DE60018371T2

DE60018371T2 - Sende-Diversity Vorrichtung und Verfahren

Info

Publication number: DE60018371T2
Application number: DE60018371T
Authority: DE
Inventors: Roger David Long Valley Benning; R. Michael Morristown Buehrer; Robert Atmaran Soni
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1999-12-15
Filing date: 2000-12-04
Publication date: 2006-04-13
Anticipated expiration: 2020-12-05
Also published as: CA2326865A1; CA2326865C; KR20010062463A; CN1304217A; EP1109331A3; US6594226B1; DE60018371D1; JP2001237750A; EP1109331A2; ATE290272T1; EP1109331B1; AU7209400A; CN1209884C; JP4076717B2; KR100389489B1; BR0005817A

Description

Verwandte Anmeldung
Ein verwandter Gegenstand ist in der folgenden Anmeldung offenbart und dem gleichen Rechtsnachfolger der hiesigen Anmeldung US-Patentanmeldung Serien-Nr. 09/294,661 mit der Bezeichnung „Method and Apparatus For Downlink Diversity in CDMA Using Walsh Codes" (Verfahren und Vorrichtung für Abwärtsstrecken-Diversity in CDMA unter Verwendung von Walsh-Codes), Erfinder R. Michael Buehrer, Robert Atmaram Soni und Jiann-an Tsai, eingereicht am 19. April 1999, zugewiesen.
Stand der Technik
Drahtlose Kommunikationssysteme der dritten Generation umfassen Leistungsverbesserungsverfahren auf der Abwärtsstrecke (d.h. der Kommunikationstrecke von einer Basisstation zu einer Mobilstation). Ein Verfahren zur Verbesserung der Abwärtsstreckenleistung besteht darin, ein (hier auch als Diversity-Gewinn bezeichnetes) Sende-Diversity-Verfahren zu benutzen.
Sende-Diversity kann zur Verbesserung von Schwundverteilung im Empfangssignal benutzt werden und wird typischerweise unter Verwendung einer Antennenfeldkonfiguration mit M Antennenelementen, die weit voneinander beabstandet sind und identische Signale übertragen. Durch weites Beabstanden der Antennenelemente wird der Schwund verteilt, da jedes der Signale einen unterschiedlichen Weg von seinem Sendeantennenelement zur Mobilstation durchlaufen wird und ein unterschiedliches Verzerrungs- oder Schwundverfahren erfahren wird. So empfängt die Mobilstation identische Signale, die durch unterschiedliche Schwundprozesse oder Verzerrungen beeinflußt sind. Da jedes Signal einen anderen Verzerrungs- oder Schwundprozeß erfahren sollte, verringert sich die Wahrscheinlichkeit, daß alle Signale tiefen Schwunderscheinungen unterzogen werden. So ist die Schwundverteilung verbessert.
Wenn die Empfangssignale von der Mobilstation richtig kombiniert werden, ist das Ergebnis ein Signal mit einer verbesserten Bitfehlerrate aufgrund der verbesserten Schwundverteilung, obwohl das durchschnittliche Signal-Rausch-Verhältnis annähernd das gleiche bleibt, als wenn keine Sende-Diversity eingesetzt wäre. Zum Kombinieren der Empfangssignale muß die Mobilstation in der Lage sein, die einzelnen Empfangssignale voneinander zu trennen. Trennen der einzelnen Empfangssignale ist schwierig, wenn die Signale unter Verwendung einer gleichen Frequenz übertragen wurden. Zur Übertragung der einzelnen Signale können unterschiedliche Frequenzen benutzt werden, so daß die Trennung der Empfangssignale leichter ist. Ein derartiges Verfahren verbraucht jedoch zusätzliche Bandbreite, was unerwünscht ist. Zur Übertragung der Signale in CDMA-Systemen (Code Division Multiple Access) mit Laufzeit-Diversity-Verfahren kann eine gleiche Frequenz benutzt werden, wodurch Signale durch lange Spreizcodes getrennt werden könnten. Obwohl keine zusätzliche Bandbreite verbraucht wird, verursacht dieses Verfahren eine gegenseitige Störung aufgrund der absichtlich durch die Laufzeit-Diversity-Verfahren erzeugten Mehrwegeübertragungen.
Ein Verfahren zum Vermeiden des Problems gegenseitiger Störung ist orthogonale Sende-Diversity, die nur auf codierte Systeme anwendbar ist. Orthogonale Sende-Diversity bedeutet die Übertragung von abwechselnden Datenbit, die mit unterschiedlichen Walsh-Codes von unterschiedlichen Antennenelementen moduliert sind. Diversity wird im Decodierungsverfahren erreicht, wenn ein Faltungscode mit einem Viterbi-Decoder eingesetzt wird, aber nicht an den Datenbit selbst, da die Antennenelemente nur abwechselnde Datenbit (und nicht alle Datenbit oder das gesamte Signal) übertragen. In Systemen mit schwachen Faltungs- oder sonstigen Fehlerkorrekturcodes (beispielsweise aufgrund von Punktierung) kann die durch orthogonale Sende-Diversity-Verfahren gewonnene Leistung geschwächt werden.
Die Schwäche von orthogonaler Sende-Diversity kann unter Verwendung eines Verfahrens überwunden werden, das hier als Raumzeitspreizung (STS – Space Time Spreading) bezeichnet wird. STS bedeutet Übertragung aller Datenbit (aber nicht unbedingt die gleichen Darstellungen der Datenbit) auf zwei Antennenelementen unter Verwendung unterschiedlicher Walsh-Codes, wodurch Diversity an den Daten erreicht wird. Zum Erreichen von Diversity ist keine Codierung erforderlich (obwohl Codierung trotzdem benutzt werden kann), so wird die Diversity nicht verschlechtert, wenn die Codierung schwach ist.
