DE60018371T2 - Sende-Diversity Vorrichtung und Verfahren - Google Patents

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Roger David Long Valley Benning
R. Michael Morristown Buehrer
Robert Atmaran Soni
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  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
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Description

  • Verwandte Anmeldung
  • Ein verwandter Gegenstand ist in der folgenden Anmeldung offenbart und dem gleichen Rechtsnachfolger der hiesigen Anmeldung US-Patentanmeldung Serien-Nr. 09/294,661 mit der Bezeichnung „Method and Apparatus For Downlink Diversity in CDMA Using Walsh Codes" (Verfahren und Vorrichtung für Abwärtsstrecken-Diversity in CDMA unter Verwendung von Walsh-Codes), Erfinder R. Michael Buehrer, Robert Atmaram Soni und Jiann-an Tsai, eingereicht am 19. April 1999, zugewiesen.
  • Stand der Technik
  • Drahtlose Kommunikationssysteme der dritten Generation umfassen Leistungsverbesserungsverfahren auf der Abwärtsstrecke (d.h. der Kommunikationstrecke von einer Basisstation zu einer Mobilstation). Ein Verfahren zur Verbesserung der Abwärtsstreckenleistung besteht darin, ein (hier auch als Diversity-Gewinn bezeichnetes) Sende-Diversity-Verfahren zu benutzen.
  • Sende-Diversity kann zur Verbesserung von Schwundverteilung im Empfangssignal benutzt werden und wird typischerweise unter Verwendung einer Antennenfeldkonfiguration mit M Antennenelementen, die weit voneinander beabstandet sind und identische Signale übertragen. Durch weites Beabstanden der Antennenelemente wird der Schwund verteilt, da jedes der Signale einen unterschiedlichen Weg von seinem Sendeantennenelement zur Mobilstation durchlaufen wird und ein unterschiedliches Verzerrungs- oder Schwundverfahren erfahren wird. So empfängt die Mobilstation identische Signale, die durch unterschiedliche Schwundprozesse oder Verzerrungen beeinflußt sind. Da jedes Signal einen anderen Verzerrungs- oder Schwundprozeß erfahren sollte, verringert sich die Wahrscheinlichkeit, daß alle Signale tiefen Schwunderscheinungen unterzogen werden. So ist die Schwundverteilung verbessert.
  • Wenn die Empfangssignale von der Mobilstation richtig kombiniert werden, ist das Ergebnis ein Signal mit einer verbesserten Bitfehlerrate aufgrund der verbesserten Schwundverteilung, obwohl das durchschnittliche Signal-Rausch-Verhältnis annähernd das gleiche bleibt, als wenn keine Sende-Diversity eingesetzt wäre. Zum Kombinieren der Empfangssignale muß die Mobilstation in der Lage sein, die einzelnen Empfangssignale voneinander zu trennen. Trennen der einzelnen Empfangssignale ist schwierig, wenn die Signale unter Verwendung einer gleichen Frequenz übertragen wurden. Zur Übertragung der einzelnen Signale können unterschiedliche Frequenzen benutzt werden, so daß die Trennung der Empfangssignale leichter ist. Ein derartiges Verfahren verbraucht jedoch zusätzliche Bandbreite, was unerwünscht ist. Zur Übertragung der Signale in CDMA-Systemen (Code Division Multiple Access) mit Laufzeit-Diversity-Verfahren kann eine gleiche Frequenz benutzt werden, wodurch Signale durch lange Spreizcodes getrennt werden könnten. Obwohl keine zusätzliche Bandbreite verbraucht wird, verursacht dieses Verfahren eine gegenseitige Störung aufgrund der absichtlich durch die Laufzeit-Diversity-Verfahren erzeugten Mehrwegeübertragungen.
  • Ein Verfahren zum Vermeiden des Problems gegenseitiger Störung ist orthogonale Sende-Diversity, die nur auf codierte Systeme anwendbar ist. Orthogonale Sende-Diversity bedeutet die Übertragung von abwechselnden Datenbit, die mit unterschiedlichen Walsh-Codes von unterschiedlichen Antennenelementen moduliert sind. Diversity wird im Decodierungsverfahren erreicht, wenn ein Faltungscode mit einem Viterbi-Decoder eingesetzt wird, aber nicht an den Datenbit selbst, da die Antennenelemente nur abwechselnde Datenbit (und nicht alle Datenbit oder das gesamte Signal) übertragen. In Systemen mit schwachen Faltungs- oder sonstigen Fehlerkorrekturcodes (beispielsweise aufgrund von Punktierung) kann die durch orthogonale Sende-Diversity-Verfahren gewonnene Leistung geschwächt werden.
  • Die Schwäche von orthogonaler Sende-Diversity kann unter Verwendung eines Verfahrens überwunden werden, das hier als Raumzeitspreizung (STS – Space Time Spreading) bezeichnet wird. STS bedeutet Übertragung aller Datenbit (aber nicht unbedingt die gleichen Darstellungen der Datenbit) auf zwei Antennenelementen unter Verwendung unterschiedlicher Walsh-Codes, wodurch Diversity an den Daten erreicht wird. Zum Erreichen von Diversity ist keine Codierung erforderlich (obwohl Codierung trotzdem benutzt werden kann), so wird die Diversity nicht verschlechtert, wenn die Codierung schwach ist.
