JP4872651B2 - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、送信側から送られてくる無線信号を受信する無線通信装置及び無線通信方法に係り、特に、送信側で符号化並びにデジタル変調された無線信号を受信処理する無線通信装置及び無線通信方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は、送受信機にそれぞれ搭載されている発振器間で周波数に誤差がある通信環境下で、同期獲得したシンボル・タイミングを失わないようにシンボル・トラッキングを行ないながら受信処理を行なう無線通信装置及び無線通信方法に係り、特に、定包絡線変調に対しても適用可能で且つシンボル・レートの高速化に対してＡＤ変換器への負担が増加することなくシンボル・トラッキングを行なう無線通信装置及び無線通信方法に関する。

無線通信は、地上放送、地上マイクロ波通信、衛星通信、衛星放送など大容量基幹回線から、移動体通信などのアクセス回線に至るまで幅広い役割を果たしている。最近では、デジタル放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）のように、デジタル・データを無線によって通信するデジタル無線通信が時代の趨勢である。

デジタル無線通信では、送信側では伝送信号に対して情報源及び通信路の符号化やデジタル変調が施され、受信側では、送信側とは逆にデジタル復調、並びに情報源及び通信路の復号化が行なわれる。デジタル方式の通信技術によれば、通信の高速化、大容量化が可能であるとともに、雑音や干渉、ひずみに対する耐性が増し高品質化を実現することができる。

デジタル無線通信では、例えばスペクトラム拡散（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ：ＳＳ）方式を適用することができる。すなわち、送信側からはデジタル形式の伝送信号を拡散符号と呼ばれる信号によって元の信号より広い帯域に拡散させた上で送信し、受信側では同じ拡散符号によって元のデジタル信号を復元する。ＳＳ方式によれば、同じ周波数帯を利用する通信システムが共存する環境下でも、正常な通信が可能となるための所要Ｃ／Ｉを０ｄＢよりも低いレベルに設定することができる。ＳＳ方式は、無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１シリーズや、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ通信、ＣＤＭＡ方式の携帯電話などで使用されている。ＳＳ方式には、送信側において情報信号にＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ：擬似雑音）符号と呼ばれるランダム符号系列を乗算することにより占有帯域を拡散するＤＳＳＳ方式や、極めて短い時間間隔で信号を送信する周波数をホッピングするＦＨＳＳ方式などがある。

ところで、無線通信においては一般に、送信機と受信機には別々にローカル発振器が搭載されている。そして、送受信機にそれぞれ搭載されている発振器の周波数が微妙に誤差すなわち周波数オフセットを持っている。例えば、無線ＬＡＮでは２０ｐｐｍ程度の精度の発振器が使用される。そして、このような送受信機のアナログ部分における発振器の誤差は、受信機側において受信サンプル点が時間の経過とともにシフトしていく現象として観測される。このような受信サンプル点の移動は、サンプル点のＳＮ劣化を招くだけでなく、移動量が１シンボルを超えた場合には元のデータに復調できなくなるという深刻な問題となる。

図９には、受信信号のＥｙｅパターン（信号の波形を所定の時間間隔で切り出し、同じ区間に重ねて描いた図）を示している。同図中のＡ点のようにＳＮが高いポイントでサンプリングを行なっている場合であっても、送受信機間で周波数オフセットがあると、例えばＢ点までサンプル点が移動してしまい、サンプリング点におけるＳＮ比の劣化が生じる。

このような問題を解決するため、受信機側では、送受信機間の周波数誤差を考慮して受信処理を行なわなければならない。その方法の１つとして、通信システムにおいて同期獲得したシンボル・タイミングを失わないように、送受信機の周波数オフセットに追従するようにシンボル・タイミングを再生する仕組み、すなわち「シンボル・トラッキング」が挙げられる。

図１０には、シンボル・トラッキングを行なうための機能ブロックを示している。図示の例では、ＤＳＳＳシステムで一般的に用いられるＤｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐと呼ばれるトラッキング方式を適用している（例えば、特許文献１、非特許文献１を参照のこと）。この方式では、基準となるサンプル点に対し前後Ｔ_c／２（但し、Ｔ_cはシンボル長とする）すなわちＥａｒｌｙ及びＬａｔｅとなるそれぞれの点の信号をサンプリングし、それらの振幅積分値の差分をとることで誤差信号を生成し、シンボル・タイミングをトラッキングしている。なお、図示の例ではＤＳＳＳを仮定しているが、スペクトラム拡散を行なわない通信システムに対しても適用することができる。

