JP3150976B2 - スペクトラム拡張通信システムに適応するセクタ化 - Google Patents
スペクトラム拡張通信システムに適応するセクタ化Info
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- Medicines Containing Antibodies Or Antigens For Use As Internal Diagnostic Agents (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、スペクトラム拡散信号を使った通信システ
ムに係り、特にスペクトラム拡散通信システムに適応す
るセクタ化（sectorization）の方法と装置の改良に関
する。
ムに係り、特にスペクトラム拡散通信システムに適応す
るセクタ化（sectorization）の方法と装置の改良に関
する。
背景技術 通信システムは、基地局の場所から物理的に別々のユ
ーザや加入者の場所に情報信号を送信できるようにする
ことを目的として開発されてきた。アナログとディジタ
ルの両方法は、基地局とユーザの場所とをリンクする通
信チャネルを介して情報信号を送るのために使われてき
た。ディジタル方法にはアナログ方法に比べて幾つかの
利点、例えば、チャネルノイズや干渉に対する耐性、キ
ャパシティの増大、暗合を使った通信の機密性等があ
る。
ーザや加入者の場所に情報信号を送信できるようにする
ことを目的として開発されてきた。アナログとディジタ
ルの両方法は、基地局とユーザの場所とをリンクする通
信チャネルを介して情報信号を送るのために使われてき
た。ディジタル方法にはアナログ方法に比べて幾つかの
利点、例えば、チャネルノイズや干渉に対する耐性、キ
ャパシティの増大、暗合を使った通信の機密性等があ
る。
通信チャネルを介していずれかの方向に情報信号を送
信するとき、チャネルを介して効率的な送信ができるよ
うに情報信号をまず最適な形式に変換する。この情報信
号の変換又は変調には、変調波のスペクトラムがチャネ
ル帯域内に入るように情報信号に基づいて搬送波のパラ
メータを調整することも含まれている。受け手側では、
元のメッセージ信号は、チャネルの伝搬に続いて受信す
る変調波のバージョンから再現される。このような再現
は、メッセージ送信の間行われる変調処理の逆の処理に
より一般的に行われている。
信するとき、チャネルを介して効率的な送信ができるよ
うに情報信号をまず最適な形式に変換する。この情報信
号の変換又は変調には、変調波のスペクトラムがチャネ
ル帯域内に入るように情報信号に基づいて搬送波のパラ
メータを調整することも含まれている。受け手側では、
元のメッセージ信号は、チャネルの伝搬に続いて受信す
る変調波のバージョンから再現される。このような再現
は、メッセージ送信の間行われる変調処理の逆の処理に
より一般的に行われている。
また変調により多重化（マルチ化）、すなわち共通チ
ャネル上に幾つかの信号を同時に送信することが容易に
なる。多重化通信システム内の遠く離れた複数の加入者
ユニットは、通信チャネルを連続的にアクセスするより
も、間欠的なサービスを必要とするのが一般的である。
加入者ユニット全体の中の選択された一部分で通信を可
能にするように設計されたシステムは、多重アクセス通
信システムと呼ばれてきた。
ャネル上に幾つかの信号を同時に送信することが容易に
なる。多重化通信システム内の遠く離れた複数の加入者
ユニットは、通信チャネルを連続的にアクセスするより
も、間欠的なサービスを必要とするのが一般的である。
加入者ユニット全体の中の選択された一部分で通信を可
能にするように設計されたシステムは、多重アクセス通
信システムと呼ばれてきた。
特定のタイプの多重アクセス通信システム、例えばコ
ード分割多重アクセス（CDMA）変調システムは、スペク
トラム拡張技法により実現されている。スペクトラム拡
張システムにおいては、変調技法を使って送信信号の帯
域を通信チャネルの周波数帯域より広くしている。一
方、多重アクセス通信システムの技法には、時分割多重
アクセス方式（TDMA）と周波数多重アクセス方式（FDM
A）とがある。しかし、CDMAのスペクトラム拡張変調技
法には、多重アクセス通信システムのための変調技法に
対して、特筆すべき利点がある。多重アクセス通信シス
テムにCDMA技法を用いることは、本発明の譲受人に譲受
られている1990年２月３日に発行されたUSP4,901,307
（名称;SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATI
ON SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTR IAL REPEATER
S）に記述されている。
ード分割多重アクセス（CDMA）変調システムは、スペク
トラム拡張技法により実現されている。スペクトラム拡
張システムにおいては、変調技法を使って送信信号の帯
域を通信チャネルの周波数帯域より広くしている。一
方、多重アクセス通信システムの技法には、時分割多重
アクセス方式（TDMA）と周波数多重アクセス方式（FDM
A）とがある。しかし、CDMAのスペクトラム拡張変調技
法には、多重アクセス通信システムのための変調技法に
対して、特筆すべき利点がある。多重アクセス通信シス
テムにCDMA技法を用いることは、本発明の譲受人に譲受
られている1990年２月３日に発行されたUSP4,901,307
（名称;SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATI
ON SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTR IAL REPEATER
S）に記述されている。
上述のUSP4,901,307では、トランシーバをそれぞれ持
った非常に多くの移動システムユーザが、CDMAのスペク
トラム拡張通信信号を使って、衛星中継又は地上基地局
を介して通信するような多重アクセス技法が記述されて
いる。CDMA通信を使う場合、周波数スペクトラムを複数
倍に使えるので、システムのユーザのキャパシティを増
大できる。CDMAを使うことにより、他の多重アクセス技
法よりも、スペクトラム効率を非常の高めることができ
る。
った非常に多くの移動システムユーザが、CDMAのスペク
トラム拡張通信信号を使って、衛星中継又は地上基地局
を介して通信するような多重アクセス技法が記述されて
いる。CDMA通信を使う場合、周波数スペクトラムを複数
倍に使えるので、システムのユーザのキャパシティを増
大できる。CDMAを使うことにより、他の多重アクセス技
法よりも、スペクトラム効率を非常の高めることができ
る。
特定のセルラー方式CDMAシステムでは、基地局とその
周囲のセル内の加入者ユニットとの間の通信は、ユーザ
拡張コードを使って使用可能なチャネル帯域より送信信
号の帯域を拡張することにより実現される。このような
CDMAシステムにおいては、スペクトラムを拡張するため
に使われるコード列は、２種類の列から構成される。２
種類の列それぞれは異なる特性を持ち、異なる機能を実
現する。例えば、第１のタイプではＩとＱチャネルのPN
コードが使われ、全信号が１つのセル又はセクタで共有
されている。さらに、ＩとＱチャネルのPNコードより期
間の長いユニークロングPNコードによりユーザを特定し
ている。
周囲のセル内の加入者ユニットとの間の通信は、ユーザ
拡張コードを使って使用可能なチャネル帯域より送信信
号の帯域を拡張することにより実現される。このような
CDMAシステムにおいては、スペクトラムを拡張するため
に使われるコード列は、２種類の列から構成される。２
種類の列それぞれは異なる特性を持ち、異なる機能を実
現する。例えば、第１のタイプではＩとＱチャネルのPN
コードが使われ、全信号が１つのセル又はセクタで共有
されている。さらに、ＩとＱチャネルのPNコードより期
間の長いユニークロングPNコードによりユーザを特定し
ている。
図１に示すように、一般的なCDMAの通信セル10を示し
ていて、その中には固定的又は移動可能な複数の加入者
ユニット12と基地局14とが配置されている。加入者ユニ
ット12は、チャネル数が等しい第１乃至第３のユーザセ
クタ16、18、20にグループ分けされている。基地局14
は、それぞれのユーザセクタ内の加入者ユニットとの通
信を促進するために専用化されている１セットの固定ア
ンテナ（図示しない）を有している。換言すると、３つ
の素子アンテナアレイを使って、セルを特定のユーザセ
クタに分割する。
ていて、その中には固定的又は移動可能な複数の加入者
ユニット12と基地局14とが配置されている。加入者ユニ
ット12は、チャネル数が等しい第１乃至第３のユーザセ
クタ16、18、20にグループ分けされている。基地局14
は、それぞれのユーザセクタ内の加入者ユニットとの通
信を促進するために専用化されている１セットの固定ア
ンテナ（図示しない）を有している。換言すると、３つ
の素子アンテナアレイを使って、セルを特定のユーザセ
クタに分割する。
図１のシステムの１つの利点は、基地局14がダイバー
シティ受信器を有していて、このダイバーシティ受信器
が加入者ユニット21から送信されるPN拡張波形の多重パ
スエコーを個別に受信するように配置されていることで
ある。多重パスエコーは、ユーザ信号が伝搬環境内の物
体で反射することにより生成される。次に、個々の多重
パス信号は、特定の多重パス信号に対し専用の受信器の
分割された“フィンガー”内で時間的に整列され、そし
てS/N比を向上するために合成される。セル10が数セク
タ（例えば６セクタ）以上に分割されているとき、各セ
クタに割り当てられるビームは比較的狭くなる。このよ
うにセクタが増加すると、集中セクタビームを除いて、
これら多重パス信号の受信が妨害され、これによりS/N
比が低下してしまうという不具合が生じる。
シティ受信器を有していて、このダイバーシティ受信器
が加入者ユニット21から送信されるPN拡張波形の多重パ
スエコーを個別に受信するように配置されていることで
ある。多重パスエコーは、ユーザ信号が伝搬環境内の物
体で反射することにより生成される。次に、個々の多重
パス信号は、特定の多重パス信号に対し専用の受信器の
分割された“フィンガー”内で時間的に整列され、そし
てS/N比を向上するために合成される。セル10が数セク
タ（例えば６セクタ）以上に分割されているとき、各セ
クタに割り当てられるビームは比較的狭くなる。このよ
うにセクタが増加すると、集中セクタビームを除いて、
これら多重パス信号の受信が妨害され、これによりS/N
比が低下してしまうという不具合が生じる。
本発明の目的は、ディジタル通信システム内でユーザ
へ又はユーザから送信された直接信号と多重パス信号の
追跡と受信とを分割できる適合性セクタ化技法を提供す
ることである。
へ又はユーザから送信された直接信号と多重パス信号の
追跡と受信とを分割できる適合性セクタ化技法を提供す
ることである。
発明の開示 本発明は、例えばセルラー方式通信システムのような
ディジタル通信システム内のチャネル資源を適当にセク
タ化するためのシステム及び方法である。このシステム
は、少なくとも第１、第２の電磁波を供給し、複数のユ
ーザの特定の１人から送信された第１の情報信号を受信
し、第１、第２の受信信号を発生するためのアンテナ配
列を有する。第１のセットのビーム成形信号は、第１、
第２の受信信号から発生される。
ディジタル通信システム内のチャネル資源を適当にセク
タ化するためのシステム及び方法である。このシステム
は、少なくとも第１、第２の電磁波を供給し、複数のユ
ーザの特定の１人から送信された第１の情報信号を受信
し、第１、第２の受信信号を発生するためのアンテナ配
列を有する。第１のセットのビーム成形信号は、第１、
第２の受信信号から発生される。
復調受信器は、第１のセットのビーム成形信号に含ま
れる第１、第２のビーム成形信号を復調し、第１、第２
の復調信号を生成するために設けられる。さらにシステ
ムは、様々な位置及び角度で受信されたマルチパス情報
信号を、第１、第２の復調信号の比較に基づいて追跡す
るための追跡網を有する。
れる第１、第２のビーム成形信号を復調し、第１、第２
の復調信号を生成するために設けられる。さらにシステ
ムは、様々な位置及び角度で受信されたマルチパス情報
信号を、第１、第２の復調信号の比較に基づいて追跡す
るための追跡網を有する。
図面の簡単な説明 図１は、複数の加入者ユニットと基地局とが配置され
ている典型的な多重化アクセス通信システムを示す。
ている典型的な多重化アクセス通信システムを示す。
図２は、本発明にしたがって直接的に送信され、受信
は多重パスで行われるスペクトラム拡張通信システムの
好ましい実施例を示す。
は多重パスで行われるスペクトラム拡張通信システムの
好ましい実施例を示す。
図３は、本実施例で最適なスペクトラム拡張送信器の
ブロック図を示す。
ブロック図を示す。
図４は、典型的なRF送信器のブロック図を示す。
図5Aは、本発明の適合性セクタ化を可能にするために
設けられた基地局受信網のブロック図を示す。
設けられた基地局受信網のブロック図を示す。
図5Bは、特定のチャネルユニットを有する基地局受信
網のブロック図を示す。
網のブロック図を示す。
図5Cは、遠方の場所に編成されたアンテナアレイを有
する基地局受信網のブロック図を示す。
する基地局受信網のブロック図を示す。
図5Dは、中間周波数に変換され、ディジタル化された
１セットのアンテナビーム信号を処理するために配置さ
れた適合性ビームRAKE受信器のブロック図を示す。
１セットのアンテナビーム信号を処理するために配置さ
れた適合性ビームRAKE受信器のブロック図を示す。
図６は、水平垂直偏波された信号を受信するためのア
ンテナ素子を有する受信アンテナアレイの実施例を示
す。
ンテナ素子を有する受信アンテナアレイの実施例を示
す。
図７は、入力ビーム信号と出力トラフィックチャネル
との間に１つの信号パスを正確に設けるためのスイッチ
行列内のスイッチ配列を示している。
との間に１つの信号パスを正確に設けるためのスイッチ
行列内のスイッチ配列を示している。