  • 1 zeigt ein drahtloses Kommunikationssystem 10 mit STS. Das drahtlose Kommunikationssystem 10 umfaßt mindestens eine Basisstation 12 mit zwei Antennenelementen 14-1 und 14-2, wobei die Antennenelemente 14-1 und 14-2 weit beabstandet sind, um Sende-Diversity zu erreichen. Die Basisstation 12 empfängt ein Signal S zum Übertragen zur Mobilstation 16. Das Signal S ist abwechselnd in Signale se und so eingeteilt, wobei das Signal se geradzahlige Datenbit und das Signal so ungeradzahlige Datenbit umfaßt. Die Signale se und so werden verarbeitet, um Signale S14-1 und S14-2 zu erzeugen. Insbesondere wird se mit Walsh-Code w1 multipliziert, um Signal sew1 zu erzeugen; eine Konjugierte des Signals so wird mit Walsh-Code w2 multipliziert, um Signal so*w2 zu erzeugen; das Signal so wird mit Walsh-Code w1 multipliziert, um sow1 zu erzeugen; und eine Konjugierte des Signals se wird mit Walsh-Code w2 multipliziert, um se*w2 zu erzeugen. Das Signal sew1 wird zum Signal so*w2 hinzuaddiert, um das Signal S14-1 zu erzeugen (d.h. S14-1 = sew1 + so*w2), und das Signal se*w2 wird vom Signal sow1 abgezogen, um das Signal S14-2 zu erzeugen (d.h. S14-2 = sow1 – se*w2). Die Signale S14-1 und S14-2 werden über Antennenelemente 14-1 bzw. 14-2 übertragen.
  • Die Mobilstation 16 empfängt das Signal R mit γ1(S14-2) + γ2(S14-2), wobei γ1 und γ2 mit der Übertragung von Signalen S14-1 und S14-2 von Antennenelementen 14-1 bzw. 14-2 zur Mobilstation 16 verbundene Verzerrungsfaktorkoeffizienten sind. Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ1 und γ2 können unter Verwendung von Pilotsignalen geschätzt werden, wie in der Technik wohlbekannt ist. Von der Mobilstation 16 wird das Signal R mit Walsh-Codes w1 und w2 decodiert, um jeweils folgende Ausgaben zu erzeugen: W1 = γ1se + γ2so Gleichung 1 W2 = γ1so* + γ2se* Gleichung 1a
  • Unter Verwendung der folgenden Gleichungen können Schätzungen von Signalen se und so, d. h. ŝe und ŝo, erhalten werden: Ŝe = γo1 W1 – γ2Wo2 = se(|γ1|2 + |γ2|2) + Rauschen Gleichung 2 Ŝo = γo2 W1 – γ1Wo2 = so(|γ1|2 + |γ2|2) + Rauschen Gleichung 2a
  • Zum Verbessern des Diversity-Gewinns läßt sich STS jedoch nicht auf natürliche Weise auf mehr als zwei Antennenelemente skalieren, ohne die Datenrate verringern zu müssen. Dementsprechend besteht ein Erfordernis zum Verbessern von Diversity-Gewinn ohne Verringerung der Datenrate.
  • Kurze Beschreibung der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verbessern von Diversity-Gewinn ohne Verringerung der Datenrate durch Steigern der Anzahl von Antennenelementen zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses an einem Empfänger. Bei einer Ausführungsform wird die vorliegende Erfindung unter Verwendung eines Antennenfeldes mit einer ersten Antennengruppe mit mindestens zwei Antennenelementen und einer zweiten Antennengruppe mit mindestens einem Antennenelement eingesetzt. Die erste und zweite Antennengruppe sind annähernd zehn Trägerwellenlängen oder mehr voneinander beabstandet, und die zur ersten Antennengruppe gehörenden Antennenelemente sind annähernd eine halbe Trägerwellenlänge oder weniger voneinander beabstandet.
  • Ein Signal wird zum Übertragen über das Antennenfeld verarbeitet, indem zuerst eine Mehrzahl von Datenströmen aus dem Signal erzeugt wird. Eine erste Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen wird aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet und eine zweite Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen wird aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet. Jede der ersten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen wird phasenverschoben und unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes codiert, und jede der zweiten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen wird unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes codiert, wobei ein unterschiedlicher orthogonaler Code zum Kodieren von repräsentativen Datenströmen der ersten und zweiten Mehrzahl von aus einem gleichen Datenstrom der Mehrzahl von Datenströmen erzeugten repräsentativen Datenströmen benutzt wird, und die erste und zweite Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen Repräsentanten der Mehrzahl von Datenströmen sind, die die Wiedergewinnung der Mehrzahl von Datenströmen an einem Empfänger nach Kodierung und Übertragung ermöglichen. Dabei wird die codierte und phasenverschobene erste Mehrzahl repräsentativer Datenströme über die erste Antennengruppe und die codierte zweite Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen über die zweite Antennengruppe übertragen.
  • Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird zusammen mit der codierten und phasenverschobenen ersten Mehrzahl repräsentativer Datenströme ein Pilotsignal über jedes zur ersten Antennengruppe gehörende Antennenelement übertragen und wird zusammen mit der über jedes zur ersten Antennengruppe gehörende Antennenelement übertragenen codierten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen ein Pilotsignal übertragen. Das über jedes Antennenelement in der ersten und zweiten Antennengruppe übertragene Pilotsignal kann (bezüglich von an jedes Pilotsignal oder jede Folge von jedes Pilotsignal umfassenden Bit angelegten orthogonalen Codes) identisch oder unterschiedlich sein.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Die Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden bei Bezugnahme auf die nachfolgende Beschreibung, die beiliegenden Ansprüche und die begleitenden Zeichnungen besser verständlich werden. In den Zeichnungen zeigt
  • 1 ein drahtloses Kommunikationssystem mit Raumzeitspreizungsverfahren gemäß des Standes der Technik;
  • 2 ein drahtloses Kommunikationssystem mit CDMA-Verfahren (Code Division Multiple Access) gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 3 einen Übertragungsprozeß gemäß der vorliegenden Erfindung; und
  • 4 und 5 schematische Diagramme von Sendern zur Signalverarbeitung an einer Basisstation, die mit einer Antennenfeldkonfiguration mit zwei Gruppen und zwei Antennenelementen je Gruppe gemäß einer Ausführungsform ausgerüstet ist.