このようなシンボル・トラッキング方式では、振幅値をトラッキング情報として使用している。このため、π／２ ｓｈｉｆｔ ＢＰＳＫのような、時間的に高周波信号の振幅が変化しない定包絡線変調に適用する場合には、ＥａｒｌｙとＬａｔｅでの振幅積分値に差が生じ難いという問題がある。また、一般的にシンボルに対して４倍以上のオーバー・サンプリングが必要であり、システムの高速化に伴うシンボル・レートの高速化に対して、ＡＤ変換器の負担が大きくなる。

特開２００３−３２２２５号公報、図１２ 横山光雄著「スペクトル拡散通信システム」（科学技術出版社、１９８８）

本発明の目的は、送受信機にそれぞれ搭載されている発振器の周波数に誤差がある通信環境下で、同期獲得したシンボル・タイミングを失わないようにシンボル・トラッキングを行ないながら好適に受信処理を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、定包絡線変調に対しても適用可能で、且つ、シンボル・レートの高速化に対してＡＤ変換器への負担が増加することなくシンボル・トラッキングを行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、同期獲得したシンボル・タイミングのトラッキングを行ないながら受信処理を行なう無線通信装置であって、
シンボル・レートよりも高いサンプリング・レートを用いて受信シンボルを複数の位相でオーバー・サンプルする再サンプル部と、
各サンプル点における時系列（現在のシンボルと１つ前のシンボル）の位相誤差を求める位相誤差検出部と、
各サンプル点において検出された位相誤差に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部と、
前記誤差信号に基づいてサンプル点のオフセット方向を検出して、受信シンボルのサンプル点のオフセット方向を制御するサンプル点制御部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

無線通信においては、送受信機間の発振器には周波数オフセットがあり、このために、受信機側において受信サンプル点が時間の経過とともにシフトしていく現象が観測され、サンプル点のＳＮ劣化や、さらにはデータ復調の破綻といった問題を招来する。したがって、送受信機の周波数オフセットに追従するようにシンボル・タイミングを再生する仕組みが必須である。

本発明に係る無線通信装置では、受信シンボルを例えば２倍にオーバー・サンプルし、各サンプル点の時系列の位相誤差を測定基準として誤差信号を生成するとともに、各サンプル点におけるシンボルの回転方向を検出して、サンプルのオフセット方向を制御する。すなわち、位相変化量をメトリックとしてシンボルのサンプリング位置を特定するので、定包絡線変調においても有効である。

また、本発明に係る無線通信装置では、シンボルの回転が所定の角度量に達するタイミングで誤差信号をサンプリングすることで、シンボル・レートの２倍のサンプリング周波数を以ってシンボル・トラッキングを行なうことができる。誤差信号は周波数誤差に応じて拡大縮小するため、回転方向検出部からのサンプル・クロックのタイミングで誤差信号をサンプルすることにより、曲率に対して一定の割合でサンプルすることができ、判定精度を高めることができる。

ここで、受信シンボルを２乗する２乗処理部をさらに備え、前記再サンプル部は、シンボル・レートの２倍でオーバー・サンプルするようにしてもよい。例えばＢＰＳＫ変調方式が採用される場合には２乗することで、シンボルの情報成分をキャンセルすることができる。また、ＱＰＳＫ変調方式ではシンボルを４乗すればよい。この場合、回転方向検出部で検出される位相変化量は、実際の周波数オフセットの２倍の量となる。

また、回転方向検出部は、サンプル点の位相空間上の象限及び閾値に応じてシンボルの回転方向を検出することができる。

本発明によれば、送受信機にそれぞれ搭載されている発振器の周波数に誤差がある通信環境下で、同期獲得したシンボル・タイミングを失わないようにシンボル・トラッキングを行ないながら好適に受信処理を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。

また、本発明によれば、定包絡線変調に対しても適用可能で、且つ、シンボル・レートの高速化に対してＡＤ変換器への負担が増加することなくシンボル・トラッキングを行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。

本発明に係る無線通信装置では、位相誤差情報をトラッキング情報に用いてシンボル・トラッキングを行なうので、定包絡線変調方式にも適用することが可能である。また、周波数回転方向を検出することにより、２倍のオーバー・サンプルでもデジタル的にトラッキングが可能であるから、システムの高速化に伴うシンボル・レートの高速化にも対応することができる。

