JP3286885B2 - タイミング再生手段及びダイバーシティ通信装置 - Google Patents

タイミング再生手段及びダイバーシティ通信装置

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JP3286885B2 JP28877295A JP28877295A JP3286885B2 JP 3286885 B2 JP3286885 B2 JP 3286885B2 JP 28877295 A JP28877295 A JP 28877295A JP 28877295 A JP28877295 A JP 28877295A JP 3286885 B2 JP3286885 B2 JP 3286885B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はタイミング再生手
段及びダイバーシティ通信装置に関し、特にＰＳＫ（Ph
ase Shift Keying）変調方式を用いたディジタル無線通
信機器の復調器に適用し得る。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＰＳＫ変調方式を用いたディジタ
ル無線通信機器の復調器のタイミング再生手段として、
特開平６−２５２９６５号公報に開示されたものがあ
る。このタイミング再生手段では、クロック位相検出に
プリアンブルパターンを用いた初期引込み用位相検出手
段と、ゼロクロス検出方式によるランダムパターンを用
いたクロック位相の進み遅れを検出する定常時位相検出
手段を用いている。また、従来のダイバーシティ通信装
置として、例えば「移動通信の基礎」（編著者；電子情
報通信学会、取次販売所；株式会社コロナ社）の第７章
に記載された各方式がある。
【０００３】図５０に、上述のタイミング再生手段を含
んだ、従来のダイバーシティ受信装置を示す。このダイ
バーシティ受信装置のダイバーシティには、簡単のため
ブランチの数をＫ＝２個とする。図において、１Ａと１
Ｂはアンテナ、２Ａと２Ｂは検波手段、３Ａと３Ｂはサ
ンプリング手段、４はダイバーシティ手段、５はタイミ
ング再生手段、６はナイキスト点抽出手段、７ａはナイ
キスト点データ出力端子であり、７ｂはバーストゲート
入力端子、７ｃはフレーム同期信号入力端子である。ま
た、タイミング再生手段５中において、１０は初期引込
み用位相検出手段、１１は定常時用位相検出手段、１２
は初期引込み用フィルタリング手段、１３は定常時用フ
ィルタリング手段、１４は位相制御選択手段、１５は位
相制御手段である。
【０００４】また、図５１は初期引込み用位相検出手段
１０の構成を示し、１６と１７はレジスタ、１８は減算
器、１０ａは受信位相データ入力端子、１０ｂは２倍再
生クロック入力端子、１０ｃは差分データ出力端子であ
る。また、図５２は初期引込み用フィルタリング手段１
２の構成を示し、２０は直列並列変換手段、２１は積分
手段、２２は積分制御手段、２３はＲＯＭ、２４はレジ
スタ、１２ａは差分データ入力端子、１２ｂは１／２再
生クロック入力端子、１２ｃは再生クロック入力端子、
１２ｄはバーストゲート入力端子、１２ｅはタイミング
位相差データ出力端子、１２ｆはタイミング位相差デー
タ算出完了信号出力端子である。さらに積分手段２１中
において、２６Ａと２６Ｂは乗算器、２７Ａと２７Ｂは
加算器、２８Ａと２８Ｂはレジスタ、２９Ａと２９Ｂは
除算器である。さらに積分制御手段２２中において、３
０はアンドゲート、３１はインバータ、３２はアップカ
ウンタ、３３は比較器である。
【０００５】また、図５３は定常時用位相検出手段１１
の構成を示し、１１ａは受信位相データ入力端子、３４
は極座標変換手段、３５Ａと３５Ｂはゼロクロス検出手
段、３６はゼロクロス信号合成手段、１１ｂはＬＥＡＤ
信号出力手段、１１ｃはＣＲＯＳＳ信号出力手段であ
る。また、図５４はゼロクロス検出手段３５の構成を示
し、３５ａはデータ入力端子、３５ｂは再生クロック入
力端子、３７Ａ、３７Ｂ、３７Ｃ、３７Ｄはレジスタ、
３８はインバータ、３９Ａ、３９Ｂはエクスクルーシブ
オアゲート、３５ｃはＩＬＥＡＤ信号出力端子、３５ｄ
はＱＣＲＯＳＳ信号出力端子である。
【０００６】また、図５５は定常時用フィルタリング手
段１３の構成を示し、１３ａはフレーム同期信号入力端
子、１３ｂは位相制御完了信号入力端子、１３ｃはＬＥ
ＡＤ信号入力端子、１３ｄはＣＲＯＳＳ信号入力端子、
１３ｅはバーストゲート入力端子、１３ｆは再生クロッ
ク入力端子、４０はセレクタ、４１は１ビットシフタ
ー、４２はアップダウンカウンタ、４３Ａと４３Ｂは比
較器、４４はオアゲート、１３ｇはアップ（ＵＰ）信号
出力端子、１３ｈはダウン（ＤＯＷＮ）信号出力端子で
ある。
【０００７】また、図５６は位相制御選択手段の構成１
４を示し、１４ａはタイミング位相差データ算出完了信
号入力端子、１４ｂはアップ信号入力端子、１４ｃはダ
ウン信号入力端子、１４ｄはタイミング位相差データ入
力端子、４５はＵＰ／ＤＯＷＮデータ生成手段、４６は
ゲート回路、１４ｅは位相制御データ出力端子である。
さらに、図５７は位相制御手段の構成を示し、１５ａは
位相制御データ入力端子、１５ｂは２m 倍（例えば32
倍）再生クロック入力端子、４７Ａ、４７Ｂは比較器、
４８はアンドゲート、４９はｍビットアップカウンタ、
５０は１／２分周器、５１Ａ、５１Ｂはインバータ、１
５ｃは１／２倍再生クロック出力端子、１５ｄは再生ク
ロック出力端子、１５ｅは２倍再生クロック出力端子、
１５ｆは１６倍再生クロック出力端子、１５ｇは位相制
御完了信号出力端子である。
【０００８】次に動作について説明する。初めに、ダイ
バーシティ受信装置全体の動作について説明する。この
例では、小形化、低消費電力化のため、ディジタル移動
体通信用の受信機の復調部は、振幅情報を捨て位相情報
だけを用いて動作する。すなわちリミッタ通過後のキャ
リア信号を検波して得たベースバンド受信位相信号を用
いて動作する。またこの例では、復調方式にπ／４シフ
トＱＰＳＫ（Quadrature PSK）変調方式による遅延検波
方式を用いる。従来のダイバーシティ受信装置では、２
個のアンテナ１Ａと１ＢでＰＳＫ信号を受信し、２個の
検波手段２Ａと２Ｂでそれぞれ検波し、アナログのベー
スバンド受信位相信号と、受信信号電力を出力する。検
波手段２Ａと２Ｂは、リミッタや、バンドパスフィル
タ、ミキサなどアナログ素子で構成される。
【０００９】各アナログのベースバンド受信位相信号
は、サンプリング手段３Ａと３Ｂでシンボル周波数の２
倍でオーバーサンプリングされ、量子化されたベースバ
ンド受信位相データを出力する。ベースバンド受信位相
データの位相分解能は、５ビットとする。ダイバーシテ
ィ手段４では、サンプリング手段３Ａと３Ｂから出力さ
れるベースバンド位相信号をそれぞれ遅延検波し、自動
周波数制御回路でキャリア周波数偏差を除去する。そし
て検波手段２Ａと２Ｂから出力される受信信号電力と、
前記２つの遅延検波後のベースバンド受信位相データを
用いて、上述した「移動通信の基礎」に記載の選択合
成、等利得合成又は最大比合成を用いた信号合成を行
い、合成後のベースバンド受信位相データをタイミング
再生手段５とナイキスト点抽出手段６に出力する。
【００１０】タイミング再生手段５は、それぞれサンプ
リング手段３Ａと３Ｂに用いる２倍再生クロックを出力
し、２倍再生クロックが２サンプル毎に、ベースバンド
受信位相データのナイキスト点をサンプルするようにク
ロック位相を制御する。よって、ダイバーシティ手段４
の出力の合成後のベースバンド受信位相データも、クロ
ック位相制御によって２サンプル毎に、遅延検波後ベー
スバンド受信位相データのナイキスト点を出力する。ま
たシンボル周期の再生クロックをナイキスト点抽出手段
６に出力する。一方ナイキスト点抽出手段６は、タイミ
ング再生手段５の出力の再生クロックで、ダイバーシテ
ィ手段４の出力の合成後のベースバンド受信位相データ
から、ベースバンド受信位相データのナイキスト点を抽
出し、抽出した位相データを極座標変換して、同相と直
交の各ナイキスト点データを出力する。
【００１１】このような動作の一例を、図５８のタイミ
ングチャートを用いて説明する。図５８（Ａ）、図５８
（Ｃ）の曲線で示される２個の検波手段２Ａと２Ｂでそ
れぞれ検波されたベースバンド受信位相データは、「0
0」と「01」を繰り返すデータパターンを、図５９に示
すマッピングでπ／４シフトＱＰＳＫ変調されたもので
ある。また簡単のため上記ベースバンド受信位相データ
には、キャリア周波数偏差は与えていない。「00」と
「01」を繰り返すデータパターンをπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調すると、位相は０からπ／４へ、あるいはπ／４
から０へ、シンボル周期で変動する。ところが、雑音や
フェージングなどの影響で、この位相変動を示すベース
バンド受信位相データが、図５８（Ａ）及び図５８
（Ｃ）の曲線で示すように歪んでしまう。図中の○印
は、ナイキスト点であり、本来ナイキスト点の位相は０
とπ／４を示すが、雑音やフェージングなどの影響によ
り、２個の検波手段２Ａ、２Ｂの出力の受信信号電力を
示す図５８（Ｂ）及び図５８（Ｄ）の落ち込みの位置で
ナイキスト点の位相は異なった値となる。
【００１２】サンプリング手段３Ａ、３Ｂでは、図５８
（Ｆ）に示すタイミング再生手段５から出力される２倍
再生クロックで、ベースバンド受信位相データ（図５８
（Ａ）及び図５８（Ｃ））をそれぞれサンプリングす
る。サンプリングされたデータを、図５８（Ａ）及び図
５８（Ｃ）の縦線で示す。ダイバーシィ手段４では、図
５８（Ａ）及び図５８（Ｃ）に示すサンプリングされた
ベースバンド受信位相データをそれぞれ遅延検波する。
雑音やフェージングによる影響を受けなければ、各遅延
検波後のナイキスト点位相データは、π／４と−π／４
を交互に出力する。ここでダイバーシティ手段４は、２
つの遅延検波後のベースバンド受信位相データと、受信
信号電力（図５８（Ｂ）及び図５８（Ｄ））を用いて、
選択合成、等利得合成又は最大比合成の何れかの方式に
より信号合成し、図５８（Ｅ）の縦線に示す合成後の遅
延検波後ベースバンド受信位相データを出力する。
【００１３】タイミング再生手段５は、この合成後の遅
延検波後ベースバンド受信位相データ（図５８（Ｅ））
を用いて、図５８（Ｆ）に示す２倍再生クロックの立上
がり位置と、図５８（Ｇ）に示す再生クロックの立上が
り位置が共にナイキスト点位置となるように、それぞれ
のクロック位相を制御する。図５８の例では、初めナイ
キスト点と再生クロック立上がりの位相差が、π／２で
あったが、時間の経過と共に、徐々にクロック位相差は
０に収束する。ナイキスト点抽出手段６では、再生クロ
ック（図５８（Ｇ））の立上がりの遅延検波後ベースバ
ンド受信位相データ（図５８（Ｅ））を、ナイキスト点
データとして抽出し、図５８（Ｈ）及び図５８（Ｉ）に
示す同相と直交の各ナイキスト点データとして出力す
る。よってナイキスト点抽出手段６は、タイミングチャ
ート前半部では、ナイキスト点からπ／２ずれたデータ
を、ナイキスト点データとして出力するが、タイミング
チャート後半部では、タイミング再生手段５によるクロ
ック位相制御によって、本来のナイキスト点データを出
力する。
【００１４】次にタイミング再生手段５の動作について
説明する。このダイバーシティ受信装置は、図６０に示
すようなバーストデータを受信し、タイミング再生手段
５は、バーストデータ先頭部にあるプリアンブルパター
ンと称する「01」と「10」を繰り返すデータパターンを
用いて、タイミング位相差を算出し、クロック位相の初
期引込み制御を行う。このタイミング位相差の算出に
は、初期引込み用位相検出手段１０と、初期引込み用フ
ィルタリング手段１２を用いる。またクロック位相の初
期引込み制御後、タイミング再生手段５は、図６０に示
すランダムパターン（フレーム同期用のユニークワード
パターンを含む）を用いてタイミング位相追随を行う。
このタイミング位相追随には、定常時位相検出手段１１
と、定常時用フィルタリング手段１３を用いる。
【００１５】初めに、前記クロック位相の初期引込み制
御動作について説明する。ダイバーシティ手段４の出力
の、合成後の遅延検波後ベースバンド受信位相データを
用いて、初期引込み用位相検出手段１０は、位相検出信
号である差分データを出力し、初期引込み用フィルタリ
ング手段１２は前記差分データを積分する。初期引込み
用フィルタリング手段１２からは、ナイキスト点と再生
クロックとの位相差を示すタイミング位相差データと、
タイミング位相差データ算出の完了を示すタイミング位
相差データ算出完了信号を出力する。初期引込み用位相
検出手段１０と、初期引込み用フィルタリング手段１２
を用いたタイミング位相差の算出は、プリアンブルパタ
ーン（ＰＲ）と称するデータが図５９のマッピング「0
1」と「10」を繰り返す既知のデータパターンを用いて
算出される。データが不規則に変化するランダムパター
ンからは、タイミング位相差を算出することはできな
い。
【００１６】初期引込み用位相検出手段１０と、初期引
込み用フィルタリング手段１２の動作を、図５１、図５
２及びタイミングチャートを示す図６１を用いて説明す
る。図５１の初期引込み用位相検出手段１０の入力端子
１０ａから入力されるプリアンブルパターンのベースバ
ンド受信位相データは、雑音などの影響を受けなけれ
ば、図６１（Ａ）に示すように、○印のナイキスト点は
３π／４と−π／４の値を交互にとる。このベースバン
ド受信位相データを、図５１の入力端子１０ｂから入力
される２倍再生クロックで動作する図５１のレジスタ１
６と、レジスタ１７でリタイミングすることで、図６１
（Ｂ）に示すように１シンボル遅延させる。図５１の減
算器１８は、ベースバンド受信位相データから、１シン
ボル遅延されたベースバンド受信位相データを減算し、
図６１（Ｃ）に示すような差分データを出力端子１０ｃ
から出力される。従ってナイキスト点位置の差分データ
は、πと−πの値を交互に出力される。ここで、図６１
（Ｅ）に示すように、ナイキスト点と再生クロックとの
位相差が７π／４生じている場合を想定する。この場
合、図６１の縦線が２倍再生クロックでサンプリングさ
れた各データとなる。
【００１７】次に、図５２の入力端子１２ａから入力さ
れた差分データは、直列並列変換手段２０において、偶
数番目のデータと奇数番目のデータでそれぞれ分けた、
２系列のデータに直列並列変換される。さらに、乗算器
２６Ａ、２６Ｂにおいて、入力端子１２ｂからの図６１
（Ｆ）の１／２再生クロックが論理「１」の時は１を、
論理「０」の時は−１を、２系列のデータにそれぞれ乗
算することで、偶数シンボル目の２系列のデータは、図
６１（Ｃ）の縦の点線で示すデータに変換される。図６
１（Ｃ）に示すように乗算後の偶数番目のデータ系列を
Ｇi （ｉ＝１、２、３、……、）、乗算後の奇数番目の
データ系列をＨi （ｉ＝１、２、３、……、）とする
と、２つのデータ系列Ｇi とＨi は、加算器２７Ａ、２
７Ｂと、レジスタ２８Ａ、２８Ｂで構成される２つの累
積加算回路で、Ｊ（Ｊ≧２）回累積加算される。
【００１８】２つの累積加算回路をＪ回動作させるクロ
ックは、再生クロックと、プリアンブルパターン入力時
に、Ｊシンボル時間論理「１」を示すゲート信号を、ア
ンドゲート３０で論理和をとることで実現される。比較
器３３は、アップカウンタ３２の出力値がＪより大きい
場合、論理「１」を示すため、このゲート信号は、図６
０に示すタイミングで入力端子１２ｄから入力されるバ
ーストゲート信号の立上がりから、アップカウンタ３２
を動作させ、その出力とＪとを比較する比較器３３の出
力を、インバータ３１で反転することで生成できる。
【００１９】２つのＪ回累積加算されたデータ系列Ｇi
（ｉ＝１、２、３、……）と、Ｈi（ｉ＝１、２、３、
……）は、除算器２９Ａ、２９ＢにおいてＪで除算さ
れ、Ｇ1 〜ＧJ の平均値ＧＡと、Ｈ1 〜ＨJ の平均値Ｈ
Ａが求まる。ＲＯＭ２３は、入力ＧＡとＨＡに対して、
図６２に示す変換内容に基づいてタイミング位相差を求
め出力する。上述したように、比較器３３の出力は、ア
ップカウンタ３２の出力値がＪを越えたら論理「０」か
ら「１」に立ち上り、この時点でタイミング位相差が求
まるため、比較器３３の出力をタイミング位相差データ
算出完了信号として、出力端子１２ｆから出力する。ま
た、比較器３３の出力でＲＯＭ２３の出力をレジスタ２
４でラッチし、ラッチされたデータをタイミング位相差
データとして、出力端子１２ｅから出力する。
【００２０】次にクロック位相の初期引込み制御後の、
定常時用位相検出手段１１と、定常時用フィルタリング
手段１３を用いた、タイミング位相追随動作について説
明する。初期引込み制御後から、定常時用位相検出手段
１１と、定常時用フィルタリング手段１３による位相制
御が行われる。定常時用位相検出手段１１は、ダイバー
シティ手段４の出力の合成後の遅延検波後ベースバンド
受信位相データを用いて、現在のタイミング位相が進ん
でいるか、遅れているかを示すＬＥＡＤ信号と、そのＬ
ＥＡＤ信号が有効であることを示す、ＣＲＯＳＳ信号を
出力する。定常時用位相検出手段１１の動作を、図５３
を用いて説明する。入力端子１１ａからの遅延検波後ベ
ースバンド受信位相データは、極座標変換手段３４によ
って同相成分を示すＩＤＡＴＡと、直交成分を示すＱＤ
ＡＴＡに変換される。ＩＤＡＴＡとＱＤＡＴＡはそれぞ
れゼロクロス検出手段３５Ａ、３５Ｂに入力される。
【００２１】ゼロクロス検出手段３５Ａの動作を、図５
４を用いて説明する。入力端子３５ａから入力されるＩ
ＤＡＴＡは、再生クロックの立上がりと立下がりでサン
プリングされる。ＩＤＡＴＡに対して、インバータ３８
とレジスタ３７Ａとによって得られる再生クロックの立
下がり点のサンプルデータをＺn （ｎ＝１、２、３、…
…）、レジスタ３７Ｂによって得られる立上がり点サン
プルデータをＮn （ｎ＝１、２、３、……）、レジスタ
３７Ｃによって得られる１シンボルディレイした立上が
り点サンプルデータをＮ(n-1) （ｎ＝１、２、３、…
…）とすると、図６３（Ａ）及び図６３（Ｂ）に示すよ
うに、データのゼロクロスは、 Ｎn ×Ｎ(n-1) ＜０ ……（１） が成立したときであり、この場合、 Ｎn ×Ｚn ＞０ ……（２） であれば、クロックの位相がナイキスト点に対して進ん
でおり（図６３（Ａ））、 Ｎn ×Ｚn ＜０ ……（３） であれば、クロックの位相がナイキスト点に対して遅れ
ていることになる（図６３（Ｂ））。
【００２２】この例では、クロック位相の制御に２値量
子化ＤＰＬＬを用いおり、サンプリングデータは１ビッ
トの硬判定データを使用するため、データのゼロクロス
検出を示す信号は、データＮn と、１シンボル前のデー
タＮ(n-1) の、排他的論理和で求まる（図５４のエクス
クルーシブオアゲート３９Ｂの出力）。ゼロクロスが検
出された場合は、出力端子３５ｄから論理「１」のＩＣ
ＲＯＳＳ信号を出力する。クロック位相の（進み／遅
れ）を示す信号ＩＬＥＡＤ信号も、同様にレジスタ３７
Ｃにおいて再生クロック立上がりでリタイミングしたデ
ータＺn （ｎ＝１、２、３、……）と、レジスタ３７Ｂ
の出力のＮn （ｎ＝１、２、３、……）の排他的論理和
で求まる（図５４のエクスクルーシブオアゲート３９Ａ
の出力）。クロック位相が進んでいる場合、論理「０」
のＩＬＥＡＤ信号を、クロック位相が遅れている場合、
論理「１」のＩＬＥＡＤ信号を、出力端子３５ｃから出
力する。
【００２３】ＱＤＡＴＡを入力とするゼロクロス検出手
段３５Ｂの動作も、上記ゼロクロス検出手段３５Ａの動
作と同様であり、ＱＤＡＴＡのゼロクロスの有無を示す
ＱＣＲＯＳＳ信号と、その位相の進み遅れを示すＱＬＥ
ＡＤ信号を出力する。ゼロクロス信号合成手段３６は、
ＩＬＥＡＤ、ＩＣＲＯＳＳ、ＱＬＥＡＤ、ＱＣＲＯＳＳ
の各信号から、ＬＥＡＤ信号を出力端子１１ｂから、Ｃ
ＲＯＳＳ信号を出力端子１１ｃからそれぞれ出力する。
ＬＥＡＤ信号とＣＲＯＳＳ信号は、図６４に示す各条件
に対応して出力される。ＬＥＡＤ信号は、ＩＬＥＡＤ信
号と、ＱＬＥＡＤ信号の論理和で求まる。ＣＲＯＳＳ信
号も、基本的にはＩＣＲＯＳＳ信号と、ＱＣＲＯＳＳ信
号の論理和で求まるが、ＩＣＲＯＳＳ信号とＱＣＲＯＳ
Ｓ信号が共に「１」で、ＩＬＥＡＤ信号とＱＬＥＡＤ信
号が異なる値を示す場合は、ＣＲＯＳＳ信号は「０」と
する。
【００２４】次に、定常時用フィルタリング手段１３の
動作を、図５５を用いて説明する。定常時用フィルタリ
ング手段１３は、入力端子１３ｄからのＣＲＯＳＳ信号
が「１」の場合の、入力端子１３ｃからのＬＥＡＤ信号
を平均化して、タイミング位相を進ませる信号（アップ
（ＵＰ）信号）を出力端子１３ｇから出力し、タイミン
グ位相を遅らせる信号（ダウン（ＤＯＷＮ）信号）を出
力端子１３ｈから出力する。平均化にはアップダウンカ
ウンタ４２を用いる。アップダウンカウンタ４２は、入
力端子１３ｆから入力される再生クロックの周期で動作
し、図６０に記載のバーストゲートが論理「１」で入力
端子１３ｅから入力され、かつゼロクロスが検出された
ことを示すＣＲＯＳＳ信号が論理「１」の時にイネーブ
ルとなる。
【００２５】図６５に、定常時用フィルタリング手段１
３の動作を示す。アップダウンカウンタ４２に、最初Ｎ
ｘという値を設定し、ＬＥＡＤ信号が位相の進みを示す
場合はダウンカウントを、位相の遅れを示す場合はアッ
プカウントを行う。アップダウンカウンタ４２の出力値
は、比較器４３Ａで「２Ｎｘ」と、比較器４３Ｂで
「０」と比較され、一致したら論理「１」を出力する。
値「２Ｎｘ」の生成は、Ｎｘをビットシフタ４１で１ビ
ッシフトすることで実現する。従って、図６５の時点
のように、カウンタの値が２Ｎｘになったときに、比較
器４３Ａから論理「１」のアップ信号を出力端子１３ｇ
から出力し、図６５の時点のようにカウンタの値が０
になったときに、比較器４３Ｂから論理「１」のダウン
信号を出力端子１３ｈから出力する。
【００２６】この時、アップダウンカウンタ４２に、Ｎ
ｘをロードする信号を入力することで、再びアップダウ
ンカウンタ４２の値をＮｘにセットする。Ｎｘのロード
は、位相制御手段１５の出力で入力端子１３ｂから入力
されるタイミング位相制御を行ったことを示す位相制御
完了信号で行われる。定常時用フィルタリング手段１３
は、入力端子１３ａから入力されるフレーム同期信号を
用いて、位相引込み状態と定常状態を判断し、位相引込
み時では高速引込みが要求されるため、セレクタ（ＳＥ
Ｌ）４０でＮｘを小さな値Ｎ1 に設定し、定常時では低
ジッタが要求されるため、Ｎｘを大きな値Ｎ2 に設定す
る。
【００２７】次に位相制御選択手段１４の動作を、図５
６を用いて説明する。位相制御選択手段１４は、タイミ
ング位相制御量を示す位相制御データを出力端子１４ｅ
から出力するが、この例ではこの位相制御の分解能は１
／32シンボルとする。従って、初期引込み用フィルタリ
ング手段１２の出力のタイミング位相差データと、位相
制御データは、共に０〜２πの位相を０〜31で表現す
る。またアップ信号、ダウン信号による位相制御も１／
32シンボル毎に行う。入力端子１４ｂから入力されるア
ップ信号と、入力端子１４ｃから入力されるダウン信号
は、ＵＰ／ＤＯＷＮデータ生成手段４５に入力される。
【００２８】ＵＰ／ＤＯＷＮデータ生成手段４５は、ア
ップ信号が論理「１」の場合に「15」を出力し、ダウン
信号が論理「１」の場合に「17」を出力し、それ以外は
「16」を出力する。ゲート回路４６は、初期引込み動作
によるタイミング位相データの算出が完了するまで位相
制御データを「16」とし、タイミング位相データの算出
が完了し、入力端子１４ｄからタイミング位相データが
入力されたら、タイミング位相データ「０〜15、16〜3
1」を、「16〜31、０〜15」に変換して、位相制御デー
タとして出力する。タイミング位相データ算出完了後
は、ＵＰ／ＤＯＷＮデータ生成手段４５の出力のデータ
を位相制御データとして出力する。このタイミング位相
データの算出完了には、入力端子１４ａから入力される
タイミング位相データ算出完了信号を用いる。
【００２９】さらに位相制御手段１５の動作を、図５７
を用いて説明する。アップカウンタ４９は、入力端子１
５ｂから入力されるシンボル周波数の32倍の固定クロッ
クでアップカウントされる。アップカウンタ４９は５ビ
ットで値を出力し、最上位ビットを再生クロックとして
出力端子１５ｄから出力する。また最上位ビットを除く
４ビットカウンタ出力を、インバータ５１Ａ、……、５
１Ｂで反転して、２倍再生クロック、…16倍再生クロッ
クを生成する。各クロックは、出力端子１５ｅ、……、
１５ｆからそれぞれ出力する。また、１／２再生クロッ
クは、再生クロックを１／２分周器５０で２分周して生
成され、出力端子１５ｃから出力される。
【００３０】アップカウンタ４５の５ビット出力値は、
比較器４７Ａで「16」と比較される。比較器４７Ａはカ
ウンタ出力値が「16」と一致したら論理「１」を出力す
る。この比較器４７Ａの出力を、アップカウンタ４９の
ロード信号に用いる。アップカウンタ４９は、ロード信
号が論理「１」の時に入力端子１５ａから入力される位
相制御データをロードする。従って、位相制御データが
無制御状態を示す「16」の値をとる場合、「16」がカウ
ンタ自走時のカウント値「16」の時間にロードされるた
め、再生クロックの位相変化は生じない。
【００３１】ところがクロック位相が進んでいる場合、
ダウン信号によって位相制御データは「17」となるた
め、図６６（Ａ）に示すように、５ビットカウンタ自走
時のカウント値「16」の時点で、「17」がロードされク
ロック位相が遅らされる。同様に、クロック位相が遅れ
ている場合、アップ信号によって位相制御データは「1
7」となるため、図６６（Ｂ）に示すように、５ビット
カウンタ自走時のカウント値「16」の時点で、「15」が
ロードされ、クロック位相が進められる。
【００３２】さらに初期位相引込み時では、位相制御デ
ータは０〜31の値をとるため、５ビットカウンタ自走時
のカウント値「16」の時点で、０〜31の何れかの値がロー
ドされ、クロック位相引込みが行われる。図６７では、
初期位相差が３π／２の場合の例を示し、初期引込み用
位相検出手段１０と、初期引込み用フィルタリング手段
１２によって、３π／２はタイミング位相差データで
「24」で出力される。タイミング位相差データ「24」
は、位相制御データ「８」に変換され、５ビットカウン
タ自走時のカウント値「16」の時点で、「８」がロード
され、クロック位相制御が行われる。
【００３３】位相制御が行われたら、上述したアップダ
ウンカウンタ４２の値をＮｘにセットする位相制御完了
信号を、出力端子１５ｇから出力する。位相制御完了信
号はアップカウンタ４９にロードされるデータが「16」
であるか、それ以外の値であるかを、位相制御データを
「16」と比較する比較器４７Ｂ（一致したら論理「１」
出力）と、比較器４７Ｂの出力とロード信号との論理積
をとるアンドゲート４８で検出することで、生成するこ
とができる。以上のようにして、タイミング再生手段５
によるタイミング位相同期が行われる。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
タイミング再生手段５は、バーストデータの先頭部にあ
るプリアンブルパターンを10〜20シンボル分用いてタイ
ミング位相差を算出し、初期位相制御を行う。初期位相
制御に要する時間は、タイミング位相差を算出するまで
の時間となる。初期位相制御後は、ランダムパターンを
用いて位相追随を行う。従って、バーストデータが到来
するタイミングがまだ確立していないような携帯機の電
源立ち上げ時や、ブロッケージなどの回線断からの復帰
時など、プリアンブルパターンの位置が判らない場合、
初期位相制御を行うことができない。この場合、ランダ
ムパターンを用いた前記定常時用位相検出手段１１、前
記定常時フィルタリング手段１３によってタイミング位
相引込みを行う。ところが、前記定常時用位相検出手段
１１、前記定常時用フィルタリング手段１３によるラン
ダムパターンを用いた位相引込みは、タイミング位相の
進み／遅れ情報で行われるため、ノイズレスの伝送路で
前記定常時用フィルタリング手段１３のＮｘを「２」と
した場合でも、タイミング位相引込みが完了するまで、
約 100シンボル分の長い時間を要する問題があった。
【００３５】また従来のダイバーシティ受信装置では、
検波手段２Ａ、２Ｂの出力をサンプリング手段３Ａ、３
Ｂでサンプリングして、ダイバーシティ手段４で合成す
るが、検波手段２Ａ、２Ｂにアナログ素子を使用するた
め、検波手段２Ａと、検波手段２Ｂで入出力の時間遅延
に差が生じる。この時間遅延差は、使用するアナログ素
子によっては、位相でπ／２程度ずれる場合もある。こ
の２つの検波手段２Ａ、２Ｂにおける入出力の時間遅延
が生じると、２つの信号はナイキスト点位置がずれた状
態で、ダイバーシティ手段４で選択合成や等利得合成、
最大比合成される。従って、ナイキスト点位置が大きく
ずれた位相関係で２つの信号の等利得合成や、最大比合
成を行うと、合成後の信号は歪んでしまいビット誤り率
特性や同期特性が劣化する。同様に選択合成を行った場
合も、信号切り替え時にナイキスト点位置がずれるた
め、タイミング位相差が一時的に生じ、ビット誤り率特
性や同期特性が劣化する問題があった。
【００３６】この発明は上記のような課題を解消するた
めになされたもので、電源立ち上げ時や回線断からの復
帰時の高速なタイミング位相引込み特性と定常時の低ジ
ッタ特性を実現し得るタイミング再生手段を提供するこ
とを目的とする。また各検波手段における時間遅延差を
吸収し、時間遅延差によるビット誤り率特性や同期特性
の劣化が生じないダイバーティ通信装置を提供すること
を目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】この発明に係るタイミン
グ再生手段は、受信ＰＳＫ信号をＸ（Ｘは４以上の自然
数）倍オーバーサンプリングして得た受信位相データ系
列Ｙi （ｉは２以上の自然数）に対して、１サンプル前
後の各位相データの差分データ系列Ｚi1（＝Ｙi −Ｙ
i-1 ）から、ｊ（ｊは４以上の自然数）サンプル前後の
各位相データの差分データ系列Ｚij（＝Ｙi −Ｙi-j ）
までの、合計ｊ個の差分データ系列を出力する位相差分
手段と、ｊ個の各差分データ系列Ｚi1〜Ｚijに対して、
差分データ範囲をラジアン表示で±２πから±πの範囲
に変換してから絶対値を求めて、ｊ個のシンボル周波数
成分を含む各位相変動データ系列Ｗi1〜Ｗijの内最低１
つを出力する位相変動量算出手段と、位相変動量算出手
段から出力される各位相変動データ系列の内、ｊが偶数
番目の各位相変動データ系列に対して、偶数番目の各位
相変動データ系列に含まれるシンボル周波数成分の位相
を一致させるように遅延させてから合成し、合成した信
号を偶数系列合成シンボル周波数成分データとして出力
する偶数サンプル合成手段と、位相変動量算出手段から
出力される各位相変動データ系列の内、ｊが奇数番目の
各位相変動データ系列に対して、奇数番目の各位相変動
データ系列に含まれるシンボル周波数成分の位相を一致
させるように遅延させてから合成し、合成した信号を奇
数系列合成シンボル周波数成分データとして出力する奇
数サンプル合成手段とを有する位相検出手段を備えるも
のである。
【００３８】また、この発明に係るタイミング再生手段
は、偶数系列合成シンボル周波数成分データと奇数系列
合成シンボル周波数成分データとに基づき、ナイキスト
点と受信機のシンボルクロックとのタイミング位相差を
算出し、またシンボル周波数成分量を算出するフィルタ
リング手段と、Ｕ（Ｕは１以上の自然数）シンボル周期
の信号を、タイミング位相制御間隔設定信号として出力
するタイミング位相制御間隔設定手段と、タイミング位
相制御間隔設定信号の周期でフィルタリング手段出力の
タイミング位相差データをラッチし、位相制御データと
して出力する位相制御量決定手段と、受信機の原振クロ
ックを分周してシンボルクロックとＸ倍オーバーサンプ
ルクロックとを出力し、位相制御データが入力された
ら、位相制御データでシンボルクロック位相とＸ倍オー
バーサンプルクロック位相とを制御する位相制御手段と
を備えるものである。
【００３９】さらに、この発明に係るタイミング再生手
段は、フィルタリング手段が、偶数系列合成シンボル周
波数成分データに受信側の複素シンボル周波数成分を乗
算した値と、奇数系列合成シンボル周波数成分データに
複素シンボル周波数成分よりπ／４遅延させた複素シン
ボル周波数成分を乗算した値と、を加算して、複素直流
成分を生成する周波数変換手段と、複素直流成分を直交
成分と同相成分とでそれぞれ１シンボル分合成し、１シ
ンボル毎にシンボル直交成分信号及びシンボル同相成分
信号として出力するシンボル合成手段と、シンボル直交
成分信号とシンボル同相成分信号とを積分型フィルタで
フィルタリングし、直交積分データ及び同相積分データ
として出力する積分型フィルタリング手段と、直交積分
データと同相積分データとを用いて、ナイキスト点と受
信機のシンボルクロックとのタイミング位相差を算出