  • Ausführliche Beschreibung
  • 2 zeigt ein drahtloses Kommunikationssystem 20 mit CDMA-Verfahren (Code Division Multiple Access) gemäß der vorliegenden Erfindung. Das drahtlose Kommunikationssystem 20 umfaßt mindestens eine Basisstation 22 mit einem Antennenfeld 23 und einem Sender 24. Das Antennenfeld 23 umfaßt Antennengruppen 24-n, wobei n = 1,...,N und N ≥ 2. Jede Gruppe 24-n weist Antennenelement 26-m∈n auf, wobei m ein Antennenelementindex für die zugehörige Gruppe 24-n, m∈n=1,...M∈n und ∑M∈n ≥ N + 1 ist (d.h. M∈n ≥ 1 aber M∈n ≥ 2 für mindestens eine Gruppe 24-n). Man beachte, daß M∈n ein anderer Wert für unterschiedliche Antennengruppen 24-n sein kann. Die Basisstation 22 benutzt eine Antennenfeldkonfiguration und ein auf der Antennenfeldkonfiguration beruhendes Signalverarbeitungsverfahren zum Erzielen von N-fachen Diversity-Gewinn bei gleichzeitigem Erhöhen des Signal-Rausch-Verhältnisses um ein durchschnittliches M-Faches wie hier beschrieben werden wird.
  • Das Antennenfeld 23 ist auf folgende Weise konfiguriert, um N-fachen Diversity-Gewinn und eine durchschnittliche M-fache Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses zu ermöglichen. Als erstes sind die Gruppen 24-n in einem genügenden Abstand voneinander beabstandet, so daß von unterschiedlichen Gruppen übertragene Signale unabhängigen bzw. unkorrelierten Schwund erfahren und dadurch einen N-fachen Diversity-Gewinn ermöglichen. Zweitens sind die zu einer gleichen Gruppe 24-n gehörenden Antennenelemente 26-m∈n eng beabstandet, so, daß von diesen Antennenelementen 26-m∈n übertragene Signale korrelierten Schwund erfahren und dadurch eine durchschnittliche M-fache Signal-Rausch-Verbesserung ermöglichen, wenn die Antennenelemente 26-m∈n gleichphasig sind.
  • In einem erläuternden Beispiel umfaßt das Antennenfeld 23 zwei Gruppen 24-1 und 24-2, wobei die Gruppe 24-1 Antennenelemente 26-1 ∈ 1 und 26-2 ∈ 1 und die Gruppe 24-2 Antennenelemente 26-1 ∈ 2 und 26-2 ∈ 2 aufweist. Die Gruppen 24-1 und 24-2 sind annähernd zehn Trägerwellenlängen (10λ) oder mehr voneinander beabstandet, die Antennenelemente 26-1 ∈ 1 und 26-∈ 1 sind annähernd eine halbe Trägerwellenlänge (λ/2) beabstandet und die Antennenelemente 26-1 ∈ 2 und 26-2 ∈ 2 sind annähernd eine halbe Trägerwellenlänge (λ/2) beabstandet. Obwohl der genaue Elementabstand zwischen Antennen nicht entscheidend ist, ist es nicht wünschenswert, daß der Elementabstand zwischen Antennen größer als eine halbe Trägerwellenlänge beträgt, da dies zu Gitterkeulen führen könnten (Grating Lobes). Um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, wird das erläuternde Beispiel hier auch zur Beschreibung des Signalverarbeitungsverfahrens bezüglich eines einzigen Signals S zu beschreiben, das für die Mobilstation 28 bestimmt ist (wobei für andere Mobilstationen bestimmte Signale außer acht gelassen werden).
  • Das Signalverarbeitungsverfahren beruht auf der Antennenfeldkonfiguration und ist im Sender 24 verkörpert, der eine beliebige Kombination von Software und/oder Hardware wie beispielsweise ASIC, DSP, Zwischenverstärkern, Mischern, Modulatoren, Filtern und Summierern zur Verarbeitung des Signals S gemäß der vorliegenden Erfindung sein kann. Zum Signalverarbeitungsverfahren gehört das Codieren von aus dem Signal S erzeugten repräsentativen Datenströmen mit Walsh- (oder sonstigen orthogonalen) Codes, so, daß das Signal S an der Mobilstation 28 (oder einem anderen Empfänger) wiedergewonnen werden kann, und das Phasenverschieben der repräsentativen Datenströme zum Verbessern des Signal-Rausch-Verhältnisses an der Mobilstation 28. Im ersten Teil des Signalverarbeitungsverfahrens wird das Signal S zur Übertragung über das Antennenfeld 23 so verarbeitet, daß es an der Mobilstation 28 wiedergewonnen werden kann. Als erstes werden D Datenströme sd aus dem Signal S erzeugt, wobei d = 1,...,D ist und D N aufgerundet zur nächsten Zweierpotenz ist. Im erläuternden Beispiel kann das Signal S als Alternative in zwei Datenströme s1 und s2 aufgeteilt sein, d.h. D = 2. Man beachte, daß Datenströme sd aus dem Signal S auf eine andere Weise als wechselweises Teilen des Signals S erzeugt werden kann. Beispielsweise kann jeder Datenstrom sd alle das Signal S umfassenden Bit enthalten, einige oder alle Datenströme sd können Bit enthalten, die sich in anderen Datenströmen befinden, Bit in jedem Datenstrom sd können wiederholt und/oder invertiert sein, usw.
  • Als nächstes wird ein Repräsentant jedes Datenstroms sd unter Verwendung von Walsh-Codes wr zur Übertragung über jedes Antennenelement 26-m∈n codiert, wobei r = 1,...,R und R ≥ D ist. Die Art und Weise, auf die die Repräsentanten jedes Datenstroms sd codiert werden, beruht auf den folgenden drei Ideen. Als erstes werden für Datenströme sd, die über Antennenelemente 26-m∈n übertragen werden, die zu einer gleichen Gruppe 24-n gehören, Repräsentanten unterschiedlicher Datenströme sd mit unterschiedlichen Walsh-Codes wr multipliziert. Als zweites werden für Datenströme sd, die über Antennenelemente 26-m∈n übertragen werden, die zu unterschiedlichen Gruppen 24-n gehören, Repräsentanten der gleichen Datenströme sd mit unterschiedlichen Walsh-Codes wr multipliziert. Als drittes werden die zur Übertragung über jedes Antennenelement 26-m∈n codierten Repräsentanten von Datenströmen sd (hier auch als „repräsentative Datenströme fg(sd) bezeichnet) aus der folgenden Menge gewählt
    Figure 00100001
    (wobei das Sternchen * anzeigt, daß das Glied eine transponierte Konjugierte ist), so daß
    Figure 00100002
    wobei die oberen Indizes die Antennengruppe 24-n anzeigen, über die der Datenstrom sd übertragen wird, n' = 1,..., N, n' ≠ n, d' = 1,..., D und d' ≠ d. Man beachte, daß die dritte Codierungsidee das Wählen von repräsentativen Datenströmen fg(sd) bedeutet, so daß Datenströme sd mathematisch wiedergewonnen werden können, d.h. die Glieder heben sich auf, nach Codierung an der Mobilstation 28.
