WO2023119673A1 - 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法 - Google Patents

評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2023119673A1
WO2023119673A1 PCT/JP2021/048423 JP2021048423W WO2023119673A1 WO 2023119673 A1 WO2023119673 A1 WO 2023119673A1 JP 2021048423 W JP2021048423 W JP 2021048423W WO 2023119673 A1 WO2023119673 A1 WO 2023119673A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
optical
light
phase
differential phase
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/048423
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
史郎 笠
Original Assignee
学校法人明治大学
ソフトバンク株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 学校法人明治大学, ソフトバンク株式会社 filed Critical 学校法人明治大学
Priority to PCT/JP2021/048423 priority Critical patent/WO2023119673A1/ja
Priority to PCT/JP2022/047485 priority patent/WO2023120676A1/ja
Priority to JP2023569554A priority patent/JP7478401B2/ja
Priority to CN202280058568.1A priority patent/CN117882317A/zh
Publication of WO2023119673A1 publication Critical patent/WO2023119673A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
    • H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
    • H04B10/077—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using a supervisory or additional signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers

Definitions

  • the present invention relates to an evaluation device, an optical receiver, an optical communication system, a program and an evaluation method.
  • Non-Patent Documents 1 to 5 disclose that optical transmission characteristics are degraded due to phase noise generated in signal light via Kerr effect, for example.
  • Non-Patent Document 6 by subtracting the moving average value of the optical phase from the measured phase of the received signal, the optical phase noise with the 1/f noise component removed as disclosed in Non-Patent Document 7 can be obtained. is disclosed to be derived.
  • Non-Patent Documents 8 and 9 disclose demodulating a DPSK signal using a delay interferometer.
  • Non-Patent Documents 10 to 12 disclose that the input/output characteristics of an optical ring resonator are steeper than the input/output characteristics of an optical delay interferometer.
  • Non-Patent Literature [Non-Patent Document 1] J. P. Gordon and L. F. Mullenauer, "Phase noise in photonic communications systems using linear amplifiers," Optics Letters, Vol. 15, No. 23, pp. 1351-1353, 1990. [Non-Patent Document 2] S. Ryu, "Signal linewidth broadening due to nonlinear Kerr effect in long-haul coherent systems using cascaded optical amplifiers," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 10, pp. 1450-1457 , 1992. [Non-Patent Document 3] J.
  • Non-Patent Document 4 S. Zhang et al., "Bit-error rate performance of coherent optical M-ary PSK/QAM using decision-aided maximum likelihood phase estimation,” Optics Express, Vol. 18, No. 12, pp. 12088-12103, 2010.
  • Non-Patent Document 5 T. Pfau et al., "Hardware-efficient coherent digital receiver concept with feedforward carrier recovery for M-QAM constellations," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 27, No. 8, pp. 989- 999, 2009.
  • Non-Patent Document 6 M. Nakazawa et al., Editor, High spectral density optical communication technologies, Springer-Verlag, 2010.
  • K. Kikuchi "Effect of 1/f-type FM noise on semiconductor-laser linewidth residual in high-power limit," IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. 25, No. 4, pp. 684 -688, 1989.
  • Non-Patent Document 8 J. Gamet and G. Pandraud, "C- and L-band planar delay interferometer for DPSK decoders," IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 17, No. 6, pp. 1217-1219, 2005.
  • Non-Patent Document 10 T. Kominato at al., "Ring resonators composed of GeO2-doped silica waveguides," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 12, pp. 1781-1788, 1992.
  • Non-Patent Document 11 S. Suzuki et al., "Integrated-optic double-ring resonators with a wide free spectral range of 100 GHz,” IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 13, No. 8, pp. 1766- 1771, 1995.
  • Non-Patent Document 12 W. Bogaerts et al., “Silicon microring resonators,” Laser and Photonics Reviews, Vol. 6, No. 1, pp. 47-73, 2012.
  • a first aspect of the present invention provides an evaluation device.
  • the evaluation device described above evaluates, for example, the phase noise of signal light propagated through an optical transmission line.
  • the evaluation apparatus described above includes, for example, a differential phase information acquisition unit that acquires information indicating the differential phase of the input light at each of a plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the evaluation apparatus described above includes, for example, an index derivation unit that derives the degree of variation in the differential phase at each of a plurality of points in time as an index for evaluating phase noise.
  • the differential phase represents, for example, the phase difference of the input light at two temporally adjacent points of time among a plurality of points of time.
  • the time intervals between the plurality of time points are, for example, substantially constant.
  • the time interval between the points in time is, for example, less than or equal to the length of the symbol time of the signal transmitted by the input light.
  • the index derivation unit may derive the dispersion or standard deviation of the differential phase of the input light as the index.
  • the evaluation device described above may include a photoelectric conversion unit that converts a received signal transmitted by signal light from an optical signal to an electric signal.
  • the evaluation device may comprise an analog-to-digital converter for converting the electrical signal from an analog signal to a digital signal.
  • the analog-to-digital converter may output a plurality of digital signals respectively corresponding to a plurality of points in time.
  • the differential phase information acquisition section may generate information indicating the differential phase at each of a plurality of points in time based on the plurality of digital signals.
  • the index derivation unit may derive degrees of variation in the differential phase corresponding to each of a plurality of points in time as an index for evaluating the phase noise of the received signal.
  • the received signal may be superimposed with a symbol time series.
  • the sampling rate of the analog-to-digital converter may be equal to or higher than the symbol rate of the symbol time series of the received signal.
  • the above evaluation device may include a local light source that outputs locally oscillated light.
  • the evaluation device described above may comprise an optical 90-degree hybrid that interferes signal light with local light from a local light source to output a plurality of optical signals in which the received signal is separated into a plurality of signal components.
  • the photoelectric conversion unit may convert the optical signal of the I signal component output from the optical 90-degree hybrid into an electrical signal.
  • the photoelectric conversion unit may convert the optical signal of the Q signal component output from the optical 90-degree hybrid into an electrical signal.
  • the analog-to-digital converter may output a plurality of first digital signals corresponding to the optical signal of the I signal component at each of the plurality of time points.
  • the analog-to-digital converter may output a plurality of second digital signals corresponding to the optical signal of the Q signal component at each of the plurality of time points.
  • the differential phase information acquiring section may remove the modulation component contained in the received signal based on the plurality of first digital signals and the plurality of second digital signals.
  • the differential phase information acquisition section may generate information indicating the differential phase at each of a plurality of time points.
  • the square of the standard deviation of the phase noise of the received signal is the sum of the square of the standard deviation of the phase noise of the signal light and the square of the standard deviation of the phase noise due to the spectral line width of the local oscillation light. may be expressed as the square root of
  • the differential phase information acquisition section may have a delay interference section to which the input light is input.
  • the differential phase information acquisition section may have a photoelectric conversion section that converts the output light of the delay interference section into an electrical signal.
  • the delayed interference unit may split the input light into the first input light and the second input light.
  • the delay interference unit may cause multiple interference between the first input light that has passed through the first optical path and the second input light that has passed through the second optical path.
  • the delay interference unit adjusts the delay time difference ⁇ between the first input light that has passed through the first optical path and the second input light that has passed through the second optical path, and the frequency f of the input light so that the relationship of Equation 1 below is satisfied.
  • may be set to (Formula 1) 2 ⁇ f ⁇ 2n ⁇ + ⁇ /2 (where n is an integer)
  • the differential phase information acquisition section may have a waveguide into which input light is input.
  • the differential phase information acquisition section may have a ring resonator arranged adjacent to the waveguide.
  • the differential phase information acquisition section may have a photoelectric conversion section that converts the output light of the waveguide into an electrical signal.
  • the input/output characteristics of the ring resonator may be set such that the length of the ring is an integral multiple of the wavelength of the input light in the ring medium.
  • the differential phase information acquisition unit may have an analog-digital conversion unit that converts the electrical signal output by the photoelectric conversion unit from an analog signal to a digital signal.
  • the analog-to-digital converter may output a plurality of digital signals corresponding to differential phases at a plurality of points in time.
  • the square of the standard deviation of the phase noise of the input light may be expressed as 1/2 times the square of the standard deviation of the differential phase.
  • the evaluation device described above may include an adjustment unit that adjusts the operating point of the delay interference unit based on the electrical signal output by the photoelectric conversion unit.
  • the evaluation device described above may include an optical power information acquisition unit that acquires information indicating the measured value of the optical power of the input light.
  • the index derivation unit may normalize the differential phase of the input light using the measured optical power of the input light.
  • the index derivation unit may derive the degree of dispersion of the differential phase using the normalized differential phase.
  • a second aspect of the present invention provides an optical receiver.
  • the optical receiver described above includes, for example, the evaluation device according to the first aspect described above.
  • the above optical receiver includes, for example, a demodulator that demodulates a received signal transmitted by signal light to generate an information signal.
  • a third aspect of the present invention provides an optical communication system.
  • the above optical communication system includes, for example, an optical transmitter that transmits signal light.
  • the above optical communication system includes, for example, the optical receiver according to the above second aspect.
  • a fourth aspect of the present invention provides an evaluation method.
  • the evaluation method described above is, for example, a method for evaluating the phase noise of signal light propagated through an optical transmission line.
  • the evaluation method described above has, for example, a differential phase information obtaining step of obtaining information indicating the differential phase of the input light at each of a plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the evaluation method described above has, for example, an index deriving step of deriving the degree of differential phase variation at each of a plurality of time points as an index for evaluating phase noise.
  • the differential phase represents, for example, the phase difference of the input light at two temporally adjacent points of time among a plurality of points of time.
  • the time intervals between the multiple time points are, for example, substantially constant.
  • the time interval between the points in time is, for example, less than or equal to the length of the symbol time of the signal transmitted by the input light.
  • a program is provided in a fifth aspect of the present invention.
  • the program is, for example, a program for causing a computer to function as the evaluation device according to the first aspect.
  • Said program is a program for making the computer which concerns on said 4th aspect perform an evaluation method, for example.
  • a computer-readable storage medium storing the above program may be provided.
  • the storage medium described above may be a non-transitory computer-readable medium.
  • An example of the system configuration of the communication system 100 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the signal processing unit 170 is shown schematically.
  • An example of the system configuration of the phase noise evaluation device 320 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 340 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 540 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 640 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the signal processing unit 370 is shown schematically.
  • An example of the system configuration of the phase noise evaluation device 820 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the signal processing section 870 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1040 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1140 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1240 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1340 is shown schematically.
  • An example of the circuit configuration of the balanced optical receiver 1350 is shown schematically.
  • An example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1540 is shown schematically.
  • An example of the system configuration of the computer 3000 is shown schematically.
  • optical phase noise (sometimes simply referred to as phase noise) has been estimated by linearly approximating the variation of the optical phase with respect to time t.
  • the i-th sample point (sometimes referred to as a sample) among N (N is a positive integer) (i is an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to N) is approximated using Equation 1 below.
  • the phase noise ⁇ (i) can be estimated from the measured value of the phase of the signal light.
  • the phase noise ⁇ (i ) cannot be estimated accurately.
  • optical phase noise with the 1/f noise component removed can be derived by subtracting the moving average value of the optical phase from the measured phase of the received signal.
  • the phase noise ⁇ (i) is derived using Equation 2 below.
  • m and l represent integers. The value of l is set appropriately. (Formula 2)
  • phase noise is known to be a Wiener process, and phase noise follows a Gaussian distribution whose variance diverges in proportion to time t. Therefore, according to the method described in Non-Patent Document 6, when the time t is short, the variance becomes negative, and the approximate curve cannot be determined accurately due to the influence of the measurement error. there were.
  • Nonlinear phase noise includes (i) self-phase modulation phenomenon, (ii) cross-phase modulation phenomenon, and (iii) phenomenon in a fiber Raman amplifier in which intensity noise of pump light generates phase noise in signal light via the Kerr effect. etc. are exemplified.
  • Differential phase means the phase difference before and after a sample point (sometimes referred to as a sample).
  • the differential phase ⁇ diff (i) at the i-th sample point is expressed as Equation 3 below. (Formula 3)
  • the sampling frequency is set equal to or higher than the symbol rate.
  • the differential phase can be measured at the same time interval as the symbol time by calculating the differential phase using samples corresponding to appropriate time intervals.
  • the time interval between temporally adjacent samples eg, the time interval between the i+1-th sample and the i-th sample
  • the sample time interval ⁇ t is sometimes referred to as the sample time interval ⁇ t.
  • phase noise ⁇ (t) is obtained using phase ⁇ S (t) of signal light and phase ⁇ L (t) of local oscillation light (sometimes referred to as local light).
  • ⁇ (t) ⁇ S (t) ⁇ L (t). Since the phase noise generated in the optical transmission line is included in ⁇ S (t), the above equation shows that ⁇ (t) also includes the phase noise generated in the optical transmission line.
  • the phase component ⁇ (i) at the i-th sample point is calculated by removing the modulated component.
  • the modulation component can be canceled by calculating the M-th power of the received signal.
  • M is a positive integer.
  • the received signal I QPSK (t) represented by a complex number is represented by Equation 5 below.
  • IQPSK (t) iI,QPSK (t)+ jiQ,QPSK (t)
  • i I,QPSK (t) indicates the output current corresponding to the I signal component obtained by coherent heterodyne detection of the QPSK-modulated optical signal.
  • i Q,QPSK (t) indicates an output current corresponding to a Q signal component obtained by coherent heterodyne detection of a QPSK-modulated optical signal.
  • QPSK modulation is a quadrature phase shift keying method
  • the argument between the received signal I QPSK (t) raised to the 4th power and the phase noise ⁇ (t) is given by Formula 6 below is established.
  • f c represents the difference (f s ⁇ f L ) between the angular frequency f s of the signal light and the angular frequency f L of the local light, and is called the beat frequency.
  • Equation 8 the differential phase ⁇ diff (i) at the i-th sample point, the phase noise ⁇ (i+1) at the i+1-th sample point, and the phase noise ⁇ (i ) and the sample time interval ⁇ t is represented by the following equation 8. (Formula 8)
  • the phase noise ⁇ (i) follows the Gaussian distribution
  • the difference, the differential phase ⁇ diff (i) also follows the Gaussian distribution.
  • the average value of ⁇ (i) is zero. Therefore, the average value of the differential phase ⁇ diff (i) is 2 ⁇ fc ⁇ t, and if the standard deviation of the phase noise ⁇ (i) of the signal light is ⁇ sig , the variance ⁇ M of the differential phase ⁇ diff (i) is 2 becomes 2 ⁇ sig 2 .
  • the phase noise of the signal light can be derived more accurately.
  • the measured values are affected by uncertainties due to the length of the moving average time, such as the method of subtracting the moving average value of the optical phase from the measured phase of the received signal. chances are greatly reduced.
  • the standard deviation ⁇ sig of the phase noise of the signal light is derived using the standard deviation ⁇ M of the measurement result of the differential phase ⁇ diff (i) of the signal light.
  • the standard deviation ⁇ RX of the phase noise of the received signal is derived using Equations 9 to 11.
  • the standard deviation ⁇ RX of the phase noise of the received signal is used for purposes such as evaluation and monitoring of transmission effects.
  • the differential phase ⁇ diff (i) at each of the N sample points is obtained by converting the light to be measured (sometimes referred to as target light) into an electrical signal, and then the It is derived by signal processing of digital data obtained by sampling and quantizing the electrical signal. For example, time-series data of the phase of the target light is generated at time intervals that are the same as or substantially the same as the symbol time.
  • the differential phase ⁇ diff (i) is derived by calculating the difference between two temporally adjacent data in the time-series data.
  • the target light is split into the first light and the second light.
  • the first light and the second light whose delay time difference ⁇ is adjusted are combined and interfered. After that, the combined light is photoelectrically converted, sampled and quantized to derive the differential phase ⁇ diff (i).
  • the differential phase is derived by a relatively simple procedure. Also, the variance or standard deviation of the differential phase is derived by relatively simple arithmetic processing. Therefore, according to this embodiment, the load on the computer can be reduced.
  • the modulation component may be mixed into the measurement result and affect the optical phase noise measurement.
  • the communication system 100 evaluates phase noise using the optical signal receiving device 120 in, for example, a commissioning test after the communication system 100 is constructed.
  • the communication system 100 provides a dedicated wavelength for measuring phase noise during the operation period of the communication system 100, and constantly measures the phase noise of light at the wavelength.
  • the phase noise is evaluated by measuring the differential phase of the I and Q components of light at the wavelengths described above.
  • FIG. 1 schematically shows an example of a system configuration of a communication system 100. As shown in FIG. In this embodiment, the signal light output from the optical signal transmitting device 110 propagates through the optical transmission line 10 and reaches the optical signal receiving device 120, thereby transmitting an information signal. 100 details are described.
  • the optical transmission line 10 transmits light.
  • An optical fiber is exemplified as the optical transmission line 10 .
  • the communication system 100 includes an optical signal transmitter 110 and an optical signal receiver 120 .
  • the optical signal receiving device 120 includes a local oscillator 130, an optical 90-degree hybrid 140, an optical receiver 152, an optical receiver 154, an AD converter 162, an AD converter 164, a signal processing and a section 170 .
  • the optical signal transmission device 110 generates an optical signal.
  • Optical signal transmitter 110 generates a polarization multiplexed optical signal, for example, by modulating an optical carrier with an information signal to be transmitted.
  • the optical signal may be a signal on which a symbol time series is superimposed.
  • the optical signal transmitter 110 outputs light (sometimes referred to as signal light) forming an optical signal.
  • the signal light is transmitted to the optical signal receiver 120 via the optical transmission line 10 .
  • the optical signal receiving device 120 receives signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the optical signal receiver 120 demodulates the received optical signal to generate an information signal.
  • the optical signal receiving device 120 derives an index for evaluating the phase noise of signal light. Thereby, the optical signal receiving device 120 can evaluate the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the above index may be an index that indicates the degree of phase noise of the signal light.