し、タイミング位相差データとして出力する位相差算出
手段と、直交積分データと同相積分データとを用いて、
積分型フィルタで蓄積されたシンボル周波数成分量を算
出するシンボル周波数成分量算出手段とを有するもので
ある。
【００４０】また、この発明に係るタイミング再生手段
は、位相制御手段が、シンボルクロック位相及びＸ倍オ
ーバーサンプルクロック位相を制御すると同時に、積分
型フィルタリング手段の直交積分データを零にリセット
し、同相積分データにシンボル周波数成分量をセットす
るものである。さらに、この発明に係るタイミング再生
手段は、積分型フィルタリング手段が、シンボル直交成
分信号とシンボル同相成分信号とを、シンボル周波数成
分量が蓄積しきい値以下の場合は、それぞれ累積加算し
て直交積分データ及び同相積分データとして出力し、シ
ンボル周波数成分量が蓄積しきい値を越えた場合は、各
累積加算値をＤ（Ｄは２以上の自然数）で除算して出力
するリミッタ累積加算手段を備えるものである。
【００４１】また、この発明に係るタイミング再生手段
は、積分型フィルタリング手段が、シンボル直交成分信
号とシンボル同相成分信号とを、シンボル周波数成分量
が無限インパルス応答切替えしきい値を越えるまでは、
それぞれ累積加算し直交積分データ及び同相積分データ
として出力する累積加算手段と、シンボル周波数成分量
が無限インパルス応答切替えしきい値を越えたら、シン
ボル直交成分信号とシンボル同相成分信号とを、無限イ
ンパルス応答型フィルタでフィルタリングする無限イン
パルス型フィルタリング手段とを備えるものである。
【００４２】さらに、この発明に係るタイミング再生手
段は、シンボル周波数成分量算出手段が、直交積分デー
タの絶対値と、同相積分データの絶対値とのどちらか大
きい方の値をシンボル周波数成分量として出力する絶対
値比較手段を備えるものである。
【００４３】また、この発明に係るタイミング再生手段
は、無限インパルス型フィルタリング手段が、タイミン
グ位相制御が行われたら、フィルタ動作停止用データに
基づいて設定される時間だけ、無限インパルス型フィル
タリング動作を停止し、シンボル直交成分信号及びシン
ボル同相成分信号の累積加算動作をするフィルタ動作停
止手段を備えるものである。
【００４４】さらに、この発明に係るタイミング再生手
段は、フィルタリング手段が、シンボル周波数成分量が
定常状態認識用しきい値を越えたら、シンボル直交成分
信号の符号ビットを用いて、フィルタ定数Ｎにセットさ
れたアップダウンカウンタをアップカウントあるいはダ
ウンカウントし、アップダウンカウンタの値が２Ｎにな
ったらシンボルクロック位相を進ませるアップ信号を、
アップダウンカウンタの値が０になったらシンボルクロ
ック位相を遅らせるダウン信号を出力し、アップ信号又
はダウン信号出力後は、再びアップダウンカウンタにフ
ィルタ定数Ｎをセットするランダムウォークフィルタリ
ング手段を備えるものである。
【００４５】また、この発明に係るタイミング再生手段
は、位相制御量決定手段が、シンボル周波数成分量が、
定常状態認識用しきい値を越えたら、フィルタリング手
段出力のタイミング位相差データを位相制御データに用
いず、アップ信号によるシンボルクロック位相を進ませ
る命令が発生したら、シンボルクロック位相を進ませる
位相制御データを出力し、ダウン信号によるシンボルク
ロック位相を遅らせる命令が発生したら、シンボルクロ
ック位相を遅らせる位相制御データを出力する定常時位
相制御手段を備えるものである。
【００４６】さらに、この発明に係るタイミング再生手
段は、位相制御量決定手段が、シンボル周波数成分量が
定常状態認識用しきい値を越えたら、位相制御データを
用いて送受信のクロック原振周波数偏差を測定し、測定
が完了したら測定完了を示す周波数偏差測定完了信号
と、クロック周波数偏差による±１ディジット分のクロ
ック位相のずれが生じるまでにかかるシンボル時間を、
周波数偏差補正データとして出力するクロック原振周波
数偏差測定手段と、周波数偏差補正データを用いて、シ
ンボルクロック位相を進ませるＡＦＣアップ信号と、シ
ンボルクロック位相を遅らせるＡＦＣダウン信号を出力
する自動周波数制御信号発生手段と、シンボル周波数成
分量が回線断状態認識用しきい値以下となり、かつ周波
数偏差測定完了信号が測定完了を示した状態で、ＡＦＣ
アップ信号によるシンボルクロック位相を進ませる命令
が発生したら、シンボルクロック位相を進ませる位相制
御データを出力し、ＡＦＣダウン信号によるシンボルク
ロック位相を遅らせる命令が発生したら、シンボルクロ
ック位相を遅らせる位相制御データを出力する信号断時
位相制御手段とを備えるものである。
【００４７】また、この発明に係るタイミング再生手段
は、クロック原振周波数偏差測定手段が、クロック原振
周波数偏差の測定開始と同時に、アップカウンタをシン
ボルクロックで動作させ、アップカウンタ値を測定時間
データとして出力する測定時間表示手段と、位相制御デ
ータを累積加算し、累積位相制御データとして出力する
位相制御データ累積加算手段と、累積位相制御データ
で、測定時間データを除算する周波数偏差測定用除算手
段と、測定時間データが、周波数偏差測定用しきい値を
越えたら、アップカウンタをリセットし、周波数偏差測
定用除算手段出力の除算結果をラッチして、補正データ
として出力する補正データ出力手段と補正データを平均
化し、周波数偏差補正データとして出力する補正データ
平均化手段とを備えるものである。
【００４８】さらに、この発明に係るタイミング再生手
段は、タイミング位相制御間隔設定手段が、タイミング
位相制御間隔設定信号の周期をタイミング位相引き込み
時と定常時とで可変にする制御間隔設定信号可変手段を
備えるものである。
【００４９】この発明に係るダイバーシティ通信装置
は、ＰＳＫ信号をＫ個のアンテナで受信し、Ｋ個の受信
信号を、それぞれＫ個のベースバンド位相信号に変換し
て出力し、またＫ個の受信信号電力を出力するＫ個の検
波手段と、Ｋ個のベースバンド位相信号に、Ｋ個の時間
遅延設定信号の示すＫ個の時間遅延を与え、Ｋ個の時間
遅延ベースバンド位相信号を出力するＫ個の時間遅延手
段と、Ｋ個の時間遅延ベースバンド位相信号をＸ倍オー
バーサンプルし、Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi（ｉは
２以上の自然数）を出力するＫ個のサンプリング手段
と、Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi とＫ個の受信信号電
力とを用いて選択又は合成された受信位相データ系列で
ある判定データ系列を出力するダイバーシティ手段と、
判定データ系列からシンボルクロックを用いてナイキス
ト点データを抽出するナイキスト点抽出手段と、Ｋ個の
受信位相データ系列Ｙi を用いて、ＰＳＫ信号のナイキ
スト点を抽出するシンボルクロックとＸ倍オーバーサン
プルクロックを出力し、またＫ個のベースバンド位相信
号の時間遅延差を示すＫ個の時間遅延設定信号を出力す
るタイミング再生手段とを備えるものである。
【００５０】また、この発明に係るダイバーシティ通信
装置は、タイミング再生手段が、Ｋ個の受信位相データ
系列Ｙi を用いて、Ｋ個の偶数系列合成シンボル周波数
成分データとＫ個の奇数系列合成シンボル周波数成分デ
ータとを出力するＫ個の位相検出手段と、Ｋ個の偶数系
列合成シンボル周波数成分データとＫ個の奇数系列合成
シンボル周波数成分データとを用いて、Ｋ個のタイミン
グ位相差データ、Ｋ個のアップ信号、Ｋ個のダウン信
号、Ｋ個のシンボル周波数成分量を出力するランダムウ
ォークフィルタリング手段を有するＫ個のフィルタリン
グ手段と、Ｕ（Ｕは１以上の自然数）シンボル周期の信
号をタイミング位相制御間隔設定信号として出力するタ
イミング位相制御間隔設定手段と、Ｋ個のフィルタリン
グ手段から出力されるシンボル周波数成分量の中で、最
大値を示すフィルタリング手段出力のタイミング位相差
データ、アップ信号、ダウン信号を選択し出力するフィ
ルタ出力選択手段と、フィルタ出力選択手段から出力さ
れるタイミング位相差データ、アップ信号、ダウン信号
を用いて、タイミング位相制御間隔設定信号の周期で、
位相制御データを出力する定常時位相制御手段を有する
位相制御量決定手段と、位相制御データを用いて動作
し、かつ積分データリセット手段を有する位相制御手段
と、Ｋ個のベースバンド位相信号の時間遅延差を測定
し、Ｋ個の時間遅延設定信号を出力する時間遅延差測定
手段とを有するものである。
【００５１】さらに、この発明に係るダイバーシティ通
信装置は、時間遅延差測定手段が、Ｋ個のタイミング位
相差データから１番目のタイミング位相差データを減算
し、Ｋ個の位相減算データを出力する位相減算手段と、
Ｋ個の位相減算データの範囲をラジアン表示で±２πか
ら±πに変換して、Ｋ個の時間遅延差データとして出力
する時間遅延差算出手段と、Ｋ個のシンボル周波数成分
量が全て時間遅延測定用しきい値を越えた時に、Ｋ個の
時間遅延差データを有効な値としてラッチし、Ｋ個の有
効時間遅延差データとして出力する有効時間遅延差デー
タ出力手段と、Ｋ個の有効時間遅延差データをそれぞれ
Ｓ（Ｓは１以上の自然数）回累積加算後Ｓで除算し、Ｋ
個の時間遅延設定信号として出力する遅延差データ平均
化手段とを備えるものである。
【００５２】また、この発明に係るダイバーシティ通信
装置は、ＰＳＫ信号をＫ個のアンテナで受信し、Ｋ個の
受信信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相信号に変換
して出力し、またＫ個の受信信号電力を出力するＫ個の
検波手段と、Ｋ個のベースバンド位相信号にＫ個の時間
遅延設定信号の示すＫ個の時間遅延を与え、Ｋ個の時間
遅延ベースバンド位相信号を出力するＫ個の時間遅延手
段と、Ｋ個の時間遅延ベースバンド位相信号をＸ倍オー
バーサンプルクロックでサンプルし、Ｋ個の受信位相デ
ータ系列Ｙi （ｉは２以上の自然数）を出力するＫ個の
サンプリング手段と、Ｋ個の時間遅延ベースバンド位相
信号を、Ｒ（Ｒは４以上の自然数）倍非同期オーバーサ
ンプリングクロックでサンプルし、Ｋ個の非同期受信位
相データ系列Ｑi （ｉは２以上の自然数）を出力するＫ
個の非同期サンプリング手段と、Ｋ個の受信位相データ
系列Ｙi とＫ個の受信信号電力とから判定データ系列を
出力するダイバーシティ手段と、判定データ系列からシ
ンボルクロックを用いてナイキスト点データを抽出する
ナイキスト点抽出手段と、Ｋ個の受信位相データ系列Ｙ
i を用いて、ＰＳＫ信号のナイキスト点を抽出するシン
ボルクロックとＸ倍オーバーサンプルクロックを出力
し、またＫ個の非同期受信位相データ系列Ｑi を用い
て、Ｋ個のベースバンド位相信号の時間遅延差を示すＫ
個の時間遅延設定信号を出力するタイミング再生手段と
を備えるものである。
【００５３】さらに、この発明に係るダイバーシティ通
信装置は、タイミング再生手段が、Ｋ個の受信位相デー
タ系列Ｙi を用いて、Ｋ個の偶数系列合成シンボル周波
数成分データとＫ個の奇数系列合成シンボル周波数成分
データとを出力するＫ個の位相検出手段と、Ｋ個の偶数
系列合成シンボル周波数成分データと、Ｋ個の奇数系列
合成シンボル周波数成分データとに基づき、ナイキスト
点と受信機のシンボルクロックとのタイミング位相差を
算出する積分合成フィルタリング手段と、Ｕ（Ｕは１以
上の自然数）シンボル周期の信号をタイミング位相制御
間隔設定信号として出力するタイミング位相制御間隔設
定手段と、タイミング位相制御間隔設定信号の周期でタ
イミング位相差データをラッチし、位相制御データとし
て出力する位相制御量決定手段と、受信機の原振クロッ
クを分周して、シンボルクロックとＸ倍オーバーサンプ
ルクロックとを出力し、位相制御データが入力されたら
位相制御データで、シンボルクロック位相とＸ倍オーバ
ーサンプルクロック位相とを制御する合成位相制御手段
と、Ｋ個のベースバンド位相信号の時間遅延差を測定
し、Ｋ個の時間遅延設定信号を出力する時間遅延差測定
手段とを有するものである。
【００５４】また、この発明に係るダイバーシティ通信
装置は、積分合成フィルタリング手段が、Ｋ個の偶数系
列合成シンボル周波数成分データとＫ個の奇数系列合成
シンボル周波数成分データとから、Ｋ個の複素直流成分
を生成するＫ個の周波数変換手段と、Ｋ個の複素直流成
分から、Ｋ個のシンボル直交成分信号とＫ個のシンボル
同相成分信号とを出力するＫ個のシンボル合成手段と、
Ｋ個のシンボル直交成分信号とＫ個のシンボル同相成分
信号とを用いて、Ｋ個の直交積分データとＫ個の同相積
分データとを出力するＫ個の積分型フィルタリング手段
と、Ｋ個の直交積分データを全て加算し合成直交積分デ
ータとして出力し、またＫ個の同相積分データを全て加
算し合成同相積分データとして出力する積分値合成手段
と、合成同相積分データと合成直交積分データとを用い
て、ナイキスト点と受信機のシンボルクロックとのタイ
ミング位相差を算出し、タイミング位相差データとして
出力する位相差算出手段と、Ｋ個の直交積分データとＫ
個の同相積分データとを用いて、Ｋ個の積分型フィルタ
リング手段で蓄積されたＫ個のシンボル周波数成分量を
算出するＫ個のシンボル周波数成分量算出手段と、合成
直交積分データと合成同相積分データとを用いて、合成
シンボル周波数成分量を算出する合成シンボル周波数成
分量算出手段とを有するものである。
【００５５】さらに、この発明に係るダイバーシティ通
信装置は、位相制御手段が、シンボルクロック位相及び
Ｘ倍オーバーサンプルクロック位相を制御すると同時
に、Ｋ個の積分型フィルタリング手段のＫ個の直交積分
データを零にリセットし、Ｋ個の同相積分データにＫ個
の各シンボル周波数成分量をセットするものである。
【００５６】また、この発明に係るダイバーシティ通信
装置は、タイミング再生手段が、Ｋ個の受信位相データ
系列Ｙi を用いて、Ｋ個の偶数系列合成シンボル周波数
成分データとＫ個の奇数系列合成シンボル周波数成分デ
ータとを出力するＫ個の位相検出手段と、Ｋ個の偶数系
列合成シンボル周波数成分データと、Ｋ個の奇数系列合
成シンボル周波数成分データとに基づき、ナイキスト点
とシンボルクロックとのタイミング位相差を算出し、ま
たシンボル周波数成分量を算出するシンボル周波数成分
合成フィルタリング手段と、Ｕ（Ｕは１以上の自然数）
シンボル周期の信号を、タイミング位相制御間隔設定信
号として出力するタイミング位相制御間隔設定手段と、
タイミング位相制御間隔設定信号の周期で、タイミング
位相差データをラッチし位相制御データとして出力する
位相制御量決定手段と、受信機の原振クロックを分周し
て、シンボルクロックとＸ倍オーバーサンプルクロック
とを出力し、位相制御データが入力されたら位相制御デ
ータでシンボルクロック位相とＸ倍オーバーサンプルク
ロック位相とを制御し、同時に積分型フィルタリング手
段の直交積分データを零にリセットし、同相積分データ
にシンボル周波数成分量をセットする位相制御手段と、
Ｋ個のベースバンド位相信号の時間遅延差を測定し、Ｋ
個の時間遅延設定信号を出力する時間遅延差測定手段と
を備えるものである。
【００５７】さらに、この発明に係るダイバーシティ通
信装置は、ＰＳＫ信号をＫ個のアンテナで受信し、Ｋ個
の受信信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相信号に変
換して出力し、またＫ個の受信信号電力を出力するＫ個
の検波手段と、Ｋ個のベースバンド位相信号にＫ個の時
間遅延設定信号の示すＫ個の時間遅延を与え、Ｋ個の時
間遅延ベースバンド位相信号を出力するＫ個の時間遅延
手段と、Ｋ個の時間遅延ベースバンド位相信号をＸ倍オ
ーバーサンプルクロックでサンプルし、Ｋ個の受信位相
データ系列Ｙi （ｉは２以上の自然数）を出力するＫ個
のサンプリング手段と、Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi
のうち、Ｋ個の受信信号電力の最大値を示す受信位相デ
ータ系列を判定データ系列として出力し、また最大値を
示す受信位相データ系列の番号を検波後選択信号として
出力する選択合成ダイバーシティ手段と、判定データ系
列から、シンボルクロックを用いてナイキスト点データ
を抽出するナイキスト点抽出手段と、Ｋ個の受信位相デ
ータ系列Ｙi を用いて、ＰＳＫ信号のナイキスト点を抽
出するシンボルクロックとＸ倍オーバーサンプルクロッ
クを出力し、またＫ個の時間遅延設定信号を出力するタ
イミング再生手段とを備えるものである。
【００５８】また、この発明に係るダイバーシティ通信
装置は、タイミング再生手段と、位相制御データを累積
加算し位相制御累積加算データとして出力する位相制御
累積加算手段、周波数偏差測定完了信号が測定完了状態
を示し、かつシンボルクロック位相を遅らせるＡＦＣダ
ウン信号が入力されたら、位相制御累積加算データに
「１」を減算し、また周波数偏差測定完了信号が測定完
了状態を示しかつシンボルクロック位相を進ませるＡＦ
Ｃアップ信号が入力されたら、位相制御累積加算データ
に「１」を加算し、偏差除去累積加算データとして出力
する周波数偏差除去手段、及び、偏差除去累積加算デー
タを、検波後選択信号の示す番号（１〜Ｋ）毎に平均化
し、Ｋ個の平均化されたデータの各差を求めＫ個の時間
遅延設定信号として出力する時間遅延設定信号出力手段
を有する時間遅延差算出手段とを備えるものである。
【００５９】
【発明の実施の形態】以下図面参照しながら、この発明
の実施の形態を説明する。
【００６０】実施の形態１． この発明の実施の形態１では、Ｋ＝２個のアンテナで受
信する選択合成ダイバーシティ方式のダイバーシティ通
信装置について説明する。タイミング再生手段は、オー
バーサンプルのπ／４シフトＱＰＳＫ変調されたベース
バンド受信位相データを用いる。図５０との対応部分に
同一符号を付した図１は、実施の形態１によるタイミン
グ再生手段５Ａと、そのタイミング再生手段５Ａを含む
ダイバーシティ通信装置の構成を示す。図中１Ａと１Ｂ
はアンテナ、２Ａと２Ｂは検波手段、６０Ａと６０Ｂは
時間遅延手段、３Ａは３Ｂはサンプリング手段、６１は
選択合成ダイバーシティ手段、５Ａはタイミング再生手
段、６はナイキスト点抽出手段、７ａはナイキスト点デ
ータ出力端子、７ｃはフレーム同期信号である。タイミ
ング再生手段５Ａ中において、６２は位相検出手段、６
３はフィルタリング手段、６４はタイミング位相制御間
隔設定手段、６５は位相制御量決定手段、６６は位相制
御手段、６７は時間遅延差算出手段である。
【００６１】また図２は、この実施の形態１の位相検出
手段６２の構成を示す。図中６２ａは受信位相データ入
力端子、６２ｂは４倍再生クロック入力端子、６８Ａ、
６８Ｂ、６８Ｃ、６８Ｄはレジスタ、６８Ｅ、６８Ｆ、
６８Ｇ、６８Ｈは減算器、６９Ａ、６９Ｂ、６９Ｃ、６
９Ｄは位相変動量算出手段、７０は奇数サンプル合成手
段、７１は偶数サンプル合成手段、７０Ａ、７１Ａはレ
ジスタ、７０Ｂ、７１Ｂは加算器、６２ｃは奇数系列合
成シンボル周波数成分データ出力端子、６２ｄは偶数系
列合成シンボル周波数成分データ出力端子である。
【００６２】また図３は、この実施の形態１のフィルタ
リング手段６３の構成を示す。図中６３ａは位相制御完
了信号入力端子、６３ｂは偶数系列合成シンボル周波数
成分データ入力端子、６３ｃは奇数系列合成シンボル周
波数成分データ入力端子、６３ｄは再生クロック入力端
子、６３ｅは４倍再生クロック入力端子、６３ｆはフレ
ーム同期信号入力端子、６３ｇはバーストゲート入力端
子、７２は周波数変換手段、７３はシンボル合成手段、
７４は積分型フィルタリング手段、７５は位相差算出手
段、７６はシンボル周波数成分量算出手段、７７はラン
ダムウオークフィルタリング手段、６３ｈはタイミング
位相差データ出力端子、６３ｉはシンボル周波数成分量
出力端子、６３ｊはアップ信号出力端子、６３ｋはダウ
ン信号出力端子である。
【００６３】また図４は、フィルタリング手段６３にラ
ンダムウォークフィルタリング手段７７を用いた場合の
この実施の形態１の位相制御量決定手段６５の構成を示
す。図中６５ａはシンボル周波数成分量入力端子、６５
ｂはフレーム同期信号、６５ｃはタイミング位相差デー
タ入力端子、６５ｄはアップ信号入力端子、６５ｅはダ
ウン信号入力端子、６５ｆはタイミング位相制御間隔設
定信号入力端子、７８Ａと７８Ｂは比較器、７９と８１
はアンドゲート、８０はレジスタ、８２はセレクタ、８
３はＵＰ／ＤＯＷＮデータ生成手段、８４はゲート回
路、８５はクロック周波数偏差補正手段、８５Ａはクロ
ック原振周波数偏差測定手段、８５Ｂは自動周波数制御
信号発生手段、６５ｇは位相制御データ出力端子、６５
ｈは周波数偏差測定完了信号出力端子、６５ｉは回線断
検出信号出力端子である。
【００６４】また図５は、この実施の形態１の時間遅延
差算出手段６７の構成を示す。図中６７ａは位相制御デ
ータ入力端子、６７ｂはＡＦＣアップ（ＵＰ）信号入力
端子、６７ｃはＡＦＣダウン（ＤＯＷＮ）信号入力端
子、６７ｄは検波後選択信号入力端子、６７ｅは周波数
偏差測定完了信号入力端子、６７ｈは回線断検出信号入
力端子、８６Ａと８６Ｂは加算器、８６Ｃはレジスタ、
８７は周波数偏差除去データ生成手段、８８は直列並列
変換手段、８９と９０は平均化手段、９１は加算器、９
２は時間遅延設定信号出力手段、６７ｆは時間遅延設定
信号１出力端子、６７ｇは時間遅延設定信号２出力端子
である。
【００６５】また図６は、図３に上述したフィルタリン
グ手段６３中で用いられる積分型フィルタリング手段７
４の構成を示す。図中７４ａはシンボル直交成分信号入
力端子、７４ｂは再生クロック入力端子、７４ｃはシン
ボル同相成分信号入力端子、７４ｄはシンボル周波数成
分量入力端子、７４ｅは位相制御完了信号入力端子、９
４Ａ、９４Ｂは加算器、９７Ａ、９７Ｂは乗算器、９６
Ａ、９６Ｂはレジスタ、９５Ａ、９５Ｂはセレクタ、９
８は比較器、９９はセレクタ、７４ｆは直交積分データ
出力端子、７４ｇは同相積分データ出力端子である。
【００６６】また図７は、図３に上述したフィルタリン
グ手段６３中で用いられるランダムウォークフィルタリ
ング手段７７の構成を示し、図５５との対応部分に同一
符号を付している。図中７７ａはフレーム同期信号入力
端子、７７ｂは位相制御完了信号入力端子、７７ｃはシ
ンボル直交成分信号入力端子、７７ｄは再生クロック入
力端子、７７ｅはアップ（ＵＰ）信号出力端子、７７ｆ
はダウン（ＤＯＷＮ）信号出力端子である。
【００６７】また図８は、図３に上述したフィルタリン
グ手段６３中で用いられるシンボル周波数成分量算出手
段７６の構成を示す。図中７６ａは直交積分データ入力
端子、７６ｂは同相積分データ入力端子、７６ｃはタイ
ミング位相差データ入力端子、１００Ａ、１００Ｂは絶
対値変換手段、１０１は比較器、１０２はセレクタ、１
０３は重み付け手段、７６ｄはシンボル周波数成分量出
力端子である。
【００６８】図９は、図３に上述したフィルタリング手
段６３中で用いられる位相差算出手段７５の構成を示
す。７５ａは積分直交データ入力端子、７５ｂは積分同
相データ入力端子、７５ｃは１６倍再生クロック入力端
子、７５ｄは再生クロック入力端子、１０４Ａ、１０４
Ｂは絶対値変換手段、１０５、１０８、１１７は加算
器、１０９、１１３、１１５、１１８はレジスタ、１０
７は４ビットシフタ、１１０は比較器、１１１はアップ
カウンタ、１１２はインバータ、１１４はナンドゲー
ト、１１６は位相データ非線形変換手段、７５ｃはタイ
ミング位相差データ出力端子である。
【００６９】図１０は、図４に上述した位相制御量決定
手段６５で用いられるクロック原振周波数偏差測定手段
８５Ａの構成を示す。図中８５ａは再生クロック入力端
子、８５ｂは位相制御データ入力端子、８５ｃはΔｆイ
ネーブル信号入力端子、１１９、１３１は加算器、１２
０、１２５、１２９はレジスタ、１２１はアップカウン
タ、１２２、１２４、１２７は比較器、１２３は絶対値
変換手段、１２６は除算器、１２８はビットシフタ、１
３０は補正データ平均化手段、８５ｄは周波数偏差補正
データ出力端子、８５ｅは周波数偏差測定完了信号出力
端子である。
【００７０】次に、この実施の形態１のダイバーシティ
通信装置の動作について説明する。初めに全体動作につ
いて説明する。従来と同様、検波手段２Ａはアンテナ１
Ａから入力されたリミッタ通過後のキャリア信号を検波
して、ベースバント受信位相信号を出力する。検波手段
２Ｂはアンテナ１Ｂから入力されたリミッタ通過後のキ
ャリア信号を検波して、ベースバント受信位相信号を出
力する。ここで検波手段２Ａと検波手段２Ｂの入出力時
間差が、図１１に示すように、６／32シンボル時間生じ
た場合を想定する。但し、各ベースバント受信位相信号
は、従来の図５８と同様に「00」と「10」を繰り返すデ
ータパターンを、π／４シフトＱＰＳＫ変調したもので
ある。
【００７１】時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂはそれぞれ１
〜ｍｘ段可変シフトレジスタで構成され、シンボル周波
数より十分速いｎｘ倍固定クロックで、検波手段２Ａ、
２Ｂからの各ベースバント受信位相信号をサンプリング
する。サンプリングされたデータはシフトレジスタに入
力され、シフトレジスタの段数分、時間遅延されて出力
される。時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂは、時間遅延が算
出されたら時間遅延設定信号ｔ１i 、ｔ２i の値に応じ
てシフトレジスタの値を１〜ｍｘ段にそれぞれ設定する
が、時間遅延が算出されるまでの初期時は、シフトレジ
スタの段数をｍｘ／２に設定する。ｎｘ倍固定クロック
で動作する時間遅延設定手段の場合、時間遅延設定信号
ｔi とシフトレジスタ段数設定値ｍi との関係は、以下
の式（４）で求まる。 ｍi ＝ｔi ×ｎｘ／32＋（ｍｘ／２） ……（４）
【００７２】サンプリング手段３Ａ、３Ｂは、時間遅延
手段６０Ａ、６０Ｂから出力されるｎｘ倍非同期データ
を、シンボル周波数の４倍でオーバーサンプリングし、
ベースバンド受信位相データを出力する。ベースバンド
位相データの分解能は従来と同様に５ビットである。選
択合成ダイバーシティ手段６１は、サンプリング手段３
Ａ、３Ｂの出力のベースバンド受信位相データの内、検
波手段２Ａ、２Ｂからの各ブランチ間の受信信号電力の
大きい方の値を示すベースバンド受信位相データを出力
する。また、どちらのブランチを選択したかを示す信号
を、検波後選択信号として出力する。
【００７３】タイミング再生手段５Ａは、選択合成ダイ
バーシティ手段６１の出力のベースバンド受信位相デー
タを用いて、タイミング再生を行い、サンプリング手段
３Ａ、３Ｂにおいて、ナイキスト点位置のベースバンド
受信位相データをサンプルするように４倍再生クロック
位相を制御する。また、選択合成ダイバーシティ手段６
１の出力のベースバンド受信位相データからナイキスト
点データを抽出する再生クロックを出力する。さらに検
波手段２Ａ、２Ｂの入出力時間遅延差を算出し、時間遅
延差を吸収するような時間遅延設定信号ｔ１i 、ｔ２i
を出力する。
【００７４】この例では、検波手段２Ａと検波手段２Ｂ
の入出力遅延時間差が、６／32シンボル時間なので、ｔ
１i ＝−３、ｔ２i ＝３が出力されると、時間遅延差が
吸収されることになる。すなわち時間遅延手段２Ａは、
ｔ１i ＝−３なので、初期のシフトレジスタ段数ｍｘ／
２による遅延時間（ｍｘ／２ｎｘシンボル時間）から、
３／32シンボル時間少なく遅延させる段数を、式（４）
に基づいてセットする。また、時間遅延手段６０Ｂは、
ｔ２i ＝３なので、初期のシフトレジスタ段数ｍｘ／２
による遅延時間（ｍｘ／２ｎｘシンボル時間）から、３
／32シンボル時間多く遅延させる段数を、式（４）に基
づいてセットする。
【００７５】以上の時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂにおけ
る制御によって、時間遅延手段６０Ａと６０Ｂとにおけ
る入出力遅延時間差が−６／32シンボルとなり、図１１
に示すように検波手段と時間遅延手段含めた入出力遅延
時間差は６／32−６／32＝０となる。ナイキスト点抽出
手段６は、従来と同様に、タイミング再生手段５Ａの再
生クロックで選択合成ダイバーシティ手段６１の出力の
ベースバンド受信位相データからナイキスト点データを
抽出して出力する。
【００７６】次に、この実施の形態１のタイミング再生
手段５Ａの動作について説明する。初めに、４倍オーバ
ーサンプルの受信位相データは、位相検出手段６２に入
力される。図２を用いて、位相検出手段６２の動作を説
明する。入力端子６２ａから入力される受信位相データ
は、レジスタ６８Ａ、６８Ｂ、６８Ｃ、６８Ｄにおい
て、入力端子６２Ｄからの４倍再生クロックでリタイミ
ングされる。減算器６８Ｅではレジスタ６８Ａの出力か
らレジスタ６８Ａの入力を減算し、１サンプル前後で差
分した１サンプル差分データ系列を出力する。減算器６
８Ｆではレジスタ６８Ｃの出力からレジスタ６８Ａの入
力を減算し、３サンプル前後で差分した３サンプル差分
データ系列を出力する。
【００７７】減算器６８Ｇではレジスタ６８Ｂの出力か
らレジスタ６８Ａの入力を減算し、２サンプル前後で差
分した２サンプル差分データ系列を出力する。減算器６
８Ｈではレジスタ６８Ｄの出力からレジスタ６８Ａの入
力を減算し、４サンプル前後で差分した４サンプル差分
データ系列を出力する。以上の１サンプル差分データ系
列から４サンプル差分データ系列までの各データ系列
は、それぞれの位相変動量算出手段６９Ａ〜６９Ｄにお
いて、受信位相データの変動量を０〜πの範囲で時間軸
上で示した波形に変換される。その変換内容は、差分デ
ータ系列Ｘi がｘビット（−２x-1 ≦Ｘi ≦２x-1 −
１）で示される場合、変換後の位相変動データ系列Ｙi
は、−２x-2 ≦Ｘi ≦２x-2 なら、式（５）で求まり、 Ｙi ＝｜Ｘi| ……（５） −２x-2 ＞Ｘi 、２x-2 ＜Ｘi なら、式（６）で求ま
る。 Ｙi ＝２x-1 −｜Ｘi| ……（６）
【００７８】各位相変動量算出手段６９Ａ〜６９Ｄは、
図１２に示すようなエクスクルーシブオアゲート、比較
器と加算器で構成される簡単な回路で実現される。また
１サンプル差分データ系列から４サンプル差分データ系
列までの各データ系列のビット数を４ビットとすると、
各位相変動量算出手段６９Ａ〜６９Ｄは図１３に示すよ
うな変換内容となる。
【００７９】２サンプル差分データ系列を入力して得ら
れる位相変動量算出手段６９Ｃの出力の位相変動データ
系列は、レジスタ７１Ａで１サンプル遅延されてから、
加算器７１Ｂで４サンプル差分データ系列を入力して得
られる位相変動量算出手段６９Ｄの出力の位相変動デー
タ系列と加算され、出力端子６２ｄから偶数系列合成シ
ンボル周波数成分データとして出力される。また１サン
プル差分データ系列を入力して得られる位相変動量算出
手段６９Ａの出力の位相変動データ系列は、レジスタ７
０Ａで１サンプル遅延されてから、加算器７０Ｂで３サ
ンプル差分データ系列を入力して得られる位相変動量算
出手段６９Ｂの出力の位相変動データ系列と加算され、
出力端子６２Ｃから奇数系列合成シンボル周波数成分デ
ータとして出力される。
【００８０】以上の位相検出手段６２における一連の動
作を、図１４及び図１５、図１６を用いて説明する。図
１４及び図１５に記載のグラフは、π／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調されたランダムパターンの受信位相データを示し
ており、○印は４倍再生クロックでサンプルされたデー
タである。その位相を５ビット（０〜31）で示したデー
タを図１５（Ａ）のタイミングチャートに示す。図１５
（Ａ）の受信位相データを用いて、１サンプル差分デー
タ系列から４サンプル差分データ系列は、図１５（Ｂ）
〜図１５（Ｅ）のように−31〜31の範囲（６ビット）で
求まる。
【００８１】次に、式（５）、式（６）にｘ＝６を代入
した場合の位相変動データは、図１５（Ｆ）〜図１５
（Ｉ）に示すように求まる。奇数系列合成シンボル周波
数成分データは、図１５（Ｊ）に示すように、位相変動
データ系列１を１サンプル遅延して、位相変動データ系
列３に加算して求まる。また偶数系列合成シンボル周波
数成分データは、図１５（Ｋ）に示すように、位相変動
データ系列２を１サンプル遅延して、位相変動データ系
列４に加算して求まる。
【００８２】図１５（Ｊ）、図１５（Ｋ）の各データ系
列を、図１６のグラフで示す。○印が、図１５（Ｊ）の
奇数系列合成シンボル周波数成分データ、▽印が、図１
５（Ｋ）の偶数系列合成シンボル周波数成分データであ
る。図中の各点線は、各データを曲線で結んだものであ
る。図１６の各データ系列には、実線で示すような、シ
ンボル周波数成分がそれぞれ含まれている。図１６に示
すように、偶数系列合成シンボル周波数成分データに含
まれるシンボル周波数成分は、奇数系列合成シンボル周
波数成分データに含まれるシンボル周波数成分より、π
／４ラジアン遅れた位相関係となる。
【００８３】以上のようにして、位相検出手段６２は、
２つのシンボル周波数成分を含む２つのデータ系列、奇