1 zeigt ein drahtloses Kommunikationssystem 10 mit STS. Das drahtlose Kommunikationssystem 10 umfaßt mindestens eine Basisstation 12 mit zwei Antennenelementen 14-1 und 14-2, wobei die Antennenelemente 14-1 und 14-2 weit beabstandet sind, um Sende-Diversity zu erreichen. Die Basisstation 12 empfängt ein Signal S zum Übertragen zur Mobilstation 16. Das Signal S ist abwechselnd in Signale s_e und s_o eingeteilt, wobei das Signal s_e geradzahlige Datenbit und das Signal s_o ungeradzahlige Datenbit umfaßt. Die Signale s_e und s_o werden verarbeitet, um Signale S^14-1 und S^14-2 zu erzeugen. Insbesondere wird s_e mit Walsh-Code w₁ multipliziert, um Signal s_ew₁ zu erzeugen; eine Konjugierte des Signals s_o wird mit Walsh-Code w₂ multipliziert, um Signal s_o*w₂ zu erzeugen; das Signal so wird mit Walsh-Code w₁ multipliziert, um s_ow₁ zu erzeugen; und eine Konjugierte des Signals s_e wird mit Walsh-Code w₂ multipliziert, um s_e*w₂ zu erzeugen. Das Signal s_ew₁ wird zum Signal s_o*w₂ hinzuaddiert, um das Signal S^14-1 zu erzeugen (d.h. S^14-1 = s_ew₁ + s_o*w₂), und das Signal s_e*w₂ wird vom Signal s_ow₁ abgezogen, um das Signal S^14-2 zu erzeugen (d.h. S^14-2= s_ow₁ – s_e*w₂). Die Signale S^14-1 und S^14-2 werden über Antennenelemente 14-1 bzw. 14-2 übertragen.
Die Mobilstation 16 empfängt das Signal R mit γ₁(S^14-2) + γ₂(S^14-2), wobei γ₁ und γ₂ mit der Übertragung von Signalen S^14-1 und S^14-2 von Antennenelementen 14-1 bzw. 14-2 zur Mobilstation 16 verbundene Verzerrungsfaktorkoeffizienten sind. Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ₁ und γ₂ können unter Verwendung von Pilotsignalen geschätzt werden, wie in der Technik wohlbekannt ist. Von der Mobilstation 16 wird das Signal R mit Walsh-Codes w₁ und w₂ decodiert, um jeweils folgende Ausgaben zu erzeugen: W1 = γ1se + γ2so Gleichung 1 W2 = γ1so* + γ2se* Gleichung 1a
Unter Verwendung der folgenden Gleichungen können Schätzungen von Signalen s_e und so, d. h. ŝ_e und ŝ_o, erhalten werden: Ŝe = γo1 W1 – γ2Wo2 = se(|γ1|2 + |γ2|2) + Rauschen Gleichung 2 Ŝo = γo2 W1 – γ1Wo2 = so(|γ1|2 + |γ2|2) + Rauschen Gleichung 2a
Zum Verbessern des Diversity-Gewinns läßt sich STS jedoch nicht auf natürliche Weise auf mehr als zwei Antennenelemente skalieren, ohne die Datenrate verringern zu müssen. Dementsprechend besteht ein Erfordernis zum Verbessern von Diversity-Gewinn ohne Verringerung der Datenrate.
Kurze Beschreibung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verbessern von Diversity-Gewinn ohne Verringerung der Datenrate durch Steigern der Anzahl von Antennenelementen zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses an einem Empfänger. Bei einer Ausführungsform wird die vorliegende Erfindung unter Verwendung eines Antennenfeldes mit einer ersten Antennengruppe mit mindestens zwei Antennenelementen und einer zweiten Antennengruppe mit mindestens einem Antennenelement eingesetzt. Die erste und zweite Antennengruppe sind annähernd zehn Trägerwellenlängen oder mehr voneinander beabstandet, und die zur ersten Antennengruppe gehörenden Antennenelemente sind annähernd eine halbe Trägerwellenlänge oder weniger voneinander beabstandet.
Ein Signal wird zum Übertragen über das Antennenfeld verarbeitet, indem zuerst eine Mehrzahl von Datenströmen aus dem Signal erzeugt wird. Eine erste Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen wird aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet und eine zweite Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen wird aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet. Jede der ersten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen wird phasenverschoben und unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes codiert, und jede der zweiten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen wird unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes codiert, wobei ein unterschiedlicher orthogonaler Code zum Kodieren von repräsentativen Datenströmen der ersten und zweiten Mehrzahl von aus einem gleichen Datenstrom der Mehrzahl von Datenströmen erzeugten repräsentativen Datenströmen benutzt wird, und die erste und zweite Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen Repräsentanten der Mehrzahl von Datenströmen sind, die die Wiedergewinnung der Mehrzahl von Datenströmen an einem Empfänger nach Kodierung und Übertragung ermöglichen. Dabei wird die codierte und phasenverschobene erste Mehrzahl repräsentativer Datenströme über die erste Antennengruppe und die codierte zweite Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen über die zweite Antennengruppe übertragen.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird zusammen mit der codierten und phasenverschobenen ersten Mehrzahl repräsentativer Datenströme ein Pilotsignal über jedes zur ersten Antennengruppe gehörende Antennenelement übertragen und wird zusammen mit der über jedes zur ersten Antennengruppe gehörende Antennenelement übertragenen codierten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen ein Pilotsignal übertragen. Das über jedes Antennenelement in der ersten und zweiten Antennengruppe übertragene Pilotsignal kann (bezüglich von an jedes Pilotsignal oder jede Folge von jedes Pilotsignal umfassenden Bit angelegten orthogonalen Codes) identisch oder unterschiedlich sein.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden bei Bezugnahme auf die nachfolgende Beschreibung, die beiliegenden Ansprüche und die begleitenden Zeichnungen besser verständlich werden. In den Zeichnungen zeigt
1 ein drahtloses Kommunikationssystem mit Raumzeitspreizungsverfahren gemäß des Standes der Technik;
2 ein drahtloses Kommunikationssystem mit CDMA-Verfahren (Code Division Multiple Access) gemäß der vorliegenden Erfindung;
3 einen Übertragungsprozeß gemäß der vorliegenden Erfindung; und
4 und 5 schematische Diagramme von Sendern zur Signalverarbeitung an einer Basisstation, die mit einer Antennenfeldkonfiguration mit zwei Gruppen und zwei Antennenelementen je Gruppe gemäß einer Ausführungsform ausgerüstet ist.
