozessor eines jeden Fingers erzeugte Signalleistung typischerweise über aufeinandertolgende
Intervalle, die jeweils mehrere Empfangssymbolperioden umfassen
(z. B. ein Verarbeitungsintervall von sechs Symbolperioden), überwacht.
Das relative Gewicht, das jedem Finger durch den Diversity-Kombinierer 312 zugeordnet
wird, kann dann am Ende eines jeden Überwachungsintervalls angepaßt werden.
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Basierend auf den gewichteten Kanalausgaben
für I und
Q, erzeugt durch die FHT Prozessoren eines jeden Empfängerfingers,
liefert der Diversity-Kombinierer 312 einen parallelen
Satz von 64 Walsh-Energie-Signalen an einen Maximumdetektor-Block 316.
Der Maximumdetektor-Block 316 stellt fest, welche der 64 Walsh-Sequenzen,
die durch den Diversity-Kombinierer 312 erzeugt wurden,
die größte Energie,
d. h. die Energie Emax, aufweist. Der Betrag
der Energie Emax kann an den Controller 244 geliefert
werden, innerhalb des sen er während
des nächsten
Verarbeitungsintervalls für
Leistungssteuerung und Arretierungs- bzw. Sperrendetektierungsfunktionen
(lock detection functions) verwendet werden kann. Der Maximumdetektor-Block 312 erzeugt
außerdem
einen Walsh-Index Imax, wobei Imax ∊ {1,
2, ..., 64}, der mit der ausgewählten
Walsh-Sequenz mit der Energie Emax korrespondiert.
Wie im folgenden mit Bezug auf 9 beschrieben,
spezifiziert der Walsh-Index Imax, welche
der 64 Walsh-Sequenzen innerhalb eines Rechts/Links-Strahlprozessors 320 verwendet
wird, um die Strahlsignale für
Rechts und Links E1I, E1Q, L1 und L1Q zu demodulieren.
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9 liefert
eine Repräsentation
des Rechts/Links-Strahlprozessors 320 mit weiteren Details.
Wie in 9 gezeigt weist
der Strahlprozessor 320 I-Kanal-Multiplizierer 340 und 342 und
ebenfalls Q-Kanal-Multiplizieren 344 und 346 auf.
Den I-Kanal-Multiplizierern 340 und 342 werden
I-Kanal-Abtastwerte der , rechten (E1I)
und linken (L1I) Strahlsignale über Verzögerungselemente 352 und 354 geliefert.
Gleichermaßen
werden an die Q-Kanal-Multiplizierer 344 und 346 Q-Kanal-Abtastwerte
der rechten (E1Q) und linken (L1Q)
Strahlsignale über
Verzögerungselemente 356 und 358 geliefert.
Die Verzögerungselemente 352, 354, 356 und 358 dienen dem
Verzögern
der Komponenten I und Q der rechten und linken Strahlsignale abhängig von
der Identifikation des Walsh-Index Imax.
In einer beispielhaften Ausgestaltung werden logische "HIGH" und "LOW" Werte als +1 und –1 von den
Verzögerungselementen
an die Multiplizierer 340, 342, 344 und 346 geliefert.
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In 9 wird
ein Walsh-Symbol-Generator 364 betrieben zum Beliefern
der Multiplizieren 340, 342, 344 und 346 mit
der Walsh-Sequenz, die das durch den Index Imax identifizierte
Walsh-Symbol aufweist. Die durch den Index Imax identifizierte Sequenz
wird mit den I-Kanal-Abtastwerten der rechten (E1I)
und , linken (L1I,) Strahlsignale multipliziert,
und ebenfalls mit den Q-Kanal-Abtastwerten
der rechten (E1Q) und linken (L1Q) Strahlsignale.
Die resultierenden demodulierten Ausgaben der Multiplizierer 340 und 342 werden
anschließend
entsprechend an saturierende Akkumulatoren 370 und 372 für den I-Kanal geliefert,
und die Ausgaben der Multiplizieret 344 und 346 entsprechend
an saturierende Akkumulatoren 374 und 376 für den Q-Kanal.
Die saturierenden Akkumulatoren bzw. Sättigungsakkumulatoren 370, 372, 374 und
376 akkumulieren
die eingegebenen Informationen über
eine "q" Walsh-Chips umfassende
Periode. In einer bevorzugten Implementierung wird jede Akkumulation über 64 Walsh-Chips
(q = 64) ausgeführt,
d. h. über
eine Walsh-Symbol-Periode. Die
q-bit I-Kanal-Akkumulator-Ausgaben werden an Quadrierschaltungen 380 und 382 für den I-Kanal
geliefert, und die q-bit Q-Kanal-Akkumulator-Ausgaben
an Quadrierschaltungen 384 und 386 für den Q-Kanal.