  • the degree of variation in differential phase of signal light is employed as the index.
  • dispersion or standard deviation is exemplified.
  • the local oscillator 130 outputs local oscillation light (sometimes referred to as local light, as described above). Local light emitted from the local oscillator 130 is input to the optical 90-degree hybrid 140 .
  • the optical 90-degree hybrid 140 causes the signal light propagated through the optical transmission line 10 to interfere with the local light emitted from the local oscillator 130, so that the received signal transmitted by the signal light is divided into a plurality of signal components. It outputs a plurality of separated optical signals.
  • the optical 90-degree hybrid 140 mixes the signal light and the local light and outputs two optical signals that are 90 degrees out of phase. The above two signals are sometimes referred to as the I and Q signals, respectively.
  • the optical receiver 152 converts an optical signal into an electrical signal.
  • the optical receiver 152 converts the I signal of the received signal transmitted by the signal light into an electrical signal. This converts the I signal from an optical signal to an electrical signal.
  • the optical receiver 152 outputs an electrical signal corresponding to the I signal to the AD converter 162 .
  • the optical receiver 154 converts optical signals into electrical signals.
  • the optical receiver 154 converts the Q signal of the received signal transmitted by signal light into an electrical signal. This converts the Q signal from an optical signal to an electrical signal.
  • Optical receiver 154 outputs an electrical signal corresponding to the Q signal to AD converter 164 .
  • the AD converter 162 converts the electrical signal from an analog signal to a digital signal.
  • the AD converter 162 converts the electrical signal corresponding to the I signal into a digital signal.
  • the AD converter 162 converts a plurality of digital signals (sampled I signal ) is output to the signal processing unit 170 .
  • the time intervals between the multiple time points may be substantially constant.
  • the sampling rate of the AD converter 162 may be equal to or higher than the symbol rate of the received signal. This sets the sample time interval to be less than or equal to the length of the symbol time.
  • the sampling rate of AD converter 162 may be the same as the symbol rate of the received signal. This sets the sample time interval to the length of the symbol time.
  • the AD converter 164 converts the electrical signal from an analog signal to a digital signal.
  • the AD converter 164 converts the electrical signal corresponding to the Q signal into a digital signal.
  • the AD converter 164 outputs a plurality of digital signals (sometimes referred to as sampled Q signals) respectively corresponding to a plurality of points in time during the evaluation period to the signal processing section 170 .
  • the time intervals between the multiple time points may be substantially constant.
  • the sampling rate of the AD converter 164 may be equal to or higher than the symbol rate of the received signal. This sets the sample time interval to be less than or equal to the length of the symbol time.
  • the sampling rate of AD converter 164 may be the same as the symbol rate of the received signal. This sets the sample time interval to the length of the symbol time.
  • the signal processing unit 170 demodulates the received signal transmitted by signal light and generates an information signal. Also, in this embodiment, the signal processing unit 170 evaluates the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 . The signal processor 170 may monitor the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 . Details of the signal processing unit 170 will be described later.
  • Each unit of the communication system 100 may be realized by hardware, software, or both hardware and software. At least part of each part of the communication system 100 may be realized by an analog circuit or by a digital circuit. At least part of each part of the communication system 100 may be realized by a single server or may be realized by a plurality of servers. At least part of each unit of the communication system 100 may be realized on a virtual machine or a cloud system. At least part of each unit of the communication system 100 may be realized by a personal computer or a mobile terminal. Examples of mobile terminals include mobile phones, smart phones, PDAs, tablets, notebook or laptop computers, wearable computers, and the like. Each part of communication system 100 may utilize distributed ledger technology or distributed networks, such as blockchain, to store information.
  • distributed ledger technology or distributed networks, such as blockchain to store information.
  • the components implemented by the software define operations related to the components in an information processing apparatus with a general configuration. It may be realized by starting a program.
  • the above information processing device includes, for example, (i) a data processing device having a processor such as a CPU and GPU, a ROM, a RAM, a communication interface, and the like; and (ii) a keyboard, touch panel, camera, microphone, various sensors, and a GPS receiver. (iii) an output device such as a display device, a speaker, and a vibration device; and (iv) a storage device (including an external storage device) such as a memory and an HDD.
  • a data processing device having a processor such as a CPU and GPU, a ROM, a RAM, a communication interface, and the like; and (ii) a keyboard, touch panel, camera, microphone, various sensors, and a GPS receiver.
  • an output device such as a display device, a speaker, and a vibration device
  • a storage device including an external storage device
  • the above data processing device or storage device may store a program.
  • the above program may be stored in a non-transitory computer-readable recording medium.
  • the program is executed by the processor to cause the information processing apparatus to perform operations specified by the program.
  • the program may be stored in a computer-readable medium such as a CD-ROM, DVD-ROM, memory, hard disk, etc., or may be stored in a storage device connected to a network.
  • the program may be installed on a computer forming at least part of communication system 100 from a computer-readable medium or network-attached storage device. By executing the program, the computer may function as at least part of each unit of the communication system 100 .
  • a program that causes a computer to function as at least part of each unit of the communication system 100 may include modules that define the operation of each unit of the communication system 100 . These programs or modules work on the data processing device, input device, output device, storage device, etc., to make the computer function as each part of the communication system 100, or to make the computer execute the information processing method in each part of the communication system 100. or
  • the information processing described in the program functions as concrete means in which the software related to the program and various hardware resources of the communication system 100 cooperate with each other when the program is read into the computer. Then, the communication system 100 is constructed according to the purpose of use of the computer according to the present embodiment by realizing the calculation or processing of information according to the purpose of use of the computer by the specific means described above.
  • the above program may be a program for causing a computer to function as the optical signal receiving device 120 or a part thereof.
  • the above program may be a program for causing a computer to execute an information processing method in the optical signal receiving device 120 or part thereof.
  • an AD converter 162 As a part of the optical signal receiving device 120, an AD converter 162, an AD converter 164, a signal processing section 170, etc. are exemplified.
  • the information processing method may be an evaluation method for evaluating phase noise of signal light propagated through an optical transmission line.
  • the evaluation method described above has, for example, a differential phase information obtaining step of obtaining information indicating the differential phase of the input light at each of a plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the above evaluation method has an index derivation step of deriving the degree of differential phase variation at each of a plurality of time points as an index for evaluating phase noise.
  • the differential phase represents, for example, the phase difference of the input light at two temporally adjacent points of time among a plurality of points of time.
  • the time intervals between the multiple time points are, for example, substantially constant.
  • the time interval between the points in time is, for example, equal to or less than the length of the symbol time of the signal transmitted by the input light.
  • the communication system 100 may be an example of an optical communication system.
  • Optical signal transmitter 110 may be an example of an optical transmitter.
  • Optical signal receiver 120 may be an example of an evaluation device or optical receiver.
  • Local oscillator 130 may be an example of a local light source.
  • the optical receiver 152 may be an example of a photoelectric converter.
  • the optical receiver 154 may be an example of a photoelectric converter.
  • the AD converter 162 may be an example of an analog-to-digital converter.
  • AD converter 164 may be an example of an analog-to-digital converter.
  • the signal processor 170 may be an example of an evaluation device.
  • the I signal may be an example of an optical signal of I signal components.
  • the sampled I signal may be an example of the first digital signal.
  • the Q signal may be an example of a Q signal component optical signal.
  • the sampled Q signal may be an example of the second digital signal.
  • the target light may be an example of input light. Light that constitutes various optical signals may be
  • FIG. 2 schematically shows an example of the internal configuration of the signal processing section 170.
  • the signal processing section 170 includes a digital signal processing circuit 210 , a decoding circuit 220 , an amplitude noise evaluation section 230 and a phase noise evaluation section 240 .
  • the phase noise estimator 240 comprises a differential phase signal generator 242 , a histogram generator 244 and a standard deviation calculator 246 .
  • the digital signal processing circuit 210 receives the sampled I signal from the AD converter 162 .
  • Digital signal processing circuit 210 receives the sampled Q signal from AD converter 164 .
  • the digital signal processing circuit 210 uses the I and Q signals to perform various digital signal processing for demodulating and compensating the received signal.
  • the decoding circuit 220 executes error correction processing, decoding processing, and the like. Thereby, the information signal is extracted from the received signal.
  • the amplitude noise evaluation section 230 evaluates the amplitude noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the amplitude noise evaluation unit 230 derives various indices for evaluating the amplitude noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • An optical signal-to-noise ratio or the like is exemplified as the index.
  • the optical signal-to-noise ratio is measured using a sampled I signal and/or a sampled Q signal. For example, when the optical signal-to-noise ratio of signal light is measured using a sampled I signal, the I signal is input to amplitude noise evaluation section 230 .
  • the amplitude noise evaluation section 230 includes an average value calculation section, a histogram generation section, and a standard deviation calculation section. Thereby, the amplitude noise of the signal light is measured.
  • the phase noise evaluation unit 240 evaluates the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10.
  • the phase noise evaluation unit 240 derives various indices for evaluating the phase noise of the signal light propagated through the optical transmission line 10 .
  • the degree of variation in the differential phase is exemplified as the index. Examples of indices indicating the degree of variation include variance and standard deviation.
  • the phase noise evaluation unit 240 derives the standard deviation of the differential phase during the evaluation period as an index indicating the degree of variation in the measured differential phase.
  • An example of part 240 is described.
  • the phase noise estimator 240 is not limited to this embodiment. It should be noted that in another embodiment, the phase noise estimator 240 may derive the variance of the differential phase during the evaluation period as an indicator of the degree of differential phase variation.
  • the differential phase signal generator 242 receives, for example, the data of the I signal and the data of the Q signal at each of N (N is a positive integer) sample points during the evaluation period from the digital signal processing circuit 210 .
  • N is a positive integer
  • Each of the N sample points corresponds to each of multiple time points included in the evaluation period.
  • the differential phase signal generator 242 determines the phase of the signal light measured at each of the N sample points based on the I signal data and the Q signal data at each of the N sample points.
  • the phase of the signal light at the i-th sample point (where i is an integer of 1 or more and (N ⁇ 1) or less) is determined according to Equation 4 described above, for example.
  • the differential phase signal generator 242 calculates the value of the differential phase at each of the N sample points based on the measured value of the phase of the signal light at each of the N sample points.
  • the differential phase value ⁇ diff (i) at the i-th sample point is calculated, for example, according to Equation 3 described above.
  • Equation 3 the difference in the phase of the signal light at two temporally adjacent time points among the plurality of time points is calculated.
  • the differential phase signal generator 242 can acquire information indicating the differential phase of the signal light at each of a plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the differential phase signal generator 242 may remove the modulation component and generate information indicating the differential phase at each of the N sample points.
  • the differential phase signal generator 242 removes the modulation component contained in the received signal, for example, based on the multiple sampled I and Q signals. As described above, in the case of M-phase modulation, the modulation component can be canceled by calculating the M-th power of the received signal.
  • the histogram generator 244 acquires information indicating (N-1) differential phases (sometimes referred to as differential phase signals) from the differential phase signal generator 242. .
  • the histogram generator 244 generates histograms of (N ⁇ 1) differential phases.
  • the histogram generator 244 outputs information indicating the generated histogram to the standard deviation calculator 246 .
  • the standard deviation calculator 246 calculates the standard deviation of (N-1) differential phases. For example, the standard deviation calculator 246 fits the histogram generated by the histogram generator 244 to a normal distribution. Also, the standard deviation calculator 246 calculates the standard deviation of the above normal distribution.
  • the standard deviation calculator 246 may derive the calculated standard deviation as an index for evaluating the phase noise of the signal light. As shown in Equation 6, the square of the standard deviation of the phase noise of the signal light is expressed as 1/2 times the square of the standard deviation of the differential phase. The standard deviation calculator 246 may derive the standard deviation of the phase noise of the signal light according to Equation 9 based on the standard deviations of the (N ⁇ 1) differential phases.
  • the square of the standard deviation of the phase noise of the received signal is the sum of the square of the standard deviation of the phase noise of the signal light and the standard deviation of the phase noise due to the spectral line width of the local oscillation light. It is expressed as the square root of the sum of the powers.
  • the standard deviation calculator 246 may derive the standard deviation of the phase noise of the received signal according to Equations 9 to 11 based on the standard deviations of the N differential phases.
  • the standard deviation calculator 246 may generate information for evaluating phase noise of signal light (sometimes referred to as evaluation information). Examples of the information for evaluating the phase noise of the signal light include information indicating the standard deviation of the N differential phases, the standard deviation of the phase noise of the signal light, and/or the standard deviation of the phase noise of the received signal. be done.
  • the phase noise evaluation unit 240 may be an example of an evaluation device.
  • the differential phase signal generation section 242 may be an example of a differential phase information acquisition section.
  • the histogram generation section 244 may be an example of a differential phase information acquisition section.
  • the standard deviation calculator 246 may be an example of an index derivation unit.
  • FIG. 3 schematically shows an example of the system configuration of the phase noise evaluation device 320.
  • the phase noise evaluation device 320 includes an optical delay interferometer 340 , an optical receiver 350 , an AD converter 360 and a signal processor 370 .
  • the optical signal receiver 120 performs high-speed A/D conversion and digital signal processing to determine the standard deviation of the differential phase at the evaluation facility. was calculated.
  • the present embodiment differs from the optical signal receiving apparatus 120 described with reference to FIGS. 1 and 2 in that high-speed arithmetic processing on electrical signals in the optical signal receiving apparatus 120 is performed at the optical level.
  • the phase noise evaluation device 320 measures the degree of variation in the differential phase of the light input to the phase noise evaluation device 320 (sometimes referred to as input light). Output as an index for evaluation. Thereby, the phase noise evaluation device 320 can evaluate the phase noise of the input light.
  • the above input light may be signal light propagated through the optical transmission line 10 or output light from the optical 90-degree hybrid 140 .
  • the phase noise evaluation device 320 is attached to the optical signal receiving device 120, for example, and receives a portion of the signal light propagated through the optical transmission line 10 as input.
  • the optical signal In the signal light used for actual communication, the optical signal has spectral components due to modulation. Therefore, the modulation component is mixed in the measurement result, and it may become difficult to measure the optical phase noise.
  • the phase noise estimator 320 is attached to the communication system 100, for example, to evaluate the phase noise in a commissioning test after the communication system 100 is built.
  • the phase noise evaluation device 320 provides a dedicated wavelength for measuring phase noise during the operation period of the communication system 100, and constantly measures the phase noise of light at that wavelength. Attached to communication system 100 .
  • the phase noise is evaluated by measuring the differential phase of the I and Q components of light at the wavelengths described above.
  • the optical delay interferometer 340 receives light (sometimes referred to as input light, target light, etc.).
  • the optical delay interferometer 340 has, for example, a first optical path and a second optical path.
  • the optical delay interferometer 340 for example, splits input light into first input light and second input light.
  • the optical delay interferometer 340 causes, for example, the first input light that has passed through the first optical path and the second input light that has passed through the second optical path to interfere with each other.
  • the first optical path and the second optical path of the optical delay interferometer 340 have a delay time difference ⁇ between the first input light that has passed through the first optical path and the second input light that has passed through the second optical path, and and the frequency f are set so as to satisfy the relationship of Equation 12 below.
  • Equation 13 the output current i of the optical receiver 350 to which the output light of the optical delay interferometer 340 is input is approximated by Equation 13 below.
  • i RE 2 ⁇ n(t) ⁇ n(t ⁇ ) ⁇ 12 above
  • R is the sensitivity of the optical receiver 350 .
  • E is the electric field of the first input light and the second input light.
  • ⁇ n(t) is the phase noise of the input light at time t.
  • the optical receiver 350 converts the output light of the optical delay interferometer 340 into an electrical signal.
  • the output current of optical receiver 350 indicates the differential phase of the input light at each of the multiple times included in the evaluation period.
  • the optical receiver 350 can obtain information indicating the differential phase of the input light at each of the plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the differential phase represents the phase difference of input light at two temporally adjacent points of time among a plurality of points of time.
  • the AD converter 360 converts the electrical signal output by the optical receiver 350 from an analog signal to a digital signal.
  • the AD converter 360 outputs to the signal processing section 370 a plurality of digital signals corresponding to the differential phases at each of the plurality of points in time included in the evaluation period.
  • the time intervals between the multiple time points may be substantially constant.
  • the sampling rate of the AD converter 360 can be significantly reduced compared to the sampling rate of the AD converter 162 or the AD converter 164 that samples the signal light. For example, if the sample rate of communication light is 100 GS/s, the sample rate of AD converter 360 can be reduced to approximately 1 GS/s.
  • the optical delay interferometer 340 when the optical delay interferometer 340 is used, a value obtained by converting the differential phase into intensity is measured. That is, the optical delay interferometer 340 converts the differential phase noise into amplitude noise. Also, the frequency components of the differential phase noise are almost white noise.
  • a narrow-band optical receiver can be used as the optical receiver 350 . Specifically, an optical receiver having a band of approximately 100 MHz is used as the optical receiver 350 . Thereby, the sampling rate of the AD converter 360 that samples the output current of the optical receiver 350 can also be reduced.
  • the signal processing unit 370 receives the multiple digital signals described above from the AD converter 360 .
  • the signal processing unit 370 derives the degree of variation in the differential phase at each of the plurality of points of time as an index for evaluating the phase noise of the input light.