数系列合成シンボル周波数成分データと偶数系列合成シ
ンボル周波数成分データを出力する。この位相検出手段
６２では、偶数系列合成シンボル周波数成分データに位
相変動データ系列２、あるいは位相変動データ系列４を
用いても良い。また奇数系列合成シンボル周波数成分デ
ータに位相変動データ系列１、あるいは位相変動データ
系列３を用いても良い。
【００８４】次にフイルタリング手段６３の動作につい
て図３を用いて説明する。入力端子６３ｂからの偶数系
列合成シンボル周波数成分データＤＥi （ｉはサンプル
数）と、入力端子６３ｃからの奇数系列合成シンボル周
波数成分データＤＯi （ｉはサンプル数）に、 周波数変換手段で受信機の原振を分周して生成した、４
倍オーバーサンプルの複素シンボル周波数成分 cos２πｆs （Ｔi ／４）、 sin２πｆs （Ｔi ／４）
（但しｆs ；受信側シンボル周波数／Ｔ；シンボル周期
／ｉ；サンプル数）（実際は入力端子６３ｄからの再生
クロック）を以下の式（７）、式（８）に示すように乗
算し、複素直流成分ＤＣを求める。 Ｒｅ［ＤＣ］＝ＤＥi × cos（２πｆs （Ｔi ／４）−π／４） ＋ＤＯi × cos２πｆs （Ｔi ／４） ……（７） Ｉｍ［ＤＣ］＝ＤＥi × sin（２πｆs （Ｔi ／４）−π／４） ＋ＤＯi × sin２πｆs （Ｔi ／４） ……（８） 但し、ｉ＝｛０、１、２、３、４、５、……｝に対し
て、 cos２πｆs （Ｔi／４）は、｛１、０、−１、
０、１、……｝、 cos（２πｆs （Ｔi ／４）−π／
４）は、｛1/√(2) 、1/√(2) 、-1/√(2)、-1/√(2)、
1/√(2) 、……｝、 sin２πｆs （Ｔi ／４）は、
｛０、１、０、−１、０、……｝、 sin（２πｆs（Ｔi
／４）−π／４）は、{-1/√(2)、1/√(2) 、1/√(2)
、-1/√(2)、-1/√(2) 、……｝の値をとるため、乗算
処理は簡単なものとなる。
【００８５】以上のように、周波数変換手段７２は、偶
数系列合成シンボル周波数成分データと、奇数系列合成
シンボル周波数成分データとに含まれるシンボル周波数
成分をＤＣ成分に周波数変換するものである。なお、偶
数系列合成シンボル周波数成分データ、あるいは奇数系
列合成シンボル周波数成分データのどちらか一方だけを
用いて周波数変換を行ってもよい。この場合、回路規模
は半減される。
【００８６】次に図３において、シンボル合成手段７３
は、複素直流成分ＤＣを同相成分Ｒｅ［ＤＣ］、直交成
分Ｉｍ［ＤＣ］でそれぞれ４サンプル（１シンボル分）
ずつまとめて合成し、１シンボル周期で出力されるシン
ボル同相成分信号、シンボル直交成分信号として出力す
る。
【００８７】このシンボル同相成分信号Ｃｄi （ｉ；サ
ンプル数）、シンボル直交成分信号Ｓｄi （ｉ；サンプ
ル数）の値を平均化すれば、タイミング位相差が求まる
ことができる。積分型フィルタリング手段７４で、例え
ば以下の式（９）のように、シンボル同相成分信号Ｃｄ
i （ｉ；サンプル数）、シンボル直交成分信号Ｓｄ
i（ｉ；サンプル数）の値をＬシンボル積分することで
平均化し、位相差算出手段７５でその逆正接を求めるこ
とで、このタイミング再生手段５Ａはタイミング位相差
ΔθT を求めることができる。
【００８８】また、シンボル直交成分信号Ｓｄi が負の
値の場合、タイミング位相は遅れており、シンボル直交
成分信号Ｓｄi が正の値の場合、タイミング位相は進ん
でいるため、シンボル直交成分信号Ｓｄi の符号ビット
を用いた、ランダムウオークフィルタリング手段７７に
よって、クロック位相を制御してタイミング位相追随を
実現することができる。例えば、図１７にタイミング位
相差が15π／８ラジアン生じている場合（タイミング位
相が遅れている場合）の周波数変換手段７２とシンボル
合成手段７３の動作と、シンボル同相成分信号Ｃｄi 、
シンボル直交成分信号Ｓｄi を示す。簡単のため、周波
数変換手段７２では、シンボル周波数成分だけが存在す
る奇数系列合成シンボル周波数成分データを用いて動作
する場合を示している。この場合、シンボル同相成分信
号Ｃｄi は正の値を、またシンボル直交成分信号Ｓｄi
は負の値を示す。また、その比率（Ｃｄi ：Ｓｄi ）
は、cos（15π／８）： sin（15π／８）＝0.92：-0.38
に近い値を示すことが図１７から判る。
【００８９】次に積分型フィルタリング手段７４の動作
を、図６を用いて説明する。電源立ち上げによる初期引
き込み時などの場合、入力端子７４ｄからのシンボル周
波数成分量は無限インパルス応答切換え用しきい値以下
の小さな値をとる。この場合、入力端子７４ａから入力
されるシンボル直交成分信号は、加算器９４Ａ、レジス
タ９６Ａによって累積加算される。同様に、入力端子７
４ｃから入力されるシンボル同相成分信号は、加算器９
４Ｂ、レジスタ９６Ｂによって累積加算される。これ
は、乗算器９７Ａ、９７Ｂがそれぞれ「１」を乗算する
からである。
【００９０】この加算器９４Ａの出力値は、直交積分デ
ータとして出力端子７４ｆから出力され、同様に加算器
９４Ｂの出力値は、同相積分データとして出力端子７４
ｇから出力される。これら直交積分データと同相積分デ
ータから、図３のシンボル周波数成分量算出手段７６で
シンボル周波数成分量が算出される。シンボル周波数成
分量ＳＶは、直交積分データＱＳと同相積分データＩＳ
から以下の式（10）で求まる。 ＳＶ＝√（ＱＳ2 ＋ＩＳ2 ） ……（10） 従って、シンボル同相成分信号Ｃｄi 、シンボル直交成
分信号Ｓｄi にある直流成分が生じると、積分型フィル
タリング手段７４で累積加算されるため、同相積分デー
タ、直交積分データは増加し、それに比例してシンボル
周波数成分量ＳＶも増加することになる。
【００９１】シンボル周波数成分量ＳＶが更に増加し、
比較器９８から、無限インパルス応答切換え用しきい値
を越えたことを示す信号が出力されたら、セレクタ９９
は「１」を選ぶのを止めて、α（０＜α＜１）を選択し
て出力する。従って、シンボル周波数成分量ＳＶが無限
インパルス応答切換え用しきい値を越えたら、レジスタ
９６Ａ、９６Ｂの出力に対して、αを乗算することで、
無限インパルス応答型フィルタの動作に切り替わる。
【００９２】この積分型フィルタリング手段７４の出力
である直交積分データＱＳと、同相積分データＩＳとの
比を用いて、後段の位相差算出手段７５でタイミング位
相差を求めるため、以上のような初期引き込み時におけ
る累積加算動作によって、正確な直交積分データＱＳと
同相積分データＩＳとの比を迅速に求めることができ
る。また、以上のようにシンボル周波数成分が十分蓄積
された場合は、無限インパルス応答型フィルタの動作を
行うため、安定した直交積分データＱＳと同相積分デー
タＩＳが得られる。
【００９３】また直交積分データＱＳと、同相積分デー
タＩＳとの比を用いて、後段の位相差算出手段７５でタ
イミング位相差Δθが求められ、タイミング位相差Δθ
を打ち消すような位相制御が、図１の位相制御手段６６
によって行われたら、積分型フィルタリング手段７４
に、位相制御が行われたことを示す位相制御完了信号
が、入力端子７４ｅから入力される。この位相制御が行
われたことを示す位相制御完了信号が入力されたら、レ
ジスタ９６Ｂにシンボル周波数成分量が、レジスタ９６
Ａに「０」が、セレクタ９５Ｂ、９５Ａによってそれぞ
れ入力される。この動作によって、再生クロックの位相
制御を行いながら、シンボル周波数成分を蓄積すること
が可能となるため、クロック位相の高速引き込みと、低
ジッタ特性を両立することができる。
【００９４】上記積分型フィルタリング手段７４と、シ
ンボル周波数成分量算出手段７６の動作を、図１８を用
いて説明する。入力であるシンボル同相成分信号Ｃｄ
i 、シンボル直交成分信号Ｓｄi は、図１７の値を用い
る。図１８の時点で動作が開始され、積分型フィルタ
リング手段７４は累積加算動作により、図１７のシンボ
ル同相成分信号Ｃｄi と、シンボル直交成分信号Ｓｄi
を累積加算し、図１８に示すように同相積分データ、直
交積分データが線形的に増加する。その増加する比率
は、図１７に記載のシンボル同相成分信号Ｃｄi と、シ
ンボル直交成分信号Ｓｄi の比と一致する。シンボル周
波数成分量は式（10）で求まるため、同様に図１８に示
すように線形的に増加する。
【００９５】図１８の時点で、シンボル周波数成分量
が無限インパルス応答切換えしきい値を越えたため、積
分型フィルタリング手段７４は累積加算動作から、無限
インパルス応答型フィルタ動作に切り替わる。従って、
図１８の時点以降、同相積分データ、直交積分デー
タ、シンボル周波数成分量共に、緩い曲線を描きある値
に収束していく。図１８の時点で位相制御完了信号が
位相制御を行ったことを示す、立上がりパルスを出力
し、よって同相積分データに、その時点のシンボル周波
数成分量が、直交積分データに「０」がロードされる。
【００９６】シンボル周波数成分量算出手段７６は、式
（10）をハードウェア回路で実現する場合、ハードウェ
ア規模が大きくなるため、図８に示す簡単な回路で実現
する。すなわち、入力端子７６ｂからの同相積分データ
ＩＳと、入力端子７６ａからの直交積分データＱＳの各
絶対値を、絶対値変換手段１００Ｂ、１００Ａで求め、
絶対値変換手段１００Ｂ、１００Ａの出力を比較する比
較器１０１によって、どちらか大きい方の値をセレクタ
１０２から出力する。このセレクタ１０２の出力値を、
シンボル周波数成分量として出力端子７６ｄから出力し
ても良いが、式（10）による出力と比較して誤差が大き
いため、セレクタ１０２の出力に、重み付け手段１０３
によって、ある重み付け値を乗算する。
【００９７】この実施の形態では、タイミング位相を０
〜31の５ビットで表現するが、セレクタ１０２の出力の
本来の式（10）からの誤差は、式（９）から求まるタイ
ミング位相差の値によって異なる。例えばタイミング位
相差が「３」（３π／16ラジアン）で、式（10）から求
まるシンボル周波数成分量がＡとすると、セレクタ１０
２の出力からは、図１９の同相積分データＢが選ばれる
（Ｂ＞Ｃなので）。Ｂ＝Ａ× cos（３π／16）で求まる
ため、Ｂをシンボル周波数成分量とすると、シンボル周
波数成分量は本来の値より（１− cos（３π／16））×
Ａだけ小さな値となる。同様にタイミング位相差が「1
1」、「19」、「27」の時も同一の誤差が生じる。タイ
ミング位相差が「４」、「12」、「20」、「28」の場合
は最大の誤差が生じ、Ｂをシンボル周波数成分量とする
と、シンボル周波数成分量は本来の値より（１− cos
（π／４））×Ａだけ小さな値となる。
【００９８】以上のことから、タイミング位相差（０〜
31）の、π／２（８）による余剰値と、セレクタ１０２
の出力値との関係を、図２０のように表すことができ
る。但し、本来の式（10）で求まるシンボル周波数成分
量の値は、一定値Ａをとることとする。従って、重み付
け手段１０３では、入力端子７６ｃからのタイミング位
相差データに応じて、図２０に記載の重み付け値βを選
択し、セレクタ１０２の出力値に乗算し、出力端子７６
ｄからシンボル周波数成分量として出力することで、誤
差のないシンボル周波数成分量を求めることができる。
【００９９】上述したように、位相差算出手段７５で算
出するタイミング位相差は、式（９）のように、同相積
分データと直交積分データの逆正接で求めることができ
るが、演算処理に大きなハードウェア規模を要する。そ
こで、この実施の形態では、位相差算出手段７５を、以
下に示す簡単な処理で実現する。本来タイミング位相差
ΔθT は、例えば図１９の場合、式（11）で求めるが、
この実施の形態では式（12）で求める。ここで、Ｂは同
相積分データ、Ｃは直交積分データである。 ΔθT ＝ tan-1（Ｃ／Ｂ） ……（11） Ｂ≧０、Ｃ≧０の場合、 ΔθT ´＝π／２×｜Ｃ｜／（｜Ｂ｜＋｜Ｃ｜） Ｂ＜０、Ｃ≧０の場合、 ΔθT ´＝π／２×｜Ｂ｜／（｜Ｂ｜＋｜Ｃ｜）＋π／２ Ｂ＜０、Ｃ＜０の場合、 ΔθT ´＝π／２×｜Ｃ｜／（｜Ｂ｜＋｜Ｃ｜）＋π Ｂ≧０、Ｃ＜０の場合、 ΔθT ´＝π／２×｜Ｂ｜／（｜Ｂ｜＋｜Ｃ｜）＋３π／２ ……（12）
【０１００】以上のように、 tan-1の複雑な演算処理
を、簡単な除算と加算で実現することができ、ハードウ
ェア規模を小さくすることができるが、式（12）で求ま
るΔΔθT ´には、式（11）で求まる本来の値から多少
の誤差を含む。例えば図１９の場合、Ｂ＝Ａ× cos（３
π／16）、Ｃ＝Ａ× sin（３π／16）を式（11）に代入
して、ΔθT ＝３π／16＝0.1875πが求まるが、これら
を式（12）に代入すると、ΔθT ´＝0.2997πとなり、
本来の値から多少の誤差が生じる。
【０１０１】図９に式（12）を実現する位相差算出手段
７５の回路構成を示す。図９では、式（12）の４つの場
合分けをしないで、入力端子７５ａからの直交積分デー
タの絶対値と、入力端子７５ｂからの同相積分データの
絶対値を、絶対値変換手段１０４Ａ、１０４Ｂで求め、
この２つの絶対値データからタイミング位相差データを
π／２で除算した余剰値Ｑを求める。タイミング位相差
データの象限は、同相積分データと直交積分データの各
最上位ビットで判る。同相積分データの最上位ビットが
「０」、直交積分データが「０」なら、第１象限「０」
であり、同相積分データの最上位ビットが「１」、直交
積分データが「０」なら、第２象限「１」であり、同相
積分データの最上位ビットが「１」、直交積分データが
「１」なら、第３象限「２」であり、同相積分データの
最上位ビットが「０」、直交積分データが「１」なら、
第４象限「３」である。
【０１０２】このように各最上位ビットから求まる象限
をＤ＝｛０、１、２、３｝とすると、タイミング位相差
データΔθT ´は、式（13）で求まる。 ΔθT ´＝Ｑ＋Ｄ×π／２ ……（13） また、Ｑは式（14）で求まる。これは式（12）のＢ≧
０、Ｃ≧０の場合の式に一致する。 Ｑ＝π／２×｜Ｅ｜／（｜Ｂ｜＋｜Ｃ｜） ……（14） 但し、Ｄ＝｛０、２｝ならＥ＝Ｃ、Ｄ＝｛１、３｝なら
Ｅ＝Ｂである。この実施の形態では、Ｑを｛０、１、
２、…、15｝の計16値とする。従って、 式（14）は式（15）のように変換される。 Ｑ＝ＩＮＴ［16×｜Ｅ｜／（｜Ｂ｜＋｜Ｃ｜）］ ……（15） 但し、ＩＮＴ［ａ］は、ａの整数部を意味する。よっ
て、Ｑの算出は以下のようにして求めることができる。
【０１０３】初めに、式（15）の分母部分｜Ｂ｜＋｜Ｃ
｜は加算器１０５で求める。次に、式（15）の分子部分
16×｜Ｅ｜は、絶対値変換手段１０４Ａの出力（｜Ｃ
｜）と、絶対値変換手段１０４Ｂの出力（｜Ｄ｜）を、
同相積分データの最上位ビット、直交積分データの最上
位ビットによる選択信号によってセレクタ１１８で選択
し、選択された値を４ビットシフタ１０７に入力して求
める。式（15）は分子部分を分母部分で除算したとき
の、整数部が判ればよいため、分母部分である加算器１
０５の出力を、レジスタ１０９と加算器１０８で累積加
算し、その累積加算値が分子部分であるビットシフタ１
０７の出力より大きくなった時の累積加算回数を求めれ
ばよい。
【０１０４】加算器１０５の出力が「５」、ビットシフ
タ１０７の出力が「32」の場合を例に、図９のＱの算出
動作を図２１のタイミングチャートを用いて説明する。
この場合式（15）より、Ｑ＝ＩＮＴ［32／５］＝６が求
まればよい。再生クロック立上がり時にアップカウンタ
１１１とレジスタ１０９をリセットする信号（図２１
（Ｅ））が、レジスタ１１３、ナンドゲート１１４、イ
ンバータ１１２によって図２１に示すように生成され
る。比較器１１０は、加算器１０８の出力値が、ビット
シフタ１０７の出力の「32」を越えたら、論理「０」の
信号をアップカウンタ１１１に入力し、カウント動作を
ディスエーブルする。
【０１０５】加算器１０８の出力値（図２１（Ｆ））は
５、10、15、…と累積加算動作により16倍再生クロック
周期で増加し、それと並行してアップカウンタ１１１は
図２１（Ｆ）に示すように、０、１、２、３、…と、16
倍再生クロックでカウントアップしていく。加算器１０
８の出力値が「35」になった時点で比較器１１０の出力
によりアップカウンタ１１１の動作がディスエーブルさ
れ、カウンタ値「６」がホールドされる。カウンタ値
「６」はレジスタ１１５で再生クロックでラッチされ、
Ｑ値として出力される。
【０１０６】この実施の形態では、ΔθT ´は｛０、
１、２、…、31｝の計32値としているため、前途した算
出誤差を許す場合は、レジスタ１１５から出力されるＱ
値に対して、式（16）に示す線形変換を行ってＱ´＝
｛０、１、２、…、８｝を求め、Ｑ´を式（17）に代入
してΔθT ´を求める。式（17）の処理は、図９の加算
器１１７で行われる。 Ｑ´＝ＩＮＴ［（Ｑ＋１）／２］ ……（16） ΔθT ´＝ＭＯＤ（Ｑ´＋Ｄ×８、32） ……（17） 但し、ＭＯＤ（Ａ、Ｂ）は、ＡをＢで除算した余剰を意
味する。
【０１０７】また算出誤差を低減したい場合は、Ｑを位
相データ非線形変換手段１１６に入力し、図２２に示す
非線形変換を行う。図２３に式（11）で求まる本来のＱ
´領域に対して、式（16）で求まるＱ´領域と、図２２
に示す非線形変換を行った場合のＱ´領域を示す。図２
３に示すように、図２２の非線形変換を行った場合のＱ
´領域のほうが、本来のＱ´領域に近いことが判る。
【０１０８】次に、図３のランダムウォークフィルタリ
ング手段７７の動作を説明する。ランダムウォークフィ
ルタリング手段７７の動作は、上述した従来の定常時用
フィルタリング手段１３（図５０、図５５）の動作と、
ほとんど同じである。異なる点は、定常時用フィルタリ
ング手段１３では、ＬＥＡＤ信号によってアップダウン
カウンタ４２をアップカウント／ダウンカウントさせて
いたが、ランダムウォークフィルタリング手段７７で
は、シンボル直交成分信号Ｓｄi によってアップダウン
カウンタをアップカウント／ダウンカウントさせる。
【０１０９】ランダムウオークフィルタリング手段７７
の動作を、図５５との対応部分に同一符号を付けた図７
を用いて説明する。上述したように、シンボル直交成分
信号Ｓｄi の正負によって、クロック位相が進んでいる
か、遅れているかを検出することができる。従って、入
力端子７７ｃからシンボル直交成分信号Ｓｄi の正負を
示す最上位ビットを入力し、負の場合はタイミング位相
が遅れているのでアップダウンカウンタ４２をアップカ
ウントさせ、正の場合はタイミング位相が進んでいるの
でアップダウンカウンタ４２をダウンカウントさせる。
アップダウンカウンタ４２は、初期値Ｎｘからカウント
動作を開始する。入力端子７７ｄからの再生クロックの
周期で、アップダウンカウンタ４２は動作する。
【０１１０】また、セレクタ４０の出力のＮｘ値は、ビ
ットシフタ４１で１ビットシフトされ２Ｎｘとなる。ア
ップダウンカウンタ４２の出力は、２Ｎｘと比較器４３
Ａで比較され、一致した場合はアップ（ＵＰ）信号を、
出力端子７７ｅから出力する。またアップダウンカウン
タ４２の出力は、「０」と比較器４３Ｂで比較され、一
致した場合はダウン（ＤＯＷＮ）信号を、出力端子７７
ｆから出力する。アップ信号又はダウン信号によるクロ
ック位相制御後は、位相制御を行ったことを知らせる位
相制御完了信号が入力端子７７ｂから入力され、アップ
ダウンカウンタ４２をＮｘにセットする。
【０１１１】以上の動作は、従来で説明した図６５の動
作例と同じになる。また従来例の定常時用フィルタリン
グ手段１３と同様に、フレーム同期信号に応じてＮｘの
値をセレクタ４０で変えても良い。以上のようにして、
図１のフィルタリング手段６３からは、タイミング位相
差データΔθT ´（図３の出力端子６３ｈから）、シン
ボル周波数成分量（図３の出力端子６３ｉから）、アッ
プ信号（図３の出力端子６３ｊから）、ダウン信号（図
３の出力端子６３ｋから）を出力する。
【０１１２】次に、図１の位相制御量決定手段６５の動
作について、図４を用いて説明する。位相制御量決定手
段６５では、タイミング位相をどれだけ制御させるか決
定する。図４において位相制御量は、タイミング位相差
データΔθT ´、シンボル周波数成分量、アップ（Ｕ
Ｐ）信号、ダウン（ＤＯＷＮ）信号を用いて決定され
る。初めに、入力端子６５ａからのシンボル周波数成分
量が比較器７８Ａで、定常状態認識用しきい値と比較さ
れる。シンボル周波数成分量が、定常状態認識用しきい
値より大きな値を示すと、論理「１」が比較器７８Ａか
ら出力され、出力信号の立上がりエッジでレジスタ８０
の出力を論理「１」にする。
【０１１３】入力端子６５ｃからのフレーム同期信号
は、フレーム同期時に論理「１」を示す信号である。従
って、アンドゲート８１の出力は、シンボル周波数成分
量が、定常状態認識用しきい値より大きな値を示し、か
つフレーム同期が確立した時に、引き込み状態から定常
状態に移行したと判断し、論理「１」を出力する。ま
た、フレーム同期信号を用いないで位相制御量決定手段
６５を実現する場合は、入力端子６５ｃを論理「１」に
常に設定すればよい。
【０１１４】アンドゲート８１の出力が論理「０」の場
合は引き込み時であり、ゲート回路８４で入力端子６５
ｃからのタイミング位相差データΔθT ´を式（18）に
代入して、位相制御データＰＤを生成する。但しΔθT
´は０〜31の値を示す５ビットデータである。この時、
ＵＰ／ＤＯＷＮデータ生成手段８３からの２つのデータ
は無視される。 ０≦ΔθT ´≦16の時、 ＰＤ＝16−ΔθT ´ 31≧ΔθT ´≧17の時、 ＰＤ＝48−ΔθT ´ ……（18） 式（18）で生成された位相制御データＰＤは、タイミン
グ位相制御間隔設定手段６４から入力端子６５ｆを経て
入力される「０」と「１」を周期ＴL ［シンボル］で繰
り返すΔθT 出力パルスでラッチされて、ゲート回路８
４から出力される。また逆に、アンドゲート８１の出力
が論理「１」の場合は定常時であり、ゲート回路８１で
入力端子６５ｃからのタイミング位相差データΔθT ´
から求まる位相制御データＰＤを選択しないで、ＵＰ／
ＤＯＷＮデータ生成手段８３からの２つのデータから位
相制御データを求めて出力する。
【０１１５】また、比較器７８Ｂでは、シンボル周波数
成分量と、回線断状態認識用しきい値と比較され、シン
ボル周波数成分量が回線断状態認識用しきい値を越えた
ら論理「０」、以下であれば論理「１」を出力する。ア
ンドゲート７９では比較器７８Ｂ出力と、レジスタ８０
の出力の論理積がとられる。従って、アンドゲート７９
の出力は、シンボル周波数成分量が少なくとも１回は定
常状態認識用しきい値より大きな値を示した後、回線断
状態認識用しきい値以下になった場合、回線断が生じて
いることを示す論理「１」となる。
【０１１６】この場合セレクタ８２では、自動周波数制
御信号発生手段８５ＢからのＡＦＣアップ信号、ＡＦＣ
ダウン信号を選択し、アップＯ信号、ダウンＯ信号とし
て出力する。アンドゲート７９の出力が回線断が生じて
いないことを示す論理「０」の場合、入力端子６５ｄか
らのアップ信号と、入力端子６５ｅからのダウン信号を
セレクタ８２が選択し、アップＯ信号、ダウンＯ信号を
出力する。ＵＰ／ＤＯＷＮデータ生成部８３では、アッ
プＯ信号がタイミング位相を進ませる命令を下したら、
従来と同様に「15」を、ダウンＯ信号がタイミング位相
を遅らせる命令を下したら、従来と同様に「17」をそれ
ぞれ位相制御データとして出力する。
【０１１７】クロック原振周波数偏差測定手段８５Ａ
は、ゲート回路８４の出力の位相制御データを用いて、
送信側のクロック原振周波数と受信側のクロック原振周
波数の差によって生じる位相制御データの平均的な変動
を計算する。この計算は、比較器７８Ａが定常状態を示
す論理「１」の場合に行われる。自動周波数制御信号発
生手段８５Ｂは、位相制御データの平均的な変動量が求
まったら、回線断が生じた場合に、タイミング位相制御
を誤作動させずに、予測制御させるためのＡＦＣアップ
信号、ＡＦＣダウン信号を出力する。
【０１１８】以上のように、位相制御量決定手段６５
は、シンボル周波数成分量を用いて、引き込み状態、定
常状態、回線断状態を判断し、引き込み状態ではタイミ
ング位相差データΔθT ´を位相制御データに用いて、
タイミング位相差データΔθT´を打ち消す制御を行う
ことで高速引き込みを可能とする。また定常状態では、
アップ信号によって生成されるタイミング位相を進ませ
る「15」と、ダウン信号によって生成されるタイミング
位相を遅らせる「17」を用いて位相制御を行うことで、
クロック位相の低ジッタを実現する。さらに回線断状態
では、ＡＦＣアップ信号によって生成されるタイミング
位相を進ませる「15」と、ＡＦＣダウン信号によって生
成されるタイミング位相を遅らせる「17」を用いて位相
の予測制御を行う。
【０１１９】位相制御量決定手段６５の定常状態認識用
しきい値を、シンボル周波数成分量のとり得る最大値よ
り大きな値に設定することで、常にタイミング位相差デ
ータΔθT ´を位相制御データに用いることも可能であ
る。この場合も高速引き込みと、低ジッタの両方を実現
することができる。但し、前記同相積分データと直交積
分データ、及びシンボル周波数成分量のデータ範囲は、
積分型フィルタリング手段７４の動作が安定し、各デー
タが０からある値に収束するまでの範囲を占めるため、
多くのビット数を要する。このため、フイルタリング手
段６３の積分型フィルタリング手段７４、位相差算出手
段７５、シンボル周波数成分量算出手段７６の各回路規
模は大きくなるが、アップ信号、ダウン信号は用いない
のでランダムウォークフィルタリング手段７７は不要と
なる。
【０１２０】この場合、位相制御量決定手段６５は、図
４との対応部分に同一符号を付した図３７のように構成
され、セレクタ８２が不要となり、ＡＦＣアップ信号＝
アップＯ信号、ＡＦＣダウン信号＝ダウンＯ信号とな
る。また、図３７のように、アンドゲート出力７９の一
方に、レジスタ８０の出力の代わりに、アンドゲート８
１の出力を入力し、ゲート回路８４の選択信号には、ア
ンドゲート出力７９を入力する。従ってゲート回路８４
は、アンドゲート出力７９が回線断を論理「１」を示す
場合に、ＵＰ／ＤＯＷＮデータ生成手段８３を出力し、
一方アンドゲート出力７９が論理「０」を示す場合に、
タイミング位相差データΔθT ´を出力する。
【０１２１】また、位相制御データＰＤは、上述したよ
うに周期ＴL ［シンボル］で繰り返すΔθT 出力パルス
でラッチされて、ゲート回路８４から出力され、この周
期ＴL ［シンボル］でタイミング位相制御が行われるた
め、周期ＴL ［シンボル］によってタイミング再生手段
５Ａの特性が異なってくる。周期ＴL ［シンボル］を短
くすると、タイミング位相制御が頻繁に行われるためタ
イミング位相引込み特性は向上するが、定常時のジッタ
量が増える。一方周期ＴL ［シンボル］を長くするとタ
イミング位相制御が長い時間間隔で行われるため、定常
時のジッタ量は低くすることができるが、タイミング位
相引込みの初期段階でＴL ［シンボル］時間無制御状態
が生じるため、タイミング位相引込み特性は劣化する。
そこで、上記のようにランダムウォークフィルタリング
手段７７を用いない場合において、タイミング再生手段
５Ａの特性の向上を更に希望したい場合、タイミング位
相制御間隔設定手段６４を以下のように動作させればよ
い。
【０１２２】すなわち、タイミング位相制御間隔設定手
段６４からのΔθT 出力パルスを、短い周期ＴL1［シン
ボル］の引込み用ΔθT 出力パルスと、長い周期Ｔ
L2［シンボル］の定常時用ΔθT 出力パルスの計２つ設
け、アンドゲート８１の出力が論理「０」で引込み時を
示した場合は、タイミング位相制御間隔設定手段６４か
ら引込み用ΔθT 出力パルスを出力し、アンドゲート８
１の出力が論理「１」で定常時を示した場合は、定常時
用ΔθT 出力パルスを出力する。以上の動作で、さらに
高速位相引込みと低ジッタ特性が実現できる。
【０１２３】また送信側のクロック原振周波数と受信側
のクロック原振周波数の差が少なく、回線断や無信号時
間中のクロック原振周波数偏差によるタイミング位相の
ずれがビット誤り率特性に影響を与えない程度の値であ
れば、クロック原振周波数偏差測定手段８５Ａ、自動周
波数制御信号発生手段８５Ｂは不要である。この場合、
セレクタ８２は、アンドゲート７９が回線断を示す論理
「１」を出力したら、位相を進ませる命令を下すアップ
Ｏ信号も、位相を遅らせる命令を下すダウンＯ信号も出
力しない。一方回線断や無信号時間中のクロック原振周
波数偏差によるタイミング位相のずれがビット誤り率特
性に影響を与える場合、クロック原振周波数偏差測定手
段８５Ａ、自動周波数制御信号発生手段８５Ｂは必要で
ある。
【０１２４】クロック原振周波数偏差測定手段８５Ａの
動作を、図１０を用いて説明する。入力端子８５ｂから
の位相制御データＰＤは、減算器１３１において「16」
で減算される。減算器１３１の出力値は、加算器１１９
とレジスタ１２０で構成される累積加算器で累積加算さ
れる。累積加算動作は、比較器１２２の出力が示す位相
制御データのジッタが少ない定常状態で行う。累積加算
結果が出力される加算器１１９の出力は、図２４に示
すようにクロック原振周波数偏差が「０」の場合、
「０」を中心にジッタする。
【０１２５】また、受信側のクロック原振周波数が、送
信側のクロック原振周波数より低い場合、タイミング位
相追随させるために、再生クロック位相は遅らされるた
め、位相制御データは「17」以上の値が「15」以下の値
より多く発生し、よって加算器１１９の出力は、図２４
に示すようにジッタしながら増加していく。逆に、受
信側のクロック原振周波数が、送信側のクロック原振周
波数より高い場合は、再生クロック位相は進められるた
め、位相制御データは「15」以下の値が「17」以上の値
より多く発生し、よって加算器１１９の出力は、図２４
に示すように、ジッタしながら減少していく。この加
算器１１９の出力ＡＤout の時間的な変動が、クロック
周波数偏差量に比例する。
【０１２６】そこで、ＡＤout の１ステップ分（この実
施の形態では１ステップ＝π／16ラジアン）の正方向、
あるいは負方向への制御が、何シンボル時間（ＴＳシン
ボル）で生じるかをクロック周波数偏差測定手段８５Ａ
で求め、回線断時は自動周波数制御信号発生手段８５Ｂ
から出力されるＡＦＣダウン信号、ＡＦＣアップ信号を
出力し、正方向への制御、あるいは負方向への制御をＴ
Ｓシンボル周期で行う。図２４に示すようにの場合、
１ステップ分の制御に要するシンボル時間ＴＳ1 は、 ＴＳ1 ＝ｔ1 ／ＡＤout1 ……（19） となる。但しｔ1 の単位は［シンボル］とする。
【０１２７】次に、式（19）を求める動作について説明
する。時間ｔは、入力端子８５ａの入力の再生クロック
でアップカウンタ１２１をアップカウントさせて求め
る。またＡＤout は、絶対値変換手段１２３で絶対値変
換され、比較器１２４で、レジスタ１２５の出力と比較
される。比較器１２４からは、どちらか大きい値が出力
され、レジスタ１２５にその値を書き込む。従って比較
器１２４から出力される値は、回路動作が開始してから
現在に至までの、ＡＤout 絶対値の最大値が出力され
る。従って、図２４の場合、比較器１２４から出力さ
れる値は徐々に増加していく。
【０１２８】ビットシフタ１２８の出力は動作開始時に
は「１」を出力し、比較器１２７からの立上がりエッジ
毎にその値を２のべき乗で増加させていく。比較器１２
７からの立上がりエッジ回数をＲＮとすると、ビットシ
フタ１２８の出力値ＢＳoutは、 ＢＳout ＝２RN ……（20） となる。比較器１２７は、ＢＳout と比較器１２４の出
力を比較し、比較器１２４の出力がＢＳout を越えた
ら、論理「１」を出力する。従って比較器１２７の出力
が論理「１」となるのは一瞬である。除算手段１２６
は、アップカウンタ１２１の出力値を、ビットシフタ１
２８の出力で除算する。ビットシフタ１２８の出力は２
のべき乗なので、除算は簡単に実現できる。この除算結
果を、レジスタ１２９において、比較器１２７の出力の
立上がりパルスでラッチすることで、１ステップ分の制
御に要するシンボル時間ＴＳが求まる。
【０１２９】また、アップカウンタ１２１の出力が比較
器１２２で、周波数偏差測定用しきい値より大きな値を
示したら、比較器１２２は論理「１」を出力する。比較
器１２２の出力が「１」になったらレジスタ１２０と１
２５、アップカウンタ１２１、ビットシフタ１２８の各
出力を「０」にするようにリセットすると同時に、レジ
スタ１２９の出力（ＴＳ）を、比較器１２２の出力の立
上がりで補正データ平均化手段１３０に取り込む。補正
データ平均化手段１３０はＴＳを平均化する。また補正
データ平均化手段１３０には、クロック周波数偏差の正
負を示す加算器１１９の最上位ビットも取り込まれ平均
化される。平均化が完了したら、平均化完了を示す周波
数偏差測定完了信号を出力端子８５ｅから出力する。ま
た、平均化された正負の信号を最上位ビットに付加した
ＴＳの平均値を周波数偏差補正データとして、出力端子
８５ｄから出力する。
【０１３０】以上の動作を、図２５に示すように加算器
１１９の出力値がジッタしながら平均して２シンボルに
１ステップ減少した場合について示す。この時の周波数
偏差測定用しきい値は「35」としている。この場合ＢＳ