図８は、基地局受信網内の典型的なダイバーシティ受
信器のブロック図である。
信器のブロック図である。
図９は、右／左ビームプロセッサの詳細図を示す。
図10は、典型的なダイバーシティ受信器の第１の受信
フィンガーに関係するビーム追跡圧縮器のブロック図で
ある。
フィンガーに関係するビーム追跡圧縮器のブロック図で
ある。
図11は、円形アンテナアレイの説明図である。
好ましい実施例の詳細説明 I.導入 以下に述べるように、本発明は、スペクトラム拡張通
信システム内の１つ又はそれ以上のアンテナアレイによ
り決まるビームパターンを適当に制御することを目的と
している。好ましい実施例においては、１つ又はそれ以
上のアンテナアレイをセルラー方式通信システムのセル
サイト基地局に集中的に配置されている。本発明によれ
ば、加入者と個々に関わっている加入者ユニットからの
直接的信号と非直接的（例えばマルチパス）信号との両
方の送信を受けるために、ビームセットは分離されてい
る。新しい追跡網により、加入者ユニットからの直接的
信号とマルチパス信号の送信を、時間的及び空間的に別
々に追跡することができる。上述したように、“時間追
跡”は、受信信号の復調結果にしたがってPN拡張列に受
信信号を関係付けるときにその位相を調整することによ
り実現される。
信システム内の１つ又はそれ以上のアンテナアレイによ
り決まるビームパターンを適当に制御することを目的と
している。好ましい実施例においては、１つ又はそれ以
上のアンテナアレイをセルラー方式通信システムのセル
サイト基地局に集中的に配置されている。本発明によれ
ば、加入者と個々に関わっている加入者ユニットからの
直接的信号と非直接的（例えばマルチパス）信号との両
方の送信を受けるために、ビームセットは分離されてい
る。新しい追跡網により、加入者ユニットからの直接的
信号とマルチパス信号の送信を、時間的及び空間的に別
々に追跡することができる。上述したように、“時間追
跡”は、受信信号の復調結果にしたがってPN拡張列に受
信信号を関係付けるときにその位相を調整することによ
り実現される。
図２に本発明によるスペクトラム拡張通信システム20
を示している。通信システム20には、固定され又は移動
可能な複数の加入者ユニット22と、第１、第２の基地局
24,26と、制御局30とが配置されている。基地局24,26そ
れぞれには、加入者ユニット22からの信号を受信するた
めのアンテナアレイ（図示しない）が設けられている。
このシステム20において、各加入者ユニット22には、ユ
ニーク擬ランダム（PN）コードが割り当てられて、これ
によりユーザ信号間の識別が行われる。ユーザ信号は、
加入者ユニット22に関わっている複数のトラフィックチ
ャネルを介して送られる。この識別は、すべてのシステ
ムトラフィックチャネルが単一の高周波チャネル上を送
られていても確保される。
を示している。通信システム20には、固定され又は移動
可能な複数の加入者ユニット22と、第１、第２の基地局
24,26と、制御局30とが配置されている。基地局24,26そ
れぞれには、加入者ユニット22からの信号を受信するた
めのアンテナアレイ（図示しない）が設けられている。
このシステム20において、各加入者ユニット22には、ユ
ニーク擬ランダム（PN）コードが割り当てられて、これ
によりユーザ信号間の識別が行われる。ユーザ信号は、
加入者ユニット22に関わっている複数のトラフィックチ
ャネルを介して送られる。この識別は、すべてのシステ
ムトラフィックチャネルが単一の高周波チャネル上を送
られていても確保される。
図２に示されているように、加入者ユニット22aから
送られた情報信号Ｓは、近くの第１の物体34（例えばビ
ル）に当たる。信号Ｓは、基地局24、26で直接的に受信
されるが、この信号Ｓの第１のマルチパス成分（Sm1）
は物体34で反射して基地局26に受信される。本発明によ
れば、信号Ｓ、Sm1は、基地局24、26で時間的及び空間
的にそれぞれ追跡される。基地局24、26での復調後、復
調された信号Ｓ、Sm1は、制御局30に送られる。制御局3
0では、復調された信号は時間配列され、スペクトラム
拡張ダイバーシティ受信器で合成される。このようなダ
イバーシティ受信器の好ましい実施例を以下に詳述す
る。
送られた情報信号Ｓは、近くの第１の物体34（例えばビ
ル）に当たる。信号Ｓは、基地局24、26で直接的に受信
されるが、この信号Ｓの第１のマルチパス成分（Sm1）
は物体34で反射して基地局26に受信される。本発明によ
れば、信号Ｓ、Sm1は、基地局24、26で時間的及び空間
的にそれぞれ追跡される。基地局24、26での復調後、復
調された信号Ｓ、Sm1は、制御局30に送られる。制御局3
0では、復調された信号は時間配列され、スペクトラム
拡張ダイバーシティ受信器で合成される。このようなダ
イバーシティ受信器の好ましい実施例を以下に詳述す
る。
本発明によれば、各基地局のアンテナアレイは、空間
上で重なり合っているかもしれない隣接電磁気ビームの
セットを有するとして特徴付けられるアンテナパターン
を発生する。ビームの第１、第２のサブセットは、別々
に追跡し、信号Ｓ、Sm1を受信するために基地局26によ
り供給される。好ましくは、ビームの異なるサブセット
はダイナミックに割り当てられ、基地局26の入射角の変
化に応じて信号Ｓ、Sm1を追跡し受信する。この変化は
例えば加入者ユニット22の移動や物体34の移動により生
じる。同様に、入射角の変化は、例えば基地局26が軌道
衛星に装備されているような場合での基地局26の移動に
より起こる。
上で重なり合っているかもしれない隣接電磁気ビームの
セットを有するとして特徴付けられるアンテナパターン
を発生する。ビームの第１、第２のサブセットは、別々
に追跡し、信号Ｓ、Sm1を受信するために基地局26によ
り供給される。好ましくは、ビームの異なるサブセット
はダイナミックに割り当てられ、基地局26の入射角の変
化に応じて信号Ｓ、Sm1を追跡し受信する。この変化は
例えば加入者ユニット22の移動や物体34の移動により生
じる。同様に、入射角の変化は、例えば基地局26が軌道
衛星に装備されているような場合での基地局26の移動に
より起こる。
基地局26のダイバーシティ受信器は、直接的に送られ
た信号Ｓを受信するためのフィンガーとマルチパス信号
Sm1を受信するためのフィンガーとを有している。各フ
ィンガーでは加入者ユニット22aに関わるPNコードを使
って受信信号を復調し、その後、復調された信号は時間
配列され合成される。このようにして合成信号から抽出
された情報信号のS/N比は、信号送信パスだけをわたっ
て受信された信号を使った場合のS/N比のように向上す
る。
た信号Ｓを受信するためのフィンガーとマルチパス信号
Sm1を受信するためのフィンガーとを有している。各フ
ィンガーでは加入者ユニット22aに関わるPNコードを使
って受信信号を復調し、その後、復調された信号は時間
配列され合成される。このようにして合成信号から抽出
された情報信号のS/N比は、信号送信パスだけをわたっ
て受信された信号を使った場合のS/N比のように向上す
る。
II.詳細説明 A.スペクトラム拡張信号送信 図３に加入者ユニット22（図2A、2B）に設けるのに適
当なスペクトラム拡張送信器のブロック図を示してい
る。好ましい実施例では、２値、４値、Ｃ値のような直
交信号の形式が、加入者ユニットと基地局とのリンク、
すなわち逆リンク上のS/N比を向上するために採用され
る。さらに、Ｃ値信号技法は、例えばコスタスループ又
はコヒーレントPSK技法に比べて、レイリーフェージン
グによる信号歪みに対して鈍感であると考えられてい
る。しかし、軌道衛星に基地局が装備されているような
場合には、他の復調技法によりもっとS/N比が向上する
かもしれない。
当なスペクトラム拡張送信器のブロック図を示してい
る。好ましい実施例では、２値、４値、Ｃ値のような直
交信号の形式が、加入者ユニットと基地局とのリンク、
すなわち逆リンク上のS/N比を向上するために採用され
る。さらに、Ｃ値信号技法は、例えばコスタスループ又
はコヒーレントPSK技法に比べて、レイリーフェージン
グによる信号歪みに対して鈍感であると考えられてい
る。しかし、軌道衛星に基地局が装備されているような
場合には、他の復調技法によりもっとS/N比が向上する
かもしれない。
図３の送信器において、ボコーダによりデータに変換
された音声等のデータビット100は、コード器102に供給
され、そこで入力データレートにしたがって畳み込みコ
ード化される。データビットレートがコード器102のビ
ット処理レートより低いとき、コード器102が入力デー
タビット100を繰り返して、コード器102の動作レートに
マッチするビットレートで反復データストリームを生成
するようにコードシンボル反復が用いられる。ここでは
コード器102は毎秒9.6kbitという非常に低いレート（R
b）でデータビット100を受信し、毎秒Rb/rで記号を生成
する。なお、ｒは、コード器102のコードレート（例え
ば1/3）である。そして、コード化されたデータは、ブ
ロック毎に交互配置するインターリーブ部104に供給さ
れる。
された音声等のデータビット100は、コード器102に供給
され、そこで入力データレートにしたがって畳み込みコ
ード化される。データビットレートがコード器102のビ
ット処理レートより低いとき、コード器102が入力デー
タビット100を繰り返して、コード器102の動作レートに
マッチするビットレートで反復データストリームを生成
するようにコードシンボル反復が用いられる。ここでは
コード器102は毎秒9.6kbitという非常に低いレート（R
b）でデータビット100を受信し、毎秒Rb/rで記号を生成
する。なお、ｒは、コード器102のコードレート（例え
ば1/3）である。そして、コード化されたデータは、ブ
ロック毎に交互配置するインターリーブ部104に供給さ
れる。
64値（すなわちＣ＝64）の直交変調器106では、記号
は、log2C個の記号を含む文字に毎秒（1/r）（Rb/log
2C）のレートで分類される。好ましい実施例では、各文
字は、長さＣ（例えばＣ＝64）のウォルシュ列にしたが
ってコード化される。つまり、各ウォルシュ列は64のバ
イナリービット又はチップを有し、また64個のウォルシ
ュシコードが１セットになっいて、そのウォルシュシコ
ード１つ１つの長さが64である。64の直交コードは、64
×64のアダマール行列からのウォルシュシコードに対応
していて、そこでは１つのウォルシュシコードは行列の
１つの行又は列である。
は、log2C個の記号を含む文字に毎秒（1/r）（Rb/log
2C）のレートで分類される。好ましい実施例では、各文
字は、長さＣ（例えばＣ＝64）のウォルシュ列にしたが
ってコード化される。つまり、各ウォルシュ列は64のバ
イナリービット又はチップを有し、また64個のウォルシ
ュシコードが１セットになっいて、そのウォルシュシコ
ード１つ１つの長さが64である。64の直交コードは、64
×64のアダマール行列からのウォルシュシコードに対応
していて、そこでは１つのウォルシュシコードは行列の
１つの行又は列である。
変調器106により生成されたウォルシュ列は、排他的
論理和合成器108に供給され、加入者ユニット22に固有
のPNコードとカバー又は掛け合わされる。このような長
いPNコードは、ユーザのPNロングコードマスクにしたが
ってPNロングコード発生器110によりレートRcで発生さ
れる。典型的には、ロングコード発生器110は、ウォル
シュチップ当たり４つのPNチップからなるように、1.22
88MHz（Rc＝1.2288MHz）という典型的なレートで動作す
る。
論理和合成器108に供給され、加入者ユニット22に固有
のPNコードとカバー又は掛け合わされる。このような長
いPNコードは、ユーザのPNロングコードマスクにしたが
ってPNロングコード発生器110によりレートRcで発生さ
れる。典型的には、ロングコード発生器110は、ウォル
シュチップ当たり４つのPNチップからなるように、1.22
88MHz（Rc＝1.2288MHz）という典型的なレートで動作す
る。
図４に、RF送信器150の典型的な構成を示す。コード
分割多重アクセス締（CDMA）のスペクトラム拡張装置に
おいては、短いPN列のペア（PNI,PNQ）は、PNI発生器15
2とPNQ発生器154から排他的論理和合成器156、158にそ
れぞれ供給される。PNI,PNQ列は同相（Ｉ）の通信チャ
ネルと直交位相（Ｑ）の通信チャネルそれぞれに関係し
ており、各ユーザのPNコードの長さより非常に短い長さ
（32,768チップ）である。次に、Ｉチャネルコード拡張
列160と、Ｑチャネルコード拡張列162は、ベースバンド
フィルタ164,166を通過する。そして、RF増幅の非線形
性を補償するために、フィルタされたＱチャネル列だけ
が、1/2PNチップで遅延される。
分割多重アクセス締（CDMA）のスペクトラム拡張装置に
おいては、短いPN列のペア（PNI,PNQ）は、PNI発生器15
2とPNQ発生器154から排他的論理和合成器156、158にそ
れぞれ供給される。PNI,PNQ列は同相（Ｉ）の通信チャ
ネルと直交位相（Ｑ）の通信チャネルそれぞれに関係し
ており、各ユーザのPNコードの長さより非常に短い長さ
（32,768チップ）である。次に、Ｉチャネルコード拡張
列160と、Ｑチャネルコード拡張列162は、ベースバンド
フィルタ164,166を通過する。そして、RF増幅の非線形
性を補償するために、フィルタされたＱチャネル列だけ
が、1/2PNチップで遅延される。
ディジタルアナログ変換器170、172は、ディジタルの
ＩチャネルとＱチャネルの情報をアナログ形式にそれぞ
れ変換するために設けられる。ディジタルアナログ変換
器170、172により得られたアナログ波形は、局部発振
（LO）搬送周波数信号Cos（２πft）とSin（２πft）そ
れぞれとミキサ188、190で掛け合わされ、加算器192に
供給される。直交位相搬送信号Cos（２πft）とSin（２
πft）は、図示しない適当な周波数源から発生される。
これら掛け合わされた中間周波数信号は、加算器192で
加算され、ミキサ194に供給される。