  • Die oben beschriebenen drei Codierungsideen können als Alternative unter Verwendung der Übertragungsmatrix T erläutert werden, beispielsweise für die beispielhafte Antennenfeldkonfiguration mit zwei Gruppen und das Signal S:
  • Figure 00100003
  • Dabei weist die Übertragungsmatrix T folgende Eigenschaften auf: jede Spalte entspricht einer Antennengruppe 24-n und enthält repräsentative Datenströme fg(sd) für jeden über die entsprechende Antennengruppe 24-n zu übertragenden Datenstrom sd (z.B. s n / d und s n* / d* werden über zur Gruppe 24-n gehörende Antennenelemente und s n* / d* und –s n* / d werden über zur Gruppe 24-n*) gehörende Antennenelemente übertragen); keine Zeile oder Spalte sollte mehr als einen Repräsentanten eines gleichen Datenstroms sd enthalten, und jede mit transponierten Konjugierten einer anderen Spalte multiplizierte Spalte ergibt einen Wert Null (z. B. s n / d s n / *d* + s n* / d* (– s n* / d*) = 0), d.h. Datenströme sd können nach Codierung an der Mobilstation 28 mathematisch wiedergewonnen werden. Jede Zeile repräsentativer Datenströme f(sd) in der Übertragungsmatrix T wird mit einem unterschiedlichen Walsh-Code wr multipliziert. Durch Multiplizieren jeder Zeile der Übertragungsmatrix T mit einem unterschiedlichen Walsh-Code wr werden die obenerwähnten drei Codierungsideen erfüllt.
  • Es versteht sich, daß die obenerwähnten Eigenschaften der Übertragungsmatrix für eine unterschiedliche Anzahl von Gruppen 24-n und/oder eine unterschiedliche Anzahl von Mobilstationen (oder Signalen S zur Übertragung) die gleichen bleiben würden, sich aber die Größe der Übertragungsmatrix T ändern würde. Bei einer Ausführungsform würde die Übertragungsmatrix für N Gruppen von Antennenelementen und Z Mobilstationen N Spalten und D × Z Anzahl von Zeilen aufweisen. Wenn es beispielsweise eine Mobilstation und drei Antennengruppen 24-n (d.h. N = 3) geben würde, würde jedes Signal S für jede Mobilstation in vier Datenströme aufgespaltet werden (d.h. D = 4). Die entsprechende Übertragungsmatrix würde drei Spalten und vier Zeilen aufweisen (d.h. D × Z = 4), wobei jeder Datenstrom sd für jede Mobilstation sich in jeder Spalte aber nicht in jeder Zeile befinden würde.
  • Bei Anwendung der Variablen des erläuternden Beispiels würde die Übertragungsmatrix T wie folgt aussehen:
  • Figure 00120001
  • Die repräsentativen Datenströme f(sd) in Zeile Eins und Zwei werden mit Walsh-Codes w1 bzw. w2 multipliziert, um Signale s 1 / 1 w1, s 1* / 2 w2, s 2 / 2 w1 und –s 2* / 1 w2 zu erzeugen, wobei Signale s 1 / 1 w1 und s 1* / 2 w2 über Antennengruppen 24-1 und die Signale s 2 / 2 w1 und –s 2* / 1 w2 über Antennengruppe 24-2 übertragen werden. Als Alternative können die repräsentativen Datenströme s 2 / 2 und/oder –s 2* / 1 in der Spalte Zwei mit anderen Walsh-Codes als Walsh-Codes w1 bzw. w2 multipliziert werden, solange wie die Walsh-Codes sich von den zur Codierung jeweiliger repräsentativer Datenströme s 1* / 2 und/oder s 1 / 1 in der Spalte Eins benutzten Walsh-Codes unterscheiden.
  • Zum zweiten Teil des Signalverarbeitungsverfahrens gehört Phasenverschieben der Datenströme sd (bzw. ihrer Repräsentanten) zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses an der Mobilstation 28. Dieser Teil benutzt komplexe Gewichte νm∈n zum Phasensynchronisieren der Antennenelemente 26-m∈n, so daß von einer gleichen Gruppe 24-n übertragene Signale phasengleich an der Mobilstation 28 ankommen. Jedes Antennenelement 26-m∈n weist ein zugehöriges komplexes Gewicht νm∈n mit einer gleichphasigen Komponente c 1 / m∈n und einer quadraturphasigen Komponente c Q / m∈n auf, wie in der Technik wohlbekannt ist. Komplexe Gewichte von νm∈n sind gleich
    Figure 00120002
    gesetzt, um das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR – Signal-to-Noise Ratio) an der Mobilstation 28 zu maximieren, wobei θm∈n eine Phasendifferenz zwischen von den Antennenelementen 26-m∈n gesendeten Signalen aus der Sicht der Mobilstation 28 darstellt. Für Erläuterungszwecke sind hier zwei Verfahren zur Bestimmung von komplexen Gewichten νm∈n offenbart. Dies ist nicht als Begrenzung der vorliegenden Erfindung auf irgendwelche Weise auszulegen.