out 、比較器１２７の出力、レジスタ１２９のＴＳ出力
は図２５に示すようになり、「28÷16」の値が比較器１
２２の出力の立上がりエッジで補正データ平均化手段１
３０に取り込まれる。以上のようにして位相制御量決定
手段６５から出力される位相制御データは、従来と同様
の回路で構成される位相制御手段６６に入力される。位
相制御手段６６は、従来と同様の動作でタイミング位相
差を「０」にするように、再生クロック位相と４倍再生
クロック位相を制御し、位相制御完了信号を出力する。
【０１３１】次に時間遅延差算出手段６７の動作につい
て説明する。初めに動作原理について説明する。時間遅
延差算出手段６７は、この実施の形態のように選択合成
ダイバーシティ手段６１を用いた場合に適用する手段で
ある。検波手段２Ａの入出力遅延時間ＴB1から、検波手
段２Ｂの入出力遅延時間ＴB2を減算して求まる時間遅延
差をτとすると、ブランチが切り替わる度に、ナイキス
ト点がτ時間ずれることになる。従ってタイミング再生
手段５Ａから出力される再生クロックの位相は、ブラン
チが切り替わる度に時間遅延差τに相当する位相差、２
π×（τ／Ｔ）［ラジアン］を「０」にするように位相
制御が行われる。
【０１３２】そこで時間遅延差算出手段６７は、この時
間遅延差τを、位相制御量決定手段６５出力の位相制御
データを用いて算出する。タイミング位相差が「０」で
あると、位相制御データＰＤは平均して「16」を出力す
る。ここでブランチが１から２に切り替わり、ナイキス
ト点が２π×（τ／Ｔ）［ラジアン］進められると、タ
イミング位相を進めるように位相制御が働くため、位相
制御データＰＤは再びタイミング位相差が「０」になる
まで、「16」より小さい値を出力する。再びブランチが
２から１に切り替わり、ナイキスト点が２π×（τ／
Ｔ）［ラジアン］遅れると、タイミング位相を遅らせる
ように位相制御が働くため、位相制御データＰＤは再び
タイミング位相差が「０」になるまで、「16」より大き
な値を出力する。従って時間遅延差τは、以下の式（2
1）で求まる。但し、Ｍz （Ａ）は、ブランチｚが選択
されているときのＡの累積値の平均を意味し、τの単位
は本実施の形態ではπ／16［ラジアン］となる。 τ＝Ｍ2 （ＰＤ−16）−Ｍ1 （ＰＤ−16） ……（21）
【０１３３】時間遅延差算出手段６７の動作を、図５を
用いて説明する。上述したようにタイミング位相差が
「０」であると、入力端子６７ａからの位相制御データ
ＰＤは平均して「16」を出力するが、送受信のクロック
原振周波数偏差が生じると、ＰＤの平均値は「16」から
ずれてしまい、時間遅延差τが正常に算出できなくな
る。従って、自動周波数制御信号発生手段８５Ｂの出力
のＡＦＣアップ信号、ＡＦＣダウン信号、及びクロック
原振周波数偏差測定手段８５Ａの出力の周波数偏差測定
完了信号を、それぞれ入力端子６７ｂ、６７ｃ、６７ｅ
から周波数偏差除去データ生成部８７に入力し、位相制
御データから周波数偏差除去データ生成部８７の出力を
減算することで、クロック原振周波数偏差に影響されず
に平均して「０」を出力する信号を得る。
【０１３４】以下に、この詳細動作を示す。周波数偏差
除去データ生成部８７は、入力端子６７ｅからの周波数
偏差測定完了信号が、周波数偏差測定の完了を示す信号
を出力したら動作を開始する。この時、ＡＦＣアップ信
号によってクロック位相を進ませる命令が入力された
ら、周波数偏差除去データ生成部８７は「15」を出力す
る。また、ＡＦＣダウン信号によってクロック位相を遅
らせる命令が入力されたら、周波数偏差除去データ生成
部８７は「17」を出力する。それ以外の場合は「16」を
出力する。減算器８６Ａは、位相制御データから周波数
偏差除去データ生成部８７の出力を減算する。送信側の
原振周波数が受信側の原振周波数より高い場合、タイミ
ング位相を遅らせる位相制御を行うため、位相制御デー
タはジッタしながらもその平均値は「16」より高い値を
示す。
【０１３５】この場合、ＡＦＣダウン信号によってタイ
ミング位相を遅らせる命令が入力され、周波数偏差除去
データ生成部８７からは「16」に混じって「17」が周期
的に出力される。ＡＦＣダウン信号が正常に動作した場
合、周波数偏差除去データ生成部８７の出力の平均値
は、位相制御データの平均値と一致するため、両者を減
算した減算器８６Ａの出力は、「０」を中心にジッタす
ることになる。同様に、送信側の原振周波数が受信側の
原振周波数より低い場合、タイミング位相を進らせる位
相制御を行うため、位相制御データはジッタしながらも
その平均値は「16」より低い値を示す。この場合ＡＦＣ
アップ信号によってタイミング位相を進める命令が入力
され、周波数偏差除去データ生成部８７からは「16」に
混じって「15」が周期的に出力される。ＡＦＣアップ信
号が正常に動作した場合、周波数偏差除去データ生成部
８７の出力の平均値は、位相制御データの平均値と一致
するため、この場合も両者を減算した減算器８６Ａの出
力は「０」を中心にジッタすることになる。
【０１３６】以上の動作により、減算器８６Ａの出力は
クロック原振周波数偏差に影響されずに「０」を中心に
ジッタする信号を出力するが、時間遅延差τが生じ、か
つブランチが切り替わると、その出力に変化が生じる。
すなわち、ブランチが１から２に切り替わり、ナイキス
ト点が２π×（τ／Ｔ）［ラジアン］進むと、タイミン
グ位相を進めるように位相制御が働くため、減算器８６
Ａの出力は再びタイミング位相差が「０」になるまで、
一時的に負の値を出力する。また、ブランチが２から１
に切り替わり、ナイキスト点が２π×（τ／Ｔ）［ラジ
アン］遅れると、タイミング位相を遅らせるように位相
制御が働くため、減算器８６Ａの出力は再びタイミング
位相差が「０」になるまで、一時的に正の値を出力す
る。
【０１３７】この減算器８６Ａの出力をレジスタ８６Ｃ
と加算器８６Ｂで累積加算し、その累積加算結果を直列
並列変換手段８８で入力端子６７ｄからの検波後選択信
号を用いて、ブランチ１が選ばれている場合の累積加算
値ＳＵ１と、ブランチ２が選ばれている場合の累積加算
値ＳＵ２に分ける。平均化回路８９で累積加算値ＳＵ１
を、平均化回路９０で累積加算値ＳＵ２を平均化し、減
算器９１で平均化回路９０の出力から、平均化回路８９
の出力を減算することで、時間遅延差τを求める。平均
化回路８９、９０は、周波数偏差測定完了信号が測定完
了を示したら動作を開始し、平均化が十分行われたら、
平均化完了を示す信号を、その平均値と共に出力する。
時間遅延設定出力手段６７は、平均化完了を示す信号が
平均化回路８９、９０の両者から得られたらτからｔ１
i とｔ２i を式（22）と式（23）で求める。 ｔ１i ＝ＩＮＴ［τ／２］ ……（22） ｔ２i ＝ＩＮＴ［τ／２］−τ ……（23） 但し、ＩＮＴ［Ａ］は、Ａの整数部を意味する。以上の
動作を、τ＝３［π／16ラジアン］が生じている場合を
例に図２６に示す。
【０１３８】この例では入力端子６７ａからの位相制御
データは、図２６（Ａ）に示すように最初はブランチ１
からのデータから得られたものである。その位相制御デ
ータは送信側の原振周波数が受信側の原振周波数より高
いため、タイミング位相を遅らせる位相制御を行い、６
シンボル毎に１回の割合で、「17」を「15」より１つ多
く出力する。平均値は16.17 と、ジッタしながらも「1
6」より高い値を示す。時間ＴＡでブランチ１からブラ
ンチ２に切り替わるため、切り替わり直後からナイキス
ト点がτ＝３［π／１６ラジアン］遅れる。従ってタイ
ミング再生手段５Ａは、時間ＴＡからタイミング位相差
−３［π／16ラジアン］を「０」にするように制御をか
けるため、位相制御データは図２６（Ａ）に示すよう
に、時間ＴＡからタイミング位相差が「０」になる時間
ＴＢまで「16」より平均して大きな値（平均値16.67 ）
を出力する。
【０１３９】時間ＴＢからブランチ２からブランチ１に
切り替わる時間ＴＣまで位相制御データは、再び６シン
ボル毎に１回の割合で「17」を「15」より１つ多く出力
する（平均値16.17 ）。時間ＴＣでは、ナイキスト点は
τ＝３［π／16ラジアン］進んでしまい、タイミング再
生手段は時間ＴＣからタイミング位相差３［π／16ラジ
アン］を「０」にするように制御をかけるため位相制御
データは図２６（Ａ）に示すように、時間ＴＣからタイ
ミング位相差が「０」になる時間ＴＤまで平均して「1
6」より小さな値（平均値15.67 ）を出力する。時間Ｔ
Ｄ以降は、再び６シンボル毎に１回の割合で、「17」を
「15」より１つ多く出力する（平均値16.17 ）。
【０１４０】ＡＦＣダウン信号は、位相制御データが上
記のようなクロック原振周波数偏差の影響を受けるた
め、図２６（Ｃ）に示すように、タイミング位相を６シ
ンボルに１回の割合で遅らせる１シンボル幅パルスを出
力する。またＡＦＣアップ信号は図２６（Ｂ）に示すよ
うに、タイミング位相を進ませないオール「０」データ
を出力する。従って、周波数偏差除去データ生成部８７
からは図２６（Ｄ）に示すように、「16」に混じって
「17」が周期的に出力される。減算器８６Ａは図２６
（Ａ）の位相制御データから、図２６（Ｄ）の周波数偏
差除去データ生成部８７の出力を減算するため、図２６
（Ｅ）に示すデータを出力する。従って、加算器８６Ｂ
の出力は、図２６（Ｆ）に示すように、図２６（Ｅ）の
データを累積加算した値となる。
【０１４１】図２６（Ｆ）に示すデータは、時間遅延差
τ＝３［π／16ラジアン］の影響を受けるため、ブラン
チ２が選ばれている時の図２６（Ｆ）の出力が、ブラン
チ１が選ばれている時の図２６（Ｆ）の出力より大きく
なる。平均化回路８９では、ブランチ１からブランチ２
に切り替わる直前の図２６（Ｆ）の出力「０」を取り込
み、平均化回路９０では、ブランチ２からブランチ１に
切り替わる直前の図２６（Ｆ）の出力「３」を取り込
む。平均化回路８９、９０はこのようにして複数のデー
タを取り込んで平均値を出力する。
【０１４２】上述の例では、平均化回路８９の出力は約
「０」を、平均化回路９０の出力は約「３」を示すた
め、減算器９１では、平均化回路９０の出力から平均化
回路８９の出力を減算して、時間遅延差τ＝「３」を出
力する。上述の例では、時間遅延設定信号出力手段９２
において、τ＝３を式（22）及び式（23）に入力して、
時間遅延差を吸収するような値ｔ１i ＝１、ｔ２i ＝−
２を出力する。時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂでは、式
（５）のｔi に、時間遅延設定信号出力手段９２で求め
たｔ１i 、ｔ２i を代入することで、時間遅延手段６０
Ａ、６０Ｂを構成するシフトレジスタの段数ｍ１i 、ｍ
２i が求まり、検波手段２Ａ、２Ｂの時間遅延差が吸収
される。
【０１４３】以上のように、この実施の形態１では検波
後選択ダイバーシティ方式を用いた場合に生じる各検波
手段２Ａ、２Ｂにおける時間遅延差を吸収し、時間遅延
差によって生じるビット誤り率特性や、同期特性の劣化
を防ぐことができるダイバーシティ受信装置を実現する
ことができる。またタイミング再生手段５Ａは、上述し
たように時間遅延差を算出する効果に加えて、以下に示
す効果がある。
【０１４４】タイミング再生手段５Ａにおける位相検出
手段６２は、ベースバンド受信位相データから、シンボ
ル周波数成分を、ランダムパターン、プリアンブルパタ
ーン問わず効率良く抽出することができる。フィルタリ
ング手段６３は、位相検出手段６２からのシンボル周波
数成分を積分型フィルタでフィルタリングしてタイミン
グ位相差と、シンボル周波数成分量を算出し、積分型フ
ィルタをタイミング位相制御後もシンボル周波数成分量
を維持する回路構成とすることで、定常時のクロック位
相のジッタ量を低減することができる。
【０１４５】またランダムウォークフィルタを併用する
ことで、上述したように回路規模を縮小することも可能
である。位相制御量決定手段６５では、シンボル周波数
成分量から位相引き込み時、定常時、回線断時を判定
し、タイミング位相制御間隔を位相引込み時は短く、定
常時で長くすることで、タイミング位相引込みの高速化
と、定常時の低ジッタ化を図ることができる。さらに送
受信のクロック周波数偏差を求め、回線断時は予測制御
を行うことで、回線断中もタイミング同期を維持するこ
とができる。
【０１４６】以上の各手段の効果によりタイミング再生
手段５Ａは、ランダムパターン、プリアンブルパターン
問わず高速な位相引き込み特性と、定常時の低ジッタ特
性を実現し、回線断が生じるような劣悪な回線状況でも
タイミング同期を維持することができる。また以上の各
手段は簡単なディジタル回路で実現できるため、タイミ
ング再生手段５Ａは、ＬＳＩ化が容易なディジタル回路
で実現できる。
【０１４７】なおこの実施の形態１ではダイバーシティ
受信装置のブランチの数をＫ＝２としたが、Ｋは２以上
の自然数なら幾つであってもよい。この場合ダイバーシ
ティ受信装置は、Ｋ個のアンテナで受信し、Ｋ個の受信
信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相信号に変換して
出力し、Ｋ個の受信信号電力を出力するＫ個の検波手段
と、Ｋ個の時間遅延を吸収する時間遅延ｔ１i 〜ｔＫi
が与えられるＫ個の時間遅延手段と、Ｋ個のベースバン
ド受信位相データ系列Ｙi を出力するＫ個のサンプリン
グ手段と、Ｋ個のベースバンド受信位相データ系列Ｙi
の内、最も受信信号電力の強い値を選択して出力し、同
時にどのブランチ（１〜Ｋ）を選択したかを示す検波後
選択信号を出力する選択合成ダイバーシティ手段と、タ
イミング再生手段、ナイキスト点抽出手段で構成され、
タイミング再生手段の時間遅延差算出手段は、どのブラ
ンチ（１〜Ｋ）を選択したかを示す検波後選択信号と、
位相制御データを用いてＫ個の時間遅延を吸収する時間
遅延ｔ１i 〜ｔＫi を出力する。
【０１４８】さらにこの実施の形態１におけるダイバー
シティ受信装置は、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式を用
いた場合について説明したが、ＱＰＳＫ変調方式、ＢＰ
ＳＫ変調方式など他のＰＳＫ変調方式や、ＰＳＫ変調方
式以外の変調方式で、受信信号の位相変動に周期性があ
りその周期にタイミング位相を同期させて情報データを
抽出する変調方式であれば、どのような変調方式に対し
ても適用可能である。
【０１４９】実施の形態２． この実施の形態２は、Ｋ＝２個のアンテナで受信するダ
イバーシティ方式によるダイバーシティ通信装置であ
る。ダイバーシティ方式は、選択合成ダイバーシティ方
式、等利得合成ダイバーシティ方式、最大比合成ダイバ
ーシティ方式の何れにも対応できる。タイミング再生手
段は、オーバーサンプル４のπ／４シフトＱＰＳＫ変調
されたベースバンド受信位相データを用いる。また実施
の形態２では、タイミング再生手段のフィルタリング手
段に、初期引込み時用に積分型フィルタリング手段と、
定常時用にランダムウォークフィルタリング手段を用い
る。上述した実施の形態１では、ランダムウォークフィ
ルタリング手段を用いなくてもこの発明の目的を実現す
ることができたが、実施の形態２はランダムウォークフ
ィルタリング手段を用いる必要がある。
【０１５０】図１との対応部分に同一符号を付した図２
７は、この発明によるタイミング再生手段５Ｂと、この
タイミング再生手段５Ｂを含むダイバーシティ通信装置
の一の構成を示す。図中４はダイバーシティ手段、５Ｂ
はタイミング再生手段、６２Ａ、６２Ｂは位相検出手
段、６３Ａ、６３Ｂはフィルタリング手段、１４０はフ
ィルタ出力選択手段、６５は位相制御量決定手段、６６
Ａは位相制御手段、１４１は時間遅延差測定手段であ
る。また図２８は、この実施の形態２の時間遅延差測定
手段１４１の構成を示す。図中１４１ａはシンボル周波
数成分１入力端子、１４１ｂはシンボル周波数成分２入
力端子、１４１ｃはタイミング位相差データ１入力端
子、１４１ｄはタイミング位相差データ２入力端子、１
４１Ａは有効時間遅延差データ出力手段、１４１Ｂは位
相減算手段、１４１Ｃは時間遅延差算出手段、１４３
Ａ、１４３Ｂ、１４３Ｃは比較器、１４４はアンドゲー
ト、１４５は減算器、１４６はエクスクルーシブオアゲ
ート、１４７はレジスタ、１４８は時間遅延差平均化手
段、１４９は時間遅延設定信号出力手段、１４１ｆは時
間遅延設定信号１出力端子、１４１ｇは時間遅延設定信
号２出力端子である。
【０１５１】図３との対応部分に同一符号を付した図２
９は、この実施の形態２のフィルタリング手段６３Ａ、
６３Ｂの構成を示す。図中、６３ｍはフィルタリセット
信号入力端子、７４Ａは積分型フィルタリング手段であ
る。また図６との対応部分に同一符号を付した図３０
は、この実施の形態２の積分型フィルタリング手段７４
Ａの構成を示す。図中、７４ｈはフィルタリセット信号
入力端子、９５Ｃはセレクタである。
【０１５２】さらに図３１はこの実施の形態２のフィル
タ出力選択手段１５４の構成を示す。図中１４０ａはシ
ンボル周波数成分量１入力端子、１４０ｂはシンボル周
波数成分量２入力端子、１４０ｃはタイミング位相差デ
ータ１入力端子、１４０ｄはタイミング位相差データ２
入力端子、１４０ｅはアップ１信号入力端子、１４０ｆ
はアップ２信号入力端子、１４０ｇはダウン１信号入力
端子、１４０ｈはダウン２信号入力端子、１５０は比較
器、１５１Ａ、１５１Ｂ、１５１Ｃ、１５１Ｄはセレク
タ、１４１ｉはタイミング位相差データ出力端子、１４
１ｊはシンボル周波数成分量出力端子、１４１ｋはアッ
プ信号出力端子、１４１ｍはダウン信号出力端子は比較
器である。
【０１５３】次に、実施の形態２の動作について説明す
る。初めに、実施の形態２の全体動作について説明す
る。実施の形態１と同じ動作を検波手段２Ａ、時間遅延
手段６０、サンプリング手段３Ａが行うことによって、
ブランチ１の４倍オーバーサンプルのベースバンド受信
位相データと、ブランチ１の受信信号電力を得る。同様
に実施の形態１と同じ動作を検波手段２Ｂ、時間遅延手
段６０Ｂ、サンプリング手段３Ｂが行うことによって、
ブランチ２の４倍オーバーサンプルのベースバンド受信
位相データと、ブランチ２の受信信号電力を得る。
【０１５４】ダイバーシティ手段４は、サンプリング手
段３Ａ、３Ｂの出力のベースバンド受信位相データと、
検波手段２Ａ、２Ｂからの各ブランチの受信信号電力を
用いて、選択合成ダイバーシティ方式、等利得合成ダイ
バーシティ方式、最大比合成ダイバーシティ方式などに
よる信号処理を行って合成したベースバンド受信位相デ
ータを出力する。ベースバンド位相データの分解能は実
施の形態１と同様５ビットである。
【０１５５】タイミング再生手段５Ｂは、サンプリング
手段３Ａ、３Ｂの出力のベースバンド受信位相データを
用いて、タイミング再生を行い、実施の形態１と同様に
サンプリング手段３Ａ、３Ｂにおいて、ナイキスト点位
置のベースバンド受信位相データをサンプルするように
４倍再生クロック位相を制御する。またダイバーシティ
手段４の出力の合成後のベースバンド受信位相データか
ら、ナイキスト点データを抽出する再生クロックを出力
する。
【０１５６】さらに、実施の形態１と同様に、検波手段
２Ａ、２Ｂの入出力時間遅延差を算出し、時間遅延差を
吸収するような時間遅延設定信号ｔ１i 、ｔ２i を出力
する。ナイキスト点抽出手段６は、実施の形態１と同様
に、タイミング再生手段５Ｂの再生クロックでダイバー
シティ手段４の出力の合成後のベースバンド受信位相デ
ータからナイキスト点データを抽出して出力する。時間
遅延手段６０Ａ及び６０Ｂは、実施の形態１と同様に、
時間遅延が算出されたら、時間遅延設定信号ｔ１i 、ｔ
２i の値に応じてシフトレジスタの値を１〜ｍｘ段にそ
れぞれ設定するが、時間遅延が算出されるまでの初期時
は、シフトレジスタの段数をｍｘ／２に設定する。時間
遅延設定信号ｔi とシフトレジスタ段数設定値ｍi との
関係は、上述した式（６）で求まる。
【０１５７】次に、実施の形態２のタイミング再生手段
５Ｂの動作について説明する。初めに、サンプリング手
段３Ａの出力の４倍オーバーサンプルベースバンド受信
位相データは、位相検出手段６２Ａに入力される。位相
検出手段６２Ａの構成は実施の形態１と同様に図２に上
述した通りであり、実施の形態１と同じ動作を行って偶
数系列合成シンボル周波数成分データ１と、奇数系列合
成シンボル周波数成分データ１を出力する。同様にサン
プリング手段３Ｂの出力の４倍オーバーサンプルベース
バンド受信位相データは、位相検出手段６２Ｂに入力さ
れる。位相検出手段６２Ｂの構成は位相検出手段６２Ａ
と同様、図２に上述した通りであり、位相検出手段６２
Ａと同じ動作を行って、偶数系列合成シンボル周波数成
分データ２と、奇数系列合成シンボル周波数成分データ
２を出力する。
【０１５８】位相検出手段６２Ａの出力の偶数系列合成
シンボル周波数成分データ１、奇数系列合成シンボル周
波数成分データ１はフイルタリング手段６３Ａに入力さ
れる。また位相検出手段６２Ｂの出力の偶数系列合成シ
ンボル周波数成分データ２、奇数系列合成シンボル周波
数成分データ２はフイルタリング手段６３Ｂに入力され
る。各フィルタリング手段６３Ａ、６３Ｂの構成は図２
９に示す通りであり、実施の形態１の図３のフィルタリ
ング手段６３の構成とほとんど同じである。実施の形態
１と異なる点は、積分型フィルタリング手段７４Ａが図
３０に示すような構成となる点である。
【０１５９】図３０の積分型フィルタリング手段７４Ａ
は、実施の形態１の無限インパルス応答型フィルタの機
能を廃止し、リミッタ機能付きの累積加算回路構成とす
ることで、定常時の位相追随特性は低下するが、回路規
模が削減できる。積分型フィルタリング手段７４Ａの動
作を説明する。入力端子７４ａのシンボル直交成分は、
加算器９４Ａと、レジスタ９６Ａで構成される累積加算
回路で累積加算される。同様に、入力端子７４Ｃのシン
ボル同相成分は、加算器９４Ｂと、レジスタ９６Ｂで構
成される累積加算回路で累積加算される。累積加算動作
は、入力端子７４ｂの再生クロック周期で行われる。
【０１６０】また、セレクタ９５Ａは、通常時は加算器
９４Ａの出力を、入力端子７４ｅから入力される位相制
御完了信号が、位相制御が行われたことを示した場合は
「０」を、レジスタ９６Ａにそれぞれ出力する。一方セ
レクタ９５Ｃは、通常時は加算器９４Ｂの出力をレジス
タ９６Ｂに出力し、入力端子７４ｅから入力される位相
制御完了信号が位相制御が行われたことを示し、かつ入
力端子７４ｈから入力されるフィルタリセット信号がレ
ジスタ９６Ｂを「０」にリセットする命令を示した場合
は、「０」をレジスタ９６Ｂに出力する。また、入力端
子７４ｅから入力される位相制御完了信号が位相制御が
行われたことを示し、かつ入力端子７４ｈから入力され
るフィルタリセット信号がレジスタ９６Ｂを「０」にリ
セットする命令を示さない場合は、入力端子７４ｄから
入力されるシンボル周波数成分量をレジスタ９６Ｂに出
力する。
【０１６１】さらにまた各セレクタ９５Ａ、９５Ｃに
は、オーバーフロー防止用のリミッタ機能が備わってお
り、加算器９４Ａと加算器９４Ｂの何れかの出力が蓄積
しきい値と称するあるしきい値を越えたら、加算器９４
Ａ、９４Ｂの各値を出力する際に、ある値Ｄで除算して
出力する。Ｄを２のべき乗値とすれば除算動作はビット
シフトで実現できるため、除算回路を簡易に実現するこ
とができる。各フィルタリング手段６３Ａ、６３Ｂは図
２９に示すように、上述した積分型フィルタリング手段
７４Ａで求まる同相積分データ、直交積分データを用い
て、位相差算出手段７５でタイミング位相差データを、
シンボル周波数成分量算出手段７６でシンボル周波数成
分量を、またランダムウォークフィルタリング手段７７
でアップ信号、ダウン信号をそれぞれ実施の形態１と同
じ要領で求めて出力する。
【０１６２】このようにしてフィルタリング手段６３Ａ
から求まるタイミング位相差データ１、シンボル周波数
成分量１、アップ１信号、ダウン１信号と、フィルタリ
ング手段６３Ｂから求まるタイミング位相差データ２、
シンボル周波数成分量２、アップ２信号、ダウン２信号
は、フイルタ出力選択手段１４０に入力される。フイル
タ出力選択手段１４０は、シンボル周波数成分量の大き
い値を示すほうのフィルタリング手段出力を後段の位相
制御量決定手段６５に出力する。
【０１６３】これは、シンボル周波数成分量の大きいほ
うのフィルタリング手段出力がより確かな値を示すた
め、シンボル周波数成分量の大きい値を示すほうのフィ
ルタリング手段出力を選択することで、特性の向上を図
っている。フイルタ出力選択手段１４０の構成は図３１
に示す通りであり、入力端子１４０ａからのシンボル周
波数成分量１と、入力端子１４０ｂからのシンボル周波
数成分量２を比較器１５０で比較し、シンボル周波数成
分量１がシンボル周波数成分量２より大きい場合は、論
理「１」を、そうでない場合は論理「０」を出力する。
【０１６４】セレクタ１５１Ａは、比較器１５０の出力
が「１」の場合は入力端子１４０ｃからのタイミング位
相差データ１を、タイミング位相差データとして選択し
て出力端子１４０ｉから出力し、比較器１５０の出力が
「０」の場合は入力端子１４０ｄからのタイミング位相
差データ２を、タイミング位相差データとして選択して
出力端子１４０ｉから出力する。またセレクタ１５１Ｂ
は、比較器１５０の出力が「１」の場合は入力端子１４
０ａからのシンボル周波数成分量１を、シンボル周波数
成分量として選択して出力端子１４０ｊから出力し、比
較器１５０の出力が「０」の場合は入力端子１４０ｂか
らのシンボル周波数成分量２を、シンボル周波数成分量
として選択して出力端子１４０ｊから出力する。
【０１６５】さらにセレクタ１５１Ｃは、比較器１５０
の出力が「１」の場合は入力端子１４０ｅからのアップ
１信号を、アップ信号として選択して出力端子１４０ｋ
から出力し、比較器１５０の出力が「０」の場合は入力
端子１４０ｆからのアップ２信号を、アップ信号として
選択して出力端子１４０ｋから出力する。またセレクタ
１５１Ｄは、比較器１５０の出力が「１」の場合は入力
端子１４０ｇからのダウン１信号を、ダウン信号として
選択して出力端子１４０ｍから出力し、比較器１５０の
出力が「０」の場合は入力端子１４０ｈからのダウン２
信号を、ダウン信号として選択して出力端子１４０ｍか
ら出力する。
【０１６６】以上のようにして求まるフィルタ出力選択
手段１４０の出力のタイミング位相差データ、シンボル
周波数成分量、アップ信号、ダウン信号を用いて、位相
制御量決定手段６５は実施の形態１と同じように動作し
て位相制御データを求め、位相制御手段６６Ａも実施の
形態１と同じように動作して位相制御データを用いて位
相制御を行う。このように、実施の形態１では、選択合
成ダイバーシティ手段４でブランチ１とブランチ２の各
受信信号電力を比較し、受信信号電力の大きいほうの受
信位相データを用いてタイミング再生動作を行っていた
のに対し、実施の形態２では、フィルタ出力選択手段１
４０で２つのフィルタリング手段出力のシンボル周波数
成分量を比較し、シンボル周波数成分量の大きいほうの
フィルタリング手段出力を用いて位相制御データを決定
し、タイミング再生動作を行う。
【０１６７】検波手段２Ａ、２Ｂは、一般にアナログ素
子で構成されるため、安価な素子を使用すると、検波手
段２Ａ、２Ｂから出力される各受信信号電力に誤差が大
きく生じる場合がある。この場合、実施の形態１のよう
に受信信号電力の大きさでブランチ間のデータを選択す
る方式より、実施の形態２のようにシンボル周波数成分
量の大きさでブランチ間のデータを選択する方式のほう
が、より正確にブランチ間のデータを選択することがで
きるため、実施の形態２のタイミング再生手段５Ｂの各
特性は、実施の形態１のタイミング再生手段５Ａの各特
性より良くなる。
【０１６８】また位相制御手段６６Ａは、位相制御量決
定手段６５から位相引込み時と定常時を示す信号（図４
のアンドゲート８１の出力）が「定常時」を示したら、
フィルタリング手段６３Ａ、６３Ｂ内の各積分型フィル
タリング手段７４Ａのレジスタ９６Ａ、９６Ｂを「０」
にリセットするフィルタリセット信号を出力する。以降
フィルタリセット信号は、位相制御完了信号がクロック
位相制御を行ったことを示した場合に、「０」にリセッ
トする命令を出力する。
【０１６９】このように各積分型フィルタリング手段７
４Ａのレジスタ９６Ａ、９６Ｂを、定常時のクロック位
相制御が行われる度に毎回「０」にリセットすること
で、定常時のランダムウォークフィルタリング手段７７
による位相制御間（無制御動作中）に積分型フィルタリ
ング手段７４Ａで蓄積されるシンボル周波数成分量と、
タイミング位相差データを用いて検波手段２Ａ、２Ｂの
入出力時間遅延差を算出することができる。
【０１７０】図３２、図３３及び図３４に、実施の形態
２の全体的な動作例を示す。図３２は実施の形態２の動
作をタイミングチャートで示したもの、図３３及び図３
４は図３２〜の各積分型フィルタの出力を、縦軸に
直交積分データ（ＱＳ）、横軸に同相積分データ（Ｉ
Ｓ）でそれぞれ示したものであり、実線で示したベクト
ルがフィルタリング手段６３Ａ（ブランチ１側）内の積
分型フィルタリング手段７４Ａの出力、点線で示したベ
クトルがフィルタリング手段６３Ｂ（ブランチ２側）内
の積分型フィルタリング手段７４Ａの出力である。また
各ベクトルの長さが、シンボル周波数成分量となる。
【０１７１】各ブランチからのベースバンド受信位相デ
ータが、タイミング再生手段５Ｂに入力され、タイミン
グ再生手段５Ｂが動作を開始すると、各フィルタリング
手段６３Ａ、６３Ｂからシンボル周波数成分（図３２
（Ａ））が「０」から徐々に増加ながら出力されてい
く。時点でΔθT 出力パルス（図３２（Ｂ））によ
り、タイミング位相差データΔθ1 による位相制御が行
われる。この時、各フィルタリング手段６３Ａ、６３Ｂ
内の積分型フィルタリング手段７３Ａの出力は、図３３
（Ａ）のようなベクトルを示す場合、実線で示すブラン
チ１側のシンボル周波数成分量１が、点線で示すブラン
チ２側のシンボル周波数成分量２より大きいため、タイ
ミング位相差データΔθ1 は、図３３（Ａ）に示すよう
に、実線で示したベクトルの角度に比例して求まるタイ
ミング位相差データ１となる。また、この時シンボル周
波数成分量は実線で示したベクトルの長さとなる。
【０１７２】時点の直後では図３２に示すように、タ
イミング位相差Δθ1 を式（18）によって求まる位相制
御データＰＤ１（図３２（Ｃ））を用いて位相制御が行
われ、位相制御完了信号（図３２（Ｇ））は、位相制御
が行われたことを示す立上がりパルスを出力する。この
時点の直後では、シンボル周波数成分量が定常状態認
識用しきい値以下であるため、フィルタリセット信号
（図３２（Ｈ））は各積分型フィルタリング手段７４Ａ
のレジスタ９６Ａ、９６Ｂを「０」にする立上がりパル
スを出力しない。従って、各積分型フィルタリング手段
７４Ａに蓄積されているシンボル周波数成分量（ベクト
ルの長さ）は失われず、実施の形態１と同じように各積
分型フィルタリング手段７４Ａが示すベクトル方向が共
に角度「０」の方向（図３３（Ａ）の曲線の点線で示す
方向）に回転されることになる。
【０１７３】時点以降もシンボル周波数成分量は徐々
に増加し、時点でΔθT 出力パルスにより、タイミン
グ位相差データΔθ2 による位相制御が行われる。この
時、各フィルタリング手段６３Ａ、６３Ｂ内の積分型フ
ィルタリング手段７４Ａの出力は、図３３（Ｂ）のよう
なベクトルを示す場合、点線で示すブランチ２側のシン
ボル周波数成分量２が、実線で示すブランチ１側のシン
ボル周波数成分量１より大きいため、タイミング位相差
データΔθ2 は、図３３（Ｂ）に示すように、点線で示
したベクトルの角度に比例して求まる、タイミング位相
差データ２となる。またこの時シンボル周波数成分量は
点線で示したベクトルの長さとなる。
【０１７４】時点の直後では図３２に示すように、タ
イミング位相差Δθ2 によって求まる位相制御データＰ
Ｄ２を用いて位相制御が行われ、位相制御完了信号は、
位相制御が行われたことを示す立上がりパルスを出力す
る。この時点の直後では、まだシンボル周波数成分量
が定常状態認識用しきい値以下であるため、フィルタリ
セット信号は各積分型フィルタリング手段７４Ａのレジ
スタ９６Ａ、９６Ｂを「０」にする立上がりパルスを出
力しない。従って時点の直後と同様に各積分型フィル
タリング手段７４Ａに蓄積されているシンボル周波数成
分量（ベクトルの長さ）は失われず、各積分型フィルタ
リング手段７４Ａが示すベクトル方向が共に角度「０」
の方向に回転されることになる。
【０１７５】時点以降もシンボル周波数成分量は徐々
に増加し、ΔθT 出力パルス立上がり時の時点、
で、各積分型フィルタリング手段７４Ａの出力はそれぞ
れ図３３（Ａ）及び図３３（Ｂ）に示すような各ベクト
ルを示すため、上述した動作と同様に点線で示すブラン
チ２側のベクトルが選ばれ、Δθ3 、Δθ4 の各タイミ
ング位相差データによる位相制御（ＰＤ３、ＰＤ４）
と、シンボル周波数成分量の蓄積が行われる。
【０１７６】図３２に示すように、時点でシンボル周
波数成分量が定常状態認識用しきい値を越えるため、ア