Ausführliche Beschreibung
2 zeigt ein drahtloses Kommunikationssystem 20 mit CDMA-Verfahren (Code Division Multiple Access) gemäß der vorliegenden Erfindung. Das drahtlose Kommunikationssystem 20 umfaßt mindestens eine Basisstation 22 mit einem Antennenfeld 23 und einem Sender 24. Das Antennenfeld 23 umfaßt Antennengruppen 24-n, wobei n = 1,...,N und N ≥ 2. Jede Gruppe 24-n weist Antennenelement 26-m∈n auf, wobei m ein Antennenelementindex für die zugehörige Gruppe 24-n, m∈n=1,...M∈n und ∑M∈n ≥ N + 1 ist (d.h. M∈n ≥ 1 aber M∈n ≥ 2 für mindestens eine Gruppe 24-n). Man beachte, daß M∈n ein anderer Wert für unterschiedliche Antennengruppen 24-n sein kann. Die Basisstation 22 benutzt eine Antennenfeldkonfiguration und ein auf der Antennenfeldkonfiguration beruhendes Signalverarbeitungsverfahren zum Erzielen von N-fachen Diversity-Gewinn bei gleichzeitigem Erhöhen des Signal-Rausch-Verhältnisses um ein durchschnittliches M-Faches wie hier beschrieben werden wird.
Das Antennenfeld 23 ist auf folgende Weise konfiguriert, um N-fachen Diversity-Gewinn und eine durchschnittliche M-fache Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses zu ermöglichen. Als erstes sind die Gruppen 24-n in einem genügenden Abstand voneinander beabstandet, so daß von unterschiedlichen Gruppen übertragene Signale unabhängigen bzw. unkorrelierten Schwund erfahren und dadurch einen N-fachen Diversity-Gewinn ermöglichen. Zweitens sind die zu einer gleichen Gruppe 24-n gehörenden Antennenelemente 26-m∈n eng beabstandet, so, daß von diesen Antennenelementen 26-m∈n übertragene Signale korrelierten Schwund erfahren und dadurch eine durchschnittliche M-fache Signal-Rausch-Verbesserung ermöglichen, wenn die Antennenelemente 26-m∈n gleichphasig sind.
In einem erläuternden Beispiel umfaßt das Antennenfeld 23 zwei Gruppen 24-1 und 24-2, wobei die Gruppe 24-1 Antennenelemente 26-1 ∈ 1 und 26-2 ∈ 1 und die Gruppe 24-2 Antennenelemente 26-1 ∈ 2 und 26-2 ∈ 2 aufweist. Die Gruppen 24-1 und 24-2 sind annähernd zehn Trägerwellenlängen (10λ) oder mehr voneinander beabstandet, die Antennenelemente 26-1 ∈ 1 und 26-∈ 1 sind annähernd eine halbe Trägerwellenlänge (λ/2) beabstandet und die Antennenelemente 26-1 ∈ 2 und 26-2 ∈ 2 sind annähernd eine halbe Trägerwellenlänge (λ/2) beabstandet. Obwohl der genaue Elementabstand zwischen Antennen nicht entscheidend ist, ist es nicht wünschenswert, daß der Elementabstand zwischen Antennen größer als eine halbe Trägerwellenlänge beträgt, da dies zu Gitterkeulen führen könnten (Grating Lobes). Um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, wird das erläuternde Beispiel hier auch zur Beschreibung des Signalverarbeitungsverfahrens bezüglich eines einzigen Signals S zu beschreiben, das für die Mobilstation 28 bestimmt ist (wobei für andere Mobilstationen bestimmte Signale außer acht gelassen werden).
Das Signalverarbeitungsverfahren beruht auf der Antennenfeldkonfiguration und ist im Sender 24 verkörpert, der eine beliebige Kombination von Software und/oder Hardware wie beispielsweise ASIC, DSP, Zwischenverstärkern, Mischern, Modulatoren, Filtern und Summierern zur Verarbeitung des Signals S gemäß der vorliegenden Erfindung sein kann. Zum Signalverarbeitungsverfahren gehört das Codieren von aus dem Signal S erzeugten repräsentativen Datenströmen mit Walsh- (oder sonstigen orthogonalen) Codes, so, daß das Signal S an der Mobilstation 28 (oder einem anderen Empfänger) wiedergewonnen werden kann, und das Phasenverschieben der repräsentativen Datenströme zum Verbessern des Signal-Rausch-Verhältnisses an der Mobilstation 28. Im ersten Teil des Signalverarbeitungsverfahrens wird das Signal S zur Übertragung über das Antennenfeld 23 so verarbeitet, daß es an der Mobilstation 28 wiedergewonnen werden kann. Als erstes werden D Datenströme s_d aus dem Signal S erzeugt, wobei d = 1,...,D ist und D N aufgerundet zur nächsten Zweierpotenz ist. Im erläuternden Beispiel kann das Signal S als Alternative in zwei Datenströme s₁ und s₂ aufgeteilt sein, d.h. D = 2. Man beachte, daß Datenströme s_d aus dem Signal S auf eine andere Weise als wechselweises Teilen des Signals S erzeugt werden kann. Beispielsweise kann jeder Datenstrom s_d alle das Signal S umfassenden Bit enthalten, einige oder alle Datenströme s_d können Bit enthalten, die sich in anderen Datenströmen befinden, Bit in jedem Datenstrom s_d können wiederholt und/oder invertiert sein, usw.