ＩチャネルとＱチャネルの情報をアナログ形式にそれぞ
れ変換するために設けられる。ディジタルアナログ変換
器170、172により得られたアナログ波形は、局部発振
（LO）搬送周波数信号Cos（２πft）とSin（２πft）そ
れぞれとミキサ188、190で掛け合わされ、加算器192に
供給される。直交位相搬送信号Cos（２πft）とSin（２
πft）は、図示しない適当な周波数源から発生される。
これら掛け合わされた中間周波数信号は、加算器192で
加算され、ミキサ194に供給される。
ミキサ194は、加算信号に周波数シンセサイザ196から
のRF周波数信号を掛け合わせ、RF帯域に変換する。RF信
号は同相成分（Ｉ）と直交位相成分（Ｑ）とを含み、帯
域フィルタにかけられ、図示しないRF増幅器に出力され
る。RF送信器150の信号加算、ミキシング、フィルタリ
ング、増幅それぞれの技法は様々な技法が採用される
が、これら技法は周知であるので、ここでは詳述しな
い。同様に、符号化や変調の形式も１つに限定されるこ
とはない。
のRF周波数信号を掛け合わせ、RF帯域に変換する。RF信
号は同相成分（Ｉ）と直交位相成分（Ｑ）とを含み、帯
域フィルタにかけられ、図示しないRF増幅器に出力され
る。RF送信器150の信号加算、ミキシング、フィルタリ
ング、増幅それぞれの技法は様々な技法が採用される
が、これら技法は周知であるので、ここでは詳述しな
い。同様に、符号化や変調の形式も１つに限定されるこ
とはない。
B.基地局受信網の概説 図5Aに本発明による基地局受信網210のブロック図を
示す。図5A、5Bの典型的な実施例においては、基地局ア
ンテナアレイは、受信網210の信号処理部分と同じ場所
に配置される。図5C、5Dを参照して後述するように、ア
ンテナアレイは、離れた場所に配置され、光ファイバ通
信リンク又は同様の方法により設立されている受信網の
残りと通信する。
示す。図5A、5Bの典型的な実施例においては、基地局ア
ンテナアレイは、受信網210の信号処理部分と同じ場所
に配置される。図5C、5Dを参照して後述するように、ア
ンテナアレイは、離れた場所に配置され、光ファイバ通
信リンク又は同様の方法により設立されている受信網の
残りと通信する。
図5Aに示すように、Ｍ個の素子のアンテナアレイ（図
示しない）は、１セットのＭ個の信号線212に信号を供
給する。典型的には、アンテナアレイは、略円形に配列
されたＭ個の全方向性アンテナ素子からなり、これによ
り全方向からの信号受信が可能になる。これはＦ章で詳
述する。
示しない）は、１セットのＭ個の信号線212に信号を供
給する。典型的には、アンテナアレイは、略円形に配列
されたＭ個の全方向性アンテナ素子からなり、これによ
り全方向からの信号受信が可能になる。これはＦ章で詳
述する。
図5Aに示すように、信号線212は、アンテナアレイか
らの信号を１セットの中間周波数信号218に変換する中
間周波数変換器214に接続されている。そして、中間周
波数信号218は、ディジタルアナログ変換器220により個
別にサンプリングされる。ディジタルアナログ変換器22
0は、PN拡張レートの略４倍に相当するレートで、１セ
ットのＭ個の複素数ディジタル信号（Ii、Qi）を生成す
る。なお、ｉは、１乃至Ｍである。したがって、典型的
には、サンプリングレートは、４×1.228又は4.912MHz
に等価である。なお、補間フィルタがディジタルアナロ
グ変換器220に結合している場合には、サンプリングレ
ートは、ナイキストレートに低下するかもしれない。
らの信号を１セットの中間周波数信号218に変換する中
間周波数変換器214に接続されている。そして、中間周
波数信号218は、ディジタルアナログ変換器220により個
別にサンプリングされる。ディジタルアナログ変換器22
0は、PN拡張レートの略４倍に相当するレートで、１セ
ットのＭ個の複素数ディジタル信号（Ii、Qi）を生成す
る。なお、ｉは、１乃至Ｍである。したがって、典型的
には、サンプリングレートは、４×1.228又は4.912MHz
に等価である。なお、補間フィルタがディジタルアナロ
グ変換器220に結合している場合には、サンプリングレ
ートは、ナイキストレートに低下するかもしれない。
ディジタル信号（Ii、Qi）は、Ｎ個のディジタルビー
ム信号Bzを生成するビーム成形網224に供給される。な
お、ｚ＝１〜Ｎ、Ｎ＝（Ｌ）（Ｍ）である。Ｎ個のビー
ム信号Bzそれぞれは、次のように成形される。
ム信号Bzを生成するビーム成形網224に供給される。な
お、ｚ＝１〜Ｎ、Ｎ＝（Ｌ）（Ｍ）である。Ｎ個のビー
ム信号Bzそれぞれは、次のように成形される。
重み係数gizは、複素数からなる。後述するように、
重み係数gizは、各ビーム信号Bzが、Ｍ素子のアンテナ
アレイにより生成される所望のアンテナパターンに応じ
るように選択されている。各信号Bzに関係するアンテナ
ビームの形状及び方向は、重み係数gizの複素数をダイ
ナミックに変更することにより、適当に変更することが
できる。さらに、選択された信号Bzのセットに関係する
アンテナパターン間の重なりが所望の程度になるように
パラメータＬを選択することもできる。例えば、Ｌが単
位より大きいとき、ビーム信号Bzの合成に関係するアン
テナビームは必然的に空間上重なり合う。
重み係数gizは、各ビーム信号Bzが、Ｍ素子のアンテナ
アレイにより生成される所望のアンテナパターンに応じ
るように選択されている。各信号Bzに関係するアンテナ
ビームの形状及び方向は、重み係数gizの複素数をダイ
ナミックに変更することにより、適当に変更することが
できる。さらに、選択された信号Bzのセットに関係する
アンテナパターン間の重なりが所望の程度になるように
パラメータＬを選択することもできる。例えば、Ｌが単
位より大きいとき、ビーム信号Bzの合成に関係するアン
テナビームは必然的に空間上重なり合う。
ディジタルビーム信号Bz（ｚ＝１〜Ｎ）それぞれは、
複数のチャネルユニットに供給される。なお、図5Aには
１つしか示していない。各チャネルユニットは、移加入
者端末と基地局との間の通信リンク（例えば呼び出し）
に対して、残りの信号処理と検出とを実行する。コント
ローラ224により提供されるビーム選択情報に応じて、
チャネルユニットそれぞれ内のスイッチ列228は、チャ
ネルユニットの処理のために、ビーム信号Bzのサブセッ
トを選択する。１つ以上の探索受信器227は、チャネル
ユニットに関係する移動加入者ユニットから受信した最
も強い信号を認識するために使われる。探索受信器227
は、移動加入者ユニットから送信され、そして伝搬距離
に応じて別々な時刻に到着してきた様々なマルチパス成
分の強さを計測する。典型的には、１以上のビーム信号
からなるＪ個のセットは、１セットＪ個の相関受信器23
0による処理のために、スイッチレツ228により選択され
る。この選択は、探索受信器227による探索結果に基づ
いてコントローラ244により行われる。コントローラ244
は、ビーム信号Bzを相関受信器230へ供給すること、移
動加入者ユニットからのマルチ信号成分を処理すること
を決定する。また、コントローラ244は、ビーム成形網2
24内の重み係数を調整するように動作して、ビーム信号
Bzから生じるビームパターンの形状又は／及び方向を変
える。典型的には、移動ユニットから送信された信号が
最も高い集中（最大濃度）になる方向に最大利得が与え
られるようにアンテナビームパターンを成形する。又
は、各チャネルユニットに関係するビームパターンを特
定の状況で必要とされる注文製造（特殊な形状）になる
ように、ビーム成形網224内で十分多くのビームが成形
される。
複数のチャネルユニットに供給される。なお、図5Aには
１つしか示していない。各チャネルユニットは、移加入
者端末と基地局との間の通信リンク（例えば呼び出し）
に対して、残りの信号処理と検出とを実行する。コント
ローラ224により提供されるビーム選択情報に応じて、
チャネルユニットそれぞれ内のスイッチ列228は、チャ
ネルユニットの処理のために、ビーム信号Bzのサブセッ
トを選択する。１つ以上の探索受信器227は、チャネル
ユニットに関係する移動加入者ユニットから受信した最
も強い信号を認識するために使われる。探索受信器227
は、移動加入者ユニットから送信され、そして伝搬距離
に応じて別々な時刻に到着してきた様々なマルチパス成
分の強さを計測する。典型的には、１以上のビーム信号
からなるＪ個のセットは、１セットＪ個の相関受信器23
0による処理のために、スイッチレツ228により選択され
る。この選択は、探索受信器227による探索結果に基づ
いてコントローラ244により行われる。コントローラ244
は、ビーム信号Bzを相関受信器230へ供給すること、移
動加入者ユニットからのマルチ信号成分を処理すること
を決定する。また、コントローラ244は、ビーム成形網2
24内の重み係数を調整するように動作して、ビーム信号
Bzから生じるビームパターンの形状又は／及び方向を変
える。典型的には、移動ユニットから送信された信号が
最も高い集中（最大濃度）になる方向に最大利得が与え
られるようにアンテナビームパターンを成形する。又
は、各チャネルユニットに関係するビームパターンを特
定の状況で必要とされる注文製造（特殊な形状）になる
ように、ビーム成形網224内で十分多くのビームが成形
される。
図5Aに示すように、各相関受信器230で復調された信
号は、合成モジュール235に供給される。合成モジュー
ル235内では、復調された信号は合成され、そして逆配
置／復合器（図示しない）に供給される。典型的には、
交互配置を元に戻された（逆配置された）信号は、ビタ
ビ複合アルゴリズムにしたがって復合され、そしてボコ
ーダまたは他の機能ユニットに送られる。
号は、合成モジュール235に供給される。合成モジュー
ル235内では、復調された信号は合成され、そして逆配
置／復合器（図示しない）に供給される。典型的には、
交互配置を元に戻された（逆配置された）信号は、ビタ
ビ複合アルゴリズムにしたがって復合され、そしてボコ
ーダまたは他の機能ユニットに送られる。
図5Bに、基地局受信網210のブロック図を示す。これ
は特殊なチャネルユニットを有している。ディジタルビ
ーム信号Bz（ｚ＝１〜Ｎ）は、図5Aを参照して説明した
と同じように、ビーム成形網224により生成される。
は特殊なチャネルユニットを有している。ディジタルビ
ーム信号Bz（ｚ＝１〜Ｎ）は、図5Aを参照して説明した
と同じように、ビーム成形網224により生成される。
ディジタルビーム信号Bz（ｚ＝１〜Ｎ）は、選択され
たチャネルユニットのスイッチ列228に再び供給され
る。スイッチ列228は、複数セットのビーム信号Bzを、
相関受信器230内に設けられている１セットＪ個のダイ
バシティー受信器232a〜232jに割り当てるように構成さ
れている。各スイッチ列228は、Ｎ個（＝（Ｌ）
（Ｍ））のビーム信号入力を１セットＰ個（＝Ｊ＊3K）
の出力に接続するよう設計されている一方向回路からな
る。スイッチ列228のＰ個の出力は、ダイバシティー受
信器232a〜232jに関係する１セットＪ個のトラフィック
チャネルに細分され、Ｌ個のユーザそれぞれは、Ｊ個の
トラフィックチャネルの１つ（すなわちＪ個のチャネル
ユニットの１つ）に割り当てられる。典型的には、ダイ
バシティー受信器232それぞれは、特定の加入者から１
セットＫ−１個の送信パスをわたって受信された信号を
処理する。Ｋはダイバシティー受信器232それぞれの受
信フィンガーの数を表している。後述するように、ダイ
バシティー受信器232それぞれの受信フィンガーの１つ
は、特定の加入者ユニットから受信した最も強い信号を
探索するために設けられている。
たチャネルユニットのスイッチ列228に再び供給され
る。スイッチ列228は、複数セットのビーム信号Bzを、
相関受信器230内に設けられている１セットＪ個のダイ
バシティー受信器232a〜232jに割り当てるように構成さ
れている。各スイッチ列228は、Ｎ個（＝（Ｌ）
（Ｍ））のビーム信号入力を１セットＰ個（＝Ｊ＊3K）
の出力に接続するよう設計されている一方向回路からな
る。スイッチ列228のＰ個の出力は、ダイバシティー受
信器232a〜232jに関係する１セットＪ個のトラフィック
チャネルに細分され、Ｌ個のユーザそれぞれは、Ｊ個の
トラフィックチャネルの１つ（すなわちＪ個のチャネル
ユニットの１つ）に割り当てられる。典型的には、ダイ
バシティー受信器232それぞれは、特定の加入者から１
セットＫ−１個の送信パスをわたって受信された信号を
処理する。Ｋはダイバシティー受信器232それぞれの受
信フィンガーの数を表している。後述するように、ダイ
バシティー受信器232それぞれの受信フィンガーの１つ
は、特定の加入者ユニットから受信した最も強い信号を
探索するために設けられている。
各フィンガー素子は、完全な復調受信器を構成し、そ
れにより受信された時間的に分散された多重信号の中の
選択された時間成分を復調するための位相時間追跡回路
を有している。本発明と譲受人が同じUSP5,109,390（名
称;DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHON
SYSTEM）に記述されている。そこにはダイバーシティRA
KE受信器が、１つ以上の受信フィンガーからなることが
記述されている。典型的には、各トラフィックチャネル
は、移動局に設けられている３つのフィンガーのRAKE受
信器と、基地局に設けられている４つのフィンガーのRA
KE受信器とにより提供される。探索者であるPN相関回路
は、典型的には、活性通信チャネル上で交換されたある
操縦及び制御信号を特定しまた測定するために用いられ
るが、一般的にはこれを時間的又は／及び位相的に追跡
することには用いられない。
れにより受信された時間的に分散された多重信号の中の
選択された時間成分を復調するための位相時間追跡回路
を有している。本発明と譲受人が同じUSP5,109,390（名
称;DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHON
SYSTEM）に記述されている。そこにはダイバーシティRA