  • In einem ersten Verfahren beruhen komplexe Gewichte νm∈n auf Schätzungen von θm∈n aus Aufwärtsstreckeninformationen. Dieses Verfahren erfordert ein phasengesteuertes Antennenfeld auf der Aufwärtsstrecke zum Messen von θ up / m∈n was θm∈n für die Aufwärtsstrecke ist. Nach Messen von θ up / m∈n kann die folgende Gleichung zum Schätzen von θ0 benutzt werden, was einen Ankunftswinkel für ein Aufwärtsstreckensignal, d.h. einen zwischen einer von der Basisstation 22 zur Mobilstation 28 gezeichneten Linie und dem Antennenfeld 23 gebildeten geometrischen Winkel, darstellt:
    Figure 00130001
    wobei dm∈n die Entfernung zwischen den Antennenelementen 26-m∈n und einem willkürlichen Bezugspunkt ist und λup eine Trägerwellenlänge für das Aufwärtsstreckensignal darstellt. Beim Schätzen von θ0 werden komplexe Gewichte νm∈n wie folgt gesetzt
    Figure 00130002
    wobei λdown eine Trägerwellenlänge für ein Abwärtsstreckensignal darstellt. Man beachte, daß bei diesem Verfahren zur Bestimmung von komplexen Gewichten νm∈n angenommen wird, daß die Abstände zwischen Antennenelementen 26-m∈n innerhalb einer gleichen Gruppe 24-n bekannt sind, die Antennenelemente 26-m∈n in einer gleichen Gruppe 24-n phasenangepaßt sind und zwischen Aufwärtsstrecken-Ankunftswinkeln und Abwärtsstrecken-Ankunftswinkeln Symmetrie besteht. Solche Annahmen sind angemessen oder können leicht durch Eichung erhalten werden, wie in der Technik bekannt ist.
  • Das zweite Verfahren zur Bestimmung von komplexen Gewichten νm∈n beruht auf dem Empfang von Informationen bezüglich Phasen, mit denen vom Antennenfeld 23 übertragene Signale an der Mobilstation 28 ankommen. Diese Informationen werden hier auch als „Rückmeldungsinformationen" bezeichnet und werden von der Mobilstation 28 über einen Aufwärtskanal zur Basisstation 22 übertragen. Da komplexe Gewichte νm∈n von dem Ankunftswinkel θ0 an der Basisstation 22 abhängig sind, müssen komplexe Gewichte νm∈n nur mit der Änderungsgeschwindigkeit von θ0 aktualisiert werden, die im Vergleich zu der Geschwindigkeit, mit der Kanäle schwinden, relativ langsam ist. So sind weniger Aktualisierungsinformationen bezüglich Änderungen von θ0 erforderlich, und es wird geringere Kapazität (auf dem Aufwärtskanal) benötigt.
  • Für Erläuterungszwecke sind mehrere Verfahren von Rückmeldung offenbart. Es ist zu beachten, daß andere Rückmeldungsverfahren möglich sind, und die vorliegende Erfindung sollte daher nicht auf die hier beschriebenen begrenzt sein. Bei einem ersten Verfahren wird ein fest zugeordnetes (von allen Mobilstationen zu benutzendes) Pilotsignal auf jedem Antennenelement übertragen, wobei jedes Pilotsignal für das Antennenelement, von dem es übertragen wird, einmalig ist, z.B. der an jedem Antennenelement für das Pilotsignal benutzte Walsh-Code ist unterschiedlich. Bei Empfang der Pilotsignale werden von der Mobilstation 28 die Phasen aufgezeichnet und diese Aufzeichnungen für jedes empfangene Pilotsignal zur Basisstation 22 zurückgemeldet. Man beachte, daß die Mobilstation 28 Phasen für jedes empfangene Pilotsignal rückmelden könnte oder eine Phase eines Pilotsignals für ein Bezugs-Antennenelement in einer Gruppe zusammen mit Phasen anderer Pilotsignale für Antennenelemente innerhalb der Gruppe bezüglich des Bezugs-Antennenelements.
  • Bei einem zweiten Verfahren wird auch ein fest zugeordnetes Pilotsignal von jedem Antennenelement im Antennenfeld 23 übertragen, und nur die Phase eines Pilotsignals von einem Bezugs-Antennenelement wird von der Mobilstation 28 zur Basisstation 22 zurückgemeldet. Wenn der Elementabstand zwischen Antennen innerhalb einer Gruppe konstant ist, sollten sich die Phasen jedes Antennenelements um eine konstante Phase Δθ unterscheiden, was durch folgende Gleichung dargestellt ist:
  • Figure 00150001
  • Während dieses Verfahren einfacher ist und weniger Rückmeldung erfordert, ist es empfindlicher für nichtideale Elementbeabstandung zwischen Antennen.
  • Bei einem dritten Verfahren werden Änderungen der Phasen auf Grundlage vorhergehender Phasenmessungen zurückgemeldet. Dieses Verfahren erfordert einige Abstimmung zwischen einer Aktualisierungsrate, einer Aktualisierungsschrittgröße und Gedächtnis bei der Messung an der Mobilstation 28. Wenn das Gedächtnis zu lang ist, wird sich der Fehler vermehren, und an der Mobilstation wird ein unrichtiger Bezugswert für Rückmeldungsentscheidungen benutzt werden. Es ist ein Startpunkt erforderlich, der durch Einstellen einer anfänglichen absoluten Phase oder durch eine adaptive Schrittgröße erhalten werden kann.
  • Bei Verarbeitung und Phasenverschiebung jedes Datenstroms sd gemäß dem oben beschriebenen Signalverarbeitungsverfahren werden Signale Sm∈n mit den sich ergebenden Datenströmen mit zugehörigen Leistungspegeln zusammen mit Pilotsignalen über Antennenelemente 26-m∈n übertragen. Der Rest der Anmeldung wird hier unter Bezugnahme auf das erläuternde Beispiel und Übertragungsmatrix T beschrieben. Der Einfachheit halber werden hiernach die Verweise q und k zur Bezugnahme auf zu Gruppe 24-1 und 24-2 gehörenden Antennenelemente 26-m∈1 und 26-m∈2 benutzt.