Als nächstes wird ein Repräsentant jedes Datenstroms s_d unter Verwendung von Walsh-Codes w_r zur Übertragung über jedes Antennenelement 26-m∈n codiert, wobei r = 1,...,R und R ≥ D ist. Die Art und Weise, auf die die Repräsentanten jedes Datenstroms s_d codiert werden, beruht auf den folgenden drei Ideen. Als erstes werden für Datenströme s_d, die über Antennenelemente 26-m∈n übertragen werden, die zu einer gleichen Gruppe 24-n gehören, Repräsentanten unterschiedlicher Datenströme s_d mit unterschiedlichen Walsh-Codes w_r multipliziert. Als zweites werden für Datenströme s_d, die über Antennenelemente 26-m∈n übertragen werden, die zu unterschiedlichen Gruppen 24-n gehören, Repräsentanten der gleichen Datenströme s_d mit unterschiedlichen Walsh-Codes w_r multipliziert. Als drittes werden die zur Übertragung über jedes Antennenelement 26-m∈n codierten Repräsentanten von Datenströmen s_d (hier auch als „repräsentative Datenströme f_g(s_d) bezeichnet) aus der folgenden Menge gewählt
(wobei das Sternchen * anzeigt, daß das Glied eine transponierte Konjugierte ist), so daß
wobei die oberen Indizes die Antennengruppe 24-n anzeigen, über die der Datenstrom s_d übertragen wird, n' = 1,..., N, n' ≠ n, d' = 1,..., D und d' ≠ d. Man beachte, daß die dritte Codierungsidee das Wählen von repräsentativen Datenströmen f_g(s_d) bedeutet, so daß Datenströme s_d mathematisch wiedergewonnen werden können, d.h. die Glieder heben sich auf, nach Codierung an der Mobilstation 28.
Die oben beschriebenen drei Codierungsideen können als Alternative unter Verwendung der Übertragungsmatrix T erläutert werden, beispielsweise für die beispielhafte Antennenfeldkonfiguration mit zwei Gruppen und das Signal S:
Dabei weist die Übertragungsmatrix T folgende Eigenschaften auf: jede Spalte entspricht einer Antennengruppe 24-n und enthält repräsentative Datenströme f_g(s_d) für jeden über die entsprechende Antennengruppe 24-n zu übertragenden Datenstrom s_d (z.B. s n / d und s n* / d* werden über zur Gruppe 24-n gehörende Antennenelemente und s n* / d* und –s n* / d werden über zur Gruppe 24-n*) gehörende Antennenelemente übertragen); keine Zeile oder Spalte sollte mehr als einen Repräsentanten eines gleichen Datenstroms s_d enthalten, und jede mit transponierten Konjugierten einer anderen Spalte multiplizierte Spalte ergibt einen Wert Null (z. B. s n / d s n / *d* + s n* / d* (– s n* / d*) = 0), d.h. Datenströme s_d können nach Codierung an der Mobilstation 28 mathematisch wiedergewonnen werden. Jede Zeile repräsentativer Datenströme f(s_d) in der Übertragungsmatrix T wird mit einem unterschiedlichen Walsh-Code w_r multipliziert. Durch Multiplizieren jeder Zeile der Übertragungsmatrix T mit einem unterschiedlichen Walsh-Code w_r werden die obenerwähnten drei Codierungsideen erfüllt.
Es versteht sich, daß die obenerwähnten Eigenschaften der Übertragungsmatrix für eine unterschiedliche Anzahl von Gruppen 24-n und/oder eine unterschiedliche Anzahl von Mobilstationen (oder Signalen S zur Übertragung) die gleichen bleiben würden, sich aber die Größe der Übertragungsmatrix T ändern würde. Bei einer Ausführungsform würde die Übertragungsmatrix für N Gruppen von Antennenelementen und Z Mobilstationen N Spalten und D × Z Anzahl von Zeilen aufweisen. Wenn es beispielsweise eine Mobilstation und drei Antennengruppen 24-n (d.h. N = 3) geben würde, würde jedes Signal S für jede Mobilstation in vier Datenströme aufgespaltet werden (d.h. D = 4). Die entsprechende Übertragungsmatrix würde drei Spalten und vier Zeilen aufweisen (d.h. D × Z = 4), wobei jeder Datenstrom s_d für jede Mobilstation sich in jeder Spalte aber nicht in jeder Zeile befinden würde.
Bei Anwendung der Variablen des erläuternden Beispiels würde die Übertragungsmatrix T wie folgt aussehen:
Die repräsentativen Datenströme f(s_d) in Zeile Eins und Zwei werden mit Walsh-Codes w₁ bzw. w₂ multipliziert, um Signale s 1 / 1 w₁, s 1* / 2 w₂, s 2 / 2 w₁ und –s 2* / 1 w₂ zu erzeugen, wobei Signale s 1 / 1 w₁ und s 1* / 2 w₂ über Antennengruppen 24-1 und die Signale s 2 / 2 w₁ und –s 2* / 1 w₂ über Antennengruppe 24-2 übertragen werden. Als Alternative können die repräsentativen Datenströme s 2 / 2 und/oder –s 2* / 1 in der Spalte Zwei mit anderen Walsh-Codes als Walsh-Codes w₁ bzw. w₂ multipliziert werden, solange wie die Walsh-Codes sich von den zur Codierung jeweiliger repräsentativer Datenströme s 1* / 2 und/oder s 1 / 1 in der Spalte Eins benutzten Walsh-Codes unterscheiden.
Zum zweiten Teil des Signalverarbeitungsverfahrens gehört Phasenverschieben der Datenströme s_d (bzw. ihrer Repräsentanten) zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses an der Mobilstation 28. Dieser Teil benutzt komplexe Gewichte ν_m∈n zum Phasensynchronisieren der Antennenelemente 26-m∈n, so daß von einer gleichen Gruppe 24-n übertragene Signale phasengleich an der Mobilstation 28 ankommen. Jedes Antennenelement 26-m∈n weist ein zugehöriges komplexes Gewicht ν_m∈n mit einer gleichphasigen Komponente c 1 / m∈n und einer quadraturphasigen Komponente c Q / m∈n auf, wie in der Technik wohlbekannt ist. Komplexe Gewichte von ν_m∈n sind gleich
gesetzt, um das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR – Signal-to-Noise Ratio) an der Mobilstation 28 zu maximieren, wobei θ_m∈n eine Phasendifferenz zwischen von den Antennenelementen 26-m∈n gesendeten Signalen aus der Sicht der Mobilstation 28 darstellt. Für Erläuterungszwecke sind hier zwei Verfahren zur Bestimmung von komplexen Gewichten ν_m∈n offenbart. Dies ist nicht als Begrenzung der vorliegenden Erfindung auf irgendwelche Weise auszulegen.