本発明では、位相誤差情報を用いてシンボル・トラッキングを行なうので、定包絡線変調を適用したシステムに対しても適用することが可能である。また、周波数回転方向を検出することにより、２倍のオーバー・サンプリングでもデジタル的にトラッキングすることが可能である。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１には、本発明を適用可能な無線通信機の構成を模式的に示している。図示の無線通信機は、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）層プロトコルの処理を行なうＭＡＣ処理部１１と、ＰＨＹ（物理）層及びベースバンド（ＢＢ）層プロトコルの処理を行なうＰＨＹ／ＢＢ処理部１２と、デジタル送信信号をアナログ変換するＤＡ変換器（ＤＡＣ）１３及びアナログ送信信号のＲＦ処理を行なうＲＦ送信処理部１４からなる送信ブランチと、受信信号のＲＦ処理を行なうＲＦ受信処理部１５及びアナログ受信信号をデジタル変換するＡＤ変換器（ＡＤＣ）１６からなる受信ブランチを備え、アンテナ・スイッチ（ＳＷ）１８を介してアンテナ１９が送受信ブランチで共用されている。

図１に示したシステムでは、ローカル発振器としてＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御発振器）は使用せず、ＴＣＸＯ（Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ Ｘｌｌｉｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：温度補償水晶発振器）を用いている。そして、ＰＨＹ／ＢＢ処理部１２におけるベースバンド処理においてオーバー・サンプリングを行ない、デジタル的にシンボル・トラッキングを行なう。図示のシステムでは、ローカル発振器の帰還制御は行なわず、回路構成は簡素であるが、ＡＤ変換のサンプリング周波数が十分高いことが前提となる。

また、図２には、本発明を適用可能な無線通信機の他の構成例を模式的に示している。図示の無線通信機は、ＭＡＣ処理部１１と、ＰＨＹ／ＢＢ処理部１２と、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）１３及びＲＦ送信処理部１４からなる送信ブランチと、ＲＦ受信処理部１５及びＡＤ変換器（ＡＤＣ）１６からなる受信ブランチを備え、アンテナ・スイッチ（ＳＷ）１８を介してアンテナ１９が送受信ブランチで共用されている（同上）。

図２に示したシステムでは、ローカル発振器としてＶＣＯを使用し、ＰＨＹ／ＢＢ処理部によりＶＣＯの動作が帰還制御される。この場合、ＡＤ変換器１６及びＤＡ変換器１３のサンプリング周波数は要求されない代わりに、ＲＦ処理部とベースバンド回路のループが形成されるためトラッキングの制御がアナログ回路の特性の影響を受けるというトレードオフがある。また、ＶＣＯを制御するためのＤＡ変換器２０が別途必要になる。

以下の説明では、ＶＣＯを使用しない図１に示したシステム構成を前提として、説明する。

無線通信においては一般に、送受信機それぞれに搭載した発振器の間に周波数オフセットがあるため、受信機側では周波数オフセットを考慮し、受信信号のシンボル・サンプリング・トラッキング補正を行なう必要がある。

本実施形態では、無線通信装置は、受信シンボルを例えば２倍にオーバー・サンプルし、各サンプル点の時系列の位相誤差を測定基準として誤差信号を生成するとともに、各サンプル点におけるシンボルの回転方向を検出して、サンプルのオフセット方向を制御する。すなわち、位相変化量をメトリックとしてシンボルのサンプリング位置を特定するので、定包絡線変調においても有効である。

また、本実施形態では、シンボルの回転が所定の角度量に達するタイミングで誤差信号をサンプリングすることで、シンボル・レートの２倍のサンプリング周波数を以ってシンボル・トラッキングを行なうことができる。

図３には、シンボル・トラッキングを行なう回路構成を示している。ここでは、変調方式をπ／２移相ＢＰＳＫとし、オーバー・サンプリングが２の場合を示している。

複素２乗処理部１０１は、シンボルを２乗することで、情報成分のキャンセルを行なっている。ＢＰＳＫの場合にはシンボルを２乗し、ＱＰＳＫの場合にはシンボルを４乗することで、情報成分をキャンセルすることができる。

再サンプル部１０２は、２乗処理後のシンボルを位相毎に振り分ける。本実施形態では２倍オーバー・サンプルなので、Ｐ０とＰ１の２つの位相に再サンプルしている。Ｐ０は復調信号の位相であり、Ｐ１はオーバー・サンプリングした位相である。図４には、２倍オーバー・サンプリングにおけるシンボルとサンプル・タイミングＰ０、Ｐ１の様子を示している。