  • Beispielsweise beziehen sich Signale Sq und Sk auf über Antennenelement 26-m∈1 bzw. 26-m∈2 (oder Antennenelemente q bzw. k) zu übertragende Signale Sm∈n. Auf Grundlage des Signalverarbeitungsverfahrens der vorliegenden Erfindung sind Signale Sq durch folgende Gleichung definiert:
    Figure 00160001
    wobei Pq und Pq-pilot jeweilige Sendeleistungen für Signal Sq und ein Pilotsignal über das Antennenelement q darstellen; wq-pilot ist ein für das Pilotsignal auf dem Antennenelement q benutzter Walsh-Code; w1 und w2 sind erweiterte Walsh-Codes, die der Mobilstation zugeordnet sind, für die das Signal S bestimmt ist; und wq-pilot, w1 und w2 sind orthogonal zueinander. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist w2 ein Komplement von w1, d.h. w2 = w 1, so daß nur ein Walsh-Code pro Mobilstation benutzt wird (bei einer Antennenfeldkonfiguration mit zwei Gruppen und zwei Antennenelementen je Gruppe).
  • Auf ähnlich weise sind Signale Sk durch folgende Gleichung definiert:
    Figure 00160002
    wobei Pk und Pk-pilot jeweilige Sendeleistung für das Signal Sk und ein Pilotsignal über das Antennenelement k darstellen; wk-pilot ist ein für das Pilotsignal auf dem Antennenelement k benutzter Walsh-Code; und wk-pilot, w1 und w2 sind orthogonal zueinander. Man beachte, daß keine einzelne Gewichtung über komplexe Gewichte νq und νk an das Pilotsignal angelegt wird, da alle Mobilstationen das gleiche Pilotsignal zum Schätzen von Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ1 und γ2 für die Antennengruppen 24-1 und 24-2 benutzen werden, wie noch beschrieben wird. Man beachte weiterhin, daß die Walsh-Codes wk-pilot und Wk-pilot des Pilotsignals für einige oder alle Antennenelemente q und k identisch oder unterschiedlich sein können.
  • Die übertragenen Signale Sq und Sk kommen als Signal R an der Mobilstation 28 an. Man siehe 3, die den Übertragungsvorgang darstellt. Das Signal R wird durch folgende Gleichung dargestellt:
    Figure 00170001
    wobei γ1 und γ2 Verzerrungsfaktorkoeffizienten (bzw. zeitlich veränderliche multiplikative Verzerrung aufgrund von Rayleigh-Schwund) aus der Sicht der jeweiligen Gruppen 24-1 und 24-2,
    Figure 00170002
    darstellen, und Rauschen zeitlich und räumlich weißes komplexes Gaußsches Rauschen ist.
  • Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ1 und γ2 können unter Verwendung von Pilotsignalen geschätzt werden, wie in der Technik wohlbekannt ist. Insbesondere werden γ1 und γ2 unter Verwendung der folgenden Gleichungen geschätzt:
    Figure 00170003
    wobei Γq und Γk Integrationen des über Antennenelemente q und k übertragenen Pilotsignals sind und γq und γk die Verzerrungsfaktorkoeffizienten entsprechend den Antennenelementen q und k sind. Bei einer Ausführungsform sind γ1 und γ2 in der Gleichung 11 Verzerrungsfaktorkoeffizienten entsprechend einem aus einem einzelnen Bezugs-Antennenelement in Gruppe 24-1 und 24-2 geschätzten Pilotsignal oder Durch schnittsverzerrungsfaktorkoeffizienten entsprechend zwei oder mehr Antennenelementen in jeder Gruppe 24-1 und 24-2. Als Alternative können γ1 und γ2 dem zutreffenden γq und γk in der Gleichung 11 entsprechen.
  • Angenommen, die Kanalverzerrung ist über eine Integrationszeit statisch, dann werden durch Korrelieren des Empfangssignals R mit Walsh-Codes w1 und w2 (nach Entfernung eines langen Pseudozufallsrauschcodes) die Korrelationsausgaben W1 und W2 jeweils wie folgt erhalten:
    Figure 00180001
    wobei Rauschen1' und Rauschen2' Rauschen nach Korrelation mit Walsh-Codes w1 bzw. w2 darstellen.
  • Unter Verwendung der Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ1 und γ2 können Entscheidungsstatistiken zum Schätzen von s1 und s2, d.h. ŝ1 und ŝ2 erstellt werden. Diese Entscheidungsstatistiken sind wie folgt:
    Figure 00180002
    wobei f{•} eine entsprechende Entscheidungsfunktion ist und W1* und W2* transponierte Konjugierte von W1 und W2 darstellen.
  • Durch Erweitern der Gleichung 14 und Annahme einer perfekten Kanalkenntnis wird die Schätzung ŝ1 wie folgt dargestellt:
  • Figure 00190001
  • Dasselbe geschieht für die Gleichung 14a, um die Schätzung ŝ2 zu erhalten. Auf Grundlage der Schätzungen ŝ1 und ŝ2 kann das Signal S (bzw. Sq und/oder Sk) an der Mobilstation 28 wieder hergestellt werden.
  • Man erinnere sich, daß keine einzelne Gewichtung (auf mobilstations- oder benutzerindividueller Basis) von komplexen Gewichten νq und νz an die über Antennenelemente q und k übertragenen Pilotsignale angelegt wurden, da alle Mobilstationen das gleiche Pilotsignal zum Schätzen der Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ1 und γ2 benutzten. Bei der Verarbeitung von Empfangssignal R wird jedoch angenommen, daß die Pilotsignale ordnungsgemäß gewichtet worden sind – das heißt, die Mobilstationen schätzen Verzerrungsfaktorkoeffizienten γ1 und γ2 unter Verwendung komplexer Gewichte
    Figure 00190002
    und
    Figure 00190003
    Da die Pilotsignale nicht ordnungsgemäß gewichtet worden sind, sind die komplexen Gewichte νq und νk nicht wirklich gleich
    Figure 00190004
    und
    Figure 00190005
    d.h. die Annahme ist falsch, und es wird Fehler bei der Verarbeitung des Signals an der Mobilstation 28 geben, die eine Leistungsabnahme verursachen.