  • standard deviation, dispersion, and the like are examples of indices that indicate the degree of variation.
  • the square of the standard deviation of the phase noise of the input light is expressed as 1/2 times the square of the standard deviation of the differential phase.
  • the signal processing section 370 may output information indicating the evaluation of the phase noise of the input light (sometimes referred to as evaluation information). Details of the signal processing unit 370 will be described later.
  • high-speed arithmetic processing for electrical signals in the optical signal receiving device 120 is performed at the optical level.
  • power saving and cost reduction can be achieved.
  • the reciprocal of the delay time is equivalent to the sampling rate in the AD converter. As such, the power used for sampling can be saved.
  • the phase noise evaluation device 320 may be an example of an evaluation device.
  • the optical delay interferometer 340 may be an example of a delay interferometer.
  • the optical receiver 350 may be an example of a differential phase information acquisition section or a photoelectric conversion section.
  • AD converter 360 may be an example of a differential phase information acquisition unit or an analog-to-digital conversion unit.
  • the signal processor 370 may be an example of a differential phase information acquisition unit or an index derivation unit.
  • phase noise evaluation device 320 In the present embodiment, an example of the phase noise evaluation device 320 has been described using the case where the phase noise evaluation device 320 includes the AD converter 360 and the signal processing section 370 as an example. However, the phase noise evaluation device 320 is not limited to this embodiment. In another embodiment, the signal processing section 370 may have the function of the AD converter 360 and the phase noise evaluation device 320 may not include the AD converter 360 .
  • the optical delay interferometer 340 includes a semi-transmissive mirror 422 , a semi-transmissive mirror 424 , a total reflection mirror 432 , a total reflection mirror 434 and an optical phase adjuster 436 .
  • the input light is split into first signal light that passes through the semi-transmissive mirror 422 and second signal light that is reflected by the semi-transmissive mirror 422 .
  • the first signal light is transmitted through the semitransparent mirror 424 and output from the optical delay interferometer 340 .
  • the second signal light is reflected by the total reflection mirror 432 , the total reflection mirror 434 and the semi-transmissive mirror 424 , mixed with the first signal light transmitted through the semi-transmissive mirror 424 , and emitted from the optical delay interferometer 340 . output.
  • the optical delay interferometer 340 gives an optical path difference to the first signal light and the second signal light.
  • ⁇ be the delay time difference due to the above optical path difference
  • t be the time
  • ⁇ (t) be the phase of the input of the first signal light to the optical receiver 350 .
  • the phase at the time of input is ⁇ (t ⁇ ).
  • the delay time difference ⁇ is adjusted to satisfy the relationship of Equation 8 described above.
  • optical phase adjuster 436 adjusts the phase of light passing through optical phase adjuster 436 .
  • optical phase adjuster 436 adjusts the phase of light passing through optical phase adjuster 436 in response to the voltage applied to optical phase adjuster 436 .
  • the optical phase adjuster 436 include a liquid phase element and a lithium niobate crystal.
  • the delay time difference ⁇ is adjusted by adjusting the distance between the first optical path and the second optical path and/or the voltage applied to the optical phase adjuster 436 . This allows the operating point of the optical delay interferometer 340 to be adjusted.
  • the delay time difference ⁇ may be adjusted during calibration or may be adjusted in real time.
  • the optical phase adjuster 436 may be arranged in a region of the first optical path that does not overlap with the second optical path. Also, the optical delay interferometer 340 may not have the optical phase adjuster 436 .
  • FIG. 5 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 540.
  • FIG. Optical delay interferometer 540 is another example of optical delay interferometer 340 and may be implemented in phase noise evaluation apparatus 320 instead of optical delay interferometer 340 .
  • the optical delay interferometer 540 includes a substrate 510 and waveguides 520 and 530 formed on the substrate 510 .
  • Substrate 510 may be a semiconductor substrate, such as a silicon substrate.
  • the input light splits into the waveguide 520 and the waveguide 530 at the split point. After the first signal light propagating through the waveguide 520 and the second signal light propagating through the waveguide 530 are combined, they are output from the optical delay interferometer 540 .
  • the delay time difference ⁇ of waveguides 520 and 530 is adjusted to satisfy the relationship of Equation 8 described above.
  • an electrode 526 is arranged in part of the waveguide 520 .
  • the phase of light passing through waveguide 520 is finely adjusted.
  • the delay time difference ⁇ is adjusted by adjusting the distance between the waveguides 520 and 530 and/or the voltage applied to the electrode 526 . This allows the operating point of the optical delay interferometer 540 to be adjusted.
  • the delay time difference ⁇ may be adjusted during calibration or may be adjusted in real time.
  • the electrode 526 may be arranged in the waveguide 530 in another embodiment. Also, the optical delay interferometer 540 may not have the electrode 526 .
  • the optical delay interferometer 640 includes a substrate 610, a waveguide 620 into which input light is input, a ring resonator 630 arranged adjacent to the waveguide 620, and a portion of the ring resonator 630. and an electrode 636 arranged in the .
  • Substrate 610 may be a semiconductor substrate, such as a silicon substrate.
  • the input light incident from the input terminal propagates through the waveguide 620 and reaches the ring resonator 630 .
  • a portion of the input light is then introduced into ring resonator 630 .
  • the input/output characteristics of the ring resonator 630 are set such that the length of the ring is an integer multiple of the wavelength of the input light in the ring medium.
  • the output current specification with respect to the optical frequency becomes steeper in the vicinity of the operating point.
  • Light passing through waveguide 620 is output from optical delay interferometer 640 and input to optical receiver 350 .
  • the optical phase in ring resonator 630 is adjusted by the voltage applied to electrode 636 . This allows the operating point of the optical delay interferometer 640 to be adjusted.
  • FIG. 7 schematically shows an example of the internal configuration of the signal processing section 370.
  • the signal processor 370 includes a histogram generator 244 , a standard deviation calculator 246 and a calibrator 710 .
  • the calibration unit 710 executes various calibration processes. As described above, the output current i of optical receiver 350 is approximated by Equation 13. Therefore, the calibration unit 710 performs calibration processing of the phase noise evaluation device 320 using signal light with known phase noise. Thereby, the reception sensitivity of the optical receiver 350 and the noise of the electric circuit of the optical receiver 350 are calibrated.
  • the variance of the differential phase noise is derived by subtracting the variance of the electrical circuit noise from the variance of the received signal. Also measured by the above derivation is the intensity noise corresponding to the statistical distribution of the phase noise. Therefore, measurement results such as the above-mentioned various dispersions and standard deviations derived from the dispersions can be calibrated in advance with reference to known optical phase noise. The same is true when an optical ring resonator is used.
  • FIG. 8 schematically shows an example of the system configuration of the phase noise evaluation device 820.
  • the phase noise evaluation device 820 differs from the phase noise evaluation device 320 in that it includes an optical receiver 850 , an AD converter 860 and an optical phase controller 880 .
  • the input light is split at the branch point into the first light incident on the optical delay interferometer 340 and the second light incident on the optical receiver 850 .
  • the phase noise evaluation device 820 differs from the phase noise evaluation device 320 in that it includes a signal processing section 870 instead of the signal processing section 370 .
  • the phase noise evaluation device 820 may have the same configuration as the phase noise evaluation device 320 with respect to features other than the differences described above.
  • the optical receiver 850 converts the input second light into an electrical signal.
  • the AD converter 860 converts the electrical signal output by the optical receiver 850 from an analog signal to a digital signal. This provides information indicating the measured value of the optical power of the input light.
  • the signal processing unit 870 acquires information indicating the measured optical power of the input light from the AD converter 860 .
  • the signal processor 870 normalizes the differential phase of the input light using the measured optical power of the input light. Also, the signal processing section 870 derives the degree of dispersion of the differential phase using the normalized differential phase.
  • the optical phase controller 880 acquires an electrical signal corresponding to the output light of the optical delay interferometer 340 from the optical receiver 350 .
  • the optical phase controller 880 adjusts the operating point of the optical delay interferometer 340 based on the electrical signal.
  • the optical phase controller 880 controls the optical delay interferometer 340 so that the operating point of the optical delay interferometer 340 is the point at which the ratio of the output current variation to the optical frequency variation is greater than a predetermined value. Adjust the operating point of 340.
  • the optical phase control unit 880 adjusts the operating point of the optical delay interferometer 340 so that the ratio of the output current variation to the optical frequency variation is substantially maximum. may be adjusted.
  • the optical frequency versus output current characteristic of the optical delay interferometer 340 is sinusoidal with respect to the optical frequency, and its period is 1/ ⁇ . Therefore, in the graph of the optical frequency vs. output current characteristic, if the point where the sine wave crosses 0 is set as the operating point, the ratio of the amount of variation in the output current to the amount of variation in the optical frequency is approximately maximum. I know it will be.
  • the optical phase control section 880 may determine the position where the average value of the output current is 0 as the operating point of the optical delay interferometer 340 .
  • the optical frequency in the optical frequency vs. output current characteristic (that is, the vertical axis is the output current and the horizontal axis is the optical frequency graph) can be considered in terms of the differential phase.
  • the fluctuation of the phase becomes the fluctuation of the output current as it is.
  • the AD converter 860 may be an example of an optical power information acquisition unit.
  • the signal processor 870 may be an example of an optical power information acquisition unit.
  • the optical phase control section 880 may be an example of an adjustment section.
  • the optical phase control unit 880 detects the average value of the output current of the optical receiver 350, and sets the operating point of the optical delay interferometer 340 so that the average value becomes 0. , an example of the optical phase control unit 880 has been described. However, the optical phase controller 880 is not limited to this embodiment.
  • the optical phase controller 880 may detect the peak-to-peak value of the output current of the optical receiver 350 and set the operating point of the optical delay interferometer 340 so that the value is maximized. Similarly, the optical phase controller 880 may detect the value of the amplitude of the output current of the optical receiver 350 and set the operating point of the optical delay interferometer 340 so that the value is maximized.
  • FIG. 9 schematically shows an example of the internal configuration of the signal processing section 870.
  • the signal processor 870 includes a histogram generator 244 , a standard deviation calculator 246 , a calibrator 710 and a normalizer 930 .
  • the normalization unit 930 acquires information indicating the measured optical power of the input light from the AD converter 860 .
  • the normalization unit 930 normalizes the differential phase of the input light using the measured optical power of the input light.
  • the normalization section 930 outputs information indicating the normalized differential phase of the input light to the histogram generation section 244 .
  • the histogram generator 244 uses the normalized differential phase to generate a differential phase histogram.
  • the standard deviation calculator 246 derives the standard deviation of the differential phase using a histogram generated by returning to the normalized differential phase.
  • FIG. 10 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1040.
  • the optical delay interferometer 340 is provided with a semitransmissive mirror 1060 for splitting the input light and inputting a part of the input light to the optical receiver 850 .
  • the optical delay interferometer 1040 differs from the optical delay interferometer 340 in that the voltage applied to the optical phase adjuster 436 is controlled by the optical phase controller 880 .
  • FIG. 11 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1140.
  • the optical delay interferometer 1140 is similar to the optical delay interferometer 540 in that a waveguide 1160 is provided for branching the input light and inputting part of the input light to the optical receiver 850 . differ. Further, in this embodiment, the optical delay interferometer 1140 differs from the optical delay interferometer 540 in that the voltage applied to the electrode 526 is controlled by the optical phase controller 880 .
  • the optical delay interferometer 1240 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1240.
  • the optical delay interferometer 1240 is similar to the optical delay interferometer 640 in that a waveguide 1260 is provided for branching the input light and inputting a part of the input light to the optical receiver 850. differ. Further, in this embodiment, the optical delay interferometer 1240 differs from the optical delay interferometer 640 in that the voltage applied to the electrode 636 is controlled by the optical phase controller 880 .
  • FIG. 13 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1340.
  • the optical delay interferometer 1340 differs from the optical delay interferometer 340 in that a balanced optical receiver 1350 is used instead of the optical receiver 350 . Thereby, the intensity noise contained in the signal light can be suppressed.
  • the balanced optical receiver 1350 includes an optical receiver 1352 , an optical receiver 1354 and a differential processing section 1356 .
  • the optical receiver 1352 receives the first output light obtained by combining the first signal light transmitted through the semi-transmissive mirror 424 and the second signal light reflected by the semi-transmissive mirror 424 .
  • a second output light obtained by combining the first signal light reflected by the semi-transmissive mirror 424 and the second signal light transmitted through the semi-transmissive mirror 424 is input to the optical receiver 1354 .
  • the differential processor 1356 outputs an electrical signal corresponding to the difference between the output of the optical receiver 1352 and the output of the optical receiver 1354 to the AD converter 360 .
  • the balanced optical receiver 1350 comprises a photodiode 1452 and a photodiode 1454 connected in series.
  • Balanced optical receiver 1350 outputs an electrical signal from junction 1456 of photodiode 1452 and photodiode 1454 .
  • the optical delay interferometer 15 schematically shows an example of the internal configuration of the optical delay interferometer 1540.
  • the optical delay interferometer 1540 differs from the optical delay interferometer 540 in that a balanced optical receiver 1350 is used instead of the optical receiver 350 . Thereby, the intensity noise contained in the signal light can be suppressed.
  • FIG. 16 illustrates an example computer 3000 in which aspects of the present invention may be embodied in whole or in part. At least part of the optical signal receiver 120 may be implemented by the computer 3000 . At least part of phase noise estimator 320 may be implemented by computer 3000 .
  • Programs installed on the computer 3000 cause the computer 3000 to function as one or more "parts" of operations or one or more "parts” of an apparatus according to embodiments of the invention, or to and/or cause computer 3000 to perform a process or steps of a process according to embodiments of the present invention.
  • Such programs may be executed by CPU 3012 to cause computer 3000 to perform certain operations associated with some or all of the blocks in the flowcharts and block diagrams described herein.
  • a computer 3000 includes a CPU 3012, a RAM 3014, a GPU 3016, and a display device 3018, which are interconnected by a host controller 3010.
  • Computer 3000 also includes input/output units such as communication interface 3022 , hard disk drive 3024 , DVD-ROM drive 3026 and IC card drive, which are connected to host controller 3010 via input/output controller 3020 .
  • the computer also includes legacy input/output units such as ROM 3030 and keyboard 3042 , which are connected to input/output controller 3020 via input/output chip 3040 .
  • the CPU 3012 operates according to programs stored in the ROM 3030 and RAM 3014, thereby controlling each unit.
  • the GPU 3016 retrieves image data generated by the CPU 3012 into itself, such as a frame buffer provided in RAM 3014 , and causes the image data to be displayed on the display device 3018 .
  • a communication interface 3022 communicates with other electronic devices via a network.
  • Hard disk drive 3024 stores programs and data used by CPU 3012 within computer 3000 .
  • DVD-ROM drive 3026 reads programs or data from DVD-ROM 3001 and provides programs or data to hard disk drive 3024 via RAM 3014 .
  • the IC card drive reads programs and data from IC cards and/or writes programs and data to IC cards.
  • ROM 3030 stores therein programs such as a boot program executed by computer 3000 upon activation and/or programs dependent on the hardware of computer 3000 .
  • Input/output chip 3040 may also connect various input/output units to input/output controller 3020 via parallel ports, serial ports, keyboard ports, mouse ports, and the like.
  • a program is provided by a computer-readable storage medium such as a DVD-ROM 3001 or an IC card.
  • the program is read from a computer-readable storage medium, installed in hard disk drive 3024 , RAM 3014 , or ROM 3030 , which are also examples of computer-readable storage medium, and executed by CPU 3012 .
  • the information processing described within these programs is read by computer 3000 to provide coordination between the programs and the various types of hardware resources described above.
  • An apparatus or method may be configured by implementing information operations or processing according to the use of computer 3000 .
  • the CPU 3012 executes a communication program loaded into the RAM 3014 and sends communication processing to the communication interface 3022 based on the processing described in the communication program. you can command.
  • the communication interface 3022 reads the transmission data stored in the transmission buffer area provided in the recording medium such as the RAM 3014, the hard disk drive 3024, the DVD-ROM 3001, or the IC card. Data is transmitted to the network, or received data received from the network is written in a receive buffer area or the like provided on the recording medium.
  • the CPU 3012 causes the RAM 3014 to read all or necessary portions of files or databases stored in external recording media such as a hard disk drive 3024, a DVD-ROM drive 3026 (DVD-ROM 3001), an IC card, etc. Various types of processing may be performed on the data in RAM 3014 . CPU 3012 may then write back the processed data to an external recording medium.
  • external recording media such as a hard disk drive 3024, a DVD-ROM drive 3026 (DVD-ROM 3001), an IC card, etc.
  • Various types of processing may be performed on the data in RAM 3014 .
  • CPU 3012 may then write back the processed data to an external recording medium.
  • CPU 3012 performs various types of operations on data read from RAM 3014, information processing, conditional decisions, conditional branching, unconditional branching, and information retrieval as specified throughout this disclosure and by instruction sequences of programs. Various types of processing may be performed, including /replace, etc., and the results written back to RAM 3014 . Also, the CPU 3012 may search for information in a file in a recording medium, a database, or the like.
  • the CPU 3012 selects the first attribute from among the plurality of entries. search for an entry that matches the specified condition of the attribute value of the attribute, read the attribute value of the second attribute stored in the entry, and thereby determine the first attribute that satisfies the predetermined condition An attribute value of the associated second attribute may be obtained.
  • the programs or software modules described above may be stored in a computer-readable storage medium on or near the computer 3000 .
  • a recording medium such as a hard disk or RAM provided in a server system connected to a dedicated communication network or the Internet can be used as a computer-readable storage medium, whereby the above program can be transferred via a network. provided to the computer 3000;
  • 10 optical transmission line 100 communication system, 110 optical signal transmitter, 120 optical signal receiver, 130 local oscillator, 140 optical 90-degree hybrid, 152 optical receiver, 154 optical receiver, 162 AD converter, 164 AD converter , 170 signal processing unit, 210 digital signal processing circuit, 220 decoding circuit, 230 amplitude noise evaluation unit, 240 phase noise evaluation unit, 242 differential phase signal generation unit, 244 histogram generation unit, 246 standard deviation calculation unit, 320 phase noise Evaluation device, 340 optical delay interferometer, 350 optical receiver, 360 AD converter, 370 signal processor, 422 semi-transmissive mirror, 424 semi-transmissive mirror, 432 total reflection mirror, 434 total reflection mirror, 436 optical phase adjuster, 510 substrate, 520 waveguide, 526 electrode, 530 waveguide, 540 optical delay interferometer, 610 substrate, 620 waveguide, 630 ring resonator, 636 electrode, 640 optical delay interferometer, 710 calibration unit, 820 phase noise evaluation device , 850 optical receiver, 860 AD converter,