Ｐ０及びＰ１の位相毎に設けられた位相誤差検出部１０３−０、１０３−１は、各サンプル点の時系列の位相誤差Δθを求める。すなわち、オーバー・サンプルしたそれぞれの位相Ｐ０及びＰ１において、現在のシンボルと１つ前のシンボルの位相誤差Δθを求め、キャリアの位相オフセットの抽出を行なう。本実施形態では、シンボルの移り変わりで生じる位相誤差（すなわち、コンスタレーションの広がり）に着目して、位相回転の微分量を求めることにより、シンボル内での位相オフセットを検出している。

各位相誤差検出部１０３−０及び１０３−１からの出力をＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１０４−０及び１０４−１でそれぞれ帯域制限して、再サンプルされた位相Ｐ０とＰ１の角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａ及びＰ１＿Ｄｅｌｔａとする。そして、これらの角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａ及びＰ１＿Ｄｅｌｔａの差分をとって、誤差信号Ｅｒｒｏｒを得る。すなわち、シンボルのサンプル点の時系列の位相誤差を測定基準（メトリック量）として誤差信号を生成する。

Ｐ０及びＰ１の位相毎に設けられた回転方向検出部１０５−０及び１０５−１は、それぞれの位相において、２乗されたシンボルの回転方向を検出する。本実施形態では、ある一定の角度量毎に＋１又は−１のパルスを発生する回路を用いる。複素２乗処理部１０１で２乗の処理を行なっているので、位相変化量は実際の周波数オフセットの２倍の量となる。

サンプル部１０６は、Ｐ０又はＰ１のいずれかの位相の回転方向検出部１０５−０又は１０５−１から発生されたパルスを駆動クロックとして、２乗されたシンボルの位相回転が一定の角度量に達する毎に誤差信号（Ｅｒｒｏｒ）の値のサンプリングを行なう。すなわち、シンボルの周波数誤差に応じた比率でシンボルの位相誤差のサンプリングを行なうことができ、後段のピーク検出部１０７での処理がより正確になる。

ピーク検出部１０７では、位相誤差信号の頂点を求める。ピーク検出部１０７の出力は、シンボルをオーバー・サンプルする位相Ｐ０又はＰ１のいずれをシンボル復調用のサンプル点とするかを選択する位相選択信号となる。位相誤差信号が頂点、すなわち、角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａ及びＰ１＿Ｄｅｌｔａの変極点がシンボルの切り換わり点を示しており、Ｐ０からＰ１へのサンプル・タイミングの変更を行なうことで、シンボル・トラッキングを行なうことができる。

図５には、角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａ及びＰ１＿Ｄｅｌｔａの様子を示している。同図では、一方の角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａを復調サンプル・タイミングとしており、周波数オフセットにより位相Ｐ０がシンボルの端の方へ移動するため、角度誤差が大きくなり、角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａの誤差変化量が増大することが分かる。一方、位相Ｐ１のサンプル点は角度誤差の大きいシンボルの端のところからシンボルの中心へサンプル・タイミングが移動するために、角度差信号Ｐ１＿Ｄｅｌｔａの変化量は徐々に小さくなってくることが分かる。

図６には、角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａ及びＰ１＿Ｄｅｌｔａを差分して得られる誤差信号Ｅｒｒｏｒと、回転方向検出部から供給されるサンプル・クロックの様子を示している。同図から分るように、誤差信号Ｅｒｒｏｒは角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａとｐ１＿Ｄｅｌｔａの増加量が入れ替わるタイミングで上に凸の山の頂上を示しており、このタイミングにおいて、Ｐ０からＰ１へのサンプルの切り替えを行なう。

また、誤差信号Ｅｒｒｏｒは周波数誤差に応じて拡大縮小するため、図６に示したように、回転方向検出部１０５からのサンプル・クロックのタイミングで誤差信号Ｅｒｒｏｒをサンプルすることにより、曲率に対して一定の割合でサンプルすることができ、頂上判定の精度を高めることができる。

続いて、回転方向検出部の仕組みについて詳解する。回転方向検出部では、シンボルの回転量に応じてパルスを生成している（前述）。図７Ａ及び図７Ｂには、回転方向検出部が９０度及び４５度においてシンボルの回転を検出する構成をそれぞれ概念的に示している。図７Ａに示すように、ＩＱ位相空間上でシンボルがＩ軸並びにＱ軸をまたぐ方向に応じて、回転方向検出部は、＋１又は−１の値を出力する。したがって、回転方向検出部は９０度単位での角度検出が可能である。また、図７Ｂでは、Ｉ軸及びＱ軸の他に、さらにｙ＝ｘ及びｙ＝−ｘの軸を追加することによって、回転方向検出部は４５度単位での角度検出が可能である。