ンドゲート１４４の出力（図３２（Ｆ））は「０」から
定常状態を示す論理「１」を出力する。同時にフィルタ
リセット信号の立上がりパルスが発生し、各積分型フィ
ルタリング手段（出力はそれぞれ図３４（Ａ）に示すよ
うに、「０」にリセットされる。時点以降の位相制御
データはアップ信号、ダウン信号を用いて行われるた
め、各積分型フィルタリング手段７４Ａの出力を「０」
にリセットしても回路動作に問題は生じない。時点か
ら、各積分型フィルタリング手段７４Ａで再び「０」か
らシンボル周波数成分量が蓄積される。
【０１７７】図３２に示すように時点で、ダウン信号
（図３２（Ｅ））が立上がりパルスを発生し、位相制御
データは「17」となり、タイミング位相が遅らされる。
このダウン信号は、比較器１５０が図３２に示すように
論理「０」を出力するため（図３２（Ｉ））、ブランチ
２側からの信号（ダウン２信号）である。この時点か
ら時点の間、各積分型フィルタリング手段７４Ａで
は、位相制御が行われない無制御状態（固定クロックに
よるサンプリングが行われる）でシンボル周波数成分量
が蓄積されるため、時点直前における各積分型フィル
タリング手段７４Ａの出力が図３４（Ｂ）に示す値をと
る場合、図３４（Ｂ）に示すベクトルの角度差を測定す
ることで、検波手段２Ａと検波手段２Ｂとの時間遅延差
τ1 が求まる。従って、図２７の時間遅延差測定手段１
４１では、定常時における位相制御直前の各積分型フィ
ルタリング手段７４Ａが示すベクトルの角度差を平均化
することで、検波手段２Ａと検波手段２Ｂの時間遅延差
を求めることができる。
【０１７８】この時間遅延差の確からしさは、この２つ
のベクトルの長さによって決まる。従って、時間遅延差
測定手段１４１では時間遅延差の測定精度を向上させる
ため、２つのベクトルの長さ、即ちシンボル周波数成分
量１とシンボル周波数成分量２が、共に時間遅延測定用
しきい値と称するあるしきい値を越えた場合のみ、その
時の時間遅延差データを有効な値として平均化に用い
る。図３４（Ｂ）に示すベクトルは共に、点線の円で示
した時間遅延測定用しきい値を越えているため時間遅延
差τ1 は有効である。
【０１７９】図３２に示す時点で、ダウン信号による
タイミング位相制御が行われるため、位相制御完了信号
は位相制御を行ったことを示す立上がりパルスを出力
し、同時にフィルタリセット信号も定常時の動作に移行
しているため立上がりパルスを出力する。従って、時点
で再び、各積分型フィルタリング手段出力はそれぞれ
図３４（Ａ）に示すように、「０」にリセットされる。
【０１８０】図３２に示すように時点で、ダウン信号
が再び立上がりパルスを発生し、位相制御データは「1
7」となり、タイミング位相が遅らされる。このダウン
信号は、比較器１５０が図３２に示すように論理「１」
を出力するためブランチ１側からの信号（ダウン１信
号）である。時点ら再び各積分型フィルタリング手段
７４Ａでシンボル周波数成分量が「０」から蓄積されて
いき、時点の直前で、各積分型フィルタリング手段７
４Ａの出力が図３４（Ｃ）に示す値をとる場合、図３４
（Ｃ）に示すベクトルの角度差を測定することで、検波
手段２Ａと検波手段２Ｂの時間遅延差τ2 が求まる。と
ころが図３４（Ｃ）に示すベクトルのうち、ブランチ２
のベクトルは点線の円で示した時間遅延測定用しきい値
以下となるため、時間遅延差τ2 は無効となり、平均化
に使われない。時点で再び、各積分型フィルタリング
手段７４Ａの出力はそれぞれ図３４（Ａ）に示すように
「０」にリセットされる。
【０１８１】図３２に示すように時点で、アップ信号
（図３２（Ｄ））が立上がりパルスを発生し、位相制御
データは「15」となり、タイミング位相が進められる。
このアップ信号は、比較器１５０が図３２に示すように
論理「１」を出力するためブランチ１側からの信号（ア
ップ１信号）である。時点から再び各積分型フィルタ
リング手段７４Ａでシンボル周波数成分量が「０」から
蓄積されていき、時点の直前の各積分型フィルタリン
グ手段７４Ａの出力が図３４（Ｄ）に示す値をとる場
合、図３４（Ｄ）に示すベクトルの角度差を測定するこ
とで、検波手段２Ａと検波手段２Ｂの時間遅延差τ3 が
求まる。図３４（Ｄ）に示すベクトルは共に、点線の円
で示した時間遅延測定用しきい値を越えているため時間
遅延差τ3は有効であり、平均化に使われる。時点で
再び各積分型フィルタリング手段７４Ａの出力は、それ
ぞれ図３４（Ａ）に示すように「０」にリセットされ
る。
【０１８２】図３２に示すように時点で、再びダウン
信号が立上がりパルスを発生し、位相制御データは「1
7」となり、タイミング位相が遅らされる。このダウン
信号は、比較器１５０が図３２に示すように論理「０」
を出力するためブランチ２側からの信号（ダウン２信
号）である。時点から再び各積分型フィルタリング手
段７４Ａでシンボル周波数成分量が「０」から蓄積され
ていき、時点の直前の各積分型フィルタリング手段７
４Ａの出力が図３４（Ｅ）に示す値をとる場合、図３４
（Ｅ）に示すベクトルの角度差を測定することで、検波
手段２Ａと検波手段２Ｂの時間遅延差τ4 が求まる。図
３４（Ｅ）に示すベクトルは共に、点線の円で示した時
間遅延測定用しきい値を越えているため時間遅延差τ4
は有効であり平均化に使われる。時点で再び、各積分
型フィルタリング手段７４Ａの出力はそれぞれ図３４
（Ａ）に示すように「０」にリセットされる。
【０１８３】以上のようにして、アップ信号、ダウン信
号による定常時のタイミング位相制御を行いながら、時
間遅延差測定手段１４１で検波手段２Ａ、２Ｂで生じる
時間遅延差を測定することができる。但し、ベクトルの
角度差で時間遅延を測定するため、角度差Ｔθ［ラジア
ン］と、角度差（２π−Ｔθ）［ラジアン］の２つの角
度差のうち、その値が−π［ラジアン］以上、π［ラジ
アン］未満の範囲に入る値を時間遅延差とする。従って
この実施の形態２で、測定可能な時間遅延差は−π［ラ
ジアン］以上、π［ラジアン］未満の範囲となる。時間
遅延差測定手段１４１は、図２８に示す構成で実現され
ている。
【０１８４】図３３及び図３４の時間遅延差τ4 を求め
る場合を例に説明する。この実施の形態ではタイミング
位相差データを０〜31の自然数で表現するため、時間遅
延差は−16〜15の範囲となる。また、ブランチ１側のフ
ィルタリング手段６３Ａが出力するタイミング位相差デ
ータ１をΔθ41＝２、ブランチ２側のフィルタ手段６３
Ｂが出力するタイミング位相差データ２をΔθ42＝30と
する。
【０１８５】図２８の入力端子１４１ｃから入力される
Δθ41＝２と、入力端子１４１ｄから入力されるΔθ42
＝30は、減算器１４５で減算される（２−30＝−28）。
減算後の値はこの実施の形態２では２の補数表現で−31
〜31までの値をとる。比較器１４３ｃは減算後の値が−
16〜15の場合は論理「０」を、それ以外は論理「１」を
出力する。減算後の値は、比較器１４３ｃの出力が論理
「０」を示す場合、そのままレジスタ１４７に入力さ
れ、比較器１４３ｃの出力が論理「１」を示す場合、減
算後の値の最上位ビットを反転させてレジスタ１４７に
入力する。このレジスタ１４７２に入力される値が、前
記した時間遅延差τとなる。
【０１８６】このような動作は、エクスクルーシブオア
ゲート１４６に減算器１４５の出力の最上位ビットと比
較器１４３ｃの出力を入力し、減算器１４５の出力の最
上位ビットの代わりに、エクスクルーシブオアゲート１
４６の出力を最上位ビットとしたデータをレジスタ１４
７に入力することによって実現される。減算器１４５の
出力が−28の場合、比較器１４３ｃの出力は論理「１」
となり、２進数表現で「100100」で表現される「−28」
の値は、最上位ビットが反転されることで「000100」で
表現される「４」となる。以上の動作は、減算器１４５
の出力をＴθ´、レジスタ１４７の入力、すなわち時間
遅延差をτとすると、以下の式（24）で表される。 −16≦Ｔθ´＜16の場合、 τ＝Ｔθ´ −16＞Ｔθ´の場合 τ＝32＋Ｔθ´ Ｔθ´≧16の場合 τ＝Ｔθ´−32 ……（24）
【０１８７】次に、前途したようにシンボル周波数成分
量１とシンボル周波数成分量２が、共に時間遅延測定用
しきい値を越えた場合のみ、その時の時間遅延差データ
τiを有効な値として平均化に用いるため、時間遅延差
測定手段１４１は以下の動作を行う。入力端子１４１ａ
から入力されるシンボル周波数成分量１と、入力端子１
４１ｂから入力されるシンボル周波数成分量２は、それ
ぞれ比較器１４３Ａ、１４３Ｂで時間遅延測定用しきい
値と比較され、各比較器１４３Ａ、１４３Ｂは、時間遅
延測定用しきい値を各シンボル周波数成分量が越えた場
合は論理「１」を出力する。アンドゲート１４４は、各
比較器１４３Ａ、１４３Ｂの出力を入力とするため、ア
ンドゲート１４４の出力はシンボル周波数成分量１とシ
ンボル周波数成分量２が、共に時間遅延測定用しきい値
を越えた場合のみ、論理「１」を出力する。
【０１８８】レジスタ１４７は、アンドゲート１４４の
出力が論理「１」を示す場合のみ、入力データであるτ
を後段の時間遅延差平均化手段１４８に出力する。上述
した動作では、τ1 、τ3 、τ4 は後段の時間遅延差平
均化手段１４８に出力されるが、τ2 はシンボル周波数
成分量２が時間遅延測定用しきい値を越えていないた
め、アンドゲート１４４の出力が論理「０」となり、後
段の時間遅延差平均化手段１４８に出力されない。
【０１８９】時間遅延差平均化手段１４８は入力される
時間遅延差データを平均化して、時間遅延差データの平
均値τM と平均化の完了を示す信号を出力する。時間遅
延設定信号出力手段１４９は、前段の時間遅延差平均化
手段１４８から平均値τM と平均化の完了を示す信号が
入力されると、図５に上述した時間遅延設定信号出力手
段９２と同様に式（22）、式（18）を用いて、ｔ１i 、
ｔ２i を出力する。ｔ１i 、ｔ２i が出力されたら、実
施の形態１と同様に時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂでｔ１
i 、ｔ２i を用いた時間遅延差を吸収するような制御が
行われる。
【０１９０】位相制御量決定手段６５の構成は、図４の
実施の形態１の位相制御量決定手段６５の構成とほとん
ど同じである。異なる点は、アンドゲート８１が図３２
の時点で定常状態を示す「１」を出力した場合、アン
ドゲート７９を平均化する回線断信号平均化手段を設け
た点である。定常動作に移行すると位相制御毎にフィル
タリセット信号によって、図３２に示すようにシンボル
周波数成分量が「０」にリセットされるため、図４の回
線断を検出する比較器７８Ｂは、実施の形態１の動作を
すると、位相制御毎にシンボル周波数成分が回線断状態
認識用しきい値以下となるため、誤って回線断が生じた
と判断する。そこで、実施の形態２の位相制御量決定手
段６５では、図４のアンドゲート７９の出力を平均化す
る回線断信号平均化手段を設ける。
【０１９１】アンドゲート７９の出力が「１」の場合、
位相制御によるシンボル周波数成分量の「０」リセット
動作、あるいは回線断が生じていると考えられる。シン
ボル周波数成分量の「０」にリセット動作によって、ア
ンドゲート７９の出力が「１」を示した場合、アンドゲ
ート７９が「１」を出力する時間率は少ない。一方回線
断が生じて、アンドゲート７９の出力が「１」を示した
場合、アンドゲート７９が「１」を出力する時間率は大
きくなる。従って回線断信号平均化手段は、この時間率
を求め、アンドゲート７９が「１」を出力する時間が、
ある時間率を越えたら回線断が生じたと判定すること
で、回線断発生を示す信号を出力する。図４のセレクタ
８２はこの回線断信号平均化手段の出力を、選択信号に
用いる。以上のような回線断信号平均化手段を、アンド
ゲート７９の後段に設けることで、実施の形態２では回
線断中の正常な位相制御動作を実現できる。
【０１９２】以上のように、この実施の形態２ではダイ
バーシティ方式を用いた場合に生じる、各検波手段にお
ける時間遅延差を吸収し、時間遅延差によって生じるビ
ット誤り率特性や、同期特性の劣化を防ぐことができ
る。また、タイミング再生手段５Ｂはダイバーシティ手
段出力を用いないで、サンプリング回路３Ａ、３Ｂの出
力の２つのベースバンド受信位相データを用いて動作す
るため、ダイバーシティ手段４がどのような方式（選択
合成、等利得合成、最大比合成など）でも対処できる。
【０１９３】またタイミング再生手段５Ｂにおける位相
検出手段６２Ａ、６２Ｂは、実施の形態１と同様にベー
スバンド受信位相データから、シンボル周波数成分をラ
ンダムパターン、プリアンブルパターン問わず効率良く
抽出することができる。フィルタリング手段６３Ａ、６
３Ｂは、各位相検出手段６２Ａ、６２Ｂからのシンボル
周波数成分をフィルタリングし、フィルタ出力選択手段
１４０は、シンボル周波数成分量の大きい方のフィルタ
リング手段６３Ａ、６３Ｂの出力を用いてタイミング位
相制御を行うため、タイミング再生手段５Ｂは、より正
確にタイミング位相制御を実現することができる。また
位相引込み時は、積分型フィルタリング手段７４Ａの出
力のタイミング位相差データを、定常時はランダムウォ
ークフィルタリング手段７７の出力のアップ信号、ダウ
ン信号を用いたタイミング位相制御を行うため、タイミ
ング再生手段５Ｂは高速位相引込み特性と、低ジッタ特
性が実現できる。
【０１９４】また、定常時はランダムウォークフィルタ
手段７７を用いた位相制御を行いながら、積分型フィル
タリング手段７４Ａの出力のシンボル周波数成分量を信
頼度情報に用いるため、各検波手段２Ａ、２Ｂにおける
時間遅延差を精度良く測定することができる。位相制御
量決定手段６５では、定常時のシンボル周波数成分量か
ら回線断を検出し、実施の形態１と同様に回線断時は予
測制御を行うことで、回線断中もタイミング同期を維持
することができる。
【０１９５】以上のようにタイミング再生手段５Ｂは、
ランダムパターン、プリアンブルパターン問わず高速な
位相引き込み特性と、定常時の低ジッタ特性を実現し、
回線断が生じるような劣悪な回線状況でもタイミング同
期を維持することができる。またタイミング再生手段５
Ｂを構成する各手段は、簡単なディジタル回路で実現で
きるため、ＬＳＩ化が容易なディジタル回路で実現でき
る。
【０１９６】なおこの実施の形態２ではダイバーシティ
受信装置のブランチの数はＫ＝２としたが、Ｋは２以上
の自然数なら幾つであってもよい。この場合ダイバーシ
ティ受信装置は、Ｋ個のアンテナで受信し、Ｋ個の受信
信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相信号に変換して
出力し、Ｋ個の受信信号電力を出力するＫ個の検波手段
と、Ｋ個の時間遅延を吸収する時間遅延ｔ１i 〜ｔＫi
が与えられるＫ個の時間遅延手段と、Ｋ個のベースバン
ド受信位相データ系列Ｙi を出力するＫ個のサンプリン
グ手段と、Ｋ個のベースバンド受信位相データ系列Ｙi
と、Ｋ個の受信信号電力を用いて判定データ系列を出力
するダイバーシティ手段と、タイミング再生手段、ナイ
キスト点抽出手段で構成される。
【０１９７】さらにこのうちタイミング再生手段は、Ｋ
個の位相検出手段、Ｋ個のフィルタリング手段と、Ｋ個
のフィルタリング手段出力の各タイミング位相差データ
と、各シンボル周波数成分量を用いて、Ｋ個の時間遅延
ｔ１i 〜ｔＫi を出力する時間遅延差測定手段と、Ｋ個
のフィルタリング手段出力のうち最もシンボル周波数成
分量が大きいフィルタリング手段出力を選択し出力する
フィルタ出力選択手段と、位相制御量決定手段、位相制
御手段、タイミング位相制御間隔設定手段で構成され
る。
【０１９８】さらにこの実施の形態２におけるダイバー
シティ受信装置は、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式、Ｑ
ＰＳＫ変調方式、ＢＰＳＫ変調方式などの各ＰＳＫ変調
方式や、ＰＳＫ変調方式以外の変調方式で、受信信号の
位相変動に周期性がありその周期にタイミング位相を同
期させて情報データを抽出する変調方式であれば、どの
ような変調方式に対しても適用可能である。
【０１９９】実施の形態３． この実施の形態３は、Ｋ＝２個のアンテナで受信するダ
イバーシティ方式によるダイバーシティ通信装置であ
る。ダイバーシティ方式は、選択合成ダイバーシティ方
式、等利得合成ダイバーシティ方式、最大比合成ダイバ
ーシティ方式等どの方式にも対応可能である。タイミン
グ再生手段は、オーバーサンプル４のπ／４シフトＱＰ
ＳＫ変調されたベースバンド受信位相データを用いる。
またこの実施の形態３では、タイミング再生手段のフィ
ルタリング手段にランダムウォークフィルタリング手段
を用いないで、高速タイミング位相引込み特性と、低ジ
ッタ特性を実現する。
【０２００】図２７との対応部分に同一符号を付した図
３５は、この発明によるタイミング再生手段５Ｃと、こ
のタイミング再生手段５Ｃを含むダイバーシティ通信装
置の実施の形態３の構成を示す。図中であり、３Ａ、３
Ｂ、３Ｃ、３Ｄはサンプリング手段、５Ｃはタイミング
再生手段、６２Ａ、６２Ｂ、６２Ｃ、６２Ｄは位相検出
手段、１５５は積分合成フィルタリング手段、１５６
Ａ、１５６Ｂはフィルタリング手段、６５Ａは位相制御
量決定手段である。
【０２０１】図３６は、この実施の形態３の積分合成フ
ィルタリング手段１５５の構成を示し、１５５ａは偶数
系列合成シンボル周波数成分データ１入力端子、１５５
ｂは奇数系列合成シンボル周波数成分データ１入力端
子、１５５ｃは位相制御完了信号入力端子、１５５ｄは
偶数系列合成シンボル周波数成分データ２入力端子、１
５５ｅは奇数系列合成シンボル周波数成分データ２入力
端子、１５５ｆは再生クロック、１５７Ａ、１５７Ｂは
周波数変換手段、１５８Ａ、１５８Ｂはシンボル合成手
段、１５９Ａ、１５９Ｂは積分型フィルタリング手段、
１６０Ａ、１６０Ｂはシンボル周波数成分量算出手段、
１６１Ａ、１６１Ｂは加算器、１６２は位相差算出手
段、１６３は合成シンボル周波数成分量算出手段、１５
５ｇはタイミング位相差データ出力端子、１５５ｈはシ
ンボル周波数成分量出力端子である。
【０２０２】図３との対応部分に同一符号を付した図４
０は、この実施の形態のフィルタリング手段１５６Ａ、
１５６Ｂの構成を示す。１５６ａは非同期偶数系列合成
シンボル周波数成分データ入力端子、１５６ｂは非同期
奇数系列合成シンボル周波数成分データ入力端子、１５
６ｃは固定シンボルクロック入力端子、１５６ｄは４倍
固定シンボルクロック入力端子、７４Ｂは積分型フィル
タリング手段、１５６ｅは非同期タイミング位相差デー
タ出力端子、１５６ｆは非同期シンボル周波数成分量出
力端子である。
【０２０３】次に、実施の形態３の動作について説明す
る。初めに、実施の形態３の全体動作について説明す
る。実施の形態２と同様に検波手段２Ａ、時間遅延手段
６０Ａ、サンプリング手段３Ａによって、ブランチ１の
４倍オーバーサンプルのベースバンド受信位相データ１
と、ブランチ１の受信信号電力を得る。また検波手段２
Ｂ、時間遅延手段６０Ｂ、サンプリング手段３Ｂによっ
て、ブランチ２の４倍オーバーサンプルのベースバンド
受信位相データ２と、ブランチ２の受信信号電力を得
る。ベースバンド位相データの分解能は、５ビットであ
る。ダイバーシティ手段４は、実施の形態２と同様にサ
ンプリング手段３Ａ、３Ｂの出力のベースバンド受信位
相データと、検波手段２Ａ、２Ｂからの各ブランチの受
信信号電力を用いて、選択合成ダイバーシティ方式、等
利得合成ダイバーシティ方式、最大比合成ダイバーシテ
ィ方式等による信号合成処理を行い合成したベースバン
ド受信位相データ系列を出力する。
【０２０４】サンプリング手段３Ｃは、時間遅延手段６
０Ａの出力の受信位相データを、受信機の発振器を分周
して生成される４倍オーバーサンプルの固定クロックを
用いてサンプリングする。サンプリング手段３Ａと異な
り、固定クロックで受信位相データをサンプリングする
ため、サンプリング手段３Ｃの出力データはナイキスト
点に同期しない４倍オーバーサンプルの非同期ベースバ
ンド受信位相データ１を出力する。サンプリング手段３
Ｄも同様に、時間遅延手段６０Ｂの出力の受信位相デー
タを、受信機の発振器を分周して生成される４倍オーバ
ーサンプルの固定クロックを用いてサンプリングし、ナ
イキスト点に同期しない４倍オーバーサンプルの非同期
ベースバンド受信位相データ２を出力する。
【０２０５】タイミング再生手段５Ｃは、サンプリング
手段３Ａ、３Ｂの出力のベースバンド受信位相データを
用いて、タイミング再生を行い、実施の形態１と同様に
サンプリング手段３Ａ、３Ｂにおいて、ナイキスト点位
置のベースバンド受信位相データをサンプルするように
４倍再生クロック位相を制御する。また、ダイバーシテ
ィ手段４の出力の合成後のベースバンド受信位相データ
からナイキスト点データを抽出するための再生クロック
を出力する。さらにサンプリング手段３Ｃ、３Ｄからの
非同期ベースバンド受信位相データを用いて、検波手段
２Ａ、２Ｂの入出力時間遅延差を算出し、時間遅延差を
吸収するような時間遅延設定信号ｔ１i、ｔ２i を出力
する。ナイキスト点抽出手段６は、実施の形態１と同様
に、タイミング再生手段５Ｃの再生クロックでダイバー
シティ手段４の出力からナイキスト点データを抽出して
出力する。
【０２０６】時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂは、実施の形
態１と同様に、時間遅延が算出されたら時間遅延設定信
号ｔ１i 、ｔ２i の値に応じてシフトレジスタの値を１
〜ｍｘ段にそれぞれ設定するが、時間遅延が算出される
までの初期時は、シフトレジスタの段数をｍｘ／２に設
定する。時間遅延設定信号ｔi とシフトレジスタ段数設
定値ｍi との関係は、上述した式（６）で求まる。
【０２０７】次に、実施の形態３のタイミング再生手段
５Ｃの動作について説明する。実施の形態２と同様、サ
ンプリング手段３Ａの出力の４倍オーバーサンプルベー
スバンド受信位相データは、位相検出手段６２Ａに入力
される。位相検出手段６２Ａは偶数系列合成シンボル周
波数成分データ１と、奇数系列合成シンボル周波数成分
データ１を出力する。同様にサンプリング手段２３出力
の４倍オーバーサンプルベースバンド受信位相データ
は、位相検出手段６２Ｂに入力される。位相検出手段６
２Ｂは偶数系列合成シンボル周波数成分データ２と、奇
数系列合成シンボル周波数成分データ２を出力する。
【０２０８】積分合成フィルタリング手段１５５は、位
相検出手段６２Ａの出力の偶数系列合成シンボル周波数
成分データ１、奇数系列合成シンボル周波数成分データ
１と、位相検出手段６２Ｂの出力の偶数系列合成シンボ
ル周波数成分データ２、奇数系列合成シンボル周波数成
分データ２を用いてタイミング位相データと、シンボル
周波数成分量を求める。この積分合成フィルタリング手
段１５５の動作を、図３６を用いて説明する。
【０２０９】図３６において、入力端子１５５ａからの
偶数系列合成シンボル周波数成分データ１と、入力端子
１５５ｂからの奇数系列合成シンボル周波数成分データ
１は、周波数変換手段１５７Ａに入力され、実施の形態
１の周波数変換手段７２と同じ動作によってシンボル周
波数成分を直流成分に変換し、複素直流成分データ１を
出力する。また、入力端子１５５ｄからの偶数系列合成
シンボル周波数成分データ２と、入力端子１５５ｅから
の奇数系列合成シンボル周波数成分データ２は、周波数
変換手段１５７Ｂに入力され、実施の形態１の周波数変
換手段７２と同じ動作によってシンボル周波数成分を直
流成分に変換し、複素直流成分データ２を出力する。
【０２１０】シンボル合成手段１５８Ａは、実施の形態
１のシンボル合成手段７３と同じ動作で、複素直流成分
１を１シンボル毎に合成し、シンボル同相成分１とシン
ボル直交成分１を出力する。同様に、シンボル合成手段
１５８Ｂは、実施の形態１のシンボル合成手段７３と同
じ動作で、複素直流成分２を１シンボル毎に合成し、シ
ンボル同相成分２とシンボル直交成分２を出力する。積
分型フィルタリング手段１５９Ａは、シンボル同相成分
１とシンボル直交成分１を、実施の形態１の積分型フィ
ルタリング手段７４と同じ要領でフィルタリングし、同
相積分データ１と直交積分データ１を出力する。同様
に、積分型フィルタリング手段１５９Ｂは、シンボル同
相成分２とシンボル直交成分２を、実施の形態１の積分
型フィルタリング手段７４と同じ要領でフィルタリング
し、同相積分データ２と直交積分データ２を出力する。
【０２１１】実施の形態１のシンボル周波数成分量算出
手段７６と同じ動作によって、シンボル周波数成分量算
出手段１６０Ａは、同相積分データ１と直交積分データ
１を用いて、シンボル周波数成分量１を算出して出力
し、シンボル周波数成分量算出手段１６０Ｂは、同相積
分データ２と直交積分データ２を用いて、シンボル周波
数成分量２を算出して出力する。また積分型フィルタリ
ング手段１５９Ａは、入力端子１５５Ｃからの位相制御
完了信号が位相制御を行ったことを示したら、実施の形
態１の積分型フィルタリング手段７４と同様、シンボル
周波数成分量１を同相積分データ１にロードし、直交積
分データ１を「０」にリセットする。同様に、積分型フ
ィルタリング手段１５９Ｂは、入力端子１５５ｃからの
位相制御完了信号が位相制御を行ったことを示したら、
シンボル周波数成分量２を同相積分データ２にロード
し、直交積分データ２を「０」にリセットする。
【０２１２】加算器１６１Ａは、積分型フィルタリング
手段１５９Ａの出力の同相積分データ１と、積分型フィ
ルタリング手段１５９Ｂの出力の同相積分データ２を加
算し、加算結果を合成同相積分データとして、位相差算
出手段１６２と合成シンボル周波数成分量算出手段１６
３に入力する。また、加算器１６１Ｂは、積分型フィル
タリング手段１５９Ａの出力の直交積分データ１と、積
分型フィルタリング手段１５９Ｂの出力の直交積分デー
タ２を加算し、加算結果を合成直交積分データとして、
位相差算出手段１６２と合成シンボル周波数成分量算出
手段１６３に入力する。
【０２１３】位相差算出手段１６２は、実施の形態１の
位相差算出手段７５と同じ動作によって、合成直交積分
データと合成同相積分データからタイミング位相差デー
タを算出し、その算出結果を出力端子１５５ｇから出力
する。合成シンボル周波数成分量算出手段１６３は、実
施の形態１のシンボル周波数成分量算出手段７６と同じ
動作によって、合成直交積分データと合成同相積分デー
タからシンボル周波数成分量を算出し、その算出結果を
出力端子１５５ｈから出力する。
【０２１４】以上の積分合成フィルタリング手段１５５
の具体的な動作を、図３８を用いて説明する。図３８
は、このタイミング再生手段５Ｃの初期引込み動作を示
したものであり、積分型フィルタリング手段１５９Ａの
出力の同相積分データ１と、直交積分データ１をベクト
ルで示したものを「１５９Ａ出力」と表記し（図３８
（Ａ）、（Ｄ））、積分型フィルタリング手段１５９Ｂ
の出力の同相積分データ２と、直交積分データ２をベク
トルで示したものを「１５９Ｂ出力」と表記している
（図３８（Ｂ）、（Ｅ））。また、加算器１６１Ａの出
力の合成同相積分データと、加算器１６１Ｂの出力の合
成直交積分データをベクトルで示したものを「積分値合
成手段出力」と表記している（図３８（Ｃ）、
（Ｆ））。
【０２１５】１回目の位相制御直前の「１５９Ａ出力」
と「１５９Ｂ出力」が、図３８（Ａ）、（Ｂ）のように
与えられた場合、「積分値合成手段出力」は直交、同相
の各成分毎に、図３８（Ａ）と（Ｂ）の値を加算するた
め、そのベクトルは、図３８（Ｃ）に示すようにベクト
ルの和となる。この「積分値合成手段出力」のベクトル
の角度が、１回目のタイミング位相差ΔθT1となり、
「積分値合成手段出力」のベクトルの長さが、シンボル
周波数成分量となる。１回目の位相制御が行われると、
位相制御完了信号によって積分型フィルタリング手段１
５９Ａ、１５９Ｂの同相積分データに各シンボル周波数
成分量が、直交積分データに「０」がロードされるた
め、「１５９Ａ出力」、「１５９Ｂ出力」及び「積分値
合成手段出力」の各ベクトルは、点線で示した曲線の矢
印方向に回転される。
【０２１６】その後もシンボル周波数成分量は蓄積さ
れ、２回目の位相制御直前の「１５９Ａ出力」と「１５
９Ｂ出力」が、図３８（Ｄ）、（Ｅ）のように与えられ
た場合も、「積分値合成手段出力」が示すベクトルは、
図３８（Ｄ）と（Ｅ）のベクトルの和となる。この「積
分値合成手段出力」のベクトルの角度が、２回目のタイ
ミング位相差ΔθT2となり、「積分値合成手段出力」の
ベクトルの長さが、シンボル周波数成分量となる。この
タイミング再生手段５Ｃは、以上の動作が繰り返され
て、タイミング位相が引込まれ、定常状態に移行してい
く。
【０２１７】このように、ベースバンド受信位相データ
を用いた位相検出手段６２Ａ、６２Ｂ、周波数変換手段
１５７Ａ、１５７Ｂ、シンボル合成手段１５８Ａ、１５
８Ｂ及び積分型フィルタリング手段１５９Ａ、１５９Ｂ
を、ブランチ毎に独立に行い、各ブランチの同相積分デ
ータと、直交積分データをそれぞれ加算してタイミング
位相差を求めるため、１つ目のブランチからの同相積分
データと、直交積分データがフェージングなどの影響に
よって失われた場合でも、他のブランチからの同相積分
データと、直交積分データを用いてタイミング位相差が
求められるため、フェージングや雑音に強いタイミング
再生手段５Ｃが得られる。
【０２１８】位相制御量決定手段６５Ａは、積分合成フ
ィルタリング手段１５５の出力のタイミング位相差デー
タと、シンボル周波数成分量を用いて、図３７に示す実
施の形態１のランダムウォークフィルタリング手段を用
いない位相制御量決定手段６５と同じように動作して、
位相制御データを決定する。タイミング位相制御間隔は
実施の形態１と同様にタイミング位相制御間隔設定手段
６４で設定され、この設定された時間間隔で位相制御デ
ータが位相制御量決定手段６５Ａから出力される。また
位相制御手段６６は、実施の形態１と同じように位相制
御データを用いてクロック位相を制御し、位相制御完了
信号と再生クロック、４倍再生クロックを出力する。
【０２１９】次に時間遅延差を測定するために設けた位
相検出手段６２Ｃ、６２Ｄ、フィルタリング手段１５６
Ａ、１５６Ｂの各動作について説明する。サンプリング
手段３Ｃから出力される４倍オーバーサンプルの非同期
ベースバンド受信位相データ１は、シンボルレートの４
倍の固定クロックで動作する位相検出手段６２Ｃに入力
される。位相検出手段６２Ｃは、非同期ベースバンド受
信位相データ１を用いて、実施の形態１の位相検出手段
６２Ａと同じように動作し、受信信号のナイキスト点に
非同期な、非同期偶数系列合成シンボル周波数成分デー
タ１と、非同期奇数系列合成シンボル周波数成分データ
１を出力する。
【０２２０】同様に、サンプリング手段３Ｄから出力さ
れる４倍オーバーサンプルの非同期ベースバンド受信位
相データ２は、シンボルレートの４倍の固定クロックで
動作する位相検出手段６２Ｄに入力され、位相検出手段
６２Ｄは、非同期ベースバンド受信位相データ２を用い
て、非同期偶数系列合成シンボル周波数成分データ２
と、非同期奇数系列合成シンボル周波数成分データ２を
出力する。フィルタリング手段１５６Ａ、１５６Ｂは、
固定シンボルクロック、４倍固定シンボルクロックで動
作し、位相検出手段６２Ｃ、６２Ｄからの非同期偶数系
列合成シンボル周波数成分データと、非同期奇数系列合
成シンボル周波数成分データを用いて、実施の形態１の
フィルタリング手段６３と同じようにして非同期タイミ
ング位相差データと、非同期シンボル周波数成分量を求
める。
【０２２１】各フィルタリング手段１５６Ａ、１５６Ｂ
の動作は、基本的に実施の形態１のフィルタリング手段
６３の動作と同じである。実施の形態１のフィルタリン
グ手段６３と異なる点は、ランダムウォークフィルタリ
ング手段がなく、また各手段が固定クロックを用いて動
作する点である。図４０に示すように周波数変換手段７
２において、入力端子１５６ａからの非同期偶数系列合
成シンボル周波数成分データと、入力端子１５６ｂから
の非同期奇数系列合成シンボル周波数成分データは、固
定シンボルクロックの周波数成分と、実施の形態１と同
じ要領で乗算される。乗算されたデータ、非同期複素直
流成分はシンボル合成手段７３に入力され、実施の形態
１と同じ要領で各成分を固定クロックを用いて１シンボ
ル分合成する。
【０２２２】積分型フィルタリング手段７４Ｂは、実施
の形態１と同じ要領で非同期のシンボル同相成分デー
タ、シンボル直交成分データを固定クロックを用いてフ
ィルタリングし、非同期の同相積分データ、直交積分デ
ータを出力する。但し、積分型フィルタリング手段７４
Ｂは、実施の形態１の積分型フィルタリング手段７４と
異なり、位相制御時の同相積分データにシンボル周波数
成分量をロードする機能及び直交積分データに「０」を
ロードする機能が備わっていない。従って、位相制御完
了信号によるベクトルの回転制御は行われず、積分型フ
ィルタリング手段７４Ｂは位相制御に影響されずに、あ
るベクトルの角度を保ちながらシンボル周波数成分を蓄
積していく。位相差算出手段７５は、実施の形態１と同
じ動作を行って、非同期の同相積分データ、直交積分デ