In einem ersten Verfahren beruhen komplexe Gewichte ν_m∈n auf Schätzungen von θ_m∈n aus Aufwärtsstreckeninformationen. Dieses Verfahren erfordert ein phasengesteuertes Antennenfeld auf der Aufwärtsstrecke zum Messen von θ up / m∈n was θ_m∈n für die Aufwärtsstrecke ist. Nach Messen von θ up / m∈n kann die folgende Gleichung zum Schätzen von θ₀ benutzt werden, was einen Ankunftswinkel für ein Aufwärtsstreckensignal, d.h. einen zwischen einer von der Basisstation 22 zur Mobilstation 28 gezeichneten Linie und dem Antennenfeld 23 gebildeten geometrischen Winkel, darstellt:
wobei d_m∈n die Entfernung zwischen den Antennenelementen 26-m∈n und einem willkürlichen Bezugspunkt ist und λ^up eine Trägerwellenlänge für das Aufwärtsstreckensignal darstellt. Beim Schätzen von θ₀ werden komplexe Gewichte ν_m∈n wie folgt gesetzt
wobei λ^down eine Trägerwellenlänge für ein Abwärtsstreckensignal darstellt. Man beachte, daß bei diesem Verfahren zur Bestimmung von komplexen Gewichten ν_m∈n angenommen wird, daß die Abstände zwischen Antennenelementen 26-m∈n innerhalb einer gleichen Gruppe 24-n bekannt sind, die Antennenelemente 26-m∈n in einer gleichen Gruppe 24-n phasenangepaßt sind und zwischen Aufwärtsstrecken-Ankunftswinkeln und Abwärtsstrecken-Ankunftswinkeln Symmetrie besteht. Solche Annahmen sind angemessen oder können leicht durch Eichung erhalten werden, wie in der Technik bekannt ist.
Das zweite Verfahren zur Bestimmung von komplexen Gewichten ν_m∈n beruht auf dem Empfang von Informationen bezüglich Phasen, mit denen vom Antennenfeld 23 übertragene Signale an der Mobilstation 28 ankommen. Diese Informationen werden hier auch als „Rückmeldungsinformationen" bezeichnet und werden von der Mobilstation 28 über einen Aufwärtskanal zur Basisstation 22 übertragen. Da komplexe Gewichte ν_m∈n von dem Ankunftswinkel θ₀ an der Basisstation 22 abhängig sind, müssen komplexe Gewichte ν_m∈n nur mit der Änderungsgeschwindigkeit von θ₀ aktualisiert werden, die im Vergleich zu der Geschwindigkeit, mit der Kanäle schwinden, relativ langsam ist. So sind weniger Aktualisierungsinformationen bezüglich Änderungen von θ₀ erforderlich, und es wird geringere Kapazität (auf dem Aufwärtskanal) benötigt.
Für Erläuterungszwecke sind mehrere Verfahren von Rückmeldung offenbart. Es ist zu beachten, daß andere Rückmeldungsverfahren möglich sind, und die vorliegende Erfindung sollte daher nicht auf die hier beschriebenen begrenzt sein. Bei einem ersten Verfahren wird ein fest zugeordnetes (von allen Mobilstationen zu benutzendes) Pilotsignal auf jedem Antennenelement übertragen, wobei jedes Pilotsignal für das Antennenelement, von dem es übertragen wird, einmalig ist, z.B. der an jedem Antennenelement für das Pilotsignal benutzte Walsh-Code ist unterschiedlich. Bei Empfang der Pilotsignale werden von der Mobilstation 28 die Phasen aufgezeichnet und diese Aufzeichnungen für jedes empfangene Pilotsignal zur Basisstation 22 zurückgemeldet. Man beachte, daß die Mobilstation 28 Phasen für jedes empfangene Pilotsignal rückmelden könnte oder eine Phase eines Pilotsignals für ein Bezugs-Antennenelement in einer Gruppe zusammen mit Phasen anderer Pilotsignale für Antennenelemente innerhalb der Gruppe bezüglich des Bezugs-Antennenelements.
Bei einem zweiten Verfahren wird auch ein fest zugeordnetes Pilotsignal von jedem Antennenelement im Antennenfeld 23 übertragen, und nur die Phase eines Pilotsignals von einem Bezugs-Antennenelement wird von der Mobilstation 28 zur Basisstation 22 zurückgemeldet. Wenn der Elementabstand zwischen Antennen innerhalb einer Gruppe konstant ist, sollten sich die Phasen jedes Antennenelements um eine konstante Phase Δθ unterscheiden, was durch folgende Gleichung dargestellt ist:
Während dieses Verfahren einfacher ist und weniger Rückmeldung erfordert, ist es empfindlicher für nichtideale Elementbeabstandung zwischen Antennen.
Bei einem dritten Verfahren werden Änderungen der Phasen auf Grundlage vorhergehender Phasenmessungen zurückgemeldet. Dieses Verfahren erfordert einige Abstimmung zwischen einer Aktualisierungsrate, einer Aktualisierungsschrittgröße und Gedächtnis bei der Messung an der Mobilstation 28. Wenn das Gedächtnis zu lang ist, wird sich der Fehler vermehren, und an der Mobilstation wird ein unrichtiger Bezugswert für Rückmeldungsentscheidungen benutzt werden. Es ist ein Startpunkt erforderlich, der durch Einstellen einer anfänglichen absoluten Phase oder durch eine adaptive Schrittgröße erhalten werden kann.
Bei Verarbeitung und Phasenverschiebung jedes Datenstroms s_d gemäß dem oben beschriebenen Signalverarbeitungsverfahren werden Signale S^m∈n mit den sich ergebenden Datenströmen mit zugehörigen Leistungspegeln zusammen mit Pilotsignalen über Antennenelemente 26-m∈n übertragen. Der Rest der Anmeldung wird hier unter Bezugnahme auf das erläuternde Beispiel und Übertragungsmatrix T beschrieben. Der Einfachheit halber werden hiernach die Verweise q und k zur Bezugnahme auf zu Gruppe 24-1 und 24-2 gehörenden Antennenelemente 26-m∈1 und 26-m∈2 benutzt.