KE受信器が、１つ以上の受信フィンガーからなることが
記述されている。典型的には、各トラフィックチャネル
は、移動局に設けられている３つのフィンガーのRAKE受
信器と、基地局に設けられている４つのフィンガーのRA
KE受信器とにより提供される。探索者であるPN相関回路
は、典型的には、活性通信チャネル上で交換されたある
操縦及び制御信号を特定しまた測定するために用いられ
るが、一般的にはこれを時間的又は／及び位相的に追跡
することには用いられない。
各加入者ユニットに関係するＫ−１個の送信パス上の
信号伝搬は、各加入者ユニットに割り当てられているト
ラフィックチャネルにより搬送される情報を有してい
る。本実施例では、最大3K個のビーム信号Bzが、各トラ
フィックチャネルに割り当てられる。３つの隣り合うア
ンテナビームのサブセットは、受信フィンガーにより処
理されたマルチパス信号を受信するにに用いられる。異
なる受信フィンガーに割り当てられた２個以上のマルチ
パス信号が空間的に近いなら、同じ３ビームのサブセッ
トが割り当てられ、２個以上の信号それぞれを受信する
かもしれない。この場合、3K個未満のビーム信号が１つ
のトラフィックチャネルに割り当てられる。
信号伝搬は、各加入者ユニットに割り当てられているト
ラフィックチャネルにより搬送される情報を有してい
る。本実施例では、最大3K個のビーム信号Bzが、各トラ
フィックチャネルに割り当てられる。３つの隣り合うア
ンテナビームのサブセットは、受信フィンガーにより処
理されたマルチパス信号を受信するにに用いられる。異
なる受信フィンガーに割り当てられた２個以上のマルチ
パス信号が空間的に近いなら、同じ３ビームのサブセッ
トが割り当てられ、２個以上の信号それぞれを受信する
かもしれない。この場合、3K個未満のビーム信号が１つ
のトラフィックチャネルに割り当てられる。
図5Bに示すように、別々に入射した信号を受信するた
めに用いられる３つのビームを割り当てることにより、
ビーム追跡網240a〜240jで受信信号を空間的に追跡する
ことができる。例えば、基地局のアンテナアレイにより
生成されたｊ番目のビームが受信器フィンガーに関係す
る３つのアンテナビームの最大強度の信号を運んでいる
として認識されたと仮定する。空間的な追跡は、後述す
るように、左右のアンテナビーム（すなわちｊ±１番目
のアンテナビーム）の差異に基づいて空間的追跡信号を
処理することにより実現される。ビーム追跡網240a〜24
0jそれぞれからのＫ個の空間追跡信号それぞれは、関係
する追跡バス242a〜242jによりコントローラ244に送ら
れる。各追跡バス242a〜242jは、ダイバーシティ受信器
232a〜232j各々のＫ個のフィンガーに対応して１セット
Ｋ個の信号線からなる。右ビームｊ＋１を介して受信さ
れた信号が左ビームｊ−１を介して受信された信号より
十分強いことを追跡信号が示しているなら、コントロー
ラ244はスイッチ列228を指示することにより信号受信を
改善し、与えられた受信器フィンガーに割り当てられた
１セットビームを、j,j±１から、j,j±1,j±２に変更
する。
めに用いられる３つのビームを割り当てることにより、
ビーム追跡網240a〜240jで受信信号を空間的に追跡する
ことができる。例えば、基地局のアンテナアレイにより
生成されたｊ番目のビームが受信器フィンガーに関係す
る３つのアンテナビームの最大強度の信号を運んでいる
として認識されたと仮定する。空間的な追跡は、後述す
るように、左右のアンテナビーム（すなわちｊ±１番目
のアンテナビーム）の差異に基づいて空間的追跡信号を
処理することにより実現される。ビーム追跡網240a〜24
0jそれぞれからのＫ個の空間追跡信号それぞれは、関係
する追跡バス242a〜242jによりコントローラ244に送ら
れる。各追跡バス242a〜242jは、ダイバーシティ受信器
232a〜232j各々のＫ個のフィンガーに対応して１セット
Ｋ個の信号線からなる。右ビームｊ＋１を介して受信さ
れた信号が左ビームｊ−１を介して受信された信号より
十分強いことを追跡信号が示しているなら、コントロー
ラ244はスイッチ列228を指示することにより信号受信を
改善し、与えられた受信器フィンガーに割り当てられた
１セットビームを、j,j±１から、j,j±1,j±２に変更
する。
本実施例では、与えられた受信器フィンガーの左右の
ビームをわたって受信された信号の復調のタイミング
は、所定のマージンによりオフセットされている。左右
のビーム（例えばビームｊ±１）により運ばれた信号の
復調のタイミングは、ビームｊ±１の１つが早いビーム
で、他方が遅いビームであるようにオフセットされてい
る。ビーム追跡網240a〜240jのそれぞれは、各受信器フ
ィンガーに関係する左右のビームをわたって受信された
信号間のエネルギー差に基づいて追跡信号を生成する。
例えば、基地局のアンテナアレイにより生成されるビー
ムj,j±１が所定の受信器フィンガーに関係する３つの
アンテナビームに対応していると仮定する。関係する追
跡バス242a〜242jによりコントローラ244に供給された
追跡信号は、左右のビーム（例えばビームｊ±１）から
得られる復調信号のエネルギー差に基づいて処理され
る。関係するダイバーシティ受信器232a〜232jでの復調
タイミングは、コントローラ244にしたがって調整され
る。
ビームをわたって受信された信号の復調のタイミング
は、所定のマージンによりオフセットされている。左右
のビーム（例えばビームｊ±１）により運ばれた信号の
復調のタイミングは、ビームｊ±１の１つが早いビーム
で、他方が遅いビームであるようにオフセットされてい
る。ビーム追跡網240a〜240jのそれぞれは、各受信器フ
ィンガーに関係する左右のビームをわたって受信された
信号間のエネルギー差に基づいて追跡信号を生成する。
例えば、基地局のアンテナアレイにより生成されるビー
ムj,j±１が所定の受信器フィンガーに関係する３つの
アンテナビームに対応していると仮定する。関係する追
跡バス242a〜242jによりコントローラ244に供給された
追跡信号は、左右のビーム（例えばビームｊ±１）から
得られる復調信号のエネルギー差に基づいて処理され
る。関係するダイバーシティ受信器232a〜232jでの復調
タイミングは、コントローラ244にしたがって調整され
る。
図5Cに、離れた場所に配置されたアンテナアレイを有
する基地局受信網210′のブロック図を示す。図5Cに示
すように、Ｍ個のアンテナ素子（図示しない）は、Ｍ本
の信号線212′に１セットの受信信号を提供する。典型
的には、アンテナアレイは、略円形に不均等に配列され
たＭ個の全方向性アンテナ素子からなる。これにより、
全方向から入射する信号を受信できる。
する基地局受信網210′のブロック図を示す。図5Cに示
すように、Ｍ個のアンテナ素子（図示しない）は、Ｍ本
の信号線212′に１セットの受信信号を提供する。典型
的には、アンテナアレイは、略円形に不均等に配列され
たＭ個の全方向性アンテナ素子からなる。これにより、
全方向から入射する信号を受信できる。
他の実施例では、Ｍ素子のアンテナアレイは、矩形格
子状に配列されたＭ個の全方向性アンテナ素子であって
もよい。格子内の各素子に関係する重み係数は、ビーム
を全方向受信できるように選択されている。一般的な場
合、アンテナ素子を任意に配置し、既処理の重み係数テ
ーブルに適当なビーム成形回路を結合することにより、
全方向でビームを成形できる。
子状に配列されたＭ個の全方向性アンテナ素子であって
もよい。格子内の各素子に関係する重み係数は、ビーム
を全方向受信できるように選択されている。一般的な場
合、アンテナ素子を任意に配置し、既処理の重み係数テ
ーブルに適当なビーム成形回路を結合することにより、
全方向でビームを成形できる。
図5Cに示すように、アンテナアレイからの信号線21
2′は、受信信号を１セットの中間周波数信号218′に変
換するように動く中間周波数変換器2147に接続される。
中間周波数信号218′は、アナログディジタル変換器22
0′内でサンプリングされ、１セットＭ個の複素数ディ
ジタル信号（Ｉ′i,Q′ｉ）が生成される。なお、ｉ＝
１〜Ｍである。本実施例では、アナログディジタル変換
器220′のサンプリングレートは、PN拡張レートの約４
倍に設定される。典型的には、サンプリングレートは、
４×1.228又は4.912MHzに等価である。なお、補間フィ
ルタがディジタルアナログ変換器220′に結合している
場合には、サンプリングレートは、ナイキストレートに
低下するかもしれない。
2′は、受信信号を１セットの中間周波数信号218′に変
換するように動く中間周波数変換器2147に接続される。
中間周波数信号218′は、アナログディジタル変換器22
0′内でサンプリングされ、１セットＭ個の複素数ディ
ジタル信号（Ｉ′i,Q′ｉ）が生成される。なお、ｉ＝
１〜Ｍである。本実施例では、アナログディジタル変換
器220′のサンプリングレートは、PN拡張レートの約４
倍に設定される。典型的には、サンプリングレートは、
４×1.228又は4.912MHzに等価である。なお、補間フィ
ルタがディジタルアナログ変換器220′に結合している
場合には、サンプリングレートは、ナイキストレートに
低下するかもしれない。
ディジタル信号（Ｉ′ｉ、Ｑ′ｉ）は、マルチプレク
サ226′によりシリアル列に任意に変換され、変調器／
符号器228′に供給される。なお、ｉ＝１〜Ｍである。
図5Cの実施例では、アンテナアレイ、アナログディジタ
ル変換器220′、マルチプレクサ226′、変調器／符号器
228′は、受信網210′の信号処理素子から離れた場所に
設置される。離れた場所からの情報は、通信リンク22
9′（例えば光ファイバ）を経由して、中央処理の場所
又は基地局に配置されている復調器／復号器網230′に
供給される。変調器／符号器228′は、離れた場所から
の情報を変調し、符号化して、通信リンク229′を介し
て高信頼性で送ることができるようにする。変調と符号
化形式は、通信リンク229′の特性に応じて選定され
る。この変調と符号化は離れたサイトからのデータ送信
の保全性を高めるために、単独で行われる。したがっ
て、回路素子226′〜231′は、図5Cで破線で表してい
る。
サ226′によりシリアル列に任意に変換され、変調器／
符号器228′に供給される。なお、ｉ＝１〜Ｍである。
図5Cの実施例では、アンテナアレイ、アナログディジタ
ル変換器220′、マルチプレクサ226′、変調器／符号器
228′は、受信網210′の信号処理素子から離れた場所に
設置される。離れた場所からの情報は、通信リンク22
9′（例えば光ファイバ）を経由して、中央処理の場所
又は基地局に配置されている復調器／復号器網230′に
供給される。変調器／符号器228′は、離れた場所から
の情報を変調し、符号化して、通信リンク229′を介し
て高信頼性で送ることができるようにする。変調と符号
化形式は、通信リンク229′の特性に応じて選定され
る。この変調と符号化は離れたサイトからのデータ送信
の保全性を高めるために、単独で行われる。したがっ
て、回路素子226′〜231′は、図5Cで破線で表してい
る。
復調器／復号器網230′で復調され復号された信号
は、デマルチプレクサ231′で分離され、１セットＪ個
のビーム成形網224a′〜224j′に送られる。各ビーム成
形網224a′〜224j′は、上述したように、対応するダイ
バーシティ受信器232a′〜232j′で処理するための１セ
ットＱ個のビーム信号を発生する。パラメータＱは次の
値に等価である。
は、デマルチプレクサ231′で分離され、１セットＪ個
のビーム成形網224a′〜224j′に送られる。各ビーム成
形網224a′〜224j′は、上述したように、対応するダイ
バーシティ受信器232a′〜232j′で処理するための１セ
ットＱ個のビーム信号を発生する。パラメータＱは次の
値に等価である。
（ｉ）各ダイバーシティ受信器232a′〜232j′のフィン
ガーの数 （ii）各フィンガーに割り当てられるビームの数 本実施例では、３つの隣接するアンテナビームのサブ
セットは、与えられた受信器フィンガーにより処理され
るマルチパス信号を受信するのに使われる。異なる受信
器フィンガーに割り当てられる２以上のマルチパス信号
は空間的にもットも近く配置され、同じ３つのビームの
サブセットは、２以上の信号それぞれを受信するために
割り当てられる。Q/3未満であればビーム信号は、１つ
のトラフィックチャネルに割り当てられる。このように
ビームを割り当てることにより、受信ビーム信号それぞ
れを時間的空間的にビーム追跡網240a′〜240j′で追跡
することが実現される。この追跡は、コントローラ24
4′がビーム追跡網240a′〜240j′に個別にビーム選択
情報を供給することを除いて、上述したと同様に行われ
る。
ガーの数 （ii）各フィンガーに割り当てられるビームの数 本実施例では、３つの隣接するアンテナビームのサブ
セットは、与えられた受信器フィンガーにより処理され
るマルチパス信号を受信するのに使われる。異なる受信
器フィンガーに割り当てられる２以上のマルチパス信号
は空間的にもットも近く配置され、同じ３つのビームの
サブセットは、２以上の信号それぞれを受信するために
割り当てられる。Q/3未満であればビーム信号は、１つ
のトラフィックチャネルに割り当てられる。このように
ビームを割り当てることにより、受信ビーム信号それぞ
れを時間的空間的にビーム追跡網240a′〜240j′で追跡
することが実現される。この追跡は、コントローラ24
4′がビーム追跡網240a′〜240j′に個別にビーム選択
情報を供給することを除いて、上述したと同様に行われ
る。
図5Dに、図5Aのアナログディジタル変換器210の出力
のような１セットＭ個の中間周波数変換され、ディジタ
ル化されたアンテナビーム信号を処理するために配置さ
れている適合性ビームRAKE受信器のブロック図を示す。
Ｍ個のアンテナ信号は、１セットｊ個のチャネルユニッ
トに分配される。図5Dにはその１つだけを示している。
各チャネルユニットは、移動加入者端末と基地局との間
の単一通信リンク（例えば呼び出し）のために残りの信