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音を評価する評価装置が、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得部と、複数の時点のそれぞれにおける差動位相のばらつきの度合いを、位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出部とを備える。差動位相は、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表す。複数の時点の時間間隔は、略一定であり、入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である。

Description

評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法
　本発明は、評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法に関する。
　非特許文献１～５には、例えばカー効果を介して信号光に位相雑音が発生することにより、光伝送特性が劣化することが開示されている。非特許文献６には、測定された受信信号の位相から光位相の移動平均値を差し引くことで、非特許文献７に開示されているような１／ｆ雑音成分の除去された光位相雑音が導出されることが開示されている。非特許文献８～９には、遅延干渉計を用いてＤＰＳＫ信号を復調することが開示されている。非特許文献１０～１２には、光リング共振器の入出力特性が光遅延干渉計の入出力特性よりも急峻になることが開示されている。
　［先行技術文献］
　［非特許文献］
　［非特許文献１］ J. P. Gordon and L. F. Mullenauer, "Phase noise in photonic communications systems using linear amplifiers," Optics Letters, Vol. 15, No. 23, pp. 1351-1353, 1990. 
　［非特許文献２］ S. Ryu, "Signal linewidth broadening due to nonlinear Kerr effect in long-haul coherent systems using cascaded optical amplifiers," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 10, pp. 1450-1457, 1992. 
　［非特許文献３］ J. Cheng et al., "Relative phase noise induced impairment inM-ary phase shift-keying coherent optical communication system using distributed fiber Raman amplifier," Optics Letters, Vol. 38, No. 7, pp. 1055-1057, 2013. 
　［非特許文献４］ S. Zhang et al., "Bit-error rate performance of coherent optical M-ary PSK/QAM using decision-aided maximum likelihood phase estimation," Optics Express, Vol. 18, No. 12, pp. 12088-12103, 2010. 
　［非特許文献５］ T. Pfau et al., "Hardware-efficient coherent digital receiver concept with feedforward carrier recovery for M-QAM constellations," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 27, No. 8, pp. 989-999, 2009. 
　［非特許文献６］ M. Nakazawa et al., Editor, High spectral density optical communication technologies, Springer-Verlag, 2010. 
　［非特許文献７］ K. Kikuchi, "Effect of 1/f-type FM noise on semiconductor-laser linewidth residual in high-power limit," IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol. 25, No. 4, pp. 684-688, 1989.
　［非特許文献８］ J. Gamet and G. Pandraud, "C- and L-band planar delay interferometer for DPSK decoders," IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 17, No. 6, pp. 1217-1219, 2005. 
　［非特許文献９］ K. Voigt et al., "Performance of 40-Gb/s DPSK demodulator in SOI-technology," IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 20, No. 8, pp. 614-616, 2008. 
　［非特許文献１０］ T. Kominato at al., "Ring resonators composed of GeO2-doped silica waveguides,"  IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 10, No. 12, pp. 1781-1788, 1992. 
　［非特許文献１１］ S. Suzuki et al., "Integrated-optic double-ring resonators with a wide free spectral range of 100 GHz," IEEE Journal of Lightwave Technology, Vol. 13, No. 8, pp. 1766-1771, 1995. 
　［非特許文献１２］ W. Bogaerts et al., "Silicon microring resonators," Laser and Photonics Reviews, Vol. 6, No. 1, pp. 47-73, 2012.
一般的開示
　本発明の第１の態様においては、評価装置が提供される。上記の評価装置は、例えば、光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音を評価する。上記の評価装置は、例えば、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得部を備える。上記の評価装置は、例えば、複数の時点のそれぞれにおける差動位相のばらつきの度合いを、位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出部を備える。
　上記の評価装置において、差動位相は、例えば、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表す。上記の評価装置において、複数の時点の時間間隔は、例えば、略一定である。上記の評価装置において、複数の時点の時間間隔は、例えば、入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である。上記の評価装置において、指標導出部は、入力光の差動位相の分散又は標準偏差を、指標として導出してよい。
　上記の評価装置は、信号光により伝送される受信信号を、光信号から電気信号に変換する光電変換部を備えてよい。上記の評価装置は、電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部を備えてよい。上記の評価装置において、アナログ－デジタル変換部は、複数の時点のそれぞれに対応する複数のデジタル信号を出力してよい。上記の評価装置において、差動位相情報取得部は、複数のデジタル信号に基づいて、複数の時点のそれぞれにおける差動位相を示す情報を生成してよい。上記の評価装置において、指標導出部は、複数の時点のそれぞれに対応する差動位相のばらつきの度合いを、受信信号の位相雑音を評価するための指標として導出してよい。上記の評価装置において、受信信号は、シンボル時系列が重畳されていてよい。上記の評価装置において、アナログ－デジタル変換部のサンプリングレートは、受信信号のシンボル時系列のシンボルレート以上であってよい。
　上記の評価装置は、局部発振光を出力する局所光源を備えてよい。上記の評価装置は、信号光を局所光源からの局発光と干渉させて、受信信号が複数の信号成分に分離された複数の光信号を出力する光９０度ハイブリッドを備えてよい。上記評価装置において、光電変換部は、光９０度ハイブリッドが出力するＩ信号成分の光信号を電気信号に変換してよい。光電変換部は、光９０度ハイブリッドが出力するＱ信号成分の光信号を電気信号に変換してよい。上記評価装置において、アナログ－デジタル変換部は、複数の時点のそれぞれにおけるＩ信号成分の光信号に対応する複数の第１デジタル信号を出力してよい。アナログ－デジタル変換部は、複数の時点のそれぞれにおけるＱ信号成分の光信号に対応する複数の第２デジタル信号を出力してよい。上記評価装置において、差動位相情報取得部は、複数の第１デジタル信号及び複数の第２デジタル信号に基づいて受信信号に含まれる変調成分を除去してよい。差動位相情報取得部は、複数の時点のそれぞれにおける差動位相を示す情報を生成してよい。上記評価装置において、受信信号の位相雑音の標準偏差の２乗は、信号光の位相雑音の標準偏差の２乗と、局部発振光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差の２乗との和の平方根として表されてよい。
　上記の評価装置において、差動位相情報取得部は、入力光が入力される遅延干渉部を有してよい。差動位相情報取得部は、遅延干渉部の出力光を電気信号に変換する光電変換部を有してよい。上記の評価装置において、遅延干渉部は、入力光を第１入力光及び第２入力光に分岐してよい。遅延干渉部は、第１光路を通過した第１入力光と、第２光路を通過した第２入力光と合波干渉させてよい。遅延干渉部は、第１光路を通過した第１入力光及び第２光路を通過した第２入力光の遅延時間差τと、入力光の周波数ｆとが、下記の数式１の関係を満足するように設定されていてよい。
　（数式１）
　２πｆτ＝２ｎπ＋π／２　（ただし、ｎは整数である。）
　上記の評価装置において、差動位相情報取得部は、入力光が入力される導波路を有してよい。差動位相情報取得部は、導波路に隣接して配されるリング共振器を有してよい。差動位相情報取得部は、導波路の出力光を電気信号に変換する光電変換部を有してよい。上記の評価装置において、リング共振器の入出力特性は、リングの長さがリング媒質中の入力光の波長の整数倍となるように設定されてよい。
　上記の評価装置において、差動位相情報取得部は、光電変換部が出力した電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部を有してよい。上記の評価装置において、アナログ－デジタル変換部は、複数の時点のそれぞれにおける差動位相に対応する複数のデジタル信号を出力してよい。上記の評価装置において、入力光の位相雑音の標準偏差の２乗は、差動位相の標準偏差の２乗の１／２倍として表されてよい。上記の評価装置は、光電変換部が出力した電気信号に基づいて、遅延干渉部の動作点を調整する調整部を備えてよい。
　上記の評価装置は、入力光の光電力の測定値を示す情報を取得する光電力情報取得部を備えてよい。上記の評価装置において、指標導出部は、入力光の光電力の測定値を用いて、入力光の差動位相を規格化してよい。指標導出部は、規格化された差動位相を用いて、差動位相のばらつきの度合いを導出してよい。
　本発明の第２の態様においては、光受信器が提供される。上記の光受信器は、例えば、上記の第１の態様に係る評価装置を備える。上記の光受信器は、例えば、信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する復調部を備える。
　本発明の第３の態様においては、光通信システムが提供される。上記の光通信システムは、例えば、信号光を送信する光送信器を備える。上記の光通信システムは、例えば、上記の第２の態様に係る光受信器を備える。
　本発明の第４の態様においては、評価方法が提供される。上記の評価方法は、例えば、光伝送路を伝播した信号光の位相雑音を評価するための方法である。上記の評価方法は、例えば、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階を有する。上記の評価方法は、例えば、複数の時点のそれぞれにおける差動位相のばらつきの度合いを、位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出段階を有する。上記の評価方法において、差動位相は、例えば、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表す。上記の評価方法において、複数の時点の時間間隔は、例えば、略一定である。上記の評価方法において、複数の時点の時間間隔は、例えば、入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である。
　本発明の第５の態様においては、プログラムが提供される。上記のプログラムは、例えば、コンピュータを、上記の第１の態様に係る評価装置として機能させるためのプログラムである。上記のプログラムは、例えば、上記の第４の態様に係るコンピュータに、評価方法を実行させるためのプログラムである。上記のプログラムを格納するコンピュータ読み取り可能な記憶媒体が提供されてもよい。上記の記憶媒体は、非一時的なコンピュータ可読媒体であってよい。
　なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
通信システム１００のシステム構成の一例を概略的に示す。 信号処理部１７０の内部構成の一例を概略的に示す。 位相雑音評価装置３２０のシステム構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計３４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計５４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計６４０の内部構成の一例を概略的に示す。 信号処理部３７０の内部構成の一例を概略的に示す。 位相雑音評価装置８２０のシステム構成の一例を概略的に示す。 信号処理部８７０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１０４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１１４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１２４０の内部構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１３４０の内部構成の一例を概略的に示す。 バランスド光受信器１３５０の回路構成の一例を概略的に示す。 光遅延干渉計１５４０の内部構成の一例を概略的に示す。 コンピュータ３０００のシステム構成の一例を概略的に示す。
　以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。なお、図面において、同一または類似の部分には同一の参照番号を付して、重複する説明を省く場合がある。
　従来、光位相の時間ｔに対する変動を線形近似することで、光位相雑音（単に、位相雑音と称される場合がある。）が推定されていた。例えば、光伝送路を伝搬した信号光の位相が測定された場合において、Ｎ個（Ｎは、正の整数である。）の標本点（サンプルと称される場合がある。）のうちｉ番目（ｉは、１以上Ｎ以下の整数である。）の標本点における信号光の位相の測定値は、下記の式１を用いて近似される。
　（式１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　例えば、最小二乗法により上記の定数ａ及びｂを予め決定しておくことで、信号光の位相の測定値から、位相雑音θ（ｉ）が推定され得る。しかしながら、実際にはレーザの周波数変動には低周波数成分の変動（１／ｆ雑音成分と称される場合がある。）が存在することから、上記の近似式１を用いて位相雑音θ（ｉ）の値を正確に推定することはできない。
　非特許文献６に記載されているように、測定された受信信号の位相から、光位相の移動平均値を差し引くことで、１／ｆ雑音成分の除去された光位相雑音が導出され得る。具体的には、位相雑音θ（ｉ）は、下記の式２を用いて導出される。なお、式２において、ｍ及びｌは、整数を表す。ｌの値は、適切に設定される。
　（式２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　しかしながら、位相雑音はＷｉｅｎｅｒ過程であることが知られており、位相雑音は、分散が時間ｔに比例して発散するガウス分布に従う。そのため、非特許文献６に記載されている方法によれば、時間ｔが短い場合には分散が負になってしまう、測定誤差の影響により近似曲線を正確に決定することができないなどの問題があった。
　本実施形態の一例によれば、差動位相の統計分布を評価することにより、非線形位相雑音による光信号の伝送に対する影響がより正確に評価され得る。非線形位相雑音としては、（ｉ）自己位相変調現象、（ｉｉ）相互位相変調現象、（ｉｉｉ）ファイバラマン増幅器において、ポンプ光の強度雑音がカー効果を介して信号光に位相雑音を発生させる現象などが例示される。
　差動位相は、標本点（サンプルと称される場合がある。）の前後の位相差を意味する。ｉ番目の標本点における差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）は、下記の式３のように表される。