Beispielsweise beziehen sich Signale S^q und S^k auf über Antennenelement 26-m∈1 bzw. 26-m∈2 (oder Antennenelemente q bzw. k) zu übertragende Signale S^m∈n. Auf Grundlage des Signalverarbeitungsverfahrens der vorliegenden Erfindung sind Signale S^q durch folgende Gleichung definiert:
wobei P_q und P_q-pilot jeweilige Sendeleistungen für Signal S^q und ein Pilotsignal über das Antennenelement q darstellen; w_q-pilot ist ein für das Pilotsignal auf dem Antennenelement q benutzter Walsh-Code; w₁ und w₂ sind erweiterte Walsh-Codes, die der Mobilstation zugeordnet sind, für die das Signal S bestimmt ist; und w_q-pilot, w₁ und w₂ sind orthogonal zueinander. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist w₂ ein Komplement von w₁, d.h. w₂= w ₁, so daß nur ein Walsh-Code pro Mobilstation benutzt wird (bei einer Antennenfeldkonfiguration mit zwei Gruppen und zwei Antennenelementen je Gruppe).
Auf ähnlich weise sind Signale S^k durch folgende Gleichung definiert:
wobei P_k und P_k-pilot jeweilige Sendeleistung für das Signal S^k und ein Pilotsignal über das Antennenelement k darstellen; w_k-pilot ist ein für das Pilotsignal auf dem Antennenelement k benutzter Walsh-Code; und w_k-pilot, w₁ und w₂ sind orthogonal zueinander. Man beachte, daß keine einzelne Gewichtung über komplexe Gewichte ν_q und ν_k an das Pilotsignal angelegt wird, da alle Mobilstationen das gleiche Pilotsignal zum Schätzen von Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ₁ und γ₂ für die Antennengruppen 24-1 und 24-2 benutzen werden, wie noch beschrieben wird. Man beachte weiterhin, daß die Walsh-Codes w_k-pilot und W_k-pilot des Pilotsignals für einige oder alle Antennenelemente q und k identisch oder unterschiedlich sein können.
Die übertragenen Signale S^q und S^k kommen als Signal R an der Mobilstation 28 an. Man siehe 3, die den Übertragungsvorgang darstellt. Das Signal R wird durch folgende Gleichung dargestellt:
wobei γ₁ und γ₂ Verzerrungsfaktorkoeffizienten (bzw. zeitlich veränderliche multiplikative Verzerrung aufgrund von Rayleigh-Schwund) aus der Sicht der jeweiligen Gruppen 24-1 und 24-2,
darstellen, und Rauschen zeitlich und räumlich weißes komplexes Gaußsches Rauschen ist.
Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ₁ und γ₂ können unter Verwendung von Pilotsignalen geschätzt werden, wie in der Technik wohlbekannt ist. Insbesondere werden γ₁ und γ₂ unter Verwendung der folgenden Gleichungen geschätzt:
wobei Γ_q und Γ_k Integrationen des über Antennenelemente q und k übertragenen Pilotsignals sind und γ_q und γ_k die Verzerrungsfaktorkoeffizienten entsprechend den Antennenelementen q und k sind. Bei einer Ausführungsform sind γ₁ und γ₂ in der Gleichung 11 Verzerrungsfaktorkoeffizienten entsprechend einem aus einem einzelnen Bezugs-Antennenelement in Gruppe 24-1 und 24-2 geschätzten Pilotsignal oder Durch schnittsverzerrungsfaktorkoeffizienten entsprechend zwei oder mehr Antennenelementen in jeder Gruppe 24-1 und 24-2. Als Alternative können γ₁ und γ₂ dem zutreffenden γ_q und γ_k in der Gleichung 11 entsprechen.
Angenommen, die Kanalverzerrung ist über eine Integrationszeit statisch, dann werden durch Korrelieren des Empfangssignals R mit Walsh-Codes w₁ und w₂ (nach Entfernung eines langen Pseudozufallsrauschcodes) die Korrelationsausgaben W₁ und W₂ jeweils wie folgt erhalten:
wobei Rauschen₁' und Rauschen₂' Rauschen nach Korrelation mit Walsh-Codes w₁ bzw. w₂ darstellen.
Unter Verwendung der Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ₁ und γ₂ können Entscheidungsstatistiken zum Schätzen von s₁ und s₂, d.h. ŝ₁ und ŝ₂ erstellt werden. Diese Entscheidungsstatistiken sind wie folgt:
wobei f{•} eine entsprechende Entscheidungsfunktion ist und W₁* und W₂* transponierte Konjugierte von W₁ und W₂ darstellen.
Durch Erweitern der Gleichung 14 und Annahme einer perfekten Kanalkenntnis wird die Schätzung ŝ₁ wie folgt dargestellt:
Dasselbe geschieht für die Gleichung 14a, um die Schätzung ŝ₂ zu erhalten. Auf Grundlage der Schätzungen ŝ₁ und ŝ₂ kann das Signal S (bzw. S^q und/oder S^k) an der Mobilstation 28 wieder hergestellt werden.
Man erinnere sich, daß keine einzelne Gewichtung (auf mobilstations- oder benutzerindividueller Basis) von komplexen Gewichten ν_q und ν_z an die über Antennenelemente q und k übertragenen Pilotsignale angelegt wurden, da alle Mobilstationen das gleiche Pilotsignal zum Schätzen der Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ₁ und γ₂ benutzten. Bei der Verarbeitung von Empfangssignal R wird jedoch angenommen, daß die Pilotsignale ordnungsgemäß gewichtet worden sind – das heißt, die Mobilstationen schätzen Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ₁ und γ₂ unter Verwendung komplexer Gewichte
und
Da die Pilotsignale nicht ordnungsgemäß gewichtet worden sind, sind die komplexen Gewichte ν_q und ν_k nicht wirklich gleich
und
d.h. die Annahme ist falsch, und es wird Fehler bei der Verarbeitung des Signals an der Mobilstation 28 geben, die eine Leistungsabnahme verursachen.