号処理と検出機能とを実行する。コントローラ244′か
らのビーム選択情報に応じて、各チャネルユニット内の
スイッチマトリクス233′は、チャネルユニットの処理
のための１サブセットのＭ個の受信アレイ信号を選択す
る。１以上の探索受信器227′は、チャネルユニットに
関係する移動加入者ユニットから受信された最も強い信
号を識別するのに使われる。探索受信器227′は、典型
的には、移動加入者ユニットから送信され、そして伝搬
距離に応じて異なる時刻に基地局に到着した様々なマル
チパス成分の強さを測定するように動く。本実施例で
は、Ｊセットの１以上のアレイ信号は、チャネルユニッ
ト内の１セットのＪ個の相関受信器230′により処理さ
するために各チャネルユニット内のスイッチマトリクス
233′により選択される。この選択は、探索受信器227′
からコントローラ244′に供給される探索結果に基づい
ている。コントローラ244′は、アンテナアレイにより
生成されたＭ個の信号を各相関受信器230′に供給さ
せ、各移動加入者ユニットからのマルチパス信号成分を
処理させる。
のような１セットＭ個の中間周波数変換され、ディジタ
ル化されたアンテナビーム信号を処理するために配置さ
れている適合性ビームRAKE受信器のブロック図を示す。
Ｍ個のアンテナ信号は、１セットｊ個のチャネルユニッ
トに分配される。図5Dにはその１つだけを示している。
各チャネルユニットは、移動加入者端末と基地局との間
の単一通信リンク（例えば呼び出し）のために残りの信
号処理と検出機能とを実行する。コントローラ244′か
らのビーム選択情報に応じて、各チャネルユニット内の
スイッチマトリクス233′は、チャネルユニットの処理
のための１サブセットのＭ個の受信アレイ信号を選択す
る。１以上の探索受信器227′は、チャネルユニットに
関係する移動加入者ユニットから受信された最も強い信
号を識別するのに使われる。探索受信器227′は、典型
的には、移動加入者ユニットから送信され、そして伝搬
距離に応じて異なる時刻に基地局に到着した様々なマル
チパス成分の強さを測定するように動く。本実施例で
は、Ｊセットの１以上のアレイ信号は、チャネルユニッ
ト内の１セットのＪ個の相関受信器230′により処理さ
するために各チャネルユニット内のスイッチマトリクス
233′により選択される。この選択は、探索受信器227′
からコントローラ244′に供給される探索結果に基づい
ている。コントローラ244′は、アンテナアレイにより
生成されたＭ個の信号を各相関受信器230′に供給さ
せ、各移動加入者ユニットからのマルチパス信号成分を
処理させる。
各チャネルユニットのスイッチマトリクス233′によ
り選択されたアンテナアレイからのディジタル信号は、
チャネルユニット内のビーム成形網224′に供給され
る。ビーム成形網は、受信器230′により処理された最
大強度の受信マルチパス成分のS/N比を最大化するため
に選択された１セットの重み係数を選択アレイ信号に線
形合成する各相関受信器230′の処理のために、１以上
のディジタルビーム信号を生成するように動作する。こ
れは、最大強度の受信マルチパス成分の方向にビーム利
得を最大化するように探索受信器227′により重み係数
を選択した結果である。単一ビームより多くが各探索受
信器227′に供給されるかもしれない。これは各相関受
信器230′により処理された１以上のマルチパス信号成
分が典型的には異なる方向から基地局に到達するからで
ある。各ビーム信号に関係するアンテナビームの形状と
方向は、コントローラ244′により各重み係数の値を動
的に変化させることにより適当に変更できる。さらに他
のチャネルユニット（図5Dには図示しない）により選択
されたビームは、これらユニットにより処理された信号
のS/N比を最大化するように向けられる。
り選択されたアンテナアレイからのディジタル信号は、
チャネルユニット内のビーム成形網224′に供給され
る。ビーム成形網は、受信器230′により処理された最
大強度の受信マルチパス成分のS/N比を最大化するため
に選択された１セットの重み係数を選択アレイ信号に線
形合成する各相関受信器230′の処理のために、１以上
のディジタルビーム信号を生成するように動作する。こ
れは、最大強度の受信マルチパス成分の方向にビーム利
得を最大化するように探索受信器227′により重み係数
を選択した結果である。単一ビームより多くが各探索受
信器227′に供給されるかもしれない。これは各相関受
信器230′により処理された１以上のマルチパス信号成
分が典型的には異なる方向から基地局に到達するからで
ある。各ビーム信号に関係するアンテナビームの形状と
方向は、コントローラ244′により各重み係数の値を動
的に変化させることにより適当に変更できる。さらに他
のチャネルユニット（図5Dには図示しない）により選択
されたビームは、これらユニットにより処理された信号
のS/N比を最大化するように向けられる。
図5Dを再度参照して、各チャネルユニットの相関受信
器230′は、移動加入者端末と基地局との間の単一通信
リンクのために実行される残りの信号処理機能に参加す
る。各相関受信器230′により生成された復調信号は、
合成モジュール235′に供給される。合成モジュール23
5′では、復調信号は合成され、デインターリーブ復号
器網（図示しない）に供給される。典型的には、デイン
ターリーブされた信号は、ビタビ復号アルゴリズムにし
たがって復号され、そしてボコーダ又は他の機能ユニッ
トに供給される。図5Dの実施例により与えられる主な利
点は、スイッチマトリクスの処理のために必要とされる
ビーム信号が比較的少なくてよいことである。
器230′は、移動加入者端末と基地局との間の単一通信
リンクのために実行される残りの信号処理機能に参加す
る。各相関受信器230′により生成された復調信号は、
合成モジュール235′に供給される。合成モジュール23
5′では、復調信号は合成され、デインターリーブ復号
器網（図示しない）に供給される。典型的には、デイン
ターリーブされた信号は、ビタビ復号アルゴリズムにし
たがって復号され、そしてボコーダ又は他の機能ユニッ
トに供給される。図5Dの実施例により与えられる主な利
点は、スイッチマトリクスの処理のために必要とされる
ビーム信号が比較的少なくてよいことである。
図5A〜5Dにおいて、特定のトラフィックチャネルに割
り当てられるアンテナビームの幅は、加入者ユニットと
それに対応する基地局との間の距離に依存する。幅がよ
り広いビームは、基地局に比較的近い加入者ユニットに
割り当てられ、幅がより狭いビームは、遠い加入者ユニ
ットに割り当てられることが期待される。
り当てられるアンテナビームの幅は、加入者ユニットと
それに対応する基地局との間の距離に依存する。幅がよ
り広いビームは、基地局に比較的近い加入者ユニットに
割り当てられ、幅がより狭いビームは、遠い加入者ユニ
ットに割り当てられることが期待される。
C.ビーム成形網 図６を参照して、受信アンテナアレイは、水平垂直偏
波信号（Ii,Qi）ｈ（Ii,Qi）Ｖの両方を受信するための
アンテナ素子を含んで実現される。本実施例では、ビー
ム成形網224a,224bは、水平垂直偏波ビームパターンに
対応するビーム成形信号Ｂz,h,Bz,vをそれぞれ生成する
のに利用される。信号Ｂz,h,Bz,vはそれぞれビーム成形
網224a,224bにより次の式にしたがって生成される。
波信号（Ii,Qi）ｈ（Ii,Qi）Ｖの両方を受信するための
アンテナ素子を含んで実現される。本実施例では、ビー
ム成形網224a,224bは、水平垂直偏波ビームパターンに
対応するビーム成形信号Ｂz,h,Bz,vをそれぞれ生成する
のに利用される。信号Ｂz,h,Bz,vはそれぞれビーム成形
網224a,224bにより次の式にしたがって生成される。
なお、式（１）と同様に、ｚ＝１〜（Ｌ）（Ｍ） 図６において、ビーム信号Ｂz,h,Bz,vの両方のセット
は、同じスイッチマトリクスにより処理できる。さら
に、ビーム信号Ｂz,h,Bz,vのＪ番目のペアは特定のトラ
フィックチャネルに関係する受信器の同じフィンガーに
割り当てられるのではなく、各信号は受信器の別々のフ
ィンガーにより用いられる。さらに図６のアレイ認識に
よる選択的偏波の実施に関する詳細は、例えば上述した
USP4,901,307に記述されている。
は、同じスイッチマトリクスにより処理できる。さら
に、ビーム信号Ｂz,h,Bz,vのＪ番目のペアは特定のトラ
フィックチャネルに関係する受信器の同じフィンガーに
割り当てられるのではなく、各信号は受信器の別々のフ
ィンガーにより用いられる。さらに図６のアレイ認識に
よる選択的偏波の実施に関する詳細は、例えば上述した
USP4,901,307に記述されている。
D.スイッチマトリクス 次に、スイッチマトリクス228（図5A）について述べ
る。連続的なビーム信号Bi,Bi+1に関係するアンテナビ
ームは空間的に隣り合うものと仮定する。一般的な場合
（Ｌ＞１）、隣り合うビーム（例えばBiとBi+1）の各ペ
アは、空間的に重なり合っている。図5Aを参照して、ス
イッチマトリクス228のＰ＝Ｊ＊3Kの出力によりサポー
トされているＪ個のトラフィックチャネルは、記号Ｔ
j,k,mを使って認識される。特に、１つ目の下付き記号
ｊは、値0,1,…,J−１であり、トラフィックチャネルの
１つを識別している。２つ目の下付き記号ｋは、トラフ
ィックチャネルの特定の通信パス（例えばフィンガー）
を特定し、値0,1,…,K−１である。３つ目の下付き記号
ｍは、0,1,2のいずれかであり、特定のトラフィックチ
ャネルフィンガーに割り当てられる３つの隣り合うアン
テナビームの１つを特定する。
る。連続的なビーム信号Bi,Bi+1に関係するアンテナビ
ームは空間的に隣り合うものと仮定する。一般的な場合
（Ｌ＞１）、隣り合うビーム（例えばBiとBi+1）の各ペ
アは、空間的に重なり合っている。図5Aを参照して、ス
イッチマトリクス228のＰ＝Ｊ＊3Kの出力によりサポー
トされているＪ個のトラフィックチャネルは、記号Ｔ
j,k,mを使って認識される。特に、１つ目の下付き記号
ｊは、値0,1,…,J−１であり、トラフィックチャネルの
１つを識別している。２つ目の下付き記号ｋは、トラフ
ィックチャネルの特定の通信パス（例えばフィンガー）
を特定し、値0,1,…,K−１である。３つ目の下付き記号
ｍは、0,1,2のいずれかであり、特定のトラフィックチ
ャネルフィンガーに割り当てられる３つの隣り合うアン
テナビームの１つを特定する。
典型的には、入力ビーム信号Biは、以下のようにスイ
ッチマトリクストラフィック出力Ｔj,k,mに割り当てら
れる。
ッチマトリクストラフィック出力Ｔj,k,mに割り当てら
れる。
１）トラフィックチャネルTjそれぞれに関して、それら
に対応する3K個の出力それぞれは、異なる入力ビームBi
に関連付けられる。さらに、あるトラフィックチャネル
に連絡される１セットの入力ビーム信号Biは、Ｋ個のグ
ループからなり、各グループは、１セットの３つの空間
的に隣り合うビームを含んでいる。例えば、Ｋ＝３（例
えば３つのチャネルフィンガー）であれば、１セットの
ビームBi-1,Bi,Bi+1,Bj-1,Bj,Bj+1,Bk-1,Bk,Bk+1は、問
題のトラフィックチャネルに対応される。
に対応する3K個の出力それぞれは、異なる入力ビームBi
に関連付けられる。さらに、あるトラフィックチャネル
に連絡される１セットの入力ビーム信号Biは、Ｋ個のグ
ループからなり、各グループは、１セットの３つの空間
的に隣り合うビームを含んでいる。例えば、Ｋ＝３（例
えば３つのチャネルフィンガー）であれば、１セットの
ビームBi-1,Bi,Bi+1,Bj-1,Bj,Bj+1,Bk-1,Bk,Bk+1は、問
題のトラフィックチャネルに対応される。
２）各入力ビーム信号Biは、１以上のトラフィックチャ
ネルに対応される。しかし、ビーム信号Biがあるトラフ
ィックチャネルに供給されるとき、１つだけのスイッチ
マトリクス出力がそのチャネルに割り当てられる。
ネルに対応される。しかし、ビーム信号Biがあるトラフ
ィックチャネルに供給されるとき、１つだけのスイッチ
マトリクス出力がそのチャネルに割り当てられる。
３）入力ビーム信号Biとトラフィックチャネル出力Ｔ
j,k,mの対応は、ビーム信号Bi（ｉ＝1,2,…Ｍ）に対応
するＭ個の行と、スイッチマトリクストラフィックチャ
ネル出力に対応するＰ＝Ｊ＊3K個の列とを有するマトリ
クスにより記述される。マトルクスのｍ番目の行とＰ番
目の列でのエントリーは、入力ビーム信号Bmが特定のト
ラフィックチャネル出力Ｔj,k,mに対応されているな
ら、“1"になる。それ以外はエントリーは“0"になる。
入力ビーム信号が９個（Ｍ＝９）で、トラフィックチャ
ネルが４つ（Ｊ＝４）で、トラフィック当りフィンガー
が１つ（Ｋ＝１）の場合に対する典型的な対応を表すマ
トリクスは、表１に示している。入力ビーム信号B1,B2,
B3はトラフィックチャネル“0"に対応し（例えばB1はＴ
0,0,1に、B2はＴ0,0,2に、B3はＴ0,0,0に）、入力ビー
ム信号B3,B4,B5はトラフィックチャネル“1"に対応し
（例えばB3はＴ1,0,0に、B4はＴ1,0,1に、B5はＴ1,0,2
に）、ビーム信号B7,B8,B0はトラフィックチャネル“2"
に対応し（例えばB7はＴ2,0,1に、B8はＴ2,0,2に、B0は
Ｔ2,0,0に）、ビーム信号B5,B6,B7はトラフィックチャ
ネル“3"に対応する（例えばB5はＴ3,0,2に、B6はＴ
3,0,0に、B7はＴ3,0,1に）。
j,k,mの対応は、ビーム信号Bi（ｉ＝1,2,…Ｍ）に対応
するＭ個の行と、スイッチマトリクストラフィックチャ
ネル出力に対応するＰ＝Ｊ＊3K個の列とを有するマトリ
クスにより記述される。マトルクスのｍ番目の行とＰ番
目の列でのエントリーは、入力ビーム信号Bmが特定のト
ラフィックチャネル出力Ｔj,k,mに対応されているな
ら、“1"になる。それ以外はエントリーは“0"になる。
入力ビーム信号が９個（Ｍ＝９）で、トラフィックチャ
ネルが４つ（Ｊ＝４）で、トラフィック当りフィンガー
が１つ（Ｋ＝１）の場合に対する典型的な対応を表すマ
トリクスは、表１に示している。入力ビーム信号B1,B2,