ータからタイミング位相差データΔθＨを求める。ま
た、シンボル周波数成分量算出手段７６は、実施の形態
１と同じ動作を行って、非同期の同相積分データ、直交
積分データから非同期のシンボル周波数成分量を求め
る。
【０２２３】図３９の実線のベクトルは、ブランチ１側
の位相検出手段６２Ｃからのデータを用いて動作するフ
ィルタリング手段１５６Ａの出力の同相積分データ、直
交積分データの一例である。また、図３９の点線のベク
トルは、ブランチ２側の位相検出手段６２Ｄからのデー
タを用いて動作するフィルタリング手段１５６Ｂの出力
の同相積分データ、直交積分データの一例である。送信
機側のクロック原振周波数と受信側のクロック原振周波
数が一致する場合、図３９に示すΔθＨ1 ［ラジアン］
のベクトル角と、ΔθＨ2 ［ラジアン］のベクトル角は
一定の値を保つ。
【０２２４】検波手段２Ａと２Ｂに時間遅延差τが生じ
ると、ΔθＨ1 とΔθＨ2 は異なった値を示す。検波手
段２Ａと検波手段２Ｂの時間遅延差τは、この２つのベ
クトルの角度差ＴＨθ（＝ΔθＨ1 −ΔθＨ2 ）を測定
することで求まる。送信機側のクロック原振周波数と受
信側のクロック原振周波数に、ｆｘ［Ｈｚ］の偏差が生
じた場合、フィルタリング手段１５６Ａの出力の各同相
積分データ、直交積分データの示すベクトル角は、Δθ
Ｈ1 ＋２πｆｘｔ［ラジアン］（ｔは時間［秒］）、フ
ィルタリング手段１５６Ｂの出力の各同相積分データ、
直交積分データの示すベクトル角は、ΔθＨ2 ＋２πｆ
ｘｔ［ラジアン］（ｔは時間［秒］）となるが、このよ
うに送信機側のクロック原振周波数と、受信側のクロッ
ク原振周波数に偏差が生じる場合でも、２つのベクトル
の角度差はＴＨθ＝ΔθＨ1 −ΔθＨ2 と一定値を示
す。
【０２２５】時間遅延差算出手段１４１は実施の形態２
と同じように動作し、フィルタリング手段１５６Ａの出
力のタイミング位相差データΔθＨ1 、シンボル周波数
成分量と、フィルタリング手段１５６Ｂの出力のタイミ
ング位相差データΔθＨ2 、シンボル周波数成分量を用
いて、時間遅延設定信号ｔ１i 、ｔ２i を出力する。す
なわち、この実施の形態３の時間遅延差算出手段１４１
では、式（24）のＴθ´の代わりに、ＴＨθ＝ΔθＨ1
−ΔθＨ2 を代入することで時間遅延差τが求められ、
フィルタリング手段１５６Ａの出力のシンボル周波数成
分量と、フィルタリング手段１５６Ｂの出力のシンボル
周波数成分量が、共に時間遅延測定用しきい値を越えた
場合のみ、τを有効な値として平均化に用い、平均化さ
れた値からｔ１i 、ｔ２i を求める。ｔ１i 、ｔ２i が
出力されたら、実施の形態１と同様に時間遅延手段６０
Ａ、６０Ｂでｔ１i 、ｔ２i を用いた時間遅延差を吸収
するような制御が行われる。
【０２２６】このように実施の形態３では、時間遅延差
測定用に固定クロックで動作する位相検出手段６２Ｃ、
６２Ｄと、フィルタリング手段１５６Ａ、１５６Ｂを設
けて時間遅延差を測定するため、タイミング位相制御動
作と無関係に、タイミング位相差データΔθＨ1 、Δθ
Ｈ2 と、各シンボル周波数成分量を時間遅延差を求める
ことができる。また、実施の形態２のようにタイミング
位相制御毎に各積分型フィルタの同相積分データ、直交
積分データが「０」リセットされないため、実施の形態
２より精度よく時間遅延差を測定することができる。
【０２２７】以上のように、この実施の形態３ではダイ
バーシティ方式を用いた場合に生じる、各検波手段２
Ａ、２Ｂにおける時間遅延差を実施の形態２より高精度
で求めることができ、時間遅延差を吸収することで、時
間遅延差によって生じるビット誤り率特性や、同期特性
の劣化を防ぐことができる。また、タイミング再生手段
５Ｃは実施の形態２と同様、ダイバーシティ手段出力を
用いないで、サンプリング回路３Ａ、３Ｂの出力の２つ
のベースバンド受信位相データを用いて動作するため、
ダイバーシティ手段４がどのような方式（選択合成、等
利得合成、最大比合成等）でも対処できる。
【０２２８】タイミング再生手段５Ｃにおける位相検出
手段６２Ａ、６２Ｂは、実施の形態１と同様にベースバ
ンド受信位相データから、シンボル周波数成分を、ラン
ダムパターン、プリアンブルパターン問わず効率良く抽
出することができる。積分合成フィルタリング手段１５
５は、各ブランチ毎に独立して周波数変換手段７２、シ
ンボル合成手段７３、積分型フィルタリング手段７４Ｂ
を設け、各積分型フィルタリング手段７４Ｂの出力を直
交・同相の各成分毎に合成してタイミング位相差データ
と、シンボル周波数成分量を求めるため、ダイバーシテ
ィ効果を実現し、フェージングや雑音などに強いタイミ
ング再生手段５Ｃを実現できる。また位相制御量決定手
段６５Ａでは、この合成されたシンボル周波数成分量か
ら回線断を検出し、回線断時は実施の形態１と同様に予
測制御を行うことで、回線断中もタイミング同期を維持
することができる。
【０２２９】以上のようにタイミング再生手段５Ｃは、
ランダムパターン、プリアンブルパターン問わず高速な
位相引き込み特性と、定常時の低ジッタ特性を実現し、
また回線断が生じるような劣悪な回線状況でもタイミン
グ同期を維持することができる。またタイミング再生手
段５Ｃを構成する各手段は、簡単なディジタル回路で実
現できるため、タイミング再生手段５Ｃは、ＬＳＩ化が
容易なディジタル回路で実現できる。
【０２３０】なお、この実施の形態３ではダイバーシテ
ィ受信装置のブランチの数はＫ＝２としたが、Ｋは２以
上の自然数なら幾つであってもよい。この場合ダイバー
シティ受信装置は、Ｋ個のアンテナで受信し、Ｋ個の受
信信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相信号に変換し
て出力し、Ｋ個の受信信号電力を出力するＫ個の検波手
段と、Ｋ個の時間遅延を吸収する時間遅延ｔ１i 〜ｔＫ
i が与えられるＫ個の時間遅延手段と、４倍再生クロッ
クで動作し、Ｋ個のベースバンド受信位相データ系列Ｙ
i を出力するＫ個のサンプリング手段と、４倍固定クロ
ックで動作し、Ｋ個の非同期ベースバンド受信位相デー
タ系列Ｑi を出力するＫ個のサンプリング手段と、Ｋ個
のベースバンド受信位相データ系列Ｙi と、Ｋ個の受信
信号電力を用いて判定データ系列を出力するダイバーシ
ティ手段と、タイミング再生手段、ナイキスト点抽出手
段で構成される。
【０２３１】またタイミング再生手段は、固定クロック
で動作するＫ個の位相検出手段、Ｋ個のフィルタリング
手段と、４倍再生クロックで動作するＫ個の位相検出手
段、Ｋ個の周波数変換手段、Ｋ個のシンボル合成手段、
Ｋ個の積分型フィルタリング手段、Ｋ個のシンボル周波
数成分量算出手段と、位相差算出手段、合成シンボル周
波数成分算出手段、位相制御量決定手段、位相制御手
段、タイミング位相制御間隔設定手段で構成される。
【０２３２】さらにこの実施の形態３におけるダイバー
シティ受信装置は、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式、Ｑ
ＰＳＫ変調方式、ＢＰＳＫ変調方式などの各ＰＳＫ変調
方式や、ＰＳＫ変調方式以外の変調方式で、受信信号の
位相変動に周期性がありその周期にタイミング位相を同
期させて情報データを抽出する変調方式であれば、どの
ような変調方式に対しても適用可能である。
【０２３３】実施の形態４． この実施の形態４は、Ｋ＝２個のアンテナで受信するダ
イバーシティ方式によるダイバーシティ通信装置であ
る。ダイバーシティ方式は、選択合成ダイバーシティ方
式、等利得合成ダイバーシティ方式、最大比合成ダイバ
ーシティ方式など、どの方式にも対応可能である。タイ
ミング再生手段は、オーバーサンプル４のπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調されたベースバンド受信位相データを用い
る。また実施の形態４では、タイミング再生手段のフィ
ルタリング手段にランダムウォークフィルタリング手段
を用いないで、高速タイミング位相引込み特性と、低ジ
ッタ特性を実現する。
【０２３４】図３５との対応部分に同一符号を付した図
４１は、この発明によるタイミング再生手段５Ｄと、こ
のタイミング再生手段５Ｄを含むダイバーシティ通信装
置の実施の形態４の構成を示す。図中４Ａはダイバーシ
ティ手段であり、タイミング再生手段５Ｄ中、１６５は
シンボル周波数成分合成フィルタリング手段である。ま
た、図３との対応部分に同一符号を付した図４２は、こ
の実施の形態のシンボル周波数成分合成フィルタリング
手段１６５の構成を示す。図中１６５ａはブランチ１側
の重み付け係数Ｗ1 入力端子、１６５ｂは偶数系列合成
シンボル周波数成分データ２入力端子、１６５ｃは奇数
系列合成シンボル周波数成分データ２入力端子、１６５
ｄはブランチ２側の重み付け係数Ｗ2 入力端子、１６６
Ａ、１６６Ｂ、１６６Ｃ、１６６Ｄは乗算器、１６７
Ａ、１６７Ｂは加算器である。
【０２３５】次に、この実施の形態４の動作について説
明する。初めに実施の形態４の全体の動作について説明
する。実施の形態２と同様に検波手段２Ａ、時間遅延手
段６０Ａ、サンプリング手段３Ａによって、ブランチ１
の４倍オーバーサンプルのベースバンド受信位相データ
１と、ブランチ１の受信信号電力を得る。また検波手段
２Ｂ、時間遅延手段６０Ｂ、サンプリング手段３Ｂによ
って、ブランチ２の４倍オーバーサンプルのベースバン
ド受信位相データ２と、ブランチ２の受信信号電力を得
る。ベースバンド位相データの分解能は５ビットであ
る。
【０２３６】ダイバーシティ手段４Ａは、サンプリング
手段３Ａ、３Ｂの出力のベースバンド受信位相データ
と、検波手段２Ａ、２Ｂからの各ブランチの受信信号電
力を用いて、選択合成ダイバーシティ方式、等利得合成
ダイバーシティ方式、最大比合成ダイバーシティ方式等
による信号合成処理を行って、合成したベースバンド受
信位相データ系列を出力する。またブランチ１の受信信
号電力を用いて、ベースバンド受信位相データ１の確か
らしさを係数Ｗ1 で出力する。同様にブランチ２の受信
信号電力を用いて、ベースバンド受信位相データ２の確
からしさを係数Ｗ2 で出力する。Ｗ1 、Ｗ2 の各係数は
値が大きい程、その時のベースバンド受信位相データが
確からしいことを示す。Ｗ1 、Ｗ2 の各係数は、各受信
信号電力を用いなくても、各ブランチのベースバンド受
信位相データの確からしさが判る情報なら何を用いても
よい。
【０２３７】また実施の形態３と同様に、サンプリング
手段３Ｃは、時間遅延手段６０Ａの出力の受信位相デー
タを、受信機の発振器を分周して生成される４倍オーバ
ーサンプルの固定クロックを用いてサンプリングし、ナ
イキスト点に同期しない４倍オーバーサンプルの非同期
ベースバンド受信位相データ１を出力する。サンプリン
グ手段３Ｄも同様に、時間遅延手段６０Ｂの出力の受信
位相データを、受信機の発振器を分周して生成される４
倍オーバーサンプルの固定クロックを用いてサンプリン
グし、ナイキスト点に同期しない４倍オーバーサンプル
の非同期ベースバンド受信位相データ２を出力する。
【０２３８】タイミング再生手段５Ｄは、サンプリング
手段３Ａ、３Ｂの出力のベースバンド受信位相データ
と、ダイバーシティ手段出力の係数Ｗ1 、Ｗ2 を用い
て、タイミング再生を行い、実施の形態１と同様にサン
プリング手段３Ａ、３Ｂにおいて、ナイキスト点位置の
ベースバンド受信位相データをサンプルするように４倍
再生クロック位相を制御する。またダイバーシティ手段
４Ａの出力の合成されたベースバンド受信位相データか
ら、ナイキスト点データを抽出するための再生クロック
を出力する。さらにタイミング再生手段５Ｄは、実施の
形態３と同様にサンプリング手段３Ｃ、３Ｄからの非同
期ベースバンド受信位相データを用いて、検波手段２
Ａ、２Ｂの入出力時間遅延差を算出し、時間遅延差を吸
収するような時間遅延設定信号ｔ１i 、ｔ２i を出力す
る。
【０２３９】ナイキスト点抽出手段６は、実施の形態１
と同様に、タイミング再生手段５Ｄの再生クロックでダ
イバーシティ手段４Ａの出力からナイキスト点データを
抽出して出力する。時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂは、実
施の形態１と同様に、時間遅延が算出されたら時間遅延
設定信号ｔ１i 、ｔ２i の値に応じてシフトレジスタの
値を１〜ｍｘ段にそれぞれ設定し、時間遅延差を吸収す
る。
【０２４０】次に、実施の形態４のタイミング再生手段
５Ｄの動作について説明する。実施の形態３と同様、サ
ンプリング手段３Ａの出力の４倍オーバーサンプルベー
スバンド受信位相データは、位相検出手段６２Ａに入力
される。位相検出手段６２Ａは偶数系列合成シンボル周
波数成分データ１と、奇数系列合成シンボル周波数成分
データ１を出力する。同様にサンプリング手段３Ｂの出
力の４倍オーバーサンプルベースバンド受信位相データ
は、位相検出手段６２Ｂに入力される。位相検出手段６
２Ｂは偶数系列合成シンボル周波数成分データ２と、奇
数系列合成シンボル周波数成分データ２を出力する。
【０２４１】シンボル周波数成分合成フィルタリング手
段１６５は、位相検出手段６２Ａの出力の偶数系列合成
シンボル周波数成分データ１、奇数系列合成シンボル周
波数成分データ１と、位相検出手段６２Ｂの出力の偶数
系列合成シンボル周波数成分データ２、奇数系列合成シ
ンボル周波数成分データ２と、ダイバーシティ手段５Ａ
の出力の係数Ｗ1 、Ｗ2 を用いてタイミング位相差デー
タと、シンボル周波数成分量を求める。
【０２４２】シンボル周波数成分合成フィルタリング手
段１６５の動作を、図４２を用いて説明する。図４２に
おいて、入力端子６３ｂからの偶数系列合成シンボル周
波数成分データ１と、入力端子６３ｃからの奇数系列合
成シンボル周波数成分データ１は、それぞれ乗算器１６
６Ａ、１６６Ｂで、入力端子１６５ａから入力されるブ
ランチ１の受信位相データの信頼度を表す係数Ｗ1 と乗
算される。同様に、入力端子１６５ｂからの偶数系列合
成シンボル周波数成分データ２と、入力端子１６５ｃか
らの奇数系列合成シンボル周波数成分データ２は、それ
ぞれ乗算器１６６Ｃ、１６６Ｄで、入力端子１６５ｄか
ら入力されるブランチ２の受信位相データの信頼度を表
す係数Ｗ2 と乗算される。加算器１６７Ａは、乗算器１
６６Ａの出力と乗算器１６６Ｃの出力を加算し、総合偶
数系列シンボル周波数成分データとして出力する。加算
器１６７Ｂは、乗算器１６６Ｂの出力と乗算器１６６Ｄ
の出力を加算し、総合奇数系列シンボル周波数成分デー
タとして出力する。
【０２４３】ここまでのシンボル周波数成分合成フィル
タリング手段１６５の動作を図４３を用いて説明する。
ブランチ１側の位相検出手段６２Ａの出力を図４３
（Ａ）に示し、ブランチ１側のＷ1 を図４３（Ｂ）に示
し、ブランチ２側の位相検出手段６２Ｂの出力を図４３
（Ｃ）に示し、ブランチ２側のＷ2 を図４３（Ｄ）に示
した場合、加算器１６７Ｂの出力の総合奇数系列シンボ
ル周波数成分データは図４３（Ｅ）の点線、加算器１６
７Ａの出力の総合偶数系列シンボル周波数成分データは
図４３（Ｅ）の実線のようになる。但し、図４３
（Ａ）、図４３（Ｃ）の実線は各比較器出力の偶数系列
合成シンボル周波数成分データ、図４３（Ａ）、図４３
（Ｃ）の点線は各比較器出力の奇数系列合成シンボル周
波数成分データである。また、図中の時間軸方向の目盛
りはシンボル周期単位であり、Ｔはシンボル周期であ
る。
【０２４４】この例では、各比較器出力（図４３
（Ａ）、図４３（Ｃ））の偶数系列合成シンボル周波数
成分データと、奇数系列合成シンボル周波数成分データ
が、本来シンボル周期Ｔで綺麗な正弦波をそれぞれ描く
ところ、雑音やフェージングの影響を受けて、部分的に
歪んでしまっている場合の動作である。また、偶数系列
合成シンボル周波数成分データと、奇数系列合成シンボ
ル周波数成分データが歪んでしまう場所では、係数Ｗ
1 、Ｗ2 は、受信信号の信頼性が低いことを示す小さな
値を示す。
【０２４５】ブランチ１側の位相検出手段６２Ａの出力
（図４３（Ａ））は、係数Ｗ1 の値が落ち込む時間Ｔ〜
２Ｔと、時間４Ｔ付近で歪み、またブランチ２側の位相
検出手段６２Ｂの出力（図４３（Ｃ））は、係数Ｗ2 の
値が落ち込む時間０、３Ｔ、５Ｔ〜６Ｔで歪む。このよ
うに、ブランチ１側の位相検出手段６２Ａの出力（図４
３（Ａ））と、ブランチ２側の位相検出手段６２Ｂの出
力が部分的に歪んでいる場合でも、両者を合成すること
で歪みを軽減することができる。図４３（Ｅ）は係数Ｗ
1 、Ｗ2 の重み付けを行わず、単純に図４３（Ａ）と図
４３（Ｃ）を加算した場合の総合偶数系列シンボル周波
数成分データと、総合奇数系列シンボル周波数成分デー
タを示しているが、図４３（Ａ）、図４３（Ｃ）の各出
力と比較して歪みが軽減され、シンボル周波数成分が十
分存在していることが判る。図４３（Ａ）、図４３
（Ｃ）の各出力に係数Ｗ1 、Ｗ2 の重み付けを行ってか
ら加算した場合は、更に歪みが軽減され、綺麗なシンボ
ル周波数成分が得られる。
【０２４６】このようにシンボル周波数成分合成フィル
タリング手段１６５は、係数Ｗ1 、Ｗ2 の重み付けを行
わずに加算するだけでも、ダイバーシティ効果が得られ
るため、係数Ｗ1 、Ｗ2 のデータを用いなくても良い。
この場合、生成されるシンボル周波数成分の精度は、係
数Ｗ1 、Ｗ2 のデータを用いた場合の精度より多少劣る
が、図４２において、入力端子１６５ａ、１６５ｄ、乗
算器１６６Ａ〜１６５Ｄが不要となるため、回路規模の
縮小が図れる。またこの場合、加算器１６７Ａは偶数系
列合成シンボル周波数成分データ１と、偶数系列合成シ
ンボル周波数成分データ２を加算し、加算器１６７Ｂは
奇数系列合成シンボル周波数成分データ１と、奇数系列
合成シンボル周波数成分データ２を加算するだけで良
い。
【０２４７】実施の形態１と同様に、周波数変換手段７
２は、加算器１６７Ａの出力の総合偶数系列シンボル周
波数成分データと、加算器１６７Ｂの出力の総合奇数系
列シンボル周波数成分データを用いて、複素直流成分デ
ータを出力する。また実施の形態１と同様に、シンボル
合成手段７３は、複素直流成分を１シンボル毎に合成
し、シンボル同相成分とシンボル直交成分を出力し、積
分型フィルタリング手段７４は、シンボル同相成分とシ
ンボル直交成分をフィルタリングし、同相積分データと
直交積分データを出力する。実施の形態１と同様に、位
相差算出手段７５は、直交積分データと同相積分データ
からタイミング位相差データを算出し、その算出結果を
出力端子６３ｈから出力し、シンボル周波数成分量算出
手段７６は、同相積分データと直交積分データを用い
て、シンボル周波数成分量を算出して出力端子６３ｉか
ら出力する。
【０２４８】以上のようにして、シンボル周波数成分合
成フィルタリング手段１６５から出力されるタイミング
位相差と、シンボル周波数成分量は、位相制御量決定手
段６４Ａに入力され、実施の形態３と同じ要領で位相制
御データを決定し、タイミング位相制御間隔設定手段６
４で設定される時間間隔で、位相制御データが位相制御
手段６６に入力される。位相制御手段６６は、実施の形
態１と同じように位相制御データを用いてクロック位相
を制御し、位相制御完了信号と再生クロック、４倍再生
クロックを出力する。
【０２４９】次に時間遅延差を測定する動作は、実施の
形態３と同様であり、位相検出手段６２Ｃ、６２Ｄ、フ
ィルタリング手段１５６Ａ、１５６Ｂ、時間遅延差測定
手段１４１によって、ｔ１i 、ｔ２i が出力され、実施
の形態１と同様に時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂでｔ１
i 、ｔ２i を用いた時間遅延差を吸収するような制御が
行われる。このように、実施の形態４も実施の形態３と
同様に、時間遅延差測定用に固定クロックで動作する位
相検出手段６２Ｃ、６２Ｄと、フィルタリング手段１５
６Ａ、１５６Ｂを設けて時間遅延差を測定するため、タ
イミング位相制御動作と無関係に、タイミング位相差デ
ータΔθＨ1 、ΔθＨ2 と、各シンボル周波数成分量を
時間遅延差を求めることができる。
【０２５０】また、実施の形態２のようにタイミング位
相制御毎に各積分型フィルタの同相積分データ、直交積
分データが「０」リセットされないため、実施の形態２
より精度よく時間遅延差を測定することができる。さら
にサンプリング回路３Ａ、３Ｂの出力の２つのベースバ
ンド受信位相データを用いてタイミング位相差データ
と、シンボル周波数成分量を求める手段に、実施の形態
３では２個の位相検出手段と積分合成フィルタリング手
段１５５を用いていたのに対し、実施の形態４では、２
個の位相検出手段とシンボル周波数成分合成フィルタリ
ング手段１６５を用いている。積分合成フィルタリング
手段１５５と、シンボル周波数成分合成フィルタリング
手段１６５を比較すると、両者ともダイバーシティ効果
を実現しているが、図３６と図４２を比較して判るよう
に、シンボル周波数成分合成フィルタリング手段１６５
の回路規模は、積分合成フィルタリング手段１５５の１
／２程度であるため、実施の形態４のほうが実施の形態
３より回路規模は小さくなる。
【０２５１】以上のように、この実施の形態４ではダイ
バーシティ方式を用いた場合に生じる、各検波手段にお
ける時間遅延差を実施の形態２より高精度で求めること
ができ、時間遅延差を吸収することで、時間遅延差によ
って生じるビット誤り率特性や、同期特性の劣化を防ぐ
ことができる。またタイミング再生手段５Ｄは、ダイバ
ーシティ手段４Ａがどのような方式（選択合成、等利得
合成、最大比合成など）でも対処できる。
【０２５２】タイミング再生手段５Ｄにおける位相検出
手段６２Ａ、６２Ｂは、実施の形態１と同様にベースバ
ンド受信位相データから、シンボル周波数成分を、ラン
ダムパターン、プリアンブルパターン問わず効率良く抽
出することができる。シンボル周波数成分合成フィルタ
リング手段１６５は、各ブランチからのシンボル周波数
成分を合成してから、実施の形態１のフィルタリング手
段と同様の動作によって、タイミング位相差データと、
シンボル周波数成分量を求めるため、回路規模の縮小を
図りつつダイバーシティ効果を実現している。このダイ
バーシティ効果により、実施の形態３と同様、フェージ
ングや雑音などに強いタイミング再生手段５Ｄを実現で
きる。また実施の形態３と同様、位相制御量決定手段６
４Ａにより、回線断を検出し、回線断時は実施の形態１
と同様に予測制御を行うことで、回線断中もタイミング
同期を維持することができる。
【０２５３】以上のようにタイミング再生手段５Ｄは、
ランダムパターン、プリアンブルパターン問わず高速な
位相引き込み特性と、定常時の低ジッタ特性を実現し、
また回線断が生じるような劣悪な回線状況でもタイミン
グ同期を維持することができる。またタイミング再生手
段５Ｄを構成する各手段は、簡単なディジタル回路で実
現できるため、タイミング再生手段５Ｄは、ＬＳＩ化が
容易なディジタル回路で実現できる。
【０２５４】なお上述した実施の形態４においては、ダ
イバーシティ受信装置のブランチの数はＫ＝２とした
が、Ｋは２以上の自然数なら幾つであってもよい。この
場合ダイバーシティ受信装置は、Ｋ個のアンテナで受信
し、Ｋ個の受信信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相
信号に変換して出力し、Ｋ個の受信信号電力を出力する
Ｋ個の検波手段と、Ｋ個の時間遅延を吸収する時間遅延
ｔ１i 〜ｔＫi が与えられるＫ個の時間遅延手段と、４
倍再生クロックで動作し、Ｋ個のベースバンド受信位相
データ系列Ｙi を出力するＫ個のサンプリング手段と、
４倍固定クロックで動作し、Ｋ個の非同期ベースバンド
受信位相データ系列Ｑi を出力するＫ個のサンプリング
手段と、Ｋ個のベースバンド受信位相データ系列Ｙi
と、Ｋ個の受信信号電力を用いて判定データ系列とＫ個
の重み付け係数Ｗ1 〜ＷK とを出力するダイバーシティ
手段と、タイミング再生手段、ナイキスト点抽出手段で
構成される。またタイミング再生手段５Ｄは、固定クロ
ックで動作するＫ個の位相検出手段、Ｋ個のフィルタリ
ング手段と、４倍再生クロックで動作するＫ個の位相検
出手段、周波数変換手段、シンボル合成手段、積分型フ
ィルタリング手段、シンボル周波数成分量算出手段と、
位相差算出手段、位相制御量決定手段、位相制御手段、
タイミング位相制御間隔設定手段で構成される。
【０２５５】さらに上述した実施の形態４におけるダイ
バーシティ受信装置においては、π／４シフトＱＰＳＫ
変調方式、ＱＰＳＫ変調方式、ＢＰＳＫ変調方式などの
各ＰＳＫ変調方式や、ＰＳＫ変調方式以外の変調方式
で、受信信号の位相変動に周期性がありその周期にタイ
ミング位相を同期させて情報データを抽出する変調方式
であれば、どのような変調方式に対しても適用可能であ
る。
【０２５６】実施の形態５． この実施の形態５は、Ｋ＝２個のアンテナで受信する選
択合成ダイバーシティ方式によるダイバーシティ通信装
置である。タイミング再生手段は、オーバーサンプル４
のπ／４シフトＱＰＳＫ変調されたベースバンド受信位
相データを用いる。図１との対応部分に同一符号を付し
た図４４は、この発明によるタイミング再生手段５Ｅ
と、このタイミング再生手段５Ｅを含むダイバーシティ
通信装置の実施の形態５の構成を示す。図中６３Ｃはフ
ィルタリング手段である。また図４５は、この実施の形
態５のフィルタリング手段６３Ｃの構成であり、７４Ｃ
は積分型フィルタリング手段、７６Ｂはシンボル周波数
成分量算出手段である。
【０２５７】図６との対応部分に同一符号を付した図４
６は、実施の形態５の積分型フィルタリング手段７４Ｃ
の構成であり、図中１６８ａはフィルタ動作停止用デー
タ入力端子、１６８はウェイトゲート作成手段である。
また図８との対応部分に同一符号を付した図４７は、こ
の実施の形態５のシンボル周波数成分量算出手段７６Ｂ
の構成であり、１６９は象限ビット削減手段、１７０は
比較器、１７１は減算器、１７２はセレクタ、１６９ａ
はフィルタ動作停止用データ出力端子である。
【０２５８】次に、実施の形態５の動作について説明す
る。初めに、実施の形態５の全体動作について説明す
る。実施の形態１と同様に検波手段２Ａ、時間遅延手段
６０Ａ、サンプリング手段３Ａによって、ブランチ１の
４倍オーバーサンプルのベースバンド受信位相データ１
と、ブランチ１の受信信号電力を得る。また検波手段２
Ｂ、時間遅延手段６０Ｂ、サンプリング手段３Ｂによっ
て、ブランチ２の４倍オーバーサンプルのベースバンド
受信位相データ２と、ブランチ２の受信信号電力を得
る。ベースバンド位相データの分解能は５ビットであ
る。選択ダイバーシティ手段６１は、実施の形態１と同
様にサンプリング手段３Ａ、３Ｂの出力のベースバンド
受信位相データと、検波手段２Ａ、２Ｂからの各ブラン
チの受信信号電力を用いて、選択合成ダイバーシティ方
式による信号処理を行い、選択したベースバンド受信位
相データ系列と、検波後選択信号を出力する。
【０２５９】タイミング再生手段５Ｅは実施の形態１と
同様、選択ダイバーシティ手段６１の出力のベースバン
ド受信位相データ系列と、検波後選択信号を用いてタイ
ミング再生を行い、ナイキスト点位置のベースバンド受
信位相データをサンプルするように４倍再生クロック位
相を制御する。また選択ダイバーシティ手段６１の出力
の合成されたベースバンド受信位相データから、ナイキ
スト点データを抽出するための再生クロックを出力す
る。さらにタイミング再生手段５Ｅは、実施の形態１と
同様の動作によって、検波手段２Ａ、２Ｂの入出力時間
遅延差を算出し、時間遅延差を吸収するような時間遅延
設定信号ｔ１i 、ｔ２i を出力する。
【０２６０】ナイキスト点抽出手段６は、実施の形態１
と同様に、タイミング再生手段５Ｅの再生クロックで選
択ダイバーシティ手段６１の出力からナイキスト点デー
タを抽出して出力する。時間遅延手段６０Ａ、６０Ｂ
は、実施の形態１と同様に、時間遅延が算出されたら時
間遅延設定信号ｔ１i 、ｔ２i の値に応じてシフトレジ
スタの値を１〜ｍｘ段にそれぞれ設定し、時間遅延差を
吸収する。
【０２６１】次に、この実施の形態５のタイミング再生
手段５Ｅの動作について説明する。実施の形態１と同
様、選択ダイバーシティ手段６１の出力の合成されたベ
ースバンド受信位相データは、位相検出手段６２に入力
される。位相検出手段６２は偶数系列合成シンボル周波
数成分データと、奇数系列合成シンボル周波数成分デー
タを出力する。フィルタリング手段６３Ｃは、位相検出
手段６２の出力の偶数系列合成シンボル周波数成分デー
タ、奇数系列合成シンボル周波数成分データを用いてタ
イミング位相差データ、シンボル周波数成分量、アップ
信号、ダウン信号を求め出力する。
【０２６２】フィルタリング手段６３Ｃの動作を、図４
５を用いて説明する。図４５において、入力端子６３ｂ
からの偶数系列合成シンボル周波数成分データと、入力
端子６３ｃからの奇数系列合成シンボル周波数成分デー
タは、周波数変換手段７２に入力される。周波数変換手
段７２は、実施の形態１と同じ動作を行って複素直流成
分データを出力する。また実施の形態１と同様に、シン
ボル合成手段７３は、複素直流成分を１シンボル毎に合
成し、シンボル同相成分とシンボル直交成分を出力す
る。積分型フィルタリング手段７４Ｃは、シンボル同相
成分とシンボル直交成分をフィルタリングし、同相積分
データと直交積分データを出力する。シンボル周波数成
分量算出手段７６Ｂは、同相積分データと直交積分デー
タを用いてシンボル周波数成分量を算出し、出力端子６
３ｉから出力する。また積分型フィルタリング手段７４
Ｃに、無限インパルス型フィルタリング動作を停止さ
せ、累積加算動作させる時間を示すフィルタ動作停止用
データを出力する。
【０２６３】シンボル周波数成分量算出手段７６Ｂの動
作を、図４７を用いて説明する。実施の形態１と同様
に、入力端子７６ａからの直交積分データを絶対値変換
したデータと、入力端子７６ｂからの同相積分データを
絶対値変換したデータのうち、大きい値を示すデータが
セレクタ１０２から出力される。実施の形態１では、こ
のセレクタ１０２の出力に、タイミング位相差データに
よって求まる重み付け値を乗算することで、算出誤差の
ないシンボル周波数成分量を求めているが、この重み付
け値を乗算する手段は大きな回路規模を要する。そこで
この実施の形態５では、この重み付け値を乗算する手段
を廃止し、セレクタ１０２の出力をシンボル周波数成分
量とし、代わりにタイミング位相差データを用いて積分
型フィルタリング手段７４Ｃの動作を制御することで、
実施の形態１より小さな回路規模でシンボル周波数成分
量の算出誤差を抑制している。
【０２６４】上記のタイミング位相差データを用いた積
分型フィルタリング手段７４Ｃ動作の制御を、図４７、
図４８を用いて説明する。実施の形態１で述べたよう
に、タイミング位相差データから、セレクタ１０２の出
力のシンボル周波数成分量の誤差を求めることができ
る。０〜２π［ラジアン］のデータ範囲を示すタイミン
グ位相差データΔθを、実施の形態１と同様、０〜31の
５ビットで表現し、本来のシンボル周波数成分量をＡと
すると、Δθをπ／２［ラジアン］で除算した場合の余
剰、 mod（Δθ、π／２）と、セレクタ１０２の出力の
シンボル周波数成分量の関係は、図４８の関係となる。
図４８から判るように、セレクタ１０２の出力のシンボ
ル周波数成分量は、本来のシンボル周波数成分量Ａより
大きな値を示すことはなく、 mod（Δθ、π／２）＝４
の場合に、最もＡから大きな誤差を示す値、「Ａ× cos
（π／４）」を示す。
【０２６５】タイミング位相差データΔθは、図４７の
象限ビット削減手段１６９によって、 mod（Δθ、π／
２）に変換される。比較器１７０は、 mod（Δθ、π／
２）とπ／４（この実施の形態５では「４」に相当）を
比較し、 mod（Δθ、π／２）がπ／４より大きけれ
ば、減算器１７１でπ／２（この実施の形態では「８」
に相当）から mod（Δθ、π／２）を減算したデータ
を、それ以外は「 mod（Δθ、π／２）」を選択する信
号を出力する。セレクタ１７２は、この比較器１７０の
出力の信号を選択信号に用いてデータを選択し、選択し
たデータをフィルタ動作停止用データとして、出力端子
１６９ａから出力する。従ってこの実施の形態５では、
mod（Δθ、π／２）とフィルタ動作停止用データの関
係は、図４８に示されるようになる。
【０２６６】タイミング位相差データΔθによる位相制
御が行われると、積分型フィルタリング手段７４Ｃにお
いて、位相制御完了信号によって実施の形態１と同様、
セレクタ１０２の出力のシンボル周波数成分量が、同相
積分成分データにロードされ、「０」が直交積分成分デ
ータにロードされる。上記算出誤差によって、本来のシ
ンボル周波数成分量Ａより小さな値を示すセレクタ１０
２の出力のシンボル周波数成分量が、積分型フィルタリ
ング手段７４Ｃに入力されるため、位相制御後のシンボ
ル周波数成分量は、位相制御前のシンボル周波数成分量
の cos（ｘπ／16）倍（但し、ｘはフィルタ動作停止用
データである）となり、ｘ≠０を示す場合、シンボル周
波数成分量は位相制御時に失われることになる。
【０２６７】実施の形態１と同様、積分型フィルタリン