Eine Schätzung
der Energie des rechten Strahls wird erlangt, indem die I-Kanal- und Q-Kanal-Ausgaben
der Quadrierschaltungen 380 und 384 innerhalb
eines Summierers 392 kombiniert werden. Gleichermaßen wird
die Energie des linken Strahls geschätzt, indem die I-Kanal- und
Q-Kanal-Ausgaben der Quadrierschaltungen 382 und 386 innerhalb
eines Summierers 394 kombiniert werden. Ein Strahl-Fehlersignal
wird durch eine digitale Differenzschaltung 396 basierend
auf der Differenz zwischen den durch die Summierer 394 und 392 entsprechend
erzeugten Energien des rechten und des linken Strahls erzeugt. Das
Vorzeichen und der Betrag des Strahl-Fehlersignals sind abhängig von
den Ergebnissen der Walsh-Demodulationen für den rechten und den linken
Strahl, die entsprechend durch die Multipliziererpaare 342, 346 und 340, 344 durchgeführt werden.
Ist beispielsweise die Abtastphase des A/D-Wandlers (5A)
so eingestellt, daß der
Betrag der Walsh-Demodulation des linken Strahls den Betrag der
Walsh-Demodulation des rechten Strahls übersteigt, dann wird das Strahl-Fehlersignal
positiv sein. Gleichermaßen
wird, wenn der Betrag der Walsh-Demodulation des rechten Strahls
den Betrag der Walsh-Demodulation des linken Strahls übersteigt,
das Strahl-Fehlersignal negativ sein.
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Das durch einen gegebenen Empfängerfinger
erzeugte Tracking-Signal ermöglicht
die Einstellung eines Satzes von Strahlen, die dem gegebenen Finger
zugewiesen sind. Wie zuvor bereits festgestellt dient die Schaltmatrix 228 dazu,
einen Satz benachbarter Strahlen (z. B. Bi–1,
Bi und Bi+1) jedem
Empfängerfinger
zuzuordnen.
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Das Strahl-Tracking-Netzwerk 240 (5B), das mit einem bestimmten
Diversity-Empfänger 232 assoziiert
ist, liefert Strahlschaltsignale an den Controller 244 auf
Basis der Tracking-Signale, die von jedem Finger des Empfängers 232 empfangen
werden. Als eine Folge kann der Controller 244 die Schaltma trix 228 periodisch
anweisen, die Strahlrichtung eines gegebenen Fingers um eine Strahlbreite
zu verschieben. Falls einem gegebenen Finger zuvor die Strahlen
Bi–1,
Bi und Bi+1 zugeordnet
waren, kann er auf die Strahlen Bi–1,
Bi und Bi+2 ansprechend
auf die Erzeugung eines spezifischen Strahlschaltsignals umgeschaltet
werden. Auf diese Weise wird erreicht, daß jeder Empfängerfinger
ein räumliches
Tracking für
das einfallende Multipfad-Signal, dem dieser Finger zugeordnet ist,
ausführen
kann.
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Es wird erneut 8 betrachtet. Das Strahl-Tracking-Netzwerk 240a weist
einen Satz von Strahl-Tracking-Akkumulatoren 240ai ,
i = 1 bis K, auf, die mit jedem der K Empfängerfinger des Diversity-Empfängers 232a assoziiert
sind. Jeder Strahl-Tracking-Akkumulator 240ai ,
verarbeitet das Strahl-Fehlersignal, welches durch den Rechts/Links-Strahlprozessor
innerhalb des damit assoziierten Fingers erzeugt wird. Wie weiter
unten mit Bezug auf 11 beschrieben
wird das in einem bestimmten Finger des Empfängers 232a erzeugte
, Stahl-Fehlersignal unter bestimmten Bedingungen verwendet, um
ein Akkumulationsregister innerhalb des korrespondierenden Strahl-Tracking-Akkumu-IatoTs 240ai zu inkrementieren/dekrementieren.
Wenn das Akkumulationsregister überläuft unterläuft, wird
ein Strahlschaltsignal an den Controller 244 geliefert,
und der Satz von Strahlen, die dem Empfängerfinger durch die Schaltmatrix 228 zugeordnet
sind, wird entsprechend justiert bzw. angepaßt.
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Im folgenden wird 10 betrachtet. Dort wird eine Blockdiagramm-Repräsentation
des Strahl-Tracking-Akkumulators 240a1 gezeigt,
der mit dem ersten Empfängerfinger 300 (8) des Diversity-Empfängers 232a assoziiert
ist. Der Strahl-Tracking-Akkumulator 240a1 beinhaltet
ein Eingaberegister 402, an welches der Walsh-Symbol-Hypothesen-Index
Imax geliefert wird, welche durch den Maximumdetektor-Block 316 erzeugt wird,
und an welches ferner das Strahlfehlersignal von Rechts/Links-Strahlprozessor 320 geliefert
wird. Diese Werte werden innerhalb des Registers 402 gespeichert,
bis der Diversity-Kombinierer 312 eine
endgültige "harte Entscheidung" basierend auf den
Walsh-Symbol-Hypothesen, die durch jeden Empfängerfinger erzeugt werden,
getroffen hat, und zwar betreffend den tatsächlichen Index (Imax') des empfangenen
Walsh-Symbols. Nach Verfügbarwerden
des Index Imax' vom Diversity-Kombinierer 312, aktiviert
eine Index-Verfügbar-Leitung Iav (index available) das Liefern des gespeicherten
Wertes Imax an einen digitalen Komparator
und das Empfangen des gespeicherten Strahlfehlersignals durch ein
Pufferregister 408.