図８には、回転方向検出部１０５における出力値を後段の積分器１０８で積分した結果の一例を示している。回転方向は、最後に回転方向に応じた出力で終わるため、積分をすると図示のような出力になる。本実施形態では、これを誤差信号のサンプリング・クロックとし、積分値によって位相回転方向の検出を行なっている。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、ＤＳＳＳ方式の通信システムに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。スペクトラム拡散を行なわない通信システムに対しても、同様に本発明を適用することができる。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明を適用可能な無線通信機の構成を模式的に示した図である。 図２は、本発明を適用可能な無線通信機の他の構成例を模式的に示した図である。 図３は、シンボル・トラッキングを行なう回路構成を示した図である。 図４は、２倍オーバー・サンプリングにおけるシンボルとサンプル・タイミングＰ０、Ｐ１の様子を示した図である。 図５は、角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａ及びＰ１＿Ｄｅｌｔａの様子を示した図である。 図６は、角度差信号Ｐ０＿Ｄｅｌｔａ及びＰ１＿Ｄｅｌｔａを差分して得られる誤差信号Ｅｒｒｏｒと、回転方向検出部から供給されるサンプル・クロックの様子を示した図である。 図７Ａは、回転方向検出部が９０度においてシンボルの回転を検出する構成を概念的に示した図である。 図７Ｂは、回転方向検出部が４５度においてシンボルの回転を検出する構成を概念的に示した図である。 図８は、回転方向検出部１０５における出力値を後段の積分器１０８で積分した結果の一例を示した図である。 図９は、受信信号のＥｙｅパターンを示した図である。 図１０は、シンボル・トラッキングを行なうための機能ブロックを示した図である。

符号の説明

１１…ＭＡＣ処理部
１２…ＰＨＹ／ＢＢ処理部
１３、２０…ＤＡ変換器
１４…ＲＦ送信処理部
１５…ＲＦ受信処理部
１６…ＡＤ変換器
１７…アンテナ・スイッチ（ＳＷ）
１８…バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）
１９…アンテナ
１０１…複素２乗処理部
１０２…再サンプル部
１０３…位相誤差検出部
１０４…ＬＰＦ
１０５…回転方向検出部
１０６…サンプル部
１０７…ピーク検出部
１０８…積分器

Claims (4)

1. 同期獲得したシンボル・タイミングのトラッキングを行ないながら受信処理を行なう無線通信装置であって、
   シンボル・レートよりも高いサンプリング・レートを用いて受信シンボルを複数の位相でオーバー・サンプルする再サンプル部と、
   再サンプルされた各サンプル点における時系列の位相誤差を求める位相誤差検出部と、
   再サンプルされた各サンプル点において検出された位相誤差に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部と、
   再サンプルされた各サンプル点におけるシンボルの回転方向を検出する回転方向検出部と、
   前記回転方向検出部においてシンボルの回転が所定の角度量に達するタイミングで前記誤差信号生成部から出力される誤差信号をサンプリングするサンプル点制御部と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 受信シンボルを２乗する２乗処理部をさらに備え、
   前記再サンプル部は、シンボル・レートの２倍でオーバー・サンプルする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記回転方向検出部は、サンプル点の位相空間上の象限及び閾値に応じてシンボルの回転方向を検出する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
4. 同期獲得したシンボル・タイミングのトラッキングを行ないながら受信処理を行なう無線通信方法であって、
   シンボル・レートよりも高いサンプリング・レートを用いて受信シンボルを複数の位相でオーバー・サンプルする再サンプリング・ステップと、
   再サンプルされた各サンプル点における時系列の位相誤差を求める位相誤差検出ステップと、
   再サンプルされた各サンプル点において検出された位相誤差に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成ステップと、
   再サンプルされた各サンプル点におけるシンボルの回転方向を検出する回転方向検出ステップと、
   前記回転方向検出ステップにおいてシンボルの回転が所定の角度量に達するタイミングで前記誤差信号生成ステップから出力される誤差信号をサンプリングするサンプル点制御ステップと、
   を有することを特徴とする無線通信方法。