グ手段７４Ｃは図４６に示すように、シンボル周波数成
分量が無限インパルス応答切換えしきい値を越えたら、
レジスタ９６Ａ、９６Ｂの各出力に、ａ（＜０）を１シ
ンボル毎に乗算し、累積加算動作から無限インパルス型
フィルタリング動作に切り替わる。ところが実施の形態
１と異なり、実施の形態５ではシンボル周波数成分量が
無限インパルス応答切換えしきい値を越えた後でも、位
相制御時にシンボル周波数成分量が失われる場合は、失
われたシンボル周波数成分量に相当する無限インパルス
型フィルタの時定数だけ無限インパルス型フィルタリン
グ動作を停止し、累積加算動作を行う。
【０２６８】すなわちこの実施の形態５では、位相制御
毎にシンボル周波数成分量の減少量cos（ｘπ／16）に
相当するａを用いた無限インパルス型フィルタの時定数
ＴＷ［シンボル］を算出し、位相制御毎にＴＷ［シンボ
ル］だけａによる乗算を中止し、積分型フィルタリング
手段７４Ｃを累積加算動作とすることで、位相制御時の
シンボル周波数成分量の損失を補う。そして、 cos（ｘ
π／16）＝ａTWを満たすＴＷを算出すればよく、ＴＷは
以下の式（25）で求まる。 ＴＷ＝ loga （ｘπ／16） ……（25） 例えば、ａ＝0.98とした場合のＴＷは、図４８に示す値
となる。
【０２６９】図４６の積分型フィルタリング手段７４Ｃ
において、入力端子１６８ａから入力されるフィルタ動
作停止用データｘは、ウェイトゲート作成手段１６８に
入力される。ウェイトゲート作成手段１６８では、フィ
ルタ動作停止用データｘからＴＷが算出され、図４９に
示すように位相制御後に論理「１」をＴＷ［シンボル］
間出力するようなゲート信号を生成する。セレクタ９９
は、ウェイトゲート作成手段１６８の出力が論理「１」
を示したら、「１」を出力し、再びウェイトゲート作成
手段１６８の出力が論理「０」を示したら、「ａ」を出
力する。以上の動作によって、積分型フィルタリング手
段７４Ｃは、累積加算動作と無限インパルス型フィルタ
リング動作を切り替えていく。なおｘからＴＷへの変換
はＲＯＭを用いるようになされている。例えばａ＝0.98
の場合、図４８に示すフィルタ動作停止用データ「０、
１、２、３、４」に対して、「０、１、４、９、17」の
各ＴＷに変換するＲＯＭを作成すれば良い。
【０２７０】図４９は、シンボル周波数成分量が無限イ
ンパルス応答切換えしきい値を十分越えている状態にお
いて、初めタイミング位相差データ「13」を用いた位相
制御、次にタイミング位相差データ「30」を用いた位相
制御が行われた場合の積分型フィルタリング手段７４Ｃ
の動作を示している。初め、シンボル周波数成分量算出
手段７６Ｂは、タイミング位相差データ「13」からフィ
ルタ動作停止用データ「３」を求め、ウェイトゲート作
成手段１６８は、フィルタ動作停止用データ「３」から
「ＴＷ＝９」を求め、９［シンボル］分論理「１」を示
す信号を出力する。９［シンボル］分の論理「１」の時
間、積分型フィルタリング手段７４Ｃは累積加算動作を
行い、それ以降２回目の位相制御までの論理「０」の時
間、無限インパルス型フィルタリング動作を行う。次に
２回目の位相制御では、シンボル周波数成分量算出手段
７６Ｂは、タイミング位相差データ「30」からフィルタ
動作停止用データ「２」を求め、ウェイトゲート作成手
段１６８は、フィルタ動作停止用データ「２」から「Ｔ
Ｗ＝４」を求め、４［シンボル］分論理「１」を示す信
号を出力する。４［シンボル］分の論理「１」の時間、
積分型フィルタリング手段７４Ｃは累積加算動作を行
い、それ以降の論理「０」出力時間は、無限インパルス
型フィルタリング動作を行う。
【０２７１】以上のように、実施の形態５のフィルタリ
ング手段６３Ｃは、積分型フィルタリング手段７４Ｃ
を、無限インパルス型フィルタリング動作中に、位相制
御時に失われるシンボル周波数成分量に応じて、一時的
に累積加算動作に切換え、シンボル周波数成分量の損失
を補うため、回路規模の大きな重み付け手段１０３（図
８）を用いなくても、シンボル周波数成分量の算出誤差
による悪影響（ジッタ量の増加などの各同期特性の劣
化）を回避することができる。また位相差算出手段７５
は、実施の形態１と同様に、直交積分データと同相積分
データからタイミング位相差データを算出し、その算出
結果を出力端子６３ｈから出力する。また、ランダムウ
ォークフィルタリング手段７７は、実施の形態１と同様
に動作し、アップ信号を出力端子６３ｊから、ダウン信
号を出力端子６３ｋから出力する。
【０２７２】以上のようにして、フィルタリング手段６
３Ｃから出力されるタイミング位相差データ、シンボル
周波数成分量、アップ信号、ダウン信号は、位相制御量
決定手段６５に入力され、実施の形態１と同じ要領で位
相制御データを決定し、タイミング位相制御間隔設定手
段６４で設定される時間間隔で、位相制御データが位相
制御手段６６に入力される。位相制御手段６６は、実施
の形態１と同じように位相制御データを用いてクロック
位相を制御し、位相制御完了信号と再生クロック、４倍
再生クロックを出力する。
【０２７３】また、検波手段２Ａと２Ｂとの時間遅延差
を測定する動作は、実施の形態１と同様であり、位相制
御量決定手段６５の出力の位相制御データ、ＡＦＣアッ
プ信号、ＡＦＣダウン信号、回線断検出信号、周波数偏
差測定完了信号と、選択合成ダイバーシティ手段６１の
出力の検波後選択信号を用いる時間遅延差算出手段６７
によってｔ１i 、ｔ２i が出力され、時間遅延手段６０
Ａ、６０Ｂでｔ１i 、ｔ２i を用いた時間遅延差を吸収
する制御が行われる。
【０２７４】以上のように、この実施の形態５は実施の
形態１と同様に、検波後選択ダイバーシティ方式を用い
た場合に生じる各検波手段における時間遅延差を吸収
し、時間遅延差によって生じるビット誤り率特性や、同
期特性の劣化を防ぐことができるダイバーシティ受信装
置を実現する。またタイミング再生手段５Ｅにおける位
相検出手段６２Ａは、実施の形態１と同様にベースバン
ド受信位相データから、シンボル周波数成分を、ランダ
ムパターン、プリアンブルパターン問わず効率良く抽出
することができる。フィルタリング手段６３Ｃは、実施
の形態１のフィルタリング手段より小さな回路規模で、
シンボル周波数成分量の算出誤差による悪影響を回避し
ながら、タイミング位相差データと、シンボル周波数成
分量を精度よく求めることができる。また実施の形態１
と同様、位相制御量決定手段６５により、回線断を検出
し、回線断時は予測制御を行うことで、回線断中もタイ
ミング同期を維持することができる。
【０２７５】以上のようにタイミング再生手段５Ｅは、
ランダムパターン、プリアンブルパターン問わず高速な
位相引き込み特性と、定常時の低ジッタ特性を実現し、
また回線断が生じるような劣悪な回線状況でもタイミン
グ同期を維持することができる。また上記各検波手段に
おける時間遅延差を算出することができる。タイミング
再生手段５Ｅを構成する各手段は、簡単なディジタル回
路で実現できるため、タイミング再生手段５Ｅは、ＬＳ
Ｉ化が容易なディジタル回路で実現できる。
【０２７６】なお上述した実施の形態５においては、ダ
イバーシティ受信装置のブランチの数はＫ＝２とした
が、Ｋは２以上の自然数なら幾つであっても良い。この
場合ダイバーシティ受信装置は、Ｋ個のアンテナで受信
し、Ｋ個の受信信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相
信号に変換して出力し、Ｋ個の受信信号電力を出力する
Ｋ個の検波手段と、Ｋ個の時間遅延を吸収する時間遅延
ｔ１i 〜ｔＫi が与えられるＫ個の時間遅延手段と、４
倍再生クロックで動作し、Ｋ個のベースバンド受信位相
データ系列Ｙi を出力するＫ個のサンプリング手段と、
Ｋ個のベースバンド受信位相データ系列Ｙi のうち、最
も受信信号電力の強い値を選択して出力し、同時にどの
ブランチ（１〜Ｋ）を選択したかを示す検波後選択信号
を出力する選択合成ダイバーシティ手段と、タイミング
再生手段、ナイキスト点抽出手段で構成される。またタ
イミング再生手段の時間遅延差算出手段はどのブランチ
（１〜ｋ）を選択したかを示す検波後選択信号と、位相
制御データを用いてＫ個の時間遅延を吸収する時間遅延
ｔ１i 〜ｔＫi を出力する。
【０２７７】さらに上述した実施の形態５におけるダイ
バーシティ受信装置では、π／４シフトＱＰＳＫ変調方
式、ＱＰＳＫ変調方式、ＢＰＳＫ変調方式などの各ＰＳ
Ｋ変調方式や、ＰＳＫ変調方式以外の変調方式で、受信
信号の位相変動に周期性がありその周期にタイミング位
相を同期させて情報データを抽出する変調方式であれ
ば、どのような変調方式に対しても適用可能である。
【０２７８】
【発明の効果】上述のようにこの発明によれば、受信Ｐ
ＳＫ信号を、Ｘ（Ｘは４以上の自然数）倍オーバーサン
プリングして得た受信位相データ系列Ｙi （ｉは２以上
の自然数）から、簡単な加減算を含む信号処理で、キャ
リア周波数偏差に影響されないｊ個のシンボル周波数成
分を含むデータ系列を抽出することができ、またｊ個の
シンボル周波数成分を含むデータ系列を合成すること
で、ラジアン表示でπ／４の位相差のある、Ｓ／Ｎ比が
良く、キャリア周波数偏差に影響されないシンボル周波
数成分を含む、２つのデータ系列が得られ、さらに２つ
のシンボル周波数成分を含むデータ系列をタイミング再
生に用いることで、雑音に強く、キャリア周波数偏差に
影響されないタイミング再生手段を実現できる。
【０２７９】さらに次の発明によれば、ラジアン表示で
π／４の位相差のある２つのシンボル周波数成分を含む
データ系列を、１つの複素直流成分に周波数変換するこ
とで、Ｓ／Ｎ比が向上し、ＤＣ成分を、積分型フィルタ
リング手段でローパスフィルタリングすることで、シン
ボル周波数成分量とタイミング位相差が得られ、タイミ
ング位相差を打ち消す位相制御時に、積分型フィルタリ
ング手段の直交積分データを零にリセットし、同相積分
データにシンボル周波数成分量をセットすることで、積
分型フィルタに蓄積されたシンボル周波数成分を保持し
ながら、シンボルクロック位相をナイキスト点に同期さ
せることが可能となり、高速引込み特性と、定常時の低
ジッタ特性を有するフィードバック型のタイミング再生
手段を実現できる。
【０２８０】さらに次の発明によれば、上述に加えて、
簡単な累積加算を含む信号処理で、オーバーフローを起
こさずに、シンボル周波数成分を高速に蓄積することが
可能な積分型フィルタリング手段を有するタイミング再
生手段を実現できる。
【０２８１】さらに次の発明によれば、上述に加えて、
シンボル周波数成分蓄積後は、無限インパルス応答型フ
ィルタでフィルタリングすることで、良好な位相追随性
を示す積分型フィルタリング手段を有するタイミング再
生手段を実現できる。
【０２８２】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
シンボル周波数成分量算出手段を、直交積分データと同
相積分データを用いた、比較器とセレクタで構成される
簡単な信号処理で実現し得るタイミング再生手段を実現
できる。
【０２８３】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
タイミング位相差データを用いた簡単な手段で求まるシ
ンボル数だけ、無限インパルス型フィルタリング手段に
よる動作を停止し、累積加算動作を行うことにより、シ
ンボル周波数成分量の算出誤差による、タイミング位相
制御時におけるフィルタのシンボル周波数成分量の減少
をなくし、上述に比して一段とクロックのジッタ量が低
減できるタイミング再生手段を実現できる。
【０２８４】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
クロック位相引込み時だけ短い時定数の積分型フィルタ
リング手段を用い、定常時はアップダウンカウンタを含
む簡単な手段で構成可能なランダムウオークフィルタ手
段で動作するため、小さなハードウェア規模で、フィー
ドバック型のタイミング再生手段が得られ、またランダ
ムウオークフィルタは、Ｓ／Ｎの良いシンボル直交成分
信号の符号ビットを用いて動作するため、従来のランダ
ムウオークフィルタを用いたタイミング再生方式より、
クロック位相追随性とジッタ特性を向上し得るタイミン
グ再生手段を実現できる。
【０２８５】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
位相制御データを用いて送受信のクロック原振周波数偏
差を測定し、回線断が生じたら、測定した値を用いてク
ロック原振周波数偏差による位相変動にシンボルクロッ
クを追随させことで、回線断が生じるような劣悪な条件
下でも、クロック同期を維持することが可能なタイミン
グ再生手段を実現できる。
【０２８６】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
位相制御データを用いた、累積加算動作を含む簡単な信
号処理で、高精度にクロック原振周波数偏差を測定する
クロック原振周波数偏差測定手段を有するタイミング再
生手段を実現できる。
【０２８７】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
タイミング位相制御間隔設定信号の周期を、タイミング
位相引き込み時と定常時で可変にすることで、上述より
更に高速なタイミング位相引き込みと、低ジッタ特性を
両立できるタイミング再生手段を実現できる。
【０２８８】 また次の発明によれば、Ｋ個のベースバン
ド位相信号の各時間遅延差を、タイミング再生手段で算
出し、Ｋ個の時間遅延手段で、ベースバンド位相信号の
時間遅延差を零にすることで、群遅延差の大きいフィル
タを用いた場合に生じるビット誤り率特性と、タイミン
グ同期特性の劣化が生じないダイバーシティ通信装置を
実現できる。
【０２８９】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
Ｋ個の位相検出手段とランダムウォークフィルタリング
手段を有するＫ個のフィルタリング手段で得られるＫ個
のタイミング位相差データ、Ｋ個のアップ信号、Ｋ個の
ダウン信号の中で、最もシンボル周波数成分量が大きい
タイミング位相差データ、アップ信号、ダウン信号を選
択し、タイミング位相制御に用いることで、信頼性の高
いデータでタイミング再生を行うことができ、引込み特
性とジッタ特性の向上が図れる。また、Ｋ個のベースバ
ンド位相信号の時間遅延差を、加減算を含む簡単な信号
処理で、高精度に測定可能な時間遅延差測定手段を有す
るダイバーシティ通信装置を実現できる。
【０２９０】 さらに次の発明によれば、時間遅延差測定
手段用にＫ個の非同期サンプリング手段を設け、Ｋ個の
非同期受信位相データ系列を用いてベースバンド位相信
号の各時間遅延差を測定するため、タイミング再生手段
によるクロック位相制御に影響されずに測定可能であ
り、上述より高速にベースバンド位相信号の各時間遅延
差を高精度で測定できるダイバーシティ通信装置を実現
できる。
【０２９１】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
Ｋ個の位相検出手段、Ｋ個の周波数変換手段、Ｋ個のシ
ンボル合成手段と、Ｋ個の積分型フィルタリング手段か
ら得られるＫ個の直交積分データと、Ｋ個の同相積分デ
ータを合成してタイミング位相差を算出し、タイミング
位相制御に用いることで、Ｓ／Ｎの高いデータでタイミ
ング再生を行うことができ、上述より引込み特性とジッ
タ特性の向上が図れる。またＫ個のベースバンド位相信
号の時間遅延差を、加減算を含む簡単な信号処理で得ら
れるダイバーシティ通信装置を実現できる。
【０２９２】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
Ｋ個の偶数系列合成シンボル周波数成分データを全て加
算し、またＫ個の奇数系列合成シンボル周波数成分デー
タを全て加算し、各加算した２つの値を１個の周波数変
換手段、１個のシンボル合成手段と、１個の積分型フィ
ルタリング手段を経て、タイミング位相差データを算出
しタイミング位相制御に用いることで、上述のタイミン
グ再生手段よりハードウェア規模を縮小できるダイバー
シティ通信装置を実現できる。
【０２９３】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
選択合成ダイバーシティ手段出力の判定データ系列を用
いて、Ｋ個のベースバンド位相信号の各時間遅延差をタ
イミング再生手段で算出し、Ｋ個の時間遅延手段で、ベ
ースバンド位相信号の時間遅延差を零にすることで、群
遅延差の大きいフィルタを用いた場合に生じるビット誤
り率特性と、タイミング同期特性の劣化が生じない検波
後選択のダイバーシティ通信装置を実現できる。
【０２９４】 さらに次の発明によれば、上述に加えて、
Ｋ個のベースバンド位相信号の時間遅延差を累積加算を
含む簡単な信号処理で得られるダイバーシティ通信装置
を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明によるタイミング再生手段とダイバ
ーシティ通信装置の実施の形態１の全体構成を示すブロ
ック図である。
【図２】 図１のタイミング再生手段における位相検出
手段の構成を示すブロック図である。
【図３】 図１のタイミング再生手段におけるフィルタ
リング手段の構成を示すブロック図である。
【図４】 図１のタイミング再生手段における位相制御
量決定手段の構成を示すブロック図である。
【図５】 図１のタイミング再生手段における時間遅延
差算出手段の構成を示すブロック図である。
【図６】 図３のフィルタリング手段における積分型フ
ィルタリング手段の構成を示すブロック図である。
【図７】 図３のフィルタリング手段におけるランダム
ウォークフィルタリング手段の構成を示すブロック図で
ある。
【図８】 図３のフィルタリング手段におけるシンボル
周波数成分量算出手段の構成を示すブロック図である。
【図９】 図３のフィルタリング手段における位相差算
出手段の構成を示すブロック図である。
【図１０】 図４の位相制御量決定手段におけるクロッ
ク原振周波数偏差測定手段の構成を示すブロック図であ
る。
【図１１】 図１のダイバーシティ通信装置の動作の説
明に供するタイミングチャートである。
【図１２】 図２の位相検出手段における位相変動量算
出手段の構成を示すブロック図である。
【図１３】 図１２の位相変動量算出手段で入力４ビッ
トの場合の算出内容の説明に供する図表である。
【図１４】 図２の位相検出手段の動作の説明に供する
タイミングチャートである。
【図１５】 図１４と共に図２の位相検出手段の動作の
説明に供するタイミングチャートである。
【図１６】 図２の位相検出手段の出力の説明に供する
タイミングチャートである。
【図１７】 図３のフィルタリング手段における周波数
変換手段とシンボル合成手段の動作の説明に供するタイ
ミングチャートである。
【図１８】 図３のフィルタリング手段における積分型
フィルタリング手段の動作の説明に供するタイミングチ
ャートである。
【図１９】 図３のフィルタリング手段における積分型
フィルタリング手段の出力とタイミング位相差の説明に
供する特性線図である。
【図２０】 図３のフィルタリング手段におけるシンボ
ル周波数成分量算出手段の重み付け値の算出内容の説明
に供する図表である。
【図２１】 図３のフィルタリング手段における位相差
算出手段の動作の説明に供するタイミングチャートであ
る。
【図２２】 図３のフィルタリング手段における位相差
算出手段の位相データの非線形変換内容の説明に供する
図表である。
【図２３】 図３のフィルタリング手段における位相差
算出手段出力の算出誤差の説明に供する略線図である。
【図２４】 図４の位相制御量決定手段におけるクロッ
ク原振周波数偏差測定手段の累積加算出力を特性曲線図
である。
【図２５】 図４の位相制御量決定手段におけるクロッ
ク原振周波数偏差測定手段の動作の説明に供するタイミ
ングチャートである。
【図２６】 図１のタイミング再生手段における時間遅
延差算出手段の動作の説明に供するタイミングチャート
である。
【図２７】 この発明によるタイミング再生手段とダイ
バーシティ通信装置の実施の形態２の全体構成を示すブ
ロック図である。
【図２８】 図２７のタイミング再生手段における時間
遅延差測定手段の構成を示すブロック図である。
【図２９】 図２７のタイミング再生手段におけるフィ
ルタリング手段の構成を示すブロック図である。
【図３０】 図２９のフィルタリング手段における積分
型フィルタリング手段の構成を示すブロック図である。
【図３１】 図２７のタイミング再生手段におけるフィ
ルタ出力選択手段の構成を示すブロック図である。
【図３２】 図２７のタイミング再生手段とダイバーシ
ティ通信装置の動作の説明に供するタイミングチャート
である。
【図３３】 図３０の各積分型フィルタリング手段の動
作の説明に供する特性図である。
【図３４】 図３３と共に図３０の各積分型フィルタリ
ング手段の動作の説明に供する特性図である。
【図３５】 この発明によるタイミング再生手段とダイ
バーシティ通信装置の実施の形態３の全体構成を示すブ
ロック図である。
【図３６】 図３５のタイミング再生手段における積分
合成フィルタリング手段の構成を示すブロック図であ
る。
【図３７】 図１と図３５のタイミング再生手段におけ
る位相制御量決定手段の構成を示すブロック図である。
【図３８】 図３６の積分合成フィルタリング手段にお
ける動作の説明に供する特性図である。
【図３９】 図３５のタイミング再生手段におけるフィ
ルタリング手段の各出力と時間遅延差との関係を示す特
性図である。
【図４０】 図３５のタイミング再生手段におけるフィ
ルタリング手段の構成を示すブロック図である。
【図４１】 この発明によるタイミング再生手段とダイ
バーシティ通信装置の実施の形態４の全体構成を示すブ
ロック図である。
【図４２】 図４１のタイミング再生手段におけるシン
ボル周波数成分合成フィルタリング手段の構成を示すブ
ロック図である。
【図４３】 図４２のタイミング再生手段におけるシン
ボル周波数成分合成フィルタリング手段の動作の説明に
供するタイミングチャートである。
【図４４】 この発明によるタイミング再生手段とダイ
バーシティ通信装置の実施の形態５の全体構成を示すブ
ロック図である。
【図４５】 図４４のタイミング再生手段におけるフィ
ルタリング手段の構成を示すブロック図である。
【図４６】 図４５のフィルタリング手段における積分
型フィルタリング手段の構成を示すブロック図である。
【図４７】 図４５のフィルタリング手段におけるシン
ボル周波数成分量算出手段の構成を示すブロック図であ
る。
【図４８】 図４６の積分型フィルタリング手段におけ
るフィルタ動作停止用データとフィルタ動作停止時間と
の関係を示す図表である。
【図４９】 図４６の積分型フィルタリング手段の動作
の説明に供するタイミングチャートである。
【図５０】 従来のタイミング再生手段とダイバーシテ
ィ通信装置の全体構成を示すブロック図である。
【図５１】 図５０のタイミング再生手段における初期
引込み用位相検出手段の構成を示すブロック図である。
【図５２】 図５０のタイミング再生手段における初期
引込み用フィルタリング手段の構成を示すブロック図で
ある。
【図５３】 図５０のタイミング再生手段における定常
時用位相検出手段の構成を示すブロック図である。
【図５４】 図５３の定常時用位相検出手段におけるゼ
ロクロス検出手段の構成を示すブロック図である。
【図５５】 図５０のタイミング再生手段における定常
時用フィルタリング手段の構成を示す成ブロック図であ
る。
【図５６】 図５０のタイミング再生手段における位相
制御選択手段の構成を示すブロック図である。
【図５７】 図５０のタイミング再生手段における位相
制御手段の構成を示すブロック図である。
【図５８】 図５０のタイミング再生手段とダイバーシ
ティ通信装置の全体の動作を示すタイミングチャートで
ある。
【図５９】 図５０のタイミング再生手段とダイバーシ
ティ通信装置における送信データのマッピングの説明に
供する略線図である。
【図６０】 図５０のタイミング再生手段とダイバーシ
ティ通信装置における送信データのバーストフォーマッ
トを示した略線図である。
【図６１】 図５０のタイミング再生手段とダイバーシ
ティ通信装置における初期引込み動作の説明に供するタ
イミングチャートである。
【図６２】 図５１の初期引込み用フィルタリング手段
におけるＲＯＭ変換内容を示す特性曲線図である。
【図６３】 図５３の定常時用位相検出手段におけるゼ
ロクロス検出手段の動作の説明に供する略線図である。
【図６４】 図５３の定常時用位相検出手段におけるゼ
ロクロス信号合成手段の入出力を示す図表である。
【図６５】 図５５の定常時用フィルタリング手段の動
作の説明に供するタイミングチャートである。
【図６６】 図５７の位相制御手段の定常時の動作の説
明に供するタイミングチャートである。
【図６７】 図５７の位相制御手段の初期引込み時の動
作の説明に供するタイミングチャートである。
【符号の説明】 １Ａ、１Ｂ アンテナ ２Ａ、２Ｂ 検波手段 ３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ サンプリング手段 ４ ダイバーシティ手段 ５、５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄ、５Ｅ タイミング再生手
段 ６ ナイキスト点抽出手段 ６０Ａ、６０Ｂ 時間遅延手段 ６１ 選択合成ダイバーシティ手段 ６２、６２Ａ、６２Ｂ、６２Ｃ、６２Ｄ 位相検出手段 ６３、６３Ａ、６３Ｂ、６３Ｃ、１５６Ａ、１５６Ｂ
フィルタリング手段 ６４ タイミング位相制御間隔設定手段 ６５、６５Ａ 位相制御量決定手段 ６６、６６Ａ 位相制御手段 ６７ 時間遅延差算出手段 ６８ 位相差分手段 ６９Ａ、６９Ｂ、６９Ｃ、６９Ｄ 位相変動量算出手段 ７０ 奇数サンプル合成手段 ７１ 偶数サンプル合成手段 ７２、１５７Ａ、１５７Ｂ 周波数変換手段 ７３、１５８Ａ、１５８Ｂ シンボル合成手段 ７４、７４Ａ、７４Ｂ、１５９Ａ、１５９Ｂ 積分型フ
ィルタリング手段 ７５、１６２ 位相差算出手段 ７６ シンボル周波数成分量算出手段 ７７ ランダムウォークフィルタリング手段 １４０ フィルタ出力選択手段 １４１ 時間遅延差測定手段 １５５ 積分合成フィルタリング手段 １６０Ａ、１６０Ｂ シンボル周波数成分量算出手段 １６１ 積分値合成手段 １６３ 合成シンボル周波数成分量算出手段 １６５ シンボル周波数成分合成フィルタリング手段

Claims (23)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】受信ＰＳＫ信号をＸ（Ｘは４以上の自然
    数）倍オーバーサンプリングして得た受信位相データ系
    列Ｙi （ｉは２以上の自然数）に対して、１サンプル前
    後の各位相データの差分データ系列Ｚi1（＝Ｙi −Ｙ
    i-1 ）から、ｊ（ｊは４以上の自然数）サンプル前後の
    各位相データの差分データ系列Ｚij（＝Ｙi −Ｙi-j ）
    までの、合計ｊ個の差分データ系列を出力する位相差分
    手段と、 前記ｊ個の各差分データ系列Ｚi1〜Ｚijに対して、差分
    データ範囲をラジアン表示で±２πから±πの範囲に変
    換してから絶対値を求めて、ｊ個のシンボル周波数成分
    を含む各位相変動データ系列Ｗi1〜Ｗijの内最低１つを
    出力する位相変動量算出手段と、 前記位相変動量算出手段から出力される各位相変動デー
    タ系列の内、ｊが偶数番目の前記各位相変動データ系列
    に対して、前記偶数番目の各位相変動データ系列に含ま
    れるシンボル周波数成分の位相を一致させるように遅延
    させてから合成し、合成した信号を偶数系列合成シンボ
    ル周波数成分データとして出力する偶数サンプル合成手
    段と、 前記位相変動量算出手段から出力される各位相変動デー
    タ系列の内、ｊが奇数番目の前記各位相変動データ系列
    に対して、前記奇数番目の各位相変動データ系列に含ま
    れるシンボル周波数成分の位相を一致させるように遅延
    させてから合成し、合成した信号を奇数系列合成シンボ
    ル周波数成分データとして出力する奇数サンプル合成手
    段とを有する位相検出手段を備えることを特徴とするタ
    イミング再生手段。
  2. 【請求項２】偶数系列合成シンボル周波数成分データと
    奇数系列合成シンボル周波数成分データとに基づき、ナ
    イキスト点と受信機のシンボルクロックとのタイミング
    位相差を算出し、またシンボル周波数成分量を算出する
    フィルタリング手段と、 Ｕ（Ｕは１以上の自然数）シンボル周期の信号を、タイ
    ミング位相制御間隔設定信号として出力するタイミング
    位相制御間隔設定手段と、 前記タイミング位相制御間隔設定信号の周期で前記フィ
    ルタリング手段出力のタイミング位相差データをラッチ
    し、位相制御データとして出力する位相制御量決定手段
    と、 受信機の原振クロックを分周してシンボルクロックとＸ
    倍オーバーサンプルクロックとを出力し、前記位相制御
    データが入力されたら、前記位相制御データでシンボル
    クロック位相とＸ倍オーバーサンプルクロック位相とを
    制御する位相制御手段とを備えることを特徴とする請求
    項１に記載のタイミング再生手段。
  3. 【請求項３】 フィルタリング手段は、 前記偶数系列合成シンボル周波数成分データに受信側の
    複素シンボル周波数成分を乗算した値と、前記奇数系列
    合成シンボル周波数成分データに前記複素シンボル周波
    数成分よりπ／４遅延させた複素シンボル周波数成分を
    乗算した値と、を加算して、複素直流成分を生成する周
    波数変換手段と、 前記複素直流成分を直交成分と同相成分とでそれぞれ１
    シンボル分合成し、１シンボル毎にシンボル直交成分信
    号及びシンボル同相成分信号として出力するシンボル合
    成手段と、 前記シンボル直交成分信号と前記シンボル同相成分信号
    とを積分型フィルタでフィルタリングし、直交積分デー
    タ及び同相積分データとして出力する積分型フィルタリ
    ング手段と、 前記直交積分データと前記同相積分データとを用いて、
    ナイキスト点と受信機のシンボルクロックとのタイミン
    グ位相差を算出し、タイミング位相差データとして出力
    する位相差算出手段と、 前記直交積分データと前記同相積分データとを用いて、
    前記積分型フィルタで蓄積されたシンボル周波数成分量
    を算出するシンボル周波数成分量算出手段とを有するこ
    とを特徴とする請求項２に記載のタイミング再生手段。
  4. 【請求項４】 位相制御手段は、 シンボルクロック位相及びＸ倍オーバーサンプルクロッ
    ク位相を制御すると 同時に、前記積分型フィルタリング
    手段の直交積分データを零にリセットし、同相積分デー
    タに前記シンボル周波数成分量をセットすることを特徴
    とする請求項３に記載のタイミング再生手段。
  5. 【請求項５】積分型フィルタリング手段は、 前記シンボル直交成分信号と前記シンボル同相成分信号
    とを、 前記シンボル周波数成分量が蓄積しきい値以下の場合
    は、それぞれ累積加算して前記直交積分データ及び前記
    同相積分データとして出力し、 前記シンボル周波数成分量が前記蓄積しきい値を越えた
    場合は、前記各累積加算値をＤ（Ｄは２以上の自然数）
    で除算して出力するリミッタ累積加算手段を備えること
    を特徴とする請求項３に記載のタイミング再生手段。
  6. 【請求項６】積分型フィルタリング手段は、 前記シンボル直交成分信号と前記シンボル同相成分信号
    とを、前記シンボル周波数成分量が無限インパルス応答
    切替えしきい値を越えるまでは、それぞれ累積加算し前
    記直交積分データ及び前記同相積分データとして出力す
    る累積加算手段と、 前記シンボル周波数成分量が前記無限インパルス応答切
    替えしきい値を越えたら、前記シンボル直交成分信号と
    前記シンボル同相成分信号とを、無限インパルス応答型
    フィルタでフィルタリングする無限インパルス型フィル
    タリング手段とを備えることを特徴とする請求項３に記
    載のタイミング再生手段。
  7. 【請求項７】シンボル周波数成分量算出手段は、 前記直交積分データの絶対値と、前記同相積分データの
    絶対値とのどちらか大きい方の値を前記シンボル周波数
    成分量として出力する絶対値比較手段を備えることを特
    徴とする請求項３に記載のタイミング再生手段。
  8. 【請求項８】 無 限インパルス型フィルタリング手段は、 タイミング位相制御が行われたら、前記フィルタ動作停
    止用データに基づいて設定される時間だけ、無限インパ
    ルス型フィルタリング動作を停止し、シンボル直交成分