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Falls der Komparator 406 bestimmt,
daß Imax und Imax' äquivalent sind, wird einer
Leitung 407 ein Ausgabe-Freigabesignal aufgeprägt, welches
dazu führt,
daß das
innerhalb des Pufferregisters 408 gespeicherte Fehlersignal
zum Inhalt eines Akkumulatorregisters 410 addiert wird.
Wenn der Inhalt des Akkumulatorregisters 410 über einen
oberen Schwellwert überläuft oder
einen niederen Schwellwert unterläuft, wird ein Strahlschaltsignal
mit der geeigneten Polarität
an den Controller 244 geliefert. Ansprechend auf den Empfang
eines Strahlschaltsignals sendet der Controller 244 eine
RESET Anweisung (RÜCK-SETZ Anweisung),
welche dazu führt,
daß der
Akkumulator 410 gelöscht
wird. Eine RESET Anweisung wird ebenfalls vorgesehen, wenn ein Empfänger "außer Sperre" bzw. "außer Arretierung" ("out of lock") bezüglich der
empfange- , nen Symboldaten gerät,
d. h. wenn der Komparator 406 bestimmt, daß Imax nicht äquivalent zu Imax' ist.
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F. Kreisförmiges Antennenfeld
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In 11 wird
eine illustrative Repräsentation
eines kreisförmigen
bzw. zirkularen Antennenfeldes 500 geliefert. Es wird angenommen,
daß das
kreisförmige
Feld einen Radius R hat und 2N gleichmäßig beabstandete Antennenelemente
Ej, i = 1 bis 2N mit den folgenden Koordinatenorten
aufweist:
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Das kreisförmige Feld
500 kann
durch ein Verstärkungsmuster
G(Θ – Φ
i) charakterisiert werden, worin Θ die Einfallsrichtung
des einfallenden elektromagnetischen Signals S bezeichnet und worin Φ
i die Position des Antennenelements E
i anzeigt. Wie sich aus
11 ergibt, trifft das Signal S zu verschiedenen
Zeiten bei jedem der Antennenelemente E
i ein.
Die Zeitverzögerung τ
i zwischen
dem Eintreffen des einfallenden Signals S im Zentrum C des Feldes
500 und
dem Eintreffen beim Element E
i kann ausgedrückt werden
als:
Außerdem wird die empfangene,
durch das Element E
i beim Empfang des einfallenden
Signals S erzeugte Signalenergie X
i(t) gegeben
durch:
worin f
c die
Mittenfrequenz des einfallenden Signals S ist und worin α
i die
Phasenverschiebung aufgrund räumlicher
Trennung zwischen den Antennenelementen E
i und
E
i–1 repräsentiert.
Wenn angenommen wird, daß τ
i viel
kleiner als eine PN Chip-Periode ist, dann bleibt die Größe S(t – τ
i)
relativ konstant über
den Bereich 1 ≤ i ≤ 2N. In einem
Ausführungsbeispiel
wird der Antennenradius kleiner als ungefähr 30 Meter gewählt, und
folglich wird die Verzögerung τ
i in
der Größenordnung
eines Bruchteils einer Nanosekunde liegen. Damit gilt:
Das resultierende zusammengesetzte
Empfangssignal Y(t), welches durch das Feld erzeugt wird, kann ausgedrückt werden
als:
worin w
i das
Gewicht bezeichnet, welches der Signalenergie X
i(t)
vom Antennenelement E
i zugeordnet ist. Innerhalb
eines Feld-StrahlverarbeitungsnetzWerks (nicht dargestellt) werden
die Signale X
i(t) gewichtet, um das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (S/N)
der durch das Feld empfangenen Energie zu maximieren. Das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis S/N
ist proportional zu Y(t)/I
T(t), wobei der
Parameter I
T(t) repräsentativ für die gesamte Interferenzleistung
ist, die durch alle Antennenelemente E
i innerhalb
des Felds empfangen wird. Der Parameter I
T(t)
is definiert als:
worin I
i(t)
mit der Interferenzleistung korrespondiert, die vom i-ten Feldelement
E
i empfangen wird. Eine Gewichtsoperation,
vorgesehen zum maximieren des S/N-Verhältnisses einer empfangenen
Signalenergie, kann in Übereinstimmung
mit wohlbekannten Felddesignverfahren ausgeführt werden, wie beispielsweise
beschrieben durch Pillai, S. Unnikrishna, in Array Signal Processing,
Seiten 16–17,
Springer Verlag, New York, N.Y. (1989).
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Es sei angemerkt, daß die vorliegende
Erfindung nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele
beschränkt
ist. Es ist vorstellbar, daß verschiedene
Modifikationen und Variationen vorgenommen werden können, ohne
außerhalb
des Schutzbereiches der vorliegenden Erfindung zu fallen, der ,
durch die Patentansprüche
bestimmt wird.