B3はトラフィックチャネル“0"に対応し（例えばB1はＴ
0,0,1に、B2はＴ0,0,2に、B3はＴ0,0,0に）、入力ビー
ム信号B3,B4,B5はトラフィックチャネル“1"に対応し
（例えばB3はＴ1,0,0に、B4はＴ1,0,1に、B5はＴ1,0,2
に）、ビーム信号B7,B8,B0はトラフィックチャネル“2"
に対応し（例えばB7はＴ2,0,1に、B8はＴ2,0,2に、B0は
Ｔ2,0,0に）、ビーム信号B5,B6,B7はトラフィックチャ
ネル“3"に対応する（例えばB5はＴ3,0,2に、B6はＴ
3,0,0に、B7はＴ3,0,1に）。
スイッチマトリクス228により、各ビーム信号はトラ
フィックチャネル出力Ｔj,k,mそれぞれに対応し得る。
図７にツリー状に配置されたスイッチ250を示す。スイ
ッチ250は、ビーム信号Biとトラフィックチャネルとの
間の１つの信号パスを正確に設けるように設計されてい
る。各スイッチ250は、好ましくは、４つの状態（状態S
0〜S3）の間をトグルし得る１入力２出力のバイナリー
スイッチからなる。状態S0ではスイッチ入力は２つの出
力の両方に接続されず、状態S1では入力は第１の出力に
だけ接続され、状態S2では入力は第２の出力にだけ接続
され、状態S3ではスイッチ入力は２つの出力の両方に接
続される。
フィックチャネル出力Ｔj,k,mそれぞれに対応し得る。
図７にツリー状に配置されたスイッチ250を示す。スイ
ッチ250は、ビーム信号Biとトラフィックチャネルとの
間の１つの信号パスを正確に設けるように設計されてい
る。各スイッチ250は、好ましくは、４つの状態（状態S
0〜S3）の間をトグルし得る１入力２出力のバイナリー
スイッチからなる。状態S0ではスイッチ入力は２つの出
力の両方に接続されず、状態S1では入力は第１の出力に
だけ接続され、状態S2では入力は第２の出力にだけ接続
され、状態S3ではスイッチ入力は２つの出力の両方に接
続される。
上述したように、各入力ビーム信号は、各トラフィッ
クチャネルに関係する3K個の信号線の１つにだけ接続さ
れる。したがって、図７のようにスイッチをツリー状に
配置したことにより、ビーム信号Biを１セット８つのト
ラフィックチャネルT1〜T8に対応させることができる。
１セットＮ個のスイッチツリーを配列することにより、
スイッチマトリクスで１セットＮ個の入力ビーム信号を
１セットのトラフィックチャネルＴ′に対応付けること
ができる。なお、Ｔ′はカクスイッチツリーにより供給
される出力数を表している。一般的には、各スイッチツ
リーは（Ｔ′−１）個のバイナリースイッチからなる。
クチャネルに関係する3K個の信号線の１つにだけ接続さ
れる。したがって、図７のようにスイッチをツリー状に
配置したことにより、ビーム信号Biを１セット８つのト
ラフィックチャネルT1〜T8に対応させることができる。
１セットＮ個のスイッチツリーを配列することにより、
スイッチマトリクスで１セットＮ個の入力ビーム信号を
１セットのトラフィックチャネルＴ′に対応付けること
ができる。なお、Ｔ′はカクスイッチツリーにより供給
される出力数を表している。一般的には、各スイッチツ
リーは（Ｔ′−１）個のバイナリースイッチからなる。
E.ダイバーシティ受信器 図８は、ダイバーシティ受信器232aのブロック図であ
る。ダイバーシティ受信器232b〜232jはダイバーシティ
受信器232aと同じである。本実施例では、スイッチマト
リクス228は受信器232aに特定のトラフィックチャネル
に関係する１セット3K個のビーム信号を供給する。受信
されたトラフィックチャネルのＫ個の送信パスに対応す
る３つのビーム信号は、Ｋ個の受信器フィンガーの１つ
によりそれぞれ処理される。なお、受信器232a内の最初
とＫ番目のフィンガーは図中で符号300、300′で表して
いる。最初の受信器フィンガーは図８に詳細に示されて
いる。残りのＫ−１個の受信器フィンガーはこの最初の
受信器フィンガーと同じである。
る。ダイバーシティ受信器232b〜232jはダイバーシティ
受信器232aと同じである。本実施例では、スイッチマト
リクス228は受信器232aに特定のトラフィックチャネル
に関係する１セット3K個のビーム信号を供給する。受信
されたトラフィックチャネルのＫ個の送信パスに対応す
る３つのビーム信号は、Ｋ個の受信器フィンガーの１つ
によりそれぞれ処理される。なお、受信器232a内の最初
とＫ番目のフィンガーは図中で符号300、300′で表して
いる。最初の受信器フィンガーは図８に詳細に示されて
いる。残りのＫ−１個の受信器フィンガーはこの最初の
受信器フィンガーと同じである。
図８に示すように、スイッチマトリクス228は、右（R
1I,R1Q）、左（L1I,L1Q）、中央（C1I,C1Q）のビーム信
号のＩ成分とＱ成分を最初の受信器フィンガー300に供
給する。また、スイッチマトリクス228は、右、左、時
間通りのビーム信号のＩ成分とＱ成分を残りのＫ−１個
の受信器フィンガーに供給する。例えば、Ｋ番目の受信
器フィンガー300′に供給されるビーム信号は、右
（RKI,RKQ）、左（LKI,LKQ）、中央（CKI,CKQ）で表さ
れる。
1I,R1Q）、左（L1I,L1Q）、中央（C1I,C1Q）のビーム信
号のＩ成分とＱ成分を最初の受信器フィンガー300に供
給する。また、スイッチマトリクス228は、右、左、時
間通りのビーム信号のＩ成分とＱ成分を残りのＫ−１個
の受信器フィンガーに供給する。例えば、Ｋ番目の受信
器フィンガー300′に供給されるビーム信号は、右
（RKI,RKQ）、左（LKI,LKQ）、中央（CKI,CKQ）で表さ
れる。
図８を参照して、中央（C1I,C1Q）のビーム信号は、
シーケンスPNIとPNQの局部発生された複製（PNI′、P
NQ′）と共にオフセットOQPSK復調器304に供給される。
復調器304からの出力に再相関された結果のＩチャネル
とＱチャネルは、ＩチャネルとＱチャネルのバッファ圧
縮器306,308内で圧縮される。それぞれは、継続期間中
に４つのPNチップに等価な間隔にわたってシンボルデー
タを圧縮する。圧縮器306,308の出力は、各累積期間の
終りに高速アダマール変換（FHT）プロセッサ310により
ラッチされる。
シーケンスPNIとPNQの局部発生された複製（PNI′、P
NQ′）と共にオフセットOQPSK復調器304に供給される。
復調器304からの出力に再相関された結果のＩチャネル
とＱチャネルは、ＩチャネルとＱチャネルのバッファ圧
縮器306,308内で圧縮される。それぞれは、継続期間中
に４つのPNチップに等価な間隔にわたってシンボルデー
タを圧縮する。圧縮器306,308の出力は、各累積期間の
終りに高速アダマール変換（FHT）プロセッサ310により
ラッチされる。
64値ウォルシュシグナリングにおいて、送信されたシ
ンボルは、ウォルシュ関数として知られている64の異な
るバイナリーシーケンスの１つに符号化される。本実施
例では、各加入者ユニット12からの信号は、レングス64
の１セット64の直交ウォルシュコードシーケンスの１つ
により変調される。FHTプロセッサ310による高速アダマ
ール変換処理は、64の利用できるウォルシュシーケンス
に受信信号エネルギーを対応させる便利なメカニズムを
提供する。
ンボルは、ウォルシュ関数として知られている64の異な
るバイナリーシーケンスの１つに符号化される。本実施
例では、各加入者ユニット12からの信号は、レングス64
の１セット64の直交ウォルシュコードシーケンスの１つ
により変調される。FHTプロセッサ310による高速アダマ
ール変換処理は、64の利用できるウォルシュシーケンス
に受信信号エネルギーを対応させる便利なメカニズムを
提供する。
特に、FHTプロセッサ310は、各処理スロット間に実行
される64の相関結果それぞれに基づいて、１セット64個
のＩチャネル“仮説"I（W1）,I（W2），…Ｉ（W64）と6
4個のＱチャネル“仮説"Q（W1）,Q（W2），…Ｑ（W64）
とを生成する。ダイバーシティ合成器312は、各処理ス
ロット間に各受信器フィンガーのFHTプロセッサにより
生成された64個のパラレルＩチャネル出力と64個のパラ
レルＱチャネル出力を受信する。本実施例では、あるフ
ィンガー内のFHTプロセッサにより生成されたＩとＱチ
ャネルの出力は、このフィンガーに関係する送信パスを
わたって受信された平均信号エネルギーに比例して、ダ
イバーシティ合成器312内で重み付けされる。各フィン
ガー内のFHTプロセッサにより生成された信号のパワー
は、典型的には、連続期間にわたってモニタされる。こ
の期間は、幾つかの受信シンボル期間（例えば処理スロ
ットの６シンボル期間）である。ダイバーシティ合成器
312により各フィンガーに割り合てられた重みは、各モ
ニタされた期間の終りに調整される。
される64の相関結果それぞれに基づいて、１セット64個
のＩチャネル“仮説"I（W1）,I（W2），…Ｉ（W64）と6
4個のＱチャネル“仮説"Q（W1）,Q（W2），…Ｑ（W64）
とを生成する。ダイバーシティ合成器312は、各処理ス
ロット間に各受信器フィンガーのFHTプロセッサにより
生成された64個のパラレルＩチャネル出力と64個のパラ
レルＱチャネル出力を受信する。本実施例では、あるフ
ィンガー内のFHTプロセッサにより生成されたＩとＱチ
ャネルの出力は、このフィンガーに関係する送信パスを
わたって受信された平均信号エネルギーに比例して、ダ
イバーシティ合成器312内で重み付けされる。各フィン
ガー内のFHTプロセッサにより生成された信号のパワー
は、典型的には、連続期間にわたってモニタされる。こ
の期間は、幾つかの受信シンボル期間（例えば処理スロ
ットの６シンボル期間）である。ダイバーシティ合成器
312により各フィンガーに割り合てられた重みは、各モ
ニタされた期間の終りに調整される。
各フィンガー内のFHTプロセッサにより生成された重
み付けられたＩとＱのチャネル出力に基づいて、ダイバ
ーシティ合成器312は64のウォルシュエネルギー信号の
パラレルセットを最大値検出器316に供給する。最大値
検出器316は、ダイバーシティ合成器312により生成され
た64のウォルシュシーケンスの中から最大エネルギーE
maxを特定する。エネルギーEmaxの振幅は、コントロー
ラ244に、パワー制御とロック検出機能のための次の処
理スロットの間に供給される。また、最大値検出器316
は、ウォルシュ指標Imaxを生成する。なお、エネルギー
Emaxの選択ウォルシュシーケンスに対応して、I
max（｛１、２、…、64｝。図９を参照して後述するよ
うに、ウォルシュ指標Imaxは、64のウォルシュシーケン
スの１つが左右ビーム信号R1I、R1Q、L1I、L1Qを復調す
るために左右ビームプロセッサ320内で使われることを
明示している。
み付けられたＩとＱのチャネル出力に基づいて、ダイバ
ーシティ合成器312は64のウォルシュエネルギー信号の
パラレルセットを最大値検出器316に供給する。最大値
検出器316は、ダイバーシティ合成器312により生成され
た64のウォルシュシーケンスの中から最大エネルギーE
maxを特定する。エネルギーEmaxの振幅は、コントロー
ラ244に、パワー制御とロック検出機能のための次の処
理スロットの間に供給される。また、最大値検出器316
は、ウォルシュ指標Imaxを生成する。なお、エネルギー
Emaxの選択ウォルシュシーケンスに対応して、I
max（｛１、２、…、64｝。図９を参照して後述するよ
うに、ウォルシュ指標Imaxは、64のウォルシュシーケン
スの１つが左右ビーム信号R1I、R1Q、L1I、L1Qを復調す
るために左右ビームプロセッサ320内で使われることを
明示している。
図９は、左右のビームプロセッサ320を詳細に示して
いる。図９に示すように、ビームプロセッサ320はＩチ
ャネルの乗算器340、342を有し、またＱチャネルの乗算
器344、346を有している。Ｉチャネルの乗算器340、342
には、右（R1I）と左（L1I）のビーム信号のＩチャネル
サンプルが遅延素子352、354を介して供給される。同様
に、Ｑチャネルの乗算器344、346には、右（R1Q）と左
（L1Q）のビーム信号のＱチャネルサンプルが遅延素子3
54、356を介して供給される。遅延素子352,354,356,358
は、ウォルシュ指標Imaxを認識するまで、左右の信号の
IQ成分を遅延する。典型的な実施例では、＋１や−１の
論理的に高い値や低い値が遅延素子により乗算器340、3
42、344、346に供給される。
いる。図９に示すように、ビームプロセッサ320はＩチ
ャネルの乗算器340、342を有し、またＱチャネルの乗算
器344、346を有している。Ｉチャネルの乗算器340、342
には、右（R1I）と左（L1I）のビーム信号のＩチャネル
サンプルが遅延素子352、354を介して供給される。同様
に、Ｑチャネルの乗算器344、346には、右（R1Q）と左
（L1Q）のビーム信号のＱチャネルサンプルが遅延素子3
54、356を介して供給される。遅延素子352,354,356,358
は、ウォルシュ指標Imaxを認識するまで、左右の信号の
IQ成分を遅延する。典型的な実施例では、＋１や−１の
論理的に高い値や低い値が遅延素子により乗算器340、3
42、344、346に供給される。
図９を参照して、ウォルシュシンボル発生器364は、
指標Imaxにより特定されるウォルシュシンボルからなる
ウォルシュシーケンスを乗算器340、342、344、346に供
給する。指標Imaxにより特定されたウォルシュシーケン
スは、右（R1I）と左（L1I）のビーム信号のＩチャネル
サンプルまた右（R1Q）と左（L1Q）のビーム信号のＱチ
ャネルサンプルに乗算される。乗算器340、342の出力
は、Ｉチャネル飽和アキュムレータ370、372にそれぞれ
送られ、また乗算器344、346の出力は、Ｑチャネル飽和
アキュムレータ374、376にそれぞれ送られる。飽和アキ
ュムレータ370、372、374、376は、“q"ウォルシュチッ
プ幅の期間に入力した情報を累算する。好ましくは、各
累算は、64個のウォルシュチップ（ｑ＝64）上で、すな
わちウォルシュシンボル期間に実行される。ｑビットの