    信号及びシンボル同相成分信号の累積加算動作をするフ
    ィルタ動作停止手段を備えることを特徴とする請求項６
    に記載のタイミング再生手段。
  9. 【請求項９】フィルタリング手段は、 前記シンボル周波数成分量が定常状態認識用しきい値を
    越えたら、前記シンボル直交成分信号の符号ビットを用
    いて、フィルタ定数Ｎにセットされたアップダウンカウ
    ンタをアップカウントあるいはダウンカウントし、前記
    アップダウンカウンタの値が２Ｎになったら前記シンボ
    ルクロック位相を進ませるアップ信号を、前記アップダ
    ウンカウンタの値が０になったら前記シンボルクロック
    位相を遅らせるダウン信号を出力し、前記アップ信号又
    はダウン信号出力後は、再び前記アップダウンカウンタ
    に前記フィルタ定数Ｎをセットするランダムウォークフ
    ィルタリング手段を備えることを特徴とする請求項２に
    記載のタイミング再生手段。
  10. 【請求項１０】 位 相制御量決定手段は、 前記シンボル周波数成分量が、前記定常状態認識用しき
    い値を越えたら、前記フィルタリング手段出力の前記タ
    イミング位相差データを前記位相制御データに用いず、
    前記アップ信号による前記シンボルクロック位相を進ま
    せる命令が発生したら、前記シンボルクロック位相を進
    ませる前記位相制御データを出力し、前記ダウン信号に
    よる前記シンボルクロック位相を遅らせる命令が発生し
    たら、前記シンボルクロック位相を遅らせる前記位相制
    御データを出力する定常時位相制御手段を備えることを
    特徴とする請求項２に記載のタイミング再生手段。
  11. 【請求項１１】位相制御量決定手段は、 前記シンボル周波数成分量が前記定常状態認識用しきい
    値を越えたら、前記位相制御データを用いて送受信のク
    ロック原振周波数偏差を測定し、測定が完了したら測定
    完了を示す周波数偏差測定完了信号と、クロック周波数
    偏差による±１ディジット分のクロック位相のずれが生
    じるまでにかかるシンボル時間を、周波数偏差補正デー
    タとして出力するクロック原振周波数偏差測定手段と、 前記周波数偏差補正データを用いて、前記シンボルクロ
    ック位相を進ませるＡＦＣアップ信号と、前記シンボル
    クロック位相を遅らせるＡＦＣダウン信号を出力する自
    動周波数制御信号発生手段と、 前記シンボル周波数成分量が回線断状態認識用しきい値
    以下となり、かつ前記周波数偏差測定完了信号が測定完
    了を示した状態で、前記ＡＦＣアップ信号による前記シ
    ンボルクロック位相を進ませる命令が発生したら、前記
    シンボルクロック位相を進ませる前記位相制御データを
    出力し、前記ＡＦＣダウン信号による前記シンボルクロ
    ック位相を遅らせる命令が発生したら、前記シンボルク
    ロック位相を遅らせる前記位相制御データを出力する信
    号断時位相制御手段とを備えることを特徴とする請求項
    ２に記載のタイミング再生手段。
  12. 【請求項１２】クロック原振周波数偏差測定手段は、 前記クロック原振周波数偏差の測定開始と同時に、アッ
    プカウンタを前記シンボルクロックで動作させ、前記ア
    ップカウンタ値を測定時間データとして出力する測定時
    間表示手段と、 前記位相制御データを累積加算し、累積位相制御データ
    として出力する位相制御データ累積加算手段と、 前記累積位相制御データで、前記測定時間データを除算
    する周波数偏差測定用除算手段と、 前記測定時間データが、周波数偏差測定用しきい値を越
    えたら、前記アップカウンタをリセットし、前記周波数
    偏差測定用除算手段出力の除算結果をラッチして、補正
    データとして出力する補正データ出力手段と前記補正デ
    ータを平均化し、前記周波数偏差補正データとして出力
    する補正データ平均化手段とを備えることを特徴とする
    請求項１１に記載のタイミング再生手段。
  13. 【請求項１３】タイミング位相制御間隔設定手段は、 前記タイミング位相制御間隔設定信号の周期をタイミン
    グ位相引き込み時と定常時とで可変にする制御間隔設定
    信号可変手段を備えることを特徴とする請求項２に記載
    のタイミング再生手段。
  14. 【請求項１４】ＰＳＫ信号をＫ個のアンテナで受信し、
    Ｋ個の受信信号を、それぞれＫ個のベースバンド位相信
    号に変換して出力し、またＫ個の受信信号電力を出力す
    るＫ個の検波手段と、 前記Ｋ個のベースバンド位相信号に、Ｋ個の時間遅延設
    定信号の示すＫ個の時間遅延を与え、Ｋ個の時間遅延ベ
    ースバンド位相信号を出力するＫ個の時間遅延手段と、 前記Ｋ個の時間遅延ベースバンド位相信号をＸ倍オーバ
    ーサンプルし、Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi （ｉは２
    以上の自然数）を出力するＫ個のサンプリング手段と、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi と前記Ｋ個の受信信
    号電力とを用いて選択又は合成された受信位相データ系
    列である判定データ系列を出力するダイバーシティ手段
    と、 前記判定データ系列から前記シンボルクロックを用いて
    ナイキスト点データを抽出するナイキスト点抽出手段
    と、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi を用いて、前記ＰＳ
    Ｋ信号のナイキスト点を抽出する前記シンボルクロック
    とＸ倍オーバーサンプルクロックを出力し、また前記Ｋ
    個のベースバンド位相信号の時間遅延差を示すＫ個の前
    記時間遅延設定信号を出力するタイミング再生手段とを
    備えることを特徴とするダイバーシティ通信装置。
  15. 【請求項１５】タイミング再生手段は、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi を用いて、Ｋ個の前
    記偶数系列合成シンボル周波数成分データとＫ個の前記
    奇数系列合成シンボル周波数成分データとを出力するＫ
    個の前記位相検出手段と、 Ｋ個の前記偶数系列合成シンボル周波数成分データとＫ
    個の前記奇数系列合成シンボル周波数成分データとを用
    いて、Ｋ個の前記タイミング位相差データ、Ｋ個のアッ
    プ信号、Ｋ個のダウン信号、Ｋ個の前記シンボル周波数
    成分量を出力する前記ランダムウォークフィルタリング
    手段を有するＫ個の前記フィルタリング手段と、 Ｕ（Ｕは１以上の自然数）シンボル周期の信号をタイミ
    ング位相制御間隔設定信号として出力するタイミング位
    相制御間隔設定手段と、 Ｋ個の前記フィルタリング手段から出力されるシンボル
    周波数成分量の中で、最大値を示すフィルタリング手段
    出力のタイミング位相差データ、アップ信号、ダウン信
    号を選択し出力するフィルタ出力選択手段と、 前記フィルタ出力選択手段から出力されるタイミング位
    相差データ、アップ信号、ダウン信号を用いて、前記タ
    イミング位相制御間隔設定信号の周期で、前記位相制御
    データを出力する前記定常時位相制御手段を有する前記
    位相制御量決定手段と、 前記位相制御データを用いて動作し、かつ前記積分デー
    タリセット手段を有する前記位相制御手段と、 前記Ｋ個のベースバンド位相信号の時間遅延差を測定
    し、Ｋ個の前記時間遅延設定信号を出力する時間遅延差
    測定手段とを有することを特徴とする請求項１４に記載
    のダイバーシティ通信装置。
  16. 【請求項１６】 時 間遅延差測定手段は、 Ｋ個の前記タイミング位相差データから１番目のタイミ
    ング位相差データを減算し、Ｋ個の位相減算データを出
    力する位相減算手段と、 前記Ｋ個の位相減算データの範囲をラジアン表示で±２
    πから±πに変換して、Ｋ個の時間遅延差データとして
    出力する時間遅延差算出手段と、 Ｋ個の前記シンボル周波数成分量が全て時間遅延測定用
    しきい値を越えた時に、前記Ｋ個の時間遅延差データを
    有効な値としてラッチし、Ｋ個の有効時間遅延差データ
    として出力する有効時間遅延差データ出力手段と、 Ｋ個の前記有効時間遅延差データをそれぞれＳ（Ｓは１
    以上の自然数）回累積加算後Ｓで除算し、Ｋ個の前記時
    間遅延設定信号として出力する遅延差データ平均化手段
    とを備えることを特徴とする請求項１５に記載のダイバ
    ーシティ通信装置。
  17. 【請求項１７】ＰＳＫ信号をＫ個のアンテナで受信し、
    Ｋ個の受信信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相信号
    に変換して出力し、またＫ個の受信信号電力を出力する
    Ｋ個の検波手段と、 前記Ｋ個のベースバンド位相信号にＫ個の時間遅延設定
    信号の示すＫ個の時間遅延を与え、Ｋ個の時間遅延ベー
    スバンド位相信号を出力するＫ個の時間遅延手段と、 前記Ｋ個の時間遅延ベースバンド位相信号をＸ倍オーバ
    ーサンプルクロックでサンプルし、Ｋ個の受信位相デー
    タ系列Ｙi （ｉは２以上の自然数）を出力するＫ個のサ
    ンプリング手段と、 前記Ｋ個の時間遅延ベースバンド位相信号を、Ｒ（Ｒは
    ４以上の自然数）倍非同期オーバーサンプリングクロッ
    クでサンプルし、Ｋ個の非同期受信位相データ系列Ｑi
    （ｉは２以上の自然数）を出力するＫ個の非同期サンプ
    リング手段と、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi と前記Ｋ個の受信信
    号電力とから判定データ系列を出力するダイバーシティ
    手段と、 前記判定データ系列から前記シンボルクロックを用いて
    ナイキスト点データを抽出するナイキスト点抽出手段
    と、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi を用いて、前記ＰＳ
    Ｋ信号のナイキスト点を抽出する前記シンボルクロック
    とＸ倍オーバーサンプルクロックを出力し、また前記Ｋ
    個の非同期受信位相データ系列Ｑi を用いて、前記Ｋ個
    のベースバンド位相信号の時間遅延差を示す前記Ｋ個の
    時間遅延設定信号を出力するタイミング再生手段とを備
    えることを特徴とするダイバーシティ通信装置。
  18. 【請求項１８】タイミング再生手段は、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi を用いて、Ｋ個の前
    記偶数系列合成シンボル周波数成分データとＫ個の前記
    奇数系列合成シンボル周波数成分データとを出力するＫ
    個の前記位相検出手段と、Ｋ個の前記偶数系列合成シンボル周波数成分データと、
    Ｋ個の前記奇数系列合成シンボル周波数成分データとに
    基づき、ナイキスト点と受信機のシンボルクロックとの
    タイミング位相差を算出する積分合成フィルタリング手
    段と、 Ｕ（Ｕは１以上の自然数）シンボル周期の信号をタイミ
    ング位相制御間隔設定信号として出力するタイミング位
    相制御間隔設定手段と、 前 記タイミング位相制御間隔設定信号の周期で前記タイ
    ミング位相差データをラッチし、前記位相制御データと
    して出力する前記位相制御量決定手段と、 受信機の原振クロックを分周して、前記シンボルクロッ
    クと前記Ｘ倍オーバーサンプルクロックとを出力し、前
    記位相制御データが入力されたら前記位相制御データ
    で、前記シンボルクロック位相とＸ倍オーバーサンプル
    クロック位相とを制御する合成位相制御手段と、 前記Ｋ個のベースバンド位相信号の時間遅延差を測定
    し、Ｋ個の前記時間遅延設定信号を出力する時間遅延差
    測定手段とを有することを特徴とする請求項１７に記載
    のダイバーシティ通信装置。
  19. 【請求項１９】積分合成フィルタリング手段は、 Ｋ個の前記偶数系列合成シンボル周波数成分データとＫ
    個の前記奇数系列合成シンボル周波数成分データとか
    ら、Ｋ個の前記複素直流成分を生成するＫ個の前記周波
    数変換手段と、 Ｋ個の前記複素直流成分から、Ｋ個の前記シンボル直交
    成分信号とＫ個の前記シンボル同相成分信号とを出力す
    るＫ個のシンボル合成手段と、 Ｋ個の前記シンボル直交成分信号とＫ個の前記シンボル
    同相成分信号とを用いて、Ｋ個の前記直交積分データと
    Ｋ個の前記同相積分データとを出力するＫ個の前記積分
    型フィルタリング手段と、 Ｋ個の前記直交積分データを全て加算し合成直交積分デ
    ータとして出力し、またＫ個の前記同相積分データを全
    て加算し合成同相積分データとして出力する積分値合成
    手段と、 前記合成同相積分データと前記合成直交積分データとを
    用いて、ナイキスト点と受信機のシンボルクロックとの
    タイミング位相差を算出し、前記タイミング位相差デー
    タとして出力する前記位相差算出手段と、 Ｋ個の前記直交積分データとＫ個の前記同相積分データ
    とを用いて、Ｋ個の前記積分型フィルタリング手段で蓄
    積されたＫ個の前記シンボル周波数成分量を算出するＫ
    個の前記シンボル周波数成分量算出手段と、 前記合成直交積分データと合成同相積分データとを用い
    て、合成シンボル周波数成分量を算出する合成シンボル
    周波数成分量算出手段とを有することを特徴とする請求
    項１８に記載のダイバーシティ通信装置。
  20. 【請求項２０】 位相制御手段は、 シンボルクロック位相及びＸ倍オーバーサンプルクロッ
    ク位相を制御すると同時に、 Ｋ個の前記積分型フィルタ
    リング手段のＫ個の前記直交積分データを零にリセット
    し、Ｋ個の前記同相積分データに前記Ｋ個の各シンボル
    周波数成分量をセットすることを特徴とする請求項１９
    に記載のダイバーシティ通信装置。
  21. 【請求項２１】タイミング再生手段は、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi を用いて、Ｋ個の前
    記偶数系列合成シンボル周波数成分データとＫ個の前記
    奇数系列合成シンボル周波数成分データとを出力するＫ
    個の前記位相検出手段と、Ｋ個の前記偶数系列合成シンボル周波数成分データと、
    Ｋ個の前記奇数系列合成シンボル周波数成分データとに
    基づき、ナイキスト点とシンボルクロックとのタイミン
    グ位相差を算出し、またシンボル周波数成分量を算出す
    るシンボル周波数成分合成フィルタリング手段と、 Ｕ（Ｕは１以上の自然数）シンボル周期の信号を、タイ
    ミング位相制御間隔設定信号として出力するタイミング
    位相制御間隔設定手段と、 前 記タイミング位相制御間隔設定信号の周期で、前記タ
    イミング位相差データをラッチし前記位相制御データと
    して出力する前記位相制御量決定手段と、 受信機の原振クロックを分周して、前記シンボルクロッ
    クとＸ倍オーバーサンプルクロックとを出力し、前記位
    相制御データが入力されたら前記位相制御データで前記
    シンボルクロック位相とＸ倍オーバーサンプルクロック
    位相とを制御し、同時に前記積分型フィルタリング手段
    の前記直交積分データを零にリセットし、前記同相積分
    データに前記シンボル周波数成分量をセットする前記位
    相制御手段と、 前記Ｋ個のベースバンド位相信号の時間遅延差を測定
    し、Ｋ個の前記時間遅延設定信号を出力する時間遅延差
    測定手段とを備えることを特徴とする請求項１７に記載
    のダイバーシティ通信装置。
  22. 【請求項２２】ＰＳＫ信号をＫ個のアンテナで受信し、
    Ｋ個の受信信号をそれぞれＫ個のベースバンド位相信号
    に変換して出力し、またＫ個の受信信号電力を出力する
    Ｋ個の検波手段と、 前記Ｋ個のベースバンド位相信号にＫ個の時間遅延設定
    信号の示すＫ個の時間遅延を与え、Ｋ個の時間遅延ベー
    スバンド位相信号を出力するＫ個の時間遅延手段と、 前記Ｋ個の時間遅延ベースバンド位相信号をＸ倍オーバ
    ーサンプルクロックでサンプルし、Ｋ個の受信位相デー
    タ系列Ｙi （ｉは２以上の自然数）を出力するＫ個のサ
    ンプリング手段と、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi のうち、前記Ｋ個の
    受信信号電力の最大値を示す受信位相データ系列を判定
    データ系列として出力し、また最大値を示す受信位相デ
    ータ系列の番号を検波後選択信号として出力する選択合
    成ダイバーシティ手段と、 前記判定データ系列から、前記シンボルクロックを用い
    てナイキスト点データを抽出するナイキスト点抽出手段
    と、 前記Ｋ個の受信位相データ系列Ｙi を用いて、前記ＰＳ
    Ｋ信号のナイキスト点を抽出する前記シンボルクロック
    とＸ倍オーバーサンプルクロックを出力し、また前記Ｋ
    個の時間遅延設定信号を出力するタイミング再生手段と
    を備えることを特徴とするダイバーシティ通信装置。
  23. 【請求項２３】請求項１１に記載のタイミング再生手段
    と、 前記位相制御データを累積加算し位相制御累積加算デー
    タとして出力する位相制御累積加算手段、 前記周波数偏差測定完了信号が測定完了状態を示し、か
    つ前記シンボルクロック位相を遅らせるＡＦＣダウン信
    号が入力されたら、前記位相制御累積加算データに
    「１」を減算し、また前記周波数偏差測定完了信号が測
    定完了状態を示しかつ前記シンボルクロック位相を進ま
    せるＡＦＣアップ信号が入力されたら、前記位相制御累
    積加算データに「１」を加算し、偏差除去累積加算デー
    タとして出力する周波数偏差除去手段、及び前記偏差除
    去累積加算データを、前記検波後選択信号の示す番号
    （１〜Ｋ）毎に平均化し、Ｋ個の平均化されたデータの
    各差を求めＫ個の時間遅延設定信号として出力する時間
    遅延設定信号出力手段を有する時間遅延差算出手段とを
    備えることを特徴とするダイバーシティ通信装置。
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Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69837994T2 (de) * 1997-07-24 2007-12-06 Kabushiki Kaisha Kenwood Schaltung zur Erfassung der Phase eines empfangenen Signals
DE69838759T2 (de) * 1997-12-29 2008-10-30 Kabushiki Kaisha Kenwood Schaltung zum fangen eines rahmensynchronisiersignals in einem empfänger
WO2000076163A1 (fr) * 1999-06-04 2000-12-14 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Comparateur de phase, lecteur chronometrique et demodulateur comprenant le comparateur de phase
GR1003399B (el) * 1999-07-06 2000-07-04 A.E. Συσκευη αναγνωρισης ισχυος μικρης χρονικης διακυμανσης, καταλληλη για επικοινωνιες πολλαπλης προσβασης σε πολυπλεξια χρονου
US6560299B1 (en) * 1999-07-30 2003-05-06 Christopher H Strolle Diversity receiver with joint signal processing
JP4490349B2 (ja) * 1999-10-08 2010-06-23 株式会社日立国際電気 負帰還方式による非線形歪み補償回路を用いた送信機
JP2002026867A (ja) * 2000-07-12 2002-01-25 Toshiba Corp データ選択復調装置
US6486839B1 (en) * 2000-10-20 2002-11-26 Jerry B. Minter Relative elevation detection for aircraft pilot warning system
US6969984B2 (en) * 2000-12-21 2005-11-29 Tropian, Inc. Direct phase and frequency demodulation
US6633201B1 (en) 2001-01-12 2003-10-14 Applied Micro Circuits Corporation System and method for determining frequency tolerance without a reference
EP1244241B1 (en) * 2001-03-20 2006-10-18 Agilent Technologies, Inc. (a Delaware corporation) Network measurement method and apparatus
ITMI20010615A1 (it) * 2001-03-23 2002-09-23 Cit Alcatel Metodo per la selezione del segnale di sincronismo in un combinatore in bande base e relativo combinatore in banda base
US6763229B2 (en) * 2001-05-02 2004-07-13 Koninklijke Philips Electronics N.V. Timing recovery switching for an adaptive digital broadband beamforming (antenna diversity) for ATSC terrestrial DTV based on segment sync detection
US6873662B2 (en) 2002-02-14 2005-03-29 Interdigital Technology Corporation Wireless communication system having adaptive threshold for timing deviation measurement and method
CN100488040C (zh) * 2002-10-16 2009-05-13 卡西欧计算机株式会社 无线电波接收设备、无线电波时钟以及转发器
US7239682B2 (en) * 2002-11-12 2007-07-03 Carnegie Mellon University Timing recovery system and method
CN1820430A (zh) * 2004-03-30 2006-08-16 松下电器产业株式会社 接收器
US7924909B2 (en) * 2004-06-02 2011-04-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for interference cancellation in wireless receivers
JP4700551B2 (ja) * 2006-04-26 2011-06-15 三菱電機株式会社 ダイバーシチ受信装置
JP4872651B2 (ja) * 2006-12-20 2012-02-08 ソニー株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
JP4079197B1 (ja) * 2007-02-06 2008-04-23 松下電器産業株式会社 受信装置とこれを用いた受信システム
FR2939989B1 (fr) * 2008-12-16 2010-12-31 Thales Sa Recepteur numerique large bande comprenant un mecanisme de detection de signaux
EP2339755A1 (en) * 2009-12-16 2011-06-29 Nxp B.V. Clock jitter compensation
FR2960370A1 (fr) * 2010-05-18 2011-11-25 St Microelectronics Grenoble 2 Demodulateur pour transmission haut debit et procede de demodulation correspondant
EP2515467B1 (en) * 2011-04-21 2016-02-10 Nxp B.V. Symbol clock recovery circuit
EP2761760A4 (en) * 2011-08-30 2015-06-24 Intel Corp DEVICE, SYSTEM AND METHOD FOR COMBINING RECEIVED WIRELESS COMMUNICATION SIGNALS
CN102780666B (zh) * 2012-07-18 2015-09-09 王红星 一种pswf脉冲调制信号的抗定时抖动方法
US9819481B2 (en) * 2015-08-20 2017-11-14 Macnica Americas, Inc Clock recovery method and apparatus
CN108390723B (zh) * 2018-04-27 2023-11-14 浙江恒捷通信科技有限公司 一种hd-sdi多业务高清视频光端机
WO2023119673A1 (ja) * 2021-12-24 2023-06-29 学校法人明治大学 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4015083A (en) * 1975-08-25 1977-03-29 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Timing recovery circuit for digital data
US4010323A (en) * 1975-10-29 1977-03-01 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Digital timing recovery
US4344179A (en) * 1980-11-07 1982-08-10 Motorola Inc. Clock synchronizer and data detector
US4412299A (en) * 1981-02-02 1983-10-25 Teltone Corporation Phase jitter detector
DE3619744A1 (de) * 1986-06-12 1987-12-17 Ant Nachrichtentech Verfahren zum gewinnen eines phasendifferenzsignals
US4866739A (en) * 1988-02-22 1989-09-12 Silicon Systems, Inc. Digital fast recovery timing algorithm
US5235622A (en) * 1990-06-26 1993-08-10 Nec Corporation Clock recovery circuit with open-loop phase estimator and wideband phase tracking loop
JP2581306B2 (ja) * 1990-11-24 1997-02-12 日本電気株式会社 ディジタル方式直交位相検波回路
FR2685594B1 (fr) * 1991-12-19 1994-01-28 Alcatel Telspace Dispositif de recuperation de rythme pour installation de reception utilisant l'egalisation auto-adaptative a sur-echantillonnage associee a la demodulation differentiellement coherente.
US5491729A (en) * 1992-07-06 1996-02-13 3Com Corporation Digital phase-locked data recovery circuit
US5841816A (en) * 1992-10-22 1998-11-24 Ericsson Inc. Diversity Pi/4-DQPSK demodulation
JP2940895B2 (ja) * 1993-02-25 1999-08-25 日本電信電話株式会社 クロック再生回路
JP2734953B2 (ja) * 1993-12-16 1998-04-02 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置
MY113061A (en) * 1994-05-16 2001-11-30 Sanyo Electric Co Diversity reception device
JP3181471B2 (ja) * 1994-06-17 2001-07-03 沖電気工業株式会社 クロック発生回路
US5621752A (en) * 1994-06-23 1997-04-15 Qualcomm Incorporated Adaptive sectorization in a spread spectrum communication system
US5619542A (en) * 1994-08-30 1997-04-08 Motorola, Inc. Device and method for efficient timing estimation in a digital receiver
US5550872A (en) * 1994-10-24 1996-08-27 Motorola, Inc. Method and apparatus for Fast Fourier Transform based maximal ratio combining
JP3351642B2 (ja) * 1994-12-20 2002-12-03 富士通株式会社 位相ジッタ抽出回路及び位相ジッタキャンセル回路
US5654979A (en) * 1995-01-13 1997-08-05 Qualcomm Incorporated Cell site demodulation architecture for a spread spectrum multiple access communication systems
US5671257A (en) * 1995-06-06 1997-09-23 Sicom, Inc. Symbol timing recovery based on complex sample magnitude
US5764687A (en) * 1995-06-20 1998-06-09 Qualcomm Incorporated Mobile demodulator architecture for a spread spectrum multiple access communication system
US5940452A (en) * 1995-11-29 1999-08-17 Motorola, Inc. Dual mode radio subscriber unit having a diversity receiver apparatus and method therefor
US5933421A (en) * 1997-02-06 1999-08-03 At&T Wireless Services Inc. Method for frequency division duplex communications

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