　（式３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　例えば、サンプリング周波数をシンボルレートと同一の値に設定し、シンボル時間と同一の時間間隔で差動位相を測定することで、１シンボル時間における位相雑音の分散又は標準偏差が導出される。なお、サンプリング周波数の設定は上記の実施形態に限定されない。例えば、サンプリング周波数はシンボルレート以上に設定される。この場合、適切な時間間隔に対応するサンプルを用いて差動位相を算出することで、シンボル時間と同一の時間間隔で差動位相を測定することができる。時間的に隣接するサンプル同士の時間間隔（例えば、ｉ＋１番目のサンプルと、ｉ番目のサンプルとの時間間隔である。）が、サンプル時間間隔Δｔと称される場合がある。
　例えば、コヒーレントヘテロダイン検波において、位相雑音θ（ｔ）は、信号光の位相φＳ（ｔ）及び局部発振光（局発光と称される場合がある。）の位相φＬ（ｔ）を用いて、θ（ｔ）＝φＳ（ｔ）－φＬ（ｔ）として表される。光伝送路において生じる位相雑音はφＳ（ｔ）に含まれていることから、上記の式により、θ（ｔ）も、光伝送路において生じる位相雑音を含むことが示される。
　光信号に通信のための変調がかけられていない場合、ｉ番目の標本点における位相成分は、下記の式４により導出される。
　（式４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　一方、光信号に通信のための変調がかけられている場合、変調成分を消去することで、ｉ番目の標本点における位相成分φ（ｉ）が算出される。例えば、Ｍ相位相変調の場合には、受信信号のＭ乗を算出することで変調成分が消去され得る。Ｍは、正の整数である。
　例えば、ＱＰＳＫ変調が施された光信号の場合、複素数表現された受信信号ＩＱＰＳＫ（ｔ）は、下記の式５で表される。
　（式５）
　ＩＱＰＳＫ（ｔ）＝ｉＩ，ＱＰＳＫ（ｔ）＋ｊｉＱ，ＱＰＳＫ（ｔ）
　上記の式において、ｉＩ，ＱＰＳＫ（ｔ）は、ＱＰＳＫ変調が施された光信号をコヒーレントヘテロダイン検波して得られたＩ信号成分に対応する出力電流を示す。ｉＱ，ＱＰＳＫ（ｔ）は、ＱＰＳＫ変調が施された光信号をコヒーレントヘテロダイン検波して得られたＱ信号成分に対応する出力電流を示す。
　ここで、ＱＰＳＫ変調は４相位相変調方式なので、受信信号ＩＱＰＳＫ（ｔ）を４乗すると、受信信号ＩＱＰＳＫ（ｔ）の４乗の偏角と、位相雑音θ（ｔ）との間には下記の式６が成立する。
　（式６）
　ａｒｇ｛ＩＱＰＳＫ（ｔ）｝４＝４（２πｆｃｔ＋θ（ｔ））
　上記の式において、ｆｃは、信号光の角周波数ｆｓと局発光の角周波数ｆＬとの差（ｆｓ－ｆＬ）を表し、ビート周波数と呼ばれる。
　式６の両辺を４（上記のＭに相当する。）で除算することで、下記の式７が導出される。これにより、変調成分の除去された位相雑音θ（ｔ）が導出される。
　（式７）
　ａｒｇ｛ＩＱＰＳＫ（ｔ）｝４／４＝２πｆｃｔ＋θ（ｔ）
　式１及び式７を考慮すると、ｉ番目の標本点における差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）と、ｉ＋１番目の標本点における位相雑音θ（ｉ＋１）と、ｉ番目の標本点における位相雑音θ（ｉ）と、サンプル時間間隔Δｔとの関係は、下記の式８により表される。
　（式８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上述されたとおり、位相雑音θ（ｉ）はガウス分布に従うので、その差分である差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）もガウス分布に従う。また、θ（ｉ）の平均値は０である。従って、差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）の平均値は２πｆｃΔｔであり、さらに、信号光の位相雑音θ（ｉ）の標準偏差をσｓｉｇとすると、差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）の分散σＭ ２は２×σｓｉｇ ２となる。
　したがって、差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）の測定結果の標準偏差σＭが導出されると、光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音の標準偏差σｓｉｇが、下記の式９により導出される。
　（式９）
　σｓｉｇ＝σＭ／√２
　これにより、本実施形態によれば、信号光の位相雑音がより正確に導出され得ることがわかる。例えば、本実施形態によれば、測定された受信信号の位相から光位相の移動平均値を差し引く手法のように、移動平均時間の長さに起因する不確定要素の影響が測定値に混入する可能性が著しく軽減される。
　さらに、伝送影響を考慮する場合には、局発光のスペクトル線幅の影響も考慮することが望ましい。この場合、光受信装置において受信された光信号（受信信号と称される場合がある。）の位相雑音の標準偏差σＲＸと、局発光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差σＬＯと、信号光の位相雑音の標準偏差をσｓｉｇとの関係は、下記の式１０により表される。
　（式１０）
　σＲＸ ２＝σｓｉｇ ２＋σＬＯ ２
　上述されたとおり、信号光の位相雑音の標準偏差σｓｉｇは、信号光の差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）の測定結果の標準偏差σＭを用いて導出される。局発光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差σＬＯは、信号光の位相雑音の標準偏差σｓｉｇと同様の手順により、局発光の差動位相の測定結果の標準偏差σＭＬを用いて、下記の式１１により導出される。
　（式１１）
　σＬＯ＝σＭＬ／√２
　これにより、式９～式１１を用いて、受信信号の位相雑音の標準偏差σＲＸが導出される。受信信号の位相雑音の標準偏差σＲＸは、伝送影響の評価、監視などの用途に用いられる。
　（差動位相の測定方法）
　一実施形態において、Ｎ個の標本点のそれぞれにおける差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）は、測定対象となる光（対象光と称される場合がある。）が電気信号に変換された後、当該電気信号が標本化及び量子化されて得られたデジタルデータの信号処理により導出される。例えば、シンボル時間と同一又は略同一の時間間隔で、対象光の位相の時系列データが生成される。時系列データにおいて時間的に隣接する２つのデータの差を算出することで差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）が導出される。
　他の実施形態において、まず、対象光が、第１の光と、第２の光とに分岐される。次に、第１の光と、第２の光と遅延時間差τが調整される。具体的には、遅延時間差τが２πｆτ＝２ｎπ＋π／２となるように調整される。ここで、ｆは、対象光の周波数であり、ｎは正の整数である。次に、遅延時間差τが調整された第１の光及び第２の光が合波干渉される。その後、合波された光を光電変換し、標本化及び量子化することで、差動位相φｄｉｆｆ（ｉ）が導出される。
　以上のとおり、差動位相は、比較的簡単な手順により導出される。また、差動位相の分散又は標準偏差も比較的簡単な演算処理により導出される。そのため、本実施形態によれば、計算機の負荷が軽減され得る。
　（信号光の位相雑音の評価例）
　実際の通信に使用される信号光の位相雑音が評価される場合、光信号は、変調によるスペクトル成分を有する。そのため、変調成分が測定結果に混入して、光位相雑音の測定に影響を与えることもあり得る。
　そこで、一実施形態において、通信システム１００は、例えば、通信システム１００の構築後のコミッショニングテストにおいて、光信号受信装置１２０を用いて位相雑音を評価する。他の実施形態において、通信システム１００は、通信システム１００の運用期間中に、位相雑音を測定するための専用の波長を設け、当該波長の光の位相雑音を常時測定する。 例えば、デジタルデータの信号処理により差動位相が導出される実施形態において、上記の波長の光のＩ成分及びＱ成分の差動位相が測定されることにより、位相雑音が評価される。
　（光通信システム１００の概要）
　図１は、通信システム１００のシステム構成の一例を概略的に示す。本実施形態においては、光信号送信装置１１０が出力した信号光が、光伝送路１０を伝搬して光信号受信装置１２０に到達することで、情報信号が伝達される場合を例として、通信システム１００の詳細が説明される。
　本実施形態において、光伝送路１０は、光を伝送する。光伝送路１０としては、光ファイバが例示される。
　本実施形態において、通信システム１００は、光信号送信装置１１０と、光信号受信装置１２０とを備える。本実施形態において、光信号受信装置１２０は、局部発振器１３０と、光９０度ハイブリッド１４０と、光受信器１５２と、光受信器１５４と、ＡＤ変換器１６２と、ＡＤ変換器１６４と、信号処理部１７０とを備える。
　本実施形態において、光信号送信装置１１０は、光信号を生成する。光信号送信装置１１０は、例えば、送信されるべき情報信号を用いて光搬送波を変調することにより、偏波多重された光信号を生成する。光信号は、シンボル時系列が重畳された信号であってよい。光信号送信装置１１０は、光信号を構成する光（信号光と称される場合がある）を出力する。信号光は、光伝送路１０を介して光信号受信装置１２０に送信される。
　本実施形態において、光信号受信装置１２０は、光伝送路１０を伝播した信号光を受け取る。光信号受信装置１２０は、受信された光信号を復調し、情報信号を生成する。
　信号光が光伝送路１０を伝搬する間に、信号光は各種の線形効果及び非線形効果を受ける。信号光が非線形効果を受けると、信号光の位相が影響を受ける。そのため、光伝送路１０を伝搬した信号光には、位相雑音成分が含まれる。本実施形態において、光信号受信装置１２０は、信号光の位相雑音を評価するための指標を導出する。これにより、光信号受信装置１２０は、光伝送路１０を伝播した信号光の位相雑音を評価することができる。上記の指標は、信号光の位相雑音の度合いを示す指標であってよい。上述されたとおり、本実施形態によれば、信号光の差動位相のばらつきの度合いが、上記の指標として採用される。ばらつきの度合いを示す指標としては、分散又は標準偏差が例示される。
　本実施形態において、局部発振器１３０は、局部発振光（上述されたとおり、局発光と称される場合がある。）を出力する。局部発振器１３０が出力した局発光は、光９０度ハイブリッド１４０に入力される。
　本実施形態において、光９０度ハイブリッド１４０は、光伝送路１０を伝搬した信号光を、局部発振器１３０からの局発光と干渉させて、当該信号光により伝送される受信信号が複数の信号成分に分離された複数の光信号を出力する。本実施形態において、光９０度ハイブリッド１４０は、信号光及び局発光を混合して、位相が９０度異なる２つの光信号を出力する。上記の２つの信号は、それぞれ、Ｉ信号及びＱ信号と称される場合がある。
　本実施形態において、光受信器１５２は、光信号を電気信号に変換する。光受信器１５２は、信号光により伝送される受信信号のＩ信号を、電気信号に変換する。これにより、Ｉ信号が光信号から電気信号に変換される。光受信器１５２は、Ｉ信号に対応する電気信号をＡＤ変換器１６２に出力する。
　本実施形態において、光受信器１５４は、光信号を電気信号に変換する。光受信器１５４は、信号光により伝送される受信信号のＱ信号を、電気信号に変換する。これにより、Ｑ信号が光信号から電気信号に変換される。光受信器１５４は、Ｑ信号に対応する電気信号をＡＤ変換器１６４に出力する。
　本実施形態において、ＡＤ変換器１６２は、電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６２は、Ｉ信号に対応する電気信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６２は、位相雑音の評価指標を導出するための測定期間（評価期間と称される場合がある。）の複数の時点のそれぞれに対応する複数のデジタル信号（標本化されたＩ信号と称される場合がある。）を、信号処理部１７０に出力する。複数の時点の時間間隔は、略一定であってよい。
　ＡＤ変換器１６２のサンプリングレートは、受信信号のシンボルレート以上であってよい。これにより、サンプル時間間隔がシンボル時間の長さ以下に設定される。ＡＤ変換器１６２のサンプリングレートは、受信信号のシンボルレートと同一であってよい。これにより、サンプル時間間隔がシンボル時間の長さに設定される。
　本実施形態において、ＡＤ変換器１６４は、電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６４は、Ｑ信号に対応する電気信号をデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器１６４は、評価期間の複数の時点のそれぞれに対応する複数のデジタル信号（標本化されたＱ信号と称される場合がある。）を、信号処理部１７０に出力する。複数の時点の時間間隔は、略一定であってよい。
　ＡＤ変換器１６４のサンプリングレートは、受信信号のシンボルレート以上であってよい。これにより、サンプル時間間隔がシンボル時間の長さ以下に設定される。ＡＤ変換器１６４のサンプリングレートは、受信信号のシンボルレートと同一であってよい。これにより、サンプル時間間隔がシンボル時間の長さに設定される。
　本実施形態において、信号処理部１７０は、信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する。また、本実施形態において、信号処理部１７０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の位相雑音を評価する。信号処理部１７０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の位相雑音を監視してもよい。信号処理部１７０の詳細は後述される。
　（通信システム１００の各部の具体的な構成）
　通信システム１００の各部は、ハードウエアにより実現されてもよく、ソフトウエアにより実現されてもよく、ハードウエア及びソフトウエアにより実現されてもよい。通信システム１００の各部は、その少なくとも一部が、アナログ回路により実現されてもよく、デジタル回路により実現されてもよい。通信システム１００の各部は、その少なくとも一部が、単一のサーバによって実現されてもよく、複数のサーバによって実現されてもよい。通信システム１００の各部は、その少なくとも一部が、仮想マシン上又はクラウドシステム上で実現されてもよい。通信システム１００の各部は、その少なくとも一部が、パーソナルコンピュータ又は携帯端末によって実現されてもよい。携帯端末としては、携帯電話、スマートフォン、ＰＤＡ、タブレット、ノートブック・コンピュータ又はラップトップ・コンピュータ、ウエアラブル・コンピュータなどが例示される。通信システム１００の各部は、ブロックチェーンなどの分散型台帳技術又は分散型ネットワークを利用して、情報を格納してもよい。
　通信システム１００を構成する構成要素の少なくとも一部がソフトウエアにより実現される場合、当該ソフトウエアにより実現される構成要素は、一般的な構成の情報処理装置において、当該構成要素に関する動作を規定したプログラムを起動することにより実現されてよい。上記の情報処理装置は、例えば、（ｉ）ＣＰＵ、ＧＰＵなどのプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、通信インタフェースなどを有するデータ処理装置と、（ｉｉ）キーボード、タッチパネル、カメラ、マイク、各種センサ、ＧＰＳ受信機などの入力装置と、（ｉｉｉ）表示装置、スピーカ、振動装置などの出力装置と、（ｉｖ）メモリ、ＨＤＤなどの記憶装置（外部記憶装置を含む。）とを備える。
　上記の情報処理装置において、上記のデータ処理装置又は記憶装置は、プログラムを格納してよい。上記のプログラムは、非一時的なコンピュータ可読記録媒体に格納されてよい。上記のプログラムは、プロセッサによって実行されることにより、上記の情報処理装置に、当該プログラムによって規定された動作を実行させる。
　プログラムは、ＣＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ－ＲＯＭ、メモリ、ハードディスクなどのコンピュータ読み取り可能な媒体に記憶されていてもよく、ネットワークに接続された記憶装置に記憶されていてもよい。プログラムは、コンピュータ読み取り可能な媒体又はネットワークに接続された記憶装置から、通信システム１００の少なくとも一部を構成するコンピュータにインストールされてよい。プログラムが実行されることにより、コンピュータが、通信システム１００の各部の少なくとも一部として機能してもよい。
　コンピュータを通信システム１００の各部の少なくとも一部として機能させるプログラムは、通信システム１００の各部の動作を規定したモジュールを備えてよい。これらのプログラム又はモジュールは、データ処理装置、入力装置、出力装置、記憶装置等に働きかけて、コンピュータを通信システム１００の各部として機能させたり、コンピュータに通信システム１００の各部における情報処理方法を実行させたりする。
　プログラムに記述された情報処理は、当該プログラムがコンピュータに読込まれることにより、当該プログラムに関連するソフトウエアと、通信システム１００の各種のハードウエア資源とが協働した具体的手段として機能する。そして、上記の具体的手段が、本実施形態におけるコンピュータの使用目的に応じた情報の演算又は加工を実現することにより、当該使用目的に応じた通信システム１００が構築される。
　上記のプログラムは、コンピュータを、光信号受信装置１２０又はその一部として機能させるためのプログラムであってよい。上記のプログラムは、コンピュータに、光信号受信装置１２０又はその一部における情報処理方法を実行させるためのプログラムであってもよい。光信号受信装置１２０の一部としては、ＡＤ変換器１６２、ＡＤ変換器１６４、信号処理部１７０などが例示される。
　一実施形態において、上記の情報処理方法は、光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音を評価する評価方法であってよい。上記の評価方法は、例えば、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階を有する。上記の評価方法において、複数の時点のそれぞれにおける差動位相のばらつきの度合いを、位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出段階を有する。上記の評価方法において、差動位相は、例えば、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表す。上記の評価方法において、複数の時点の時間間隔は、例えば、略一定である。複数の時点の時間間隔は、例えば、入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である。