  • Eine Weise zum Korrigieren dieses Problems ist das Zuweisen von einmaligen Pilotsignalen zu jeder Mobilstation, d.h. von benutzerindividuellen Pilotsignalen. Wenn benutzerindividuelle Pilotsignale zugewiesen werden würden, dann können komplexe Gewichte νq und νk an die Pilotsignale angelegt werden. So würde das übertragene Signal für die Mobilstation oder den Benutzer z über die Antennenelemente q und k folgendermaßen aussehen:
    Figure 00200001
    wobei Wq-Pilot für Benutzer z und Wk-Pilot für Benutzer z die zugewiesenen, über Antennenelemente q und k übertragenen Walsh-Codes des Pilotsignals für den Benutzer z darstellen.
  • An der Mobilstation 28 können Verzerrungsfaktorkoeffizienten γq-z und γk-z für den Benutzer z unter Verwendung der folgenden Gleichungen geschätzt werden:
  • Figure 00200002
  • Die Signale s1 und s2 können mit den folgenden Gleichungen geschätzt werden:
    Figure 00200003
  • 4 und 5 zeigen schematische Diagramme von Sendern 40 und 50 für die Signalverarbeitung an der Basisstation 22 mit einer Antennenfeldkonfiguration mit zwei Gruppen, zwei Antennenelementen pro Gruppe gemäß einer Ausführungsform. Der Sender 40 umfaßt einen ersten Senderteil 42 und einen zweiten Senderteil 44 zur Signalverarbeitung an Gruppe 24-1 für Antennenelemente 24-1-1 und 24-1-2 und der Sender 50 umfaßt einen ersten Senderteil 52 und einen zweiten Senderteil 54 zur Signalverarbeitung an Gruppe 24-2 für Antennenelemente 24-2-1 bzw. 24-2-2.
  • Wie in 4 dargestellt umfaßt der erste Senderteil 42 eine Mehrzahl von Symbolwiederholern 402, 404, 406 und 408, Mischern 410, 412, 414, 416, 422, 424, 426, 428, 438 und 440, Summierern 418, 420, 430, 432 und 442 und Basisbandfiltern 434 und 436. Die Symbolwiederholer 402, 404, 406 und 408 empfangen eine Mehrzahl von Eingangssignalen YI1, YQ1, YI2 und YQ2, wobei Signale YI1, YQ1, YI2 und YQ2 dem gleichphasigen Signal se, quadraturphasigen Signal se, gleichphasigen Signal so bzw. quadaturphasigen Signal so entsprechen. Signale YI1, YQ1, YI2 und YQ2 werden durch die Symbolwiederholer 402, 404, 406 und 408, wie durch das Pluszeichen „+" und Minuszeichen „–" zwischen Klammern in 4 angezeigt, wiederholt. Beispielsweise gibt für jedes Bit oder Symbol des Signals YI1 der Symbolwiederholer 402 das gleiche Bit oder Symbol zweimal aus, d.h. ++, während der Symbolwiederholer 406 für jedes Bit oder Symbol des Signals YI2 das gleiche Bit gefolgt von einer Umkehrung des gleichen Bits ausgibt, d.h. +–. Die Ausgaben der Symbolwiederholer 402 und 404 werden an Mischern 410 und 412 mit Walsh-Code w1 vermischt, während die Ausgaben der Symbolwiederholer 406 und 408 an Mischern 414 und 416 mit Walsh-Code w2 vermischt werden. Die Ausgaben der Mischer 410 und 414 werden vom Summierer 418 summiert, und die Ausgaben der Mischer 412 und 416 werden vom Summierer 420 summiert.
  • Die Ausgabe des Summierers 418 wird durch Mischer 422 und 424 mit gleichphasigen und quadaturphasigen Pseudozufallszahlcodes PNI und PNQ vermischt, und die Ausgabe des Summierers 420 wird durch Mischer 428 bzw. 426 mit den gleichphasigen und quadraturphasigen Pseudozufallszahlcodes PNI und PNQ vermischt. Die Ausgaben der Mischer 422 und 426 werden vom Summierer 430 summiert, und die Ausgaben der Mischer 424 und 428 werden vom Summierer 432 summiert. Die Ausgaben der Summierer 430 und 432 werden von Basisbandfiltern 434 und 436 gefiltert und dann über Mischer 438 und 440 auf durch die Funktionen cos(2πfct) bzw. sin(2πfct) definierte Trägersignale auf moduliert. Die Ausgaben der Mischer 438 und 440 werden unter Verwendung des Summierers 442 zusammenaddiert, ehe sie als Signal S1 im Signal S1 über das Antennenelement 24-1-1 übertragen werden.
  • Der zweite Senderteil 44 des Senders 40 umfaßt eine Mehrzahl von Symbolwiederholern 444, 446, 448 und 450, Mischern 452, 554, 456, 458, 464, 466, 468, 470, 476, 478, 480, 482, 492 und 494, Summierer 460, 462, 472, 474, 484, 486 und 496 und Basisbandfiltern 488 und 490. Symbolwiederholer 444, 446, 448 und 450, Mischer 452, 545, 456 und 458, Summierer 460 und 462 fungieren auf eine im wesentlichen mit ihren Gegenstücken im ersten Senderteil 42 identische Weise, d.h. Symbolwiederholern 402, 404, 406 und 408, Mischern 410, 412, 414 und 416 und Summierern 418 und 420.
  • Die Ausgaben der Mischer 460 und 462 werden dann so phasensynchronisiert oder phasenverschoben, daß das über das zugehörige Antennenelement 24-1-2 zu übertragende Signal gleichphasig mit dem über das Antennenelement 24-1-1 zu übertragenden Signal an der Ziel-Mobilstation 28 ankommt. Insbesondere wird die Ausgabe des Mischers 460 unter Verwendung der Mischer 464 und 468 mit den gleichphasigen und quadraturphasigen Komponenten cI und cQ von komplexem Gewicht ν, die dem Antennenelement 24-1-2 zugeordnet sind, vermischt, während die Ausgabe des Mischers 462 unter Verwendung der Mischer 466 und 470 mit den gleichphasigen und quadraturphasigen Komponenten cI und cQ von komplexem Gewicht ν, die dem Antennenelement 24-1-2 zugeordnet sind, vermischt werden. Die Ausgaben der Mischer 464 und 470 werden vom Summierer 472 summiert und die Ausgaben der Mischer 466 und 468 werden vom Summierer 474 summiert. Die Ausgabe des Summierers 472 wird als Eingaben in die Mischer 476 und 478 bereitgestellt, und die Ausgabe des Summierers 474 wird als Eingaben in die Mischer 480 und 482 bereitgestellt. Die Mischer 476, 478, 480, 482, 492 und 494, Summierer 484, 486 und 496 und Basisbandfilter 488 und 490 fungieren auf eine im wesentlichen mit ihren Gegenstücken im ersten Senderteil 42 identische Weise, d.h. Mischern 422, 424, 426, 428, 438 und 440, Summierern 430, 432 und 442 und Basisbandfiltern 434 und 436.