Ｉチャネル累算器出力は、Ｉチャネル積算回路380、384
に供給され、またｑビットのＱチャネル累算器出力は、
Ｑチャネル積算回路382、386に供給される。
指標Imaxにより特定されるウォルシュシンボルからなる
ウォルシュシーケンスを乗算器340、342、344、346に供
給する。指標Imaxにより特定されたウォルシュシーケン
スは、右（R1I）と左（L1I）のビーム信号のＩチャネル
サンプルまた右（R1Q）と左（L1Q）のビーム信号のＱチ
ャネルサンプルに乗算される。乗算器340、342の出力
は、Ｉチャネル飽和アキュムレータ370、372にそれぞれ
送られ、また乗算器344、346の出力は、Ｑチャネル飽和
アキュムレータ374、376にそれぞれ送られる。飽和アキ
ュムレータ370、372、374、376は、“q"ウォルシュチッ
プ幅の期間に入力した情報を累算する。好ましくは、各
累算は、64個のウォルシュチップ（ｑ＝64）上で、すな
わちウォルシュシンボル期間に実行される。ｑビットの
Ｉチャネル累算器出力は、Ｉチャネル積算回路380、384
に供給され、またｑビットのＱチャネル累算器出力は、
Ｑチャネル積算回路382、386に供給される。
右ビームのエネルギーの推定値は、加算器392内で
Ｉ、Ｑチャネル積算回路380、384の出力を合成すること
により得られる。同様に、遅いビームのエネルギーは、
加算器394内でＩ、Ｑチャネル積算回路382、386の出力
を合成することにより得られる。そして、ビーム誤差信
号は、加算器394、396のディジタル差分回路396により
生成される。ビーム誤差信号の極性と規模は、ペアの乗
算器342と346、340と344により実行される左右のビーム
ウォルシュ復調結果に依存している。例えば、A/D変換
器（図5A）のサンプリング位相が、遅いビームウォルシ
ュ復調の規模が右ビームウォルシュ復調の規模を越える
ように設定されるとしたら、ビーム誤差信号は正極性に
なる。同様に、右ビームウォルシュ復調の規模が遅いビ
ームウォルシュ復調の規模を越える場合には、ビーム誤
差信号は負極性になる。
Ｉ、Ｑチャネル積算回路380、384の出力を合成すること
により得られる。同様に、遅いビームのエネルギーは、
加算器394内でＩ、Ｑチャネル積算回路382、386の出力
を合成することにより得られる。そして、ビーム誤差信
号は、加算器394、396のディジタル差分回路396により
生成される。ビーム誤差信号の極性と規模は、ペアの乗
算器342と346、340と344により実行される左右のビーム
ウォルシュ復調結果に依存している。例えば、A/D変換
器（図5A）のサンプリング位相が、遅いビームウォルシ
ュ復調の規模が右ビームウォルシュ復調の規模を越える
ように設定されるとしたら、ビーム誤差信号は正極性に
なる。同様に、右ビームウォルシュ復調の規模が遅いビ
ームウォルシュ復調の規模を越える場合には、ビーム誤
差信号は負極性になる。
ある受信器フィンガーにより生成された追跡信号によ
り、このフィンガーに割り当てられる１セットのビーム
の調整が促進される。上述したように、スイッチマトリ
クス228は３つの隣り合うビーム（Bi-1,Bi,Bi+1）を各
受信フィンガーに割り当てる。本発明にしたがって、特
定のダイバーシティ受信器232に関係するビーム追跡網2
40（図5A）は、受信器232の各フィンガーから受信した
追跡信号に基づいて、ビーム切替信号をコントローラ24
4に供給する。結果的に、コントローラ244はスイッチマ
トリクス228に周期的に指示して、１ビーム幅だけある
フィンガーのビーム方向をシフトする。例えば、あるフ
ィンガーがBi-1,Bi,Bi+1に明瞭に割り当てられていると
き、特定のビーム切替信号の発生に応じてビームBi-1,B
i,Bi+1wp切り替える。このように、各受信器フィンガー
は、それが割り当てられている入射マルチパス信号を空
間的に追跡するように構成されている。
り、このフィンガーに割り当てられる１セットのビーム
の調整が促進される。上述したように、スイッチマトリ
クス228は３つの隣り合うビーム（Bi-1,Bi,Bi+1）を各
受信フィンガーに割り当てる。本発明にしたがって、特
定のダイバーシティ受信器232に関係するビーム追跡網2
40（図5A）は、受信器232の各フィンガーから受信した
追跡信号に基づいて、ビーム切替信号をコントローラ24
4に供給する。結果的に、コントローラ244はスイッチマ
トリクス228に周期的に指示して、１ビーム幅だけある
フィンガーのビーム方向をシフトする。例えば、あるフ
ィンガーがBi-1,Bi,Bi+1に明瞭に割り当てられていると
き、特定のビーム切替信号の発生に応じてビームBi-1,B
i,Bi+1wp切り替える。このように、各受信器フィンガー
は、それが割り当てられている入射マルチパス信号を空
間的に追跡するように構成されている。
図８を再度参照して、ビーム追跡網240aは、ダイバー
シティ受信器232aのＫ個の受信器フィンガーそれぞれに
対応する１セットのビーム追跡アキュムレータ240a
i（ｉ＝１〜Ｋ）を有している。各ビーム追跡アキュム
レータ240aiは、それに対応する受信器フィンガー内の
左右ビームプロセッサにより生成されたビーム誤差信号
を処理する。図11を参照して後述するように、確実な状
態の元では、受信器232aの特定のフィンガー内で生成さ
れたビーム誤差信号は、対応するビーム追跡アキュムレ
ータ240ai内の累算レジスタを増加／減少するのに使わ
れる。累算レジスタがオーバフロー／アンダーフローし
ているとき、ビーム切替信号はコントローラ244に供給
され、スイッチマトリクス228によりフィンガーに割り
当てられた１セットのビームはそれにしたがって調整さ
れる。
シティ受信器232aのＫ個の受信器フィンガーそれぞれに
対応する１セットのビーム追跡アキュムレータ240a
i（ｉ＝１〜Ｋ）を有している。各ビーム追跡アキュム
レータ240aiは、それに対応する受信器フィンガー内の
左右ビームプロセッサにより生成されたビーム誤差信号
を処理する。図11を参照して後述するように、確実な状
態の元では、受信器232aの特定のフィンガー内で生成さ
れたビーム誤差信号は、対応するビーム追跡アキュムレ
ータ240ai内の累算レジスタを増加／減少するのに使わ
れる。累算レジスタがオーバフロー／アンダーフローし
ているとき、ビーム切替信号はコントローラ244に供給
され、スイッチマトリクス228によりフィンガーに割り
当てられた１セットのビームはそれにしたがって調整さ
れる。
図10は、ダイバーシティ受信器232aの最初の受信器フ
ィンガー300（図８）に対応するビーム追跡アキュムレ
ータ240aiのブロック図を示している。ビーム追跡アキ
ュムレータ240aiは、入力レジスタ402を有している。こ
の入力レジスタ402には、最大値検出器316で発生したウ
ォルシュシンボル指標Imaxと、左右ビームプロセッサ32
0からのビーム誤差信号とが供給される。これらの値
は、ダイバーシティ合成器312の各受信器フィンガーで
生成されたウォルシュシンボルに基づいて最後の揺るぎ
ない結論が、受信ウォルシュシンボルの実際の指標（I
max′）として、出るまでレジスタ402に保存される。ダ
イバーシティ合成器312から有用になると、指標有用線I
avがイネーブルになると、Imaxはディジタル比較器406
に供給され、記憶されたビーム誤差信号はバッファレジ
スタ408により受け取られる。
ィンガー300（図８）に対応するビーム追跡アキュムレ
ータ240aiのブロック図を示している。ビーム追跡アキ
ュムレータ240aiは、入力レジスタ402を有している。こ
の入力レジスタ402には、最大値検出器316で発生したウ
ォルシュシンボル指標Imaxと、左右ビームプロセッサ32
0からのビーム誤差信号とが供給される。これらの値
は、ダイバーシティ合成器312の各受信器フィンガーで
生成されたウォルシュシンボルに基づいて最後の揺るぎ
ない結論が、受信ウォルシュシンボルの実際の指標（I
max′）として、出るまでレジスタ402に保存される。ダ
イバーシティ合成器312から有用になると、指標有用線I
avがイネーブルになると、Imaxはディジタル比較器406
に供給され、記憶されたビーム誤差信号はバッファレジ
スタ408により受け取られる。
比較器406でImaxとImax′が等価であると判定された
とき、線407上の出力イネーブル信号により、バッファ
レジスタ408内に記憶されていた誤差信号はアキュムレ
ータレジスタ410の内容に加えられる。アキュムレータ
レジスタ410の内容が上限値を越えている又は下限値を
下回っているとき、適当な極性のビーム切替信号がコン
トローラ244に供給される。ビーム切替信号を受けてい
るとき、コントローラ244はアキュムレータ410をクリア
にするリセット指示を発行する。また、リセット指示
は、受信器が受信シンボルデータでロック解除になった
とき、つまり比較器406でImaxとImax′が等価でないと
判定されたときにも発生する。
とき、線407上の出力イネーブル信号により、バッファ
レジスタ408内に記憶されていた誤差信号はアキュムレ
ータレジスタ410の内容に加えられる。アキュムレータ
レジスタ410の内容が上限値を越えている又は下限値を
下回っているとき、適当な極性のビーム切替信号がコン
トローラ244に供給される。ビーム切替信号を受けてい
るとき、コントローラ244はアキュムレータ410をクリア
にするリセット指示を発行する。また、リセット指示
は、受信器が受信シンボルデータでロック解除になった
とき、つまり比較器406でImaxとImax′が等価でないと
判定されたときにも発生する。
F.円形アンテナアレイ 図11は、円形アンテナアレイ500を示している。円形
アレイの半径をＲとすると、2N個のアンテナ素子Ei（ｉ
＝１〜2N）は次式にしたがって均等に配置される。
アレイの半径をＲとすると、2N個のアンテナ素子Ei（ｉ
＝１〜2N）は次式にしたがって均等に配置される。
円形アレイ500は、利得パターンＧ（θ−φｉ）によ
り特徴付けられるかもしれない。θは入射電磁気信号Ｓ
が到着してくる方向を表している。φｉはアンテナ素子
Eiの位置を表している。図11から分かるように、信号Ｓ
はアンテナ素子Eiのそれぞれに別々な時刻に到着する。
アレイ500の中央Ｃへの信号Ｓの到着と、素子Eiへの到
着時刻との間の時間遅延τｉは次のように与えられる。
り特徴付けられるかもしれない。θは入射電磁気信号Ｓ
が到着してくる方向を表している。φｉはアンテナ素子
Eiの位置を表している。図11から分かるように、信号Ｓ
はアンテナ素子Eiのそれぞれに別々な時刻に到着する。
アレイ500の中央Ｃへの信号Ｓの到着と、素子Eiへの到
着時刻との間の時間遅延τｉは次のように与えられる。
さらに、入射信号Ｓの受信中に素子Eiにより発生する
受信信号エネルギーXi（ｔ）は次のように与えられる。
受信信号エネルギーXi（ｔ）は次のように与えられる。
ここでfcは入射信号Ｓの中心周波数である。αｉはア
ンテナ素子EiとEi-1とが離間していることによる位相シ
フトを表している。各遅延τｉがPNチップ期間より非常
に短いとすると、量Ｓ（ｔ−τｉ）が範囲１≦ｉ≦2Nを
越える一定数だけ残る。本実施例では、アンテナ半径Ｒ
は略30メートル未満であり、この場合、各遅延τｉはナ
ノ秒の単位で次のように与えられる。
ンテナ素子EiとEi-1とが離間していることによる位相シ
フトを表している。各遅延τｉがPNチップ期間より非常
に短いとすると、量Ｓ（ｔ−τｉ）が範囲１≦ｉ≦2Nを
越える一定数だけ残る。本実施例では、アンテナ半径Ｒ
は略30メートル未満であり、この場合、各遅延τｉはナ
ノ秒の単位で次のように与えられる。
アレイにより生成される複合受信信号Ｙ（ｔ）は次の
ように与えられる。
ように与えられる。
ここで、Wiはアレイ素子Eiからの信号エネルギーX
i（ｔ）に割り当てられる重み係数を表している。アレ
イビーム処理網（図示しない）内では、信号Xi（ｔ）
は、アレイにより受信されたエネルギーのS/N比を最大
化するように、重み付けされる。S/N比はＹ（ｔ）/I
T（ｔ）により与えられる。パラメータIT（ｔ）はアレ
イ内の全ての素子Eiにより受信された総干渉パワーを表
しており、次のように与えられる。
i（ｔ）に割り当てられる重み係数を表している。アレ
イビーム処理網（図示しない）内では、信号Xi（ｔ）
は、アレイにより受信されたエネルギーのS/N比を最大
化するように、重み付けされる。S/N比はＹ（ｔ）/I
T（ｔ）により与えられる。パラメータIT（ｔ）はアレ
イ内の全ての素子Eiにより受信された総干渉パワーを表
しており、次のように与えられる。
ここで、Ii（ｔ）はｉ番目のアレイ素子Eiに到着した
干渉パワーに対応している。S/N比を最大化するように
設計された重み付け処理は、例えば、Pillai,S.Unnikri
shna,in Array Signal Processing;pp.16−17,Springer
−Verlag,New York,N.Y.（1989）により、アレイ設計技
法としては周知である。
干渉パワーに対応している。S/N比を最大化するように
設計された重み付け処理は、例えば、Pillai,S.Unnikri
shna,in Array Signal Processing;pp.16−17,Springer
−Verlag,New York,N.Y.（1989）により、アレイ設計技
法としては周知である。
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｑ 7/36 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｂ １０４Ａ (72)発明者 ウルフ、 ジャック・ケー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92037、ラ・ホラ、プレストウィック・ ドライブ 8529 (72)発明者 ゼハビ、エフライム イスラエル国、34751 ハイファ、ワト ソン・ストリート 15エー (56)参考文献 特開 昭63−278434（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−206745（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−90743（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−149022（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−181534（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 H04B 7/26