　通信システム１００は、光通信システムの一例であってよい。光信号送信装置１１０は、光送信器の一例であってよい。光信号受信装置１２０は、評価装置又は光受信器の一例であってよい。局部発振器１３０は、局所光源の一例であってよい。光受信器１５２は、光光電変換部の一例であってよい。光受信器１５４は、光電変換部の一例であってよい。ＡＤ変換器１６２は、アナログーデジタル変換部の一例であってよい。ＡＤ変換器１６４は、アナログーデジタル変換部の一例であってよい。信号処理部１７０は、評価装置の一例であってよい。Ｉ信号は、Ｉ信号成分の光信号の一例であってよい。標本化されたＩ信号は、第１デジタル信号の一例であってよい。Ｑ信号は、Ｑ信号成分の光信号の一例であってよい。標本化されたＱ信号は、第２デジタル信号の一例であってよい。対象光は、入力光の一例であってよい。各種の光信号を構成する光は、入力光の一例であってよい。
　図２は、信号処理部１７０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、信号処理部１７０は、デジタル信号処理回路２１０と、復号回路２２０と、振幅雑音評価部２３０と、位相雑音評価部２４０とを備える。本実施形態において、位相雑音評価部２４０は、差動位相信号生成部２４２と、ヒストグラム生成部２４４と、標準偏差算出部２４６とを備える。
　本実施形態において、デジタル信号処理回路２１０は、ＡＤ変換器１６２から、標本化されたＩ信号を受信する。デジタル信号処理回路２１０は、ＡＤ変換器１６４から、標本化されたＱ信号を受信する。デジタル信号処理回路２１０は、Ｉ信号及びＱ信号を用いて、受信信号を復調したり、補償したりするための各種のデジタル信号処理を実行する。本実施形態において、復号回路２２０は、誤り訂正処理、復号処理などを実行する。これにより、受信信号から情報信号が取り出される。
　本実施形態において、振幅雑音評価部２３０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の振幅雑音を評価する。振幅雑音評価部２３０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の振幅雑音を評価するための各種の指標を導出する。上記の指標としては、光信号対雑音比などが例示される。光信号対雑音比は、標本化されたＩ信号及び標本化されたＱ信号の少なくとも一方を用いて測定される。例えば、標本化されたＩ信号を用いて信号光の光信号対雑音比が測定される場合、当該Ｉ信号が、振幅雑音評価部２３０に入力される。光信号対雑音比の測定方法は、公知の種々の手法が採用され得る。例えば、振幅雑音評価部２３０は、平均値算出部、ヒストグラム生成部、標準偏差算出部を備える。これにより、信号光の振幅雑音が測定される。
　本実施形態において、位相雑音評価部２４０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の位相雑音を評価する。位相雑音評価部２４０は、光伝送路１０を伝搬した信号光の位相雑音を評価するための各種の指標を導出する。上述されたとおり、上記の指標としては、差動位相のばらつきの度合いが例示される。ばらつきの度合いを示す指標としては、分散、標準偏差などが例示される。
　なお、本実施形態においては、位相雑音評価部２４０が、測定された差動位相のばらつきの度合いを示す指標として、評価期間における差動位相の標準偏差を導出する場合を例として、位相雑音評価部２４０の一例が説明される。しかしながら、位相雑音評価部２４０は本実施形態に限定されない。他の実施形態において、位相雑音評価部２４０は、差動位相のばらつきの度合いを示す指標として、評価期間における差動位相の分散を導出してもよいことに留意されたい。
　本実施形態において、差動位相信号生成部２４２は、例えば、デジタル信号処理回路２１０から、評価期間におけるＮ個（Ｎは正の整数である。）の標本点のそれぞれにおけるＩ信号のデータ及びＱ信号のデータ（入力信号と称される場合がある。）を取得する。Ｎ個の標本点のそれぞれは、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれに対応する。
　差動位相信号生成部２４２は、Ｎ個の標本点のそれぞれにおけるＩ信号のデータ及びＱ信号のデータに基づいて、Ｎ個の標本点のそれぞれにおいて測定された信号光の位相を決定する。ｉ番目（ｉは、１以上（Ｎ－１）以下の整数である。）の標本点における信号光の位相は、例えば、上述された式４に従って決定される。
　差動位相信号生成部２４２は、Ｎ個の標本点のそれぞれにおける信号光の位相の測定値に基づいて、Ｎ個の標本点のそれぞれにおける差動位相の値を算出する。ｉ番目の標本点における差動位相の値φｄｉｆｆ（ｉ）は、例えば、上述された式３に従って算出される。
　式３によれば、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における信号光の位相の差が算出される。差動位相信号生成部２４２は、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける信号光の差動位相を示す情報を取得することができる。
　差動位相信号生成部２４２は、変調成分を除去して、Ｎ個の標本点のそれぞれにおける差動位相を示す情報を生成してよい。差動位相信号生成部２４２は、例えば、複数の標本化されたＩ信号及びＱ信号に基づいて、受信信号に含まれる変調成分を除去する。上述されたとおり、Ｍ相位相変調の場合には、受信信号のＭ乗を算出することで変調成分が消去され得る。
　本実施形態において、ヒストグラム生成部２４４は、差動位相信号生成部２４２から、（Ｎ－１）個の差動位相を示す情報（差動位相信号と称される場合がある。）を取得する。ヒストグラム生成部２４４は、（Ｎ－１）個の差動位相のヒストグラムを生成する。ヒストグラム生成部２４４は、生成されたヒストグラムを示す情報を標準偏差算出部２４６に出力する。
　本実施形態において、標準偏差算出部２４６は、（Ｎ－１）個の差動位相の標準偏差を算出する。例えば、標準偏差算出部２４６は、ヒストグラム生成部２４４が生成したヒストグラムに対して、正規分布へのフィッティングを実行する。また、標準偏差算出部２４６は、上記の正規分布の標準偏差を算出する。
　標準偏差算出部２４６は、算出された標準偏差を、信号光の位相雑音を評価するための指標として導出してよい。式６に示されるとおり、信号光の位相雑音の標準偏差の２乗は、差動位相の標準偏差の２乗の１／２倍として表される。標準偏差算出部２４６は、（Ｎ－１）個の差動位相の標準偏差に基づいて、式９に従って、信号光の位相雑音の標準偏差を導出してよい。
　また、式７に示されるとおり、受信信号の位相雑音の標準偏差の２乗は、信号光の位相雑音の標準偏差の２乗と、局部発振光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差の２乗との和の平方根として表される。標準偏差算出部２４６は、Ｎ個の差動位相の標準偏差に基づいて、式９～式１１に従って、受信信号の位相雑音の標準偏差を導出してよい。
　標準偏差算出部２４６は、信号光の位相雑音を評価するための情報（評価情報と称される場合がある。）を生成してよい。信号光の位相雑音を評価するための情報としては、Ｎ個の差動位相の標準偏差、信号光の位相雑音の標準偏差、及び／又は、受信信号の位相雑音の標準偏差を示す情報が例示される。
　位相雑音評価部２４０は、評価装置の一例であってよい。差動位相信号生成部２４２は、差動位相情報取得部の一例であってよい。ヒストグラム生成部２４４は、差動位相情報取得部の一例であってよい。標準偏差算出部２４６は、指標導出部の一例であってよい。
　図３は、位相雑音評価装置３２０のシステム構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、位相雑音評価装置３２０は、光遅延干渉計３４０と、光受信器３５０と、ＡＤ変換器３６０と、信号処理部３７０とを備える。
　図１及び図２に関連して説明された通信システム１００においては、光信号受信装置１２０が、高速なＡ／Ｄ変換及びデジタル信号処理を実行することで、評価機関における差動位相の標準偏差が算出された。本実施形態においては、光信号受信装置１２０における電気信号に対する高速演算処理が光レベルで実行される点で、図１及び図２に関連して説明された光信号受信装置１２０と相違する。
　本実施形態において、位相雑音評価装置３２０は、位相雑音評価装置３２０に入力された光（入力光と称される場合がある。）の差動位相のばらつきの度合いを、入力光の位相雑音を評価するための指標として出力する。これにより、位相雑音評価装置３２０は、入力光の位相雑音を評価することができる。
　上記の入力光としては、光伝送路１０を伝搬した信号光であってもよく、光９０度ハイブリッド１４０の出力光であってもよい。位相雑音評価装置３２０は、例えば、光信号受信装置１２０に取り付けられ、光伝送路１０を伝搬した信号光の一部が入力される。
　実際の通信に使用される信号光においては、光信号が変調によるスペクトル成分を有する。そのため、変調成分が測定結果に混入して、光位相雑音の測定が困難になる場合がある。
　そこで、一実施形態において、位相雑音評価装置３２０は、例えば、通信システム１００の構築後のコミッショニングテストにおいて位相雑音を評価するために、通信システム１００に取り付けられる。他の実施形態において、位相雑音評価装置３２０は、通信システム１００の運用期間中において、位相雑音を測定するための専用の波長を設けて、当該波長の光の位相雑音を常時測定するために、通信システム１００に取り付けられる。例えば、デジタルデータの信号処理により差動位相が導出される実施形態において、上記の波長の光のＩ成分及びＱ成分の差動位相が測定されることにより、位相雑音が評価される。
　本実施形態において、光遅延干渉計３４０には、光（入力光、対象光などと称される場合がある。）が入力される。光遅延干渉計３４０は、例えば、第１光路と、第２光路とを有する。光遅延干渉計３４０は、例えば、入力光を、第１入力光及び第２入力光に分岐する。光遅延干渉計３４０は、例えば、第１光路を通過した第１入力光と、第２光路を通過した第２入力光と合波干渉させる。
　本実施形態において、光遅延干渉計３４０の第１光路及び第２光路は、第１光路を通過した第１入力光及び第２光路を通過した第２入力光の遅延時間差τと、入力光の周波数ｆとが、下記の式１２の関係を満足するように設定されている。
　（式１２）
　２πｆτ＝２ｎπ＋π／２　（ただし、ｎは整数である。）
　上記の式１２の関係が成立する場合、光遅延干渉計３４０の出力光を入力された光受信器３５０の出力電流ｉは、下記の式１３により近似される。
　（式１３）
　ｉ＝ＲＥ２｛φｎ（ｔ）－φｎ（ｔ－τ）｝
　上記の式１２において、Ｒは、光受信器３５０の感度である。Ｅは、第１入力光及び第２入力光の電界である。φｎ（ｔ）は、時刻ｔにおける入力光の位相雑音である。
　本実施形態において、光受信器３５０は、光遅延干渉計３４０の出力光を電気信号に変換する。上述されたとおり、光受信器３５０の出力電流は、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す。これにより、光受信器３５０は、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得することができる。上述されたとおり、差動位相は、複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における入力光の位相の差を表す。
　本実施形態において、ＡＤ変換器３６０は、光受信器３５０が出力した電気信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器３６０は、評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける差動位相に対応する複数のデジタル信号を、信号処理部３７０に出力する。複数の時点の時間間隔は、略一定であってよい。
　本実施形態によれば、ＡＤ変換器３６０のサンプリングレートが、信号光を標本化するＡＤ変換器１６２又はＡＤ変換器１６４のサンプリングレートと比較して、大幅に小さくなり得る。例えば、通信光のサンプルレートが１００ＧＳ／ｓである場合、ＡＤ変換器３６０のサンプルレートは，１ＧＳ／ｓ程度までに低減され得る。
　上述された式１３に示されるとおり、光遅延干渉計３４０を用いた場合には、差動位相が強度に変換された値が測定される。つまり、光遅延干渉計３４０によって、差動位相雑音が振幅雑音に変換されている。また、差動位相雑音の周波数成分は、ほぼ白色雑音である。以上を考慮すると、光受信器３５０として、帯域の狭い光受信器が使用され得る。具体的には、１００ＭＨｚ程度の帯域を有する光受信器が、光受信器３５０として使用される。これにより、光受信器３５０の出力電流を標本化するＡＤ変換器３６０のサンプリングレートも低減化されうる。
　本実施形態において、信号処理部３７０は、ＡＤ変換器３６０から、上述された複数のデジタル信号を受信する。信号処理部３７０は、複数の時点のそれぞれにおける差動位相のばらつきの度合いを、入力光の位相雑音を評価するための指標として導出する。上述されたとおり、ばらつきの度合いを示す指標としては、標準偏差、分散などが例示される。なお、式６に示されるとおり、入力光の位相雑音の標準偏差の２乗は、差動位相の標準偏差の２乗の１／２倍として表される。信号処理部３７０は、入力光の位相雑音の評価を示す情報（評価情報と称される場合がある。）を出力してよい。信号処理部３７０の詳細は後述される。
　本実施形態においては、光信号受信装置１２０における電気信号に対する高速演算処理が光レベルで実行される。これにより、省電力化及び低コスト化が図られる。また、本実施形態において、遅延時間の逆数がＡＤ変換器におけるサンプリングレートと等価になる。そのため、サンプリングに使用される電力が節約され得る。
　位相雑音評価装置３２０は、評価装置の一例であってよい。光遅延干渉計３４０は、遅延干渉部の一例であってよい。光受信器３５０は、差動位相情報取得部又は光電変換部の一例であってよい。ＡＤ変換器３６０は、差動位相情報取得部又はアナログ－デジタル変換部の一例であってよい。信号処理部３７０は、差動位相情報取得部又は指標導出部の一例であってよい。
　（別実施形態の一例）
　本実施形態においては、位相雑音評価装置３２０が、ＡＤ変換器３６０と、信号処理部３７０とを備える場合を例として、位相雑音評価装置３２０の一例が説明された。しかしながら、位相雑音評価装置３２０は、本実施形態に限定されない。他の実施形態において、信号処理部３７０がＡＤ変換器３６０の機能を有し、位相雑音評価装置３２０は、ＡＤ変換器３６０を備えなくてもよい。
　図４は、光遅延干渉計３４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計３４０は、半透過鏡４２２と、半透過鏡４２４と、全反射鏡４３２と、全反射鏡４３４と、光位相調整器４３６とを備える。
　入力光は、半透過鏡４２２を透過する第１信号光と、半透過鏡４２２により反射される第２信号光とに分岐される。第１信号光は、半透過鏡４２４を透過して光遅延干渉計３４０から出力される。一方、第２信号光は、全反射鏡４３２、全反射鏡４３４及び半透過鏡４２４により反射された後、半透過鏡４２４を透過した第１信号光と混合されて、光遅延干渉計３４０から出力される。
　本実施形態において、光遅延干渉計３４０は、第１信号光と、第２信号光とに光路差を与える。上記の光路差による遅延時間差をτとし、時間をｔとし、第１信号光の光受信器３５０への入力時の位相をφ（ｔ）とすると、第２信号光の光受信器３５０への入力時の位相はφ（ｔ－τ）となる。遅延時間差τは、上述された式８の関係を満足するように調整される。
　また、本実施形態において、第２信号光の光路（上述された第２光路である。）のうち、第１信号光の光路（上述された第１光路である。）と重複しない領域には、光位相調整器４３６が配される。光位相調整器４３６は、光位相調整器４３６を通過する光の位相を調整する。例えば、光位相調整器４３６は、光位相調整器４３６に印加される電圧に応じて光位相調整器４３６を通過する光の位相を調整する。光位相調整器４３６としては、液相素子、ニオブ酸リチウム結晶などが例示される。
　本実施形態によれば、第１光路及び第２光路の距離、及び／又は、光位相調整器４３６に印加される電圧が調整されることで、上記の遅延時間差τが調整される。これにより、光遅延干渉計３４０の動作点が調整され得る。遅延時間差τは、校正時に調整されてもよく、リアルタイムに調整されてもよい。
　なお、他の実施形態において、光位相調整器４３６は、第１光路のうち第２光路と重複しない領域に配されてもよい。また、光遅延干渉計３４０は、光位相調整器４３６を有しなくてもよい。
　図５は、光遅延干渉計５４０の内部構成の一例を概略的に示す。光遅延干渉計５４０は、光遅延干渉計３４０の他の例であり、光遅延干渉計３４０の代わりに位相雑音評価装置３２０に実装され得る。
　本実施形態において、光遅延干渉計５４０は、基板５１０と、基板５１０に形成された導波路５２０及び導波路５３０とを備える。基板５１０は、シリコン基板などの半導体基板であってよい。
　入力光は、分岐点で導波路５２０及び導波路５３０に分岐する。導波路５２０を伝搬した第１信号光と、導波路５３０を伝搬した第２信号光が合波された後、光遅延干渉計５４０から出力される。導波路５２０及び導波路５３０の遅延時間差τは、上述された式８の関係を満足するように調整される。
　本実施形態において、導波路５２０の一部には電極５２６が配される。電極５２６に印加される電圧を調整することにより、導波路５２０を通過する光の位相が微調整される。
　本実施形態によれば、導波路５２０及び導波路５３０の距離、及び／又は、電極５２６に印加される電圧が調整されることで、上記の遅延時間差τが調整される。これにより、光遅延干渉計５４０の動作点が調整され得る。遅延時間差τは、校正時に調整されてもよく、リアルタイムに調整されてもよい。
　なお、他の実施形態において、電極５２６は、導波路５３０に配されてもよい。また、光遅延干渉計５４０は、電極５２６を有しなくてもよい。
　図６は、光遅延干渉計６４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計６４０は、基板６１０と、入力光が入力される導波路６２０と、導波路６２０に隣接して配されるリング共振器６３０と、リング共振器６３０の一部に配される電極６３６とを備える。基板６１０は、シリコン基板などの半導体基板であってよい。