  • Man beachte, daß der erste Senderteil 42 keine Komponenten zum Phasensynchronisieren des über sein zugehöriges Antennenelement 24-1-1 zu übertragenden Signals enthält, da dieses Signal als das Bezugssignal benutzt wird, mit dem die Phase des über das Antennenelement 24-1-2 zu übertragenden Signals zu synchronisieren ist. Es versteht sich, daß der erste Senderteil 42 auch Komponenten zum Phasensynchronsieren seines zugehörigen Signals enthalten kann. Wenn die Gruppe 24-1 zusätzliche Antennenelemente aufweisen würde, könnte der Sender zusätzliche Senderteile identisch mit dem zweiten Senderteil 44, abgesehen von dem angewandten komplexen Gewicht, enthalten.
  • Der erste und zweite Senderteil 52 und 54 des Senders 50 fungiert auf eine im wesentlichen mit dem erste und zweiten Senderteil 42 und 44 des Senders 40 identische Weise. Bemerkenswerte Ausnahmen sind folgende. Die Symbolwiederholer 502, 504, 506, 508, 544, 546, 548 und 550 sind so für Signale YI1, YQ1, YI2 und YQ2 konfiguriert, daß ihre Ausgaben nicht mit den Ausgaben ihrer jeweiligen Gegenstücke im Sender 40 identisch sind. Beispielsweise ist der Symbolwiederholer 502 ein „+–"- Wiederholer, während sein Symbolwiederholergegenstück 402 ein „++"- Wiederholer ist. Ein weiterer Unterschied besteht darin, daß die Ausgaben der zum Sender 50 gehörenden Symbolwiederholer mit sich von den zum Vermischen der Ausgaben ihrer jeweiligen Gegenstücke im Sender 40 benutzten Walsh-Codes unterscheidenden Walsh-Codes vermischt werden. Beispielsweise wird die Ausgabe des Symbolwiederholers 504 mit Walsh-Code w2 vermischt, während die Ausgabe seines Symbolwiederholergegenstücks 404 mit Walsh-Code w1 vermischt wird.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung sehr ausführlich unter Bezugnahme auf gewisse Ausführungsformen beschrieben worden ist, sind andere Versionen möglich.

Claims (2)

  1. Verfahren zur Signalverarbeitung für ein drahtloses Kommunikationssystem mit einem Antennenfeld mit mindestens einer ersten Antennengruppe mit mindestens zwei Antennenelementen und einer zweiten Antennengruppe mit mindestens einem Antennenelement, wobei die erste und zweite Antennengruppe annähernd zehn Trägerwellenlängen oder mehr voneinander beabstandet sind und die zu der ersten Antennengruppe gehörenden Antennenelemente annähernd eine halbe Trägerwellenlänge oder weniger voneinander beabstandet sind, mit folgenden Schritten: Erzeugen einer Mehrzahl von Datenströmen aus einem Signal; Kodieren jedes einer ersten, aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleiteten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes; Phasenverschieben der ersten Mehrzahl repräsentativer Datenströme; Kodieren jedes einer zweiten, aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleiteten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes, wobei unterschiedliche orthogonale Codes zum Kodieren von repräsentativen Datenströmen der ersten und zweiten Mehrzahl von aus einem gleichen Datenstrom in der Mehrzahl von Datenströmen abgeleiteten repräsentativen Datenströmen benutzt werden, wobei die erste und zweite Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen repräsentative Datenströme der Mehrzahl von Datenströmen sind, die die Wiedergewinnung der Mehrzahl von Datenströmen an einem Empfänger nach Kodierung ermöglichen; Übertragen der kodierten und phasenverschobenen ersten Mehrzahl repräsentativer Datenströme über die erste Antennengruppe; und Übertragen der kodierten zweiten Mehrzahl repräsentativer Datenströme über die zweite Antennengruppe.
  2. Drahtloses Kommunikationssystem (20) mit folgendem: einer Mehrzahl von Antennengruppen, einschließlich einer ersten Antennengruppe (24-1) mit mindestens einem Antennenelement und einer zweiten Antennengruppe (24-2) mit mindestens zwei Antennenelementen, wobei die erste und zweite Antennengruppe annähernd zehn Trägerwellenlängen oder mehr voneinander beabstandet sind, die zwei Antennenelemente der zweiten Antennengruppe annähernd eine halbe Trägerwellenlänge oder weniger voneinander beabstandet sind, und einem Sender (24) zum Erzeugen einer Mehrzahl von Datenströmen aus einem Signal zum Übertragen einer ersten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen, die aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet und unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes kodiert sind, über die erste Antennengruppe, und zum Übertragen jedes einer zweiten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen, die aus der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet und unter Verwendung unterschiedlicher orthogonaler Codes kodiert sind, über die zweite Antennengruppe, wobei unterschiedliche orthogonale Codes zum Kodieren repräsentativer Datenströme der ersten und zweiten Mehrzahl von repräsentativen Datenströmen benutzt werden, die aus einem gleichen Datenstrom in der Mehrzahl von Datenströmen abgeleitet sind, wobei die erste und zweite Mehrzahl repräsentativer Datenströme repräsentative Datenströme der Mehrzahl von Datenströmen sind, die die Wiedergewinnung der Mehrzahl von Datenströmen an einem Empfänger (28) nach Kodierung ermöglichen, und die zweite Mehrzahl repräsentativer Datenströme zur Übertragung über ein zur zweiten Antennengruppe gehörendes Antennenelement phasenverschoben ist.
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