Claims (33)
- 【請求項１】情報信号が複数のユーザ間で通信されるデ
ィジタル通信システムにおいて、 前記ユーザにより送信された前記情報信号の成分を受信
するために少なくとも第１及び第２の電磁ビームを供給
する手段と、 第１のユーザにより送信された第１の情報信号の少なく
とも１部を含む成分であって第１の送信パスを介して送
信された前記情報信号成分の第１のものを受信するため
に前記第１の電磁ビームを割り当て、第１の受信信号を
発生する手段と、 前記第１の受信信号から第１のビーム信号を発生する手
段と、 復調手段により前記第１のビーム信号を復調することに
より第１のビーム追跡信号を発生する第１のビーム追跡
網と、 前記第１のビーム追跡信号に基づいて、前記第１の信号
成分を受信するために、前記第２の電磁ビームを割り当
てることによって第１の信号成分を空間的に追跡するビ
ーム切替手段とを具備することを特徴とするディジタル
通信システム。 - 【請求項２】前記第２の電磁ビームから得られる第２の
受信信号から第２のビーム信号を発生する手段をさらに
具備し、前記第１及び第２のビーム信号を発生する手段
は前記第１及び第２の受信信号をサンプリングして第１
及び第２のサンプル受信信号を発生する手段を備えてい
ることを特徴とする請求の範囲第１項記載のディジタル
通信システム。 - 【請求項３】前記復調手段は、前記第１のビーム追跡信
号にしたがって少なくとも前記第１のサンプル受信信号
のタイミングを調整する手段を有することを特徴とする
請求の範囲第２項記載のディジタル通信システム。 - 【請求項４】前記ビーム追跡網は、前記情報信号の前記
第１の成分を空間的に追跡する手段を備え、この空間的
に追跡する手段は前記ビーム追跡信号を累算することに
より累積誤差信号を発生するアキュムレータを有するこ
とを特徴とする請求の範囲第１項記載のディジタル通信
システム。 - 【請求項５】前記第１及び第２の電磁ビームを供給する
手段は前記ディジタル通信システムの基地局内に配置さ
れ、アンテナ網を備えていることを特徴とする請求の範
囲第１項記載のディジタル通信システム。 - 【請求項６】前記第１の情報信号の第２の部分を含む第
２の情報信号成分を第２の送信パスを介して受信するた
めに第３及び第４の電磁ビームを供給して、第３及び第
４の受信信号を発生する手段をさらに具備することを特
徴とする請求の範囲第１項記載のディジタル通信システ
ム。 - 【請求項７】前記第３及び第４の受信信号から第３及び
第４のビーム信号を発生する手段と、 前記情報信号の第３及び第４の推定値を供給するために
前記第３及び第４のビーム信号を復調する手段と、 前記情報信号の前記第３及び第４の推定値に基づいて第
２の追跡信号を発生する第２の追跡網とをさらに具備す
ることを特徴とする請求の範囲第６項記載のディジタル
通信システム。 - 【請求項８】前記第２のビーム信号を復調する手段と、 前記第１のビーム信号を、対応する１組の情報シンボル
シーケンスと相関させることにより１組のシンボル推定
信号を発生する手段と、 前記シンボル推定信号を比較することにより前記情報シ
ンボルシーケンスの１つを選択する手段とをさらに具備
することを特徴とする請求の範囲第２項記載のディジタ
ル通信システム。 - 【請求項９】前記第１及び第２のビーム信号を復調する
手段は、前記情報シンボルシーケンスの選択された１つ
を前記第２のビーム信号と相関させる手段を備えている
ことを特徴とする請求の範囲第８項記載のディジタル通
信システム。 - 【請求項１０】情報信号が複数のユーザ間で通信される
ディジタル通信システムにおいて、 対応する複数のユーザにより送信された複数の情報信号
のマルチパス信号成分を受信するために１組の電磁ビー
ムを供給して、１組の受信信号を発生する手段と、 前記１組の受信信号に基づいて１組のビーム信号を発生
する手段と、 各々が前記複数のユーザの１つに対応している複数のト
ラフィックチャネルへの前記ビーム信号のサブセットの
割り当てを変更することによって前記マルチパス信号成
分を空間的に追跡する切替手段と、 第１のユーザに関係する前記トラフィックチャネルの第
１のチャネルに割り当てられたビーム信号の前記サブセ
ットの第１のものから、前記情報信号の第１の信号を復
元する受信手段とを具備することを特徴とするディジタ
ル通信システム。 - 【請求項１１】前記受信手段は、前記第１の情報信号の
第１及び第２のマルチパス信号成分を処理する第１及び
第２の受信機フィンガーを備えていることを特徴とする
請求の範囲第10項記載のディジタル通信システム。 - 【請求項１２】前記切替手段は、ビーム信号の前記サブ
セットの第１のサブセットを前記第１の受信機フィンガ
ーに割り当て、ビーム信号の前記サブセットの第２のサ
ブセットを前記第２の受信機フィンガーに割り当てる手
段を備えていることを特徴とする請求の範囲第11項記載
のディジタル通信システム。 - 【請求項１３】前記第１の受信機フィンガーは、 前記第１の情報信号の対応する第１組の推定値を供給す
るために、前記第１組のビーム信号に含まれる前記ビー
ム信号を復調する第１の復調器と、 前記情報信号の前記第１組の推定値に基づいて第１の追
跡信号を発生する第１の追跡網とを有することを特徴と
する請求の範囲第10項記載のディジタル通信システム。 - 【請求項１４】前記第１の復調器は、スペクトラム拡散
シーケンスを使用して前記第１組のビーム信号内に含ま
れる前記ビーム信号を相関させる手段を備えていること
を特徴とする請求の範囲第13項記載のディジタル通信シ
ステム。 - 【請求項１５】前記１組のビーム信号を発生する手段
は、 量子化信号を発生するために前記１組の受信信号をサン
プリングする手段と、 前記量子化信号を重み付けする手段と、 前記重み付けされた量子化信号の１群を加算する手段と
を備えていることを特徴とする請求の範囲第10項記載の
ディジタル通信システム。 - 【請求項１６】前記受信手段は、前記切替手段に結合さ
れた複数の受信機を備え、各受信機は前記ビーム信号の
前記サブセットの１つを処理する受信機フィンガーを有
することを特徴とする請求の範囲第10項記載のディジタ
ル通信システム。 - 【請求項１７】情報信号が複数のユーザ間で少なくとも
１つの基地局を経由して通信されるディジタル通信シス
テムにおいて、 前記基地局に配置され、前記複数のユーザにより送信さ
れた情報信号を受信するために第１組の電磁ビームを供
給して、第１組の受信信号を発生するアンテナ素子アレ
イと、 前記アンテナ素子アレイに結合され、前記第１組の受信
信号のサンプルに基づいて第１組のビーム信号を生成す
るものであり、前記受信信号サンプルの選択されたもの
を重み付けして合成する手段を備えている第１のビーム
形成マトリクスと、 各々が複数のユーザの１人に関係する複数のトラフィッ
クチャネルにおける前記ビーム信号のサブセットの割り
当てを変更することによって、前記基地局において受信
された前記情報信号を空間的に追跡する切替手段と、 前記切替手段に接続され、各々が前記トラフィックチャ
ネルの１つに割り当てられたビーム信号のサブセットか
ら情報信号を抽出する手段を有する１組の受信機とを具
備することを特徴とするディジタル通信システム。 - 【請求項１８】前記基地局から離れて配置され、前記第
１のビーム形成マトリクスに操作可能に接続され、前記
複数のユーザにより送信された情報信号を受信するため
に第２組の電磁ビームを供給して、第２組の受信信号を
発生するアンテナ素子の遠隔アレイと、 前記アンテナ素子の遠隔アレイに結合され、前記第１組
の受信信号のサンプルに基づいて第２組のビーム信号を
生成するものであり、前記第２組の受信信号内に含まれ
る前記受信信号の前記サンプルの選択されたものを重み
付けして合成する手段を備え、前記切替手段内に含まれ
る切替マトリクスに操作可能に接続された第２のビーム
形成マトリクスとをさらに具備することを特徴とする請
求の範囲第17項記載のディジタル通信システム。 - 【請求項１９】ディジタル通信システム内の複数のユー
ザ間で情報信号を通信する方法において、 第１のユーザにより送信された第１の情報信号の少なく
とも１部を含む第１の情報信号成分を第１の送信パスを
介して受信するために第１及び第２の電磁ビームを供給
して、第１及び第２の受信信号を発生するステップと、 前記第１及び第２の受信信号から第１及び第２のビーム
信号を発生するステップと、 前記情報信号の第１及び第２の推定値を供給するために
前記第１及び第２のビーム信号を復調するステップと、 前記情報信号の第１及び第２の推定値に基づいて、前記
第１の送信パスを空間的に追跡するのに使用可能な第１
の追跡信号を発生するステップとを含むことを特徴とす
る方法。 - 【請求項２０】前記第１及び第２のビーム信号を発生す
るステップは、第１及び第２のサンプル受信信号を生成
するために前記第１及び第２の受信信号をサンプリング
するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第19項
記載の方法。 - 【請求項２１】前記復調ステップは、前記第１の追跡信
号にしたがって前記第１及び第２のサンプル受信信号の
タイミングを調整するステップを有することを特徴とす
る請求の範囲第20項記載の方法。 - 【請求項２２】前記追跡ステップは前記情報信号の前記
第１の成分を空間的に追跡するステップを有し、この空
間的に追跡するステップは前記追跡信号を累算すること
により累積誤差信号を発生するステップを有することを
特徴とする請求の範囲第19項記載の方法。 - 【請求項２３】前記第１及び第２の電磁ビームを供給す
るステップは前記ディジタル通信システムの基地局内に
おいて実行されることを特徴とする請求の範囲第19項記
載の方法。 - 【請求項２４】前記第１の情報信号の第２の部分を有す
る第２の情報信号成分を第２の送信パスを介して受信す
るために第３及び第４の電磁ビームを供給して、第３及
び第４の受信信号を発生するステップをさらに含むこと
を特徴とする請求の範囲第19項記載の方法。 - 【請求項２５】前記第３及び第４の受信信号から第３及
び第４のビーム信号を発生するステップと、 前記情報信号の第３及び第４の推定値を供給するために
前記第３及び第４のビーム信号を復調するステップと、 前記情報信号の前記第３及び第４の推定値に基づいて第
２の追跡信号を発生するステップとをさらに含むことを
特徴とする請求の範囲第24項記載の方法。 - 【請求項２６】前記第１及び第２のビーム信号を復調す
るステップは、 第１のビーム信号を対応する１組の情報シンボルシーケ
ンスと相関させることにより１組のシンボル推定値信号
を発生するステップと、 前記シンボル推定値信号を比較することにより前記情報
シンボルシーケンスの１つを選択するステップとを有す
ることを特徴とする請求の範囲第19項記載の方法。 - 【請求項２７】前記第１及び第２のビーム信号を復調す
るステップは、前記情報シンボルシーケンスの選択され
たものを前記第２のビーム信号と相関させるステップを
有することを特徴とする請求の範囲第26項記載の方法。 - 【請求項２８】ディジタル通信システム内の複数のユー
ザ間で情報信号を通信する方法において、 対応する複数のユーザにより送信された複数の情報信号
のマルチパス信号成分を受信するために１組の電磁ビー
ムを供給して、１組の受信信号を発生するステップと、 前記１組の受信信号に基づいて１組のビーム信号を発生
するステップと、 各々が前記複数のユーザの１人と関係している複数のト
ラフィックチャネルでの前記ビーム信号のサブセットの
割り当てを変更することによって前記マルチパス成分を
空間的に追跡するステップと、 第１のユーザに関係する第１のトラフィックチャネルに
割り当てられたビーム信号の前記サブセットの第１のも
のから、前記情報信号の第１のものを復元するステップ
とを具備することを特徴とする方法。 - 【請求項２９】前記復元ステップは、第１の受信機の第
１及び第２の受信機フィンガーを各々使用して前記第１
の情報信号の第１及び第２のマルチパス信号成分を処理
するステップを有することを特徴とする請求の範囲第28
項記載の方法。 - 【請求項３０】前記割り当てを変更することによってマ
ルチパス成分を空間的に追跡するステップは、前記ビー
ム信号の前記サブセットの第１のものを、前記第１の受
信機フィンガーに割り当て、前記ビーム信号の前記サブ
セットの第２のものを、前記第２の受信機フィンガーに
割り当てるステップを有することを特徴とする請求の範
囲第29項記載の方法。 - 【請求項３１】前記第１の情報信号の対応する第１組の
推定値を供給するために、前記ビーム信号の第１組に含
まれる前記ビーム信号を復調するステップと、 前記情報信号の前記第１組の推定値に基づいて第１の追
跡信号を発生するステップとをさらに含むことを特徴と
する請求の範囲第28項記載の方法。 - 【請求項３２】前記復調ステップは、スペクトラム拡散
シーケンスを使用して前記ビーム信号の前記第１組内に
含まれるビーム信号を相関させるステップを有すること
を特徴とする請求の範囲第31項記載の方法。 - 【請求項３３】前記１組のビーム信号を発生する前記ス
テップは、 量子化信号を発生するために前記１組の受信信号をサン
プリングするステップと、 前記量子化信号を重み付けするステップと、 前記重み付けされた量子化信号の１群を加算するステッ
プとを有することを特徴とする請求の範囲第28項記載の
方法。
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