　入力端子から入射された入力光は、導波路６２０を伝搬し、リング共振器６３０に到達する。その後、入力光の一部がリング共振器６３０に導入される。リング共振器６３０の入出力特性は、リングの長さがリング媒質中の入力光の波長の整数倍となるように設定される。
　リング共振器６３０が用いられることにより、光周波数に対する出力電流特定が、動作点の近傍においてより急峻となる。導波路６２０を通過した光は、光遅延干渉計６４０から出力され、光受信器３５０に入力される。リング共振器６３０中の光位相は、電極６３６に印加される電圧により調整される。これにより、光遅延干渉計６４０の動作点が調整され得る。
　図７は、信号処理部３７０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、信号処理部３７０は、ヒストグラム生成部２４４と、標準偏差算出部２４６と、校正部７１０とを備える。
　本実施形態において、校正部７１０は、各種の校正処理を実行する。上述されたとおり、光受信器３５０の出力電流ｉは、式１３により近似される。そこで、校正部７１０は、位相雑音が既知の信号光を用いて、位相雑音評価装置３２０の校正処理を実行する。これにより、光受信器３５０の受信感度、光受信器３５０の電気回路の雑音が校正される。
　例えば、受信信号の分散から、電気回路雑音の分散を減算することで、差動位相雑音の分散が導出される。また、上記の導出法により測定されるものは、位相雑音の統計的分布に対応する強度雑音である。そこで、上記の各種の分散、当該分散から導出される標準偏差などの測定結果は、予め既知の光位相雑音を基準として校正され得る。光リング共振器が用いられた場合も同様である。
　図８は、位相雑音評価装置８２０のシステム構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、位相雑音評価装置８２０は、光受信器８５０と、ＡＤ変換器８６０と、光位相制御部８８０とを備える点で、位相雑音評価装置３２０と相違する。また、本実施形態によれば、入力光が、分岐点において、光遅延干渉計３４０に入射する第１の光と、光受信器８５０に入射する第２の光とに分岐される。さらに、本実施形態において、位相雑音評価装置８２０は、信号処理部３７０の代わりに、信号処理部８７０を備える点で、位相雑音評価装置３２０と相違する。上記の相違点以外の特徴に関し、位相雑音評価装置８２０は、位相雑音評価装置３２０と同様の構成を有してよい。
　本実施形態において、光受信器８５０は、入力された第２の光を電気信号に変換する。本実施形態において、ＡＤ変換器８６０は、光受信器８５０が出力した電気信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。これにより、入力光の光電力の測定値を示す情報が得られる。
　本実施形態において、信号処理部８７０は、ＡＤ変換器８６０から、入力光の光電力の測定値を示す情報を取得する。信号処理部８７０は、入力光の光電力の測定値を用いて、入力光の差動位相を規格化する。また、信号処理部８７０は、規格化された差動位相を用いて、差動位相のばらつきの度合いを導出する。
　本実施形態において、光位相制御部８８０は、光受信器３５０から光遅延干渉計３４０の出力光に対応する電気信号を取得する。光位相制御部８８０は、上記の電気信号に基づいて、光遅延干渉計３４０の動作点を調整する。
　光位相制御部８８０は、光周波数の変動量に対する出力電流の変動量の比が予め定められた値よりも大きくなる点が、光遅延干渉計３４０の動作点となるように、光遅延干渉計３４０のの動作点を調整する。光位相制御部８８０は、光周波数の変動量に対する出力電流の変動量の比が略最大となる点が、光遅延干渉計３４０の動作点となるように、光遅延干渉計３４０の動作点を調整してもよい。
　光遅延干渉計３４０の光周波数対出力電流特性は、光周波数に対して正弦波状となり、その周期は１／τとなる。そのため、上記の光周波数対出力電流特性のグラフにおいて、上記の正弦波が０とクロスする点が動作点として設定された場合、光周波数の変動量に対する出力電流の変動量の比が略最大となることがわかる。
　そこで、光位相制御部８８０は、出力電流の平均値が０となる位置を、光遅延干渉計３４０の動作点として決定してよい。このとき、光周波数対出力電流特性（つまり、縦軸が出力電流であり、横軸が光周波数のグラフである。）の光周波数は、差動位相に置き換えて考えることができるので、差動位相の変動がそのまま出力電流の変動となる。
　ＡＤ変換器８６０は、光電力情報取得部の一例であってよい。信号処理部８７０は、光電力情報取得部の一例であってよい。光位相制御部８８０は、調整部の一例であってよい。
　（別実施形態の一例）
　本実施形態においては、光位相制御部８８０が、光受信器３５０の出力電流の平均値を検出し、当該平均値が０となるように光遅延干渉計３４０の動作点を設定する場合を例として、光位相制御部８８０の一例が説明された。しかしながら、光位相制御部８８０は、本実施形態に限定されない。
　他の実施形態において、光遅延干渉計３４０の動作点が最適化されている場合、光受信器３５０の出力電流のピーク・ピーク値又は振幅が最大になる。そこで、光位相制御部８８０は、光受信器３５０の出力電流のピーク・ピーク値を検出し、当該値が最大となるように、光遅延干渉計３４０の動作点を設定してよい。同様に、光位相制御部８８０は、光受信器３５０の出力電流の振幅の値を検出し、当該値が最大となるように、光遅延干渉計３４０の動作点を設定してよい。
　図９は、信号処理部８７０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、信号処理部８７０は、ヒストグラム生成部２４４と、標準偏差算出部２４６と、校正部７１０と、規格化部９３０とを備える。
　本実施形態において、規格化部９３０は、ＡＤ変換器８６０から、入力光の光電力の測定値を示す情報を取得する。規格化部９３０は、入力光の光電力の測定値を用いて、入力光の差動位相を規格化する。規格化部９３０は、規格化された入力光の差動位相を示す情報を、ヒストグラム生成部２４４に出力する。
　本実施形態において、ヒストグラム生成部２４４は、規格化された差動位相を用いて、差動位相のヒストグラムを生成する。本実施形態において、標準偏差算出部２４６は、規格化された差動位相に戻づいて生成されたヒストグラムを用いて、差動位相の標準偏差を導出する。
　図１０は、光遅延干渉計１０４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１０４０は、入力光を分岐して、入力光の一部を光受信器８５０に入力するための半透過鏡１０６０が配される点で、光遅延干渉計３４０と相違する。また、本実施形態において、光遅延干渉計１０４０は、光位相調整器４３６に印加される電圧が、光位相制御部８８０により制御される点で、光遅延干渉計３４０と相違する。
　図１１は、光遅延干渉計１１４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１１４０は、入力光を分岐して、入力光の一部を光受信器８５０に入力するための導波路１１６０が配される点で、光遅延干渉計５４０と相違する。また、本実施形態において、光遅延干渉計１１４０は、電極５２６に印加される電圧が、光位相制御部８８０により制御される点で、光遅延干渉計５４０と相違する。
　図１２は、光遅延干渉計１２４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１２４０は、入力光を分岐して、入力光の一部を光受信器８５０に入力するための導波路１２６０が配される点で、光遅延干渉計６４０と相違する。また、本実施形態において、光遅延干渉計１２４０は、電極６３６に印加される電圧が、光位相制御部８８０により制御される点で、光遅延干渉計６４０と相違する。
　図１３は、光遅延干渉計１３４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１３４０は、光受信器３５０の代わりに、バランスド光受信器１３５０が用いられる点で、光遅延干渉計３４０と相違する。これにより、信号光に含まれる強度雑音が抑圧され得る。
　バランスド光受信器１３５０は、光受信器１３５２と、光受信器１３５４と、差動処理部１３５６とを備える。光受信器１３５２には、半透過鏡４２４を透過した第１信号光と、半透過鏡４２４により反射された第２信号光とが合波した第１出力光が入力される。光受信器１３５４には、半透過鏡４２４により反射された第１信号光と、半透過鏡４２４を透過した第２信号光とが合波した第２出力光が入力される。差動処理部１３５６は、光受信器１３５２の出力と、光受信器１３５４の出力との差に相当する電気信号を、ＡＤ変換器３６０に出力する。
　図１４は、バランスド光受信器１３５０の回路構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、バランスド光受信器１３５０は、直列に接続されたフォトダイオード１４５２と、フォトダイオード１４５４とを備える。バランスド光受信器１３５０は、フォトダイオード１４５２及びフォトダイオード１４５４の連結点１４５６から、電気信号を出力する。
　図１５は、光遅延干渉計１５４０の内部構成の一例を概略的に示す。本実施形態において、光遅延干渉計１５４０は、光受信器３５０の代わりに、バランスド光受信器１３５０が用いられる点で、光遅延干渉計５４０と相違する。これにより、信号光に含まれる強度雑音が抑圧され得る。
　図１６は、本発明の複数の態様が全体的又は部分的に具現化されてよいコンピュータ３０００の一例を示す。光信号受信装置１２０の少なくとも一部は、コンピュータ３０００により実現されてよい。位相雑音評価装置３２０の少なくとも一部は、コンピュータ３０００により実現されてよい。
　コンピュータ３０００にインストールされたプログラムは、コンピュータ３０００に、本発明の実施形態に係る装置に関連付けられるオペレーション又は当該装置の１又は複数の「部」として機能させ、又は当該オペレーション又は当該１又は複数の「部」を実行させることができ、及び／又はコンピュータ３０００に、本発明の実施形態に係るプロセス又は当該プロセスの段階を実行させることができる。そのようなプログラムは、コンピュータ３０００に、本明細書に記載のフローチャート及びブロック図のブロックのうちのいくつか又はすべてに関連付けられた特定のオペレーションを実行させるべく、ＣＰＵ３０１２によって実行されてよい。
　本実施形態によるコンピュータ３０００は、ＣＰＵ３０１２、ＲＡＭ３０１４、ＧＰＵ３０１６、及びディスプレイデバイス３０１８を含み、それらはホストコントローラ３０１０によって相互に接続されている。コンピュータ３０００はまた、通信インタフェース３０２２、ハードディスクドライブ３０２４、ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ３０２６、及びＩＣカードドライブのような入出力ユニットを含み、それらは入出力コントローラ３０２０を介してホストコントローラ３０１０に接続されている。コンピュータはまた、ＲＯＭ３０３０及びキーボード３０４２のようなレガシの入出力ユニットを含み、それらは入出力チップ３０４０を介して入出力コントローラ３０２０に接続されている。
　ＣＰＵ３０１２は、ＲＯＭ３０３０及びＲＡＭ３０１４内に格納されたプログラムに従い動作し、それにより各ユニットを制御する。ＧＰＵ３０１６は、ＲＡＭ３０１４内に提供されるフレームバッファ等又はそれ自体の中に、ＣＰＵ３０１２によって生成されるイメージデータを取得し、イメージデータがディスプレイデバイス３０１８上に表示されるようにする。
　通信インタフェース３０２２は、ネットワークを介して他の電子デバイスと通信する。ハードディスクドライブ３０２４は、コンピュータ３０００内のＣＰＵ３０１２によって使用されるプログラム及びデータを格納する。ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ３０２６は、プログラム又はデータをＤＶＤ－ＲＯＭ３００１から読み取り、ハードディスクドライブ３０２４にＲＡＭ３０１４を介してプログラム又はデータを提供する。ＩＣカードドライブは、プログラム及びデータをＩＣカードから読み取り、及び／又はプログラム及びデータをＩＣカードに書き込む。
　ＲＯＭ３０３０はその中に、アクティブ化時にコンピュータ３０００によって実行されるブートプログラム等、及び／又はコンピュータ３０００のハードウエアに依存するプログラムを格納する。入出力チップ３０４０はまた、様々な入出力ユニットをパラレルポート、シリアルポート、キーボードポート、マウスポート等を介して、入出力コントローラ３０２０に接続してよい。
　プログラムが、ＤＶＤ－ＲＯＭ３００１又はＩＣカードのようなコンピュータ可読記憶媒体によって提供される。プログラムは、コンピュータ可読記憶媒体から読み取られ、コンピュータ可読記憶媒体の例でもあるハードディスクドライブ３０２４、ＲＡＭ３０１４、又はＲＯＭ３０３０にインストールされ、ＣＰＵ３０１２によって実行される。これらのプログラム内に記述される情報処理は、コンピュータ３０００に読み取られ、プログラムと、上記様々なタイプのハードウエアリソースとの間の連携をもたらす。装置又は方法が、コンピュータ３０００の使用に従い情報のオペレーション又は処理を実現することによって構成されてよい。
　例えば、通信がコンピュータ３０００及び外部デバイス間で実行される場合、ＣＰＵ３０１２は、ＲＡＭ３０１４にロードされた通信プログラムを実行し、通信プログラムに記述された処理に基づいて、通信インタフェース３０２２に対し、通信処理を命令してよい。通信インタフェース３０２２は、ＣＰＵ３０１２の制御の下、ＲＡＭ３０１４、ハードディスクドライブ３０２４、ＤＶＤ－ＲＯＭ３００１、又はＩＣカードのような記録媒体内に提供される送信バッファ領域に格納された送信データを読み取り、読み取られた送信データをネットワークに送信し、又はネットワークから受信した受信データを記録媒体上に提供される受信バッファ領域等に書き込む。
　また、ＣＰＵ３０１２は、ハードディスクドライブ３０２４、ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ３０２６（ＤＶＤ－ＲＯＭ３００１）、ＩＣカード等のような外部記録媒体に格納されたファイル又はデータベースの全部又は必要な部分がＲＡＭ３０１４に読み取られるようにし、ＲＡＭ３０１４上のデータに対し様々なタイプの処理を実行してよい。ＣＰＵ３０１２は次に、処理されたデータを外部記録媒体にライトバックしてよい。
　様々なタイプのプログラム、データ、テーブル、及びデータベースのような様々なタイプの情報が記録媒体に格納され、情報処理を受けてよい。ＣＰＵ３０１２は、ＲＡＭ３０１４から読み取られたデータに対し、本開示の随所に記載され、プログラムの命令シーケンスによって指定される様々なタイプのオペレーション、情報処理、条件判断、条件分岐、無条件分岐、情報の検索／置換等を含む、様々なタイプの処理を実行してよく、結果をＲＡＭ３０１４に対しライトバックする。また、ＣＰＵ３０１２は、記録媒体内のファイル、データベース等における情報を検索してよい。例えば、各々が第２の属性の属性値に関連付けられた第１の属性の属性値を有する複数のエントリが記録媒体内に格納される場合、ＣＰＵ３０１２は、当該複数のエントリの中から、第１の属性の属性値が指定されている条件に一致するエントリを検索し、当該エントリ内に格納された第２の属性の属性値を読み取り、それにより予め定められた条件を満たす第１の属性に関連付けられた第２の属性の属性値を取得してよい。
　上で説明したプログラム又はソフトウエアモジュールは、コンピュータ３０００上又はコンピュータ３０００近傍のコンピュータ可読記憶媒体に格納されてよい。また、専用通信ネットワーク又はインターネットに接続されたサーバシステム内に提供されるハードディスク又はＲＡＭのような記録媒体が、コンピュータ可読記憶媒体として使用可能であり、それにより、上記のプログラムを、ネットワークを介してコンピュータ３０００に提供する。
　以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。また、技術的に矛盾しない範囲において、特定の実施形態について説明した事項を、他の実施形態に適用することができる。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。
　請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段「より前に」、「先立って」等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上「まず、」、「次に、」等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。
　１０　光伝送路、１００　通信システム、１１０　光信号送信装置、１２０　光信号受信装置、１３０　局部発振器、１４０　光９０度ハイブリッド、１５２　光受信器、１５４　光受信器、１６２　ＡＤ変換器、１６４　ＡＤ変換器、１７０　信号処理部、２１０　デジタル信号処理回路、２２０　復号回路、２３０　振幅雑音評価部、２４０　位相雑音評価部、２４２　差動位相信号生成部、２４４　ヒストグラム生成部、２４６　標準偏差算出部、３２０　位相雑音評価装置、３４０　光遅延干渉計、３５０　光受信器、３６０　ＡＤ変換器、３７０　信号処理部、４２２　半透過鏡、４２４　半透過鏡、４３２　全反射鏡、４３４　全反射鏡、４３６　光位相調整器、５１０　基板、５２０　導波路、５２６　電極、５３０　導波路、５４０　光遅延干渉計、６１０　基板、６２０　導波路、６３０　リング共振器、６３６　電極、６４０　光遅延干渉計、７１０　校正部、８２０　位相雑音評価装置、８５０　光受信器、８６０　ＡＤ変換器、８７０　信号処理部、８８０　光位相制御部、９３０　規格化部、１０４０　光遅延干渉計、１０６０　半透過鏡、１１４０　光遅延干渉計、１１６０　導波路、１２４０　光遅延干渉計、１２６０　導波路、１３４０　光遅延干渉計、１３５０　バランスド光受信器、１３５２　光受信器、１３５４　光受信器、１３５６　差動処理部、１４５２　フォトダイオード、１４５４　フォトダイオード、１４５６　連結点、１５４０　光遅延干渉計、３０００　コンピュータ、３００１　ＤＶＤ－ＲＯＭ、３０１０　ホストコントローラ、３０１２　ＣＰＵ、３０１４　ＲＡＭ、３０１６　ＧＰＵ、３０１８　ディスプレイデバイス、３０２０　入出力コントローラ、３０２２　通信インタフェース、３０２４　ハードディスクドライブ、３０２６　ＤＶＤ－ＲＯＭドライブ、３０３０　ＲＯＭ、３０４０　入出力チップ、３０４２　キーボード