Eine Weise zum Korrigieren dieses Problems ist das Zuweisen von einmaligen Pilotsignalen zu jeder Mobilstation, d.h. von benutzerindividuellen Pilotsignalen. Wenn benutzerindividuelle Pilotsignale zugewiesen werden würden, dann können komplexe Gewichte ν_q und ν_k an die Pilotsignale angelegt werden. So würde das übertragene Signal für die Mobilstation oder den Benutzer z über die Antennenelemente q und k folgendermaßen aussehen:
wobei W_{q-Pilot für
Benutzer z} und W_{k-Pilot für Benutzer
z} die zugewiesenen, über Antennenelemente q und k übertragenen Walsh-Codes des Pilotsignals für den Benutzer z darstellen.
An der Mobilstation 28 können Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ_q-z und γ_k-z für den Benutzer z unter Verwendung der folgenden Gleichungen geschätzt werden:
Die Signale s₁ und s₂ können mit den folgenden Gleichungen geschätzt werden:
4 und 5 zeigen schematische Diagramme von Sendern 40 und 50 für die Signalverarbeitung an der Basisstation 22 mit einer Antennenfeldkonfiguration mit zwei Gruppen, zwei Antennenelementen pro Gruppe gemäß einer Ausführungsform. Der Sender 40 umfaßt einen ersten Senderteil 42 und einen zweiten Senderteil 44 zur Signalverarbeitung an Gruppe 24-1 für Antennenelemente 24-1-1 und 24-1-2 und der Sender 50 umfaßt einen ersten Senderteil 52 und einen zweiten Senderteil 54 zur Signalverarbeitung an Gruppe 24-2 für Antennenelemente 24-2-1 bzw. 24-2-2.
Wie in 4 dargestellt umfaßt der erste Senderteil 42 eine Mehrzahl von Symbolwiederholern 402, 404, 406 und 408, Mischern 410, 412, 414, 416, 422, 424, 426, 428, 438 und 440, Summierern 418, 420, 430, 432 und 442 und Basisbandfiltern 434 und 436. Die Symbolwiederholer 402, 404, 406 und 408 empfangen eine Mehrzahl von Eingangssignalen Y_I1, Y_Q1, Y_I2 und Y_Q2, wobei Signale Y_I1, Y_Q1, Y_I2 und Y_Q2 dem gleichphasigen Signal s_e, quadraturphasigen Signal s_e, gleichphasigen Signal s_o bzw. quadaturphasigen Signal s_o entsprechen. Signale Y_I1, Y_Q1, Y_I2 und Y_Q2 werden durch die Symbolwiederholer 402, 404, 406 und 408, wie durch das Pluszeichen „+" und Minuszeichen „–" zwischen Klammern in 4 angezeigt, wiederholt. Beispielsweise gibt für jedes Bit oder Symbol des Signals Y_I1 der Symbolwiederholer 402 das gleiche Bit oder Symbol zweimal aus, d.h. ++, während der Symbolwiederholer 406 für jedes Bit oder Symbol des Signals Y_I2 das gleiche Bit gefolgt von einer Umkehrung des gleichen Bits ausgibt, d.h. +–. Die Ausgaben der Symbolwiederholer 402 und 404 werden an Mischern 410 und 412 mit Walsh-Code w₁ vermischt, während die Ausgaben der Symbolwiederholer 406 und 408 an Mischern 414 und 416 mit Walsh-Code w₂ vermischt werden. Die Ausgaben der Mischer 410 und 414 werden vom Summierer 418 summiert, und die Ausgaben der Mischer 412 und 416 werden vom Summierer 420 summiert.
Die Ausgabe des Summierers 418 wird durch Mischer 422 und 424 mit gleichphasigen und quadaturphasigen Pseudozufallszahlcodes PN_I und PN_Q vermischt, und die Ausgabe des Summierers 420 wird durch Mischer 428 bzw. 426 mit den gleichphasigen und quadraturphasigen Pseudozufallszahlcodes PN_I und PN_Q vermischt. Die Ausgaben der Mischer 422 und 426 werden vom Summierer 430 summiert, und die Ausgaben der Mischer 424 und 428 werden vom Summierer 432 summiert. Die Ausgaben der Summierer 430 und 432 werden von Basisbandfiltern 434 und 436 gefiltert und dann über Mischer 438 und 440 auf durch die Funktionen cos(2πf_ct) bzw. sin(2πf_ct) definierte Trägersignale auf moduliert. Die Ausgaben der Mischer 438 und 440 werden unter Verwendung des Summierers 442 zusammenaddiert, ehe sie als Signal S₁ im Signal S1 über das Antennenelement 24-1-1 übertragen werden.
Der zweite Senderteil 44 des Senders 40 umfaßt eine Mehrzahl von Symbolwiederholern 444, 446, 448 und 450, Mischern 452, 554, 456, 458, 464, 466, 468, 470, 476, 478, 480, 482, 492 und 494, Summierer 460, 462, 472, 474, 484, 486 und 496 und Basisbandfiltern 488 und 490. Symbolwiederholer 444, 446, 448 und 450, Mischer 452, 545, 456 und 458, Summierer 460 und 462 fungieren auf eine im wesentlichen mit ihren Gegenstücken im ersten Senderteil 42 identische Weise, d.h. Symbolwiederholern 402, 404, 406 und 408, Mischern 410, 412, 414 und 416 und Summierern 418 und 420.
Die Ausgaben der Mischer 460 und 462 werden dann so phasensynchronisiert oder phasenverschoben, daß das über das zugehörige Antennenelement 24-1-2 zu übertragende Signal gleichphasig mit dem über das Antennenelement 24-1-1 zu übertragenden Signal an der Ziel-Mobilstation 28 ankommt. Insbesondere wird die Ausgabe des Mischers 460 unter Verwendung der Mischer 464 und 468 mit den gleichphasigen und quadraturphasigen Komponenten c_I und c_Q von komplexem Gewicht ν, die dem Antennenelement 24-1-2 zugeordnet sind, vermischt, während die Ausgabe des Mischers 462 unter Verwendung der Mischer 466 und 470 mit den gleichphasigen und quadraturphasigen Komponenten c_I und c_Q von komplexem Gewicht ν, die dem Antennenelement 24-1-2 zugeordnet sind, vermischt werden. Die Ausgaben der Mischer 464 und 470 werden vom Summierer 472 summiert und die Ausgaben der Mischer 466 und 468 werden vom Summierer 474 summiert. Die Ausgabe des Summierers 472 wird als Eingaben in die Mischer 476 und 478 bereitgestellt, und die Ausgabe des Summierers 474 wird als Eingaben in die Mischer 480 und 482 bereitgestellt. Die Mischer 476, 478, 480, 482, 492 und 494, Summierer 484, 486 und 496 und Basisbandfilter 488 und 490 fungieren auf eine im wesentlichen mit ihren Gegenstücken im ersten Senderteil 42 identische Weise, d.h. Mischern 422, 424, 426, 428, 438 und 440, Summierern 430, 432 und 442 und Basisbandfiltern 434 und 436.