Claims (15)

  1. 　光伝送路を伝搬した信号光の位相雑音を評価する評価装置であって、
    　評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得部と、
    　前記複数の時点のそれぞれにおける前記差動位相のばらつきの度合いを、前記位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出部と、
    　を備え、
    　前記差動位相は、前記複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における前記入力光の位相の差を表し、
    　複数の時点の時間間隔は、略一定であり、前記入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である、
    　評価装置。
  2. 　前記指標導出部は、前記入力光の差動位相の分散又は標準偏差を、前記指標として導出する、
    　請求項１に記載の評価装置。
  3. 　前記信号光により伝送される受信信号を、光信号から電気信号に変換する光電変換部と、
    　前記電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部と、
    　をさらに備え、
    　前記アナログ－デジタル変換部は、前記複数の時点のそれぞれに対応する複数のデジタル信号を出力し、
    　前記差動位相情報取得部は、前記複数のデジタル信号に基づいて、前記複数の時点のそれぞれにおける前記差動位相を示す情報を生成し、
    　前記指標導出部は、前記複数の時点のそれぞれに対応する前記差動位相のばらつきの度合いを、前記受信信号の位相雑音を評価するための指標として導出し、
    　前記受信信号は、シンボル時系列が重畳されており、
    　前記アナログ－デジタル変換部のサンプリングレートは、前記受信信号のシンボル時系列のシンボルレート以上である、
    　請求項１又は請求項２に記載の評価装置。
  4. 　局部発振光を出力する局所光源と、
    　前記信号光を前記局所光源からの局発光と干渉させて、前記受信信号が複数の信号成分に分離された複数の光信号を出力する光９０度ハイブリッドと、
    　をさらに備え、
    　前記光電変換部は、
    　前記光９０度ハイブリッドが出力するＩ信号成分の光信号を電気信号に変換し、
    　前記光９０度ハイブリッドが出力するＱ信号成分の光信号を電気信号に変換し、
    　前記アナログ－デジタル変換部は、
    　前記複数の時点のそれぞれにおける前記Ｉ信号成分の光信号に対応する複数の第１デジタル信号を出力し、
    　前記複数の時点のそれぞれにおける前記Ｑ信号成分の光信号に対応する複数の第２デジタル信号を出力し、
    　前記差動位相情報取得部は、
    　前記複数の第１デジタル信号及び前記複数の第２デジタル信号に基づいて前記受信信号に含まれる変調成分を除去し、
    　前記複数の時点のそれぞれにおける前記差動位相を示す情報を生成する、
    　請求項３に記載の評価装置。
  5. 　前記受信信号の位相雑音の標準偏差の２乗は、前記信号光の位相雑音の標準偏差の２乗と、前記局部発振光のスペクトル線幅による位相雑音の標準偏差の２乗との和の平方根として表される、
    　請求項４に記載の評価装置。
  6. 　前記差動位相情報取得部は、
    　前記入力光が入力される遅延干渉部と、
    　前記遅延干渉部の出力光を電気信号に変換する光電変換部と、
    　を有し、
    　前記遅延干渉部は、
    　前記入力光を第１入力光及び第２入力光に分岐し、
    　第１光路を通過した前記第１入力光と、第２光路を通過した前記第２入力光と合波干渉させ、
    　前記第１光路を通過した前記第１入力光及び前記第２光路を通過した前記第２入力光の遅延時間差τと、前記入力光の周波数ｆとが、下記の数式１の関係を満足するように設定されている、
    　（数式１）
    　２πｆτ＝２ｎπ＋π／２　（ただし、ｎは整数である。）
    　請求項１又は請求項２に記載の評価装置。
  7. 　前記光電変換部が出力した前記電気信号に基づいて、前記遅延干渉部の動作点を調整する調整部をさらに備える、
    　請求項６に記載の評価装置。
  8. 　前記差動位相情報取得部は、
    　前記入力光が入力される導波路と、
    　前記導波路に隣接して配されるリング共振器と、
    　前記導波路の出力光を電気信号に変換する光電変換部と、
    　を有し、
    　前記リング共振器の入出力特性は、リングの長さがリング媒質中の入力光の波長の整数倍となるように設定される、
    　請求項１又は請求項２に記載の評価装置。
  9. 　前記差動位相情報取得部は、
    　前記光電変換部が出力した前記電気信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換するアナログ－デジタル変換部、
    　をさらに有し
    　前記アナログ－デジタル変換部は、前記複数の時点のそれぞれにおける前記差動位相に対応する複数のデジタル信号を出力する、
    　請求項６から請求項８までの何れか一項に記載の評価装置。
  10. 　前記入力光の位相雑音の標準偏差の２乗は、前記差動位相の標準偏差の２乗の１／２倍として表される、
    　請求項６から請求項９までの何れか一項に記載の評価装置。
  11. 　入力光の光電力の測定値を示す情報を取得する光電力情報取得部をさらに備え、
    　前記指標導出部は
    　前記入力光の光電力の測定値を用いて、前記入力光の差動位相を規格化し、
    　前記規格化された前記差動位相を用いて、前記差動位相のばらつきの度合いを導出する、
    　請求項１から請求項１０までの何れか一項に記載の評価装置。
  12. 　請求項１から請求項１１までの何れか一項に記載の評価装置と、
    　前記信号光により伝送される受信信号を復調し、情報信号を生成する復調部と、
    　を備える、光受信器。
  13. 　前記信号光を送信する光送信器と、
    　請求項１２に記載の光受信器と、
    　を備える、光通信システム。
  14. 　コンピュータを、請求項１から請求項１１までの何れか一項に記載の評価装置として機能させるためのプログラム。
  15. 　光伝送路を伝播した信号光の位相雑音を評価する評価方法であって、
    　評価期間に含まれる複数の時点のそれぞれにおける入力光の差動位相を示す情報を取得する差動位相情報取得段階と、
    　前記複数の時点のそれぞれにおける前記差動位相のばらつきの度合いを、前記位相雑音を評価するための指標として導出する指標導出段階と、
    　を有し、
    　前記差動位相は、前記複数の時点のうち時間的に隣接する２つの時点における前記入力光の位相の差を表し、
    　複数の時点の時間間隔は、略一定であり、前記入力光により伝送される信号のシンボル時間の長さ以下である、
    　評価方法。
PCT/JP2021/048423 2021-12-24 2021-12-24 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法 WO2023119673A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2021/048423 WO2023119673A1 (ja) 2021-12-24 2021-12-24 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法
PCT/JP2022/047485 WO2023120676A1 (ja) 2021-12-24 2022-12-22 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法
JP2023569554A JP7478401B2 (ja) 2021-12-24 2022-12-22 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法
CN202280058568.1A CN117882317A (zh) 2021-12-24 2022-12-22 检测装置、光接收装置、光通信系统、程序以及检测方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2021/048423 WO2023119673A1 (ja) 2021-12-24 2021-12-24 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023119673A1 true WO2023119673A1 (ja) 2023-06-29

Family

ID=86901760

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/048423 WO2023119673A1 (ja) 2021-12-24 2021-12-24 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法
PCT/JP2022/047485 WO2023120676A1 (ja) 2021-12-24 2022-12-22 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2022/047485 WO2023120676A1 (ja) 2021-12-24 2022-12-22 検出装置、光受信装置、光通信システム、プログラム及び検出方法

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP7478401B2 (ja)
CN (1) CN117882317A (ja)
WO (2) WO2023119673A1 (ja)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009198364A (ja) * 2008-02-22 2009-09-03 Fujitsu Ltd 光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタするモニタ回路
JP2010032257A (ja) * 2008-07-25 2010-02-12 Anritsu Corp 光位相変調信号評価装置及び光位相変調信号評価方法
KR20110081417A (ko) * 2010-01-08 2011-07-14 한국과학기술원 광신호의 성능 감시 방법
US20130221211A1 (en) * 2010-10-14 2013-08-29 Rwth Aachen Broadband Optical Phase Detection and Phase Noise Removal with an Optical Resonator
JP2014068072A (ja) * 2012-09-24 2014-04-17 Oki Electric Ind Co Ltd 光信号品質評価装置及び光信号品質評価方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7405829B2 (en) 2005-06-17 2008-07-29 Jds Uniphase Corporation Apparatus and method for characterizing pulsed optical signals
JP2018207181A (ja) 2017-05-30 2018-12-27 富士通株式会社 光伝送装置および光伝送方法
WO2021205786A1 (ja) 2020-04-07 2021-10-14 日本電気株式会社 偏波変動推定装置及び偏波変動推定方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009198364A (ja) * 2008-02-22 2009-09-03 Fujitsu Ltd 光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタするモニタ回路
JP2010032257A (ja) * 2008-07-25 2010-02-12 Anritsu Corp 光位相変調信号評価装置及び光位相変調信号評価方法
KR20110081417A (ko) * 2010-01-08 2011-07-14 한국과학기술원 광신호의 성능 감시 방법
US20130221211A1 (en) * 2010-10-14 2013-08-29 Rwth Aachen Broadband Optical Phase Detection and Phase Noise Removal with an Optical Resonator
JP2014068072A (ja) * 2012-09-24 2014-04-17 Oki Electric Ind Co Ltd 光信号品質評価装置及び光信号品質評価方法

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2023120676A1 (ja) 2023-06-29
WO2023120676A1 (ja) 2023-06-29
JP7478401B2 (ja) 2024-05-07
CN117882317A (zh) 2024-04-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11086187B2 (en) Bias control of optical modulators
CN110632388B (zh) 一种基于混频的光电探测器频响测量方法及装置
EP2518914A1 (en) Coherent receiver device and chromatic dispersion compensation method
US10530491B2 (en) Coherent optical receiver, device and method for detecting inter-lane skew in coherent optical receiver
JP5038219B2 (ja) 光受信装置
CN107835053B (zh) 一种高精度瞬时微波频率测量装置
Zhu et al. A novel OCS millimeter-wave generation scheme with data carried only by one sideband and wavelength reuse for uplink connection
CN106501601A (zh) 一种光电探测器频率响应测量方法及测量系统
US7499173B1 (en) Interferometric method and apparatus for measuring optical signal quality in optical communications system
CN113776781B (zh) 一种窄线宽激光器相位噪声测量系统
Dorrer Monitoring of optical signals from constellation diagrams measured with linear optical sampling
WO2017114369A1 (zh) 一种监测偏振模色散的方法及装置
WO2023119673A1 (ja) 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法
Wu et al. QPSK training sequence-based both OSNR and chromatic dispersion monitoring in DWDM systems
US20240214067A1 (en) Detection device, optical reception device, optical communication system, program, and detection method
Zou et al. Dispersion-induced-loss-independent photonic instantaneous frequency measurement using remote-fiber-based tunable microwave filter
Guo et al. Averaging-free vector Brillouin optical time domain analyzer assisted by reference probe lightwave
JP2019022102A (ja) 光受信機の検査方法及び光受信機の検査装置
Jiang et al. Homodyne coherent optical communication system based on reflex electro-optic modulator
CN113395107B (zh) 一种电光相位调制器射频参数的测量方法与装置
JP5528258B2 (ja) 光送信機用光スペクトラムアナライザ
Velha et al. Microring-based fully integrated silicon DQPSK receiver
Xu et al. Simultaneous monitoring of residual chromatic dispersion and OSNR of NRZ-OOK signal based on asynchronous delay-tap sampling and image processing
JP4905937B2 (ja) Ｐｄｆ測定方法および装置
Schanner et al. Low-Complexity Method for Optical Fiber Nonlinear Coefficient Measurement

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21969103

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1