Man beachte, daß der erste Senderteil 42 keine Komponenten zum Phasensynchronisieren des über sein zugehöriges Antennenelement 24-1-1 zu übertragenden Signals enthält, da dieses Signal als das Bezugssignal benutzt wird, mit dem die Phase des über das Antennenelement 24-1-2 zu übertragenden Signals zu synchronisieren ist. Es versteht sich, daß der erste Senderteil 42 auch Komponenten zum Phasensynchronsieren seines zugehörigen Signals enthalten kann. Wenn die Gruppe 24-1 zusätzliche Antennenelemente aufweisen würde, könnte der Sender zusätzliche Senderteile identisch mit dem zweiten Senderteil 44, abgesehen von dem angewandten komplexen Gewicht, enthalten.
Der erste und zweite Senderteil 52 und 54 des Senders 50 fungiert auf eine im wesentlichen mit dem erste und zweiten Senderteil 42 und 44 des Senders 40 identische Weise. Bemerkenswerte Ausnahmen sind folgende. Die Symbolwiederholer 502, 504, 506, 508, 544, 546, 548 und 550 sind so für Signale YI₁, Y_Q1, Y_I2 und Y_Q2 konfiguriert, daß ihre Ausgaben nicht mit den Ausgaben ihrer jeweiligen Gegenstücke im Sender 40 identisch sind. Beispielsweise ist der Symbolwiederholer 502 ein „+–"- Wiederholer, während sein Symbolwiederholergegenstück 402 ein „++"- Wiederholer ist. Ein weiterer Unterschied besteht darin, daß die Ausgaben der zum Sender 50 gehörenden Symbolwiederholer mit sich von den zum Vermischen der Ausgaben ihrer jeweiligen Gegenstücke im Sender 40 benutzten Walsh-Codes unterscheidenden Walsh-Codes vermischt werden. Beispielsweise wird die Ausgabe des Symbolwiederholers 504 mit Walsh-Code w₂ vermischt, während die Ausgabe seines Symbolwiederholergegenstücks 404 mit Walsh-Code w₁ vermischt wird.
Obwohl die vorliegende Erfindung sehr ausführlich unter Bezugnahme auf gewisse Ausführungsformen beschrieben worden ist, sind andere Versionen möglich.

Claims

Verfahren zur Signalverarbeitung für ein drahtloses Kommunikationssystem mit einem Antennenfeld mit mindestens einer ersten Antennengruppe mit mindestens zwei Antennenelementen und einer zweiten Antennengruppe mit mindestens einem Antennenelement, wobei die erste und zweite Antennengruppe annähernd zehn Trägerwellenlängen oder mehr voneinander beabstandet sind und die zu der ersten Antennengruppe gehörenden Antennenelemente annähernd eine halbe Trägerwellenlänge oder weniger voneinander beabstandet sind, mit folgenden Schritten: Erzeugen einer Mehrzahl von Datenströmen aus einem Signal; Kodieren jedes einer ersten, aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleiteten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes; Phasenverschieben der ersten Mehrzahl repräsentativer Datenströme; Kodieren jedes einer zweiten, aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleiteten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes, wobei unterschiedliche orthogonale Codes zum Kodieren von repräsentativen Datenströmen der ersten und zweiten Mehrzahl von aus einem gleichen Datenstrom in der Mehrzahl von Datenströmen abgeleiteten repräsentativen Datenströmen benutzt werden, wobei die erste und zweite Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen repräsentative Datenströme der Mehrzahl von Datenströmen sind, die die Wiedergewinnung der Mehrzahl von Datenströmen an einem Empfänger nach Kodierung ermöglichen; Übertragen der kodierten und phasenverschobenen ersten Mehrzahl repräsentativer Datenströme über die erste Antennengruppe; und Übertragen der kodierten zweiten Mehrzahl repräsentativer Datenströme über die zweite Antennengruppe.
Drahtloses Kommunikationssystem (20) mit folgendem: einer Mehrzahl von Antennengruppen, einschließlich einer ersten Antennengruppe (24-1) mit mindestens einem Antennenelement und einer zweiten Antennengruppe (24-2) mit mindestens zwei Antennenelementen, wobei die erste und zweite Antennengruppe annähernd zehn Trägerwellenlängen oder mehr voneinander beabstandet sind, die zwei Antennenelemente der zweiten Antennengruppe annähernd eine halbe Trägerwellenlänge oder weniger voneinander beabstandet sind, und einem Sender (24) zum Erzeugen einer Mehrzahl von Datenströmen aus einem Signal zum Übertragen einer ersten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen, die aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet und unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes kodiert sind, über die erste Antennengruppe, und zum Übertragen jedes einer zweiten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen, die aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet und unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes kodiert sind, über die zweite Antennengruppe, wobei unterschiedliche orthogonale Codes zum Kodieren repräsentativer Datenströme der ersten und zweiten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen benutzt werden, die aus einem gleichen Datenstrom in der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet sind, wobei die erste und zweite Mehrzahl repräsentativer Datenströme repräsentative Datenströme der Mehrzahl von Datenströmen sind, die die Wiedergewinnung der Mehrzahl von Datenströmen an einem Empfänger (28) nach Kodierung ermöglichen, und die zweite Mehrzahl repräsentativer Datenströme zur Übertragung über ein zur zweiten Antennengruppe gehörendes Antennenelement phasenverschoben ist.